JP6739691B1 - モータ駆動装置、電動送風機、電気掃除機及びハンドドライヤ - Google Patents

Abstract

モータ駆動装置（２）は、インバータ（１１）、電流検出器（２２）及び制御部（２５）を備える。インバータ（１１）は、第１及び第２のレグ（５Ａ，５Ｂ）を有し、バッテリ（１０）から出力される直流電圧を交流電圧に変換して単相モータ（１２）に印加する。制御部（２５）は、第１のレグ（５Ａ）の接続点（６Ａ）と第２のレグ（５Ｂ）の接続点（６Ｂ）との間に接続される単相モータ（１２）に流れるモータ電流の検出値に基づいてスイッチング素子（５１，５２，５３，５４）の導通を制御する。制御部（２５）は、単相モータ（１２）に対して交流電圧の印加が停止され、且つ、モータ電流が接続点（６Ａ）から接続点（６Ｂ）に向かう第１の方向に流れている第１の期間において、スイッチング素子（５１，５４）を非導通に制御した後に、スイッチング素子（５２，５３）を導通に制御する第１の制御を実施する。

Description

本発明は、単相モータを駆動するモータ駆動装置、電動送風機、電気掃除機及びハンドドライヤに関する。

従来、モータには、ブラシ付き直流モータ、誘導モータ、永久磁石（Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ Ｍａｇｎｅｔ：ＰＭ）モータなど様々な種類があり、モータの相数にも単相、三相などの種類がある。これらの種々のモータの中で、単相ＰＭモータは、ブラシ付き直流モータと比較して、機械構造であるブラシを用いないブラシレス構造のため、ブラシの摩耗が発生しない。この特徴により、単相ＰＭモータは、高寿命且つ高信頼性を確保することができる。また、単相ＰＭモータは、誘導モータと比較して、ロータに２次電流が流れないため高効率なモータである。

単相ＰＭモータは、相数が異なる三相ＰＭモータと比較しても次の利点がある。
（１）三相ＰＭモータの場合には三相インバータが必要であるのに対し、単相ＰＭモータでは単相インバータでよい。
（２）三相インバータとして一般的に用いられるフルブリッジインバータを用いると、６つのスイッチング素子が必要であるのに対し、単相ＰＭモータの場合、フルブリッジインバータを用いたとしても４つのスイッチング素子で構成できる。
（３）（１）及び（２）の特徴により、単相ＰＭモータは、三相ＰＭモータと比較して、装置の小型化が可能である。
特許文献１には、単相ＰＭモータの駆動方式に関する技術が開示されている。

特開２０１７−２００４３３号公報

上記特許文献１では、モータ巻線に流れるモータ電流が閾値を越えると、モータ巻線への電圧印加が停止される。この電圧印加が停止する動作は、特許文献１において、「フリーホイール」と定義されている。このフリーホイールの期間では、モータ巻線の両端に接続されている４つのスイッチング素子のうちの１つが導通するように制御され、対応するスイッチング素子におけるダイオードとの間で電流が流れる回路が形成される。この間、モータ電流は、モータ巻線と２つのスイッチング素子との間を循環する。

上記の通り、特許文献１では、モータ電流を制御するのにスイッチング素子を用いている。モータ電流を循環させている間、モータ電流の値は上昇しないものの、モータ電流のエネルギーは全て巻線の抵抗成分で熱として消費されてしまう。そのため、特許文献１の技術では、モータ電流を効率よく使用できないため消費電力が多くなる。特に、電源にバッテリなどの蓄電池を用いる構成の場合、消費電力の多さから、使用可能時間が短くなってしまうという問題があった。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであってり、モータ電流を効率よく使用して消費電力を低減可能なモータ駆動装置を得ることを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するため、本発明に係るモータ駆動装置は、インバータと、電流検出器と、制御部と、を備える。インバータは、第１及び第２のレグを有し、電源から出力される直流電圧を交流電圧に変換して単相モータに交流電圧を印加する。第１のレグは、上アームの第１のスイッチング素子と下アームの第２のスイッチング素子とが直列に接続されたレグである。第２のレグは、上アームの第３のスイッチング素子と下アームの第４のスイッチング素子とが直列に接続されたレグである。第２のレグは、第１のレグに並列に接続される。電流検出器は、単相モータに流れるモータ電流を検出する。制御部は、電流検出器の検出値に基づいて第１、第２、第３及び第４のスイッチング素子の導通を制御する。単相モータは、第１の接続点と第２の接続点との間に接続される。第１の接続点は、第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子との接続点である。第２の接続点は、第３のスイッチング素子と第４のスイッチング素子との接続点である。制御部は、第１の期間において、第１及び第４のスイッチング素子を非導通に制御した後に、第２及び第３のスイッチング素子を導通に制御する第１の制御を実施する。第１の期間は、単相モータに対して交流電圧の印加が停止され、且つ、モータ電流が第１の接続点から第２の接続点に向かう第１の方向に流れている期間である。

本発明に係るモータ駆動装置によれば、モータ電流を効率よく使用して消費電力を低減できるという効果を奏する。

実施の形態１に係るモータ駆動装置を含むモータ駆動システムの構成図 図１に示されるインバータの回路構成図 図１に示される制御部の機能部位のうちのパルス幅変調（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：ＰＷＭ）信号を生成する機能部位を示すブロック図 図３に示されるＰＷＭ信号生成部の一例を示すブロック図 図４に示されるＰＷＭ信号生成部における要部の波形例を示すタイムチャート 図３に示されるＰＷＭ信号生成部の他の例を示すブロック図 図６に示されるＰＷＭ信号生成部における要部の波形例を示すタイムチャート 図１に示されるインバータと単相モータとを含む回路である電力変換回路の構成を示す図 図８に示される電力変換回路の各スイッチング素子の導通又は非導通を制御する駆動信号の組合せによって定義されるスイッチングパターンを示す図 図８に示される電力変換回路における特徴的な回路動作の説明に使用する図 図９で定義したパターン１で制御されるときの電力変換回路に流れる電流の経路を示す図 図９で定義したパターン３で制御されるときの電力変換回路に流れる電流の経路を示す図 図９で定義したパターン５で制御されるときの電力変換回路に流れる電流の経路を示す図 図９で定義したパターン７で制御されるときの電力変換回路に流れる電流の経路を示す図 図９で定義したパターン８で制御されるときの電力変換回路に流れる電流の経路を示す図 図８に示される電力変換回路のスイッチング素子の等価回路を示す図 スイッチング素子が導通に制御されるときの図８に示される電力変換回路の等価回路を示す図 スイッチング素子が非導通に制御されるときの図８に示される電力変換回路の等価回路を示す図 図６に示されるＰＷＭ信号生成部によって生成されるＰＷＭ信号の波形例を示すタイムチャート 図６に示されるＰＷＭ信号生成部によってＰＷＭ信号を生成する際の動作フローを示すフローチャート 図４に示されるＰＷＭ信号生成部によって生成されるＰＷＭ信号の波形例を示すタイムチャート 図４に示されるＰＷＭ信号生成部によってＰＷＭ信号を生成する際の動作フローを示すフローチャート 実施の形態１における制御部の機能を実現するハードウェア構成の一例を示すブロック図 実施の形態１における制御部の機能を実現するハードウェア構成の他の例を示すブロック図 実施の形態２に係る電動送風機の構成図 実施の形態２に係る電動送風機を備えた電気掃除機の構成図 実施の形態２に係る電動送風機を備えたハンドドライヤの構成図

以下に添付図面を参照し、本発明の実施の形態に係るモータ駆動装置、電動送風機、電気掃除機及びハンドドライヤについて詳細に説明する。なお、以下の実施の形態により、本発明が限定されるものではない。また、以下では、電気的な接続と物理的な接続とを区別せずに、単に「接続」と称して説明する。

実施の形態１．
図１は、実施の形態１に係るモータ駆動装置２を含むモータ駆動システム１の構成図である。図１に示すモータ駆動システム１は、単相モータ１２と、モータ駆動装置２と、バッテリ１０と、電圧検出器２０と、スイッチ１０２と、を備える。

モータ駆動装置２は、単相モータ１２に交流電力を供給して単相モータ１２を駆動する。バッテリ１０は、モータ駆動装置２に直流電圧Ｖ_ｄｃを出力する電源である。電圧検出器２０は、バッテリ１０からモータ駆動装置２に出力される直流電圧Ｖ_ｄｃを検出する。

単相モータ１２は、不図示の電動送風機を回転させる回転電機として利用される。単相モータ１２及び当該電動送風機は、電気掃除機及びハンドドライヤといった装置に搭載される。

なお、実施の形態１では電圧検出器２０が直流電圧Ｖ_ｄｃを検出しているが、電圧検出器２０の検出対象は、バッテリ１０から出力される直流電圧Ｖ_ｄｃに限定されない。電圧検出器２０の検出対象は、モータ駆動装置２の出力電圧であるインバータ出力電圧でもよい。「インバータ出力電圧」は後述する「モータ印加電圧」と同義である。

モータ駆動装置２は、インバータ１１と、制御部２５と、駆動信号生成部３２とを備える。インバータ１１は、単相モータ１２に接続され、単相モータ１２に交流電圧を印加する。なお、バッテリ１０とインバータ１１の間には、図１では不図示のコンデンサ（図示せず）を電圧安定のために挿入してもよい。制御部２５は、インバータ１１が出力する交流電圧を制御する。

また、モータ駆動装置２は、単相モータ１２に流れる電流、即ちモータ電流Ｉ_ｍを検出するための電流検出器２２を備える。電流検出器２２については、モータ電流Ｉ_ｍ、もしくはモータ電流Ｉ_ｍに相当する電流が検出できれば、どこに配置してもよい。具体的に、モータ駆動装置２においては、電流検出器２２を、単相モータ１２の配線に直列に配置してもよいし、インバータ１１のスイッチング素子に対して直列に配置してもよいし、インバータ１１の電源線又はグランド線に配置してもよい。

また、電流検出器２２における電流の検出方法について、抵抗値が既知な抵抗器を挿入し電圧値を検出することでオームの法則より電流値を算出する方法、トランスによる検出方法、ホール効果を用いた検出方法などが挙げられるが、どの方法を用いてもモータ電流Ｉ_ｍが検出できればよい。実施の形態１では、単相モータ１２の配線に直列にトランスの電流センサを挿入する方法を記載する。なお、モータ駆動装置２は、電流検出器２２が電流を検出しているが、電流を電圧に変換したものを用いて、後述するような制御を行ってもよい。また、インバータ１１は、単相インバータを想定しているが、単相モータ１２を駆動できるものであればよい。

制御部２５には、電圧検出器２０により検出された直流電圧Ｖ_ｄｃの検出値、電流検出器２２により検出されたモータ電流Ｉ_ｍの検出値、スイッチ１０２から出力される指令値、不図示の保護信号などが入力される。指令値の例は、トルクに起因する有効電流指令値Ｉｐ^＊、回転速度指令値ω^＊などが挙げられる。制御部２５は、直流電圧Ｖ_ｄｃの検出値と、モータ電流Ｉ_ｍの検出値と、各指令値とに基づいて、ＰＷＭ信号Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４（以下、適宜「Ｑ１〜Ｑ４」と表記）を生成する。

スイッチ１０２は、例えば物理スイッチであり、電動掃除機などに用いられる手元の強運転、弱運転の切り替えスイッチなどである。スイッチ１０２の形状は、押しボタン式、トグル式など様々な種類が存在するが、使用者の要求を制御部２５に伝えられる形状であればどれでもよい。また、スイッチ１０２は、物理スイッチに限らず、使用時間、状態に合わせて指令値を自動で切り替える構成の場合には、ソフトウェア上の処理であっても構わない。

駆動信号生成部３２は、制御部２５から出力されたＰＷＭ信号Ｑ１〜Ｑ４に基づいてインバータ１１のスイッチング素子を駆動するための駆動信号Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４（以下、適宜「Ｓ１〜Ｓ４」と表記）を生成する。駆動信号生成部３２は、制御部２５から出力されたＰＷＭ信号Ｑ１〜Ｑ４のそれぞれを、インバータ１１を駆動するための駆動信号Ｓ１〜Ｓ４に変換して、インバータ１１に出力する。なお、駆動信号生成部３２について、図１はあくまでも一例であり、インバータ１１に内蔵される構造であってもよいし、制御部２５と一体になっている構造であってもよい。

単相モータ１２の一例は、ブラシレスモータである。単相モータ１２がブラシレスモータである場合、単相モータ１２のロータ１２ａには、図示しない複数個の永久磁石が周方向に配列される。すなわち、単相モータ１２は、永久磁石を有する。これらの複数個の永久磁石は、着磁方向が周方向に交互に反転するように配置され、ロータ１２ａの複数個の磁極を形成する。単相モータ１２のステータ１２ｂには図示しない巻線が巻かれている。当該巻線には交流電流が流れる。単相モータ１２の巻線に流れる電流を適宜「モータ電流」と呼ぶ。実施の形態１では、ロータ１２ａの磁極数は４極を想定するが、ロータ１２ａの磁極数は４極以外でもよい。

図２は、図１に示されるインバータ１１の回路構成図である。インバータ１１は、ブリッジ接続された複数のスイッチング素子５１，５２，５３，５４（以下、適宜「５１〜５４」と表記）を有する。スイッチング素子５１，５２は第１のレグ５Ａを構成する。第１のレグ５Ａにおいて、スイッチング素子５１とスイッチング素子５２とは直列に接続される。スイッチング素子５３，５４は第２のレグ５Ｂを構成する。第２のレグ５Ｂにおいて、スイッチング素子５３とスイッチング素子５４とは直列に接続される。第１のレグ５Ａと第２のレグ５Ｂとは、互いに並列に接続される。

スイッチング素子５１，５３は、高電位側に位置し、スイッチング素子５２，５４は、低電位側に位置する。インバータ回路では、一般的に、高電位側は「上アーム」と称され、低電位側は「下アーム」と称される。以下の説明において、第１のレグ５Ａのスイッチング素子５１を「上アーム第１素子」又は「第１のスイッチング素子」と呼び、第２のレグ５Ｂのスイッチング素子５３を「上アーム第２素子」又は「第３のスイッチング素子」と呼ぶ場合がある。また、第１のレグ５Ａのスイッチング素子５２を「下アーム第１素子」又は「第２のスイッチング素子」と呼び、第２のレグ５Ｂのスイッチング素子５４を「下アーム第２素子」又は「第４のスイッチング素子」と呼ぶ場合がある。

単相モータ１２及び電流検出器２２は、インバータ１１における第１の接続点である接続点６Ａと、インバータ１１における第２の接続点である接続点６Ｂとの間に接続される。接続点６Ａは、スイッチング素子５１とスイッチング素子５２との接続点である。接続点６Ｂは、スイッチング素子５３とスイッチング素子５４との接続点である。接続点６Ａ，６Ｂは、ブリッジ回路における交流端を構成する。なお、前述のように、電流検出器２２は単相モータ１２に流れる電流が検出できればどこに挿入してもよく、電流検出器２２における電流の検出方法も限定されない。

複数のスイッチング素子５１〜５４のそれぞれには、金属酸化膜半導体電界効果型トランジスタであるＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ−Ｏｘｉｄｅ−Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ−Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）が使用される。ＭＯＳＦＥＴは、ＦＥＴ（Ｆｉｅｌｄ−Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）の一例である。ＭＯＳＦＥＴは、双方向に電流を流す機能、即ちドレインからソースへ、もしくはソースからドレインへ電流を流す機能を有する半導体素子である。この機能は、「逆導通機能」と呼ばれることがある。即ち、ＭＯＳＦＥＴは、トランジスタ素子自体が逆導通機能を有する半導体素子である。なお、逆導通機能を有する半導体素子の他の例には、逆導通絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（Ｒｅｖｅｒｓｅ−Ｃｏｎｄｕｃｔｉｎｇ Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ：ＲＣ−ＩＧＢＴ）がある。

スイッチング素子５１には、スイッチング素子５１のドレインとソースとの間に並列接続されるボディダイオード５１ａが形成される。スイッチング素子５２には、スイッチング素子５２のドレインとソースとの間に並列接続されるボディダイオード５２ａが形成される。スイッチング素子５３には、スイッチング素子５３のドレインとソースとの間に並列接続されるボディダイオード５３ａが形成される。スイッチング素子５４には、スイッチング素子５４のドレインとソースとの間に並列接続されるボディダイオード５４ａが形成される。複数のボディダイオード５１ａ，５２ａ，５３ａ，５４ａのそれぞれは、ＭＯＳＦＥＴの内部に形成される寄生ダイオードであり、還流ダイオードとして使用される。なお、別途還流ダイオードを接続してもよい。また、実施の形態１ではＭＯＳＦＥＴを例示するが、上述したＲＣ−ＩＧＢＴを用いてもよい。

また、複数のスイッチング素子５１〜５４は、シリコン系材料により形成されたＭＯＳＦＥＴに限定されず、炭化珪素、窒化ガリウム、酸化ガリウム又はダイヤモンドといったワイドバンドギャップ半導体により形成されたＭＯＳＦＥＴでもよい。

一般的にワイドバンドギャップ半導体はシリコン半導体に比べて耐電圧及び耐熱性が高い。そのため、複数のスイッチング素子５１〜５４にワイドバンドギャップ半導体を用いることにより、スイッチング素子の耐電圧性及び許容電流密度が高くなり、スイッチング素子を組み込んだ半導体モジュールを小型化できる。またワイドバンドギャップ半導体は、耐熱性も高いため、半導体モジュールで発生した熱を放熱するための放熱部の小型化が可能であり、また半導体モジュールで発生した熱を放熱する放熱構造の簡素化が可能である。

図３は、図１に示される制御部２５の機能部位のうちのＰＷＭ信号を生成する機能部位を示すブロック図である。

図３において、ＰＷＭ信号生成部３８には、後述する電圧指令Ｖ_ｍを生成するときに用いる位相θ_ｖが入力される。また、ＰＷＭ信号生成部３８には、位相θ_ｖとキャリア生成部３３で生成されたキャリアと、直流電圧Ｖ_ｄｃと、電圧指令Ｖ_ｍの振幅値である電圧振幅指令Ｖ*とが入力される。ＰＷＭ信号生成部３８は、キャリア、位相θ_ｖ、直流電圧Ｖ_ｄｃ及び電圧振幅指令Ｖ*に基づいて、ＰＷＭ信号Ｑ１〜Ｑ４を生成する。

図４は、図３に示されるＰＷＭ信号生成部３８の一例を示すブロック図である。図４には、ＰＷＭ信号生成部３８Ａ及びキャリア生成部３３の詳細構成が示されている。図４において、キャリア生成部３３には、キャリアの周波数であるキャリア周波数ｆ_Ｃ［Ｈｚ］が設定される。キャリア周波数ｆ_Ｃの矢印の先には、キャリア波形の一例として、“０”と“１”との間を上下する三角波キャリアが示される。インバータ１１のＰＷＭ制御には、同期ＰＷＭ制御と非同期ＰＷＭ制御とがある。同期ＰＷＭ制御の場合、位相θ_ｖにキャリアを同期させる必要がある。一方、非同期ＰＷＭ制御の場合、位相θ_ｖにキャリアを同期させる必要はない。

ＰＷＭ信号生成部３８Ａは、図４に示されるように、絶対値演算部３８ａ、除算部３８ｂ、乗算部３８ｃ、乗算部３８ｄ、乗算部３８ｆ、加算部３８ｅ、比較部３８ｇ、比較部３８ｈ、出力反転部３８ｉ、出力反転部３８ｊ及び出力選択部３８ｐを有する。

絶対値演算部３８ａは、電圧振幅指令Ｖ*の絶対値｜Ｖ*｜を演算する。除算部３８ｂは、絶対値｜Ｖ*｜を、電圧検出器２０で検出された直流電圧Ｖ_ｄｃによって除算する。図４に示す構成では、除算部３８ｂの出力が変調率となる。バッテリ１０の出力電圧であるバッテリ電圧は、電流を流し続けることにより変動する。一方、絶対値｜Ｖ*｜を直流電圧Ｖ_ｄｃで除算することにより、変調率の値を調整し、バッテリ電圧の低下によってモータ印加電圧が低下しないようにできる。

乗算部３８ｃは、位相θ_ｖの正弦値を演算する。乗算部３８ｃは、位相θ_ｖの正弦値を、除算部３８ｂの出力である変調率に乗算する。乗算部３８ｄは、乗算部３８ｃの出力である電圧指令Ｖ_ｍに“１／２”を乗算する。加算部３８ｅは、乗算部３８ｄの出力に“１／２”を加算する。乗算部３８ｆは、加算部３８ｅの出力に“−１”を乗算する。加算部３８ｅの出力は、複数のスイッチング素子５１〜５４のうち、上アームの２つのスイッチング素子５１，５３を駆動するための正側電圧指令Ｖ_ｍ１として比較部３８ｇに入力される。乗算部３８ｆの出力は、下アームの２つのスイッチング素子５２，５４を駆動するための負側電圧指令Ｖ_ｍ２として比較部３８ｈに入力される。

比較部３８ｇは、正側電圧指令Ｖ_ｍ１と、キャリアの振幅とを比較する。比較部３８ｇの出力を反転した出力反転部３８ｉの出力は、出力選択部３８ｐへのＰＷＭ信号Ｑ１’となり、比較部３８ｇの出力は、出力選択部３８ｐへのＰＷＭ信号Ｑ２’となる。同様に、比較部３８ｈは、負側電圧指令Ｖ_ｍ２と、キャリアの振幅とを比較する。比較部３８ｈの出力を反転した出力反転部３８ｊの出力は、出力選択部３８ｐへのＰＷＭ信号Ｑ３’となり、比較部３８ｈの出力は、出力選択部３８ｐへのＰＷＭ信号Ｑ４’となる。

前述のように、出力選択部３８ｐには、ＰＷＭ信号Ｑ１’，Ｑ２’，Ｑ３’，Ｑ４’ （以下、適宜「Ｑ１’〜Ｑ４’」と表記）が入力される。また、出力選択部３８ｐには、図４に示されるように、位相θ_ｖが入力される。出力選択部３８ｐは、位相θ_ｖと、ＰＷＭ信号Ｑ１’〜Ｑ４’と、単相モータ１２に流れるモータ電流Ｉ_ｍの方向と、に基づいて、ＰＷＭ信号Ｑ１〜Ｑ４を生成する。出力選択部３８ｐによる処理の詳細については、後述する。なお、出力選択部３８ｐに入力されるＰＷＭ信号Ｑ１’〜Ｑ４’を変更する必要が無い場合には、ＰＷＭ信号Ｑ１’〜Ｑ４’が、それぞれＰＷＭ信号Ｑ１〜Ｑ４としてそのまま出力される。

図５は、図４に示されるＰＷＭ信号生成部３８Ａにおける要部の波形例を示すタイムチャートである。図５には、加算部３８ｅから出力される正側電圧指令Ｖ_ｍ１の波形と、乗算部３８ｆから出力される負側電圧指令Ｖ_ｍ２の波形と、ＰＷＭ信号Ｑ１’〜Ｑ４’の波形とが示されている。また、図５の最下段部には、ＰＷＭ信号Ｑ１’〜Ｑ４’のそれぞれによって、スイッチング素子５１〜５４が制御されるときのインバータ出力電圧の波形が示されている。

ＰＷＭ信号Ｑ１’は、正側電圧指令Ｖ_ｍ１がキャリアよりも大きいときに“ロー（Ｌｏｗ）”となり、正側電圧指令Ｖ_ｍ１がキャリアよりも小さいときに“ハイ（Ｈｉｇｈ）”となる。ＰＷＭ信号Ｑ２’は、ＰＷＭ信号Ｑ１’の反転信号である。ＰＷＭ信号Ｑ３’は、負側電圧指令Ｖ_ｍ２がキャリアよりも大きいときに“ロー（Ｌｏｗ）”となり、負側電圧指令Ｖ_ｍ２がキャリアよりも小さいときに“ハイ（Ｈｉｇｈ）”となる。ＰＷＭ信号Ｑ４’は、ＰＷＭ信号Ｑ３’の反転信号である。このように、図４に示される回路は、“ローアクティブ（Ｌｏｗ Ａｃｔｉｖｅ）”で構成されているが、それぞれの信号が逆の値となる“ハイアクティブ（Ｈｉｇｈ Ａｃｔｉｖｅ）”で構成されていてもよい。

インバータ出力電圧の波形は、図５に示されるように、ＰＷＭ信号Ｑ１’とＰＷＭ信号Ｑ４’との差電圧による電圧パルスと、ＰＷＭ信号Ｑ３’とＰＷＭ信号Ｑ２’との差電圧による電圧パルスとが表れる。これらの電圧パルスが、モータ印加電圧として、単相モータ１２に印加される。

ＰＷＭ信号Ｑ１’〜Ｑ４’を生成する際に使用する変調方式としては、バイポーラ変調と、ユニポーラ変調とが知られている。バイポーラ変調は、電圧指令Ｖ_ｍの１周期ごとに正又は負の電位で変化する電圧パルスを出力する変調方式である。ユニポーラ変調は、電圧指令Ｖ_ｍの１周期ごとに３つの電位で変化する電圧パルス、すなわち正の電位と負の電位と零の電位とに変化する電圧パルスを出力する変調方式である。図５に示される波形は、ユニポーラ変調によるものである。実施の形態１のモータ駆動装置２においては、何れの変調方式を用いてもよい。なお、モータ電流波形をより正弦波に制御する必要がある用途では、バイポーラ変調よりも、高調波含有率が少ないユニポーラ変調を採用することが好ましい。

また、図５に示される波形は、電圧指令Ｖ_ｍの半周期Ｔ／２の区間において、第１のレグ５Ａを構成するスイッチング素子５１，５２と、第２のレグ５Ｂを構成するスイッチング素子５３，５４の４つのスイッチング素子をスイッチング動作させる方式によって得られる。この方式は、正側電圧指令Ｖ_ｍ１と負側電圧指令Ｖ_ｍ２の双方でスイッチング動作させることから、「両側ＰＷＭ」と呼ばれる。これに対し、電圧指令Ｖ_ｍの１周期Ｔのうちの一方の半周期では、スイッチング素子５１，５２のスイッチング動作を休止させ、電圧指令Ｖ_ｍの１周期Ｔのうちの他方の半周期では、スイッチング素子５３，５４のスイッチング動作を休止させる方式もある。この方式は、「片側ＰＷＭ」と呼ばれる。以下、「片側ＰＷＭ」について説明する。

図６は、図３に示されるＰＷＭ信号生成部３８の他の例を示すブロック図である。図６には、上述した「片側ＰＷＭ」によるＰＷＭ信号の生成回路の一例が示され、具体的には、ＰＷＭ信号生成部３８Ｂ及びキャリア生成部３３の詳細構成が示されている。なお、図６に示されるキャリア生成部３３の構成は、図４に示されるものと同一又は同等である。また、図６に示されるＰＷＭ信号生成部３８Ｂの構成において、図４に示されるＰＷＭ信号生成部３８Ａと同一又は同等の構成部には同一の符号を付して示している。

ＰＷＭ信号生成部３８Ｂは、図６に示されるように、絶対値演算部３８ａ、除算部３８ｂ、乗算部３８ｃ、乗算部３８ｋ、加算部３８ｍ、加算部３８ｎ、比較部３８ｇ、比較部３８ｈ、出力反転部３８ｉ、出力反転部３８ｊ及び出力選択部３８ｑを有する。

絶対値演算部３８ａは、電圧振幅指令Ｖ*の絶対値｜Ｖ*｜を演算する。除算部３８ｂは、絶対値｜Ｖ*｜を、電圧検出器２０で検出された直流電圧Ｖ_ｄｃによって除算する。図６の構成でも、除算部３８ｂの出力が変調率となる。

乗算部３８ｃは、位相θ_ｖの正弦値を演算する。乗算部３８ｃは、位相θ_ｖの正弦値を、除算部３８ｂの出力である変調率に乗算する。乗算部３８ｋは、乗算部３８ｃの出力である電圧指令Ｖ_ｍに“−１”を乗算する。加算部３８ｍは、乗算部３８ｃの出力である電圧指令Ｖ_ｍに“１”を加算する。加算部３８ｎは、乗算部３８ｋの出力、即ち電圧指令Ｖ_ｍの反転出力に“１”を加算する。加算部３８ｍの出力は、複数のスイッチング素子５１〜５４のうち、上アームの２つのスイッチング素子５１，５３を駆動するための第１電圧指令Ｖ_ｍ３として比較部３８ｇに入力される。加算部３８ｎの出力は、下アームの２つのスイッチング素子５２，５４を駆動するための第２電圧指令Ｖ_ｍ４として比較部３８ｈに入力される。

比較部３８ｇは、第１電圧指令Ｖ_ｍ３と、キャリアの振幅とを比較する。比較部３８ｇの出力を反転した出力反転部３８ｉの出力は、出力選択部３８ｑへのＰＷＭ信号Ｑ１’となり、比較部３８ｇの出力は、出力選択部３８ｑへのＰＷＭ信号Ｑ２’となる。同様に、比較部３８ｈは、第２電圧指令Ｖ_ｍ４と、キャリアの振幅とを比較する。比較部３８ｈの出力を反転した出力反転部３８ｊの出力は、出力選択部３８ｑへのＰＷＭ信号Ｑ３’となり、比較部３８ｈの出力は、出力選択部３８ｑへのＰＷＭ信号Ｑ４’となる。

前述のように、出力選択部３８ｑには、ＰＷＭ信号Ｑ１’〜Ｑ４’が入力される。また、出力選択部３８ｑには、図６に示されるように、位相θ_ｖが入力される。出力選択部３８ｑは、位相θ_ｖと、ＰＷＭ信号Ｑ１’〜Ｑ４’と、単相モータ１２に流れるモータ電流Ｉ_ｍの方向と、に基づいて、ＰＷＭ信号Ｑ１〜Ｑ４を生成する。出力選択部３８ｑによる処理の詳細については、後述する。なお、出力選択部３８ｑに入力されるＰＷＭ信号Ｑ１’〜Ｑ４’を変更する必要が無い場合には、ＰＷＭ信号Ｑ１’〜Ｑ４’が、それぞれＰＷＭ信号Ｑ１〜Ｑ４としてそのまま出力される。

図７は、図６に示されるＰＷＭ信号生成部３８Ｂにおける要部の波形例を示すタイムチャートである。図７には、加算部３８ｍから出力される第１電圧指令Ｖ_ｍ３の波形と、加算部３８ｎから出力される第２電圧指令Ｖ_ｍ４の波形と、ＰＷＭ信号Ｑ１’〜Ｑ４’の波形とが示されている。また、図７の最下段部には、ＰＷＭ信号Ｑ１’〜Ｑ４’のそれぞれによって、スイッチング素子５１〜５４が制御されるときのインバータ出力電圧の波形が示されている。なお、図７では、便宜的に、キャリアのピーク値よりも振幅値が大きくなる第１電圧指令Ｖ_ｍ３の波形部分と、キャリアのピーク値よりも振幅値が大きくなる第２電圧指令Ｖ_ｍ４の波形部分は、フラットな直線で表されている。

ＰＷＭ信号Ｑ１’は、第１電圧指令Ｖ_ｍ３がキャリアよりも大きいときに“ロー（Ｌｏｗ）”となり、第１電圧指令Ｖ_ｍ３がキャリアよりも小さいときに“ハイ（Ｈｉｇｈ）”となる。ＰＷＭ信号Ｑ２’は、ＰＷＭ信号Ｑ１’の反転信号である。ＰＷＭ信号Ｑ３’は、第２電圧指令Ｖ_ｍ４がキャリアよりも大きいときに“ロー（Ｌｏｗ）”となり、第２電圧指令Ｖ_ｍ４がキャリアよりも小さいときに“ハイ（Ｈｉｇｈ）”となる。ＰＷＭ信号Ｑ４’は、ＰＷＭ信号Ｑ３’の反転信号である。このように、図６に示される回路は、“ローアクティブ（Ｌｏｗ Ａｃｔｉｖｅ）”で構成されているが、それぞれの信号が逆の値となる“ハイアクティブ（Ｈｉｇｈ Ａｃｔｉｖｅ）”で構成されていてもよい。

インバータ出力電圧の波形は、図７に示されるように、ＰＷＭ信号Ｑ１’とＰＷＭ信号Ｑ４’との差電圧による電圧パルスと、ＰＷＭ信号Ｑ３’とＰＷＭ信号Ｑ２’との差電圧による電圧パルスとが表れる。これらの電圧パルスが、モータ印加電圧として、単相モータ１２に印加される。

図７に示される波形では、電圧指令Ｖ_ｍの１周期Ｔのうちの一方の半周期では、スイッチング素子５１，５２のスイッチング動作が休止し、電圧指令Ｖ_ｍの１周期Ｔのうちの他方の半周期では、スイッチング素子５３，５４のスイッチング動作が休止している。

また、図７に示されるように、インバータ出力電圧の波形は、電圧指令Ｖ_ｍの１周期Ｔごとに３つの電位で変化するユニポーラ変調となる。前述の通り、ユニポーラ変調に代えてバイポーラ変調を用いてもよいが、モータ電流波形をより正弦波に制御する必要がある用途では、ユニポーラ変調を採用することが好ましい。

また、これらＰＷＭ信号の生成に使用するキャリアは、所望のキャリア周波数ｆ_Ｃから山と谷の三角波を生成している。このキャリア周波数ｆ_Ｃはモータの回転速度に合わせて可変であり、モータの回転速度が高くなるほど、周波数も高くなる。回転速度に対して２倍以上の周波数でキャリアを生成することが望ましい。また生成するキャリアは三角波でなく、鋸波などでも構わない。

次に、実施の形態１に係るモータ駆動装置２の要部の動作について、図８から図１８を参照して説明する。図８は、図１に示されるインバータ１１と単相モータ１２とを含む回路である電力変換回路５０の構成を示す図である。図９は、図８に示される電力変換回路５０の各スイッチング素子の導通又は非導通を制御する駆動信号の組合せによって定義されるスイッチングパターンを示す図である。図１０は、図８に示される電力変換回路５０における特徴的な回路動作の説明に使用する図である。図１１は、図９で定義したパターン１で制御されるときの電力変換回路５０に流れる電流の経路を示す図である。図１２は、図９で定義したパターン３で制御されるときの電力変換回路５０に流れる電流の経路を示す図である。図１３は、図９で定義したパターン５で制御されるときの電力変換回路５０に流れる電流の経路を示す図である。図１４は、図９で定義したパターン７で制御されるときの電力変換回路５０に流れる電流の経路を示す図である。図１５は、図９で定義したパターン８で制御されるときの電力変換回路５０に流れる電流の経路を示す図である。図１６は、図８に示される電力変換回路５０のスイッチング素子の等価回路を示す図である。図１７は、スイッチング素子が導通に制御されるときの図８に示される電力変換回路５０の等価回路を示す図である。図１８は、スイッチング素子が非導通に制御されるときの図８に示される電力変換回路５０の等価回路を示す図である。

まず、図８では、接続点６Ａから接続点６Ｂに向かう右向きの矢印に対して「＋Ｉ_ｍ」と表記されている。実施の形態１では、この電流の方向を「第１の方向」と定義する。また、第１の方向の逆を「第２の方向」と定義する。即ち、第１の方向は、モータ電流Ｉ_ｍが接続点６Ａから接続点６Ｂに向かう方向である。第２の方向は、モータ電流Ｉ_ｍが接続点６Ｂから接続点６Ａに向かう方向である。

また、図８では、図２に示すインバータ１１の回路構成図において、接続点６Ａと接続点６Ｂとの間に接続される単相モータ１２を等価的に、モータ巻線４１及び電圧源４２で表している。Ｌ_ｍは、モータ巻線４１のインダクタンス成分である。Ｒ_ｍは、モータ巻線４１の抵抗成分である。ｅ_ｍは、モータ巻線４１に発生する誘起電圧である。図８では、電力発生源としての単相モータ１２を誘起電圧ｅ_ｍの電圧源４２で表している。また、図８では、インバータ１１と単相モータ１２とを含む回路を電力変換回路５０と定義している。

また、図８には、第１のレグ５Ａ及び第２のレグ５Ｂのそれぞれに対して並列に接続される電源コンデンサ４０が示されている。電源コンデンサ４０は、電力を蓄積可能な蓄電器である。電源コンデンサ４０は、バッテリ１０から供給される直流電力を保持する。また、電源コンデンサ４０は、単相モータ１２が発電機として動作するときに、単相モータ１２から供給される電力を回収し、直流電力として保持することができる。

電力変換回路５０において、１つのスイッチング素子は、導通及び非導通という２つの状態を取り得る。従って、４つのスイッチング素子５１〜５４で構成される電力変換回路５０では、１つのスイッチング素子の状態が導通又は非導通の２通りであり、素子数が４個であるため、２×４＝１６通りの状態が想定される。更に、各状態において、モータ電流Ｉ_ｍが第１又は第２の方向の何れに流れているかを考慮すると、１６×２＝３２通りの状態が想定される。

図９では、各スイッチング素子への駆動信号Ｓ１〜Ｓ４の出力が示されている。“１”は各スイッチング素子を導通に制御する駆動信号であり、“０”は各スイッチング素子を非導通に制御する駆動信号である。

図９（ａ）には、パターン１からパターン９が示されている。図９（ｂ）には、パターン１０からパターン１８が示されている。図９（ｃ）には、パターン１９からパターン２５が示されている。図９（ｄ）には、パターン２６からパターン３２が示されている。パターン１からパターン９及びパターン１９からパターン２５のそれぞれは、モータ電流Ｉ_ｍが第１の方向に流れているときのパターンである。また、パターン１０からパターン１８及びパターン２６からパターン３２のそれぞれは、モータ電流Ｉ_ｍが第２の方向に流れているときのパターンである。

図９において、パターン１及びパターン１０は、力行と定義されるパターンである。力行は、単相モータ１２を回転させるのに必要な電流を流すための電圧が単相モータ１２に印加されている状態である。上記のパラメータを用いると、モータ電流Ｉ_ｍは、ラプラス演算子ｓを用いて以下の（１）式で表される。

Ｉ_ｍ＝（ｖ_ｍｉ−ｅ_ｍ）／（Ｒ_ｍ＋ｓＬ_ｍ）……（１）

上記（１）式において、「ｖ_ｍｉ」は、インバータ１１が単相モータ１２に印加するモータ印加電圧である。

前述したように、単相モータ１２のモータ巻線４１には、インダクタンス成分Ｌ_ｍと、抵抗成分Ｒ_ｍとがある。このため、インバータ１１から電圧を印加し続けると、上記（１）式に示されるように、モータ印加電圧ｖ_ｍｉと、誘起電圧ｅ_ｍとの差によって、モータ電流Ｉ_ｍが１次遅れで増加し続ける。この状態が続いた場合、モータ巻線４１の抵抗成分Ｒ_ｍは小さいため、モータ電流Ｉ_ｍの電流値は過大となり、単相モータ１２の発熱が問題となることがある。単相モータ１２がＰＭモータである場合、回転子磁石の減磁といった問題を引き起こす可能性がある。前述したＰＷＭ制御は、単相モータ１２に対して、電圧を印加する区間と、電圧を印加しない区間とを設ける手法である。即ち、ＰＷＭ制御を用いれば、モータ電流Ｉ_ｍが過大にならないように調整することが可能である。

図９において、パターン１，１０は、電圧を印加する区間のパターンであり、力行の区間である。また、パターン１，１０以外は、電圧を印加しない区間のパターンであり、力行以外の区間のパターンである。

なお、図９に示された各パターンのうち、パターン１９からパターン３２は、基本的には使用されない。これらのパターンは、インバータ１１において、直列に接続された同一レグのスイッチング素子の両方が導通するパターンであるからである。具体的にはスイッチング素子５１とスイッチング素子５２の両方が導通するパターンと、スイッチング素子５３とスイッチング素子５４の両方が導通するパターンである。これらの場合、インバータ１１に接続されている電源コンデンサ４０とグランドとが導通状態にある上下アームのスイッチング素子を通して短絡する回路構成となる。この現象は、「上下アーム短絡」と呼ばれる。上下アーム短絡が起こると、モータ電流Ｉ_ｍの流れる方向に関係なく、インバータ１１に大電流が流れ、最悪の場合には、スイッチング素子の破損に繋がる。

また、同一レグのスイッチング素子だけでなく、複数のスイッチング素子を同時に導通及び非導通に制御することは、避けるべき制御態様である。これは、スイッチング素子が導通するタイミングのばらつき、導通を制御するプロセッサから各スイッチング素子へ伝達される信号の遅れなどを考えれば明白である。

例えば、図９に示されるパターンにおいて、パターン１の状態からパターン４の状態へ移行する場合のスイッチング制御について考える。図１０の上段部には、パターン１の状態からパターン４の状態へ移行する場合の駆動信号の波形が示されている。図１０の下段部には、破線で囲んだ区間の拡大波形が示されている。

図９に示されるように、パターン１の状態からパターン４の状態へ移行するには、スイッチング素子５３を導通状態にする制御と、スイッチング素子５４を非導通にする制御とが実施される。理想的には、スイッチング素子５３の導通と、スイッチング素子５４の非導通とは同時に実施される。このとき、パターン１の状態からパターン４の状態への移行は、他のパターンを経由することなく実施される。しかしながら、現実には、スイッチング素子５３，５４が変化するタイミングは、微小時間で見ると完全に一致しない。図１０の下段部には、スイッチング素子５４が非導通状態となるタイミングよりもスイッチング素子５３が導通状態となるタイミングが遅れる状況が示されている。

図１０の下段部に示される例の場合、パターン１の状態からパターン４の状態へは、パターン２の状態を経由してから移行している。また、図１０とは異なり、スイッチング素子５３が導通状態となるタイミングよりもスイッチング素子５４が導通状態となるタイミングが遅れる場合、パターン１の状態からパターン４の状態へは、パターン２３の状態を経由してから移行することになる。

前述したように、パターン２３は、直列に接続された同一レグのスイッチング素子の両方が導通するパターンである。このため、パターン２３を経由することは、好ましくない。

従って、各スイッチング素子の導通及び非導通を適切に切り替えるには、各スイッチング素子のばらつき、信号伝達の遅れなどを考慮して、１つずつ導通及び非導通を切り替えることが肝要な点である。また、各スイッチング素子の導通及び非導通を１つずつ切り替える際には、経由するパターンにパターン１９からパターン３２が含まれないようにすることが肝要な点である。

上述した内容を踏まえた上で図９のパターンを見ると、力行の状態から次の状態への移行は、２つのパターンに絞られる。具体的に、力行パターンの１つであるパターン１からの移行先はパターン２，３の何れかである。また、力行パターンのもう１つであるパターン１０からの移行先は、パターン１１，１２の何れかである。

ここで、インバータ１１の各スイッチング素子がＭＯＳＦＥＴなどのゲート電圧印加素子である場合、高電位側に位置するスイッチング素子５１，５３に対しては、ゲート電源にブートストラップ回路を用いる構成が一般的である。ブートストラップ回路では、ブートコンデンサに電荷をチャージすることでゲート電圧を上昇させるが、ブートコンデンサに電荷を定期的にチャージする必要がある。このため、スイッチング素子５１，５３を常にオンし続けることは困難である。スイッチング素子５１，５３をオンし続けられる時間は、ブートコンデンサの容量によって決まる。費用の面を考えると、ブートコンデンサが大きくなるのは回避したい。従って、基本的には、スイッチング素子５１，５３をオンし続ける状態は回避することが好ましい。以上のことから、パターン１の移行先はパターン３の方が実用的である。また、パターン１０の移行先は、パターン１２の方が実用的である。なお、技術的な問題点ではないので、パターン２，１１を使用してもよいことは言うまでもない。

次に、パターンの遷移に伴う回路動作について説明する。まず、パターン１からパターン３へ移行する際の回路動作について説明する。パターン１による制御によって、第１の方向に流れるモータ電流Ｉ_ｍは、増加する。モータ電流Ｉ_ｍは、図１１に示されるように、電源コンデンサ４０からスイッチング素子５１を通り、モータ巻線４１及びスイッチング素子５４を経て、電源コンデンサ４０に戻る経路を流れる。この状態で、スイッチング素子５１をオフに制御すると、図１２に示されるパターン３の状態に移行する。前述したように、モータ巻線４１にはインダクタンス成分Ｌ_ｍが存在するため、モータ電流Ｉ_ｍを第１の方向に流し続けようとする。スイッチング素子５１が非導通になると、モータ巻線４１からスイッチング素子５４及び電源コンデンサ４０を介した電流ループは消滅する。一方、スイッチング素子５２には並列にボディダイオード５２ａが接続されている。このため、モータ電流Ｉ_ｍの行き場が失われないように、スイッチング素子５２のボディダイオード５２ａを経由した新たな電流ループが形成される。

上記のように、パターン３では、スイッチング素子５２に並列に接続されたボディダイオード５２ａにモータ電流Ｉ_ｍが流れることで電流ループが形成される。モータ電流Ｉ_ｍがボディダイオードを通る場合、順方向電圧による電圧降下が発生する。この電圧降下によって発生する損失の割合は大きい。このため、可能な限り、ボディダイオードを避けた電流ループを形成することが望ましい。そこで、実施の形態１では、パターン３からパターン５に移行させる。パターン３からパターン５への移行は、スイッチング素子５２を導通させればよい。これにより、図１３に示されるように、モータ電流Ｉ_ｍは、スイッチング素子５２の本体内部、即ちスイッチング素子５２のチャネルを通して流れるようになる。これにより、スイッチング素子５２のボディダイオード５２ａを介した電流ループに流れる電流は小さくなる。

上記のように、モータ巻線４１に対してパターン１で電圧を印加し、パターン３を経由してパターン５に移行する。これにより、モータ巻線４１への電圧印加を停止し、モータ巻線４１に流れる電流を制御することが可能となる。しかしながら、この方法では、電圧印加を停止している間に流れるモータ電流Ｉ_ｍは、全て抵抗成分の熱として消費されてしまう。そこで、実施の形態１では、モータ電流Ｉ_ｍを消費するのではなく、蓄電器としての電源コンデンサ４０にモータ電流Ｉ_ｍによる電力を蓄積する制御を行う。このような制御を行えば、モータ電流Ｉ_ｍが熱として消費されるのを回避できるという効果に加え、モータ巻線４１に対して電圧を再印加する際に、電源から供給される電力の抑制が可能となる。これにより、電源がバッテリなどの蓄電池であるモータ駆動装置においては、従来よりも、バッテリの使用時間が長くなって、長時間の使用が可能となる。

上記の制御を行うため、実施の形態１では、更に、図１３に示すパターン５の状態から、図１４に示すパターン７の状態に移行させる。具体的には、図１３に示す状態からスイッチング素子５４を非導通に制御する。スイッチング素子５４を非導通に制御すると、スイッチング素子５２、モータ巻線４１及びスイッチング素子５４を介した電流ループは消滅する。一方、スイッチング素子５３には、並列にボディダイオード５３ａが接続されている。これにより、図１４に示されるように、スイッチング素子５３のボディダイオード５３ａを経由した新たな電流ループが形成される。

なお、前述したように、ボディダイオードを通る電流ループは、損失が大きくなる。このため、ボディダイオードを避けた電流ループを形成すべく、パターン８の状態に移行させる。具体的には、図１４に示す状態からスイッチング素子５３を導通に制御する。これにより、図１５に示されるように、モータ電流Ｉ_ｍは、スイッチング素子５３の本体内部、即ちスイッチング素子５３のチャネルを通して流れるようになる。

ここで、ボディダイオードを避けた電流ループを形成することの効果について、図１６から図１８を参照して説明する。ボディダイオードが逆並列に接続されたスイッチング素子は、図１６の右側に示されるように、導通時の抵抗成分であるオン抵抗Ｒ_ｏｎと、順方向の電圧降下成分である順電圧Ｖ_ｆとが並列に接続される等価回路に置き替えることができる。図１７には、電力変換回路５０がパターン８で制御されるときの等価回路が示されている。また、図１８には、電力変換回路５０がパターン７で制御されるときの等価回路が示されている。図１７及び図１８において、Ｒ_ｏｎ２はスイッチング素子５２のオン抵抗であり、Ｒ_ｏｎ３はスイッチング素子５３のオン抵抗である。また、Ｒ_ｍ，Ｌ_ｍ，Ｉ_ｍ，ｅ_ｍは前述した通りである。なお、図１７及び図１８の等価回路では、単相モータ１２の回転によって生じる誘起電圧をｅ_ｍとして電圧源で表し、モータ巻線４１に流れるモータ電流Ｉ_ｍを電流源で表している。

スイッチング素子において、オン抵抗Ｒ_ｏｎによって生じる電圧降下は、ボディダイオードの順電圧Ｖ_ｆに比べて非常に小さい。スイッチング素子の導通時と、非導通時とで消費電力を比較した場合の関係は、以下の（２）式で表される。

Ｖ_ｆ・Ｉ_ｍ＞Ｒ_ｏｎ３（Ｉ_ｍ）^２ ……（２）

上記（２）式から理解できるように、パターン７に比べてパターン８の電力損失は小さくなる。このため、実施の形態１では、パターン５からパターン７を経由してパターン８に移行する制御を行う。

ここまでの一連の動作の流れについて、図１９及び図２０を参照して説明する。図１９は、図６に示されるＰＷＭ信号生成部３８Ｂによって生成されるＰＷＭ信号Ｑ１〜Ｑ４の波形例を示すタイムチャートである。図２０は、図６に示されるＰＷＭ信号生成部３８ＢによってＰＷＭ信号を生成する際の動作フローを示すフローチャートである。

図１９の上段部には、ＰＷＭ信号生成部３８Ｂの加算部３８ｍから出力される第１電圧指令Ｖ_ｍ３の波形と、ＰＷＭ信号生成部３８Ｂの加算部３８ｎから出力される第２電圧指令Ｖ_ｍ４の波形と、ＰＷＭ信号生成部３８Ｂの出力選択部３８ｑによって生成されるＰＷＭ信号Ｑ１〜Ｑ４の波形とが示されている。また、図１９の下段部には、図１９の上段部において、破線の四角の枠Ｋ１で囲まれた部分の拡大波形が示されている。また、枠Ｋ１内を貫通する２本の破線の縦線のそれぞれは、下段部に示す２本の破線の縦線のそれぞれに対応している。

図１９及び図２０に示されるように、Ａ区間とＢ区間とで、出力選択部３８ｑは、処理を切り替える。Ａ区間は、第１電圧指令Ｖ_ｍ３がキャリアとは交差しないフラットな直線であり、第２電圧指令Ｖ_ｍ４がキャリアと交差するように変化する区間である。Ｂ区間は、第１電圧指令Ｖ_ｍ３がキャリアと交差するように変化し、第２電圧指令Ｖ_ｍ４がキャリアとは交差しないフラットな直線である区間である。Ａ区間であるか、Ｂ区間であるかの判定は、出力選択部３８ｑに入力される位相θ_ｖを用いて行う。具体的に、位相θ_ｖが０°≦θ_ｖ＜１８０°である場合には、“Ａ区間”と判定する。位相θ_ｖが１８０°≦θ_ｖ＜３６０°である場合には、“Ｂ区間”と判定する。出力選択部３８ｑは、位相θ_ｖに応じて、処理を切り替える。

次に、図１９の波形、及び図２０のフローチャートを参照して、実施の形態１におけるＰＷＭ信号生成部３８Ｂの処理について説明する。図２０のフローチャートにおける動作の主体は、ＰＷＭ信号生成部３８Ｂである。なお、以下の説明において、モータ電流Ｉ_ｍは、第２の方向に流れているとする。また、図２０のフローチャートにおいて、スタート直後の状態は、インバータ１１が力行パターンであるパターン１０によって制御されている状態であるとする。

図２０において、ステップＳ１００では、位相θ_ｖが０°≦θ_ｖ＜１８０°であるか否かが判定される。位相θ_ｖが０°≦θ_ｖ＜１８０°であれば、ステップＳ１０１に進む。また、位相θ_ｖが１８０°≦θ_ｖ＜３６０°であれば、図示を省略した逆位相のフローチャートに進む。なお、逆位相のフローチャートは、図２０に示すフローチャートと同様な処理であり、本稿での説明は割愛する。

ステップＳ１０１では、位相θ_ｖが０°＜θ_ｖ＜θ１、又はθ２＜θ_ｖ＜１８０°であるか否かが判定される。θ１，θ２は、θ１＜θ２を満たす設定値である。位相θ_ｖが０°＜θ_ｖ＜θ１、又はθ２＜θ_ｖ＜１８０°であれば、ステップＳ１０２に進む。ステップＳ１０２では、出力選択部３８ｑに入力されるＰＷＭ信号Ｑ１’〜Ｑ４’がそのままＰＷＭ信号Ｑ１〜Ｑ４として出力される。ステップＳ１０１，Ｓ１０２の処理は、Ａ区間とＢ区間との間の切り替わり部分では、後述するステップＳ１０４〜Ｓ１１８の処理を実施しないことを意味している。ステップＳ１０２の処理を終えるとステップＳ１００に戻る。

位相θ_ｖがθ１≦θ_ｖ≦θ２であれば、ステップＳ１０３に進む。ステップＳ１０３では、キャリアと第２電圧指令Ｖ_ｍ４とが比較される。キャリアが第２電圧指令Ｖ_ｍ４を下回っていない場合には、ステップＳ１０２に進む。キャリアが第２電圧指令Ｖ_ｍ４を下回っている場合には、ステップＳ１０４に進む。ステップＳ１０４では、パターン１１に移行する処理が実施される。ステップＳ１０５に進み、ステップＳ１０５では、時間Ｔｓ１１の経過が判定される。ステップＳ１０４，Ｓ１０５により、パターン１１の状態が時間Ｔｓ１１の間継続される。ステップＳ１０５の処理が終わるとステップＳ１０６に進む。なお、図１９の下段部の波形において、パターン１０とパターン１１との間に記載されている“Ｔ_ｓｘ”は、スイッチング素子の導通の切り替えに必要な遅延時間である。

ステップＳ１０６では、パターン１３に移行する処理が実施される。ステップＳ１０７に進み、ステップＳ１０７では、時間Ｔｓ１３の経過が判定される。ステップＳ１０６，Ｓ１０７により、パターン１３の状態が時間Ｔｓ１３の間継続される。ステップＳ１０７の処理が終わるとステップＳ１０８に進む。

ステップＳ１０８では、パターン１５に移行する処理が実施される。ステップＳ１０９に進み、ステップＳ１０９では、時間Ｔｓ１５の経過が判定される。ステップＳ１０８，Ｓ１０９により、パターン１５の状態が時間Ｔｓ１５の間継続される。ステップＳ１０９の処理が終わるとステップＳ１１０に進む。

ステップＳ１１０では、パターン１７に移行する処理が実施される。ステップＳ１１１に進み、ステップＳ１１１では、時間Ｔｓ１７の経過が判定される。ステップＳ１１０，Ｓ１１１により、パターン１７の状態が時間Ｔｓ１７の間継続される。ステップＳ１１１の処理が終わるとステップＳ１１２に進む。

ステップＳ１１２では、パターン１５に移行する処理が実施される。ステップＳ１１３に進み、ステップＳ１１３では、時間Ｔｓ１５’の経過が判定される。ステップＳ１１２，Ｓ１１３により、パターン１５の状態が時間Ｔｓ１５’の間継続される。ステップＳ１１３の処理が終わるとステップＳ１１４に進む。

ステップＳ１１４では、パターン１３に移行する処理が実施される。ステップＳ１１５に進み、ステップＳ１１５では、キャリアと第２電圧指令Ｖ_ｍ４とが比較される。キャリアが第２電圧指令Ｖ_ｍ４を上回っていない場合には、ステップＳ１１４に戻り、パターン１３の状態が継続される。キャリアが第２電圧指令Ｖ_ｍ４を上回っている場合には、ステップＳ１１６に進む。

ステップＳ１１６では、パターン１１に移行する処理が実施される。ステップＳ１１７に進み、ステップＳ１１７では、時間Ｔｓ１１’の経過が判定される。ステップＳ１１６，Ｓ１１７により、パターン１１の状態が時間Ｔｓ１１’の間継続される。ステップＳ１１７の処理が終わるとステップＳ１１８に進む。

ステップＳ１１８では、パターン１０に移行する処理が実施される。ステップＳ１１８の処理が終わるとステップＳ１００に戻る。以降、ステップＳ１００からの処理が繰り返される。

上述したように、図２０のフローチャートによる処理では、パターン１０の状態からパターン１１、パターン１３の順でそれぞれの状態に移行した後に、更に、パターン１５、パターン１７の順でそれぞれの状態に移行するようにしている。即ち、モータ電流Ｉ_ｍをモータ巻線４１と各スイッチング素子との間で還流させるのではなく、パターン１５及びパターン１７の状態へ移行させることで、モータ電流Ｉ_ｍによる電力を電源コンデンサ４０に回収させている。これにより、モータ駆動装置２の消費電力を低減可能としている。

また、図２０の処理において、各パターンを継続するときの、時間Ｔｓ１１，Ｔｓ１３，Ｔｓ１５，Ｔｓ１７，Ｔｓ１５’，Ｔｓ１３’，Ｔｓ１１’は、モータパラメータによって適切な時間が変化する。このため、予め実験又はシミュレーションなどによって、適切な時間を検討又は調査しておく必要がある。

なお、時間Ｔｓ１１と時間Ｔｓ１１’、時間Ｔｓ１３と時間Ｔｓ１３’、時間Ｔｓ１５と時間Ｔｓ１５’については、同じ時間でも、異なる時間でも構わない。また、これらの時間の総和と、スイッチング素子の切り替えに必要な遅延時間Ｔ_ｓｘとを足し合わせた時間を、キャリアの半周期より短くする必要がある。更に、モータ電流Ｉ_ｍを熱として消費してしまう時間Ｔｓ１３，Ｔｓ１５は、可能な限り短くすることが望ましい。また、パターン１５はパターン１７に比べてスイッチング素子のボディダイオードによる損失が大きいため、時間Ｔｓ１５は、時間Ｔｓ１７よりも短い時間であることが望ましい。

また、遅延時間Ｔ_ｓｘについては、スイッチング素子のターンオン又はターンオフにかかる時間であり、スイッチング素子によってばらつきはあるものの、省略することのできない時間である。このため、最低でも遅延時間Ｔ_ｓｘを各パターンで確保しておく必要がある。

また、モータ巻線４１に流れるモータ電流Ｉ_ｍの電流値が小さいときには、モータ巻線４１を短絡させるためにパターン１５，１７からパターン１１又はパターン１３に移行し、その後にパターン１５又はパターン１７に戻してもよい。モータ巻線４１を短絡させることにより、単相モータ１２の回転中に発生する誘起電圧のエネルギーによってモータ巻線４１に流れるモータ電流Ｉ_ｍを増加させることができる。これは、モータ巻線４１に流れる電流を一時的に還流させることで、モータ巻線４１に昇圧電圧を発生させる動作である。この動作は、電流検出器２２の検出値に基づいて行うことができる。具体的に、モータ電流Ｉ_ｍの検出値が規定電流を下回った場合に、モータ巻線４１を短絡するパターンに移行すればよい。

また、モータ電流Ｉ_ｍが電源コンデンサ４０側に流れることで電源コンデンサ４０の電圧が過大に上昇し、電源コンデンサ４０に接続される機器の耐圧を超えて当該機器が破損するおそれがある。そのため、電圧検出器２０などにより電源コンデンサ４０を監視することが好ましい。電圧検出器２０の検出値が規定電圧まで上昇した場合には、パターン１５又はパターン１７の状態から別のパターンの状態に移行するようにスイッチング素子を制御する。例えば、モータ電流Ｉ_ｍを電力変換回路５０の内部で還流するようにすれば、過剰のエネルギーをボディダイオード又は内部抵抗によって消費させることができ、機器の破損を未然に回避することが可能となる。

なお、図２０には、モータ電流Ｉ_ｍが第２の方向に流れている場合の処理フローが示されているが、モータ電流Ｉ_ｍが第１の方向に流れている場合には、各パターンが対応するパターンに変更されるだけで、同様な処理フローとなる。モータ電流Ｉ_ｍが第１の方向に流れている場合には、パターン１０，１１，１３，１５，１７のそれぞれに代えて、パターン１，３，５，７，８が使用される。

図１９及び図２０の例は、図６に示されるＰＷＭ信号生成部３８Ｂによる動作例、即ち片側ＰＷＭ方式への適用例であった。実施の形態１の手法は、両側ＰＷＭ方式への適用も可能である。以下、両側ＰＷＭ方式への適用例について、図２１及び図２２を参照して説明する。図２１は、図４に示されるＰＷＭ信号生成部３８Ａによって生成されるＰＷＭ信号Ｑ１〜Ｑ４の波形例を示すタイムチャートである。図２２は、図４に示されるＰＷＭ信号生成部３８ＡによってＰＷＭ信号を生成する際の動作フローを示すフローチャートである。

図２１の上段部には、ＰＷＭ信号生成部３８Ａの加算部３８ｅから出力される正側電圧指令Ｖ_ｍ１の波形と、ＰＷＭ信号生成部３８Ａの乗算部３８ｆから出力される負側電圧指令Ｖ_ｍ２の波形と、ＰＷＭ信号生成部３８Ａの出力選択部３８ｐによって生成されるＰＷＭ信号Ｑ１〜Ｑ４の波形とが示されている。また、図２１の下段部には、図２１の上段部において、破線の四角の枠Ｋ２で囲まれた部分の拡大波形が示されている。また、枠Ｋ２内を貫通する２本の破線の縦線のそれぞれは、下段部に示す２本の破線の縦線のそれぞれに対応している。図２１及び図２２に示されるように、Ａ区間とＢ区間とで、出力選択部３８ｐは、処理を切り替える。Ａ区間は、正側電圧指令Ｖ_ｍ１の振幅が正値の区間である。Ｂ区間は、負側電圧指令Ｖ_ｍ２の振幅が正値の区間である。Ａ区間であるか、Ｂ区間であるかの判定は、出力選択部３８ｐに入力される位相θ_ｖを用いて行う。具体的に、位相θ_ｖが０°≦θ_ｖ＜１８０°である場合には、“Ａ区間”と判定する。位相θ_ｖが１８０°≦θ_ｖ＜３６０°である場合には、“Ｂ区間”と判定する。出力選択部３８ｐは、位相θ_ｖに応じて、処理を切り替える。

次に、図２１の波形、及び図２２のフローチャートを参照して、実施の形態１におけるＰＷＭ信号生成部３８Ａの処理について説明する。図２２のフローチャートにおける動作の主体は、ＰＷＭ信号生成部３８Ａである。なお、以下の説明において、モータ電流Ｉ_ｍは、第２の方向に流れているとする。また、図２２のフローチャートにおいて、スタート直後の状態は、インバータ１１が力行パターンであるパターン１０によって制御されている状態であるとする。

まず、図２２において、ステップＳ１００〜ステップＳ１３４までの処理のうち、ステップＳ１００〜ステップＳ１１８までの処理によって、図２１の上段部の枠Ｋ３で囲まれた部分のＰＷＭ信号Ｑ１〜Ｑ４が生成される。また、ステップＳ１１９〜ステップＳ１３４までの処理によって、図２１の上段部の枠Ｋ２で囲まれた部分のＰＷＭ信号Ｑ１〜Ｑ４が生成される。なお、図２２において、ステップＳ１００〜ステップＳ１１８までの処理は、第２電圧指令Ｖ_ｍ４が負側電圧指令Ｖ_ｍ２に置き替わっていること、及びステップＳ１０３の判定が“Ｎｏ”である場合の行き先が、ステップＳ１１９であることが図２０との相違点である。これらの相違点以外は図２０と同一の処理であり、ここでの説明は割愛する。

ステップＳ１１８では、パターン１０に移行する処理が実施される。ステップＳ１１８の処理が終わるとステップＳ１１９に進む。

ステップＳ１１９では、キャリアと正側電圧指令Ｖ_ｍ１とが比較される。キャリアが正側電圧指令Ｖ_ｍ１を上回っていない場合には、ステップＳ１０２に戻る。キャリアが正側電圧指令Ｖ_ｍ１を上回っている場合には、ステップＳ１２０に進む。ステップＳ１２０では、パターン１２に移行する処理が実施される。ステップＳ１２１に進み、ステップＳ１２１では、時間Ｔｓ１２の経過が判定される。ステップＳ１２０，Ｓ１２１により、パターン１２の状態が時間Ｔｓ１２の間継続される。ステップＳ１２１の処理が終わるとステップＳ１２２に進む。

ステップＳ１２２では、パターン１４に移行する処理が実施される。ステップＳ１２３に進み、ステップＳ１２３では、時間Ｔｓ１４の経過が判定される。ステップＳ１２２，Ｓ１２３により、パターン１４の状態が時間Ｔｓ１４の間継続される。ステップＳ１２３の処理が終わるとステップＳ１２４に進む。

ステップＳ１２４では、パターン１６に移行する処理が実施される。ステップＳ１２５に進み、ステップＳ１２５では、時間Ｔｓ１６の経過が判定される。ステップＳ１２４，Ｓ１２５により、パターン１６の状態が時間Ｔｓ１６の間継続される。ステップＳ１２５の処理が終わるとステップＳ１２６に進む。

ステップＳ１２６では、パターン１７に移行する処理が実施される。ステップＳ１２７に進み、ステップＳ１２７では、時間Ｔｓ１７の経過が判定される。ステップＳ１２６，Ｓ１２７により、パターン１７の状態が時間Ｔｓ１７の間継続される。ステップＳ１２７の処理が終わるとステップＳ１２８に進む。

ステップＳ１２８では、パターン１６に移行する処理が実施される。ステップＳ１２９に進み、ステップＳ１２９では、時間Ｔｓ１６’の経過が判定される。ステップＳ１２８，Ｓ１２９により、パターン１６の状態が時間Ｔｓ１６’の間継続される。ステップＳ１２９の処理が終わるとステップＳ１３０に進む。

ステップＳ１３０では、パターン１４に移行する処理が実施される。ステップＳ１３１に進み、ステップＳ１３１では、キャリアと正側電圧指令Ｖ_ｍ１とが比較される。キャリアが正側電圧指令Ｖ_ｍ１を下回っていない場合には、ステップＳ１３０に戻り、パターン１３の状態が継続される。キャリアが第２電圧指令Ｖ_ｍ４を下回っている場合には、ステップＳ１３２に進む。

ステップＳ１３２では、パターン１２に移行する処理が実施される。ステップＳ１３３に進み、ステップＳ１３３では、時間Ｔｓ１２’の経過が判定される。ステップＳ１３２，Ｓ１３３により、パターン１２の状態が時間Ｔｓ１２’の間継続される。ステップＳ１３３の処理が終わるとステップＳ１３４に進む。

ステップＳ１３４では、パターン１０に移行する処理が実施される。ステップＳ１３４の処理が終わるとステップＳ１００に戻る。以降、ステップＳ１００からの処理が繰り返される。

上述したように、図２２のフローチャートによる処理では、パターン１０の状態からパターン１１、パターン１３の順でそれぞれの状態に移行した後に、更に、パターン１５、パターン１７の順でそれぞれの状態に移行するようにしている。即ち、モータ電流Ｉ_ｍをモータ巻線４１と各スイッチング素子との間で還流させるのではなく、パターン１５及びパターン１７の状態へ移行させることで、モータ電流Ｉ_ｍによる電力を電源コンデンサ４０に回収させている。これにより、モータ駆動装置２の消費電力を低減可能としている。

また、図２２のフローチャートによる処理では、パターン１０の状態からパターン１２、パターン１４の順でそれぞれの状態に移行した後に、更に、パターン１６、パターン１７の順でそれぞれの状態に移行するようにしている。即ち、モータ電流Ｉ_ｍをモータ巻線４１と各スイッチング素子との間で還流させるのではなく、パターン１６及びパターン１７の状態へ移行させることで、モータ電流Ｉ_ｍによる電力を電源コンデンサ４０に回収させている。これにより、モータ駆動装置２の消費電力を低減可能としている。

なお、図２２の処理において、各パターンを継続するときの、時間Ｔｓ１２，Ｔｓ１４，Ｔｓ１６，Ｔｓ１７，Ｔｓ１６’，Ｔｓ１４’，Ｔｓ１２’は、モータパラメータによって適切な時間が変化する。このため、予め実験又はシミュレーションなどによって、適切な時間を検討又は調査しておく必要がある。

なお、時間Ｔｓ１２と時間Ｔｓ１２’、時間Ｔｓ１４と時間Ｔｓ１４’、時間Ｔｓ１６と時間Ｔｓ１６’については、同じ時間でも、異なる時間でも構わない。また、これらの時間の総和と、スイッチング素子の切り替えに必要な遅延時間Ｔ_ｓｘとを足し合わせた時間を、キャリアの半周期より短くする必要がある。更に、モータ電流Ｉ_ｍを熱として消費してしまう時間Ｔｓ１４，Ｔｓ１６は、可能な限り短くすることが望ましい。また、パターン１６はパターン１７に比べてスイッチング素子のボディダイオードによる損失が大きいため、時間Ｔｓ１６は、時間Ｔｓ１７よりも短い時間であることが望ましい。

以上の説明のように、両側ＰＷＭ方式であっても、片側ＰＷＭ方式と同様の処理で実施することができる。

電源であるバッテリ１０と並列に接続される電源コンデンサ４０との間の寄生インダクタンスが大きいと、寄生インダクタンスによってバッテリ１０から電源コンデンサ４０への電力の供給が遅れる。この場合、負荷への出力が大きい大出力時には、多くの電力が必要となり、寄生インダクタンスの遅れが無視できなくなる。このような場合であっても、実施の形態１の手法を適用することにより、モータ電流Ｉ_ｍの電力を熱として消費せずに再利用することができる。これにより、負荷への電力を安定して供給することが可能となる。

また、実施の形態１の例のように、電源にバッテリなどの外付けの蓄電池を使用し、電源コンデンサをインバータ基板に搭載した場合、バッテリとインバータ基板との間で、物理的な配線距離が生じる。このような設計の場合、寄生インダクタンスが必ず発生するため、実施の形態１の手法を用い場合の効果が期待できる。また、モータ電流Ｉ_ｍの電力を効率よく利用できるので、インバータ基板に搭載する電源コンデンサの容量を小さくすることが可能となる。このため、インバータ基板の小型軽量化にも貢献できる。

また、実施の形態１による制御は、単相モータ１２が運転中の場合、又は停止中の場合の何れの場合であっても、実施することを想定している。特に、運転中においては、スイッチング素子切り替えにおけるデットタイム中の動作を含んでいる。キャリア周期とモータの回転周期との比が５倍以上となるような高キャリア制御の場合、デットタイムは大きな損失となる。一方、実施の形態１は、電流の損失の少ないスイッチング素子の駆動パターンを意図的に用いる手法であり、デッドタイムに相当する期間を短くすることができる。これにより、高キャリア制御であっても、損失を小さくすることが可能となる。

また、実施の形態１では、インバータ１１の印加電圧をキャリアの振幅と電圧指令値とを比較するＰＷＭ制御について説明したが、これに限定されない。ＰＷＭ制御以外にも、モータを制御する方式は多数あり、何れの方式であってもよい。実施の形態１の手法は、モータ巻線４１への電圧印加を停止する際に、モータ電流Ｉ_ｍを電源コンデンサ４０に回収する制御を積極的に行うものである。このため、何れの方式のモータ制御であっても実施可能である。

以上説明したように、実施の形態１に係るモータ駆動装置は、電源から出力される直流電圧を交流電圧に変換して単相モータに交流電圧を印加するインバータを備える。インバータは、上アームの第１のスイッチング素子と下アームの第２のスイッチング素子とが直列に接続された第１のレグと、上アームの第３のスイッチング素子と下アームの第４のスイッチング素子とが直列に接続された第２のレグを有する。モータ駆動装置は、第１の期間において、第１及び第４のスイッチング素子を非導通に制御した後に、第２及び第３のスイッチング素子を導通に制御する第１の制御を実施する。第１の期間は、単相モータに対して交流電圧の印加が停止され、且つ、モータ電流が第１の接続点から第２の接続点に向かう第１の方向に流れている期間である。第１の接続点は、第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子との接続点である。第２の接続点は、第３のスイッチング素子と第４のスイッチング素子との接続点である。モータ駆動装置が行う第１の制御により、単相モータに流れるモータ電流のエネルギーを効率よく回収することができる。これにより、モータ電流を効率よく使用して消費電力を低減可能なモータ駆動装置を得ることが可能となる。

なお、上記の第１の期間において、モータ駆動装置は、第１、第２及び第３のスイッチング素子を非導通に制御し、第４のスイッチング素子を導通に制御した後に第２のスイッチング素子を導通に制御し、その後に、第４のスイッチング素子を非導通に制御し、その後に、第３のスイッチング素子を導通に制御することで第１の制御を実施してもよい。このようにすれば、複数のスイッチング素子を同時に導通する現象を回避しながら、ボディダイオードでの損失を低減することができる。これにより、上下アーム短絡を防止しつつ、モータ電流のエネルギーを効率よく回収することができる。

また、第１の制御の実施中にモータ電流の検出値が規定電流を下回った場合、モータ駆動装置は、第３のスイッチング素子を非導通に制御した後に第４のスイッチング素子を導通に制御し、その後に、第４のスイッチング素子を非導通に制御し、その後に、第３のスイッチング素子を導通に制御するようにしてもよい。このようにすれば、モータ巻線４１に昇圧電圧を発生させることができる。これにより、モータ電流のエネルギーを効率よく回収することができる。

また、第１の制御の実施中に電圧検出器の検出値が規定電圧まで上昇した場合、モータ駆動装置は、第１及び第３のスイッチング素子を非導通に制御し、第２及び第４のスイッチング素子を導通に制御するようにしてもよい。このようにすれば、モータ電流のエネルギーを回収する蓄電器の電圧が上昇するのを回避することができる。これにより、蓄電器に接続される機器の電圧が耐圧を超えることを抑止でき、機器の破損を未然に回避することができる。

また、実施の形態１に係るモータ駆動装置は、第２の期間において、第２及び第３のスイッチング素子を非導通に制御した後に、第１及び第４のスイッチング素子を導通に制御する第２の制御を実施する。第２の期間は、単相モータに対して交流電圧の印加が停止され、且つ、モータ電流が第２の接続点から第１の接続点に向かう第２の方向に流れている期間である。モータ駆動装置が行う第２の制御により、単相モータに流れるモータ電流のエネルギーを効率よく回収することができる。これにより、モータ電流のエネルギーを効率よく使用して消費電力を低減可能なモータ駆動装置を得ることが可能となる。

なお、上記の第２の期間において、モータ駆動装置は、第１、第３及び第４のスイッチング素子を非導通に制御し、第２のスイッチング素子を導通に制御した後に第４のスイッチング素子を導通に制御し、その後に、第２のスイッチング素子を非導通に制御し、その後に、第１のスイッチング素子を導通に制御することで第２の制御を実施してもよい。このようにすれば、複数のスイッチング素子を同時に導通する現象を回避しながら、ボディダイオードでの損失を低減することができる。これにより、上下アーム短絡を防止しつつ、モータ電流のエネルギーを効率よく回収することができる。

また、第２の制御の実施中にモータ電流の検出値が規定電流を下回った場合、モータ駆動装置は、第１のスイッチング素子を非導通に制御した後に第２のスイッチング素子を導通に制御し、その後に、第２のスイッチング素子を非導通に制御し、その後に、第１のスイッチング素子を導通に制御するようにしてもよい。このようにすれば、モータ巻線４１に昇圧電圧を発生させることができる。これにより、モータ電流のエネルギーを効率よく回収することができる。

また、第２の制御の実施中に電圧検出器の検出値が規定電圧まで上昇した場合、モータ駆動装置は、第１及び第３のスイッチング素子を非導通に制御し、第２及び第４のスイッチング素子を導通に制御するようにしてもよい。このようにすれば、モータ電流のエネルギーを回収する蓄電器の電圧が上昇するのを回避することができる。これにより、蓄電器に接続される機器の電圧が耐圧を超えることを抑止でき、機器の破損を未然に回避することができる。

次に、実施の形態１における制御部２５の機能を実現するためのハードウェア構成について、図２３及び図２４の図面を参照して説明する。図２３は、実施の形態１における制御部２５の機能を実現するハードウェア構成の一例を示すブロック図である。図２４は、実施の形態１における制御部２５の機能を実現するハードウェア構成の他の例を示すブロック図である。

実施の形態１における制御部２５の機能の一部又は全部を実現する場合には、図２３に示されるように、演算を行うプロセッサ２００、プロセッサ２００によって読みとられるプログラムが保存されるメモリ２０２、及び信号の入出力を行うインタフェース２０４を含む構成とすることができる。

プロセッサ２００は、演算装置、マイクロプロセッサ、マイクロコンピュータ、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）、又はＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）といった演算手段であってもよい。また、メモリ２０２には、ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｍｅｍｏｒｙ）、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）、フラッシュメモリ、ＥＰＲＯＭ（Ｅｒａｓａｂｌｅ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ ＲＯＭ）、ＥＥＰＲＯＭ（登録商標）（Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌｌｙ ＥＰＲＯＭ）といった不揮発性又は揮発性の半導体メモリ、磁気ディスク、フレキシブルディスク、光ディスク、コンパクトディスク、ミニディスク、ＤＶＤ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｖｅｒｓａｔｉｌｅ Ｄｉｓｃ）を例示することができる。

メモリ２０２には、実施の形態１における制御部２５の機能を実行するプログラムが格納されている。プロセッサ２００は、インタフェース２０４を介して必要な情報を授受し、メモリ２０２に格納されたプログラムをプロセッサ２００が実行し、メモリ２０２に格納されたテーブルをプロセッサ２００が参照することにより、上述した処理を行うことができる。プロセッサ２００による演算結果は、メモリ２０２に記憶することができる。

また、実施の形態１における制御部２５の機能の一部を実現する場合には、図２４に示す処理回路２０３を用いることもできる。処理回路２０３は、単一回路、複合回路、ＡＳＩＣ（Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ Ｓｐｅｃｉｆｉｃ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）、ＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ−Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｇａｔｅ Ａｒｒａｙ）、又は、これらを組み合わせたものが該当する。処理回路２０３に入力する情報、及び処理回路２０３から出力する情報は、インタフェース２０４を介して入手することができる。

なお、制御部２５における一部の処理を処理回路２０３で実施し、処理回路２０３で実施しない処理をプロセッサ２００及びメモリ２０２で実施してもよい。

実施の形態２．
実施の形態２では、実施の形態１で説明したモータ駆動装置２の適用例について説明する。

図２５は、実施の形態２に係る電動送風機６４の構成例を示す図である。電動送風機６４は、実施の形態１で説明したモータ駆動装置２を備え、モータ駆動装置２が駆動する単相モータ１２に対してプロペラ６９が装着されている。電動送風機６４は、モータ駆動装置２が単相モータ１２を回転させることで、風を送り出すまたは吸引する構造となっている。

図２６は、実施の形態２に係る電動送風機６４を備えた電気掃除機６１の構成例を示す図である。電気掃除機６１は、図１に示されるバッテリ１０に相当するバッテリ６７と、図１に示されるモータ駆動装置２と、図１に示される単相モータ１２により駆動される電動送風機６４とを備える。また、電気掃除機６１は、集塵室６５と、センサ６８と、吸込口体６３と、延長管６２と、操作部６６とを備える。

電気掃除機６１を使用する使用者は、操作部６６を持ち、電気掃除機６１を操作する。電気掃除機６１のモータ駆動装置２は、バッテリ６７を電源として電動送風機６４を駆動する。電動送風機６４が駆動されることにより、吸込口体６３からごみの吸込みが行われる。吸込まれたごみは、延長管６２を介して集塵室６５へ集められる。

電気掃除機６１は、バッテリ６７を電源として使用する製品である。上述した実施の形態１の手法を用いれば、モータ電流Ｉ_ｍを効率よく使用して消費電力を低減することが可能である。これにより、バッテリ６７の使用時間を長くして、長時間の使用が可能な電気掃除機６１を得ることができる。

また、実施の形態２に係る電気掃除機６１は、インバータ１１のスイッチング素子５１〜５４をワイドバンドギャップ半導体により形成することで、放熱部品の簡素化により小型化及び軽量化することができる。

図２７は、実施の形態２に係る電動送風機６４を備えたハンドドライヤ９０の構成例を示す図である。ハンドドライヤ９０は、ケーシング９１と、手検知センサ９２と、水受け部９３と、ドレン容器９４と、カバー９６と、センサ９７と、吸気口９８と、電動送風機６４と、を備える。ここで、センサ９７は、ジャイロセンサ及び人感センサの何れかである。ハンドドライヤ９０では、水受け部９３の上部にある手挿入部９９に手が挿入されることにより、電動送風機６４による送風で水が吹き飛ばされ、吹き飛ばされた水は、水受け部９３で集められた後、ドレン容器９４に溜められる。

ハンドドライヤ９０は、季節を問わず１年中継続して使用する製品である。このため、実施の形態１の手法を適用した製品とすることで、継続的な消費電力の低減の効果が得られる。

以上の説明の通り、本実施の形態では、電気掃除機６１及びハンドドライヤ９０にモータ駆動装置２を適用した構成例を説明したが、モータ駆動装置２は、モータが搭載された電気機器に適用することができる。モータが搭載された電気機器は、焼却炉、粉砕機、乾燥機、集塵機、印刷機械、クリーニング機械、製菓機械、製茶機械、木工機械、プラスチック押出機、ダンボール機械、包装機械、熱風発生機、ＯＡ機器、電動送風機などである。電動送風機は、物体輸送用、吸塵用、または一般送排風用の送風手段である。

以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。

１ モータ駆動システム、２ モータ駆動装置、５Ａ 第１のレグ、５Ｂ 第２のレグ、６Ａ，６Ｂ 接続点、１０ バッテリ、１１ インバータ、１２ 単相モータ、１２ａ ロータ、１２ｂ ステータ、２０ 電圧検出器、２２ 電流検出器、２５ 制御部、３２ 駆動信号生成部、３３ キャリア生成部、３８，３８Ａ，３８Ｂ ＰＷＭ信号生成部、３８ａ 絶対値演算部、３８ｂ 除算部、３８ｃ，３８ｄ，３８ｆ，３８ｋ 乗算部、３８ｅ，３８ｍ，３８ｎ 加算部、３８ｇ，３８ｈ 比較部、３８ｉ，３８ｊ 出力反転部、３８ｐ，３８ｑ 出力選択部、４０ 電源コンデンサ、４１ モータ巻線、４２ 電圧源、５０ 電力変換回路、５１，５２，５３，５４ スイッチング素子、５１ａ，５２ａ，５３ａ，５４ａ ボディダイオード、６１ 電気掃除機、６２ 延長管、６３ 吸込口体、６４ 電動送風機、６５ 集塵室、６６ 操作部、６８，９７ センサ、９０ ハンドドライヤ、９１ ケーシング、９２ 手検知センサ、９３ 水受け部、９４ ドレン容器、９６ カバー、９８ 吸気口、９９ 手挿入部、１０２ スイッチ、２００ プロセッサ、２０２ メモリ、２０３ 処理回路、２０４ インタフェース。

Claims (19)

1. 上アームの第１のスイッチング素子と下アームの第２のスイッチング素子とが直列に接続された第１のレグと、前記第１のレグに並列に接続され、上アームの第３のスイッチング素子と下アームの第４のスイッチング素子とが直列に接続された第２のレグと、を有し、電源から出力される直流電圧を交流電圧に変換して単相モータに前記交流電圧を印加するインバータと、
   前記単相モータに流れるモータ電流を検出する電流検出器と、
   前記第１、第２、第３及び第４のスイッチング素子の導通を制御する制御部と、
   を備え、
   前記単相モータは、前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子との接続点である第１の接続点と、前記第３のスイッチング素子と前記第４のスイッチング素子との接続点である第２の接続点との間に接続され、
   前記制御部は、第１の期間において、前記第１及び第４のスイッチング素子を非導通に制御した後に、前記第２及び第３のスイッチング素子を導通に制御する第１の制御を実施し、
   前記第１の期間は、前記単相モータに対して前記交流電圧の印加が停止され、且つ、前記モータ電流が前記第１の接続点から前記第２の接続点に向かう第１の方向に流れている期間である
   モータ駆動装置。
2. 前記電流検出器の検出値に基づいて前記単相モータを制御する
   請求項１に記載のモータ駆動装置。
3. 前記第１のレグと前記第２のレグとに並列に接続される電圧検出器を備え、
   前記電圧検出器の検出値に基づいて前記単相モータを制御する
   請求項１又は２に記載のモータ駆動装置。
4. 前記第１の期間において、
   前記制御部は、前記第１、第２及び第３のスイッチング素子を非導通に制御し、前記第４のスイッチング素子を導通に制御した後に前記第２のスイッチング素子を導通に制御し、その後に、
   前記第４のスイッチング素子を非導通に制御し、その後に、
   前記第３のスイッチング素子を導通に制御することで前記第１の制御を実施する
   請求項１に記載のモータ駆動装置。
5. 前記第１の制御の実施中に前記モータ電流の検出値が規定電流を下回った場合、
   前記制御部は、前記第３のスイッチング素子を非導通に制御した後に前記第４のスイッチング素子を導通に制御し、その後に、
   前記第４のスイッチング素子を非導通に制御し、その後に、
   前記第３のスイッチング素子を導通に制御する
   請求項４に記載のモータ駆動装置。
6. 前記電源及び前記単相モータから供給される電力を蓄える蓄電器と、
   前記蓄電器の電圧を検出する電圧検出器と、を備え、
   前記第１の制御の実施中に前記電圧検出器の検出値が規定電圧まで上昇した場合、
   前記制御部は、前記第１及び第３のスイッチング素子を非導通に制御し、前記第２及び第４のスイッチング素子を導通に制御する
   請求項１から５の何れか１項に記載のモータ駆動装置。
7. 前記制御部は、前記第２及び第４のスイッチング素子を導通に制御した後に、前記第２のスイッチング素子を非導通に制御する
   請求項６に記載のモータ駆動装置。
8. 上アームの第１のスイッチング素子と下アームの第２のスイッチング素子とが直列に接続された第１のレグと、前記第１のレグに並列に接続され、上アームの第３のスイッチング素子と下アームの第４のスイッチング素子とが直列に接続された第２のレグと、を有し、電源から出力される直流電圧を交流電圧に変換して単相モータに前記交流電圧を印加するインバータと、
   前記単相モータに流れるモータ電流を検出する電流検出器と、
   前記第１、第２、第３及び第４のスイッチング素子の導通を制御する制御部と、
   を備え、
   前記単相モータは、前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子との接続点である第１の接続点と、前記第３のスイッチング素子と前記第４のスイッチング素子との接続点である第２の接続点との間に接続され、
   前記制御部は、第２の期間において、前記第２及び第３のスイッチング素子を非導通に制御した後に、前記第１及び第４のスイッチング素子を導通に制御する第２の制御を実施し、
   前記第２の期間は、前記単相モータに対して前記交流電圧の印加が停止され、且つ、前記モータ電流が前記第２の接続点から前記第１の接続点に向かう第２の方向に流れている期間である
   モータ駆動装置。
9. 前記電流検出器の検出値に基づいて前記単相モータを制御する
   請求項８に記載のモータ駆動装置。
10. 前記第１のレグと前記第２のレグとに並列に接続される電圧検出器を備え、
    前記電圧検出器の検出値に基づいて前記単相モータを制御する
    請求項８又は９に記載のモータ駆動装置。
11. 前記第２の期間において、
    前記制御部は、前記第１、第３及び第４のスイッチング素子を非導通に制御し、前記第２のスイッチング素子を導通に制御した後に前記第４のスイッチング素子を導通に制御し、その後に、
    前記第２のスイッチング素子を非導通に制御し、その後に、
    前記第１のスイッチング素子を導通に制御することで前記第２の制御を実施する
    請求項１０に記載のモータ駆動装置。
12. 前記第２の制御の実施中に前記モータ電流の検出値が規定電流を下回った場合、
    前記制御部は、前記第１のスイッチング素子を非導通に制御した後に前記第２のスイッチング素子を導通に制御し、その後に、
    前記第２のスイッチング素子を非導通に制御し、その後に、
    前記第１のスイッチング素子を導通に制御する
    請求項１１に記載のモータ駆動装置。
13. 前記電源及び前記単相モータから供給される電力を蓄える蓄電器と、
    前記蓄電器の電圧を検出する電圧検出器と、を備え、
    前記第２の制御の実施中に前記電圧検出器の検出値が規定電圧まで上昇した場合、
    前記制御部は、前記第１及び第３のスイッチング素子を非導通に制御し、前記第２及び第４のスイッチング素子を導通に制御する
    請求項１０から１２の何れか１項に記載のモータ駆動装置。
14. 前記制御部は、前記第２及び第４のスイッチング素子を導通に制御した後に、前記第４のスイッチング素子を非導通に制御する
    請求項１３に記載のモータ駆動装置。
15. 前記第１、第２、第３及び第４のスイッチング素子のうちの少なくとも１つはワイドバンドギャップ半導体で形成されている
    請求項１から１４の何れか１項に記載のモータ駆動装置。
16. 前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化珪素、窒化ガリウム、酸化ガリウム又はダイヤモンドである
    請求項１５に記載のモータ駆動装置。
17. 請求項１から１６の何れか１項に記載のモータ駆動装置を備えた電動送風機。
18. 請求項１７に記載の電動送風機を備えた電気掃除機。
19. 請求項１７に記載の電動送風機を備えたハンドドライヤ。

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