JP7015054B2 - 電力変換装置、及び、折返しダイポールアンテナ - Google Patents

Description

本発明は、電力変換装置、及び、折返しダイポールアンテナに関する。

従来より、基板の一主面上に、平衡二線型のアンテナと、平衡二線線路と、整流回路と、直流出力端子とを備え、前記平衡二線型のアンテナによりマイクロ波を受信し、このマイクロ波に基づき前記直流出力端子に直流電力を出力する平衡二線線路式レクテナがある。

前記平衡二線型のアンテナは、前記基板の一主面上に相対向する一対のアンテナ素子を有し、前記平衡二線線路は、前記基板の一主面上で前記各アンテナ素子の中央側端部に接続されそれらの各アンテナ素子の対向方向と直交する方向に延びる互いに平行な一対の線路を有する。

前記整流回路は、直流遮断用キャパシタと、前記一対の線路間に配置されたショットキーバリアダイオードと、このショットキーバリアダイオードの後段でこのショットキーバリアダイオードから所定間隔だけ離れて前記一対の線路間の配置された平滑用キャパシタとを有する。

前記直流出力端子は、前記平滑用キャパシタの後段で前記一対の線路のそれぞれに接続されており、前記マイクロ波の波長をλｇとして、前記所定間隔をλｇ／２２．５からλｇ／１４の範囲に設定したことを特徴とする。

前記平衡二線線路式レクテナは、さらに入力フィルタを備え、この入力フィルタは、前記平衡二線型のアンテナと前記ショットキーバリアダイオードとの間の前記一対の線路に設けられたことを特徴とする（例えば、特許文献１参照）。

特開２００７－１１６５１５号公報

従来の平衡二線線路式レクテナ（電力変換装置）は、平衡二線型のアンテナ（アンテナ）と整流回路との間に入力フィルタ（フィルタ）を設けている。これは、フィルタの誘導性成分で整流回路の容量性成分を相殺して、アンテナと整流回路とのインピーダンス整合を取るためである。

ところで、従来の電力変換装置は、フィルタにおける電力の損失が生じるため、損失が大きいという課題がある。

そこで、損失を低減した電力変換装置、及び、折返しダイポールアンテナを提供することを目的とする。

本発明の実施の形態の電力変換装置は、受信する電波の周波数における自由空間波長における半波長に対応する長さを有する第１導体と、第１給電点から前記第１導体に沿って第１端部まで延在する第１素子と、前記第１給電点と平衡端子を構成する第２給電点から前記第１導体に沿って第２端部まで延在する第２素子とを有し、前記第１導体と折返しダイポールアンテナを構成する第２導体と、前記第１給電点及び前記第２給電点に接続される整流回路とを含み、前記第１導体の幅は、前記第２導体の幅よりも広く、前記第１端部と前記第２端部との間の長さは、前記周波数における波長の電気長をλｅとすると、０．６λｅ～０．８λｅに対応する長さである。

損失を低減した電力変換装置、及び、折返しダイポールアンテナを提供することができる。

実施の形態の折返しダイポールアンテナ１００を含む電力変換装置３００を示す図である。 図１の一部を拡大して示す図である。 折返しダイポールアンテナ１００のシミュレーションモデルを示す図である。 折返しダイポールアンテナ１００のインピーダンスの周波数特性を示すスミスチャートである。 折返しダイポールアンテナ１００のシミュレーションモデルを示す図である。 折返しダイポールアンテナ１００側から見た整流回路２００のインピーダンスの周波数特性を示すスミスチャートである。 折返しダイポールアンテナ１００のインピーダンスの周波数特性を示すスミスチャートである。 実施の形態の変形例の折返しダイポールアンテナ１００Ｍを示す図である。 折返しダイポールアンテナ１００Ｍのインピーダンスの周波数特性を示すスミスチャートである。 長さＬｆが異なるシミュレーションモデルで得られたスミスチャートを示す図である。 長さＬｆが異なるシミュレーションモデルで得られたスミスチャートを示す図である。 折返しダイポールアンテナ１００のインピーダンスを示すスミスチャートである。 折返しダイポールアンテナ１００のインピーダンスを示すスミスチャートである。 折返しダイポールアンテナ１００のインピーダンスを示すスミスチャートである。 折返しダイポールアンテナ１００のインピーダンスを示すスミスチャートである。 折返しダイポールアンテナ１００のシミュレーションモデルを示す図である。 折返しダイポールアンテナ１００のシミュレーションモデルを示す図である。 折返しダイポールアンテナ１００のインピーダンスの周波数特性を示すスミスチャートである。 折返しダイポールアンテナ１００のインピーダンスの周波数特性を示すスミスチャートである。 エレメント１１０及び１２０の断面を示す図である。 エレメント１１０及び１２０の等価半径を説明する図である。

以下、本発明の電力変換装置、及び、折返しダイポールアンテナを適用した実施の形態について説明する。

＜実施の形態＞
図１は、実施の形態の折返しダイポールアンテナ１００を含む電力変換装置３００を示す図である。以下では、ＸＹＺ座標系を用いて説明する。

電力変換装置３００は、折返しダイポールアンテナ１００と整流回路２００とを含む。電力変換装置３００は、折返しダイポールアンテナ１００が受信した電波の高周波電力を整流回路２００で直流電力に変換して出力する。ここでは、一例として、電波の周波数が５４０ＭＨｚである場合について説明する。

折返しダイポールアンテナ１００は、誘導性のインピーダンス特性を有する。このため、電力変換装置３００は、折返しダイポールアンテナ１００、及び整流回路２００の他にフィルタを含まなくても、容量性のインピーダンスを示す整流回路２００と折返しダイポールアンテナ１００とのインピーダンス整合を取ることができる。以下、この詳細について説明する。

折返しダイポールアンテナ１００は、基板１０１と、エレメント１１０及び１２０とを有する。基板１０１は、例えば、テフロン（登録商標）基板又はＰＰＥ(Polyphenylene Ether: ポリフェニレンエーテル)基板のように誘電体損失の低い基板である。また、基板１０１は、テフロン基板又はＰＰＥ基板に限らず、例えばＦＲ－４(Flame Retardant type 4)規格の配線基板やその他の形式の基板やフレキシブル基板であってもよい。

折返しダイポールアンテナ１００は、例えば、基板１０１の表面に設けられた銅箔をパターニングすることによって作製することができる。しかしながら、折返しダイポールアンテナ１００は、銅以外の金属製であってもよい。

エレメント１１０は、端部１１１、１１２を有し、基板１０１の表面に設けられる。エレメント１１０は、第１導体の一例である。エレメント１１０は、端部１１１及び１１２を両端として、Ｘ軸に沿って延在している。エレメント１１０は、エレメント１２０と平行に配置されている。

エレメント１１０の長さ（端部１１１と１１２との間の長さ）は、折返しダイポールアンテナ１００が受信する電波の自由空間波長λ_０の約半波長（約λ_０／２）に対応する長さに設定される。これは、エレメント１１０が折返しダイポールアンテナ１００の全長（Ｘ軸方向の端から端までの長さ）に対応する部分だからである。

ここで、電波の自由空間波長λ_０の半波長（λ_０／２）に対応する長さとは、厳密に電波の自由空間波長λ_０の半波長（λ_０／２）には限らず、折返しダイポールアンテナ１００として機能させるための調整において、半波長（λ_０／２）よりも少し短くされる場合の長さを含む意味である。ここでは、エレメント１１０の長さは、一例として、半波長（λ_０／２）に対応する長さとして、５４０ＭＨｚにおける０．４４λ_０に相当する２４４ｍｍである。

また、エレメント１１０の素子幅（Ｙ軸方向の幅）は、エレメント１２０の素子幅よりも太くされている。折返しダイポールアンテナ１００では、エレメント１２０の素子幅に対するエレメント１１０の素子幅でインピーダンスが決まる。エレメント１２０の素子幅よりもエレメント１１０の素子幅を太くすることにより、折返しダイポールアンテナ１００のインピーダンスを増大させることができる。

エレメント１２０は、エレメント１２０Ａ及び１２０Ｂを有し、基板１０１の表面に設けられる。エレメント１２０は、第２導体の一例である。

エレメント１２０Ａは、給電点１２１Ａ及び端部１２２Ａを有する。エレメント１２０Ａは、第１素子の一例である。給電点１２１Ａは、第１給電点の一例である。端部１２２Ａは、第１端部の一例である。エレメント１２０Ａは、給電点１２１Ａと端部１２２Ａとの間でＸ軸に沿って延在しており、エレメント１１０に平行である。給電点１２１Ａは、整流回路２００の端子２０１に接続される。

端部１２２Ａと、給電点１２１Ａ及び１２１Ｂの中間点との間の長さＬａは、折返しダイポールアンテナ１００が受信する５４０ＭＨｚの電波の電気長λeの０．３倍～０．４倍の長さ（０．３λe～０．４λｅ）に設定されている。

ここで、電気長λeは、基板１０１に設けられるエレメント１２０Ａのような伝送媒体中を伝送される電磁波の波長であり、基板１０１の比誘電率等によって短縮率が異なる。この短縮率によって電波の電気長λeの０．３倍～０．４倍の長さ（０．３λe～０．４λｅ）は短縮される。

エレメント１２０Ｂは、給電点１２１Ｂ及び端部１２２Ｂを有する。エレメント１２０Ｂは、第２素子の一例である。給電点１２１Ｂは、第２給電点の一例であり、エレメント１１０のＸ軸方向の中央を通りＹ軸方向に伸延する軸を対称軸として、給電点１２１Ａと点対称になる位置に配置されている。このため、端部１２２Ｂと、給電点１２１Ａ及び１２１Ｂの中間点との間の長さもＬａである。また、端部１２２Ｂは、第２端部の一例である。

給電点１２１Ａ及び１２１Ｂは、平衡端子の一例である。給電点１２１Ａ及び１２１Ｂには、整流回路２００の端子２０１、２０２が接続される。給電点１２１Ａ及び１２１Ｂと整流回路２００の端子２０１、２０２との間は、例えば、最短距離で銅箔パターンにより接続すればよい。図１では、給電点１２１Ａ及び１２１Ｂと整流回路２００の端子２０１、２０２との接続部を２本の破線で示す。

エレメント１２０Ｂは、給電点１２１Ｂと端部１２２Ｂとの間でＸ軸に沿って延在しており、エレメント１１０に平行である。給電点１２１Ｂは、整流回路２００の端子２０２に接続される。

エレメント１２０Ｂは、平面視において、エレメント１１０のＸ軸方向の中央を通りＹ軸方向に伸延する軸を対称軸として、エレメント１２０Ａと線対称になるように配置されている。

エレメント１２０ＢのＸ軸方向の長さは、エレメント１２０ＡのＸ軸方向の長さと等しい。すなわち、端部１２２Ｂと、給電点１２１Ａ及び１２１Ｂの中間点との間の長さは、電気長λeの０．３倍～０．４倍の長さ（０．３λe～０．４λｅ）に設定されている。

このため、エレメント１２０の端部１２２Ａから端部１２２Ｂまでの長さは、電気長λeの０．６倍～０．８倍の長さ（０．６λe～０．８λｅ）である。なお、給電点１２１Ａと給電点１２１Ｂとは、実際には、図１に示すよりも近接して配置される。

整流回路２００は、インピーダンスが高いため、整流回路２００の容量性のインピーダンスと、折返しダイポールアンテナ１００の誘導性のインピーダンスとを整合させるには、折返しダイポールアンテナ１００のインピーダンスを高くする必要がある。

このため、エレメント１１０の素子幅（Ｙ軸方向の幅）が、エレメント１２０の素子幅よりも太くなるようにしている。折返しダイポールアンテナ１００のインピーダンスと、整流回路２００のインピーダンスとを共役整合させることにより、整流回路２００での整流効率を増大させることができる。

整流回路２００は、端子２０１、２０２、キャパシタ２１１、２１２、２１３、２１４、ダイオード２２１、２２２、２２３、２２４、及び出力端子２３１、２３２を含む。整流回路２００は、一例として、コッククロフト・ウォルトン型の整流回路である。

端子２０１には、キャパシタ２１１、２１２が直列に接続されており、端子２０２には、キャパシタ２１３、２１４が直列に接続されている。また、ダイオード２２１、２２２、２２３、２２４は、図１に示すように、キャパシタ２１１、２１２、２１３、２１４の間でたすき掛け状に接続されている。

整流回路２００は、折返しダイポールアンテナ１００から入力される高周波電力を直流電圧に変換して、出力端子２３１、２３２から出力する。このような整流回路２００のインピーダンスはダイオード２２１、２２２、２２３、２２４の端子間容量の影響で容量性である。

ここで、図２を用いて、以後の説明で用いる各部の寸法の名称について説明する。図２は、図１の一部を拡大して示す図である。以下の説明では、上述した長さＬａ、Ｌｂに加えて、幅Ｗａ、Ｗｂと間隔ｄを用いる。

幅Ｗａは、エレメント１２０の幅（Ｙ軸方向の幅）であり、一例として０．２ｍｍである。幅Ｗｂは、エレメント１１０の幅（Ｙ軸方向の幅）であり、一例として８．０ｍｍである。間隔ｄは、エレメント１１０と１２０のＹ軸方向の間隔である。また、給電点１２１Ａ及び１２１Ｂの間隔は、一例として２ｍｍである。

図３は、折返しダイポールアンテナ１００のシミュレーションモデル１００Ａ１～１００Ｆ１を示す図である。図３では、各部の符号を省略する。

図３（Ａ）～（Ｆ）に示すシミュレーションモデル１００Ａ１～１００Ｆ１では、長さＬａは、それぞれ、０．１λｅ、０．２λｅ、０．３λｅ、０．４λｅ、０．５λｅ、０．６λｅに設定されている。シミュレーションモデル１００Ｄ１～１００Ｆ１では、基板のＸ軸方向の長さが図１に示す基板１０１よりも長くなっている。

なお、基板１０１の誘電率εｒは３．４、高さ（Ｚ軸方向の厚さ）ｈは０．７５ｍｍ、エレメント１１０と１２０のＹ軸方向の間隔ｄは４ｍｍ、エレメント１１０のＸ軸方向の長さＬｂは２４４ｍｍである。２４４ｍｍは、折返しダイポールアンテナ１００が受信する５４０ＭＨｚの電波の自由空間波長λ_０の０．４４倍の長さである。

図４は、折返しダイポールアンテナ１００が受信する電波の周波数を変化させた場合のインピーダンスを示すスミスチャートである。図４に示すスミスチャートでは、横軸の中心（スミスチャートの中心点）における抵抗値は２ｋΩである。これは以下で示す他のスミスチャートにおいても同一である。

図４（Ａ）～（Ｆ）には、それぞれ、長さＬａを０．１λｅ、０．２λｅ、０．３λｅ、０．４λｅ、０．５λｅ、０．６λｅに設定し、電波の周波数を４００ＭＨｚから７００ＭＨｚまで変化させた場合のスミスチャートを示す。

図４（Ａ）に示す長さＬａが０．１λｅの場合は、周波数の増大に伴って、短絡点（横軸の左端）を通る等抵抗円の約－１３５度から約－１６０度まで移動する軌跡が得られた。

図４（Ｂ）に示す長さＬａが０．２λｅの場合は、周波数の増大に伴って、短絡点を通る等抵抗円の約－１６６度から約１７３度まで移動する軌跡が得られた。周波数の増大に伴って、少しずつ短絡点を通る等抵抗円の内側に入る軌跡であった。

図４（Ｃ）に示す長さＬａが０．３λｅの場合は、周波数の増大に伴って、短絡点を通る等抵抗円の約１８０度から約１４０度まで移動する軌跡が得られた。周波数の増大に伴って、少しずつ短絡点を通る等抵抗円の内側に入る軌跡であった。

図４（Ｄ）に示す長さＬａが０．４λｅの場合は、周波数の増大に伴って、短絡点を通る等抵抗円の少し内側において、約１６５度から約１８０度まで円弧を描いた後に、約１８０度から約３５度まで移動する軌跡が得られた。

図４（Ｅ）に示す長さＬａが０．５λｅの場合は、周波数の増大に伴って、図４（Ｄ）に示す軌跡よりもさらに内側において、約－１６０度から約－１３０度まで円を描くような軌跡が得られた。

図４（Ｆ）に示す長さＬａが０．６λｅの場合は、図４（Ｅ）に示す軌跡をさらに内側に小さく収縮させて１回転するような軌跡が得られた。

以上の結果より、図４（Ｃ）、（Ｄ）に示す長さＬａが０．３λｅ、０．４λｅの場合に、スミスチャートの円の上半分の領域で、時計回りに回転し、誘導性を表す軌跡が得られた。このことから、折返しダイポールアンテナ１００のインピーダンスを誘導性にするには、長さＬａは、０．３λｅ～０．４λｅが適切な範囲であることが分かった。

図５は、折返しダイポールアンテナ１００のシミュレーションモデル１００Ａ２～１００Ｅ２を示す図である。図５では、各部の符号を省略する。

図５（Ａ）～（Ｅ）に示すシミュレーションモデル１００Ａ２～１００Ｅ２では、長さＬａは、それぞれ、０．３２λｅ、０．３４λｅ、０．３６λｅ、０．３８λｅに設定されている。

なお、基板１０１の誘電率εｒは３．４、高さ（Ｚ軸方向の厚さ）ｈは０．７５ｍｍ、エレメント１１０と１２０のＹ軸方向の間隔ｄは４ｍｍ、エレメント１１０のＸ軸方向の長さＬｂは２４４ｍｍである。２４４ｍｍは、折返しダイポールアンテナ１００が受信する５４０ＭＨｚの電波の自由空間波長λ_０の０．４４倍の長さである。

ここで、図６を用いて、整流回路２００のインピーダンスの周波数特性を示すスミスチャートについて説明する。図６は、折返しダイポールアンテナ１００側から見た整流回路２００のインピーダンスの周波数特性を示すスミスチャートである。図６には、電波の周波数を４００ＭＨｚから７００ＭＨｚまで変化させた場合のスミスチャートを示す。

図６に示すように、整流回路２００のインピーダンスは、約－１４０度から約－１５３度まで移動する軌跡であり、容量性のインピーダンスを示すことが確認できた。

ここでは、図６に示すような周波数特性を示す容量性のインピーダンスを有する整流回路２００と共役整合する誘導性のインピーダンスを有する折返しダイポールアンテナ１００を実現することにより、整流回路２００での整流効率を増大させる。なお、ここでいう共役整合とは、整流回路２００のインピーダンスの容量性の成分と、折返しダイポールアンテナ１００のインピーダンスの誘導性の成分とが複素共役の関係になることによって、相殺されることをいう。

図７は、折返しダイポールアンテナ１００が受信する電波の周波数を変化させた場合のインピーダンスを示すスミスチャートである。図７（Ａ）～（Ｅ）には、それぞれ、長さＬａを０．３２λｅ、０．３４λｅ、０．３５λｅ、０．３６λｅ、０．３８λｅに設定し、電波の周波数を４００ＭＨｚから７００ＭＨｚまで変化させた場合のスミスチャートを示す。また、図７（Ｆ）には、長さＬａが０．４λｅのシミュレーションモデル１００Ｄ１（図３（Ｄ）参照）のスミスチャートを示す。これは、図４（Ｄ）に示すものと同一である。

図７（Ａ）に示す長さＬａが０．３２λｅの場合は、周波数の増大に伴って、短絡点の近傍から、短絡点を通る等抵抗円の約１８０度から約１７０度まで少し内側に入った後に、短絡点を通る等抵抗円に沿って約１２０度まで移動した。周波数の増大に伴って、少しずつ短絡点を通る等抵抗円の内側に入る軌跡であった。

図７（Ｂ）に示す長さＬａが０．３４λｅの場合は、周波数の増大に伴って、短絡点の近くの約１７５度の点から、約１７０度でキンク頂点を形成した後に、短絡点を通る等抵抗円に沿って約１６５度から約１００度まで移動する軌跡が得られた。周波数の増大に伴って、少しずつ短絡点を通る等抵抗円の内側に入る軌跡であった。

図７（Ｃ）に示す長さＬａが０．３５λｅの場合は、周波数の増大に伴って、短絡点の近くの約１７５度の点から、約１７０度でキンク頂点を形成した後に、短絡点を通る等抵抗円に沿って約１６０度から約９５度まで移動する軌跡が得られた。周波数の増大に伴って、少しずつ短絡点を通る等抵抗円の内側に入る軌跡であった。キンク頂点は、長さＬａが０．３４λｅの場合よりも大きかった。

図７（Ｄ）に示す長さＬａが０．３６λｅの場合は、周波数の増大に伴って、短絡点の近くの約１７５度の点から、約１７０度でキンク頂点を形成した後に、短絡点を通る等抵抗円に沿って約１６０度から約８５度まで移動する軌跡が得られた。周波数の増大に伴って、少しずつ短絡点を通る等抵抗円の内側に入る軌跡であった。キンク頂点は、長さＬａが０．３４λｅ、０．３５λｅの場合よりも大きかった。

図７（Ｅ）に示す長さＬａが０．３８λｅの場合は、周波数の増大に伴って、約１７０度の点から、キンク頂点を形成した後に、短絡点を通る等抵抗円に沿って約１６０度から約６５度まで移動する軌跡が得られた。周波数の増大に伴って、少しずつ短絡点を通る等抵抗円の内側に入る軌跡であった。

図７（Ｆ）に示す長さＬａが０．４０λｅの場合は、図７（Ｅ）に示す長さＬａが０．３８λｅの軌跡と比べると、最初に描くキンクの軌跡がさらに広がり、周波数の増大に伴って、約１６５度の点から、キンク頂点を形成した後に、短絡点を通る等抵抗円に沿って約１６０度から約３５度まで移動する軌跡が得られた。周波数の増大に伴って、少しずつ短絡点を通る等抵抗円の内側に入る軌跡であった。

以上の結果より、図７（Ａ）～（Ｆ）のすべての軌跡が、スミスチャートの円の上半分の領域で、時計回りに回転し、キンク頂点を有し、誘導性を示す軌跡である。例えば、周波数帯が広い通信への用途を考えると、スミスチャートの円の上半分の領域でキンク頂点を有するインピーダンス特性が有効的である。しかしながら、図６に示すような周波数特性を示す整流回路２００の容量性インピーダンスと広帯域で共役整合が取れるという見地からは、これらの中では、図７（Ｂ）、（Ｃ）、（Ｄ）に示す長さＬａが０．３４λｅ～０．３６λｅの場合が特に良好であることが分かった。

以上より、長さＬａが０．３２λｅ～０．４λｅの範囲では、長さＬａが０．３４λｅ～０．３６λｅが特に良いことが分かった。

以上、実施の形態の折返しダイポールアンテナ１００は、誘導性のインピーダンスを有するため、折返しダイポールアンテナ１００の誘導性のインピーダンスが整流回路２００の容量性のインピーダンスと整合するように調節すれば、電力変換装置３００がローパスフィルタを含まなく済む。換言すれば、折返しダイポールアンテナ１００のインピーダンスと、整流回路２００のインピーダンスとが共役の関係になるようにすればよい。

電力変換装置３００は、折返しダイポールアンテナ１００と整流回路２００との間にローパスフィルタを含まないため、損失を低減することができる。すなわち、実施の形態によれば、損失を低減した折返しダイポールアンテナ１００及び電力変換装置３００を提供することができる。

なお、以上では、整流回路２００がコッククロフト・ウォルトン型の整流回路である形態について説明したが、整流回路２００はコッククロフト・ウォルトン型に限られるものではない。折返しダイポールアンテナ１００から出力される高周波電力を直流電力に整流できる整流回路であれば、どのような形式のものであってもよい。

また、以上では、一例として、折返しダイポールアンテナ１００が５４０ＭＨｚの電波を受信する形態について説明したが、周波数は５４０ＭＨｚに限られず、所望の周波数に応じて、折返しダイポールアンテナ１００の誘導性のインピーダンスを調整すればよい。このような調整は、主に、エレメント１１０、１２０の長さや間隔を設計段階で設定することによって行うことができる。

図８は、実施の形態の変形例の折返しダイポールアンテナ１００Ｍを示す図である。折返しダイポールアンテナ１００Ｍは、基板１０１Ｍと、エレメント１１０及び１２０Ｍとを有する。ここでは、図１に示す折返しダイポールアンテナ１００の構成要素と同様の構成要素には同一符号を付し、その説明を省略する。

基板１０１Ｍは、図１に示す基板１０１よりもＹ軸方向の幅が広い。これは、エレメント１２０Ｍに対応したものである。

エレメント１２０Ｍは、エレメント１２０ＭＡ及び１２０ＭＢを有し、基板１０１Ｍの表面に設けられる。エレメント１２０Ｍは、第２導体の一例である。

エレメント１２０ＭＡ及び１２０ＭＢは、それぞれ、図１に示すエレメント１２０Ａ及び１２０Ｂに、延長部１２３Ａ、１２３Ｂを追加したものである。延長部１２３Ａ、１２３Ｂは、それぞれ、給電点１２１Ａ、１２１Ｂに接続され、Ｙ軸負方向側の端子１２３Ａ１、１２３Ｂ１まで延在する。延長部１２３Ａ、１２３Ｂは、互いに平行であり、Ｙ軸に平行である。延長部１２３Ａ、１２３Ｂは、平衡線路である。延長部１２３Ａ、１２３Ｂの長さをＬｆとする。延長部１２３Ａ、１２３Ｂは、それぞれ、第１延長線路、第２延長線路の一例である。

端子１２３Ａ１、１２３Ｂ１は、基板１０１ＭのＹ軸負方向側でＸ軸方向に延在する長辺の手前に位置する。一例として、長さＬａは０．３５λｅであり、延長部１２３Ａ、１２３Ｂの長さは、２０ｍｍである。端子１２３Ａ１、１２３Ｂ１は、整流回路２００の端子２０１、２０２に接続される。

図９は、折返しダイポールアンテナ１００Ｍが受信する電波の周波数を変化させた場合のインピーダンスの周波数特性を示すスミスチャートである。図９（Ａ）には、折返しダイポールアンテナ１００Ｍが受信する電波の周波数を４００ＭＨｚから７００ＭＨｚまで変化させた場合のインピーダンスの周波数特性を示す。また、図９（Ｂ）には、シミュレーションモデル１００Ｃ２（図５（Ｃ）参照）のインピーダンスの周波数特性を示す。これは、図７（Ｃ）に示すものと同一である。

図９（Ａ）に示す折返しダイポールアンテナ１００Ｍの軌跡は、周波数の増大に伴って、短絡点の近くの約１７０度の点から、約１６５度でキンク頂点を形成した後に、短絡点を通る等抵抗円に沿って約１６０度から約－１１０度まで移動する軌跡が得られた。周波数の増大に伴って、少しずつ短絡点を通る等抵抗円の内側に入る軌跡であった。キンク頂点は、図９（Ｂ）に示すシミュレーションモデル１００Ｃ２の軌跡よりも少し上側にシフトし、大きなキンク頂点が得られた。これは、折返しダイポールアンテナ１００Ｍのキンク頂点は、シミュレーションモデル１００Ｃ２のキンク頂点よりもさらに誘導性が強いことを表している。図９（Ｂ）に示すシミュレーションモデル１００Ｃ２の軌跡の方が、図９（Ａ）に示す折返しダイポールアンテナ１００Ｍよりも整流回路２００の入力インピーダンスと、より上手く共役整合が取れているが、図９（Ａ）に示す折返しダイポールアンテナ１００Ｍでも、十分に良好な軌跡が得られることが分かった。

従って、損失を低減した電力変換装置、及び、折返しダイポールアンテナ１００Ｍを提供することができる。

図１０及び図１１は、延長部１２３Ａ、１２３Ｂの長さＬｆが異なる折返しダイポールアンテナ１００Ｍのシミュレーションモデルで電波の周波数を４００ＭＨｚから７００ＭＨｚまで変化させた場合のインピーダンスの周波数特性を示すスミスチャートである。具体的には、長さＬｆがλｅ／５０からλｅ／６のシミュレーションモデルのスミスチャートを求めた。

シミュレーションモデルの長さＬａは、０．３５λｅであり、基板１０１の誘電率εｒは３．４、高さ（Ｚ軸方向の厚さ）ｈは０．７５ｍｍ、エレメント１１０と１２０のＹ軸方向の間隔ｄは４ｍｍ、エレメント１１０のＸ軸方向の長さＬｂは２４４ｍｍである。２４４ｍｍは、５４０ＭＨｚの電波の自由空間波長λ_０の０．４４倍の長さである。なお、電気長λｅと自由空間波長λ_０は、５４０ＭＨｚにおける値である。

また、図１０（Ａ）には、延長部１２３Ａ、１２３Ｂを有さないシミュレーションモデル１００Ｃ２（図５（Ｃ）参照）のインピーダンスの周波数特性（図７（Ｃ）と同一）を示す。ここでは説明の便宜上、シミュレーションモデル１００Ｃ２（図５（Ｃ）参照）を長さＬｆが０ｍｍのシミュレーションモデルとして示す。

図１０（Ｂ）に示す長さＬｆがλｅ／５０の場合は、周波数の増大に伴って、短絡点の近くの約１７０度の点から、約１６８度でキンク頂点を形成した後に、短絡点を通る等抵抗円に沿って約１６０度から約－４０度まで移動する軌跡が得られた。周波数の増大に伴って、少しずつ短絡点を通る等抵抗円の内側に入る軌跡であった。キンク頂点は、長さＬｆが０ｍｍの場合よりも大きかった。

図１０（Ｃ）～（Ｆ）に示す長さＬｆがλｅ／４０、λｅ／３０、λｅ／２０、λｅ／１８の場合は、周波数の増大に伴って、短絡点の近くの約１７０度の点から、約１６５度でキンク頂点を形成した後に、短絡点を通る等抵抗円に沿って約１６０度から約－７０度、約－１０５度、約－１３８度、約－１４５度まで移動する軌跡が得られた。周波数の増大に伴って、少しずつ短絡点を通る等抵抗円の内側に入る軌跡であった。キンク頂点は、長さＬｆが長くなるにつれて、徐々に等抵抗円に沿って横軸よりも上側に移動し、誘導性が強くなる傾向を示した。

図１１（Ａ）～（Ｃ）に示す長さＬｆがλｅ／１６、λｅ／１４、λｅ／１２の場合は、周波数の増大に伴って、短絡点の近くの約１６５度の点から、約１６５度でキンク頂点を形成した後に、短絡点を通る等抵抗円に沿って約１６０度から約－１５０度、約－１５５度、約－１６５度まで移動する軌跡が得られた。周波数の増大に伴って、キンク頂点を描いた後の円弧状の軌跡が小さくなる傾向を示した。

図１１（Ｄ）～（Ｆ）に示す長さＬｆがλｅ／１０、λｅ／８、λｅ／６の場合は、周波数の増大に伴って、短絡点の近くの約１６０度の点から、横軸の近くでキンク頂点が得られたものの、はっきりと誘導性を示す軌跡は得られなかった。

以上より、延長部１２３Ａ、１２３Ｂを取り付ける場合には、長さＬｆがλｅ／２０以下であることが好ましいことが分かった。

図１２乃至図１５は、折返しダイポールアンテナ１００が受信する電波の周波数を変化させた場合のインピーダンスの周波数特性を示すスミスチャートである。図１２乃至図１５には、エレメント１１０と１２０のＹ軸方向の間隔ｄをλｅ／１０からλｅ／６０００に設定し、電波の周波数を４００ＭＨｚから７００ＭＨｚまで変化させた場合のインピーダンスの周波数特性を示すスミスチャートである。

なお、基板１０１の誘電率εｒは３．４、高さ（Ｚ軸方向の厚さ）ｈは０．７５ｍｍ、長さＬａは０．３５λｅ、Ｌｂは２４４ｍｍ（０．４４λ_０）である。なお、λｅ／１００は５．５６ｍｍであり、λｅ／２００は２．７８ｍｍであるため、間隔ｄが４ｍｍになるのは、約λｅ／１３９である。

図１２（Ａ）～（Ｃ）に示す間隔ｄがλｅ／１０、λｅ／２０、λｅ／３０の場合は、周波数の増大に伴って、約１７５度から短絡点を通る等抵抗円に沿って約－５０度、約－２５度、約０度まで移動する軌跡が得られた。周波数が４００ＭＨｚから増大する際に、誘導性を示して内側に入る軌跡であるが、キンク頂点が得られなかった。

図１２（Ｄ）～（Ｆ）に示す間隔ｄがλｅ／４０、λｅ／５０、λｅ／６０の場合は、周波数の増大に伴って、短絡点の近くの約１７５度の点から、約１６５度でキンク頂点を形成した後に、短絡点を通る等抵抗円に沿って約１６０度から約２０度、約３５度、約４５度まで移動する軌跡が得られた。周波数の増大に伴って、少しずつ短絡点を通る等抵抗円の内側に入る軌跡であった。

図１３（Ａ）～（Ｆ）に示す間隔ｄがλｅ／７０、λｅ／８０、λｅ／９０、λｅ／１００、λｅ／２００、λｅ／３００の場合は、周波数の増大に伴って、短絡点の近くの約１７５度の点から、約１６５度でキンク頂点を形成した後に、短絡点を通る等抵抗円に沿って約１６０度から約５５度、約６０度、約６７度、約７２度、約９５度、約１０４度まで移動する軌跡が得られた。周波数の増大に伴って、少しずつ短絡点を通る等抵抗円の内側に入る軌跡であった。

図１４（Ａ）～（Ｆ）に示す間隔ｄがλｅ／４００、λｅ／５００、λｅ／６００、λｅ／７００、λｅ／８００、λｅ／９００の場合は、周波数の増大に伴って、短絡点の近くの約１７５度の点からキンク頂点を形成した後に、短絡点を通る等抵抗円に沿って約１１０度、約１１３度、約１１５度、約１１８度、約１１８度、約１２３度まで移動する軌跡が得られた。周波数の増大に伴って、少しずつ短絡点を通る等抵抗円の内側に入る軌跡であった。

図１５（Ａ）～（Ｆ）に示す間隔ｄがλｅ／１０００、λｅ／２０００、λｅ／３０００、λｅ／４０００、λｅ／５０００、λｅ／６０００の場合は、周波数の増大に伴って、短絡点の近くの約１７５度の点からキンク頂点を形成した後に、短絡点を通る等抵抗円に沿って約１２５度、約１３５度、約１４２度、約１２８度、約１５０度、約１５２度まで移動する軌跡が得られた。周波数の増大に伴って、少しずつ短絡点を通る等抵抗円の内側に入る軌跡であった。

以上より、間隔ｄがλｅ／４０以下では、キンク頂点が得られ、かつ、誘導性の軌跡が得られていることが分かる。また、間隔ｄがλｅ／４０からλｅ／１０００あたりまでは、キンク頂点が得られ、かつ、はっきりと誘導性の軌跡が得られているため、特に良いことが分かる。また、λｅ／１０００は０．５６ｍｍであり、λｅ／６０００は０．０９ｍｍである。

間隔ｄは、λｅ／１０００でもよいが、例えば、エレメント１１０及び１２０をエッチング処理で作製する場合には、エッチング処理の限界との関係で間隔ｄを設定すればよい。

図１６及び図１７は、折返しダイポールアンテナ１００のシミュレーションモデル１００Ａ３～１００Ｆ３及び１００Ａ４～１００Ｆ４を示す図である。図１６では、各部の符号を省略する。

図１６（Ａ）～（Ｅ）及び図１７（Ａ）～（Ｆ）に示すシミュレーションモデル１００Ａ３～１００Ｆ３及び１００Ａ４～１００Ｆ４は、エレメント１２０の少なくとも一部がメアンダ形状になっている。

図１６（Ａ）に示すシミュレーションモデル１００Ａ３では、エレメント１２０の全体がメアンダ形状を有するメアンダ部になっており、長さＬａは０．４１λｅである。メアンダ部は、Ｘ軸方向に６ｍｍ、Ｙ軸方向に４ｍｍであり、メアンダ部の周期数は、エレメント１２０Ａ、１２０Ｂともに１０である。

図１６（Ｂ）～図１６（Ｆ）及び図１７（Ａ）～（Ｆ）に示すシミュレーションモデル１００Ｂ３～１００Ｆ３及び１００Ａ４～１００Ｆ４では、エレメント１２０の両端がメアンダ形状を有するメアンダ部になっている。エレメント１２０のうち、Ｘ軸方向においてエレメント１１０と平行な区間は直線状であり、Ｘ軸方向においてエレメント１１０よりも外側の区間がメアンダ形状になっている。

シミュレーションモデル１００Ｂ３～１００Ｆ３のメアンダ部は、Ｘ軸方向に４ｍｍ、Ｙ軸方向に２ｍｍであり、メアンダ部の周期数は、それぞれ、エレメント１２０Ａ、１２０Ｂともに、５、６、７、８、９である。シミュレーションモデル１００Ｂ３～１００Ｆ３の長さＬａは、それぞれ、０．３６９λｅ、０．３９３λｅ、０．４１８λｅ、０．４４３λｅ、０．４６７λｅである。

また、シミュレーションモデル１００Ａ４～１００Ｆ４のメアンダ部は、Ｘ軸方向に４ｍｍ、Ｙ軸方向に２ｍｍであり、メアンダ部の周期数は、それぞれ、エレメント１２０Ａ、１２０Ｂともに、１０、１１、１２、１３、１４、１５である。シミュレーションモデル１００Ａ４～１００Ｆ４の長さＬａは、それぞれ、０．４９２λｅ、０．５１６λｅ、０．５４１λｅ、０．５６６λｅ、０．５９０λｅ、０．６１５λｅである。

なお、基板１０１の誘電率εｒは３．４、高さ（Ｚ軸方向の厚さ）ｈは０．７５ｍｍ、エレメント１１０と１２０のＹ軸方向の間隔ｄは４ｍｍ、エレメント１１０のＸ軸方向の長さＬｂは２４４ｍｍ（０．４４λ_０）である。

図１８及び図１９は、折返しダイポールアンテナ１００が受信する電波の周波数を変化させた場合のインピーダンスの周波数特性を示すスミスチャートである。図１８（Ａ）～（Ｆ）及び図１９（Ａ）～（Ｆ）には、それぞれ、シミュレーションモデル１００Ａ３～１００Ｆ３及び１００Ａ４～１００Ｆ４において、電波の周波数を４００ＭＨｚから７００ＭＨｚまで変化させた場合のインピーダンスの周波数特性を示す。

図１８（Ａ）に示すシミュレーションモデル１００Ａ３のスミスチャートでは、周波数の増大に伴って、短絡点の近傍から、短絡点を通る等抵抗円の約１８０度から、短絡点を通る等抵抗円に沿って約３０度まで移動する軌跡が得られた。周波数の増大に伴って、誘導性を示す軌跡であるが、キンク頂点を有さない軌跡であった。

図１８（Ｂ）、（Ｃ）に示すシミュレーションモデル１００Ｂ３、１００Ｃ３のスミスチャートでは、周波数の増大に伴って、短絡点を通る等抵抗円の約１８０度から、少し内側に入るがキンク頂点を形成せずに、短絡点を通る等抵抗円に沿って約１１６度、約１０６まで移動する軌跡が得られた。

図１８（Ｄ）、（Ｅ）、（Ｆ）に示すシミュレーションモデル１００Ｄ３、１００Ｅ３、１００Ｆ３のスミスチャートでは、周波数の増大に伴って、短絡点の近くの約１７５度の点からキンク頂点を形成した後に、短絡点を通る等抵抗円に沿って約１６０度から約９５度、約８０度、約６５度まで移動する軌跡が得られた。周波数の増大に伴って、少しずつ短絡点を通る等抵抗円の内側に入る軌跡であった。

図１９（Ａ）、（Ｂ）に示すシミュレーションモデル１００Ａ４、１００Ｂ４のスミスチャートでは、周波数の増大に伴って、短絡点の近くの約１７０度の点からキンク頂点を形成した後に、短絡点を通る等抵抗円に沿って約４５度、約２５度まで移動する軌跡が得られた。周波数の増大に伴って、少しずつ短絡点を通る等抵抗円の内側に入る軌跡であった。

図１９（Ｃ）、（Ｄ）、（Ｅ）、（Ｆ）に示すシミュレーションモデル１００Ｃ４、１００Ｄ４、１００Ｅ４、１００Ｆ４のスミスチャートでは、周波数の増大に伴って、短絡点の近くの約１７５度付近でキンク頂点を形成し、短絡点を通る等抵抗円に沿って約０度、約－３０度、約－５５度、約－８０度まで移動する軌跡が得られた。周波数の増大に伴って、少しずつ短絡点を通る等抵抗円の内側に入る軌跡であった。

以上より、図１８（Ｄ）～（Ｆ）に示すシミュレーションモデル１００Ｄ３、１００Ｅ３、１００Ｆ３と、図１９（Ａ）、（Ｂ）に示すシミュレーションモデル１００Ａ４、１００Ｂ４とが、所望の周波数においてキンク頂点を有し、かつ、誘導性の軌跡を示すことが分かった。

これらのシミュレーションモデル１００Ｄ３、１００Ｅ３、１００Ｆ３、１００Ａ４、１００Ｂ４の長さＬａは、０．４１８λｅ～０．５１６λｅであるため、エレメント１１０の両端にメアンダ部を設ける場合には、長さＬａを約０．４２λｅ～０．５２λｅに設定することが良いことが分かった。また、メアンダ部を設けることにより、同じ効果を得るために必要な基板のＸ方向の長さを短くできるため、折返しダイポールアンテナおよびそれを用いた電力変換装置のＸ方向の寸法を小さくすることができる。

次に、図２０及び図２１を用いて、エレメント１１０と１２０における表皮効果と等価半径について説明する。

図２０は、エレメント１１０及び１２０の断面を示す図である。図２０（Ａ）、（Ｂ）には、Ｙ軸に沿って得られるエレメント１１０及び１２０の断面を示す。図２０（Ａ）、（Ｂ）には、折返しダイポールアンテナ１００を搭載する基板１０１を示す。また、図２０（Ａ）、（Ｂ）では、高周波の電流がエレメント１１０及び１２０に流れる部分をグレーで示す。グレーで示す部分には、一例として、５４０ＭＨｚの電流が表皮効果によって流れる。

図２０（Ａ）では、エレメント１２０の厚さをｔ１、素子幅をｗ１、エレメント１１０の厚さをｔ１、素子幅をｗ２とする。図２０（Ｂ）では、エレメント１２０の厚さをｔ２、素子幅をｗ１、エレメント１１０の厚さをｔ２、素子幅をｗ２とする。厚さｔ１は、厚さｔ２よりも厚い。

一例として、図２０（Ａ）に示すエレメント１２０の厚さｔ１は１８μｍ、素子幅ｗ１は０．１ｍｍ～０．５ｍｍ、エレメント１１０の厚さをｔ１は１８μｍ、素子幅ｗ２は、２ｍｍ～８ｍｍである。また、図２０（Ｂ）に示すエレメント１２０の厚さｔ２は表皮深さの２倍、素子幅ｗ１は０．１ｍｍ～０．５ｍｍ、エレメント１１０の厚さをｔ２は表皮深さの２倍、素子幅ｗ２は、２ｍｍ～８ｍｍである。また、折返しダイポールアンテナ１００が受信する電磁波の周波数が５４０ＭＨｚである場合に、表皮深さは３μｍであり、２．４ＧＨｚである場合には、表皮深さは１μｍである。

エレメント１１０及び１２０は、基板１０１の表面に形成された銅箔をウェットエッチングのようなエッチング処理によってパターニングすることによって作製される。エッチング処理では、エレメント１１０及び１２０の上面はマスクによって保護されるため、平滑であるが、エレメント１１０及び１２０の側面は、エッチング処理で削られているため、上面に比べると平滑性が低く、表面が粗い。このため、エレメント１１０及び１２０の側面は、上面よりも高周波抵抗が増えるので損失が増える。

図２０（Ａ）に示すように、エレメント１１０及び１２０を厚くすると、図２０（Ｂ）に示すようにエレメント１１０及び１２０を薄くした場合に比べて、エレメント１１０及び１２０の側面を流れる電流の割合が増える。特に、素子幅が狭いエレメント１２０では、この傾向が顕著である。

図２１は、エレメント１１０及び１２０の等価半径を説明する図である。ここで、エレメント１２０の等価半径をｒ１、エレメント１１０の等価半径をｒ２とし、エレメント１１０と１２０との間の間隔（エレメント１１０及び１２０の素子幅の中央同士の間隔）をｄ１とする。なお、エレメント１２０の厚さはｔ１、素子幅はｗ１、エレメント１１０の厚さはｔ１、素子幅はｗ２である。

等価半径ｒ１、ｒ２は、式（１）、（２）でそれぞれ表すことができ、インピーダンスのステップアップ比（ｎ^２）は、式（３）で表すことができる。

エレメント１２０の側面を流れる電流を低減して損失を減らすためには、側面を流れる電流が全体の２０％未満であることが望ましい。式（１）で得られるエレメント１２０の等価半径ｒ１について、側面を流れる電流との比を求めると、（０．３４ｔ１）／（０．３４ｔ１＋０．２５ｗ１）＜０．２を満たすことが望ましい。

なお、ここでは、エレメント１１０と１２０の等価半径について説明したが、エレメント１２０と１２０は等しいサイズを有し、平面視で線対称に配置されるので、エレメント１２０の等価半径は、エレメント１２０の等価半径と等しい。

以上、本発明の例示的な実施の形態の電力変換装置、及び、折返しダイポールアンテナについて説明したが、本発明は、具体的に開示された実施の形態に限定されるものではなく、特許請求の範囲から逸脱することなく、種々の変形や変更が可能である。

１００、１００Ｍ 折返しダイポールアンテナ
１０１、１０１Ｍ 基板
１１０、１２０、１２０Ａ、１２０Ｂ、１２０Ｍ、１２０ＭＡ、１２０ＭＢ エレメント
１１１、１１２ 端部
１２１Ａ、１２１Ｂ 給電点
１２２Ａ、１２２Ｂ 端部
１２３Ａ、１２３Ｂ 延長部
１２３Ａ１、１２３Ｂ１ 端子
２００ 整流回路
３００ 電力変換装置

Claims (11)

1. 受信する電波の周波数における自由空間波長における半波長に対応する長さを有する第１導体と、
   第１給電点から前記第１導体に沿って第１端部まで延在する第１素子と、前記第１給電点と平衡端子を構成する第２給電点から前記第１導体に沿って第２端部まで延在する第２素子とを有し、前記第１導体と折返しダイポールアンテナを構成する第２導体と、
   前記第１給電点及び前記第２給電点に接続される整流回路と
   を含み、
   前記第１導体の幅は、前記第２導体の幅よりも広く、
   前記第１端部と前記第２端部との間の長さは、前記周波数における波長の電気長をλｅとすると、０．６λｅ～０．８λｅである、電力変換装置。
2. 前記第１導体と前記第２導体との間隔は、前記波長の電気長λｅの１／４０以下である、請求項１記載の電力変換装置。
3. 前記第１給電点及び前記第２給電点にそれぞれ接続され、平面視で前記第２導体から離間する方向に延在する第１延長線路及び第２延長線路をさらに含む、請求項１又は２記載の電力変換装置。
4. 前記第１延長線路及び前記第２延長線路の長さは、前記波長の電気長λｅの１／２０以下である、請求項３記載の電力変換装置。
5. 前記第２導体は、メアンダ部を有する、請求項１乃至４のいずれか一項記載の電力変換装置。
6. 前記第２導体は、両端にメアンダ部を有する、請求項１乃至４のいずれか一項記載の電力変換装置。
7. 前記第１導体及び前記第２導体によって構成される折返しダイポールアンテナのインピーダンスは誘導性である、請求項１乃至６のいずれか一項記載の電力変換装置。
8. 前記折返しダイポールアンテナのインピーダンスと、前記整流回路のインピーダンスとは、共役の関係にある、請求項１乃至７のいずれか一項記載の電力変換装置。
9. 前記折返しダイポールアンテナのインピーダンスは、スミスチャートでキンク形状を有する、請求項１乃至８のいずれか一項記載の電力変換装置。
10. 前記第１素子及び前記第２素子の厚さをｔ、前記第１素子及び前記第２素子の素子幅をｗとすると、前記厚さｔ及び前記素子幅ｗは、（０．３４ｔ）／（０．３４ｔ＋０．２５ｗ）＜０．２を満たし、かつ、前記厚さｔは、前記電波の周波数における表皮深さの２倍以上である、請求項１乃至９のいずれか一項記載の電力変換装置。
11. 受信する電波の周波数における自由空間波長における半波長に対応する長さを有する第１導体と、
    第１給電点から前記第１導体に沿って第１端部まで延在する第１素子と、前記第１給電点と平衡端子を構成する第２給電点から前記第１導体に沿って第２端部まで延在する第２素子とを有し、前記第１導体と折返しダイポールアンテナを構成する第２導体と
    を含み、
    前記第１導体の幅は、前記第２導体の幅よりも広く、
    前記第１端部と前記第２端部との間の長さは、前記周波数における波長の電気長をλｅとすると、０．６λｅ～０．８λｅである、折返しダイポールアンテナ。

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