JP7322274B2 - 駆動制御回路及び家電機器 - Google Patents

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Description

本願は、２０１９年７月５日に中国特許庁に提出された、出願番号が２０１９１０６０５４２９．６であり、発明の名称が「駆動制御回路及び家電機器」である中国特許出願の優先権を主張し、その内容の全てを援用することにより本願に取り入れる。
本願は、駆動制御の分野に関し、具体的には、駆動制御回路及び家電機器に関する。
現在、インバータエアコンの市場では、負荷の運転のエネルギー効率を向上させるために、整流器、インダクタ、ＰＦＣ（Ｐｏｗｅｒ Ｆａｃｔｏｒ Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ、力率補正）モジュール、電解コンデンサ及びインバータによってモータ（負荷）の駆動制御回路を構成するのが一般的である。
関連技術では、Ｂｏｏｓｔ型ＰＦＣの消費電力及び整流器の消費電力を低減させるために、Ｂｏｏｓｔ型ＰＦＣと整流器の代わりにトーテムポール型ＰＦＣモジュールを用いる。しかしながら、回路のエネルギー効率を一層向上させるために、トーテムポール型ＰＦＣモジュールの少なくとも１つのハーフブリッジ回路を設けて高周波動作を保持させるのが一般的である。
具体的には、図１に示すように、インダクタＬ、トーテムポール型ＰＦＣ（Ｐｏｗｅｒ Ｆａｃｔｏｒ Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ、力率補正）モジュール、電解コンデンサＥ及びインバータによってモータ（負荷）の駆動制御回路を構成し、該駆動制御回路は運転する過程で少なくとも下記の技術的欠点がある。
（１）トーテムポール型ＰＦＣモジュールには一般に複数のスイッチングトランジスタ（第１スイッチングトランジスタＱ１、第２スイッチングトランジスタＱ２、第３スイッチングトランジスタＱ３及び第４スイッチングトランジスタＱ４）が設けられ、しかもスイッチングトランジスタが高周波モードで動作するため、駆動制御回路において多くの高次高調波が発生する可能性がある。
（２）ミラー効果から分かるように、スイッチングトランジスタ固有の寄生容量から多くのスパイク電圧、スパイク電流と消費電力が発生し、これはトーテムポール型ＰＦＣモジュール、駆動制御回路及び家電機器の信頼性に深刻な影響を与えてしまう。
なお、本明細書全体にわたる背景技術に対するいかなる議論も、必ずしも該背景技術が当業者に知られている従来技術であることを示すものではなく、本明細書全体にわたる従来技術に対するいかなる議論も、必ずしも該従来技術が該技術分野において広く知られていると見なされるか、又は、該技術分野の通常の知識を構成するものであると見なされることを示すものではない。
本願は、少なくとも従来技術又は関連技術における技術的課題の１つを解決することを目的とする。
そのため、本願の１つの目的は、駆動制御回路を提供する。
本願のもう１つの目的は、家電機器を提供する。
本願の第１態様の技術的手段は、駆動制御回路を提供する。該駆動制御回路は、バス回路に接続され、かつ給電信号に対して変換処理を行うように構成されるハーフブリッジ回路を含み、前記ハーフブリッジ回路は、具体的に、制御端子を有するように構成されるスイッチングトランジスタと、前記バス回路における低電圧バスに直列に接続されるサンプリング抵抗と、第１入力端子がバス基準信号を受信するように構成され、且つ第１入力端子が前記サンプリング抵抗の第１端子に接続され、第２入力端子が前記サンプリング抵抗の第２端子に接続されるように構成される第１比較モジュールとを含み、前記第１比較モジュールの出力端子は、前記スイッチングトランジスタの制御端子に接続され、前記サンプリング抵抗の分圧値は前記バス基準信号よりも大きく、前記第１比較モジュールは前記スイッチングトランジスタにカットオフ信号を出力する。
当該技術的手段において、少なくとも２つのスイッチングトランジスタを有するハーフブリッジ回路の場合、スイッチングトランジスタの制御端子と出力端子との間に寄生容量があるため、スイッチングトランジスタの増幅作用により寄生容量が２つのスイッチングトランジスタの間に電圧干渉を引き起こす。例えば、第２スイッチングトランジスタ（下方スイッチングトランジスタとする）がオンになった瞬間に、下方スイッチングトランジスタの寄生容量から１つのスパイク電圧が生成し、該スパイク電圧がスパイク電流の形で第１スイッチングトランジスタを衝撃すると、第１スイッチングトランジスタ（上方スイッチングトランジスタとする）がブレークダウンされる恐れがあり、さらにはハーフブリッジ回路が故障する恐れがある。
従って、第１比較モジュールを設置し、第１比較モジュールをサンプリング抵抗の両端に跨って接続することにより、ハーフブリッジ回路が貫通すると、サンプリング抵抗の分圧値はバス基準信号よりも大きく、第１比較モジュールが出力する比較結果はカットオフ信号であり、ドライバによってスイッチングトランジスタのカットオフをトリガーする必要がないため、ハーフブリッジ回路の貫通の可能性を一層低減することができる。
また、本願の上記の実施例に係る駆動制御回路は、次の付加的な技術的構成を有してもよい。
上記いずれかの技術的手段において、選択的に、前記ハーフブリッジ回路を流れる電気信号をサンプリングして、対応するサンプリング信号を取得するように構成されるホールセンサと、第１入力端子が基準信号を受信するように構成され、第２入力端子が前記サンプリング信号を受信するように構成される第２比較モジュールとをさらに含み、前記第２比較モジュールの出力端子は前記スイッチングトランジスタの制御端子に接続され、前記サンプリング信号の絶対値は前記基準信号よりも大きく、前記第２比較モジュールは前記スイッチングトランジスタにカットオフ信号を出力する。
当該技術的手段において、ハーフブリッジ回路にホールセンサ及び第２比較モジュールを設置し、スイッチングトランジスタに過電流保護及び過電圧保護を行うことにより、寄生容量と給電信号がハーフブリッジ回路に与える衝撃を低減することができるだけでなく、ハーフブリッジ回路の消費電力を低減することができる。また、ハーフブリッジ回路に分離回路を設ける必要がないため、駆動制御回路のコストが低減され、さらには駆動制御回路の信頼性と安定性が向上している。
第２比較モジュールの出力端子は前記スイッチングトランジスタの制御端子に接続され、前記サンプリング信号の絶対値は前記基準信号よりも大きく、前記第２比較モジュールは前記スイッチングトランジスタにカットオフ信号を出力する。特に、過電流保護又は過電圧保護に関しては、ドライバによりスイッチングトランジスタのカットオフをトリガーする必要がなく、スイッチングトランジスタが焼損され又はブレークダウンされる可能性を一層低減することができる。
また、ホールセンサを設置して前記ハーフブリッジ回路を流れる電気信号をサンプリングし、且つサンプリング結果をドライバに伝送し、且つ検出結果に基づいてスイッチング周波数を調整する。例えば、給電信号における電流に多くのスパイク信号が担持されることが検出された場合、スパイク信号がハーフブリッジ回路によって増幅又は重畳されることを避けるために、スイッチング周波数を低減して電磁干渉信号及びスパイク信号を低減することができる。
また、選択的に、ホールセンサのサンプリング周波数範囲は１ＫＨｚ～１０００ＭＨｚであり、サンプリング信号はカレントループの閉制御のためにも用いられる。
上記いずれかの技術的手段において、選択的に、スイッチングトランジスタのオン電圧はゼロよりも大きく、前記第２比較モジュールは、正の入力端子が第１基準信号を受信し、負の入力端子が前記サンプリング信号を受信し、出力端子が前記スイッチングトランジスタの制御端子に接続される第１コンパレータ、及び／又は、負の入力端子が第２基準信号を受信し、正の入力端子が前記サンプリング信号を受信し、出力端子が前記スイッチングトランジスタの制御端子に接続される第２コンパレータをさらに含み、前記基準信号は前記第１基準信号又は前記第２基準信号である。
当該技術的手段において、スイッチングトランジスタのオン電圧はゼロよりも大きく、つまり、スイッチングトランジスタは、Ｎ型金属酸化物半導体電界効果トランジスタ又はＮＰＮ型三極管であり、その制御端子（ゲート又はベース）の駆動信号がハイレベルの時にオンになる。
さらに、第１コンパレータは、正の半軸のサンプリング信号と第１基準信号の大小関係を比較するために用いられる。上記の接続形態から分かるように、正のサンプリング信号が第１基準信号よりも大きい場合、第１コンパレータはローレベル信号を出力する。同様に、第２コンパレータは、負の半軸のサンプリング信号と第２基準信号の大小関係を比較するために用いられる。上記の接続形態から分かるように、負のサンプリング信号が第２基準信号よりも小さい場合、第２コンパレータはローレベル信号を出力する。ローレベル信号がスイッチングトランジスタ（Ｎ型金属酸化物半導体電界効果トランジスタ又はＮＰＮ型三極管）の制御端子に伝送され、カットオフ信号としてスイッチングトランジスタのカットオフを直接的に制御する。
上述したように、サンプリング信号の振幅が基準信号よりも大きい場合、第２比較モジュールはスイッチングトランジスタの制御端子にカットオフ信号を出力して、スイッチングトランジスタを直接的にオフにする。これにより、過電流保護（又は過電圧保護）の信頼性が向上され、過電流保護（又は過電圧保護）の応答時間が短縮される。
上記いずれかの技術的手段において、選択的に、第１端子が前記スイッチングトランジスタの制御端子に接続され、第２端子が前記第１比較モジュールの出力端子に接続され、且つ／又は、第２端子が前記第２比較モジュールの出力端子に接続される一方向導通素子をさらに含み、前記一方向導通素子は前記カットオフ信号を前記スイッチングトランジスタの制御端子に一方向に伝送するように構成される。
当該技術的手段において、前記一方向導通素子の第１端子が前記スイッチングトランジスタの制御端子に接続されるように設けることにより、比較モジュールがカットオフ信号を出力する場合に限って、一方向導通素子がオンになり、即ちスイッチングトランジスタを直接的にオフにし、カットオフ信号が出力されない場合に、スイッチングトランジスタの制御端子はドライバの制御信号を受信し、且つ制御信号に基づいてオン又はカットオフする。
一方向導通素子の第２端子は、第１比較モジュールの出力端子及び第２比較モジュールの出力端子に同時に接続されてもよく、いずれかの比較モジュールがカットオフ信号を出力すれば、一方向導通素子により制御端子をプルダウンして、前記スイッチングトランジスタをオフにすることができる。
上記いずれかの技術的手段において、選択的に、並列に接続された２つの前記ハーフブリッジ回路を含み、２つの前記ハーフブリッジ回路を、それぞれ第１ハーフブリッジ回路、第２ハーフブリッジ回路とする力率補正モジュールと、前記ホールセンサの出力端子に接続されるドライバであって、前記給電信号がバス電圧よりも大きく、前記サンプリング信号が予め設定された電圧閾値以上であり、且つ前記第２ハーフブリッジ回路の入力電流が予め設定された電流閾値以上であると検出された場合、前記第１ハーフブリッジ回路にパルス駆動信号を出力するドライバとをさらに含み、前記パルス駆動信号は、前記第１ハーフブリッジ回路における２つのスイッチングトランジスタが交互にオンになるように制御する。
当該技術的手段において、ホールセンサにより給電信号における電流の大きさを収集して比較し、駆動給電信号がバス電圧よりも大きく、サンプリング信号が電圧閾値以上であり、且つ第２ハーフブリッジ回路の入力電流が予め設定された電流閾値以上であると判定された場合、第１ハーフブリッジ回路を動作させるように制御し、つまり、パルス駆動信号により第１ハーフブリッジ回路の動作を制御する。通常、第１ハーフブリッジ回路は高周波モードで動作し、スイッチング周波数が１ＫＨｚよりも大きく、これにより回路の異常な状態によるスイッチングトランジスタへの衝撃を低減する。
力率補正モジュールは、並列に接続された２つのハーフブリッジ回路を含み、且つ４つのブリッジアームにはいずれもスイッチングトランジスタが設けられるため、トーテムポール型ＰＦＣ（Ｐｏｗｅｒ Ｆａｃｔｏｒ Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ、力率補正）モジュールを構成することができる。選択的に、ハーフブリッジ回路における上方スイッチングトランジスタはＮＰＮ型三極管であり、下方スイッチングトランジスタはＰＮＰ型三極管であり、且つ上方スイッチングトランジスタと下方スイッチングトランジスタは共通エミッタ接続であり、エミッタは前記トーテムポール型ＰＦＣモジュールの１つの出力端子でもある。
また、選択的に、電圧閾値の範囲は０～２００Ｖであり、電流閾値の範囲は０～１０Ａである。
また、選択的に、トーテムポール型ＰＦＣモジュールにおけるスイッチングトランジスタは、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ－Ｏｘｉｄｅ－Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ、金属酸化物半導体電界効果トランジスタ）とされてもよく、スイッチングトランジスタは、ＳｉＣ型スイッチングトランジスタ又はＧａＮ型スイッチングトランジスタであってもよい。従って、スイッチングトランジスタのスイッチング周波数が一層向上し、負荷の運転のエネルギー効率を一層向上することができるものの、電磁干渉信号も強くなるため、フィルタモジュールを加えて電磁干渉信号を低減する必要がある。
また、選択的に、前記トーテムポール型ＰＦＣのスイッチングトランジスタのソース（エミッタ）とドレイン（コレクタ）との間に逆方向還流ダイオードが集積される。
上記いずれかの技術的手段において、選択的に、前記第１ハーフブリッジ回路は、第１スイッチングトランジスタ及び第２スイッチングトランジスタを含み、前記第２ハーフブリッジ回路は、第３スイッチングトランジスタ及び第４スイッチングトランジスタを含み、前記第１スイッチングトランジスタと前記第２スイッチングトランジスタとの共通端子が前記給電信号の第１線路に接続され、前記第３スイッチングトランジスタと前記第４スイッチングトランジスタとの共通端子が前記給電信号の第２線路に接続され、及び、前記第１スイッチングトランジスタと前記第４スイッチングトランジスタとの共通端子が前記バス回路における高電圧バスに接続され、前記第２スイッチングトランジスタと前記第３スイッチングトランジスタとの共通端子が前記低電圧バスに接続され、前記給電信号が正の半波信号である場合、前記ドライバは、前記第３スイッチングトランジスタをオンになるように、且つ前記第４スイッチングトランジスタをカットオフになるように制御し、前記給電信号が負の半波信号である場合、前記ドライバは、前記第３スイッチングトランジスタをカットオフになるように、且つ前記第４スイッチングトランジスタをオンになるように制御する。
上記いずれかの技術的手段において、選択的に、前記スイッチングトランジスタは、金属酸化物半導体電界効果トランジスタ又は絶縁ゲートバイポーラトランジスタであり、前記金属酸化物半導体電界効果トランジスタのゲートがコントローラのコマンド出力端子に接続され、前記金属酸化物半導体電界効果トランジスタのソースとドレインとの間に逆方向還流ダイオードが接続され、前記絶縁ゲートバイポーラトランジスタのベースがコントローラのコマンド出力端子に接続され、前記絶縁ゲートバイポーラトランジスタのエミッタとコレクタとの間に逆方向還流ダイオードが接続される。
金属酸化物半導体電界効果トランジスタは、ディプリーションモード電界効果トランジスタ又はエンハンスメントモード電界効果トランジスタであってもよく、ＳｉＣトランジスタ又はＧａＮトランジスタを選択してもよい。
上記いずれかの技術的手段において、選択的に、前記力率補正モジュールの出力端子に設けられ、前記脈動直流信号を受信して直流信号に変換するように構成される電解コンデンサと、前記電解コンデンサの出力端子に接続され、前記直流信号から負荷に給電するように制御するように構成されるインバータとをさらに含む。
当該技術的手段において、ハーフブリッジ回路の出力端子に電解コンデンサを設けることにより、電解コンデンサは負荷の運転のための電力を提供するとともに、駆動制御回路に含まれるサージ信号を吸収することができるため、インバータに流れる電磁干渉信号とノイズを一層低減することができ、負荷の運転の信頼性を向上するのに役立つ。
インバータは並列に接続された２つのハーフブリッジ回路を含む場合、単相負荷の運転を駆動することができ、インバータは並列に接続された３つのハーフブリッジ回路を含む場合、三相負荷の運転を駆動することができる。
上記いずれかの技術的手段において、選択的に、前記電解コンデンサの容量値の範囲は１０ｕＦ～２００００ｕＦである。
本願の第２態様の技術的手段は、負荷と、本願の第１態様のいずれかの技術的手段に記載の、給電信号から負荷に給電するように制御するように構成される駆動制御回路とを含む、家電機器を提供する。
当該技術的手段において、家電機器は上記技術的手段に記載の駆動制御回路を含むため、該家電機器は上記技術的手段に記載の駆動制御回路の全ての有益な効果を有し、ここでは説明を省略する。
上記技術的手段において、選択的に、前記家電機器は、エアコン、冷蔵庫、扇風機、レンジフード、掃除機及びコンピュータ本体のうちの少なくとも１種を含む。
本願の付加的な態様と利点は次の説明で明らかになり、あるいは本願の実施で把握される。
本願の上記の及び／又は付加的な態様及び利点は下記の図面を用いて実施例を説明することで明瞭で理解しやすくなる。
図１は従来技術に係る一実施例の駆動制御回路の模式図である。 図２は本願の一実施例に係る駆動制御回路のタイミング図である。 図３は本願の一実施例に係る駆動制御回路の模式図である。 図４は本願のもう１つの実施例に係る駆動制御回路の模式図である。 図５は本願のもう１つの実施例に係る駆動制御回路の模式図である。 図６は本願のもう１つの実施例に係る駆動制御回路の模式図である。 図７は本願のもう１つの実施例に係る駆動制御回路の模式図である。
本願の上記目的、特徴及び利点をより明確に理解できるようにするために、以下は図面及び具体的な実施形態を参照し、本願をより詳細に説明する。なお、矛盾がない場合、本願の実施例及び実施例の構成は、互いに組み合わせることができる。
本願を十分に理解するために以下の説明において多くの具体的な詳細を説明するが、本願はまたここで説明した以外の他の形態を採用して実施することができ、従って、本願の範囲は以下に開示された具体的な実施例に限定されるものではない。
以下、図１～図７を参照しながら、本願の実施例に係る駆動制御回路及び家電機器を具体的に説明する。
図１に示すように、交流信号ＡＣが駆動制御回路に入力され、一般にインダクタＬ、トーテムポール型ＰＦＣ（Ｐｏｗｅｒ Ｆａｃｔｏｒ Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ、力率補正）モジュール、電解コンデンサＥ及びインバータによってモータ（負荷）の駆動制御回路が構成され、トーテムポール型ＰＦＣモジュールには一般に複数のスイッチングトランジスタ（第１スイッチングトランジスタＱ１、第２スイッチングトランジスタＱ２、第３スイッチングトランジスタＱ３及び第４スイッチングトランジスタＱ４）が設けられ、また、インダクタＬの充電回路にホールセンサＳが設けられ、ホールセンサＳにより電流を検出する。
図１に示すように、第１スイッチングトランジスタＱ１のソースとドレインとの間に第１逆方向還流ダイオードＤ１が設けられ、第２スイッチングトランジスタＱ２のソースとドレインとの間に第２逆方向還流ダイオードＤ２が設けられ、第３スイッチングトランジスタＱ３のソースとドレインとの間に第３逆方向還流ダイオードＤ３が設けられ、第４スイッチングトランジスタＱ４のソースとドレインとの間に第４逆方向還流ダイオードＤ４が設けられる。
図２に示すように、トーテムポール型ＰＦＣ（Ｐｏｗｅｒ Ｆａｃｔｏｒ Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ、力率補正）モジュールは一般に以下の方式で動作する。
（１）交流電圧ＵＳの正の半サイクル波形とするＴ０～Ｔ３期間に、コントローラが第１スイッチングトランジスタＱ１及び第２スイッチングトランジスタＱ２にパルス駆動信号を出力し、第１スイッチングトランジスタＱ１のデューティ比は可変値（漸増又は漸減する）又は予め設定された固定値であり、第１スイッチングトランジスタＱ１のオン時間と第２スイッチングトランジスタＱ２のオン時間は互いに補い合い、第３スイッチングトランジスタＱ３がオンになり、且つ第４スイッチングトランジスタＱ４がカットオフになる。
（２）交流電圧ＵＳの負の半サイクル波形とするＴ３～Ｔ６期間に、コントローラが第１スイッチングトランジスタＱ１及び第２スイッチングトランジスタＱ２にパルス駆動信号を出力し、第１スイッチングトランジスタＱ１のデューティ比は可変値（漸増又は漸減する）又は予め設定された固定値であり、第１スイッチングトランジスタＱ１のオン時間と第２スイッチングトランジスタＱ２のオン時間は互いに補い、第３スイッチングトランジスタＱ３がカットオフになり、且つ第４スイッチングトランジスタＱ４がオンになる。
図３に示すように、トーテムポール型ＰＦＣ（Ｐｏｗｅｒ Ｆａｃｔｏｒ Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ、力率補正）モジュールにおいて、スイッチングトランジスタはＮ型ＭＯＳＦＥＴで、寄生容量Ｃｄｇから発生されたスパイク電流Ｉｄｇの方向はゲートからドレインへ向かう方向であり、第２スイッチングトランジスタＱ２のスパイク電流により第１スイッチングトランジスタＱ１のゲートがスパイク電圧を発生する可能性があり、該スパイク電圧は第１スイッチングトランジスタＱ１をブレークダウンする可能性がある。
コントローラがドライバに接続され、且つドライバによってスイッチングトランジスタを駆動してオン又はカットオフさせ、例えば、第１スイッチングトランジスタＱ１のゲートとドライバとの間に第１抵抗Ｒ１（主に電流制限と分圧のために用いられる）が接続され、第１スイッチングトランジスタＱ１のゲートとソースとの間に第２抵抗Ｒ２（主にオン駆動のために用いられる）が接続され、第２スイッチングトランジスタＱ２のゲートとドライバとの間に第３抵抗Ｒ３（主に電流制限と分圧のために用いられる）が接続され、第２スイッチングトランジスタＱ２のゲートとソースとの間に第４抵抗Ｒ４（主にオン駆動のために用いられる）が接続される。
図４、図５、図６及び図７に示すように、本願の一実施例に係る駆動制御回路は、バス回路に接続され、かつ交流信号ＡＣに対して変換処理を行うように構成されるハーフブリッジ回路１００を含む。前記ハーフブリッジ回路１００は、具体的に、制御端子を有するように構成されるスイッチングトランジスタと、前記バス回路における低電圧バスに直列に接続されるサンプリング抵抗Ｒ０と、第１入力端子がバス基準信号Ｂ０を受信するように構成され、且つ第１入力端子が前記サンプリング抵抗Ｒ０の第１端子に接続され、第２入力端子が前記サンプリング抵抗Ｒ０の第２端子に接続されるように構成される第１比較モジュールＣ０とを含み、前記第１比較モジュールＣ０の出力端子は前記スイッチングトランジスタの制御端子に接続され、前記サンプリング抵抗Ｒ０の分圧値は前記バス基準信号Ｂ０よりも大きく、前記第１比較モジュールＣ０は前記スイッチングトランジスタにカットオフ信号を出力する。
当該技術的手段において、少なくとも２つのスイッチングトランジスタを有するハーフブリッジ回路１００の場合、スイッチングトランジスタの制御端子と出力端子との間に寄生容量Ｃｄｇがあるため、スイッチングトランジスタの増幅作用により寄生容量Ｃｄｇが２つのスイッチングトランジスタの間に電圧干渉を引き起こす。例えば、第２スイッチングトランジスタ（下方スイッチングトランジスタとする）がオンになった瞬間に、下方スイッチングトランジスタの寄生容量Ｃｄｇから１つのスパイク電圧が生成し、該スパイク電圧がスパイク電流の形で第１スイッチングトランジスタを衝撃すると、第１スイッチングトランジスタ（上方スイッチングトランジスタとする）がブレークダウンされる恐れがあり、さらにはハーフブリッジ回路１００が故障する恐れがある。
従って、第１比較モジュールＣ０を設置し、第１比較モジュールＣ０をサンプリング抵抗Ｒ０の両端に跨って接続することにより、ハーフブリッジ回路１００が貫通し、サンプリング抵抗Ｒ０の分圧値はバス基準信号Ｂ０よりも大きく、第１比較モジュールＣ０が出力する比較結果はカットオフ信号であり、ドライバによってスイッチングトランジスタのカットオフをトリガーする必要がないため、ハーフブリッジ回路１００の貫通の可能性を一層低減することができる。
また、本願の上記実施例に係る駆動制御回路は、次の付加的な技術的構成を有してもよい。
上記いずれかの技術的手段において、選択的に、前記ハーフブリッジ回路１００を流れる電気信号をサンプリングして、対応するサンプリング信号を取得するように構成されるホールセンサＳと、第１入力端子が基準信号を受信するように構成され、第２入力端子が前記サンプリング信号を受信するように構成される第２比較モジュールとをさらに含み、前記第２比較モジュールの出力端子は、前記スイッチングトランジスタの制御端子に接続され、前記サンプリング信号の絶対値は前記基準信号よりも大きく、前記第２比較モジュールは前記スイッチングトランジスタにカットオフ信号を出力する。
当該技術的手段において、ハーフブリッジ回路１００にホールセンサＳ及び第２比較モジュールを設置し、スイッチングトランジスタに過電流保護及び過電圧保護を行うことにより、寄生容量Ｃｄｇ及び給電信号がハーフブリッジ回路１００に与える衝撃を低減することができるだけでなく、ハーフブリッジ回路１００の消費電力を低減することができる。また、ハーフブリッジ回路１００に分離回路を設ける必要がないため、駆動制御回路のコストが低減され、さらには駆動制御回路の信頼性と安定性が向上している。
第２比較モジュールの出力端子は前記スイッチングトランジスタの制御端子に接続され、前記サンプリング信号の絶対値は前記基準信号よりも大きく、前記第２比較モジュールは前記スイッチングトランジスタにカットオフ信号を出力する。特に、過電流保護又は過電圧保護に関しては、ドライバによりスイッチングトランジスタのカットオフをトリガーする必要がなく、スイッチングトランジスタが焼損され又はブレークダウンされる可能性を一層低減することができる。
また、ホールセンサＳを設置して前記ハーフブリッジ回路１００を流れる電気信号をサンプリングし、且つサンプリング結果をドライバに伝送し、且つ検出結果に基づいてスイッチング周波数を調整する。例えば、給電信号における電流に多くのスパイク信号が担持されることが検出された場合、スパイク信号がハーフブリッジ回路１００によって増幅又は重畳されることを避けるために、スイッチング周波数を低減して電磁干渉信号及びスパイク信号を低減することができる。
また、選択的に、ホールセンサＳのサンプリング周波数範囲は１ＫＨｚ～１０００ＭＨｚであり、サンプリング信号はカレントループの閉制御のためにも用いられる。
上記いずれかの技術的手段において、選択的に、スイッチングトランジスタのオン電圧はゼロよりも大きく、前記第２比較モジュールは、正の入力端子が第１基準信号Ｂ１を受信し、負の入力端子が前記サンプリング信号を受信し、出力端子が前記スイッチングトランジスタの制御端子に接続される第１コンパレータＣ１、及び／又は、負の入力端子が第２基準信号Ｂ２を受信し、正の入力端子が前記サンプリング信号を受信し、出力端子が前記スイッチングトランジスタの制御端子に接続される第２コンパレータＣ２をさらに含み、前記基準信号は前記第１基準信号Ｂ１又は前記第２基準信号Ｂ２である。
当該技術的手段において、スイッチングトランジスタのオン電圧はゼロよりも大きく、つまり、スイッチングトランジスタは、Ｎ型金属酸化物半導体電界効果トランジスタ又はＮＰＮ型三極管で、その制御端子（ゲート又はベース）の駆動信号がハイレベルの時にオンにする。
さらに、第１コンパレータＣ１は、正の半軸のサンプリング信号と第１基準信号Ｂ１の大小関係を比較するために用いられ、上記の接続形態から分かるように、正のサンプリング信号が第１基準信号Ｂ１よりも大きい場合、第１コンパレータＣ１はローレベル信号を出力する。同様に、第２コンパレータＣ２は、負の半軸のサンプリング信号と第２基準信号Ｂ２の大小関係を比較するために用いられ、上記の接続形態から分かるように、負のサンプリング信号が第２基準信号Ｂ２よりも小さい場合、第２コンパレータＣ２はローレベル信号を出力する。ローレベル信号がスイッチングトランジスタ（Ｎ型金属酸化物半導体電界効果トランジスタ又はＮＰＮ型三極管）の制御端子に伝送され、カットオフ信号としてスイッチングトランジスタのカットオフを直接的に制御する。
上述したように、サンプリング信号の振幅が基準信号よりも大きい場合、第２比較モジュールはスイッチングトランジスタの制御端子にカットオフ信号を出力して、スイッチングトランジスタを直接的にオフにする。これにより、過電流保護（又は過電圧保護）の信頼性が向上され、過電流保護（又は過電圧保護）の応答時間が短縮される。
上記いずれかの技術的手段において、選択的に、第１端子が前記スイッチングトランジスタの制御端子に接続され、第２端子が前記第１比較モジュールＣ０の出力端子に接続され、及び／又は、第２端子が前記第２比較モジュールの出力端子に接続される一方向導通素子Ｄ０をさらに含み、前記一方向導通素子Ｄ０は前記カットオフ信号を前記スイッチングトランジスタの制御端子に一方向に伝送するように構成される。
当該技術的手段において、前記一方向導通素子Ｄ０の第１端子が前記スイッチングトランジスタの制御端子に接続されるように設けることにより、比較モジュールがカットオフ信号を出力する場合に限って、一方向導通素子がオンにし、即ちスイッチングトランジスタを直接的にオフにし、カットオフ信号が出力されない場合に、スイッチングトランジスタの制御端子はドライバの制御信号を受信し、且つ制御信号に基づいてオン又はカットオフにする。
一方向導通素子Ｄ０の第２端子は、第１比較モジュールＣ０の出力端子及び第２比較モジュールの出力端子に同時に接続されてもよく、いずれかの比較モジュールがカットオフ信号を出力すれば、一方向導通素子Ｄ０によって制御端子をプルダウンして、一方向導通素子の電流Ｉが図６及び図７に示す方向に流れると、前記スイッチングトランジスタをオフにすることができる。
図４及び図５に示すように、第１スイッチングトランジスタＱ１及び第３スイッチングトランジスタＱ３はドライバから送信されるオン信号を受信し、第２スイッチングトランジスタＱ２及び第４スイッチングトランジスタＱ４はドライバから送信されるカットオフ信号を受信し、且つ第１スイッチングトランジスタＱ１のオン時間と第２スイッチングトランジスタＱ２のオン時間との間にデッドタイムがあり、且つ、第３スイッチングトランジスタＱ３のオン時間と第４スイッチングトランジスタＱ４のオン時間との間にデッドタイムがある。
上記いずれかの技術的手段において、選択的に、並列に接続された２つの前記ハーフブリッジ回路１００を含み、２つの前記ハーフブリッジ回路１００を、それぞれ第１ハーフブリッジ回路１００、第２ハーフブリッジ回路１００とする力率補正モジュールと、前記ホールセンサＳの出力端子に接続され、前記給電信号がバス電圧よりも大きく、前記サンプリング信号が予め設定された電圧閾値以上であり、且つ前記第２ハーフブリッジ回路１００の入力電流が予め設定された電流閾値以上であると検出された場合、前記第１ハーフブリッジ回路１００にパルス駆動信号を出力するドライバとをさらに含み、前記パルス駆動信号は、前記第１ハーフブリッジ回路１００における２つのスイッチングトランジスタが交互にオンにするように制御する。
当該技術的手段において、ホールセンサＳにより給電信号における電流の大きさを収集して比較し、駆動給電信号がバス電圧よりも大きく、サンプリング信号が電圧閾値以上であり、且つ第２ハーフブリッジ回路１００の入力電流が予め設定された電流閾値以上であると判定された場合、第１ハーフブリッジ回路１００を動作させるように制御し、つまりパルス駆動信号により第１ハーフブリッジ回路１００の動作を制御する。通常、第１ハーフブリッジ回路１００は高周波モードで動作し、スイッチング周波数が１ＫＨｚよりも大きく、これにより回路の異常な状態によるスイッチングトランジスタへの衝撃を低減する。
また、図６に示すように、ドライバは３つの過電流保護信号を受信することができる。具体的には次のものである。
（１）第１コンパレータＣ１及び／又は第２コンパレータＣ２が出力する比較信号１０２、
（２）ホールセンサＳが出力する給電信号のサンプリング信号１０４、及び
（３）第１比較モジュールＣ０が出力するバス信号のサンプリング信号１０６である。
力率補正モジュールは並列に接続された２つのハーフブリッジ回路１００を含み、且つ４つのブリッジアームにはいずれもスイッチングトランジスタが設けられるため、トーテムポール型ＰＦＣ（Ｐｏｗｅｒ Ｆａｃｔｏｒ Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ、力率補正）モジュールが構成され、選択的に、ハーフブリッジ回路１００における上方スイッチングトランジスタはＮＰＮ型三極管で、下方スイッチングトランジスタはＰＮＰ型三極管であり、且つ上方スイッチングトランジスタと下方スイッチングトランジスタは共通エミッタ接続であり、エミッタは前記トーテムポール型ＰＦＣモジュールの１つの出力端子でもある。
また、選択的に、電圧閾値の範囲は０～２００Ｖであり、電流閾値の範囲は０～１０Ａである。
また、選択的に、トーテムポール型ＰＦＣモジュールにおけるスイッチングトランジスタはＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ－Ｏｘｉｄｅ－Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ、金属酸化物半導体電界効果トランジスタ）とされてもよく、スイッチングトランジスタはＳｉＣ型スイッチングトランジスタ又はＧａＮ型スイッチングトランジスタであってもよく、従って、スイッチングトランジスタのスイッチング周波数が一層向上し、負荷の運転のエネルギー効率を一層向上できるものの、電磁干渉信号も強くなるため、フィルタモジュールを加えて電磁干渉信号を低減する必要がある。
また、選択的に、前記トーテムポール型ＰＦＣのスイッチングトランジスタのソース（エミッタ）とドレイン（コレクタ）との間に逆方向還流ダイオードが集積される。
上記いずれかの技術的手段において、選択的に、前記第１ハーフブリッジ回路は、第１スイッチングトランジスタＱ１及び第２スイッチングトランジスタＱ２を含み、前記第２ハーフブリッジ回路は、第３スイッチングトランジスタＱ３及び第４スイッチングトランジスタＱ４を含み、前記第１スイッチングトランジスタＱ１と前記第２スイッチングトランジスタＱ２の共通端子が前記給電信号の第１線路に接続され、前記第３スイッチングトランジスタＱ３と前記第４スイッチングトランジスタＱ４の共通端子が前記給電信号の第２線路に接続され、及び、前記第１スイッチングトランジスタＱ１と前記第４スイッチングトランジスタＱ４の共通端子が前記バス回路における高電圧バスに接続され、前記第２スイッチングトランジスタＱ２と前記第３スイッチングトランジスタＱ３の共通端子が前記低電圧バスに接続され、前記給電信号が正の半波信号である場合、前記ドライバは、前記第３スイッチングトランジスタＱ３をオンになり、且つ前記第４スイッチングトランジスタＱ４をカットオフになるように制御し、前記給電信号が負の半波信号である場合、前記ドライバは、前記第３スイッチングトランジスタＱ３をカットオフになり、且つ前記第４スイッチングトランジスタＱ４をオンになるように制御する。
上記いずれかの技術的手段において、選択的に、前記スイッチングトランジスタは金属酸化物半導体電界効果トランジスタ又は絶縁ゲートバイポーラトランジスタであり、前記金属酸化物半導体電界効果トランジスタのゲートがコントローラのコマンド出力端子に接続され、前記金属酸化物半導体電界効果トランジスタのソースとドレインとの間に逆方向還流ダイオードが接続され、前記絶縁ゲートバイポーラトランジスタのベースがコントローラのコマンド出力端子に接続され、前記絶縁ゲートバイポーラトランジスタのエミッタとコレクタとの間に逆方向還流ダイオードが接続される。
金属酸化物半導体電界効果トランジスタはディプリーションモード電界効果トランジスタ又はエンハンスメントモード電界効果トランジスタであってもよく、ＳｉＣトランジスタ又はＧａＮトランジスタを選んでもよい。
上記いずれかの技術的手段において、選択的に、前記力率補正モジュールの出力端子に設けられ、前記脈動直流信号を受信して直流信号に変換するように構成される電解コンデンサＥと、前記電解コンデンサＥの出力端子に接続され、前記直流信号から負荷に給電するように制御するように構成されるインバータとをさらに含む。
当該技術的手段において、ハーフブリッジ回路１００の出力端子に電解コンデンサＥを設けることによって、電解コンデンサＥは負荷の運転のための電力を提供するとともに、駆動制御回路に含まれるサージ信号を吸収することができるため、インバータに流れる電磁干渉信号とノイズを一層低減することができ、負荷の運転の信頼性を向上するのに役立つ。
インバータは並列に接続された２つのハーフブリッジ回路１００を含む場合に、単相負荷の運転を駆動することができ、インバータは並列に接続された３つのハーフブリッジ回路１００を含む場合に、三相負荷の運転を駆動することができる。
上記いずれかの技術的手段において、選択的に、前記電解コンデンサＥの容量値の範囲は１０ｕＦ～２００００ｕＦである。
本願は、従来技術における技術的課題に対して、駆動制御回路及び家電機器を提供し、第１比較モジュールを設け、第１比較モジュールをサンプリング抵抗の両端に跨って接続することによって、ハーフブリッジ回路が貫通し、サンプリング抵抗の分圧値はバス基準信号よりも大きく、第１比較モジュールが出力する比較結果はカットオフ信号であり、ドライバによりスイッチングトランジスタのカットオフをトリガーする必要がないため、ハーフブリッジ回路の貫通の可能性を一層低減することができる。
当業者には明らかなように、本願の実施例は方法、システム、又はコンピュータプログラム製品として提供されてもよい。従って、本願はハードウェアだけからなる実施例、ソフトウェアだけからなる実施例、又はソフトウェアとハードウェアを組み合わせた実施例の形態とすることができる。さらに、本願は、コンピュータ利用可能なプログラムコードを含む１つ又は複数のコンピュータ利用可能な記憶媒体（磁気ディスクメモリ、ＣＤ－ＲＯＭ、光学メモリなどを含むが、それらに限定されない）において実施されるコンピュータプログラム製品の形態とすることもできる。
本願の実施例に係る方法、機器（システム）、及びコンピュータプログラム製品のフローチャート及び／又はブロック図を参照して、本願が説明される。なお、コンピュータプログラムコマンドによってフローチャート及び／又はブロック図の各プロセス及び／又はブロック、及びフローチャート及び／又はブロック図のプロセス及び／又はブロックの組み合わせを実現できる。それらのコンピュータプログラムコマンドを汎用コンピュータ、専用コンピュータ、組み込みプロセッサ又は他のプログラマブルなデータ処理機器のコントローラに提供して機械を作ることで、コンピュータ又は他のプログラマブルなデータ処理機器のコントローラが実行するコマンドによって、フローチャートの１つのプロセスもしくは複数のプロセス及び／又はブロック図の１つのブロックもしくは複数のブロックにおいて指定された機能を実現する装置が生成する。
それらのコンピュータプログラムコマンドはコンピュータ又は他のプログラマブルなデータ処理機器が特定の方式で動作するようガイドするコンピュータ可読メモリに記憶されてもよく、これにより該コンピュータ可読メモリに記憶されているコマンドによって、コマンド装置を含む製品が生成し、該コマンド装置はフローチャートの１つのプロセスもしくは複数のプロセス及び／又はブロック図の１つのブロックもしくは複数のブロックにおいて指定された機能を実現する。
それらのコンピュータプログラムコマンドはコンピュータ又は他のプログラマブルなデータ処理機器にロードされてもよく、これによりコンピュータ又は他のプログラマブルデバイスにおいて一連の動作ステップが実行されてコンピュータによって実現される処理が生成され、これによりコンピュータ又は他のプログラマブルデバイスにおいて実行されるコマンドによって、フローチャートの１つのプロセスもしくは複数のプロセス及び／又はブロック図の１つのブロックもしくは複数のブロックにおいて指定された機能を実現するステップが提供される。
なお、請求項では、括弧付けで記載した記号は、いずれも請求項を限定するものではない。用語「含む」は、請求項に記載されている部品又はステップを除外するものではない。部品の前に出現する用語「一」又は「１つ」は、該部品が複数存在する場合を除外するものではない。本願は、複数の異なる部品を含むハードウェア又は適切にプログラムされたコンピュータによって実現することができる。複数の装置が列挙された請求項において、それらの装置のうちのいくつかは同一のハードウェアによって具現化されてもよい。「第１」、「第２」、「第３」などの用語は順番を示すために使用するものではない。それらの用語は名称の一部として理解されてよい。
本願の好ましい実施例を説明しているが、当業者が進歩性の原理を知れば、それらの実施例に変更及び修正を行うことができる。従って、特許請求の範囲は好ましい実施例及び本願の範囲に属する全ての変更及び修正を含むと解釈されたいものである。
上述したのが本願の好ましい実施例に過ぎず、本願を限定するためのものではなく、当業者にとっては、本願には様々な変更や変化が行われてもよい。本願の趣旨を逸脱せず補正や、同等な置き換え、改善などが行われる場合、そのいずれも本願の保護範囲に含まれる。

Claims (11)

  1. 直列接続された二つのスイッチングトランジスタを有し、両端がバス回路に接続されるハーフブリッジ回路であって、前記スイッチングトランジスタが制御端子を有するように構成され、二つの前記スイッチングトランジスタの共通端子に交流の給電信号が入力され、前記給電信号に対して変換処理を行うように構成されるハーフブリッジ回路と、
    前記バス回路における低電圧バスに直列に接続されるサンプリング抵抗と、
    第１入力端子がバス基準信号を受信するように構成され、且つ前記第１入力端子が前記サンプリング抵抗の第１端子に接続され、第２入力端子が前記サンプリング抵抗の第２端子に接続されるように構成される第１比較モジュールとを含み、
    前記第１比較モジュールの出力端子は前記スイッチングトランジスタの制御端子に接続され、前記サンプリング抵抗の前記第２端子の電圧は前記バス基準信号よりも大きい場合に、前記第１比較モジュールは前記スイッチングトランジスタにカットオフ信号を出力する、駆動制御回路。
  2. 前記給電信号をサンプリングして、対応するサンプリング信号を取得するように構成されるホールセンサと、
    第１入力端子が基準信号を受信するように構成され、第２入力端子が前記サンプリング信号を受信するように構成される第２比較モジュールとをさらに含み、
    前記第２比較モジュールの出力端子は、前記スイッチングトランジスタの制御端子に接続され、前記サンプリング信号の絶対値は前記基準信号よりも大きい場合に、前記第２比較モジュールは、前記スイッチングトランジスタにカットオフ信号を出力する、請求項１に記載の駆動制御回路。
  3. スイッチングトランジスタのオン電圧はゼロよりも大きく、
    前記第２比較モジュールは、
    正の入力端子が第１基準信号を受信し、負の入力端子が前記サンプリング信号を受信し、出力端子が前記スイッチングトランジスタの制御端子に接続される第１コンパレータ、及び／又は、
    負の入力端子が第２基準信号を受信し、正の入力端子が前記サンプリング信号を受信し、出力端子が前記スイッチングトランジスタの制御端子に接続される第２コンパレータをさらに含み、
    前記基準信号は、前記第１基準信号又は前記第２基準信号である、請求項２に記載の駆動制御回路。
  4. 第１端子が前記スイッチングトランジスタの制御端子に接続され、第２端子が前記第１比較モジュールの出力端子に接続される一方向導通素子をさらに含み、及び／又は、
    前記一方向導通素子の第２端子が前記第２比較モジュールの出力端子に接続され、
    前記一方向導通素子は、前記カットオフ信号を前記スイッチングトランジスタの制御端子に一方向に伝送するように構成される、請求項２に記載の駆動制御回路。
  5. 並列に接続された２つの前記ハーフブリッジ回路を含み、２つの前記ハーフブリッジ回路を、それぞれ第１ハーフブリッジ回路、第２ハーフブリッジ回路とする力率補正モジュールと、
    前記ホールセンサの出力端子に接続されるドライバであって、前記給電信号がバス電圧よりも大きく、前記サンプリング信号が予め設定された電圧閾値以上であり、且つ前記第２ハーフブリッジ回路の入力電流が予め設定された電流閾値以上であると検出された場合、前記第１ハーフブリッジ回路にパルス駆動信号を出力するドライバとをさらに含み、
    前記パルス駆動信号は、前記第１ハーフブリッジ回路における２つのスイッチングトランジスタを交互にオンにするように制御する、請求項２に記載の駆動制御回路。
  6. 前記第１ハーフブリッジ回路は、第１スイッチングトランジスタ及び第２スイッチングトランジスタを含み、前記第２ハーフブリッジ回路は、第３スイッチングトランジスタ及び第４スイッチングトランジスタを含み、前記第１スイッチングトランジスタと前記第２スイッチングトランジスタとの共通端子が前記給電信号の第１線路に接続され、前記第３スイッチングトランジスタと前記第４スイッチングトランジスタとの共通端子が前記給電信号の第２線路に接続され、且つ、
    前記第１スイッチングトランジスタと前記第４スイッチングトランジスタとの共通端子が前記バス回路における高電圧バスに接続され、前記第２スイッチングトランジスタと前記第３スイッチングトランジスタとの共通端子が前記低電圧バスに接続され、
    前記給電信号が正の半波信号である場合、前記ドライバは、前記第３スイッチングトランジスタをオンになるように、且つ前記第４スイッチングトランジスタをカットオフになるように制御し、前記給電信号が負の半波信号である場合、前記ドライバは、前記第３スイッチングトランジスタをカットオフになるように、且つ前記第４スイッチングトランジスタをオンになるように制御する、請求項５に記載の駆動制御回路。
  7. 前記スイッチングトランジスタは、金属酸化物半導体電界効果トランジスタ又は絶縁ゲートバイポーラトランジスタであり、
    前記金属酸化物半導体電界効果トランジスタのゲートがコントローラのコマンド出力端子に接続され、前記金属酸化物半導体電界効果トランジスタのソースとドレインとの間に逆方向還流ダイオードが接続され、前記絶縁ゲートバイポーラトランジスタのベースがコントローラのコマンド出力端子に接続され、前記絶縁ゲートバイポーラトランジスタのエミッタとコレクタとの間に逆方向還流ダイオードが接続される、請求項１～６のいずれか一項に記載の駆動制御回路。
  8. 前記力率補正モジュールの出力端子に設けられ、脈動直流信号を受信して直流信号に変換するように構成される電解コンデンサと、
    前記電解コンデンサの出力端子に接続され、前記直流信号から負荷に給電するように制御するように構成されるインバータとをさらに含む、請求項５又は６に記載の駆動制御回路。
  9. 前記電解コンデンサの容量値の範囲は１０ｕＦ～２００００ｕＦである、請求項８に記載の駆動制御回路。
  10. 負荷と、
    請求項１～９のいずれか一項に記載の、給電信号から負荷に給電するように制御するように構成される駆動制御回路と、を含む、家電機器。
  11. エアコン、冷蔵庫、扇風機、レンジフード、掃除機及びコンピュータ本体のうちの少なくとも１種を含む、請求項１０に記載の家電機器。
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