JP7178362B2 - A controller, a motor control system having the controller, and an electric power steering system having the motor control system - Google Patents

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Description

本開示は、コントローラ、当該コントローラを有するモータ制御システム、および当該モータ制御システムを有する電動パワーステアリングシステムに関する。 The present disclosure relates to a controller, a motor control system including the controller, and an electric power steering system including the motor control system.

特開２０１７－０３４７６０号公報は、フィードフォワード技術の逆モデル化を用いて制御する技術を開示する。 Japanese Patent Laying-Open No. 2017-034760 discloses a control technique using inverse modeling of the feedforward technique.

特開２０１７－０３４７６０号公報JP 2017-034760 A

電動パワーステアリングのモータ電流制御では、一般的にはフィードバック制御が用いられる。しかし、フィードバック制御を行った場合には、電流検出器に含められるノイズに感応し、不快なモータ作動音が発生するという問題がある。不快なモータ作動音の発生を抑制するために、電流検出値を直接用いない方法が考えられる。ただし、電流検出値を直接用いない場合、従来のフィードフォワード制御技術では、モータやモータ駆動回路特性のパラメータ変動によりモータ出力トルクが変動するという問題があった。 Feedback control is generally used in motor current control for electric power steering. However, when feedback control is performed, there is a problem in that it responds to noise contained in the current detector and generates unpleasant motor operating noise. A method that does not directly use the current detection value is conceivable in order to suppress the generation of unpleasant motor operating noise. However, when the current detection value is not used directly, the conventional feedforward control technique has a problem that the motor output torque fluctuates due to parameter fluctuations in the characteristics of the motor and the motor drive circuit.

また、上掲した従来の技術では、ｄ軸実電流、ｑ軸実電流、零相実電流をハイパスフィルタに通している。しかしながら、ハイパスフィルタを用いるとトルク指令値ノイズの感度があがってしまい、モータの作動音が増加してしまう。 Moreover, in the above-described conventional technique, the d-axis real current, the q-axis real current, and the zero-phase real current are passed through a high-pass filter. However, the use of a high-pass filter increases the sensitivity to torque command value noise, resulting in increased operating noise of the motor.

そこで、本開示の目的の一つは、モータの制御にハイパスフィルタを用いたとしても作動音を低減することである。 Therefore, one of the objects of the present disclosure is to reduce operating noise even if a high-pass filter is used for motor control.

本開示の例示的なコントローラは、モータを、駆動回路およびインバータを利用して駆動するモータ制御システムにおいて用いられるコントローラであって、電流制御ブロックを備え、電流値によるフィードフォワード制御を行い、前記電流制御ブロックに含まれる前記モータの自己インダクタンスの項を逆モデルによって補償し、さらに前記逆モデルの伝達関数の位相特性を進角成分で補償し、前記逆モデルの伝達関数のゲイン特性を、モータの角速度に基づいて得られる物理量の関数で補正することにより、前記自己インダクタンスにより生じるトルク出力の位相遅れとゲイン低下を補償する。 An exemplary controller of the present disclosure is a controller used in a motor control system that drives a motor using a drive circuit and an inverter, the controller includes a current control block, performs feedforward control based on a current value, and controls the current The self-inductance term of the motor included in the control block is compensated by the inverse model, the phase characteristic of the transfer function of the inverse model is compensated by the advance angle component, and the gain characteristic of the transfer function of the inverse model is obtained by By correcting with a physical quantity function obtained based on the angular velocity, the phase delay and gain reduction of the torque output caused by the self-inductance are compensated.

本開示の例示的な実施形態によれば、電流値によるフィードフォワード制御を行い、電流制御ブロックに含まれるモータの自己インダクタンスの項を逆モデルによって補償する。併せて、逆モデルの伝達関数の位相特性を進角成分で補償し、そのゲイン特性をモータの角速度に基づいて得られる物理量の関数で補正する。自己インダクタンスにより生じるトルク出力の位相遅れとゲイン低下を補償することができるため、モータの制御にハイパスフィルタを用いたとしても作動音を低減することが可能になる。 According to an exemplary embodiment of the present disclosure, feedforward control is performed based on the current value, and the inverse model compensates for the motor self-inductance term included in the current control block. At the same time, the phase characteristic of the transfer function of the inverse model is compensated by the advance angle component, and the gain characteristic is corrected by the physical quantity function obtained based on the angular velocity of the motor. Since the torque output phase delay and gain reduction caused by the self-inductance can be compensated for, it is possible to reduce operating noise even if a high-pass filter is used for motor control.

図１は、本開示の例示的な実施形態によるモータ制御システム１０００のハードウェアブロックの模式図である。FIG. 1 is a schematic diagram of hardware blocks of a motor control system 1000 according to an exemplary embodiment of the present disclosure. 図２は、本実施形態によるモータ制御システム１０００中のインバータ３００のハードウェア構成を模式的に示す。FIG. 2 schematically shows the hardware configuration of the inverter 300 in the motor control system 1000 according to this embodiment. 図３は、コントローラ１００の内部構成を示すブロック図である。FIG. 3 is a block diagram showing the internal configuration of the controller 100. As shown in FIG. 図４は、本開示の例示的なＵ相処理回路１０４ａの詳細を示す制御ブロック図である。FIG. 4 is a control block diagram illustrating details of an exemplary U-phase processing circuit 104a of the present disclosure. 図５は、変形例にかかるＵ相処理回路１０４ａの構成を示す図である。FIG. 5 is a diagram showing the configuration of the U-phase processing circuit 104a according to the modification. 図６は例示的な実施形態によるＥＰＳシステム２０００の典型的な構成を模式的に示す図である。FIG. 6 schematically illustrates a typical configuration of EPS system 2000 according to an exemplary embodiment.

以下、添付の図面を参照しながら、本開示のコントローラ、当該コントローラを有するモータ制御システム、および当該モータ制御システムを有する電動パワーステアリングシステムの実施形態を詳細に説明する。但し、以下の説明が不必要に冗長になるのを避け、当業者の理解を容易にするため、必要以上に詳細な説明は省略する場合がある。例えば、既によく知られた事項の詳細説明や実質的に同一の構成に対する重複説明を省略する場合がある。 Hereinafter, embodiments of a controller of the present disclosure, a motor control system having the controller, and an electric power steering system having the motor control system will be described in detail with reference to the accompanying drawings. However, in order to avoid unnecessary redundancy in the following description and facilitate the understanding of those skilled in the art, more than necessary detailed description may be omitted. For example, detailed descriptions of well-known matters and redundant descriptions of substantially the same configurations may be omitted.

本開示にかかる実施形態および変形例では、以下の各項目に記載の目的を達成するための構成を説明する。構成の概要も併せて述べる。（１）モータ電流検出ノイズ感度低減 基本制御をフィードフォワード（ＦＦ）型とする。実施形態では、電流検出値を用いたフィードバック（ＦＢ）制御を行わない。ＦＦ型制御の問題であるパラメータ変動に対しては、電流値を用いたオブザーバにより補正する。３相独立制御と組み合わせることにより、上記の効果を創出する。（２）トルク指令値ノイズ感度低減 ＦＦ型制御を行うにあたって、モータ自己インダクタンスを逆モデルで補償する。この場合、ハイパスフィルタになるためノイズ感度が上がってしまう。実際、ノイズ感度の問題により、モータ作動音が増加する事例が存在し得る。本発明者は、そのようなノイズ感度を低減する方法を創出した。（３）駆動系非線形要素の補償 作動音への影響が最も大きい非線形要素は、駆動回路のデッドバンドである。デッドバンドは、電流がゼロクロスするときに発生する。本発明者は、電流がゼロクロスするタイミングを予測し、予測結果を利用してデッドバンド補償を行うこととした。 In embodiments and modifications according to the present disclosure, configurations for achieving the objects described in the following items will be described. An outline of the configuration will also be described. (1) Reduction of motor current detection noise sensitivity The basic control is of feedforward (FF) type. In the embodiment, feedback (FB) control using the current detection value is not performed. Parameter fluctuation, which is a problem of FF type control, is corrected by an observer using a current value. The above effect is created by combining with three-phase independent control. (2) Torque command value noise sensitivity reduction When performing FF type control, the motor self-inductance is compensated by an inverse model. In this case, the noise sensitivity increases due to the high-pass filter. In fact, there may be cases where the noise sensitivity problem increases the motor noise. The inventor has created a method to reduce such noise sensitivity. (3) Compensation for Drive System Nonlinear Elements The dead band of the drive circuit is the nonlinear element that has the greatest effect on operating noise. Deadband occurs when the current crosses zero. The inventor of the present invention predicts the timing at which the current crosses zero, and uses the prediction result to perform dead band compensation.

以下、本開示の実施形態を説明する。 Embodiments of the present disclosure will be described below.

以下、モータ電流検出ノイズ感度を低減することが可能な電流制御器を説明する。 A current controller capable of reducing motor current detection noise sensitivity will be described below.

図１は、本開示の例示的な実施形態によるモータ制御システム１０００のハードウェアブロックを模式的に示している。 FIG. 1 schematically illustrates hardware blocks of a motor control system 1000 according to an exemplary embodiment of the present disclosure.

モータ制御システム１０００は、典型的に、モータＭと、コントローラ（制御回路）１００と、駆動回路２００と、インバータ（「インバータ回路」とも称される。）３００と、複数の電流センサ４００と、アナログデジタル変換回路（以下、「ＡＤコンバータ」と表記する。）５００と、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）６００と、位置センサ７００とを有する。モータ制御システム１０００は、モジュール化され、例えば、モータ、センサ、ドライバおよびコントローラを有するモータモジュールとして製造される。本明細書では、構成要素としてモータＭを有するシステムを例に、モータ制御システム１０００を説明する。ただし、モータ制御システム１０００は、構成要素としてモータＭを有しない、モータＭを駆動するためのシステムであってもよい。 The motor control system 1000 typically includes a motor M, a controller (control circuit) 100, a drive circuit 200, an inverter (also referred to as an "inverter circuit") 300, a plurality of current sensors 400, an analog It has a digital conversion circuit (hereinafter referred to as an “AD converter”) 500 , a ROM (Read Only Memory) 600 and a position sensor 700 . The motor control system 1000 is modularized and manufactured, for example, as a motor module having motors, sensors, drivers and controllers. In this specification, the motor control system 1000 will be described by taking a system having a motor M as an example. However, the motor control system 1000 may be a system for driving the motor M that does not have the motor M as a component.

モータＭは、表面磁石型（ＳＰＭ）モータであり、例えば表面磁石型同期モータ（ＳＰＭＳＭ）である。モータＭは、例えば三相（Ｕ相、Ｖ相およびＷ相）の巻線（不図示）を有する。三相の巻線は、インバータ３００に電気的に接続される。三相モータに限らず、五相、七相などの多相モータも本開示の範疇である。本明細書では、三相モータを制御するモータ制御システムを例に、本開示の実施形態を説明する。モータＭとして、相間の相互インダクタンスが相対的に小さいモータ、例えば１０極１２スロットのモータ、１４極１２スロットのモータが利用され得る。 The motor M is a surface magnet type (SPM) motor, for example a surface magnet type synchronous motor (SPMSM). The motor M has, for example, three-phase (U-phase, V-phase and W-phase) windings (not shown). The three-phase windings are electrically connected to inverter 300 . Not only three-phase motors but also multi-phase motors such as five-phase and seven-phase motors are included in the scope of the present disclosure. In this specification, embodiments of the present disclosure will be described using a motor control system that controls a three-phase motor as an example. As the motor M, a motor with relatively small mutual inductance between phases, such as a 10-pole 12-slot motor or a 14-pole 12-slot motor, can be used.

コントローラ１００は、例えばマイクロコントロールユニット（ＭＣＵ）である。コントローラ１００は、モータ制御システム１０００の全体を制御し、例えばベクトル制御によってモータＭのトルクおよび回転速度を制御する。モータＭは、ベクトル制御に限らず、他のクローズドループ制御によっても制御され得る。回転速度は、単位時間（例えば１分間）にロータが回転する回転数（ｒｐｍ）または単位時間（例えば１秒間）にロータが回転する回転数（ｒｐｓ）で表される。ベクトル制御は、モータに流れる電流を、トルクの発生に寄与する電流成分と、磁束の発生に寄与する電流成分とに分解し、互いに直交する各電流成分を独立に制御する方法である。コントローラ１００は、例えば、複数の電流センサ４００によって測定された実電流値、および実電流値に基づいて推定されたロータ角などに従って目標電流値を設定する。コントローラ１００は、その目標電流値に基づいてＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）信号を生成し、駆動回路２００に出力する。 Controller 100 is, for example, a micro control unit (MCU). The controller 100 controls the entire motor control system 1000, and controls the torque and rotation speed of the motor M by vector control, for example. The motor M can be controlled not only by vector control but also by other closed loop control. The rotational speed is represented by the number of revolutions (rpm) at which the rotor rotates per unit time (for example, one minute) or the number of revolutions (rps) at which the rotor rotates per unit time (for example, one second). Vector control is a method of decomposing a current flowing through a motor into a current component that contributes to the generation of torque and a current component that contributes to the generation of magnetic flux, and independently controlling each orthogonal current component. The controller 100 sets the target current value according to, for example, the actual current values measured by the plurality of current sensors 400 and the rotor angle estimated based on the actual current values. Controller 100 generates a PWM (Pulse Width Modulation) signal based on the target current value and outputs it to drive circuit 200 .

駆動回路２００は、例えばゲートドライバである。駆動回路２００は、インバータ３００におけるスイッチング素子のスイッチング動作を制御する制御信号を、コントローラ１００から出力されるＰＷＭ信号に従って生成する。駆動回路２００は、コントローラ１００に実装されていてもよい。 The drive circuit 200 is, for example, a gate driver. Drive circuit 200 generates control signals for controlling switching operations of switching elements in inverter 300 according to PWM signals output from controller 100 . The drive circuit 200 may be implemented in the controller 100 .

インバータ３００は、例えば直流電源（不図示）から供給される直流電力を交流電力に変換し、変換された交流電力でモータＭを駆動する。例えば、インバータ３００は、駆動回路２００から出力される制御信号に基づいて、直流電力を、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相の擬似正弦波である三相交流電力に変換する。この変換された三相交流電力でモータＭは駆動される。 The inverter 300 converts, for example, DC power supplied from a DC power supply (not shown) into AC power, and drives the motor M with the converted AC power. For example, inverter 300 converts DC power into three-phase AC power, which is a pseudo sine wave of U-phase, V-phase and W-phase, based on a control signal output from drive circuit 200 . The motor M is driven by this converted three-phase AC power.

複数の電流センサ４００は、モータＭのＵ相、Ｖ相およびＷ相の巻線に流れる少なくとも２つの電流を検出する少なくとも２つの電流センサを有する。本実施形態では、複数の電流センサ４００は、Ｕ相およびＶ相に流れる電流を検出する２つの電流センサ４００Ａ、４００Ｂ（図２を参照）を有する。当然に、複数の電流センサ４００は、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相の巻線に流れる３つの電流を検出する３つの電流センサを有していてもよいし、例えばＶ相およびＷ相に流れる電流またはＷ相およびＵ相に流れる電流を検出する２つの電流センサを有していてもよい。電流センサは、例えば、シャント抵抗、およびシャント抵抗に流れる電流を検出する電流検出回路（不図示）を有する。シャント抵抗の抵抗値は、例えば０．１Ω程度である。 The plurality of current sensors 400 includes at least two current sensors that detect at least two currents flowing through the U-phase, V-phase, and W-phase windings of the motor M. FIG. In this embodiment, the multiple current sensors 400 have two current sensors 400A and 400B (see FIG. 2) that detect currents flowing in the U-phase and the V-phase. Of course, the plurality of current sensors 400 may have three current sensors that detect three currents flowing in the U-phase, V-phase and W-phase windings, or for example It may have two current sensors that detect the current or the currents flowing in the W and U phases. The current sensor has, for example, a shunt resistor and a current detection circuit (not shown) that detects the current flowing through the shunt resistor. A resistance value of the shunt resistor is, for example, about 0.1Ω.

ＡＤコンバータ５００は、複数の電流センサ４００から出力されるアナログ信号をサンプリングしてデジタル信号に変換し、この変換したデジタル信号をコントローラ１００に出力する。コントローラ１００がＡＤ変換を行ってもよい。その場合、コントローラ１００は複数の電流センサ４００から、検出された電流信号（アナログ信号）を直接受け取る。 The AD converter 500 samples analog signals output from the plurality of current sensors 400 , converts them into digital signals, and outputs the converted digital signals to the controller 100 . The controller 100 may perform AD conversion. In that case, the controller 100 directly receives detected current signals (analog signals) from the plurality of current sensors 400 .

ＲＯＭ６００は、例えば書き込み可能なメモリ（例えばＰＲＯＭ）、書き換え可能なメモリ（例えばフラッシュメモリ）または読み出し専用のメモリである。ＲＯＭ６００は、コントローラ１００にモータＭを制御させるための命令群を有する制御プログラムを格納する。例えば、制御プログラムはブート時にＲＡＭ（不図示）に一旦展開される。ＲＯＭ６００は、コントローラ１００に外付けされる必要はなく、コントローラ１００に搭載されていてもよい。ＲＯＭ６００を搭載したコントローラ１００は、例えば上述したＭＣＵであり得る。 ROM 600 is, for example, a writable memory (eg, PROM), a rewritable memory (eg, flash memory), or a read-only memory. ROM 600 stores a control program having a command group for causing controller 100 to control motor M. FIG. For example, the control program is once developed in RAM (not shown) at the time of booting. The ROM 600 does not need to be externally attached to the controller 100 and may be mounted on the controller 100 . The controller 100 loaded with the ROM 600 can be, for example, the MCU described above.

位置センサ７００は、位置センサ７００は、モータＭに配置され、ロータ角Ｐを検出してコントローラ１００に出力する。位置センサ７００は、例えば磁気抵抗（ＭＲ）素子を有するＭＲセンサとセンサマグネットとの組み合わせによって実現される。位置センサ７００は、例えば、ホール素子を含むホールＩＣまたはレゾルバを用いても実現される。 The position sensor 700 is arranged in the motor M, detects the rotor angle P, and outputs it to the controller 100 . Position sensor 700 is realized, for example, by a combination of an MR sensor having a magnetoresistive (MR) element and a sensor magnet. The position sensor 700 can also be implemented using, for example, a Hall IC including a Hall element or a resolver.

例示的な実施形態では、コントローラ１００は、ＣＰＵコアが組み込まれたフィールドプログラマブルゲートアレイ（ＦＰＧＡ）によって実現されている。ＦＰＧＡのハードウェアロジック回路には、後述のオブザーバブロック、電流制御ブロックおよびベクトル制御演算ブロックが構築されている。例えばＣＰＵコアはソフトウェア処理によってトルク指令値を算出する。ＦＰＧＡ内の各ブロックは、ＣＰＵコアから受け取ったトルク指令値（Ｔｒｅｆ）と、位置センサ７００によって測定されたモータＭのロータ回転位置、すなわちロータ角（Ｐ）と、ＡＤコンバータ５００から受け取った電流測定値（Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃ）等を利用してＰＷＭ信号を生成する。 In an exemplary embodiment, controller 100 is implemented by a field programmable gate array (FPGA) with an embedded CPU core. An observer block, a current control block, and a vector control operation block, which will be described later, are constructed in the hardware logic circuit of the FPGA. For example, the CPU core calculates the torque command value by software processing. Each block in the FPGA stores the torque command value (Tref) received from the CPU core, the rotor rotation position of the motor M measured by the position sensor 700, namely the rotor angle (P), and the current measurement received from the AD converter 500. A PWM signal is generated using the values (Ia, Ib, Ic) and the like.

図１では、インバータ３００は１系統であるが、複数系統、例えば２系統、設けてもよい。複数系統であっても、複数系統の各々について、コントローラ１００と同じまたは同等の機能および構成を
有するコントローラを採用してもよいし、別個のコントローラを採用してもよい。 Although the inverter 300 has one system in FIG. 1, it may have a plurality of systems, for example, two systems. Even if there are multiple systems, controllers having the same or equivalent functions and configurations as controller 100 may be employed for each of the multiple systems, or separate controllers may be employed.

図１に示すモータ制御システム１０００を構成する各構成要素、例えばモータＭ、コントローラ１００、駆動回路２００、インバータ３００等を、ハウジング（図示せず）に一体的に収容してもよい。このような構成は、いわゆる「機電一体型モータ」として製造され販売される。機電一体型モータは、種々の構成要素がハウジング内に収容されているため、各構成要素の配置、設置スペース、配線の取り回しを設計する必要がない。その結果、モータおよびその周辺回路の省スペース化、設計の簡単化を実現できる。本実施形態にかかるコントローラ１００は、モータＭの回転によって発生する作動音を、後述のフィードフォワード制御技術を利用して抑制することができる。コントローラ１００とモータＭとを一体化させることにより、省スペースでかつ低騒音の「機電一体型モータ」を提供することができる。なお、「機電一体型モータ」は、電流センサ４００、コンバータ５００、ＲＯＭ６００をさらに備えていてもよい。 Each component constituting the motor control system 1000 shown in FIG. 1, such as the motor M, the controller 100, the drive circuit 200, the inverter 300, etc., may be housed integrally in a housing (not shown). Such a configuration is manufactured and sold as a so-called "electromechanical integrated motor". In the electromechanical integrated motor, since various components are housed in the housing, it is not necessary to design the layout of each component, the installation space, and the routing of wiring. As a result, space saving and design simplification of the motor and its peripheral circuits can be realized. The controller 100 according to the present embodiment can suppress the operation noise generated by the rotation of the motor M using a feedforward control technique, which will be described later. By integrating the controller 100 and the motor M, it is possible to provide a space-saving and low-noise "electromechanically integrated motor". Note that the "mechanical and electrical integrated motor" may further include a current sensor 400, a converter 500, and a ROM 600.

図２を参照しながら、インバータ３００のハードウェア構成を詳細に説明する。 The hardware configuration of inverter 300 will be described in detail with reference to FIG.

図２は、本実施形態によるモータ制御システム１０００中のインバータ３００のハードウェア構成を模式的に示す。 FIG. 2 schematically shows the hardware configuration of the inverter 300 in the motor control system 1000 according to this embodiment.

インバータ３００は、３個のローサイドスイッチング素子および３個のハイサイドスイッチング素子を有する。図示されるスイッチング素子ＳＷ＿Ｌ１、ＳＷ＿Ｌ２およびＳＷ＿Ｌ３がローサイドスイッチング素子であり、スイッチング素子ＳＷ＿Ｈ１、ＳＷ＿Ｈ２およびＳＷ＿Ｈ３が、ハイサイドスイッチング素子である。スイッチング素子として、例えば、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ、典型的にはＭＯＳＦＥＴ）または絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）などの半導体スイッチ素子を用いることができる。スイッチング素子は、モータＭに向けて流れる回生電流を流す還流ダイオードを有する。 Inverter 300 has three low-side switching elements and three high-side switching elements. The illustrated switching elements SW_L1, SW_L2 and SW_L3 are low side switching elements, and the switching elements SW_H1, SW_H2 and SW_H3 are high side switching elements. As switching elements, for example, semiconductor switching elements such as field effect transistors (FETs, typically MOSFETs) or insulated gate bipolar transistors (IGBTs) can be used. The switching element has a free wheel diode that allows a regenerated current to flow toward the motor M. FIG.

図２には、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相に流れる電流を検出する３つの電流センサ４００Ａ、４００Ｂおよび４００Ｃのシャント抵抗Ｒｓが記載されている。図示されるように、例えばシャント抵抗Ｒｓは、ローサイドスイッチング素子とグランドとの間に電気的に接続され得る。または、例えばシャント抵抗Ｒｓは、ハイサイドスイッチング素子と電源との間に電気的に接続され得る。 FIG. 2 shows shunt resistors Rs of three current sensors 400A, 400B and 400C that detect currents flowing through U-phase, V-phase and W-phase. As shown, for example, a shunt resistor Rs may be electrically connected between the low side switching element and ground. Alternatively, for example, a shunt resistor Rs can be electrically connected between the high-side switching element and the power supply.

コントローラ１００は、例えばベクトル制御に基づく三相通電による制御（以下、「三相通電制御」と表記する。）を行うことによってモータＭを駆動することができる。例えば、コントローラ１００は、三相通電制御を行うためのＰＷＭ信号を生成し、そのＰＷＭ信号を駆動回路２００に出力する。駆動回路２００は、インバータ３００中の各ＦＥＴのスイッチング動作を制御するゲート制御信号をＰＷＭ信号に基づいて生成し、各ＦＥＴのゲートに与える。 The controller 100 can drive the motor M by, for example, performing control by three-phase energization based on vector control (hereinafter referred to as “three-phase energization control”). For example, the controller 100 generates a PWM signal for performing three-phase energization control and outputs the PWM signal to the drive circuit 200 . Drive circuit 200 generates a gate control signal for controlling the switching operation of each FET in inverter 300 based on the PWM signal, and provides it to the gate of each FET.

図２では３つの電流センサ４００Ａ、４００Ｂおよび４００Ｃを設けたが、電流センサの数は２つでもよい。例えば、Ｗ相を流れる電流を検出する電流センサ４００Ｃを省略することができる。この場合、Ｗ相を流れる電流は、測定ではなく演算によって検出され得る。三相通電制御において、各相を流れる電流の総和は理想的にゼロになる。電流センサ４００Ａ、４００Ｂによって、Ｕ相およびＶ相に流れる電流をそれぞれ検出すれば、Ｕ相電流とＶ相電流との和の符号を反転させた値を、Ｗ相を流れる電流値として算出することができる。 Although three current sensors 400A, 400B and 400C are provided in FIG. 2, the number of current sensors may be two. For example, the current sensor 400C that detects the current flowing through the W phase can be omitted. In this case, the current through the W phase can be detected by computation rather than measurement. In three-phase energization control, the sum of the currents flowing through each phase is ideally zero. If current sensors 400A and 400B detect the currents flowing in the U-phase and V-phase, respectively, the sum of the U-phase current and the V-phase current with the sign reversed can be calculated as the value of the current flowing in the W-phase. can be done.

本開示によれば、３つの電流センサを設けて３相の各々に流れる電流を検出してもよいし、２つの電流センサを設けて２相の電流を検出し、残りの１相に流れる電流を、上述の演算を行って算出してもよい。 According to the present disclosure, three current sensors may be provided to detect the current flowing in each of the three phases, or two current sensors may be provided to detect the current in two phases and the current flowing in the remaining phase. may be calculated by performing the calculation described above.

図３は、コントローラ１００の内部構成を示すブロック図である。コントローラ１００は、電流制御器１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃと、電圧－デューティ変換器１８０とを有している。電流制御器１０２ａは、トルク指令値ＴｒｅｆａとＵ相電流値Ｉａとを受け取り、指令電圧Ｖｒｅｆａを出力する。電流制御器１０２ｂは、トルク指令値ＴｒｅｆｂとＵ相電流値Ｉｂとを受け取り、指令電圧Ｖｒｅｆｂを出力する。電流制御器１０２ｃは、トルク指令値ＴｒｅｆｃとＵ相電流値Ｉｃとを受け取り、指令電圧Ｖｒｅｆｃを出力する。 FIG. 3 is a block diagram showing the internal configuration of the controller 100. As shown in FIG. The controller 100 has current controllers 102 a , 102 b , 102 c and a voltage-duty converter 180 . Current controller 102a receives torque command value Trefa and U-phase current value Ia, and outputs command voltage Vrefa. Current controller 102b receives torque command value Trefb and U-phase current value Ib, and outputs command voltage Vrefb. Current controller 102c receives torque command value Trefc and U-phase current value Ic, and outputs command voltage Vrefc.

本明細書では、トルク指令値Ｔｒｅｆの３つの成分Ｔｒｅｆａ，ＴｒｅｆｂおよびＴｒｅｆｃが所与の値であるとして説明する。これらの各値は、例えば、コントローラ１００のＣＰＵコア（図示せず）によって生成される。トルク指令値を生成する処理は周知であるためその説明は省略する。 In this specification, the three components Trefa, Trefb and Trefc of the torque command value Tref are given values. Each of these values is generated by, for example, a CPU core (not shown) of controller 100 . Since the processing for generating the torque command value is well known, the description thereof will be omitted.

電圧－デューティ変換器１８０は電圧－デューティ変換を行う。電圧－デューティ変換は、指令電圧からＰＷＭ信号を生成する処理である。ＰＷＭ信号は電圧指令値を表している。具体的には、電圧－デューティ変換器１８０は指令電圧ＶｒｅｆａからＰＷＭ信号Ｖｄｕｔｙａを生成する。同様に電圧－デューティ変換器１８０は、指令電圧ＶｒｅｆｂおよびＶｒｅｆｃから、ＰＷＭ信号ＶｄｕｔｙｂおよびＶｄｕｔｙｃをそれぞれ生成する。電圧－デューティ変換は周知であるから、本明細書では詳細な説明は省略する。 Voltage-duty converter 180 performs voltage-duty conversion. Voltage-duty conversion is the process of generating a PWM signal from a command voltage. A PWM signal represents a voltage command value. Specifically, voltage-duty converter 180 generates PWM signal Vdutya from command voltage Vrefa. Similarly, voltage-duty converter 180 generates PWM signals Vdutyb and Vdutyc from command voltages Vrefb and Vrefc, respectively. Since voltage-duty conversion is well known, detailed description is omitted here.

次に、電流制御器１０２ａ～１０２ｃの詳細を説明する。以下では、電流制御器１０２ａと電圧－デューティ変換器１８０とを含むＵ相処理回路１０４ａを例示して説明する。電流制御器１０２ｂおよび電流制御器１０２ｃのいずれも同様であるため、図示および説明は省略する。 Next, details of the current controllers 102a to 102c will be described. The U-phase processing circuit 104a including the current controller 102a and the voltage-duty converter 180 will be described below as an example. Since both the current controller 102b and the current controller 102c are the same, illustration and description are omitted.

図４は、Ｕ相処理回路１０４ａの詳細を示す制御ブロック図である。Ｕ相処理回路１０４ａ内の電圧－デューティ変換器１８０を除く部分が、電流制御器１０２ａ（図３）に対応している。 FIG. 4 is a control block diagram showing details of the U-phase processing circuit 104a. A portion of the U-phase processing circuit 104a excluding the voltage-duty converter 180 corresponds to the current controller 102a (FIG. 3).

Ｕ相処理回路１０４は、トルク・電流変換ブロック１１０ａと、電流制御ブロック１２０ａと、適応制御ブロック１３０ａと、加算器１４０ａとを有する。各ブロックおよび加算器は演算処理を示している。そのため、「ブロック」は「処理」と読み替えることもできる。全ての処理を、ＦＰＧＡのハードウェアロジックによって実現してもよいし、１つまたは複数の処理を、１つまたは複数の演算回路によって実現してもよい。 The U-phase processing circuit 104 has a torque/current conversion block 110a, a current control block 120a, an adaptive control block 130a, and an adder 140a. Each block and adder represents an arithmetic operation. Therefore, "block" can also be read as "processing". All processing may be implemented by FPGA hardware logic, or one or more processing may be implemented by one or more arithmetic circuits.

トルク・電流変換ブロック１１０ａは、トルク指令値Ｔｒｅｆａを電流指令値Ｉｒｅｆａに変換する。 The torque/current conversion block 110a converts the torque command value Trefa into a current command value Irefa.

電流制御ブロック１２０ａおよび加算器１４０ａは、後述する電圧方程式の演算に対応する演算ブロックである。電流制御ブロック１２０ａは、ハイパスフィルタとして機能する。電流制御ブロック１２０ａは、抵抗値Ｒｔｈａを、適応制御ブロック１３０ａによって算出されたモデル化誤差ΔＲｔｈａで逐次補正する。すなわち、前の抵抗値Ｒｔｈａ＋ΔＲｔｈａを新たなＲｔｈａとして利用して電圧値を求める。 The current control block 120a and the adder 140a are computation blocks corresponding to computation of voltage equations, which will be described later. Current control block 120a functions as a high pass filter. The current control block 120a successively corrects the resistance value Rtha with the modeling error ΔRtha calculated by the adaptive control block 130a. That is, the voltage value is obtained using the previous resistance value Rtha+ΔRtha as the new Rtha.

適応制御ブロック１３０ａはＵ相を流れる電流値Ｉａを利用して、モデル化誤差ΔＲｔｈａを出力する。適応制御ブロック１３０ａは、電流制御ブロック１２０ａと同様の演算を行う第一演算ブロック１３２ａと、第二演算ブロック１３４ａとを有している。このうち、後者の第二演算ブロック１３４ａは「オブザーバ」として機能する。以下では第二演算ブロック１３４ａを「オブザーバブロック１３４ａ」と記述する。図４のオブザーバブロック１３４ａの記載から明らかなように、オブザーバが時定数Ｔ１の一次ローパスフィルタである。 The adaptive control block 130a uses the current value Ia flowing through the U phase to output the modeling error ΔRtha. The adaptive control block 130a has a first computation block 132a and a second computation block 134a that perform the same computation as the current control block 120a. Among these, the latter second operation block 134a functions as an "observer". Below, the second calculation block 134a is described as an "observer block 134a". As is clear from the description of observer block 134a in FIG. 4, the observer is a first-order low-pass filter with time constant T1.

なお、第一演算ブロック１３２ａは微分記号「ｄ／ｄｔ」を含んでおり、時間領域で表現されているが、オブザーバブロック１３４ａは変数ｓを用いたｓ領域で表現されている。変数ｓを用いて表現した理由は、オブザーバが時定数Ｔ１の一次ローパスフィルタであることを明確化するためである。理解の便宜のためである点に留意されたい。 Note that the first operation block 132a includes the differential symbol "d/dt" and is expressed in the time domain, while the observer block 134a is expressed in the s domain using the variable s. The reason for the expression using the variable s is to clarify that the observer is a first-order low-pass filter with a time constant T1. Note that this is for convenience of understanding.

適応制御ブロック１３０ａに入力される信号（フィルタリングの対象とする信号）はホワイトノイズではなく、カラードノイズである。本実施形態では、適応制御ブロック１３０ａは最小二乗法を用いたフィルタリング処理は行わない。 The signal input to the adaptive control block 130a (signal to be filtered) is not white noise but colored noise. In this embodiment, the adaptive control block 130a does not perform filtering using the least squares method.

以下、図４に示す各ブロックの意味内容を説明する前に、各ブロックに対応する演算がどのように導出されたかを説明する。 Before describing the meaning and content of each block shown in FIG. 4, how the calculation corresponding to each block is derived will be described below.

モータが角速度ωで回転しているとき、コイルに注入された電力はＥ・Ｉであり、コイルが発した動力はＴ・ωである。ここでＥは電圧、Ｉは電流、Ｔはトルクである。 When the motor is rotating at an angular velocity ω, the power injected into the coil is E·I and the power emitted by the coil is T·ω. where E is voltage, I is current, and T is torque.

エネルギー保存則より、下記式（１）が成立する。



（数１）



ＥＩ＝Ｔω （１） The following formula (1) holds from the law of conservation of energy.



(Number 1)



EI=Tω (1)

式（１）を変形して下記式（２）が得られる。



（数２）



Ｔ＝ＥＩ／ω （２） The following formula (2) is obtained by transforming the formula (1).



(Number 2)



T=EI/ω (2)

本発明者は、電流Ｉはノイズを多く含むため用いることを避けることを考えた。電圧方程式から電流Ｉを求め（式（３））、式（１）に代入すると、式（４）が得られる。



（数３）



Ｉ＝ｆ（Ｖ） （３）



（数４）



Ｔ＝（Ｅ／ω）ｆ（Ｖ） （４） The present inventor thought to avoid using the current I because it contains a lot of noise. By obtaining the current I from the voltage equation (equation (3)) and substituting it into the equation (1), the equation (4) is obtained.



(Number 3)



I=f(V) (3)



(Number 4)



T=(E/ω)f(V) (4)

ここで電圧方程式を下記数（５）に示す。

Figure 0007178362000001
Here, the voltage equation is shown in Equation (5) below.
Figure 0007178362000001

左辺のベクトルをＶ、右辺第１項および第２項に共通するベクトルをＩ、右辺第２項の行列をＬ、右辺第３項のベクトルをＥと表現すると、下記式（６）が得られ、さらに変形すると式（７）が得られる。

Figure 0007178362000002
Figure 0007178362000003
 Expressing the vector on the left side as V, the vector common to the first and second terms on the right side as I, the matrix of the second term on the right side as L, and the vector of the third term on the right side as E, the following equation (6) is obtained. , and further transforming gives equation (7).
Figure 0007178362000002
Figure 0007178362000003

ここで、インダクタンスを一般化して表現すると式（８）に示す通りである。

Figure 0007178362000004
Here, the generalized expression of inductance is as shown in Equation (8).
Figure 0007178362000004

併せてインダクタンスの６次までの成分を式（９）に例示する。後述のように、本実施形態では、フィードフォワード（ＦＦ）型の制御（ＦＦ制御）を行う。ＦＦ制御を行う場合、インダクタンスの高次成分が消える。

Figure 0007178362000005
In addition, the components of the inductance up to the sixth order are exemplified in Equation (9). As will be described later, in this embodiment, feedforward (FF) type control (FF control) is performed. When performing FF control, the higher-order components of the inductance disappear.
Figure 0007178362000005

式（１０）は、３次高調波までを考慮した、式（６）および（７）中のＥを示す。

Figure 0007178362000006
Equation (10) shows E in equations (6) and (7) taking into account up to the third harmonic.
Figure 0007178362000006

以上よりトルク方程式は、式（１１）として得られる。

Figure 0007178362000007
From the above, the torque equation is obtained as Equation (11).
Figure 0007178362000007

ここで、電流制御器に対する入力はＴで出力はＶであるから、式（１１）を整理すると式（１２）が得られる。

Figure 0007178362000008
Here, since the input to the current controller is T and the output is V, equation (12) is obtained by arranging equation (11).
Figure 0007178362000008

式（１２）を用いてフィードフォワード制御を行う場合、本発明者は、パラメータ変動を補償することを検討した。補償すべきパラメータの検討に当たっては、以下の前提を置いた。 Ｒｔｈ：逐次補償する。 Ｌ：固定値として用いる。なお、インダクタンスは温度によって変化しない。 When performing feedforward control using equation (12), the inventors considered compensating for parameter fluctuations. The following assumptions were made in examining the parameters to be compensated. Rth: Compensate successively. L: Used as a fixed value. Note that the inductance does not change with temperature.

式（１２）は、３相が独立であるとした場合の目標相間電圧になるため、以下の通り中性点電圧ＶＮを求め、補正する。

Figure 0007178362000009
Equation (12) provides the target phase-to-phase voltage when the three phases are independent, so the neutral point voltage VN is obtained and corrected as follows.
Figure 0007178362000009

相電圧Ｖａｎは、以下の式（１４）により得られる。

Figure 0007178362000010
The phase voltage Van is obtained by the following equation (14).
Figure 0007178362000010

以上から、トルクＴ、電流Ｉ、電圧Ｖはそれぞれ、式（１５）、（１６）、（１７）により得られる。またＶｄｕｔｙａ、Ｖｄｕｔｙｂ、Ｖｄｕｔｙｃは式（１８）により得られる。

Figure 0007178362000011
Figure 0007178362000012
Figure 0007178362000013
Figure 0007178362000014
 From the above, torque T, current I, and voltage V are obtained by equations (15), (16), and (17), respectively. Also, Vdutya, Vdutyb, and Vdutyc are obtained by equation (18).
Figure 0007178362000011
Figure 0007178362000012
Figure 0007178362000013
Figure 0007178362000014

式（１２）を用いてフィードフォワード制御を行う場合、本発明者は、自己インダクタンスＬを補償することを検討した。具体的には、本発明者は、自己インダクタンスＬを、逆モデルを用いて補償し、位相遅れを進角成分によって補償することとした。逆モデルの計算はｄｑ軸座標系ではなくａｂｃ軸座標系を用いて行われる。 The inventor considered compensating for the self-inductance L when performing feedforward control using equation (12). Specifically, the inventors compensated for the self-inductance L using an inverse model, and compensated for the phase lag by the advance angle component. The calculation of the inverse model is performed using the abc-axis coordinate system rather than the dq-axis coordinate system.

ここで、自己インダクタンスＬの補償を逆モデルで行う場合、本発明者は、ノイズ感度が上がってしまうという課題を見出した。その理由は、補償のための処理がハイパスフィルタになり、トルクセンサ系のノイズに対する感度が上がり、その結果作動音が悪化するからである。 Here, the inventors have found a problem that the noise sensitivity increases when the inverse model is used to compensate for the self-inductance L. The reason for this is that the processing for compensation becomes a high-pass filter, the sensitivity of the torque sensor system to noise increases, and as a result the operation noise deteriorates.

そこで本発明者は、モータを流れる電流値によるフィードフォワード制御を行い、種々の補償を行うことにした。具体的には、電流制御ブロック１２０ａに含まれるモータＭの自己インダクタンスＬの項を逆モデルによって補償した。また、当該逆モデルの伝達関数の位相特性を進角成分で補償し、当該逆モデルの伝達関数のゲイン特性を、前記モータの角速度に基づいて得られる物理量の関数で補正することにした。これにより、自己インダクタンスにより生じるトルク出力の位相遅れおよびゲイン低下を補償することができる。なお、逆モデルを用いて位相遅れおよびゲイン低下を補償する場合、次に説明する外乱オブザーバを設けることは必須ではない。外乱オブザーバを設けなくても、フィードフォワード制御は可能である。 Therefore, the inventors of the present invention performed feedforward control based on the current value flowing through the motor to perform various types of compensation. Specifically, the term of the self-inductance L of the motor M included in the current control block 120a is compensated by an inverse model. Further, the phase characteristic of the transfer function of the inverse model is compensated by the advance angle component, and the gain characteristic of the transfer function of the inverse model is corrected by the physical quantity function obtained based on the angular velocity of the motor. As a result, it is possible to compensate for the torque output phase delay and gain reduction caused by the self-inductance. When compensating for phase delay and gain reduction using an inverse model, it is not essential to provide a disturbance observer, which will be described below. Feedforward control is possible without providing a disturbance observer.

次に、オブザーバを説明する。 Next, observers are described.

本発明者は、電流制御処理を、電流指令値を用いた外乱オブザーバで補償することを考えた。出力のパラメータ変動が補償されるため、電流値ノイズの低減を実現することができるからである。 The inventor considered compensating the current control process with a disturbance observer using the current command value. This is because the current value noise can be reduced because the output parameter variation is compensated.

本開示では、入力誤差モデルの外乱オブザーバを用いる。このオブザーバを用いる場合、先のフィードフォワードモデルとオブザーバモデルとが同一になるため、設計管理が容易となる。オブザーバモデルを式（１９）に示す。

Figure 0007178362000015
In this disclosure, we use an input error model disturbance observer. When this observer is used, the feedforward model and the observer model are the same, which facilitates design management. The observer model is shown in Equation (19).
Figure 0007178362000015

式（１９）では、現実とプラントモデルとのモデル化誤差をΔＲｔｈと表現している。この結果、次の式（２０）が得られる。

Figure 0007178362000016
Equation (19) expresses the modeling error between the reality and the plant model as ΔRth. As a result, the following formula (20) is obtained.
Figure 0007178362000016

よって、式（２０）の右辺の各成分を検出電流Ｉ＝（Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃ）の各成分で除算することで、ΔＲｔｈａ，ΔＲｔｈｂ，ΔＲｔｈｃを得ることができる。 Therefore, ΔRtha, ΔRthb, ΔRthc can be obtained by dividing each component on the right side of equation (20) by each component of the detected current I=(Ia, Ib, Ic).

なお、式（２０）において、左辺のＶＤＵＴＹａ～ＶＤＵＴＹｃは、電圧－デューティ変換器１８０の、Ｕ，Ｖ，Ｗ相用のＰＷＭ信号の各電圧指令値である。 In equation (20), V DUTYa to V DUTYc on the left side are the respective voltage command values of the U-, V-, and W-phase PWM signals of the voltage-duty converter 180 .

実装時には、ΔＲ推定に対するノイズ感度を考慮し、ノイズ処理した信号によりΔＲｔｈを定め、フィードフォワードコントローラの内部モデルを適応する。つまり、一般的な単純適応制御系を構成する。この場合、制御対象は厳密にプロパーとなる条件を満たすため、本適応制御系の安定性は保証される。 During implementation, we consider the noise sensitivity to the ΔR estimate, determine ΔRth with the noise processed signal, and adapt the internal model of the feedforward controller. That is, a general simple adaptive control system is constructed. In this case, since the controlled object strictly satisfies the proper conditions, the stability of this adaptive control system is guaranteed.

以上の式は時間領域での表現であるが、両辺をラプラス変換することによってｓ領域での表現に変換することができる。ｓ領域の表現では、微分要素は「ｓ」に置き換えられる。その結果、上述した式により、図４に示す制御ブロックおよび制御ブロック間の結合関係が表現される。 Although the above equations are expressions in the time domain, they can be converted to expressions in the s domain by Laplace transforming both sides. In the s-domain representation, the differential element is replaced by 's'. As a result, the above formula expresses the control blocks shown in FIG. 4 and the coupling relationships between the control blocks.

なお、オブザーバブロック１３４ａは、電流値が一定値を下回った場合、例えばゼロ±閾値以内になった場合、前回の補償値を用いて演算してもよい。電流値がゼロまたは実質的にゼロになった場合には、電圧が飽和してオブザーバブロック１３４ａは、外乱Ｒｔｈの推定を行えない。そこで、ゼロ付近の一定値になった時に前回の補償値を使用することにより、正常に補償を行うことができる。 Note that the observer block 134a may perform calculation using the previous compensation value when the current value falls below a certain value, for example, when it falls within zero±threshold. When the current value becomes zero or substantially zero, the voltage saturates and the observer block 134a cannot estimate the disturbance Rth. Therefore, by using the previous compensation value when it reaches a constant value near zero, compensation can be performed normally.

次に、本開示の例示的な実施形態の変形例を説明する。 Next, variations of exemplary embodiments of the present disclosure will be described.

図５は、変形例にかかるＵ相処理回路１０４ａの構成を示す。図５のＵ相処理回路の構成は、デッドバンド補償ブロック１５０ａおよび加算器１６０ａが追加された点で図４のＵ相処理回路の構成と相違する。他の構成および動作は同じである。よって以下、デッドバンド補償ブロック１５０ａおよび加算器１６０ａについて説明する。他の構成の説明は、これまでの説明を援用する。 FIG. 5 shows the configuration of a U-phase processing circuit 104a according to a modification. The configuration of the U-phase processing circuit in FIG. 5 differs from the configuration of the U-phase processing circuit in FIG. 4 in that a dead band compensation block 150a and an adder 160a are added. Other configurations and operations are the same. Therefore, deadband compensation block 150a and adder 160a are described below. For the description of other configurations, the previous description is used.

以下で言及する「デッドバンド」とは、電流を流そうとしても流すことができない時間帯を意味する。デッドバンドは、電流が流せない時刻、すなわち電流値がゼロの時刻であるデッドタイムと、電流値が０から立ち上がりまたは立ち下がりつつある期間とを包含する概念である。後者の「期間」は実質的には電流が実質的にゼロと見なすことができる時間帯を言う。「デッドバンド」は、駆動系の非線形要素と電磁両立性（Ｅlectromagnetic Ｃompatibility；EMC）との関係から生じる。ＥＭＣとは、機器などの動作を妨害するような電磁妨害波をいかなるものに対しても与えず、かつ、電磁環境の妨害に耐えて満足に機能するための装置あるいはシステムの能力である。本実施形態でいう駆動系の非線形要素とは、アーム短絡防止のために設定されたデッドバンドを意味する。 A "dead band" referred to below means a period of time during which an electric current cannot flow even if an attempt is made to flow it. The dead band is a concept that includes dead time when current cannot flow, that is, when the current value is zero, and a period when the current value is rising or falling from zero. The latter "period" refers substantially to the period of time during which the current can be considered substantially zero. The "deadband" arises from the relationship between non-linear elements of the drive train and Electromagnetic Compatibility (EMC). EMC is the ability of a device or system to withstand the disturbances of the electromagnetic environment and to function satisfactorily without producing any electromagnetic interference that would interfere with the operation of the equipment or the like. The non-linear element of the drive system in this embodiment means a dead band set to prevent arm short-circuiting.

いま、一例として電動パワーステアリングシステムでモータＭを駆動する場合を考える。モータＭにトルクリップルが発生すると、運転者は音や振動を感じ取る。例えばモータＭの出力が８０Ｎｍであるとすると、人はトルクリップルを０．２Ｎｍ未満にしなければ、音や振動を感じ取ってしまう。このような量子化ノイズは、電動パワーステアリングなどの精度が要求される用途において顕著な課題となる。そのため、電動パワーステアリングシステムにおいて、駆動系の非線形要素、例えばオブザーバ
ブロック１３４ａ、駆動回路２００等、の応答を適切に補償して、可能な限り振動および作動音を低減することが求められている。本発明者は、駆動系の非線形要素の補償を、デッドバンドを考慮して行うことを検討した。
As an example, consider the case where the motor M is driven by an electric power steering system. When torque ripple occurs in the motor M, the driver perceives sound and vibration. For example, if the output of the motor M is 80 Nm, humans will perceive sound and vibration unless the torque ripple is less than 0.2 Nm. Such quantization noise poses a significant problem in applications requiring precision such as electric power steering. Therefore, in the electric power steering system, it is required to appropriately compensate for the responses of the nonlinear elements of the driving system, such as the observer block 134a, the driving circuit 200, etc., to reduce vibration and operating noise as much as possible. The inventors have studied how to compensate for the nonlinear elements of the driving system, taking dead bands into account.

本変形例では、デッドバンド補償ブロック１５０ａは、駆動系の非線形要素の補償値を、デッドバンド補償値に基づいて算出する。モータ駆動回路のデッドバンドは、電流のゼロクロス点で発生する。デッドバンド補償ブロック１５０ａは、モータ電流がゼロクロスするタイミングにおいて、デッドバンドに相当するデューティ値を出力する。「デッドバンドに相当するデューティ値」は固定であってもよいし、所定の条件の下で変動させてもよい。 In this modification, the deadband compensation block 150a calculates the compensation value for the nonlinear element of the driving system based on the deadband compensation value. A dead band in a motor drive circuit occurs at the zero cross point of the current. The deadband compensation block 150a outputs a duty value corresponding to the deadband at the timing when the motor current crosses zero. The "duty value corresponding to the dead band" may be fixed or may be varied under predetermined conditions.

加算器１６０ａは、モータ電流がゼロクロスするタイミングにおけるデューティ値と、デッドバンドに相当するデューティ値とを加算する。これにより、低作動音を実現しつつ、フィードフォワード制御に対してパラメータを減らして制御することができる。 The adder 160a adds the duty value at the timing when the motor current crosses zero and the duty value corresponding to the dead band. As a result, it is possible to reduce the number of parameters for feedforward control while realizing low operation noise.

電流がゼロクロスするタイミングは予測し得る。本開示にかかる例示的な実施形態によれば、フィードフォワード制御器の中間出力であるI_refa、I_refｂ、I_refｃが電流の予測値に相当する。デッドバンド補償ブロック１５０ａおよび加算器１６０ａは、当該出力を用いた以下の式により、デッドバンド補償を行うことができる。

Figure 0007178362000017
The timing at which the current crosses zero can be predicted. According to exemplary embodiments of the present disclosure, the intermediate outputs of the feedforward controller, I_refa, I_refb, and I_refc, correspond to current predictions. Deadband compensation block 150a and adder 160a can perform deadband compensation according to the following equation using the output.
Figure 0007178362000017

式（２１）のＩＦ節は、Ｉｒｅｆｎ＝０ではない。つまり、モータ電流が、事実上ゼロと見なすことができる予め定められた範囲内に入っていれば、「ゼロクロス」と見なすことができる。本明細書では、実際にゼロクロスした場合に加え、ゼロクロスと見なすことができる場合も、「ゼロクロス」と総称する。 The IF clause of equation (21) does not have Irefn=0. That is, if the motor current falls within a predetermined range that can be considered virtually zero, it can be considered a "zero cross". In this specification, in addition to the actual zero crossing, cases that can be regarded as zero crossings are also collectively referred to as "zero crossings".

本変形例の方式の場合、デッドバンド補償に用いる信号のノイズレベルが低いため、リミットサイクル振動防止措置を行う必要がなくなり、精度よくデッドバンドを保証できることが期待できる。 In the case of the method of this modified example, since the noise level of the signal used for dead band compensation is low, there is no need to take limit cycle vibration prevention measures, and it can be expected that the dead band can be accurately guaranteed.

また、ＦＦ型制御器の中間出力を利用して電流がゼロクロスするタイミングを予測するため、予測モデルとＦＦ型制御器モデルとを一致させることができる。これにより、制御器の低次元化を図ることが可能になる。また、３相を独立に制御することで、駆動回路のデッドバンドを効率的に補償することができる。 In addition, since the intermediate output of the FF controller is used to predict the timing at which the current crosses zero, the prediction model and the FF controller model can be matched. This makes it possible to reduce the dimensionality of the controller. Also, by independently controlling the three phases, the dead band of the driving circuit can be efficiently compensated.

なお、デッドバンドを補償する際、上述の外乱オブザーバを設けることは必須ではない。外乱オブザーバを設けなくても、フィードフォワード制御は可能である。 It should be noted that it is not essential to provide the above-described disturbance observer when compensating for the dead band. Feedforward control is possible without providing a disturbance observer.

次に、上述した実施形態および変形例の応用を説明する。 Next, applications of the above-described embodiment and modifications will be described.

図６は、例示的な実施形態によるＥＰＳシステム２０００の典型的な構成を模式的に示す。 FIG. 6 schematically illustrates a typical configuration of EPS system 2000 according to an exemplary embodiment.

自動車等の車両は一般に、ＥＰＳシステムを有する。ＥＰＳシステム２０００は、ステアリングシステム５２０、および補助トルクを生成する補助トルク機構５４０を有する。ＥＰＳシステム２０００は、運転者がステアリングハンドルを操作することによって発生するステアリングシステムの操舵トルクを補助する補助トルクを生成する。補助トルクにより、運転者の操作の負担は軽減される。 Vehicles such as automobiles generally have an EPS system. EPS system 2000 has a steering system 520 and an assist torque mechanism 540 that produces an assist torque. The EPS system 2000 generates an assist torque that assists the steering torque of the steering system generated by the driver's manipulation of the steering wheel. The assist torque reduces the driver's operational burden.

ステアリングシステム５２０は、例えば、ステアリングハンドル５２１、ステアリングシャフト５２２、自在軸継手５２３Ａ、５２３Ｂ、回転軸５２４、ラックアンドピニオン機構５２５、ラック軸５２６、左右のボールジョイント５５２Ａ、５５２Ｂ、タイロッド５２７Ａ、５２７Ｂ、ナックル５２８Ａ、５２８Ｂ、および左右の操舵車輪５２９Ａ、５２９Ｂを備える。 The steering system 520 includes, for example, a steering handle 521, a steering shaft 522, universal joints 523A and 523B, a rotating shaft 524, a rack and pinion mechanism 525, a rack shaft 526, left and right ball joints 552A and 552B, tie rods 527A and 527B, and knuckles. 528A, 528B and left and right steering wheels 529A, 529B.

補助トルク機構５４０は、例えば、操舵トルクセンサ５４１、自動車用電子制御ユニット（ＥＣＵ）５４２、モータ５４３および減速機構５４４を備える。操舵トルクセンサ５４１は、ステアリングシステム５２０における操舵トルクを検出する。ＥＣＵ５４２は、操舵トルクセンサ５４１の検出信号に基づいて駆動信号を生成する。モータ５４３は、駆動信号に基づいて操舵トルクに応じた補助トルクを生成する。モータ５４３は、減速機構５４４を介してステアリングシステム５２０に、生成した補助トルクを伝達する。 The auxiliary torque mechanism 540 includes, for example, a steering torque sensor 541 , an automotive electronic control unit (ECU) 542 , a motor 543 and a speed reduction mechanism 544 . Steering torque sensor 541 detects steering torque in steering system 520 . ECU 542 generates a drive signal based on the detection signal of steering torque sensor 541 . The motor 543 generates an assist torque corresponding to the steering torque based on the drive signal. Motor 543 transmits the generated assist torque to steering system 520 via speed reduction mechanism 544 .

ＥＣＵ５４２は、例えば、上述のコントローラ１００および駆動回路２００などを有する。自動車ではＥＣＵを核とした電子制御システムが構築される。ＥＰＳシステム２０００では、例えば、ＥＣＵ５４２、モータ５４３およびインバータ５４５によって、モータ制御システムが構築される。そのモータ制御システムとして、上述のモータ制御システム１０００を好適に用いることができる。 The ECU 542 has, for example, the controller 100 and the drive circuit 200 described above. In an automobile, an electronic control system is constructed with an ECU at the core. In EPS system 2000, for example, ECU 542, motor 543 and inverter 545 constitute a motor control system. As the motor control system, the motor control system 1000 described above can be preferably used.

本開示の実施形態は、トルク角の推定能力が求められる、シフトバイワイヤ、ステアリングバイワイヤ、ブレーキバイワイヤなどのエックスバイワイヤおよびトラクションモータなどのモータ制御システムにも好適に用いられる。例えば、本開示の実施形態によるモータ制御システムは、日本政府および米国運輸省道路交通***（ＮＨＴＳＡ）によって定められたレベル０から４（自動化の基準）に対応した自動運転車に搭載され得る。 Embodiments of the present disclosure are also suitably used in motor control systems such as x-by-wire such as shift-by-wire, steering-by-wire, brake-by-wire, and traction motors where torque angle estimation capability is required. For example, motor control systems according to embodiments of the present disclosure may be installed in self-driving vehicles compliant with levels 0 to 4 (automation standards) defined by the Japanese government and the U.S. Department of Transportation Highway Traffic Safety Administration (NHTSA).

本開示の実施形態は、掃除機、ドライヤ、シーリングファン、洗濯機、冷蔵庫および電動パワーステアリング装置などの、各種モータを備える多様な機器に幅広く利用され得る。 INDUSTRIAL APPLICABILITY Embodiments of the present disclosure can be widely used in a variety of devices with various motors, such as vacuum cleaners, dryers, ceiling fans, washing machines, refrigerators, and electric power steering devices.

１００ コントローラ、 １０２ａ～１０２ｃ 電流制御器、 １１０ａ トルク・電流変換ブロック、 １２０ａ 電流制御ブロック、 １３０ａ 適応制御ブロック、 １４０ａ 加算器、 １５０ａ デッドバンド補償ブロック、 ２００ 駆動回路、 ３００ インバータ、 ４００Ａ～４００ｃ 電流センサ、 ５００ ＡＤコンバータ、 ６００ ＲＯＭ、 ７００ 位置センサ、 １０００ モータ制御システム、２０００ ＥＰＳシステム 100 controller 102a-102c current controller 110a torque-current conversion block 120a current control block 130a adaptive control block 140a adder 150a dead band compensation block 200 drive circuit 300 inverter 400A-400c current sensor 500 AD converter, 600 ROM, 700 position sensor, 1000 motor control system, 2000 EPS system

Claims (7)

モータを、駆動回路およびインバータを利用して駆動するモータ制御システムにおいて用いられるコントローラであって、



電流制御ブロックを備え、



電流値によるフィードフォワード制御を行い、



前記電流制御ブロックに含まれる前記モータの自己インダクタンスの項を逆モデルによって補償し、



前記逆モデルの伝達関数の位相特性を進角成分で補償し、



前記逆モデルの伝達関数のゲイン特性を、前記モータの角速度に基づいて得られる物理量の関数で補正することにより、前記自己インダクタンスにより生じるトルク出力の位相遅れおよびゲイン低下を補償する、コントローラ。A controller used in a motor control system that drives a motor using a drive circuit and an inverter,



with current control block,



Perform feedforward control by current value,



compensating for the self-inductance term of the motor included in the current control block by an inverse model;



Compensating the phase characteristics of the transfer function of the inverse model with a lead angle component,



A controller that compensates for the phase delay and gain reduction of the torque output caused by the self-inductance by correcting the gain characteristic of the transfer function of the inverse model with a function of physical quantity obtained based on the angular velocity of the motor. 電流値によるフィードフォワード制御を行う外乱オブザーバをさらに備え、



前記外乱オブザーバの出力値を利用して前記電流制御ブロックの外乱パラメータを適応制御によって補償する、請求項１に記載のコントローラ。It also has a disturbance observer that performs feedforward control based on the current value,



2. The controller according to claim 1, wherein the output value of said disturbance observer is used to compensate the disturbance parameter of said current control block by adaptive control. 前記駆動回路のデッドバンドが発生するタイミングを決定し、デッドバンド補償値を出力するデッドバンド補償ブロックと



前記タイミングにおけるデューティ値と、前記デッドバンド補償値とを加算してＰＷＭ信号を生成する加算器と



をさらに備えた、請求項１または２のいずれかに記載のコントローラ。a dead band compensation block that determines the timing at which a dead band occurs in the drive circuit and outputs a dead band compensation value;



an adder that adds the duty value at the timing and the dead band compensation value to generate a PWM signal;



3. The controller of any of claims 1 or 2, further comprising: モータと、



請求項１から３のいずれかに記載のコントローラと、



前記コントローラから出力された前記ＰＷＭ信号から制御信号を生成する駆動回路と、



前記制御信号に基づいてスイッチング動作を行い、前記モータに電流を流すインバータと



を備えたモータ制御システム。a motor;



a controller according to any one of claims 1 to 3;



a drive circuit that generates a control signal from the PWM signal output from the controller;



an inverter that performs a switching operation based on the control signal and supplies current to the motor;



motor control system with 前記モータは１０極１２スロットまたは１４極１２スロットのモータである、請求項４に記載のモータ制御システム。 5. The motor control system of claim 4, wherein the motor is a 10 pole 12 slot or 14 pole 12 slot motor. 前記モータ、前記コントローラ、前記駆動回路および前記インバータを一体的に収容するハウジングを備えた、請求項４または５に記載のモータ制御システム。 6. The motor control system according to claim 4, comprising a housing that integrally accommodates said motor, said controller, said drive circuit and said inverter. 請求項４から６のいずれかに記載のモータ制御システムを有する電動パワーステアリングシステム。 An electric power steering system comprising the motor control system according to any one of claims 4 to 6.
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