JP7209617B2 - MOTOR DRIVE CONTROL APPARATUS AND METHOD, AND MOTOR DRIVE CONTROL SYSTEM - Google Patents

MOTOR DRIVE CONTROL APPARATUS AND METHOD, AND MOTOR DRIVE CONTROL SYSTEM Download PDF

Info

Publication number
JP7209617B2
JP7209617B2 JP2019206794A JP2019206794A JP7209617B2 JP 7209617 B2 JP7209617 B2 JP 7209617B2 JP 2019206794 A JP2019206794 A JP 2019206794A JP 2019206794 A JP2019206794 A JP 2019206794A JP 7209617 B2 JP7209617 B2 JP 7209617B2
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
electric motor
time
voltage pattern
series
voltage
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
JP2019206794A
Other languages
Japanese (ja)
Other versions
JP2021083168A (en
Inventor
宏明 河合
俊宏 野木
貴士 徳山
ナンディンツェツェグ ゴンボジャブ
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Kobe Steel Ltd
Original Assignee
Kobe Steel Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Kobe Steel Ltd filed Critical Kobe Steel Ltd
Priority to JP2019206794A priority Critical patent/JP7209617B2/en
Priority to PCT/JP2020/034775 priority patent/WO2021095349A1/en
Publication of JP2021083168A publication Critical patent/JP2021083168A/en
Application granted granted Critical
Publication of JP7209617B2 publication Critical patent/JP7209617B2/en
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/14—Estimation or adaptation of machine parameters, e.g. flux, current or voltage
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Control Of Ac Motors In General (AREA)

Description

本発明は、電動機の駆動を制御する電動機駆動制御装置および電動機駆動制御方法に関する。そして、本発明は、前記電動機駆動制御装置を備える電動機駆動制御システムに関する。 The present invention relates to a motor drive control device and a motor drive control method for controlling the drive of a motor. The present invention also relates to an electric motor drive control system including the electric motor drive control device.

電動機の駆動制御には、例えばＰＩ制御を用いたフィードバック制御が用いられることが多い。その速度制御では、目標速度に対する応答性は、電動機が用いられた製品の性能に影響するため、その高さが要求される。前記フィードバック制御では、フィードバックゲインを大きく設定することで、応答性を向上できるが、いわゆるオーバーシュートやハンチングが生じてしまう虞がある。 Feedback control using, for example, PI control is often used for drive control of the electric motor. In the speed control, high responsiveness to the target speed is required because it affects the performance of the product using the electric motor. In the feedback control, by setting a large feedback gain, responsiveness can be improved, but so-called overshoot or hunting may occur.

このため、従来の前記フィードバック制御に較べて高い応答性を実現できることから、モデル予測制御（ｍｏｄｅｌ ｐｒｅｄｉｃｔｉｖｅ ｃｏｎｔｒｏｌ、ＭＰＣ）が電動機の駆動制御に提案されている（例えば、特許文献１参照）。このモデル予測制御では、制御周期ごとに次の一連の処理が繰り返し実行されることで電動機が駆動制御される。前記一連の処理において、まず、電動機のモデルを用いることで複数の候補入力電圧ごとに、電動機における将来の挙動が予測される。次に、各予測結果（電動機の各挙動）が評価され、最も目標に近い予測結果が選択され、この選択された予測結果を与える候補入力電圧で電動機が駆動制御される。このようなモデル予測制御では、予測結果を基に最適化した候補入力電圧を決定できることから、従来の前記フィードバック制御を超える高い応答性が期待できる。 For this reason, model predictive control (MPC) has been proposed for drive control of electric motors because it can achieve higher responsiveness than the conventional feedback control (see, for example, Patent Document 1). In this model predictive control, the motor is driven and controlled by repeatedly executing the following series of processes in each control cycle. In the series of processes, first, the future behavior of the motor is predicted for each of the plurality of candidate input voltages by using the model of the motor. Next, each prediction result (each behavior of the motor) is evaluated, the prediction result closest to the target is selected, and the motor is driven and controlled at the candidate input voltage that gives this selected prediction result. In such model predictive control, an optimized candidate input voltage can be determined based on the prediction result, so high responsiveness exceeding that of the conventional feedback control can be expected.

特開２００８－２２８４１９号公報JP 2008-228419 A

特許文献１は、電動機の回転動作にモデル予測制御を用いたものであり、本発明者らは、回転動作のモデル予測制御以外の、モデル予測制御を用いた電動機の駆動制御の適用範囲の拡大を検討した。 Patent document 1 uses model predictive control for the rotational motion of an electric motor, and the present inventors have expanded the application range of motor drive control using model predictive control other than the model predictive control for rotational motion. It was investigated.

本発明は、上述の事情に鑑みて為された発明であり、その目的は、モデル予測制御を用いた電動機の駆動制御の適用範囲を拡大することができる電動機駆動制御装置および電動機駆動制御方法ならびに前記電動機駆動制御装置を備える電動機駆動制御システムを提供することである。 The present invention has been made in view of the circumstances described above, and an object of the present invention is to provide a motor drive control apparatus and a motor drive control method capable of expanding the application range of motor drive control using model predictive control. An object of the present invention is to provide an electric motor drive control system including the electric motor drive control device.

本発明者は、種々検討した結果、上記目的は、以下の本発明により達成されることを見出した。 As a result of various studies, the inventors of the present invention have found that the above object can be achieved by the present invention described below.

本発明の第１局面に係る電動機駆動制御装置は、インバータ回路の出力で駆動される電動機を制御する電動機駆動制御装置であって、前記電動機の回転角度位置を制御して前記電動機を停止させる停止制御モードをモデル予測制御によって実行するモデル予測制御部を備える。 A motor drive control device according to a first aspect of the present invention is a motor drive control device for controlling an electric motor driven by an output of an inverter circuit, wherein the rotation angle position of the electric motor is controlled to stop the electric motor. A model predictive control section is provided for executing the control mode by model predictive control.

本発明者らは、電動機の回転角度位置を制御して電動機を停止させる動作に、モデル予測制御を用いれば、電動機を目標とする回転角度位置に停止させる精度を向上させることができることを見出した。これを基にして、本発明の第１局面に係る電動機駆動制御装置が創作された。本発明の第１局面に係る電動機駆動制御装置によれば、モデル予測制御を用いて、回転角度位置を制御して電動機を停止させるので、モデル予測制御を用いた電動機の駆動制御の適用範囲を拡大することができる。 The inventors of the present invention have found that the accuracy of stopping the electric motor at a target rotational angular position can be improved by using model predictive control for the operation of controlling the rotational angular position of the electric motor to stop the electric motor. . Based on this, a motor drive control device according to the first aspect of the present invention was created. According to the electric motor drive control device according to the first aspect of the present invention, the model predictive control is used to control the rotation angle position to stop the electric motor. can be expanded.

上記構成において、前記モデル予測制御部は、前記インバータ回路で出力可能な時系列な電圧パターンを、互いに異なるように複数、生成する電圧パターン生成部と、前記電圧パターン生成部で生成された複数の時系列な電圧パターンそれぞれについて、当該時系列な電圧パターンが前記電動機に入力された場合における前記電動機の制御目的に関する所定の物理量の値を予測値として予測する予測部と、前記電圧パターン生成部で生成された複数の時系列な電圧パターンそれぞれについて、前記予測部で予測された前記予測値を用いて、評価値を算出し、算出された各評価値の中で最も高い評価の評価値に対応する時系列な電圧パターンを、前記電圧パターン生成部で生成された複数の時系列な電圧パターンの中から選択する電圧パターン選択部と、前記電圧パターン選択部で選択された時系列な電圧パターンに基づいて、前記インバータ回路を制御するインバータ制御部と、を備える。 In the above configuration, the model predictive control unit includes a voltage pattern generation unit that generates a plurality of different time-series voltage patterns that can be output by the inverter circuit; For each time-series voltage pattern, a prediction unit for predicting, as a prediction value, a value of a predetermined physical quantity related to a control purpose of the electric motor when the time-series voltage pattern is input to the electric motor; and the voltage pattern generation unit. For each of the plurality of generated time-series voltage patterns, an evaluation value is calculated using the prediction value predicted by the prediction unit, and the highest evaluation value among the calculated evaluation values corresponds to the evaluation value. a voltage pattern selection unit that selects a time-series voltage pattern from a plurality of time-series voltage patterns generated by the voltage pattern generation unit; and a time-series voltage pattern selected by the voltage pattern selection unit. and an inverter control unit that controls the inverter circuit based on the above.

この構成は、モデル予測制御部の構成の第１例である。 This configuration is a first example of the configuration of the model predictive control unit.

上記構成において、前記モデル予測制御部は、前記インバータ回路で出力可能な時系列な電圧パターンを、互いに異なるように複数、生成する電圧パターン生成部と、前記電圧パターン生成部で生成された複数の時系列な電圧パターンそれぞれについて、当該時系列な電圧パターンを時系列な平滑電圧パターンとして平滑化する平滑化部と、前記平滑化部で平滑化された複数の時系列な平滑電圧パターンそれぞれについて、当該時系列な平滑電圧パターンが前記電動機に入力された場合における前記電動機の制御目的に関する所定の物理量の値を予測値として予測する予測部と、前記平滑化部で平滑化された複数の時系列な平滑電圧パターンそれぞれについて、前記予測部で予測された前記予測値を用いて、評価値を算出し、算出された各評価値の中で最も高い評価の評価値に対応する時系列な平滑電圧パターンを、前記平滑化部で平滑化された複数の時系列な平滑電圧パターンの中から選択する電圧パターン選択部と、前記電圧パターン選択部で選択された時系列な平滑電圧パターンに基づいて、前記インバータ回路を制御するインバータ制御部と、を備える。 In the above configuration, the model predictive control unit includes a voltage pattern generation unit that generates a plurality of different time-series voltage patterns that can be output by the inverter circuit; For each time-series voltage pattern, a smoothing unit for smoothing the time-series voltage pattern as a time-series smoothed voltage pattern, and for each of the plurality of time-series smoothed voltage patterns smoothed by the smoothing unit, a prediction unit for predicting, as a prediction value, a value of a predetermined physical quantity related to a control purpose of the electric motor when the time-series smoothed voltage pattern is input to the electric motor; and a plurality of time series smoothed by the smoothing unit. For each smoothed voltage pattern, an evaluation value is calculated using the predicted value predicted by the prediction unit, and a time-series smoothed voltage corresponding to the highest evaluation value among the calculated evaluation values A voltage pattern selection unit that selects a pattern from a plurality of time-series smoothed voltage patterns smoothed by the smoothing unit, and based on the time-series smoothed voltage pattern selected by the voltage pattern selection unit, and an inverter control unit that controls the inverter circuit.

この構成は、モデル予測制御部の構成の第２例である。この構成によれば、電圧パターン生成部で生成された複数の時系列な電圧パターンそれぞれを、平滑化部で平滑化し、この平滑化した複数の時系列な平滑電圧パターンの中から選択した平滑電圧パターンを用いるので、制御周期で繰り返し実行される各制御間における入力電圧の差異を低減できるから、電流脈動を低減できる。 This configuration is a second example of the configuration of the model predictive control unit. According to this configuration, each of the plurality of time-series voltage patterns generated by the voltage pattern generation unit is smoothed by the smoothing unit, and a smoothed voltage selected from the smoothed multiple time-series smoothed voltage patterns. Since the patterns are used, it is possible to reduce the difference in the input voltage between each control that is repeatedly executed in the control cycle, so that the current ripple can be reduced.

上記構成において、前記所定の物理量は、前記電動機の回転角度位置、前記電動機の回転速度および前記電動機を駆動させる電流を含む複数種類があり、前記電圧パターン選択部は、前記回転角度位置の前記予測値、前記回転速度の前記予測値および前記電動機を駆動させる電流の前記予測値を用いて、前記評価値を算出する。 In the above configuration, the predetermined physical quantity includes a plurality of types including a rotational angular position of the electric motor, a rotational speed of the electric motor, and a current for driving the electric motor, and the voltage pattern selection unit predicts the rotational angular position. value, the predicted value of the rotational speed, and the predicted value of the current driving the electric motor, the evaluation value is calculated.

評価値の算出のパラメータとして、回転速度の予測値および電動機を駆動させる電流の予測値に加えて回転角度位置の予測値が用いられることにより、回転角度位置を制御して電動機を停止させる動作において、適切な評価値を算出することができる。 By using the predicted value of the rotation angle position in addition to the predicted value of the rotation speed and the predicted value of the electric current that drives the motor as parameters for calculating the evaluation value, the rotation angle position is controlled to stop the electric motor. , an appropriate evaluation value can be calculated.

上記構成において、前記モデル予測制御部は、前記電動機を回転させる回転制御モードを前記モデル予測制御によって実行し、前記電圧パターン選択部は、前記停止制御モードと前記回転制御モードとで評価値の算出方法を異ならせる。 In the above configuration, the model predictive control unit executes a rotation control mode for rotating the electric motor by the model predictive control, and the voltage pattern selection unit calculates an evaluation value in the stop control mode and the rotation control mode. make a difference.

この構成によれば、モデル予測制御を用いて、停止制御モードと回転制御モードを実行することができる。これらのモードの切り替えは、例えば、電動機の目標回転速度が０において、停止制御モードが実行され、目標回転速度が０より大きいとき、回転制御モードが実行される。 According to this configuration, the stop control mode and the rotation control mode can be executed using the model predictive control. These modes are switched, for example, when the target rotational speed of the electric motor is 0, the stop control mode is executed, and when the target rotational speed is greater than 0, the rotation control mode is executed.

この構成では、停止制御モードと回転制御モードとで評価値の算出方法を異ならせる。例えば、電圧パターン選択部は、停止制御モードにおいて、回転角度位置を含む複数種類の所定の物理量（例えば、回転角度位置、回転速度、電動機を駆動させる電流）のそれぞれの予測値を用いて、評価値を算出し、回転制御モードにおいて、回転角度位置を含まない複数種類の所定の物理量（例えば、回転速度、電動機を駆動させる電流）のそれぞれの予測値を用いて、評価値を算出する。この構成によれば、停止制御モード、回転制御モードに応じて適切な評価値の算出方法を用いることができるので、電動機を目標とする回転角度位置に停止させる精度、および、電動機を目標とする回転速度で駆動させる精度を向上させることができる。 In this configuration, the method of calculating the evaluation value is made different between the stop control mode and the rotation control mode. For example, in the stop control mode, the voltage pattern selection unit evaluates using each predicted value of a plurality of types of predetermined physical quantities including the rotational angular position (for example, the rotational angular position, the rotational speed, and the electric current that drives the electric motor). In the rotation control mode, an evaluation value is calculated using predicted values of a plurality of types of predetermined physical quantities (for example, rotation speed and electric current for driving the motor) that do not include the rotational angular position. According to this configuration, it is possible to use an appropriate evaluation value calculation method according to the stop control mode and the rotation control mode. It is possible to improve the accuracy of driving at the rotational speed.

本発明の第２局面に係る電動機駆動制御方法は、インバータ回路の出力で駆動される電動機を制御する電動機駆動制御方法であって、前記電動機の回転角度位置を制御して前記電動機を停止させる停止制御モードをモデル予測制御によって実行するモデル予測制御ステップを備える。 A motor drive control method according to a second aspect of the present invention is a motor drive control method for controlling a motor driven by an output of an inverter circuit, the motor drive control method controlling a rotation angle position of the motor to stop the motor. A model predictive control step is provided for executing the control mode by model predictive control.

本発明の第２局面に係る電動機駆動制御方法は、本発明の第１局面に係る電動機駆動制御装置を方法の観点から規定しており、本発明の第１局面に係る電動機駆動制御装置と同様の作用効果を有する。 The electric motor drive control method according to the second aspect of the present invention defines the electric motor drive control apparatus according to the first aspect of the present invention from the viewpoint of the method, and is similar to the electric motor drive control apparatus according to the first aspect of the present invention. has the action and effect of

本発明の第３局面に係る電動機駆動制御システムは、電動機と、前記電動機を駆動するインバータ回路と、前記インバータ回路を制御することで前記電動機を制御する電動機駆動制御装置と、を備える電動機駆動制御システムであって、前記電動機駆動制御装置は、前記電動機の回転角度位置を制御して前記電動機を停止させる停止制御モードをモデル予測制御によって実行するモデル予測制御部を備える。 A motor drive control system according to a third aspect of the present invention includes a motor, an inverter circuit that drives the motor, and a motor drive control device that controls the motor by controlling the inverter circuit. In the system, the electric motor drive control device includes a model predictive control unit that executes a stop control mode for controlling the rotation angle position of the electric motor to stop the electric motor by model predictive control.

本発明の第３局面に係る電動機駆動制御システムは、本発明の第１局面に係る電動機駆動制御装置をシステムの観点から規定しており、本発明の第１局面に係る電動機駆動制御装置と同様の作用効果を有する。 The electric motor drive control system according to the third aspect of the present invention defines the electric motor drive control device according to the first aspect of the present invention from the viewpoint of the system, and is similar to the electric motor drive control device according to the first aspect of the present invention. has the action and effect of

本発明によれば、モデル予測制御を用いた電動機の駆動制御の適用範囲を拡大することができる。 According to the present invention, it is possible to expand the application range of motor drive control using model predictive control.

実施形態における電動機駆動制御システムの構成を示すブロック図である。1 is a block diagram showing the configuration of an electric motor drive control system in an embodiment; FIG. 図１に示す第１実施形態の前記電動機駆動制御システムにおけるモデル予測制御部の構成を示すブロック図である。2 is a block diagram showing the configuration of a model predictive control unit in the motor drive control system of the first embodiment shown in FIG. 1; FIG. 前記電動機駆動制御システムにおけるインバータ回路の構成を示す回路図である。3 is a circuit diagram showing the configuration of an inverter circuit in the motor drive control system; FIG. 前記インバータ回路で出力可能な電圧を示すベクトル図である。4 is a vector diagram showing voltages that can be output from the inverter circuit; FIG. 前記インバータ回路で出力可能な時系列な電圧パターンの一例を説明するための図である。It is a figure for demonstrating an example of the time-sequential voltage pattern which can be output from the said inverter circuit. 前記電動機駆動制御システムにおける動作を示すフローチャートである。4 is a flowchart showing operations in the electric motor drive control system; 図６の処理Ｓ４について説明するフローチャートである。FIG. 7 is a flowchart for explaining a process S4 in FIG. 6; FIG. 図６の処理Ｓ９について説明するフローチャートである。FIG. 7 is a flowchart for explaining a process S9 in FIG. 6; FIG. 第１比較例における電動機駆動制御システムの構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the electric-motor drive control system in a 1st comparative example. 第１実施形態における電動機駆動制御システムおよび第１比較例における電動機駆動制御システムについて、停止制御モードの一例であるサーボロックのシミュレーション結果を示すグラフである。5 is a graph showing simulation results of servo lock, which is an example of a stop control mode, for the motor drive control system in the first embodiment and the motor drive control system in the first comparative example; 第１実施形態における電動機駆動制御システムについて、停止制御モードから回転制御モードへ切り替える場合のシミュレーション結果を示すグラフである。7 is a graph showing simulation results when switching from a stop control mode to a rotation control mode in the motor drive control system according to the first embodiment; 第１実施形態における電動機駆動制御システムおよび第２比較例における電動機駆動制御システム（不図示）について、回転制御モードのシミュレーション結果を示すグラフである。7 is a graph showing simulation results of a rotation control mode for the electric motor drive control system in the first embodiment and the electric motor drive control system (not shown) in the second comparative example; 図１に示す第２実施形態の電動機駆動制御システムにおけるモデル予測制御部の構成を示すブロック図である。2 is a block diagram showing the configuration of a model predictive control unit in the motor drive control system of the second embodiment shown in FIG. 1; FIG.

以下、図面を参照して、本発明の１または複数の実施形態が説明される。しかしながら、発明の範囲は、開示された実施形態に限定されない。なお、各図において同一の符号を付した構成は、同一の構成であることを示し、適宜、その説明を省略する。本明細書において、総称する場合には添え字を省略した参照符号で示し、個別の構成を指す場合には添え字を付した参照符号で示す。 One or more embodiments of the invention are described below with reference to the drawings. However, the scope of the invention is not limited to the disclosed embodiments. It should be noted that the configurations denoted by the same reference numerals in each figure indicate the same configurations, and the description thereof will be omitted as appropriate. In the present specification, reference numerals with suffixes omitted are used when referring to generically, and reference numerals with suffixes are used when referring to individual configurations.

実施形態における電動機駆動制御システムは、電動機を、制御しつつ、駆動するシステムであり、インバータ回路の出力で駆動される電動機を制御する電動機駆動制御装置を備える。本実施形態では、電動機駆動制御システムは、モデル予測制御を用いたベクトル制御によって、電動機を、制御しつつ、駆動する。以下、このような電動機駆動システムについて、第１および第２実施形態で、より具体的に説明する。 A motor drive control system according to an embodiment is a system that controls and drives a motor, and includes a motor drive control device that controls the motor that is driven by the output of an inverter circuit. In this embodiment, the motor drive control system controls and drives the motor by vector control using model predictive control. Hereinafter, such an electric motor drive system will be described more specifically in first and second embodiments.

（第１実施形態）
図１は、実施形態における電動機駆動制御システムの構成を示すブロック図である。図１には、第１および第２実施形態における電動機駆動制御システムの各構成が図示されており、第１および第２実施形態における電動機駆動システムＳａ、Ｓｂにおいて共通な各構成は、添え字無しで図示され、第１実施形態における電動機駆動システムＳａの構成は、添え字「ａ」を付加することによって図示され、第２実施形態における電動機駆動システムＳｂの構成は、添え字「ｂ」を付加することによって図示されている。図２は、図１に示す第１実施形態の前記電動機駆動制御システムにおけるモデル予測制御部の構成を示すブロック図である。図３は、前記電動機駆動制御システムにおけるインバータ回路の構成を示す回路図である。図４は、前記インバータ回路で出力可能な電圧を示すベクトル図である。図５は、前記インバータ回路で出力可能な時系列な電圧パターンの一例を説明するための図である。 (First embodiment)
FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of an electric motor drive control system according to an embodiment. FIG. 1 shows each configuration of the electric motor drive control system in the first and second embodiments, and each configuration common to the electric motor drive systems Sa and Sb in the first and second embodiments has no suffix. , the configuration of the electric motor drive system Sa in the first embodiment is illustrated by adding the suffix “a”, and the configuration of the electric motor drive system Sb in the second embodiment is illustrated by adding the suffix “b” is illustrated by FIG. 2 is a block diagram showing the configuration of a model predictive control section in the motor drive control system of the first embodiment shown in FIG. 1. As shown in FIG. FIG. 3 is a circuit diagram showing the configuration of an inverter circuit in the motor drive control system. FIG. 4 is a vector diagram showing voltages that can be output by the inverter circuit. FIG. 5 is a diagram for explaining an example of a time-series voltage pattern that can be output from the inverter circuit.

第１実施形態における電動機駆動制御システムＳａは、例えば、図１に示すように、電動機Ｍと、インバータ回路ＩＶと、ＰＷＭ変調器ＰＷと、２相３相変換部ＣＶ１と、モデル予測制御部ＭＣａと、３相２相変換部ＣＶ２と、回転速度処理部ＲＳＣと、電流測定部ＣＳと、回転角度測定部ＶＳとを備える。電動機駆動制御システムＳから電動機Ｍを除いた構成が電動機駆動制御装置Ｄとなる。 The motor drive control system Sa in the first embodiment includes, for example, as shown in FIG. , a three-phase to two-phase converter CV2, a rotational speed processor RSC, a current measuring section CS, and a rotation angle measuring section VS. An electric motor drive control device D is obtained by removing the electric motor M from the electric motor drive control system S. FIG.

電動機Ｍは、インバータ回路ＩＶに接続され、インバータ回路ＩＶの交流出力で駆動される電動機である。例えば、電動機Ｍは、インバータ回路ＩＶから出力されるＵ相、Ｖ相およびＷ相の三相交流電力で駆動される同期電動機、より具体的には、本実施形態では表面磁石型永久磁石式同期電動機（ｓｕｒｆａｃｅ ｍｏｕｎｔｅｄ ｐｅｒｍａｎｅｎｔ ｍａｇｎｅｔ ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ ｍｏｔｏｒ、ＰＭＳＭ）である。なお、電動機Ｍは、これに限定されるものではなく、例えば、誘導電動機（ｉｎｄｕｃｔｉｏｎ ｍｏｔｏｒ、ＩＭ）やＳＲモータ（Ｓｗｉｔｃｈｅｄ Ｒｅｌｕｃｔａｎｃｅ ｍｏｔｏｒ、ＳＲＭ）等の他の種類であっても良い。 The electric motor M is a motor connected to the inverter circuit IV and driven by the AC output of the inverter circuit IV. For example, the electric motor M is a synchronous motor driven by three-phase AC power of U-phase, V-phase and W-phase output from the inverter circuit IV. It is a surface mounted permanent magnet synchronous motor (PMSM). Note that the electric motor M is not limited to this, and may be of another type such as an induction motor (IM) or an SR motor (Switched Reluctance motor, SRM).

ＰＷＭ変調器ＰＷは、変更可能なパルス幅で矩形波を出力する回路であり、インバータ回路ＩＶは、直流電力を交流電力に変換する回路であり、本実施形態では、ＰＷＭ変調器ＰＷおよびインバータ回路ＩＶにより、三相交流電力で電動機を駆動する、いわゆる３相ＰＷＭインバータモータドライバが構成される。これらＰＷＭ変調器ＰＷおよびインバータ回路ＩＶは、２相３相変換部ＣＶ１を介してモデル予測制御部ＭＣａに接続され、モデル予測制御部ＭＣａの制御に従って、直流電源Ｖｄｃ（図３）からの直流電力を、所定の周波数の交流電力へ変換する。より具体的には、ＰＷＭ変調器ＰＷは、モデル予測制御部ＭＣａの制御に従った周波数およびパルス幅の矩形波を後述の制御信号（ＩＶ制御信号）としてインバータ回路ＩＶへ出力する回路である。インバータ回路ＩＶは、ＰＷＭ変調器ＰＷに接続され、ＰＷＭ変調器ＰＷからのＩＶ制御信号に従って、直流電源Ｖｄｃの直流電力を、所定の周波数の交流電力へ変換する回路である。 The PWM modulator PW is a circuit that outputs a rectangular wave with a variable pulse width, and the inverter circuit IV is a circuit that converts DC power to AC power. In this embodiment, the PWM modulator PW and the inverter circuit IV constitutes a so-called three-phase PWM inverter motor driver that drives a motor with three-phase AC power. These PWM modulator PW and inverter circuit IV are connected to a model predictive controller MCa via a two-to-three phase converter CV1, and according to the control of the model predictive controller MCa, DC power is supplied from a DC power supply Vdc (FIG. 3). is converted to AC power of a predetermined frequency. More specifically, the PWM modulator PW is a circuit that outputs a rectangular wave having a frequency and a pulse width according to the control of the model predictive controller MCa to the inverter circuit IV as a control signal (IV control signal), which will be described later. The inverter circuit IV is a circuit that is connected to the PWM modulator PW and converts the DC power of the DC power supply Vdc into AC power of a predetermined frequency according to the IV control signal from the PWM modulator PW.

インバータ回路ＩＶは、例えば、図３に示すように、直列に接続された２個のスイッチング素子Ｔｒを１組として、互いに並列に接続された３組Ｔｒ１、Ｔｒ４；Ｔｒ２、Ｔｒ５；Ｔｒ３、Ｔｒ６を備える。より具体的には、インバータ回路ＩＶは、６個の第１ないし第６スイッチングＴｒ１～Ｔｒ６を備える。これら第１ないし第６スイッチング素子Ｔｒ１～Ｔｒ６は、例えば絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）等の、オンオフするスイッチ機能を持つ電力用半導体素子である。 For example, as shown in FIG. 3, the inverter circuit IV includes three sets Tr1, Tr4; Tr2, Tr5; Prepare. More specifically, the inverter circuit IV includes six first through sixth switching Tr1 through Tr6. These first to sixth switching elements Tr1 to Tr6 are power semiconductor elements, such as insulated gate bipolar transistors (IGBTs), which have switching functions to turn on and off.

第１ないし第３スイッチング素子Ｔｒ１～Ｔｒ３の各一方端子（例えば各コレクタ端子）は、それぞれ、直流電源Ｖｄｃの一方端子に接続される。第１スイッチング素子Ｔｒ１の他方端子（例えばエミッタ端子）は、第４スイッチング素子Ｔｒ４の一方端子（例えば各コレクタ端子）に接続される。第２スイッチング素子Ｔｒ２の他方端子（例えばエミッタ端子）は、第５スイッチング素子Ｔｒ５の一方端子（例えば各コレクタ端子）に接続される。第３スイッチング素子Ｔｒ３の他方端子（例えばエミッタ端子）は、第６スイッチング素子Ｔｒ６の一方端子（例えば各コレクタ端子）に接続される。これら第４ないし第６スイッチング素子Ｔｒ４～Ｔｒ６の各他方端子（例えば各エミッタ端子）は、それぞれ、直流電源Ｖｄｃの他方端子に接続される。 One terminal (for example, each collector terminal) of each of the first to third switching elements Tr1 to Tr3 is connected to one terminal of the DC power supply Vdc. The other terminal (for example, emitter terminal) of the first switching element Tr1 is connected to one terminal (for example, each collector terminal) of the fourth switching element Tr4. The other terminal (for example, emitter terminal) of the second switching element Tr2 is connected to one terminal (for example, each collector terminal) of the fifth switching element Tr5. The other terminal (for example, the emitter terminal) of the third switching element Tr3 is connected to one terminal (for example, each collector terminal) of the sixth switching element Tr6. The other terminals (for example, emitter terminals) of the fourth to sixth switching elements Tr4 to Tr6 are connected to the other terminal of the DC power supply Vdc.

これら第１ないし第６スイッチング素子Ｔｒ１～Ｔｒ６における、スイッチング素子ＴｒをオンオフするためのＩＶ制御信号が入力される各制御端子（例えばゲート端子）は、ＰＷＭ変調器ＰＷに接続される。これら第１ないし第６スイッチング素子Ｔｒ１～Ｔｒ６それぞれにおいて、その一方端子と他方端子との各間それぞれには、他方端子にアノード端子を接続した各ダイオードＤ１～Ｄ６が接続される。そして、第１スイッチング素子Ｔｒ１と第４スイッチング素子Ｔｒ４とを接続する第１接続点は、例えばＵ相の交流電流を出力し、電動機ＭのＵ相を接続する入力端子に接続される。第２スイッチング素子Ｔｒ２と第５スイッチング素子Ｔｒ５とを接続する第２接続点は、例えばＶ相の交流電流を出力し、電動機ＭのＶ相を接続する入力端子に接続される。第３スイッチング素子Ｔｒ３と第６スイッチング素子Ｔｒ６とを接続する第３接続点は、例えばＷ相の交流電流を出力し、電動機ＭのＷ相を接続する入力端子に接続される。 Control terminals (for example, gate terminals) to which IV control signals for turning on/off the switching elements Tr are input in the first to sixth switching elements Tr1 to Tr6 are connected to the PWM modulator PW. Diodes D1 to D6 having anode terminals connected to the other terminals are connected between the one terminals and the other terminals of the first to sixth switching elements Tr1 to Tr6, respectively. A first connection point that connects the first switching element Tr1 and the fourth switching element Tr4 is connected to an input terminal that outputs a U-phase alternating current and connects the U-phase of the electric motor M, for example. A second connection point connecting the second switching element Tr2 and the fifth switching element Tr5 outputs, for example, a V-phase alternating current and is connected to an input terminal to which the V-phase of the electric motor M is connected. A third connection point that connects the third switching element Tr3 and the sixth switching element Tr6 is connected to an input terminal that outputs a W-phase AC current and connects the W-phase of the electric motor M, for example.

このような構成では、インバータ回路ＩＶは、いわゆる２レベル３相インバータ回路であり、各組の一方のスイッチング素子Ｔｒ１、Ｔｒ２、Ｔｒ３と他方のスイッチング素子Ｔｒ４、Ｔｒ５、Ｔｒ６とは、互いに逆のスイッチング態様（一方がオンの場合には他方がオフで、一方がオフの場合には他方がオンである態様）となるように、ＰＷＭ変調器ＰＷからのＩＶ制御信号に従って制御され、直流電源Ｖｄｃの直流電力を変換してＵ相、Ｖ相およびＷ相の３相の交流電流を電動機Ｍへ出力する。 In such a configuration, the inverter circuit IV is a so-called two-level three-phase inverter circuit, and the switching elements Tr1, Tr2, and Tr3 on one side of each group and the switching elements Tr4, Tr5, and Tr6 on the other side are switched in opposite directions to each other. Control is performed according to the IV control signal from the PWM modulator PW so that when one is on, the other is off, and when one is off, the other is on. It converts the DC power and outputs a three-phase AC current of U-phase, V-phase and W-phase to the electric motor M.

電流測定部ＣＳは、３相２相変換部ＣＶ２に接続され、インバータ回路ＩＶから電動機Ｍへ流れる電流、本実施形態では、Ｕ相電流、Ｖ相電流およびＷ相電流それぞれを測定し、その各測定結果を３相２相変換部ＣＶ２へ出力する装置である。電流測定部ＣＳは、例えば交流電流計を備えて構成される。 The current measurement unit CS is connected to the three-to-two phase conversion unit CV2, and measures the current flowing from the inverter circuit IV to the electric motor M, in this embodiment, the U-phase current, the V-phase current, and the W-phase current. This device outputs the measurement result to the three-to-two phase converter CV2. The current measuring unit CS is configured with an AC ammeter, for example.

回転角度測定部ＶＳは、２相３相変換部ＣＶ１、３相２相変換部ＣＶ２および回転速度処理部ＲＳＣそれぞれに接続され、電動機Ｍにおける磁極位置を角度で測定し、その測定結果（回転角度、電気角（＝機械角／電動機Ｍの極対数））を２相３相変換部ＣＶ１、３相２相変換部ＣＶ２および回転速度処理部ＲＳＣそれぞれに出力する装置である。回転角度測定部ＶＳは、例えば、ロータリエンコーダ（パルスジェネレータ）や、ホールＩＣ等を備えて構成される。なお、センサレスの場合には、回転角度測定部ＶＳは、電動機Ｍのモデルを用いて電流および電圧から電動機Ｍの回転角度を求めても良い。 The rotation angle measurement unit VS is connected to the two-to-three-phase conversion unit CV1, the three-to-two phase conversion unit CV2, and the rotation speed processing unit RSC, respectively, measures the magnetic pole position in the electric motor M in terms of angles, and obtains the measurement result (rotation angle , electrical angle (=mechanical angle/number of pole pairs of motor M)) to two-to-three-phase converter CV1, three-to-two phase converter CV2, and rotation speed processor RSC. The rotation angle measurement unit VS is configured including, for example, a rotary encoder (pulse generator), a Hall IC, and the like. In the sensorless case, the rotation angle measurement unit VS may use a model of the electric motor M to obtain the rotation angle of the electric motor M from the current and voltage.

２相３相変換部ＣＶ１は、モデル予測制御部ＭＣａに接続され、回転角度測定部ＶＳから入力された測定結果（回転角度θｍ）およびモデル予測制御部ＭＣａで後述のように求められた平滑電圧パターンに基づく目標電圧ｖｄ ＊、ｖｑ ＊から、この目標電圧ｖｄ ＊、ｖｑ ＊に対応する目標のＵ相電流、Ｖ相電流およびＷ相電流をインバータ回路ＩＶから出力するようにＰＷＭ変調器ＰＷを制御するための制御信号（ＰＷＭ制御信号）を求め、このＰＷＭ制御信号をＰＷＭ変調器ＰＷへ出力するものである。 The two-to-three-phase converter CV1 is connected to the model predictive controller MCa, and converts the measurement result (rotation angle θ m ) input from the rotation angle measurement unit VS and the smoothing calculated by the model predictive controller MCa as described later. Based on the target voltages vd * and vq * based on the voltage pattern, the target U-phase current, V-phase current and W -phase current corresponding to the target voltages vd * and vq * are output from the inverter circuit IV. A control signal (PWM control signal) for controlling the PWM modulator PW is obtained, and this PWM control signal is output to the PWM modulator PW.

３相２相変換部ＣＶ２は、モデル予測制御部ＭＣａに接続され、電流測定部ＣＳから入力された測定結果（Ｕ相電流、Ｖ相電流およびＷ相電流）および回転角度測定部ＶＳから入力された測定結果（回転角度θｍ）から、いわゆるクラーク（Ｃｌａｒｋｅ）変換およびパーク（Ｐａｒｋ）変換によって、励磁電流（ｄ軸電流）ｉｄおよびトルク分電流（ｑ軸電流）ｉｑを求め、この求めたｄ軸電流ｉｄおよびｑ軸電流ｉｑをモデル予測制御部ＭＣへ出力するものである。 The three-to-two phase conversion unit CV2 is connected to the model predictive control unit MCa, and receives measurement results (U-phase current, V-phase current, and W-phase current) input from the current measurement unit CS and input from the rotation angle measurement unit VS. From the measured result (rotation angle θ m ), the excitation current ( d -axis current) id and the torque component current (q-axis current) i q are obtained by the so-called Clarke transformation and Park transformation, and this determination The d -axis current id and the q -axis current iq are output to the model prediction controller MC.

回転速度処理部ＲＳＣは、モデル予測制御部ＭＣａに接続され、回転角度測定部ＶＳから入力された測定結果（回転角度θｍ）から、電動機Ｍの回転速度ωｍを求め、この求めた回転速度ωｍをモデル予測制御部ＭＣａへ出力するものである。例えば、回転角度測定部ＶＳで測定された回転角度θｍ（回転角度位置）を時間微分して電動機Ｍの極対数ｐの逆数を乗じることによって回転速度ωｍが求められる。 The rotation speed processing unit RSC is connected to the model predictive control unit MCa, obtains the rotation speed ω m of the electric motor M from the measurement result (rotation angle θ m ) input from the rotation angle measurement unit VS, and calculates the obtained rotation speed. ω m is output to the model prediction controller MCa. For example, the rotational speed ω m is obtained by time-differentiating the rotational angle θ m (rotational angular position) measured by the rotational angle measuring unit VS and multiplying it by the reciprocal of the pole logarithm p of the electric motor M.

モデル予測制御部ＭＣａは、モデル予測制御を用いたベクトル制御によって、電動機ＭをＰＷＭ変調器ＰＷおよびインバータ回路ＩＶを介して駆動制御するものである。モデル予測制御部ＭＣａは、より具体的には、例えば、図２に示すように、制御部１０と、制御モード選択部１１と、電圧パターン生成部１２と、平滑化部１３と、予測部１４ａと、電圧パターン選択部１５ａと、ＰＷＭインバータ制御部１６ａとを備える。 The model predictive control unit MCa drives and controls the electric motor M via the PWM modulator PW and the inverter circuit IV by vector control using model predictive control. More specifically, for example, as shown in FIG. , a voltage pattern selector 15a, and a PWM inverter controller 16a.

制御部１０は、電動機駆動制御システムＳａの各部を当該各部の機能に応じて制御し、電動機駆動制御システムＳａ全体の制御を司るものである。 The control section 10 controls each section of the electric motor drive control system Sa according to the function of each section, and controls the entire electric motor drive control system Sa.

モデル予測制御部ＭＣａには、外部から制御目的の目標値の回転速度ωｍ ＊（電動機Ｍの目標回転速度）が入力され、設定される。制御モード選択部１１は、目標値の回転速度ωｍ ＊に基づいて、停止制御モードまたは回転制御モードを選択する。停止制御モードは、電動機Ｍの回転角度位置（回転角度θｍ）を制御して電動機Ｍを停止させる制御モードである。目標値の回転速度ωｍ ＊（目標回転速度）が０のとき、制御モード選択部１１は、停止制御モードを選択する。停止制御モードには、例えば、ある回転角度位置（回転角度θｍ）で停止している電動機Ｍに、この回転角度位置を保たせる態様（サーボロック）や、回転している電動機Ｍを所望の回転角度位置（回転角度θｍ）で停止させる態様がある。回転制御モードは、電動機Ｍを回転させる制御モードである。目標値の回転速度ωｍ ＊（目標回転速度）が０より大きいとき、制御モード選択部１１は、回転制御モードを選択する。 A rotational speed ω m * (target rotational speed of the electric motor M) of a target value for control purposes is input from the outside to the model predictive control unit MCa, and is set. The control mode selection unit 11 selects the stop control mode or the rotation control mode based on the target rotation speed ω m * . The stop control mode is a control mode in which the rotation angle position (rotation angle θ m ) of the electric motor M is controlled to stop the electric motor M. FIG. When the target rotational speed ω m * (target rotational speed) is 0, the control mode selector 11 selects the stop control mode. The stop control mode includes, for example, a mode (servo lock) in which the electric motor M stopped at a certain rotational angular position (rotational angle θ m ) is kept at this rotational angular position, and a mode in which the rotating electric motor M is controlled at a desired position. There is a mode of stopping at the rotation angle position (rotation angle θ m ). The rotation control mode is a control mode in which the electric motor M is rotated. When the target rotation speed ω m * (target rotation speed) is greater than 0, the control mode selector 11 selects the rotation control mode.

以上説明したように、制御モード選択部１１は、目標回転速度が０のとき、停止制御モードを選択し、目標回転速度が０より大きいとき、回転制御モードを選択する制御モード選択処理をする。 As described above, the control mode selection unit 11 selects the stop control mode when the target rotation speed is zero, and selects the rotation control mode when the target rotation speed is greater than zero.

電圧パターン生成部１２は、インバータ回路ＩＶで出力可能な時系列な電圧パターンを、互いに異なるように複数、生成するものである。すなわち、電圧パターン生成部１２は、インバータ回路ＩＶで出力可能な時系列な電圧パターンを、互いに異なるように複数、生成する電圧パターン生成処理を実施する。インバータ回路ＩＶは、本実施形態では、上述のように、２レベル３相インバータであるので、第１ないし第６スイッチング素子Ｔｒ１～Ｔｒ６のスイッチング態様に応じて、図４に示すように、２３＝８通りの電圧ベクトルを出力できる。 The voltage pattern generator 12 generates a plurality of different time-series voltage patterns that can be output from the inverter circuit IV. That is, the voltage pattern generation unit 12 performs a voltage pattern generation process of generating a plurality of different time-series voltage patterns that can be output by the inverter circuit IV. In this embodiment, the inverter circuit IV is a two-level three -phase inverter as described above. = 8 voltage vectors can be output.

なお、電圧ベクトルＶ０は、第１ないし第３スイッチング素子Ｔｒ１～Ｔｒ３がオフであって第４ないし第６スイッチング素子Ｔｒ４～Ｔｒ６がオンであり、電動機Ｍに給電されない場合（Ｖ０＝（０、０、０））である。電圧ベクトルＶ７は、第１ないし第３スイッチング素子Ｔｒ１～Ｔｒ３がオンであって第４ないし第６スイッチング素子Ｔｒ４～Ｔｒ６がオフであり、電動機Ｍに給電されない場合（Ｖ７＝（０、０、０））である。 The voltage vector V 0 is obtained when the first to third switching elements Tr1 to Tr3 are off, the fourth to sixth switching elements Tr4 to Tr6 are on, and the electric motor M is not supplied with power (V 0 =(0 , 0, 0)). The voltage vector V 7 is obtained when the first to third switching elements Tr1 to Tr3 are on, the fourth to sixth switching elements Tr4 to Tr6 are off, and the electric motor M is not supplied with power (V 7 =(0, 0 , 0)).

時系列な電圧パターンは、予測する制御周期数である予測ホライズン、および、制御入力である電圧を可変とする制御周期数である制御ホライズンによって決定される。このため、モデル予測制御部ＭＣａには、予め予測ホライズンの数値および制御ホライズンの数値が、モデル予測制御の仕様等に応じて適宜に予め設定され、電圧パターン生成部１２は、インバータ回路ＩＶで出力可能な電圧（上述では８通り）、予測ホライズンの数値および制御ホライズンの数値に応じて互いに異なる複数の時系列な電圧パターンを生成する。 The time-series voltage pattern is determined by a prediction horizon, which is the number of control cycles to be predicted, and a control horizon, which is the number of control cycles in which the voltage, which is the control input, is variable. Therefore, in the model predictive control unit MCa, the numerical value of the prediction horizon and the numerical value of the control horizon are appropriately set in advance according to the specifications of the model predictive control, etc., and the voltage pattern generation unit 12 outputs from the inverter circuit IV A plurality of time-series voltage patterns that are different from each other are generated according to the possible voltages (8 patterns in the above description), the numerical value of the prediction horizon, and the numerical value of the control horizon.

図５には、一例として、予測ホライズンＮｐが２であり、制御ホライズンＮｃが１である場合のインバータ回路ＩＶで出力可能な全ての時系列な電圧パターンが樹形図で図示されている。図５では、現在のＮ番目の制御における電圧に対し、予測ホライズンＮｐが２であるので、次の（Ｎ＋１）番目の制御における電圧と、さらに次の（Ｎ＋２）番目の制御における電圧とが予測され、制御ホライズンＮｃが１であるので、インバータ回路ＩＶで出力可能な全ての時系列な電圧パターンは、現在のＮ番目の制御における電圧から、次の（Ｎ＋１）番目の制御では、８通りの電圧Ｖ０～Ｖ７に分岐し、さらに次の（Ｎ＋２）番目の制御では、各電圧Ｖ０～Ｖ７から、それぞれ当該電圧Ｖ０～Ｖ７に維持された８組の時系列な電圧パターンである。なお、他の一例として、予測ホライズンが２であり、制御ホライズンが２である場合、現在のＮ番目の制御における電圧に対し、予測ホライズンが２であるので、次の（Ｎ＋１）番目の制御における電圧と、さらに次の（Ｎ＋２）番目の制御における電圧とが予測され、制御ホライズンが２であるので、インバータ回路ＩＶで出力可能な全ての時系列な電圧パターンは、（Ｎ＋１）番目の制御および（Ｎ＋２）番目の制御それぞれで８通りの電圧Ｖ０～Ｖ７に分岐し、６４組の時系列な電圧パターンである。 FIG. 5 shows, as an example, a tree diagram of all time-series voltage patterns that can be output from the inverter circuit IV when the prediction horizon Np is 2 and the control horizon Nc is 1. . In FIG. 5, the predicted horizon Np is 2 for the voltage in the current Nth control, so the voltage in the next (N+1)th control and the voltage in the next (N+2)th control are Since the predicted control horizon Nc is 1, all the time-series voltage patterns that can be output from the inverter circuit IV are changed from the voltage in the current Nth control to the voltage in the next (N+1)th control to 8 voltages V 0 to V 7 as shown, and in the next (N+2)-th control, each voltage V 0 to V 7 is divided into 8 sets of time series maintained at the voltages V 0 to V 7 respectively. voltage pattern. As another example, when the prediction horizon is 2 and the control horizon is 2, the prediction horizon is 2 for the voltage in the current Nth control, so in the next (N+1)th control Since the voltage and the voltage in the next (N+2)th control are predicted, and the control horizon is 2, all the time-series voltage patterns that can be output by the inverter circuit IV are the (N+1)th control and Each of the (N+2)-th control is branched into 8 voltages V 0 to V 7 , resulting in 64 sets of time-series voltage patterns.

平滑化部１３は、電圧パターン生成部１２で生成された複数の時系列な電圧パターンそれぞれについて、当該時系列な電圧パターンを時系列な平滑電圧パターンとして平滑化（スムージング）するものである。すなわち、平滑化部１３は、電圧パターン生成部１２で生成された複数の時系列な電圧パターンそれぞれについて、当該時系列な電圧パターンを時系列な平滑電圧パターンとして平滑化する平滑化処理を実施する。 The smoothing unit 13 smoothes each of the plurality of time-series voltage patterns generated by the voltage pattern generation unit 12 as a time-series smoothed voltage pattern. That is, the smoothing unit 13 performs a smoothing process of smoothing each of the time-series voltage patterns generated by the voltage pattern generation unit 12 as a time-series smoothed voltage pattern. .

より具体的には、本実施形態では、平滑化部１３は、時系列な電圧パターンをローパスフィルタでフィルタリングすることで前記時系列な電圧パターンを平滑化する。より詳しくは、モデル予測制御部ＭＣａが、予め設定された所定の制御周期ごとに繰り返し電動機Ｍを制御する場合、ｋ番目の制御におけるｄｑ軸（回転座標系）での電圧ベクトルをｖｄｑ（ｋ）とし、その平滑化した電圧ベクトルをｖｄｑｓ（ｋ）とし、パラメータとして、平滑化の度合いを調整する平滑度をＫａとする場合に、平滑化部１３は、電圧パターン生成部１２によって生成された時系列な電圧パターンを、次式１で平滑化する。 More specifically, in the present embodiment, the smoothing unit 13 smoothes the time-series voltage pattern by filtering the time-series voltage pattern with a low-pass filter. More specifically, when the model predictive control unit MCa repeatedly controls the electric motor M at each predetermined control cycle set in advance, the voltage vector on the dq axis (rotational coordinate system) in the k-th control is v dq (k ), the smoothed voltage vector is v dqs (k), and the smoothness for adjusting the degree of smoothing is Ka as a parameter. The time-series voltage pattern is smoothed by the following equation (1).

式１では、ｋ番目の制御における、平滑化した電圧ベクトルをｖｄｑｓ（ｋ）は、それまでの（ｋ－１）番目の制御における、平滑化した電圧ベクトルｖｄｑｓ（ｋ－１）とｋ番目の制御における電圧ベクトルをｖｄｑ（ｋ）とを、平滑度Ｋａで重み付けした重み付け平均することによって求められる。平滑度Ｋａは、０から１までの範囲内で予め適宜に設定される（０≦Ｋａ≦１）。平滑度Ｋａが１に近づくほど、（ｋ－１）番目の制御における、平滑化した電圧ベクトルｖｄｑｓ（ｋ－１）が重視され、ｋ番目の制御における、平滑化した電圧ベクトルｖｄｑｓ（ｋ）中に占める、（ｋ－１）番目の制御における、平滑化した電圧ベクトルｖｄｑｓ（ｋ－１）の割合が大きくなり、逆に、平滑度Ｋａが０に近づくほど、ｋ番目の制御における電圧ベクトルｖｄｑ（ｋ）が重視され、ｋ番目の制御における、平滑化した電圧ベクトルｖｄｑｓ（ｋ）中に占める、ｋ番目の制御における電圧ベクトルｖｄｑ（ｋ）の割合が大きくなる。なお、電圧ベクトルｖｄｑ（ｋ）は、［ｖｄ（ｋ）、ｖｑ（ｋ）］Ｔである（ｖｄｑ（ｋ）＝［ｖｄ（ｋ）、ｖｑ（ｋ）］Ｔ）。 In Equation 1, the smoothed voltage vector v dqs (k) in the k-th control is the smoothed voltage vector v dqs (k-1) and k The voltage vector in the th control is obtained by weighted averaging v dq (k) weighted by the smoothness Ka. The smoothness Ka is appropriately set in advance within a range from 0 to 1 (0≦Ka≦1). As the smoothness Ka approaches 1, the smoothed voltage vector v dqs (k−1) in the (k−1)th control is emphasized, and the smoothed voltage vector v dqs (k ), the ratio of the smoothed voltage vector v dqs (k-1) in the (k-1)th control increases, and conversely, as the smoothness Ka approaches 0, in the kth control The voltage vector v dq (k) is emphasized, and the ratio of the voltage vector v dq (k) in the k-th control to the smoothed voltage vector v dqs (k) in the k-th control increases. Note that the voltage vector v dq (k) is [v d (k), v q (k)] T (v dq (k)=[v d (k), v q (k)] T ).

Figure 0007209617000001
Figure 0007209617000001

ここで、ｋ＝１の場合における式１の右辺第１項のｖｄｑｓ（０）には、前回の制御周期の制御で実際にインバータ回路ＩＶから出力された電圧値が用いられる。 Here, the voltage value actually output from the inverter circuit IV in the control of the previous control cycle is used for v dqs (0) of the first term on the right side of Equation 1 when k=1.

上述の例では、現在のｋ番目の制御において、電圧パターン生成部１２で生成された８通りの、２制御周期先までの［ｖｄｑ（ｋ＋１）、ｖｄｑ（ｋ＋２）］に対し、平滑化部１３によって８通りの、２制御周期先までの［ｖｄｑｓ（ｋ＋１）、ｖｄｑｓ（ｋ＋２）］が求められる。 In the above example, in the current k-th control, smoothing is performed on [v dq (k+1), v dq (k+2)] up to two control cycles ahead of eight patterns generated by the voltage pattern generation unit 12. The unit 13 obtains 8 kinds of [v dqs (k+1), v dqs (k+2)] up to two control cycles ahead.

なお、電動機駆動制御システムＳａ、電動機駆動制御装置Ｄおよびこれに実装された電動機駆動制御方法は、平滑度Ｋａが調整可能に構成されても良い。このような場合では、例えば、図２に破線で示すように、平滑化部１３は、電圧パターン生成部１２で生成された複数の時系列な電圧パターンそれぞれについて、当該時系列な電圧パターンを時系列な平滑電圧パターンとして平滑化するデジタルローパスフィルタ部（ＤＬＰＦ部）１３１と、所定の平滑度Ｋａとなるように、ＤＬＰＦ１３１のフィルタ係数を制御するフィルタ係数制御部１３２とを備える。このようなＤＬＰＦ１３１およびフィルタ係数制御部１３２は、例えば、後で説明するＣＰＵに機能的に構成される。前記所定の平滑度Ｋａは、例えばディップスイッチ、ロータリスイッチおよびキーボード等の数値を入力できる、モデル予測制御部ＭＣａに接続された図略の入力手段によって、外部から入力され、フィルタ係数制御部１３２に与えられる。 The motor drive control system Sa, the motor drive control device D, and the motor drive control method implemented therein may be configured such that the smoothness Ka can be adjusted. In such a case, for example, as indicated by broken lines in FIG. A digital low-pass filter unit (DLPF unit) 131 that smoothes a series of smoothed voltage patterns, and a filter coefficient control unit 132 that controls the filter coefficient of the DLPF 131 so as to achieve a predetermined smoothness Ka. The DLPF 131 and the filter coefficient control unit 132 as described above are functionally configured in, for example, a CPU to be described later. The predetermined smoothness Ka is input from the outside by input means (not shown) connected to the model prediction control unit MCa, which can input numerical values such as a DIP switch, a rotary switch, and a keyboard, and the filter coefficient control unit 132 Given.

予測部１４ａは、平滑化部１３で平滑化された複数の時系列な平滑電圧パターンそれぞれについて、当該時系列な平滑電圧パターンが電動機Ｍに入力された場合における前記電動機Ｍの制御目的に関する所定の物理量の値を予測値として予測するものである。すなわち、平滑化部１３で平滑化された複数の時系列な平滑電圧パターンそれぞれについて、当該時系列な平滑電圧パターンが電動機Ｍに入力された場合における前記電動機Ｍの制御目的に関する所定の物理量の値を予測値として予測する予測処理を実施する。より具体的には、本実施形態では、前記電動機Ｍの制御目的に関する所定の物理量は、電動機Ｍを駆動させる電流、電動機Ｍの回転速度および電動機Ｍの回転角度位置である。このため、予測部１４ａは、平滑化したｄ軸電圧ｖｄｓを用いた次式２によってｄ軸電流ｉｄ（電動機Ｍを駆動させる電流）の予測値を求め、平滑化したｑ軸電圧ｖｑｓを用いた次式３によってｑ軸電流ｉｑ（電動機Ｍを駆動させる電流）の予測値を求める。そして、予測部１４ａは、次式４によってトルクＴｅの予測値を求め、この求めたトルクＴｅの予測値を用いた次式５によって回転速度ωｍ（電動機Ｍの回転速度）の予測値を求める。そして、予測部１４ａは、次式６によって回転角度θｍ（電動機Ｍの回転角度位置）の予測値を求める。 For each of the plurality of time-series smoothed voltage patterns smoothed by the smoothing unit 13, the prediction unit 14a calculates a predetermined value related to the purpose of controlling the electric motor M when the time-series smoothed voltage pattern is input to the electric motor M. It predicts the value of a physical quantity as a predicted value. That is, for each of the plurality of time-series smoothed voltage patterns smoothed by the smoothing unit 13, the value of a predetermined physical quantity related to the control purpose of the electric motor M when the time-series smoothed voltage pattern is input to the electric motor M as a predicted value. More specifically, in this embodiment, the predetermined physical quantity related to the purpose of controlling the electric motor M is the electric current driving the electric motor M, the rotational speed of the electric motor M, and the rotational angular position of the electric motor M. Therefore, the prediction unit 14a obtains a predicted value of the d-axis current i d (current for driving the motor M) by the following equation 2 using the smoothed d-axis voltage v ds , and smoothed the q-axis voltage v qs A predicted value of the q-axis current i q (current for driving the motor M) is obtained by the following equation 3 using . Then, the prediction unit 14a obtains the predicted value of the torque T e by the following equation 4, and the predicted value of the rotation speed ω m (the rotation speed of the electric motor M) by the following equation 5 using the obtained predicted value of the torque T e Ask for Then, the prediction unit 14a obtains a predicted value of the rotation angle θ m (the rotation angle position of the electric motor M) by the following equation (6).

Figure 0007209617000002
Figure 0007209617000002

Figure 0007209617000003
Figure 0007209617000003

Figure 0007209617000004
Figure 0007209617000004

Figure 0007209617000005
Figure 0007209617000005

Figure 0007209617000006
Figure 0007209617000006

ここで、ｉｄ（ｋ）は、ｋ番目の制御におけるｄ軸電流であり、ｉｑ（ｋ）は、ｋ番目の制御におけるｑ軸電流であり、Ｌｄは、ｄ軸インダクタンスであり、Ｌｑは、ｑ軸インダクタンスである。なお、本実施形態では、電動機Ｍが永久磁石式同期電動機であるので、Ｌｄ＝Ｌｑ＝Ｌとなる。Ｔｓは、制御周期であり、Ｒは、電動機Ｍの巻線抵抗であり、ωｍ（ｋ）は、ｋ番目の制御における、測定された回転速度（実績の回転速度）であり、ｐは、電動機Ｍにおける極対数であり、Ψは、電動機Ｍにおける永久磁石の鎖交磁束であり、Ｊは、電動機Ｍにおける回転子の慣性モーメントであり、Ｄは、電動機Ｍにおける回転子の動摩擦抵抗であり、θｍ（ｋ）は、ｋ番目の制御における、測定された回転角度（実績の回転角度）である。なお、現在、ｋ番目の制御の場合、（ｋ＋１）、（ｋ＋２）、（ｋ＋３）、・・・は、予測値であることを表している。 where i d (k) is the d-axis current in the k-th control, i q (k) is the q-axis current in the k-th control, L d is the d-axis inductance, L q is the q-axis inductance. In this embodiment, since the motor M is a permanent magnet type synchronous motor, L d =L q =L. T s is the control period, R is the winding resistance of the motor M, ω m (k) is the measured rotation speed (actual rotation speed) in the k-th control, and p is , is the number of pole pairs in the electric motor M, Ψ is the flux linkage of the permanent magnet in the electric motor M, J is the moment of inertia of the rotor in the electric motor M, and D is the dynamic frictional resistance of the rotor in the electric motor M. , and θ m (k) is the measured rotation angle (actual rotation angle) in the kth control. In the case of the k-th control, (k+1), (k+2), (k+3), . . . represent predicted values.

上述の例では、現在のｋ番目の制御において、平滑化部１３で求められた８通りの［ｖｄｑｓ（ｋ＋１）、ｖｄｑｓ（ｋ＋２）］に対し、予測部１４ａによって、８通りの２制御周期先までの［ｉｄｑ（ｋ＋１）、ｉｄｑ（ｋ＋２）］、２制御周期先までの［ωｍ（ｋ＋１）、ωｍ（ｋ＋２）］、および、２制御周期先までの［θｍ（ｋ＋１）、θｍ（ｋ＋２）］が各予測値として求められる。なお、電流ベクトルｉｄｑ（ｋ）は、［ｉｄ（ｋ）、ｉｑ（ｋ）］Ｔである（ｉｄｑ（ｋ）＝［ｉｄ（ｋ）、ｉｑ（ｋ）］Ｔ）。 In the above example, in the current k-th control, the predicting unit 14a performs 8 types of 2 controls for the 8 types [v dqs (k+1), v dqs (k+2)] obtained by the smoothing unit 13. [i dq (k+1), i dq (k+2)] up to two control cycles ahead, [ω m (k+1), ω m (k+2)] up to two control cycles ahead, and [θ m ( k+1), θ m (k+2)] are obtained as respective predicted values. Note that the current vector i dq (k) is [ id (k), i q (k)] T (i dq (k)=[ id (k), i q (k)] T ).

電圧パターン選択部１５ａは、平滑化部１３で平滑化された複数の時系列な平滑電圧パターンそれぞれについて、予測部１４ａで予測された予測値を用いて、評価値を算出し、算出された各評価値の中で最も高い評価の評価値に対応する時系列な平滑電圧パターンを、平滑化部１３で平滑化された複数の時系列な平滑電圧パターンの中から選択する。すなわち、電圧パターン選択部１５ａは、平滑化部１３で平滑化された複数の時系列な平滑電圧パターンそれぞれについて、予測部１４ａで予測された予測値を用いて、評価値を算出し、算出された各評価値の中で最も高い評価の評価値に対応する時系列な平滑電圧パターンを、平滑化部１３で平滑化された複数の時系列な平滑電圧パターンの中から選択する電圧パターン選択処理を実施する。 The voltage pattern selection unit 15a calculates an evaluation value using the predicted value predicted by the prediction unit 14a for each of the plurality of time-series smoothed voltage patterns smoothed by the smoothing unit 13, and calculates each calculated value. A time-series smoothed voltage pattern corresponding to the highest evaluation value among the evaluation values is selected from the plurality of time-series smoothed voltage patterns smoothed by the smoothing unit 13 . That is, the voltage pattern selection unit 15a calculates an evaluation value using the predicted value predicted by the prediction unit 14a for each of the plurality of time-series smoothed voltage patterns smoothed by the smoothing unit 13, and calculates the calculated evaluation value. A voltage pattern selection process for selecting a time-series smoothed voltage pattern corresponding to the highest evaluation value among the evaluation values obtained from among the plurality of time-series smoothed voltage patterns smoothed by the smoothing unit 13. to implement.

より具体的には、停止制御モードの場合、電圧パターン選択部１５ａは、平滑化部１３で平滑化された複数の時系列な平滑電圧パターンそれぞれについて、予測部１４ａで予測された電動機Ｍの電流予測値［ｉｄｑ（ｋ＋１）、ｉｄｑ（ｋ＋２）］、回転速度予測値［ωｍ（ｋ＋１）、ωｍ（ｋ＋２）］および回転角度予測値［θｍ（ｋ＋１）、θｍ（ｋ＋２）］を、例えば次式７の評価式ｇｐｏｓに用いることによって、前記時系列な平滑電圧パターンを定量的に評価（評価値を算出）し、前記複数の時系列な平滑電圧パターンの中から、最も高い評価の評価値に対応する時系列な平滑電圧パターンを選択する。式７の評価式ｇｐｏｓでは、評価値が小さいほど、評価が高い。したがって、前記複数の時系列な平滑電圧パターンの中から、最も小さい評価値を与える電流予測値［ｉｄｑ（ｋ＋１）、ｉｄｑ（ｋ＋２）］、回転速度予測値［ωｍ（ｋ＋１）、ωｍ（ｋ＋２）］および回転角度予測値［θｍ（ｋ＋１）、θｍ（ｋ＋２）］に対応する時系列な平滑電圧パターンが最適な時系列な平滑電圧パターンとして選択される。なお、回転角度予測値は、回転角度位置予測値と言い換えることができる。 More specifically, in the stop control mode, the voltage pattern selection unit 15a determines the current of the electric motor M predicted by the prediction unit 14a for each of the plurality of time-series smoothed voltage patterns smoothed by the smoothing unit 13. Predicted values [i dq (k+1), i dq (k+2)], rotational speed predicted values [ω m (k+1), ω m (k+2)], and rotational angle predicted values [θ m (k+1), θ m (k+2) ] is used, for example, in the evaluation formula g pos of the following equation 7 to quantitatively evaluate the time-series smoothed voltage pattern (calculate the evaluation value), and from the plurality of time-series smoothed voltage patterns, A time-series smoothed voltage pattern corresponding to the evaluation value with the highest evaluation is selected. In the evaluation formula g pos of Expression 7, the smaller the evaluation value, the higher the evaluation. Therefore, among the plurality of time-series smoothed voltage patterns, current predicted values [i dq (k+1), i dq (k+2)] that give the smallest evaluation values, rotational speed predicted values [ω m (k+1), ω m (k+2)] and the rotation angle prediction values [θ m (k+1), θ m (k+2)] are selected as the optimum time-series smoothed voltage pattern. Note that the rotation angle predicted value can be rephrased as a rotation angle position predicted value.

Figure 0007209617000007
Figure 0007209617000007

上記式７の評価式ｇｐｏｓは、回転角度（回転角度位置）の制御の上で重要となることから、回転角度偏差を第１項とし、速度制御の上で重要となることから、速度偏差を第２項とし、永久磁石式同期電動機の場合、無駄な給電を防止するために、トルクの発生に寄与しないｄ軸電流ｉｄを０に保持することが重要であることから、電流偏差を第３項とし、これら第１項、第２項および第３項を係数ａ、ｂ、ｃで線形結合することで構成されている。したがって、第１項、第２項、第３項における相対的な重要度に応じて係数ａ、ｂ、ｃが予め適宜に決定される。言い換えれば、係数ａ、ｂ、ｃで第１項、第２項、第３項における相対的な重要度が調整できる。なお、式７の評価式を用いた場合、電動機Ｍの回転角度位置が目標とする回転角度位置に近いほど、回転速度がゼロに近いほど、ｄ軸電流ｉｄが０に近いほど、評価値が小さくなる。 Since the evaluation formula g pos of the above formula 7 is important for controlling the rotation angle (rotational angular position), the first term is the rotation angle deviation, and since it is important for speed control, the speed deviation is the second term, and in the case of a permanent magnet synchronous motor, it is important to keep the d -axis current id, which does not contribute to torque generation, at 0 in order to prevent unnecessary power supply. The third term is constructed by linearly combining the first, second, and third terms with coefficients a, b, and c. Therefore, the coefficients a, b, and c are appropriately determined in advance according to the relative importance of the first, second, and third terms. In other words, the coefficients a, b, and c can adjust the relative importance of the first, second, and third terms. When the evaluation formula of Expression 7 is used, the closer the rotation angle position of the electric motor M is to the target rotation angle position, the closer the rotation speed is to zero, and the closer the d -axis current id is to 0, the evaluation value becomes smaller.

回転制御モードの場合、電圧パターン選択部１５ａは、平滑化部１３で平滑化された複数の時系列な平滑電圧パターンそれぞれについて、予測部１４ａで予測された電動機Ｍの電流予測値［ｉｄｑ（ｋ＋１）、ｉｄｑ（ｋ＋２）］および回転速度予測値［ωｍ（ｋ＋１）、ωｍ（ｋ＋２）］を、例えば次式８の評価式ｇｓｐｅｅｄに用いることによって、前記時系列な平滑電圧パターンを定量的に評価し（評価値を算出）、前記複数の時系列な平滑電圧パターンの中から、最も高い評価の電流予測値［ｉｄｑ（ｋ＋１）、ｉｄｑ（ｋ＋２）］および回転速度予測値［ωｍ（ｋ＋１）、ωｍ（ｋ＋２）］に対応する時系列な平滑電圧パターンを選択する。式８の評価式ｇｓｐｅｅｄでは、評価値が小さいほど、評価が高い。したがって、前記複数の時系列な平滑電圧パターンの中から、最も小さい評価値を与える電流予測値［ｉｄｑ（ｋ＋１）、ｉｄｑ（ｋ＋２）］および回転速度予測値［ωｍ（ｋ＋１）、ωｍ（ｋ＋２）］に対応する時系列な平滑電圧パターンが最適な時系列な平滑電圧パターンとして選択される。 In the case of the rotation control mode, the voltage pattern selector 15a selects the predicted current value [i dq ( k+1), i dq (k+2)] and rotational speed prediction values [ω m (k+1), ω m (k+2)], for example, by using the evaluation formula g speed of the following equation 8, the time-series smoothed voltage pattern is quantitatively evaluated (evaluation values are calculated), and the highest evaluation current prediction values [i dq (k+1), i dq (k+2)] and rotational speed prediction are obtained from the plurality of time-series smoothed voltage patterns Select a time series smoothed voltage pattern corresponding to the values [ω m (k+1), ω m (k+2)]. In the evaluation formula g speed of Expression 8, the smaller the evaluation value, the higher the evaluation. Therefore, among the plurality of time-series smoothed voltage patterns, the predicted current values [i dq (k+1), i dq (k+2)] and the predicted rotational speed values [ω m (k+1), ω m (k+2)] is selected as the optimum time-series smoothed voltage pattern.

Figure 0007209617000008
Figure 0007209617000008

上記式８の評価式ｇｓｐｅｅｄは、速度制御の上で重要となることから、速度偏差を第１項とし、永久磁石式同期電動機の場合、無駄な給電を防止するために、トルクの発生に寄与しないｄ軸電流ｉｄを０に保持することが重要であることから、電流偏差を第２項とし、これら第１項および第２項を係数ａ´、ｂ´で線形結合することで構成されている。したがって、第１項と第２項とにおける相対的な重要度に応じて係数ａ´、ｂ´が予め適宜に決定される。言い換えれば、係数ａ´、ｂ´で第１項と第２項とにおける相対的な重要度が調整できる。すなわち、電動機Ｍの制御で、速度偏差が電流偏差より相対的に重要である場合には、係数ａ´は、係数ｂ´より大きく設定され（ａ´＞ｂ´）、逆に、電動機Ｍの制御で、電流偏差が速度偏差より相対的に重要である場合には、係数ｂ´は、係数ａ´より大きく設定され（ｂ´＞ａ´）、両者が等しく重要である場合には、係数ａ´は、係数ｂ´と同値に設定される（ａ´＝ｂ´）。なお、式８の評価式を用いた場合、電動機Ｍの回転速度がゼロに近いほど、ｄ軸電流ｉｄが０に近いほど、評価値が小さくなる。 Since the evaluation formula g speed of the above formula 8 is important for speed control, the speed deviation is set as the first term. Since it is important to keep the non-contributing d -axis current id at 0, the current deviation is defined as the second term, and these first and second terms are linearly combined with coefficients a′ and b′. It is Therefore, the coefficients a' and b' are appropriately determined in advance according to the relative importance of the first term and the second term. In other words, the coefficients a' and b' can be used to adjust the relative importance of the first term and the second term. That is, in the control of the motor M, when the speed deviation is relatively more important than the current deviation, the coefficient a' is set larger than the coefficient b'(a'>b'). In control, if the current deviation is relatively more important than the speed deviation, the coefficient b' is set greater than the coefficient a'(b'>a'), and if both are equally important, the coefficient a' is set to the same value as the coefficient b'(a'=b'). When the evaluation formula of Expression 8 is used, the closer the rotation speed of the electric motor M is to zero and the closer the d -axis current id is to 0, the smaller the evaluation value.

ＰＷＭインバータ制御部１６ａは、電圧パターン選択部１５ａで選択された時系列な平滑電圧パターンに基づいて、インバータ回路ＩＶを制御するものである。すなわち、ＰＷＭインバータ制御部１６ａは、電圧パターン選択部１５ａで選択された時系列な平滑電圧パターンに基づいて、インバータ回路ＩＶを制御するＰＷＭインバータ制御処理を実施する。より具体的には、本実施形態では、ＰＷＭインバータ制御部１６ａは、現在、ｋ番目の制御である場合に、電圧パターン選択部１５で選択された時系列な平滑電圧パターンにおける次回の（ｋ＋１）番目の制御でのｄ軸電圧ｖｄ（ｋ＋１）およびｑ軸電圧ｖｑ（ｋ＋１）それぞれをｄ軸目標電圧ｖｄ ＊およびｑ軸目標電圧ｖｑ ＊それぞれとして、この目標電圧ｖｄ ＊、ｖｑ ＊に対応する目標のＵ相電流、Ｖ相電流およびＷ相電流をインバータ回路ＩＶから出力するように、２相３相変換部ＣＶ１にＰＷＭ制御信号を生成させてこのＰＷＭ制御信号でＰＷＭ変調器ＰＷにＩＶ制御信号を生成させ、この生成させたＩＶ制御信号をＰＷＭ変調器ＰＷからインバータ回路ＩＶへ出力させる。 The PWM inverter control section 16a controls the inverter circuit IV based on the time-series smoothed voltage pattern selected by the voltage pattern selection section 15a. That is, the PWM inverter control section 16a performs PWM inverter control processing for controlling the inverter circuit IV based on the time-series smoothed voltage pattern selected by the voltage pattern selection section 15a. More specifically, in the present embodiment, the PWM inverter control unit 16a controls the next (k+1) in the time-series smoothed voltage pattern selected by the voltage pattern selection unit 15 when the current control is the k-th control. With the d-axis voltage v d (k+1) and the q-axis voltage v q (k+1) in the second control as the d-axis target voltage v d * and the q-axis target voltage v q * , respectively, the target voltages v d * , v A PWM control signal is generated by the two-to-three-phase converter CV1 and PWM-modulated with this PWM control signal so that the target U-phase current, V-phase current and W-phase current corresponding to q * are output from the inverter circuit IV. The device PW is caused to generate an IV control signal, and the generated IV control signal is output from the PWM modulator PW to the inverter circuit IV.

そして、制御部１０は、前記制御モード選択処理、前記電圧パターン生成処理、前記平滑化処理、前記予測処理、前記電圧パターン選択処理および前記インバータ制御処理を、制御モード選択部１１、電圧パターン生成部１２、平滑化部１３、予測部１４ａ、電圧パターン選択部１５ａおよびＰＷＭインバータ制御部１６ａに、所定の制御周期で繰り返し実施させる。 Then, the control unit 10 performs the control mode selection process, the voltage pattern generation process, the smoothing process, the prediction process, the voltage pattern selection process, and the inverter control process using a control mode selection unit 11, a voltage pattern generation unit, and the like. 12. Make the smoothing unit 13, the prediction unit 14a, the voltage pattern selection unit 15a, and the PWM inverter control unit 16a repeatedly perform the control at a predetermined control cycle.

このようなモデル予測制御部ＭＣａ、２相３相変換部ＣＶ１、３相２相変換部ＣＶ２および回転速度処理部ＲＳＣは、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）、メモリおよびその周辺回路を備えて構成されるマイクロプロセッサで構成可能であり、モデル予測制御部ＭＣａにおける制御部１０、制御モード選択部１１、電圧パターン生成部１２、平滑化部１３、予測部１４ａ、電圧パターン選択部１５ａおよびＰＷＭインバータ制御部１６ａ、２相３相変換部ＣＶ１、３相２相変換部ＣＶ２、ならびに、回転速度処理部ＲＳＣは、所定のプログラムの実行により、前記ＣＰＵに機能的に構成される。 The model predictive controller MCa, the two-to-three-phase converter CV1, the three-to-two phase converter CV2, and the rotation speed processor RSC are configured with a CPU (Central Processing Unit), a memory, and peripheral circuits thereof. A control unit 10, a control mode selection unit 11, a voltage pattern generation unit 12, a smoothing unit 13, a prediction unit 14a, a voltage pattern selection unit 15a, and a PWM inverter control unit 16a in the model prediction control unit MCa, which can be configured by a microprocessor. , a two-to-three phase conversion unit CV1, a three-to-two phase conversion unit CV2, and a rotation speed processing unit RSC are functionally configured in the CPU by executing a predetermined program.

次に、本実施形態の動作について説明する。図６は、電動機駆動制御システムＳにおける動作を示すフローチャートである。図６には、第１および第２実施形態における電動機駆動制御システムＳａ、Ｓｂの各処理が図示されている。 Next, the operation of this embodiment will be described. FIG. 6 is a flow chart showing the operation of the motor drive control system S. As shown in FIG. FIG. 6 shows each process of the motor drive control systems Sa and Sb in the first and second embodiments.

このような第１実施形態の電動機駆動制御システムＳａでは、電源が投入されると、必要な各部の初期化を実行し、その稼働を始める。そして、例えば、プログラムの実行によって、前記ＣＰＵには、モデル予測制御部ＭＣａ、２相３相変換部ＣＶ１、３相２相変換部ＣＶ２および回転速度処理部ＲＳＣが機能的に構成され、モデル予測制御部ＭＣａには、制御部１０、制御モード選択部１１、電圧パターン生成部１２、平滑化部１３、予測部１４ａ、電圧パターン選択部１５ａおよびＰＷＭインバータ制御部１６ａが機能的に構成される。 In the electric motor drive control system Sa of the first embodiment, when the power is turned on, the necessary parts are initialized and started to operate. Then, for example, by executing a program, the CPU is functionally configured with a model prediction control section MCa, a two-to-three-phase conversion section CV1, a three-to-two-phase conversion section CV2, and a rotational speed processing section RSC. The control unit MCa is functionally configured with a control unit 10, a control mode selection unit 11, a voltage pattern generation unit 12, a smoothing unit 13, a prediction unit 14a, a voltage pattern selection unit 15a, and a PWM inverter control unit 16a.

制御モード選択部１１は、目標値の回転速度ωｍ ＊（電動機Ｍの目標回転速度）が０か否かを判断する（Ｓ１）。制御モード選択部１１は、目標回転速度０でないと判断したとき（Ｓ１でＮｏ）、すなわち、目標回転速度が０より大きいとき、回転制御モードを選択する（Ｓ２）。制御モード選択部１１は、回転角度位置の更新フラグを１に設定する（Ｓ３）。このフラグは、停止制御モードが選択されたときに、利用される。詳しくは後で説明する。 The control mode selection unit 11 determines whether or not the target rotational speed ω m * (the target rotational speed of the electric motor M) is 0 (S1). When the control mode selector 11 determines that the target rotation speed is not 0 (No in S1), that is, when the target rotation speed is greater than 0, it selects the rotation control mode (S2). The control mode selector 11 sets the update flag of the rotation angle position to 1 (S3). This flag is used when the stop control mode is selected. Details will be explained later.

そして、モデル予測制御部ＭＣａは、回転制御モードを実行する（Ｓ４）。制御モード選択部１１が、目標回転速度０でないと判断したとき（Ｓ１でＮｏ）、処理Ｓ２～処理Ｓ４が繰り返し実行される。 Then, the model predictive control unit MCa executes the rotation control mode (S4). When the control mode selector 11 determines that the target rotation speed is not 0 (No in S1), the processes S2 to S4 are repeatedly executed.

処理Ｓ４について説明する。図７は、図６の処理Ｓ４について説明するフローチャートである。まず、今回（ｋ番目）において、電流測定部ＣＳによって測定された各相の巻線電流の値が取得され、回転角度測定部ＶＳによって測定された回転角度θｍの値が取得される（Ｓ４１）。電流測定部ＣＳは、この取得した各相の巻線電流の値を、３相２相変換部ＣＶ２へ出力し、回転角度測定部ＶＳは、この取得した回転角度θｍの値を、２相３相変換部ＣＶ１、３相２相変換部ＣＶ２および回転速度処理部ＲＳＣそれぞれへ出力する。 Processing S4 will be described. FIG. 7 is a flow chart for explaining the process S4 in FIG. First, at this time (k-th), the value of the winding current of each phase measured by the current measuring unit CS is obtained, and the value of the rotation angle θm measured by the rotation angle measuring unit VS is obtained (S41 ). The current measurement unit CS outputs the obtained value of the winding current of each phase to the three-phase to two-phase conversion unit CV2, and the rotation angle measurement unit VS outputs the obtained value of the rotation angle θm to the two-phase Output to the three-phase converter CV1, the three-to-two-phase converter CV2, and the rotation speed processor RSC.

続いて、３相２相変換部ＣＶ２は、処理Ｓ４１で取得された各相の巻線電流の値および回転角度θｍの値から、ｄ軸電流ｉｄおよびｑ軸電流ｉｑを求め、この求めたｄ軸電流ｉｄおよびｑ軸電流ｉｑをモデル予測制御部ＭＣａへ出力し、回転速度処理部ＲＳＣは、処理Ｓ４１で取得された各相の巻線電流の値および回転角度θｍの値から、回転速度ωｍを求め、この求めた回転速度ωｍを、モデル予測制御部ＭＣａへ出力する（Ｓ４２）。 Subsequently, the three-to-two phase conversion unit CV2 obtains the d-axis current i d and the q-axis current i q from the value of the winding current of each phase and the value of the rotation angle θ m obtained in step S41. The obtained d-axis current i d and q-axis current i q are output to the model predictive control unit MCa, and the rotation speed processing unit RSC calculates the value of the winding current of each phase and the rotation angle θ m obtained in step S41. From the value, the rotation speed ω m is obtained, and the obtained rotation speed ω m is output to the model predictive control unit MCa (S42).

続いて、モデル予測制御部ＭＣａは、電圧パターン生成部１２によって、予め設定された予測ホライズンの値および制御ホライズンの値に応じて、インバータ回路ＩＶで出力可能な時系列な電圧パターンを、互いに異なるように複数、生成する（Ｓ４３、電圧パターン生成処理）。 Subsequently, the voltage pattern generation unit 12 causes the model prediction control unit MCa to generate different time-series voltage patterns that can be output from the inverter circuit IV according to the preset prediction horizon value and control horizon value. (S43, voltage pattern generation process).

続いて、モデル予測制御部ＭＣａは、平滑化部１３によって、処理Ｓ４３で電圧パターン生成部１２によって生成された複数の時系列な電圧パターンそれぞれについて、当該時系列な電圧パターンを時系列な平滑電圧パターンとして平滑化する（Ｓ４４、平滑化処理）。 Subsequently, the model predictive control unit MCa causes the smoothing unit 13 to convert each of the time-series voltage patterns generated by the voltage pattern generation unit 12 in step S43 into time-series smoothed voltages. It is smoothed as a pattern (S44, smoothing processing).

続いて、モデル予測制御部ＭＣａは、予測部１４ａによって、処理Ｓ４４で平滑化部１３によって平滑化された複数の時系列な平滑電圧パターンそれぞれについて、当該時系列な平滑電圧パターンが電動機Ｍに入力された場合における前記電動機Ｍの制御目的に関する所定の物理量の値を予測値として予測する（Ｓ４５、予測処理）。より具体的には、本実施形態では、予測部１４ａは、式２によってｄ軸電流ｉｄの予測値ｉｄ（ｋ＋１）を求め、式３によってｑ軸電流ｉｑの予測値ｉｑ（ｋ＋１）を求め、式４によってトルクＴｅの予測値Ｔｅ（ｋ＋１）を求め、式５によって回転速度ωｍの予測値ωｍ（ｋ＋１）を求める。 Subsequently, the model predictive control unit MCa inputs the time-series smoothed voltage patterns to the electric motor M for each of the plurality of time-series smoothed voltage patterns smoothed by the smoothing unit 13 in processing S44 by the prediction unit 14a. A value of a predetermined physical quantity related to the control purpose of the motor M is predicted as a predicted value (S45, prediction processing). More specifically, in this embodiment, the prediction unit 14a obtains the predicted value i d (k+1) of the d-axis current i d by Equation 2, and the predicted value i q (k+1) of the q-axis current i q by Equation 3. ) is obtained, the predicted value T e (k+1) of the torque T e is obtained by Equation 4, and the predicted value ω m (k+1) of the rotational speed ω m is obtained by Equation 5.

続いて、モデル予測制御部ＭＣａは、電圧パターン選択部１５ａによって、処理Ｓ４４で平滑化部１３によって平滑化された複数の時系列な平滑電圧パターンそれぞれについて、処理Ｓ４５で予測部１４ａによって予測された予測値および式８を用いて、評価値ｇｓｐｅｅｄを算出し、算出された各評価値ｇｓｐｅｅｄの中で最も高い評価の評価値ｇｓｐｅｅｄに対応する時系列な平滑電圧パターンを、処理Ｓ４４で平滑化部１３によって平滑化された複数の時系列な平滑電圧パターンの中から選択する（Ｓ４６、電圧パターン選択処理）。 Subsequently, the model prediction control unit MCa causes the voltage pattern selection unit 15a to predict each of the plurality of time-series smoothed voltage patterns smoothed by the smoothing unit 13 in processing S44 by the prediction unit 14a in processing S45. An evaluation value g speed is calculated using the predicted value and Equation 8, and a time-series smoothed voltage pattern corresponding to the highest evaluation value g speed among the calculated evaluation values g speed is obtained in processing S44. A plurality of time-series smoothed voltage patterns smoothed by the smoothing unit 13 are selected (S46, voltage pattern selection process).

続いて、モデル予測制御部ＭＣは、ＰＷＭインバータ制御部１６ａによって、処理Ｓ４６で電圧パターン選択部１５ａによって選択された時系列な平滑電圧パターンに基づいて、ＰＷＭ変調器ＰＷおよびインバータ回路ＩＶを制御して電動機Ｍを駆動する（Ｓ４７、ＰＷＭインバータ制御処理）。 Subsequently, the model predictive control unit MC causes the PWM inverter control unit 16a to control the PWM modulator PW and the inverter circuit IV based on the time-series smoothed voltage pattern selected by the voltage pattern selection unit 15a in step S46. to drive the electric motor M (S47, PWM inverter control process).

このように電動機Ｍが、制御目的の目標値の回転速度ωｍ ＊となるように、モデル予測制御で制御され、駆動される。 In this way, the electric motor M is controlled and driven by the model predictive control so that the rotational speed ω m * is the target value for the control purpose.

次に、停止制御モードについて説明する。制御モード選択部１１は、目標回転速度０と判断したとき（Ｓ１でＮｏ）、停止制御モードを選択する（Ｓ５）。 Next, the stop control mode will be explained. When the control mode selector 11 determines that the target rotation speed is 0 (No in S1), it selects the stop control mode (S5).

回転制御モードから停止制御モードに切り替わった直後の回転角度位置（回転角度）が目標とする回転角度位置である。回転制御モードから停止制御モードに切り替わった直後、回転角度位置の更新フラグは１である（Ｓ３）。そこで、制御モード選択部１１は、回転角度位置の更新フラグが１か否かを判断する（Ｓ６）。制御モード選択部１１が、回転角度位置の更新フラグが１と判断したとき（Ｓ６でＹｅｓ）、制御部１０は、回転角度測定部ＶＳで現在検出されている回転角度θｍを目標とする回転角度位置として設定する（Ｓ７）。そして、制御モード選択部１１は、回転角度位置の更新フラグを０に設定し（Ｓ８）、モデル予測制御部ＭＣａは、停止制御モードを実行する（Ｓ９）。制御モード選択部１１が、目標回転速度０と判断したとき（Ｓ１でＹｅｓ）、処理Ｓ５～処理Ｓ９が繰り返し実行される。なお、停止制御モードが継続される場合、回転角度位置の更新フラグは０なので、処理Ｓ６において、回転角度位置の更新フラグが１でないと判断され（Ｓ６でＮｏ）、処理Ｓ９へ進む。 The rotation angle position (rotation angle) immediately after switching from the rotation control mode to the stop control mode is the target rotation angle position. Immediately after switching from the rotation control mode to the stop control mode, the update flag of the rotation angle position is 1 (S3). Therefore, the control mode selection unit 11 determines whether or not the update flag of the rotation angle position is 1 (S6). When the control mode selection unit 11 determines that the update flag of the rotation angle position is 1 (Yes in S6), the control unit 10 performs rotation targeting the rotation angle θ m currently detected by the rotation angle measurement unit VS. It is set as an angular position (S7). Then, the control mode selection unit 11 sets the rotation angle position update flag to 0 (S8), and the model predictive control unit MCa executes the stop control mode (S9). When the control mode selector 11 determines that the target rotation speed is 0 (Yes in S1), the processes S5 to S9 are repeatedly executed. When the stop control mode is continued, the rotation angle position update flag is 0, so in step S6 it is determined that the rotation angle position update flag is not 1 (No in S6), and the process proceeds to step S9.

処理Ｓ９について説明する。図８は、図６の処理Ｓ９について説明するフローチャートである。処理Ｓ９１は、図７の処理Ｓ４１と同じである。 Processing S9 will be described. FIG. 8 is a flow chart for explaining the process S9 in FIG. Processing S91 is the same as processing S41 in FIG.

図７の処理Ｓ４２と同様にして、ｄ軸電流ｉｄ、ｑ軸電流ｉｑ、回転速度ωｍが演算され、モデル予測制御部ＭＣａへ出力される（Ｓ９２）。これらに加えて、処理Ｓ９２において、回転速度処理部ＲＳＣは、回転速度ωｍの算出に用いた回転角度θｍをモデル予測制御部ＭＣａへ出力する。 The d-axis current i d , the q-axis current i q , and the rotational speed ω m are calculated in the same manner as in the process S42 of FIG. 7, and output to the model predictive control unit MCa (S92). In addition to these, in the process S92, the rotation speed processing unit RSC outputs the rotation angle θm used for calculating the rotation speed ωm to the model predictive control unit MCa.

次に、処理Ｓ９３および処理Ｓ９４がされる。処理Ｓ９３は、図７の処理Ｓ４３と同じである。処理Ｓ９４は、図７の処理Ｓ４４と同じである。 Next, processing S93 and processing S94 are performed. Processing S93 is the same as processing S43 in FIG. Processing S94 is the same as processing S44 in FIG.

次に、図７の処理Ｓ４５と同様にして、予測部１４ａは、式２によってｄ軸電流ｉｄの予測値ｉｄ（ｋ＋１）を求め、式３によってｑ軸電流ｉｑの予測値ｉｑ（ｋ＋１）を求め、式４によってトルクＴｅの予測値Ｔｅ（ｋ＋１）を求め、式５によって回転速度ωｍの予測値ωｍ（ｋ＋１）を求める（Ｓ９５）。さらに、予測部１４ａは、式６によって回転角度位置θｍの予測値θｍ（ｋ＋１）を求める（Ｓ９５）。 7, the prediction unit 14a obtains the predicted value i d (k+1) of the d-axis current i d by Equation 2, and the predicted value i q of the q-axis current i q by Equation 3. (k+1), the predicted value T e (k+1) of the torque T e is obtained by Equation 4, and the predicted value ω m (k+1) of the rotation speed ω m is obtained by Equation 5 (S95). Furthermore, the prediction unit 14a obtains the predicted value θ m (k+1) of the rotational angular position θ m using Equation 6 (S95).

続いて、モデル予測制御部ＭＣａは、電圧パターン選択部１５ａによって、処理Ｓ９４で平滑化部１３によって平滑化された複数の時系列な平滑電圧パターンそれぞれについて、処理Ｓ９５で予測部１４ａによって予測された予測値および式７を用いて、評価値ｇｐｏｓを算出し、算出された各評価値ｇｐｏｓの中で最も高い評価の評価値ｇｐｏｓに対応する時系列な平滑電圧パターンを、処理Ｓ９４で平滑化部１３によって平滑化された複数の時系列な平滑電圧パターンの中から選択する（Ｓ９６、電圧パターン選択処理）。 Subsequently, the model prediction control unit MCa causes the voltage pattern selection unit 15a to predict each of the plurality of time-series smoothed voltage patterns smoothed by the smoothing unit 13 in processing S94 by the prediction unit 14a in processing S95. Using the predicted value and Equation 7, the evaluation value g pos is calculated, and a time-series smoothed voltage pattern corresponding to the evaluation value g pos with the highest evaluation among the calculated evaluation values g pos is obtained in processing S94. A plurality of time-series smoothed voltage patterns smoothed by the smoothing unit 13 are selected (S96, voltage pattern selection process).

続いて、モデル予測制御部ＭＣは、ＰＷＭインバータ制御部１６ａによって、処理Ｓ９６で電圧パターン選択部１５ａによって選択された時系列な平滑電圧パターンに基づいて、ＰＷＭ変調器ＰＷおよびインバータ回路ＩＶを制御して電動機Ｍを駆動する（Ｓ９７、ＰＷＭインバータ制御処理）。 Subsequently, the model predictive control unit MC causes the PWM inverter control unit 16a to control the PWM modulator PW and the inverter circuit IV based on the time-series smoothed voltage pattern selected by the voltage pattern selection unit 15a in step S96. to drive the electric motor M (S97, PWM inverter control process).

このように、モデル予測制御によって、電動機Ｍが、目標とする回転角度位置にされた状態で停止される（回転角度位置を制御して停止される）。 In this way, the electric motor M is stopped at the target rotational angular position by the model predictive control (the rotational angular position is controlled and stopped).

シミュレーション（数値実験）によって、第１実施形態の効果が検証された。図９は、この検証に用いられた第１比較例における電動機駆動制御システムＳｃの構成を示すブロック図である。図１に示す第１実施形態における電動機駆動制御システムＳａの構成と同じ構成については、同一符号を付すことにより説明が省略される。電動機駆動制御システムＳｃは、ＰＩカスケード構造を有しており、ベクトル制御によって電動機Ｍの駆動を制御する。ＰＩカスケード構造は、位置制御器と、この次の段にある速度制御器と、この次の段にある電流制御器とにより構成される。電流制御器の出力が２相３相変換部ＣＶ１に送られる。 Simulations (numerical experiments) verified the effects of the first embodiment. FIG. 9 is a block diagram showing the configuration of the motor drive control system Sc in the first comparative example used for this verification. The same components as those of the motor drive control system Sa in the first embodiment shown in FIG. The motor drive control system Sc has a PI cascade structure and controls the drive of the motor M by vector control. A PI cascade structure consists of a position controller, a speed controller in the next stage, and a current controller in the next stage. The output of the current controller is sent to the 2-3 phase converter CV1.

回転角度θｍがネガティブにフィードバックされ、回転角度θｍと目標値の回転角度θｍｒｅｆとの偏差がＰＩ位置制御器に入力される。回転角度θｍを基にして算出された回転速度ωｍがネガティブにフィードバックされ、回転速度ωｍとＰＩ位置制御器の出力との偏差がＰＩ速度制御器に入力される。 The rotation angle θm is negatively fed back, and the deviation between the rotation angle θm and the target rotation angle θmref is input to the PI position controller. The rotation speed ωm calculated based on the rotation angle θm is fed back negatively, and the deviation between the rotation speed ωm and the output of the PI position controller is input to the PI speed controller.

例えば表面磁石型同期電動機（Ｓｕｒｆａｃｅ ｍｏｕｎｔｅｄ Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ ｍａｇｎｅｔ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ Ｍｏｔｏｒ：ＳＰＭＳＭ）の場合、トルクの出力に寄与するｑ軸電流は、ネガティブにフィードバックされ、これとＰＩ速度制御器の出力との偏差がＰＩ電流制御器に入力される。一方、トルクの発生に寄与しないｄ軸電流ｉｄは、ネガティブにフィードバックされ、これと電流目標値ｉｄｅｆ（例えば、ゼロ）との偏差がＰＩ電流制御器に入力される。ＰＩ電流制御器の出力が２相３相変換部ＣＶ１に入力される。これ以降は、第１実施形態と同様の処理がされる。 For example, in the case of a surface mounted permanent magnet synchronous motor (SPMSM), the q-axis current that contributes to the torque output is negatively fed back, and the deviation between this and the output of the PI speed controller is the PI current control. input to the device. On the other hand, the d-axis current i d that does not contribute to torque generation is negatively fed back, and the deviation between this and the current target value i def (for example, zero) is input to the PI current controller. The output of the PI current controller is input to the 2-3 phase converter CV1. After that, the same processing as in the first embodiment is performed.

図１０は、第１実施形態における電動機駆動制御システムＳａおよび第１比較例における電動機駆動制御システムＳｃについて、停止制御モードの一例であるサーボロックのシミュレーション結果を示すグラフである。図１０Ａは、負荷トルクを示し、図１０Ｂは、この負荷トルクの下での回転角度（回転角度位置）を示し、図１０Ｃは、この負荷トルクの下でのｑ軸電流ｉｑを示す。図１０Ａ～図１０Ｃにおける各横軸は、経過時間であり、図１０Ａにおける縦軸は、負荷トルクであり、図１０Ｂにおける縦軸は、回転角度（回転角度位置）であり、図１０Ｃにおける縦軸は、ｑ軸電流ｉｑである。 FIG. 10 is a graph showing simulation results of servo lock, which is an example of the stop control mode, for the motor drive control system Sa in the first embodiment and the motor drive control system Sc in the first comparative example. 10A shows the load torque, FIG. 10B shows the rotation angle (rotation angle position) under this load torque, and FIG. 10C shows the q-axis current i q under this load torque. Each horizontal axis in FIGS. 10A to 10C is the elapsed time, the vertical axis in FIG. 10A is the load torque, the vertical axis in FIG. 10B is the rotation angle (rotation angle position), and the vertical axis in FIG. 10C. is the q-axis current i q .

図１０Ａに示すように、サーボロック中に０．２秒間隔で、負荷トルクが印加されている。この負荷トルクの下で、目標値はサーボロック中に回転角度（回転角度位置）が変化しないことである。図１０Ｂに示すように、第１実施形態によれば、負荷トルクが変化した直後に僅かに回転角度（回転角度位置）が目標値に対して偏差が生じているが、この偏差は速やかに目標値に収束している。これに対して、第１比較例によれば、負荷トルクが変化した直後に回転角度（回転角度位置）が目標値に対して偏差が生じ、この偏差が目標値に収束している。第１実施形態は第１比較例と比べて偏差が小さく、かつ、目標値に収束するまでの時間が短いことが分かる。 As shown in FIG. 10A, load torque is applied at intervals of 0.2 seconds during servo lock. Under this load torque, the target value is that the rotation angle (rotation angle position) does not change during servo locking. As shown in FIG. 10B, according to the first embodiment, the rotational angle (rotational angular position) slightly deviates from the target value immediately after the load torque changes. converges to a value In contrast, according to the first comparative example, the rotation angle (rotation angle position) deviates from the target value immediately after the load torque changes, and the deviation converges to the target value. It can be seen that the deviation in the first embodiment is smaller than that in the first comparative example, and the time required to converge to the target value is shorter.

図１０Ｃに示すように、第１実施形態のｑ軸電流ｉｑの変化と第１比較例のｑ軸電流ｉｑの変化とは、ほぼ同じである。よって、サーボロックでの電流消費量は、第１実施形態と第１比較例とは変わらないことが分かる。 As shown in FIG. 10C, the change in the q-axis current iq in the first embodiment and the change in the q -axis current iq in the first comparative example are substantially the same. Therefore, it can be seen that the current consumption in the servo lock is the same as in the first embodiment and the first comparative example.

以上より、第１実施形態によれば、負荷トルクが作用する条件でのサーボロックの性能を向上させることができる。 As described above, according to the first embodiment, it is possible to improve the servo lock performance under the condition where the load torque acts.

図１１は、第１実施形態における電動機駆動制御システムＳａについて、停止制御モードから回転制御モードへ切り替える場合のシミュレーション結果を示すグラフである。図１１Ａは、回転速度を示し、図１１Ｂは、回転角度（回転角度位置）を示し、図１１Ｃは、ｑ軸電流ｉｑを示す。図１１Ａ～図１１Ｃにおける各横軸は、経過時間であり、図１１Ａにおける縦軸は、回転速度であり、図１１Ｂにおける縦軸は、回転角度（回転角度位置）であり、図１１Ｃにおける縦軸は、ｑ軸電流ｉｑである。なお、図１１Ａにおいて、破線は、目標値（参照値、ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ）を示し、実線は、測定値（ｍｅａｓｕｒｅｄ）を示す。 FIG. 11 is a graph showing simulation results when switching from the stop control mode to the rotation control mode for the motor drive control system Sa in the first embodiment. FIG. 11A shows the rotation speed, FIG. 11B shows the rotation angle (rotation angle position), and FIG. 11C shows the q -axis current iq. Each horizontal axis in FIGS. 11A to 11C is elapsed time, the vertical axis in FIG. 11A is rotation speed, the vertical axis in FIG. 11B is rotation angle (rotation angle position), and the vertical axis in FIG. 11C is the q-axis current i q . In FIG. 11A, the dashed line indicates the target value (reference value), and the solid line indicates the measured value.

０．３秒後にステップ状の負荷トルクが印加されているが、第１実施形態によれば、回転角度（回転角度位置）の大きな偏差が発生することなく、電動機Ｍは、目標とする回転角度位置で精度よく停止していることが分かる。 Although the stepped load torque is applied after 0.3 seconds, according to the first embodiment, the electric motor M can reach the target rotation angle without causing a large deviation in the rotation angle (rotational angular position). It can be seen that it stops at the position with good accuracy.

０．５秒後に、停止制御モードから回転制御モードへ切り替えられている。第１実施形態によれば、回転速度、回転角度（回転角度位置）およびｑ軸電流ｉｑは、この切り替えにより、不連続に変化していないことが分かる。従って、第１実施形態によれば、停止制御モードと回転制御モードの切り替えにおいて、電動機Ｍのシームレスの動作を実現することができる。 After 0.5 seconds, the stop control mode is switched to the rotation control mode. According to the first embodiment, it can be seen that the rotation speed, rotation angle (rotation angle position) and q -axis current iq do not change discontinuously due to this switching. Therefore, according to the first embodiment, seamless operation of the electric motor M can be achieved in switching between the stop control mode and the rotation control mode.

図１１Ａから分かるように、第１実施形態によれば、目標速度の追従性が良く、制御の応答性が優れていることが分かる。 As can be seen from FIG. 11A, according to the first embodiment, the followability of the target speed is good, and the responsiveness of control is excellent.

図１２は、第１実施形態における電動機駆動制御システムＳａおよび第２比較例における電動機駆動制御システム（不図示）について、回転制御モードのシミュレーション結果を示すグラフである。第２比較例における電動機駆動制御システムは、電圧パターン生成部１２で生成された複数の電圧パターンを平滑化せずに、そのまま用いる点を除き、第１実施形態における電動機駆動制御システムＳａと同様である。 FIG. 12 is a graph showing simulation results of the rotation control mode for the motor drive control system Sa in the first embodiment and the motor drive control system (not shown) in the second comparative example. The electric motor drive control system in the second comparative example is the same as the electric motor drive control system Sa in the first embodiment, except that the plurality of voltage patterns generated by the voltage pattern generator 12 are used as they are without being smoothed. be.

図１２Ａ、図１２Ｂおよび図１２Ｃは、第１実施形態における電動機駆動制御システムＳａによる速度制御のシミュレーション結果を示し、図１２Ａは、回転速度を示し、図１２Ｂは、ｄ軸電流ｉｄを示し、図１２Ｃは、ｑ軸電流ｉｑを示す。図１２Ｄ、図１２Ｅおよび図１２Ｆは、第２比較例における電動機駆動制御システムによる速度制御のシミュレーション結果を示し、図１２Ｄは、回転速度を示し、図１２Ｅは、ｄ軸電流ｉｄを示し、図１２Ｆは、ｑ軸電流ｉｑを示す。図１２Ａないし図１２Ｆにおける各横軸は、経過時間であり、図１２Ａおよび図１２Ｄの各縦軸は、回転速度であり、図１２Ｂおよび図１２Ｅの各縦軸は、ｄ軸電流ｉｄであり、図１２Ｃおよび図１２Ｆの各縦軸は、ｑ軸電流ｉｑである。 12A, 12B and 12C show simulation results of speed control by the motor drive control system Sa in the first embodiment, FIG. 12A shows the rotational speed, FIG. 12B shows the d -axis current id, FIG. 12C shows the q-axis current i q . 12D, 12E and 12F show simulation results of speed control by the motor drive control system in the second comparative example, FIG. 12D shows the rotational speed, FIG. 12F indicates the q-axis current i q . Each horizontal axis in FIGS. 12A to 12F is elapsed time, each vertical axis in FIGS. 12A and 12D is rotational speed, and each vertical axis in FIGS. 12B and 12E is d -axis current id. , 12C and 12F is the q-axis current i q .

第１実施形態および第２比較例では、モデル予測制御の制御周期は、１００μｓｅｃであり、キャリア周波数は、１０ｋＨｚである。第１実施形態の平滑度Ｋａは、０．９とした。図１２Ｅおよび図１２Ｆから分かるように、第２比較例では、ｄ軸電流ｉｄおよびｑ軸電流ｉｑそれぞれに電流脈動が生じているが、図１２Ｂおよび図１２Ｃから分かるように、第１実施形態では、これに較べて、ｄ軸電流ｉｄおよびｑ軸電流ｉｑそれぞれの電流脈動が低減されている。そして、図１２Ａおよび図１２Ｄから分かるように、目標速度の追従性は、第１実施形態と第２比較例とで差が無く、制御の応答性が維持されている。なお、図１２Ａおよび図１２Ｄにおいて、破線は、目標値（参照値、ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ）を示し、実線は、測定値（ｍｅａｓｕｒｅｄ）を示す。 In the first embodiment and the second comparative example, the control cycle of model predictive control is 100 μsec and the carrier frequency is 10 kHz. The smoothness Ka in the first embodiment was set to 0.9. As can be seen from FIGS. 12E and 12F, current ripple occurs in the d -axis current id and the q -axis current iq in the second comparative example. In terms of morphology, compared to this, the current ripples of the d -axis current id and the q -axis current iq are reduced. As can be seen from FIGS. 12A and 12D, there is no difference in target speed followability between the first embodiment and the second comparative example, and control responsiveness is maintained. In FIGS. 12A and 12D, dashed lines indicate target values (reference values), and solid lines indicate measured values.

以上説明したように、第１実施形態における電動機駆動制御システムＳａ、電動機駆動制御装置およびこれに実装された電動機駆動制御方法は、候補入力電圧として生成された複数の時系列な電圧パターンそれぞれを平滑化した複数の平滑電圧パターンの中から選択した平滑電圧パターンを用いるので、制御周期で繰り返し実行される各制御間における入力電圧の差異を低減できるから、電流脈動を低減できる。 As described above, the motor drive control system Sa, the motor drive control device, and the motor drive control method implemented therein according to the first embodiment smooth each of a plurality of time-series voltage patterns generated as candidate input voltages. Since a smoothed voltage pattern selected from a plurality of smoothed voltage patterns is used, it is possible to reduce the difference in input voltage between each control that is repeatedly executed in the control cycle, thereby reducing current pulsation.

（第２実施形態）
第２実施形態について説明する。図１３は、図１に示す第２実施形態の電動機駆動制御システムＳｂにおけるモデル予測制御部ＭＣｂの構成を示すブロック図である。図２に示すように、第１実施形態における電動機駆動システムＳａにおいて、モデル予測制御部ＭＣａが平滑化部１３を備えるが、図１３に示すように、第２実施形態における電動機駆動システムＳｂにおいて、モデル予測制御部ＭＣｂは平滑化部１３を備えていない。 (Second embodiment)
A second embodiment will be described. FIG. 13 is a block diagram showing the configuration of the model predictive control section MCb in the motor drive control system Sb of the second embodiment shown in FIG. 1. As shown in FIG. As shown in FIG. 2, in the electric motor drive system Sa in the first embodiment, the model predictive control unit MCa includes a smoothing unit 13. In the electric motor drive system Sb in the second embodiment, as shown in FIG. The model prediction controller MCb does not include the smoothing unit 13 .

モデル予測制御部ＭＣｂは、制御部１０と、制御モード選択部１１と、電圧パターン生成部１２と、予測部１４ｂと、電圧パターン選択部１５ｂと、ＰＷＭインバータ制御部１６ｂとを備える。 The model prediction controller MCb includes a controller 10, a control mode selector 11, a voltage pattern generator 12, a predictor 14b, a voltage pattern selector 15b, and a PWM inverter controller 16b.

制御部１０、制御モード選択部１１および電圧パターン生成部１２は、図２に示すこれらと同じなので説明を省略する。 The control unit 10, the control mode selection unit 11, and the voltage pattern generation unit 12 are the same as those shown in FIG. 2, so description thereof will be omitted.

予測部１４ｂは、電圧パターン生成部１２で生成された複数の時系列な電圧パターンそれぞれについて、当該時系列な電圧パターンが電動機Ｍに入力された場合における前記電動機Ｍの制御目的に関する所定の物理量の値を予測値として予測するものである。 For each of the plurality of time-series voltage patterns generated by the voltage pattern generation unit 12, the prediction unit 14b predicts a predetermined physical quantity related to the purpose of controlling the electric motor M when the time-series voltage pattern is input to the electric motor M. values are predicted as predicted values.

予測部１４ｂは、図２の予測部１４ａと同様に式２から式６用いて、ｄ軸電流ｉｄ（電動機Ｍを駆動させる電流）の予測値、ｑ軸電流ｉｑ（電動機Ｍを駆動させる電流）の予測値、トルクＴｅの予測値、回転速度ωｍ（電動機Ｍの回転速度）の予測値および回転角度θｍ（電動機Ｍの回転角度位置）の予測値を求める。但し、第２実施形態は、平滑化部１３を備えていないので、式２において、平滑化したｄ軸電圧ｖｄｓの替りに、平滑化前のｄ軸電圧ｖｄが用いられ、式３において、平滑化したｑ軸電圧ｖｑｓの替りに、平滑化前のｑ軸電圧ｖｑが用いられる。 The prediction unit 14b uses Equations 2 to 6 in the same manner as the prediction unit 14a in FIG. current), torque T e , rotational speed ω m (rotational speed of electric motor M), and rotational angle θ m (rotational angular position of electric motor M). However, since the second embodiment does not include the smoothing unit 13, the d -axis voltage vd before smoothing is used in Equation 2 instead of the smoothed d-axis voltage vds, and in Equation 3 , the q-axis voltage vq before smoothing is used instead of the smoothed q -axis voltage vqs .

電圧パターン選択部１５ｂは、電圧パターン生成部１２で生成された複数の時系列な電圧パターンそれぞれについて、予測部１４ｂで予測された予測値を用いて、評価値を算出し、算出された各評価値の中で最も高い評価の評価値に対応する時系列な電圧パターンを、電圧パターン生成部１２で生成された複数の時系列な電圧パターンの中から選択する。評価値の算出の方法および最も高い評価の評価値の決定方法は、図２の電圧パターン選択部１５ａと同様なので説明を省略する。 The voltage pattern selection unit 15b calculates an evaluation value using the prediction value predicted by the prediction unit 14b for each of the plurality of time-series voltage patterns generated by the voltage pattern generation unit 12, and selects the calculated evaluation value. A time-series voltage pattern corresponding to the highest evaluation value among the values is selected from the plurality of time-series voltage patterns generated by the voltage pattern generation unit 12 . The method of calculating the evaluation value and the method of determining the evaluation value with the highest evaluation are the same as those of the voltage pattern selection unit 15a in FIG. 2, so description thereof will be omitted.

ＰＷＭインバータ制御部１６ｂは、電圧パターン選択部１５ｂで選択された時系列な電圧パターンに基づいて、インバータ回路ＩＶを制御するものである。より具体的には、ＰＷＭインバータ制御部１６ｂは、現在、ｋ番目の制御である場合に、電圧パターン選択部１５ｂで選択された時系列な電圧パターンにおける次回の（ｋ＋１）番目の制御での出力電圧に相当するＶｄｐ（ｋ＋１）を目標電圧として、この目標電圧が電動機Ｍに印加されるように、２相３相変換部ＣＶ１にＰＷＭ制御信号を生成させてこのＰＷＭ制御信号でＰＷＭ変調器ＰＷにＩＶ制御信号を生成させ、この生成させたＩＶ制御信号をＰＷＭ変調器ＰＷからインバータ回路ＩＶへ出力させる。 The PWM inverter control section 16b controls the inverter circuit IV based on the time-series voltage pattern selected by the voltage pattern selection section 15b. More specifically, when the current control is the k-th control, the PWM inverter control unit 16b outputs the output in the next (k+1)th control in the time-series voltage pattern selected by the voltage pattern selection unit 15b. With V dp (k+1) corresponding to the voltage as a target voltage, the two-to-three-phase converter CV1 is caused to generate a PWM control signal so that this target voltage is applied to the electric motor M. The PW is caused to generate an IV control signal, and the generated IV control signal is output from the PWM modulator PW to the inverter circuit IV.

第２実施形態の電動機駆動制御システムＳｂは、第１実施形態の電動機駆動制御システムＳａと同様に、図６で説明した動作を実行する。第２実施形態によれば、平滑化部１３がないので、図１２で説明した効果は得られない。しかしながら、第２実施形態は、平滑化部１３を備えていない点以外は第１実施形態と同様の構成を有するので、図１０および図１１で説明した効果が得られる。 The electric motor drive control system Sb of the second embodiment performs the operations described with reference to FIG. 6, like the electric motor drive control system Sa of the first embodiment. According to the second embodiment, since there is no smoothing unit 13, the effect described with reference to FIG. 12 cannot be obtained. However, since the second embodiment has the same configuration as the first embodiment except that the smoothing unit 13 is not provided, the effects described with reference to FIGS. 10 and 11 can be obtained.

Ｓａ、Ｓｂ、Ｓｃ 電動機駆動制御システム
Ｄ 電動機駆動制御装置
Ｍ 電動機
ＭＣａ、ＭＣｂ モデル予測制御部
ＩＶ インバータ回路
ＰＭ ＰＷＭ変調器
ＣＳ 電流測定部
ＶＳ 回転角度測定部
ＣＶ１ ２相３相変換部
ＣＶ２ ３相２相変換部
ＲＳＣ 回転速度処理部 Sa, Sb, Sc Motor drive control system D Motor drive controller M Motors MCa, MCb Model predictive controller IV Inverter circuit PM PWM modulator CS Current measurement unit VS Rotation angle measurement unit CV1 Two-phase three-phase conversion unit CV2 Three-phase 2 Phase converter RSC Rotational speed processor

Claims (10)

インバータ回路の出力で駆動される電動機を制御する電動機駆動制御装置であって、
前記電動機の回転角度位置を制御して前記電動機を停止させる停止制御モードをモデル予測制御によって実行するモデル予測制御部を備え、
前記モデル予測制御部は、
前記インバータ回路で出力可能な時系列な電圧パターンを、互いに異なるように複数、生成する電圧パターン生成部と、
前記電圧パターン生成部で生成された複数の時系列な電圧パターンそれぞれについて、当該時系列な電圧パターンが前記電動機に入力された場合における前記電動機の制御目的に関する所定の物理量の値を予測値として予測する予測部と、
前記電圧パターン生成部で生成された複数の時系列な電圧パターンそれぞれについて、前記予測部で予測された前記予測値を用いて、評価値を算出し、算出された各評価値の中で最も高い評価の評価値に対応する時系列な電圧パターンを、前記電圧パターン生成部で生成された複数の時系列な電圧パターンの中から選択する電圧パターン選択部と、
前記電圧パターン選択部で選択された時系列な電圧パターンに基づいて、前記インバータ回路を制御するインバータ制御部と、を備える、
電動機駆動制御装置。 A motor drive control device for controlling a motor driven by the output of an inverter circuit,
a model predictive control unit that controls a rotational angular position of the electric motor and executes a stop control mode for stopping the electric motor by model predictive control ;
The model predictive control unit is
a voltage pattern generator that generates a plurality of different time-series voltage patterns that can be output by the inverter circuit;
For each of the plurality of time-series voltage patterns generated by the voltage pattern generation unit, a value of a predetermined physical quantity related to the purpose of controlling the electric motor when the time-series voltage pattern is input to the electric motor is predicted as a predicted value. a predictor that
For each of the plurality of time-series voltage patterns generated by the voltage pattern generation unit, an evaluation value is calculated using the predicted value predicted by the prediction unit, and the evaluation value calculated is the highest. a voltage pattern selection unit that selects a time-series voltage pattern corresponding to the evaluation value of the evaluation from among the plurality of time-series voltage patterns generated by the voltage pattern generation unit;
an inverter control unit that controls the inverter circuit based on the time-series voltage pattern selected by the voltage pattern selection unit;
Motor drive controller. インバータ回路の出力で駆動される電動機を制御する電動機駆動制御装置であって、
前記電動機の回転角度位置を制御して前記電動機を停止させる停止制御モードをモデル予測制御によって実行するモデル予測制御部を備え、
前記モデル予測制御部は、
前記インバータ回路で出力可能な時系列な電圧パターンを、互いに異なるように複数、生成する電圧パターン生成部と、
前記電圧パターン生成部で生成された複数の時系列な電圧パターンそれぞれについて、当該時系列な電圧パターンを時系列な平滑電圧パターンとして平滑化する平滑化部と、
前記平滑化部で平滑化された複数の時系列な平滑電圧パターンそれぞれについて、当該時系列な平滑電圧パターンが前記電動機に入力された場合における前記電動機の制御目的に関する所定の物理量の値を予測値として予測する予測部と、
前記平滑化部で平滑化された複数の時系列な平滑電圧パターンそれぞれについて、前記予測部で予測された前記予測値を用いて、評価値を算出し、算出された各評価値の中で最も高い評価の評価値に対応する時系列な平滑電圧パターンを、前記平滑化部で平滑化された複数の時系列な平滑電圧パターンの中から選択する電圧パターン選択部と、
前記電圧パターン選択部で選択された時系列な平滑電圧パターンに基づいて、前記インバータ回路を制御するインバータ制御部と、を備える、
電動機駆動制御装置。 A motor drive control device for controlling a motor driven by the output of an inverter circuit,
a model predictive control unit that controls a rotational angular position of the electric motor and executes a stop control mode for stopping the electric motor by model predictive control ;
The model predictive control unit is
a voltage pattern generator that generates a plurality of different time-series voltage patterns that can be output by the inverter circuit;
a smoothing unit for smoothing each of the plurality of time-series voltage patterns generated by the voltage pattern generation unit as a time-series smoothed voltage pattern;
For each of the plurality of time-series smoothed voltage patterns smoothed by the smoothing unit, a value of a predetermined physical quantity related to the purpose of controlling the electric motor when the time-series smoothed voltage pattern is input to the electric motor is a predicted value. a predictor that predicts as
For each of the plurality of time-series smoothed voltage patterns smoothed by the smoothing unit, an evaluation value is calculated using the predicted value predicted by the prediction unit, and the most calculated evaluation value a voltage pattern selection unit that selects a time-series smoothed voltage pattern corresponding to a highly evaluated evaluation value from among the plurality of time-series smoothed voltage patterns smoothed by the smoothing unit;
an inverter control unit that controls the inverter circuit based on the time-series smoothed voltage pattern selected by the voltage pattern selection unit;
Motor drive controller. 前記所定の物理量は、前記電動機の回転角度位置、前記電動機の回転速度および前記電動機を駆動させる電流を含む複数種類があり、
前記電圧パターン選択部は、前記回転角度位置の前記予測値、前記回転速度の前記予測値および前記電動機を駆動させる電流の前記予測値を用いて、前記評価値を算出する、
請求項１または２に記載の電動機駆動制御装置。 The predetermined physical quantity includes a plurality of types including a rotational angular position of the electric motor, a rotational speed of the electric motor, and a current for driving the electric motor,
The voltage pattern selection unit calculates the evaluation value using the predicted value of the rotational angular position, the predicted value of the rotational speed, and the predicted value of the current that drives the electric motor.
3. The motor drive control device according to claim 1 or 2 . 前記モデル予測制御部は、前記電動機を回転させる回転制御モードを前記モデル予測制御によって実行し、
前記電圧パターン選択部は、前記停止制御モードと前記回転制御モードとで評価値の算出方法を異ならせる、
請求項１または２に記載の電動機駆動制御装置。 The model predictive control unit executes a rotation control mode for rotating the electric motor by the model predictive control,
The voltage pattern selection unit uses different evaluation value calculation methods for the stop control mode and the rotation control mode,
3. The motor drive control device according to claim 1 or 2 . 前記電圧パターン選択部は、前記停止制御モードにおいて、前記回転角度位置を含む複数種類の前記所定の物理量のそれぞれの予測値を用いて、評価値を算出し、前記回転制御モードにおいて、前記回転角度位置を含まない複数種類の前記所定の物理量のそれぞれの予測値を用いて、評価値を算出する、
請求項４に記載の電動機駆動制御装置。 In the stop control mode, the voltage pattern selection unit calculates an evaluation value using predicted values of each of the plurality of types of predetermined physical quantities including the rotation angle position, and in the rotation control mode, calculates the rotation angle calculating an evaluation value using predicted values for each of the plurality of types of predetermined physical quantities that do not include position;
The motor drive control device according to claim 4 . 前記停止制御モードの場合、複数種類の前記所定の物理量には、前記回転角度位置、前記電動機の回転速度および前記電動機を駆動させる電流が含まれており、
前記回転制御モードの場合、複数種類の前記所定の物理量には、前記回転速度および前記電動機を駆動させる電流が含まれている、
請求項５に記載の電動機駆動制御装置。 In the case of the stop control mode, the plurality of types of the predetermined physical quantities include the rotation angle position, the rotation speed of the electric motor, and the electric current driving the electric motor,
In the case of the rotation control mode, the plurality of types of the predetermined physical quantities include the rotation speed and the electric current that drives the electric motor.
The electric motor drive control device according to claim 5 . 前記モデル予測制御部は、前記電動機の目標回転速度が０のとき、前記停止制御モードを実行し、前記目標回転速度が０より大きいとき、前記回転制御モードを実行する、
請求項４～６のいずれか一項に記載の電動機駆動制御装置。 The model predictive control unit executes the stop control mode when the target rotation speed of the electric motor is 0, and executes the rotation control mode when the target rotation speed is greater than 0.
The electric motor drive control device according to any one of claims 4 to 6 . インバータ回路の出力で駆動される電動機を制御する電動機駆動制御方法であって、
前記電動機の回転角度位置を制御して前記電動機を停止させる停止制御モードをモデル予測制御によって実行するモデル予測制御ステップを備え、
前記モデル予測制御ステップは、
前記インバータ回路で出力可能な時系列な電圧パターンを、互いに異なるように複数、生成する電圧パターン生成ステップと、
前記電圧パターン生成ステップで生成された複数の時系列な電圧パターンそれぞれについて、当該時系列な電圧パターンが前記電動機に入力された場合における前記電動機の制御目的に関する所定の物理量の値を予測値として予測する予測ステップと、
前記電圧パターン生成ステップで生成された複数の時系列な電圧パターンそれぞれについて、前記予測部で予測された前記予測値を用いて、評価値を算出し、算出された各評価値の中で最も高い評価の評価値に対応する時系列な電圧パターンを、前記電圧パターン生成ステップで生成された複数の時系列な電圧パターンの中から選択する電圧パターン選択ステップと、
前記電圧パターン選択ステップで選択された時系列な電圧パターンに基づいて、前記インバータ回路を制御するインバータ制御ステップと、を備える、
電動機駆動制御方法。 A motor drive control method for controlling a motor driven by an output of an inverter circuit, comprising:
a model predictive control step of executing a stop control mode for controlling the rotational angular position of the electric motor to stop the electric motor by model predictive control;
The model predictive control step includes :
a voltage pattern generation step of generating a plurality of different time-series voltage patterns that can be output by the inverter circuit ;
For each of the plurality of time-series voltage patterns generated in the voltage pattern generation step, a value of a predetermined physical quantity related to the purpose of controlling the electric motor when the time-series voltage pattern is input to the electric motor is predicted as a predicted value. a prediction step to
For each of the plurality of time-series voltage patterns generated in the voltage pattern generation step, an evaluation value is calculated using the predicted value predicted by the prediction unit, and the highest evaluation value among the calculated evaluation values a voltage pattern selection step of selecting a time-series voltage pattern corresponding to the evaluation value of the evaluation from among the plurality of time-series voltage patterns generated in the voltage pattern generation step ;
an inverter control step of controlling the inverter circuit based on the time-series voltage pattern selected in the voltage pattern selection step ;
Electric motor drive control method. インバータ回路の出力で駆動される電動機を制御する電動機駆動制御方法であって、
前記電動機の回転角度位置を制御して前記電動機を停止させる停止制御モードをモデル予測制御によって実行するモデル予測制御ステップを備え、
前記モデル予測制御ステップは、
前記インバータ回路で出力可能な時系列な電圧パターンを、互いに異なるように複数、生成する電圧パターン生成ステップと、
前記電圧パターン生成ステップで生成された複数の時系列な電圧パターンそれぞれについて、当該時系列な電圧パターンを時系列な平滑電圧パターンとして平滑化する平滑化ステップと、
前記平滑化ステップで平滑化された複数の時系列な平滑電圧パターンそれぞれについて、当該時系列な平滑電圧パターンが前記電動機に入力された場合における前記電動機の制御目的に関する所定の物理量の値を予測値として予測する予測ステップと、
前記平滑化ステップで平滑化された複数の時系列な平滑電圧パターンそれぞれについて、前記予測ステップで予測された前記予測値を用いて、評価値を算出し、算出された各評価値の中で最も高い評価の評価値に対応する時系列な平滑電圧パターンを、前記平滑化ステップで平滑化された複数の時系列な平滑電圧パターンの中から選択する電圧パターン選択ステップと、
前記電圧パターン選択ステップで選択された時系列な平滑電圧パターンに基づいて、前記インバータ回路を制御するインバータ制御ステップと、を備える、
電動機駆動制御方法。 A motor drive control method for controlling a motor driven by an output of an inverter circuit , comprising:
a model predictive control step of executing a stop control mode for controlling the rotational angular position of the electric motor to stop the electric motor by model predictive control ;
The model predictive control step includes :
a voltage pattern generation step of generating a plurality of different time-series voltage patterns that can be output by the inverter circuit ;
a smoothing step of smoothing each of the plurality of time-series voltage patterns generated in the voltage pattern generation step as a time-series smoothed voltage pattern ;
For each of the plurality of time-series smoothed voltage patterns smoothed in the smoothing step, a value of a predetermined physical quantity related to the purpose of controlling the electric motor when the time-series smoothed voltage pattern is input to the electric motor is a predicted value. a prediction step that predicts as
For each of the plurality of time-series smoothed voltage patterns smoothed in the smoothing step, an evaluation value is calculated using the predicted value predicted in the prediction step, and the most calculated evaluation value a voltage pattern selection step of selecting a time-series smoothed voltage pattern corresponding to a highly evaluated evaluation value from among the plurality of time-series smoothed voltage patterns smoothed in the smoothing step ;
an inverter control step of controlling the inverter circuit based on the time-series smoothed voltage pattern selected in the voltage pattern selection step ;
Electric motor drive control method . 電動機と、
前記電動機を駆動するインバータ回路と、
前記インバータ回路を制御することで前記電動機を制御する電動機駆動制御装置と、を備える電動機駆動制御システムであって、
前記電動機駆動制御装置は、
請求項１～７のいずれか一項に記載の電動機駆動制御装置である、
電動機駆動制御システム。 an electric motor;
an inverter circuit that drives the electric motor;
an electric motor drive control device that controls the electric motor by controlling the inverter circuit, the electric motor drive control system comprising:
The electric motor drive control device includes:
The motor drive control device according to any one of claims 1 to 7 ,
Electric motor drive control system.
JP2019206794A 2019-11-15 2019-11-15 MOTOR DRIVE CONTROL APPARATUS AND METHOD, AND MOTOR DRIVE CONTROL SYSTEM Active JP7209617B2 (en)

Priority Applications (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2019206794A JP7209617B2 (en) 2019-11-15 2019-11-15 MOTOR DRIVE CONTROL APPARATUS AND METHOD, AND MOTOR DRIVE CONTROL SYSTEM
PCT/JP2020/034775 WO2021095349A1 (en) 2019-11-15 2020-09-14 Electric motor drive control device and method, and electric motor drive control system

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2019206794A JP7209617B2 (en) 2019-11-15 2019-11-15 MOTOR DRIVE CONTROL APPARATUS AND METHOD, AND MOTOR DRIVE CONTROL SYSTEM

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JP2021083168A JP2021083168A (en) 2021-05-27
JP7209617B2 true JP7209617B2 (en) 2023-01-20

Family

ID=75912191

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2019206794A Active JP7209617B2 (en) 2019-11-15 2019-11-15 MOTOR DRIVE CONTROL APPARATUS AND METHOD, AND MOTOR DRIVE CONTROL SYSTEM

Country Status (2)

Country Link
JP (1) JP7209617B2 (en)
WO (1) WO2021095349A1 (en)

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2007076807A (en) 2005-09-14 2007-03-29 Institute Of Physical & Chemical Research Power assist device and its adaptive model prediction control method
JP2014002698A (en) 2012-06-21 2014-01-09 Institute Of National Colleges Of Technology Japan Power assist system using model prediction control
JP2015223023A (en) 2014-05-22 2015-12-10 株式会社デンソー Controller of synchronous motor

Family Cites Families (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3805476B2 (en) * 1997-05-20 2006-08-02 三菱電機株式会社 Motor control device
JP2009129042A (en) * 2007-11-21 2009-06-11 Nippon Reliance Kk Motor controller and motor control method

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2007076807A (en) 2005-09-14 2007-03-29 Institute Of Physical & Chemical Research Power assist device and its adaptive model prediction control method
JP2014002698A (en) 2012-06-21 2014-01-09 Institute Of National Colleges Of Technology Japan Power assist system using model prediction control
JP2015223023A (en) 2014-05-22 2015-12-10 株式会社デンソー Controller of synchronous motor

Also Published As

Publication number Publication date
JP2021083168A (en) 2021-05-27
WO2021095349A1 (en) 2021-05-20

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US10361648B2 (en) System and method for starting synchronous motors
Cho et al. Torque-ripple reduction and fast torque response strategy for predictive torque control of induction motors
US6900613B2 (en) Motor control apparatus
JP5838038B2 (en) Motor control device
JP7130595B2 (en) MOTOR DRIVE CONTROL APPARATUS AND METHOD, AND MOTOR DRIVE CONTROL SYSTEM
JP2011147287A (en) Estimation device of magnetic pole position of motor
JP2002359996A (en) Driving controller for alternating-current motor
JP6400209B2 (en) Synchronous motor control device, compressor drive device, air conditioner, and synchronous motor control method
JP7094859B2 (en) Motor control device and motor control method
JP7189075B2 (en) MOTOR DRIVE CONTROL APPARATUS AND METHOD, AND MOTOR DRIVE CONTROL SYSTEM
JP2022066914A (en) Motor drive control device and motor drive control method
JP7209617B2 (en) MOTOR DRIVE CONTROL APPARATUS AND METHOD, AND MOTOR DRIVE CONTROL SYSTEM
JP2008148437A (en) Controller for permanent magnet type synchronous motor
JP2018007390A (en) Motor control device
JP5678837B2 (en) Rotating machine control device
JP7500496B2 (en) Motor drive control device and method thereof, and motor drive control system
JP5515384B2 (en) AC motor control device and control method
JP2012090429A (en) Motor drive device
JP6951945B2 (en) Motor control device and motor control method
JP2021164279A (en) Motor controller, motor system, and motor control method
JP2010028981A (en) Rotor position estimating method for synchronous motor, and controller for the synchronous motor
JP2010130752A (en) Phase current estimator for motor
JP2007082380A (en) Synchronous motor control device
Arokkiasamy et al. Automatic control loop tuning of PMAC servomotor drives using PID controller
JP2023007753A (en) Motor drive control device and method, and motor drive control system

Legal Events

Date Code Title Description
A621 Written request for application examination

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621

Effective date: 20211026

A131 Notification of reasons for refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131

Effective date: 20221025

A521 Request for written amendment filed

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20221102

TRDD Decision of grant or rejection written
A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

Effective date: 20230105

A61 First payment of annual fees (during grant procedure)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61

Effective date: 20230110

R150 Certificate of patent or registration of utility model

Ref document number: 7209617

Country of ref document: JP

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150