JP7209617B2 - MOTOR DRIVE CONTROL APPARATUS AND METHOD, AND MOTOR DRIVE CONTROL SYSTEM - Google Patents
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Description
本発明は、電動機の駆動を制御する電動機駆動制御装置および電動機駆動制御方法に関する。そして、本発明は、前記電動機駆動制御装置を備える電動機駆動制御システムに関する。 The present invention relates to a motor drive control device and a motor drive control method for controlling the drive of a motor. The present invention also relates to an electric motor drive control system including the electric motor drive control device.
電動機の駆動制御には、例えばPI制御を用いたフィードバック制御が用いられることが多い。その速度制御では、目標速度に対する応答性は、電動機が用いられた製品の性能に影響するため、その高さが要求される。前記フィードバック制御では、フィードバックゲインを大きく設定することで、応答性を向上できるが、いわゆるオーバーシュートやハンチングが生じてしまう虞がある。 Feedback control using, for example, PI control is often used for drive control of the electric motor. In the speed control, high responsiveness to the target speed is required because it affects the performance of the product using the electric motor. In the feedback control, by setting a large feedback gain, responsiveness can be improved, but so-called overshoot or hunting may occur.
このため、従来の前記フィードバック制御に較べて高い応答性を実現できることから、モデル予測制御(model predictive control、MPC)が電動機の駆動制御に提案されている(例えば、特許文献1参照)。このモデル予測制御では、制御周期ごとに次の一連の処理が繰り返し実行されることで電動機が駆動制御される。前記一連の処理において、まず、電動機のモデルを用いることで複数の候補入力電圧ごとに、電動機における将来の挙動が予測される。次に、各予測結果(電動機の各挙動)が評価され、最も目標に近い予測結果が選択され、この選択された予測結果を与える候補入力電圧で電動機が駆動制御される。このようなモデル予測制御では、予測結果を基に最適化した候補入力電圧を決定できることから、従来の前記フィードバック制御を超える高い応答性が期待できる。 For this reason, model predictive control (MPC) has been proposed for drive control of electric motors because it can achieve higher responsiveness than the conventional feedback control (see, for example, Patent Document 1). In this model predictive control, the motor is driven and controlled by repeatedly executing the following series of processes in each control cycle. In the series of processes, first, the future behavior of the motor is predicted for each of the plurality of candidate input voltages by using the model of the motor. Next, each prediction result (each behavior of the motor) is evaluated, the prediction result closest to the target is selected, and the motor is driven and controlled at the candidate input voltage that gives this selected prediction result. In such model predictive control, an optimized candidate input voltage can be determined based on the prediction result, so high responsiveness exceeding that of the conventional feedback control can be expected.
特許文献1は、電動機の回転動作にモデル予測制御を用いたものであり、本発明者らは、回転動作のモデル予測制御以外の、モデル予測制御を用いた電動機の駆動制御の適用範囲の拡大を検討した。
本発明は、上述の事情に鑑みて為された発明であり、その目的は、モデル予測制御を用いた電動機の駆動制御の適用範囲を拡大することができる電動機駆動制御装置および電動機駆動制御方法ならびに前記電動機駆動制御装置を備える電動機駆動制御システムを提供することである。 The present invention has been made in view of the circumstances described above, and an object of the present invention is to provide a motor drive control apparatus and a motor drive control method capable of expanding the application range of motor drive control using model predictive control. An object of the present invention is to provide an electric motor drive control system including the electric motor drive control device.
本発明者は、種々検討した結果、上記目的は、以下の本発明により達成されることを見出した。 As a result of various studies, the inventors of the present invention have found that the above object can be achieved by the present invention described below.
本発明の第1局面に係る電動機駆動制御装置は、インバータ回路の出力で駆動される電動機を制御する電動機駆動制御装置であって、前記電動機の回転角度位置を制御して前記電動機を停止させる停止制御モードをモデル予測制御によって実行するモデル予測制御部を備える。 A motor drive control device according to a first aspect of the present invention is a motor drive control device for controlling an electric motor driven by an output of an inverter circuit, wherein the rotation angle position of the electric motor is controlled to stop the electric motor. A model predictive control section is provided for executing the control mode by model predictive control.
本発明者らは、電動機の回転角度位置を制御して電動機を停止させる動作に、モデル予測制御を用いれば、電動機を目標とする回転角度位置に停止させる精度を向上させることができることを見出した。これを基にして、本発明の第1局面に係る電動機駆動制御装置が創作された。本発明の第1局面に係る電動機駆動制御装置によれば、モデル予測制御を用いて、回転角度位置を制御して電動機を停止させるので、モデル予測制御を用いた電動機の駆動制御の適用範囲を拡大することができる。 The inventors of the present invention have found that the accuracy of stopping the electric motor at a target rotational angular position can be improved by using model predictive control for the operation of controlling the rotational angular position of the electric motor to stop the electric motor. . Based on this, a motor drive control device according to the first aspect of the present invention was created. According to the electric motor drive control device according to the first aspect of the present invention, the model predictive control is used to control the rotation angle position to stop the electric motor. can be expanded.
上記構成において、前記モデル予測制御部は、前記インバータ回路で出力可能な時系列な電圧パターンを、互いに異なるように複数、生成する電圧パターン生成部と、前記電圧パターン生成部で生成された複数の時系列な電圧パターンそれぞれについて、当該時系列な電圧パターンが前記電動機に入力された場合における前記電動機の制御目的に関する所定の物理量の値を予測値として予測する予測部と、前記電圧パターン生成部で生成された複数の時系列な電圧パターンそれぞれについて、前記予測部で予測された前記予測値を用いて、評価値を算出し、算出された各評価値の中で最も高い評価の評価値に対応する時系列な電圧パターンを、前記電圧パターン生成部で生成された複数の時系列な電圧パターンの中から選択する電圧パターン選択部と、前記電圧パターン選択部で選択された時系列な電圧パターンに基づいて、前記インバータ回路を制御するインバータ制御部と、を備える。 In the above configuration, the model predictive control unit includes a voltage pattern generation unit that generates a plurality of different time-series voltage patterns that can be output by the inverter circuit; For each time-series voltage pattern, a prediction unit for predicting, as a prediction value, a value of a predetermined physical quantity related to a control purpose of the electric motor when the time-series voltage pattern is input to the electric motor; and the voltage pattern generation unit. For each of the plurality of generated time-series voltage patterns, an evaluation value is calculated using the prediction value predicted by the prediction unit, and the highest evaluation value among the calculated evaluation values corresponds to the evaluation value. a voltage pattern selection unit that selects a time-series voltage pattern from a plurality of time-series voltage patterns generated by the voltage pattern generation unit; and a time-series voltage pattern selected by the voltage pattern selection unit. and an inverter control unit that controls the inverter circuit based on the above.
この構成は、モデル予測制御部の構成の第1例である。 This configuration is a first example of the configuration of the model predictive control unit.
上記構成において、前記モデル予測制御部は、前記インバータ回路で出力可能な時系列な電圧パターンを、互いに異なるように複数、生成する電圧パターン生成部と、前記電圧パターン生成部で生成された複数の時系列な電圧パターンそれぞれについて、当該時系列な電圧パターンを時系列な平滑電圧パターンとして平滑化する平滑化部と、前記平滑化部で平滑化された複数の時系列な平滑電圧パターンそれぞれについて、当該時系列な平滑電圧パターンが前記電動機に入力された場合における前記電動機の制御目的に関する所定の物理量の値を予測値として予測する予測部と、前記平滑化部で平滑化された複数の時系列な平滑電圧パターンそれぞれについて、前記予測部で予測された前記予測値を用いて、評価値を算出し、算出された各評価値の中で最も高い評価の評価値に対応する時系列な平滑電圧パターンを、前記平滑化部で平滑化された複数の時系列な平滑電圧パターンの中から選択する電圧パターン選択部と、前記電圧パターン選択部で選択された時系列な平滑電圧パターンに基づいて、前記インバータ回路を制御するインバータ制御部と、を備える。 In the above configuration, the model predictive control unit includes a voltage pattern generation unit that generates a plurality of different time-series voltage patterns that can be output by the inverter circuit; For each time-series voltage pattern, a smoothing unit for smoothing the time-series voltage pattern as a time-series smoothed voltage pattern, and for each of the plurality of time-series smoothed voltage patterns smoothed by the smoothing unit, a prediction unit for predicting, as a prediction value, a value of a predetermined physical quantity related to a control purpose of the electric motor when the time-series smoothed voltage pattern is input to the electric motor; and a plurality of time series smoothed by the smoothing unit. For each smoothed voltage pattern, an evaluation value is calculated using the predicted value predicted by the prediction unit, and a time-series smoothed voltage corresponding to the highest evaluation value among the calculated evaluation values A voltage pattern selection unit that selects a pattern from a plurality of time-series smoothed voltage patterns smoothed by the smoothing unit, and based on the time-series smoothed voltage pattern selected by the voltage pattern selection unit, and an inverter control unit that controls the inverter circuit.
この構成は、モデル予測制御部の構成の第2例である。この構成によれば、電圧パターン生成部で生成された複数の時系列な電圧パターンそれぞれを、平滑化部で平滑化し、この平滑化した複数の時系列な平滑電圧パターンの中から選択した平滑電圧パターンを用いるので、制御周期で繰り返し実行される各制御間における入力電圧の差異を低減できるから、電流脈動を低減できる。 This configuration is a second example of the configuration of the model predictive control unit. According to this configuration, each of the plurality of time-series voltage patterns generated by the voltage pattern generation unit is smoothed by the smoothing unit, and a smoothed voltage selected from the smoothed multiple time-series smoothed voltage patterns. Since the patterns are used, it is possible to reduce the difference in the input voltage between each control that is repeatedly executed in the control cycle, so that the current ripple can be reduced.
上記構成において、前記所定の物理量は、前記電動機の回転角度位置、前記電動機の回転速度および前記電動機を駆動させる電流を含む複数種類があり、前記電圧パターン選択部は、前記回転角度位置の前記予測値、前記回転速度の前記予測値および前記電動機を駆動させる電流の前記予測値を用いて、前記評価値を算出する。 In the above configuration, the predetermined physical quantity includes a plurality of types including a rotational angular position of the electric motor, a rotational speed of the electric motor, and a current for driving the electric motor, and the voltage pattern selection unit predicts the rotational angular position. value, the predicted value of the rotational speed, and the predicted value of the current driving the electric motor, the evaluation value is calculated.
評価値の算出のパラメータとして、回転速度の予測値および電動機を駆動させる電流の予測値に加えて回転角度位置の予測値が用いられることにより、回転角度位置を制御して電動機を停止させる動作において、適切な評価値を算出することができる。 By using the predicted value of the rotation angle position in addition to the predicted value of the rotation speed and the predicted value of the electric current that drives the motor as parameters for calculating the evaluation value, the rotation angle position is controlled to stop the electric motor. , an appropriate evaluation value can be calculated.
上記構成において、前記モデル予測制御部は、前記電動機を回転させる回転制御モードを前記モデル予測制御によって実行し、前記電圧パターン選択部は、前記停止制御モードと前記回転制御モードとで評価値の算出方法を異ならせる。 In the above configuration, the model predictive control unit executes a rotation control mode for rotating the electric motor by the model predictive control, and the voltage pattern selection unit calculates an evaluation value in the stop control mode and the rotation control mode. make a difference.
この構成によれば、モデル予測制御を用いて、停止制御モードと回転制御モードを実行することができる。これらのモードの切り替えは、例えば、電動機の目標回転速度が0において、停止制御モードが実行され、目標回転速度が0より大きいとき、回転制御モードが実行される。 According to this configuration, the stop control mode and the rotation control mode can be executed using the model predictive control. These modes are switched, for example, when the target rotational speed of the electric motor is 0, the stop control mode is executed, and when the target rotational speed is greater than 0, the rotation control mode is executed.
この構成では、停止制御モードと回転制御モードとで評価値の算出方法を異ならせる。例えば、電圧パターン選択部は、停止制御モードにおいて、回転角度位置を含む複数種類の所定の物理量(例えば、回転角度位置、回転速度、電動機を駆動させる電流)のそれぞれの予測値を用いて、評価値を算出し、回転制御モードにおいて、回転角度位置を含まない複数種類の所定の物理量(例えば、回転速度、電動機を駆動させる電流)のそれぞれの予測値を用いて、評価値を算出する。この構成によれば、停止制御モード、回転制御モードに応じて適切な評価値の算出方法を用いることができるので、電動機を目標とする回転角度位置に停止させる精度、および、電動機を目標とする回転速度で駆動させる精度を向上させることができる。 In this configuration, the method of calculating the evaluation value is made different between the stop control mode and the rotation control mode. For example, in the stop control mode, the voltage pattern selection unit evaluates using each predicted value of a plurality of types of predetermined physical quantities including the rotational angular position (for example, the rotational angular position, the rotational speed, and the electric current that drives the electric motor). In the rotation control mode, an evaluation value is calculated using predicted values of a plurality of types of predetermined physical quantities (for example, rotation speed and electric current for driving the motor) that do not include the rotational angular position. According to this configuration, it is possible to use an appropriate evaluation value calculation method according to the stop control mode and the rotation control mode. It is possible to improve the accuracy of driving at the rotational speed.
本発明の第2局面に係る電動機駆動制御方法は、インバータ回路の出力で駆動される電動機を制御する電動機駆動制御方法であって、前記電動機の回転角度位置を制御して前記電動機を停止させる停止制御モードをモデル予測制御によって実行するモデル予測制御ステップを備える。 A motor drive control method according to a second aspect of the present invention is a motor drive control method for controlling a motor driven by an output of an inverter circuit, the motor drive control method controlling a rotation angle position of the motor to stop the motor. A model predictive control step is provided for executing the control mode by model predictive control.
本発明の第2局面に係る電動機駆動制御方法は、本発明の第1局面に係る電動機駆動制御装置を方法の観点から規定しており、本発明の第1局面に係る電動機駆動制御装置と同様の作用効果を有する。 The electric motor drive control method according to the second aspect of the present invention defines the electric motor drive control apparatus according to the first aspect of the present invention from the viewpoint of the method, and is similar to the electric motor drive control apparatus according to the first aspect of the present invention. has the action and effect of
本発明の第3局面に係る電動機駆動制御システムは、電動機と、前記電動機を駆動するインバータ回路と、前記インバータ回路を制御することで前記電動機を制御する電動機駆動制御装置と、を備える電動機駆動制御システムであって、前記電動機駆動制御装置は、前記電動機の回転角度位置を制御して前記電動機を停止させる停止制御モードをモデル予測制御によって実行するモデル予測制御部を備える。 A motor drive control system according to a third aspect of the present invention includes a motor, an inverter circuit that drives the motor, and a motor drive control device that controls the motor by controlling the inverter circuit. In the system, the electric motor drive control device includes a model predictive control unit that executes a stop control mode for controlling the rotation angle position of the electric motor to stop the electric motor by model predictive control.
本発明の第3局面に係る電動機駆動制御システムは、本発明の第1局面に係る電動機駆動制御装置をシステムの観点から規定しており、本発明の第1局面に係る電動機駆動制御装置と同様の作用効果を有する。 The electric motor drive control system according to the third aspect of the present invention defines the electric motor drive control device according to the first aspect of the present invention from the viewpoint of the system, and is similar to the electric motor drive control device according to the first aspect of the present invention. has the action and effect of
本発明によれば、モデル予測制御を用いた電動機の駆動制御の適用範囲を拡大することができる。 According to the present invention, it is possible to expand the application range of motor drive control using model predictive control.
以下、図面を参照して、本発明の1または複数の実施形態が説明される。しかしながら、発明の範囲は、開示された実施形態に限定されない。なお、各図において同一の符号を付した構成は、同一の構成であることを示し、適宜、その説明を省略する。本明細書において、総称する場合には添え字を省略した参照符号で示し、個別の構成を指す場合には添え字を付した参照符号で示す。 One or more embodiments of the invention are described below with reference to the drawings. However, the scope of the invention is not limited to the disclosed embodiments. It should be noted that the configurations denoted by the same reference numerals in each figure indicate the same configurations, and the description thereof will be omitted as appropriate. In the present specification, reference numerals with suffixes omitted are used when referring to generically, and reference numerals with suffixes are used when referring to individual configurations.
実施形態における電動機駆動制御システムは、電動機を、制御しつつ、駆動するシステムであり、インバータ回路の出力で駆動される電動機を制御する電動機駆動制御装置を備える。本実施形態では、電動機駆動制御システムは、モデル予測制御を用いたベクトル制御によって、電動機を、制御しつつ、駆動する。以下、このような電動機駆動システムについて、第1および第2実施形態で、より具体的に説明する。 A motor drive control system according to an embodiment is a system that controls and drives a motor, and includes a motor drive control device that controls the motor that is driven by the output of an inverter circuit. In this embodiment, the motor drive control system controls and drives the motor by vector control using model predictive control. Hereinafter, such an electric motor drive system will be described more specifically in first and second embodiments.
(第1実施形態)
図1は、実施形態における電動機駆動制御システムの構成を示すブロック図である。図1には、第1および第2実施形態における電動機駆動制御システムの各構成が図示されており、第1および第2実施形態における電動機駆動システムSa、Sbにおいて共通な各構成は、添え字無しで図示され、第1実施形態における電動機駆動システムSaの構成は、添え字「a」を付加することによって図示され、第2実施形態における電動機駆動システムSbの構成は、添え字「b」を付加することによって図示されている。図2は、図1に示す第1実施形態の前記電動機駆動制御システムにおけるモデル予測制御部の構成を示すブロック図である。図3は、前記電動機駆動制御システムにおけるインバータ回路の構成を示す回路図である。図4は、前記インバータ回路で出力可能な電圧を示すベクトル図である。図5は、前記インバータ回路で出力可能な時系列な電圧パターンの一例を説明するための図である。
(First embodiment)
FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of an electric motor drive control system according to an embodiment. FIG. 1 shows each configuration of the electric motor drive control system in the first and second embodiments, and each configuration common to the electric motor drive systems Sa and Sb in the first and second embodiments has no suffix. , the configuration of the electric motor drive system Sa in the first embodiment is illustrated by adding the suffix “a”, and the configuration of the electric motor drive system Sb in the second embodiment is illustrated by adding the suffix “b” is illustrated by FIG. 2 is a block diagram showing the configuration of a model predictive control section in the motor drive control system of the first embodiment shown in FIG. 1. As shown in FIG. FIG. 3 is a circuit diagram showing the configuration of an inverter circuit in the motor drive control system. FIG. 4 is a vector diagram showing voltages that can be output by the inverter circuit. FIG. 5 is a diagram for explaining an example of a time-series voltage pattern that can be output from the inverter circuit.
第1実施形態における電動機駆動制御システムSaは、例えば、図1に示すように、電動機Mと、インバータ回路IVと、PWM変調器PWと、2相3相変換部CV1と、モデル予測制御部MCaと、3相2相変換部CV2と、回転速度処理部RSCと、電流測定部CSと、回転角度測定部VSとを備える。電動機駆動制御システムSから電動機Mを除いた構成が電動機駆動制御装置Dとなる。 The motor drive control system Sa in the first embodiment includes, for example, as shown in FIG. , a three-phase to two-phase converter CV2, a rotational speed processor RSC, a current measuring section CS, and a rotation angle measuring section VS. An electric motor drive control device D is obtained by removing the electric motor M from the electric motor drive control system S. FIG.
電動機Mは、インバータ回路IVに接続され、インバータ回路IVの交流出力で駆動される電動機である。例えば、電動機Mは、インバータ回路IVから出力されるU相、V相およびW相の三相交流電力で駆動される同期電動機、より具体的には、本実施形態では表面磁石型永久磁石式同期電動機(surface mounted permanent magnet synchronous motor、PMSM)である。なお、電動機Mは、これに限定されるものではなく、例えば、誘導電動機(induction motor、IM)やSRモータ(Switched Reluctance motor、SRM)等の他の種類であっても良い。 The electric motor M is a motor connected to the inverter circuit IV and driven by the AC output of the inverter circuit IV. For example, the electric motor M is a synchronous motor driven by three-phase AC power of U-phase, V-phase and W-phase output from the inverter circuit IV. It is a surface mounted permanent magnet synchronous motor (PMSM). Note that the electric motor M is not limited to this, and may be of another type such as an induction motor (IM) or an SR motor (Switched Reluctance motor, SRM).
PWM変調器PWは、変更可能なパルス幅で矩形波を出力する回路であり、インバータ回路IVは、直流電力を交流電力に変換する回路であり、本実施形態では、PWM変調器PWおよびインバータ回路IVにより、三相交流電力で電動機を駆動する、いわゆる3相PWMインバータモータドライバが構成される。これらPWM変調器PWおよびインバータ回路IVは、2相3相変換部CV1を介してモデル予測制御部MCaに接続され、モデル予測制御部MCaの制御に従って、直流電源Vdc(図3)からの直流電力を、所定の周波数の交流電力へ変換する。より具体的には、PWM変調器PWは、モデル予測制御部MCaの制御に従った周波数およびパルス幅の矩形波を後述の制御信号(IV制御信号)としてインバータ回路IVへ出力する回路である。インバータ回路IVは、PWM変調器PWに接続され、PWM変調器PWからのIV制御信号に従って、直流電源Vdcの直流電力を、所定の周波数の交流電力へ変換する回路である。 The PWM modulator PW is a circuit that outputs a rectangular wave with a variable pulse width, and the inverter circuit IV is a circuit that converts DC power to AC power. In this embodiment, the PWM modulator PW and the inverter circuit IV constitutes a so-called three-phase PWM inverter motor driver that drives a motor with three-phase AC power. These PWM modulator PW and inverter circuit IV are connected to a model predictive controller MCa via a two-to-three phase converter CV1, and according to the control of the model predictive controller MCa, DC power is supplied from a DC power supply Vdc (FIG. 3). is converted to AC power of a predetermined frequency. More specifically, the PWM modulator PW is a circuit that outputs a rectangular wave having a frequency and a pulse width according to the control of the model predictive controller MCa to the inverter circuit IV as a control signal (IV control signal), which will be described later. The inverter circuit IV is a circuit that is connected to the PWM modulator PW and converts the DC power of the DC power supply Vdc into AC power of a predetermined frequency according to the IV control signal from the PWM modulator PW.
インバータ回路IVは、例えば、図3に示すように、直列に接続された2個のスイッチング素子Trを1組として、互いに並列に接続された3組Tr1、Tr4;Tr2、Tr5;Tr3、Tr6を備える。より具体的には、インバータ回路IVは、6個の第1ないし第6スイッチングTr1~Tr6を備える。これら第1ないし第6スイッチング素子Tr1~Tr6は、例えば絶縁ゲートバイポーラトランジスタ(IGBT)等の、オンオフするスイッチ機能を持つ電力用半導体素子である。 For example, as shown in FIG. 3, the inverter circuit IV includes three sets Tr1, Tr4; Tr2, Tr5; Prepare. More specifically, the inverter circuit IV includes six first through sixth switching Tr1 through Tr6. These first to sixth switching elements Tr1 to Tr6 are power semiconductor elements, such as insulated gate bipolar transistors (IGBTs), which have switching functions to turn on and off.
第1ないし第3スイッチング素子Tr1~Tr3の各一方端子(例えば各コレクタ端子)は、それぞれ、直流電源Vdcの一方端子に接続される。第1スイッチング素子Tr1の他方端子(例えばエミッタ端子)は、第4スイッチング素子Tr4の一方端子(例えば各コレクタ端子)に接続される。第2スイッチング素子Tr2の他方端子(例えばエミッタ端子)は、第5スイッチング素子Tr5の一方端子(例えば各コレクタ端子)に接続される。第3スイッチング素子Tr3の他方端子(例えばエミッタ端子)は、第6スイッチング素子Tr6の一方端子(例えば各コレクタ端子)に接続される。これら第4ないし第6スイッチング素子Tr4~Tr6の各他方端子(例えば各エミッタ端子)は、それぞれ、直流電源Vdcの他方端子に接続される。 One terminal (for example, each collector terminal) of each of the first to third switching elements Tr1 to Tr3 is connected to one terminal of the DC power supply Vdc. The other terminal (for example, emitter terminal) of the first switching element Tr1 is connected to one terminal (for example, each collector terminal) of the fourth switching element Tr4. The other terminal (for example, emitter terminal) of the second switching element Tr2 is connected to one terminal (for example, each collector terminal) of the fifth switching element Tr5. The other terminal (for example, the emitter terminal) of the third switching element Tr3 is connected to one terminal (for example, each collector terminal) of the sixth switching element Tr6. The other terminals (for example, emitter terminals) of the fourth to sixth switching elements Tr4 to Tr6 are connected to the other terminal of the DC power supply Vdc.
これら第1ないし第6スイッチング素子Tr1~Tr6における、スイッチング素子TrをオンオフするためのIV制御信号が入力される各制御端子(例えばゲート端子)は、PWM変調器PWに接続される。これら第1ないし第6スイッチング素子Tr1~Tr6それぞれにおいて、その一方端子と他方端子との各間それぞれには、他方端子にアノード端子を接続した各ダイオードD1~D6が接続される。そして、第1スイッチング素子Tr1と第4スイッチング素子Tr4とを接続する第1接続点は、例えばU相の交流電流を出力し、電動機MのU相を接続する入力端子に接続される。第2スイッチング素子Tr2と第5スイッチング素子Tr5とを接続する第2接続点は、例えばV相の交流電流を出力し、電動機MのV相を接続する入力端子に接続される。第3スイッチング素子Tr3と第6スイッチング素子Tr6とを接続する第3接続点は、例えばW相の交流電流を出力し、電動機MのW相を接続する入力端子に接続される。 Control terminals (for example, gate terminals) to which IV control signals for turning on/off the switching elements Tr are input in the first to sixth switching elements Tr1 to Tr6 are connected to the PWM modulator PW. Diodes D1 to D6 having anode terminals connected to the other terminals are connected between the one terminals and the other terminals of the first to sixth switching elements Tr1 to Tr6, respectively. A first connection point that connects the first switching element Tr1 and the fourth switching element Tr4 is connected to an input terminal that outputs a U-phase alternating current and connects the U-phase of the electric motor M, for example. A second connection point connecting the second switching element Tr2 and the fifth switching element Tr5 outputs, for example, a V-phase alternating current and is connected to an input terminal to which the V-phase of the electric motor M is connected. A third connection point that connects the third switching element Tr3 and the sixth switching element Tr6 is connected to an input terminal that outputs a W-phase AC current and connects the W-phase of the electric motor M, for example.
このような構成では、インバータ回路IVは、いわゆる2レベル3相インバータ回路であり、各組の一方のスイッチング素子Tr1、Tr2、Tr3と他方のスイッチング素子Tr4、Tr5、Tr6とは、互いに逆のスイッチング態様(一方がオンの場合には他方がオフで、一方がオフの場合には他方がオンである態様)となるように、PWM変調器PWからのIV制御信号に従って制御され、直流電源Vdcの直流電力を変換してU相、V相およびW相の3相の交流電流を電動機Mへ出力する。 In such a configuration, the inverter circuit IV is a so-called two-level three-phase inverter circuit, and the switching elements Tr1, Tr2, and Tr3 on one side of each group and the switching elements Tr4, Tr5, and Tr6 on the other side are switched in opposite directions to each other. Control is performed according to the IV control signal from the PWM modulator PW so that when one is on, the other is off, and when one is off, the other is on. It converts the DC power and outputs a three-phase AC current of U-phase, V-phase and W-phase to the electric motor M.
電流測定部CSは、3相2相変換部CV2に接続され、インバータ回路IVから電動機Mへ流れる電流、本実施形態では、U相電流、V相電流およびW相電流それぞれを測定し、その各測定結果を3相2相変換部CV2へ出力する装置である。電流測定部CSは、例えば交流電流計を備えて構成される。 The current measurement unit CS is connected to the three-to-two phase conversion unit CV2, and measures the current flowing from the inverter circuit IV to the electric motor M, in this embodiment, the U-phase current, the V-phase current, and the W-phase current. This device outputs the measurement result to the three-to-two phase converter CV2. The current measuring unit CS is configured with an AC ammeter, for example.
回転角度測定部VSは、2相3相変換部CV1、3相2相変換部CV2および回転速度処理部RSCそれぞれに接続され、電動機Mにおける磁極位置を角度で測定し、その測定結果(回転角度、電気角(=機械角/電動機Mの極対数))を2相3相変換部CV1、3相2相変換部CV2および回転速度処理部RSCそれぞれに出力する装置である。回転角度測定部VSは、例えば、ロータリエンコーダ(パルスジェネレータ)や、ホールIC等を備えて構成される。なお、センサレスの場合には、回転角度測定部VSは、電動機Mのモデルを用いて電流および電圧から電動機Mの回転角度を求めても良い。 The rotation angle measurement unit VS is connected to the two-to-three-phase conversion unit CV1, the three-to-two phase conversion unit CV2, and the rotation speed processing unit RSC, respectively, measures the magnetic pole position in the electric motor M in terms of angles, and obtains the measurement result (rotation angle , electrical angle (=mechanical angle/number of pole pairs of motor M)) to two-to-three-phase converter CV1, three-to-two phase converter CV2, and rotation speed processor RSC. The rotation angle measurement unit VS is configured including, for example, a rotary encoder (pulse generator), a Hall IC, and the like. In the sensorless case, the rotation angle measurement unit VS may use a model of the electric motor M to obtain the rotation angle of the electric motor M from the current and voltage.
2相3相変換部CV1は、モデル予測制御部MCaに接続され、回転角度測定部VSから入力された測定結果(回転角度θm)およびモデル予測制御部MCaで後述のように求められた平滑電圧パターンに基づく目標電圧vd *、vq *から、この目標電圧vd *、vq *に対応する目標のU相電流、V相電流およびW相電流をインバータ回路IVから出力するようにPWM変調器PWを制御するための制御信号(PWM制御信号)を求め、このPWM制御信号をPWM変調器PWへ出力するものである。 The two-to-three-phase converter CV1 is connected to the model predictive controller MCa, and converts the measurement result (rotation angle θ m ) input from the rotation angle measurement unit VS and the smoothing calculated by the model predictive controller MCa as described later. Based on the target voltages vd * and vq * based on the voltage pattern, the target U-phase current, V-phase current and W -phase current corresponding to the target voltages vd * and vq * are output from the inverter circuit IV. A control signal (PWM control signal) for controlling the PWM modulator PW is obtained, and this PWM control signal is output to the PWM modulator PW.
3相2相変換部CV2は、モデル予測制御部MCaに接続され、電流測定部CSから入力された測定結果(U相電流、V相電流およびW相電流)および回転角度測定部VSから入力された測定結果(回転角度θm)から、いわゆるクラーク(Clarke)変換およびパーク(Park)変換によって、励磁電流(d軸電流)idおよびトルク分電流(q軸電流)iqを求め、この求めたd軸電流idおよびq軸電流iqをモデル予測制御部MCへ出力するものである。 The three-to-two phase conversion unit CV2 is connected to the model predictive control unit MCa, and receives measurement results (U-phase current, V-phase current, and W-phase current) input from the current measurement unit CS and input from the rotation angle measurement unit VS. From the measured result (rotation angle θ m ), the excitation current ( d -axis current) id and the torque component current (q-axis current) i q are obtained by the so-called Clarke transformation and Park transformation, and this determination The d -axis current id and the q -axis current iq are output to the model prediction controller MC.
回転速度処理部RSCは、モデル予測制御部MCaに接続され、回転角度測定部VSから入力された測定結果(回転角度θm)から、電動機Mの回転速度ωmを求め、この求めた回転速度ωmをモデル予測制御部MCaへ出力するものである。例えば、回転角度測定部VSで測定された回転角度θm(回転角度位置)を時間微分して電動機Mの極対数pの逆数を乗じることによって回転速度ωmが求められる。 The rotation speed processing unit RSC is connected to the model predictive control unit MCa, obtains the rotation speed ω m of the electric motor M from the measurement result (rotation angle θ m ) input from the rotation angle measurement unit VS, and calculates the obtained rotation speed. ω m is output to the model prediction controller MCa. For example, the rotational speed ω m is obtained by time-differentiating the rotational angle θ m (rotational angular position) measured by the rotational angle measuring unit VS and multiplying it by the reciprocal of the pole logarithm p of the electric motor M.
モデル予測制御部MCaは、モデル予測制御を用いたベクトル制御によって、電動機MをPWM変調器PWおよびインバータ回路IVを介して駆動制御するものである。モデル予測制御部MCaは、より具体的には、例えば、図2に示すように、制御部10と、制御モード選択部11と、電圧パターン生成部12と、平滑化部13と、予測部14aと、電圧パターン選択部15aと、PWMインバータ制御部16aとを備える。
The model predictive control unit MCa drives and controls the electric motor M via the PWM modulator PW and the inverter circuit IV by vector control using model predictive control. More specifically, for example, as shown in FIG. , a
制御部10は、電動機駆動制御システムSaの各部を当該各部の機能に応じて制御し、電動機駆動制御システムSa全体の制御を司るものである。
The
モデル予測制御部MCaには、外部から制御目的の目標値の回転速度ωm
*(電動機Mの目標回転速度)が入力され、設定される。制御モード選択部11は、目標値の回転速度ωm
*に基づいて、停止制御モードまたは回転制御モードを選択する。停止制御モードは、電動機Mの回転角度位置(回転角度θm)を制御して電動機Mを停止させる制御モードである。目標値の回転速度ωm
*(目標回転速度)が0のとき、制御モード選択部11は、停止制御モードを選択する。停止制御モードには、例えば、ある回転角度位置(回転角度θm)で停止している電動機Mに、この回転角度位置を保たせる態様(サーボロック)や、回転している電動機Mを所望の回転角度位置(回転角度θm)で停止させる態様がある。回転制御モードは、電動機Mを回転させる制御モードである。目標値の回転速度ωm
*(目標回転速度)が0より大きいとき、制御モード選択部11は、回転制御モードを選択する。
A rotational speed ω m * (target rotational speed of the electric motor M) of a target value for control purposes is input from the outside to the model predictive control unit MCa, and is set. The control
以上説明したように、制御モード選択部11は、目標回転速度が0のとき、停止制御モードを選択し、目標回転速度が0より大きいとき、回転制御モードを選択する制御モード選択処理をする。
As described above, the control
電圧パターン生成部12は、インバータ回路IVで出力可能な時系列な電圧パターンを、互いに異なるように複数、生成するものである。すなわち、電圧パターン生成部12は、インバータ回路IVで出力可能な時系列な電圧パターンを、互いに異なるように複数、生成する電圧パターン生成処理を実施する。インバータ回路IVは、本実施形態では、上述のように、2レベル3相インバータであるので、第1ないし第6スイッチング素子Tr1~Tr6のスイッチング態様に応じて、図4に示すように、23=8通りの電圧ベクトルを出力できる。
The
なお、電圧ベクトルV0は、第1ないし第3スイッチング素子Tr1~Tr3がオフであって第4ないし第6スイッチング素子Tr4~Tr6がオンであり、電動機Mに給電されない場合(V0=(0、0、0))である。電圧ベクトルV7は、第1ないし第3スイッチング素子Tr1~Tr3がオンであって第4ないし第6スイッチング素子Tr4~Tr6がオフであり、電動機Mに給電されない場合(V7=(0、0、0))である。 The voltage vector V 0 is obtained when the first to third switching elements Tr1 to Tr3 are off, the fourth to sixth switching elements Tr4 to Tr6 are on, and the electric motor M is not supplied with power (V 0 =(0 , 0, 0)). The voltage vector V 7 is obtained when the first to third switching elements Tr1 to Tr3 are on, the fourth to sixth switching elements Tr4 to Tr6 are off, and the electric motor M is not supplied with power (V 7 =(0, 0 , 0)).
時系列な電圧パターンは、予測する制御周期数である予測ホライズン、および、制御入力である電圧を可変とする制御周期数である制御ホライズンによって決定される。このため、モデル予測制御部MCaには、予め予測ホライズンの数値および制御ホライズンの数値が、モデル予測制御の仕様等に応じて適宜に予め設定され、電圧パターン生成部12は、インバータ回路IVで出力可能な電圧(上述では8通り)、予測ホライズンの数値および制御ホライズンの数値に応じて互いに異なる複数の時系列な電圧パターンを生成する。
The time-series voltage pattern is determined by a prediction horizon, which is the number of control cycles to be predicted, and a control horizon, which is the number of control cycles in which the voltage, which is the control input, is variable. Therefore, in the model predictive control unit MCa, the numerical value of the prediction horizon and the numerical value of the control horizon are appropriately set in advance according to the specifications of the model predictive control, etc., and the voltage
図5には、一例として、予測ホライズンNpが2であり、制御ホライズンNcが1である場合のインバータ回路IVで出力可能な全ての時系列な電圧パターンが樹形図で図示されている。図5では、現在のN番目の制御における電圧に対し、予測ホライズンNpが2であるので、次の(N+1)番目の制御における電圧と、さらに次の(N+2)番目の制御における電圧とが予測され、制御ホライズンNcが1であるので、インバータ回路IVで出力可能な全ての時系列な電圧パターンは、現在のN番目の制御における電圧から、次の(N+1)番目の制御では、8通りの電圧V0~V7に分岐し、さらに次の(N+2)番目の制御では、各電圧V0~V7から、それぞれ当該電圧V0~V7に維持された8組の時系列な電圧パターンである。なお、他の一例として、予測ホライズンが2であり、制御ホライズンが2である場合、現在のN番目の制御における電圧に対し、予測ホライズンが2であるので、次の(N+1)番目の制御における電圧と、さらに次の(N+2)番目の制御における電圧とが予測され、制御ホライズンが2であるので、インバータ回路IVで出力可能な全ての時系列な電圧パターンは、(N+1)番目の制御および(N+2)番目の制御それぞれで8通りの電圧V0~V7に分岐し、64組の時系列な電圧パターンである。 FIG. 5 shows, as an example, a tree diagram of all time-series voltage patterns that can be output from the inverter circuit IV when the prediction horizon Np is 2 and the control horizon Nc is 1. . In FIG. 5, the predicted horizon Np is 2 for the voltage in the current Nth control, so the voltage in the next (N+1)th control and the voltage in the next (N+2)th control are Since the predicted control horizon Nc is 1, all the time-series voltage patterns that can be output from the inverter circuit IV are changed from the voltage in the current Nth control to the voltage in the next (N+1)th control to 8 voltages V 0 to V 7 as shown, and in the next (N+2)-th control, each voltage V 0 to V 7 is divided into 8 sets of time series maintained at the voltages V 0 to V 7 respectively. voltage pattern. As another example, when the prediction horizon is 2 and the control horizon is 2, the prediction horizon is 2 for the voltage in the current Nth control, so in the next (N+1)th control Since the voltage and the voltage in the next (N+2)th control are predicted, and the control horizon is 2, all the time-series voltage patterns that can be output by the inverter circuit IV are the (N+1)th control and Each of the (N+2)-th control is branched into 8 voltages V 0 to V 7 , resulting in 64 sets of time-series voltage patterns.
平滑化部13は、電圧パターン生成部12で生成された複数の時系列な電圧パターンそれぞれについて、当該時系列な電圧パターンを時系列な平滑電圧パターンとして平滑化(スムージング)するものである。すなわち、平滑化部13は、電圧パターン生成部12で生成された複数の時系列な電圧パターンそれぞれについて、当該時系列な電圧パターンを時系列な平滑電圧パターンとして平滑化する平滑化処理を実施する。
The smoothing
より具体的には、本実施形態では、平滑化部13は、時系列な電圧パターンをローパスフィルタでフィルタリングすることで前記時系列な電圧パターンを平滑化する。より詳しくは、モデル予測制御部MCaが、予め設定された所定の制御周期ごとに繰り返し電動機Mを制御する場合、k番目の制御におけるdq軸(回転座標系)での電圧ベクトルをvdq(k)とし、その平滑化した電圧ベクトルをvdqs(k)とし、パラメータとして、平滑化の度合いを調整する平滑度をKaとする場合に、平滑化部13は、電圧パターン生成部12によって生成された時系列な電圧パターンを、次式1で平滑化する。
More specifically, in the present embodiment, the smoothing
式1では、k番目の制御における、平滑化した電圧ベクトルをvdqs(k)は、それまでの(k-1)番目の制御における、平滑化した電圧ベクトルvdqs(k-1)とk番目の制御における電圧ベクトルをvdq(k)とを、平滑度Kaで重み付けした重み付け平均することによって求められる。平滑度Kaは、0から1までの範囲内で予め適宜に設定される(0≦Ka≦1)。平滑度Kaが1に近づくほど、(k-1)番目の制御における、平滑化した電圧ベクトルvdqs(k-1)が重視され、k番目の制御における、平滑化した電圧ベクトルvdqs(k)中に占める、(k-1)番目の制御における、平滑化した電圧ベクトルvdqs(k-1)の割合が大きくなり、逆に、平滑度Kaが0に近づくほど、k番目の制御における電圧ベクトルvdq(k)が重視され、k番目の制御における、平滑化した電圧ベクトルvdqs(k)中に占める、k番目の制御における電圧ベクトルvdq(k)の割合が大きくなる。なお、電圧ベクトルvdq(k)は、[vd(k)、vq(k)]Tである(vdq(k)=[vd(k)、vq(k)]T)。
In
ここで、k=1の場合における式1の右辺第1項のvdqs(0)には、前回の制御周期の制御で実際にインバータ回路IVから出力された電圧値が用いられる。
Here, the voltage value actually output from the inverter circuit IV in the control of the previous control cycle is used for v dqs (0) of the first term on the right side of
上述の例では、現在のk番目の制御において、電圧パターン生成部12で生成された8通りの、2制御周期先までの[vdq(k+1)、vdq(k+2)]に対し、平滑化部13によって8通りの、2制御周期先までの[vdqs(k+1)、vdqs(k+2)]が求められる。
In the above example, in the current k-th control, smoothing is performed on [v dq (k+1), v dq (k+2)] up to two control cycles ahead of eight patterns generated by the voltage
なお、電動機駆動制御システムSa、電動機駆動制御装置Dおよびこれに実装された電動機駆動制御方法は、平滑度Kaが調整可能に構成されても良い。このような場合では、例えば、図2に破線で示すように、平滑化部13は、電圧パターン生成部12で生成された複数の時系列な電圧パターンそれぞれについて、当該時系列な電圧パターンを時系列な平滑電圧パターンとして平滑化するデジタルローパスフィルタ部(DLPF部)131と、所定の平滑度Kaとなるように、DLPF131のフィルタ係数を制御するフィルタ係数制御部132とを備える。このようなDLPF131およびフィルタ係数制御部132は、例えば、後で説明するCPUに機能的に構成される。前記所定の平滑度Kaは、例えばディップスイッチ、ロータリスイッチおよびキーボード等の数値を入力できる、モデル予測制御部MCaに接続された図略の入力手段によって、外部から入力され、フィルタ係数制御部132に与えられる。
The motor drive control system Sa, the motor drive control device D, and the motor drive control method implemented therein may be configured such that the smoothness Ka can be adjusted. In such a case, for example, as indicated by broken lines in FIG. A digital low-pass filter unit (DLPF unit) 131 that smoothes a series of smoothed voltage patterns, and a filter
予測部14aは、平滑化部13で平滑化された複数の時系列な平滑電圧パターンそれぞれについて、当該時系列な平滑電圧パターンが電動機Mに入力された場合における前記電動機Mの制御目的に関する所定の物理量の値を予測値として予測するものである。すなわち、平滑化部13で平滑化された複数の時系列な平滑電圧パターンそれぞれについて、当該時系列な平滑電圧パターンが電動機Mに入力された場合における前記電動機Mの制御目的に関する所定の物理量の値を予測値として予測する予測処理を実施する。より具体的には、本実施形態では、前記電動機Mの制御目的に関する所定の物理量は、電動機Mを駆動させる電流、電動機Mの回転速度および電動機Mの回転角度位置である。このため、予測部14aは、平滑化したd軸電圧vdsを用いた次式2によってd軸電流id(電動機Mを駆動させる電流)の予測値を求め、平滑化したq軸電圧vqsを用いた次式3によってq軸電流iq(電動機Mを駆動させる電流)の予測値を求める。そして、予測部14aは、次式4によってトルクTeの予測値を求め、この求めたトルクTeの予測値を用いた次式5によって回転速度ωm(電動機Mの回転速度)の予測値を求める。そして、予測部14aは、次式6によって回転角度θm(電動機Mの回転角度位置)の予測値を求める。
For each of the plurality of time-series smoothed voltage patterns smoothed by the smoothing
ここで、id(k)は、k番目の制御におけるd軸電流であり、iq(k)は、k番目の制御におけるq軸電流であり、Ldは、d軸インダクタンスであり、Lqは、q軸インダクタンスである。なお、本実施形態では、電動機Mが永久磁石式同期電動機であるので、Ld=Lq=Lとなる。Tsは、制御周期であり、Rは、電動機Mの巻線抵抗であり、ωm(k)は、k番目の制御における、測定された回転速度(実績の回転速度)であり、pは、電動機Mにおける極対数であり、Ψは、電動機Mにおける永久磁石の鎖交磁束であり、Jは、電動機Mにおける回転子の慣性モーメントであり、Dは、電動機Mにおける回転子の動摩擦抵抗であり、θm(k)は、k番目の制御における、測定された回転角度(実績の回転角度)である。なお、現在、k番目の制御の場合、(k+1)、(k+2)、(k+3)、・・・は、予測値であることを表している。 where i d (k) is the d-axis current in the k-th control, i q (k) is the q-axis current in the k-th control, L d is the d-axis inductance, L q is the q-axis inductance. In this embodiment, since the motor M is a permanent magnet type synchronous motor, L d =L q =L. T s is the control period, R is the winding resistance of the motor M, ω m (k) is the measured rotation speed (actual rotation speed) in the k-th control, and p is , is the number of pole pairs in the electric motor M, Ψ is the flux linkage of the permanent magnet in the electric motor M, J is the moment of inertia of the rotor in the electric motor M, and D is the dynamic frictional resistance of the rotor in the electric motor M. , and θ m (k) is the measured rotation angle (actual rotation angle) in the kth control. In the case of the k-th control, (k+1), (k+2), (k+3), . . . represent predicted values.
上述の例では、現在のk番目の制御において、平滑化部13で求められた8通りの[vdqs(k+1)、vdqs(k+2)]に対し、予測部14aによって、8通りの2制御周期先までの[idq(k+1)、idq(k+2)]、2制御周期先までの[ωm(k+1)、ωm(k+2)]、および、2制御周期先までの[θm(k+1)、θm(k+2)]が各予測値として求められる。なお、電流ベクトルidq(k)は、[id(k)、iq(k)]Tである(idq(k)=[id(k)、iq(k)]T)。
In the above example, in the current k-th control, the predicting
電圧パターン選択部15aは、平滑化部13で平滑化された複数の時系列な平滑電圧パターンそれぞれについて、予測部14aで予測された予測値を用いて、評価値を算出し、算出された各評価値の中で最も高い評価の評価値に対応する時系列な平滑電圧パターンを、平滑化部13で平滑化された複数の時系列な平滑電圧パターンの中から選択する。すなわち、電圧パターン選択部15aは、平滑化部13で平滑化された複数の時系列な平滑電圧パターンそれぞれについて、予測部14aで予測された予測値を用いて、評価値を算出し、算出された各評価値の中で最も高い評価の評価値に対応する時系列な平滑電圧パターンを、平滑化部13で平滑化された複数の時系列な平滑電圧パターンの中から選択する電圧パターン選択処理を実施する。
The voltage
より具体的には、停止制御モードの場合、電圧パターン選択部15aは、平滑化部13で平滑化された複数の時系列な平滑電圧パターンそれぞれについて、予測部14aで予測された電動機Mの電流予測値[idq(k+1)、idq(k+2)]、回転速度予測値[ωm(k+1)、ωm(k+2)]および回転角度予測値[θm(k+1)、θm(k+2)]を、例えば次式7の評価式gposに用いることによって、前記時系列な平滑電圧パターンを定量的に評価(評価値を算出)し、前記複数の時系列な平滑電圧パターンの中から、最も高い評価の評価値に対応する時系列な平滑電圧パターンを選択する。式7の評価式gposでは、評価値が小さいほど、評価が高い。したがって、前記複数の時系列な平滑電圧パターンの中から、最も小さい評価値を与える電流予測値[idq(k+1)、idq(k+2)]、回転速度予測値[ωm(k+1)、ωm(k+2)]および回転角度予測値[θm(k+1)、θm(k+2)]に対応する時系列な平滑電圧パターンが最適な時系列な平滑電圧パターンとして選択される。なお、回転角度予測値は、回転角度位置予測値と言い換えることができる。
More specifically, in the stop control mode, the voltage
上記式7の評価式gposは、回転角度(回転角度位置)の制御の上で重要となることから、回転角度偏差を第1項とし、速度制御の上で重要となることから、速度偏差を第2項とし、永久磁石式同期電動機の場合、無駄な給電を防止するために、トルクの発生に寄与しないd軸電流idを0に保持することが重要であることから、電流偏差を第3項とし、これら第1項、第2項および第3項を係数a、b、cで線形結合することで構成されている。したがって、第1項、第2項、第3項における相対的な重要度に応じて係数a、b、cが予め適宜に決定される。言い換えれば、係数a、b、cで第1項、第2項、第3項における相対的な重要度が調整できる。なお、式7の評価式を用いた場合、電動機Mの回転角度位置が目標とする回転角度位置に近いほど、回転速度がゼロに近いほど、d軸電流idが0に近いほど、評価値が小さくなる。 Since the evaluation formula g pos of the above formula 7 is important for controlling the rotation angle (rotational angular position), the first term is the rotation angle deviation, and since it is important for speed control, the speed deviation is the second term, and in the case of a permanent magnet synchronous motor, it is important to keep the d -axis current id, which does not contribute to torque generation, at 0 in order to prevent unnecessary power supply. The third term is constructed by linearly combining the first, second, and third terms with coefficients a, b, and c. Therefore, the coefficients a, b, and c are appropriately determined in advance according to the relative importance of the first, second, and third terms. In other words, the coefficients a, b, and c can adjust the relative importance of the first, second, and third terms. When the evaluation formula of Expression 7 is used, the closer the rotation angle position of the electric motor M is to the target rotation angle position, the closer the rotation speed is to zero, and the closer the d -axis current id is to 0, the evaluation value becomes smaller.
回転制御モードの場合、電圧パターン選択部15aは、平滑化部13で平滑化された複数の時系列な平滑電圧パターンそれぞれについて、予測部14aで予測された電動機Mの電流予測値[idq(k+1)、idq(k+2)]および回転速度予測値[ωm(k+1)、ωm(k+2)]を、例えば次式8の評価式gspeedに用いることによって、前記時系列な平滑電圧パターンを定量的に評価し(評価値を算出)、前記複数の時系列な平滑電圧パターンの中から、最も高い評価の電流予測値[idq(k+1)、idq(k+2)]および回転速度予測値[ωm(k+1)、ωm(k+2)]に対応する時系列な平滑電圧パターンを選択する。式8の評価式gspeedでは、評価値が小さいほど、評価が高い。したがって、前記複数の時系列な平滑電圧パターンの中から、最も小さい評価値を与える電流予測値[idq(k+1)、idq(k+2)]および回転速度予測値[ωm(k+1)、ωm(k+2)]に対応する時系列な平滑電圧パターンが最適な時系列な平滑電圧パターンとして選択される。
In the case of the rotation control mode, the
上記式8の評価式gspeedは、速度制御の上で重要となることから、速度偏差を第1項とし、永久磁石式同期電動機の場合、無駄な給電を防止するために、トルクの発生に寄与しないd軸電流idを0に保持することが重要であることから、電流偏差を第2項とし、これら第1項および第2項を係数a´、b´で線形結合することで構成されている。したがって、第1項と第2項とにおける相対的な重要度に応じて係数a´、b´が予め適宜に決定される。言い換えれば、係数a´、b´で第1項と第2項とにおける相対的な重要度が調整できる。すなわち、電動機Mの制御で、速度偏差が電流偏差より相対的に重要である場合には、係数a´は、係数b´より大きく設定され(a´>b´)、逆に、電動機Mの制御で、電流偏差が速度偏差より相対的に重要である場合には、係数b´は、係数a´より大きく設定され(b´>a´)、両者が等しく重要である場合には、係数a´は、係数b´と同値に設定される(a´=b´)。なお、式8の評価式を用いた場合、電動機Mの回転速度がゼロに近いほど、d軸電流idが0に近いほど、評価値が小さくなる。 Since the evaluation formula g speed of the above formula 8 is important for speed control, the speed deviation is set as the first term. Since it is important to keep the non-contributing d -axis current id at 0, the current deviation is defined as the second term, and these first and second terms are linearly combined with coefficients a′ and b′. It is Therefore, the coefficients a' and b' are appropriately determined in advance according to the relative importance of the first term and the second term. In other words, the coefficients a' and b' can be used to adjust the relative importance of the first term and the second term. That is, in the control of the motor M, when the speed deviation is relatively more important than the current deviation, the coefficient a' is set larger than the coefficient b'(a'>b'). In control, if the current deviation is relatively more important than the speed deviation, the coefficient b' is set greater than the coefficient a'(b'>a'), and if both are equally important, the coefficient a' is set to the same value as the coefficient b'(a'=b'). When the evaluation formula of Expression 8 is used, the closer the rotation speed of the electric motor M is to zero and the closer the d -axis current id is to 0, the smaller the evaluation value.
PWMインバータ制御部16aは、電圧パターン選択部15aで選択された時系列な平滑電圧パターンに基づいて、インバータ回路IVを制御するものである。すなわち、PWMインバータ制御部16aは、電圧パターン選択部15aで選択された時系列な平滑電圧パターンに基づいて、インバータ回路IVを制御するPWMインバータ制御処理を実施する。より具体的には、本実施形態では、PWMインバータ制御部16aは、現在、k番目の制御である場合に、電圧パターン選択部15で選択された時系列な平滑電圧パターンにおける次回の(k+1)番目の制御でのd軸電圧vd(k+1)およびq軸電圧vq(k+1)それぞれをd軸目標電圧vd
*およびq軸目標電圧vq
*それぞれとして、この目標電圧vd
*、vq
*に対応する目標のU相電流、V相電流およびW相電流をインバータ回路IVから出力するように、2相3相変換部CV1にPWM制御信号を生成させてこのPWM制御信号でPWM変調器PWにIV制御信号を生成させ、この生成させたIV制御信号をPWM変調器PWからインバータ回路IVへ出力させる。
The PWM
そして、制御部10は、前記制御モード選択処理、前記電圧パターン生成処理、前記平滑化処理、前記予測処理、前記電圧パターン選択処理および前記インバータ制御処理を、制御モード選択部11、電圧パターン生成部12、平滑化部13、予測部14a、電圧パターン選択部15aおよびPWMインバータ制御部16aに、所定の制御周期で繰り返し実施させる。
Then, the
このようなモデル予測制御部MCa、2相3相変換部CV1、3相2相変換部CV2および回転速度処理部RSCは、CPU(Central Processing Unit)、メモリおよびその周辺回路を備えて構成されるマイクロプロセッサで構成可能であり、モデル予測制御部MCaにおける制御部10、制御モード選択部11、電圧パターン生成部12、平滑化部13、予測部14a、電圧パターン選択部15aおよびPWMインバータ制御部16a、2相3相変換部CV1、3相2相変換部CV2、ならびに、回転速度処理部RSCは、所定のプログラムの実行により、前記CPUに機能的に構成される。
The model predictive controller MCa, the two-to-three-phase converter CV1, the three-to-two phase converter CV2, and the rotation speed processor RSC are configured with a CPU (Central Processing Unit), a memory, and peripheral circuits thereof. A
次に、本実施形態の動作について説明する。図6は、電動機駆動制御システムSにおける動作を示すフローチャートである。図6には、第1および第2実施形態における電動機駆動制御システムSa、Sbの各処理が図示されている。 Next, the operation of this embodiment will be described. FIG. 6 is a flow chart showing the operation of the motor drive control system S. As shown in FIG. FIG. 6 shows each process of the motor drive control systems Sa and Sb in the first and second embodiments.
このような第1実施形態の電動機駆動制御システムSaでは、電源が投入されると、必要な各部の初期化を実行し、その稼働を始める。そして、例えば、プログラムの実行によって、前記CPUには、モデル予測制御部MCa、2相3相変換部CV1、3相2相変換部CV2および回転速度処理部RSCが機能的に構成され、モデル予測制御部MCaには、制御部10、制御モード選択部11、電圧パターン生成部12、平滑化部13、予測部14a、電圧パターン選択部15aおよびPWMインバータ制御部16aが機能的に構成される。
In the electric motor drive control system Sa of the first embodiment, when the power is turned on, the necessary parts are initialized and started to operate. Then, for example, by executing a program, the CPU is functionally configured with a model prediction control section MCa, a two-to-three-phase conversion section CV1, a three-to-two-phase conversion section CV2, and a rotational speed processing section RSC. The control unit MCa is functionally configured with a
制御モード選択部11は、目標値の回転速度ωm
*(電動機Mの目標回転速度)が0か否かを判断する(S1)。制御モード選択部11は、目標回転速度0でないと判断したとき(S1でNo)、すなわち、目標回転速度が0より大きいとき、回転制御モードを選択する(S2)。制御モード選択部11は、回転角度位置の更新フラグを1に設定する(S3)。このフラグは、停止制御モードが選択されたときに、利用される。詳しくは後で説明する。
The control
そして、モデル予測制御部MCaは、回転制御モードを実行する(S4)。制御モード選択部11が、目標回転速度0でないと判断したとき(S1でNo)、処理S2~処理S4が繰り返し実行される。
Then, the model predictive control unit MCa executes the rotation control mode (S4). When the
処理S4について説明する。図7は、図6の処理S4について説明するフローチャートである。まず、今回(k番目)において、電流測定部CSによって測定された各相の巻線電流の値が取得され、回転角度測定部VSによって測定された回転角度θmの値が取得される(S41)。電流測定部CSは、この取得した各相の巻線電流の値を、3相2相変換部CV2へ出力し、回転角度測定部VSは、この取得した回転角度θmの値を、2相3相変換部CV1、3相2相変換部CV2および回転速度処理部RSCそれぞれへ出力する。 Processing S4 will be described. FIG. 7 is a flow chart for explaining the process S4 in FIG. First, at this time (k-th), the value of the winding current of each phase measured by the current measuring unit CS is obtained, and the value of the rotation angle θm measured by the rotation angle measuring unit VS is obtained (S41 ). The current measurement unit CS outputs the obtained value of the winding current of each phase to the three-phase to two-phase conversion unit CV2, and the rotation angle measurement unit VS outputs the obtained value of the rotation angle θm to the two-phase Output to the three-phase converter CV1, the three-to-two-phase converter CV2, and the rotation speed processor RSC.
続いて、3相2相変換部CV2は、処理S41で取得された各相の巻線電流の値および回転角度θmの値から、d軸電流idおよびq軸電流iqを求め、この求めたd軸電流idおよびq軸電流iqをモデル予測制御部MCaへ出力し、回転速度処理部RSCは、処理S41で取得された各相の巻線電流の値および回転角度θmの値から、回転速度ωmを求め、この求めた回転速度ωmを、モデル予測制御部MCaへ出力する(S42)。 Subsequently, the three-to-two phase conversion unit CV2 obtains the d-axis current i d and the q-axis current i q from the value of the winding current of each phase and the value of the rotation angle θ m obtained in step S41. The obtained d-axis current i d and q-axis current i q are output to the model predictive control unit MCa, and the rotation speed processing unit RSC calculates the value of the winding current of each phase and the rotation angle θ m obtained in step S41. From the value, the rotation speed ω m is obtained, and the obtained rotation speed ω m is output to the model predictive control unit MCa (S42).
続いて、モデル予測制御部MCaは、電圧パターン生成部12によって、予め設定された予測ホライズンの値および制御ホライズンの値に応じて、インバータ回路IVで出力可能な時系列な電圧パターンを、互いに異なるように複数、生成する(S43、電圧パターン生成処理)。
Subsequently, the voltage
続いて、モデル予測制御部MCaは、平滑化部13によって、処理S43で電圧パターン生成部12によって生成された複数の時系列な電圧パターンそれぞれについて、当該時系列な電圧パターンを時系列な平滑電圧パターンとして平滑化する(S44、平滑化処理)。
Subsequently, the model predictive control unit MCa causes the smoothing
続いて、モデル予測制御部MCaは、予測部14aによって、処理S44で平滑化部13によって平滑化された複数の時系列な平滑電圧パターンそれぞれについて、当該時系列な平滑電圧パターンが電動機Mに入力された場合における前記電動機Mの制御目的に関する所定の物理量の値を予測値として予測する(S45、予測処理)。より具体的には、本実施形態では、予測部14aは、式2によってd軸電流idの予測値id(k+1)を求め、式3によってq軸電流iqの予測値iq(k+1)を求め、式4によってトルクTeの予測値Te(k+1)を求め、式5によって回転速度ωmの予測値ωm(k+1)を求める。
Subsequently, the model predictive control unit MCa inputs the time-series smoothed voltage patterns to the electric motor M for each of the plurality of time-series smoothed voltage patterns smoothed by the smoothing
続いて、モデル予測制御部MCaは、電圧パターン選択部15aによって、処理S44で平滑化部13によって平滑化された複数の時系列な平滑電圧パターンそれぞれについて、処理S45で予測部14aによって予測された予測値および式8を用いて、評価値gspeedを算出し、算出された各評価値gspeedの中で最も高い評価の評価値gspeedに対応する時系列な平滑電圧パターンを、処理S44で平滑化部13によって平滑化された複数の時系列な平滑電圧パターンの中から選択する(S46、電圧パターン選択処理)。
Subsequently, the model prediction control unit MCa causes the voltage
続いて、モデル予測制御部MCは、PWMインバータ制御部16aによって、処理S46で電圧パターン選択部15aによって選択された時系列な平滑電圧パターンに基づいて、PWM変調器PWおよびインバータ回路IVを制御して電動機Mを駆動する(S47、PWMインバータ制御処理)。
Subsequently, the model predictive control unit MC causes the PWM
このように電動機Mが、制御目的の目標値の回転速度ωm *となるように、モデル予測制御で制御され、駆動される。 In this way, the electric motor M is controlled and driven by the model predictive control so that the rotational speed ω m * is the target value for the control purpose.
次に、停止制御モードについて説明する。制御モード選択部11は、目標回転速度0と判断したとき(S1でNo)、停止制御モードを選択する(S5)。
Next, the stop control mode will be explained. When the
回転制御モードから停止制御モードに切り替わった直後の回転角度位置(回転角度)が目標とする回転角度位置である。回転制御モードから停止制御モードに切り替わった直後、回転角度位置の更新フラグは1である(S3)。そこで、制御モード選択部11は、回転角度位置の更新フラグが1か否かを判断する(S6)。制御モード選択部11が、回転角度位置の更新フラグが1と判断したとき(S6でYes)、制御部10は、回転角度測定部VSで現在検出されている回転角度θmを目標とする回転角度位置として設定する(S7)。そして、制御モード選択部11は、回転角度位置の更新フラグを0に設定し(S8)、モデル予測制御部MCaは、停止制御モードを実行する(S9)。制御モード選択部11が、目標回転速度0と判断したとき(S1でYes)、処理S5~処理S9が繰り返し実行される。なお、停止制御モードが継続される場合、回転角度位置の更新フラグは0なので、処理S6において、回転角度位置の更新フラグが1でないと判断され(S6でNo)、処理S9へ進む。
The rotation angle position (rotation angle) immediately after switching from the rotation control mode to the stop control mode is the target rotation angle position. Immediately after switching from the rotation control mode to the stop control mode, the update flag of the rotation angle position is 1 (S3). Therefore, the control
処理S9について説明する。図8は、図6の処理S9について説明するフローチャートである。処理S91は、図7の処理S41と同じである。 Processing S9 will be described. FIG. 8 is a flow chart for explaining the process S9 in FIG. Processing S91 is the same as processing S41 in FIG.
図7の処理S42と同様にして、d軸電流id、q軸電流iq、回転速度ωmが演算され、モデル予測制御部MCaへ出力される(S92)。これらに加えて、処理S92において、回転速度処理部RSCは、回転速度ωmの算出に用いた回転角度θmをモデル予測制御部MCaへ出力する。 The d-axis current i d , the q-axis current i q , and the rotational speed ω m are calculated in the same manner as in the process S42 of FIG. 7, and output to the model predictive control unit MCa (S92). In addition to these, in the process S92, the rotation speed processing unit RSC outputs the rotation angle θm used for calculating the rotation speed ωm to the model predictive control unit MCa.
次に、処理S93および処理S94がされる。処理S93は、図7の処理S43と同じである。処理S94は、図7の処理S44と同じである。 Next, processing S93 and processing S94 are performed. Processing S93 is the same as processing S43 in FIG. Processing S94 is the same as processing S44 in FIG.
次に、図7の処理S45と同様にして、予測部14aは、式2によってd軸電流idの予測値id(k+1)を求め、式3によってq軸電流iqの予測値iq(k+1)を求め、式4によってトルクTeの予測値Te(k+1)を求め、式5によって回転速度ωmの予測値ωm(k+1)を求める(S95)。さらに、予測部14aは、式6によって回転角度位置θmの予測値θm(k+1)を求める(S95)。
7, the
続いて、モデル予測制御部MCaは、電圧パターン選択部15aによって、処理S94で平滑化部13によって平滑化された複数の時系列な平滑電圧パターンそれぞれについて、処理S95で予測部14aによって予測された予測値および式7を用いて、評価値gposを算出し、算出された各評価値gposの中で最も高い評価の評価値gposに対応する時系列な平滑電圧パターンを、処理S94で平滑化部13によって平滑化された複数の時系列な平滑電圧パターンの中から選択する(S96、電圧パターン選択処理)。
Subsequently, the model prediction control unit MCa causes the voltage
続いて、モデル予測制御部MCは、PWMインバータ制御部16aによって、処理S96で電圧パターン選択部15aによって選択された時系列な平滑電圧パターンに基づいて、PWM変調器PWおよびインバータ回路IVを制御して電動機Mを駆動する(S97、PWMインバータ制御処理)。
Subsequently, the model predictive control unit MC causes the PWM
このように、モデル予測制御によって、電動機Mが、目標とする回転角度位置にされた状態で停止される(回転角度位置を制御して停止される)。 In this way, the electric motor M is stopped at the target rotational angular position by the model predictive control (the rotational angular position is controlled and stopped).
シミュレーション(数値実験)によって、第1実施形態の効果が検証された。図9は、この検証に用いられた第1比較例における電動機駆動制御システムScの構成を示すブロック図である。図1に示す第1実施形態における電動機駆動制御システムSaの構成と同じ構成については、同一符号を付すことにより説明が省略される。電動機駆動制御システムScは、PIカスケード構造を有しており、ベクトル制御によって電動機Mの駆動を制御する。PIカスケード構造は、位置制御器と、この次の段にある速度制御器と、この次の段にある電流制御器とにより構成される。電流制御器の出力が2相3相変換部CV1に送られる。 Simulations (numerical experiments) verified the effects of the first embodiment. FIG. 9 is a block diagram showing the configuration of the motor drive control system Sc in the first comparative example used for this verification. The same components as those of the motor drive control system Sa in the first embodiment shown in FIG. The motor drive control system Sc has a PI cascade structure and controls the drive of the motor M by vector control. A PI cascade structure consists of a position controller, a speed controller in the next stage, and a current controller in the next stage. The output of the current controller is sent to the 2-3 phase converter CV1.
回転角度θmがネガティブにフィードバックされ、回転角度θmと目標値の回転角度θmrefとの偏差がPI位置制御器に入力される。回転角度θmを基にして算出された回転速度ωmがネガティブにフィードバックされ、回転速度ωmとPI位置制御器の出力との偏差がPI速度制御器に入力される。 The rotation angle θm is negatively fed back, and the deviation between the rotation angle θm and the target rotation angle θmref is input to the PI position controller. The rotation speed ωm calculated based on the rotation angle θm is fed back negatively, and the deviation between the rotation speed ωm and the output of the PI position controller is input to the PI speed controller.
例えば表面磁石型同期電動機(Surface mounted Permanent magnet Synchronous Motor:SPMSM)の場合、トルクの出力に寄与するq軸電流は、ネガティブにフィードバックされ、これとPI速度制御器の出力との偏差がPI電流制御器に入力される。一方、トルクの発生に寄与しないd軸電流idは、ネガティブにフィードバックされ、これと電流目標値idef(例えば、ゼロ)との偏差がPI電流制御器に入力される。PI電流制御器の出力が2相3相変換部CV1に入力される。これ以降は、第1実施形態と同様の処理がされる。 For example, in the case of a surface mounted permanent magnet synchronous motor (SPMSM), the q-axis current that contributes to the torque output is negatively fed back, and the deviation between this and the output of the PI speed controller is the PI current control. input to the device. On the other hand, the d-axis current i d that does not contribute to torque generation is negatively fed back, and the deviation between this and the current target value i def (for example, zero) is input to the PI current controller. The output of the PI current controller is input to the 2-3 phase converter CV1. After that, the same processing as in the first embodiment is performed.
図10は、第1実施形態における電動機駆動制御システムSaおよび第1比較例における電動機駆動制御システムScについて、停止制御モードの一例であるサーボロックのシミュレーション結果を示すグラフである。図10Aは、負荷トルクを示し、図10Bは、この負荷トルクの下での回転角度(回転角度位置)を示し、図10Cは、この負荷トルクの下でのq軸電流iqを示す。図10A~図10Cにおける各横軸は、経過時間であり、図10Aにおける縦軸は、負荷トルクであり、図10Bにおける縦軸は、回転角度(回転角度位置)であり、図10Cにおける縦軸は、q軸電流iqである。 FIG. 10 is a graph showing simulation results of servo lock, which is an example of the stop control mode, for the motor drive control system Sa in the first embodiment and the motor drive control system Sc in the first comparative example. 10A shows the load torque, FIG. 10B shows the rotation angle (rotation angle position) under this load torque, and FIG. 10C shows the q-axis current i q under this load torque. Each horizontal axis in FIGS. 10A to 10C is the elapsed time, the vertical axis in FIG. 10A is the load torque, the vertical axis in FIG. 10B is the rotation angle (rotation angle position), and the vertical axis in FIG. 10C. is the q-axis current i q .
図10Aに示すように、サーボロック中に0.2秒間隔で、負荷トルクが印加されている。この負荷トルクの下で、目標値はサーボロック中に回転角度(回転角度位置)が変化しないことである。図10Bに示すように、第1実施形態によれば、負荷トルクが変化した直後に僅かに回転角度(回転角度位置)が目標値に対して偏差が生じているが、この偏差は速やかに目標値に収束している。これに対して、第1比較例によれば、負荷トルクが変化した直後に回転角度(回転角度位置)が目標値に対して偏差が生じ、この偏差が目標値に収束している。第1実施形態は第1比較例と比べて偏差が小さく、かつ、目標値に収束するまでの時間が短いことが分かる。 As shown in FIG. 10A, load torque is applied at intervals of 0.2 seconds during servo lock. Under this load torque, the target value is that the rotation angle (rotation angle position) does not change during servo locking. As shown in FIG. 10B, according to the first embodiment, the rotational angle (rotational angular position) slightly deviates from the target value immediately after the load torque changes. converges to a value In contrast, according to the first comparative example, the rotation angle (rotation angle position) deviates from the target value immediately after the load torque changes, and the deviation converges to the target value. It can be seen that the deviation in the first embodiment is smaller than that in the first comparative example, and the time required to converge to the target value is shorter.
図10Cに示すように、第1実施形態のq軸電流iqの変化と第1比較例のq軸電流iqの変化とは、ほぼ同じである。よって、サーボロックでの電流消費量は、第1実施形態と第1比較例とは変わらないことが分かる。 As shown in FIG. 10C, the change in the q-axis current iq in the first embodiment and the change in the q -axis current iq in the first comparative example are substantially the same. Therefore, it can be seen that the current consumption in the servo lock is the same as in the first embodiment and the first comparative example.
以上より、第1実施形態によれば、負荷トルクが作用する条件でのサーボロックの性能を向上させることができる。 As described above, according to the first embodiment, it is possible to improve the servo lock performance under the condition where the load torque acts.
図11は、第1実施形態における電動機駆動制御システムSaについて、停止制御モードから回転制御モードへ切り替える場合のシミュレーション結果を示すグラフである。図11Aは、回転速度を示し、図11Bは、回転角度(回転角度位置)を示し、図11Cは、q軸電流iqを示す。図11A~図11Cにおける各横軸は、経過時間であり、図11Aにおける縦軸は、回転速度であり、図11Bにおける縦軸は、回転角度(回転角度位置)であり、図11Cにおける縦軸は、q軸電流iqである。なお、図11Aにおいて、破線は、目標値(参照値、reference)を示し、実線は、測定値(measured)を示す。 FIG. 11 is a graph showing simulation results when switching from the stop control mode to the rotation control mode for the motor drive control system Sa in the first embodiment. FIG. 11A shows the rotation speed, FIG. 11B shows the rotation angle (rotation angle position), and FIG. 11C shows the q -axis current iq. Each horizontal axis in FIGS. 11A to 11C is elapsed time, the vertical axis in FIG. 11A is rotation speed, the vertical axis in FIG. 11B is rotation angle (rotation angle position), and the vertical axis in FIG. 11C is the q-axis current i q . In FIG. 11A, the dashed line indicates the target value (reference value), and the solid line indicates the measured value.
0.3秒後にステップ状の負荷トルクが印加されているが、第1実施形態によれば、回転角度(回転角度位置)の大きな偏差が発生することなく、電動機Mは、目標とする回転角度位置で精度よく停止していることが分かる。 Although the stepped load torque is applied after 0.3 seconds, according to the first embodiment, the electric motor M can reach the target rotation angle without causing a large deviation in the rotation angle (rotational angular position). It can be seen that it stops at the position with good accuracy.
0.5秒後に、停止制御モードから回転制御モードへ切り替えられている。第1実施形態によれば、回転速度、回転角度(回転角度位置)およびq軸電流iqは、この切り替えにより、不連続に変化していないことが分かる。従って、第1実施形態によれば、停止制御モードと回転制御モードの切り替えにおいて、電動機Mのシームレスの動作を実現することができる。 After 0.5 seconds, the stop control mode is switched to the rotation control mode. According to the first embodiment, it can be seen that the rotation speed, rotation angle (rotation angle position) and q -axis current iq do not change discontinuously due to this switching. Therefore, according to the first embodiment, seamless operation of the electric motor M can be achieved in switching between the stop control mode and the rotation control mode.
図11Aから分かるように、第1実施形態によれば、目標速度の追従性が良く、制御の応答性が優れていることが分かる。 As can be seen from FIG. 11A, according to the first embodiment, the followability of the target speed is good, and the responsiveness of control is excellent.
図12は、第1実施形態における電動機駆動制御システムSaおよび第2比較例における電動機駆動制御システム(不図示)について、回転制御モードのシミュレーション結果を示すグラフである。第2比較例における電動機駆動制御システムは、電圧パターン生成部12で生成された複数の電圧パターンを平滑化せずに、そのまま用いる点を除き、第1実施形態における電動機駆動制御システムSaと同様である。
FIG. 12 is a graph showing simulation results of the rotation control mode for the motor drive control system Sa in the first embodiment and the motor drive control system (not shown) in the second comparative example. The electric motor drive control system in the second comparative example is the same as the electric motor drive control system Sa in the first embodiment, except that the plurality of voltage patterns generated by the
図12A、図12Bおよび図12Cは、第1実施形態における電動機駆動制御システムSaによる速度制御のシミュレーション結果を示し、図12Aは、回転速度を示し、図12Bは、d軸電流idを示し、図12Cは、q軸電流iqを示す。図12D、図12Eおよび図12Fは、第2比較例における電動機駆動制御システムによる速度制御のシミュレーション結果を示し、図12Dは、回転速度を示し、図12Eは、d軸電流idを示し、図12Fは、q軸電流iqを示す。図12Aないし図12Fにおける各横軸は、経過時間であり、図12Aおよび図12Dの各縦軸は、回転速度であり、図12Bおよび図12Eの各縦軸は、d軸電流idであり、図12Cおよび図12Fの各縦軸は、q軸電流iqである。 12A, 12B and 12C show simulation results of speed control by the motor drive control system Sa in the first embodiment, FIG. 12A shows the rotational speed, FIG. 12B shows the d -axis current id, FIG. 12C shows the q-axis current i q . 12D, 12E and 12F show simulation results of speed control by the motor drive control system in the second comparative example, FIG. 12D shows the rotational speed, FIG. 12F indicates the q-axis current i q . Each horizontal axis in FIGS. 12A to 12F is elapsed time, each vertical axis in FIGS. 12A and 12D is rotational speed, and each vertical axis in FIGS. 12B and 12E is d -axis current id. , 12C and 12F is the q-axis current i q .
第1実施形態および第2比較例では、モデル予測制御の制御周期は、100μsecであり、キャリア周波数は、10kHzである。第1実施形態の平滑度Kaは、0.9とした。図12Eおよび図12Fから分かるように、第2比較例では、d軸電流idおよびq軸電流iqそれぞれに電流脈動が生じているが、図12Bおよび図12Cから分かるように、第1実施形態では、これに較べて、d軸電流idおよびq軸電流iqそれぞれの電流脈動が低減されている。そして、図12Aおよび図12Dから分かるように、目標速度の追従性は、第1実施形態と第2比較例とで差が無く、制御の応答性が維持されている。なお、図12Aおよび図12Dにおいて、破線は、目標値(参照値、reference)を示し、実線は、測定値(measured)を示す。 In the first embodiment and the second comparative example, the control cycle of model predictive control is 100 μsec and the carrier frequency is 10 kHz. The smoothness Ka in the first embodiment was set to 0.9. As can be seen from FIGS. 12E and 12F, current ripple occurs in the d -axis current id and the q -axis current iq in the second comparative example. In terms of morphology, compared to this, the current ripples of the d -axis current id and the q -axis current iq are reduced. As can be seen from FIGS. 12A and 12D, there is no difference in target speed followability between the first embodiment and the second comparative example, and control responsiveness is maintained. In FIGS. 12A and 12D, dashed lines indicate target values (reference values), and solid lines indicate measured values.
以上説明したように、第1実施形態における電動機駆動制御システムSa、電動機駆動制御装置およびこれに実装された電動機駆動制御方法は、候補入力電圧として生成された複数の時系列な電圧パターンそれぞれを平滑化した複数の平滑電圧パターンの中から選択した平滑電圧パターンを用いるので、制御周期で繰り返し実行される各制御間における入力電圧の差異を低減できるから、電流脈動を低減できる。 As described above, the motor drive control system Sa, the motor drive control device, and the motor drive control method implemented therein according to the first embodiment smooth each of a plurality of time-series voltage patterns generated as candidate input voltages. Since a smoothed voltage pattern selected from a plurality of smoothed voltage patterns is used, it is possible to reduce the difference in input voltage between each control that is repeatedly executed in the control cycle, thereby reducing current pulsation.
(第2実施形態)
第2実施形態について説明する。図13は、図1に示す第2実施形態の電動機駆動制御システムSbにおけるモデル予測制御部MCbの構成を示すブロック図である。図2に示すように、第1実施形態における電動機駆動システムSaにおいて、モデル予測制御部MCaが平滑化部13を備えるが、図13に示すように、第2実施形態における電動機駆動システムSbにおいて、モデル予測制御部MCbは平滑化部13を備えていない。
(Second embodiment)
A second embodiment will be described. FIG. 13 is a block diagram showing the configuration of the model predictive control section MCb in the motor drive control system Sb of the second embodiment shown in FIG. 1. As shown in FIG. As shown in FIG. 2, in the electric motor drive system Sa in the first embodiment, the model predictive control unit MCa includes a smoothing
モデル予測制御部MCbは、制御部10と、制御モード選択部11と、電圧パターン生成部12と、予測部14bと、電圧パターン選択部15bと、PWMインバータ制御部16bとを備える。
The model prediction controller MCb includes a
制御部10、制御モード選択部11および電圧パターン生成部12は、図2に示すこれらと同じなので説明を省略する。
The
予測部14bは、電圧パターン生成部12で生成された複数の時系列な電圧パターンそれぞれについて、当該時系列な電圧パターンが電動機Mに入力された場合における前記電動機Mの制御目的に関する所定の物理量の値を予測値として予測するものである。
For each of the plurality of time-series voltage patterns generated by the voltage
予測部14bは、図2の予測部14aと同様に式2から式6用いて、d軸電流id(電動機Mを駆動させる電流)の予測値、q軸電流iq(電動機Mを駆動させる電流)の予測値、トルクTeの予測値、回転速度ωm(電動機Mの回転速度)の予測値および回転角度θm(電動機Mの回転角度位置)の予測値を求める。但し、第2実施形態は、平滑化部13を備えていないので、式2において、平滑化したd軸電圧vdsの替りに、平滑化前のd軸電圧vdが用いられ、式3において、平滑化したq軸電圧vqsの替りに、平滑化前のq軸電圧vqが用いられる。
The prediction unit 14b uses
電圧パターン選択部15bは、電圧パターン生成部12で生成された複数の時系列な電圧パターンそれぞれについて、予測部14bで予測された予測値を用いて、評価値を算出し、算出された各評価値の中で最も高い評価の評価値に対応する時系列な電圧パターンを、電圧パターン生成部12で生成された複数の時系列な電圧パターンの中から選択する。評価値の算出の方法および最も高い評価の評価値の決定方法は、図2の電圧パターン選択部15aと同様なので説明を省略する。
The voltage
PWMインバータ制御部16bは、電圧パターン選択部15bで選択された時系列な電圧パターンに基づいて、インバータ回路IVを制御するものである。より具体的には、PWMインバータ制御部16bは、現在、k番目の制御である場合に、電圧パターン選択部15bで選択された時系列な電圧パターンにおける次回の(k+1)番目の制御での出力電圧に相当するVdp(k+1)を目標電圧として、この目標電圧が電動機Mに印加されるように、2相3相変換部CV1にPWM制御信号を生成させてこのPWM制御信号でPWM変調器PWにIV制御信号を生成させ、この生成させたIV制御信号をPWM変調器PWからインバータ回路IVへ出力させる。
The PWM
第2実施形態の電動機駆動制御システムSbは、第1実施形態の電動機駆動制御システムSaと同様に、図6で説明した動作を実行する。第2実施形態によれば、平滑化部13がないので、図12で説明した効果は得られない。しかしながら、第2実施形態は、平滑化部13を備えていない点以外は第1実施形態と同様の構成を有するので、図10および図11で説明した効果が得られる。
The electric motor drive control system Sb of the second embodiment performs the operations described with reference to FIG. 6, like the electric motor drive control system Sa of the first embodiment. According to the second embodiment, since there is no smoothing
Sa、Sb、Sc 電動機駆動制御システム
D 電動機駆動制御装置
M 電動機
MCa、MCb モデル予測制御部
IV インバータ回路
PM PWM変調器
CS 電流測定部
VS 回転角度測定部
CV1 2相3相変換部
CV2 3相2相変換部
RSC 回転速度処理部
Sa, Sb, Sc Motor drive control system D Motor drive controller M Motors MCa, MCb Model predictive controller IV Inverter circuit PM PWM modulator CS Current measurement unit VS Rotation angle measurement unit CV1 Two-phase three-phase conversion unit CV2 Three-
Claims (10)
前記電動機の回転角度位置を制御して前記電動機を停止させる停止制御モードをモデル予測制御によって実行するモデル予測制御部を備え、
前記モデル予測制御部は、
前記インバータ回路で出力可能な時系列な電圧パターンを、互いに異なるように複数、生成する電圧パターン生成部と、
前記電圧パターン生成部で生成された複数の時系列な電圧パターンそれぞれについて、当該時系列な電圧パターンが前記電動機に入力された場合における前記電動機の制御目的に関する所定の物理量の値を予測値として予測する予測部と、
前記電圧パターン生成部で生成された複数の時系列な電圧パターンそれぞれについて、前記予測部で予測された前記予測値を用いて、評価値を算出し、算出された各評価値の中で最も高い評価の評価値に対応する時系列な電圧パターンを、前記電圧パターン生成部で生成された複数の時系列な電圧パターンの中から選択する電圧パターン選択部と、
前記電圧パターン選択部で選択された時系列な電圧パターンに基づいて、前記インバータ回路を制御するインバータ制御部と、を備える、
電動機駆動制御装置。 A motor drive control device for controlling a motor driven by the output of an inverter circuit,
a model predictive control unit that controls a rotational angular position of the electric motor and executes a stop control mode for stopping the electric motor by model predictive control ;
The model predictive control unit is
a voltage pattern generator that generates a plurality of different time-series voltage patterns that can be output by the inverter circuit;
For each of the plurality of time-series voltage patterns generated by the voltage pattern generation unit, a value of a predetermined physical quantity related to the purpose of controlling the electric motor when the time-series voltage pattern is input to the electric motor is predicted as a predicted value. a predictor that
For each of the plurality of time-series voltage patterns generated by the voltage pattern generation unit, an evaluation value is calculated using the predicted value predicted by the prediction unit, and the evaluation value calculated is the highest. a voltage pattern selection unit that selects a time-series voltage pattern corresponding to the evaluation value of the evaluation from among the plurality of time-series voltage patterns generated by the voltage pattern generation unit;
an inverter control unit that controls the inverter circuit based on the time-series voltage pattern selected by the voltage pattern selection unit;
Motor drive controller.
前記電動機の回転角度位置を制御して前記電動機を停止させる停止制御モードをモデル予測制御によって実行するモデル予測制御部を備え、
前記モデル予測制御部は、
前記インバータ回路で出力可能な時系列な電圧パターンを、互いに異なるように複数、生成する電圧パターン生成部と、
前記電圧パターン生成部で生成された複数の時系列な電圧パターンそれぞれについて、当該時系列な電圧パターンを時系列な平滑電圧パターンとして平滑化する平滑化部と、
前記平滑化部で平滑化された複数の時系列な平滑電圧パターンそれぞれについて、当該時系列な平滑電圧パターンが前記電動機に入力された場合における前記電動機の制御目的に関する所定の物理量の値を予測値として予測する予測部と、
前記平滑化部で平滑化された複数の時系列な平滑電圧パターンそれぞれについて、前記予測部で予測された前記予測値を用いて、評価値を算出し、算出された各評価値の中で最も高い評価の評価値に対応する時系列な平滑電圧パターンを、前記平滑化部で平滑化された複数の時系列な平滑電圧パターンの中から選択する電圧パターン選択部と、
前記電圧パターン選択部で選択された時系列な平滑電圧パターンに基づいて、前記インバータ回路を制御するインバータ制御部と、を備える、
電動機駆動制御装置。 A motor drive control device for controlling a motor driven by the output of an inverter circuit,
a model predictive control unit that controls a rotational angular position of the electric motor and executes a stop control mode for stopping the electric motor by model predictive control ;
The model predictive control unit is
a voltage pattern generator that generates a plurality of different time-series voltage patterns that can be output by the inverter circuit;
a smoothing unit for smoothing each of the plurality of time-series voltage patterns generated by the voltage pattern generation unit as a time-series smoothed voltage pattern;
For each of the plurality of time-series smoothed voltage patterns smoothed by the smoothing unit, a value of a predetermined physical quantity related to the purpose of controlling the electric motor when the time-series smoothed voltage pattern is input to the electric motor is a predicted value. a predictor that predicts as
For each of the plurality of time-series smoothed voltage patterns smoothed by the smoothing unit, an evaluation value is calculated using the predicted value predicted by the prediction unit, and the most calculated evaluation value a voltage pattern selection unit that selects a time-series smoothed voltage pattern corresponding to a highly evaluated evaluation value from among the plurality of time-series smoothed voltage patterns smoothed by the smoothing unit;
an inverter control unit that controls the inverter circuit based on the time-series smoothed voltage pattern selected by the voltage pattern selection unit;
Motor drive controller.
前記電圧パターン選択部は、前記回転角度位置の前記予測値、前記回転速度の前記予測値および前記電動機を駆動させる電流の前記予測値を用いて、前記評価値を算出する、
請求項1または2に記載の電動機駆動制御装置。 The predetermined physical quantity includes a plurality of types including a rotational angular position of the electric motor, a rotational speed of the electric motor, and a current for driving the electric motor,
The voltage pattern selection unit calculates the evaluation value using the predicted value of the rotational angular position, the predicted value of the rotational speed, and the predicted value of the current that drives the electric motor.
3. The motor drive control device according to claim 1 or 2 .
前記電圧パターン選択部は、前記停止制御モードと前記回転制御モードとで評価値の算出方法を異ならせる、
請求項1または2に記載の電動機駆動制御装置。 The model predictive control unit executes a rotation control mode for rotating the electric motor by the model predictive control,
The voltage pattern selection unit uses different evaluation value calculation methods for the stop control mode and the rotation control mode,
3. The motor drive control device according to claim 1 or 2 .
請求項4に記載の電動機駆動制御装置。 In the stop control mode, the voltage pattern selection unit calculates an evaluation value using predicted values of each of the plurality of types of predetermined physical quantities including the rotation angle position, and in the rotation control mode, calculates the rotation angle calculating an evaluation value using predicted values for each of the plurality of types of predetermined physical quantities that do not include position;
The motor drive control device according to claim 4 .
前記回転制御モードの場合、複数種類の前記所定の物理量には、前記回転速度および前記電動機を駆動させる電流が含まれている、
請求項5に記載の電動機駆動制御装置。 In the case of the stop control mode, the plurality of types of the predetermined physical quantities include the rotation angle position, the rotation speed of the electric motor, and the electric current driving the electric motor,
In the case of the rotation control mode, the plurality of types of the predetermined physical quantities include the rotation speed and the electric current that drives the electric motor.
The electric motor drive control device according to claim 5 .
請求項4~6のいずれか一項に記載の電動機駆動制御装置。 The model predictive control unit executes the stop control mode when the target rotation speed of the electric motor is 0, and executes the rotation control mode when the target rotation speed is greater than 0.
The electric motor drive control device according to any one of claims 4 to 6 .
前記電動機の回転角度位置を制御して前記電動機を停止させる停止制御モードをモデル予測制御によって実行するモデル予測制御ステップを備え、
前記モデル予測制御ステップは、
前記インバータ回路で出力可能な時系列な電圧パターンを、互いに異なるように複数、生成する電圧パターン生成ステップと、
前記電圧パターン生成ステップで生成された複数の時系列な電圧パターンそれぞれについて、当該時系列な電圧パターンが前記電動機に入力された場合における前記電動機の制御目的に関する所定の物理量の値を予測値として予測する予測ステップと、
前記電圧パターン生成ステップで生成された複数の時系列な電圧パターンそれぞれについて、前記予測部で予測された前記予測値を用いて、評価値を算出し、算出された各評価値の中で最も高い評価の評価値に対応する時系列な電圧パターンを、前記電圧パターン生成ステップで生成された複数の時系列な電圧パターンの中から選択する電圧パターン選択ステップと、
前記電圧パターン選択ステップで選択された時系列な電圧パターンに基づいて、前記インバータ回路を制御するインバータ制御ステップと、を備える、
電動機駆動制御方法。 A motor drive control method for controlling a motor driven by an output of an inverter circuit, comprising:
a model predictive control step of executing a stop control mode for controlling the rotational angular position of the electric motor to stop the electric motor by model predictive control;
The model predictive control step includes :
a voltage pattern generation step of generating a plurality of different time-series voltage patterns that can be output by the inverter circuit ;
For each of the plurality of time-series voltage patterns generated in the voltage pattern generation step, a value of a predetermined physical quantity related to the purpose of controlling the electric motor when the time-series voltage pattern is input to the electric motor is predicted as a predicted value. a prediction step to
For each of the plurality of time-series voltage patterns generated in the voltage pattern generation step, an evaluation value is calculated using the predicted value predicted by the prediction unit, and the highest evaluation value among the calculated evaluation values a voltage pattern selection step of selecting a time-series voltage pattern corresponding to the evaluation value of the evaluation from among the plurality of time-series voltage patterns generated in the voltage pattern generation step ;
an inverter control step of controlling the inverter circuit based on the time-series voltage pattern selected in the voltage pattern selection step ;
Electric motor drive control method.
前記電動機の回転角度位置を制御して前記電動機を停止させる停止制御モードをモデル予測制御によって実行するモデル予測制御ステップを備え、
前記モデル予測制御ステップは、
前記インバータ回路で出力可能な時系列な電圧パターンを、互いに異なるように複数、生成する電圧パターン生成ステップと、
前記電圧パターン生成ステップで生成された複数の時系列な電圧パターンそれぞれについて、当該時系列な電圧パターンを時系列な平滑電圧パターンとして平滑化する平滑化ステップと、
前記平滑化ステップで平滑化された複数の時系列な平滑電圧パターンそれぞれについて、当該時系列な平滑電圧パターンが前記電動機に入力された場合における前記電動機の制御目的に関する所定の物理量の値を予測値として予測する予測ステップと、
前記平滑化ステップで平滑化された複数の時系列な平滑電圧パターンそれぞれについて、前記予測ステップで予測された前記予測値を用いて、評価値を算出し、算出された各評価値の中で最も高い評価の評価値に対応する時系列な平滑電圧パターンを、前記平滑化ステップで平滑化された複数の時系列な平滑電圧パターンの中から選択する電圧パターン選択ステップと、
前記電圧パターン選択ステップで選択された時系列な平滑電圧パターンに基づいて、前記インバータ回路を制御するインバータ制御ステップと、を備える、
電動機駆動制御方法。 A motor drive control method for controlling a motor driven by an output of an inverter circuit , comprising:
a model predictive control step of executing a stop control mode for controlling the rotational angular position of the electric motor to stop the electric motor by model predictive control ;
The model predictive control step includes :
a voltage pattern generation step of generating a plurality of different time-series voltage patterns that can be output by the inverter circuit ;
a smoothing step of smoothing each of the plurality of time-series voltage patterns generated in the voltage pattern generation step as a time-series smoothed voltage pattern ;
For each of the plurality of time-series smoothed voltage patterns smoothed in the smoothing step, a value of a predetermined physical quantity related to the purpose of controlling the electric motor when the time-series smoothed voltage pattern is input to the electric motor is a predicted value. a prediction step that predicts as
For each of the plurality of time-series smoothed voltage patterns smoothed in the smoothing step, an evaluation value is calculated using the predicted value predicted in the prediction step, and the most calculated evaluation value a voltage pattern selection step of selecting a time-series smoothed voltage pattern corresponding to a highly evaluated evaluation value from among the plurality of time-series smoothed voltage patterns smoothed in the smoothing step ;
an inverter control step of controlling the inverter circuit based on the time-series smoothed voltage pattern selected in the voltage pattern selection step ;
Electric motor drive control method .
前記電動機を駆動するインバータ回路と、
前記インバータ回路を制御することで前記電動機を制御する電動機駆動制御装置と、を備える電動機駆動制御システムであって、
前記電動機駆動制御装置は、
請求項1~7のいずれか一項に記載の電動機駆動制御装置である、
電動機駆動制御システム。 an electric motor;
an inverter circuit that drives the electric motor;
an electric motor drive control device that controls the electric motor by controlling the inverter circuit, the electric motor drive control system comprising:
The electric motor drive control device includes:
The motor drive control device according to any one of claims 1 to 7 ,
Electric motor drive control system.
Priority Applications (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2019206794A JP7209617B2 (en) | 2019-11-15 | 2019-11-15 | MOTOR DRIVE CONTROL APPARATUS AND METHOD, AND MOTOR DRIVE CONTROL SYSTEM |
PCT/JP2020/034775 WO2021095349A1 (en) | 2019-11-15 | 2020-09-14 | Electric motor drive control device and method, and electric motor drive control system |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2019206794A JP7209617B2 (en) | 2019-11-15 | 2019-11-15 | MOTOR DRIVE CONTROL APPARATUS AND METHOD, AND MOTOR DRIVE CONTROL SYSTEM |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2021083168A JP2021083168A (en) | 2021-05-27 |
JP7209617B2 true JP7209617B2 (en) | 2023-01-20 |
Family
ID=75912191
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2019206794A Active JP7209617B2 (en) | 2019-11-15 | 2019-11-15 | MOTOR DRIVE CONTROL APPARATUS AND METHOD, AND MOTOR DRIVE CONTROL SYSTEM |
Country Status (2)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP7209617B2 (en) |
WO (1) | WO2021095349A1 (en) |
Citations (3)
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-
2019
- 2019-11-15 JP JP2019206794A patent/JP7209617B2/en active Active
-
2020
- 2020-09-14 WO PCT/JP2020/034775 patent/WO2021095349A1/en active Application Filing
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JP2015223023A (en) | 2014-05-22 | 2015-12-10 | 株式会社デンソー | Controller of synchronous motor |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP2021083168A (en) | 2021-05-27 |
WO2021095349A1 (en) | 2021-05-20 |
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