JP7187953B2 - バッファ回路 - Google Patents

Description

本明細書が開示する技術は、バッファ回路に関する。

特許文献１には、高入力インピーダンスのバッファ回路を備えた心電センサが開示されている。

特開２０１１－１８８４０６号公報

静電気ノイズのような高い電圧入力が高入力インピーダンスのバッファ回路に入力されると、バッファ回路に電荷がチャージされてしまう場合がある。チャージ電荷に起因するＤＣオフセットによってバッファ回路の出力電圧がドリフトしてしまい、出力電圧の上端が平らにカットされてしまうなど、出力波形が歪んでしまう場合がある。このような場合、バッファ回路にチャージされてしまった電荷が抜け、出力波形が正常に戻るまで、待機期間が発生してしまう。

本明細書で開示するバッファ回路の一実施形態は、オペアンプと、第１抵抗部と、第２抵抗部と、第１キャパシタンス部と、可変抵抗部と、スイッチ部と、を備える。オペアンプは、非反転入力端子、反転入力端子および出力端子を備えている。反転入力端子には出力端子が接続されている。第１抵抗部の一端が非反転入力端子に接続され、第１抵抗部の他端が第１接続点で第２抵抗部の一端に接続され、第２抵抗部の他端が基準電圧部位に接続されている。第１キャパシタンス部の一端が第１接続点に接続され、第１キャパシタンス部の他端が第２接続点で可変抵抗部の一端に接続され、可変抵抗部の他端が出力端子に接続されている。スイッチ部は、可変抵抗部の抵抗値を変化させることが可能であり、第２接続点と出力端子との接続経路上に配置されている。

第１抵抗部と、第２抵抗部、第１キャパシタンス部、可変抵抗部によって、いわゆるブートストラップ回路を形成することができる。正帰還回路を構成することで、バッファ回路の入力インピーダンスを大きくすることができる。そして、スイッチ部によって可変抵抗部の抵抗値を変化させることで、バッファ回路の入力インピーダンスを変化させることができる。例えば、静電気ノイズのような高い電圧入力があった場合に、可変抵抗部の抵抗値を低下させれば、バッファ回路の入力インピーダンスを低下させることができる。チャージされた電荷を、所定電位に急速に放電することができる。従って、高い電圧入力によってバッファ回路の出力電圧がドリフトしてしまった場合においても、短時間でドリフトのない状態に戻すことが可能となる。

スイッチ部は、バッファ回路の出力電圧が第１しきい値を超えた場合に、可変抵抗部の抵抗値を第１抵抗値から第２抵抗値へ低下させてもよい。スイッチ部は、可変抵抗部の抵抗値を第２抵抗値に低下させた後に出力電圧が第１しきい値を下回った場合に、可変抵抗部の抵抗値を第２抵抗値から第１抵抗値へ上昇させてもよい。効果の詳細は実施例で説明する。

可変抵抗部は、第２接続点と出力端子との接続経路上に配置されている第３抵抗部と、第３抵抗部をバイパスするバイパス経路と、を備えていてもよい。スイッチ部は、バイパス経路上に備えられ、バイパス経路の導通および非導通を制御可能であってもよい。効果の詳細は実施例で説明する。

非反転入力端子には、信号が入力される入力キャパシタンス部が接続されていてもよい。第１抵抗部の抵抗値と第２抵抗部の抵抗値との積の絶対値が、可変抵抗部の抵抗値と入力キャパシタンス部のインピーダンス値との積の絶対値よりも小さくてもよい。効果の詳細は実施例で説明する。

心電図計測システムの模式図である。 心電センサの回路図である。 心電図計測システムの測定系のモデルである。 バッファ部の入力インピーダンスＺｉｎを高めた心電センサの一例を示す図である。 図４の回路のノイズモデルである。 図２の回路のノイズモデルである。 オフセット電圧Ｖｏｓについてのノイズモデルである。 静電気除去動作を示す波形図である。 心電センサの伝達関数の絶対値および位相を示すグラフである。 心電センサの伝達関数の絶対値および位相を示すグラフである。

（心電図計測システム１の構成)
図１に、本実施形態に係る心電図計測システム１の模式図を示す。心電図計測システム１は、シート２、メモリ８、ディスプレイ９を備える。シート２は、着座者９０の心臓９１の活動電位を計測する。計測した結果はメモリ８に記録することができ、またそれらの計測結果はディスプレイ９で確認することができる。

シート２は、心電センサ１１および１２、心電測定器５、を備えている。心電センサ１１は、電極３およびバッファ部６を備えている。電極３は、シート２の背部に埋め込まれた電極である。電極３の出力端子は、配線Ｗ１１を介してバッファ部６の入力端子に接続されている。バッファ部６の出力端子は、配線Ｗ１２を介して心電測定器５に接続されている。心電センサ１２は、電極４およびバッファ部７を備えている。電極４は、シート２のシートの座部に埋め込まれた電極である。電極４の出力端子は、配線Ｗ２１を介してバッファ部７の入力端子に接続されている。バッファ部７の出力端子は、配線Ｗ２２を介して心電測定器５に接続されている。

心電測定器５は、電極４によって計測される電圧を基準電位として、電極３と着座者９０との間の静電容量結合により心電位の変化を計測する。心電測定器５には、周知の回路構成を用いることができるため、ここでは説明を省略する。

（心電センサ１２の構成)
図２に、心電センサ１２の回路図を示す。心電センサ１２は、電極４、配線Ｗ２１、バッファ部７を備えている。バッファ部７は、オペアンプ３０、第１抵抗器Ｒ_１、第２抵抗器Ｒ_２、第１キャパシタＣ_ｆ、可変抵抗部４０、スイッチＳＷ１、抵抗制御部５０を備える。

電極４の出力端子は、配線Ｗ２１を介してオペアンプ３０の非反転入力端子に接続されている。オペアンプ３０の出力端子は、反転入力端子に接続されるとともに、配線Ｗ２２を介して不図示の心電測定器５に接続されている。オペアンプ３０の出力端子からは、出力電圧Ｖ_ｏｕｔが出力される。

第１抵抗器Ｒ_１の一端は、オペアンプ３０の非反転入力端子および電極４に接続されている。第１抵抗器Ｒ_１の他端は、第１接続点Ｎ１で第２抵抗器Ｒ２の一端に接続されている。第２抵抗器Ｒ２の他端は、接地電位Ｖ_ｇｎｄに接続されている。

第１キャパシタＣ_ｆの一端は、第１接続点Ｎ１に接続されている。第１キャパシタＣ_ｆの他端は、第２接続点Ｎ２で可変抵抗部４０の一端に接続されている。可変抵抗部４０の他端は、オペアンプ３０の出力端子に接続されている。スイッチＳＷ１は、第２接続点Ｎ２とオペアンプ３０の出力端子との接続経路上に配置されている。

可変抵抗部４０およびスイッチＳＷ１の接続関係を、さらに具体的に説明する。可変抵抗部４０は、帰還抵抗器Ｒ_ｆｈおよび帰還抵抗器Ｒ_ｆｌを備えている。第１キャパシタＣｆの他端は、第２接続点Ｎ２で帰還抵抗器Ｒ_ｆｈの一端に接続されている。帰還抵抗器Ｒ_ｆｈの他端は、オペアンプ３０の出力端子に接続されている。帰還抵抗器Ｒ_ｆｈと並列に、バイパス経路が配置されている。バイパス経路には、帰還抵抗器Ｒ_ｆｌおよびスイッチＳＷ１が直列に配置されている。帰還抵抗器Ｒ_ｆｌは、帰還抵抗器Ｒ_ｆｈよりも低抵抗である。例えば、帰還抵抗器Ｒ_ｆｌの抵抗値は、帰還抵抗器Ｒ_ｆｈの１／１０００～１／１０万の範囲内の値であってもよい。

抵抗制御部５０には、出力電圧Ｖ_ｏｕｔが入力される。抵抗制御部５０からは制御電圧Ｖ_ｇが出力される。抵抗制御部５０は、出力電圧Ｖ_ｏｕｔに応じてスイッチＳＷ１のオンおよびオフを制御する回路である。本実施例では、抵抗制御部５０はウィンドウコンパレータである。スイッチＳＷ１には、抵抗制御部５０から出力された制御電圧Ｖ_ｇが入力されている。スイッチＳＷ１は、制御電圧Ｖ_ｇがローレベルの場合にオンとなり、ハイレベルの場合にオフとなる。スイッチＳＷ１は、バイパス経路の導通および非導通を制御可能である。

可変抵抗部４０は、スイッチＳＷ１が非導通状態のときは、第１抵抗値を有する。第１抵抗値は、帰還抵抗器Ｒ_ｆｈによって定まるため、高抵抗である。一方、可変抵抗部４０は、スイッチＳＷ１が導通状態のときは、第２抵抗値を有する。第２抵抗値は、並列接続されている帰還抵抗器Ｒ_ｆｈおよび帰還抵抗器Ｒ_ｆｌの合成抵抗によって定まる。よって第２抵抗値は、第１抵抗値よりも低抵抗である。

なお、心電センサ１１の構成は、上述した心電センサ１２の構成と同様であるため、説明を省略する。

（心電センサの課題）
図３に、心電図計測システム１の測定系のモデルを示す。この測定系において、心臓９１の電圧変化Ｖ_ｉｎと心電センサ１２の出力電圧Ｖ_ｏｕｔとの関係は、数１の式で表される。

ここで、衣服を挟んだ着座者９０の体表と電極４との間の容量結合をＣ_ｂとし、インピーダンスをＺ_ｂとする。インピーダンスＺ_ｂは、「１／jωＣｂ」と表すことができる。また、バッファ部７の入力インピーダンスをＺ_ｉｎとする。

数１の式より、出力電圧Ｖ_ｏｕｔは、インピーダンスＺ_ｂと入力インピーダンスＺ_ｉｎの電圧比で決まることが分かる。よって心電センサ１２の感度を高めるには、バッファ部７の入力インピーダンスＺ_ｉｎを大きくする必要がある。

図４に、バッファ部の入力インピーダンスＺ_ｉｎを高めた心電センサ１１２の一例を示す。図４のバッファ回路１０７は、ブートストラップ回路を備えることで高い入力インピーダンスＺ_ｉｎを実現している。図４の心電センサ１１２と、図２の心電センサ１２とで、同一の部位には同一の符号を付しているため、説明を省略する。第１抵抗器Ｒ_１の一端は、オペアンプ３０の非反転入力端子に接続されている。第１抵抗器Ｒ_１の他端は、第１接続点Ｎ１００で第２抵抗器Ｒ_２の一端に接続されている。第２抵抗器Ｒ_２の他端は、接地電位Ｖ_ｇｎｄに接続されている。バイパス抵抗器Ｒ_２Ｌの一端は、スイッチＳＷ１００を介して、第１接続点Ｎ１００に接続されている。バイパス抵抗器Ｒ_２Ｌの他端は、接地電位Ｖ_ｇｎｄに接続されている。バイパス抵抗器Ｒ_２Ｌは、第２抵抗器Ｒ_２よりも低抵抗である。帰還抵抗器Ｒ_ｆの一端は第１接続点Ｎ１００に接続され、他端はオペアンプ３０の出力端子に接続されている。第１抵抗器Ｒ_１および帰還抵抗器Ｒ_ｆによってブートストラップ回路が構成されている。

また心電センサ１１２は、静電気問題に対応するための回路が搭載されている。静電気問題とは、静電気などの高い電位によって電荷がバッファ回路１０７にチャージされると、チャージされた電荷が抜けず、心電位の測定が困難になるという問題である。この問題は、衣服の容量結合Ｃ_ｂと、バッファ回路１０７の高入力抵抗とで構成されるＲＣ回路の時定数が極めて高いために発生する。この問題を解決するために、心電センサ１１２は、抵抗制御部１５０およびスイッチＳＷ１００を備えている。スイッチＳＷ１００は通常測定状態ではオフであるため、バッファ回路１０７の入力抵抗は高抵抗状態である。そして、出力電圧Ｖ_ｏｕｔに基づいて電荷のチャージの発生を抵抗制御部１５０が検出すると、抵抗制御部１５０は、スイッチＳＷ１００をオンにする。これにより、バッファ回路１０７の入力抵抗が低抵抗状態に切り替えられることで、ＲＣ回路の時定数を下げることができる。チャージされた電荷を素早く放電することができる。

図４の心電センサ１１２では、以下の２つの課題が発生する。第１の課題として、スイッチＳＷ１００のリーク電流に起因して、スイッチＳＷ１００が定電流源として動作してしまうことで、出力電圧Ｖ_ｏｕｔにＤＣノイズを重畳させてしまう。例えばスイッチＳＷ１００がアナログスイッチである場合には、スイッチがダイオードを通して電源と接続されているため、定電流源として動作してしまう。第２の課題として、オペアンプ３０のオフセット電圧Ｖ_ｏｓが、出力電圧Ｖ_ｏｕｔにＤＣノイズを重畳させてしまう。一般的に、オフセット電圧Ｖ_ｏｓは無視できるほど小さい。しかし、ブートストラップ回路を使用する場合には、フィードバックによりオフセット電圧Ｖ_ｏｓが増幅され、オペアンプ３０の出力に大きなＤＣノイズが発生してしまう。

第１および第２の課題について、図５を用いて説明する。図５は、図４の回路のノイズモデルである。スイッチＳＷ１００がオフの時には、リーク電流に起因するＤＣノイズが発生する。従って図５に示すように、スイッチＳＷ１００は定電流源Ｉ_ＳＷとして表現できる。また、反転入力端子と出力端子の接続経路上に、オペアンプ３０のオフセット電圧Ｖ_ｏｓを表現することができる。

第１の課題（スイッチによるＤＣノイズ）について、数式を用いて説明する。図５のノイズモデルでの出力電圧Ｖ_ｏｕｔは、下式で表される。

Ｉ_ＳＷの項（右辺第２項）は、直流であることを考慮すると、下式のように表せる。

数３の式で分かるように、出力電圧Ｖ_ｏｕｔにＤＣノイズが重畳してしまう。

第２の課題（オペアンプのオフセット電圧によるＤＣノイズ）について、数式を用いて説明する。図５のノイズモデルにおける入出力の関係式を以下に示す。

Ｖ_ｏｓの項（右辺第２項）に着目する。Ｖ_ｏｓが直流であることを考慮し、Ｚ_ｂを含む項が無限大に大きくなることを用いると、Ｖ_ｏｓの項は下式のように簡略化できる。

ここで、高入力インピーダンスな設計を前提とすると、「Ｒ２＞Ｒｆ」の関係が成立する。すると数５の式から、オフセット電圧Ｖ_ｏｓが増幅されて出力電圧Ｖ_ｏｕｔに重畳してしまうことが分かる。

（心電センサ１２の効果）
本実施例に係る心電センサ１２（図２参照）は、前述した第１および第２の課題を解決することができる効果を備えた回路である。また心電センサ１２は、安定動作条件を算出することができる効果を備えた回路である。以下に効果を詳述する。

第１の課題（スイッチによるＤＣノイズ）を解決できることを、数式を用いて説明する。図６に、定電流源Ｉ_ＳＷについてのノイズモデルを示す。図６は、図２の回路のノイズモデルである。スイッチＳＷ１がオンの時にはＤＣノイズが発生しない。従って図６は、スイッチＳＷ１がオフの時についてのノイズモデルである。回路の出力は、下式で表される。

ここでＺ_ｆは、第１キャパシタＣ_ｆのインピーダンスであり、「１／jωＣｆ」で表すことができる。定電流源Ｉ_ＳＷがＤＣであることを考慮した場合、数６の式においてＺ_ｆとＺ_ｂは共に無限大に近づくため、Ｉ_ＳＷの項（右辺第２項）は０とみなせる。よって、スイッチＳＷ１によるＤＣノイズを無くすことができることが分かる。

すなわち、第１キャパシタＣ_ｆの配置位置を、スイッチＳＷ１とオペアンプ３０の非反転入力端子との接続経路上にすることで、スイッチＳＷ１のリーク電流による直流成分をカットすることができる。換言すると、オペアンプ３０の出力端子から非反転入力端子へ至るポジティブフィードバックループ上にスイッチＳＷ１が配置されている場合に、このスイッチＳＷ１と非反転入力端子間をＤＣカットするように、第１キャパシタＣｆを挿入している。これにより、スイッチＳＷ１によって発生するＤＣノイズが、出力電圧Ｖ_ｏｕｔに重畳されない。第１の課題を解決できる。

また図４のバッファ回路１０７のスイッチＳＷ１００と、図２のバッファ部７のスイッチＳＷ１とは、配置位置が異なる。しかし、図２のバッファ部７も、図４のバッファ回路１０７で説明した静電気除去の機能を備えている。これは、スイッチＳＷ１を図２に示す位置に配置しても、オペアンプ３０の入力抵抗の切り替えが可能であるためである。図２のバッファ部７の静電気除去機能の詳細については、後述する。

第２の課題（オペアンプのオフセット電圧によるＤＣノイズ）を解決できることを、数式を用いて説明する。図７に、オフセット電圧Ｖ_ｏｓについてのノイズモデルを示す。図７は、図２の回路のノイズモデルである。回路の出力は、下式で表される。

ここで、スイッチＳＷ１がオンのときは、「Ｒｆ＝Ｒ_ｆｈ・Ｒ_ｆｌ／（Ｒ_ｆｈ＋Ｒ_ｆｌ）」となる。一方、スイッチＳＷ１がオフのときは、「Ｒｆ＝Ｒ_ｆｈ」となる。オフセット電圧Ｖ_ｏｓがＤＣであることを考慮した場合、数７の式においてＺ_ｆとＺ_ｂは共に無限大に近づくため、Ｖ_ｏｓの項（右辺第２項）は下式のように変形できる。

よって、オペアンプ３０のオフセット電圧によるＤＣノイズは増幅されないことから、無視できることが分かる。

すなわち、ジティブフィードバックループ上に第１キャパシタＣ_ｆを配置することで、ＤＣであるオフセット電圧Ｖ_ｏｓのフィードバックを遮断することができる。オフセット電圧Ｖ_ｏｓが増幅されてしまうことがない。オフセット電圧Ｖ_ｏｓによって出力電圧Ｖ_ｏｕｔに重畳されるＤＣノイズの影響を、無くすことが可能となる。第２の課題を解決できる。

本実施例に係る心電センサ１２の安定動作条件（発振条件）について説明する。数６の式および数７の式では、Ｖ_ｉｎの項（右辺第１項）が同一式で現れた。このＶ_ｉｎの項から発振条件を求めることができる。定電流源Ｉ_ＳＷやオフセット電圧Ｖ_ｏｓに関しては、上述の通り対策によってその影響がなくなっているため、ここでは無視する。図２の心電センサ１２の伝達関数を、下式に示す。

一般的に、伝達関数の絶対値が０ｄＢ以上の時に、位相が＋１８０度または－１８０度となっていれば、発振が起きてしまう。この発振条件を基に、図２の心電センサ１２の安定動作条件を、以下に導出する。まず、数９の式の分母に着目すると、「Ｒ_１Ｒ_２＋Ｒ_１Ｒ_ｆ＋Ｒ_２Ｒ_ｆ」と「Ｚ_ｆＺ_ｂ」は逆位相であるため、特定の周波数で打ち消しあう。また、この特定の周波数を境に「Ｒ_１Ｒ_２＋Ｒ_１Ｒ_ｆ＋Ｒ_２Ｒ_ｆ」と「Ｚ_ｆＺ_ｂ」の大小関係が入れ替わり、伝達関数の位相を反転させようとする。よって、「Ｒ_１Ｒ_２＋Ｒ_１Ｒ_ｆ＋Ｒ_２Ｒ_ｆ＋Ｚ_ｆＺ_ｂ＝０」となるときのゲインが１より小さければ発振しない。この条件を下式に示す。

数１０の式を変形すると、下式となる。

ここで、実際に回路設計を行う場合の、回路定数の大小関係を考慮する。すなわち実設計上、バッファを高入力インピーダンスとなるように回路定数を定めるため、｜Ｒ_１｜＞＞｜Ｒ_ｆ｜、｜Ｒ_２｜＞＞｜Ｒ_ｆ｜の関係が成立する。すると数１１の式の左辺において、「Ｒ_１Ｒ_２」の項に比して、「Ｒ_１Ｒ_ｆ」および「Ｒ_２Ｒ_ｆ」の項は無視できる程度に小さいことが分かる。よって数１１の式は、下式のように簡略化できる。

数１２の式で示されるように、「第１抵抗器Ｒ_１の抵抗値（Ｒ_１）と第２抵抗器Ｒ_２の抵抗値（Ｒ_２）との積の絶対値が、可変抵抗部４０の帰還抵抗器Ｒ_ｆｈまたは帰還抵抗器Ｒ_ｆｌの抵抗値（Ｒ_ｆ）と容量結合Ｃ_ｂのインピーダンス値（Ｚ_ｂ＝１／ｊωＣｂ）との積の絶対値よりも小さい」ことが、安定動作条件となる。この安定動作条件を満たすように、心電センサ１２の回路設計を行えばよい。

（心電センサ１２の動作）
本実施例に係る心電センサ１２における静電気除去動作を、図８の波形図を用いて説明する。図８（Ａ）の横軸は、時間を示している。図８（Ａ）の縦軸は、心電センサ１２から出力される出力電圧Ｖ_ｏｕｔを示している。心電センサ１２は、０Ｖの基準電圧に対して、正の出力電圧Ｖ_ｏｕｔおよび負の出力電圧Ｖ_ｏｕｔを出力する。第１しきい値Ｖｔｈ１１およびＶｔｈ２１、第２しきい値Ｖｔｈ１２およびＶｔｈ２２は、抵抗制御部５０がヒステリシスを有するウィンドウコンパレータ動作を行うためのしきい値である。図８（Ｂ）の横軸は、時間を示している。図８（Ｂ）の縦軸は、抵抗制御部５０から出力される制御電圧Ｖ_ｇを示している。

図８の時刻ｔ０において、静電気による高い正の電荷が入力された場合を説明する。正の電荷が配線Ｗ２１にチャージされると、ＤＣオフセットによって出力電圧Ｖ_ｏｕｔが正側にドリフトしてしまう。時刻ｔ１において、出力電圧Ｖ_ｏｕｔが第１しきい値Ｖｔｈ１１を超えると、抵抗制御部５０は、制御電圧Ｖ_ｇをハイレベルからローレベルにする。スイッチＳＷ１が非導通状態から導通状態に遷移する。よって、可変抵抗部４０の抵抗値を、第１抵抗値から第２抵抗値へ低下させることができる。衣服の容量結合Ｃｂと、バッファの高入力抵抗とで構成されるＲＣ回路の時定数を低下させることができるため、配線Ｗ２１にチャージされている電荷を、急速に放電することができる。このため、出力電圧Ｖ_ｏｕｔは第１しきい値Ｖｔｈ１１から低下する。

時刻ｔ２において、出力電圧Ｖｏｕｔが第１しきい値Ｖｔｈ１１および第２しきい値Ｖｔｈ１２を下回ると、抵抗制御部５０は、制御電圧Ｖ_ｇをローレベルからハイレベルに戻す。スイッチＳＷ１が導通状態から非導通状態に戻る。よって、可変抵抗部４０の抵抗値を、第２抵抗値から第１抵抗値へ上昇させることができる。これにより、第２抵抗器Ｒ_２を介した放電を終了し、心電センサ１２の感度を元の高い状態に戻すことができる。これにより、心電位を計測できない待機期間を短縮化することが可能となる。

（回路設計例および伝達関数の例）
図２の心電センサ１２の回路設計例を示す。容量結合Ｃ_ｂは４０ｐＦ、第１抵抗器Ｒ_１は１ＧΩ、第２抵抗器Ｒ_２は１ＭΩ、第１キャパシタＣ_ｆは６６０μＦ、帰還抵抗器Ｒ_ｆｈは１００ＭΩ、帰還抵抗器Ｒ_ｆｌは２０ｋΩ、とした。

上記の回路設計例における、心電センサ１２の伝達関数の絶対値および位相を、図９および図１０に示す。図９および図１０の横軸は周波数、左側の縦軸は伝達関数の絶対値、右側の縦軸は伝達関数の位相である。図９は、スイッチＳＷ１がオフ状態（すなわち、可変抵抗部４０が高抵抗状態であり、心電位の測定が可能な状態）のグラフである。図１０は、スイッチＳＷ１がオン状態（すなわち、可変抵抗部４０が低抵抗状態であり、静電気を放電中の状態）のグラフである。

図９に示すように、スイッチＳＷ１がオフである心電位の測定状態では、心電位の周波数帯域である数十～数百Ｈｚにおいて、伝達関数の絶対値（すなわちゲイン）が「１」であるとともに、位相が「０」であることが分かる。これにより、心電センサ１２が、発散することなく安定してボルテージホロワとして機能することが分かる。また図１０に示すように、スイッチＳＷ１がオンである静電気放電中の状態では、心電センサ１２が安定してボルテージホロワ動作する帯域を、さらに下側に拡大できることが分かる。

以上、本発明の具体例を詳細に説明したが、これらは例示に過ぎず、特許請求の範囲を限定するものではない。特許請求の範囲に記載の技術には、以上に例示した具体例を様々に変形、変更したものが含まれる。本明細書または図面に説明した技術要素は、単独であるいは各種の組合せによって技術的有用性を発揮するものであり、出願時請求項記載の組合せに限定されるものではない。また、本明細書または図面に例示した技術は複数目的を同時に達成し得るものであり、そのうちの一つの目的を達成すること自体で技術的有用性を持つものである。

（変形例）
可変抵抗部４０の抵抗値を変化させる態様は、図２に示すバイパス態様に限られず、様々であってよい。例えば、複数の抵抗器との接点を切り替える態様であってもよい。

心電センサ１２の計測対象は、心電位に限られない。様々な周波数帯域を備えた各種の信号を測定対象とすることができる。この場合、数１２の式で示される安定動作条件を満たせば、測定対象の信号の特性に合わせた任意の回路設計が可能である。

スイッチＳＷ１および可変抵抗部４０によって実現可能な機能の一例として、静電気除去機能を説明したが、この機能に限られない。例えば、測定対象の信号の周波数に応じて、心電センサ１２の周波数帯域を最適化する機能も実現可能である。具体的に説明する。抵抗制御部５０によって出力電圧Ｖ_ｏｕｔの周波数を監視する。出力電圧Ｖ_ｏｕｔの周波数が、心電センサ１２が現在使用している周波数帯域の帯域外になることが検出された場合には、可変抵抗部４０の抵抗値を変化させる。これにより、図９および図１０で説明したように、心電センサ１２の周波数帯域を変化させることができる。このとき、心電センサ１２の変化後の周波数帯域内に出力電圧Ｖ_ｏｕｔの周波数が含まれるように、可変抵抗部４０の抵抗値を変化させればよい。

可変抵抗部４０で切り替え可能な抵抗値の数は、２つに限られず、３つ以上であってもよい。

スイッチＳＷ１は、アナログスイッチに限られない。ＭＯＳトランジスタやＣＭＯＳスイッチ回路であってもよい。

シート２に備えられる心電センサの数は２つに限られない。１つまたは３つ以上であってもよい。

容量結合Ｃ_ｂは入力キャパシタンス部の一例である。

２：シート ３および４：電極 ５：心電測定器 ６および７：バッファ部 １１および１２：心電センサ ３０：バッファ回路 ４０：可変抵抗部 ５０：抵抗制御部 ＳＷ１：スイッチ Ｒ_１：第１抵抗器 Ｒ_２：第２抵抗器 Ｃ_ｆ：第１キャパシタ Ｒ_ｆｈ、Ｒ_ｆｌ：帰還抵抗器

Claims (2)

1. オペアンプと、第１抵抗部と、第２抵抗部と、第１キャパシタンス部と、可変抵抗部と、スイッチ部と、を備えるバッファ回路であって、
   前記オペアンプは、非反転入力端子、反転入力端子および出力端子を備えており、
   前記反転入力端子には前記出力端子が接続されており、
   前記第１抵抗部の一端が前記非反転入力端子に接続され、前記第１抵抗部の他端が第１接続点で前記第２抵抗部の一端に接続され、前記第２抵抗部の他端が基準電圧部位に接続されており、
   前記第１キャパシタンス部の一端が前記第１接続点に接続され、前記第１キャパシタンス部の他端が第２接続点で前記可変抵抗部の一端に接続され、前記可変抵抗部の他端が前記出力端子に接続されており、
   前記可変抵抗部は、
   前記第２接続点と前記出力端子との接続経路上に配置されている第３抵抗部と、
   前記第３抵抗部をバイパスするバイパス経路と、
   を備えており、
   前記スイッチ部は、前記バイパス経路上に備えられ、前記バイパス経路の導通および非導通を制御可能であり、
   前記スイッチ部は、
   前記バッファ回路の出力電圧が第１しきい値を超えた場合に、前記可変抵抗部の抵抗値を第１抵抗値から第２抵抗値へ低下させ、
   前記可変抵抗部の抵抗値を前記第２抵抗値に低下させた後に前記出力電圧が前記第１しきい値を下回った場合に、前記可変抵抗部の抵抗値を前記第２抵抗値から前記第１抵抗値へ上昇させる、
   バッファ回路。
2. 前記非反転入力端子には、信号が入力される入力キャパシタンス部が接続されており、
   前記第１抵抗部の抵抗値と前記第２抵抗部の抵抗値との積の絶対値が、前記可変抵抗部の抵抗値と前記入力キャパシタンス部のインピーダンス値との積の絶対値よりも小さい、請求項１に記載のバッファ回路。

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