JP7150152B2 - モータ駆動装置、電動送風機、電気掃除機及びハンドドライヤ - Google Patents

Description

本発明は、単相モータを駆動するモータ駆動装置、電動送風機、電気掃除機及びハンドドライヤに関する。

従来、モータには、ブラシ付き直流モータ、誘導モータ、ＰＭ（Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ Ｍａｇｎｅｔ）モータなど様々な種類があり、モータの相数にも単相、三相などの種類がある。これらの種々のモータの中で、単相ＰＭモータは、ブラシ付き直流モータと比較して、機械構造であるブラシを用いないブラシレス構造のため、ブラシの摩耗が発生しない。この特徴により、単相ＰＭモータは、高寿命且つ高信頼性を確保することができる。また、単相ＰＭモータは、誘導モータと比較して、ロータに２次電流が流れないため高効率なモータである。

単相ＰＭモータは、相数が異なる三相ＰＭモータと比較しても次の利点がある。
（１）三相ＰＭモータの場合には三相インバータが必要であるのに対し、単相ＰＭモータでは単相インバータでよい。
（２）三相インバータとして一般的に用いられるフルブリッジインバータを用いると、６つのスイッチング素子が必要であるのに対し、単相ＰＭモータの場合、フルブリッジインバータを用いたとしても４つのスイッチング素子で構成できる。
（３）（１）及び（２）の特徴により、単相ＰＭモータは、三相ＰＭモータと比較して、装置の小型化が可能である。
特許文献１には、単相ＰＭモータの駆動方式に関する技術が開示されている。

特開２０１２－１３０３７８号公報

しかしながら、特許文献１には、『電動送風機への通電量を制御する制御手段を有し、予め実験等によって求められている「通電量－電流－風量」の関係より風量を推定すると共に、推定風量が第一の所定の範囲内であるときに、前記推定風量が低下するにしたがって、前記電動送風機への通電量を下げる方向に制御し、且つ、前記通電量は、前記第一の所定の範囲となる風量領域において、前記集塵室内の真空度が略一定に、且つ、予め実験等によって設定された値となるように制御する』という記載がある。すなわち、特許文献１において、電動送風機による風量は、電動送風機の仕事量により決定されることになり、また、電動送風機における電気エネルギーの観点からは有効電力により決定されることになる。

特許文献１の技術では、推定風量に応じて通電量を制御しているが、有効電力及び無効電力という観点での制御は行われていない。また、特許文献１の技術では、通電量のみでは皮相電力は制御されるものの、必要な有効電力を個別に制御することはできていない。そのため、特許文献１の技術では、電動機に流れる電流が最大効率点より大きくなり、効率が悪化する、という問題があった。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、有効電力と無効電力とを制御して単相モータを駆動するモータ駆動装置を得ることを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明に係るモータ駆動装置は、単相モータに交流電圧を出力するインバータと、インバータが出力する交流電圧を制御する制御部と、単相モータに流れる電流を検出する電流検出部と、を備える。制御部により、交流電圧の極性の変化を基点とした位相による余弦波と電流との積によって算出される第１の物理量のフィルタ処理による平均値が第１の閾値以上になった場合、インバータの通電が停止する、またはインバータからの交流電圧の出力が低下するように交流電圧を制御する。

本発明に係るモータ駆動装置は、有効電力と無効電力とを制御して単相モータを駆動することができる、という効果を奏する。

実施の形態１に係るモータ駆動装置を含むモータ駆動システムの構成例を示す図 図１に示されるインバータの回路構成の例を示す図 図１に示される制御部の機能部位のうちのＰＷＭ信号を生成する機能部位を示すブロック図 図３に示されるキャリア比較部の構成例を示すブロック図 図４に示されるキャリア比較部における要部の波形例を示すタイムチャート 図３に示されるキャリア比較部の他の構成例を示すブロック図 図６に示されるキャリア比較部における要部の波形例を示すタイムチャート 実施の形態１に係るインバータから単相モータに印加される電圧及び単相モータに流れる電流の位相差を回転座標上に示す図 実施の形態１に係る単相モータに補助巻線を追加した状態を示す図 実施の形態１に係るモータ駆動装置において電流位相差０度のときの電圧、電流、有効電流及び無効電流を示す図 実施の形態１に係るモータ駆動装置において電流位相差３０度のときの電圧、電流、有効電流及び無効電流を示す図 実施の形態１に係るモータ駆動装置において電流位相差６０度のときの電圧、電流、有効電流及び無効電流を示す図 実施の形態１に係るモータ駆動システムにおいて脱調が発生したときの状態を示す図 実施の形態１に係るモータ駆動装置の制御部における無効電流を用いた制御を示すフローチャート 実施の形態１に係るモータ駆動装置の制御部における有効電流を用いた制御を示すフローチャート 実施の形態１に係るモータ駆動システムにおいて脱調が発生したときの有効電流及び無効電流と各閾値との関係を示す図 実施の形態１に係るモータ駆動システムにおける有効電流、無効電流及び単相モータに流れる電流の関係を示す図 実施の形態１に係るモータ駆動装置が備える制御部を実現するハードウェア構成の一例を示す図 実施の形態２に係るモータ駆動装置を備える電動送風機の構成例を示す図 実施の形態２に係る電動送風機を備える電気掃除機の構成例を示す図 実施の形態２に係る電動送風機を備えるハンドドライヤの構成例を示す図

以下に、本発明の実施の形態に係るモータ駆動装置、電動送風機、電気掃除機及びハンドドライヤを図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。また、以下では、電気的な接続と物理的な接続とを区別せずに、単に「接続」と称して説明する。

実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１に係るモータ駆動装置２を含むモータ駆動システム１の構成例を示す図である。図１に示すモータ駆動システム１は、単相モータ１２と、モータ駆動装置２と、バッテリ１０と、電圧センサ２０と、位置センサ２１と、スイッチ１０２と、を備える。

モータ駆動装置２は、単相モータ１２に交流電力を供給して単相モータ１２を駆動する。バッテリ１０は、モータ駆動装置２に直流電力を供給する直流電源である。電圧センサ２０は、バッテリ１０からモータ駆動装置２に出力される直流電圧Ｖ_ｄｃを検出する。位置センサ２１は、単相モータ１２に内蔵されるロータ１２ａの回転位置であるロータ回転位置を検出する。

単相モータ１２は、不図示の電動送風機を回転させる回転電機として利用される。単相モータ１２及び当該電動送風機は、電気掃除機及びハンドドライヤといった装置に搭載される。

なお、本実施の形態では、電圧センサ２０が直流電圧Ｖ_ｄｃを検出しているが、電圧センサ２０の検出対象は、バッテリ１０から出力される直流電圧Ｖ_ｄｃに限定されない。電圧センサ２０の検出対象は、モータ駆動装置２の出力電圧であるインバータ出力電圧でもよい。「インバータ出力電圧」は後述する「モータ印加電圧」と同義である。

モータ駆動装置２は、インバータ１１と、制御部２５と、駆動信号生成部３２とを備える。インバータ１１は、単相モータ１２に接続され、単相モータ１２に交流電圧を出力する。なお、バッテリ１０とインバータ１１の間には不図示のコンデンサを電圧安定のために挿入してもよい。制御部２５は、インバータ１１が出力する交流電圧を制御する。

また、モータ駆動装置２は、単相モータ１２に流れる電流、すなわちモータ電流を検出するための電流検出部２２を備える。電流検出部２２については、単相モータ１２に流れる電流が検出できればどこに配置してもよい。モータ駆動装置２では、電流検出部２２を、単相モータ１２の配線に直列に配置してもよいし、インバータ１１のスイッチング素子に対して直列に配置してもよいし、インバータ１１の電源線またはグランド線に配置してもよい。また、電流検出部２２における電流の検出方法について、抵抗値が既知な抵抗器を挿入し電圧値を検出することでオームの法則より電流値を算出する方法、トランスによる検出方法、ホール効果を用いた検出方法などが挙げられるが、どの方法を用いても電流が検出できればよい。本実施の形態では、単相モータ１２の配線に直列にトランスの電流センサを挿入する方法を記載する。また、インバータ１１は、単相インバータを想定しているが、単相モータ１２を駆動できるものであればよい。

制御部２５には、電圧センサ２０により検出された直流電圧Ｖ_ｄｃ、電流検出部２２により検出された電流Ｉ_ｍ、保護信号、位置センサ２１から出力された回転位置検出信号である位置センサ信号２１ａ及びスイッチ１０２から出力された指令値が入力される。指令値は、トルクに起因する有効電流指令値Ｉｐ^＊、回転速度指令値ω^＊などが挙げられる。制御部２５は、直流電圧Ｖ_ｄｃと、位置センサ信号２１ａと、指令値とに基づいて、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）信号Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４を生成する。

スイッチ１０２は、例えば、物理スイッチであり、電気掃除機などに用いられる手元の強運転、弱運転の切り替えスイッチなどである。スイッチ１０２の形状は、押しボタン式、トグル式など様々な種類が存在するが、使用者の要求を制御部２５に伝えられる形状であればどれでもよい。また、スイッチ１０２は、物理スイッチに限らず、使用時間、状態に合わせて指令値を自動で切り替える構成の場合には、ソフトウェア上の処理であっても構わない。

駆動信号生成部３２は、制御部２５から出力されたＰＷＭ信号Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４に基づいて、インバータ１１のスイッチング素子を駆動するための駆動信号Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４を生成する。位置センサ信号２１ａは、ロータ１２ａで発生する磁束の方向に応じて変化する二値のディジタル信号である。なお、モータ駆動システム１では、単相モータ１２の電流値などを用いて制御部２５がロータ１２ａの位置を推定し、位置センサレスで駆動する場合には、位置センサ２１及び位置センサ信号２１ａは不要としてもよい。

駆動信号生成部３２は、制御部２５から出力されたＰＷＭ信号Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４を、インバータ１１を駆動するための駆動信号Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４に変換して、インバータ１１に出力する。なお、駆動信号生成部３２については、インバータ１１に内蔵される構造であってもよいし、制御部２５と一体になっている構造であってもよいし、図１では一例として示している。

単相モータ１２の一例は、ブラシレスモータである。単相モータ１２がブラシレスモータである場合、単相モータ１２のロータ１２ａには、図示しない複数個の永久磁石が周方向に配列される。これらの複数個の永久磁石は、着磁方向が周方向に交互に反転するように配置され、ロータ１２ａの複数個の磁極を形成する。単相モータ１２のステータ１２ｂには図示しない巻線が巻かれている。当該巻線には交流電流が流れる。単相モータ１２の巻線に流れる電流を適宜「モータ電流」と呼ぶ。本実施の形態では、ロータ１２ａの磁極数は４極を想定するが、ロータ１２ａの磁極数は４極以外でもよい。

図２は、図１に示されるインバータ１１の回路構成の例を示す図である。インバータ１１は、ブリッジ接続された複数のスイッチング素子５１，５２，５３，５４を有する。スイッチング素子５１，５２は第１レグ５Ａを構成する。第１レグ５Ａにおいて、スイッチング素子５１とスイッチング素子５２とは直列に接続される。スイッチング素子５３，５４は第２レグ５Ｂを構成する。第２レグ５Ｂにおいて、スイッチング素子５３とスイッチング素子５４とは直列に接続される。

スイッチング素子５１，５３は、高電位側に位置し、スイッチング素子５２，５４は、低電位側に位置する。インバータ回路では、一般的に、高電位側は「上アーム」と称され、低電位側は「下アーム」と称される。以下の説明において、第１レグ５Ａのスイッチング素子５１を「上アーム第１素子」と呼び、第２レグ５Ｂのスイッチング素子５３を「上アーム第２素子」と呼ぶ場合がある。また、第１レグ５Ａのスイッチング素子５２を「下アーム第１素子」と呼び、第２レグ５Ｂのスイッチング素子５４を「下アーム第２素子」と呼ぶ場合がある。

スイッチング素子５１とスイッチング素子５２との接続点６Ａと、スイッチング素子５３とスイッチング素子５４との接続点６Ｂとは、ブリッジ回路における交流端を構成する。接続点６Ａと接続点６Ｂとの間には、単相モータ１２と、単相モータ１２に流れる電流を検出するための電流検出部２２とが接続される。前述のように、電流検出部２２は単相モータ１２に流れる電流が検出できればどこに挿入してもよく、電流検出部２２における電流の検出方法も限定されない。

複数のスイッチング素子５１，５２，５３，５４のそれぞれには、金属酸化膜半導体電界効果型トランジスタであるＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ－Ｏｘｉｄｅ－Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ－Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）が使用される。ＭＯＳＦＥＴは、ＦＥＴ（Ｆｉｅｌｄ－Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）の一例である。

スイッチング素子５１には、スイッチング素子５１のドレインとソースとの間に並列接続されるボディダイオード５１ａが形成される。スイッチング素子５２には、スイッチング素子５２のドレインとソースとの間に並列接続されるボディダイオード５２ａが形成される。スイッチング素子５３には、スイッチング素子５３のドレインとソースとの間に並列接続されるボディダイオード５３ａが形成される。スイッチング素子５４には、スイッチング素子５４のドレインとソースとの間に並列接続されるボディダイオード５４ａが形成される。複数のボディダイオード５１ａ，５２ａ，５３ａ，５４ａのそれぞれは、ＭＯＳＦＥＴの内部に形成される寄生ダイオードであり、還流ダイオードとして使用される。なお、別途還流ダイオードを接続してもよく、ＭＯＳＦＥＴに代えてＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）を用いてもよい。

複数のスイッチング素子５１，５２，５３，５４は、シリコン系材料により形成されたＭＯＳＦＥＴに限定されず、炭化珪素、窒化ガリウム系材料、またはダイヤモンドといったワイドバンドギャップ半導体により形成されたＭＯＳＦＥＴでもよい。複数のスイッチング素子５１，５２，５３，５４のうちの少なくとも１つがワイドバンドギャップ半導体で形成されてもよい。

一般的に、ワイドバンドギャップ半導体は、シリコン半導体に比べて耐電圧及び耐熱性が高い。そのため、複数のスイッチング素子５１，５２，５３，５４にワイドバンドギャップ半導体を用いることにより、スイッチング素子の耐電圧性及び許容電流密度が高くなり、スイッチング素子を組み込んだ半導体モジュールを小型化できる。また、ワイドバンドギャップ半導体は、耐熱性も高いため、半導体モジュールで発生した熱を放熱するための放熱部の小型化が可能であり、また、半導体モジュールで発生した熱を放熱する放熱構造の簡素化が可能である。

図３は、図１に示される制御部２５の機能部位のうちのＰＷＭ信号Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４を生成する機能部位を示すブロック図である。図３において、キャリア比較部３８には、後述する電圧指令Ｖ_ｒｅｆを生成するときに用いられる電圧位相θ_ｖが入力される。また、キャリア比較部３８には、キャリア生成部３３で生成されたキャリアと、直流電圧Ｖ_ｄｃと、電圧指令Ｖ_ｒｅｆの振幅値である電圧指令Ｖ^＊とが入力される。キャリア比較部３８は、キャリア、電圧位相θ_ｖ、直流電圧Ｖ_ｄｃ及び電圧指令Ｖ^＊に基づいて、ＰＷＭ信号Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４を生成する。

図４は、図３に示されるキャリア比較部３８の構成例を示すブロック図である。図４には、キャリア比較部３８の一例であるキャリア比較部３８Ａ及びキャリア生成部３３の詳細構成が示されている。図４において、キャリア生成部３３には、キャリアの周波数であるキャリア周波数ｆ_Ｃ［Ｈｚ］が設定される。キャリア周波数ｆ_Ｃ［Ｈｚ］の矢印の先には、キャリア波形の一例として、“０”と“１”との間を上下する三角波キャリアが示される。インバータ１１のＰＷＭ制御には、同期ＰＷＭ制御と非同期ＰＷＭ制御とがある。同期ＰＷＭ制御の場合、電圧位相θ_ｖにキャリアを同期させる必要がある。一方、非同期ＰＷＭ制御の場合、電圧位相θ_ｖにキャリアを同期させる必要はない。

キャリア比較部３８Ａは、図４に示されるように、絶対値演算部３８ａ、除算部３８ｂ、乗算部３８ｃ、乗算部３８ｄ、乗算部３８ｆ、加算部３８ｅ、比較部３８ｇ、比較部３８ｈ、出力反転部３８ｉ及び出力反転部３８ｊを有する。

絶対値演算部３８ａは、電圧指令Ｖ^＊の絶対値｜Ｖ^＊｜を演算する。除算部３８ｂは、絶対値｜Ｖ^＊｜を、電圧センサ２０で検出された直流電圧Ｖ_ｄｃによって除算する。図４に示す構成では、除算部３８ｂの出力が変調率となる。バッテリ１０の出力電圧であるバッテリ電圧は、電流を流し続けることにより変動する。そのため、キャリア比較部３８Ａでは、絶対値｜Ｖ^＊｜を直流電圧Ｖ_ｄｃで除算することによって、変調率の値を調整し、バッテリ電圧の低下によってモータ印加電圧が低下しないようにできる。

乗算部３８ｃは、電圧位相θ_ｖの正弦値を演算する。乗算部３８ｃは、電圧位相θ_ｖの正弦値を、除算部３８ｂの出力である変調率に乗算する。乗算部３８ｄは、乗算部３８ｃの出力である電圧指令Ｖ_ｒｅｆに“１／２”を乗算する。加算部３８ｅは、乗算部３８ｄの出力に“１／２”を加算する。乗算部３８ｆは、加算部３８ｅの出力に“－１”を乗算する。加算部３８ｅの出力は、複数のスイッチング素子５１，５２，５３，５４のうち、上アームの２つのスイッチング素子５１，５３を駆動するための正側電圧指令Ｖ_ｒｅｆ１として比較部３８ｇに入力される。乗算部３８ｆの出力は、下アームの２つのスイッチング素子５２，５４を駆動するための負側電圧指令Ｖ_ｒｅｆ２として比較部３８ｈに入力される。

比較部３８ｇは、正側電圧指令Ｖ_ｒｅｆ１と、キャリアの振幅とを比較する。比較部３８ｇの出力を反転した出力反転部３８ｉの出力は、スイッチング素子５１へのＰＷＭ信号Ｑ１となり、比較部３８ｇの出力は、スイッチング素子５２へのＰＷＭ信号Ｑ２となる。同様に、比較部３８ｈは、負側電圧指令Ｖ_ｒｅｆ２と、キャリアの振幅とを比較する。比較部３８ｈの出力を反転した出力反転部３８ｊの出力は、スイッチング素子５３へのＰＷＭ信号Ｑ３となり、比較部３８ｈの出力は、スイッチング素子５４へのＰＷＭ信号Ｑ４となる。出力反転部３８ｉにより、スイッチング素子５１とスイッチング素子５２とが同時にオンされることはない。出力反転部３８ｊにより、スイッチング素子５３とスイッチング素子５４とが同時にオンされることはない。

図５は、図４に示されるキャリア比較部３８Ａにおける要部の波形例を示すタイムチャートである。図５には、加算部３８ｅから出力される正側電圧指令Ｖ_ｒｅｆ１の波形と、乗算部３８ｆから出力される負側電圧指令Ｖ_ｒｅｆ２の波形と、ＰＷＭ信号Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４の波形と、インバータ出力電圧の波形とが示されている。

ＰＷＭ信号Ｑ１は、正側電圧指令Ｖ_ｒｅｆ１がキャリアよりも大きいときに“ロー（Ｌｏｗ）”となり、正側電圧指令Ｖ_ｒｅｆ１がキャリアよりも小さいときに“ハイ（Ｈｉｇｈ）”となる。ＰＷＭ信号Ｑ２は、ＰＷＭ信号Ｑ１の反転信号である。ＰＷＭ信号Ｑ３は、負側電圧指令Ｖ_ｒｅｆ２がキャリアよりも大きいときに“ロー（Ｌｏｗ）”となり、負側電圧指令Ｖ_ｒｅｆ２がキャリアよりも小さいときに“ハイ（Ｈｉｇｈ）”となる。ＰＷＭ信号Ｑ４は、ＰＷＭ信号Ｑ３の反転信号である。このように、図４に示される回路は、“ローアクティブ（Ｌｏｗ Ａｃｔｉｖｅ）”で構成されているが、それぞれの信号が逆の値となる“ハイアクティブ（Ｈｉｇｈ Ａｃｔｉｖｅ）”で構成されていてもよい。

インバータ出力電圧の波形は、図５に示されるように、ＰＷＭ信号Ｑ１とＰＷＭ信号Ｑ４との差電圧による電圧パルスと、ＰＷＭ信号Ｑ３とＰＷＭ信号Ｑ２との差電圧による電圧パルスとが表れる。これらの電圧パルスが、モータ印加電圧として、インバータ１１から単相モータ１２に印加される。

キャリア比較部３８ＡがＰＷＭ信号Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４を生成する際に使用する変調方式としては、バイポーラ変調と、ユニポーラ変調とが知られている。バイポーラ変調は、電圧指令Ｖ_ｒｅｆの１周期ごとに正または負の電位で変化する電圧パルスを出力する変調方式である。ユニポーラ変調は、電圧指令Ｖ_ｒｅｆの１周期ごとに３つの電位で変化する電圧パルス、すなわち正の電位と負の電位と零の電位とに変化する電圧パルスを出力する変調方式である。図５に示される波形は、ユニポーラ変調によるものである。本実施の形態のモータ駆動装置２においては、何れの変調方式を用いてもよい。なお、モータ電流波形をより正弦波に制御する必要がある用途では、バイポーラ変調よりも、高調波含有率が少ないユニポーラ変調を採用することが好ましい。

また、図５に示される波形は、電圧指令Ｖ_ｒｅｆの半周期Ｔ／２の区間において、第１レグ５Ａを構成するスイッチング素子５１，５２と、第２レグ５Ｂを構成するスイッチング素子５３，５４の４つのスイッチング素子をスイッチング動作させる方式によって得られる。この方式は、正側電圧指令Ｖ_ｒｅｆ１と負側電圧指令Ｖ_ｒｅｆ２の双方でスイッチング動作させることから、「両側ＰＷＭ」と呼ばれる。これに対し、電圧指令Ｖ_ｒｅｆの１周期Ｔのうちの一方の半周期では、スイッチング素子５１，５２のスイッチング動作を休止させ、電圧指令Ｖ_ｒｅｆの１周期Ｔのうちの他方の半周期では、スイッチング素子５３，５４のスイッチング動作を休止させる方式もある。この方式は、「片側ＰＷＭ」と呼ばれる。以下、「片側ＰＷＭ」について説明する。

図６は、図３に示されるキャリア比較部３８の他の構成例を示すブロック図である。図６には、上述した「片側ＰＷＭ」によるＰＷＭ信号の生成回路の一例が示され、具体的には、キャリア比較部３８の一例であるキャリア比較部３８Ｂ及びキャリア生成部３３の詳細構成が示されている。なお、図６に示されるキャリア生成部３３の構成は、図４に示されるものと同一または同等である。また、図６に示されるキャリア比較部３８Ｂの構成において、図４に示されるキャリア比較部３８Ａと同一または同等の構成部には同一の符号を付して示している。

キャリア比較部３８Ｂは、図６に示されるように、絶対値演算部３８ａ、除算部３８ｂ、乗算部３８ｃ、乗算部３８ｋ、加算部３８ｍ、加算部３８ｎ、比較部３８ｇ、比較部３８ｈ、出力反転部３８ｉ及び出力反転部３８ｊを有する。

絶対値演算部３８ａは、電圧指令Ｖ^＊の絶対値｜Ｖ^＊｜を演算する。除算部３８ｂは、絶対値｜Ｖ^＊｜を、電圧センサ２０で検出された直流電圧Ｖ_ｄｃによって除算する。図６の構成でも、除算部３８ｂの出力が変調率となる。

乗算部３８ｃは、電圧位相θ_ｖの正弦値を演算する。乗算部３８ｃは、電圧位相θ_ｖの正弦値を、除算部３８ｂの出力である変調率に乗算する。乗算部３８ｋは、乗算部３８ｃの出力である電圧指令Ｖ_ｒｅｆに“－１”を乗算する。加算部３８ｍは、乗算部３８ｃの出力である電圧指令Ｖ_ｒｅｆに“１”を加算する。加算部３８ｎは、乗算部３８ｋの出力、即ち電圧指令Ｖ_ｒｅｆの反転出力に“１”を加算する。加算部３８ｍの出力は、複数のスイッチング素子５１，５２，５３，５４のうち、上アームの２つのスイッチング素子５１，５３を駆動するための第１電圧指令Ｖ_ｒｅｆ３として比較部３８ｇに入力される。加算部３８ｎの出力は、下アームの２つのスイッチング素子５２，５４を駆動するための第２電圧指令Ｖ_ｒｅｆ４として比較部３８ｈに入力される。

比較部３８ｇは、第１電圧指令Ｖ_ｒｅｆ３と、キャリアの振幅とを比較する。比較部３８ｇの出力を反転した出力反転部３８ｉの出力は、スイッチング素子５１へのＰＷＭ信号Ｑ１となり、比較部３８ｇの出力は、スイッチング素子５２へのＰＷＭ信号Ｑ２となる。同様に、比較部３８ｈは、第２電圧指令Ｖ_ｒｅｆ４と、キャリアの振幅とを比較する。比較部３８ｈの出力を反転した出力反転部３８ｊの出力は、スイッチング素子５３へのＰＷＭ信号Ｑ３となり、比較部３８ｈの出力は、スイッチング素子５４へのＰＷＭ信号Ｑ４となる。出力反転部３８ｉにより、スイッチング素子５１とスイッチング素子５２とが同時にオンされることはない。出力反転部３８ｊにより、スイッチング素子５３とスイッチング素子５４とが同時にオンされることはない。

図７は、図６に示されるキャリア比較部３８Ｂにおける要部の波形例を示すタイムチャートである。図７には、加算部３８ｍから出力される第１電圧指令Ｖ_ｒｅｆ３の波形と、加算部３８ｎから出力される第２電圧指令Ｖ_ｒｅｆ４の波形と、ＰＷＭ信号Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４の波形と、モータ印加電圧の波形とが示されている。なお、図７では、便宜的に、キャリアのピーク値よりも振幅値が大きくなる第１電圧指令Ｖ_ｒｅｆ３の波形部分と、キャリアのピーク値よりも振幅値が大きくなる第２電圧指令Ｖ_ｒｅｆ４の波形部分は、フラットな直線で表されている。

ＰＷＭ信号Ｑ１は、第１電圧指令Ｖ_ｒｅｆ３がキャリアよりも大きいときに“ロー（Ｌｏｗ）”となり、第１電圧指令Ｖ_ｒｅｆ３がキャリアよりも小さいときに“ハイ（Ｈｉｇｈ）”となる。ＰＷＭ信号Ｑ２は、ＰＷＭ信号Ｑ１の反転信号である。ＰＷＭ信号Ｑ３は、第２電圧指令Ｖ_ｒｅｆ４がキャリアよりも大きいときに“ロー（Ｌｏｗ）”となり、第２電圧指令Ｖ_ｒｅｆ４がキャリアよりも小さいときに“ハイ（Ｈｉｇｈ）”となる。ＰＷＭ信号Ｑ４は、ＰＷＭ信号Ｑ３の反転信号である。このように、図６に示される回路は、“ローアクティブ（Ｌｏｗ Ａｃｔｉｖｅ）”で構成されているが、それぞれの信号が逆の値となる“ハイアクティブ（Ｈｉｇｈ Ａｃｔｉｖｅ）”で構成されていてもよい。

インバータ出力電圧の波形は、図７に示されるように、ＰＷＭ信号Ｑ１とＰＷＭ信号Ｑ４との差電圧による電圧パルスと、ＰＷＭ信号Ｑ３とＰＷＭ信号Ｑ２との差電圧による電圧パルスとが表れる。これらの電圧パルスが、モータ印加電圧として、インバータ１１から単相モータ１２に印加される。

図７に示される波形では、電圧指令Ｖ_ｒｅｆの１周期Ｔのうちの一方の半周期では、スイッチング素子５１，５２のスイッチング動作が休止し、電圧指令Ｖ_ｒｅｆの１周期Ｔのうちの他方の半周期では、スイッチング素子５３，５４のスイッチング動作が休止している。

また、図７に示されるように、インバータ出力電圧の波形は、電圧指令Ｖ_ｒｅｆの１周期ごとに３つの電位で変化するユニポーラ変調となる。前述の通り、ユニポーラ変調に代えてバイポーラ変調を用いてもよいが、モータ電流波形をより正弦波に制御する必要がある用途では、ユニポーラ変調を採用することが好ましい。

キャリア生成部３３は、これらＰＷＭ信号Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４の生成に使用されるキャリアとして、所望の周波数ｆｃから山と谷の三角波を生成している。周波数ｆｃは単相モータ１２の回転速度に合わせて可変であり、キャリア生成部３３は、単相モータ１２の回転速度が高くなるほど、キャリアの周波数ｆｃも高くする。キャリア生成部３３では、単相モータ１２の回転速度に対して２倍以上の周波数ｆｃでキャリアを生成することが望ましい。なお、キャリア生成部３３は、生成するキャリアは三角波でなく、鋸波などでも構わない。

図８は、実施の形態１に係るインバータ１１から単相モータ１２に印加される電圧Ｖ_ｍ及び単相モータ１２に流れる電流Ｉ_ｍの位相差を回転座標上に示す図である。電圧Ｖ_ｍ及び電流Ｉ_ｍは、それぞれ交流であるため下記の式（１）及び式（２）で表すことができる。

Ｖ_ｍ＝Ｖ_{ｍ＿ａｍｐ}ｓｉｎθ_ｖ …（１）
Ｉ_ｍ＝Ｉ_{ｍ＿ａｍｐ}ｓｉｎ（θ_ｖ＋α） …（２）

ここで、Ｖ_{ｍ＿ａｍｐ}は電圧波形振幅であり、Ｉ_{ｍ＿ａｍｐ}は電流波形振幅である。また、θ_ｖは電圧位相、すなわちθ_ｖ＝ω_ｅｔであり、ω_ｅは電気角速度、すなわちω_ｅ＝２πｆ_ｅであり、ｆ_ｅは電気角周波数である。また、αは電圧Ｖ_ｍに対する電流Ｉ_ｍの電流位相差である。電圧位相θ_ｖは、ある電気角周波数ｆ_ｅで０～３６０度で回転する位相である。電圧位相θ_ｖは、単相モータ１２に印加される電圧Ｖ_ｍすなわち交流電圧の極性の変化を基点とした位相である。電流位相差αは電圧波形に対する電流波形の遅れを表しており、定常状態において定数である。電流Ｉ_ｍに電圧Ｖ_ｍと同位相のｓｉｎθ_ｖ及びｃｏｓθ_ｖを乗算すると下記の式（３）及び式（４）が得られる。式（３）は、交流電圧の極性の変化を基点とした位相による正弦波と、電流検出部２２で検出された電流Ｉ_ｍとの積によって算出される物理量である。また、式（４）は、交流電圧の極性の変化を基点とした位相による余弦波と、電流検出部２２で検出された電流Ｉ_ｍとの積によって算出される物理量である。

式（３）及び式（４）より、第二項及び第三項は２θ_ｖの周波数成分を含んでいることが確認できる。また、第一項はｃｏｓαまたはｓｉｎαを含む定数であり、周波数成分を含まない直流成分となる。αは電圧Ｖ_ｍに対する電流Ｉ_ｍの遅れ成分であるため、ｃｏｓαは力率を表している。一般的に、モータの回転に寄与する有効電流及び無効電流は、下記の式（５）及び式（６）で示される。

有効電流Ｉ_ｐ＝Ｉ_{ｍ＿ｒｍｓ}ｃｏｓα …（５）
無効電流Ｉ_ｑ＝Ｉ_{ｍ＿ｒｍｓ}ｓｉｎα …（６）

ここで、Ｉ_{ｍ＿ｒｍｓ}は電流波形の実効値、すなわちＩ_{ｍ＿ｒｍｓ}＝Ｉ_{ｍ＿ａｍｐ}／（√２）である。なお、√２は２の平方根を示す。式（５）及び式（６）より、式（３）の第一項は単相モータ１２に流れる電流Ｉ_ｍの有効電流の１／√２倍であり、式（４）の第一項は単相モータ１２に流れる電流Ｉ_ｍの無効電流の１／√２倍であることを表している。そのため、制御部２５は、式（３）及び（４）の算出結果から、ローパスフィルタなどの信号処理によって基本波の２倍の周波数２θ_ｖの成分を取り除き、√２倍した値を有効電流Ｉ_ｐ及び無効電流Ｉ_ｑとして扱う。電圧位相θ_ｖは電圧Ｖ_ｍの位相であるため既知である。制御部２５は、電流Ｉ_ｍを電流センサ、シャント抵抗などの電流検出部２２から取得、またはオブザーバ器などで推定することで式（３）及び式（４）を算出する。以降の説明において、無効電流Ｉ_ｑを第１の物理量と称し、有効電流Ｉ_ｐを第２の物理量と称することがある。

前述のローパスフィルタは、式（３）及び式（４）から基本波の２倍の周波数を低減でき、直流成分が抽出できれば、フィルタの形態、係数などに制限はない。単相モータ１２の回転速度が増加すると低減したい周波数も高くなるため、単相モータ１２の回転速度に対して低減する帯域が可変となるローパスフィルタを設計する。可能であれば、ローパスフィルタから出力される信号の遅れが少なく、直流成分以外の帯域を可能な限り減衰できるローパスフィルタが理想である。

有効電流Ｉ_ｐ及び無効電流Ｉ_ｑを算出する方法は、上記に限らない。制御部２５は、例えば、検出された電流に対して９０度位相差のある仮想的な電流を算出する。制御部２５は、検出された電流と仮想的な電流とを足し合わせた波形に、前述と同様に電圧位相波形ｓｉｎθ_ｖを積算して、定数として有効電流Ｉ_ｐを算出することができる。制御部２５において、仮想的な電流を算出する方法として、電流Ｉ_ｍの微分結果または積分結果を使用する方法がある。交流の微分は交流位相を９０度進ませ、交流の積分は交流位相を９０度遅らせるため、制御部２５は、下記の式（７）のように係数を調整することで、同じ振幅で９０度位相差のある仮想電流を算出できる。前述のように、θ_ｖ＝ω_ｅｔであり、電圧位相θ_ｖは時間ｔによって変化する変数である。

すなわち、制御部２５は、電流検出部２２で検出された電流Ｉ_ｍである第１の電流から第１の電流と位相差のある第２の電流を算出し、第１の電流及び第２の電流を用いて単相モータ１２の回転速度を制御する。制御部２５は、この他にも、検出された電流Ｉ_ｍを周期毎に保存し、次の周期で保存した波形から９０度位相差をもたせた波形を算出してもよい。また、モータ駆動装置２では、単相モータ１２に物理的に９０度の位相差を持つ補助巻線を追加することで、電流検出部２２において位相差をもつ電流を検出することが可能である。図９は、実施の形態１に係る単相モータ１２に補助巻線１０１を追加した状態を示す図である。図９は、単相モータ１２において、主巻線１００に対して、９０度の位相差をもつ補助巻線１０１を追加した状態を示している。この場合、電流検出部２２は、電流Ｉ_ｍである第１の電流及び第１の電流に対して位相差のある第２の電流を検出する。制御部２５は、第１の電流及び第２の電流を用いて単相モータ１２の回転速度を制御する。

式（５）及び式（６）からも分かるように、α＝０すなわち力率ｃｏｓαが大きいと有効電流Ｉ_ｐが大きくなり、無効電流Ｉ_ｑが小さくなる。これは、電流Ｉ_ｍが電圧Ｖ_ｍの位相に対して遅れが０となる状態であり、遅れが大きくなるほど無効電流Ｉ_ｑの割合が増えることが式（５）及び式（６）、さらに図１０から図１２によって確認できる。図１０は、実施の形態１に係るモータ駆動装置２において電流位相差０度のときの電圧Ｖ_ｍ、電流Ｉ_ｍ、有効電流Ｉ_ｐ及び無効電流Ｉ_ｑを示す図である。図１１は、実施の形態１に係るモータ駆動装置２において電流位相差３０度のときの電圧Ｖ_ｍ、電流Ｉ_ｍ、有効電流Ｉ_ｐ及び無効電流Ｉ_ｑを示す図である。図１２は、実施の形態１に係るモータ駆動装置２において電流位相差６０度のときの電圧Ｖ_ｍ、電流Ｉ_ｍ、有効電流Ｉ_ｐ及び無効電流Ｉ_ｑを示す図である。図１０から図１２に示すように、電流位相差αが大きくなるほど、有効電流Ｉ_ｐが小さくなる。

式（３）より求めた有効電流Ｉ_ｐに、電圧Ｖ_ｍの実効値Ｖ_{ｍ＿ｒｍｓ}＝Ｖ_{ｍ＿ａｍｐ}／√２を乗算することで、有効電力Ｐが算出される。下記の式（８）は、有効電力を意味する式であり、一般的に示されている。

有効電力Ｐ＝Ｖ_{ｍ＿ｒｍｓ}Ｉ_{ｍ＿ｒｍｓ}ｃｏｓα＝（Ｖ_{ｍ＿ａｍｐ}／√２）（Ｉ_{ｍ＿ａｍｐ}／√２）ｃｏｓα …（８）

インバータ１１と単相モータ１２との間の寄生インピーダンスが小さく、制御上で影響を及ぼさないと仮定した場合、式（８）で算出した有効電力Ｐと、単相モータ１２の内部で実施されるモータ仕事Ｗは等しくなる。下記の式（９）に示すように、簡略化のために銅損、鉄損及び機械損は微小な値として省略する。

有効電力Ｐ＝モータ仕事Ｗ＋銅損＋鉄損＋機械損≒ｅ_ｍＩ_ｍ＋Ｒ_ｍＩ_ｍ ^２ …（９）

ここで、ｅ_ｍはモータ誘起電圧ｅ_ｍ＝Ｐ_ｎω_ｍφ_ｆｓｉｎω_ｍｔであり、Ｐ_ｎは極対数であり、ω_ｍは回転速度であり、φ_ｆは鎖交磁束であり、Ｒ_ｍは単相モータ１２の内部抵抗である。式（８）より、有効電力Ｐを増加させることで、単相モータ１２での仕事ｅ_ｍＩ_ｍを増加させることが可能である。このとき、電流Ｉ_ｍの増加は単相モータ１２のトルクの増加を意味し、モータ誘起電圧ｅ_ｍの増加は単相モータ１２の回転速度ω_ｍの増加を意味している。この有効電力Ｐ及び無効電力の増減を実現する制御をＰＱ制御と定義する。

図１３は、実施の形態１に係るモータ駆動システム１において脱調が発生したときの状態を示す図である。図１３は、単相モータ１２に印加される電圧Ｖ_ｍ、単相モータ１２のモータ誘起電圧ｅ_ｍ、単相モータ１２に流れる電流Ｉ_ｍ、式（３）によって算出された有効電流Ｉ_ｐ及び式（４）によって算出された無効電流Ｉ_ｑの波形を示すものである。モータ駆動システム１において、単相モータ１２は、時刻ｔ１まで、インバータ１１によって印加される電圧Ｖ_ｍの電圧位相θ_ｖと同期して回転している。ここで、時刻ｔ１のタイミングで、外部要因から負荷が大きくなり、単相モータ１２のロータ１２ａが電圧位相θ_ｖに追従できなくなり、脱調が発生する。脱調によって単相モータ１２の回転速度が低下するため、時間経過とともに、モータ誘起電圧ｅ_ｍの周期が長くなり、振幅が小さくなる。そのため、脱調直後は、モータ誘起電圧ｅ_ｍの振幅の低下から、有効電流Ｉ_ｐが一時的に低下する。これは、式（９）にも示したように、有効電力Ｐの成分にはモータ誘起電圧ｅ_ｍの項が含まれているためである。

また、図１３に示すように、脱調時において無効電流Ｉ_ｑは増加傾向となる。これは、無効電流Ｉ_ｑが電流Ｉ_ｍのみに起因するため、モータ誘起電圧ｅ_ｍの低下による電流Ｉ_ｍの増加の影響を反映しているためである。

一般的に、脱調の原因は、モータの負荷に対して、モータを回そうとするトルクが足りなくなることである。このトルクは、式（９）及び下記の式（１０）で示すように、有効電流Ｉ_ｐによって制御することができる。そこで、制御部２５は、単相モータ１２の有効電流Ｉ_ｐが減少した場合、脱調の回避を目的として有効電流Ｉ_ｐの指令値を増加させる。

ｅ_ｍＩ_ｍ＝Ｉ_ｍＰ_ｎω_ｍφ_ｆｓｉｎ（ω_ｍｔ）＝ω_ｍＩ_ｍＰ_ｎφ_ｆｓｉｎ（ω_ｍｔ）＝ω_ｍτ_ｍ …（１０）

ここで、τ_ｍは単相モータ１２のモータマグネットトルクである。脱調を検知するための手法として、有効電流Ｉ_ｐ及び無効電流Ｉ_ｑの各指令値に対して可変の閾値を設ける。制御部２５は、使用者が指令値を変更していない状態で有効電流Ｉ_ｐ及び無効電流Ｉ_ｑが閾値に到達した場合、脱調と判定する。制御部２５は、脱調と判定した場合、インバータ１１の通電を停止させる、またはインバータ１１からの交流電圧の出力を低下させる。

図１４は、実施の形態１に係るモータ駆動装置２の制御部２５における無効電流Ｉ_ｑを用いた制御を示すフローチャートである。制御部２５は、電流検出部２２で検出された電流Ｉ_ｍから無効電流Ｉ_ｑを算出する（ステップＳＴ１１）。制御部２５は、算出した無効電流Ｉ_ｑの値が変化したか否かを判定する（ステップＳＴ１２）。制御部２５は、無効電流Ｉ_ｑの値が変化していない場合（ステップＳＴ１２：Ｎｏ）、ステップＳＴ１１の動作に戻る。制御部２５は、無効電流Ｉ_ｑの値が変化した場合（ステップＳＴ１２：Ｙｅｓ）、無効電流Ｉ_ｑの値が上限の閾値に到達したか否かを判定する（ステップＳＴ１３）。制御部２５は、無効電流Ｉ_ｑの値が上限の閾値に到達していない場合（ステップＳＴ１３：Ｎｏ）、ステップＳＴ１１の動作に戻る。制御部２５は、無効電流Ｉ_ｑの値が上限の閾値に到達した場合（ステップＳＴ１３：Ｙｅｓ）、脱調が発生したと判定し、インバータ１１の通電を停止させる、またはインバータ１１からの交流電圧の出力を低下させる（ステップＳＴ１４）。

図１５は、実施の形態１に係るモータ駆動装置２の制御部２５における有効電流Ｉ_ｐを用いた制御を示すフローチャートである。制御部２５は、電流検出部２２で検出された電流Ｉ_ｍから有効電流Ｉ_ｐを算出する（ステップＳＴ２１）。制御部２５は、算出した有効電流Ｉ_ｐの値が変化したか否かを判定する（ステップＳＴ２２）。制御部２５は、有効電流Ｉ_ｐの値が変化していない場合（ステップＳＴ２２：Ｎｏ）、ステップＳＴ２１の動作に戻る。制御部２５は、有効電流Ｉ_ｐの値が変化した場合（ステップＳＴ２２：Ｙｅｓ）、有効電流Ｉ_ｐを増加させるようにインバータ１１からの交流電圧の出力を制御する（ステップＳＴ２３）。図１３または後述する図１６の例では、制御部２５は、位相による正弦波と電流Ｉ_ｍとの積によって算出される有効電流Ｉ_ｐの減少を検知した場合、有効電流Ｉ_ｐを増加させるように交流電圧を制御する。制御部２５は、有効電流Ｉ_ｐの値が下限の閾値に到達したか否かを判定する（ステップＳＴ２４）。制御部２５は、有効電流Ｉ_ｐの値が下限の閾値に到達した場合（ステップＳＴ２４：Ｙｅｓ）、脱調が発生したと判定し、インバータ１１の通電を停止させる、またはインバータ１１からの交流電圧の出力を低下させる（ステップＳＴ２６）。制御部２５は、有効電流Ｉ_ｐの値が下限の閾値に到達していない場合（ステップＳＴ２４：Ｎｏ）、有効電流Ｉ_ｐの値が上限の閾値に到達したか否かを判定する（ステップＳＴ２５）。制御部２５は、有効電流Ｉ_ｐの値が上限の閾値に到達していない場合（ステップＳＴ２５：Ｎｏ）、ステップＳＴ２１の動作に戻る。制御部２５は、有効電流Ｉ_ｐの値が上限の閾値に到達した場合（ステップＳＴ２５：Ｙｅｓ）、脱調が発生したと判定し、インバータ１１の通電を停止させる、またはインバータ１１からの交流電圧の出力を低下させる（ステップＳＴ２６）。

図１６は、実施の形態１に係るモータ駆動システム１において脱調が発生したときの有効電流Ｉ_ｐ及び無効電流Ｉ_ｑと各閾値との関係を示す図である。単相モータ１２が定常状態では、有効電流Ｉ_ｐ及び無効電流Ｉ_ｑの実測値は指令値と同等である。図１６の例では、有効電流Ｉ_ｐの指令値を指令値Ｉ_{ｐ＿ｒｅｆ}とし、無効電流Ｉ_ｑの指令値を指令値Ｉ_{ｑ＿ｒｅｆ}としている。また、無効電流Ｉ_ｑの指令値Ｉ_{ｑ＿ｒｅｆ}に対して＋１０％の値を無効電流Ｉ_ｑの上限の閾値としている。以降の説明において、無効電流Ｉ_ｑの上限の閾値を第１の閾値と称することがある。また、有効電流Ｉ_ｐの指令値Ｉ_{ｐ＿ｒｅｆ}に対して－１０％の値を有効電流Ｉ_ｐの下限の閾値とし、有効電流Ｉ_ｐの指令値Ｉ_{ｐ＿ｒｅｆ}に対して＋１０％の値を有効電流Ｉ_ｐの上限の閾値としている。以降の説明において、有効電流Ｉ_ｐの下限の閾値を第２の閾値と称し、有効電流Ｉ_ｐの上限の閾値を第３の閾値と称することがある。

図１６に示すように、時刻ｔ１の脱調前までは、指令値Ｉ_{ｐ＿ｒｅｆ}と有効電流Ｉ_ｐとは一致し、指令値Ｉ_{ｑ＿ｒｅｆ}と無効電流Ｉ_ｑとは一致する。時刻ｔ１で脱調が発生すると、有効電流Ｉ_ｐ及び無効電流Ｉ_ｑの値が変化する。制御部２５は、有効電流Ｉ_ｐの値が変化すなわち減少しているので、有効電流Ｉ_ｐが増加するようにインバータ１１からの交流電圧の出力を制御する。制御部２５は、上記制御に関わらず有効電流Ｉ_ｐが減少を続けると、時刻ｔ２において、有効電流Ｉ_ｐが下限の閾値に到達し、脱調したと判定する。また、制御部２５は、時刻ｔ３において、無効電流Ｉ_ｑが上限の閾値に到達し、脱調したと判定する。

有効電流Ｉ_ｐについては、脱調を回避するため、制御部２５による有効電流Ｉ_ｐを増加させる制御が働いている。しかしながら、単相モータ１２が脱調を回避できなかった場合、有効電流Ｉ_ｐは全て抵抗成分Ｒ_ｍＩ_ｍ ^２で消費されてしまう。そのため、制御部２５は、有効電流Ｉ_ｐを増加させても無効電流Ｉ_ｑが増加し、有効電流Ｉ_ｐも安定することなく上限の閾値に到達した場合、単相モータ１２は脱調を回避できず、現在は脱調状態にあると判断し、インバータ１１の通電を停止、またはインバータ１１からの交流電圧の出力を低下させる。これは、図１６の時刻ｔ４において、有効電流Ｉ_ｐが上限の閾値に到達している状態を意味している。

なお、図１６では説明のため、有効電流Ｉ_ｐまたは無効電流Ｉ_ｑが閾値に到達してもインバータ１１から出力される交流電圧すなわち電圧Ｖ_ｍはそのまま出力される波形となっている。しかしながら、制御部２５は、図１４及び図１５で示したフローチャートの通り、閾値に到達した時点でインバータ１１の通電を停止、またはインバータ１１からの交流電圧の出力を低下させるなどの措置を実施する。なお、各閾値は、指令値の増減に追従して変化する。また、脱調時の有効電流Ｉ_ｐ及び無効電流Ｉ_ｑの増減の振る舞いは単相モータ１２の状態によっても異なるため、必ずしも有効電流Ｉ_ｐが下限の閾値に到達するのが最初とは限らない。また、指令値の±１０％の値を閾値として設定したが、これは単相モータ１２の電気的、機械的な特性によって最適な値は異なっており、あらかじめ対象のモータによる実測などで脱調を誤検知しない範囲を調査し設定する必要がある。また、閾値の上限及び下限を指令値に対して一律で１０％としたが、それぞれ異なる割合となっても構わない。

ここで、有効電流Ｉ_ｐ、無効電流Ｉ_ｑ及び単相モータ１２に流れる電流Ｉ_ｍの関係を式で表すと、下記の式（１１）のようになる。

Ｉ_ｍ ^２＝Ｉ_ｐ ^２＋Ｉ_ｑ ^２ …（１１）

図１７は、実施の形態１に係るモータ駆動システム１における有効電流Ｉ_ｐ、無効電流Ｉ_ｑ及び単相モータ１２に流れる電流Ｉ_ｍの関係を示す図である。図１７では、図１７（ａ）の状態に対して、単相モータ１２に流れる電流Ｉ_ｍを２倍にしたときの有効電流Ｉ_ｐ及び無効電流Ｉ_ｑを図１７（ｂ）で示し、有効電流Ｉ_ｐのみ２倍にしたときの単相モータ１２に流れる電流Ｉ_ｍを図１７（ｃ）で示している。式（１１）において、左辺のＩ_ｍを２倍にすれば、右辺のＩ_ｐ及びＩ_ｑも２倍になる。これは、図１７（ｂ）に示すＩ_ｍ２，Ｉ_ｐ２及びＩ_ｑ２の関係である。このとき、φ_１＝φ_２である。一方、式（１１）において、右辺にあたるＩ_ｐまたはＩ_ｑだけを２倍にしても、Ｉ_ｍは２倍にはならない。これは、図１７（ｃ）に示すＩ_ｍ３であり、Ｉ_ｍ３＜Ｉ_ｍ２となることは自明である。また、φ_３＜φ_２である。

このように、脱調による単相モータ１２に流れる電流Ｉ_ｍの増加よりも、脱調による有効電流Ｉ_ｐ及び無効電流Ｉ_ｑの増減の方が、感度が高いのは明らかである。単相モータ１２の脱調を検知せずにインバータ１１から電圧の印加を続けることは過電流による発熱、減磁、また故障に至るおそれがある。そのため、制御部２５は、瞬時に脱調を検知し、インバータ１１の通電を停止させる、またはインバータ１１からの交流電圧の出力を低下させる必要がある。制御部２５は、前述のように、単相モータ１２に流れる電流Ｉ_ｍの増加を検知するよりも、有効電流Ｉ_ｐの一時的な減少及びその後の増加、または無効電流Ｉ_ｑの増加を検知する方が、より迅速に脱調を検知することが可能であり、大きなメリットとなる。

つづいて、モータ駆動装置２が備える制御部２５のハードウェア構成について説明する。図１８は、実施の形態１に係るモータ駆動装置２が備える制御部２５を実現するハードウェア構成の一例を示す図である。制御部２５は、プロセッサ２０１及びメモリ２０２により実現される。

プロセッサ２０１は、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ、中央処理装置、処理装置、演算装置、マイクロプロセッサ、マイクロコンピュータ、プロセッサ、ＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）ともいう）、またはシステムＬＳＩ（Ｌａｒｇｅ Ｓｃａｌｅ Ｉｎｔｅｇｒａｔｉｏｎ）である。メモリ２０２は、ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｍｅｍｏｒｙ）、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）、フラッシュメモリー、ＥＰＲＯＭ（Ｅｒａｓａｂｌｅ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）、ＥＥＰＲＯＭ（登録商標）（Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌｌｙ Ｅｒａｓａｂｌｅ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）といった不揮発性または揮発性の半導体メモリを例示できる。また、メモリ２０２は、これらに限定されず、磁気ディスク、光ディスク、コンパクトディスク、ミニディスク、またはＤＶＤ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｖｅｒｓａｔｉｌｅ Ｄｉｓｃ）でもよい。

以上説明したように、本実施の形態によれば、モータ駆動装置２において、制御部２５は、交流電圧の極性の変化を基点とした位相による余弦波と電流検出部２２で検出された電流Ｉ_ｍとの積によって算出される第１の物理量である無効電流Ｉ_ｑが第１の閾値以上になった場合、インバータ１１の通電を停止させる、またはインバータ１１からの交流電圧の出力を低下させる。また、制御部２５は、交流電圧の極性の変化を基点とした位相による正弦波と電流検出部２２で検出された電流Ｉ_ｍとの積によって算出される第２の物理量である有効電流Ｉ_ｐが第２の閾値以下になった場合または第３の閾値以上になった場合、インバータ１１の通電を停止させる、またはインバータ１１からの交流電圧の出力を低下させる。これにより、モータ駆動装置２は、有効電力と無効電力とを制御して、単相モータ１２の効果的な電力制御及び回転数制御を実現することができる。また、制御部２５は、瞬時に脱調を検知し、脱調を回避する動作を行うことができる。

実施の形態２．
実施の形態２では、実施の形態１で説明したモータ駆動装置２の適用例について説明する。

図１９は、実施の形態２に係るモータ駆動装置２を備える電動送風機６４の構成例を示す図である。電動送風機６４は、実施の形態１で説明したモータ駆動装置２を備え、モータ駆動装置２が駆動する単相モータ１２に対してプロペラ６９が装着されている。電動送風機６４は、モータ駆動装置２が単相モータ１２を回転させることで、風を送り出すまたは吸引する構造となっている。

図２０は、実施の形態２に係る電動送風機６４を備える電気掃除機６１の構成例を示す図である。電気掃除機６１は、図１に示されるバッテリ１０に相当するバッテリ６７、図１に示されるモータ駆動装置２、図１に示される単相モータ１２により駆動される電動送風機６４を備える。また、電気掃除機６１は、集塵室６５と、センサ６８と、吸込口体６３と、延長管６２と、操作部６６とを備える。

電気掃除機６１を使用する使用者は、操作部６６を持ち、電気掃除機６１を操作する。電気掃除機６１のモータ駆動装置２は、バッテリ６７を電源として電動送風機６４を駆動する。電動送風機６４が駆動されることにより、吸込口体６３からごみの吸込みが行われる。吸込まれたごみは、延長管６２を介して集塵室６５へ集められる。

単相モータ１２に電圧指令に基づく電圧を出力する際、制御部２５は、電圧指令の周期のうちの一方の半周期では、上アーム第１素子と下アーム第１素子とのスイッチング動作を休止させ、電圧指令の周期のうちの他方の半周期では、上アーム第２素子と下アーム第２素子とのスイッチング動作を休止させる。これにより、スイッチング損失の増加が抑制され、効率のよい電気掃除機６１を実現することができる。

また、実施の形態に係る電気掃除機６１は、インバータ１１のスイッチング素子５１，５２，５３，５４をワイドバンドギャップ半導体により形成することで、放熱部品の簡素化により小型化及び軽量化することができる。

図２１は、実施の形態２に係る電動送風機６４を備えるハンドドライヤ９０の構成例を示す図である。ハンドドライヤ９０は、ケーシング９１と、手検知センサ９２と、水受け部９３と、ドレン容器９４と、カバー９６と、センサ９７と、吸気口９８と、電動送風機６４と、を備える。ここで、センサ９７は、ジャイロセンサ及び人感センサの何れかである。ハンドドライヤ９０では、水受け部９３の上部にある手挿入部９９に手が挿入されることにより、電動送風機６４による送風で水が吹き飛ばされ、吹き飛ばされた水は、水受け部９３で集められた後、ドレン容器９４に溜められる。

ハンドドライヤ９０は、図２０に示す電気掃除機６１と同様に、モータ回転数が０［ｒｐｍ］から１０万［ｒｐｍ］を超えて変動する製品である。このため、ハンドドライヤ９０においても、前述した実施の形態に係る制御手法が好適であり、電気掃除機６１と同様な効果を得ることができる。

以上の説明の通り、本実施の形態では、電気掃除機６１及びハンドドライヤ９０にモータ駆動装置２を適用した構成例を説明したが、モータ駆動装置２は、モータが搭載された電気機器に適用することができる。モータが搭載された電気機器は、焼却炉、粉砕機、乾燥機、集塵機、印刷機械、クリーニング機械、製菓機械、製茶機械、木工機械、プラスチック押出機、ダンボール機械、包装機械、熱風発生機、ＯＡ機器、電動送風機などである。電動送風機は、物体輸送用、吸塵用、または一般送排風用の送風手段である。

以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。

１ モータ駆動システム、２ モータ駆動装置、５Ａ 第１レグ、５Ｂ 第２レグ、６Ａ，６Ｂ 接続点、１０，６７ バッテリ、１１ インバータ、１２ 単相モータ、１２ａ ロータ、１２ｂ ステータ、２０ 電圧センサ、２１ 位置センサ、２１ａ 位置センサ信号、２２ 電流検出部、２５ 制御部、３２ 駆動信号生成部、３３ キャリア生成部、３８，３８Ａ，３８Ｂ キャリア比較部、３８ａ 絶対値演算部、３８ｂ 除算部、３８ｃ，３８ｄ，３８ｆ，３８ｋ 乗算部、３８ｅ，３８ｍ，３８ｎ 加算部、３８ｇ，３８ｈ 比較部、３８ｉ，３８ｊ 出力反転部、５１，５２，５３，５４ スイッチング素子、５１ａ，５２ａ，５３ａ，５４ａ ボディダイオード、６１ 電気掃除機、６２ 延長管、６３ 吸込口体、６４ 電動送風機、６５ 集塵室、６６ 操作部、６８ センサ、６９ プロペラ、９０ ハンドドライヤ、９１ ケーシング、９２ 手検知センサ、９３ 水受け部、９４ ドレン容器、９６ カバー、９７ センサ、９８ 吸気口、９９ 手挿入部、１００ 主巻線、１０１ 補助巻線、１０２ スイッチ。

Claims (9)

1. 単相モータに交流電圧を出力するインバータと、
   前記インバータが出力する前記交流電圧を制御する制御部と、
   前記単相モータに流れる電流を検出する電流検出部と、
   を備え、
   前記制御部により、前記交流電圧の極性の変化を基点とした位相による余弦波と前記電流との積によって算出される第１の物理量のフィルタ処理による平均値が第１の閾値以上になった場合、前記インバータの通電が停止する、または前記インバータからの前記交流電圧の出力が低下するように前記交流電圧を制御するモータ駆動装置。
2. 前記制御部は、前記位相による正弦波と前記電流との積によって算出される第２の物理量が第２の閾値以下になった場合、前記インバータの通電を停止させる、または前記インバータからの前記交流電圧の出力を低下させる請求項１に記載のモータ駆動装置。
3. 前記制御部は、前記位相による正弦波と前記電流との積によって算出される第２の物理量の減少を検知した場合、前記第２の物理量を増加させるように前記交流電圧を制御する請求項１または２に記載のモータ駆動装置。
4. 前記制御部は、前記位相による正弦波と前記電流との積によって算出される第２の物理量が第３の閾値以上になった場合、前記インバータの通電を停止させる、または前記インバータからの前記交流電圧の出力を低下させる請求項１から３のいずれか１つに記載のモータ駆動装置。
5. 前記インバータが有する複数のスイッチング素子のうちの少なくとも１つはワイドバンドギャップ半導体で形成されている請求項１から４のいずれか１つに記載のモータ駆動装置。
6. 前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化珪素、窒化ガリウム、またはダイヤモンドである請求項５に記載のモータ駆動装置。
7. 請求項１から６のいずれか１つに記載のモータ駆動装置を備える電動送風機。
8. 請求項７に記載の電動送風機を備える電気掃除機。
9. 請求項７に記載の電動送風機を備えるハンドドライヤ。

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