JP7281578B2 - 電力コンバータ - Google Patents

Description

本発明は、一般に電力変換システムに関するものである。より詳細には、本発明は、ソフトスイッチング機能を有する双方向ＡＣ－ＤＣ電力変換回路に関するものである。

ＡＣユーティリティシステム（つまり、公共電力網）とインターフェースで接続するために、電源は入力電流高調波規格に準拠することが求められる。この点で、低周波の高調波歪みの制限は非常に厳しく、一般に、電力コンバータに正弦波入力電流を流すことによりその制限をクリアしている。さらに、高効率、高電力密度、低電磁干渉（ＥＭＩ）ノイズも重要な考慮事項である。ＡＣユーティリティシステムとインターフェースで接続し、低高調波歪みを実現する電力コンバータは、ＡＣ電源の抵抗負荷に似ている。つまり、入力電流は、入力電圧波形に追従する。このような電力コンバータの一例として、図１に示すような従来のＡＣ－ＤＣ昇圧コンバータがある。抵抗負荷として、電力コンバータは正弦波入力電流を有する。

図１に示すように、従来のＡＣ－ＤＣ昇圧コンバータ１００は、整流器Ｄ_１、Ｄ_２、Ｄ_３、Ｄ_４によって形成される入力ダイオードブリッジ、昇圧インダクタＬ、スイッチング素子Ｓ、昇圧ダイオードＤ、フィルタコンデンサＣ、及び負荷Ｒを含む。図１では、負荷Ｒは抵抗で表されている。しかしながら、負荷Ｒは、別の下流コンバータ（例えば、実際の末端負荷に供給されるＤＣ電圧を調整する絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ）でもよい。適切な制御下で、ＡＣ－ＤＣ昇圧コンバータ１００は、ほぼ正弦波のＡＣ入力電流を引き込む可能性があり、その結果、力率がほぼ単一になる。

設計者は、高力率を目指すだけでなく、効率と電力密度の最適なトレードオフを実現することも目指す。高い体積電力密度は、電力コンバータのスイッチング周波数を上げることで達成できる可能性があり、磁性部品（例えば、昇圧インダクタやＥＭＩフィルタ）の必要サイズが小さくなる傾向がある。しかしながら、高いスイッチング周波数で動作させると、スイッチング損失が増加し、効率が低下する。従来技術では、ＡＣ－ＤＣ昇圧コンバータ１００のスイッチング素子Ｓと昇圧ダイオードＤは、シリコンＭＯＳＦＥＴとシリコンＰＮ接合ダイオードを用いて実装されることが多い。シリコンＭＯＳＦＥＴはハードスイッチングモードで動作させた場合、シリコンダイオードの逆回復損失と同様に過大なターンオン及びターンオフ損失が発生する。その結果、スイッチング周波数の上昇は、ＡＣ－ＤＣ昇圧コンバータ１００の電力変換効率を著しく悪化させる。高いスイッチング周波数での厳しい損失を補うために、ターンオン及びターンオフ時のスイッチング素子Ｓの遷移を滑らかにするためのソフトスイッチング技術が開発されている。その結果、整流ダイオード電流の変化率が減少し、逆回復電流の損失とそれに関連する昇圧ダイオードの損失が減少する。

図２は、ソフトスイッチング技術を実装するために構成されたＡＣ－ＤＣ電力コンバータ２００を示している。図２に示すように、入力ダイオードＤ_１、Ｄ_２、Ｄ_３、Ｄ_４、昇圧インダクタＬ_１、スイッチング素子Ｓ_１、昇圧ダイオードＤ_５により、従来の昇圧コンバータを構成している。加えて、ＡＣ－ＤＣ電力コンバータ２００は、補助インダクタＬ_２、補助コンデンサＣ_２、補助スイッチング素子Ｓ_２、及び補助ダイオードＤ_６、Ｄ_７によって形成される補助回路２０５を含む。補助回路２０５は、逆回復損失を実質的に除去し、スイッチング素子Ｓ_１のソフトターンオン遷移（即ち、ゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ））を可能にするように、そのターンオフ中の昇圧ダイオードＤ_５における電流変化率（ｄｉ／ｄｔ）を低減させる。そのため、スイッチング周波数を上げて電力密度を高めても、ＺＶＳは大幅な効率向上を達成する。最近まで、昇圧ダイオードの逆回復損失を低減するために、ほとんどの昇圧コンバータにソフトスイッチング回路が実装されていた。しかし、近年、ワイドバンドギャップ材料（例えば、炭化ケイ素（ＳｉＣ））により、実質的に逆回復損失のないショットキーバリアダイオードが実現されている。その結果、ＳｉＣダイオードを用いて実装されたＡＣ－ＤＣ昇圧コンバータ１００は、その良好な力率補正特性により、好ましいトポロジーとなっている。ＳｉＭＯＳＦＥＴとＳｉＣダイオードを組み合わせることで、コストパフォーマンスと、効率と電力密度の合理的なトレードオフを両立する。ＳｉＣＭＯＳＦＥＴは、ＳｉＭＯＳＦＥＴに比べてスイッチング速度に優れ、スイッチング損失が低減されているため、さらなる高性能化が期待されている。

図３は、従来のトーテムポール型ＡＣ－ＤＣ昇圧コンバータ３００を示し、スイッチング素子Ｓ_１、Ｓ_２をＳｉＣＭＯＳＦＥＴで実装することで実用化したものである。入力整流器が２つしかない（即ち、入力整流器Ｄ_１及びＤ_２）トーテムポール型ＡＣ－ＤＣ昇圧コンバータ３００は、昇圧ダイオードＤの機能がスイッチング素子Ｓ_１及びＳ_２のボディダイオードによって行われる点で、ＡＣ－ＤＣ昇圧コンバータ１００と実質的に異なる方法で動作する。トーテムポール型ＡＣ－ＤＣ昇圧コンバータ３００は、トポロジーの違いに加え、双方向の電力フローが可能なため、ＡＣ－ＤＣ昇圧コンバータ１００よりも応用分野が広がる。このように、ＳｉＣＭＯＳＦＥＴはスイッチング周波数の向上と高効率化の両立を実現している。

現在、ＳｉＣ ＭＯＳＦＥＴは、（ｉ）ターンオン損失が大きい、（ｉｉ）高い動作周波数でボディダイオードの逆回復損失が小さいという制約がある。

本発明の一実施形態によれば、ＡＣ－ＤＣ電力コンバータ（例えば、トーテムポール型昇圧コンバータ）のＳｉＣＭＯＳＦＥＴスイッチング素子のターンオン及びターンオフ遷移を滑らかにするためにソフトスイッチング技術を適用し、それによって高いスイッチング周波数で動作する際の過度のターンオン及び逆回復損失を回避している。従って、ＡＣ－ＤＣ電力コンバータは、高効率動作、高電力密度、双方向の電力供給、及びＥＭＩノイズの低減を実現する。

一実施形態によれば、ＡＣ回路及びＤＣ回路に結合するように構成される電力コンバータであって、電力コンバータは、（ａ）第１インダクタと、（ｂ）第１及び第２整流器と、（ｃ）アクティブソフトスイッチングセルを含み、（ａ）第１インダクタは、ＡＣ回路の第１端子に結合された第１端子を有し、（ｂ）第１及び第２整流器は、共通ノードで接続され、ＤＣ回路に並列に結合された直列回路を形成し、共通ノードは、ＡＣ回路の第２端子に結合され、（ｃ）アクティブソフトスイッチングセルは、（１）第２インダクタと、（２）第１及び第２スイッチと、（３）第３スイッチと、（４）第１コンデンサを含み、第１及び第２スイッチは第２インダクタとともに第１及び第２整流器の直列回路に並列に結合された直列回路を形成し、第１コンデンサは第３スイッチとともに第２インダクタに並列に結合された直列回路を形成する。一実施形態では、アクティブソフトスイッチングセルは、ＡＣ－ＤＣ電力コンバータの逆回復関連の損失を減らす可能性がある。アクティブソフトスイッチングセルはまた、第１、第２、及び第３スイッチのゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）を容易にする。スイッチの少なくとも１つは、炭化ケイ素（ＳｉＣ）金属酸化物半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）により提供されてもよい。

一実施形態では、電力コンバータは、双方向に動作するように構成されていてもよい。例えば、ＤＣ回路はＤＣ電源（例えば電池）を含んでもよいし、ＡＣ－ＤＣ電力コンバータは電力インバータを含んでもよい。第１及び第２整流器は、パッシブダイオード又は同期整流器のいずれかを用いて実装することができる。第１インダクタは、（ｉ）第１スイッチと第２インダクタとの間の共通電気ノード、又は（ｉｉ）第２スイッチと第２インダクタとの間の共通電気ノードのいずれかに結合することができる。

本発明のいくつかの実施形態によれば、ＡＣ－ＤＣ電力コンバータは、ＡＣ回路及びＤＣ回路に結合するように構成される多相電力コンバータであってもよい。ＡＣ回路には複数の端子（「相端子」）が含まれており、それぞれが多相ＡＣ電源の相に結合されている。多相電力コンバータには、複数の構成回路（「相脚」）が含まれている。一実施形態では、多相電力コンバータの各相脚は、（ａ）第１インダクタと、（ｂ）アクティブソフトスイッチングセルを含み、第１インダクタはＡＣ回路の前記相端子の１つに結合されており、アクティブソフトスイッチングセルは、（１）第２インダクタと、（２）第１及び第２スイッチと、（３）第３スイッチと、（４）第１コンデンサとを含み、第１及び第２スイッチは、第２インダクタとともにＤＣ回路に並列に結合された直列回路を形成し、第１コンデンサは、第３スイッチとともに第２インダクタに並列に結合された直列回路を形成する。

本発明によるアクティブソフトスイッチングセルは、従来のＡＣ－ＤＣ電力コンバータにおける電圧及び電流ストレスを増加させないので、アクティブソフトスイッチングセルを従来のほとんどのＡＣ－ＤＣ電力コンバータに組み込んで、本発明の利点を達成することができる。

本発明は、以下の詳細な説明と添付図面とを合わせて検討すれば、より理解されるであろう。

図１は、従来のＡＣ－ＤＣ昇圧コンバータ１００を示している。 図２は、従来のＡＣ－ＤＣ電力コンバータ２００を示しており、ソフトスイッチング技術を実装するように構成されている。 図３は、従来のＡＣ－ＤＣトーテムポール型昇圧コンバータ３００を示しており、スイッチング素子Ｓ_１及びＳ_２をＳｉＣＭＯＳＦＥＴで実装することで実用化したものである。 図４は、本発明の一実施形態における、トーテムポール型パルス幅変調（ＰＷＭ）力率補正（ＰＦＣ）電力コンバータ４００を示している。 図５は、回路モデル４５０を示しており、入力電圧Ｖ_ＡＣの正の半周期（つまりＶ_ＡＣ＞０）において、トーテムポール型ＰＷＭＰＦＣ電力コンバータ４００の等価回路を表している。 図６Ａは、入力電圧Ｖ_ＡＣの正の半周期のスイッチング周期Ｔ_Ｓにわたるトーテムポール型ＰＷＭＰＦＣ電力コンバータ４００のトポロジー状態を示している。 図６Ｂは、入力電圧Ｖ_ＡＣの正の半周期のスイッチング周期Ｔ_Ｓにわたるトーテムポール型ＰＷＭＰＦＣ電力コンバータ４００のトポロジー状態を示している。 図６Ｃは、入力電圧Ｖ_ＡＣの正の半周期のスイッチング周期Ｔ_Ｓにわたるトーテムポール型ＰＷＭＰＦＣ電力コンバータ４００のトポロジー状態を示している。 図６Ｄは、入力電圧Ｖ_ＡＣの正の半周期のスイッチング周期Ｔ_Ｓにわたるトーテムポール型ＰＷＭＰＦＣ電力コンバータ４００のトポロジー状態を示している。 図６Ｅは、入力電圧Ｖ_ＡＣの正の半周期のスイッチング周期Ｔ_Ｓにわたるトーテムポール型ＰＷＭＰＦＣ電力コンバータ４００のトポロジー状態を示している。 図６Ｆは、入力電圧Ｖ_ＡＣの正の半周期のスイッチング周期Ｔ_Ｓにわたるトーテムポール型ＰＷＭＰＦＣ電力コンバータ４００のトポロジー状態を示している。 図６Ｇは、入力電圧Ｖ_ＡＣの正の半周期のスイッチング周期Ｔ_Ｓにわたるトーテムポール型ＰＷＭＰＦＣ電力コンバータ４００のトポロジー状態を示している。 図６Ｈは、入力電圧Ｖ_ＡＣの正の半周期のスイッチング周期Ｔ_Ｓにわたるトーテムポール型ＰＷＭＰＦＣ電力コンバータ４００のトポロジー状態を示している。 図６Ｉは、入力電圧Ｖ_ＡＣの正の半周期のスイッチング周期Ｔ_Ｓにわたるトーテムポール型ＰＷＭＰＦＣ電力コンバータ４００のトポロジー状態を示している。 図７は、入力電圧Ｖ_ＡＣの正の半周期（つまりＶ_ＡＣ＞０）のスイッチング周期Ｔ_Ｓにわたる主要な電力段の波形を示している。 図８は、回路モデル４８０を示しており、入力電圧Ｖ_ＡＣの負の半周期（つまりＶ_ＡＣ＜０）において、トーテムポール型ＰＷＭＰＦＣ電力コンバータ４００の等価回路を表している。 図９Ａは、入力電圧Ｖ_ＡＣの負の半周期のスイッチング周期Ｔ_Ｓにわたるトーテムポール型ＰＷＭＰＦＣ電力コンバータ４００のトポロジー状態を示している。 図９Ｂは、入力電圧Ｖ_ＡＣの負の半周期のスイッチング周期Ｔ_Ｓにわたるトーテムポール型ＰＷＭＰＦＣ電力コンバータ４００のトポロジー状態を示している。 図９Ｃは、入力電圧Ｖ_ＡＣの負の半周期のスイッチング周期Ｔ_Ｓにわたるトーテムポール型ＰＷＭＰＦＣ電力コンバータ４００のトポロジー状態を示している。 図９Ｄは、入力電圧Ｖ_ＡＣの負の半周期のスイッチング周期Ｔ_Ｓにわたるトーテムポール型ＰＷＭＰＦＣ電力コンバータ４００のトポロジー状態を示している。 図９Ｅは、入力電圧Ｖ_ＡＣの負の半周期のスイッチング周期Ｔ_Ｓにわたるトーテムポール型ＰＷＭＰＦＣ電力コンバータ４００のトポロジー状態を示している。 図９Ｆは、入力電圧Ｖ_ＡＣの負の半周期のスイッチング周期Ｔ_Ｓにわたるトーテムポール型ＰＷＭＰＦＣ電力コンバータ４００のトポロジー状態を示している。 図９Ｇは、入力電圧Ｖ_ＡＣの負の半周期のスイッチング周期Ｔ_Ｓにわたるトーテムポール型ＰＷＭＰＦＣ電力コンバータ４００のトポロジー状態を示している。 図９Ｈは、入力電圧Ｖ_ＡＣの負の半周期のスイッチング周期Ｔ_Ｓにわたるトーテムポール型ＰＷＭＰＦＣ電力コンバータ４００のトポロジー状態を示している。 図９Ｉは、入力電圧Ｖ_ＡＣの負の半周期のスイッチング周期Ｔ_Ｓにわたるトーテムポール型ＰＷＭＰＦＣ電力コンバータ４００のトポロジー状態を示している。 図１０は、入力電圧Ｖ_ＡＣの負の半周期（つまりＶ_ＡＣ＜０）のスイッチング周期Ｔ_Ｓにわたる主要な電力段の波形を示している。 図１１は、本発明の一実施形態における、一方向性ＡＣ－ＤＣトーテムポール型電力コンバータ１１００に組み込まれるアクティブソフトスイッチングセル４０１を示しており、トーテムポール型ＰＷＭＰＦＣ電力コンバータ４００とは異なり、ＡＣ－ＤＣトーテムポール型電力コンバータ１１００は、直列インダクタＬ_Ｓと補助スイッチＳ_Ａとの間の共通電気ノードに結合される昇圧インダクタＬを有する。 図１２は、本発明の一実施形態における、双方向性ＡＣ－ＤＣトーテムポール型電力コンバータ１２００に組み込まれるアクティブソフトスイッチングセル４０１を示しており、トーテムポール型ＰＷＭＰＦＣ電力コンバータ４００とは異なり、ダイオードＤ_１及びＤ_２は、同期整流器Ｓ_３及びＳ_４に置き換えられる。 図１３は、本発明の一実施形態における、ＡＣ－ＤＣトーテムポール型電力コンバータ１３００に組み込まれるアクティブソフトスイッチングセル４０１を示しており、トーテムポール型ＰＷＭＰＦＣ電力コンバータ４００とは異なり、ダイオードＤ_ＰＲＥ１及びＤ_ＰＲＥ２は、起動時又はアクティブソフトスイッチングセル４０１が非アクティブのときに出力ＤＣリンクを充電し、それによってアクティブソフトスイッチングセル４０１をバイパスする。 図１４は、本発明の一実施形態における、双方向性ＡＣ－ＤＣトーテムポール型電力コンバータ１４００に組み込まれるアクティブソフトスイッチングセル４０１を示しており、トーテムポール型ＰＷＭＰＦＣ電力コンバータ４００とは異なり、ダイオードＤ_１及びＤ_２は同期整流器Ｓ_３及びＳ_４に置き換えられる。 図１５は、本発明の一実施形態における、双方向性ＡＣ－ＤＣトーテムポール型電力コンバータ１５００に組み込まれるアクティブソフトスイッチングセル４０１を示しており、双方向性ＡＣ－ＤＣトーテムポール型電力コンバータ１４００とは異なり、ＡＣ－ＤＣトーテムポール型電力コンバータ１５００の昇圧インダクタＬが直列インダクタＬ_Ｓと補助スイッチＳ_Ａとの間の共通電気ノードに結合されている。 図１６は、本発明の一実施形態における、多相電力コンバータ１６００に組み込まれるアクティブソフトスイッチングセル４０１を示している。 図１７は、本発明の一実施形態における、多相電力コンバータ１７００を示しており、双方向性３相ＡＣ－ＤＣ電力コンバータ１６００とは異なり、多相電力コンバータ１７００の各昇圧インダクタが対応するアクティブソフトスイッチングセルの直列インダクタと補助スイッチとの間の共通電気ノードに結合されている。

以下の実施形態を参照しながら本発明をより具体的に説明する。以下の本発明の好ましい実施形態の説明は、図面及び説明のみを目的として本明細書に提示されることに留意されたい。網羅的であること、又は開示された正確な形式に限定されることは意図されていない。

図４は、本発明の一実施形態における、電力コンバータ４００を示している。図４に示すように、電力コンバータ４００は、整流を行うトーテムポール型パルス幅変調（ＰＷＭ）力率補正（ＰＦＣ）電力コンバータである。以下に示すように、トーテムポール型ＰＷＭＰＦＣ電力コンバータ４００はスイッチング損失の低減を実現する。図４に示すように、トーテムポール型ＰＷＭＰＦＣ電力コンバータ４００は、ＡＣ回路とＤＣ回路との間に結合され、インダクタＬ、直列接続された整流器Ｄ_１及びＤ_２、並びにアクティブソフトスイッチングセル４０１含む。インダクタＬはＡＣ回路の一方の端子に結合されている。ＡＣ回路の他方の端子は、整流器Ｄ_１、Ｄ_２が形成する直列回路において、共通ノードに結合されている。アクティブソフトスイッチングセル４０１は、インダクタＬｓ、スイッチＳ_１、スイッチＳ_２、スイッチＳ_Ａ、及びコンデンサＣ_Ｓを含む。アクティブソフトスイッチングセル４０１では、（ｉ）インダクタＬ_Ｓ及びスイッチＳ_１、は、整流器Ｄ_１及びＤ_２の直列回路に並列に結合された直列回路を形成し、（ｉｉ）スイッチＳ_Ａ及びコンデンサＣ_Ｓは、インダクタＬ_Ｓに並列に結合された直列回路４０２を形成し、（ｉｉｉ）インダクタＬｉｓは、インダクタＬ_Ｓのどちらかの端子に結合されている。図４では、インダクタＬは、スイッチＳ_１とインダクタＬ_Ｓとの間の共通電気ノードに結合されている。一実施形態では、スイッチＳ_１、Ｓ_２、Ｓ_Ａの少なくとも１つは、炭化ケイ素金属－酸化膜－半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）を含む。一実施形態では、トーテムポール型ＰＷＭＰＦＣ電力コンバータ４００は、整流器Ｄ_１及びＤ_２と並列に接続されたフィルタコンデンサＣをさらに含んでもよい。動作中は、スイッチＳ_１又はスイッチＳ_２がＡＣ回路の極性に応じて、昇圧スイッチ又は整流スイッチとなり、スイッチＳ_Ａが補助スイッチとして機能する。

図４に示すように、トーテムポール型ＰＷＭＰＦＣ電力コンバータ４００は、図３のＡＣ－ＤＣトーテムポール型昇圧コンバータ３００と異なり、昇圧スイッチ又は整流スイッチＳ_１とＳ_２との間に直列インダクタＬ_Ｓを接続し、整流スイッチのボディダイオードに流れる電流の変化率（ｄｉ／ｄｔ）を整流スイッチのオープン時に制御するようにしている。（入力ＡＣ電圧の各サイクルの正の半周期において、スイッチＳ_２は「メイン」又は「昇圧」スイッチとして機能し、スイッチＳ_１は整流スイッチとして機能する。入力ＡＣ電圧の負の半周期でスイッチの役割が反転する。）直列インダクタＬ_Ｓに並列に接続されているのは、直列接続されたコンデンサＣ_Ｓと補助スイッチＳ_Ａである。図４の破線で示されているように、スイッチＳ_１、Ｓ_２、直列インダクタＬ_Ｓ、補助スイッチＳ_Ａ、コンデンサＣ_Ｓは、ソフトスイッチングセル４０１を形成する。

本発明の一実施形態によれば、スイッチＳ_１、Ｓ_２、及びＳ_ＡはすべてＺＶＳで動作する。加えて、スイッチＳ_１とＳ_２の制御信号は、スイッチＳ_１とＳ_２が同時に導通しないように、重ならないようにアクティブ化される。この詳細な説明では、スイッチの制御信号がアクティブ化されると、スイッチが閉じる、又は「オン」になると言う。逆に、スイッチの制御信号が非アクティブ化されると、スイッチは開く、つまり「オフ」になると言う。一実施形態では、任意のタイミングで、スイッチＳ_１又はスイッチＳ_２のどちらかがスイッチＳ_Ａと同時に開閉する整流スイッチとなる。インダクタＬ_Ｓは、整流スイッチが開いたときの電流変化率を小さくする。補助スイッチＳ_Ａの制御信号は、整流スイッチと同時にアクティブ化される（つまり、スイッチＳ_１は正の半周期の間、スイッチＳ_２は負の半周期の間である）。メインスイッチの制御信号が非アクティブになってから整流スイッチと補助スイッチＳ_Ａの制御信号がアクティブになるまでに、短い遅延時間（デッドタイム）が発生する。本実施形態では、メインスイッチをオフにすると、直列インダクタＬ_Ｓを流れる入力電流の一部（つまり、ｉ_ＬＳ）がメインスイッチから迂回して整流スイッチ及び補助スイッチＳ_Ａのボディダイオードを流れるように方向転換され、それによって整流スイッチ及び補助スイッチＳ_Ａの寄生出力容量がともに放電されて、ＺＶＳ状態で整流スイッチ及び補助スイッチＳ_Ａの両方を閉じることができるようにする。しかしその後、整流スイッチと補助スイッチＳ_Ａがオフになっても、直列インダクタＬｓの電流ｉ_ＬＳは整流スイッチのボディダイオードに流れる。メインスイッチの寄生出力容量を放電させ、メインスイッチがオンするＺＶＳ状態を作り出す。従来技術のトポロジーのようにメインスイッチの寄生出力容量を放電させないと、メインスイッチをオンにしたときに大きなターンオン損失が発生する。また、メインスイッチをオンにすると、直列インダクタＬ_Ｓが整流スイッチ電流の変化率を低下させ、整流スイッチの逆回転損失を大幅に低減させることができる。

以下の分析では、例としてトーテムポール型ＡＣＰＷＭＰＦＣ電力コンバータ４００を使用していることに注意されたい。図４の抵抗負荷ＲをＤＣ電圧源（電池など）に置き換えた双方向動作の場合も、同様の分析となる。その双方向構成では、フィルタコンデンサＣは省略可能である。例えば、双方向ＡＣ－ＤＣ電力コンバータ１４００を示した図１４を参照されたい。

トーテムポール型ＰＷＭＰＦＣ電力コンバータ４００では、スイッチＳ_１、Ｓ_２、Ｓ_Ａのスイッチング周波数は、入力電圧Ｖ_ＡＣのライン周波数よりはるかに高くなる。従って、以下の分析のために、数回のスイッチング周期の時間枠内では、入力電圧Ｖ_ＡＣは実質的に一定の電圧Ｖ_ＩＮと見なすことができる。また、昇圧インダクタＬのインダクタンス、フィルタコンデンサＣの静電容量はともに大きいため、トーテムポール型ＰＷＭＰＦＣ電力コンバータ４００の他の回路素子のインダクタンス、静電容量と比較すると、インダクタ電流ｉ_Ｌの微細な変動もフィルタコンデンサＣの電圧の微細な変動も軽微と判断してよい。従って、出力フィルタコンデンサＣにかかる電圧は定電圧源Ｖ_Ｏで表すことができる。同様に、スイッチＳ_１、Ｓ_２、及びＳ_Ａはそれぞれ、それぞれの導通状態でわずかな抵抗（「オン抵抗」）を持っている。導通状態では、これらのスイッチはそれぞれ短絡していると考えることができる。ただし、これらのスイッチの寄生出力容量（つまり、コンデンサＣ_ＯＳＳ１、Ｃ_ＯＳＳ２、Ｃ_ＯＳＳＡ）や、各ボディダイオードの逆回復電荷量を無視することはできない。これらを踏まえて、図５及び図８に、入力電圧Ｖ_ＡＣの正の半周期（つまり、Ｖ_ＡＣ＞０）及び負の半周期（つまり、Ｖ_ＡＣ＜０）のそれぞれにおけるトーテムポール型ＰＷＭＰＦＣ電力コンバータ４００の等価回路を表す回路モデル４５０及び４８０を示す。

図５の回路モデル４５０に基づいて、図６Ａ～６Ｉは、入力電圧Ｖ_ＡＣの正の半周期（つまり、Ｖ_ＡＣ＞０）の間のスイッチング周期Ｔ_Ｓにわたるトーテムポール型ＰＷＭＰＦＣコンバータ４００のトポロジー状態を示している。図７は、入力電圧Ｖ_ＡＣの正の半周期（つまり、Ｖ_ＡＣ＜０）のスイッチング周期Ｔ_Ｓにわたる主要な電力段の波形を示している。

同様に、図８の回路モデル４８０に基づいて、図９Ａ～９Ｉは、入力電圧Ｖ_ＡＣの負の半周期（つまり、Ｖ_ＡＣ＜０）の間のスイッチング周期Ｔ_Ｓにわたるトーテムポール型ＰＷＭＰＦＣコンバータ４００のトポロジー状態を示している。図１０は、入力電圧Ｖ_ＡＣの負の半周期（つまり、Ｖ_ＡＣ＜０）のスイッチング周期Ｔ_Ｓにわたる主要な電力段の波形を示している。

図６Ａに示すように、区間［Ｔ_０、Ｔ_１］の間、メインスイッチＳ_２はオンになるが、時刻Ｔ_１ではオフになり、整流スイッチＳ_１、補助スイッチＳ_Ａがオフのとき、ブース昇圧インダクタ電流ｉ_Ｌと直列インダクタ電流ｉ_ＬＳはメインスイッチＳ_２内に流れる。昇圧インダクタＬのインダクタンスは直列インダクタＬ_Ｓのインダクタンスよりはるかに大きいので、実質的にすべての入力電圧Ｖ_ＩＮが昇圧インダクタＬに印加される。従って、（ｉ）フィルタコンデンサＣにかかる電圧Ｖ_ＯはメインスイッチＳ_２に印加され、（ｉｉ）直列コンデンサＣ_Ｓにかかる電圧Ｖ_ＣＳは、補助スイッチＳ_Ａに印加され、（ｉｉｉ）入力電圧Ｖ_ＩＮは、直列接続された昇圧インダクタＬ及び直列インダクタＬ_Ｓに印加される。従って、昇圧インダクタ電流ｉ_Ｌ及び直列インダクタ電流ｉ_ＬＳは、式１のように直線的に増加する。ここで、ＬとＬ_Ｓは、それぞれ昇圧インダクタＬと直列インダクタＬ_Ｓのインダクタンスを表している。

図６Ｂは、区間［Ｔ_１、Ｔ_２］の間のトーテムポール型ＰＷＭＰＦＣ電力コンバータ４００のトポロジー状態を示している。図６Ｂに示すように、メインスイッチＳ_２が時刻Ｔ_１でオフになった後、時刻Ｔ_１における昇圧インダクタ電流ｉ_Ｌと実質的に等しい直列インダクタ電流ｉ_ＬＳは、メインスイッチＳ_２の寄生出力容量Ｃ_ＯＳＳ２を充電し始める。その結果、メインスイッチＳ_２にかかる電圧Ｖ_Ｓ２が上昇し始める。整流スイッチＳ_１、補助スイッチＳ_Ａ、メインスイッチＳ_２、直列コンデンサＣ_Ｓ、出力電圧Ｖ_Ｏの周りのキルヒホッフ電圧ループ（ＫＶＬ）によって、式２がもたらされる。ここで、Ｖ_Ｓ１、Ｖ_ＣＳ、Ｖ_ＳＡ、Ｖ_Ｓ２は、それぞれ整流スイッチＳ_１、直列コンデンサＣ_Ｓ、補助スイッチＳ_Ａ、及びメインスイッチＳ_２にかかる電圧を表している。

直列コンデンサＣ_Ｓの静電容量はスイッチの寄生出力容量よりはるかに大きく選択されているので（つまり、Ｃ_Ｓ＞＞Ｃ_ＯＳＳ１、Ｃ_ＯＳＳ２、Ｃ_ＯＳＳＡ）、直列コンデンサＣ_Ｓにかかる電圧Ｖ_ＣＳは一定とみなすことができる。従って、式２から式３がもたらされる。

換言すると、区間［Ｔ_１、Ｔ_２］の間、整流スイッチＳ_１の寄生出力容量Ｃ_ＯＳＳ１と補助スイッチＳ_Ａの寄生出力容量Ｃ_ＯＳＳＡは放電しており、メインスイッチＳ_２の寄生出力容量Ｃ_ＯＳＳ２は充電中である。さらに、スイッチＳ_Ａにかかる電圧Ｖ_ＳＡがゼロボルトになると、補助スイッチＳ_Ａのボディダイオードがオンとなり、整流スイッチＳ_１とメインスイッチＳ_２にかかる電圧は、式４で与えられる。

図７に示すように、整流スイッチＳ_１及びメインスイッチＳ_２の寄生出力容量Ｃ_ＯＳＳ１及びＣ_ＯＳＳ２は通常１ｎＦ未満であるため、スイッチング周期Ｔ_Ｓに対して区間［Ｔ_１、Ｔ_２］は非常に短いことが予想される。

図６Ｃは、区間［Ｔ_２、Ｔ_３］の間のトーテムポール型ＰＷＭＰＦＣ電力コンバータ４００のトポロジー状態を示している。時刻Ｔ_２において、整流スイッチＳ_１の寄生出力容量Ｃ_ＯＳＳ１が完全に放電されたとき、整流スイッチＳ_１のボディダイオードが導通し、昇圧インダクタ電流ｉ_Ｌを流し、それによって入力電圧源から出力負荷に電力を伝達する。区間［Ｔ_２、Ｔ_３］の間、昇圧インダクタＬにかかる電圧は、出力電圧Ｖ_Ｏと入力電圧Ｖ_ＩＮの差に等しいので、昇圧インダクタ電流ｉ_Ｌは、式５に従って直線的に減少する。同時に、補助スイッチＳ_Ａのボディダイオードが電流ｉ_ＬＳを流すので、直列コンデンサＣ_Ｓにかかる電圧Ｖ_ＣＳが直列インダクタＬ_Ｓに印加される。その結果、直列インダクタ電流ｉ_ＬＳは、式６のように、直線的に減少する。

図６Ｄは、区間［Ｔ_３、Ｔ_４］の間のトーテムポール型ＰＷＭＰＦＣ電力コンバータ４００のトポロジー状態を示している。時刻Ｔ_３において、補助スイッチＳ_Ａと整流スイッチＳ_１の両方がＺＶＳ状態でオンとなる。この時点で整流サイクルが完了し、トーテムポール型ＰＷＭＰＦＣ電力コンバータ４００は、区間［Ｔ_３、Ｔ_５］では、実質的にすべての昇圧インダクタ電流ｉ_Ｌが出力に供給されるトポロジー状態に入る。

図６Ｄは、区間［Ｔ_４、Ｔ_５］の間のトーテムポール型ＰＷＭＰＦＣ電力コンバータ４００のトポロジー状態を示している。時刻Ｔ_３で補助スイッチＳＡが閉じた後の時刻Ｔ_４では、直列インダクタ電流ｉ_ＬＳはゼロを越えて負になり、補助スイッチＳ_Ａを流れる電流ｉ_ＳＡは極性を反転して正になる。

図６Ｆは、区間［Ｔ_５、Ｔ_６］の間のトーテムポール型ＰＷＭＰＦＣ電力コンバータ４００のトポロジー状態を示している。時刻Ｔ_５で、整流スイッチＳ_１と補助スイッチＳ_Ａの両方がオフになる。入力電流がまだスイッチＳ_１のボディダイオードを流れるため、整流スイッチＳ_１にかかる電圧Ｖ_Ｓ１は小さいままである。ただし、直列インダクタ電流ｉ_ＬＳが負になっているため、補助スイッチＳ_Ａの寄生出力容量Ｃ_ＯＳＳＡが充電を開始する。上記式２より、寄生出力容量Ｃ_ＯＳＳＡの充電により、補助スイッチＳ_Ａにかかる電圧が上昇すると、寄生出力容量Ｃ_ＯＳＳ２の放電により、メインスイッチＳ_２の寄生出力容量Ｃ_ＯＳＳ２の両端で対応する電圧が減少する。

図６Ｇは、区間［Ｔ_６、Ｔ_７］の間のトーテムポール型ＰＷＭＰＦＣ電力コンバータ４００のトポロジー状態を示している。時刻Ｔ_６では、メインスイッチＳ_２の寄生出力容量Ｃ_ＯＳＳ２が完全に放電しているため、メインスイッチＳ_２のボディダイオードには直列インダクタ電流ｉ_ＬＳが完全に流れる。昇圧インダクタ電流ｉ_Ｌと直列インダクタ電流ｉ_ＬＳは、大きさは実質的に等しいが極性は反対である。従って、整流スイッチＳ_１のボディダイオードは、入力電流の２倍のピーク電流（つまり、昇圧インダクタ電流ｉ_Ｌ）が一時的に流れる。（ブース整流スイッチＳ_１とメインスイッチＳ_２の両方のボディダイオードは、区間［Ｔ_６、Ｔ_７］で電流を流す。）従って、上記式２により、補助スイッチＳ_Ａにかかる電圧Ｖ_ＳＡは、出力電圧Ｖ_Ｏと直列コンデンサ電圧Ｖ_ＣＳの和（つまり、Ｖ_Ｏ＋Ｖ_ＣＳ）であり、出力電圧Ｖ_Ｏが直列インダクタＬ_Ｓに全面的に印加されることになる。従って、補助スイッチＳ_Ａには電流が流れず、インダクタ電流ｉ_ＬＳは直線的に増加し、整流スイッチＳ_１の電流ｉ_Ｓ１は同じ割合で減少する。

従って、上記式７に示すように、整流スイッチＳ_１の電流の減少率は、直列インダクタＬ_Ｓによって制御される。従って、直列インダクタＬ_Ｓに適切なインダクタンスを選択することで、整流回復電荷量とそれに伴う損失を低減することができる。一般に、インダクタンスが大きいほど（電流の減少速度が小さいほど）、逆回復に伴う損失はより低減される。

図６Ｈは、区間［Ｔ_７、Ｔ_８］の間のトーテムポール型ＰＷＭＰＦＣ電力コンバータ４００のトポロジー状態を示している。時刻Ｔ_７では、メインスイッチＳ_２が直列インダクタＬ_Ｓの電流ｉ_ＬＳを実質的にすべて流す。メインスイッチＳ_２でＺＶＳを実現するには、直列インダクタ電流ｉ_ＬＳの極性が正になる前にスイッチＳ_２がオンになる必要がある。従って、図７に示すように、時刻Ｔ_７では、直列インダクタ電流ｉ_ＬＳが正になる直前にメインスイッチＳ_２がオンとなる。メインスイッチＳ_２の制御信号が直列インダクタ電流ｉ_ＬＳが正になるのに対して遅れた場合、メインスイッチＳ_２の寄生出力容量Ｃ_ＯＳＳ２が完全、又は部分的に充電され、ＺＶＳ状態が達成されない可能性がある。

区間［Ｔ_６、Ｔ_８］の間、昇圧インダクタ電流ｉ_Ｌは、式８に示す割合で線形に増加し、直列インダクタ電流ｉ_ＬＳは、式９に示す割合で線形に増加する。直列インダクタＬ_Ｓのインダクタンスは、昇圧インダクタＬのインダクタンスよりはるかに小さいことが好ましいので、直列インダクタ電流ｉ_ＬＳの変化率は、昇圧インダクタ電流ｉ_Ｌの変化率よりも大幅に高くなるようにする。

図６Ｉは、区間［Ｔ_８、Ｔ_９］の間のトーテムポール型ＰＷＭＰＦＣ電力コンバータ４００のトポロジー状態を示している。昇圧インダクタ電流ｉ_Ｌと直列インダクタ電流ｉ_ＬＳは時刻Ｔ_８で等しくなるため、整流スイッチＳ_１の電流はゼロになる。ただし、直列インダクタ電流ｉ_ＬＳが昇圧インダクタ電流ｉ_Ｌを超えると、整流スイッチＳ_１の寄生出力容量Ｃ_ＯＳＳ１が充電を開始する。上記式２によれば、整流スイッチＳ_１にかかる電圧Ｖ_Ｓ１の増加は、補助スイッチＳ_Ａにかかる電圧Ｖ_ＳＡの減少を伴う。つまり、補助スイッチＳ_Ａの寄生出力容量Ｃ_ＯＳＳＡを放電させ、直列インダクタＬ_Ｓに印加される電圧を減少させることである。図６Ｉに示すように、直列インダクタ電流ｉ_ＬＳは、最終的に昇圧インダクタ電流ｉ_Ｌに等しくなるように減少する。補助スイッチＳ_Ａにかかる電圧Ｖ_ＳＡは、直列インダクタＬ_Ｓにかかる電圧が実質的にゼロとなるように直列コンデンサ電圧Ｖ_ＣＳと等しくなり、出力電圧Ｖ_Ｏが実質的に整流スイッチＳ_１全体に印加されることになる。

図７は、メインスイッチＳ_２、整流スイッチＳ_１、補助スイッチＳ_Ａの電圧ストレスが、出力電圧Ｖ_Ｏと直列コンデンサＣ_Ｓにかかる電圧Ｖ_ＣＳの和（つまり、Ｖ_Ｏ＋Ｖ_ＣＳ）なので、メインスイッチＳ_２と整流スイッチＳ_１の電圧ストレスは、従来のハードスイッチ型昇圧コンバータ（例えば、図３のＡＣ－ＤＣトーテムポール型昇圧コンバータ３００）の対応スイッチにかかる電圧ストレスより高くなることを示している。このように、直列コンデンサＣ_Ｓの静電容量を適切に選択することで、電圧Ｖ_ＣＳを適切な値にし、スイッチにかかる電圧ストレスを妥当な範囲に抑えることができる。

トーテムポール型ＰＷＭＰＦＣ電力コンバータ４００の回路パラメータが電圧Ｖ_ＣＳにどのように依存するかの導出は、区間［Ｔ_１、Ｔ_３］及び［Ｔ_５、Ｔ_８］（つまり、転流期間）が、メインスイッチＳ_２及び整流スイッチＳ_１が導通している間隔に比べて短いことを認識することによって、単純化することができる。図７に示すように、区間［Ｔ_１、Ｔ_４］の間、直列コンデンサＣ_Ｓは直列インダクタ電流ｉ_ＬＳを通して放電する。直列インダクタ電流ｉ_ＬＳは、区間［Ｔ_４、Ｔ_６］で直列コンデンサＣ_Ｓを充電するように時刻Ｔ_４で極性を反転する。転流期間（つまり、区間［Ｔ_１、Ｔ_３］及び［Ｔ_５、Ｔ_８］）及び区間［Ｔ_８、Ｔ_９］を除いて、直列コンデンサＣ_Ｓの電流は、実質的に一定の傾き、上記式６を有する。（区間［Ｔ_８、Ｔ_９］の間、直列コンデンサＣ_Ｓの電流は実質的にゼロである）。昇圧インダクタ電流ｉ_Ｌの平均値をＩ_Ｌとする。メインスイッチＳ_２と補助スイッチＳ_Ａ（つまり、直列インダクタ電流ｉ_ＬＳが－Ｉ_Ｌに等しい時刻Ｔ_３）及び整流スイッチＳ_１（つまり、直列インダクタ電流ｉ_ＬＳがＩ_Ｌに等しい時刻Ｔ_５）においてＺＶＳを達成するために、区間［Ｔ_３、Ｔ_５］上の上記式６は、式１０を提供する。ここで、Ｄ'は整流スイッチＳ_１のデューティサイクル、Ｔ_Ｓはスイッチング周期の期間、区間［Ｔ_３、Ｔ５］は整流スイッチＳ_１がオンしたときの実質的な期間Ｔ_ＯＮである。電流転流期間（［Ｔ_１、Ｔ_３］及び［Ｔ_５、Ｔ_８］）がＴ_ＯＮよりはるかに短い無損失のトーテムポール型電力段の場合、電圧変換比Ｖ_ｏ／Ｖ_ｉｎは、式１１で与えられる。ここで、Ｉ_Ｏは出力負荷電流の平均値である。従って、式１０は式１２のように書き換えることができる。ここで、ｆ_Ｓはスイッチング周波数である。

従って、上記式１２によれば、電圧Ｖ_ＣＳは全負荷時（つまり、最大Ｉ_Ｌ）及び最も低いライン電圧時（つまり、最小Ｖ_ＩＮ）において最大となる。ある入出力仕様の場合（例えば、最大Ｉ_Ｌと出力電圧Ｖ_Ｏの場合）、直列コンデンサ電圧Ｖ_ＣＳは、Ｌ_Ｓとｆ_Ｓの積を小さくすることで低減させることができる。

トーテムポール型整流器は、高調波成分の低減とライン電流の力率改善を目的とした入力電流整形用途に多く使用されている。このような電流整形用途では、入力電圧Ｖ_ＩＮがライン周期で変動しても、トーテムポール型整流器のデューティサイクルがゼロから式１３まで変化する一方で、出力電圧Ｖ_Ｏは実質的に一定に保つ必要がある。ＰＦＣ整流器では、入力電流の形状は入力電圧の形状に従うことが好ましい。従って、上記式１２によれば、電圧Ｖ_ＣＳはライン周期を通じて実質的に一定である。

図８は、入力電圧Ｖ_ＡＣの負の半周期（つまり、Ｖ_ＡＣ＜０）におけるトーテムポール型ＰＷＭＰＦＣ電力コンバータ４００の等価回路を表す回路モデル４８０を示す図である。図９Ａ－９Ｉは、入力電圧Ｖ_ＡＣの負の半周期のスイッチング周期Ｔ_Ｓにおけるトーテムポール型ＰＷＭＰＦＣコンバータ４００のトポロジー状態を示している。図１０は、入力電圧Ｖ_ＡＣの負の半周期（つまり、Ｖ_ＡＣ＜０）のスイッチング周期Ｔ_Ｓにおける主要な電力段の波形を示している。入力電圧Ｖ_ＡＣの負の半周期において、トーテムポール型ＰＷＭＰＦＣ電力コンバータ４００のアクティブソフトスイッチングセル４０１は、図６Ａ～図６Ｉ及び図７を参照して説明したように、スイッチの役割を逆転させて実質的に動作する（つまり、スイッチＳ_１がメインスイッチとして機能し、スイッチＳ_２が整流スイッチとして機能する）。そのため、図９Ａ～９Ｉ及び図１０についての詳細な説明は省略する。ただし、入力電圧Ｖ_ＡＣの負の半周期において、メインスイッチＳ_１をオンにすると、入力電圧Ｖ_ＡＣが昇圧インダクタＬに全て印加されるため、直列インダクタＬ_Ｓに電流が流れないことに注意されたい。区間［Ｔ_０、Ｔ_１］及び［Ｔ_８、Ｔ_９］について、図６Ａ及び図６Ｉを図９Ａ及び図９Ｉと比較されたい。従って、直列インダクタＬ_Ｓのピーク電流は、正の半周期に比べ負の半周期で約２倍となる。

トーテムポール型ＰＷＭＰＦＣ電力コンバータ４００の制御回路は、補助スイッチＳ_Ａのためにゲートドライバ回路を追加している限り、従来のハードスイッチ型トーテムポール型整流器と同じ方法で実装することができる。具体的には、入力電流整形用途では、トーテムポール型ＰＷＭＰＦＣ電力コンバータ４００は、任意の適切な制御技術（例えば、平均電流制御、ピーク電流制御、又はヒステリシス制御）を用いて実装することができる。

図１１は、本発明の一実施形態における、一方向性ＡＣ－ＤＣトーテムポール型電力コンバータ１１００に組み込まれるアクティブソフトスイッチングセル４０１を示しており、ＰＷＭＰＦＣ電力コンバータ４００とは異なり、ＡＣ－ＤＣトーテムポール型電力コンバータ１１００は、直列インダクタＬ_Ｓと補助スイッチＳ_Ａとの間の共通電気ノードに結合される昇圧インダクタＬを有する。本発明のアクティブソフトスイッチングセルを用いた任意の電力コンバータについて、昇圧インダクタＬは、直列インダクタＬｓとスイッチＳ_２との間の共通電気ノード又は直列インダクタＬｓとスイッチＳ_１との間の共通電気ノードのいずれかに接続されてもよい。この結果は、入力電圧Ｖ_ＡＣの正と負の半周期における各構成の等価回路から見ることができる。ＡＣ－ＤＣトーテムポール型電力コンバータ１１００の等価回路は、正の半周期（つまり、Ｖ_ＡＣ＞０）での図８のモデル４８０であり、スイッチＳ_２を整流スイッチとして使用し、そして入力電圧Ｖ_ＡＣの負の半周期（つまり、Ｖ_ＡＣ＜０）での図５のモデル４５０であり、スイッチＳ_１を整流スイッチとして使用している。従って、正及び負の半周期のトーテムポール型ＰＷＭＰＦＣ電力コンバータ４００は、それぞれ負及び正の半周期のＡＣ－ＤＣトーテムポール型電力コンバータ１１００と実質的に同じように動作する。

図１２は、本発明の一実施形態における、双方向性ＡＣ－ＤＣトーテムポール型電力コンバータ１２００に組み込まれるアクティブソフトスイッチングセル４０１を示しており、トーテムポール型ＰＷＭＰＦＣ電力コンバータ４００とは異なり、ダイオードＤ_１及びＤ_２は、同期整流器Ｓ_３及びＳ_４に置き換えられる。同期整流器Ｓ_３及びＳ_４（例えば、スイッチＳ_３及びＳ_４）は、パッシブダイオーＤ_１及びＤ_２よりもはるかに低い電圧降下を備えているため、コンバータの効率が向上する。なお、本明細書のいずれの構成においても、コンバータ効率の向上の実現のために、トーテムポール型構成のダイオードＤ_１及びＤ_２を同期整流器に置き換えてもよい。

図１３は、本発明の一実施形態における、ＡＣ－ＤＣトーテムポール型電力コンバータ１３００に組み込まれるアクティブソフトスイッチングセル４０１を示しており、トーテムポール型ＰＷＭＰＦＣ電力コンバータ４００とは異なり、ダイオードＤ_ＰＲＥ１及びＤ_ＰＲＥ２は、起動時又はアクティブソフトスイッチングセル４０１が非アクティブのときに出力ＤＣリンク（例えば、フィルタコンデンサの両端）を充電し、それによってアクティブソフトスイッチングセル４０１をバイパスする。ダイオードＤ_ＰＲＥ１及びＤ_ＰＲＥ２は、一般的なシリコンデバイスである。ＤＣリンクが充電されると、ＡＣ電源からの電流がアクティブソフトスイッチングセル４０１を通過するため、ダイオードＤ_ＰＲＥ１及びＤ_ＰＲＥ２はもはや導通しない。

図１４は、本発明の一実施形態における、双方向性ＡＣ－ＤＣトーテムポール型電力コンバータ１４００に組み込まれるアクティブソフトスイッチングセル４０１を示している。また、上述したコンバータの高効率化を図るように、ダイオードＤ_１及びＤ_２は同期整流器Ｓ_３及びＳ_４に置き換えられることも注意されたい。

図１５は、本発明の一実施形態における、双方向性ＡＣ－ＤＣトーテムポール型電力コンバータ１５００に組み込まれるアクティブソフトスイッチングセル４０１を示しており、双方向性ＡＣ－ＤＣトーテムポール型電力コンバータ１４００とは異なり、ＡＣ－ＤＣトーテムポール型電力コンバータ１５００の昇圧インダクタＬが直列インダクタＬ_Ｓと補助スイッチＳ_Ａとの間の共通電気ノードに結合されている。上述したように、これらの構成は実質的に同等に動作する。

図１６は、本発明の一実施形態における、多相電力コンバータ１６００を示している。図１６に示すように、多相電力コンバータ１６００は、図４のアクティブソフトスイッチングセル４０１を組み込んだ双方向性３相ＡＣ－ＤＣ電力コンバータである。多相電力コンバータ１６００は、ＡＣ回路とＤＣ回路との間に結合されている。ＡＣ回路は多相ＡＣ電源の場合があるので、複数の相端子を含んでいる。ＤＣ回路は、抵抗負荷又はＤＣ電源であってもよい。多相電力コンバータ１６００は、各々がＡＣ回路の相端子に結合された複数の構成回路（「相脚」）を含む。多相電力コンバータ１６００の各相脚は、相脚を対応する相端子に結合するインダクタ（つまり、インダクタＬ_１、Ｌ_２又はＬ_３）と、アクティブソフトスイッチングセルを含む。各相脚のアクティブソフトスイッチングセルは、（ｉ）直列インダクタ（つまり、インダクタＬ_Ｓ１、Ｌ_Ｓ２又はＬ_Ｓ３）、（ｉｉ）第１及び第２スイッチ（つまり、スイッチＳ_１とＳ_２、スイッチＳ_３とＳ_４、又はスイッチＳ_５とＳ_６）、（ｉｉｉ）補助スイッチ（つまり、スイッチＳ_Ａ１、Ｓ_Ａ２又はＳ_Ａ３）、及び（ｉｖ）補助コンデンサ（つまり、Ｃ_Ｓ１、Ｃ_Ｓ２、又はＣ_Ｓ３）を含む。ＺＶＳ状態では、どのスイッチも開く可能性がある。スイッチの少なくとも１つは、カーバイドＭＯＳＦＥＴであっても良い。各相脚において、直列インダクタと第１及び第２スイッチは、ＤＣ回路を挟んで直列回路を形成する。また、各相脚において、第１スイッチ（つまり、第１スイッチＳ_１、Ｓ_３又はＳ_５）又は第２スイッチ（つまり、Ｓ_２、Ｓ_４又はＳ_６）は、補助スイッチ（つまり、スイッチＳ_Ａ１、Ｓ_Ａ２又はＳ_Ａ３）と同時に開閉する整流スイッチとして機能する。各相脚では、直列インダクタ（つまり、直列インダクタＬ_Ｓ１、Ｌ_Ｓ２又はＬ_Ｓ３）が、整流スイッチが開く際、電流変化率を低減させる。電流変化率の低下により、整流スイッチの逆回復損失が減少する可能性がある。

図１６では、３相ＡＣ電源は３系統の電圧Ｖ_Ａ、Ｖ_Ｂ、及びＶ_Ｃを供給する。３系統は、Ｙ－又はＷＹＥ接続、あるいはデルタ接続から提供することができる。図１６に示すように、３相の各脚は、対応する昇圧インダクタ（つまり、昇圧インダクタＬ_１、Ｌ_２、及びＬ_３）に結合されたアクティブソフトスイッチングセル４０１の実例を含む。相脚の数は、用途に応じて、所望の電力を供給するのに必要な任意の適切な数とすることができる。なお、多相電力コンバータでは、各相脚の位相帰還路は他の相脚で確保されるため、トーテムポール型整流段（例えば、ダイオードや同期整流器）は必要ないことに注意されたい。

図１７は、本発明の一実施形態における、多相電力コンバータ１７００を示している。多相電力コンバータ１６００と同様に、多相電力コンバータ１７００は、ＡＣ回路とＤＣ回路との間に結合される。ＡＣ回路は多相ＡＣ電源の場合があるので、複数の相端子を含んでいる。ＤＣ回路は、抵抗負荷又はＤＣ電源であっても良い。多相電力コンバータ１６００とは異なり、多相電力コンバータ１７００の各昇圧インダクタ（つまり、インダクタＬ_１、Ｌ_２、又はＬ_３）は、対応するアクティブソフトスイッチングセルの直列インダクタ（つまり、直列インダクタＬ_Ｓ１、Ｌ_Ｓ２、又はＬ_Ｓ３）と補助スイッチ（つまり、スイッチＳ_Ａ１、Ｓ_Ａ２、又はＳ_Ａ３）との間の共通電気ノードに結合される。各相脚では、直列インダクタと第１スイッチ、第２スイッチがＤＣ回路を挟んで直列回路を形成する。また、各相脚において、第１スイッチ（つまり、第１スイッチＳ_１、Ｓ_３又はＳ_５）又は、第２スイッチ（つまり、Ｓ_２、Ｓ_４又はＳ_６）のいずれかは、補助スイッチ（つまり、スイッチＳ_Ａ１、Ｓ_Ａ２又はＳ_Ａ３）と同時に開閉する整流スイッチとして機能する。ＺＶＳ状態では、どのスイッチも開く可能性がある。スイッチの少なくとも１つは、カーバイドＭＯＳＦＥＴであってもよい。各相脚では、直列インダクタ（つまり、直列インダクタＬ_Ｓ１、Ｌ_Ｓ２又はＬ_Ｓ３）が、整流スイッチが開く際、電流変化率を低減させる。電流変化率の低下により、整流スイッチの逆回復損失が減少する可能性がある。多相電力コンバータ１６００と同様に、相端子の数及び相脚の数は、用途に応じて、所望の電力を供給するのに必要な任意の適切な数とすることができる。

本発明は、上記実施形態で説明したようなアクティブソフトスイッチングセルを用いて、メインスイッチのターンオン特性及び整流器の逆回復特性によって生じるＡＣ－ＤＣ電力変換システムのスイッチング損失を大幅に低減するものである。具体的には、アクティブソフトスイッチングセルの直列インダクタにより、逆回復関連損失を低減し、整流スイッチのボディダイオードのターンオフ時の電流変化率を低減している。アクティブソフトスイッチングセルのスイッチは、ＺＶＳ条件で動作することがある。

以上、本発明の様々な実施形態について説明したが、本発明は、これらの実施形態における例示によってのみ提示されたものであり、限定されたものではない。従って、本発明の広さ及び範囲は、上述したいずれの実施形態によっても限定されるべきではなく、代わりに、以下の特許請求の範囲及びそれに相当するものに従ってのみ定義されるべきである。

Claims (13)

1. （ｉ）第１及び第２端子を有するＡＣ回路、及び（ｉｉ）ＤＣ回路に結合するように構成される電力コンバータであって、
   第１インダクタと、第１及び第２整流器と、アクティブソフトスイッチングセルとを備え、
   前記第１インダクタは、第１及び第２端子を有し、前記第１インダクタの前記第１端子は、前記ＡＣ回路の前記第１端子に結合されており、
   前記第１及び第２整流器は、共通ノードで接続され、前記第１及び第２整流器は、前記ＤＣ回路に並列に結合された直列回路を形成し、前記共通ノードは、前記ＡＣ回路の前記第２端子に結合され、
   前記アクティブソフトスイッチングセルは、第１及び第２端子を有する第２インダクタと、第１～第３スイッチと、第１コンデンサとを備え、
   前記第１スイッチ、前記第２インダクタ、及び前記第２スイッチは、前記第１及び第２整流器の前記直列回路に並列に結合された直列回路を形成し、
   前記第３スイッチ及び前記第１コンデンサは、前記第２インダクタに並列に結合された直列回路を形成し、
   前記第１インダクタの前記第２端子は、前記第２インダクタの前記第１端子又は前記第２端子に結合され、
   前記第１及び第２スイッチのうちの一方は、前記第３スイッチと同時に開閉する整流スイッチとして機能し、
   前記第２インダクタは、前記整流スイッチが開くとき電流変化率を低減させるインダクタンスを有する、電力コンバータ。
2. 請求項１に記載の電力コンバータであって、
   前記ＡＣ回路はＡＣ電源を備え、前記ＤＣ回路は抵抗負荷とＤＣ電源の少なくとも一方を備えている、電力コンバータ。
3. 請求項１に記載の電力コンバータであって、
   前記第１及び第２整流器に並列に接続されるフィルタコンデンサを更に備える、電力コンバータ。
4. 請求項１に記載の電力コンバータであって、
   前記第１及び第２整流器のうち１つ又は複数は同期整流器を備える、電力コンバータ。
5. 請求項１に記載の電力コンバータであって、
   前記第１スイッチ、前記第２スイッチ、前記第３スイッチのうち１つ又は複数は、ゼロ電圧スイッチング状態で開く、電力コンバータ。
6. 請求項１に記載の電力コンバータであって、
   前記第１インダクタは、前記第１スイッチと前記第２インダクタとの間の共通電気ノード、又は前記第２スイッチと前記第２インダクタとの間の共通電気ノードに結合される、電力コンバータ。
7. （ｉ）多相ＡＣ電源の各相にそれぞれ結合された複数の相端子を有するＡＣ回路、及び（ｉｉ）ＤＣ回路に結合するように構成される電力コンバータであって、
   前記電力コンバータは、複数の相脚を有し、
   各前記相脚は、第１インダクタと、アクティブソフトスイッチングセルとを備え、
   前記第１インダクタは、第１及び第２端子を有し、前記第１インダクタの前記第１端子は、前記ＡＣ回路の前記相端子の１つに結合されており、
   前記アクティブソフトスイッチングセルは、第１及び第２端子を有する第２インダクタと、第１～第３スイッチと、第１コンデンサとを備え、
   前記第１スイッチ、前記第２インダクタ、及び前記第２スイッチは、前記ＤＣ回路に並列に結合された直列回路を形成し、
   前記第３スイッチ及び前記第１コンデンサは、前記第２インダクタに並列に結合された直列回路を形成し、
   前記第１インダクタの前記第２端子は、前記第２インダクタの前記第１端子又は前記第２端子に結合され、
   各前記相脚において、前記第１及び第２スイッチのうちの一方は、前記第３スイッチと同時に開閉する整流スイッチとして機能し、
   前記第２インダクタは、前記整流スイッチが開くとき電流変化率を低減させるインダクタンスを有する、電力コンバータ。
8. 請求項７に記載の電力コンバータであって、
   前記ＤＣ回路に並列に接続されるフィルタコンデンサを更に備える、電力コンバータ。
9. 請求項７に記載の電力コンバータであって、
   各前記相脚において、前記第１スイッチ、前記第２スイッチ、及び前記第３スイッチのうち１つ又は複数がゼロ電圧スイッチング状態で開く、電力コンバータ。
10. 請求項１又は請求項７に記載の電力コンバータであって、
    前記電流変化率を小さくすることで、前記整流スイッチの逆回復損失を低減させる、電力コンバータ。
11. 請求項７に記載の電力コンバータであって、
    各前記相脚の前記第１インダクタは、対応する前記アクティブソフトスイッチングセルにおける、前記第１スイッチと前記第２インダクタとの間の共通電気ノードに結合されるか、又は対応する前記アクティブソフトスイッチングセルにおける、前記第２スイッチと前記第２インダクタとの間の共通電気ノードに結合される、電力コンバータ。
12. 請求項１又は請求項７に記載の電力コンバータであって、
    前記スイッチの少なくとも１つはＳｉＣ ＭＯＳＦＥＴを備える、電力コンバータ。
13. 請求項１又は請求項７に記載の電力コンバータであって、
    双方向に動作するように構成されている、電力コンバータ。

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