JP7196750B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

本発明は、電力変換装置に関する。

図８は、特許文献１に記載された従来の電力変換装置の回路図である。図８に示す電力変換装置は、バッテリ３の直流電力を交流に変換してモータ２を駆動するブリッジインバータである。このブリッジインバータは、ＩＧＢＴ（Ｓ１～Ｓ６）のそれぞれにＭＯＳＦＥＴ（Ｆ１～Ｆ６）が並列に接続された三相分のアームＡ１，Ａ２，Ａ３を備える。

図９は、特許文献１に記載された従来の電力変換装置の動作説明図である。図９によれば、ＩＧＢＴは、電流に関係なくオン電圧がほぼ一定になる特性を有するのに対し、ＭＯＳＦＥＴは、オン電圧が電流に対して比例する特性を有する。この点に着目し、特許文献１の技術は、ＭＯＳＦＥＴ（Ｆ１～Ｆ６）のオン電圧とＩＧＢＴ（Ｓ１～Ｓ６）のオン電圧とがバランスする電流値Ｉｔを境に、ＭＯＳＦＥＴ（Ｆ１～Ｆ６）を動作させるのかＩＧＢＴ（Ｓ１～Ｓ６）を動作させるのかを切り替える。このように、特許文献１の技術は、検出された電流が基準の電流値Ｉｔ以下か否かにより、動作させるスイッチ回路を切り替えることで、電流の大小にかかわらず運転効率の向上を図っている。

特開２００２－０７８１０４号公報

しかしながら、回路の誤差やヒステリシスの設定によって、基準の電流値Ｉｔからずれた電流値で、動作させるスイッチ回路が切り替わる場合がある。このような場合、切り替え時の電流が同一でもオン電圧はＩＧＢＴとＭＯＳＦＥＴとで相違するので、電力変換装置の出力電圧が変動するおそれがある。

そこで、本開示は、スイッチ回路を切り替える時の出力電圧の変動を抑制可能な電力変換装置を提供する。

本開示は、
相互に並列に接続され、電流に対する特性が相違する第１のスイッチ回路及び第２のスイッチ回路と、
前記第１のスイッチ回路と前記第２のスイッチ回路に流れる電流の電流値を検出する電流検出部と、
前記電流検出部により検出された前記電流値を電流閾値と比較する比較部と、
電力変換装置の出力電圧を一定にするための基準電圧指令に、前記電流閾値での前記第１のスイッチ回路及び第２のスイッチ回路のオン電圧の差を補正する補正値を付加することによって、補正電圧指令を演算する指令補正部と、
前記電流検出部により検出された前記電流値が前記電流閾値をクロスすることが前記比較部により検出されると、前記第１のスイッチ回路と前記第２のスイッチ回路のうち、停止中の一方のスイッチ回路を前記補正電圧指令に従って動作させ、且つ、動作中の他方のスイッチ回路を停止させる指令部とを備える、電力変換装置を提供する。

本開示の技術によれば、スイッチ回路を切り替える時の出力電圧の変動を抑制可能な電力変換装置を提供できる。

電力変換装置の構成を例示する回路図である。 制御回路の構成を例示する制御ブロック図である。 第１のスイッチ回路のスイッチング素子の電流とオン電圧との関係を例示する特性図である。 第２のスイッチ回路のスイッチング素子の電流とオン電圧との関係を例示する特性図である。 スイッチング素子の電流とオン電圧との関係を例示する特性比較図である。 スイッチング素子の電流と損失との関係を例示する特性比較図である。 第１のスイッチ回路に補正なしで切り替える場合の動作を例示するタイムチャートである。 第１のスイッチ回路に補正ありで切り替える場合の動作を例示するタイムチャートである。 第２のスイッチ回路に補正なしで切り替える場合の動作を例示するタイムチャートである。 第２のスイッチ回路に補正ありで切り替える場合の動作を例示するタイムチャートである。 従来の回路図である。 従来の回路の動作説明図である。

以下、本開示に係る実施形態を図面を参照して説明する。

図１は、一実施形態における電力変換装置の構成例を示す図である。図１において、電力変換装置１は、一次側に直流電源１００が接続され、二次側に出力負荷２００が接続された絶縁型のＤＣ－ＤＣコンバータである。電力変換装置１は、直流電源１００から入力される直流（ＤＣ）を、出力負荷２００へ出力する直流（ＤＣ）に変換する。

電力変換装置１は、直列に接続されるコンデンサ１６，１７と、コンデンサ１６，１７の直列回路に並列に接続される第１のスイッチ回路１１と、第１のスイッチ回路１１に並列に接続される第２のスイッチ回路２１とを一次側に備える。

コンデンサ１６，１７の直列回路は、その両端で直流電源１００からの入力電力を受け、直流電圧が印加される。第１のスイッチ回路１１は、第１のダイオード１１ｃが並列に接続される第１のスイッチング素子１１ａと、第２のダイオード１１ｄが並列に接続される第２のスイッチング素子１１ｂとが直列に接続される回路を有する。第２のスイッチ回路２１は、第３のダイオード２１ｃが並列に接続される第３のスイッチング素子２１ａと、第４のダイオード２１ｄが並列に接続される第４のスイッチング素子２１ｂとが直列に接続される回路を有する。

図１では、スイッチング素子１１ａ，１１ｂにＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴが使用され、ダイオード１１ｃ，１１ｄにＳｉＣショットキーバリアダイオードが使用される形態が例示されている。一方、スイッチング素子２１ａ，２１ｂにＳｉ－ＩＧＢＴが使用され、ダイオード２１ｃ，２１ｄにＳｉダイオードが使用される形態が例示されている。ＳｉＣ（炭化ケイ素）やＧａＮ（窒化ガリウム）などのワイドバンドギャップデバイスをスイッチング素子に適用することにより、スイッチング素子の損失が低減される。なお、ＭＯＳＦＥＴは、Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistorの略語であり、ＩＧＢＴは、Insulated Gate Bipolar Transistorの略語である。

第１のスイッチング素子１１ａと第２のスイッチング素子１１ｂとの相互の接続点（中点）及び第３のスイッチング素子２１ａと第４のスイッチング素子２１ｂとの相互の接続点（中点）は、絶縁トランス１９の一次側巻線の一端に接続されている。一方、コンデンサ１６とコンデンサ１７との相互の接続点（中点）は、絶縁トランス１９の一次側巻線の他端に接続されている。

電力変換装置１は、ＣＴ（Current Transformer）等の交流電流検出器２２と、サーミスタ等の温度検出器２４，２５とを備える。交流電流検出器２２は、第１のスイッチ回路１１と第２のスイッチ回路２１とに流れる電流を測定し、その測定された電流の電流値に対応する電流測定値を制御回路３０に出力する。図１に示す形態では、交流電流検出器２２は、スイッチ回路１１，２１と絶縁トランス１９との間の通流電流を測定する。第１の温度検出器２４は、第１のスイッチ回路１１の温度を測定し、その測定された温度に対応する温度測定値を制御回路３０に出力する。第２の温度検出器２５は、第２のスイッチ回路２１の温度を測定し、その測定された温度に対応する温度測定値を制御回路３０に出力する。

電力変換装置１は、整流ダイオード１２～１５を含む整流回路と、整流回路の正側に直列に接続される平滑リアクトル２０と、整流回路に平滑リアクトル２０を介して並列に接続される平滑コンデンサ１８とを二次側に備える。直列に接続された整流ダイオード１２，１４の中点は、絶縁トランス１９の二次側巻線の一端に接続され、直列に接続された整流ダイオード１３，１５の中点は、絶縁トランス１９の二次側巻線の他端に接続される。整流ダイオード１２，１３のカソード側には、平滑リアクトル２０の一端が接続されている。平滑リアクトル２０の他端（出力側端部）には、平滑コンデンサ１８の一端が接続され、整流ダイオード１４，１５のアノード側には、平滑コンデンサ１８の他端が接続されている。

電力変換装置１は、電力変換装置１の出力電圧を検出する直流電圧検出器２３を備える。直流電圧検出器２３は、電力変換装置１の出力電圧（言い換えれば、平滑コンデンサ１８の電圧）を測定し、その測定された電圧に対応する電圧測定値を制御回路３０に出力する。

電力変換装置１は、制御回路３０、第１の駆動回路４０及び第２の駆動回路５０を備える。制御回路３０は、交流電流検出器２２と直流電圧検出器２３のそれぞれから入力される測定値に基づいて、電力変換装置１の出力電圧を一定に制御する第１のスイッチ回路１１及び第２のスイッチ回路２１用のＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号を演算する。第１の駆動回路４０は、制御回路３０にて演算された第１のスイッチ回路１１用ＰＷＭ信号に従って、第１のスイッチ回路１１内のスイッチング素子１１ａ，１１ｂのスイッチングを制御する。第２の駆動回路５０は、制御回路３０にて演算された第２のスイッチ回路２１用ＰＷＭ信号に従って、第２のスイッチ回路２１内のスイッチング素子２１ａ，２１ｂのスイッチングを制御する。

図２は、制御回路３０の構成を例示する制御ブロック図である。次に、図２に示す制御回路３０の構成について説明する。

制御回路３０は、スイッチ切替演算部３００、絶対値演算部３０１、ローパスフィルタ３０２，３１１，３１７、切替制御部３０３、比較器３０５，３０６，３１３，３１９、ＲＳ型のフリップフロップ３０７、電圧指令演算部３０８、スイッチ３１０，３１４，３１６，３２０、加算器３１２，３１８、キャリア生成器３２１を有する。図２に示す制御回路３０の各機能は、メモリに読み出し可能に記憶されるプログラムによってＣＰＵ等のプロセッサが動作することにより実現される。

交流電流検出器２２（図１参照）から入力される電流測定値ｉａは、絶対値演算部３０１にて絶対値に変換され、ローパスフィルタ３０２によりキャリア周波数成分を除去するフィルタ処理が施される。フィルタ処理後の結果である電流値Ｉａは、スイッチ切替演算部３００に出力される。このように、交流電流検出器２２、絶対値演算部３０１及びローパスフィルタ３０２によって、第１のスイッチ回路１１及び第２のスイッチ回路２１に流れる電流の電流値Ｉａを検出する電流検出部が形成される。

切替制御部３０３は、温度検出器２４で検出された第１のスイッチ回路１１の温度Ｔ１と、温度検出器２５で検出された第２のスイッチ回路２１の温度Ｔ２とを用いて、電流閾値Ｉｔｈ１，Ｉｔｈ２を演算する閾値演算部を有する。第１の電流閾値Ｉｔｈ１は、動作させるスイッチ回路を第２のスイッチ回路２１から第１のスイッチ回路１１に切り替えるための切り替え閾値である。第２の電流閾値Ｉｔｈ２は、動作させるスイッチ回路を第１のスイッチ回路１１から第２のスイッチ回路２１に切り替えるための切り替え閾値である。電流閾値Ｉｔｈ１，Ｉｔｈ２は、スイッチ切替演算部３００に出力される。

また、切替制御部３０３は、温度検出器２４で検出された第１のスイッチ回路１１の温度Ｔ１と、温度検出器２５で検出された第２のスイッチ回路２１の温度Ｔ２とを用いて、基準補正値Ｖｒ１ｏ，Ｖｒ２ｏを演算する基準補正演算部を有する。第１の基準補正値Ｖｒ１ｏは、第２のスイッチ回路２１から第１のスイッチ回路１１に切り替えた時に電力変換装置１の出力電圧に生じる電圧差分の補正に使用される値である。第２の基準補正値Ｖｒ２ｏは、第１のスイッチ回路１１から第２のスイッチ回路２１に切り替えた時に電力変換装置１の出力電圧に生じる電圧差分の補正に使用される値である。第１の基準補正値Ｖｒ１ｏは、第１の指令生成部３３０に出力され、第２の基準補正値Ｖｒ２ｏは、第２の指令生成部３４０に出力される。

次に、切替制御部３０３により行われる、電流閾値Ｉｔｈ１，Ｉｔｈ２及び基準補正値Ｖｒ１ｏ，Ｖｒ２ｏの演算方法の一例について説明する。

図３Ａは、第１のスイッチ回路１１のスイッチング素子の電流とオン電圧との関係を例示する特性図である。図３Ｂは、第２のスイッチ回路２１のスイッチング素子の電流とオン電圧との関係を例示する特性図である。スイッチング素子のオン電圧とは、スイッチング素子のオン状態での主電極間の電圧を表し、ＭＯＳＦＥＴの場合、ドレイン－ソース間の電圧であり、ＩＧＢＴの場合、コレクタ－エミッタ間の電圧である。

第１のスイッチ回路１１と第２のスイッチ回路２１の電流‐電圧特性（すなわち、スイッチング素子のオン状態で主電極間に流れる電流に対するオン電圧）は、図３Ａ，３Ｂに示すように、温度によって変化する。そのため、切替制御部３０３は、第１のスイッチ回路１１の温度Ｔ１を用いて、第１のスイッチ回路１１の電流‐電圧特性（以下、特性Ｃ１とも称する）の補正を行う。同様に、切替制御部３０３は、第２のスイッチ回路２１の温度Ｔ２を用いて、第２のスイッチ回路２１の電流‐電圧特性（以下、特性Ｃ２とも称する）の補正を行う。

例えば、切替制御部３０３は、温度毎にメモリに格納された特性Ｃ１を表す特性データの中から、検出された温度Ｔ１に対応する特性Ｃ１を表す特性データを選択する。同様に、切替制御部３０３は、温度毎にメモリに格納された特性Ｃ２を表す特性データの中から、検出された温度Ｔ２に対応する特性Ｃ２を表す特性データを選択する。

次に、切替制御部３０３は、温度補正により選択されたスイッチ回路１１，２１の各々の特性データを用いて、特性Ｃ１を表す第１のカーブと特性Ｃ２を表す第２のカーブとが交差するときの交差電流値Ｉｔｈを導出する（図４参照）。切替制御部３０３は、第１の電流閾値Ｉｔｈ１を、交差電流値Ｉｔｈよりも低い値に設定し、第２の電流閾値Ｉｔｈ２を、交差電流値Ｉｔｈよりも高い値に設定する。例えば図４に示すように、スイッチ回路の温度が１５０℃の場合は、交差電流値Ｉｔｈは、９０Ａである。このとき、第１の電流閾値Ｉｔｈ１は、交差電流値Ｉｔｈよりも低い値である７０Ａに設定され、第２の電流閾値Ｉｔｈ２は、交差電流値Ｉｔｈよりも高い値である１１０Ａに設定されてもよい。

次に、切替制御部３０３は、第１の電流閾値Ｉｔｈ１における第１のスイッチ回路１１のオン電圧と第２のスイッチ回路２１のオン電圧との差（オン電圧差分ΔＶ１）を補正する第１の基準補正値Ｖｒ１ｏを演算する。同様に、切替制御部３０３は、第２の電流閾値Ｉｔｈ２における第１のスイッチ回路１１のオン電圧と第２のスイッチ回路２１のオン電圧との差（オン電圧差分ΔＶ２）を補正する第２の基準補正値Ｖｒ２ｏを演算する。なお、スイッチ回路のオン電圧とは、当該スイッチ回路に含まれる一又は複数のスイッチング素子のオン電圧の和を表す。

スイッチ切替演算部３００は、比較器３０５，３０６と、フリップフロップ３０７とを有する。比較器３０５，３０６は、電流値Ｉａを電流閾値Ｉｔｈ１，Ｉｔｈ２と比較する比較部である。

スイッチ切替演算部３００は、ローパスフィルタ３０２の結果である電流値Ｉａと第１の電流閾値Ｉｔｈ１とを比較器３０６で比較する。電流値Ｉａが第１の電流閾値Ｉｔｈ１よりも低い場合、ハイレベルの信号がフリップフロップ３０７のリセット端子に入力される（Ｒ＝１）。これにより、フリップフロップ３０７は、停止中の第１のスイッチ回路１１を動作させ、且つ、動作中の第２のスイッチ回路２１を停止させる信号Ｆ（Ｑ＝０（ローレベル））を出力する。信号Ｆが出力されると、スイッチ３１０，３１４，３１６，３２０は、接点Ｔから接点Ｆに切り替わる。

一方、スイッチ切替演算部３００は、ローパスフィルタ３０２の結果である電流値Ｉａと第２の電流閾値Ｉｔｈ２とを比較器３０５で比較する。電流値Ｉａが第２の電流閾値Ｉｔｈ２よりも高い場合、ハイレベルの信号がフリップフロップ３０７のセット端子に入力される（Ｓ＝１）。これにより、フリップフロップ３０７は、停止中の第２のスイッチ回路２１を動作させ、且つ、停止中の第１のスイッチ回路１１を停止させる信号Ｔ（Ｑ＝１（ハイレベル））を出力する。信号Ｔが出力されると、スイッチ３１０，３１４，３１６，３２０は、接点Ｆから接点Ｔに切り替わる。

このように、第１の電流閾値Ｉｔｈ１及び第２の電流閾値Ｉｔｈ２によりヒステリシス特性を持たせて、動作させるスイッチ回路を切り替えることが可能となる。これにより、安定したスイッチ回路を切り替えることができ、スイッチング素子の損失及び発熱を抑えることができる。その結果、例えば、電力変換装置を冷却する冷却体の軽量化と電力変換装置の効率向上が可能となる。

電圧指令演算部３０８は、直流電圧検出器２３で検出された出力電圧Ｖｏの電圧値に基づいて、出力電圧Ｖｏの電圧値を一定にするための基準電圧指令Ｖｉを演算する。

第１のスイッチ回路１１用の第１の指令生成部３３０は、第１の基準補正値Ｖｒ１ｏに基づいて、基準電圧指令Ｖｉに付加する第１の補正値Ｖｒ１をローパスフィルタ３１７により演算する第１の指令補正部を有する。第１の指令補正部は、基準電圧指令Ｖｉに第１の補正値Ｖｒ１を加算器３１８にて加算することによって、第１のスイッチ回路１１用の第１の補正電圧指令Ｖｉ１を演算する。キャリア生成器３２１は、所定のキャリア周波数の三角波キャリアを出力する。第１の補正電圧指令Ｖｉ１と三角波キャリアとは、比較器３１９にて大小比較され、その比較結果が、第１のスイッチ回路１１へ与える第１のパルス指令Ｐ１として作成される。第１のパルス指令Ｐ１は、第１の駆動回路４０に第１のＰＷＭ信号として出力される。

図６Ａは、第１の補正値Ｖｒ１を使用せずに、動作させるスイッチ回路を第２のスイッチ回路２１から第１のスイッチ回路１１に切り替える具体的な動作を例示する（比較例）。電流値Ｉａが第１の電流閾値Ｉｔｈ１より大きい場合は、第１のスイッチ回路１１は停止し、第２のスイッチ回路２１は動作している。次に、電流値Ｉａが第１の電流閾値Ｉｔｈ１をクロスして下回ると、第１のスイッチ回路１１は動作し、第２のスイッチ回路２１は停止する。この切り替え時、出力電圧Ｖｏは、第１の電流閾値Ｉｔｈ１におけるオン電圧差分ΔＶ１（オン電圧の低下）により、一時的に変動（上昇）する（ａ１１参照）。その後、出力電圧Ｖｏが一定になるように電圧指令演算部３０８からの基準電圧指令Ｖｉが変化するので（ａ１２，ａ１３参照）、出力電圧Ｖｏは次第に元の一定値に戻る。

図６Ｂは、第１の補正値Ｖｒ１を使用して、動作させるスイッチ回路を第２のスイッチ回路２１から第１のスイッチ回路１１に切り替える具体的な動作を例示する（実施例）。電流値Ｉａが第１の電流閾値Ｉｔｈ１より大きい場合は、第１のスイッチ回路１１は停止し、第２のスイッチ回路２１は動作している。次に、電流値Ｉａが第１の電流閾値Ｉｔｈ１をクロスして下回ると、第１のスイッチ回路１１は動作し、第２のスイッチ回路２１は停止する。この切り替え時、第１の補正値Ｖｒ１が第１のスイッチ回路１１用の基準電圧指令Ｖｉに加算されることで（ａ１５，ａ１６参照）、出力電圧Ｖｏの変動は抑制され略一定に保たれる（ａ１４参照）。その後、加算器３１８にて加算される第１の補正値Ｖｒ１は、第１の基準補正値Ｖｒ１ｏから０にスイッチ３１６により切り替わり、ローパスフィルタ３１７によって徐々に０となる（ａ１６参照）。そして、加算器３１８にて加算される第１の補正値Ｖｒ１は、電圧指令演算部３０８にて補償される。

したがって、第１の電流閾値Ｉｔｈ１におけるオン電圧差分ΔＶ１を、第１の補正値Ｖｒ１を用いて予め補償することで、スイッチ回路の切り替え時の出力電圧Ｖｏの変動の抑制が可能となる。

一方、図２において、第２のスイッチ回路２１用の第２の指令生成部３４０は、第２の基準補正値Ｖｒ２ｏに基づいて、基準電圧指令Ｖｉに付加する第２の補正値Ｖｒ２をローパスフィルタ３１１により演算する第２の指令補正部を有する。第２の指令補正部は、基準電圧指令Ｖｉに第２の補正値Ｖｒ２を加算器３１２にて加算することによって、第２のスイッチ回路２１用の第２の補正電圧指令Ｖｉ２を演算する。第２の補正電圧指令Ｖｉ２と三角波キャリアとは、比較器３１３にて大小比較され、その比較結果が、第２のスイッチ回路２１へ与える第２のパルス指令Ｐ２として作成される。第２のパルス指令Ｐ２は、第２の駆動回路５０に第２のＰＷＭ信号として出力される。

図７Ａは、第２の補正値Ｖｒ２を使用せずに、動作させるスイッチ回路を第１のスイッチ回路１１から第２のスイッチ回路２１に切り替える具体的な動作を例示する（比較例）。電流値Ｉａが第２の電流閾値Ｉｔｈ２より小さい場合は、第１のスイッチ回路１１は動作し、第２のスイッチ回路２１は停止している。次に、電流値Ｉａが第２の電流閾値Ｉｔｈ２をクロスして上回ると、第１のスイッチ回路１１は停止し、第２のスイッチ回路２１は停止する。この切り替え時、出力電圧Ｖｏは、第２の電流閾値Ｉｔｈ２におけるオン電圧差分ΔＶ２（オン電圧の低下）により、一時的に変動（上昇）する（ａ２１参照）。その後、出力電圧Ｖｏが一定になるように電圧指令演算部３０８からの基準電圧指令Ｖｉが変化するので（ａ２２，ａ２３参照）、出力電圧Ｖｏは次第に元の一定値に戻る。

図７Ｂは、第２の補正値Ｖｒ２を使用して、動作させるスイッチ回路を第１のスイッチ回路１１から第２のスイッチ回路２１に切り替える具体的な動作を例示する（実施例）。電流値Ｉａが第２の電流閾値Ｉｔｈ２より小さい場合は、第１のスイッチ回路１１は動作し、第２のスイッチ回路２１は停止している。次に、電流値Ｉａが第２の電流閾値Ｉｔｈ２をクロスして上回ると、第１のスイッチ回路１１は停止し、第２のスイッチ回路２１は動作する。この切り替え時、第２の補正値Ｖｒ２が第２のスイッチ回路２１用の基準電圧指令Ｖｉに加算されることで（ａ２５，ａ２６参照）、出力電圧Ｖｏの変動は抑制され略一定に保たれる（ａ２４参照）。その後、加算器３１２にて加算される第２の補正値Ｖｒ２は、第２の基準補正値Ｖｒ２ｏから０にスイッチ３１０により切り替わり、ローパスフィルタ３１１によって徐々に０となる（ａ２７参照）。そして、加算器３１２にて加算される第２の補正値Ｖｒ２は、電圧指令演算部３０８にて補償される。

したがって、第２の電流閾値Ｉｔｈ２におけるオン電圧差分ΔＶ２を、第２の補正値Ｖｒ２を用いて予め補償することで、スイッチ回路の切り替え時の出力電圧Ｖｏの変動の抑制が可能となる。

このように、電力変換装置１は、相互に並列に接続され、電流に対するオン電圧特性が相違する第１のスイッチ回路及び第２のスイッチ回路と、前記第１のスイッチ回路と前記第２のスイッチ回路に流れる電流の電流値を検出する電流検出部と、前記電流検出部により検出された前記電流値を電流閾値と比較する比較部と、電力変換装置の出力電圧を一定にするための基準電圧指令に、前記電流閾値での前記第１のスイッチ回路と前記第２のスイッチ回路とのオン電圧の差を補正する補正値を付加することによって、補正電圧指令を演算する指令補正部と、前記電流検出部により検出された前記電流値が前記電流閾値をクロスすることが前記比較部により検出されると、前記第１のスイッチ回路と前記第２のスイッチ回路のうち、停止中の一方のスイッチ回路を前記補正電圧指令に従って動作させ、且つ、動作中の他方のスイッチ回路を停止させる指令部とを備える。したがって、前記第１のスイッチ回路と前記第２のスイッチ回路のうち、動作させるスイッチ回路を、一方のスイッチ回路から他方のスイッチ回路に切り替える時の出力電圧の変動を抑制することができる。

なお、上記の説明では、スイッチング回路の電流‐オン電圧特性を利用してスイッチ回路を切り替えたが、図５に示すスイッチング回路の電流‐損失特性を利用してスイッチ回路を切り替えてもよい。この場合、第１のスイッチ回路１１と第２のスイッチ回路２１の電流‐損失特性（すなわち、スイッチング素子のオン状態で主電極間に流れる電流に対して生ずる損失）も、温度によって変化する。そのため、切替制御部３０３は、第１のスイッチ回路１１の温度Ｔ１を用いて、第１のスイッチ回路１１の電流‐損失特性（以下、特性Ｄ１とも称する）の補正を行う。同様に、切替制御部３０３は、第２のスイッチ回路２１の温度Ｔ２を用いて、第２のスイッチ回路２１の電流‐損失特性（以下、特性Ｄ２とも称する）の補正を行う。

例えば、切替制御部３０３は、温度毎にメモリに格納された特性Ｄ１を表す特性データの中から、検出された温度Ｔ１に対応する特性Ｄ１を表す特性データを選択する。同様に、切替制御部３０３は、温度毎にメモリに格納された特性Ｄ２を表す特性データの中から、検出された温度Ｔ２に対応する特性Ｄ２を表す特性データを選択する。

次に、切替制御部３０３は、温度補正により選択されたスイッチ回路１１，２１の各々の特性データを用いて、特性Ｄ１を表す第１のカーブと特性Ｄ２を表す第２のカーブとが交差するときの交差電流値Ｉｔｈを導出する（図５参照）。切替制御部３０３は、第１の電流閾値Ｉｔｈ１を、交差電流値Ｉｔｈよりも低い値に設定し、第２の電流閾値Ｉｔｈ２を、交差電流値Ｉｔｈよりも高い値に設定する。

次に、切替制御部３０３は、第１の電流閾値Ｉｔｈ１における第１のスイッチ回路１１のオン電圧と第２のスイッチ回路２１のオン電圧との差（オン電圧差分ΔＬ１）を補正する第１の基準補正値Ｖｒ１ｏを演算する。同様に、切替制御部３０３は、第２の電流閾値Ｉｔｈ２における第１のスイッチ回路１１のオン電圧と第２のスイッチ回路２１のオン電圧との差（オン電圧差分ΔＬ２）を補正する第２の基準補正値Ｖｒ２ｏを演算する。なお、スイッチ回路の損失とは、当該スイッチ回路に含まれる一又は複数のスイッチング素子の損失の和を表す。これ以降の制御については、上述と同様である。

以上、電力変換装置を実施形態により説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではない。他の実施形態の一部又は全部との組み合わせや置換などの種々の変形及び改良が、本発明の範囲内で可能である。

例えば、電力変換装置は、直流を直流に変換するＤＣ－ＤＣコンバータに限られない。その具体例として、直流を交流に変換するインバータ、入力電圧を昇圧して出力する昇圧コンバータ、入力電圧を降圧して出力する降圧コンバータ、入力電圧を昇圧又は降圧して出力する昇降圧コンバータなどがある。また、第１のスイッチ回路と第２のスイッチ回路とのそれぞれに含まれるスイッチング素子の個数は、複数に限られず（上述のＤＣ－ＤＣコンバータの場合、２個）、一つでもよい（例えば、昇圧チョッパなどのコンバータの場合）。

また、電力変換装置は、鉄道車両や自動車等の移動体で使用されてもよいし、サーボなどの電子機器で使用されてもよい。

また、第１のスイッチ回路と第２のスイッチ回路は、電流に対する特性が相違していれば、いずれのスイッチ回路にも同種のスイッチング素子（例えば、サイズ違いの同種のスイッチング素子）を用いてもよい。

また、上述の実施形態では、温度補正を実施してスイッチ回路の切り替えを実施しているが、温度補正をせずに、スイッチ回路の切り替えを行ってもよい。

１ 電力変換装置
１１ 第１のスイッチ回路
１１ａ，１１ｂ スイッチング素子
１１ｃ，１１ｄ ダイオード
１２，１３，１４，１５ 整流ダイオード
１６，１７，１８ コンデンサ
１９ 絶縁トランス
２０ 平滑リアクトル
２１ 第２のスイッチ回路
２１ａ，２１ｂ スイッチング素子
２１ｃ，２１ｄ ダイオード
２２ 交流電流検出器
２３ 直流電圧検出器
２４，２５ 温度検出器
３０ 制御回路
４０，５０ 駆動回路
１００ 直流電源
２００ 出力負荷
３００ スイッチ切替演算部
３０１ 絶対値演算部
３０２，３１１，３１７ ローパスフィルタ
３０３ 切替制御部
３０５，３０６，３１３，３１９ 比較器
３０７ フリップフロップ
３０８ 電圧指令演算部
３１０，３１４，３１６，３２０ スイッチ
３１２，３１８ 加算器
３２１ キャリア生成器
３３０ 第１の指令生成部
３４０ 第２の指令生成部

Claims (9)

1. 相互に並列に接続され、電流に対する特性が相違する第１のスイッチ回路及び第２のスイッチ回路と、
   前記第１のスイッチ回路と前記第２のスイッチ回路に流れる電流の電流値を検出する電流検出部と、
   前記電流検出部により検出された前記電流値を電流閾値と比較する比較部と、
   電力変換装置の出力電圧を一定にするための基準電圧指令に、前記電流閾値での前記第１のスイッチ回路と前記第２のスイッチ回路とのオン電圧の差を補正する補正値を付加することによって、補正電圧指令を演算する指令補正部と、
   前記電流検出部により検出された前記電流値が前記電流閾値をクロスすることが前記比較部により検出されると、前記第１のスイッチ回路と前記第２のスイッチ回路のうち、停止中の一方のスイッチ回路を前記補正電圧指令に従って動作させ、且つ、動作中の他方のスイッチ回路を停止させる指令部とを備える、電力変換装置。
2. 前記第１のスイッチ回路と前記第２のスイッチ回路の各温度を検出する温度検出部と、
   前記温度検出部により検出された各温度を用いて、前記補正値を演算する補正演算部とを備える、請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記第１のスイッチ回路と前記第２のスイッチ回路の各温度を検出する温度検出部と、
   前記温度検出部により検出された各温度を用いて、前記電流閾値を演算する閾値演算部を備える、請求項１に記載の電力変換装置。
4. 前記第１のスイッチ回路と前記第２のスイッチ回路の各温度を検出する温度検出部と、
   前記温度検出部により検出された各温度を用いて、前記補正値と前記電流閾値を演算する演算部を備える、請求項１に記載の電力変換装置。
5. 前記電流閾値は、第１の電流閾値と、前記第１の電流閾値とは異なる第２の電流閾値とを含み、
   前記指令補正部は、前記第１の電流閾値での前記第１のスイッチ回路と前記第２のスイッチ回路とのオン電圧の差を補正する第１の補正値を前記基準電圧指令に付加することによって、第１の補正電圧指令を演算し、前記第２の電流閾値での前記第１のスイッチ回路と前記第２のスイッチ回路とのオン電圧の差を補正する第２の補正値を前記基準電圧指令に付加することによって、第２の補正電圧指令を演算し、
   前記指令部は、前記電流検出部により検出された前記電流値が前記第１の電流閾値をクロスすることが前記比較部により検出されると、停止中の前記一方のスイッチ回路を前記第１の補正電圧指令に従って動作させ、且つ、動作中の前記他方のスイッチ回路を停止させ、前記電流検出部により検出された前記電流値が前記第２の電流閾値をクロスすることが前記比較部により検出されると、動作中の前記一方のスイッチ回路を停止させ、且つ、停止中の前記他方のスイッチ回路を前記第２の補正電圧指令に従って動作させる、請求項１から４のいずれか一項に記載の電力変換装置。
6. 前記第１のスイッチ回路の電流に対する特性を表す第１のカーブと前記第２のスイッチ回路の電流に対する特性を表す第２のカーブとが交差するときの交差電流値は、前記第１の電流閾値と前記第２の電流閾値との間にある、請求項５に記載の電力変換装置。
7. 前記第１のスイッチ回路の電流に対する特性と前記第２のスイッチ回路の電流に対する特性とは、それぞれの回路のオン電圧特性である、請求項１から６のいずれか一項に記載の電力変換装置。
8. 前記第１のスイッチ回路の電流に対する特性と前記第２のスイッチ回路の電流に対する特性とは、それぞれの回路の損失特性である、請求項１から６のいずれか一項に記載の電力変換装置。
9. 前記第１のスイッチ回路と前記第２のスイッチ回路とのうち少なくとも一方は、ワイドバンドギャップデバイスである少なくとも一つのスイッチング素子を有する、請求項１から８のいずれか一項に記載の電力変換装置。

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