JP7337554B2 - Motor control device, sheet conveying device and image forming device - Google Patents

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Description

本発明は、モータ駆動装置及び画像形成装置に関する。 The present invention relates to a motor driving device and an image forming apparatus.

複写機、プリンタ等の電子写真方式の画像形成装置において、画像が形成される用紙等の記録紙を搬送する搬送系の駆動源として、ステッピングモータが広く用いられている。ステッピングモータは、モータの回転速度及び位置あるいは回転位相を検出する機構を備えていなくとも、モータに与えるパルス周期を制御することによって容易に速度制御を行える。また、ステッピングモータは、モータに与えるパルス数を制御することによって容易に位置制御を行えるという利点を有する。以下、この制御方式を同期制御と記載する。 2. Description of the Related Art In electrophotographic image forming apparatuses such as copiers and printers, a stepping motor is widely used as a driving source of a transport system for transporting recording paper such as paper on which an image is formed. A stepping motor can easily perform speed control by controlling the pulse period given to the motor, even if it does not have a mechanism for detecting the rotational speed and position or the rotational phase of the motor. Moreover, the stepping motor has the advantage that position control can be easily performed by controlling the number of pulses applied to the motor. This control method is hereinafter referred to as synchronous control.

ところが、ステッピングモータを同期制御する際、画像形成装置で必要となる負荷トルクが、ステッピングモータで出力可能なトルク範囲を超えると脱調が発生してステッピングモータが制御不能の状態に陥るおそれがある。脱調が発生すると、画像形成装置内で紙詰まりが発生し、詰まった紙をユーザが取り除く必要が生じる。これを避けるためには、画像形成装置で必要となる負荷トルクの変化に対応可能なモータ出力トルクが必要となる。そのためには、モータに供給する駆動電流は、画像形成装置で必要となる負荷トルクに対して所定のマージンを有するモータ出力トルクが得られるに十分なまで大きくする必要がある。その結果、ステッピングモータにおいては、電力消費量が増大し、かつ、余剰トルクに起因するモータの振動が騒音を発生させるおそれがある。 However, when the stepping motor is synchronously controlled, if the load torque required by the image forming apparatus exceeds the torque range that the stepping motor can output, stepping out may occur and the stepping motor may become uncontrollable. . When a step-out occurs, a paper jam occurs in the image forming apparatus, requiring the user to remove the jammed paper. In order to avoid this, a motor output torque capable of coping with changes in load torque required in the image forming apparatus is required. For this purpose, it is necessary to increase the drive current supplied to the motor so that the motor output torque having a predetermined margin with respect to the load torque required by the image forming apparatus can be obtained. As a result, in the stepping motor, power consumption increases, and motor vibration caused by excess torque may generate noise.

このような現象を回避するために、特許文献１及び２に記載のように、ベクトル制御（またはＦＯＣ：Ｆｉｅｌｄ Ｏｒｉｅｎｔｅｄ Ｃｏｎｔｒｏｌ）と称されるモータの制御方法が知られている。例えば具体的には、ロータ（回転子）の指令位相と実際の回転位相との偏差が小さくなるように回転座標系における電流値を制御する位相フィードバック制御を行うことによってモータを制御する。回転座標系では、巻線に流れる駆動電流のｑ軸成分（ｑ軸電流）はトルクを発生させるトルク電流成分であり、駆動電流のｄ軸成分（ｄ軸電流）は巻線を貫く磁束の強度に影響する励磁電流成分である。一般的なベクトル制御では、最大効率運転を意図して９０°のロータ負荷角を維持するように駆動電流の振幅及び位相が制御される。 In order to avoid such a phenomenon, a motor control method called vector control (or FOC: Field Oriented Control) is known, as described in Patent Documents 1 and 2. Specifically, for example, the motor is controlled by performing phase feedback control for controlling the current value in the rotating coordinate system so that the deviation between the commanded phase of the rotor and the actual rotational phase is reduced. In the rotating coordinate system, the q-axis component (q-axis current) of the drive current flowing through the windings is the torque current component that generates torque, and the d-axis component (d-axis current) of the drive current is the strength of the magnetic flux that passes through the windings. is the excitation current component that affects the Typical vector control controls the amplitude and phase of the drive current to maintain a 90° rotor load angle for maximum efficiency operation.

ステッピングモータにおけるベクトル制御では、固定座標系であるモータ巻線に流れる電流であるａｂ相電流を、前述した回転座標系であるｄｑ軸電流へと座標変換を行い、回転座標系で電流制御を行うことでｄｑ軸電圧を生成する。このようにして生成したｄｑ軸電圧を固定座標系のａｂ相電圧に変換してモータ巻線に印可する。一般的なベクトル制御では、ｄ軸電流を「０」としてｑ軸電流によりトルクが制御される。その結果、ロータの負荷量に応じて必要最低限の駆動電流が生成され、電力効率の良い駆動制御が実現される。また、上述のような余剰トルクに起因したモータの振動及び騒音を抑えることが可能となる。 In vector control in a stepping motor, ab-phase currents, which are currents flowing in motor windings in a fixed coordinate system, are coordinate-transformed into dq-axis currents in the above-described rotating coordinate system, and current control is performed in the rotating coordinate system. to generate the dq-axis voltage. The dq-axis voltages thus generated are converted into ab-phase voltages in a fixed coordinate system and applied to the motor windings. In general vector control, the torque is controlled by the q-axis current with the d-axis current set to "0". As a result, the minimum necessary drive current is generated according to the load amount of the rotor, and drive control with good power efficiency is realized. In addition, it is possible to suppress the vibration and noise of the motor caused by the surplus torque as described above.

特許３６６１８６４号公報Japanese Patent No. 3661864 特開平６－２２５５９５号公報JP-A-6-225595

励磁電流成分が０となるように制御した場合にモータを最大効率で駆動可能となることから、ベクトル制御では、励磁電流成分を０としてトルク電流成分を制御する。しかし、モータにおいて、ロータが高速で回転するとモータ巻線には逆起電圧を発生するので、これを打ち消すために磁束方向であるｄ軸にあえて励磁電流を流すことがある。
励磁電流により励磁電圧成分が発生した場合、トルク電圧成分と励磁電圧成分との合成電圧は、励磁電圧成分が０である場合の合成電圧（即ち、トルク電圧成分）より大きな値となり、その結果ａｂ相電圧がインバータ回路に印可する電源電圧を超過するおそれがある。 Since the motor can be driven with maximum efficiency when the excitation current component is controlled to be 0, the torque current component is controlled with the excitation current component set to 0 in vector control. However, in a motor, when the rotor rotates at high speed, a back electromotive force is generated in the motor windings.
When the excitation voltage component is generated by the excitation current, the combined voltage of the torque voltage component and the excitation voltage component becomes a larger value than the combined voltage (that is, the torque voltage component) when the excitation voltage component is 0. As a result, ab The phase voltage may exceed the power supply voltage applied to the inverter circuit.

本発明は、上記課題に鑑みてなされたものであり、インバータ回路からモータの巻線に印可される電圧が所定値を超えてしまうことを抑制することを目的とする。 SUMMARY OF THE INVENTION It is an object of the present invention to prevent the voltage applied from an inverter circuit to the windings of a motor from exceeding a predetermined value.

本発明のモータ制御装置は、モータを制御するモータ制御装置において、モータの巻線に流れる駆動電流を検出する検出手段と、前記検出手段によって検出された駆動電流に基づいて、前記モータのロータの回転位相を決定する位相決定手段と、前記位相決定手段によって決定された回転位相と前記ロータの目標位相を表す指令位相との偏差が小さくなるように、前記位相決定手段によって決定された回転位相を基準とする回転座標系で表される電流成分であって前記ロータにトルクを発生させるトルク電流成分の目標値を生成し、かつ、前記回転座標系で表される電流成分であって前記巻線を貫く磁束の強度に影響する励磁電流成分の目標値とを生成して前記励磁電流成分により弱め界磁制御を行う第１の生成手段であって、前記モータ制御装置の温度が所定温度を超えた場合は前記トルク電流成分の目標値が第１の所定値より大きい場合は前記第１の所定値を出力し且つ前記トルク電流成分の目標値が前記第１の所定値より小さい場合は前記トルク電流成分の目標値を出力する制御を行い、前記モータ制御装置の温度が前記所定温度以下である場合は前記制御を行わない第１の生成手段と、前記第１の生成手段から出力されるトルク電流成分の目標値又は前記第１の所定値と前記検出手段によって検出された駆動電流の前記トルク電流成分との偏差が小さくなるように、前記巻線に印可すべき駆動電圧の前記トルク電流成分に対応する値を生成する第２の生成手段であって、前記回転座標系で表される電流成分であって前記巻線を貫く磁束の強度に影響する励磁電流成分の目標値と前記検出手段によって検出された駆動電流の前記励磁電流成分との偏差が小さくなるように、前記巻線に印可すべき駆動電圧の前記励磁電流成分に対応する値を生成する第２の生成手段と、前記第２の生成手段によって生成された前記駆動電圧の前記トルク電流成分に対応する値及び前記駆動電圧の前記励磁電流成分に対応する値に基づいて、前記巻線に前記駆動電圧を印可するインバータ回路と、を有し、前記第１の所定値は、前記駆動電圧の前記トルク電流成分に対応する値及び前記駆動電圧の前記励磁電流成分に対応する値によって表されるベクトルの大きさが第２の所定値より小さくなるように設定された値であり、前記第１の生成手段は、前記モータ制御装置の温度が前記所定温度を超えるまでは前記第２の所定値を増加させ、前記モータ制御装置の温度が前記所定温度を超えた場合には前記第２の所定値を元の値に戻すことを特徴とする。 A motor control device according to the present invention is a motor control device for controlling a motor. a phase determining means for determining a rotational phase; and a rotational phase determined by the phase determining means so as to reduce a deviation between the rotational phase determined by the phase determining means and a command phase representing a target phase of the rotor. generating a target value of a torque current component that is a current component expressed in a reference rotating coordinate system and that causes torque to be generated in the rotor; A first generation means for generating a target value of an excitation current component that affects the strength of the magnetic flux passing through and performing field weakening control by the excitation current component, wherein the temperature of the motor control device exceeds a predetermined temperature outputs the first predetermined value when the target value of the torque current component is larger than the first predetermined value , and outputs the torque current component when the target value of the torque current component is smaller than the first predetermined value and a torque current component output from the first generation means , which performs control to output a target value of and does not perform the control when the temperature of the motor control device is equal to or lower than the predetermined temperature; corresponding to the torque current component of the drive voltage to be applied to the winding so that the deviation between the target value or the first predetermined value of and the torque current component of the drive current detected by the detection means is small. a target value of an excitation current component, which is a current component expressed in the rotating coordinate system and affects the strength of the magnetic flux penetrating the winding, and is detected by the detection means second generation means for generating a value corresponding to the excitation current component of the drive voltage to be applied to the winding so that deviation from the excitation current component of the applied drive current is reduced; an inverter circuit for applying the drive voltage to the winding based on the value corresponding to the torque current component of the drive voltage and the value corresponding to the excitation current component of the drive voltage generated by a generating means; wherein the first predetermined value is a magnitude of a vector represented by a value corresponding to the torque current component of the drive voltage and a value corresponding to the excitation current component of the drive voltage is a second predetermined value and the first generating means increases the second predetermined value until the temperature of the motor control device exceeds the predetermined temperature to reduce the temperature of the motor control device exceeds the predetermined temperature, the second predetermined value is returned to the original value .

本発明によれば、インバータ回路からモータの巻線に印可される電圧が所定値を超えてしまうことを抑制することができる。
According to the present invention, it is possible to prevent the voltage applied from the inverter circuit to the windings of the motor from exceeding a predetermined value.

モータ駆動装置が実装された画像形成装置の説明図。1 is an explanatory diagram of an image forming apparatus in which a motor driving device is mounted; FIG. 画像形成装置の構成を表す機能ブロック図。FIG. 2 is a functional block diagram showing the configuration of the image forming apparatus; ベクトル制御を表す機能ブロック図。A functional block diagram showing vector control. α、β軸とｄ、ｑ軸との関係の説明図。Explanatory drawing of the relationship between α, β axes and d, q axes. Ｖｑ、ＶｄとＶｄｑとの関係の説明図。Explanatory drawing of the relationship between Vq, Vd, and Vdq. 電流の制限処理を表すフローチャート。4 is a flowchart showing current limiting processing. Ｖ＿ＬＩＭの値を上昇させる処理を表すフローチャート。4 is a flowchart showing processing for increasing the value of V_LIM;

以下、本発明を実施するための形態について図面を用いて説明する。なお、以下の実施形態は特許請求の範囲に係る発明を限定するものでなく、また実施形態で説明されている特徴の組み合わせの全てが発明の解決手段に必須のものとは限らない。 EMBODIMENT OF THE INVENTION Hereinafter, the form for implementing this invention is demonstrated using drawing. It should be noted that the following embodiments do not limit the invention according to the claims, and not all combinations of features described in the embodiments are essential to the solution of the invention.

画像形成装置
本実施形態では、モータ駆動装置を画像形成装置に適用した例を示す。図１は、モータ駆動装置が実装される画像形成装置の説明図である。画像形成装置１００は、原稿自動送り装置２０１、読取装置２０２、及び画像形成装置本体３０１を備えている。 Image Forming Apparatus This embodiment shows an example in which a motor driving device is applied to an image forming apparatus. FIG. 1 is an explanatory diagram of an image forming apparatus in which a motor driving device is mounted. The image forming apparatus 100 includes an automatic document feeder 201 , a reading device 202 , and an image forming apparatus main body 301 .

原稿自動送り装置２０１の原稿載置部２０３に置かれた原稿は、給紙ローラ２０４によって１枚ずつ給紙され、搬送ガイド２０６を経由して読取装置２０２の原稿ガラス台２１４に搬送される。更に、原稿は、搬送ベルト２０８によって一定速度で搬送された後、排紙ローラ２０５によって装置外部へ排紙される。この間、読取装置２０２の読取位置において照明系２０９によって照明された原稿画像からの反射光は、反射ミラー２１０、２１１、２１２からなる光学系によって画像読取部１０１に導かれ、画像読取部１０１によって画像信号に変換される。画像読取部１０１は、レンズ、光電変換素子であるＣＣＤ（Ｃｈａｒｇｅ Ｃｏｕｐｌｅｄ Ｄｅｖｉｃｅ）、ＣＣＤの駆動回路等で構成される。画像読取部１０１から出力された画像信号は、ＡＳＩＣ等のハードウェアデバイスで構成される画像処理部１１２によって、アナログ画像処理及びＡＤ変換が行われ、デジタルの画像データが生成される。画像処理部１１２は、生成した画像データに対して各種補正処理を行った後に、画像形成装置本体３０１へと出力する。この画像データは、原稿画像を表すデータである。 Documents placed on the document placement unit 203 of the automatic document feeder 201 are fed one by one by the feed roller 204 and conveyed to the document glass platen 214 of the reading device 202 via the conveyance guide 206 . Further, the document is conveyed at a constant speed by the conveying belt 208 and discharged to the outside of the apparatus by the discharge rollers 205 . During this time, reflected light from the document image illuminated by the illumination system 209 at the reading position of the reading device 202 is guided to the image reading unit 101 by the optical system consisting of reflecting mirrors 210 , 211 , and 212 , and the image reading unit 101 scans the image. converted to a signal. The image reading unit 101 includes a lens, a CCD (Charge Coupled Device) that is a photoelectric conversion element, a drive circuit for the CCD, and the like. An image signal output from the image reading unit 101 is subjected to analog image processing and AD conversion by an image processing unit 112 configured by a hardware device such as an ASIC to generate digital image data. The image processing unit 112 performs various correction processes on the generated image data, and then outputs the data to the image forming apparatus main body 301 . This image data is data representing a document image.

読取装置２０２における原稿の読取モードとして、流し読みモード及び固定モードがある。流し読みモードは、照明系２０９及び光学系を停止した状態で、原稿を一定速度で搬送しながら当該原稿の画像を読み取るモードである。固定モードは、読取装置２０２の原稿ガラス台２１４上に原稿を載置し、照明系２０９及び光学系を一定速度で移動させながら、原稿ガラス台２１４上に載置された原稿の画像を読み取るモードである。通常、シート状の原稿は流し読みモードにより読み取られ、綴じられた原稿は固定モードで読み取られる。 As document reading modes in the reading device 202, there are a skimming mode and a fixed mode. The flow reading mode is a mode in which an image of a document is read while the document is conveyed at a constant speed with the illumination system 209 and the optical system stopped. In the fixed mode, a document is placed on the document glass table 214 of the reading device 202, and the image of the document placed on the document glass table 214 is read while the illumination system 209 and the optical system are moved at a constant speed. is. Generally, sheet-like documents are read in the skimming mode, and bound documents are read in the fixed mode.

画像形成装置１００は、読取装置２０２から出力される画像信号に基づいて、画像形成装置本体３０１においてページ単位で記録紙（記録材）に画像を形成するコピー機能を有する。なお、画像形成装置１００は、ネットワークを介して外部装置から受信したデータに基づいて記録紙に画像を形成する印刷機能も有している。 The image forming apparatus 100 has a copy function of forming an image on a recording sheet (recording material) page by page in the image forming apparatus main body 301 based on an image signal output from the reading device 202 . The image forming apparatus 100 also has a printing function of forming an image on recording paper based on data received from an external device via a network.

読取装置２０２から出力された画像信号は、光走査装置３１１に入力される。光走査装置３１１は、半導体レーザ及びポリゴンミラーを有し、入力された画像信号で変調されたレーザ光（光信号）を半導体レーザから出力する。半導体レーザから出力されたレーザ光が、ポリゴンミラー、及びミラー３１２、３１３を経由して感光ドラム３０９の表面に照射されることで、感光ドラム３０９が露光される。帯電器３１０によって表面が一様に帯電した感光ドラム３０９がレーザ光によって露光されることで、感光ドラム３０９上に静電潜像が形成される。感光ドラム３０９上に形成された静電潜像が、現像器３１４から供給されるトナーによって現像されることで、感光ドラム３０９上にトナー像が形成される。感光ドラム３０９上のトナー像は、感光ドラム３０９の回転に伴って転写分離器３１５と対向する位置（転写位置）まで移動すると、転写分離器３１５によって記録紙に転写される。 An image signal output from the reading device 202 is input to the optical scanning device 311 . The optical scanning device 311 has a semiconductor laser and a polygon mirror, and outputs laser light (optical signal) modulated by an input image signal from the semiconductor laser. The surface of the photosensitive drum 309 is irradiated with a laser beam output from a semiconductor laser via a polygon mirror and mirrors 312 and 313, so that the photosensitive drum 309 is exposed. An electrostatic latent image is formed on the photosensitive drum 309 by exposing the photosensitive drum 309 whose surface is uniformly charged by the charger 310 to laser light. A toner image is formed on the photosensitive drum 309 by developing the electrostatic latent image formed on the photosensitive drum 309 with toner supplied from the developing device 314 . The toner image on the photosensitive drum 309 is transferred to the recording paper by the transfer separator 315 when it moves to a position (transfer position) facing the transfer separator 315 as the photosensitive drum 309 rotates.

記録紙は、紙カセット３０２及び３０４に収納されており、それぞれ異なる種類の記録紙を収納可能である。例えば、紙カセット３０２には標準の記録紙が収納され、紙カセット３０４にはタブ紙が収納される。紙カセット３０２に収納された記録紙は、給紙ローラ３０３によって搬送路上に給紙され、搬送ローラ３０６によってレジストローラ３０８の位置まで搬送され、そこで一時的に停止する。一方、紙カセット３０４に収納された記録紙は、給紙ローラ３０５によって搬送路上に給紙され、搬送ローラ３０７、３０６によってレジストローラ３０８の位置まで搬送され、そこで一時的に停止する。 Recording sheets are stored in paper cassettes 302 and 304, which can store different types of recording sheets. For example, the paper cassette 302 contains standard recording paper, and the paper cassette 304 contains tab paper. The recording paper stored in the paper cassette 302 is fed onto the transport path by the paper feed roller 303, transported to the position of the registration roller 308 by the transport roller 306, and temporarily stopped there. On the other hand, the recording paper stored in the paper cassette 304 is fed onto the transport path by the paper feed roller 305, transported to the position of the registration roller 308 by the transport rollers 307 and 306, and temporarily stopped there.

レジストローラ３０８の位置まで搬送された記録紙は、感光ドラム３０９上のトナー像が転写位置に到達するタイミングに合わせて、レジストローラ３０８によって転写位置へ搬送される。転写位置において感光ドラム３０９からトナー像が転写された記録紙は、搬送ベルト３１７によって定着器３１８へ搬送される。定着器３１８は、熱及び圧力により、記録紙上のトナー像を当該記録紙に定着させる。 The recording paper conveyed to the position of the registration roller 308 is conveyed to the transfer position by the registration roller 308 in synchronization with the timing when the toner image on the photosensitive drum 309 reaches the transfer position. The recording paper on which the toner image has been transferred from the photosensitive drum 309 at the transfer position is conveyed to the fixing device 318 by the conveying belt 317 . A fixing device 318 fixes the toner image on the recording paper to the recording paper by heat and pressure.

片面印刷モードで画像形成が行われる場合には、定着器３１８を通過した記録紙は、排紙ローラ３１９、３２４によって装置外部へ排紙される。両面印刷モードで画像形成が行われる場合には、定着器３１８を通過後、表面（第１面）に画像が形成された記録紙は、排紙ローラ３１９、搬送ローラ３２０及び反転ローラ３２１によって、反転パス３２５へ搬送される。更に、記録紙の後端が、反転パス３２５と両面パス３２６との合流ポイントを通過した直後に反転ローラ３２１の回転を反転させることで、記録紙が逆方向に搬送され始め、両面パス３２６へ搬送される。その後、記録紙は、搬送ローラ３２２、３２３によって両面パス３２６を搬送され、再び搬送ローラ３０６によってレジストローラ３０８の位置まで搬送され、そこで一時的に停止する。更に、記録紙の表面（第１面）への画像形成と同様に、転写位置において記録紙の裏面（第２面）へのトナー像の転写処理が行われ、更に定着器３１８によって定着処理が行われた後、記録紙は、装置外部へ排紙される。このように、反転ローラ３２１は、記録紙の両面に画像を形成する際に、搬送路上で記録紙の搬送方向を反転させるための反転ローラとして機能する。 When image formation is performed in the single-sided printing mode, the recording paper that has passed through the fixing device 318 is discharged to the outside of the apparatus by paper discharge rollers 319 and 324 . When image formation is performed in the double-sided printing mode, after passing through the fixing device 318 , the recording paper on which an image has been formed on the surface (first surface) is subjected to the following processes: It is conveyed to the reversing path 325 . Further, by reversing the rotation of the reversing roller 321 immediately after the trailing edge of the recording paper passes through the confluence point of the reversing path 325 and the double-sided path 326 , the recording paper begins to be conveyed in the opposite direction, to the double-sided path 326 . be transported. After that, the recording paper is conveyed through a double-sided path 326 by conveying rollers 322 and 323, conveyed again by the conveying rollers 306 to the position of the registration roller 308, and is temporarily stopped there. Further, in the same manner as the image formation on the front side (first side) of the recording paper, the toner image is transferred to the back side (second side) of the recording paper at the transfer position, and the fixing process is performed by the fixing device 318 . After that, the recording paper is ejected to the outside of the apparatus. In this manner, the reversing roller 321 functions as a reversing roller for reversing the conveying direction of the recording paper on the conveying path when forming images on both sides of the recording paper.

また、表裏を反転させて（第１面と第２面とを反転させて）記録紙を装置外部へ排紙する場合には、定着器３１８を通過した記録紙を、排紙ローラ３２４へ向かう方向ではなく、搬送ローラ３２０へ向かう方向へ一時的に搬送する。その後、記録紙の後端が搬送ローラ３２０の位置を通過する直前に、搬送ローラ３２０の回転を反転させることで、記録紙が逆方向に搬送され始め、排紙ローラ３２４へ向かう方向へ搬送される。その結果、記録紙は、表裏が反転した状態で排紙ローラ３２４によって装置外部へ排紙される。このように、搬送ローラ３２０は、画像形成が行われた記録紙を、表裏を反転させて排紙する際に、搬送路上で記録紙の搬送方向を反転させるための反転ローラとして機能する。 In addition, when the recording paper is turned upside down (the first side and the second side are turned over) and discharged to the outside of the apparatus, the recording paper that has passed through the fixing device 318 is directed toward the discharge roller 324. It is temporarily conveyed in the direction toward the conveying roller 320 instead of the direction. After that, by reversing the rotation of the transport roller 320 just before the trailing edge of the recording paper passes the position of the transport roller 320 , the recording paper starts to be transported in the opposite direction and is transported in the direction toward the paper discharge roller 324 . be. As a result, the recording paper is ejected to the outside of the apparatus by the paper ejection rollers 324 while being turned upside down. In this manner, the conveying roller 320 functions as a reversing roller for reversing the conveying direction of the recording paper on the conveying path when the recording paper on which an image has been formed is turned upside down and discharged.

このように、画像形成装置本体３０１は、画像が形成される記録紙の搬送用のローラとして、搬送ローラ３０６、３０７、排紙ローラ３１９、反転ローラ３２１、搬送ローラ３２２、３２３、及び排紙ローラ３２４を備えている。これらのローラを駆動するモータのモータ駆動装置の制御は、図２を参照して後述するように、制御手段としてのシステムコントローラ１５１からの指示によりモータ制御部１５７によって行われる。 As described above, the image forming apparatus main body 301 includes transport rollers 306 and 307, a paper discharge roller 319, a reversing roller 321, transport rollers 322 and 323, and a paper discharge roller as rollers for transporting recording paper on which an image is formed. 324 is provided. A motor control unit 157 controls a motor driving device for a motor that drives these rollers in accordance with an instruction from a system controller 151 as control means, as will be described later with reference to FIG.

画像形成装置の制御構成
図２は、画像形成装置１００の制御構成例を示すブロック図である。図２に示すシステムコントローラ１５１は、ＣＰＵ１５１ａ、ＲＯＭ１５１ｂ、及びＲＡＭ１５１ｃを備え、画像形成装置１００全体を制御する。システムコントローラ１５１は、画像処理部１１２、操作部１５２、アナログ・デジタル（Ａ／Ｄ）変換器１５３、高圧制御部１５５、モータ制御部１５７、センサ類１５９、及びＡＣドライバ１６０と接続されている。システムコントローラ１５１は、接続された各ユニットとの間でデータの交換が可能である。 Control Configuration of Image Forming Apparatus FIG. 2 is a block diagram showing an example of the control configuration of the image forming apparatus 100. As shown in FIG. A system controller 151 shown in FIG. 2 includes a CPU 151a, a ROM 151b, and a RAM 151c, and controls the image forming apparatus 100 as a whole. The system controller 151 is connected to the image processing section 112 , operation section 152 , analog/digital (A/D) converter 153 , high voltage control section 155 , motor control section 157 , sensors 159 and AC driver 160 . The system controller 151 can exchange data with each connected unit.

ＣＰＵ１５１ａは、ＲＯＭ１５１ｂに格納された各種プログラムを読み出して実行することによって、予め定められた画像形成シーケンスに関連する各種シーケンスを実行する。ＲＡＭ１５１ｃは、揮発性の記憶デバイスであり、ＣＰＵ１５１ａは、各種プログラムを実行するためのワークエリアとして、または各種データが一時的に格納される一時記憶領域として使用される。ＲＡＭ１５１ｃには、例えば、高圧制御部１５５に対する設定値、モータ制御部１５７に対する指令値、操作部１５２から受信される情報等のデータが格納される。 The CPU 151a reads and executes various programs stored in the ROM 151b to execute various sequences related to a predetermined image forming sequence. The RAM 151c is a volatile storage device, and the CPU 151a is used as a work area for executing various programs or as a temporary storage area for temporarily storing various data. The RAM 151c stores data such as set values for the high voltage control unit 155, command values for the motor control unit 157, and information received from the operation unit 152, for example.

システムコントローラ１５１は、ユーザが各種の設定を行うための操作画面を操作部１５２に設けられた表示部に表示するように操作部１５２を制御することで、操作部１５２を介してユーザによる設定を受け付ける。システムコントローラ１５１は、操作部１５２を介したユーザによる設定の内容（例えば複写倍率の設定値、濃度設定値等）を示す情報を操作部１５２から受信する。 The system controller 151 controls the operation unit 152 so that an operation screen for the user to make various settings is displayed on a display unit provided in the operation unit 152, so that the user can make settings via the operation unit 152. accept. The system controller 151 receives from the operation unit 152 information indicating the contents of settings (for example, a set value of copy magnification, a set value of density, etc.) made by the user via the operation unit 152 .

また、システムコントローラ１５１は、画像形成装置の状態をユーザに知らせるためのデータを操作部１５２に送信する。操作部１５２は、システムコントローラ１５１から受信したデータに基づいて、画像形成装置の状態を示す情報（例えば、画像形成枚数、画像形成中か否かを示す情報、ジャムの発生及び発生箇所を示す情報）を表示部に表示する。 The system controller 151 also transmits data to the operation unit 152 to inform the user of the state of the image forming apparatus. Based on the data received from the system controller 151, the operation unit 152 receives information indicating the state of the image forming apparatus (for example, information indicating the number of images formed, information indicating whether or not image formation is in progress, information indicating the occurrence of a jam and the location of the occurrence). ) is displayed on the display.

システムコントローラ１５１（ＣＰＵ１５１ａ）は、画像処理部１１２に対して、画像処理部１１２における画像処理に必要となる、画像形成装置１００内の各デバイスの設定値データを送信する。また、システムコントローラ１５１は、各デバイスからの信号（センサ類１５９からの信号）を受信して、受信した信号に基づいて高圧制御部１５５を制御する。高圧制御部１５５は、システムコントローラ１５１から出力される設定値に基づいて、高圧ユニット１５６を構成する帯電器３１０、現像器３１４、及び転写分離器３１５に対して、それぞれの動作に必要となる電圧を供給する。 The system controller 151 (CPU 151 a ) transmits setting value data of each device in the image forming apparatus 100 that is required for image processing in the image processing section 112 to the image processing section 112 . The system controller 151 also receives signals from each device (signals from the sensors 159) and controls the high voltage controller 155 based on the received signals. Based on the set values output from the system controller 151, the high voltage control unit 155 applies voltages required for the respective operations to the charging device 310, the developing device 314, and the transfer separator 315, which constitute the high voltage unit 156. supply.

Ａ／Ｄ変換器１５３は、定着ヒータ１６１の温度を検出するためのサーミスタ１５４から検出信号を受信し、当該検出信号をデジタル信号に変換してシステムコントローラ１５１に送信する。システムコントローラ１５１は、Ａ／Ｄ変換器１５３から受信したデジタル信号に基づいてＡＣドライバ１６０を制御することで、定着ヒータ１６１の温度を、定着処理のための所望の温度に制御する。なお、定着ヒータ１６１は、定着器３１８に含まれる、定着処理に用いられるヒータである。 The A/D converter 153 receives a detection signal from the thermistor 154 for detecting the temperature of the fixing heater 161 , converts the detection signal into a digital signal, and transmits the digital signal to the system controller 151 . The system controller 151 controls the temperature of the fixing heater 161 to a desired temperature for the fixing process by controlling the AC driver 160 based on the digital signal received from the A/D converter 153 . A fixing heater 161 is a heater included in the fixing device 318 and used for fixing processing.

このように、システムコントローラ１５１は画像形成装置１００の動作シーケンスを制御する。また、システムコントローラ１５１は、モータ制御部１５７を介して、各モータの駆動シーケンスを制御する。モータ制御部１５７は、システムコントローラ１５１からの指示に従って、記録紙の搬送用のローラを駆動する駆動源に相当するモータ（図３に示すステッピングモータ５０９）を制御する。なお、画像形成装置１００は、記録紙の搬送用の各ローラに対応するモータごとに、当該モータを制御するモータ制御部１５７を備えている。本実施形態では、モータ制御部１５７は、モータの駆動制御を行うモータ制御装置の一例である。 Thus, the system controller 151 controls the operation sequence of the image forming apparatus 100. FIG. The system controller 151 also controls the drive sequence of each motor via the motor control unit 157 . The motor control unit 157 controls a motor (stepping motor 509 shown in FIG. 3) corresponding to a drive source for driving the rollers for conveying the recording paper according to instructions from the system controller 151 . Note that the image forming apparatus 100 includes a motor control unit 157 that controls each motor corresponding to each roller for conveying the recording paper. In this embodiment, the motor control unit 157 is an example of a motor control device that controls driving of the motor.

モータ制御部１５７の外部のコントローラに相当するシステムコントローラ１５１（ＣＰＵ１５１ａ）は、制御対象のモータ（ステッピングモータ５０９）におけるロータの回転位相の指令値（θ＿ｒｅｆ）を生成し、モータ制御部１５７へ出力する。例えば、θ＿ｒｅｆは、パルス状の矩形波信号であり、１パルスがステッピングモータの回転角度の最小変化量を規定する。なお、モータの回転速度の指令値（速度指令値ω＿ｒｅｆ）は、θ＿ｒｅｆに対応する周波数として求められる。ＣＰＵ１５１ａは、モータの駆動シーケンスを開始すると、生成したθ＿ｒｅｆを所定の時間周期（制御周期）でモータ制御部１５７へ出力する。モータ制御部１５７は、ＣＰＵ１５１ａから与えられる位相指令値に従って、ステッピングモータ５０９におけるロータの回転位相（位置）制御及び速度制御を実行する。 The system controller 151 (CPU 151 a ), which corresponds to an external controller of the motor control unit 157 , generates a command value (θ_ref) for the rotation phase of the rotor in the motor to be controlled (stepping motor 509 ), and outputs it to the motor control unit 157 . . For example, θ_ref is a pulsed rectangular wave signal, one pulse of which defines the minimum amount of change in the rotation angle of the stepping motor. Note that the command value for the rotation speed of the motor (speed command value ω_ref) is obtained as a frequency corresponding to θ_ref. When the motor drive sequence is started, the CPU 151a outputs the generated θ_ref to the motor control unit 157 at a predetermined time period (control period). The motor control unit 157 executes rotation phase (position) control and speed control of the rotor in the stepping motor 509 according to the phase command value given from the CPU 151a.

ベクトル制御
次に、図３及び図４を参照して、モータ制御部１５７によって実行されるステッピングモータ５０９のベクトル制御の概要について説明する。図３は、モータ駆動装置３００の構成例を示すブロック図である。図３において、モータ制御部１５７の基本的な構成は、ブラシレスＤＣモータ、ＡＣサーボモータ等のモータで利用されている、静止座標系から回転座標系への座標変換を用いたインバータ制御に対応した構成である。
電源電圧リミッタ部５２４は、電源５２０から供給される電源電圧Ｖを受けて、ＰＷＭインバータ５０６における電圧の制限値である電圧Ｖ＿ＬＩＭがモータ制御部１５７に供給されるように、電圧を制限する。モータ制御部１５７では、ベクトル制御部５１５から出力されるステッピングモータ５０９の駆動電圧Ｖα、Ｖβに応じて、ＰＷＭインバータ５０６がステッピングモータ５０９へ駆動電流を供給することによって、ステッピングモータ５０９を駆動する。なお、図３に示すように、ベクトル制御部５１５は、速度制御部５０２、Ｉｑ＿ｒｅｆリミッタ部、電流制御部５０３、５０４、Ｖｄｑ過電圧検知部及び座標変換器５０５、５１１によって構成されている。 Vector Control Next, an outline of the vector control of the stepping motor 509 executed by the motor control unit 157 will be described with reference to FIGS. 3 and 4. FIG. FIG. 3 is a block diagram showing a configuration example of the motor driving device 300. As shown in FIG. In FIG. 3, the basic configuration of the motor control unit 157 corresponds to inverter control using coordinate transformation from a stationary coordinate system to a rotating coordinate system, which is used in motors such as brushless DC motors and AC servomotors. Configuration.
Power supply voltage limiter section 524 receives power supply voltage V supplied from power supply 520 and limits the voltage so that voltage V_LIM, which is the limit value of the voltage in PWM inverter 506 , is supplied to motor control section 157 . In the motor control unit 157 , the stepping motor 509 is driven by the PWM inverter 506 supplying a driving current to the stepping motor 509 according to the driving voltages Vα and Vβ of the stepping motor 509 output from the vector control unit 515 . As shown in FIG. 3, the vector control section 515 is composed of a speed control section 502, an Iq_ref limiter section, current control sections 503 and 504, a Vdq overvoltage detection section, and coordinate converters 505 and 511. FIG.

図４は、Ａ相及びＢ相からなる２相のモータと回転座標系のｄｑ軸との関係を示す図である。同図では、静止座標系におけるＡ相及びＢ相の巻線に対応した軸をそれぞれα軸及びβ軸と定義している。また、静止座標系におけるα軸と、ロータ（回転子）として用いられる永久磁石の磁極によって作られる磁束の方向（ｄ軸）との成す角度をθと定義している。この場合、ステッピングモータ５０９におけるロータの出力軸の回転位相は角度θによって表される。ベクトル制御では、図４に示すように、ロータの磁束方向に沿ったｄ軸と、ｄ軸から９０度進んだ方向に沿った（ｄ軸と直交する）ｑ軸とで表される、ステッピングモータ５０９におけるロータの回転位相θを基準とした回転座標系が用いられる。 FIG. 4 is a diagram showing the relationship between a two-phase motor consisting of A and B phases and the dq axes of a rotating coordinate system. In the figure, the axes corresponding to the A-phase and B-phase windings in the static coordinate system are defined as the α-axis and the β-axis, respectively. The angle formed by the α-axis in the stationary coordinate system and the direction (d-axis) of the magnetic flux produced by the magnetic poles of the permanent magnet used as the rotor is defined as θ. In this case, the rotational phase of the output shaft of the rotor of the stepping motor 509 is represented by the angle θ. In vector control, as shown in FIG. 4, a stepping motor is represented by a d-axis along the rotor magnetic flux direction and a q-axis along a direction 90 degrees ahead of the d-axis (perpendicular to the d-axis). A rotating coordinate system based on the rotational phase θ of the rotor at 509 is used.

モータ制御部１５７は、ステッピングモータ５０９へ供給する駆動電流を、ステッピングモータ５０９におけるロータの回転位相θを基準とした回転座標系の電流値によって制御するベクトル制御を行う。ベクトル制御では、ステッピングモータ５０９のＡ相及びＢ相の巻線に流れる駆動電流に対応する電流ベクトルが、α軸及びβ軸で表される静止座標系から、ｄ軸及びｑ軸で表される回転座標系に変換される。このような座標変換の結果、ステッピングモータ５０９に供給される駆動電流は、回転座標系において、直流のｄ軸成分（ｄ軸電流）及びｑ軸成分（ｑ軸電流）によって表される。この場合、ｑ軸電流は、ステッピングモータ５０９にトルクを発生させるトルク電流成分に相当し、ｄ軸電流は、ステッピングモータ５０９のロータの磁束強度に影響する励磁電流成分に相当する。モータ制御部１５７は、回転座標系におけるｑ軸電流及びｄ軸電流を独立して制御することで、ステッピングモータ５０９のベクトル制御を実現する。 The motor control unit 157 performs vector control in which the drive current supplied to the stepping motor 509 is controlled by the current value of the rotating coordinate system based on the rotation phase θ of the rotor of the stepping motor 509 . In vector control, the current vectors corresponding to the driving currents flowing through the A-phase and B-phase windings of the stepping motor 509 are represented by the d-axis and q-axis from the static coordinate system represented by the α-axis and β-axis. Converted to a rotating coordinate system. As a result of such coordinate transformation, the driving current supplied to the stepping motor 509 is represented by a direct current d-axis component (d-axis current) and direct current q-axis component (q-axis current) in the rotating coordinate system. In this case, the q-axis current corresponds to the torque current component that causes the stepping motor 509 to generate torque, and the d-axis current corresponds to the exciting current component that affects the magnetic flux intensity of the rotor of the stepping motor 509 . The motor control unit 157 realizes vector control of the stepping motor 509 by independently controlling the q-axis current and the d-axis current in the rotating coordinate system.

具体的には、モータ制御部１５７は、ステッピングモータ５０９におけるロータの回転位相及び回転速度を推定し、その推定結果に基づいてベクトル制御を行う。モータ制御部１５７は、図３に示すように、位相制御部５０１、速度制御部５０２、及び電流制御部５０３、５０４へのそれぞれのフィードバックに基づく３つの制御ループを含み、これらの制御ループによってベクトル制御を実現する。なお、図３に示すモータ制御部１５７において、ステッピングモータ５０９におけるロータの回転位相θの推定は、誘起電圧演算部５１２及び位相決定手段としての位相演算部（ＡＴＡＮ）５１３によって行われる。また、ステッピングモータ５０９の回転速度ω（ｄθ／ｄｔ）の推定は、回転位相θの推定値に基づいて、速度演算部５１４によって行われる。 Specifically, the motor control unit 157 estimates the rotational phase and rotational speed of the rotor in the stepping motor 509, and performs vector control based on the estimation results. Motor control 157 includes three control loops based on respective feedbacks to phase control 501, speed control 502, and current controls 503, 504, as shown in FIG. Realize control. In the motor control unit 157 shown in FIG. 3, estimation of the rotation phase θ of the rotor of the stepping motor 509 is performed by an induced voltage calculation unit 512 and a phase calculation unit (ATAN) 513 as phase determination means. Further, the estimation of the rotation speed ω(dθ/dt) of the stepping motor 509 is performed by the speed calculation unit 514 based on the estimated value of the rotation phase θ.

位相制御部５０１を含む、最も外側の制御ループでは、ステッピングモータ５０９におけるロータの回転位相θの推定値のフィードバックに基づいて、ステッピングモータ５０９の位相制御を行う。モータ制御部１５７には、システムコントローラ１５１のＣＰＵ１５１ａから、ステッピングモータ５０９の位相指令値θ＿ｒｅｆが与えられる。位相制御部５０１は、位相演算部５１３からフィードバックされる、ステッピングモータ５０９におけるロータの回転位相θの推定値の位相指令値θ＿ｒｅｆ（目標値）に対する偏差が０に近づくように速度指令値ω＿ｒｅｆを生成する。その後、位相制御部５０１は、速度制限手段としてのω＿ｒｅｆリミッタ部５２３に速度指令値ω＿ｒｅｆを出力する。ω＿ｒｅｆリミッタ部５２３は、位相制御部５０１から出力された速度指令値ω＿ｒｅｆがリミット値ω＿ＬＩＭ以下になるように制限されたω＿ｒｅｆ'を出力する。具体的には、ω＿ｒｅｆの算出結果がω＿ＬＩＭ以上の値のときはω＿ＬＩＭがω＿ｒｅｆ'として出力される。また、ω＿ｒｅｆの算出結果がω＿ＬＩＭ未満の値のときはω＿ｒｅｆがω＿ｒｅｆ'として出力される。ω＿ＬＩＭはＶｄｑ過電圧検知部５２２によって決定される値である。このＶｄｑ過電圧検知部５２２の演算内容の詳細は後述する。このようにして、位相制御部５０１によるステッピングモータ５０９の位相制御が行われる。 In the outermost control loop including the phase control unit 501 , phase control of the stepping motor 509 is performed based on the feedback of the estimated value of the rotation phase θ of the rotor of the stepping motor 509 . A phase command value θ_ref for the stepping motor 509 is provided to the motor control unit 157 from the CPU 151 a of the system controller 151 . The phase control unit 501 generates a speed command value ω_ref such that the deviation of the estimated value of the rotation phase θ of the rotor in the stepping motor 509 from the phase command value θ_ref (target value), which is fed back from the phase calculation unit 513, approaches zero. do. After that, the phase control unit 501 outputs the speed command value ω_ref to the ω_ref limiter unit 523 as speed limiting means. The ω_ref limiter unit 523 outputs ω_ref′ which is limited so that the speed command value ω_ref output from the phase control unit 501 is equal to or less than the limit value ω_LIM. Specifically, when the calculation result of ω_ref is equal to or greater than ω_LIM, ω_LIM is output as ω_ref'. Also, when the calculation result of ω_ref is less than ω_LIM, ω_ref is output as ω_ref'. ω_LIM is a value determined by the Vdq overvoltage detector 522 . The details of the calculation contents of the Vdq overvoltage detection unit 522 will be described later. In this manner, phase control of the stepping motor 509 by the phase control unit 501 is performed.

速度制御部５０２を含む制御ループでは、ステッピングモータ５０９の回転速度ωの推定値のフィードバックに基づいて、ステッピングモータ５０９の速度制御を行う。速度制御部５０２は、速度演算部５１４からフィードバックされる、ステッピングモータ５０９の回転速度ωの推定値の、速度指令値ω＿ｒｅｆ（目標値）に対する偏差が０に近づくように、電流指令値Ｉｑ＿ｒｅｆを生成して出力する。ここで、Ｉｑ＿ｒｅｆリミッタ部５２１は、速度制御部５０２から出力された電流指令値Ｉｑ＿ｒｅｆがステッピングモータの電流制限値（リミット値）であるＩｑ＿ＬＩＭ以下になるよう制限したＩｑ＿ｒｅｆ'を出力する。具体的には、Ｉｑ＿ｒｅｆの算出結果がＩｑ＿ＬＩＭ以上の値のとき、Ｉｑ＿ＬＩＭがＩｑ＿ｒｅｆ'として出力される。また、Ｉｑ＿ｒｅｆの算出結果がＩｑ＿ＬＩＭ未満の値のとき、Ｉｑ＿ｒｅｆがＩｑ＿ｒｅｆ'として出力される。Ｉｑ＿ＬＩＭは、Ｖｄｑ過電圧検知部５２２によって決定される値であり、Ｖｄｑ過電圧検知部５２２の演算詳細は後述する。 In the control loop including the speed controller 502, the speed of the stepping motor 509 is controlled based on the feedback of the estimated value of the rotational speed ω of the stepping motor 509. FIG. The speed control unit 502 generates the current command value Iq_ref so that the deviation of the estimated value of the rotation speed ω of the stepping motor 509 fed back from the speed calculation unit 514 from the speed command value ω_ref (target value) approaches zero. and output. Here, the Iq_ref limiter unit 521 outputs Iq_ref' that limits the current command value Iq_ref output from the speed control unit 502 to be equal to or less than Iq_LIM, which is the current limit value (limit value) of the stepping motor. Specifically, when the calculation result of Iq_ref is equal to or greater than Iq_LIM, Iq_LIM is output as Iq_ref'. Also, when the calculation result of Iq_ref is less than Iq_LIM, Iq_ref is output as Iq_ref'. Iq_LIM is a value determined by the Vdq overvoltage detection unit 522, and the details of calculation by the Vdq overvoltage detection unit 522 will be described later.

電流制御部５０３、５０４を含む制御ループでは、ステッピングモータ５０９の各相の巻線に流れる駆動電流の検出値のフィードバックに基づいて、ステッピングモータ５０９の各相の巻線に供給する駆動電流を制御する。ここで、ステッピングモータ５０９のＡ相及びＢ相の巻線には、それぞれ以下のような電流が流れるものとする。
ｉα＝Ｉ×ｃｏｓθ'
ｉβ＝Ｉ×ｓｉｎθ' （１） In the control loop including the current control units 503 and 504, the drive current supplied to each phase winding of the stepping motor 509 is controlled based on the feedback of the detected value of the drive current flowing through each phase winding of the stepping motor 509. do. Here, it is assumed that the following currents flow through the A-phase and B-phase windings of the stepping motor 509, respectively.
iα=I×cos θ′
iβ=I×sin θ′ (1)

この場合、回転座標系におけるｄ軸電流及びｑ軸電流（直流電流）の電流値Ｉｄ、Ｉｑは、次式に示す座標変換によって表される。
Ｉｄ＝ ｃｏｓθ×ｉα＋ｓｉｎθ×ｉβ
Ｉｑ＝－ｓｉｎθ×ｉα＋ｃｏｓθ×ｉβ （２） In this case, the current values Id and Iq of the d-axis current and the q-axis current (direct current) in the rotating coordinate system are represented by coordinate transformation shown in the following equations.
Id= cos θ×iα+sin θ×iβ
Iq=-sin θ×iα+cos θ×iβ (2)

このような座標変換によって、静止座標系における、Ａ相及びＢ相の巻線にそれぞれ流れる交流電流値ｉα、ｉβは、回転座標系における直流電流値Ｉｑ、Ｉｄに変換される。なお、ｑ軸電流は、ステッピングモータ５０９にトルクを発生させるトルク電流成分（第１の電流成分）である。ｄ軸電流は、ステッピングモータ５０９のロータの磁束強度に影響する励磁電流成分（第２の電流成分）であり、ステッピングモータ５０９のトルクの発生には寄与しない。 By such coordinate conversion, the alternating current values iα and iβ respectively flowing in the A-phase and B-phase windings in the static coordinate system are converted into DC current values Iq and Id in the rotating coordinate system. Note that the q-axis current is a torque current component (first current component) that causes the stepping motor 509 to generate torque. The d-axis current is an exciting current component (second current component) that affects the magnetic flux intensity of the rotor of the stepping motor 509 and does not contribute to torque generation of the stepping motor 509 .

ステッピングモータ５０９のＡ相及びＢ相の巻線に流れる駆動電流は、ＰＷＭインバータ５０６とステッピングモータ５０９との間に設けられた電流検出部５０７、５０８によってそれぞれ検出される。電流検出部５０７、５０８によって検出された駆動電流の値は、Ａ／Ｄ変換部５１０によってアナログ値からデジタル値へ変換されることで、ＣＰＵ、またはＦＰＧＡ等のプログラミングデバイスによる取り込みが可能になる。Ａ／Ｄ変換部５１０から出力される、静止座標系における電流値ｉα、ｉβは、座標変換器５１１及び誘起電圧演算部５１２へ入力される。 The drive currents flowing through the A-phase and B-phase windings of the stepping motor 509 are detected by current detectors 507 and 508 provided between the PWM inverter 506 and the stepping motor 509, respectively. The drive current values detected by the current detection units 507 and 508 are converted from analog values to digital values by the A/D conversion unit 510, so that they can be captured by a programming device such as a CPU or FPGA. The current values iα and iβ in the stationary coordinate system output from the A/D converter 510 are input to the coordinate converter 511 and the induced voltage calculator 512 .

座標変換器５１１は、式（２）によって、静止座標系（αβ軸）における電流値ｉα、ｉβを回転座標系（ｄｑ軸）における電流値Ｉｑ、Ｉｄへ変換して出力する。電流制御部５０３、５０４には、座標変換器５１１から出力される、回転座標系における検出された電流値Ｉｑ、Ｉｄと、電流指令値Ｉｑ＿ｒｅｆ'、Ｉｄ＿ｒｅｆと、の差分値が入力される。電流指令値Ｉｑ＿ｒｅｆ'、Ｉｄ＿ｒｅｆは、Ｉｑ＿ｒｅｆリミッタ部５２１及び後述するＩｄ＿ＲＥＦリミッタ部５２３から出力される、回転座標系における電流指令値である。 The coordinate converter 511 converts the current values iα and iβ in the stationary coordinate system (αβ axes) into the current values Iq and Id in the rotating coordinate system (dq axes) according to Equation (2), and outputs the current values Iq and Id. Current controllers 503 and 504 receive difference values between detected current values Iq and Id in the rotating coordinate system and current command values Iq_ref′ and Id_ref output from coordinate converter 511 . The current command values Iq_ref' and Id_ref are current command values in the rotating coordinate system that are output from the Iq_ref limiter section 521 and the Id_REF limiter section 523, which will be described later.

電流制御部５０３、５０４は、入力された差分値（即ち、検出された電流値Ｉｑ、Ｉｄの、目標値である電流指令値Ｉｑ＿ｒｅｆ'、Ｉｄ＿ｒｅｆに対する偏差）が０に近づくように、回転座標系における電圧値Ｖｑ'、Ｖｄ'を生成及び出力する。なお、位相制御部５０１、速度制御部５０２、及び電流制御部５０３、５０４はそれぞれ、例えば、比例補償器及び積分補償器で構成され、ＰＩ制御によりフィードバック制御を実現する。 The current control units 503 and 504 control the rotational coordinate system so that the input difference values (that is, the deviations of the detected current values Iq and Id from the target values of the current command values Iq_ref′ and Id_ref) approach zero. to generate and output voltage values Vq' and Vd' at . The phase control unit 501, the speed control unit 502, and the current control units 503 and 504 are each composed of, for example, a proportional compensator and an integral compensator, and realize feedback control by PI control.

Ｖｄｑ過電圧検知部５２２は、Ｉｑ＿ＬＩＭをＩｑ＿ｒｅｆリミッタ部５２１に出力し、ω＿ＬＩＭをω＿ｒｅｆリミッタ部５２３に出力し、かつ、電圧値Ｖｑ'、Ｖｄ'を座標変換器５０５に出力する。その詳細は後述する。 Vdq overvoltage detection section 522 outputs Iq_LIM to Iq_ref limiter section 521 , ω_LIM to ω_ref limiter section 523 , and voltage values Vq′ and Vd′ to coordinate converter 505 . The details will be described later.

座標変換器５０５は、電流制御部５０３、５０４から出力される、回転座標系における電圧値Ｖｑ'、Ｖｄ'を、次式によって、静止座標系における電流値Ｖα'、Ｖβ'へ逆変換する。
Ｖα'＝ｃｏｓθ×Ｖｄ'－ｓｉｎθ×Ｖｑ'
Ｖβ'＝ｓｉｎθ×Ｖｄ'＋ｃｏｓθ×Ｖｑ' （３） The coordinate converter 505 inversely transforms the voltage values Vq' and Vd' in the rotating coordinate system output from the current control units 503 and 504 to the current values Vα' and Vβ' in the stationary coordinate system according to the following equations.
Vα′=cos θ×Vd′−sin θ×Vq′
Vβ′=sin θ×Vd′+cos θ×Vq′ (3)

座標変換器５０５は、静止座標系への座標変換後の駆動電圧Ｖα、Ｖβを、フルブリッジ回路で構成されたＰＷＭインバータ５０６、及び誘起電圧演算部５１２へ出力する。 The coordinate converter 505 outputs the drive voltages Vα and Vβ after the coordinate conversion to the stationary coordinate system to the PWM inverter 506 configured by a full bridge circuit and the induced voltage calculator 512 .

このようにして、ベクトル制御部５１５は、ステッピングモータ５０９におけるロータの回転位相θを基準とした回転座標系（ｄｑ軸）の電流値によって、ステッピングモータ５０９の各相の巻線に供給する駆動電流を制御するベクトル制御を行う。ベクトル制御部５１５は、ステッピングモータ５０９におけるロータの回転位相θの推定値のフィードバックに基づくベクトル制御の結果として、ステッピングモータ５０９へ供給する駆動電流に対応する駆動電圧Ｖα、Ｖβを出力する。なお、ベクトル制御では、通常、ｄ軸電流はその値が０となるように制御される。しかし、本実施形態においては、ＣＰＵ１５１ａが位相指令値θ＿ｒｅｆの周波数（即ち、モータの目標速度）に基づいて所定の負のＩｄ指令値ｉｄ＿ｒｅｆを出力するものとする。これは、一般に弱め界磁制御と呼ばれる技術であり、所定のｄ軸電流を負方向に印加することで高速領域のトルクを向上する効果が得られる。 In this way, the vector control unit 515 supplies the drive current to each phase winding of the stepping motor 509 according to the current value of the rotating coordinate system (dq axis) based on the rotation phase θ of the rotor of the stepping motor 509. Vector control is performed to control the The vector control unit 515 outputs drive voltages Vα and Vβ corresponding to the drive current supplied to the stepping motor 509 as a result of vector control based on feedback of the estimated value of the rotation phase θ of the rotor in the stepping motor 509 . Note that in vector control, the d-axis current is usually controlled so that its value becomes zero. However, in this embodiment, the CPU 151a outputs a predetermined negative Id command value id_ref based on the frequency of the phase command value θ_ref (that is, the target speed of the motor). This is a technique generally called field-weakening control, and by applying a predetermined d-axis current in the negative direction, it is possible to obtain the effect of improving the torque in the high-speed region.

ＰＷＭインバータ５０６では、座標変換器５０５から入力された駆動電圧Ｖα、Ｖβによってフルブリッジ回路が駆動される。その結果、ＰＷＭインバータ５０６は、駆動電圧Ｖα、Ｖβに応じてステッピングモータ５０９の各相の巻線に駆動電流を供給することによって、ステッピングモータ５０９を駆動する。 In PWM inverter 506 , the full bridge circuit is driven by drive voltages Vα and Vβ input from coordinate converter 505 . As a result, PWM inverter 506 drives stepping motor 509 by supplying a driving current to each phase winding of stepping motor 509 according to driving voltages Vα and Vβ.

センサレス制御
上述のように、ベクトル制御では、モータの位相制御及び速度制御を行うために、モータの位相及び回転速度を示す情報のフィードバックが必要である。具体的には、図３に示す構成では、ステッピングモータ５０９におけるロータの回転位相θを示す位相情報、及びステッピングモータ５０９の回転速度ωを示す速度情報を、位相制御部５０１及び速度制御部５０２にそれぞれフィードバックする必要がある。 Sensorless Control As described above, vector control requires feedback of information indicating the phase and rotation speed of the motor in order to perform phase control and speed control of the motor. Specifically, in the configuration shown in FIG. Each needs feedback.

通常、モータの位相及び回転速度を検出（推定）するためには、モータにロータリエンコーダを取り付け、エンコーダの出力パルス数に基づいて位相を検出し、エンコーダの出力パルス周期に基づいて回転速度を検出する。しかし、本来ステッピングモータの駆動に不要であるエンコーダを追加することによって、上述のように、コストアップ及び配置スペースの確保が問題となる。そこで、エンコーダを用いることなくモータの位相及び回転速度を推定し、その推定結果に基づいてベクトル制御を行うセンサレス制御が提案されている。以下では、再び図３を参照して、ステッピングモータ５０９のセンサレス制御について説明する。 Normally, in order to detect (estimate) the phase and rotation speed of a motor, a rotary encoder is attached to the motor, the phase is detected based on the number of output pulses from the encoder, and the rotation speed is detected based on the output pulse period of the encoder. do. However, adding an encoder, which is essentially unnecessary for driving the stepping motor, raises the problem of cost increase and securing of arrangement space, as described above. Accordingly, sensorless control has been proposed in which the phase and rotation speed of a motor are estimated without using an encoder, and vector control is performed based on the estimation results. The sensorless control of the stepping motor 509 will be described below with reference to FIG. 3 again.

まず、誘起電圧演算部５１２は、ステッピングモータ５０９（のロータ）の回転に従って、Ａ相（第１相）及びＢ相（第２相）の巻線にそれぞれ誘起される誘起電圧（Ａ相及びＢ相の逆起電圧）を演算する。具体的には、Ａ／Ｄ変換部５１０によるデジタル値への変換後の電流値ｉα、ｉβと、ベクトル制御部５１５から出力された、ステッピングモータ５０９の駆動電圧Ｖα、Ｖβとが、誘起電圧演算部５１２に入力される。誘起電圧演算部５１２は、Ａ相及びＢ相のそれぞれについて、駆動電圧Ｖα、Ｖβと電流値ｉα、ｉβとから、以下の電圧方程式によって、ステッピングモータ５０９の誘起電圧Ｅα、Ｅβを演算する。 First, the induced voltage calculation unit 512 calculates the induced voltages (phase A and B phase counter-electromotive force). Specifically, the current values iα and iβ converted into digital values by the A/D conversion unit 510 and the drive voltages Vα and Vβ of the stepping motor 509 output from the vector control unit 515 are used to calculate the induced voltage. is input to section 512 . The induced voltage calculator 512 calculates the induced voltages Eα and Eβ of the stepping motor 509 from the drive voltages Vα and Vβ and the current values iα and iβ for the A-phase and B-phase, respectively, according to the following voltage equations.

Ｅα＝Ｖα－Ｒ×ｉα－Ｌ×ｄｉα／ｄｔ
Ｅβ＝Ｖβ－Ｒ×ｉβ－Ｌ×ｄｉβ／ｄｔ （４） Eα=Vα−R×iα−L×diα/dt
Eβ=Vβ−R×iβ−L×diβ/dt (4)

ここで、Ｒは巻線レジスタンス、Ｌは巻線インダクタンスである。Ｒ及びＬの値は、使用されているステッピングモータ５０９に固有の値であり、ＲＯＭ１５１ｂ、またはモータ制御部１５７内に設けられた不図示のメモリに予め格納されている。 where R is the winding resistance and L is the winding inductance. The values of R and L are values unique to the stepping motor 509 being used, and are stored in advance in the ROM 151b or a memory (not shown) provided in the motor control section 157. FIG.

誘起電圧演算部５１２によって演算された、Ａ相及びＢ相の誘起電圧Ｅα、Ｅβは、位相演算部５１３へ入力される。位相演算部５１３は、Ａ相の誘起電圧ＥαとＢ相の誘起電圧Ｅβとの比から、次式によってステッピングモータ５０９におけるロータの回転位相θの推定値を演算する。
θ＝ｔａｎ－１（－Ｅβ／Ｅα） （５） The A-phase and B-phase induced voltages Eα and Eβ calculated by the induced voltage calculator 512 are input to the phase calculator 513 . The phase calculator 513 calculates an estimated value of the rotation phase θ of the rotor of the stepping motor 509 from the ratio of the A-phase induced voltage Eα and the B-phase induced voltage Eβ by the following equation.
θ=tan −1 (−Eβ/Eα) (5)

位相演算部５１３は、このような推定演算により得られた回転位相θの推定値を、位相制御部５０１及び速度演算部５１４に出力する。なお、回転位相θの推定値は、位相演算部５１３から座標変換器５０５、５１１にも出力される。 Phase calculation section 513 outputs the estimated value of rotational phase θ obtained by such estimation calculation to phase control section 501 and speed calculation section 514 . Note that the estimated value of the rotational phase θ is also output from the phase calculator 513 to the coordinate converters 505 and 511 .

速度演算部５１４は、入力された回転位相θから、次式によってステッピングモータ５０９の回転速度ωの推定値を演算する。
ω＝ｄθ／ｄｔ （６） The speed calculator 514 calculates an estimated value of the rotational speed ω of the stepping motor 509 from the input rotational phase θ using the following equation.
ω=dθ/dt (6)

式（６）のように、回転速度ωは、回転位相θの推定値の時間変化に基づいて演算される。速度演算部５１４は、得られた回転速度ωを速度制御部５０２に出力（フィードバック）する。 以下、上述したＶｄｑ過電圧検知部５２２によるＩｑ電流リミッタ値（Ｉｑ＿ＬＩＭ）及びω＿ｒｅｆリミッタ値を求める方法について説明する。 As shown in equation (6), the rotation speed ω is calculated based on the time change of the estimated value of the rotation phase θ. The speed calculator 514 outputs (feeds back) the obtained rotational speed ω to the speed controller 502 . A method for obtaining the Iq current limiter value (Iq_LIM) and the ω_ref limiter value by the Vdq overvoltage detection unit 522 described above will be described below.

図３に示されるように、Ｖｄｑ過電圧検知部５２２には、電流制御部５０３、５０４が出力するＶｑ'、Ｖｄ'が入力される。図５を用いて第１実施形態におけるＶｄｑ過電圧検知部５２２によるＩｑ＿ＬＩＭの演算方法について説明する。図５はモータ巻線に印可する電圧ベクトルＶをｄ／ｑ座標上に表現したものであり、円の半径はＶ＿ＬＩＭを表している。 As shown in FIG. 3 , the Vdq overvoltage detector 522 receives Vq′ and Vd′ output from the current controllers 503 and 504 . A method of calculating Iq_LIM by the Vdq overvoltage detection unit 522 in the first embodiment will be described with reference to FIG. FIG. 5 expresses the voltage vector V applied to the motor windings on the d/q coordinates, and the radius of the circle represents V_LIM.

Ｖ＿ＬＩＭは、一般的にＰＷＭインバータ５０６に印可する電源電圧となる。前述したように、ベクトル制御は、固定座標系であるモータ巻線に流れるａｂ相電流を回転座標系であるｄｑ軸電流に座標変換を行い、回転座標系で電流制御を行うことでｄｑ軸電圧を生成し、固定座標系のａｂ相電圧に変換してモータ巻線に印可する。 V_LIM is generally the power supply voltage applied to PWM inverter 506 . As described above, the vector control performs coordinate conversion of the ab-phase currents flowing in the motor windings, which is a fixed coordinate system, into the dq-axis currents, which are a rotating coordinate system. are generated, converted into ab-phase voltages in a fixed coordinate system, and applied to the motor windings.

一般的なベクトル制御では、ｄ軸電流が０となるように制御してｑ軸電流でトルク制御を行う。この場合、ｄ軸電流が０であることからｄ軸電圧も０となり、モータは、ｑ軸電圧を印可することで駆動される。一方、ｄ軸電流を０に制御した場合には効率最大で駆動可能だが、モータの回転子が高速で回転すると、モータ巻線には逆起電圧を発生するので、これを打ち消すために磁束方向であるｄ軸にあえて電流を流す（弱め界磁を行う）ことがある。この場合はＶｄが非ゼロとなるように、つまりＶｄの値の絶対値が０より大きくなるように電圧を制御する。 In general vector control, the d-axis current is controlled to be 0 and the q-axis current is used for torque control. In this case, since the d-axis current is 0, the d-axis voltage is also 0, and the motor is driven by applying the q-axis voltage. On the other hand, when the d-axis current is controlled to 0, it can be driven with maximum efficiency. There is a case where a current is dared to flow through the d-axis (weakening the field). In this case, the voltage is controlled so that Vd is non-zero, that is, the absolute value of Vd is greater than zero.

モータ巻線に印可するａｂ相電圧は、ＰＷＭインバータ回路を用いてモータ巻線に印可されるので、当然ではあるが、インバータ回路に印可する電源電圧を超えて出力することはできない。従って、以下に示すベクトル制御では、ａｂ相電圧がインバータ回路に印可する電源電圧を超過しないようにｄｑ軸電圧を制御する。 Since the ab-phase voltage applied to the motor windings is applied to the motor windings using the PWM inverter circuit, it is of course impossible to output the ab-phase voltage exceeding the power supply voltage applied to the inverter circuit. Therefore, in the vector control described below, the dq-axis voltages are controlled so that the ab-phase voltages do not exceed the power supply voltage applied to the inverter circuit.

図５（ａ）、（ｂ）を参照して、ｄ軸電流を０とした場合と、ｄ軸に電流を流した場合とのそれぞれについての回転座標軸上の電圧の挙動について説明する。 With reference to FIGS. 5A and 5B, the behavior of the voltage on the rotating coordinate axis when the d-axis current is set to 0 and when the d-axis current is applied will be described.

図５（ａ）は、ｄ軸電圧であるＶｄを０としたときの回転座標軸上の電圧を表している。このとき、ＶｑとＶｄの合成ベクトルＶは、Ｖｑと一致する。従って、ＶｑがＶ＿ＬＩＭを超えない場合、Ｉｑ＿ＬＩＭまたはω＿ＬＩＭを減少させる必要はない。
一般的に、Ｖ＿ＬＩＭはＰＷＭインバータ５０６等の昇温を考慮して、その温度が規定値以上を超えないように設定されている。本実施形態でも、ＰＷＭインバータ５０６の温度が規定値以上に上昇することを防ぐように、その値が定められている。 FIG. 5(a) shows the voltage on the rotating coordinate axis when the d-axis voltage Vd is set to 0. FIG. At this time, the combined vector V of Vq and Vd matches Vq. Therefore, if Vq does not exceed V_LIM, there is no need to decrease Iq_LIM or ω_LIM.
In general, V_LIM is set so that the temperature of PWM inverter 506 and the like does not exceed a specified value in consideration of temperature rise. Also in this embodiment, the value is determined so as to prevent the temperature of the PWM inverter 506 from rising above the specified value.

図５（ｂ）は、Ｖｄが非ゼロとなるように制御されてＶｄ≠０となったときを表している。このとき、合成ベクトルＶはＶｑとは一致せず、ＶｑとＶｄを合成したベクトルとなる。従って、例えば、ＶｑがＶ＿ＬＩＭと同じ大きさのとき、合成ベクトルＶの大きさはＶ＿ＬＩＭを超えてしまう。この場合、Ｉｑ＿ｒｅｆの大きさを制限すれば、電流制御出力が制限されることになるのでＶｄ、Ｖｑも制限され、合成ベクトルをＶ＿ＬＩＭ以下に制限することができる。 FIG. 5(b) shows the case where Vd is controlled to be non-zero and Vd≠0. At this time, the synthesized vector V does not match Vq, and becomes a vector obtained by synthesizing Vq and Vd. Therefore, for example, when Vq has the same magnitude as V_LIM, the magnitude of the composite vector V exceeds V_LIM. In this case, if the magnitude of Iq_ref is limited, the current control output is limited, so Vd and Vq are also limited, and the combined vector can be limited to V_LIM or less.

図５（ｂ）に示されるように、ＶｄとＶｑの合成ベクトルＶｄｑの大きさは√（Ｖｑ２ ＋ Ｖｄ２）となるので、合成ベクトルＶｄｑがＶ＿ＬＩＭを超えないようにするためには、以下の式（８）を満たすようにＩｑ＿ｒｅｆを制御すればよい。
Ｖｄｑ＝√（Ｖｑ２ ＋ Ｖｄ２）≦Ｖ＿ＬＩＭ （８） As shown in FIG. 5B, the magnitude of the combined vector Vdq of Vd and Vq is √(Vq 2 +Vd 2 ). Iq_ref may be controlled so as to satisfy the following expression (8).
Vdq=√(Vq 2 +Vd 2 )≦V_LIM (8)

具体的には、制限値Ｖ＿ＬＩＭとＶｄｑとを用い、式（８）によって過電圧を検知した場合には、Ｉｑ＿ＬＩＭまたはω＿ＬＩＭが現在値よりも小さくなるように制御する。 Specifically, using limit values V_LIM and Vdq, when an overvoltage is detected by Equation (8), Iq_LIM or ω_LIM is controlled to be smaller than the current value.

次に、図６のフローチャートを参照して第１実施形態における電流制限処理の概要を説明する。なお、以下の説明においては、特に断りのない限り、Ｖｄが非ゼロとなるように制御されてＶｄ≠０となっている。各ステップは図３におけるＣＰＵ１５１ａの下においてモータ制御部１５７によって実行される。また、説明を簡略化するために、各ステップはモータ制御部１５７によって実行されるものとする。なお、図６はモータ制御部１５７がＩｑ＿ｒｅｆを制限するフローチャートを示すが、これに代えて、モータ制御部１５７がω＿ｒｅｆを制限するものとしてもよい。 Next, an overview of current limiting processing in the first embodiment will be described with reference to the flowchart of FIG. In the following description, unless otherwise specified, Vd is controlled to be non-zero and Vd≠0. Each step is executed by the motor controller 157 under the CPU 151a in FIG. Also, to simplify the explanation, each step is assumed to be executed by the motor control unit 157 . Although FIG. 6 shows a flowchart for limiting Iq_ref by the motor control unit 157, instead of this, the motor control unit 157 may limit ω_ref.

モータ駆動が開始されると（Ｓ１００）、モータ制御部１５７は、上述したベクトル制御で説明したように、電流検出部５０７、５０８、及びＡ／Ｄ変換部５１０によってモータの駆動電流の検出を開始する（Ｓ１０１）。そして、モータ制御部１５７は、検出した電流を用いてモータの回転位相θ、速度ωを算出し（Ｓ１０２）、さらに目標回転位相を表す位相指令値θ＿ｒｅｆとθ、ωによる位相／速度制御によってＩｑ＿ｒｅｆを演算する（Ｓ１０３）。 When the motor drive starts (S100), the motor control unit 157 starts detecting the motor drive current by means of the current detection units 507 and 508 and the A/D conversion unit 510, as described in the above vector control. (S101). Then, the motor control unit 157 uses the detected current to calculate the rotation phase θ and speed ω of the motor (S102), and furthermore, the phase command value θ_ref representing the target rotation phase and the phase/speed control based on θ and ω is calculated (S103).

Ｓ１０４において、Ｉｑ＿ｒｅｆリミッタ部５２１は、Ｓ１０３で演算されたＩｑ＿ｒｅｆがＩｑ＿ＬＩＭより大きいか否かを判断する。Ｉｑ＿ＬＩＭは、Ｖｄｑ過電圧検知部５２２によって決まるＩｑの制限値である。Ｖｄｑ過電圧検知部５２２は、√（Ｖｑ２＋Ｖｄ２）≦Ｖ＿ＬＩＭとなるように、つまり、合成電圧がＶ＿ＬＩＭを超えないようにＩｑ＿ＬＩＭの値を定める。 In S104, the Iq_ref limiter unit 521 determines whether Iq_ref calculated in S103 is greater than Iq_LIM. Iq_LIM is the Iq limit value determined by the Vdq overvoltage detector 522 . The Vdq overvoltage detection unit 522 determines the value of Iq_LIM so that √(Vq 2 +Vd 2 )≦V_LIM, that is, the combined voltage does not exceed V_LIM.

Ｉｑ＿ｒｅｆがＩｑ＿ＬＩＭより大きくないと判断された場合（Ｓ１０４：Ｎ）、Ｉｑ＿ｒｅｆリミッタ部５２１は、Ｓ１０３で演算されたＩｑ＿ｒｅｆの値をそのままＩｑ＿ｒｅｆ'として出力する（Ｓ１０５）。 When it is determined that Iq_ref is not greater than Iq_LIM (S104: N), the Iq_ref limiter unit 521 outputs the value of Iq_ref calculated in S103 as it is as Iq_ref' (S105).

Ｉｑ＿ｒｅｆがＩｑ＿ＬＩＭより大きいと判断された場合（Ｓ１０４：Ｙ）、Ｉｑ＿ｒｅｆリミッタ部５２１は、Ｉｑ＿ＬＩＭの値をＩｑ＿ｒｅｆ'として出力する（Ｓ１０６）。モータ制御部１５７は、Ｉｑ＿ｒｅｆ'をＩｑ電流指令値として、上述したようにＩｄ＿ｒｅｆ、Ｉｄ及びＩｑに基づいて電流制御を行いＶｑ、Ｖｄを算出する（Ｓ１０７）。 When it is determined that Iq_ref is greater than Iq_LIM (S104: Y), Iq_ref limiter section 521 outputs the value of Iq_LIM as Iq_ref' (S106). Using Iq_ref′ as the Iq current command value, the motor control unit 157 performs current control based on Id_ref, Id and Iq as described above, and calculates Vq and Vd (S107).

次に、モータ制御部１５７は、Ｖｄｑ過電圧検知部５２２の検知結果を通じて、√（Ｖｑ２＋Ｖｄ２）＞Ｖ＿ＬＩＭであるか否かを判定する（Ｓ１０８）。√（Ｖｑ２＋Ｖｄ２）＞Ｖ＿ＬＩＭである場合（Ｓ１０８：Ｙ）、モータ制御部１５７は、√（Ｖｑ２＋Ｖｄ２）≦Ｖ＿ＬＩＭとなるようにＩｑ＿ＬＩＭを減少させ（Ｓ１０９）、Ｓ１１０に処理を進める。その他の場合（Ｓ１０８：Ｎ）、モータ制御部１５７は、Ｓ１１０に処理を進める。その後、モータ制御部１５７は、駆動停止指令があるか否かを判定し（Ｓ１１０）、駆動停止指令がない場合（Ｓ１１０：Ｎ）はＳ１０１を再度実行し、駆動停止指令がある場合（Ｓ１１０：Ｙ）にはモータ駆動を終了する（Ｓ１１１）。 Next, the motor control unit 157 determines whether or not √(Vq 2 +Vd 2 )>V_LIM based on the detection result of the Vdq overvoltage detection unit 522 (S108). If √(Vq 2 +Vd 2 )>V_LIM (S108: Y), the motor control unit 157 decreases Iq_LIM so that √(Vq 2 +Vd 2 )≦V_LIM (S109), and proceeds to S110. . Otherwise (S108: N), the motor control unit 157 advances the process to S110. After that, the motor control unit 157 determines whether or not there is a drive stop command (S110). If there is no drive stop command (S110: N), S101 is executed again. In Y), the motor drive is terminated (S111).

このように、モータ制御部１５７は、Ｖｄｑ過電圧検知部５２２の検知結果からＩｄ＿ｒｅｆを制限することで、合成ベクトルＶｄｑがＰＷＭインバータ５０６の制限値Ｖ＿ＬＩＭに飽和しないように電圧を制御することができる。
なお、Ｓ１０４～Ｓ１０７では、トルク電流成分を減少させたが、√（Ｖｑ２＋Ｖｄ２）≦Ｖ＿ＬＩＭとなるように、トルク電流成分と励磁電流成分との少なくとも一方を減少させるようにしてもよい。 In this way, motor control unit 157 limits Id_ref based on the detection result of Vdq overvoltage detection unit 522 , thereby controlling the voltage so that combined vector Vdq does not saturate at limit value V_LIM of PWM inverter 506 .
Although the torque current component is decreased in S104 to S107, at least one of the torque current component and the excitation current component may be decreased so that √(Vq 2 +Vd 2 )≤V_LIM.

変形例
上述した実施形態では、Ｖｄｑ過電圧検知部５２２で式（８）に示される√（Ｖｑ２＋Ｖｄ２）＞Ｖ＿ＬＩＭを検知した場合に電圧制御を行う。この場合、ａｂ相電圧は電源電圧を超えて出力することはできないので、ａｂ相電圧は電源電圧で飽和する。 Modification In the above-described embodiment, voltage control is performed when the Vdq overvoltage detection unit 522 detects √(Vq 2 +Vd 2 )>V_LIM shown in Equation (8). In this case, since the ab-phase voltage cannot exceed the power supply voltage, the ab-phase voltage is saturated at the power supply voltage.

しかし、ロータ位相を検出するためのロータリエンコーダのような位相検出センサを用いないセンサレスベクトル制御を行う場合、ロータ位相はａｂ相電流とａｂ相電圧とから推定される。ロータ位相の推定は、モータ巻線に発生する逆起電力に基づいて行われ、かつ、ａｂ相電流及びａｂ相電圧がともに正弦波であることを前提としている。 However, when performing sensorless vector control without using a phase detection sensor such as a rotary encoder for detecting the rotor phase, the rotor phase is estimated from the ab-phase current and the ab-phase voltage. Estimation of the rotor phase is performed based on the back electromotive force generated in the motor windings, and it is premised that both the ab-phase current and the ab-phase voltage are sinusoidal waves.

ａｂ相電圧が飽和した状態では、その波形は正弦波にはならない。従って、ロータ位相の推定には誤差が発生し、その結果、異音や脱調が発生するおそれがある。そこで、変形例における電圧制御では、Ｉｑ＿ｒｅｆリミッタ部５２１でＩｑ＿ｒｅｆを制限、もしくはω＿ｒｅｆリミッタ部５２３でω＿ｒｅｆを制限することで、駆動電圧Ｖａ／ＶｂがＰＷＭインバータ５０６の制限値Ｖ＿ＬＩＭに飽和することを避ける。その結果、駆動電圧Ｖａ／Ｖｂを用いることで、推定電気角に誤差が生じることが防がれる。 When the ab phase voltage is saturated, its waveform does not become a sine wave. Therefore, an error occurs in estimating the rotor phase, and as a result, abnormal noise and step-out may occur. Therefore, in the voltage control in the modified example, the Iq_ref limiter unit 521 limits Iq_ref, or the ω_ref limiter unit 523 limits ω_ref, thereby avoiding saturation of the drive voltage Va/Vb to the limit value V_LIM of the PWM inverter 506. . As a result, the use of the drive voltages Va/Vb prevents errors in the estimated electrical angle.

しかし、Ｉｑ＿ｒｅｆに制限を設けるとトルクが制限されることにより速度が低下し、また、ω＿ｒｅｆを制限した場合にも速度が低下するので、一定速度が必要とされる駆動シーケンス等ではこのような制御を行うことができないおそれもある。 However, if Iq_ref is limited, the speed will decrease due to the torque being limited, and if ω_ref is limited, the speed will also decrease. may not be possible.

従って、変形例では、Ｖｄｑ過電圧検知部５２２で√（Ｖｑ２＋Ｖｄ２）＞Ｖ＿ＬＩＭであることを検知した場合であってもＩｑ＿ｒｅｆ、ω＿ｒｅｆの制限は行わない。これに代えて、電源電圧リミッタ部５２４において、ＰＷＭインバータ５０６の制限値であるＶ＿ＬＩＭを一時的に増加させる。増加後のＶ＿ＬＩＭの値をＶ'＿ＬＩＭとし、その値を√（Ｖｑ２＋Ｖｄ２）以上に設定しているので、電圧の上限値が上がっており、電圧の値に対する制限が緩くなっている。 Therefore, in the modified example, even if the Vdq overvoltage detector 522 detects √(Vq 2 +Vd 2 )>V_LIM, Iq_ref and ω_ref are not limited. Instead, power supply voltage limiter section 524 temporarily increases V_LIM, which is the limit value of PWM inverter 506 . The value of V_LIM after the increase is V′_LIM, and since this value is set to √(Vq 2 +Vd 2 ) or more, the upper limit value of the voltage is increased, and the restriction on the voltage value is relaxed.

この場合、駆動電圧Ｖａ／Ｖｂの波形は、その値がＶ＿ＬＩＭを超える領域でも正弦波を保つので、駆動電圧Ｖａ／Ｖｂを用いて推定される推定電気角を正しく演算することが可能となる。
上述したように、Ｖ＿ＬＩＭの値は、ＰＷＭインバータ５０６等の昇温を考慮して、その温度が規定値以上を超えないように設定されている。従って、Ｖ＿ＬＩＭを、Ｖ＿ＬＩＭよりも大きい値であるＶ'＿ＬＩＭに変更すると、ＰＷＭインバータ５０６等の温度が規定値以上となってしまう場合もあり得る。 In this case, the waveform of the drive voltages Va/Vb maintains a sine wave even in a region where the value exceeds V_LIM, so it is possible to correctly calculate the estimated electrical angle using the drive voltages Va/Vb.
As described above, the value of V_LIM is set so that the temperature of the PWM inverter 506 and the like does not exceed the specified value, taking into account the rise in temperature. Therefore, if V_LIM is changed to V'_LIM, which is a larger value than V_LIM, the temperature of PWM inverter 506 and the like may rise above the specified value.

そこで、変形例では、ＰＷＭインバータ５０６等の温度が規定値以上にならないように、Ｖ＿ＬＩＭをＶ'＿ＬＩＭに変更する時間を管理する。そのために、モータまたはモータ駆動装置に温度検知部を少なくとも１つ設け、これにより、モータ内の任意に定められる位置の温度を測定する。例えば、ＰＷＭインバータ５０６の温度あるいはモータ駆動装置の温度を検知する。この変形例ではＰＷＭインバータ５０６の温度を検知して、その温度が所定の温度制限値を超えた場合にＶ'＿ＬＩＭを減少させてＶ＿ＬＩＭに戻す。このようにすることで、ＰＷＭインバータ５０６の温度が低下して所定値以下の値となる。なお、この所定の温度制限値は、ＰＷＭインバータ５０６等の温度の規定値と等しい値にしてもよく、あるいは、規定値よりも大きい値にしてもよい。所定の温度制限値を上述した規定値よりも大きい値にする場合には、Ｖ'＿ＬＩＭとなってからＶ＿ＬＩＭに戻るまでの期間においてＰＷＭインバータ５０６が温度上昇により損傷しないようにＶ'＿ＬＩＭの値を設定することが好ましい。 Therefore, in the modified example, the time for changing V_LIM to V'_LIM is managed so that the temperature of PWM inverter 506 and the like does not exceed a specified value. For this purpose, the motor or the motor drive device is provided with at least one temperature detector, which measures the temperature at any given position in the motor. For example, the temperature of the PWM inverter 506 or the temperature of the motor drive device is detected. This variation senses the temperature of PWM inverter 506 and decreases V'_LIM back to V_LIM when the temperature exceeds a predetermined temperature limit. By doing so, the temperature of the PWM inverter 506 is lowered to a value equal to or lower than the predetermined value. This predetermined temperature limit value may be equal to the specified value of the temperature of PWM inverter 506 or the like, or may be set to a value greater than the specified value. When the predetermined temperature limit value is set to a value larger than the above specified value, the value of V'_LIM is set so that the PWM inverter 506 is not damaged by the temperature rise during the period from reaching V'_LIM to returning to V_LIM. is preferably set.

図７に、変形例におけるＶ＿ＬＩＭの値を上昇させる処理である、Ｖ＿ＬＩＭの制限緩和処理の概要を表すフローチャートを示す。なお、図６のフローチャートの説明でも記載したように、特に断りのない限り、Ｖｄが非ゼロとなるように制御されてＶｄ≠０となっている。各ステップは、図３におけるＣＰＵ１５１ａの下においてモータ制御部１５７によって実行される。また、説明を簡略化するために、各ステップはモータ制御部１５７によって実行されるものとする。 FIG. 7 shows a flowchart showing an overview of V_LIM restriction relaxation processing, which is processing for increasing the value of V_LIM in the modified example. As described in the explanation of the flowchart of FIG. 6, unless otherwise specified, Vd is controlled to be non-zero and Vd.noteq.0. Each step is executed by the motor controller 157 under the CPU 151a in FIG. Also, to simplify the explanation, each step is assumed to be executed by the motor control unit 157 .

モータ駆動が開始されると（Ｓ２００）、モータ制御部１５７は、電流検出部５０７、５０８及びＡ／Ｄ変換部５１０によってモータ電流の検出を開始し（Ｓ２０１）、検出した電流を用いて回転位相θ、速度ωを算出する（Ｓ２０２）。その後、モータ制御部１５７は、さらに位相指令値θ＿ｒｅｆとθ、ωによる位相／速度制御によってＩｑ＿ｒｅｆを演算する（Ｓ２０３）。ここで、Ｓ１０１、Ｓ１０２及びＳ１０３の内容は、ベクトル制御についての説明と同様であるのでその詳細は省略する。 When the motor starts to drive (S200), the motor control unit 157 starts detection of the motor current by the current detection units 507 and 508 and the A/D conversion unit 510 (S201), and uses the detected current to determine the rotation phase. θ and speed ω are calculated (S202). Thereafter, the motor control unit 157 further calculates Iq_ref by phase/speed control based on the phase command value θ_ref and θ and ω (S203). Here, since the contents of S101, S102 and S103 are the same as those of the vector control, the details thereof will be omitted.

モータ制御部１５７は、Ｉｑ＿ｒｅｆをＩｑ電流指令値として、上述したように、Ｉｄ＿ｒｅｆ、Ｉｄ、Ｉｑから電流制御を行い、Ｖｑ、Ｖｄを算出する（Ｓ２０４）。次に、モータ制御部１５７は、Ｖｄｑ過電圧検知部５２２の検知結果を通じて√（Ｖｑ２＋Ｖｄ２）＞Ｖ＿ＬＩＭであるかを判定する（Ｓ２０５）。√（Ｖｑ２＋Ｖｄ２）＞Ｖ＿ＬＩＭである場合（Ｓ２０５：Ｙ）、モータ制御部１５７はＶ＿ＬＩＭを増加し（Ｓ２０６）、後述するＳ２０７を実行する。一方、√（Ｖｑ２＋Ｖｄ２）≦Ｖ＿ＬＩＭである場合（Ｓ２０５：Ｎ）には、モータ制御部１５７は、Ｖ＿ＬＩＭの値の変更は行わずにＳ２０７を実行する。 Using Iq_ref as the Iq current command value, the motor control unit 157 performs current control based on Id_ref, Id, and Iq as described above, and calculates Vq and Vd (S204). Next, the motor control unit 157 determines whether √(Vq 2 +Vd 2 )>V_LIM based on the detection result of the Vdq overvoltage detection unit 522 (S205). If √(Vq 2 +Vd 2 )>V_LIM (S205: Y), the motor control unit 157 increases V_LIM (S206) and executes S207, which will be described later. On the other hand, if √(Vq 2 +Vd 2 )≦V_LIM (S205: N), the motor control unit 157 executes S207 without changing the value of V_LIM.

その後、モータ制御部１５７は、駆動停止指令があるか否かを判定し（Ｓ２０７）、駆動停止指令がない場合（Ｓ２０７：Ｎ）にはＳ２０１を再度実行し、駆動停止指令がある場合（Ｓ２０７：Ｙ）にはモータ駆動を終了する（Ｓ２０８）。 Thereafter, the motor control unit 157 determines whether or not there is a drive stop command (S207). If there is no drive stop command (S207: N), S201 is executed again. :Y), the motor drive is terminated (S208).

このようにして、図７のフローチャートに示されるように、モータ制御部１５７は、Ｖｄｑ過電圧検知部５２２におけるＶ＿ＬＩＭの値を増加させる。その結果、駆動電圧Ｖａ／ＶｂがＰＷＭインバータ５０６制限値Ｖ＿ＬＩＭに飽和しないような制御を行うことができる。 Thus, the motor control unit 157 increases the value of V_LIM in the Vdq overvoltage detection unit 522, as shown in the flowchart of FIG. As a result, control can be performed so that the drive voltage Va/Vb does not saturate at the PWM inverter 506 limit value V_LIM.

以上説明したように、本発明によれば、ステッピングモータ等のモータにおけるベクトル制御を改善することができる。一実施形態においては、励磁電圧成分が０ではない場合に、速度制御部５０２から出力される電流指令値Ｉｑ＿ｒｅｆは、ステッピングモータの電流制限値（リミット値）とされる。これにより、励磁電圧成分とトルク電圧成分との合成電圧がＶ＿ＬＩＭの値を超えないようにベクトル制御がなされ、ＰＷＭインバータ５０６等の温度が規定値以上に上昇することが防がれる。 As described above, according to the present invention, vector control in a motor such as a stepping motor can be improved. In one embodiment, the current command value Iq_ref output from the speed control unit 502 is set as the current limit value (limit value) of the stepping motor when the excitation voltage component is not zero. As a result, vector control is performed so that the combined voltage of the excitation voltage component and the torque voltage component does not exceed the value of V_LIM, and the temperature of PWM inverter 506 and the like is prevented from rising above a specified value.

また、変形例においては、Ｉｑ＿ｒｅｆの値の制御に代えて、励磁電圧成分が０ではないときにＶ＿ＬＩＭの値を上昇させているので、ａｂ相電圧の飽和を避けることができる。また、更に他の変形例として、モータ制御部１５７は、電流指令値Ｉｑ＿ｒｅｆの制御と、Ｖ＿ＬＩＭの値の増加とを選択的に行ってもよい。この場合、モータ制御部１５７は、ＰＷＭインバータ５０６またはモータ駆動装置内の温度が所定の温度制限値を超えるまではＶ＿ＬＩＭの値を増加させ、所定の温度制限値を超えた場合には上昇させ、Ｉｑ＿ｒｅｆの値を制御する。このように制御を行うことで、ａｂ相電圧の飽和をできるかぎり避け、かつ、ＰＷＭインバータ５０６またはモータ駆動装置内の温度が所定の温度制限値を超えることによる望ましくない影響を抑えることができる。 Further, in the modified example, instead of controlling the value of Iq_ref, the value of V_LIM is raised when the excitation voltage component is not 0, so saturation of the ab phase voltage can be avoided. As still another modification, the motor control unit 157 may selectively control the current command value Iq_ref and increase the value of V_LIM. In this case, the motor control unit 157 increases the value of V_LIM until the temperature in the PWM inverter 506 or the motor driving device exceeds the predetermined temperature limit value, and increases it when the temperature exceeds the predetermined temperature limit value. Controls the value of Iq_ref. Controlling in this manner avoids saturation of the a-b phase voltages as much as possible and limits the undesirable effects of the temperature in the PWM inverter 506 or motor drive exceeding a predetermined temperature limit.

Claims (5)

モータを制御するモータ制御装置において、
モータの巻線に流れる駆動電流を検出する検出手段と、
前記検出手段によって検出された駆動電流に基づいて、前記モータのロータの回転位相を決定する位相決定手段と、
前記位相決定手段によって決定された回転位相と前記ロータの目標位相を表す指令位相との偏差が小さくなるように、前記位相決定手段によって決定された回転位相を基準とする回転座標系で表される電流成分であって前記ロータにトルクを発生させるトルク電流成分の目標値を生成し、かつ、前記回転座標系で表される電流成分であって前記巻線を貫く磁束の強度に影響する励磁電流成分の目標値とを生成して前記励磁電流成分により弱め界磁制御を行う第１の生成手段であって、前記モータ制御装置の温度が所定温度を超えた場合は前記トルク電流成分の目標値が第１の所定値より大きい場合は前記第１の所定値を出力し且つ前記トルク電流成分の目標値が前記第１の所定値より小さい場合は前記トルク電流成分の目標値を出力する制御を行い、前記モータ制御装置の温度が前記所定温度以下である場合は前記制御を行わない第１の生成手段と、
前記第１の生成手段から出力されるトルク電流成分の目標値又は前記第１の所定値と前記検出手段によって検出された駆動電流の前記トルク電流成分との偏差が小さくなるように、前記巻線に印可すべき駆動電圧の前記トルク電流成分に対応する値を生成する第２の生成手段であって、前記回転座標系で表される電流成分であって前記巻線を貫く磁束の強度に影響する励磁電流成分の目標値と前記検出手段によって検出された駆動電流の前記励磁電流成分との偏差が小さくなるように、前記巻線に印可すべき駆動電圧の前記励磁電流成分に対応する値を生成する第２の生成手段と、
前記第２の生成手段によって生成された前記駆動電圧の前記トルク電流成分に対応する値及び前記駆動電圧の前記励磁電流成分に対応する値に基づいて、前記巻線に前記駆動電圧を印可するインバータ回路と、
を有し、
前記第１の所定値は、前記駆動電圧の前記トルク電流成分に対応する値及び前記駆動電圧の前記励磁電流成分に対応する値によって表されるベクトルの大きさが第２の所定値より小さくなるように設定された値であり、
前記第１の生成手段は、前記モータ制御装置の温度が前記所定温度を超えるまでは前記第２の所定値を増加させ、前記モータ制御装置の温度が前記所定温度を超えた場合には前記第２の所定値を元の値に戻すことを特徴とする、
モータ制御装置。 In a motor control device that controls a motor,
detection means for detecting a drive current flowing through the windings of the motor;
phase determination means for determining a rotation phase of a rotor of the motor based on the drive current detected by the detection means;
It is expressed in a rotating coordinate system based on the rotational phase determined by the phase determining means so that the deviation between the rotational phase determined by the phase determining means and the command phase representing the target phase of the rotor is small. an excitation current that generates a target value of a torque current component that is a current component that generates torque on the rotor, and that is a current component expressed in the rotating coordinate system and that affects the strength of the magnetic flux passing through the windings; first generating means for generating a target value of the torque component and performing field-weakening control with the excitation current component, wherein when the temperature of the motor control device exceeds a predetermined temperature, the target value of the torque current component is the first performing control to output the first predetermined value when the target value of the torque current component is larger than the predetermined value of 1 and to output the target value of the torque current component when the target value of the torque current component is smaller than the first predetermined value; a first generating means that does not perform the control when the temperature of the motor control device is equal to or lower than the predetermined temperature ;
so that the deviation between the target value or the first predetermined value of the torque current component output from the first generation means and the torque current component of the drive current detected by the detection means is reduced. a second generating means for generating a value corresponding to the torque current component of the drive voltage to be applied to the second generating means, the current component expressed in the rotating coordinate system affecting the strength of the magnetic flux penetrating the winding A value corresponding to the excitation current component of the drive voltage to be applied to the winding is set so that the deviation between the target value of the excitation current component and the excitation current component of the drive current detected by the detection means is small. a second generating means for generating;
An inverter for applying the drive voltage to the winding based on the value corresponding to the torque current component of the drive voltage and the value corresponding to the excitation current component of the drive voltage generated by the second generating means. a circuit;
has
The first predetermined value is such that the magnitude of a vector represented by a value corresponding to the torque current component of the drive voltage and a value corresponding to the excitation current component of the drive voltage is smaller than a second predetermined value. is a value set as
The first generating means increases the second predetermined value until the temperature of the motor control device exceeds the predetermined temperature, and increases the second predetermined value when the temperature of the motor control device exceeds the predetermined temperature. characterized by returning the predetermined value of 2 to the original value ,
motor controller. 前記第１の生成手段は、前記ベクトルの大きさが前記第２の所定値を超えた場合には、前記ベクトルの大きさが前記第２の所定値以下となるように前記第１の所定値を減少させることを特徴とする、
請求項１に記載のモータ制御装置。 The first generating means generates the first predetermined value so that the magnitude of the vector is equal to or less than the second predetermined value when the magnitude of the vector exceeds the second predetermined value. characterized by reducing
The motor control device according to claim 1. 前記第１の生成手段は、前記駆動電圧の前記トルク電流成分に対応する値をＶｑ、前記駆動電圧の前記励磁電流成分に対応する値をＶｄとして、√（Ｖｄ２＋Ｖｑ２）の値が前記第２の所定値を超えた場合に、前記ベクトルの大きさが前記第２の所定値を超えたと判断することを特徴とする、
請求項１または２に記載のモータ制御装置。 The first generating means sets Vq as a value corresponding to the torque current component of the drive voltage and Vd as a value corresponding to the excitation current component of the drive voltage, and the value of √(Vd 2 +Vq 2 ) is the above characterized by determining that the magnitude of the vector exceeds the second predetermined value when the second predetermined value is exceeded,
The motor control device according to claim 1 or 2. 請求項１乃至３のいずれか一項に記載のモータ制御装置と、
シートを搬送する搬送ローラと、
前記搬送ローラを駆動するモータと、
を有し、
前記モータ制御装置は、前記モータを制御することを特徴とする、
シート搬送装置。 a motor control device according to any one of claims 1 to 3;
a conveying roller that conveys the sheet;
a motor that drives the conveying roller;
has
The motor control device controls the motor,
Sheet conveying device. 請求項１乃至３のいずれか一項に記載のモータ制御装置と、
シートを搬送する搬送ローラと、
前記搬送ローラを駆動するモータと、
前記搬送ローラによって搬送される前記シートに画像を形成する画像形成部と、
を有することを特徴とする、
画像形成装置。 a motor control device according to any one of claims 1 to 3;
a conveying roller that conveys the sheet;
a motor that drives the conveying roller;
an image forming unit that forms an image on the sheet conveyed by the conveying roller;
characterized by having
Image forming device.
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