JP7360559B2 - モジュラー・マルチレベル電力変換器および可変速発電電動装置 - Google Patents

Description

本発明は、モジュラー・マルチレベル電力変換器（以下、本発明では「ＭＭＣ変換器」と称する。）に関する。特に２台のＭＭＣ変換器の直流側を背後接続して周波数変換装置を構成し、１台のＭＭＣ変換器の交流側を電力系統に、他の１台のＭＭＣ変換器の交流側を交流回転電気機械に接続した可変速発電電動装置に関する。

ＭＭＣ変換器の回路は、コンデンサなどの電圧源特性のエネルギー蓄積素子を電圧源とするＰＷＭ変換器の変調率を制御することによって所要の電圧を発生させる単位変換器からなる。単位変換器のエネルギー蓄積素子の電圧は、交流周波数で決まる周期の充放電によって変動する。この単位変換器を直列接続した２端子アームを６台設け、このうち３台を正側アームとし、その第１端子を交流電源の各相端子に接続し、星形結線した第２端子を直流電源の正側端子に接続する。残り３台を負側アームとし、その第２端子を交流電源の各相端子に接続し、星形結線した第１端子を直流電源の負側端子に接続する。各相の負側アームから正側アームに貫通する電流を抑制する誘導性素子を設ける。

ＭＭＣ変換器の制御は、外部からの運転指令に応じで交流電流指令と直流電流指令を演算する機能（以下、本発明では「上位制御装置」と称する。）、上位制御装置からの指令に応じてアーム電流を調整する電流制御機能（以下、本発明では「変換器電流制御」と称する。）、単位変換器に設けたＰＷＭ変換器の変調率をアーム内で相互調整することによってエネルギー蓄積素子の平均電圧を単位変換器間で平衡に保つ機能（以下、本発明では「段間制御」と称する。）、アーム内のエネルギー蓄積素子の平均電圧をアーム間で平衡に保つ機能（以下、本発明では「相間平衡制御」と称する。）からなる。

特許文献１には、ＭＭＣ変換器の基本的な回路構成が開示されている。
特許文献２には、ＭＭＣ変換器の基本的な制御構成が開示されている。
特許文献３には、ＭＭＣ変換器を構成する単位変換器のコンデンサ電圧間の平衡を維持する方法が開示されている。
特許文献４には、直流側を背後接続した２台のＭＭＣ変換器のうちの１台の交流側を交流回転電気機械に接続して可変速発電電動装置を実現する方法が開示されている。

非特許文献１には、概念的な上位制御装置の機能ブロック線図が、包括的に示されている。
特許文献５には、実用的な上位制御装置の機能ブロック図が、明示的に示されている。

特許第５１８９１０５号公報 特許第５１９７６２３号公報 特許第４９９９９３０号公報 特許第６２４３０８３号公報 特許第５９９３６７５号公報

Ahmed ZAMA,'Modeling and Control of Modular Multilevel Converters(MMCs) for HVDC applications',Nov.2018,Figure III-40,p.111

ＭＭＣ変換器には、従来からの３レベル変換器などに比べて出力容量当たりの容積が大きくなる欠点があった。特に、地下に設置する場合も多い揚水発電所や洋上風力発電所など、設置面積や容積制限の厳しい用途に適用する際の課題となる。

ＭＭＣ変換器が大型化する原因は、エネルギー蓄積素子として使用するコンデンサである。従来のＭＭＣ変換器の場合、コンデンサがアーム容積の過半を占める場合が多い。コンデンサの蓄積エネルギーを減らすことによってコンデンサを小型化できるが、交流周波数で決まる周期の充放電による電圧脈動の増加が隘路となる。

図１７にコンデンサ容量と電圧脈動の関係を示す。横軸のコンデンサ容量係数Ｋｃは、全てのコンデンサが定格電圧で充電された時のエネルギーをＭＭＣ変換器の定格有効電力出力で割った時定数［秒］を交流周波数１周期で単位化した値である。交流系統の周波数をＦ０、ＭＭＣ変換器の定格出力（有効電力）をＰ０、ＭＭＣ変換器を構成する６アームは各々Ｋ個の単位変換器の直列接続とする。

ここで、単位変換器のコンデンサ容量をＣ、コンデンサの定格電圧をＶ０とすると、Ｋｃは式（１）となる。

図１７の縦軸は電圧脈動率ｒ、コンデンサ電圧の最大値Ｖｃ_ｍａｘ、平均値Ｖｃ_ａｖｅ、最小値Ｖｃ_ｍｉｎを示す。
ここで、脈動率ｒは単位化した無次元数で
ｒ＝（Ｖｃ_ｍａｘ－Ｖｃ_ｍｉｎ）／（Ｖｃ_ｍａｘ＋Ｖｃ_ｍｉｎ）
で定義している。
電圧Ｖｃ_ｍａｘ、Ｖｃ_ａｖｅ、Ｖｃ_ｍｉｎはコンデンサ定格電圧Ｖ０で単位化した値を示す。

ＭＭＣ変換器を設計する際は、コンデンサの電圧利用率を最大にするため、電圧最大値Ｖｃ_ｍａｘが定格Ｖ０となるように調整する。図１７は、調整後の電圧脈動率ｒ、平均値Ｖｃ_ａｖｅ、最小値Ｖｃ_ｍｉｎの変化を示す。

図１７は、交流系統の周波数Ｆ０が６０Ｈｚ、ＭＭＣ変換器は強め力率０．８５の場合を示す。一般に、力率が下がるにつれて縦軸の値は高くなる。しかしコンデンサ容量係数Ｋｃに対する電圧脈動率ｒ、平均値Ｖｃ_ａｖｅ、最小値Ｖｃ_ｍｉｎの傾向は変わらない。

コンデンサ容量を下げると、コンデンサ平均電圧Ｖｃ_ａｖｅに比例してＭＭＣ変換器の直流定格電圧が下がり、反比例して直流電流定格を上げる必要がある。これによって単位変換器を構成する自己消弧素子と逆並列ダイオードの電流容量の大型化を招く。更にコンデンサ容量を下げると、アームを構成するＫ個の単位変換器のコンデンサ電圧の平衡が崩れやすくなり、系統事故波及による交流電圧電源変動などの外乱で運転継続できなくなる。

ＭＭＣ変換器と従来からの３レベル変換器の寸法・容積を比較する際、ＭＭＣ変換器で不要となる高調波フィルタなどの付帯設備を含めるか変換器単品で比較するかで比較結果は異なる。また、ＭＭＣ変換器の場合は従来からの３レベル変換器に比べて発生損失を５０％程度まで削減できるため冷却装置を小型化できる。従って、冷却装置を含めるか否かで比較結果は異なる。しかし、冷却装置の寸法は、冷媒が水か空気かによっても大きく異なる。

ここでは、高調波フィルタを含め、冷却装置を除いて比較する。この条件でＭＭＣ変換器の寸法・容積を従来からの３レベル変換器並みに抑制するためには、１０％を超えるＭＭＣ変換器のコンデンサ電圧脈動率を許容する必要がある。あるいは、前述のコンデンサ容量係数Ｋｃを３より小さく設定する必要がある。

コンデンサ容量を大きくして電圧脈動率を５～８％程度に抑えればＭＭＣ変換器の制御は格段に容易になる。一方、装置容積は図１７横軸のコンデンサ容量係数Ｋｃにほぼ比例して大きくなるため、従来からの３レベル変換器とは比較にならぬほど大型になる。

特に、直流側を背後接続した２台のＭＭＣ変換器のうちの１台の交流側を交流回転電気機械に接続して揚水発電電動機や風力発電機に適用する場合、これらの設備は電力系統の後続端に位置する場合が多く、ループ送電網に直接接続されることを前提にしたＭＭＣ変換器の構成が適切とは言えない。後続端接続の場合、交流系統側の地絡事故波及などの外乱は大きく、非対称事故後の地絡相除去から再閉路までの期間は欠相状態（２相運転）で運転継続する必要がある。これらの機能は、従来の固定速発電設備では常識的に発電設備として大前提として要求される機能である。

ＭＭＣ変換器を使う場合、しかもコンデンサ容量を抑制して小型軽量化を図る場合、系統事故波及時にコンデンサ電圧の平衡が崩れやすく、特に非対称事故時にコンデンサ電圧の平衡を保って運転継続する機能の実現は困難である。

本発明は、図１７の矢印で示す範囲、具体的には、「コンデンサ容量係数Ｋｃが３以下」、あるいは「コンデンサ電圧脈動率ｒが１０％%以上」に調整してＭＭＣ変換器の小型軽量化を実現しながら系統事故波及時なのどの課題を解決するのに好適である。

本発明の目的は、上記の課題を解決し、ＭＭＣ変換器の長所である低損失と、欠点である装置の小型化と系統事故波及時の運転継続性能向上とを両立することにある。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、ＭＭＣ変換器を構成する単位変換器のコンデンサの平均電圧でＭＭＣ変換器の有効電流成分を調整し、系統事故時に正相電圧が低下した時、逆相電圧が上昇した時にＭＭＣ変換器の直流電流指令を抑制し、系統事故波及時に運転継続するのに好適なＭＭＣ変換器を提供する。

以下、これらの機能を実現するための手段について説明する。

特許文献４の３端子リアクトルを用いたＭＭＣ変換器６０の構成を図１８に示す。ＭＭＣ変換器６０は交流系統２とユニット変圧器４を介して接続され、ユニット変圧器４の第１端子（ＡＴ，ＢＴ，ＣＴ）と交流系統２の間に３台の電圧変成器と３台の電流変成器からなる信号変成器５を設ける。ＭＭＣ変換器６０の直流側端子（Ｐ，Ｎ）には直流電源３が接続される。ＭＭＣ変換器６０の直流側端子（Ｐ，Ｎ）は高抵抗８（８Ｐ，８Ｎ）で接地して電位固定し、電流変成器９（９Ｐ，９Ｎ）で直流電圧（VDC_fB）を差動計測する。

ユニット変圧器４の第２端子（Ｕ，Ｖ，Ｗ）と正側の直流端子Ｐの間に３台の２端子の正側アーム７Ｐを設け、交流端子Ｕ，Ｖ，Ｗと負側の直流端子Ｎの間に３台の２端子の負側アーム７Ｎを設け、交流端子Ｕ，Ｖ，Ｗと前記正側アーム７Ｐの第１端子間、交流端子Ｕ，Ｖ，Ｗと前記負側アーム７Ｎの第２端子間に電流変成器１０を設ける。

各相の交流端子（Ｕ，Ｖ，Ｗ）、正側アーム７Ｐの第１端子、負側アーム７Ｎの第２端子間に３端子リアクトル６Ｕ，６Ｖ，６Ｗを設ける。各相の交流端子（Ｕ，Ｖ，Ｗ）を３端子リアクトル６（６Ｕ，６Ｖ，６Ｗ）の中間端子（ＵＣ，ＶＣ，ＷＣ）に接続し、３台の正側アーム７Ｐの第１端子を３端子リアクトル６の正側端子（ＵＰ，ＶＰ，ＷＰ）に接続し、３台の負側アーム７Ｎの第２端子を３端子リアクトル６の負側端子（ＵＮ，ＶＮ，ＷＮ）に接続する。

以上の構成で、変換器電流制御装置１１は、電流変成器１０の検出電流（IP_U，IP_V，IP_W，IN_U，IN_V，IN_W）を入力し、交流電流（IAC_U，IAC_V，IAC_W）と各相の負側アーム７Ｎから正側アーム７Ｐに流れる貫通電流（IPN_U，IPN_V，IPN_W）を次式で演算する。

IAC_U＝IP_U＋IN_U
IAC_V＝IP_V＋IN_V
IAC_W＝IP_W＋IN_W
IPN_U＝（１／２）×（IP_U－IN_U）
IPN_V＝（１／２）×（IP_V－IN_V）
IPN_W＝（１／２）×（IP_W－IN_W）

この交流電流と貫通電流を入力して、２端子の正側アーム７Ｐおよび負側アーム７Ｎの端子Ｃを介してゲートパルスを出力する。

以下、非特許文献１に基づいて上位制御装置の構成を、特許文献４に基づいて変換器電流制御の構成を説明する。

１９は交流信号演算器で、信号変成器５からの電圧・電流信号を入力して有効電力（P_fB）、無効電力（Q_fB）、正相電圧位相(θp)を演算出力する。

２３は直流電力検出器で、直流電圧（Pdc_fB）とP側アーム電流（IP_U，IP_V，IP_W）とから直流電力（Pdc_fB）を次式で演算する。

IDC＝IP_U＋IP_V＋IP_W
Pdc_fB＝VDC_fB×IDC

６１はＭＭＣ変換器エネルギー検出器で、６台のアーム７（正側アーム７Ｐ，負側アーム７Ｎ）の単位変換器のコンデンサ電圧を入力し、全コンデンサに蓄積されるエネルギーの合計値（Wmmc_fB）を演算する。

６２は上位制御装置で、外部からの有効電力指令（P_ref）、無効電力指令（Q_ref）、直流電圧指令（VDC_ref）と計測値（P_fB，Q_fB，VDC_fB）を突き合わせして電流指令値（Id_ref，Iq_ref，Iz_ref）を変換器電流制御装置１１に出力する。

電流指令値（Id_ref，Iq_ref）と交流電流指令（IAC_U_ref，IAC_V_ref，IAC_W_ref）、正相電圧位相(θp)の関係は式（２）となる。

また、正側アームの電流指令（IP_U_ref，IP_V_ref，IP_W_ref）、負側アームの電流指令（IN_U_ref，IN_V_ref，IN_W_ref）と交流電流指令（IAC_U_ref，IAC_V_ref，IAC_W_ref）、直流電流指令（Iz_ref）の関係は次式となる。

IP_U_ref＝（１／２）×IAC_U_ref＋Iz_ref
IP_V_ref＝（１／２）×IAC_V_ref＋Iz_ref
IP_W_ref＝（１／２）×IAC_W_ref＋Iz_ref
IN_U_ref＝（１／２）×IAC_U_ref－Iz_ref
IN_V_ref＝（１／２）×IAC_V_ref－Iz_ref
IN_W_ref＝（１／２）×IAC_W_ref－Iz_ref

図１９は、非特許文献１に示された包括的な上位制御装置６２の構成を示す。上位制御装置６２は変換器エネルギー調整器（ＡＷｍｍｃＲ）６３の出力を利得６４と利得６５で交流有効電力調整器（ＡＰａｃＲ）６６と直流有効電力調整器（ＡＰｄｃＲ）６７に分配出力する。

直流電圧調整器（ＡＶｄｃＲ）６８の出力は、モード切替指令によって有効電力指令（P_ref）と切替器６９で切り替え可能とし、交流有効電力調整器（ＡＰａｃＲ）６６と直流有効電力調整器（ＡＰｄｃＲ）６７に分配出力する。

無効電力調整器（ＡＱＲ）７０は無効電流指令（Id_ref）を出力し、交流有効電力調整器（ＡＰａｃＲ）６６は有効電流指令（Iq_ref）を出力し、直流有効電力調整器（ＡＰｄｃＲ）６７は直流電流指令（Iz_ref）を出力する。

スイッチ（ＳＷ_ａｃ１）７１、スイッチ（ＳＷ_ｄｃ１）７２、スイッチ（ＳＷ_ａｃ２）７３、スイッチ（ＳＷ_ｄｃ２）７４は非特許文献１には記載がないが、本発明の特徴を説明するために追加した。また、利得７５と利得７６は単位換算を明示するために追加した。

非特許文献１では、利得６４と利得６５の調整、切替器６９によって運転モードに応じて柔軟な制御系の動作切替や調整が可能であると説明されている。

非特許文献１によれば、有効電流指令（Iq_ref）と直流電流指令（Iz_ref）の出力は、交流有効電力（P_fB）、直流電圧（VDC_fB）、全コンデンサエネルギーの合計値（Wmmc_fB）の何れか、あるいはこれらの組み合わせと突き合わせて制御する選択肢があると主張している。

一方、本発明では単位変換器のコンデンサ容量削減を目的とし、その電圧脈動率ｒが１０％を超えるＭＭＣ変換器を対象とする。同時に系統事故波及時などの交流系統側の外乱にも安定に運転継続可能な制御方式の実現を目的としている。大きな電圧脈動率ｒを許容するほど制御方法の選択肢が狭まり、特に、有効電流指令（Iq_ref）の制御方法が限られることが分かった。

系統事故波及時の挙動は、系統に接続されたＭＭＣ変換器の変換する有効電力が発電方向（以下、「発電運転」と称する。）、電動方向（以下、「電動運転」と称する。）によって異なる。また、系統事故モードが対称事故か非対称事故かによって異なる。

ＭＭＣ変換器の場合、電動運転時に発生する非対称事故、特に事故相除去から再閉路まで２相給電の欠相運転時にコンデンサ間の電圧平衡を保って運転継続することが課題と分かった。

本発明では、上位制御装置６２において、切替器６９はｐ側に固定、スイッチ（ＳＷ_ａｃ１）７１とスイッチ（ＳＷ_ｄｃ２）７４は開側に断路固定、スイッチ（ＳＷ_ｄｃ１）７２とスイッチ（ＳＷ_ａｃ２）７３は閉側に短絡固定、利得６４はαｗ＝０に固定（「開側に固定」と等価）、利得６５は（１－αｗ）＝１に固定（「閉側に固定」と等価）する。この結果、有効電流指令（Iq_ref）は変換器エネルギー調整器（ＡＷｍｍｃＲ）６３で出力する。

以上の構成が課題の解決に好適であることが分かった。

以上の構成で、系統事故波及を交流系統の正相電圧低下と逆相電圧上昇で検出し、検出時の直流電流指令（Iz_ref）を抑制することによってコンデンサ電圧間の不平衡を抑制する。これによって系統事故波及時の運転継続を実現する効果がある。

別の選択肢として、上位制御装置６２において、図２０に示すように、スイッチ（ＳＷ_ａｃ２）７３は開側に断路固定、スイッチ（ＳＷ_ａｃ１）７１、スイッチ（ＳＷ_ｄｃ１）７２およびスイッチ（ＳＷ_ｄｃ２）７４は閉側に短絡固定、利得６４はαｗ＝１に固定（「閉側に固定」と等価）、利得６５は（１－αｗ）＝０に固定（「開側に固定」と等価）する方法が考えられる。この場合は、有効電流指令（Iq_ref）は交流有効電力調整器（ＡＰａｃＲ）６６で制御し、直流電流指令（Iz_ref）は変換器エネルギー調整器（ＡＷｍｍｃＲ）６３で制御する。

この構成によれば、有効電力指令（P_ref）が加算されるものの、変換器エネルギー調整器（ＡＷｍｍｃＲ）６３のみで直流電流指令（Iz_ref）を出力するので高速にコンデンサ蓄積エネルギーを調整することができる。

一方、加算する有効電力指令（P_ref）によってコンデンサ蓄積エネルギーを設定値どおりに調整することができず、設定値との偏差に対応するコンデンサ電圧分以上の尤度をとる必要がでるため、装置の大型化を招く欠点がある。

また、装置の大型化を防ぐためにコンデンサ蓄積エネルギーの設定値との偏差をなくす方法としては、図２０の構成でスイッチ（ＳＷ_ｄｃ２）７４を開側に固定し、直流有効電力調整器（ＡＰｄｃＲ）６７を動作させる方法が考えられる。

しかし、この方法によれば、変換器エネルギー調整器（ＡＷｍｍｃＲ）６３に内側にフィードバック調整器として直流有効電力調整器（ＡＰｄｃＲ）６７が加わるため、変換器エネルギー調整器（ＡＷｍｍｃＲ）６３の応答速度を下げざるを得なくなる。この結果、系統事故波及時のコンデンサ蓄積エネルギー調整が遅れ、コンデンサ電圧の平衡を保てない欠点がある。

以上の通り、上位制御装置６２の構成選択肢は制限される。本発明では、前述のとおり切替器６９はｐ側に固定、スイッチ（ＳＷ_ａｃ１）７１とスイッチ（ＳＷ_ｄｃ２）７４は開側に断路固定、スイッチ（ＳＷ_ｄｃ１）７２とスイッチ（ＳＷ_ａｃ２）７３は閉側に短絡固定、利得６５は（１－αｗ）＝１に固定（「閉側に固定」と等価）、利得６４はαｗ＝０に固定（「開側に固定」と等価）とする。

また、非特許文献１では、変換器エネルギー調整器（ＡＷｍｍｃＲ）６３は全コンデンサの蓄積エネルギーを調整している。これは、全コンデンサの電圧値の根２乗平均値を調整するのと等価である。コンデンサの蓄積エネルギーは、全コンデンサ分を合計しても交流系統周波数で変動することに変わりはない。従って、移動平均なのどの低周波濾波器を通した後で変換器エネルギー調整器（ＡＷｍｍｃＲ）６３に入力する必要がある。

一方、特許文献５では全コンデンサ電圧の平均値を入力する方法が開示されている。本発明では、コンデンサ容量を抑制するために、装置の定格出力では１０％超の電圧脈動を前提としている。電圧脈動の増加とともにコンデンサの算術平均電圧と根２乗平均電圧の差も増加する。このため、特許文献５の方式は使えない可能性がある。

図２１に、コンデンサの算術平均電圧と根２乗平均電圧について、各々の交流系統の１周期平均を比較した結果を示す。図２１は、単位変換器をアーム当たり１２個直列接続した場合（Ｋ＝１２）、即ち６アーム合計で７２個のコンデンサ電圧について比較した結果である。両者の差は０．４％程度に過ぎない。以上の通り、特許文献５の方法が本発明にも有効であることが分かった。

以下、本発明では、非特許文献１の変換器エネルギー調整器（ＡＷｍｍｃＲ）に代えてコンデンサ電圧調整器（ＡＶｃＲ）を用いる。これによって、高速で安定にコンデンサ電圧を調整する効果がある。

本発明にかかるモジュラー・マルチレベル電力変換器は、装置の小型化と系統事故波及時の運転継続性能確保を両立することができる。

図１は、本発明にかかるＭＭＣ変換器の実施例１の回路構成を示す図である。 図２は、アーム（正側アーム、負側アーム）の回路構成を示す図である。 図３は、実施例１にかかる電力指令抑制回路の構成を示す図である。 図４は、本発明のモジュラー・マルチレベル電力変換システムにおいて、運転中に交流系統で対称事故が発生した場合の説明図である。 図５は、全コンデンサの平均電圧制御出力を交流電流の有効分指令とするが正相電圧検出による有効電力指令抑制回路を使用しない場合の、発電運転で対称事故発生時の波形を示す図である。 図６は、全コンデンサの平均電圧制御出力を交流電流の有効分指令とし、正相電圧検出による有効電力指令抑制回路を使用した場合の、発電運転で対称事故発生時の波形を示す図である。 図７は、本発明のモジュラー・マルチレベル電力変換システムにおいて、運転中に交流系統で非対称事故が発生した場合の説明図である。 図８は、全コンデンサの平均電圧制御出力を交流電流の有効分指令とし、正相電圧検出のみ有効電力指令抑制回路に使用し、逆相電圧検出による有効電力指令抑制回路を使用しない場合の、電動運転で非対称事故発生時の波形を示す図である。 図９は、全コンデンサの平均電圧制御出力を交流電流の有効分指令とし、正相電圧検出と逆相電圧検出による有効電力指令抑制回路を共に使用した場合の、電動運転で非対称事故発生時の波形を示す図である。 図１０は、実施例１にかかる電力指令抑制回路の別の構成を示す図である。 図１１は、本発明にかかるＭＭＣ変換器の実施例２の回路構成を示す図である。 図１２は、実施例２にかかる電流指令抑制回路の構成を示す図である。 図１３は、本発明にかかる可変速発電電動装置の実施例３の回路構成を示す図である。 図１４は、本発明にかかる可変速発電電動装置の実施例３の別の回路構成を示す図である。 図１５は、図１４の可変速発電電動装置を構成する交流系統側ＭＭＣ変換器の回路構成を示す図である。 図１６は、実施例１と実施例３にかかる有効電力制御回路の構成を示す図である。 図１７は、ＭＭＣ変換器の単位変換器を構成するコンデンサの容量と、コンデンサの電圧脈動率、最大電圧値、平均電圧値、最小電圧値の関係を示す図である。 図１８は、従来のＭＭＣ変換器の構成を示す図である。 図１９は、従来のＭＭＣ変換器の上位制御系の構成と本発明の関係を示す図である。 図２０は、従来のＭＭＣ変換器の上位制御系の別の構成を示す図である。 図２１は、ＭＭＣ変換器の単位変換器を構成するコンデンサ電圧の１周期平均値について根２乗平均値と算術平均値の相関を示す図である。

以下に、本発明にかかるモジュラー・マルチレベル電力変換器および可変速発電電動装置の実施例を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施例によりこの発明が限定されるものではない。

図１は、本発明にかかるモジュラー・マルチレベル電力変換器（以下、ＭＭＣ変換器と称する。）の実施例１の回路構成を示す図である。図１では、上述した図１８に示すＭＭＣ変換器６０と共通の構成要素に同じ番号を付している。ＭＭＣ変換器６０と共通の構成要素については重複を避けるために説明を省略する。

１はＭＭＣ変換器で、交流系統２とユニット変圧器４を介して接続し、直流側端子（Ｐ，Ｎ）で直流電源３と接続する。

各相の交流端子（Ｕ，Ｖ，Ｗ）と、正側アーム（７ＵＰ，７ＶＰ，７ＷＰ）の第１端子と、負側アーム（７ＵＮ，７ＶＮ，７ＷＮ）の第２端子との間に３端子リアクトル６Ｕ，６Ｖ，６Ｗを設ける。

１０は電流変成器で、３端子リアクトル６Ｕ，６Ｖ，６Ｗを構成する６コイルの電流（IP_U，IP_V，IP_W，IN_U，IN_V，IN_W）を検出して変換器電流制御装置１１に出力する。

図２は、アーム７（正側アーム７ＵＰ，７ＶＰ，７ＷＰ、負側アーム７ＵＮ，７ＶＮ，７ＷＮ）の回路構成を示す図である。

アーム７は、第１端子Ａと第２端子Ｂの間に単位変換器を構成するハーフブリッジ回路１２をＫ個（Ｋは自然数）直列接続した構成である。なお、図２では、「Ｎｏ．ｉ」のハーフブリッジ回路１２以外については回路構成の記載を省略している。

ハーフブリッジ回路１２は正側端子Ｙと負側端子Ｘの２端子を備え、双方向チョッパ回路を構成する自己消弧素子１３Ｈ，１３Ｌ、逆並列ダイオード１４Ｈ，１４Ｌをコンデンサ１５に接続する。

ゲートドライブユニット（ＧＤＵ）１６Ｈ，１６Ｌから自己消弧素子１３Ｈ，１３Ｌへの点弧・消弧指令で目標電圧をＸＹ端子間に出力するよう、変換器電流制御装置１１からの指令に基づきＰＷＭ制御する。

１７は電圧検出器で、信号変換器（ＣＯＮＶ）１８を経由してコンデンサ１５の電圧をコンデンサ電圧検出器２１に出力する。

コンデンサ電圧検出器２１は、コンデンサ瞬時電圧値の全数（６×Ｋ個）平均値を演算し、全数平均値を交流系統１周期で時間平均した値Ｖｃを演算し、コンデンサ電圧調整器（ＡＶｃＲ）２２に出力する。

コンデンサ電圧調整器（ＡＶｃＲ）２２は、コンデンサ電圧値Ｖｃが設定値になるよう有効電流指令（Iq_ref）を演算し、変換器電流制御装置１１に出力する。

前述のとおり、交流信号演算器１９は、信号変成器５からの電圧・電流信号を入力して有効電力（P_fB）、無効電力（Q_fB）、正相電圧位相(θp)を演算出力する。

正相電圧位相(θp)は、ユニット変圧器４の巻線構成と交流系統２の相順に応じて第２端子側（Ｕ，Ｖ，Ｗ）に換算した値を出力する。交流系統２の相順がＡ→Ｂ→Ｃの場合、図１８の実施例では第１端子（ＡＴ，ＢＴ，ＣＴ）の検出位相に対して３０度進めて出力する。

更に、交流信号演算器１９は、交流系統２の正相電圧振幅（Vp_fB）と逆相電圧振幅（Vn_fB）を演算出力する。

２０は無効電力調整器（ＡＱＲ）で、交流信号演算器１９からの無効電力検出値（Q_fB）が設定値になるよう無効電流指令（Id_ref）を演算し、変換器電流制御装置１１に出力する。

前述のとおり２３は直流電力検出器で、ＭＭＣ変換器１の直流端有効電力（Pdc_fB）を出力する。２４は切替器で、直流端有効電力（Pdc_fB）と接続端子Ｓ１を経由して外部で計測した有効電力（Pac_fB）を選択し、直流有効電力調整器（ＡＰｄｃＲ）２５に出力する。

直流有効電力調整器（ＡＰｄｃＲ）２５は、切替器２４からの検出値が設定値（P_ref_mod）になるよう直流電流指令（Iz_ref）を演算し、変換器電流制御装置１１に出力する。

以上の構成で、電力指令制限器２６は、交流信号演算器１９からの正相電圧振幅（Vp_fB）と逆相電圧振幅（Vn_fB）に応じて有効電力指令（P_ref）を制限し、補正指令（P_ref_mod）を直流有効電力調整器（ＡＰｄｃＲ）２５に出力する。

図３は、電力指令制限器２６の実施例を示す図で、正相電圧振幅（Vp_fB）は利得２７で交流系統２の定格電圧（V_rate）で単位化して正相制限器２８に入力する。同様に、逆相電圧振幅（Vn_fB）は利得２９で単位化して逆相制限器３０に入力する。

３１は低値選択回路（ＬＶＧ）で、正相制限器２８と逆相制限器３０の出力を比較選択して制限値（P_ref_max）を制限器３２に出力し、有効電力指令（P_ref）の絶対値を制限値（P_ref_max）以下に抑制する。

正相制限器２８は、単位化した正相電圧振幅がｘ１以下になると出力をαに制限し、ｘ２以上に戻ると制限値を元の１．０に戻す構成としている。この構成により、簡便な構成で、対称事故時に確実で安定に有効電力指令を制限する効果がある。

逆相制限器３０は、単位化した逆相電圧振幅がｙ２以上になると出力をβに制限し、ｙ１以下に戻ると制限値を元の１．０に戻す構成としている。この構成により、簡便な構成で、特に事故相除去から再閉路まで欠相運転を要する非対称事故時に確実で安定に有効電力指令を制限する効果がある。

以下、交流系統側の事故波及時に、電力指令制限器２６の有無を比較し、電力指令制限器２６の効果を説明する。

前述のとおり、系統事故波及時の挙動は、系統事故モードが対称事故か非対称事故かによって異なる。

図４は、ＭＭＣ変換器が２回線送電線の後続端に接続され、交流系統２で対称事故が発生した時の運転条件を示す。

２回線送電線は先行端遮断器５２Ｆと後続端遮断器５２Ｂで構成される。以下、第１回線の３相を（１Ａ，１Ｂ，１Ｃ）、第２回線の３相を（２Ａ，２Ｂ，２Ｃ）と称する。

ここでは２台のＭＭＣ変換器の直流側を背後接続し、１台はユニット変圧器４を介して交流系統２に接続し、他の１台のＭＭＣ変換器の交流側を交流回転電気機械４０と接続して可変速発電電動装置を構成する場合を示す。

次に、図４下段のタイムチャートを説明する。時刻ｔ１で第１回線において３相地絡事故が発生し、７３が短絡する。時刻ｔ２で第１回線の先行端遮断器５２Ｆと後続端遮断器５２Ｂが動作して開路する。時刻ｔ３で消弧されて７３が開路する。時刻ｔ４で先行端遮断器５２Ｆを再閉路し、時刻ｔ５で後続端遮断器５２Ｂを再閉路する。

前述のとおり、系統事故波及時の挙動は、発電運転か電動運転かにより異なる。以下、図５と図６では発電運転時の挙動を比較する。

図５は、図１と図２の構成で、図３の電力指令制限器２６が無い場合について、前述の図４の交流系統事故波及時の挙動を示す。

図５の上段は、図１に示す有効電力（P_fB）、無効電力（Q_fB）をＭＭＣ変換器１の定格有効電力出力で単位化した値、有効電力は電動時、無効電力は交流系統２側に供給時を正符号とする。直流電圧（VDC）は、電流変成器９（９Ｐ，９Ｎ）の差動から演算した電圧値を設定値で単位化した値で、低周波濾波器を通す前の値である。

図５では、有効電力（P_fB）、無効電力（Q_fB）共にＭＭＣ変換器１の定格運転時を示す。この場合の定格力率は０．８５である。符号は電動側を正としたため、図５の初期状態では有効電力（P_fB）は負となっている。

図５の中段は、信号変成器５で計測したユニット変圧器４の第１端子側の相電圧３信号をユニット変圧器４の定格電圧で単位化した値、電流変成器１０の検出電流（IP_U，IP_V，IP_W，IN_U，IN_V，IN_W）から演算出力したユニット変圧器４の第２端子側の交流電流（IAC_U，IAC_V，IAC_W）３信号をＭＭＣ変換器１の定格値で単位化した値である。

図５の下段は３段構成で、上段はＭＭＣ変換器１のＵ相、中段はＶ相、下段はＷ相のコンデンサ電圧の瞬時値を示す。ＭＭＣ変換器はアームを構成する単位変換器を１２個直列接続（Ｋ＝１２）した例を示す。

以下、Ｕ相について説明する。Ｕ相には正側１２個、負側１２個のコンデンサがあるが、煩雑さを避けるため４信号に集約する。ここでは、正側アーム（ＵＰ，ＶＰ，ＷＰ）を構成するＫ個のコンデンサ電圧信号に代え、１２個のコンデンサの最大値（Vc_UPmax）と最小値（Vc_UPmin）の２信号に集約する。同様に、負側アーム（ＵＮ，ＶＮ，ＷＮ）を構成するＫ個のコンデンサ電圧の最大値（Vc_UNmax）と最小値（Vc_UNmin）で代表する。以上の４信号はコンデンサの定格電圧Ｖ０で単位化し、同じ縦軸座標で重ね表示する。

Ｖ相、Ｗ相も同様に各々４信号で同様に代表するが、重複を避けるため説明を省略する。

図５に示す波形では時刻ｔ５以降も波形表示している。これは数値解析結果である。以下の理由で経済的な合理性を備えたＭＭＣ変換器では運転継続できない。

最大の隘路は図５の下段に示すコンデンサ電圧である。コンデンサ電圧の定格電圧Ｖ０は繰り返し許容電圧を意味する。この他、コンデンサ電圧定格には非繰り返し許容電圧が規定されている。

現時点の公知技術で安全性と経済的な合理性整合性を同時に担保するためには、ＭＭＣ変換器に使用する際は、電圧最大値をＶ０の２倍以下に抑制する必要がある。それ以前に、自己消弧素子１３Ｈ，１３Ｌと逆並列ダイオード１４Ｈ，１４Ｌを保護するためには、非繰り返しのコンデンサ電圧をＶ０の凡そ１．５倍以下に抑制する必要がある。

前述のコンデンサ許容電圧に照らすと、先行端遮断器５２Ｆと後続端遮断器５２Ｂが動作する時刻ｔ２の前にコンデンサ電圧は許容値を超え、ＭＭＣ変換器１を保護停止する必要がある。コンデンサ電圧の急激な上昇は、ＭＭＣ変換器１を小型化するためにコンデンサ容量を削減したのが原因である。

例えば、定格出力時の電圧脈動率を５から８％に抑制するため、前述の図１７に示したようにコンデンサ容量を２倍にする場合、図５と全く同一条件でもコンデンサ電圧最大値がＶ０の１．５倍を超えることはない。

図６は、図５と同様に図１と図２の構成で、ただし図３の電力指令制限器２６を用いる場合について、前述の図４の交流系統事故波及時の挙動を示す。

図６において、図３の正相制限器２８は（ｘ１＝０．８，ｘ２＝０．９５，α＝０）に設定、逆相制限器３０は（ｙ１＝０．１，ｙ２＝０．２，β＝０．６）に設定している。コンデンサ電圧脈動率ｒが１０％%以上のＭＭＣ変換器に好適なαの設定値は、０ないし０．２以下であることが分かっている。

図６の上段、中段、下段の波形で表示する波形と表示方法は前の図５と同じであり、重複を避けるため説明を省略する。

図６の下段に示すコンデンサ電圧は、前述の許容電圧である１．５倍以下（１．２倍程度）、コンデンサ電圧の最大値と最小値が開く現象もなく平衡が保たれている。

以上より、電力指令制限器２６によってＭＭＣ変換器１は時刻ｔ５後も安定に運転継続できることが分かる。

図４の対称事故の場合、逆相制限器３０は動作しない。ＭＭＣ変換器１をループ送電系統に直接接続するため欠相事故を想定しなくとも良い場合、あるいは電力系統運用上の重要性が厳しくないため欠相運転時の運転継続を要求されぬ場合には、逆相電圧検出と逆相制限器３０を省略し、簡素化する効果がある。

前述のとおり、系統事故波及時の挙動は、系統事故モードが対称事故か非対称事故かによって異なる。

図７は、ＭＭＣ変換器が２回線送電線の後続端に接続され、交流系統２で欠相運転を伴う非対称事故が発生した時の運転条件を示す。

２回線送電線構成、２台のＭＭＣ変換器の直流側を背後接続し、１台はユニット変圧器４を介して交流系統２に接続し、他の１台のＭＭＣ変換器の交流側を後述の交流回転電気機械４０と接続して可変速発電電動装置を構成は前の図４と同じである。

次に、図７下段のタイムチャートを説明する。時刻ｔ１で第１回線の１Ａ相と第２回線の２Ａ相で同時に地絡事故が発生し、７３が短絡する。時刻ｔ２で第１回線の先行端遮断器５２Ｆと後続端遮断器５２Ｂが動作して開路する。時刻ｔ３で消弧されて７３が開路する。時刻ｔ４で先行端遮断器５２Ｆを再閉路し、時刻ｔ５で後続端遮断器５２Ｂを再閉路する。時刻ｔ２から時刻ｔ５までの期間は、ＭＭＣ変換器１はＢ相とＣ相の２相通電状態（Ａ相欠相状態）となる。

前述のとおり、系統事故波及時の挙動は、発電運転か電動運転かにより異なる。以下、図８と図９では揚水運転時の挙動を比較する。

図８は、図１と図２の構成で、図３の電力指令制限器２６のうち、正相制限器２８は図６と同様に（ｘ１＝０．８，ｘ２＝０．９５，α＝０）に設定し、逆相制限器３０は意図的に（ｙ１＝１．１，ｙ２＝１．２）に設定し、逆相制限器３０が動作しないようにした場合について、前述の図７の交流系統事故波及時の挙動を示す。

図８では、有効電力（P_fB）、無効電力（Q_fB）共にＭＭＣ変換器１の定格運転時を示す。この実施例の定格力率は０．８５である。

図８の上段、中段、下段の波形で表示する波形と表示方法は前の図６と同じであり、重複を避けるため説明を省略する。有効電力（P_fB）は符号も含めて表示方法を揃えた。図８は電動運転のため正符号となる。

図８の下段に示すコンデンサの電圧波形を見ると、時刻ｔ３以降に電圧平衡が崩れ始め、Ｖ相、Ｗ相、Ｕ相の順に最大値と最小値の差が大きい。Ｖ相の場合、Ｐ側アーム、Ｎ側アーム共に最小値は０となり蓄積エネルギーを完全放出した状態になっている。一方の最大値はコンデンサの最大許容値の目安となる２倍を超えている。

図９は、図８と同じ図１と図２の構成、図３の電力指令制限器２６のうち、正相制限器２８も図８と同様に（ｘ１＝０．８，ｘ２＝０．９５，α＝０）に設定している。唯一の相違点は逆相制限器３０の設定で、前述の図６と同様に（ｙ１＝０．１，ｙ２＝０．２，β＝０．６）に設定している。コンデンサ電圧脈動率ｒが１０％%以上のＭＭＣ変換器に好適なβの設定値は、０．３以上０．７以下であることが分かっている。以上の場合について、前述の図７の交流系統事故波及時の挙動を示す。

図９の上段、中段、下段の波形で表示する波形と表示方法は前の図８と同じであり、重複を避けるため説明を省略する。

図９の下段に示すコンデンサ電圧は、前述の許容電圧である１．５倍以下（１．３５倍程度）、コンデンサ電圧の最大値と最小値が開く現象もなく平衡が保たれている。

以上より、電力指令制限器２６を構成する逆相制限器３０の効果によって、ＭＭＣ変換器１は時刻ｔ２からｔ５までの欠相運転を経た後も安定に運転継続できることが分かる。

図１０は、電力指令制限器２６を構成する逆相制限器３０の別の実施例を示す。

逆相制限器３０の別の実施例である逆相制限器３３では、単位化した逆相電圧振幅がｙ２以上になると出力をβ１に制限し、ｙ４以上になるとβ２に制限する。単位化した逆相電圧振幅がｙ３以下に戻ると制限値をβ１まで戻し、ｙ１以下に戻ると制限値を元の１まで戻す構成としている。

図１０の構成により、逆相電圧発生レベルに応じて電力指令の制限値を３段で調整できるため、有効電力低下を抑えることができる。特にＭＭＣ変換器１を交流発電電動装置に適用する場合、電動運転時の有効電力低下による速度低下を抑える効果がある。特にポンプ水車を駆動する可変速揚水発電システムに適用する場合、欠相運転期間中の失速によりポンプ水車の逆流領域に落ち込むリスクを減らす効果がある。

図１１は、本発明にかかるＭＭＣ変換器の実施例２の回路構成を示す図である。図１１では、図１に示す実施例１のＭＭＣ変換器１と共通の構成要素に同じ番号を付している。ＭＭＣ変換器１と共通の構成要素については重複を避けるために説明を省略する。

３４はＭＭＣ変換器で、３５は電流指令制限器である。

図１２は、電流指令制限器３５の実施例を示す図で、正相電圧振幅（Vp_fB）は利得２７で交流系統２の定格電圧（V_rate）で単位化して正相制限器３６に入力する。同様に、逆相電圧振幅（Vn_fB）は利得２９で単位化して逆相制限器３７に入力する。

３８は低値選択回路（ＬＶＧ）で、正相制限器３６と逆相制限器３７の出力を比較選択して制限値（Iz_ref_max）を制限器３２１に出力し、直流電流指令（Iz_ref_org）の絶対値を制限値（Iz_ref_max）以下に抑制する。

図１１と図１２の実施例によれば、変換器電流制御装置１１への直流電流指令（Iz_ref_org）を直接制限するため、系統事故波及時の正相電圧振幅（Vp_fB）と逆相電圧振幅（Vn_fB）の変化を検出してから迅速にＭＭＣ変換器３９を制御する効果がある。

図１３は、本発明にかかるＭＭＣ変換器１とＭＭＣ変換器３９を用いた可変速発電電動装置に関する実施例３の回路構成を示す図である。図１３では、図１に示す実施例１のＭＭＣ変換器１と共通の構成要素に同じ番号を付している。ＭＭＣ変換器１と共通の構成要素については重複を避けるために説明を省略する。

３９はＭＭＣ変換器で、ＭＭＣ変換器１の直流電源として直流正側端子（Ｐ）、負側端子（Ｎ）と各々直流側を背後接続し、交流回転電気機械４０各相の交流端子（Ｒ，Ｓ，Ｔ）と正側アーム７Ｐの第１端子と、負側アーム７Ｎの第２端子との間に３端子リアクトル６Ｒ，６Ｓ，６Ｔを設ける。

１０は電流変成器で、３端子リアクトル６Ｒ，６Ｓ，６Ｔを構成する６コイルの電流（IP_R，IP_S，IP_T，IN_R，IN_S，IN_T）を検出して交流信号演算器４６に出力する。

４１は信号変成器で、３台の電圧変成器と３台の電流変成器からなる。交流回転電気機械４０の電機子中性点は高抵抗４２を介して接地する。

図１３の実施例では、交流回転電気機械４０の回転軸にポンプ水車４３を直結する。ポンプ水車４３は案内羽根４４の開閉制御機能を有する。ＭＭＣ変換器３９の交流出力を可変周波数にすることにより、ポンプ水車４３の可変速運転を実現する。

４５は回転位相検出器で、電気角で表した交流回転電気機械４０の回転軸の位相θrを出力する。

４６は交流信号演算器で、信号変成器４１からの電圧・電流信号と回転位相θｒを入力し、下記の式（３）に従って所謂瞬時有効電力（Pac_syn）と無効電力（Qac_syn）を一定時間間隔で演算する。ここで信号変成器４１からの相電圧を（V_R,V_S,V_T）、電流を（I_R,I_S,I_T）とする。ただし、ここでは交流回転電気機械４０の相順をＲ→Ｓ→Ｔとする。

更に、瞬時有効電力（Pac_syn）と無効電力（Qac_syn）を回転位相検出器４５からの回転位相（θr）の１周期で移動平均して交流回転電気機械４０の有効電力（Pac_fB）と無効電力（Qac_fB）を出力する。

図１３の実施例では、有効電力（Pac_fB）信号はＭＭＣ変換器１の外部端子（Ｓ１）を経由して前述の切替器２４を経由して前述の直流有効電力調整器（ＡＰｄｃＲ）２５に出力する。

２１１はコンデンサ電圧検出器で、コンデンサ瞬時電圧値の全数（６×Ｋ個）平均値を演算し、全数平均値を回転位相（θr）の１周期で時間平均した値Ｖｃを演算し、コンデンサ電圧調整器（ＡＶｃＲ）２２１に出力する。

２０１は無効電力調整器（ＡＱＲ）で、交流回転電気機械４０の電流値を最小にするために力率１運転を実現させる。無効電力調整器（ＡＱＲ）２０１は、交流信号演算器４６からの無効電力検出値（Qac_fB）が設定値（Qref=0）になるよう無効電流指令（Id_ref）を演算し、変換器電流制御装置４７に出力する。

コンデンサ電圧調整器（ＡＶｃＲ）２２１は、コンデンサ電圧値Ｖｃが設定値になるよう有効電流指令（Iq_ref）を演算し、変換器電流制御装置４７に出力する。

直流電流指令は（Iz_ref=0）に固定して変換器電流制御装置４７に出力する。

変換器電流制御装置４７は、電流変成器１０の検出電流（IP_R，IP_S，IP_T，IN_R，IN_S，IN_T）を入力し、交流電流（IAC_R，IAC_S，IAC_T）と各相の負側アーム７Ｎから正側アーム７Ｐに流れる貫通電流（IPN_R，IPN_S，IPN_T）を演算する。

電流指令値（Id_ref，Iq_ref）と交流電流指令（IAC_R_ref，IAC_S_ref，IAC_T_ref）、回転位相(θr)の関係は式（４）となる。

また、正側アームの電流指令（IP_R_ref，IP_S_ref，IP_T_ref）、負側アームの電流指令（IN_R_ref，IN_S_ref，IN_T_ref）と交流電流指令（IAC_R_ref，IAC_S_ref，IAC_T_ref）、直流電流指令（Iz_ref）の関係は次式となる。

IP_R_ref＝（１／２）×IAC_R_ref＋Iz_ref
IP_S_ref＝（１／２）×IAC_S_ref＋Iz_ref
IP_T_ref＝（１／２）×IAC_T_ref＋Iz_ref
IN_R_ref＝（１／２）×IAC_R_ref－Iz_ref
IN_S_ref＝（１／２）×IAC_S_ref－Iz_ref
IN_T_ref＝（１／２）×IAC_T_ref－Iz_ref

図１３の実施例によれば、ＭＭＣ変換器３９側の直流電流指令（Iz_ref）を０に固定するため、ＭＭＣ変換器１側の直流電流指令との干渉を回避できる。これにより、安定な交流可変速電動装置を実現する効果がある。

図１３のＭＭＣ変換器１に代え、図１１に示す実施例２のＭＭＣ変換器３４を用いても良い。

図１４は、本発明にかかるＭＭＣ変換器４９とＭＭＣ変換器４８を用いた可変速発電電動装置に関する実施例４の回路構成を示す図である。図１４では、図１３に示す実施例３のＭＭＣ変換器３９と共通の構成要素に同じ番号を付している。ＭＭＣ変換器３９と共通の構成要素については重複を避けるために説明を省略する。

図１５は、図１４の一部を構成するＭＭＣ変換器４９を示す。図１５では、図１に示す実施例１のＭＭＣ変換器１と共通の構成要素に同じ番号を付している。ＭＭＣ変換器１と共通の構成要素については重複を避けるために説明を省略する。

図１５に記載の変換器電流制御装置５０は、電流変成器１０の検出電流（IP_U，IP_V，IP_W，IN_U，IN_V，IN_W）を入力し、交流電流（IAC_U，IAC_V，IAC_W）と各相の負側アーム７Ｎから正側アーム７Ｐに流れる貫通電流（IPN_U，IPN_V，IPN_W）を演算する。

実施例４では直流電流指令を（Iz_ref=0）に固定する。

電流指令値（Id_ref，Iq_ref）と交流電流指令（IAC_U_ref，IAC_V_ref，IAC_W_ref）、正相位相(θｐ)の関係は、前述の式（２）となる。

直流電力検出器２３で検出する直流電力（Pdc_fB）は外部端子（Ｓ２）を経由し、図１４のＭＭＣ変換器４８に出力する。電力指令制限器２６から出力する補正指令（P_ref_mod）は、外部端子（Ｃ１）を経由し、図１４のＭＭＣ変換器４８に出力する。

図１４のＭＭＣ変換器４８において、５１は切替器で、交流流端有効電力（Pac_fB）と接続端子（Ｓ２）を経由して入力する直流端有効電力（Pdc_fB）を選択し、直流有効電力調整器（ＡＰｄｃＲ）５２に出力する。

直流有効電力調整器（ＡＰｄｃＲ）５２は、切替器５１からの検出値が設定値（P_ref_mod）になるよう直流電流指令（Iz_ref）を演算し、変換器電流制御装置５３に出力する。

変換器電流制御装置５３は、電流変成器１０の検出電流（IP_R，IP_S，IP_T，IN_R，IN_S，IN_T）を入力し、交流電流（IAC_R，IAC_S，IAC_T）と各相の負側アーム７Ｎから正側アーム７Ｐに流れる貫通電流（IPN_R，IPN_S，IPN_T）を演算する。

電流指令値（Id_ref，Iq_ref，Iz_ref）と交流電流指令（IAC_R_ref，IAC_S_ref，IAC_T_ref）、回転位相(θr)の関係は、前述の式（４）となる。

図１４と図１５の実施例によれば、ＭＭＣ変換器４９側の直流電流指令（Iz_ref）を０に固定するため、ＭＭＣ変換器４８側の直流電流指令との干渉を回避できる。これにより、安定な交流可変速電動装置を実現すると同時に、特に発電運転時にエネルギー流の上流となる交流回転電気機械４０の有効電力出力を制御するため、回転軸に直結したポンプ水車側からの外乱に対して安定に運転できる効果がある。

図１６は、本発明にかかるＭＭＣ変換器５４の実施例５の回路構成を示す図である。図１６では、図１に示す実施例１のＭＭＣ変換器１と共通の構成要素に同じ番号を付している。ＭＭＣ変換器１と共通の構成要素については重複を避けるために説明を省略する。

５５は絶対値演算器で、外部端子（Ｓ１）を経由して入力した交流側有効電力Pac_fBと交流信号演算器１９で検出するユニット変圧器４の第１端子側有効電力P_fBを突き合わせした差信号ｄを入力し、その絶対値ｅを出力する。交流側有効電力Pac_fBとしては、前述の交流信号演算器４６の出力を用いる。

５６は出力切替器で、通常時はα＝１を出力する。入力信号ｅが設定値ｅ１を超えるとα＝０を出力する。入力信号ｅが設定値ｅ２を下回ると再びα＝１を出力する。

５７と５８は利得で、各々の利得はαと（１－α）とする。５７はα＝１の時に加算器を通してユニット変圧器４の第１端子側有効電力P_fBを、５８はα＝０の時に加算器を通して交流側有効電力Pac_fBを選択出力して切替器５９に入力する。

出力切替器５６の設定値ｅ１は、通常運転時の入力信号ｅより大きな値に設定する。入力信号ｅはＭＭＣ変換器５４と背後接続したＭＭＣ変換器の損失相当となる。

本実施例では、交流系統２の事故波及時に設定値を超え、交流側有効電力Pac_fBによる有効電力制御に切り替わるよう、ｅ１をＭＭＣ変換器５４の定格有効電力の０．１倍、ｅ２を０．０５倍に設定する。

図１６の実施例によれば、通常運転時はユニット変圧器４の第１端子で計測する有効電力で有効電力制御するため、外部からの有効電力指令に対して精度高く調整することができる。また、系統事故波及時には交流回転電気機械４０などの交流端有効電力で有効電力制御するためＭＭＣ変換器を安定に運転継続する効果がある。

１，３４，３９，４８，４９，５４，６０ ＭＭＣ変換器
２ 交流系統
３ 直流電源
４ ユニット変圧器
５，４１ 信号変成器
６，６Ｕ，６Ｖ，６Ｗ，６Ｒ，６Ｓ，６Ｔ ３端子リアクトル
７Ｐ，７ＵＰ，７ＶＰ，７ＷＰ 正側アーム
７Ｎ，７ＵＮ，７ＶＮ，７ＷＮ 負側アーム
８，８Ｐ，８Ｎ，４２ 高抵抗
９，９Ｐ，９Ｎ，１０ 電流変成器
１１，４７，５０，５３ 変換器電流制御装置
１２ ハーフブリッジ回路
１３Ｈ，１３Ｌ 自己消弧素子
１４Ｈ，１４Ｌ 逆並列ダイオード
１５ コンデンサ
１６Ｈ，１６Ｌ ゲートドライブユニット
１７ 電圧検出器
１８ 信号変換器
１９，４６ 交流信号演算器
２０，７０，２０１ 無効電力調整器
２１，２１１ コンデンサ電圧検出器
２２，２２１ コンデンサ電圧調整器
２３ 直流電力検出器
２４，５１，５９，６９ 切替器
２５，５２，６７ 直流有効電力調整器
２６，電力指令制限器
２７，２９，５７，５８，６４，６５，７５，７６ 利得
２８，３６ 正相制限器
３０，３３，３７ 逆相制限器
３１，３８ 低値選択回路
３２，３２１ 制限器
３５ 電流指令制限器
４０ 交流回転電気機械
４３ ポンプ水車
４４ 案内羽根
４５ 回転位相検出器
５５ 絶対値演算器
５６ 出力切替器
６１ ＭＭＣ変換器エネルギー検出器
６２ 上位制御装置
６３ 変換器エネルギー調整器
６６ 交流有効電力調整器
７１，７２，７３，７４ スイッチ

Claims (4)

1. 直流電源の正側端子（Ｐ端子）および負側端子（Ｎ端子）と交流系統の３相交流端子（Ｕ端子，Ｖ端子，Ｗ端子）間に接続されたモジュラー・マルチレベル電力変換器であって、Ｋ個（Ｋは１以上の自然数）の電圧源特性のエネルギー貯蔵要素を介して任意の電圧を出力可能な２端子の単位変換器を直列接続した２端子アームを、前記正側端子と前記３相交流端子間に３個（ＵＰアーム，ＶＰアーム，ＷＰアーム）、前記負側端子と前記３相交流端子間に３個（ＵＮアーム，ＶＮアーム，ＷＮアーム）備え、前記正側端子側の３個の２端子アームと前記負側端子側の３個の２端子アームと前記３相交流端子との間に２端子コイルを含む誘導素子と、前記正側端子側の３個のアームと前記負側端子側の３個のアームの電流を検出する６個のアーム電流変成器と、前記３相交流端子を流れる交流電流（ＩＵ，ＩＶ，ＩＷ）を検出あるいは演算する交流電流変成器と、前記３相交流端子の電圧変成器と、前記直流電源の正側端子を流れる電流（ＩＤＣ）を検出あるいは演算する直流電流変成器と、前記交流電流変成器の信号から有効電流成分と無効電流成分を演算出力する交流電流演算器と、この有効電流成分と無効電流成分の演算出力が指令値に一致するように交流３相毎に交流電圧指令を演算して２分岐出力する交流電流調整器と、前記直流電流変成器からの電流信号と指令値が一致するように１個の直流電圧指令を演算して６分岐出力する直流電流調整器と、前記交流電圧指令と前記直流電圧指令を加減算して前記正側端子側の３個のアームと前記負側端子側の３個のアームを構成するパルス幅変調装置への変調率を出力する変調率演算器を備えたモジュラー・マルチレベル電力変換器において、
   このモジュラー・マルチレベル電力変換器を構成する（６×ｋ）個のコンデンサの平均電圧を検出・演算するコンデンサ平均電圧検出器と、このコンデンサ平均電圧検出値が指令値と一致するように前記交流電流調整器への有効電流成分指令を演算出力するコンデンサ電圧調整器と、前記交流電流変成器からの電流信号と交流電圧変成器からの電圧信号を入力して有効電力を演算出力する有効電力検出器と、この有効電力検出値と有効電力指令値が一致するように前記直流電流調整器への直流電流指令値を演算出力する有効電力調整器と、前記交流電圧変成器の３相電圧信号から正相電圧振幅を演算する正相電圧検出器と、この正相電圧振幅が第１設定値以下となると出力レベル０から１に、第２設定値以上になると出力レベル１から０に切り替える第１レベル検出器と、この第１レベル検出器の出力レベルが１の期間は前記直流電流調整器への有効電力指令値の絶対値を０あるいは定格直流電流の０．２倍以下の第１制限値に抑制する第１の有効電力指令抑制器と、前記交流電圧変成器の３相電圧信号から逆相電圧振幅を演算する逆相電圧検出器と、この逆相電圧振幅が第３設定値以上となると出力レベル０から１に、第４設定値以下になると出力レベル１から０に切り替える第２レベル検出器と、この第２レベル検出器の出力レベルが１の期間は前記直流電流調整器への有効電力指令値の絶対値を定格直流電流の０．３倍以上０．７倍以下の第２制限値に抑制する第２の有効電力指令抑制器と、を備えたことを特徴とするモジュラー・マルチレベル電力変換器。
2. 直流電源の正側端子（Ｐ端子）および負側端子（Ｎ端子）と交流系統の３相交流端子（Ｕ端子，Ｖ端子，Ｗ端子）間に接続されたモジュラー・マルチレベル電力変換器であって、Ｋ個（Ｋは１以上の自然数）の電圧源特性のエネルギー貯蔵要素を介して任意の電圧を出力可能な２端子の単位変換器を直列接続した２端子アームを、前記正側端子と前記３相交流端子間に３個（ＵＰアーム，ＶＰアーム，ＷＰアーム）、前記負側端子と前記３相交流端子間に３個（ＵＮアーム，ＶＮアーム，ＷＮアーム）備え、前記正側端子側の３個の２端子アームと前記負側端子側の３個の２端子アームと前記３相交流端子との間に２端子コイルを含む誘導素子と、前記正側端子側の３個のアームと前記負側端子側の３個のアームの電流を検出する６個のアーム電流変成器と、前記３相交流端子を流れる交流電流（ＩＵ，ＩＶ，ＩＷ）を検出あるいは演算する交流電流変成器と、前記３相交流端子の電圧変成器と、前記直流電源の正側端子を流れる電流（ＩＤＣ）を検出あるいは演算する直流電流変成器と、前記交流電流変成器の信号から有効電流成分と無効電流成分を演算出力する交流電流演算器と、この有効電流成分と無効電流成分の演算出力が指令値に一致するように交流３相毎に交流電圧指令を演算して２分岐出力する交流電流調整器と、前記直流電流変成器からの電流信号と指令値が一致するように１個の直流電圧指令を演算して６分岐出力する直流電流調整器と、前記交流電圧指令と前記直流電圧指令を加減算して前記正側端子側の３個のアームと前記負側端子側の３個のアームを構成するパルス幅変調装置への変調率を出力する変調率演算器を備えたモジュラー・マルチレベル電力変換器において、
   このモジュラー・マルチレベル電力変換器を構成する（６×ｋ）個のコンデンサの平均電圧を検出・演算するコンデンサ平均電圧検出器と、このコンデンサ平均電圧検出値が指令値と一致するように前記交流電流調整器への有効電流成分指令を演算出力するコンデンサ電圧調整器と、前記交流電流変成器からの電流信号と交流電圧変成器からの電圧信号を入力して有効電力を演算出力する有効電力検出器と、この有効電力検出値と有効電力指令値が一致するように前記直流電流調整器への直流電流指令値を演算出力する有効電力調整器と、前記交流電圧変成器の３相電圧信号から正相電圧振幅を演算する正相電圧検出器と、この正相電圧振幅が第１設定値以下となると出力レベル０から１に、第２設定値以上になると出力レベル１から０に切り替える第１レベル検出器と、この第１レベル検出器の出力レベルが１の期間は前記直流電流調整器からの直流電流指令値の絶対値を０あるいは定格直流電流の０．２倍以下の第１制限値に抑制する第１の直流電流指令抑制器と、前記交流電圧変成器の３相電圧信号から逆相電圧振幅を演算する逆相電圧検出器と、この逆相電圧振幅が第３設定値以上となると出力レベル０から１に、第４設定値以下になると出力レベル１から０に切り替える第２レベル検出器と、この第２レベル検出器の出力レベルが１の期間は前記直流電流調整器への直流電流指令値の絶対値を定格直流電流の０．３倍以上０．７倍以下の第２制限値に抑制する第２の直流電流指令抑制器と、を備えたことを特徴とするモジュラー・マルチレベル電力変換器。
3. 前記コンデンサの交流系統周波数の電圧脈動率を(電圧最大値－電圧最小値)／(電圧最大値＋電圧最小値)で定義し、この電圧脈動率が定格有効電力出力時に１０％を超えることを特徴とする請求項１または２に記載のモジュラー・マルチレベル電力変換器。
4. 請求項１または２に記載のモジュラー・マルチレベル電力変換器を第１のモジュラー・マルチレベル電力変換器とし、この直流端と背後接続した第２のモジュラー・マルチレベル電力変換器の交流端に交流回転電気機械を接続したことを特徴とする可変速発電電動装置。

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