JP7306573B2 - レーダ装置、並びに、それを備える車両および位置検知装置 - Google Patents

Description

本発明は、レーダ装置、並びに、それを備える車両および位置検知装置に関するものである。

特許文献１には、ＭＩＭＯ（Multiple-Input Multiple-Output）レーダ装置が開示されている。

特開２０１８－５４３２７号公報

従来のＭＩＭＯレーダ装置では、送受信アレーアンテナにおけるアンテナ素子の配置を工夫することにより、最大で送信アンテナ素子数と受信アンテナ素子数との積に等しい仮想的な受信アレーアンテナを構成することができる。しかしながら、上記従来のレーダ装置では、送信サブアレーが、隣接するもの同士の間で送信アンテナ素子を重複して使用し、１つの送信サブアレーを構成する複数の送信アンテナ素子によってビームフォーミングを行って１つのビーム信号を送信する。このため、実質的な送信アンテナ素子数は、隣接する２つの送信サブアレーを構成する送信アンテナ素子数の総数よりも、減少する。仮想的な受信アレーアンテナを構成する仮想受信アンテナ素子の数は、送信アンテナ素子数と受信アンテナ素子数との積で求まるので、送信アンテナ素子数の減少と共に減少する。

到来波の到来方向推定手法の角度分解能は受信アンテナ素子数に依存することが知られており、特許文献１に記載のレーダ装置のように、仮想的な受信アレーアンテナを構成する仮想受信アンテナ素子の数が減ってしまうと、レーダ装置の角度分解能が低下してしまう。

本発明はこのような課題を解決するためになされたもので、
３つ以上の数の送信アンテナ素子が送信波の波長の間隔で直線上に等間隔に配置される送信アンテナと、２の整数倍の数の受信アンテナ素子が、送信アンテナ素子の数の２倍から３を減算した値に前記波長の半分の値を乗算して得られる値の距離だけ離れて直線上に等間隔に配置される受信アンテナと、送信信号または受信信号の位相を調整することにより電波の指向性を制御して各一対の送信アンテナ素子間でビームフォーミングを行うことで、各受信アンテナ素子間に仮想受信アンテナ素子を生成する制御部とを備えて、レーダ装置を構成した。

本構成によれば、各一対の送信アンテナ素子間でビームフォーミングを行うことで、各一対の送信アンテナ素子間の中央に仮想送信アンテナ素子が形成されて、送信波の波長λの半分の距離λ／２だけ離れて直線上に等間隔に、送信アンテナ素子数が３個のときには同数の、送信アンテナ素子数が４個以上のときには送信アンテナ素子数が１個増える毎に２個増える数の、仮想送信アンテナ素子が形成される。そして、受信アンテナ素子間には、仮想送信アンテナ素子数と受信アンテナ素子数との積の素子数の仮想受信アンテナアレーが、送信波の波長λの半分の距離λ／２だけ離れて直線上に等間隔に、形成される。したがって、ビームフォーミングを行ってメインビーム方向のアンテナ利得を高めてビーム幅を狭めながら、仮想受信アンテナ素子数を特許文献１に記載の従来のレーダ装置のように減らすことなく、送信アンテナ素子を単一アンテナとして使用する従来のＭＩＭＯレーダ装置と同等数以上の仮想受信アンテナ素子から構成される仮想受信アンテナアレーを得ることができる。

このため、レーダ装置の角度分解能が従来のＭＩＭＯレーダ装置より向上して、到来波の到来方向の角度推定を従来のＭＩＭＯレーダ装置より精度高く行うことが可能となる。また、レーダ装置の角度分解能が向上することで、ターゲットの識別能力も向上し、ビームフォーミングを行って電波反射率の低いターゲットからの反射波も検知可能となってレーダ装置のダイナミックレンジが向上する。

また、本発明は、上記に記載のレーダ装置を備える車両を構成した。

本構成によれば、角度分解能およびダイナミックレンジが向上したレーダ装置によって周囲の障害物の位置を精度高く推定することが可能な車両を提供することができる。

また、本発明は、上記に記載のレーダ装置の送信アンテナから出射される電波をビームフォーミングして全方向に走査し、受信アンテナに受信される受信信号の強度が大きくなる方向を検知して、ターゲットの位置を検知する位置検知装置を構成した。

本構成によれば、角度分解能およびダイナミックレンジが向上したレーダ装置によってターゲットの位置を精度高く推定することが可能な位置検知装置を提供することができる。

本発明によれば、従来のＭＩＭＯレーダ装置と同等数以上の仮想受信アンテナ素子から構成される仮想受信アンテナアレーが得られ、角度分解能が向上して到来波の到来方向の角度推定を精度高く行え、ダイナミックレンジが向上したレーダ装置、並びに、それを備える車両および位置検知装置を提供することができる。

本発明の第１の実施形態によるレーダ装置の概略構成を示すブロック図である。 第１および第２の各実施形態によるレーダ装置によって仮想送信アンテナ素子および仮想受信アンテナ素子が形成される一般的な過程を説明する図である。 第１および第２の各実施形態によるレーダ装置によって、３個の送信アンテナ素子および２個の受信アンテナ素子から仮想送信アンテナ素子および仮想受信アンテナ素子が形成される過程を説明する図である。 第１および第２の各実施形態によるレーダ装置によって、４個の送信アンテナ素子および２個の受信アンテナ素子から仮想送信アンテナ素子および仮想受信アンテナ素子が形成される過程を説明する図である。 第１および第２の各実施形態によるレーダ装置おいて、受信アンテナアレイを鉛直方向に離れた平行な２直線上に配置して行われるターゲットの３次元位置推定を説明する図である。 第１および第２の各実施形態によるレーダ装置おいて、送信アンテナアレイを鉛直方向に離れた平行な２直線上に配置して行われるターゲットの３次元位置推定を説明する図である。 本発明の第２の実施形態によるレーダ装置の概略構成を示すブロック図である。 本発明の一実施形態による車両の平面図である。 本発明の一実施形態による位置検知装置を説明する図である。

次に、本発明のレーダ装置、並びに、それを備える車両および位置検知装置を実施するための形態について、説明する。

図１は、本発明の第１の実施形態によるＦＭＣＷ（周波数連続変調）レーダ装置１Ａの概略構成を示すブロック図である。

レーダ装置１Ａは、送信部２と受信部３とを備えて構成される。送信部２は、信号生成部２１および送信アンテナＴｘを有する。受信部３は、受信アンテナＲｘ、ＩＦ（中間周波数）信号算出部３１、ＤＢＦ信号算出部３２、距離推定部３３、角度推定部３４および位置算出部３５を有する。

信号生成部２１はチャープ信号を送信信号として生成する。送信アンテナＴｘからは、この送信信号がミリ波等の高周波の電波に変換されて出射される。本実施形態では、送信アンテナＴｘは３つ以上の数ｍ（ｍ≧３）の送信アンテナ素子Ｔｘ１，Ｔｘ２，Ｔｘ３…から構成される。受信アンテナＲｘは、送信アンテナＴｘから出射されてターゲット（物標）で反射した反射波を受信する。本実施形態では、受信アンテナＲｘは、２の整数倍２ｎ（ｎは自然数）の数の受信アンテナ素子Ｒｘ１，Ｒｘ２…から構成される。

信号生成部２１は、それぞれの各送信アンテナ素子Ｔｘ１，Ｔｘ２，Ｔｘ３…から時分割で送信信号を出射させる。ＩＦ信号算出部３１は、１つの各送信アンテナ素子Ｔｘ１，Ｔｘ２，Ｔｘ３…から出射されて各受信アンテナ素子Ｒｘ１，Ｒｘ２…に受信される受信信号と、そのときに出射された送信信号とをミキシングして、高周波とベースバンド周波数との間のＩＦ信号を算出する。ＤＢＦ（デジタル・ビーム・フォーミング）信号算出部３２は、ＩＦ信号算出部３１で算出された各ＩＦ信号をＡＤコンバータでデジタル信号に変換する。そして、デジタル信号に変換した各ＩＦ信号の一対の組み合わせを各一対の送信アンテナ素子から受信された組み合わせに変え、電波の指向性を制御するデジタルビームフォーミングを行って、ＤＢＦ信号を得る。このデジタルビームフォーミングによるＤＢＦ信号の算出は、後述する仮想受信アンテナアレーの素子数分だけ行われ、受信信号の位相がＤＢＦ信号算出部３２によって制御される。

距離推定部３３は、ＤＢＦ信号算出部３２で算出されたＤＢＦ信号をＦＦＴ（高速フーリエ変換）して、ターゲット（物標）までの距離を推定する。角度推定部３４は、ＤＢＦ信号算出部３２で算出されたＤＢＦ信号を基に、ＦＦＴ、ＭＵＳＩＣ（Multiple Signal Classification)法等の反射波の到来方向推定手法を用いて、ターゲットが存在する角度を推定する。位置算出部３５は、距離推定部３３で推定されたターゲットまでの距離と、角度推定部３４で推定されたターゲットが存在する角度とに基づいて、ターゲットの推定される位置を算出する。

図２（ａ）は、本実施形態のレーダ装置１Ａにおける送信アンテナＴｘおよび受信アンテナＲｘの配置を説明する図である。

本実施形態では、送信アンテナＴｘは、３つ以上の数ｍの送信アンテナ素子Ｔｘ１，Ｔｘ２，Ｔｘ３…が、送信波の１波長λの間隔で直線上に等間隔に配置される。また、受信アンテナＲｘは、送信アンテナ素子Ｔｘ１，Ｔｘ２，Ｔｘ３…の数ｍの２倍から３を減算した値（２ｍ－３）に、送信波の波長λの半分の値λ／２を乗算して得られる値の距離（＝λ／２×（２ｍ－３））だけ離れて、受信アンテナ素子Ｒｘ１，Ｒｘ２…が直線上に等間隔に配置される。

ＤＢＦ信号算出部３２および角度推定部３４は、受信信号の位相を調整することにより電波の指向性を制御して各一対の送信アンテナ素子Ｔｘ１およびＴｘ２、Ｔｘ１およびＴｘ３、Ｔｘ２およびＴｘ３、Ｔｘ２およびＴｘ４、Ｔｘ３およびＴｘ４、…間でビームフォーミングを行うことで、各受信アンテナ素子Ｒｘ１，Ｒｘ２…間に図２（ｂ）に示すように仮想受信アンテナ素子Ｒｘa，…，Ｒｘｑを生成する制御部を構成している。本実施形態では、ＤＢＦ信号算出部３２は、各送信アンテナ素子Ｔｘ１，Ｔｘ２，Ｔｘ３…から時分割に出射されて各受信アンテナ素子Ｒｘ１，Ｒｘ２…に受信される各受信信号をデジタル信号に変換し、変換した各受信信号の一対の組み合わせを、各一対の送信アンテナ素子Ｔｘ１およびＴｘ２、Ｔｘ１およびＴｘ３、Ｔｘ２およびＴｘ３、Ｔｘ２およびＴｘ４、Ｔｘ３およびＴｘ４、…から受信された組み合わせに変えて、電波の指向性を制御するデジタルビームフォーミングを行って、受信信号の位相を制御することで、各受信アンテナ素子Ｒｘ１，Ｒｘ２…間に仮想受信アンテナ素子Ｒｘa，…，Ｒｘｑを生成する。角度推定部３４は、仮想受信アンテナ素子Ｒｘa，…，Ｒｘｑのアレー配置を認識して、ターゲットが存在する角度の推定を行う。

すなわち、ＤＢＦ信号算出部３２は、ｋ番目の送信アンテナ素子をＴｘ（ｋ）と表わすと（ｋ＝１，２，…，ｍ－１）、送信アンテナ素子Ｔｘ（ｋ）と送信アンテナ素子Ｔｘ（ｋ＋１）との対の間、および、送信アンテナ素子Ｔｘ（ｋ）と送信アンテナ素子Ｔｘ（ｋ＋２）との対の間で、デジタルビームフォーミングを行う。このように各一対の送信アンテナ素子Ｔｘ（ｋ）およびＴｘ（ｋ＋１）間、並びに、送信アンテナ素子Ｔｘ（ｋ）およびＴｘ（ｋ＋２）間でデジタルビームフォーミングを行うことで、各一対の送信アンテナ素子Ｔｘ１，Ｔｘ２，Ｔｘ３…間の中央に仮想送信アンテナ素子が形成される。

すなわち、図２（ｂ）に示す仮想送信アンテナアレーのように、一対の送信アンテナ素子Ｔｘ１およびＴｘ２間の中央の位相中心に仮想送信アンテナ素子Ｔｘ12、一対の送信アンテナ素子Ｔｘ１およびＴｘ３間の中央の位相中心に仮想送信アンテナ素子Ｔｘ13、一対の送信アンテナ素子Ｔｘ２およびＴｘ３間の中央の位相中心に仮想送信アンテナ素子Ｔｘ23、一対の送信アンテナ素子Ｔｘ２およびＴｘ４間の中央の位相中心に仮想送信アンテナ素子Ｔｘ24、一対の送信アンテナ素子Ｔｘ３およびＴｘ４間の中央の位相中心に仮想送信アンテナ素子Ｔｘ34、…が、送信波の波長λの半分の距離λ／２だけ離れて直線上に等間隔に形成される。

図３（ａ）に示すように、送信アンテナＴｘが３つの送信アンテナ素子Ｔｘ１，Ｔｘ２およびＴｘ３（Ｔｘ数＝３）、受信アンテナＲｘが２つの受信アンテナ素子Ｒｘ１およびＲｘ２（Ｒｘ数＝２ｎ＝２）により構成される場合、各一対の送信アンテナ素子Ｔｘ１およびＴｘ２、Ｔｘ１およびＴｘ３、Ｔｘ２およびＴｘ３間でデジタルビームフォーミングを行うことで、図３（ｂ）に示すように、一対の送信アンテナ素子Ｔｘ１およびＴｘ２間の中央の位相中心に仮想送信アンテナ素子Ｔｘ12、一対の送信アンテナ素子Ｔｘ１およびＴｘ３間の中央の位相中心に仮想送信アンテナ素子Ｔｘ13、一対の送信アンテナ素子Ｔｘ２およびＴｘ３間の中央の位相中心に仮想送信アンテナ素子Ｔｘ23が、送信波の波長λの半分の距離λ／２だけ離れて直線上に等間隔に形成される。

この場合、ターゲットの方向をθ、送信アンテナ素子Ｔｘ１，Ｔｘ２およびＴｘ３間の位相差をｗとし、送信アンテナ素子間のゲインが揃っている理想的な状態とすると、ある受信アンテナ素子Ｒｘｐで受信された受信信号ｘ１，ｘ２，ｘ３は、その時に信号を送信した送信アンテナ素子Ｔｘ１，Ｔｘ２およびＴｘ３毎に次の（１）式、（２）式および（３）式に表わされる。

上記の各式におけるＡは受信信号ｘ１，ｘ２，ｘ３の振幅、αは送信アンテナ素子Ｔｘ１から送信された受信信号ｘ１の位相であり、受信信号ｘ１は振幅Ａと位相αを使って（１）式に表わされる。受信信号ｘ２は、送信アンテナ素子Ｔｘ１との間に位相差ｗを持つ送信アンテナ素子Ｔｘ２から送信されたものであるので、受信信号ｘ２の位相はα＋ｗとなる。また、受信信号ｘ３は、送信アンテナ素子Ｔｘ１との間に位相差２ｗを持つ送信アンテナ素子Ｔｘ３から送信されたものであるので、受信信号ｘ３の位相はα＋２ｗとなる。

上記の各受信信号ｘ１，ｘ２，ｘ３について、一対の送信アンテナ素子Ｔｘ１およびＴｘ２間でデジタルビームフォーミングすると次の（４）式で表わされる仮想送信アンテナ素子Ｔｘ12、一対の送信アンテナ素子Ｔｘ１およびＴｘ３間でデジタルビームフォーミングすると次の（５）式で表わされる仮想送信アンテナ素子Ｔｘ13、一対の送信アンテナ素子Ｔｘ２およびＴｘ３間でデジタルビームフォーミングすると次の（６）式で表わされる仮想送信アンテナ素子Ｔｘ23が得られる。

上記の各式におけるΔφは、いずれか２つの送信アンテナ素子Ｔｘ間に設定する位相差である。この位相差Δφを調整することで、送信部２から出射されるビームを向ける方向を変化させることができる。ビームフォーミングにおいて送信信号または受信信号の位相を調整・制御することとは、位相差Δφを任意の値に設定することである。また、上記の各式におけるＡ’は、振幅Ａのいずれか２つの受信信号が加算されて得られる受信信号の振幅を表わす。

（４）式に表わされる仮想送信アンテナ素子Ｔｘ12は、（１）式に表わされる受信信号ｘ１と（２）式に表わされる受信信号ｘ２とを加算することで得られ、式変形をすることで、最右辺の指数に下線で示すように、位相分ｗ／２を持つ。また、（５）式に表わされる仮想送信アンテナ素子Ｔｘ13は、（１）式に表わされる受信信号ｘ１と（３）式に表わされる受信信号ｘ３とを加算することで得られ、式変形をすることで、最右辺の指数に下線で示すように、位相分ｗを持つ。また、（６）式に表わされる仮想送信アンテナ素子Ｔｘ23は、（２）式に表わされる受信信号ｘ２と（３）式に表わされる受信信号ｘ３とを加算することで得られ、式変形をすることで、最右辺の指数に下線で示すように、位相分３ｗ／２を持つ。

したがって、各仮想送信アンテナ素子Ｔｘ12、Ｔｘ13およびＴｘ23間の位相差はｗ／２となっている。すなわち、各受信信号ｘ１，ｘ２，ｘ３は、図３（ｂ）に示す、間隔λ／２の各仮想送信アンテナ素子Ｔｘ12、Ｔｘ13およびＴｘ23から送信された信号と見なせる。このため、受信アンテナ素子Ｒｘ１，Ｒｘ２間には、図３（ｂ）に示すように、仮想受信アンテナ素子Ｒｘａ，Ｒｘｂが形成されて、３個の仮想送信アンテナ素子数と２個の受信アンテナ素子数との積である６個の素子数の仮想受信アンテナアレーが、送信波の波長λの半分の距離λ／２だけ離れて直線上に等間隔に、形成される。

また、図４（ａ）に示すように、送信アンテナＴｘが４つの送信アンテナ素子Ｔｘ１，Ｔｘ２，Ｔｘ３およびＴｘ４（Ｔｘ数＝４）、受信アンテナＲｘが２つの受信アンテナ素子Ｒｘ１およびＲｘ２（Ｒｘ数＝２ｎ＝２）により構成される場合、各一対の送信アンテナ素子Ｔｘ１およびＴｘ２、Ｔｘ１およびＴｘ３、Ｔｘ２およびＴｘ３、Ｔｘ２およびＴｘ４、Ｔｘ３およびＴｘ４間でデジタルビームフォーミングを行うことで、図４（ｂ）に示す各仮想送信アンテナ素子Ｔｘ12、Ｔｘ13、Ｔｘ23、Ｔｘ24およびＴｘ34が形成される。

つまり、一対の送信アンテナ素子Ｔｘ１およびＴｘ２間の中央の位相中心に仮想送信アンテナ素子Ｔｘ12、一対の送信アンテナ素子Ｔｘ１およびＴｘ３間の中央の位相中心に仮想送信アンテナ素子Ｔｘ13、一対の送信アンテナ素子Ｔｘ２およびＴｘ３間の中央の位相中心に仮想送信アンテナ素子Ｔｘ23、一対の送信アンテナ素子Ｔｘ２およびＴｘ４間の中央の位相中心に仮想送信アンテナ素子Ｔｘ24、一対の送信アンテナ素子Ｔｘ３およびＴｘ４間の中央の位相中心に仮想送信アンテナ素子Ｔｘ34が、送信波の波長λの半分の距離λ／２だけ離れて直線上に等間隔に形成される。

各仮想送信アンテナ素子Ｔｘ12、Ｔｘ13、Ｔｘ23、Ｔｘ24およびＴｘ34間の位相差は、送信アンテナ素子Ｔｘ数＝３、受信アンテナ素子Ｒｘ＝２の上記の場合と同様に、ｗ／２となる。このため、受信アンテナ素子Ｒｘ１，Ｒｘ２間には、図４（ｂ）に示すように、５個の仮想送信アンテナ素子数と２個の受信アンテナ素子数との積である１０個の素子数の仮想受信アンテナアレーが、送信波の波長λの半分の距離λ／２だけ離れて直線上に等間隔に、形成される。

すなわち、本実施形態によるレーダ装置１Ａによれば、送信アンテナ素子数ｍが図３（ａ）に示すように３個の送信アンテナ素子Ｔｘ１，Ｔｘ２およびＴｘ３のときには、図３（ｂ）に示すように、同数の３個の仮想送信アンテナ素子Ｔｘ12、Ｔｘ13およびＴｘ23が形成される。そして、受信アンテナ素子Ｒｘ１，Ｒｘ２間には、３個の仮想送信アンテナ素子数と２個の受信アンテナ素子数との積である６個の素子数の仮想受信アンテナアレーが、送信波の波長λの半分の距離λ／２だけ離れて直線上に等間隔に、図３（ｂ）に示すように形成される。

また、送信アンテナ素子数ｍが４個以上のときには、送信アンテナ素子数ｍが１個増える毎に２個増える数の、仮想送信アンテナ素子が形成される。そして、受信アンテナ素子間には、仮想送信アンテナ素子数と受信アンテナ素子数との積の素子数の仮想受信アンテナアレーが、送信波の波長λの半分の距離λ／２だけ離れて直線上に等間隔に、形成される。

例えば、図４（ａ）に示すように、送信アンテナ素子数ｍが３個から１個増えて４個の送信アンテナ素子Ｔｘ１，Ｔｘ２，Ｔｘ３およびＴｘ４のときには、３個から２個増えた５個の仮想送信アンテナ素子Ｔｘ12、Ｔｘ13、Ｔｘ23、Ｔｘ24およびＴｘ34が、図４（ｂ）に示すように形成される。そして、受信アンテナ素子Ｒｘ１，Ｒｘ２間には、図４（ｂ）に示すように、仮想受信アンテナ素子Ｒｘａ，Ｒｘｂ，Ｒｘｃ，Ｒｘｄが形成されて、５個の仮想送信アンテナ素子数と２個の受信アンテナ素子数との積である１０個の素子数の仮想受信アンテナアレーが、送信波の波長λの半分の距離λ／２だけ離れて直線上に等間隔に、形成される。

したがって、本実施形態によるレーダ装置１Ａによれば、ビームフォーミングを行ってメインビーム方向のアンテナ利得を高めてビーム幅を狭めながら、仮想受信アンテナ素子数を特許文献１に記載の従来のレーダ装置のように減らすことなく、送信アンテナ素子を単一アンテナとして使用する従来のＭＩＭＯレーダ装置と同等数以上の仮想受信アンテナ素子から構成される仮想受信アンテナアレーを得ることができる。このため、レーダ装置１Ａの角度分解能が従来のＭＩＭＯレーダ装置より向上して、到来波の到来方向の角度推定を従来のＭＩＭＯレーダ装置より精度高く行うことが可能となる。また、レーダ装置１Ａの角度分解能が向上することで、ターゲットの識別能力も向上し、ビームフォーミングを行って電波反射率の低いターゲットからの反射波も検知可能となって、レーダ装置１Ａのダイナミックレンジが向上する。

また、本実施形態によるレーダ装置１Ａによれば、１つの各送信アンテナ素子Ｔｘ１，Ｔｘ２，Ｔｘ３…から時分割に送信されて各受信アンテナ素子Ｒｘ１，Ｒｘ２に受信される反射波の位相が計算によって制御されてデジタルビームフォーミングが行われ、出射方向が制御されたビームがターゲットに照射されたときの反射波が算出される。ターゲットの位置は、算出された反射波の方向から推定されるが、この際、従来のＭＩＭＯレーダ装置と同等数以上の仮想受信アンテナ素子が形成されるので、ターゲットの位置の推定は精度高く行われる。

また、デジタルビームフォーミングを行う第１の実施形態のレーダ装置１Ａによれば、アナログビームフォーミングを行う後述する第２の実施形態のレーダ装置１Ｂに比較して、信号の送受信回数を削減できるため、ターゲットの位置推定に要する時間が短縮される。

図５（ａ）は、第１の実施形態の第１変形例によるレーダ装置１Ａに用いられる送信アンテナＴｘおよび受信アンテナＲｘを示す図である。この第１変形例によるレーダ装置１Ａは、受信アンテナＲｘの構成が第１の実施形態のレーダ装置１Ａにおける受信アンテナＲｘと異なる点だけが、第１の実施形態と異なり、その他の構成は第１の実施形態の構成と同様である。

この第１変形例によるレーダ装置１Ａでは、受信アンテナ素子Ｒｘ１，Ｒｘ２…がλ／２×（２ｍ－３）の距離だけ離れて等間隔に配置される直線Ｌ１と鉛直方向に離れた、その直線Ｌ１と平行な直線Ｌ２上にも、λ／２×（２ｍ－３）の距離だけ離れて等間隔に、直線Ｌ１上に配置される受信アンテナ素子と同数の受信アンテナ素子が配置される。

例えば、図５（ａ）に示すように、受信アンテナＲｘは、受信アンテナ素子Ｒｘ１，Ｒｘ２が３λ／２の距離だけ離れて等間隔に配置される直線Ｌ１と鉛直方向に離れた、直線Ｌ１と平行な直線Ｌ２上にも、３λ／２の距離だけ離れて等間隔に受信アンテナ素子Ｒｘ１，Ｒｘ２と同数の受信アンテナ素子Ｒｘ３，Ｒｘ４が配置される。

本構成によれば、各送信アンテナ素子Ｔｘ１，Ｔｘ２およびＴｘ３から時分割に出射されて各受信アンテナ素子Ｒｘ１，Ｒｘ２に受信される各受信信号をデジタル信号に変換し、変換した各受信信号の一対の組み合わせを、各一対の送信アンテナ素子Ｔｘ１およびＴｘ２、Ｔｘ１およびＴｘ３、Ｔｘ２およびＴｘ３から受信された組み合わせに変えて電波の指向性を制御するデジタルビームフォーミングを行うことで、図５（ｂ）に示すように、直線Ｌ１上に配置された各受信アンテナ素子Ｒｘ１，Ｒｘ２間に仮想受信アンテナ素子Ｒｘa，Ｒｘbが生成されると共に、直線Ｌ２上に配置された各受信アンテナ素子Ｒｘ３，Ｒｘ４間にも仮想受信アンテナ素子Ｒｘa，Ｒｘbが生成される。

このような第１の実施形態の第１変形例によるレーダ装置１Ａによれば、直線Ｌ１，Ｌ２上の各受信アンテナアレーが鉛直方向に並ぶので、ターゲットの鉛直方向の距離情報が得られ、ターゲットの３次元位置の推定が可能となる。

図６（ａ）は、第１の実施形態の第２変形例によるレーダ装置１Ａに用いられる送信アンテナＴｘおよび受信アンテナＲｘを示す図である。この第２変形例によるレーダ装置１Ａは、送信アンテナＴｘの構成が第１の実施形態のレーダ装置１Ａにおける送信アンテナＴｘと異なる点だけが、第１の実施形態と異なり、その他の構成は第１の実施形態の構成と同様である。

この第２変形例によるレーダ装置１Ａでは、送信アンテナ素子Ｔｘ１，Ｔｘ２，Ｔｘ３…が波長λだけ離れて等間隔に配置される直線Ｌ１と鉛直方向に離れた、直線Ｌ１と平行な直線Ｌ２上にも、波長λだけ離れて等間隔に、直線Ｌ１上に配置される送信アンテナ素子と同数の送信アンテナ素子が配置される。

例えば、図６（ａ）に示すように、送信アンテナＴｘは、送信アンテナ素子Ｔｘ１，Ｔｘ２およびＴｘ３が波長λだけ離れて等間隔に配置される直線Ｌ１と鉛直方向に離れた、直線Ｌ１と平行な直線Ｌ２上にも、波長λだけ離れて等間隔に、送信アンテナ素子Ｔｘ１，Ｔｘ２およびＴｘ３と同数の送信アンテナ素子Ｔｘ４，Ｔｘ５およびＴｘ６が配置される。

本構成によれば、直線Ｌ１上に配置された各送信アンテナ素子Ｔｘ１，Ｔｘ２およびＴｘ３から時分割に出射されて各受信アンテナ素子Ｒｘ１，Ｒｘ２に受信される各受信信号をデジタル信号に変換し、変換した各受信信号の一対の組み合わせを、各一対の送信アンテナ素子Ｔｘ１およびＴｘ２、Ｔｘ１およびＴｘ３、Ｔｘ２およびＴｘ３から受信された組み合わせに変えて電波の指向性を制御するデジタルビームフォーミングを行うことで、図６（ｂ）に示す直線Ｌ１上に配置された各仮想送信アンテナ素子Ｔｘ12、Ｔｘ13およびＴｘ23が形成される。

また、直線Ｌ２上に配置された各送信アンテナ素子Ｔｘ４，Ｔｘ５およびＴｘ６から時分割に出射されて各受信アンテナ素子Ｒｘ１，Ｒｘ２に受信される各受信信号をデジタル信号に変換し、変換した各受信信号の一対の組み合わせを、各一対の送信アンテナ素子Ｔｘ４およびＴｘ５、Ｔｘ４およびＴｘ６、Ｔｘ５およびＴｘ６から受信された組み合わせに変えて電波の指向性を制御するデジタルビームフォーミングを行うことで、図６（ｂ）に示す直線Ｌ２上に配置された各仮想送信アンテナ素子Ｔｘ45、Ｔｘ46およびＴｘ56が形成される。

したがって、受信側では、図６（ｂ）に示すように、直線Ｌ３上に配置された受信アンテナ素子Ｒｘ１，Ｒｘ２間に仮想受信アンテナ素子Ｒｘa，Ｒｘbが生成されて、仮想送信アンテナ素子Ｔｘ12、Ｔｘ13およびＴｘ23の３個の素子数と受信アンテナ素子Ｒｘ１，Ｒｘ２の２個の素子数との積である６個の素子数の仮想受信アンテナアレーが、送信波の波長λの半分の距離λ／２だけ離れて直線Ｌ３上に等間隔に、形成される。また、直線Ｌ３と鉛直方向に離れて直線Ｌ３と平行な直線Ｌ４上に、仮想送信アンテナ素子Ｔｘ45、Ｔｘ46およびＴｘ56の３個の素子数と受信アンテナ素子Ｒｘ１，Ｒｘ２の２個の素子数との積である６個の素子数の、２組みの仮想受信アンテナ素子Ｒｘa，ＲｘbおよびＲｘｃから構成される仮想受信アンテナアレーが、送信波の波長λの半分の距離λ／２だけ離れて直線Ｌ４上に等間隔に、形成される。

このような第１の実施形態の第２変形例によるレーダ装置１Ａによれば、直線Ｌ１，Ｌ２上の各仮想送信アンテナアレーが鉛直方向に並ぶのに対応して、仮想受信アンテナアレーも直線Ｌ３，Ｌ４上に鉛直方向に並ぶようになる。したがって、この第２変形例によっても、ターゲットの鉛直方向の距離情報が得られ、ターゲットの３次元位置の推定が可能となる。

また、図５（ａ）に示すように、受信アンテナ素子Ｒｘが等間隔に配置される直線Ｌ１と鉛直方向に離れた、その直線Ｌ１と平行な直線Ｌ２上にも等間隔に、直線Ｌ１上に配置される受信アンテナ素子と同数の受信アンテナ素子が配置されると共に、図６（ａ）に示すように、送信アンテナＴｘが等間隔に配置される直線Ｌ１と鉛直方向に離れた、直線Ｌ１と平行な直線Ｌ２上にも等間隔に、直線Ｌ１上に配置される送信アンテナ素子と同数の送信アンテナ素子が配置されるように構成することで、第１の実施形態の第３変形例によるレーダ装置１Ａが得られる。このような第１の実施形態の第３変形例によるレーダ装置１Ａによっても、仮想受信アンテナアレーが複数の直線上に鉛直方向に並ぶようになる。したがって、この第３変形例によっても、ターゲットの鉛直方向の距離情報が得られ、ターゲットの３次元位置の推定が可能となる。

図７は、本発明の第２の実施形態によるＦＭＣＷレーダ装置１Ｂの概略構成を示すブロック図である。なお、同図において図１と同一または相当する部分には同一符号を付してその説明は省略する。

レーダ装置１Ｂも、送信部２と受信部３とを備えて構成されるが、送信部２は、信号生成部２１に加えて移相器２２を有する。受信部３は、ＤＢＦ信号算出部３２を備えていない。レーダ装置１Ｂでは、デジタルビームフォーミングに代えてアナログビームフォーミングが行われる点だけが、第１の実施形態によるレーダ装置１Ａと相違する。

信号生成部２１によって生成されるチャープ信号は、信号生成部２１による移相器２２の制御によってその位相が制御され、送信アンテナＴｘから送信信号として出射される。受信アンテナＲｘは、送信アンテナＴｘから出射されてターゲットで反射した反射波を受信する。ＩＦ信号算出部３１は、受信アンテナＲｘに受信される受信信号と信号生成部２１で生成される送信信号とをミキシングして、ＩＦ信号を算出する。

信号生成部２１および角度推定部３４は、送信信号の位相を移相器２２によって調整することにより電波の指向性を制御して、各一対の送信アンテナ素子Ｔｘ１およびＴｘ２、Ｔｘ１およびＴｘ３、Ｔｘ２およびＴｘ３、Ｔｘ２およびＴｘ４、Ｔｘ３およびＴｘ４、…間でアナログビームフォーミングを行うことで、各受信アンテナ素子Ｒｘ１，Ｒｘ２…間に仮想受信アンテナ素子Ｒｘa，Ｒｘb，…，Ｒｘｑを生成する制御部を構成している。すなわち、信号生成部２１は、ＤＢＦ信号算出部３２と同様に、ｋ番目の送信アンテナ素子をＴｘ（ｋ）と表わすと（ｋ＝１，２，…，ｍ－１）、送信アンテナ素子Ｔｘ（ｋ）と送信アンテナ素子Ｔｘ（ｋ＋１）との対の間、および、送信アンテナ素子Ｔｘ（ｋ）と送信アンテナ素子Ｔｘ（ｋ＋２）との対の間で、ビームフォーミングを行う。

距離推定部３３は、ＩＦ信号算出部３１で算出されたＩＦ信号をＦＦＴしてターゲットまでの距離を推定する。角度推定部３４は、ＩＦ信号算出部３１で算出されたＩＦ信号を基に、ＦＦＴ、ＭＵＳＩＣ法等の反射波の到来方向推定手法を用いて、ターゲットが存在する角度を推定する。この際、角度推定部３４は、仮想受信アンテナ素子Ｒｘa，…，Ｒｘｑのアレー配置を認識して、ターゲットが存在する角度の推定を行う。位置算出部３５は、距離推定部３３で推定されたターゲットまでの距離と、角度推定部３４で推定されたターゲットが存在する角度とに基づいて、ターゲットの推定される位置を算出する。

このような第２の実施形態によるレーダ装置１Ｂによっても、各一対の送信アンテナ素子Ｔｘ（ｋ）およびＴｘ（ｋ＋１）間、並びに、送信アンテナ素子Ｔｘ（ｋ）およびＴｘ（ｋ＋２）間でアナログビームフォーミングを行うことで、各一対の送信アンテナ素子Ｔｘ１，Ｔｘ２，Ｔｘ３…間の中央に仮想送信アンテナ素子が形成される。すなわち、図２（ｂ）に示す仮想送信アンテナＴｘのように、一対の送信アンテナ素子Ｔｘ１およびＴｘ２間の中央の位相中心に仮想送信アンテナ素子Ｔｘ12、一対の送信アンテナ素子Ｔｘ１およびＴｘ３間の中央の位相中心に仮想送信アンテナ素子Ｔｘ13、一対の送信アンテナ素子Ｔｘ２およびＴｘ３間の中央の位相中心に仮想送信アンテナ素子Ｔｘ23、一対の送信アンテナ素子Ｔｘ２およびＴｘ４間の中央の位相中心に仮想送信アンテナ素子Ｔｘ24、一対の送信アンテナ素子Ｔｘ３およびＴｘ４間の中央の位相中心に仮想送信アンテナ素子Ｔｘ34、…が、送信波の波長λの半分の距離λ／２だけ離れて直線上に等間隔に形成される。

したがって、第２の実施形態によるレーダ装置１Ｂによっても、ビームフォーミングを行ってメインビーム方向のアンテナ利得を高めてビーム幅を狭めながら、従来のＭＩＭＯレーダ装置と同等数以上の仮想受信アンテナ素子から構成される仮想受信アンテナアレーを得ることができる。このため、レーダ装置１Ｂの角度分解能も従来のＭＩＭＯレーダ装置より向上して、到来波の到来方向の角度推定を従来のＭＩＭＯレーダ装置より精度高く行うことが可能となる。また、レーダ装置１Ｂの角度分解能が向上することで、ターゲットの識別能力も向上し、ビームフォーミングを行って電波反射率の低いターゲットからの反射波も検知可能となって、レーダ装置１Ｂのダイナミックレンジが向上する。

また、第２の実施形態によるレーダ装置１Ｂによれば、各一対の送信アンテナ素子から出射されるビームの位相が制御されてアナログビームフォーミングが行われ、出射方向が制御されたビームがターゲットに照射される。ターゲットの位置は、従来のＭＩＭＯレーダ装置と同等数以上の仮想受信アンテナ素子に受信される反射波の方向から、精度高く推定される。

また、上記の第２の実施形態によるレーダ装置１Ｂによっても、受信アンテナＲｘおよび送信アンテナＴｘの一方を図５および図６に示すように鉛直方向に離れた平行な２直線上に配置することで、または、受信アンテナＲｘおよび送信アンテナＴｘの双方をそれぞれ鉛直方向に離れた平行な２直線上に配置することで、第１、第２および第３変形例による各レーダ装置１Ａと同様に、ターゲットの鉛直方向の距離情報が得られ、ターゲットの３次元位置の推定が可能となる。

図８は、上記の第１の実施形態によるレーダ装置１Ａ、または、第２の実施形態によるレーダ装置１Ｂをドア下方のロッカーパネル等に備える、本発明の一実施形態による車両４１の平面図である。

本構成の車両４１によれば、角度分解能およびダイナミックレンジが向上したレーダ装置１Ａまたは１Ｂによって、車両４１の側方といった周囲の障害物４２，４３の位置を精度高く推定し、分離して認識することが可能となる。なお、同図では車両４１の側方にある障害物４２，４３の検知例を示しているが、車両４１の前方や後方にある障害物の検知も同様に、精度高く行うことができる。

図９は、上記の第１の実施形態によるレーダ装置１Ａ、または、第２の実施形態によるレーダ装置１Ｂを備えて構成される、本発明の一実施形態による位置検知装置５１を示す図である。

位置検知装置５１は、レーダ装置１Ａまたは１Ｂの送信アンテナＴｘから出射されるビーム５１ａをビームフォーミングして全方向に走査し、受信アンテナＲｘに受信されるターゲット５２からの反射波５２ａの受信信号強度が大きくなる方向を検知して、ターゲット５２の位置を検知する。

本構成の位置検知装置５１によれば、角度分解能およびダイナミックレンジが向上したレーダ装置１Ａまたは１Ｂによって、ターゲットの位置を精度高く検知することが可能となる。

なお、上記の各実施形態によるレーダ装置１Ａおよび１Ｂ、並びに車両４１および位置検知装置５１では、レーダ装置１Ａおよび１ＢがＦＭＣＷレーダである場合について説明したが、レーダ装置１Ａおよび１ＢはＦＭＣＷレーダに限定されることはなく、反射波の位相差からターゲットの角度情報を得るレーダであればよい。

１Ａ，１Ｂ…レーダ装置
２…送信部
２１…信号生成部
２２…移相器
３…受信部
３１…ＩＦ信号算出部
３２…ＤＢＦ信号算出部
３３…距離推定部
３４…角度推定部
３５…位置算出部
４１…車両
４２，４３…障害物
５１…位置検知装置
５２…ターゲット
Ｔｘ…送信アンテナ
Ｔｘ１，Ｔｘ２，Ｔｘ３，Ｔｘ４…送信アンテナ素子
Ｒｘ…受信アンテナ
Ｒｘ１，Ｒｘ２…受信アンテナ素子

Claims (7)

1. ３つ以上の数の送信アンテナ素子が送信波の波長の間隔で直線上に等間隔に配置される送信アンテナと、
   ２の整数倍の数の受信アンテナ素子が、前記送信アンテナ素子の数の２倍から３を減算した値に前記波長の半分の値を乗算して得られる値の距離だけ離れて直線上に等間隔に配置される受信アンテナと、
   送信信号または受信信号の位相を調整することにより電波の指向性を制御して各一対の前記送信アンテナ素子間でビームフォーミングを行うことで、各前記受信アンテナ素子間に仮想受信アンテナ素子を生成する制御部とを備えるレーダ装置。
2. 前記受信アンテナ素子が前記距離だけ離れて等間隔に配置される前記直線と鉛直方向に離れた前記直線と平行な直線上にも、前記距離だけ離れて等間隔に前記受信アンテナ素子と同数の受信アンテナ素子が配置されることを特徴とする請求項１に記載のレーダ装置。
3. 前記送信アンテナ素子が前記波長だけ離れて等間隔に配置される前記直線と鉛直方向に離れた前記直線と平行な直線上にも、前記波長だけ離れて等間隔に前記送信アンテナ素子と同数の送信アンテナ素子が配置されることを特徴とする請求項１または請求項２に記載のレーダ装置。
4. 前記制御部は、各前記送信アンテナ素子から時分割に出射されて各前記受信アンテナ素子に受信される各受信信号をデジタル信号に変換し、変換した各前記受信信号の一対の組み合わせを各一対の前記送信アンテナ素子から受信された組み合わせに変えて電波の指向性を制御するデジタルビームフォーミングを行って受信信号の位相を制御することで、各前記受信アンテナ素子間に仮想受信アンテナ素子を生成することを特徴とする請求項１から請求項３のいずれか１項に記載のレーダ装置。
5. 前記制御部は、各一対の前記送信アンテナ素子から出射される電波の指向性を変えてアナログビームフォーミングを行って送信信号の位相を制御することで、各前記受信アンテナ素子間に仮想受信アンテナ素子を生成することを特徴とする請求項１から請求項３のいずれか１項に記載のレーダ装置。
6. 請求項１から請求項５のいずれか１項に記載のレーダ装置を備える車両。
7. 請求項１から請求項５のいずれか１項に記載のレーダ装置の前記送信アンテナから出射される電波をビームフォーミングして全方向に走査し、前記受信アンテナに受信される受信信号の強度が大きくなる方向を検知して、ターゲットの位置を検知する位置検知装置。

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