以下に、本発明の実施の形態に係るモータ駆動装置、電動送風機、電気掃除機及びハンドドライヤを図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。また、以下では、電気的な接続と物理的な接続とを区別せずに、単に「接続」と称して説明する。
実施の形態1.
図1は、本発明の実施の形態1に係るモータ駆動装置2を含むモータ駆動システム1の構成例を示す図である。図1に示すモータ駆動システム1は、単相モータ12と、モータ駆動装置2と、バッテリ10と、電圧センサ20と、位置センサ21と、スイッチ102と、を備える。
モータ駆動装置2は、単相モータ12に交流電力を供給して単相モータ12を駆動する。バッテリ10は、モータ駆動装置2に直流電力を供給する直流電源である。電圧センサ20は、バッテリ10からモータ駆動装置2に出力される直流電圧Vdcを検出する。位置センサ21は、単相モータ12に内蔵されるロータ12aの回転位置であるロータ回転位置を検出する。
単相モータ12は、不図示の電動送風機を回転させる回転電機として利用される。単相モータ12及び当該電動送風機は、電気掃除機及びハンドドライヤといった装置に搭載される。
なお、本実施の形態では、電圧センサ20が直流電圧Vdcを検出しているが、電圧センサ20の検出対象は、バッテリ10から出力される直流電圧Vdcに限定されない。電圧センサ20の検出対象は、モータ駆動装置2の出力電圧であるインバータ出力電圧でもよい。「インバータ出力電圧」は後述する「モータ印加電圧」と同義である。
モータ駆動装置2は、インバータ11と、制御部25と、駆動信号生成部32とを備える。インバータ11は、単相モータ12に接続され、単相モータ12に交流電圧を出力する。なお、バッテリ10とインバータ11の間には不図示のコンデンサを電圧安定のために挿入してもよい。制御部25は、インバータ11が出力する交流電圧を制御する。
また、モータ駆動装置2は、単相モータ12に流れる電流、すなわちモータ電流を検出するための電流検出部22を備える。電流検出部22については、単相モータ12に流れる電流が検出できればどこに配置してもよい。モータ駆動装置2では、電流検出部22を、単相モータ12の配線に直列に配置してもよいし、インバータ11のスイッチング素子に対して直列に配置してもよいし、インバータ11の電源線またはグランド線に配置してもよい。また、電流検出部22における電流の検出方法について、抵抗値が既知な抵抗器を挿入し電圧値を検出することでオームの法則より電流値を算出する方法、トランスによる検出方法、ホール効果を用いた検出方法などが挙げられるが、どの方法を用いても電流が検出できればよい。本実施の形態では、単相モータ12の配線に直列にトランスの電流センサを挿入する方法を記載する。また、インバータ11は、単相インバータを想定しているが、単相モータ12を駆動できるものであればよい。
制御部25には、電圧センサ20により検出された直流電圧Vdc、電流検出部22により検出された電流Im、保護信号、位置センサ21から出力された回転位置検出信号である位置センサ信号21a及びスイッチ102から出力された指令値が入力される。指令値は、トルクに起因する有効電流指令値Ip*、回転速度指令値ω*などが挙げられる。制御部25は、直流電圧Vdcと、位置センサ信号21aと、指令値とに基づいて、PWM(Pulse Width Modulation)信号Q1,Q2,Q3,Q4を生成する。
スイッチ102は、例えば、物理スイッチであり、電気掃除機などに用いられる手元の強運転、弱運転の切り替えスイッチなどである。スイッチ102の形状は、押しボタン式、トグル式など様々な種類が存在するが、使用者の要求を制御部25に伝えられる形状であればどれでもよい。また、スイッチ102は、物理スイッチに限らず、使用時間、状態に合わせて指令値を自動で切り替える構成の場合には、ソフトウェア上の処理であっても構わない。
駆動信号生成部32は、制御部25から出力されたPWM信号Q1,Q2,Q3,Q4に基づいて、インバータ11のスイッチング素子を駆動するための駆動信号S1,S2,S3,S4を生成する。位置センサ信号21aは、ロータ12aで発生する磁束の方向に応じて変化する二値のディジタル信号である。なお、モータ駆動システム1では、単相モータ12の電流値などを用いて制御部25がロータ12aの位置を推定し、位置センサレスで駆動する場合には、位置センサ21及び位置センサ信号21aは不要としてもよい。
駆動信号生成部32は、制御部25から出力されたPWM信号Q1,Q2,Q3,Q4を、インバータ11を駆動するための駆動信号S1,S2,S3,S4に変換して、インバータ11に出力する。なお、駆動信号生成部32については、インバータ11に内蔵される構造であってもよいし、制御部25と一体になっている構造であってもよいし、図1では一例として示している。
単相モータ12の一例は、ブラシレスモータである。単相モータ12がブラシレスモータである場合、単相モータ12のロータ12aには、図示しない複数個の永久磁石が周方向に配列される。これらの複数個の永久磁石は、着磁方向が周方向に交互に反転するように配置され、ロータ12aの複数個の磁極を形成する。単相モータ12のステータ12bには図示しない巻線が巻かれている。当該巻線には交流電流が流れる。単相モータ12の巻線に流れる電流を適宜「モータ電流」と呼ぶ。本実施の形態では、ロータ12aの磁極数は4極を想定するが、ロータ12aの磁極数は4極以外でもよい。
図2は、図1に示されるインバータ11の回路構成の例を示す図である。インバータ11は、ブリッジ接続された複数のスイッチング素子51,52,53,54を有する。スイッチング素子51,52は第1レグ5Aを構成する。第1レグ5Aにおいて、スイッチング素子51とスイッチング素子52とは直列に接続される。スイッチング素子53,54は第2レグ5Bを構成する。第2レグ5Bにおいて、スイッチング素子53とスイッチング素子54とは直列に接続される。
スイッチング素子51,53は、高電位側に位置し、スイッチング素子52,54は、低電位側に位置する。インバータ回路では、一般的に、高電位側は「上アーム」と称され、低電位側は「下アーム」と称される。以下の説明において、第1レグ5Aのスイッチング素子51を「上アーム第1素子」と呼び、第2レグ5Bのスイッチング素子53を「上アーム第2素子」と呼ぶ場合がある。また、第1レグ5Aのスイッチング素子52を「下アーム第1素子」と呼び、第2レグ5Bのスイッチング素子54を「下アーム第2素子」と呼ぶ場合がある。
スイッチング素子51とスイッチング素子52との接続点6Aと、スイッチング素子53とスイッチング素子54との接続点6Bとは、ブリッジ回路における交流端を構成する。接続点6Aと接続点6Bとの間には、単相モータ12と、単相モータ12に流れる電流を検出するための電流検出部22とが接続される。前述のように、電流検出部22は単相モータ12に流れる電流が検出できればどこに挿入してもよく、電流検出部22における電流の検出方法も限定されない。
複数のスイッチング素子51,52,53,54のそれぞれには、金属酸化膜半導体電界効果型トランジスタであるMOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor)が使用される。MOSFETは、FET(Field-Effect Transistor)の一例である。
スイッチング素子51には、スイッチング素子51のドレインとソースとの間に並列接続されるボディダイオード51aが形成される。スイッチング素子52には、スイッチング素子52のドレインとソースとの間に並列接続されるボディダイオード52aが形成される。スイッチング素子53には、スイッチング素子53のドレインとソースとの間に並列接続されるボディダイオード53aが形成される。スイッチング素子54には、スイッチング素子54のドレインとソースとの間に並列接続されるボディダイオード54aが形成される。複数のボディダイオード51a,52a,53a,54aのそれぞれは、MOSFETの内部に形成される寄生ダイオードであり、還流ダイオードとして使用される。なお、別途還流ダイオードを接続してもよく、MOSFETに代えてIGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)を用いてもよい。
複数のスイッチング素子51,52,53,54は、シリコン系材料により形成されたMOSFETに限定されず、炭化珪素、窒化ガリウム系材料、またはダイヤモンドといったワイドバンドギャップ半導体により形成されたMOSFETでもよい。複数のスイッチング素子51,52,53,54のうちの少なくとも1つがワイドバンドギャップ半導体で形成されてもよい。
一般的に、ワイドバンドギャップ半導体は、シリコン半導体に比べて耐電圧及び耐熱性が高い。そのため、複数のスイッチング素子51,52,53,54にワイドバンドギャップ半導体を用いることにより、スイッチング素子の耐電圧性及び許容電流密度が高くなり、スイッチング素子を組み込んだ半導体モジュールを小型化できる。また、ワイドバンドギャップ半導体は、耐熱性も高いため、半導体モジュールで発生した熱を放熱するための放熱部の小型化が可能であり、また、半導体モジュールで発生した熱を放熱する放熱構造の簡素化が可能である。
図3は、図1に示される制御部25の機能部位のうちのPWM信号Q1,Q2,Q3,Q4を生成する機能部位を示すブロック図である。図3において、キャリア比較部38には、後述する電圧指令Vrefを生成するときに用いられる電圧位相θvが入力される。また、キャリア比較部38には、キャリア生成部33で生成されたキャリアと、直流電圧Vdcと、電圧指令Vrefの振幅値である電圧指令V*とが入力される。キャリア比較部38は、キャリア、電圧位相θv、直流電圧Vdc及び電圧指令V*に基づいて、PWM信号Q1,Q2,Q3,Q4を生成する。
図4は、図3に示されるキャリア比較部38の構成例を示すブロック図である。図4には、キャリア比較部38の一例であるキャリア比較部38A及びキャリア生成部33の詳細構成が示されている。図4において、キャリア生成部33には、キャリアの周波数であるキャリア周波数fC[Hz]が設定される。キャリア周波数fC[Hz]の矢印の先には、キャリア波形の一例として、“0”と“1”との間を上下する三角波キャリアが示される。インバータ11のPWM制御には、同期PWM制御と非同期PWM制御とがある。同期PWM制御の場合、電圧位相θvにキャリアを同期させる必要がある。一方、非同期PWM制御の場合、電圧位相θvにキャリアを同期させる必要はない。
キャリア比較部38Aは、図4に示されるように、絶対値演算部38a、除算部38b、乗算部38c、乗算部38d、乗算部38f、加算部38e、比較部38g、比較部38h、出力反転部38i及び出力反転部38jを有する。
絶対値演算部38aは、電圧指令V*の絶対値|V*|を演算する。除算部38bは、絶対値|V*|を、電圧センサ20で検出された直流電圧Vdcによって除算する。図4に示す構成では、除算部38bの出力が変調率となる。バッテリ10の出力電圧であるバッテリ電圧は、電流を流し続けることにより変動する。そのため、キャリア比較部38Aでは、絶対値|V*|を直流電圧Vdcで除算することによって、変調率の値を調整し、バッテリ電圧の低下によってモータ印加電圧が低下しないようにできる。
乗算部38cは、電圧位相θvの正弦値を演算する。乗算部38cは、電圧位相θvの正弦値を、除算部38bの出力である変調率に乗算する。乗算部38dは、乗算部38cの出力である電圧指令Vrefに“1/2”を乗算する。加算部38eは、乗算部38dの出力に“1/2”を加算する。乗算部38fは、加算部38eの出力に“-1”を乗算する。加算部38eの出力は、複数のスイッチング素子51,52,53,54のうち、上アームの2つのスイッチング素子51,53を駆動するための正側電圧指令Vref1として比較部38gに入力される。乗算部38fの出力は、下アームの2つのスイッチング素子52,54を駆動するための負側電圧指令Vref2として比較部38hに入力される。
比較部38gは、正側電圧指令Vref1と、キャリアの振幅とを比較する。比較部38gの出力を反転した出力反転部38iの出力は、スイッチング素子51へのPWM信号Q1となり、比較部38gの出力は、スイッチング素子52へのPWM信号Q2となる。同様に、比較部38hは、負側電圧指令Vref2と、キャリアの振幅とを比較する。比較部38hの出力を反転した出力反転部38jの出力は、スイッチング素子53へのPWM信号Q3となり、比較部38hの出力は、スイッチング素子54へのPWM信号Q4となる。出力反転部38iにより、スイッチング素子51とスイッチング素子52とが同時にオンされることはない。出力反転部38jにより、スイッチング素子53とスイッチング素子54とが同時にオンされることはない。
図5は、図4に示されるキャリア比較部38Aにおける要部の波形例を示すタイムチャートである。図5には、加算部38eから出力される正側電圧指令Vref1の波形と、乗算部38fから出力される負側電圧指令Vref2の波形と、PWM信号Q1,Q2,Q3,Q4の波形と、インバータ出力電圧の波形とが示されている。
PWM信号Q1は、正側電圧指令Vref1がキャリアよりも大きいときに“ロー(Low)”となり、正側電圧指令Vref1がキャリアよりも小さいときに“ハイ(High)”となる。PWM信号Q2は、PWM信号Q1の反転信号である。PWM信号Q3は、負側電圧指令Vref2がキャリアよりも大きいときに“ロー(Low)”となり、負側電圧指令Vref2がキャリアよりも小さいときに“ハイ(High)”となる。PWM信号Q4は、PWM信号Q3の反転信号である。このように、図4に示される回路は、“ローアクティブ(Low Active)”で構成されているが、それぞれの信号が逆の値となる“ハイアクティブ(High Active)”で構成されていてもよい。
インバータ出力電圧の波形は、図5に示されるように、PWM信号Q1とPWM信号Q4との差電圧による電圧パルスと、PWM信号Q3とPWM信号Q2との差電圧による電圧パルスとが表れる。これらの電圧パルスが、モータ印加電圧として、インバータ11から単相モータ12に印加される。
キャリア比較部38AがPWM信号Q1,Q2,Q3,Q4を生成する際に使用する変調方式としては、バイポーラ変調と、ユニポーラ変調とが知られている。バイポーラ変調は、電圧指令Vrefの1周期ごとに正または負の電位で変化する電圧パルスを出力する変調方式である。ユニポーラ変調は、電圧指令Vrefの1周期ごとに3つの電位で変化する電圧パルス、すなわち正の電位と負の電位と零の電位とに変化する電圧パルスを出力する変調方式である。図5に示される波形は、ユニポーラ変調によるものである。本実施の形態のモータ駆動装置2においては、何れの変調方式を用いてもよい。なお、モータ電流波形をより正弦波に制御する必要がある用途では、バイポーラ変調よりも、高調波含有率が少ないユニポーラ変調を採用することが好ましい。
また、図5に示される波形は、電圧指令Vrefの半周期T/2の区間において、第1レグ5Aを構成するスイッチング素子51,52と、第2レグ5Bを構成するスイッチング素子53,54の4つのスイッチング素子をスイッチング動作させる方式によって得られる。この方式は、正側電圧指令Vref1と負側電圧指令Vref2の双方でスイッチング動作させることから、「両側PWM」と呼ばれる。これに対し、電圧指令Vrefの1周期Tのうちの一方の半周期では、スイッチング素子51,52のスイッチング動作を休止させ、電圧指令Vrefの1周期Tのうちの他方の半周期では、スイッチング素子53,54のスイッチング動作を休止させる方式もある。この方式は、「片側PWM」と呼ばれる。以下、「片側PWM」について説明する。
図6は、図3に示されるキャリア比較部38の他の構成例を示すブロック図である。図6には、上述した「片側PWM」によるPWM信号の生成回路の一例が示され、具体的には、キャリア比較部38の一例であるキャリア比較部38B及びキャリア生成部33の詳細構成が示されている。なお、図6に示されるキャリア生成部33の構成は、図4に示されるものと同一または同等である。また、図6に示されるキャリア比較部38Bの構成において、図4に示されるキャリア比較部38Aと同一または同等の構成部には同一の符号を付して示している。
キャリア比較部38Bは、図6に示されるように、絶対値演算部38a、除算部38b、乗算部38c、乗算部38k、加算部38m、加算部38n、比較部38g、比較部38h、出力反転部38i及び出力反転部38jを有する。
絶対値演算部38aは、電圧指令V*の絶対値|V*|を演算する。除算部38bは、絶対値|V*|を、電圧センサ20で検出された直流電圧Vdcによって除算する。図6の構成でも、除算部38bの出力が変調率となる。
乗算部38cは、電圧位相θvの正弦値を演算する。乗算部38cは、電圧位相θvの正弦値を、除算部38bの出力である変調率に乗算する。乗算部38kは、乗算部38cの出力である電圧指令Vrefに“-1”を乗算する。加算部38mは、乗算部38cの出力である電圧指令Vrefに“1”を加算する。加算部38nは、乗算部38kの出力、即ち電圧指令Vrefの反転出力に“1”を加算する。加算部38mの出力は、複数のスイッチング素子51,52,53,54のうち、上アームの2つのスイッチング素子51,53を駆動するための第1電圧指令Vref3として比較部38gに入力される。加算部38nの出力は、下アームの2つのスイッチング素子52,54を駆動するための第2電圧指令Vref4として比較部38hに入力される。
比較部38gは、第1電圧指令Vref3と、キャリアの振幅とを比較する。比較部38gの出力を反転した出力反転部38iの出力は、スイッチング素子51へのPWM信号Q1となり、比較部38gの出力は、スイッチング素子52へのPWM信号Q2となる。同様に、比較部38hは、第2電圧指令Vref4と、キャリアの振幅とを比較する。比較部38hの出力を反転した出力反転部38jの出力は、スイッチング素子53へのPWM信号Q3となり、比較部38hの出力は、スイッチング素子54へのPWM信号Q4となる。出力反転部38iにより、スイッチング素子51とスイッチング素子52とが同時にオンされることはない。出力反転部38jにより、スイッチング素子53とスイッチング素子54とが同時にオンされることはない。
図7は、図6に示されるキャリア比較部38Bにおける要部の波形例を示すタイムチャートである。図7には、加算部38mから出力される第1電圧指令Vref3の波形と、加算部38nから出力される第2電圧指令Vref4の波形と、PWM信号Q1,Q2,Q3,Q4の波形と、モータ印加電圧の波形とが示されている。なお、図7では、便宜的に、キャリアのピーク値よりも振幅値が大きくなる第1電圧指令Vref3の波形部分と、キャリアのピーク値よりも振幅値が大きくなる第2電圧指令Vref4の波形部分は、フラットな直線で表されている。
PWM信号Q1は、第1電圧指令Vref3がキャリアよりも大きいときに“ロー(Low)”となり、第1電圧指令Vref3がキャリアよりも小さいときに“ハイ(High)”となる。PWM信号Q2は、PWM信号Q1の反転信号である。PWM信号Q3は、第2電圧指令Vref4がキャリアよりも大きいときに“ロー(Low)”となり、第2電圧指令Vref4がキャリアよりも小さいときに“ハイ(High)”となる。PWM信号Q4は、PWM信号Q3の反転信号である。このように、図6に示される回路は、“ローアクティブ(Low Active)”で構成されているが、それぞれの信号が逆の値となる“ハイアクティブ(High Active)”で構成されていてもよい。
インバータ出力電圧の波形は、図7に示されるように、PWM信号Q1とPWM信号Q4との差電圧による電圧パルスと、PWM信号Q3とPWM信号Q2との差電圧による電圧パルスとが表れる。これらの電圧パルスが、モータ印加電圧として、インバータ11から単相モータ12に印加される。
図7に示される波形では、電圧指令Vrefの1周期Tのうちの一方の半周期では、スイッチング素子51,52のスイッチング動作が休止し、電圧指令Vrefの1周期Tのうちの他方の半周期では、スイッチング素子53,54のスイッチング動作が休止している。
また、図7に示されるように、インバータ出力電圧の波形は、電圧指令Vrefの1周期ごとに3つの電位で変化するユニポーラ変調となる。前述の通り、ユニポーラ変調に代えてバイポーラ変調を用いてもよいが、モータ電流波形をより正弦波に制御する必要がある用途では、ユニポーラ変調を採用することが好ましい。
キャリア生成部33は、これらPWM信号Q1,Q2,Q3,Q4の生成に使用されるキャリアとして、所望の周波数fcから山と谷の三角波を生成している。周波数fcは単相モータ12の回転速度に合わせて可変であり、キャリア生成部33は、単相モータ12の回転速度が高くなるほど、キャリアの周波数fcも高くする。キャリア生成部33では、単相モータ12の回転速度に対して2倍以上の周波数fcでキャリアを生成することが望ましい。なお、キャリア生成部33は、生成するキャリアは三角波でなく、鋸波などでも構わない。
図8は、実施の形態1に係るインバータ11から単相モータ12に印加される電圧Vm及び単相モータ12に流れる電流Imの位相差を回転座標上に示す図である。電圧Vm及び電流Imは、それぞれ交流であるため下記の式(1)及び式(2)で表すことができる。
Vm=Vm_ampsinθv …(1)
Im=Im_ampsin(θv+α) …(2)
ここで、Vm_ampは電圧波形振幅であり、Im_ampは電流波形振幅である。また、θvは電圧位相、すなわちθv=ωetであり、ωeは電気角速度、すなわちωe=2πfeであり、feは電気角周波数である。また、αは電圧Vmに対する電流Imの電流位相差である。電圧位相θvは、ある電気角周波数feで0~360度で回転する位相である。電圧位相θvは、単相モータ12に印加される電圧Vmすなわち交流電圧の極性の変化を基点とした位相である。電流位相差αは電圧波形に対する電流波形の遅れを表しており、定常状態において定数である。電流Imに電圧Vmと同位相のsinθv及びcosθvを乗算すると下記の式(3)及び式(4)が得られる。式(3)は、交流電圧の極性の変化を基点とした位相による正弦波と、電流検出部22で検出された電流Imとの積によって算出される物理量である。また、式(4)は、交流電圧の極性の変化を基点とした位相による余弦波と、電流検出部22で検出された電流Imとの積によって算出される物理量である。
式(3)及び式(4)より、第二項及び第三項は2θvの周波数成分を含んでいることが確認できる。また、第一項はcosαまたはsinαを含む定数であり、周波数成分を含まない直流成分となる。αは電圧Vmに対する電流Imの遅れ成分であるため、cosαは力率を表している。一般的に、モータの回転に寄与する有効電流及び無効電流は、下記の式(5)及び式(6)で示される。
有効電流Ip=Im_rmscosα …(5)
無効電流Iq=Im_rmssinα …(6)
ここで、Im_rmsは電流波形の実効値、すなわちIm_rms=Im_amp/(√2)である。なお、√2は2の平方根を示す。式(5)及び式(6)より、式(3)の第一項は単相モータ12に流れる電流Imの有効電流の1/√2倍であり、式(4)の第一項は単相モータ12に流れる電流Imの無効電流の1/√2倍であることを表している。そのため、制御部25は、式(3)及び(4)の算出結果から、ローパスフィルタなどの信号処理によって基本波の2倍の周波数2θvの成分を取り除き、√2倍した値を有効電流Ip及び無効電流Iqとして扱う。電圧位相θvは電圧Vmの位相であるため既知である。制御部25は、電流Imを電流センサ、シャント抵抗などの電流検出部22から取得、またはオブザーバ器などで推定することで式(3)及び式(4)を算出する。以降の説明において、無効電流Iqを第1の物理量と称し、有効電流Ipを第2の物理量と称することがある。
前述のローパスフィルタは、式(3)及び式(4)から基本波の2倍の周波数を低減でき、直流成分が抽出できれば、フィルタの形態、係数などに制限はない。単相モータ12の回転速度が増加すると低減したい周波数も高くなるため、単相モータ12の回転速度に対して低減する帯域が可変となるローパスフィルタを設計する。可能であれば、ローパスフィルタから出力される信号の遅れが少なく、直流成分以外の帯域を可能な限り減衰できるローパスフィルタが理想である。
有効電流Ip及び無効電流Iqを算出する方法は、上記に限らない。制御部25は、例えば、検出された電流に対して90度位相差のある仮想的な電流を算出する。制御部25は、検出された電流と仮想的な電流とを足し合わせた波形に、前述と同様に電圧位相波形sinθvを積算して、定数として有効電流Ipを算出することができる。制御部25において、仮想的な電流を算出する方法として、電流Imの微分結果または積分結果を使用する方法がある。交流の微分は交流位相を90度進ませ、交流の積分は交流位相を90度遅らせるため、制御部25は、下記の式(7)のように係数を調整することで、同じ振幅で90度位相差のある仮想電流を算出できる。前述のように、θv=ωetであり、電圧位相θvは時間tによって変化する変数である。
すなわち、制御部25は、電流検出部22で検出された電流Imである第1の電流から第1の電流と位相差のある第2の電流を算出し、第1の電流及び第2の電流を用いて単相モータ12の回転速度を制御する。制御部25は、この他にも、検出された電流Imを周期毎に保存し、次の周期で保存した波形から90度位相差をもたせた波形を算出してもよい。また、モータ駆動装置2では、単相モータ12に物理的に90度の位相差を持つ補助巻線を追加することで、電流検出部22において位相差をもつ電流を検出することが可能である。図9は、実施の形態1に係る単相モータ12に補助巻線101を追加した状態を示す図である。図9は、単相モータ12において、主巻線100に対して、90度の位相差をもつ補助巻線101を追加した状態を示している。この場合、電流検出部22は、電流Imである第1の電流及び第1の電流に対して位相差のある第2の電流を検出する。制御部25は、第1の電流及び第2の電流を用いて単相モータ12の回転速度を制御する。
式(5)及び式(6)からも分かるように、α=0すなわち力率cosαが大きいと有効電流Ipが大きくなり、無効電流Iqが小さくなる。これは、電流Imが電圧Vmの位相に対して遅れが0となる状態であり、遅れが大きくなるほど無効電流Iqの割合が増えることが式(5)及び式(6)、さらに図10から図12によって確認できる。図10は、実施の形態1に係るモータ駆動装置2において電流位相差0度のときの電圧Vm、電流Im、有効電流Ip及び無効電流Iqを示す図である。図11は、実施の形態1に係るモータ駆動装置2において電流位相差30度のときの電圧Vm、電流Im、有効電流Ip及び無効電流Iqを示す図である。図12は、実施の形態1に係るモータ駆動装置2において電流位相差60度のときの電圧Vm、電流Im、有効電流Ip及び無効電流Iqを示す図である。図10から図12に示すように、電流位相差αが大きくなるほど、有効電流Ipが小さくなる。
式(3)より求めた有効電流Ipに、電圧Vmの実効値Vm_rms=Vm_amp/√2を乗算することで、有効電力Pが算出される。下記の式(8)は、有効電力を意味する式であり、一般的に示されている。
有効電力P=Vm_rmsIm_rmscosα=(Vm_amp/√2)(Im_amp/√2)cosα …(8)
インバータ11と単相モータ12との間の寄生インピーダンスが小さく、制御上で影響を及ぼさないと仮定した場合、式(8)で算出した有効電力Pと、単相モータ12の内部で実施されるモータ仕事Wは等しくなる。下記の式(9)に示すように、簡略化のために銅損、鉄損及び機械損は微小な値として省略する。
有効電力P=モータ仕事W+銅損+鉄損+機械損≒emIm+RmIm
2 …(9)
ここで、emはモータ誘起電圧em=Pnωmφfsinωmtであり、Pnは極対数であり、ωmは回転速度であり、φfは鎖交磁束であり、Rmは単相モータ12の内部抵抗である。式(8)より、有効電力Pを増加させることで、単相モータ12での仕事emImを増加させることが可能である。このとき、電流Imの増加は単相モータ12のトルクの増加を意味し、モータ誘起電圧emの増加は単相モータ12の回転速度ωmの増加を意味している。この有効電力P及び無効電力の増減を実現する制御をPQ制御と定義する。
図13は、実施の形態1に係るモータ駆動システム1において脱調が発生したときの状態を示す図である。図13は、単相モータ12に印加される電圧Vm、単相モータ12のモータ誘起電圧em、単相モータ12に流れる電流Im、式(3)によって算出された有効電流Ip及び式(4)によって算出された無効電流Iqの波形を示すものである。モータ駆動システム1において、単相モータ12は、時刻t1まで、インバータ11によって印加される電圧Vmの電圧位相θvと同期して回転している。ここで、時刻t1のタイミングで、外部要因から負荷が大きくなり、単相モータ12のロータ12aが電圧位相θvに追従できなくなり、脱調が発生する。脱調によって単相モータ12の回転速度が低下するため、時間経過とともに、モータ誘起電圧emの周期が長くなり、振幅が小さくなる。そのため、脱調直後は、モータ誘起電圧emの振幅の低下から、有効電流Ipが一時的に低下する。これは、式(9)にも示したように、有効電力Pの成分にはモータ誘起電圧emの項が含まれているためである。
また、図13に示すように、脱調時において無効電流Iqは増加傾向となる。これは、無効電流Iqが電流Imのみに起因するため、モータ誘起電圧emの低下による電流Imの増加の影響を反映しているためである。
一般的に、脱調の原因は、モータの負荷に対して、モータを回そうとするトルクが足りなくなることである。このトルクは、式(9)及び下記の式(10)で示すように、有効電流Ipによって制御することができる。そこで、制御部25は、単相モータ12の有効電流Ipが減少した場合、脱調の回避を目的として有効電流Ipの指令値を増加させる。
emIm=ImPnωmφfsin(ωmt)=ωmImPnφfsin(ωmt)=ωmτm …(10)
ここで、τmは単相モータ12のモータマグネットトルクである。脱調を検知するための手法として、有効電流Ip及び無効電流Iqの各指令値に対して可変の閾値を設ける。制御部25は、使用者が指令値を変更していない状態で有効電流Ip及び無効電流Iqが閾値に到達した場合、脱調と判定する。制御部25は、脱調と判定した場合、インバータ11の通電を停止させる、またはインバータ11からの交流電圧の出力を低下させる。
図14は、実施の形態1に係るモータ駆動装置2の制御部25における無効電流Iqを用いた制御を示すフローチャートである。制御部25は、電流検出部22で検出された電流Imから無効電流Iqを算出する(ステップST11)。制御部25は、算出した無効電流Iqの値が変化したか否かを判定する(ステップST12)。制御部25は、無効電流Iqの値が変化していない場合(ステップST12:No)、ステップST11の動作に戻る。制御部25は、無効電流Iqの値が変化した場合(ステップST12:Yes)、無効電流Iqの値が上限の閾値に到達したか否かを判定する(ステップST13)。制御部25は、無効電流Iqの値が上限の閾値に到達していない場合(ステップST13:No)、ステップST11の動作に戻る。制御部25は、無効電流Iqの値が上限の閾値に到達した場合(ステップST13:Yes)、脱調が発生したと判定し、インバータ11の通電を停止させる、またはインバータ11からの交流電圧の出力を低下させる(ステップST14)。
図15は、実施の形態1に係るモータ駆動装置2の制御部25における有効電流Ipを用いた制御を示すフローチャートである。制御部25は、電流検出部22で検出された電流Imから有効電流Ipを算出する(ステップST21)。制御部25は、算出した有効電流Ipの値が変化したか否かを判定する(ステップST22)。制御部25は、有効電流Ipの値が変化していない場合(ステップST22:No)、ステップST21の動作に戻る。制御部25は、有効電流Ipの値が変化した場合(ステップST22:Yes)、有効電流Ipを増加させるようにインバータ11からの交流電圧の出力を制御する(ステップST23)。図13または後述する図16の例では、制御部25は、位相による正弦波と電流Imとの積によって算出される有効電流Ipの減少を検知した場合、有効電流Ipを増加させるように交流電圧を制御する。制御部25は、有効電流Ipの値が下限の閾値に到達したか否かを判定する(ステップST24)。制御部25は、有効電流Ipの値が下限の閾値に到達した場合(ステップST24:Yes)、脱調が発生したと判定し、インバータ11の通電を停止させる、またはインバータ11からの交流電圧の出力を低下させる(ステップST26)。制御部25は、有効電流Ipの値が下限の閾値に到達していない場合(ステップST24:No)、有効電流Ipの値が上限の閾値に到達したか否かを判定する(ステップST25)。制御部25は、有効電流Ipの値が上限の閾値に到達していない場合(ステップST25:No)、ステップST21の動作に戻る。制御部25は、有効電流Ipの値が上限の閾値に到達した場合(ステップST25:Yes)、脱調が発生したと判定し、インバータ11の通電を停止させる、またはインバータ11からの交流電圧の出力を低下させる(ステップST26)。
図16は、実施の形態1に係るモータ駆動システム1において脱調が発生したときの有効電流Ip及び無効電流Iqと各閾値との関係を示す図である。単相モータ12が定常状態では、有効電流Ip及び無効電流Iqの実測値は指令値と同等である。図16の例では、有効電流Ipの指令値を指令値Ip_refとし、無効電流Iqの指令値を指令値Iq_refとしている。また、無効電流Iqの指令値Iq_refに対して+10%の値を無効電流Iqの上限の閾値としている。以降の説明において、無効電流Iqの上限の閾値を第1の閾値と称することがある。また、有効電流Ipの指令値Ip_refに対して-10%の値を有効電流Ipの下限の閾値とし、有効電流Ipの指令値Ip_refに対して+10%の値を有効電流Ipの上限の閾値としている。以降の説明において、有効電流Ipの下限の閾値を第2の閾値と称し、有効電流Ipの上限の閾値を第3の閾値と称することがある。
図16に示すように、時刻t1の脱調前までは、指令値Ip_refと有効電流Ipとは一致し、指令値Iq_refと無効電流Iqとは一致する。時刻t1で脱調が発生すると、有効電流Ip及び無効電流Iqの値が変化する。制御部25は、有効電流Ipの値が変化すなわち減少しているので、有効電流Ipが増加するようにインバータ11からの交流電圧の出力を制御する。制御部25は、上記制御に関わらず有効電流Ipが減少を続けると、時刻t2において、有効電流Ipが下限の閾値に到達し、脱調したと判定する。また、制御部25は、時刻t3において、無効電流Iqが上限の閾値に到達し、脱調したと判定する。
有効電流Ipについては、脱調を回避するため、制御部25による有効電流Ipを増加させる制御が働いている。しかしながら、単相モータ12が脱調を回避できなかった場合、有効電流Ipは全て抵抗成分RmIm
2で消費されてしまう。そのため、制御部25は、有効電流Ipを増加させても無効電流Iqが増加し、有効電流Ipも安定することなく上限の閾値に到達した場合、単相モータ12は脱調を回避できず、現在は脱調状態にあると判断し、インバータ11の通電を停止、またはインバータ11からの交流電圧の出力を低下させる。これは、図16の時刻t4において、有効電流Ipが上限の閾値に到達している状態を意味している。
なお、図16では説明のため、有効電流Ipまたは無効電流Iqが閾値に到達してもインバータ11から出力される交流電圧すなわち電圧Vmはそのまま出力される波形となっている。しかしながら、制御部25は、図14及び図15で示したフローチャートの通り、閾値に到達した時点でインバータ11の通電を停止、またはインバータ11からの交流電圧の出力を低下させるなどの措置を実施する。なお、各閾値は、指令値の増減に追従して変化する。また、脱調時の有効電流Ip及び無効電流Iqの増減の振る舞いは単相モータ12の状態によっても異なるため、必ずしも有効電流Ipが下限の閾値に到達するのが最初とは限らない。また、指令値の±10%の値を閾値として設定したが、これは単相モータ12の電気的、機械的な特性によって最適な値は異なっており、あらかじめ対象のモータによる実測などで脱調を誤検知しない範囲を調査し設定する必要がある。また、閾値の上限及び下限を指令値に対して一律で10%としたが、それぞれ異なる割合となっても構わない。
ここで、有効電流Ip、無効電流Iq及び単相モータ12に流れる電流Imの関係を式で表すと、下記の式(11)のようになる。
Im
2=Ip
2+Iq
2 …(11)
図17は、実施の形態1に係るモータ駆動システム1における有効電流Ip、無効電流Iq及び単相モータ12に流れる電流Imの関係を示す図である。図17では、図17(a)の状態に対して、単相モータ12に流れる電流Imを2倍にしたときの有効電流Ip及び無効電流Iqを図17(b)で示し、有効電流Ipのみ2倍にしたときの単相モータ12に流れる電流Imを図17(c)で示している。式(11)において、左辺のImを2倍にすれば、右辺のIp及びIqも2倍になる。これは、図17(b)に示すIm2,Ip2及びIq2の関係である。このとき、φ1=φ2である。一方、式(11)において、右辺にあたるIpまたはIqだけを2倍にしても、Imは2倍にはならない。これは、図17(c)に示すIm3であり、Im3<Im2となることは自明である。また、φ3<φ2である。
このように、脱調による単相モータ12に流れる電流Imの増加よりも、脱調による有効電流Ip及び無効電流Iqの増減の方が、感度が高いのは明らかである。単相モータ12の脱調を検知せずにインバータ11から電圧の印加を続けることは過電流による発熱、減磁、また故障に至るおそれがある。そのため、制御部25は、瞬時に脱調を検知し、インバータ11の通電を停止させる、またはインバータ11からの交流電圧の出力を低下させる必要がある。制御部25は、前述のように、単相モータ12に流れる電流Imの増加を検知するよりも、有効電流Ipの一時的な減少及びその後の増加、または無効電流Iqの増加を検知する方が、より迅速に脱調を検知することが可能であり、大きなメリットとなる。
つづいて、モータ駆動装置2が備える制御部25のハードウェア構成について説明する。図18は、実施の形態1に係るモータ駆動装置2が備える制御部25を実現するハードウェア構成の一例を示す図である。制御部25は、プロセッサ201及びメモリ202により実現される。
プロセッサ201は、CPU(Central Processing Unit、中央処理装置、処理装置、演算装置、マイクロプロセッサ、マイクロコンピュータ、プロセッサ、DSP(Digital Signal Processor)ともいう)、またはシステムLSI(Large Scale Integration)である。メモリ202は、RAM(Random Access Memory)、ROM(Read Only Memory)、フラッシュメモリー、EPROM(Erasable Programmable Read Only Memory)、EEPROM(登録商標)(Electrically Erasable Programmable Read Only Memory)といった不揮発性または揮発性の半導体メモリを例示できる。また、メモリ202は、これらに限定されず、磁気ディスク、光ディスク、コンパクトディスク、ミニディスク、またはDVD(Digital Versatile Disc)でもよい。
以上説明したように、本実施の形態によれば、モータ駆動装置2において、制御部25は、交流電圧の極性の変化を基点とした位相による余弦波と電流検出部22で検出された電流Imとの積によって算出される第1の物理量である無効電流Iqが第1の閾値以上になった場合、インバータ11の通電を停止させる、またはインバータ11からの交流電圧の出力を低下させる。また、制御部25は、交流電圧の極性の変化を基点とした位相による正弦波と電流検出部22で検出された電流Imとの積によって算出される第2の物理量である有効電流Ipが第2の閾値以下になった場合または第3の閾値以上になった場合、インバータ11の通電を停止させる、またはインバータ11からの交流電圧の出力を低下させる。これにより、モータ駆動装置2は、有効電力と無効電力とを制御して、単相モータ12の効果的な電力制御及び回転数制御を実現することができる。また、制御部25は、瞬時に脱調を検知し、脱調を回避する動作を行うことができる。
実施の形態2.
実施の形態2では、実施の形態1で説明したモータ駆動装置2の適用例について説明する。
図19は、実施の形態2に係るモータ駆動装置2を備える電動送風機64の構成例を示す図である。電動送風機64は、実施の形態1で説明したモータ駆動装置2を備え、モータ駆動装置2が駆動する単相モータ12に対してプロペラ69が装着されている。電動送風機64は、モータ駆動装置2が単相モータ12を回転させることで、風を送り出すまたは吸引する構造となっている。
図20は、実施の形態2に係る電動送風機64を備える電気掃除機61の構成例を示す図である。電気掃除機61は、図1に示されるバッテリ10に相当するバッテリ67、図1に示されるモータ駆動装置2、図1に示される単相モータ12により駆動される電動送風機64を備える。また、電気掃除機61は、集塵室65と、センサ68と、吸込口体63と、延長管62と、操作部66とを備える。
電気掃除機61を使用する使用者は、操作部66を持ち、電気掃除機61を操作する。電気掃除機61のモータ駆動装置2は、バッテリ67を電源として電動送風機64を駆動する。電動送風機64が駆動されることにより、吸込口体63からごみの吸込みが行われる。吸込まれたごみは、延長管62を介して集塵室65へ集められる。
単相モータ12に電圧指令に基づく電圧を出力する際、制御部25は、電圧指令の周期のうちの一方の半周期では、上アーム第1素子と下アーム第1素子とのスイッチング動作を休止させ、電圧指令の周期のうちの他方の半周期では、上アーム第2素子と下アーム第2素子とのスイッチング動作を休止させる。これにより、スイッチング損失の増加が抑制され、効率のよい電気掃除機61を実現することができる。
また、実施の形態に係る電気掃除機61は、インバータ11のスイッチング素子51,52,53,54をワイドバンドギャップ半導体により形成することで、放熱部品の簡素化により小型化及び軽量化することができる。
図21は、実施の形態2に係る電動送風機64を備えるハンドドライヤ90の構成例を示す図である。ハンドドライヤ90は、ケーシング91と、手検知センサ92と、水受け部93と、ドレン容器94と、カバー96と、センサ97と、吸気口98と、電動送風機64と、を備える。ここで、センサ97は、ジャイロセンサ及び人感センサの何れかである。ハンドドライヤ90では、水受け部93の上部にある手挿入部99に手が挿入されることにより、電動送風機64による送風で水が吹き飛ばされ、吹き飛ばされた水は、水受け部93で集められた後、ドレン容器94に溜められる。
ハンドドライヤ90は、図20に示す電気掃除機61と同様に、モータ回転数が0[rpm]から10万[rpm]を超えて変動する製品である。このため、ハンドドライヤ90においても、前述した実施の形態に係る制御手法が好適であり、電気掃除機61と同様な効果を得ることができる。
以上の説明の通り、本実施の形態では、電気掃除機61及びハンドドライヤ90にモータ駆動装置2を適用した構成例を説明したが、モータ駆動装置2は、モータが搭載された電気機器に適用することができる。モータが搭載された電気機器は、焼却炉、粉砕機、乾燥機、集塵機、印刷機械、クリーニング機械、製菓機械、製茶機械、木工機械、プラスチック押出機、ダンボール機械、包装機械、熱風発生機、OA機器、電動送風機などである。電動送風機は、物体輸送用、吸塵用、または一般送排風用の送風手段である。
以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。