JP7226234B2

JP7226234B2 - chopper circuit controller

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Publication number: JP7226234B2
Application number: JP2019187200A
Authority: JP
Inventors: 一伸大井
Original assignee: Meidensha Corp
Current assignee: Meidensha Corp
Priority date: 2019-10-11
Filing date: 2019-10-11
Publication date: 2023-02-21
Anticipated expiration: 2039-10-11
Also published as: JP2021064998A

Description

本発明は、チョッパ回路の制御装置に関する。 The present invention relates to a chopper circuit control device.

図１に代表的なチョッパ回路の主回路構成図を示す。図１（ａ）は昇圧チョッパ回路でＶ１側からＶｄｃ側に電流を流し、図１（ｂ）は降圧チョッパ回路で逆向きの（Ｖｄｃ側からＶ１側に）電流を流すことができる。図１（ｃ）は交流対応チョッパ回路で、交流電源４３側からＶｄｃへ有効電力を流すことができる。 FIG. 1 shows a main circuit diagram of a typical chopper circuit. FIG. 1(a) is a step-up chopper circuit that allows current to flow from the V1 side to the Vdc side, and FIG. 1(b) is a step-down chopper circuit that allows current to flow in the opposite direction (from the Vdc side to the V1 side). FIG. 1(c) shows a chopper circuit for alternating current, which can supply active power from the alternating current power supply 43 side to Vdc.

図９に図１（ａ）の昇圧チョッパ回路，図１（ｂ）の降圧チョッパ回路の制御装置のブロック図を示す。ローパスフィルタＬＰＦは、チョッパ電流検出値（リアクトルＬに流れる電流）Ｉｃｈｐからノイズやスイッチングリプルなどを除去する。減算器１は、チョッパ電流指令値Ｉｃｈｐ＊からチョッパ電流検出値Ｉｃｈｐを減算する。なお、図１（ａ）の昇圧チョッパ回路ならばＩｃｈｐ＊＞０，図１（ｂ）の降圧チョッパ回路ならばＩｃｈｐ＊＜０である。 FIG. 9 shows a block diagram of a controller for the boost chopper circuit of FIG. 1(a) and the step-down chopper circuit of FIG. 1(b). The low-pass filter LPF removes noise, switching ripples, and the like from the chopper current detection value (current flowing through reactor L) Ichp. A subtractor 1 subtracts a chopper current detection value Ichp from a chopper current command value Ichp*. It should be noted that Ichp*>0 in the boost chopper circuit of FIG. 1(a) and Ichp*<0 in the step-down chopper circuit of FIG. 1(b).

電流制御アンプ２は、減算器１の出力を入力し、ゲインをかけて比例（Ｐ）した値を出力する。なお、積分した値を出力する積分（Ｉ）アンプを併用する場合もある。 A current control amplifier 2 receives the output of the subtractor 1, multiplies it by a gain, and outputs a proportional value (P). An integration (I) amplifier that outputs an integrated value may be used together.

除算器３は、低圧側電圧検出値Ｖ１を高圧側電圧検出値Ｖｄｃで除算してデューティ比Ｖ１／Ｖｄｃを求める。減算器４は、デューティ比Ｖ１／Ｖｄｃから電流制御アンプ２の出力を減算して電圧指令値Ｖ＊を出力する。 A divider 3 divides the low voltage side voltage detection value V1 by the high voltage side voltage detection value Vdc to obtain a duty ratio V1/Vdc. A subtractor 4 subtracts the output of the current control amplifier 2 from the duty ratio V1/Vdc to output a voltage command value V*.

ＰＷＭ変調器５は、電圧指令値Ｖ＊をゲート指令ｇ１，ｇ２に変換する。ＰＷＭ変調器５は以下により構成される。減算器６は、電圧指令値Ｖ＊と０から１の間で変化するキャリア三角波の差を求める。比較器７は、差がプラスならば（すなわち電圧指令値Ｖ＊がキャリア三角波よりも大きければ）１を出力し、差が０以下ならば（すなわち電圧指令値Ｖ＊がキャリア三角波以下であれば）０を出力する。 PWM modulator 5 converts voltage command value V* into gate commands g1 and g2. The PWM modulator 5 is configured as follows. A subtractor 6 obtains the difference between the voltage command value V* and the carrier triangular wave that varies between 0 and 1. FIG. The comparator 7 outputs 1 if the difference is positive (that is, if the voltage command value V* is greater than the carrier triangular wave), and if the difference is 0 or less (that is, if the voltage command value V* is less than the carrier triangular wave) ) outputs 0.

図１（ｂ）の降圧チョッパ回路ならば、比較器７の出力（ゲート指令）ｇ１を上アームのスイッチング素子Ｓ１に入力する。図１（ａ）の昇圧チョッパ回路ならば、ゲート指令ｇ１をＮＯＴ素子８で論理反転したゲート指令ｇ２を下アームのスイッチング素子Ｓ２に入力する。 In the step-down chopper circuit of FIG. 1(b), the output (gate command) g1 of the comparator 7 is input to the switching element S1 of the upper arm. In the case of the boost chopper circuit of FIG. 1(a), the gate command g2 obtained by logically inverting the gate command g1 by the NOT element 8 is input to the switching element S2 of the lower arm.

チョッパ回路では、ゲート指令ｇ１のデューティ比をＶ１／Ｖｄｃ，ゲート指令ｇ２のデューティ比を１－Ｖ１／ＶｄｃとするとリアクトルＬに印加される電圧の平均値は零になり、チョッパ電流検出値Ｉｃｈｐは一定となる。チョッパ電流検出値Ｉｃｈｐとチョッパ電流指令値Ｉｃｈｐ＊との偏差を増幅したものをデューティ比から減算する。チョッパ電流検出値Ｉｃｈｐが不足していれば、ゲート指令ｇ１のデューティ比は減少しゲート指令ｇ２のデューティ比は増加する。チョッパ出力電圧は減少し、チョッパ電流検出値Ｉｃｈｐはリアクトル印加電圧の積分で増加していき、チョッパ電流指令値Ｉｃｈｐ＊に等しくなる。実際には寄生抵抗や電圧降下によりチョッパ電流検出値Ｉｃｈｐはチョッパ電流指令値Ｉｃｈｐ＊よりも零に近づくため、偏差を完全に零にする目的で積分（Ｉ）アンプを併用する場合もある。 In the chopper circuit, if the duty ratio of the gate command g1 is V1/Vdc and the duty ratio of the gate command g2 is 1−V1/Vdc, the average value of the voltage applied to the reactor L becomes zero, and the chopper current detection value Ichp is becomes constant. The amplified deviation between the chopper current detection value Ichp and the chopper current command value Ichp* is subtracted from the duty ratio. If chopper current detection value Ichp is insufficient, the duty ratio of gate command g1 decreases and the duty ratio of gate command g2 increases. The chopper output voltage decreases, and the chopper current detection value Ichp increases with integration of the reactor applied voltage and becomes equal to the chopper current command value Ichp*. In practice, the chopper current detection value Ichp approaches zero more than the chopper current command value Ichp* due to parasitic resistance and voltage drop.

図１０に図１（ｃ）の交流対応チョッパ回路の制御装置のブロック図を示す。主な違いはＰＷＭ変調器５であり、以下が異なる。ＰＬＬ（ＰｈａｓｅＬｏｃｋｅｄＬｏｏｐ）９は、低圧側電圧検出値Ｖ１に同期した位相信号θを出力する。ｃｏｓ部１０は、位相信号θを入力し、低圧側電圧検出値Ｖ１に同期した正弦波ｃｏｓθを出力する。乗算器１１は、チョッパ電流指令値の振幅指令値Ｉｃｈｐ＊と正弦波ｃｏｓθとを乗算し、チョッパ電流指令値の瞬時値Ｉｃｈｐ＊ｃｏｓθを求める。減算器１では、乗算器１１の出力とチョッパ電流検出値Ｉｃｈｐとを比較し、偏差を求める。 FIG. 10 shows a block diagram of a control device for the AC-compatible chopper circuit of FIG. 1(c). The main difference is the PWM modulator 5, which differs in the following. A PLL (Phase Locked Loop) 9 outputs a phase signal θ synchronized with the low voltage side voltage detection value V1. The cos unit 10 receives the phase signal θ and outputs a sine wave cos θ synchronized with the low voltage side voltage detection value V1. The multiplier 11 multiplies the amplitude command value Ichp* of the chopper current command value by the sine wave cos θ to obtain the instantaneous value Ichp* cos θ of the chopper current command value. The subtractor 1 compares the output of the multiplier 11 and the chopper current detection value Ichp to obtain the deviation.

減算器６ａは、電圧指令値Ｖ＊と０から１の間で変化する第１キャリア三角波との差を求める。減算器６ｂは、電圧指令値Ｖ＊と０から－１の間で変化する第２キャリア三角波との差を求める。 The subtractor 6a obtains the difference between the voltage command value V* and the first carrier triangular wave that varies between 0 and 1. The subtractor 6b finds the difference between the voltage command value V* and the second carrier triangular wave that varies between 0 and -1.

比較器７ａは、減算器６ａの出力がプラスならば（すなわち電圧指令値Ｖ＊が第１キャリア三角波よりも大きければ）１を出力し、減算器６ａの出力がマイナスならば（すなわち電圧指令値Ｖ＊が第１キャリア三角波以下であれば）０を出力する。比較器７ｃは減算器６ｂの出力がプラスならば（すなわち電圧指令値Ｖ＊が第２キャリア三角波よりも大きければ）１を出力し、減算器６ｂの出力がマイナスならば（すなわち電圧指令値Ｖ＊が第２キャリア三角波以下であれば）０を出力する。 The comparator 7a outputs 1 if the output of the subtractor 6a is positive (that is, if the voltage command value V* is greater than the first carrier triangular wave), and if the output of the subtractor 6a is negative (that is, the voltage command value Output 0 if V* is less than or equal to the first carrier triangular wave. The comparator 7c outputs 1 if the output of the subtractor 6b is positive (that is, if the voltage command value V* is greater than the second carrier triangular wave), and if the output of the subtractor 6b is negative (that is, the voltage command value V If * is less than or equal to the second carrier triangular wave), output 0.

比較器７ｂは、正弦波ｃｏｓθがプラスであれば１を出力する。図１０では、デッドタイムを付加する目的で少しだけ零より大きな値（０．００１）と比較している。比較器７ｄは、正弦波ｃｏｓθがマイナスであれば１を出力する。図１０では、デッドタイムを付加する目的で少しだけ零より小さな値（－０．００１）と比較している。 The comparator 7b outputs 1 if the sine wave cos θ is positive. In FIG. 10, it is compared to a value slightly greater than zero (0.001) for the purpose of adding dead time. The comparator 7d outputs 1 if the sine wave cos θ is negative. In FIG. 10, it is compared to a value slightly less than zero (-0.001) for the purpose of adding dead time.

ＡＮＤ素子８ａは、比較器７ａ，７ｂの出力の論理積を求める。ＡＮＤ素子８ａの出力は、ｃｏｓθがプラス、かつ、電圧指令値Ｖ＊が第１キャリア三角波よりも小さいときに１となる。ＡＮＤ素子８ａの出力（ゲート指令ｇｂ）は、下アームのスイッチング素子Ｓｂに入力される。 The AND element 8a obtains the logical product of the outputs of the comparators 7a and 7b. The output of the AND element 8a becomes 1 when cos θ is positive and the voltage command value V* is smaller than the first carrier triangular wave. The output of the AND element 8a (gate command gb) is input to the switching element Sb of the lower arm.

ＡＮＤ素子８ｂは、比較器７ｃ，７ｄの出力の論理積を求める。ＡＮＤ素子８ｂの出力は、ｃｏｓθがマイナス、かつ、電圧指令値Ｖ＊が第２キャリア三角波よりも大きいときに１となる。ＡＮＤ素子８ｂの出力（ゲート指令ｇａ）は、上アームのスイッチング素子Ｓａに入力される。 The AND element 8b obtains the logical product of the outputs of the comparators 7c and 7d. The output of AND element 8b becomes 1 when cos θ is negative and voltage command value V* is greater than the second carrier triangular wave. The output of the AND element 8b (gate command ga) is input to the upper arm switching element Sa.

交流対応チョッパ回路の制御方法は、昇圧チョッパ回路，降圧チョッパ回路に対してゲート駆動方法が異なり、低圧側電圧検出値Ｖ１がプラスならば下アームのスイッチング素子Ｓｂをデューティ比１－｜Ｖ１｜／Ｖｄｃでスイッチングさせ、低圧側電圧検出値Ｖ１がマイナスならば上アームのスイッチング素子Ｓａをデューティ比１－｜Ｖ１｜／Ｖｄｃでスイッチングさせる。 In the control method of the AC chopper circuit, the boost chopper circuit and the step-down chopper circuit have different gate drive methods. Switching is performed at Vdc, and if the low voltage side voltage detection value V1 is negative, the switching element Sa of the upper arm is switched at a duty ratio of 1-|V1|/Vdc.

ここでは、低圧側電圧検出値Ｖ１に同期した正弦波ｃｏｓθでスイッチングさせる素子を切り替えることで、低圧側電圧検出値Ｖ１に検出オフセットやノイズ、高調波が重畳しても安定した運転を行うことができる。 Here, by switching the elements to be switched by the sine wave cos θ synchronized with the low-voltage side voltage detection value V1, stable operation can be performed even if detection offset, noise, and harmonics are superimposed on the low-voltage side voltage detection value V1. can.

また、電流指令値は低圧側電圧検出値Ｖ１と符号を揃える必要がある。低圧側電圧検出値Ｖ１に比例した電流指令値を用いる方法も考えられるが、ここではＩｃｈｐ＊はチョッパ電流指令値の振幅指令値と見なして正弦波ｃｏｓθとの積を電流指令値の瞬時値とすることで、低圧側電圧検出値Ｖ１がひずんでいてもチョッパ電流検出値Ｉｃｈｐはひずみの影響を受けず、ひずみを小さくすることができる。 Also, the current command value needs to have the same sign as the low voltage side voltage detection value V1. A method using a current command value proportional to the low-voltage side voltage detection value V1 is also conceivable. By doing so, even if the low voltage side voltage detection value V1 is distorted, the chopper current detection value Ichp is not affected by the distortion, and the distortion can be reduced.

図９の電流制御アンプ２は積分器を併用する場合があるが、図１０の電流制御アンプ２は交流を扱うため積分器は使用せず、代わりに基本波周波数に対してゲインが無限大になる共振アンプを併用する場合がある。 The current control amplifier 2 shown in FIG. 9 may use an integrator in combination, but the current control amplifier 2 shown in FIG. In some cases, a resonance amplifier that

特開平７－１５９６５号公報JP-A-7-15965

以上の制御装置を用いた場合、チョッパ電流指令値Ｉｃｈｐ＊を零付近にすると偏差が増加するという問題が生じる。図１（ａ）の昇圧チョッパ回路においてＩｃｈｐ＊＝０とした場合を例に、図１１に問題発生時のチョッパ電流検出値Ｉｃｈｐの波形を示す。 When the above control device is used, there arises a problem that the deviation increases when the chopper current command value Ichp* is set near zero. FIG. 11 shows the waveform of the chopper current detection value Ichp when a problem occurs, taking as an example the case where Ichp*=0 in the boost chopper circuit of FIG. 1(a).

理想的には点線の波形となり、リプルがプラスとマイナス両側に発生し平均は零となる。しかし、図１（ａ）は上アームがダイオードＤ１のため電流リプルはマイナス側に発生せず、いったん零に留まる。そして、下アームのスイッチング素子Ｓ２がＯＮするとチョッパ電流検出値Ｉｃｈｐは直ちに増加を始めてしまう。このとき、リプル電流のピークｔｏピークをＩｒｐｌと置くと、チョッパ電流検出値Ｉｃｈｐの平均値はＩｒｐｌ／２となる。チョッパ電流検出値Ｉｃｈｐの平均値をこれよりも零に近づけようとした場合、デューティ比を大きく減少させる必要がある。 Ideally, the waveform is a dotted line, ripples are generated on both positive and negative sides, and the average is zero. However, in FIG. 1(a), since the upper arm is the diode D1, the current ripple does not occur on the negative side and remains zero for a while. Then, when the switching element S2 of the lower arm is turned ON, the chopper current detection value Ichp immediately starts increasing. At this time, if the peak-to-peak of the ripple current is Irpl, the average value of the chopper current detection value Ichp is Irpl/2. If the average value of the chopper current detection value Ichp is to be brought closer to zero than this, the duty ratio must be greatly reduced.

電流制御ゲインを増加すればデューティ比を大きく操作することができる。その反面、動作が不安定になる危険性が高まる。リプル電流のピークｔｏピークＩｒｐｌを小さくすることでもチョッパ電流検出値Ｉｃｈｐの平均値を零に近づけることができるが、リアクトルやスイッチング周波数を増加する必要があり、損失増加、装置の大型化、コスト増加といった問題が生じる。 By increasing the current control gain, the duty ratio can be manipulated to be large. On the other hand, the risk of unstable operation increases. The average value of the chopper current detection value Ichp can be brought close to zero by reducing the peak-to-peak Irpl of the ripple current, but it is necessary to increase the reactor and switching frequency, which increases loss, increases the size of the device, and increases the cost. Such problems arise.

図１のダイオードＤ１，Ｄ２をスイッチング素子に置き換え、適切なゲート信号を送ることで図１１の点線の電流波形を流すことができる。しかし、双方向の電力を流す必要のない用途ではコスト増加の原因となる。 By replacing the diodes D1 and D2 in FIG. 1 with switching elements and sending an appropriate gate signal, the current waveform of the dotted line in FIG. 11 can be passed. However, it causes an increase in cost in applications that do not require bidirectional power flow.

特許文献１ではこの問題への対策として、デューティ比の平方根をキャリア三角波と比較してゲート信号とする方法が開示されている。しかし、段落［０００６］にて電流フィードバックには対応しないことが明記されている。電流フィードバックを行わないと、電圧が急変したときに過大な電流が流れる、保護により装置が一時的に停止してしまう、といった問題が生じる。 As a countermeasure against this problem, Patent Document 1 discloses a method of comparing the square root of the duty ratio with a carrier triangular wave and using it as a gate signal. However, it is specified in paragraph [0006] that it does not support current feedback. Without current feedback, there are problems such as excessive current flowing when the voltage changes abruptly, and the device temporarily stopping due to protection.

また、段落［００１２］では不連続モード（スイッチング周期で電流が零から立ち上がり、立ち下がりは零で終わる）前提であると明記されている。そのため連続モード（昇圧チョッパ回路ではスイッチング周期でリアクトル電流が常にプラス、降圧チョッパでは常にマイナス）には対応できず、大電流を流すことができない。 In addition, paragraph [0012] clearly states that it is a discontinuous mode (the current rises from zero in the switching cycle and ends at zero during the fall). Therefore, the continuous mode (in the step-up chopper circuit, the reactor current is always positive in the switching cycle, and in the step-down chopper circuit the reactor current is always negative) cannot be applied, and a large current cannot flow.

以上示したようなことから、不連続モードでも電流フィードバックを行うことができ、チョッパ電流指令値とチョッパ電流検出値の偏差を小さく保ち、連続モードにも対応できるチョッパ回路の制御装置を提供することが課題となる。 As described above, it is desirable to provide a chopper circuit controller capable of performing current feedback even in the discontinuous mode, keeping the deviation between the chopper current command value and the chopper current detection value small, and supporting the continuous mode. is an issue.

本発明は、前記従来の問題に鑑み、案出されたもので、その一態様は、電圧指令値とキャリア三角波の比較に基づいてゲート指令を生成し、前記ゲート指令に基づいてスイッチング素子をオンオフするチョッパ回路の制御装置であって、電流制御を行う電流制御アンプと、低圧側電圧検出値，高圧側電圧検出値，リアクトルのインダクタンス値，キャリア周波数に基づいてリプル電流のピークｔｏピークの半分の値を計算する演算器と、チョッパ電流指令値の絶対値が前記リプル電流のピークｔｏピークの半分の値よりも小さい場合０～１となり、前記チョッパ電流指令値の絶対値が前記リプル電流のピークｔｏピークの半分の値以上の場合１となる補正係数を演算する補正係数演算部と、を備え、デューティ比に前記補正係数を乗算して補正デューティ比を出力し、前記補正デューティ比に前記電流制御アンプの出力を重畳して前記電圧指令値を生成し、前記電圧指令値に基づいてＰＷＭ変調を行うことを特徴とする。 The present invention has been devised in view of the conventional problems described above, and one aspect thereof is to generate a gate command based on a comparison between a voltage command value and a carrier triangular wave, and turn on and off a switching element based on the gate command. A control device for a chopper circuit, comprising: a current control amplifier for controlling current; A calculator for calculating a value, and when the absolute value of the chopper current command value is smaller than half the peak-to-peak value of the ripple current, the absolute value of the chopper current command value is 0 to 1, and the absolute value of the chopper current command value is the peak of the ripple current. a correction coefficient calculation unit that calculates a correction coefficient that becomes 1 when the value is equal to or greater than half of the to peak, multiplies the duty ratio by the correction coefficient, outputs the correction duty ratio, and outputs the correction duty ratio to the correction duty ratio. The output of the control amplifier is superimposed to generate the voltage command value, and PWM modulation is performed based on the voltage command value.

また、その一態様として、前記チョッパ電流指令値の絶対値が前記リプル電流のピークｔｏピークの半分の値よりも小さい場合、前記補正係数は、√（２｜Ｉｃｈｐ＊｜／Ｉｒｐｌ）であることを特徴とする。
Ｉｃｈｐ＊：チョッパ電流指令値
Ｉｒｐｌ：リプル電流のピークｔｏピーク。 Further, as one aspect thereof, when the absolute value of the chopper current command value is smaller than half the peak-to-peak value of the ripple current, the correction coefficient is √(2|Ichp*|/Irpl). characterized by
Ichp*: chopper current command value Irpl: peak-to-peak ripple current.

また、他の態様として、電圧指令値とキャリア三角波の比較に基づいてゲート指令を生成し、前記ゲート指令に基づいてスイッチング素子をオンオフするチョッパ回路の制御装置であって、電流制御を行う電流制御アンプと、低圧側電圧検出値，高圧側電圧検出値，リアクトルのインダクタンス値，キャリア周波数に基づいてリプル電流のピークｔｏピークの半分の値を計算する演算器と、チョッパ電流指令値の瞬時値の絶対値が前記リプル電流のピークｔｏピークの半分の値よりも小さい場合０～１となり、前記チョッパ電流指令値の瞬時値の絶対値が前記リプル電流のピークｔｏピークの半分の値以上の場合１となる補正係数を演算する補正係数演算部と、を備え、デューティ比に前記補正係数を乗算して補正デューティ比を出力し、前記補正デューティ比に電流制御アンプの出力を重畳して前記電圧指令値を生成し、前記電圧指令値に基づいてＰＷＭ変調を行うことを特徴とする。 Further, as another aspect, a control device for a chopper circuit that generates a gate command based on a comparison between a voltage command value and a carrier triangular wave and turns on and off a switching element based on the gate command, the current control device performing current control An amplifier, a calculator that calculates half the peak-to-peak value of the ripple current based on the low voltage side voltage detection value, the high voltage side voltage detection value, the inductance value of the reactor, and the carrier frequency, and the instantaneous value of the chopper current command value. 0 to 1 when the absolute value is smaller than half the peak-to-peak value of the ripple current, and 1 when the absolute value of the instantaneous value of the chopper current command value is greater than or equal to half the peak-to-peak value of the ripple current and a correction coefficient calculation unit that calculates a correction coefficient that becomes the voltage command by multiplying the duty ratio by the correction coefficient and outputting the correction duty ratio, and superimposing the output of the current control amplifier on the correction duty ratio. A value is generated, and PWM modulation is performed based on the voltage command value.

また、その一態様として、前記チョッパ電流指令値の瞬時値の絶対値が前記リプル電流のピークｔｏピークの半分の値よりも小さい場合、前記補正係数は、√（２｜Ｉｃｈｐ＊ｃｏｓθ｜／Ｉｒｐｌ）であることを特徴とする。
Ｉｃｈｐ＊：チョッパ電流指令値
θ：位相信号
Ｉｒｐｌ：リプル電流のピークｔｏピーク。 Further, as one aspect thereof, when the absolute value of the instantaneous value of the chopper current command value is smaller than half the peak-to-peak value of the ripple current, the correction coefficient is √(2|Ichp* cos θ|/Irpl ).
Ichp*: chopper current command value θ: phase signal Irpl: peak-to-peak ripple current.

また、その一態様として、前記リプル電流のピークｔｏピークの半分の値は、Ｖ１（Ｖｄｃ－Ｖ１）／２ＬＶｄｃｆｃであることを特徴とする。
Ｖ１：低圧側電圧検出値
Ｖｄｃ：高圧側電圧検出値
Ｌ：リアクトルのインダクタンス値
ｆｃ：キャリア周波数。 In one aspect, the half value of the peak-to-peak of the ripple current is V1(Vdc−V1)/2LVdcfc.
V1: low voltage side voltage detection value Vdc: high voltage side voltage detection value L: reactor inductance value fc: carrier frequency.

また、他の態様として、電圧指令値とキャリア三角波の比較に基づいてゲート指令を生成し、前記ゲート指令に基づいてスイッチング素子をオンオフするチョッパ回路の制御装置であって、電流制御を行う電流制御アンプと、チョッパ電流指令値の瞬時値の絶対値が予め定められた値であるリプル電流のピークｔｏピークの半分の値よりも小さく、かつ、チョッパ電流指令値の振幅指令値が閾値以下である場合０～１となり、それ以外の場合は１となる補正係数を演算する補正係数演算部と、を備え、デューティ比に前記補正係数を乗算して補正デューティ比を出力し、前記補正デューティ比に前記電流制御アンプの出力を重畳して前記電圧指令値を生成し、前記電圧指令値に基づいてＰＷＭ変調を行うことを特徴とする。 Further, as another aspect, a control device for a chopper circuit that generates a gate command based on a comparison between a voltage command value and a carrier triangular wave and turns on and off a switching element based on the gate command, the current control device performing current control The absolute value of the instantaneous value of the chopper current command value is smaller than half the peak-to-peak value of the ripple current, which is a predetermined value, and the amplitude command value of the chopper current command value is equal to or less than the threshold a correction coefficient calculation unit that calculates a correction coefficient that is 0 to 1 in a case and 1 otherwise, and multiplies the duty ratio by the correction coefficient to output the correction duty ratio, and the correction duty ratio is the The output of the current control amplifier is superimposed to generate the voltage command value, and PWM modulation is performed based on the voltage command value.

また、その一態様として、前記補正係数は、√（２｜Ｉｃｈｐ＊ｃｏｓθ｜／Ｉｒｐｌ）であることを特徴とする。
Ｉｃｈｐ＊：チョッパ電流指令値
θ：位相信号
Ｉｒｐｌ：リプル電流のピークｔｏピーク。 In one aspect, the correction coefficient is √(2|Ichp* cos θ|/Irpl).
Ichp*: chopper current command value θ: phase signal Irpl: peak-to-peak ripple current.

また、その一態様として、チョッパ電流検出値の３次高調波成分が第１閾値よりも大きい場合、前記リプル電流のピークｔｏピークの半分の値、および、前記閾値を減少させ、前記チョッパ電流検出値の３次高調波成分が第２閾値よりも小さい場合、前記リプル電流のピークｔｏピークの半分の値、および、前記閾値を増加させることを特徴とする。 Further, as one aspect thereof, when the third harmonic component of the chopper current detection value is larger than the first threshold value, half the peak-to-peak value of the ripple current and the threshold value are reduced, and the chopper current detection When the third harmonic component of the value is smaller than the second threshold, half the peak-to-peak value of the ripple current and the threshold are increased.

本発明によれば、チョッパ回路において、不連続モードでも電流フィードバックを行うことができ、チョッパ電流検出値とチョッパ電流指令値の偏差を小さく保ち、連続モードにも対応できるチョッパ回路の制御装置を提供することが可能となる。 According to the present invention, there is provided a control device for a chopper circuit that can perform current feedback even in a discontinuous mode in a chopper circuit, keeps the deviation between the chopper current detection value and the chopper current command value small, and is also compatible with the continuous mode. It becomes possible to

代表的なチョッパ回路の主回路構成図。The main circuit configuration diagram of a typical chopper circuit. 実施形態１における制御装置を示すブロック図。2 is a block diagram showing a control device according to the first embodiment; FIG. デューティ比の補正による平均電流の変化を示す図。FIG. 4 is a diagram showing changes in average current due to duty ratio correction; 実施形態２における制御装置を示すブロック図。FIG. 5 is a block diagram showing a control device according to Embodiment 2; 実施形態３における制御装置を示すブロック図。FIG. 10 is a block diagram showing a control device according to Embodiment 3; 実施形態４における制御装置を示すブロック図。FIG. 12 is a block diagram showing a control device according to Embodiment 4; 実施形態５における制御装置を示すブロック図。FIG. 11 is a block diagram showing a control device according to Embodiment 5; Ｉｒｐｌ／２の誤差の影響を示す説明図。Explanatory drawing which shows the influence of the error of Irpl/2. 従来の昇圧チョッパ回路および降圧チョッパ回路の制御装置を示すブロック図。FIG. 2 is a block diagram showing a control device for a conventional step-up chopper circuit and step-down chopper circuit; 従来の交流対応チョッパ回路の制御装置を示すブロック図。FIG. 2 is a block diagram showing a control device for a conventional AC-compatible chopper circuit; Ｉｃｈｐ＊＝０におけるＩｃｈｐの波形を示すタイムチャート。FIG. 4 is a time chart showing a waveform of Ichp when Ichp*=0; FIG.

以下、本願発明におけるチョッパ回路の制御装置の実施形態１～５を図１～図８に基づいて詳述する。 Embodiments 1 to 5 of the chopper circuit control device according to the present invention will be described in detail below with reference to FIGS. 1 to 8. FIG.

［実施形態１］
まず、図１（ａ）～図１（ｃ）に基づいて、代表的なチョッパ回路の主回路構成を説明する。 [Embodiment 1]
First, the main circuit configuration of a typical chopper circuit will be described with reference to FIGS. 1(a) to 1(c).

昇圧チョッパ回路は、図１（ａ）に示すように、直流電源４４の正極にリアクトルＬの一端が接続される。リアクトルＬの他端と直流電源４４の負極との間には下アームのスイッチング素子Ｓ２が接続される。リアクトルＬと下アームのスイッチング素子Ｓ２の接続点にはダイオードＤ１のアノードが接続される。ダイオードＤ１のカソードと下アームのスイッチング素子Ｓ２の間にはコンデンサＣが接続される。なお、直流電源４４の電圧を低圧側電圧検出値Ｖ１とし、コンデンサＣの電圧を高圧側電圧検出値Ｖｄｃとする。 In the boost chopper circuit, one end of a reactor L is connected to the positive terminal of a DC power supply 44, as shown in FIG. 1(a). A lower arm switching element S2 is connected between the other end of the reactor L and the negative electrode of the DC power supply 44 . An anode of a diode D1 is connected to a connection point between the reactor L and the switching element S2 of the lower arm. A capacitor C is connected between the cathode of the diode D1 and the lower arm switching element S2. It should be noted that the voltage of the DC power supply 44 is assumed to be the low voltage side voltage detection value V1, and the voltage of the capacitor C is assumed to be the high voltage side voltage detection value Vdc.

降圧チョッパ回路は、図１（ｂ）に示すように、直流電源４４の正極にリアクトルＬの一端が接続される。リアクトルＬの他端と直流電源４４の負極との間にはダイオードＤ２が接続される。リアクトルＬとダイオードＤ２の接続点には上アームのスイッチング素子Ｓ１の一端が接続される。上アームのスイッチング素子Ｓ１の他端とダイオードＤ２のアノードとの間にはコンデンサＣが接続される。なお、直流電源４４の電圧を低圧側電圧検出値Ｖ１とし、コンデンサＣの電圧を高圧側電圧検出値Ｖｄｃとする。 In the step-down chopper circuit, as shown in FIG. 1(b), one end of a reactor L is connected to the positive terminal of a DC power supply 44. As shown in FIG. A diode D 2 is connected between the other end of reactor L and the negative electrode of DC power supply 44 . One end of the upper arm switching element S1 is connected to the connection point between the reactor L and the diode D2. A capacitor C is connected between the other end of the upper arm switching element S1 and the anode of the diode D2. It should be noted that the voltage of the DC power supply 44 is assumed to be the low voltage side voltage detection value V1, and the voltage of the capacitor C is assumed to be the high voltage side voltage detection value Vdc.

交流対応チョッパ回路は、図１（ｃ）に示すように、交流電源４３の一端にリアクトルＬの一端が接続される。リアクトルＬの他端には、上アームのスイッチング素子Ｓａの一端が接続される。また、リアクトルＬと上アームのスイッチング素子Ｓａの接続点には下アームのスイッチング素子Ｓｂの一端が接続される。上アームのスイッチング素子Ｓａの他端と下アームのスイッチング素子Ｓｂの他端との間にはダイオードＤａ，Ｄｂが直列接続される。ダイオードＤａ，Ｄｂの接続点は交流電源４３の他端に接続される。また、上アームのスイッチング素子Ｓａの他端と下アームのスイッチング素子Ｓｂの他端との間にはコンデンサＣが接続される。なお、交流電源４３の電圧を低圧側電圧検出値Ｖ１とし、コンデンサＣの電圧を高圧側電圧検出値Ｖｄｃとする。 In the AC chopper circuit, one end of a reactor L is connected to one end of an AC power supply 43, as shown in FIG. 1(c). The other end of the reactor L is connected to one end of the upper arm switching element Sa. One end of the switching element Sb of the lower arm is connected to the connection point between the reactor L and the switching element Sa of the upper arm. Diodes Da and Db are connected in series between the other end of the switching element Sa of the upper arm and the other end of the switching element Sb of the lower arm. A connection point between the diodes Da and Db is connected to the other end of the AC power supply 43 . A capacitor C is connected between the other end of the switching element Sa of the upper arm and the other end of the switching element Sb of the lower arm. It is to be noted that the voltage of the AC power supply 43 is assumed to be the low voltage side voltage detection value V1, and the voltage of the capacitor C is assumed to be the high voltage side voltage detection value Vdc.

図２に本実施形態１における制御装置のブロック図を示す。本実施形態１は図１（ｂ）の降圧チョッパ回路に適用することを想定している。本実施形態１は、図９に対して以下を追加する。 FIG. 2 shows a block diagram of the control device in the first embodiment. The first embodiment is assumed to be applied to the step-down chopper circuit of FIG. 1(b). The first embodiment adds the following to FIG.

演算器１２は、低圧側電圧検出値Ｖ１，高圧側電圧検出値Ｖｄｃを入力し、キャリア三角波の周波数ｆｃ，リアクトルのインダクタンス値Ｌを用いて、Ｖ１（Ｖｄｃ－Ｖ１）／（２Ｌ・Ｖｄｃ・ｆｃ）を求める。この演算器１２の出力は、リプル電流のピークｔｏピークの半分の値Ｉｒｐｌ／２に相当する。 A computing unit 12 inputs the low voltage side voltage detection value V1 and the high voltage side voltage detection value Vdc, and uses the frequency fc of the carrier triangular wave and the inductance value L of the reactor to calculate V1 (Vdc−V1)/(2L·Vdc·fc ). The output of this calculator 12 corresponds to the half value Irpl/2 of the peak-to-peak ripple current.

補正係数演算部４５は、チョッパ電流指令値Ｉｃｈｐ＊の絶対値がリプル電流のピークｔｏピークの半分の値Ｉｒｐｌ／２よりも小さい場合０～１となり、チョッパ電流指令値Ｉｃｈｐ＊の絶対値がリプル電流のピークｔｏピークの半分の値Ｉｒｐｌ／２以上の場合１となる補正係数αを演算する。 When the absolute value of the chopper current command value Ichp* is smaller than half the peak-to-peak value Irpl/2 of the ripple current, the correction coefficient calculation unit 45 becomes 0 to 1, and the absolute value of the chopper current command value Ichp* becomes a ripple. A correction coefficient α, which is 1 when the value Irpl/2, which is half of the peak-to-peak current, is greater than or equal to 1 is calculated.

具体的には、絶対値演算器ＡＢＳにおいて、チョッパ電流指令値Ｉｃｈｐ＊の絶対値を求める。降圧チョッパ回路ではＩｃｈｐ＊＜０のため、必ず－１倍される。除算器１３は、絶対値演算器ＡＢＳの出力をリプル電流のピークｔｏピークの半分の値Ｉｒｐｌ／２で除算する。 Specifically, the absolute value calculator ABS obtains the absolute value of the chopper current command value Ichp*. Since Ichp*<0 in the step-down chopper circuit, it is always multiplied by -1. A divider 13 divides the output of the absolute value calculator ABS by half the peak-to-peak value Irpl/2 of the ripple current.

リミッタ１４は、除算器１３の出力を０から１の範囲に制限する。平方根演算器１５は、リミッタ１４の出力の平方根を演算し、デューティ比の補正係数αを出力する。 Limiter 14 limits the output of divider 13 to a range of 0 to 1. A square root calculator 15 calculates the square root of the output of the limiter 14 and outputs a duty ratio correction coefficient α.

乗算器１６は、補正係数αとデューティ比Ｖ１／Ｖｄｃとの積（補正デューティ比）を求める。減算器４は、乗算器１６の出力から電流制御アンプ２の出力を減算し、電圧指令値Ｖ＊としてＰＷＭ変調器５に出力する。ＰＷＭ変調器５は、図９と同様とする。 The multiplier 16 obtains the product (correction duty ratio) of the correction coefficient α and the duty ratio V1/Vdc. Subtractor 4 subtracts the output of current control amplifier 2 from the output of multiplier 16 and outputs the result to PWM modulator 5 as voltage command value V*. The PWM modulator 5 is assumed to be the same as in FIG.

不連続モードにおいて、チョッパ電流検出値Ｉｃｈｐの平均電流をリプル電流のピークｔｏピークの半分の値Ｉｒｐｌ／２よりも零に近づける場合、デューティ比を大きく減少させる必要がある。図３を用いてデューティ比の適切な減少量を示す。図３は昇圧チョッパ回路を想定し、下アームのスイッチング素子Ｓ２のデューティ比をα倍に減少させた例である。このとき、Ｉｃｈｐ＞０の時間はα倍となり、チョッパ電流検出値Ｉｃｈｐのピーク値もα倍となる。平均電流は網掛け部の面積に等しくなり、デューティ比減少前はＩｒｐｌ／２に対し、減少後はα²Ｉｒｐｌ／２となる。よって、Ｉｃｈｐ＊＜Ｉｒｐｌ／２において、（１）の補正係数αをデューティ比にかければよい。 In the discontinuous mode, when making the average current of the chopper current detection value Ichp closer to zero than the value Irpl/2, which is half the peak-to-peak value of the ripple current, it is necessary to greatly reduce the duty ratio. FIG. 3 shows an appropriate amount of reduction in the duty ratio. FIG. 3 shows an example in which a boost chopper circuit is assumed and the duty ratio of the switching element S2 in the lower arm is reduced by α times. At this time, the time for which Ichp>0 is multiplied by α, and the peak value of the chopper current detection value Ichp is also multiplied by α. The average current is equal to the area of the hatched portion, and is Irpl/2 before the duty ratio is reduced, and α ² Irpl/2 after the duty ratio is reduced. Therefore, when Ichp*<Irpl/2, the duty ratio should be multiplied by the correction coefficient α of (1).

次に、リプル電流のピークｔｏピークＩｒｐｌであるが、低圧側電圧検出値Ｖ１，高圧側電圧検出値Ｖｄｃとキャリア三角波の周波数ｆｃ，リアクトルのインダクタンス値Ｌから求めることができる。図３の補正前の波形より、下アームのスイッチング素子Ｓ２のＯＮ期間は（１－Ｖ１／Ｖｄｃ）／ｆｃとなり、このときリアクトルには低圧側電圧検出値Ｖ１が印加されるので、リプル電流のピークｔｏピークＩｒｐｌは以下の（２）式となる。 Next, the peak-to-peak Irpl of the ripple current can be obtained from the low voltage side voltage detection value V1, the high voltage side voltage detection value Vdc, the frequency fc of the carrier triangular wave, and the inductance value L of the reactor. From the waveform before correction in FIG. 3, the ON period of the switching element S2 of the lower arm is (1-V1/Vdc)/fc, and the low voltage side voltage detection value V1 is applied to the reactor at this time. The peak-to-peak Irpl is given by the following equation (2).

以上より、低圧側電圧検出値Ｖ１，高圧側電圧検出値Ｖｄｃと固定値のリアクトルのインダクタンス値Ｌ，キャリア三角波の周波数ｆｃからリプル電流のピークｔｏピークの半分の値Ｉｒｐｌ／２を求め、チョッパ電流指令値Ｉｃｈｐ＊がリプル電流のピークｔｏピークの半分の値Ｉｒｐｌ／２よりも小さいときに補正係数α＝√（２Ｉｃｈｐ＊／Ｉｒｐｌ）をデューティ比Ｖ１／Ｖｄｃにかけることで、不連続モードにおいて指令値通りの電流を出力することができる。 From the above, half the peak-to-peak value Irpl/2 of the ripple current is obtained from the low voltage side voltage detection value V1, the high voltage side voltage detection value Vdc, the inductance value L of the fixed reactor, and the frequency fc of the carrier triangular wave. By multiplying the duty ratio V1/Vdc by the correction coefficient α=√(2Ichp*/Irpl) when the command value Ichp* is smaller than the half value Irpl/2 of the peak-to-peak value of the ripple current, the command It is possible to output the current as the value.

補正係数αおよびリプル電流のピークｔｏピークＩｒｐｌは昇圧チョッパのものであるが、降圧チョッパ回路においても等しく、同じ方法で補正を行うことができる。ただし、降圧チョッパ回路ではＩｃｈｐ＊＜０となるため、補正係数αを求める際はチョッパ電流指令値Ｉｃｈｐ＊の絶対値を使用する必要がある。 The correction coefficient α and the peak-to-peak ripple current Irpl are those of the boost chopper, but they are the same in the step-down chopper circuit and can be corrected in the same way. However, since Ichp*<0 in the step-down chopper circuit, it is necessary to use the absolute value of the chopper current command value Ichp* when obtaining the correction coefficient α.

本実施形態１は、図１（ｂ）に示す降圧チョッパ回路に適用した例である。｜Ｉｃｈｐ＊｜＜Ｉｒｐｌ／２において、補正係数αをデューティ比Ｖ１／Ｖｄｃにかけ、ＰＷＭ変調を行う。｜Ｉｃｈｐ＊｜≧Ｉｒｐｌ／２の場合はリミッタ１４により平方根演算器１５の出力が１となるため、α＝１となり補正は行われない。そのため、連続モードも同じ制御装置を適用できる。また、補正したデューティ比には電流制御アンプ２の出力が加わるため、不連続モードにおいても電流制御は有効になり、電圧の急変が発生した場合でもチョッパ電流検出値Ｉｃｈｐとチョッパ電流指令値Ｉｃｈｐ＊の偏差を小さくすることができる。 The first embodiment is an example applied to the step-down chopper circuit shown in FIG. When |Ichp*|<Irpl/2, PWM modulation is performed by multiplying the duty ratio V1/Vdc by the correction coefficient α. When |Ichp*|≧Irpl/2, the output of the square root operator 15 becomes 1 by the limiter 14, so that α=1 and no correction is performed. Therefore, the same controller can be applied to the continuous mode. In addition, since the output of the current control amplifier 2 is added to the corrected duty ratio, the current control is effective even in the discontinuous mode, and even if the voltage suddenly changes, the chopper current detection value Ichp and the chopper current command value Ichp* deviation can be reduced.

以上示したように、本実施形態１によれば、降圧チョッパ回路において電流が小さく不連続モードとなった場合でもチョッパ電流指令値Ｉｃｈｐ＊との偏差が小さいチョッパ電流検出値Ｉｃｈｐを流すことができる。また、不連続モードにおいても電流制御を行うため電圧変動があった場合でも過電流を生じさせることなくチョッパ電流指令値Ｉｃｈｐ＊との偏差が小さいチョッパ電流検出値Ｉｃｈｐを流し続けることができる。電流が増加し連続モードとなった場合でも制御を切り替えることなく運転を継続しチョッパ電流指令値Ｉｃｈｐ＊との偏差が小さいチョッパ電流（検出値）Ｉｃｈｐを維持することができる。 As described above, according to the first embodiment, the chopper current detection value Ichp having a small deviation from the chopper current command value Ichp* can flow even when the step-down chopper circuit is in a discontinuous mode with a small current. . In addition, since current control is performed even in the discontinuous mode, the chopper current detection value Ichp with a small deviation from the chopper current command value Ichp* can continue to flow without overcurrent even if there is voltage fluctuation. Even when the current increases and the continuous mode is entered, the operation can be continued without switching the control, and the chopper current (detected value) Ichp with a small deviation from the chopper current command value Ichp* can be maintained.

［実施形態２］
図４に本実施形態２における制御装置のブロック図を示す。本実施形態２は図１（ａ）の昇圧チョッパ回路に適用することを想定している。本実施形態２は、実施形態１に対して以下が異なる。 [Embodiment 2]
FIG. 4 shows a block diagram of the control device in the second embodiment. The second embodiment is assumed to be applied to the boost chopper circuit of FIG. 1(a). The second embodiment differs from the first embodiment in the following points.

本実施形態２では、平方根演算器１５の出力との積を求める乗算器１６の前後に、１との差を求める減算器１７，１８を２つ挿入する。チョッパ電流指令値Ｉｃｈｐ＊の絶対値を求める絶対値演算器ＡＢＳは実施形態１と同じだが、昇圧チョッパ回路ではＩｃｈｐ＊＞０のため出力と入力は等しい。 In the second embodiment, two subtractors 17 and 18 for obtaining the difference from 1 are inserted before and after the multiplier 16 for obtaining the product with the output of the square root operator 15 . The absolute value calculator ABS for obtaining the absolute value of the chopper current command value Ichp* is the same as in the first embodiment, but in the boost chopper circuit Ichp*>0, so the output is equal to the input.

昇圧チョッパ回路では下アームのスイッチング素子Ｓ２（ゲート指令ｇ２）のデューティ比は１－Ｖ１／Ｖｄｃとなり、１－Ｖ１／Ｖｄｃに補正係数αをかける必要がある。また、ＰＷＭ変調器５の入力信号を電圧指令値Ｖ＊とすると、下アームのスイッチング素子Ｓ２（ゲート指令ｇ２）のデューティ比は１－Ｖ＊となるため、Ｖ＊＝１－α（１－Ｖ１／Ｖｄｃ）としている。 In the boost chopper circuit, the duty ratio of the lower arm switching element S2 (gate command g2) is 1-V1/Vdc, and 1-V1/Vdc must be multiplied by a correction coefficient α. If the input signal to PWM modulator 5 is voltage command value V*, the duty ratio of switching element S2 (gate command g2) of the lower arm is 1-V*, so V*=1-α(1- V1/Vdc).

以上示したように、本実施形態２によれば、昇圧チョッパ回路において、実施形態１と同様の作用効果を奏する。 As described above, according to the second embodiment, the boost chopper circuit has the same effects as those of the first embodiment.

［実施形態３］
図５に本実施形態３の制御装置のブロック図を示す。本実施形態３は図１（ｃ）の交流対応チョッパ回路に適用することを想定している。本実施形態３は、図１０に対して以下を追加する。なお、実施形態３～５では、Ｉｃｈｐ＊はチョッパ電流指令値の振幅指令値とする。 [Embodiment 3]
FIG. 5 shows a block diagram of the control device of the third embodiment. It is assumed that the third embodiment is applied to the alternating-current chopper circuit shown in FIG. 1(c). The third embodiment adds the following to FIG. In the third to fifth embodiments, Ichp* is the amplitude command value of the chopper current command value.

演算器１２は、低圧側電圧検出値Ｖ１，高圧側電圧検出値Ｖｄｃを入力し、キャリア三角波の周波数ｆｃ，リアクトルのインダクタンス値Ｌを用いて、Ｖ１（Ｖｄｃ－Ｖ１）／（２Ｌ・Ｖｄｃ・ｆｃ）を求める。この出力は、リプル電流のピークｔｏピークの半分の値Ｉｒｐｌ／２に相当する。 A computing unit 12 inputs the low voltage side voltage detection value V1 and the high voltage side voltage detection value Vdc, and uses the frequency fc of the carrier triangular wave and the inductance value L of the reactor to calculate V1 (Vdc−V1)/(2L·Vdc·fc ). This output corresponds to half the peak-to-peak value of the ripple current Irpl/2.

補正係数演算部４５は、チョッパ電流指令値の瞬時値Ｉｃｈｐ＊ｃｏｓθの絶対値がリプル電流のピークｔｏピークの半分の値Ｉｒｐｌ／２よりも小さい場合０～１となり、チョッパ電流指令値の瞬時値Ｉｃｈｐ＊ｃｏｓθの絶対値がリプル電流のピークｔｏピークの半分の値Ｉｒｐｌ／２以上の場合１となる補正係数αを演算する。 When the absolute value of the instantaneous value Ichp* cos θ of the chopper current command value is smaller than half the peak-to-peak value Irpl/2 of the ripple current, the correction coefficient calculation unit 45 is 0 to 1, and the instantaneous value of the chopper current command value is A correction coefficient α is calculated that is 1 when the absolute value of Ichp* cos θ is equal to or greater than half the peak-to-peak value Irpl/2 of the ripple current.

具体的には、絶対値演算器ＡＢＳにおいて、チョッパ電流指令値の瞬時値Ｉｃｈｐ＊ｃｏｓθの絶対値を求める。除算器１３は、絶対値演算器ＡＢＳの出力をリプル電流のピークｔｏピークの半分の値Ｉｒｐｌ／２で除算する。リミッタ１４は、除算器１３の出力を０から１の範囲に制限する。平方根演算器１５は、リミッタ１４の出力の平方根を演算する。 Specifically, the absolute value calculator ABS obtains the absolute value of the instantaneous value Ichp* cos θ of the chopper current command value. A divider 13 divides the output of the absolute value calculator ABS by half the peak-to-peak value Irpl/2 of the ripple current. Limiter 14 limits the output of divider 13 to a range of 0 to 1. A square root calculator 15 calculates the square root of the output of the limiter 14 .

絶対値演算器ＡＢＳは、デューティ比Ｖ１／Ｖｄｃの絶対値を求める。減算器１７は、１から絶対値演算器ＡＢＳの出力を減算する。乗算器１６は、減算器１７の出力と平方根演算器１５の出力との積を求める。減算器１８は、１から乗算器１６の出力を減算する。 The absolute value calculator ABS obtains the absolute value of the duty ratio V1/Vdc. A subtractor 17 subtracts 1 from the output of the absolute value calculator ABS. Multiplier 16 obtains the product of the output of subtractor 17 and the output of square root operator 15 . Subtractor 18 subtracts the output of multiplier 16 from one.

符号検出器１９は、デューティ比Ｖ１／Ｖｄｃがプラスならば１を、マイナスならば－１を出力する。デューティ比Ｖ１／Ｖｄｃが０の場合、１を出力しても－１を出力してもよい。乗算器２０は、符号検出器１９と減算器１８の出力との積を求める。減算器４は、乗算器２０の出力から電流制御アンプ２の出力を減算し、電圧指令値Ｖ＊としてＰＷＭ変調器５に出力する。ＰＷＭ変調器５は図１０と同様とする。 The code detector 19 outputs 1 if the duty ratio V1/Vdc is positive, and -1 if it is negative. When the duty ratio V1/Vdc is 0, either 1 or -1 may be output. Multiplier 20 multiplies the output of sign detector 19 and subtractor 18 . Subtractor 4 subtracts the output of current control amplifier 2 from the output of multiplier 20 and outputs the result to PWM modulator 5 as voltage command value V*. The PWM modulator 5 is assumed to be the same as in FIG.

本実施形態３と実施形態２との違いとして、Ｉｃｈｐ＊はチョッパ電流指令値の振幅指令値となるので、チョッパ電流指令値の瞬時値であるＩｃｈｐ＊ｃｏｓθの絶対値がリプル電流のピークｔｏピークの半分の値Ｉｒｐｌ／２よりも小さいときに補正を行う。また、低圧側電圧検出値Ｖ１はマイナスになる場合もあり、低圧側電圧検出値Ｖ１の符号でスイッチングを行う素子が切り替わるので、デューティ比Ｖ１／Ｖｄｃの絶対値に対して補正を行い、その後符号を戻す処理を加えた。 The difference between the third embodiment and the second embodiment is that Ichp* is the amplitude command value of the chopper current command value. is smaller than half the value of Irpl/2. In addition, the low-voltage side voltage detection value V1 may become negative, and the elements that perform switching are switched according to the sign of the low-voltage side voltage detection value V1. Added processing to return .

以上示したように、本実施形態３によれば、交流対応チョッパ回路において、実施形態１，２と同様の作用効果を奏する。 As described above, according to the third embodiment, the AC-compatible chopper circuit has the same effects as those of the first and second embodiments.

［実施形態４］
図６に本実施形態４の制御装置のブロック図を示す。本実施形態４は、実施形態３同様に図１（ｃ）の交流対応チョッパ回路に適用することを想定している。本実施形態４は、実施形態３に対して以下が異なる。 [Embodiment 4]
FIG. 6 shows a block diagram of the control device of the fourth embodiment. The fourth embodiment is assumed to be applied to the AC-compatible chopper circuit of FIG. 1(c) as in the third embodiment. The fourth embodiment differs from the third embodiment in the following points.

本実施形態４の補正係数演算部４５は、チョッパ電流指令値の瞬時値Ｉｃｈｐ＊ｃｏｓθの絶対値が、予め定められた値であるリプル電流のピークｔｏピークの半分の値Ｉｒｐｌ／２よりも小さく、かつ、チョッパ電流指令値の振幅指令値Ｉｃｈｐ＊が閾値Ｉｔｈ以下である場合０～１となり、それ以外の場合は１となる補正係数αを演算する。 The correction coefficient calculation unit 45 of the fourth embodiment determines that the absolute value of the instantaneous value Ichp* cos θ of the chopper current command value is smaller than half the peak-to-peak value Irpl/2 of the ripple current, which is a predetermined value. Further, when the amplitude command value Ichp* of the chopper current command value is equal to or less than the threshold value Ith, a correction coefficient α is calculated which is 0 to 1, and is 1 otherwise.

具体的には、リプル電流のピークｔｏピークの半分の値Ｉｒｐｌ／２は予め設定した固定値とする。また、本実施形態４では、閾値Ｉｔｈを入力する。減算器２１は、チョッパ電流指令値の振幅指令値Ｉｃｈｐ＊と閾値Ｉｔｈとの差を求める。比較器２２は、減算器２１の出力がプラスならば１を出力し、マイナスならば０を出力する。スイッチ２３は、比較器２２の出力が１ならば１を、０ならば補正係数αを出力する。スイッチ２３の出力は、（１－｜Ｖ１｜／Ｖｄｃ）との積を求める乗算器１６に入力する。 Specifically, half the peak-to-peak value Irpl/2 of the ripple current is set to a preset fixed value. Also, in the fourth embodiment, the threshold value Ith is input. The subtractor 21 obtains the difference between the amplitude command value Ichp* of the chopper current command value and the threshold value Ith. The comparator 22 outputs 1 if the output of the subtractor 21 is plus, and outputs 0 if it is minus. The switch 23 outputs 1 if the output of the comparator 22 is 1, and outputs the correction coefficient α if it is 0. The output of switch 23 is input to multiplier 16 which multiplies by (1-│V1│/Vdc).

実施形態３は、交流側の基本波周波数に対してキャリア周波数・サンプリング周波数が十分高ければ問題なく動作する。しかし、キャリア周波数・サンプリング周波数が低いと以下の問題を生じる恐れが高くなる。
・キャリア１周期間における低圧側電圧検出値Ｖ１の変化が大きくなり、リプル電流のピークｔｏピークの半分の値Ｉｒｐｌ／２の誤差が増加する。
・キャリア１周期間におけるチョッパ電流指令値の瞬時値Ｉｃｈｐ＊ｃｏｓθの変化が大きくなり、補正係数αの誤差が増加する。 Embodiment 3 operates without problems if the carrier frequency/sampling frequency is sufficiently higher than the fundamental wave frequency on the AC side. However, if the carrier frequency/sampling frequency is low, there is a high possibility that the following problems will occur.
• The change in the low-voltage side voltage detection value V1 in one cycle of the carrier increases, and the error of the half value Irpl/2 of the peak-to-peak ripple current increases.
• The change in the instantaneous value Ichp* cos θ of the chopper current command value during one cycle of the carrier increases, and the error in the correction coefficient α increases.

特に、チョッパ電流指令値の振幅指令値Ｉｃｈｐ＊が十分大きく、チョッパ電流指令値の瞬時値Ｉｃｈｐ＊ｃｏｓθが零付近でも傾きが大きいときは補正を行わない方がひずみの小さい波形を得られる場合がある。 In particular, when the amplitude command value Ichp* of the chopper current command value is sufficiently large and the gradient is large even when the instantaneous value Ichp* cosθ of the chopper current command value is near zero, a waveform with less distortion may be obtained without correction. be.

また、交流電源系統にはインダクタンスを含む場合がある。リプル電流のピークｔｏピークの半分の値Ｉｒｐｌ／２の演算に用いるＬは系統側インダクタンスも含める必要があるが、不特定の系統に接続する装置ではすべての系統インダクタンスの正確な把握は困難である。リプル電流のピークｔｏピークＩｒｐｌを直接測定する方法もあるが、サンプリング周波数に制限がある場合は困難である。 Also, an AC power system may include an inductance. L used to calculate the half value Irpl/2 of the peak-to-peak ripple current must also include the system side inductance, but it is difficult to accurately grasp all system inductances in devices connected to unspecified systems. . There is also a method of directly measuring the peak-to-peak Irpl of the ripple current, but it is difficult when the sampling frequency is limited.

本実施形態４は、リプル電流のピークｔｏピークの半分の値Ｉｒｐｌ／２を固定値とした。リプル電流のピークｔｏピークの半分の値Ｉｒｐｌ／２の設定方法として、シミュレーションなどで想定される系統インダクタンスの平均値においてリプル電流のピークｔｏピークを確認する、最も電流波形がひずみやすいチョッパ電流指令値の振幅指令値Ｉｃｈｐ＊においてＴＨＤ（ＴｏｔａｌＨａｒｍｏｎｉｃＤｉｓｔｏｒｔｉｏｎ）が最小となるリプル電流のピークｔｏピークの半分の値Ｉｒｐｌ／２を探索する、といった方法を用いることができる。これにより、キャリア周波数が低く系統インダクタンスが異なる条件や変動する場合において偏差やひずみの増加を防ぐことができる。 In the fourth embodiment, the value Irpl/2, which is half the peak-to-peak value of the ripple current, is fixed. As a method of setting the half value Irpl/2 of the peak-to-peak ripple current, the chopper current command value that is most likely to distort the current waveform is used to check the peak-to-peak ripple current at the average value of the system inductance assumed in simulations. A method of searching for a half value Irpl/2 of the peak-to-peak ripple current that minimizes THD (Total Harmonic Distortion) at an amplitude command value Ichp* of . As a result, it is possible to prevent an increase in deviation and distortion when the carrier frequency is low and the system inductance is different or fluctuates.

また、閾値Ｉｔｈを指定してチョッパ電流指令値の振幅指令値Ｉｃｈｐ＊が閾値Ｉｔｈより小さい場合のみデューティ比の補正を行うようにし、チョッパ電流指令値の振幅指令値Ｉｃｈｐ＊が閾値Ｉｔｈより大きいときは補正を中止することで、補正を行わない方がひずみの小さい波形を得られる場合にも対応することができる。閾値Ｉｔｈの設定方法としては、同じくシミュレーションなどによりこれ以上ならば補正を無効にした方がＴＨＤを低く、これ以下ならば補正を有効にした方がＴＨＤを低くできるチョッパ電流指令値の振幅指令値Ｉｃｈｐ＊を探索する方法が考えられる。 Further, the threshold value Ith is specified so that the duty ratio is corrected only when the amplitude command value Ichp* of the chopper current command value is smaller than the threshold value Ith, and when the amplitude command value Ichp* of the chopper current command value is larger than the threshold value Ith By canceling the correction, it is possible to cope with the case where a waveform with less distortion can be obtained without the correction. As a method of setting the threshold value Ith, the amplitude command value of the chopper current command value that can lower the THD by disabling the correction if it is higher than the threshold value Ith, and can lower the THD by enabling the correction if it is lower than this value. A method of searching for Ichp* is conceivable.

本実施形態４の利点として、リプル電流のピークｔｏピークの半分の値Ｉｒｐｌ／２の演算が不要になり、特に演算負荷の高い除算を１つ削減できるという点もある。指定する値を逆数の２／Ｉｒｐｌとすることで後段の除算器１３を乗算器に置き換え、さらに演算負荷を低減することも考えられる。 As an advantage of the fourth embodiment, there is no need to calculate the half value Irpl/2 of the peak-to-peak value of the ripple current, and it is possible to reduce one division that requires a particularly high calculation load. It is also conceivable to replace the divider 13 in the latter stage with a multiplier by setting the specified value to the reciprocal 2/Irpl, thereby further reducing the computational load.

以上示したように、本実施形態４によれば実施形態３と同様の作用効果を奏する。また、本実施形態４により、スイッチング周波数やサンプリング周波数が低い場合でも交流対応チョッパ回路の電流ひずみを小さくすることができる。また、リプル電流のピークｔｏピークの半分の値Ｉｒｐｌ／２をあらかじめ設定した固定値とするため、演算負荷を低減することができる。 As described above, according to the fourth embodiment, the same effects as those of the third embodiment are obtained. Further, according to the fourth embodiment, even when the switching frequency and the sampling frequency are low, it is possible to reduce the current distortion of the AC chopper circuit. Further, since the value Irpl/2, which is half the peak-to-peak value of the ripple current, is set to a preset fixed value, the calculation load can be reduced.

［実施形態５］
図７に本実施形態５における制御装置のブロック図を示す。本実施形態５は、実施形態４で用いるリプル電流のピークｔｏピークの半分の値Ｉｒｐｌ／２，閾値Ｉｔｈを出力する。本実施形態５は、以下により構成される。 [Embodiment 5]
FIG. 7 shows a block diagram of a control device according to the fifth embodiment. The fifth embodiment outputs the value Irpl/2, which is half the peak-to-peak value of the ripple current used in the fourth embodiment, and the threshold value Ith. The fifth embodiment is configured as follows.

乗算器２４は、ＰＬＬ９から出力される位相信号θを３倍する。ｃｏｓ部２５は、３θを入力し、３次高調波の正弦波ｃｏｓ３θを出力する。乗算器２６は、チョッパ電流検出値Ｉｃｈｐと３次高調波の正弦波ｃｏｓ３θとの積を求める。乗算器２７は、乗算器２６の出力を２倍する。積分器２８は、乗算器２７の出力２Ｉｃｈｐｃｏｓ３θの指定された時間の平均値を出力する。積分器２８の出力をチョッパ電流検出値の３次高調波成分とする。 A multiplier 24 triples the phase signal θ output from the PLL 9 . The cos part 25 inputs 3θ and outputs a third harmonic sine wave cos3θ. The multiplier 26 obtains the product of the chopper current detection value Ichp and the sine wave cos3θ of the third harmonic. Multiplier 27 doubles the output of multiplier 26 . The integrator 28 outputs the average value of the output 2Ichp cos3θ of the multiplier 27 over a specified period of time. The output of the integrator 28 is used as the third harmonic component of the chopper current detection value.

比較器２９ａ，２９ｂは、チョッパ電流指令値の振幅指令値Ｉｃｈｐ＊と指定された値との比較を行う。ここではチョッパ電流指令値の振幅指令値Ｉｃｈｐ＊が５％より大きく、２０％より小さいことを検出する。論理積部３０は、２つの比較器２９ａ，２９ｂの出力が両方とも１の時に１を出力する。カウンタ３１は、論理積部３０の出力を入力し、通常時は０を出力し、入力が１秒間１が続いたら１演算時間だけ１を出力する。カウンタ３１の出力は平均を求める積分器２８の後段のブロック３４に入力され、ブロック３４はカウンタ３１の出力が１になった場合のみ動作する。 The comparators 29a and 29b compare the amplitude command value Ichp* of the chopper current command value with a designated value. Here, it is detected that the amplitude command value Ichp* of the chopper current command value is larger than 5% and smaller than 20%. The AND unit 30 outputs 1 when the outputs of the two comparators 29a and 29b are both 1. A counter 31 receives the output of the AND section 30, outputs 0 normally, and outputs 1 for one operation time if the input continues to be 1 for one second. The output of the counter 31 is input to a block 34 after the averaging integrator 28, and the block 34 operates only when the output of the counter 31 is one.

バッファ３２は、カウンタ３１の出力を１演算時間遅らせる。論理和部３３は、バッファ３２の出力が１または論理積部３０の出力が０どちらかが成立したときに１を出力する。論理和部３３は、チョッパ電流指令値の振幅指令値Ｉｃｈｐ＊が５％以下または２０％以上の時には１を出力し、平均を求める積分器２８をリセットする。論理和部３３は、チョッパ電流指令値の振幅指令値Ｉｃｈｐ＊が５％から２０％の範囲内であれば０を出力し、１秒間続いたら１演算時間後に１を出力することで、積分器２８は後段に平均値を出力した後でリセットされ次の平均値を出力するため積分を開始する。 The buffer 32 delays the output of the counter 31 by one operation time. The OR unit 33 outputs 1 when either the output of the buffer 32 is 1 or the output of the AND unit 30 is 0. The logical sum unit 33 outputs 1 when the amplitude command value Ichp* of the chopper current command value is 5% or less or 20% or more, and resets the integrator 28 which calculates the average. The logical sum unit 33 outputs 0 if the amplitude command value Ichp* of the chopper current command value is within the range of 5% to 20%, and outputs 1 after one calculation time if it continues for 1 second. 28 is reset after outputting the average value to the subsequent stage and starts integration to output the next average value.

減算器３５ａは、平均値と第１閾値（ここでは０．２％）との差を求める。減算器３５ｂは、平均値と第２閾値（ここでは－０．２％）との差を求める。比較器３６ａは、減算器３５ａの出力がプラスであることを検出する。比較器３６ｂは、減算器３５ｂの出力がマイナスであることを検出する。スイッチ３７ａは、平均値が０．２％を超えていれば－１を、０．２％以下ならば０を出力する。スイッチ３７ｂは、平均値が－０．２％未満ならば１を、－０．２％以上ならば０を出力する。 The subtractor 35a finds the difference between the average value and the first threshold (here, 0.2%). The subtractor 35b finds the difference between the average value and the second threshold (-0.2% here). Comparator 36a detects that the output of subtractor 35a is positive. Comparator 36b detects that the output of subtractor 35b is negative. The switch 37a outputs -1 if the average value exceeds 0.2% and outputs 0 if it is 0.2% or less. The switch 37b outputs 1 if the average value is less than -0.2% and outputs 0 if it is greater than -0.2%.

加算器３８は、２つのスイッチ３７ａ，３７ｂの出力を加算する。加算器３９は、加算器３８の出力とバッファ４０の値を加算する。リミッタ４１は、加算器３９の出力を一定の範囲内（ここでは１から５まで）に制限する。リミッタ４１の出力は、バッファ４０に入力される。 The adder 38 adds the outputs of the two switches 37a and 37b. Adder 39 adds the output of adder 38 and the value of buffer 40 . The limiter 41 limits the output of the adder 39 within a certain range (1 to 5 here). The output of limiter 41 is input to buffer 40 .

リミッタ４１の出力は、３次高調波成分の１秒間の平均値が０．２％を超えるたびに１減少し、－０．２％を下回るたびに１増加する。スイッチ４２ａ，４２ｂは、リミッタ４１の出力がｎ（ｎ＝１～５）の時に、リプル電流のピークｔｏピークＩｒｐｌｎと閾値Ｉｔｈｎを出力する。スイッチ４２ａの出力を１／２した値とスイッチ４２ｂの出力が、実施形態４のリプル電流のピークｔｏピークの半分の値Ｉｒｐｌ／２と閾値Ｉｔｈに入力される
実施形態４の問題点として、予め定めたリプル電流のピークｔｏピークの半分の値Ｉｒｐｌ／２の誤差が大きくなると電流ひずみ・偏差が増加してしまう。図８に誤差が大きいときの波形を示す。 The output of the limiter 41 decreases by 1 each time the average value of the third harmonic component for one second exceeds 0.2%, and increases by 1 each time it falls below -0.2%. The switches 42a and 42b output the peak-to-peak Irpln of the ripple current and the threshold Itthn when the output of the limiter 41 is n (n=1 to 5). A value obtained by halving the output of the switch 42a and the output of the switch 42b are input to the half value Irpl/2 of the peak-to-peak ripple current and the threshold value Ith in the fourth embodiment. If the error of the half value Irpl/2 of the specified ripple current peak-to-peak increases, the current distortion/deviation will increase. FIG. 8 shows waveforms when the error is large.

図８（ａ）は設定したリプル電流のピークｔｏピークの半分の値Ｉｒｐｌ／２が実際よりも小さく、電流零クロス付近において本来必要となるデューティ比の減少を行わなかったため電流が過剰に流れ、電流波形が台形波状にひずんでいる。図８（ｂ）は設定したリプル電流のピークｔｏピークの半分の値Ｉｒｐｌ／２が実際よりも大きく、電流零クロス付近においてデューティ比を小さくしすぎたため電流が零に張り付き、波形が三角波上にひずんでいる。このとき、両方の電流波形に３次高調波が重畳するが、図８（ａ）では－ｃｏｓ３θ，図８（ｂ）は＋ｃｏｓ３θであり符号が異なる。 FIG. 8(a) shows that the half value Irpl/2 of the set peak-to-peak of the ripple current is smaller than the actual value, and the reduction of the duty ratio that is originally required near the current zero cross is not performed, so that the current flows excessively. The current waveform is distorted into a trapezoidal shape. FIG. 8(b) shows that the half value Irpl/2 of the set peak-to-peak of the ripple current is larger than the actual value, and the current is stuck at zero because the duty ratio is made too small near the current zero cross, and the waveform becomes a triangular wave. Distorted. At this time, the third harmonics are superimposed on both current waveforms, but -cos3θ in FIG. 8(a) and +cos3θ in FIG. 8(b) with different signs.

本実施形態５は、チョッパ電流検出値Ｉｃｈｐの波形に重畳する３次高調波を検出し、プラスならばリプル電流のピークｔｏピークの半分の値Ｉｒｐｌ／２の設定値を減少、マイナスならばリプル電流のピークｔｏピークの半分の値Ｉｒｐｌ／２の設定値を増加させる機能を追加した。チョッパ電流検出値Ｉｃｈｐと３次高調波の正弦波ｃｏｓ３θとの積を平均することで重畳するｃｏｓ３θ成分を抽出することができる。抽出はひずみが顕著に出る条件、例えば５％＜Ｉｃｈｐ＊＜２０％の場合のみ行う。ノイズや負荷変動による誤動作を防ぐため、基本波数周期間（ここでは例として５０周期＝１ｓｅｃ）の平均を求め、平均値が例えば第１閾値（０．２％）を超えていたらリプル電流のピークｔｏピークの半分の値Ｉｒｐｌ／２を一段階減少、第２閾値（－０．２％）未満ならばリプル電流のピークｔｏピークの半分の値Ｉｒｐｌ／２を一段階増加する。これにより幅広い系統条件においてリプル電流のピークｔｏピークの半分の値Ｉｒｐｌ／２の設定値を最適な値に補正することができ、より偏差・ひずみの小さい電流波形を得られる。異なる系統に接続した場合や運転中に負荷変動などにより系統インダクタンスが変化した場合でも追従することができる。 In the fifth embodiment, the third harmonic superimposed on the waveform of the chopper current detection value Ichp is detected. A function was added to increase the set value of half the current peak-to-peak value Irpl/2. By averaging the product of the chopper current detection value Ichp and the sine wave cos3θ of the third harmonic, the superimposed cos3θ component can be extracted. Extraction is performed only under conditions where distortion is noticeable, for example, when 5%<Ichp*<20%. In order to prevent malfunction due to noise or load fluctuation, the average of the fundamental frequency period (here, 50 cycles = 1 sec) is obtained, and if the average value exceeds the first threshold value (0.2%), the peak of the ripple current is detected. Half the to-peak value Irpl/2 is decreased by one step, and if it is less than the second threshold value (-0.2%), half the peak-to-peak value Irpl/2 of the ripple current is increased by one step. As a result, the set value Irpl/2, which is half the peak-to-peak value of the ripple current, can be corrected to an optimum value under a wide range of system conditions, and a current waveform with less deviation and distortion can be obtained. Even if it is connected to a different system or if the system inductance changes due to load fluctuations during operation, it can follow.

本実施形態５では閾値Ｉｔｈも同じく切り替えできるようにし、より幅広い条件で偏差・ひずみの小さな電流を得られるようにした。 In the fifth embodiment, the threshold value Ith can also be switched, so that a current with small deviation and distortion can be obtained under a wider range of conditions.

以上示したように、本実施形態５によれば、交流対応チョッパ回路を接続する電源系統のインダクタンスが当初の想定と異なる場合、運転中に変動した場合、インダクタンスが異なる電源系統に接続した場合でも、ひずみのより小さい電流を流すことができる。 As described above, according to the fifth embodiment, even if the inductance of the power supply system to which the AC compatible chopper circuit is connected differs from the initial assumption, changes during operation, or is connected to a power supply system with a different inductance. , can carry a smaller current with less distortion.

以上、本発明において、記載された具体例に対してのみ詳細に説明したが、本発明の技術思想の範囲で多彩な変形および修正が可能であることは、当業者にとって明白なことであり、このような変形および修正が特許請求の範囲に属することは当然のことである。 Although the present invention has been described in detail only with respect to the specific examples described above, it is obvious to those skilled in the art that various modifications and modifications are possible within the scope of the technical idea of the present invention. Such variations and modifications are, of course, covered by the claims.

ＬＰＦ…ローパスフィルタ
１…減算器
２…電流制御アンプ
３…除算器
４…減算器
５…ＰＷＭ変調器
１２…演算器
１３…除算器
１４…リミッタ
１５…平方根演算器
１６…乗算器
４５…補正係数演算部 LPF Low-pass filter 1 Subtractor 2 Current control amplifier 3 Divider 4 Subtractor 5 PWM modulator 12 Calculator 13 Divider 14 Limiter 15 Square root calculator 16 Multiplier 45 Correction coefficient Operation part

Claims

電圧指令値とキャリア三角波の比較に基づいてゲート指令を生成し、前記ゲート指令に基づいてスイッチング素子をオンオフするチョッパ回路の制御装置であって、
電流制御を行う電流制御アンプと、
低圧側電圧検出値，高圧側電圧検出値，リアクトルのインダクタンス値，キャリア周波数に基づいてリプル電流のピークｔｏピークの半分の値を計算する演算器と、
チョッパ電流指令値の絶対値が前記リプル電流のピークｔｏピークの半分の値よりも小さい場合０～１となり、前記チョッパ電流指令値の絶対値が前記リプル電流のピークｔｏピークの半分の値以上の場合１となる補正係数を演算する補正係数演算部と、を備え、
デューティ比に前記補正係数を乗算して補正デューティ比を出力し、前記補正デューティ比に前記電流制御アンプの出力を重畳して前記電圧指令値を生成し、前記電圧指令値に基づいてＰＷＭ変調を行うことを特徴とするチョッパ回路の制御装置。 A control device for a chopper circuit that generates a gate command based on a comparison between a voltage command value and a carrier triangular wave, and turns on and off a switching element based on the gate command,
a current control amplifier for controlling current;
a computing unit for calculating half the peak-to-peak value of the ripple current based on the low voltage side voltage detection value, the high voltage side voltage detection value, the inductance value of the reactor, and the carrier frequency;
When the absolute value of the chopper current command value is smaller than half the peak-to-peak value of the ripple current, it is 0 to 1, and when the absolute value of the chopper current command value is equal to or more than half the peak-to-peak value of the ripple current A correction coefficient calculation unit that calculates a correction coefficient for case 1,
The duty ratio is multiplied by the correction coefficient to output a corrected duty ratio, the output of the current control amplifier is superimposed on the corrected duty ratio to generate the voltage command value, and PWM modulation is performed based on the voltage command value. A control device for a chopper circuit, characterized in that:

前記チョッパ電流指令値の絶対値が前記リプル電流のピークｔｏピークの半分の値よりも小さい場合、前記補正係数は、√（２｜Ｉｃｈｐ＊｜／Ｉｒｐｌ）であることを特徴とする請求項１記載のチョッパ回路の制御装置。
Ｉｃｈｐ＊：チョッパ電流指令値
Ｉｒｐｌ：リプル電流のピークｔｏピーク 2. When the absolute value of the chopper current command value is smaller than half the peak-to-peak value of the ripple current, the correction coefficient is √(2|Ichp*|/Irpl). A controller for the chopper circuit as described.
Ichp*: Chopper current command value Irpl: Ripple current peak-to-peak

電圧指令値とキャリア三角波の比較に基づいてゲート指令を生成し、前記ゲート指令に基づいてスイッチング素子をオンオフするチョッパ回路の制御装置であって、
電流制御を行う電流制御アンプと、
低圧側電圧検出値，高圧側電圧検出値，リアクトルのインダクタンス値，キャリア周波数に基づいてリプル電流のピークｔｏピークの半分の値を計算する演算器と、
チョッパ電流指令値の瞬時値の絶対値が前記リプル電流のピークｔｏピークの半分の値よりも小さい場合０～１となり、前記チョッパ電流指令値の瞬時値の絶対値が前記リプル電流のピークｔｏピークの半分の値以上の場合１となる補正係数を演算する補正係数演算部と、を備え、
デューティ比に前記補正係数を乗算して補正デューティ比を出力し、前記補正デューティ比に電流制御アンプの出力を重畳して前記電圧指令値を生成し、前記電圧指令値に基づいてＰＷＭ変調を行うことを特徴とするチョッパ回路の制御装置。 A control device for a chopper circuit that generates a gate command based on a comparison between a voltage command value and a carrier triangular wave, and turns on and off a switching element based on the gate command,
a current control amplifier for controlling current;
a computing unit for calculating half the peak-to-peak value of the ripple current based on the low voltage side voltage detection value, the high voltage side voltage detection value, the inductance value of the reactor, and the carrier frequency;
When the absolute value of the instantaneous value of the chopper current command value is smaller than half the peak-to-peak value of the ripple current, the absolute value of the instantaneous value of the chopper current command value is 0 to 1, and the absolute value of the instantaneous value of the chopper current command value is the peak-to-peak value of the ripple current. A correction coefficient calculation unit that calculates a correction coefficient that is 1 when the value is half or more of
The duty ratio is multiplied by the correction coefficient to output a corrected duty ratio, the output of the current control amplifier is superimposed on the corrected duty ratio to generate the voltage command value, and PWM modulation is performed based on the voltage command value. A chopper circuit control device characterized by:

前記チョッパ電流指令値の瞬時値の絶対値が前記リプル電流のピークｔｏピークの半分の値よりも小さい場合、前記補正係数は、√（２｜Ｉｃｈｐ＊ｃｏｓθ｜／Ｉｒｐｌ）であることを特徴とする請求項３記載のチョッパ回路の制御装置。
Ｉｃｈｐ＊：チョッパ電流指令値
θ：位相信号
Ｉｒｐｌ：リプル電流のピークｔｏピーク When the absolute value of the instantaneous value of the chopper current command value is smaller than half the peak-to-peak value of the ripple current, the correction coefficient is √(2|Ichp* cos θ|/Irpl). 4. The chopper circuit control device according to claim 3.
Ichp*: chopper current command value θ: phase signal Irpl: peak-to-peak ripple current

前記リプル電流のピークｔｏピークの半分の値は、Ｖ１（Ｖｄｃ－Ｖ１）／２ＬＶｄｃｆｃであることを特徴とする請求項１～４のうち何れかに記載のチョッパ回路の制御装置。
Ｖ１：低圧側電圧検出値
Ｖｄｃ：高圧側電圧検出値
Ｌ：リアクトルのインダクタンス値
ｆｃ：キャリア周波数 5. The chopper circuit control device according to claim 1, wherein a half of the peak-to-peak value of said ripple current is V1(Vdc-V1)/2LVdcfc.
V1: Low voltage side voltage detection value Vdc: High voltage side voltage detection value L: Reactor inductance value fc: Carrier frequency

電圧指令値とキャリア三角波の比較に基づいてゲート指令を生成し、前記ゲート指令に基づいてスイッチング素子をオンオフするチョッパ回路の制御装置であって、
電流制御を行う電流制御アンプと、
チョッパ電流指令値の瞬時値の絶対値が予め定められた値であるリプル電流のピークｔｏピークの半分の値よりも小さく、かつ、チョッパ電流指令値の振幅指令値が閾値以下である場合０～１となり、それ以外の場合は１となる補正係数を演算する補正係数演算部と、を備え、
デューティ比に前記補正係数を乗算して補正デューティ比を出力し、前記補正デューティ比に前記電流制御アンプの出力を重畳して前記電圧指令値を生成し、前記電圧指令値に基づいてＰＷＭ変調を行うことを特徴とするチョッパ回路の制御装置。 A control device for a chopper circuit that generates a gate command based on a comparison between a voltage command value and a carrier triangular wave, and turns on and off a switching element based on the gate command,
a current control amplifier for controlling current;
When the absolute value of the instantaneous value of the chopper current command value is smaller than half the peak-to-peak value of the ripple current, which is a predetermined value, and the amplitude command value of the chopper current command value is equal to or less than the threshold value, 0 to A correction coefficient calculation unit that calculates a correction coefficient that is 1 and is otherwise 1,
The duty ratio is multiplied by the correction coefficient to output a corrected duty ratio, the output of the current control amplifier is superimposed on the corrected duty ratio to generate the voltage command value, and PWM modulation is performed based on the voltage command value. A control device for a chopper circuit, characterized in that:

前記補正係数は、√（２｜Ｉｃｈｐ＊ｃｏｓθ｜／Ｉｒｐｌ）であることを特徴とする請求項６記載のチョッパ回路の制御装置。
Ｉｃｈｐ＊：チョッパ電流指令値
θ：位相信号
Ｉｒｐｌ：リプル電流のピークｔｏピーク 7. A control device for a chopper circuit according to claim 6, wherein said correction coefficient is √(2|Ichp*cos θ|/Irpl).
Ichp*: chopper current command value θ: phase signal Irpl: peak-to-peak ripple current

チョッパ電流検出値の３次高調波成分が第１閾値よりも大きい場合、前記リプル電流のピークｔｏピークの半分の値、および、前記閾値を減少させ、前記チョッパ電流検出値の３次高調波成分が第２閾値よりも小さい場合、前記リプル電流のピークｔｏピークの半分の値、および、前記閾値を増加させることを特徴とする請求項６または７記載のチョッパ回路の制御装置。 When the tertiary harmonic component of the chopper current detection value is larger than the first threshold, half the peak-to-peak value of the ripple current and the threshold are decreased to reduce the tertiary harmonic component of the chopper current detection value. 8. The chopper circuit control device according to claim 6, wherein, when is smaller than a second threshold, half the peak-to-peak value of said ripple current and said threshold are increased.