JP7003294B2 - 電動機およびそれを搭載した空気調和機 - Google Patents

Description

本発明は、回転子を備えた電動機およびそれを搭載した空気調和機に関する。

従来、電動機の駆動にインバータを用いた電動機が知られている（例えば、特許文献１参照）。また、インバータのスイッチング素子にプレーナＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）を用いた電動機が知られている（例えば、特許文献２参照）。特許文献２では、スイッチング素子の損失を低減するために、プレーナＭＯＳＦＥＴの代わりにスーパージャンクションＭＯＳＦＥＴを用いることが提案されている。

特開２０１０－１７０４４号公報 特開２０１４－８７１９９号公報

インバータのスイッチング素子として、プレーナＭＯＳＦＥＴの代わりにスーパージャンクションＭＯＳＦＥＴを用いることで、スイッチの定常損失は低減する。しかし、スーパージャンクションＭＯＳＦＥＴは、プレーナＭＯＳＦＥＴに比べてスイッチング損失が大きいため、回路全体の電力損失が大きくなってしまうおそれがある。

本発明は、上記のような課題を解決するためになされたもので、スーパージャンクションＭＯＳＦＥＴを用いた回路全体の電力損失を抑制した電動機およびそれを搭載した空気調和機を提供するものである。

本発明に係る電動機は、回転軸が挿入された回転子と、前記回転子の外周に設けられ、３相の巻線を備えた固定子と、前記３相に対応する３組の上アームスイッチおよび下アームスイッチと、前記３組の上アームスイッチおよび下アームスイッチの各スイッチに並列接続された還流ダイオードとを含むインバータと、一定のキャリア周波数で前記３組の上アームスイッチおよび下アームスイッチを非相補スイッチングでパルス幅変調を行うコントローラと、を有し、前記３組の上アームスイッチおよび下アームスイッチの各スイッチはスーパージャンクション電界効果トランジスタであり、前記コントローラは、前記上アームスイッチおよび前記下アームスイッチが相補スイッチングで動作する場合における前記上アームスイッチのオン時間よりも長いオン時間のデューティ比で前記パルス幅変調を行うものである。

本発明に係る空気調和機は、負荷側送風機を含む室内機と、熱源側送風機を含む室外機と、前記負荷側送風機および前記熱源側送風機のうち、少なくとも一方の駆動源として設けられた上記の電動機と、を有するものである。

本発明によれば、上アームスイッチおよび下アームスイッチに非相補スイッチングを行うことでスイッチング損失の発生を抑えるとともに、上アームスイッチを高デューティ比でパルス幅変調することで、還流ダイオードに電流が流れる時間が短くなる。そのため、回路全体の電力損失を抑制できる。

本発明の実施の形態１に係る電動機の一構成例を示す外観図である。 図１に示す内蔵基板の一構成例を示す外観図である。 図１に示した内蔵基板の別の構成例を示す外観図である。 図２に示したコントローラおよびパワーＩＣの一構成例を示すブロック図である。 図４に示した上アームスイッチおよび下アームスイッチに用いられるパワーＭＯＳＦＥＴの一構成例を示す図である。 比較例のＭＯＳＦＥＴの構成例を示す図である。 図１に示した磁気センサがホールＩＣである場合の一例を示すブロック図である。 比較例のＰＷＭ制御として、各相の上アームスイッチおよび下アームスイッチに対して相補スイッチングを行う場合を示すタイミングチャートである。 図８に示す２本の破線で挟まれた範囲における、Ｕ相およびＶ相の上アームスイッチおよび下アームスイッチの動作手順を示す図である。 図８に示す２本の破線で挟まれた範囲における、Ｕ相およびＶ相の上アームスイッチおよび下アームスイッチの動作手順を示す図である。 図８に示す２本の破線で挟まれた範囲における、Ｕ相およびＶ相の上アームスイッチおよび下アームスイッチの動作手順を示す図である。 図９～図１１におけるＵ相の上アームスイッチおよび下アームスイッチの動作を示す拡大図である。 図４に示したコントローラが各相の上アームスイッチおよび下アームスイッチに対して非相補スイッチングを行う場合を示すタイミングチャートである。 図１３に示す２本の破線で挟まれた範囲における、Ｕ相およびＶ相の上アームスイッチおよび下アームスイッチの動作手順を示す図である。 図１３に示す２本の破線で挟まれた範囲における、Ｕ相およびＶ相の上アームスイッチおよび下アームスイッチの動作手順を示す図である。 図１４および図１５におけるＵ相の上アームスイッチおよび下アームスイッチの動作を示す拡大図である。 比較例のＰＷＭ制御におけるデューティ比と本実施の形態１のＰＷＭ制御におけるデューティ比とを比較するための図である。 本発明の実施の形態２に係る空気調和機の一構成例を示す外観図である。 図１８に示した空気調和機の一構成例を示す冷媒回路図である。 図１８に示した室内機の一構成例を示す側面透視図である。 比較例の室内機の一構成例を示す側面透視図である。

実施の形態１．
本実施の形態１の電動機の構成を説明する。本実施の形態１では、電動機がブラシレスＤＣモータの場合である。図１は、本発明の実施の形態１に係る電動機の一構成例を示す外観図である。図１では、電動機の構成の説明のために、一部を断面構造で示している。図１は、ラジアルギャップ形ブラシレスＤＣモータを示しているが、本実施の形態１の電動機はラジアルギャップ形に限らない。図２は、図１に示す内蔵基板の一構成例を示す外観図である。

図１に示すように、電動機１は、回転軸３１が挿入された回転子３０と、回転子３０の外周に設けられた固定子２０と、回転子３０の駆動を制御する回路が搭載された内蔵基板１１とを有する。固定子２０および内蔵基板１１は、モールド固定子１０で一体に成型されている。モールド固定子１０は凹部が形成されたモールド樹脂１２を有し、凹部に回転子３０が収納されている。

回転軸３１の一端には、回転する回転軸３１を支持する出力側軸受３３が設けられている。回転軸３１の他端には、回転する回転軸３１を支持する反出力側軸受３４が設けられている。反出力側軸受３４は、導電性のブラケット６０で覆われている。反出力側軸受３４の外輪がブラケット６０の内側に嵌め込まれている。ブラケット６０がモールド固定子１０の凹部の開口部を塞ぐように、ブラケット６０の圧入部６１がモールド固定子１０の内周部に嵌め込まれている。

固定子２０は、回転軸３１を中心に放射状に配置された複数の固定子鉄心２１と、複数の固定子鉄心２１と一体成型されたインシュレータ２３とを有する。各固定子鉄心２１は、複数の電磁鋼板が積層された構成である。各固定子鉄心２１には、磁束を発生させる巻線２２が巻きつけられている。巻線２２は、銅およびアルミなどの導電性線材で構成される。インシュレータ２３は、固定子鉄心２１と巻線２２とを絶縁する役目を果たす。

図１に示すように、内蔵基板１１は、出力側軸受３３と固定子２０との間に配置され、インシュレータ２３に固定されている。図２に示すように、内蔵基板１１の形状は、中心に貫通穴３５が形成された円板である。回転軸３１は、貫通穴３５を貫通して配置される。内蔵基板１１は、円板に平行な面が回転軸３１の軸線方向（Ｚ軸矢印方向）に対して垂直になるように電動機１の内部に配置されている。図２に示すように、内蔵基板１１は、巻線２２に電力を供給するパワーＩＣ（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）８０と、パワーＩＣ８０を制御するコントローラ７０と、回転子３０の磁極位置を検出する磁気センサ５０とを有する。図２に示す構成例では、３つの磁気センサ５０が内蔵基板１１に設けられている。磁気センサ５０は、例えば、ホールＩＣである。

図１に示すように、回転子３０は、回転軸３１と、回転軸３１に固定されたロータマグネット４０とを有する。ロータマグネット４０は、円柱状の永久磁石で構成される。モールド固定子１０の内側に配置された複数の固定子鉄心２１と対向して配置されている。ロータマグネット４０は、例えば、フェライト磁石または希土類磁石を熱可塑性の樹脂材料と混合して作製されるボンド磁石を射出成形することで作製される。ロータマグネット４０の射出成形用の金型には磁石が組み込まれており、ロータマグネット４０の成形は、配向をかけながら行われる。

図１に示す構成において、ロータマグネット４０は、回転軸３１の軸線方向に、磁気センサ５０に近い部分であるセンサマグネット部と、センサマグネット部以外の部分であるメインマグネット部とを有する。センサマグネット部は磁気センサ５０に回転子３０の位置を検知させる役目を果たす。メインマグネット部は巻線２２が発生する磁束にしたがって回転子３０に回転力を生じさせる役目を果たす。ロータマグネット４０を、回転軸３１を中心軸とする円柱と考えると、センサマグネット部の直径はメインマグネット部の直径よりも小さい。この構成により、センサマグネット部の磁極から磁束が磁気センサ５０に流入しやすくなる。図１に示す構成例では、ロータマグネット４０に設けられた段差によって、センサマグネット部とメインマグネット部とを区別できる。

磁気センサ５０は、固定子２０の巻線２２が発生する磁束の影響を極力受けないようにするために、内蔵基板１１において、図１に示した巻線２２から離れた位置に配置される。つまり、３つの磁気センサ５０は、図２に示す内蔵基板１１において、図１に示した回転軸３１に近い位置に配置されている。

内蔵基板１１のパワーＩＣ８０と巻線２２とは、図に示さない巻線端子を介して配線で接続される。内蔵基板１１には、電動機１が搭載される上位装置と接続されるリード線１３を電動機１の内部に取り込むためのリード口出し部１４が設けられている。電動機１が搭載される上位装置とは、例えば、空気調和機である。上位装置が空気調和機である場合、空気調和機の制御装置とリード線１３を介してコントローラ７０と電気的に接続される。

内蔵基板１１のステータ面には、コントローラ７０と、磁気センサ５０と、図に示さない抵抗およびコンデンサ等の受動部品とが配置される。パワーＩＣ８０がリードタイプである場合、パワーＩＣ８０のみ反ステータ面に配置される。この場合、内蔵基板１１の製造工程において、電子部品の端子を内蔵基板１１のプリント配線にハンダで接合する際、片面フロー工程でパワーＩＣ８０を内蔵基板１１に実装できる。パワーＩＣ８０が面実装タイプである場合、パワーＩＣ８０もステータ面に配置される。この場合、電子部品の端子を内蔵基板１１のプリント配線にハンダで接合する際、片面リフロー工程でパワーＩＣ８０を内蔵基板１１に実装できる。

なお、図２は、コントローラ７０およびパワーＩＣ８０が別々のＩＣで構成される場合を示しているが、コントローラ７０およびパワーＩＣ８０が１つのＩＣで構成されていてもよい。図３は、図１に示した内蔵基板の別の構成例を示す外観図である。図３に示す内蔵基板１１ａは、内蔵基板１１を円板としたとき、図２に示した内蔵基板１１において、中心角が約９０度の部分に相当する。内蔵基板１１ａの切り欠き部３６は、貫通穴３５の円周の一部に相当する。モジュール７９は、コントローラ７０およびパワーＩＣ８０のそれぞれの機能を実行する電子回路を備えている。

図３に示す内蔵基板１１ａでは、図２に示した構成に比べて、基板に実装される電子部品が少なくなるため、電子部品の実装面積が低減する。その結果、内蔵基板１１ａの基板面積を小さくすることができる。図３に示す内蔵基板１１ａのように、基板への電子部品のレイアウトを工夫し、貫通穴３５の形状の一部も有効に用いることで、基板面積の縮小化を図れる。

また、ロータマグネット４０について、図１を参照して、メインマグネット部およびセンサマグネット部が１つのマグネットに構成される場合を説明したが、メインマグネット部とセンサマグネット部とが別々のマグネットで構成されてもよい。

次に、図２に示したコントローラ７０およびパワーＩＣ８０の構成を説明する。図４は、図２に示したコントローラおよびパワーＩＣの一構成例を示すブロック図である。パワーＩＣ８０は、インバータ８１と、ゲート駆動回路８２と、保護回路８３とを有する。コントローラ７０およびパワーＩＣ８０と接地（アース）との間には、過電流検出抵抗７１が接続されている。

インバータ８１は、入力される直流電圧Ｅを、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相からなる３相の交流電圧に変換する。インバータ８１は、Ｕ相の上アームスイッチ８４ｔおよび下アームスイッチ９４ｔと、Ｖ相の上アームスイッチ８５ｔおよび下アームスイッチ９５ｔと、Ｗ相の上アームスイッチ８６ｔおよび下アームスイッチ９６ｔとを有する。上アームスイッチ８４ｔに還流ダイオード８４ｄが並列に接続されている。下アームスイッチ９４ｔに還流ダイオード９４ｄが並列に接続されている。上アームスイッチ８５ｔに還流ダイオード８５ｄが並列に接続されている。下アームスイッチ９５ｔに還流ダイオード９５ｄが並列に接続されている。上アームスイッチ８６ｔに還流ダイオード８６ｄが並列に接続されている。下アームスイッチ９６ｔに還流ダイオード９６ｄが並列に接続されている。

図１に示した電動機１は、巻線２２として、図４に示すように、Ｕ相巻線２２ｕ、Ｖ相巻線２２ｖおよびＷ相巻線２２ｗを有する。Ｕ相巻線２２ｕは上アームスイッチ８４ｔと下アームスイッチ９４ｔとの間に接続されている。Ｖ相巻線２２ｖは上アームスイッチ８５ｔと下アームスイッチ９５ｔとの間に接続されている。Ｗ相巻線２２ｗは上アームスイッチ８６ｔと下アームスイッチ９６ｔとの間に接続されている。

ゲート駆動回路８２は、コントローラ７０から受信するスイッチング信号にしたがって上アームスイッチ８４ｔ～８６ｔおよび下アームスイッチ９４ｔ～９６ｔのオンおよびオフを制御する。具体的には、ゲート駆動回路８２は、スイッチをオン状態にするとき、閾値電圧よりも高い電圧Ｈｉｇｈをゲート電極に印加し、スイッチをオフ状態にするとき、閾値電圧よりも低い電圧Ｌｏｗをゲート電極に印加する。保護回路８３は、インバータ８１およびゲート駆動回路８２を保護する役目を果たす。例えば、保護回路８３は、接地側から高い電流がゲート駆動回路８２に逆流することを防止する。また、インバータ８１およびゲート駆動回路８２が高温になったとき、保護回路８３は、インバータ８１のすべてのトランジスタをオフして高温による素子破壊を抑制する。

コントローラ７０は、例えば、マイクロコンピュータである。コントローラ７０は、ＡＳＩＣ（Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ Ｓｐｅｃｉｆｉｃ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）等の専用ＩＣであってもよい。コントローラ７０は、プログラムを記憶するメモリと、プログラムにしたがって処理を実行するＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）とを有する構成であってもよい。

コントローラ７０は、電動機１を搭載する上位装置から受信する速度指令信号にしたがって、一定のキャリア周波数で上アームスイッチ８４ｔ～８６ｔおよび下アームスイッチ９４ｔ～９６ｔの各スイッチのオンおよびオフを制御するスイッチング信号を生成する。コントローラ７０は、ゲート駆動回路８２にスイッチング信号を出力することで、上アームスイッチ８４ｔ～８６ｔおよび下アームスイッチ９４ｔ～９６ｔに対してパルス幅変調（ＰＷＭ：Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御を行う。コントローラ７０は、磁気センサ５０から入力される磁極位置信号を基に回転子３０の磁極位置を推測し、推測する磁気位置から回転子３０の回転数を算出する。コントローラ７０は、算出した回転数を示す回転数信号を上位装置に出力する。

コントローラ７０は、過電流検出抵抗７１の両端の電圧が一定電圧以上になったとき、上アームスイッチ８４ｔ～８６ｔおよび下アームスイッチ９４ｔ～９６ｔを強制的にオフ状態する。これにより、巻線２２に過電流が流れることが防止される。過電流検出抵抗７１の両端の電圧が一定電圧以上になることが、過電流検出抵抗７１からコントローラ７０に入力される過電流検出信号に相当する。また、図に示さない感温素子が、例えば、内蔵基板１１に設けられていてもよい。この場合、コントローラ７０は、異常高温であることを示す信号を感温素子から受信すると、上アームスイッチ８４ｔ～８６ｔおよび下アームスイッチ９４ｔ～９６ｔを強制的にオフ状態にする。このようにして、巻線２２に過電流が流れることを防止してもよい。

次に、図４に示した上アームスイッチ８４ｔ～８６ｔおよび下アームスイッチ９４ｔ～９６ｔについて説明する。上アームスイッチ８４ｔ～８６ｔおよび下アームスイッチ９４ｔ～９６ｔは、例えば、パワーＭＯＳＦＥＴである。本実施の形態１では、これらのスイッチに用いられるパワーＭＯＳＦＥＴは、スーパージャンクションＭＯＳＦＥＴである。以下では、スーパージャンクションＭＯＳＦＥＴをＳＪ－ＭＯＳＦＥＴと表記する。

図５は、図４に示した上アームスイッチおよび下アームスイッチに用いられるパワーＭＯＳＦＥＴの一構成例を示す図である。ＳＪ－ＭＯＳＦＥＴ１２０は、ゲート電極１２１、ドレイン電極１２２およびソース電極１２３を有する。ＳＪ－ＭＯＳＦＥＴ１２０は、酸化膜１２７、ｎ＋拡散層１２６およびｐ拡散層１２４がｎ－半導体基板１２５に形成された構成である。ｎ－半導体基板１２５は、Ｎ型導電性不純物が低濃度に拡散された半導体基板である。ｎ＋拡散層１２６はＮ型導電性不純物が高濃度に拡散された領域である。ｐ拡散層１２４はＰ型導電性不純物が拡散された領域である。ｐ拡散層１２４の底面は、ドレイン電極１２２のｎ＋拡散層１２６に近い深さの位置まで伸びている。

図６は、比較例のＭＯＳＦＥＴの構成例を示す図である。図６に示すように、プレーナＭＯＳＦＥＴ１３０は、ゲート電極１２１、ドレイン電極１２２およびソース電極１２３を有する。プレーナＭＯＳＦＥＴ１３０は、酸化膜１２７、ｎ＋拡散層１２６およびｐ拡散層１３１がｎ－半導体基板１２５に形成された構成である。ｐ拡散層１３１はＰ型導電性不純物が拡散された領域である。ｐ拡散層１３１の底面は、ｎ＋拡散層１２６の底面よりも深い位置にあるが、ｎ－半導体基板１２５の上面に近い位置にある。

図５に示すＳＪ－ＭＯＳＦＥＴ１２０と図６に示すプレーナＭＯＳＦＥＴ１３０とを比べると、ｐ拡散層１２４の底面は、ｐ拡散層１３１の底面に比べて、ドレイン電極１２２のｎ＋拡散層１２６により近い位置まで伸びている。図５に示す構成により、ＳＪ－ＭＯＳＦＥＴ１２０は、プレーナＭＯＳＦＥＴ１３０よりもオン抵抗が小さくなる。そのため、ＳＪ－ＭＯＳＦＥＴ１２０は、プレーナＭＯＳＦＥＴ１３０よりも、スイッチの定常損失Ｐｉ［Ｊ］が小さくなる。その結果、電動機１の電力の高効率化を図ることができる。

ただし、ＳＪ－ＭＯＳＦＥＴ１２０は、ｎ－半導体基板１２５に対するｐ拡散層１２４の接合部であるＰＮ接合部の面積が大きいので、スイッチング損失Ｐｌｓｗ［Ｊ］が大きくなる傾向がある。そのため、キャリア周波数が高いなど、スイッチングの頻度が高い場合、ＳＪ－ＭＯＳＦＥＴ１２０の損失（定常損失＋スイッチング損失）の改善効果が期待できないおそれがある。本実施の形態１の電動機１では、後述する制御を行うことで、スイッチング損失Ｐｌｓｗの改善を図っている。

なお、図４に示した、６個のスイッチ、ゲート駆動回路８２、および６個の還流ダイオード等の電子部品は、１つの半導体チップに形成されていてもよく、別々の部品で構成されてもよい。

また、本実施の形態１では、コントローラ７０が、磁気センサ５０が検出する磁極位置信号にしたがって電動機１の回転を制御する場合で説明するが、磁気センサ５０を用いた制御に限らない。コントローラ７０は、巻線２２に流れる電流、巻線２２に印加する電圧および巻線２２に発生する電圧に基づいてロータマグネット４０の磁極位置を推測して電動機１の回転を制御するセンサレス制御を行ってもよい。

また、本実施の形態１では、コントローラ７０を含む電子部品を電動機１の内部に設けられる内蔵基板１１に搭載する場合で説明したが、このような構成に限らない。例えば、磁気センサ５０と抵抗およびコンデンサ等の受動部品を内蔵基板１１に実装し、コントローラ７０およびパワーＩＣ８０をモールド固定子１０の外に配置してもよい。

また、磁気センサ５０は、出力信号がデジタル信号のホールＩＣであってもよく、出力信号がアナログ信号であるホール素子であってもよい。図７は、図１に示した磁気センサがホールＩＣである場合の一例を示すブロック図である。

図７に示すように、磁気センサ５０は、センサ部５１および増幅部５２を有する。増幅部５２は、増幅器５３、トランジスタ５４および抵抗素子５５を有する。トランジスタ５４のコレクタ電極と抵抗素子５５との間に出力端子５６が接続されている。センサ部５１は、基準電圧ｖ０と、検出する磁極に対応した検知電圧ｖｒとを増幅器５３に出力する。増幅器５３は、センサ部５１から入力される基準電圧ｖ０と検知電圧ｖｒとの電圧差ｖｓを増幅してトランジスタ５４のベース電極に出力する。抵抗素子５５は、一定の電圧をトランジスタ５４のコレクタ電極に印加する。増幅された電圧差ｖｓがトランジスタ５４のベース電極に入力されることで、磁気位置信号が出力端子５６から出力される。

図７に示す磁気センサ５０において、センサ部５１と増幅部５２とが別々の半導体チップで構成される場合について説明する。センサ部５１はシリコン以外の半導体である非シリコン半導体に形成され、増幅部５２はシリコン半導体に形成される。このような磁気センサ５０を非シリコン型ホールＩＣと称する。非シリコン型ホールＩＣは、２つの半導体チップを有する構成なので、センサ中心位置がＩＣボディの中心とは異なった位置に配置される。非シリコン型ホールＩＣのセンサ部５１の基体には、アンチモン化インジウム（ＩｎＳｂ）などの非シリコン半導体が用いられる。このような非シリコン半導体は、シリコン半導体と比べ、感度が良く、応力歪みによるオフセットが小さいなどの長所がある。ここでは、磁気センサ５０が非シリコン型ホールＩＣの場合で説明したが、センサ部５１および増幅部５２がシリコン半導体に形成され、センサ部５１および増幅部５２が１つの半導体チップで構成されてもよい。

次に、本実施の形態１の電動機１の動作を説明する。はじめに、回転子３０の磁気位置に基づく、回転子３０の回転制御について説明する。磁気センサ５０は磁極位置信号をコントローラ７０に出力する。コントローラ７０は、磁気センサ５０から入力される磁極位置信号を基に回転子３０の磁極位置を推測する。コントローラ７０は、推測した磁極位置と図に示さない上位装置から受信する速度指令信号とに対応して、スイッチング信号を生成する。コントローラ７０は、生成したスイッチング信号をパワーＩＣ８０に出力する。ゲート駆動回路８２は、コントローラ７０から受信するスイッチング信号にしたがって上アームスイッチ８４ｔ～８６ｔおよび下アームスイッチ９４ｔ～９６ｔのオンおよびオフを制御する。このようにして、コントローラ７０が回転子３０のロータマグネット４０の磁極位置に応じて、インバータ８１内の６つのパワーＭＯＳＦＥＴを適切なタイミングでスイッチングすることで、回転子３０が駆動力を得て回転する。

次に、図４に示したコントローラ７０がインバータ８１に対して行うＰＷＭ制御について説明する。コントローラ７０は、ＰＷＭ制御のデューティ比Ｄｒを変えることで、速度指令信号に対応するスイッチングを行う。デューティ比Ｄｒは、キャリア周波数の周期Ｔに対するオン時間の割合である通電率を意味する。巻線２２に印加される電圧であるモータ電圧をＶｍとすると、デューティ比Ｄｒが大きいほど、モータ電圧Ｖｍが大きくなる。

ここで、本実施の形態１のコントローラ７０が実行するＰＷＭ制御をわかり易く説明するために、比較例のＰＷＭ制御について説明する。ＰＷＭ制御は、１２０度通電方式で、キャリア周波数が可聴周波数以上の場合であるものとする。可聴周波数とは、例えば、１６ｋＨｚの周波数である。

図８は、比較例のＰＷＭ制御として、各相の上アームスイッチおよび下アームスイッチに対して相補スイッチングを行う場合を示すタイミングチャートである。図８の縦軸は各スイッチのゲート電極のオンおよびオフを示し、図８の横軸は電気角である。図８に示す区間Ｉｎｔ１は、デューティ比Ｄｒ０のＰＷＭ制御にしたがってスイッチングする部分である。図８に示す区間Ｉｎｔ２は、区間Ｉｎｔ１のＰＷＭ制御の反転信号でスイッチングする部分である。

次に、図８に示す２本の破線で挟まれた範囲における、一部のスイッチのオンおよびオフのタイミングと巻線およびスイッチに流れる電流との関係について説明する。説明をわかり易くするため、Ｕ相巻線２２ｕからＶ相巻線２２ｖに電流を流す場合を説明する。

図９～図１１は、図８に示す２本の破線で挟まれた範囲における、Ｕ相およびＶ相の上アームスイッチおよび下アームスイッチの動作手順を示す図である。図１２は、図９～図１１におけるＵ相の上アームスイッチおよび下アームスイッチの動作を示す拡大図である。

図９に示すように、Ｕ相の上アームスイッチ８４ｔがオン状態になり、Ｖ相の下アームスイッチ９５ｔがオン状態になる。これにより、インバータ８１からＵ相巻線２２ｕを介してＶ相巻線２２ｖに電流が流れる。

図１０に示すように、スイッチング信号に対応するデューティ比Ｄｒ０にしたがって、デッドタイムｔｄの間に、Ｕ相の上アームスイッチ８４ｔがオン状態からオフ状態に切り替わる。このとき、巻線２２のインダクタ成分により電流が流れ続けようとするため、Ｕ相の下アームスイッチ９４ｔの還流ダイオード９４ｄに電流が流れる。デッドタイムｔｄは、上アームスイッチ８４ｔと下アームスイッチ９４ｔとが短絡することを防止するための時間である。また、キャリア周波数の周期Ｔにおいて、上アームスイッチ８４ｔのオフ時間をｔｏｆｆとする。

デッドタイムｔｄが経過した後、図１１に示すように、Ｕ相の下アームスイッチ９４ｔがオン状態になる。図１２に示すように、上アームスイッチ８４ｔがオン状態からオフ状態に切り替わってからデッドタイムｔｄが経過した後、下アームスイッチ９４ｔがオン状態になる。これにより、Ｕ相の還流ダイオード９４ｄに流れていた電流が下アームスイッチ９４ｔに流れる。下アームスイッチ９４ｔがオン状態で電流が流れることに起因するスイッチ定常損失をＰｉ［Ｊ］とする。スイッチ定常損失Ｐｉは、スイッチ定常損失電力をｗｉ［Ｗ］とすると、Ｐｉ＝ｗｉ×（ｔｏｆｆ－ｔｄ）［Ｊ］で表される。

また、還流ダイオード９４ｄに電流が流れることに起因する定常損失をＰｄ［Ｊ］とする。還流ダイオードの定常損失電力をｗｄ［Ｗ］とすると、還流ダイオード９４ｄの定常損失Ｐｄは、Ｐｄ＝ｗｄ×（ｔｏｆｆ－ｔｄ）［Ｊ］で表される。下アームスイッチ９４ｔはＳＪ－ＭＯＳＦＥＴ１２０なので、還流ダイオード９４ｄの定常損失Ｐｄよりも下アームスイッチ９４ｔのスイッチ定常損失Ｐｉが小さい。そのため、回路全体の電力損失を低く抑えることができる。

一方、図１１に示す動作の際、スイッチング損失Ｐｌｓｗが発生する。スイッチング損失Ｐｌｓｗは、Δｔをスイッチング時間とすると、電圧Ｅ×電流Ｉ×Δｔに比例する値である。電流Ｉはスイッチングするスイッチに流れる電流である。ＳＪ－ＭＯＳＦＥＴ１２０はプレーナＭＯＳＦＥＴ１３０に比べてスイッチング損失が大きいため、電力損失が大きくなるおそれがある。図９～図１１に示す動作がキャリア周波数の周期Ｔ毎に行われる。

次に、本実施の形態１のコントローラ７０が実行するＰＷＭ制御について説明する。ＰＷＭ制御は、１２０度通電方式で、キャリア周波数が可聴周波数以上であるものとする。図１３は、図４に示したコントローラが各相の上アームスイッチおよび下アームスイッチに対して非相補スイッチングを行う場合を示すタイミングチャートである。図１３の縦軸は各スイッチのゲート電極のオンおよびオフを示し、図１３の横軸は電気角である。図１３に示す区間Ｉｎｔ１は、デューティ比Ｄｒ１のＰＷＭ制御にしたがってスイッチングする部分である。

次に、図１３に示す２本の破線で挟まれた範囲における、一部のスイッチのオンおよびオフのタイミングと巻線およびスイッチに流れる電流との関係について説明する。説明をわかり易くするため、Ｕ相巻線２２ｕからＶ相巻線２２ｖに電流を流す場合を説明する。

図１４および図１５は、図１３に示す２本の破線で挟まれた範囲における、Ｕ相およびＶ相の上アームスイッチおよび下アームスイッチの動作手順を示す図である。図１６は、図１４および図１５におけるＵ相の上アームスイッチおよび下アームスイッチの動作を示す拡大図である。

図１４に示すように、コントローラ７０は、Ｕ相上アームスイッチをオン状態にし、Ｖ相下アームスイッチをオン状態にする。これにより、インバータ８１からＵ相巻線２２ｕを経由してＶ相巻線２２ｖに電流が流れる。

図１５に示すように、コントローラ７０は、デューティ比Ｄｒ１にしたがって、Ｕ相の上アームスイッチ８４ｔをオン状態からオフ状態に切り替える。デューティ比Ｄｒ１は、後で詳しく説明する。本実施の形態１では、図１６に示すように、コントローラ７０は、下アームスイッチ９４ｔをオン状態にしない。図１５に示す動作では、巻線２２のインダクタ成分により電流が流れ続けようとするため、Ｕ相の下アームスイッチ９４ｔの還流ダイオード９４ｄに電流が流れる。このときに発生する損失は、還流ダイオード９４ｄの定常損失Ｐｄである。図１４および図１５に示す動作がキャリア周波数の周期Ｔ毎に行われる。

図１４および図１５に示す制御では、コントローラ７０は、Ｕ相の下アームスイッチ９４ｔをスイッチングしないため、スイッチング損失Ｐｌｓｗが発生しない。各スイッチがスイッチング損失の大きいＳＪ－ＭＯＳＦＥＴ１２０である場合、本実施の形態１の制御の方が比較例のＰＷＭ制御に比べて、回路全体の電力損失が小さくなる。

図１７は、比較例のＰＷＭ制御におけるデューティ比と本実施の形態１のＰＷＭ制御におけるデューティ比とを比較するための図である。比較例の相補スイッチングの上アームスイッチ８４ｔのオン時間をｔｏｎ０とし、本実施の形態１の非相補スイッチングの上アームスイッチ８４ｔのオン時間をｔｏｎ１とする。デューティ比Ｄｒ０は、Ｄｒ０＝（ｔｏｎ０／Ｔ）で表される。デューティ比Ｄｒ１は、Ｄｒ１＝（ｔｏｎ１／Ｔ）で表される。図１７から、Ｄｒ０＜Ｄｒ１の関係になることがわかる。

図１７において、比較例のＵ相の上アームスイッチ８４ｔは、オン時間ｔｏｎ０に、Ｖ相の還流ダイオード９５ｄに電流が流れるため、定常損失は低減する。しかし、上アームスイッチ８４ｔがオフ状態からオン状態に切り替わる際に、スイッチング損失Ｐｌｓｗが発生する。これに対して、本実施の形態１のＵ相の上アームスイッチ８４ｔは、オン時間ｔｏｎ１がオン時間ｔｏｎ０よりも長く、スイッチの切り替えがない。そのため、スイッチング損失Ｐｌｓｗが発生しない。また、本実施の形態１のＵ相の上アームスイッチ８４ｔは、オン時間ｔｏｎ１が長くなる分、オフ時間が短くなるため、還流ダイオード９４ｄに電流が流れる時間が短くなる。そのため、電力損失が抑制される。

図９～図１１を参照して説明した比較例のＰＷＭ制御では、キャリア周波数の周期Ｔにおける電力損失はＰｌｓｗ＋Ｐｉとなる。一方、図１３および図１４を参照して説明したＰＷＭ制御では、キャリア周波数の周期Ｔにおける電力損失はＰｄとなる。これらの内容から、Ｐｌｓｗ＋Ｐｉ＞Ｐｄの条件を満たさなければ、各スイッチにＳＪ－ＭＯＳＦＥＴ１２０を適用することによる電力損失低減の効果が得られない。そこで、本実施の形態１では、コントローラ７０は、Ｐｌｓｗ＋Ｐｉ＞Ｐｄの条件を満たすデューティ比Ｄｒ１でＰＷＭ制御を行う。還流ダイオードの定常損失Ｐｄとスイッチ定常損失Ｐｉとの損失差をＰｄｉとすると、損失差Ｐｄｉは、Ｐｄｉ＝Ｐｄ－Ｐｉで算出される。つまり、コントローラ７０は、Ｐｌｓｗ＞Ｐｄｉの条件を満たすデューティ比Ｄｒ１でＰＷＭ制御を行う。

スイッチの定常損失Ｐｉは（オン抵抗×電流）に比例し、還流ダイオードの定常損失Ｐｄは（順方向電圧×電流）に比例するが、上述したように、スイッチの定常損失Ｐｉが還流ダイオードの定常損失Ｐｄよりも小さい。そのため、相補スイッチングの場合、上アームスイッチのオン時間とオフ時間では損失差が大きい。特に、ＳＪ－ＭＯＳＦＥＴ１２０はオン抵抗が小さいため、相補スイッチングで上アームスイッチのオン状態とオフ状態の損失差は顕著となる。そのため、スイッチがＳＪ－ＭＯＳＦＥＴ１２０の場合、上アームスイッチおよび下アームスイッチを相補スイッチングで制御するよりも、上アームスイッチを高デューティ比で非相補スイッチングした方が、電動機の出力が同じでも、電力損失が抑制される。その結果、電力効率が向上する。

回転子３０の回転によって巻線２２に生じる誘起電圧の係数である誘起電圧定数をＫｅとし、回転数をＮとし、巻線抵抗により発生する電圧をＶｒとし、巻線インダクタンスにより発生する電圧をＶｌとすると、モータ電圧Ｖｍは、次の式（１）で表される。
Ｖｍ＝Ｋｅ×Ｎ＋Ｖｒ＋Ｖｌ ・・・（１）

モータ電圧Ｖｍは、（電圧Ｅ×デューティ比Ｄｒ）に比例する値なので、デューティ比Ｄｒに比例する。式（１）から、デューティ比Ｄｒを大きくするためのパラメータがいくつか考えられる。右辺第１項の誘起電圧定数Ｋｅがデューティ比Ｄｒに影響を与えるパラメータの１つである。電動機１の誘起電圧定数Ｋｅが大きいほど、デューティ比Ｄｒが大きくなり、回路全体の電力損失を低減できる。

また、誘起電圧定数Ｋｅは巻線２２のターン数に比例する。そのため、巻線２２のターン数を増やすことで、電力効率が向上する。また、誘起電圧定数Ｋｅは、回転子３０のメインマグネット部の磁力に比例する。そのため、メインマグネット部の磁力を上げることで、電力効率が向上する。巻線２２のターン数を多くすることで、誘起電圧定数Ｋｅが大きくなる。その結果、モータ電圧Ｖｍが大きくなり、デューティ比Ｄｒも大きくなる。

特に、巻線２２のターン数を増加する分、巻線の線径を細くすることにより、同じ巻線重量で、より電力効率の向上を図ることができる。巻線重量が同じであれば、材料単価の高い巻線にかかる費用は変わらないので、電動機１の製造コストが高くなることを抑制できる。

なお、本実施の形態１では、キャリア周波数が可聴周波数以上の場合で説明したが、可聴周波数未満であってもよい。電動機１が空気調和機のファンモータである場合、ファンモータおよびファンは風路に設置されているため、モータの駆動によって発生する音の対策が困難である。そのため、キャリア周波数は可聴周波数以上であることが望ましい。ただし、電動機１が圧縮機に用いられる場合など、電動機１を防音材などで覆うことができる場合、キャリア周波数を可聴周波数より小さい値にしてもよい。この場合、スイッチング損失Ｐｌｓｗを低減することができる。

本実施の形態１の電動機１は、回転子３０と、固定子２０と、３組の上アームスイッチおよび下アームスイッチと、一定のキャリア周波数で３組の上アームスイッチおよび下アームスイッチを非相補スイッチングでパルス幅変調を行うコントローラ７０とを有する。３組の上アームスイッチおよび下アームスイッチはＳＪ－ＭＯＳＦＥＴである。コントローラ７０は、上アームスイッチおよび下アームスイッチが相補スイッチングで動作する場合における、上アームスイッチのオン時間よりも長いオン時間のデューティ比でパルス幅変調を行う。

本実施の形態１では、コントローラ７０がインバータ８１の上アームスイッチおよび下アームスイッチを非相補スイッチングで動作させるため、下アームスイッチのスイッチング動作に起因するスイッチング損失Ｐｌｓｗが発生しない。また、コントローラ７０は、相補スイッチングの場合に比べて上アームスイッチのオン時間を長くした高デューティ比Ｄｒ１でパルス幅変調を行うことで、スイッチ定常損失Ｐｉよりも損失が大きい還流ダイオードに電流の流れる時間が短くなる。そのため、上アームスイッチおよび下アームスイッチにＳＪ－ＭＯＳＦＥＴ１２０を用いても、インバータ８１を含む回路全体の電力損失を抑制できる。

本実施の形態１において、コントローラ７０は、Ｐｌｓｗ＞Ｐｄｉの条件を満たすデューティ比Ｄｒ１でＰＷＭ制御を行ってもよい。この場合、回路全体の電力損失が低減し、電力効率が向上する。

実施の形態２．
本実施の形態２は、実施の形態１で説明した電動機を搭載する空気調和機である。本実施の形態２では、実施の形態１で説明した構成については同一の構成については同一の符号を付し、その詳細な説明を省略する。

本発明の実施の形態２に係る空気調和機の構成を説明する。図１８は、本発明の実施の形態２に係る空気調和機の一構成例を示す外観図である。空気調和機２００は、室内機２１０と、室内機２１０と冷媒配管２５１で接続される室外機２２０とを有する。室外機２２０は、熱源側送風機２２３を有する。

図１９は、図１８に示した空気調和機の一構成例を示す冷媒回路図である。室外機２２０は、冷媒を圧縮して吐出する圧縮機２２１と、冷媒の流通方向を切り替える四方弁２２６と、冷媒を外気と熱交換させる熱源側熱交換器２２２と、外気を熱源側熱交換器２２２に供給する熱源側送風機２２３とを有する。熱源側送風機２２３には、ファンの駆動源として電動機２２４が接続されている。

室内機２１０は、高圧の冷媒を減圧して膨張させる絞り装置２１１と、冷媒を空調対象空間の空気と熱交換させる負荷側熱交換器２１２と、空調対象空間の空気を負荷側熱交換器２１２に供給する負荷側送風機２１３とを有する。負荷側送風機２１３には、ファンの駆動源として電動機２１４が接続されている。電動機２１４および２２４には、実施の形態１で説明した電動機１が用いられている。

圧縮機２２１、熱源側熱交換器２２２、絞り装置２１１および負荷側熱交換器２１２が冷媒配管２５１で接続され、冷媒が循環する冷媒回路２５０が構成される。図１９に示す構成例では、室内機２１０が空気調和機２００の冷凍サイクルを制御する制御装置２１５を有しているが、制御装置２１５は室外機２２０に設けられていてもよい。制御装置２１５は、図１に示したリード線１３で内蔵基板１１と接続されている。

図２０は、図１８に示した室内機の一構成例を示す側面透視図である。図２１は、比較例の室内機の一構成例を示す側面透視図である。図２０および図２１では、説明のために、室内機の主要構成を示し、他の構成を図に示すことを省略している。

図２０では、室内機２１０が壁３００に取り付けられた場合を示す。負荷側送風機２１３が回転することで、空調対象空間である室内の空気が室内機２１０に吸い込まれ、負荷側熱交換器２１２において冷媒と熱交換を行った後、吹き出し口２３０から室内に吹き出される。

図２１に示すように、比較例の室内機３１０は壁３００に取り付けられている。室内機３１０は、負荷側熱交換器３１２と、負荷側送風機３１３とを有する。負荷側送風機３１３が回転することで、室内の空気が室内機３１０に吸い込まれ、負荷側熱交換器３１２において冷媒と熱交換を行った後、吹き出し口３３０から室内に吹き出される。

図２０および図２１に示すように、本実施の形態２の空気調和機２００の室内機２１０は、比較例の室内機３１０と比べて、筐体およびファンの直径が大きい。そのため、負荷側送風機２１３は、低い回転数で、より多くの風量の空気を吹き出すことができる。その結果、負荷側送風機２１３は、比較例の室内機３１０の負荷側送風機３１３と比べて、最大回転数が低くなる。

実施の形態１で説明した式（１）を参照すると、右辺第１項に回転数Ｎが含まれるため、誘起電圧定数Ｋｅが大きくなると最大回転数が低くなってしまう。これに対して、本実施の形態２のように、最大回転数が低い負荷側送風機２１３であれば、このデメリットの影響は小さい。室内機２１０の筐体およびファンの直径を大きくすることで、空気調和機２００全体として、電力効率の向上を図ることができる。また、負荷側送風機２１３が回転することで、２以上の物が擦れ合う摺動部があっても、送風機の回転数が低い方が摺動部で発生する騒音が小さくなる。その結果、風量の大きさに比例して発生する騒音が小さくなるというメリットもある。

また、空気調和機は、一般的には、最大回転数とは別に定格運転の回転数が設定されている。定格運転は、暖房運転、冷房運転および除湿運転の各運転モードで回転数が異なる場合がある。例えば、暖房運転、冷房運転および除湿運転の運転モード毎に異なる回転数が設定される。温度は空気密度に比例するため、送風機の回転数が同じでも、送風機の回転数に対するトルクが異なることがある。このような場合、必要なトルクに対応して、送風機の電動機のインバータを異なるデューティ比Ｄｒで制御する必要がある。特に室外機の場合、暖房運転時の外気温度と冷房運転時の外気温度とは温度差が大きいため、必要なトルクの差は顕著である。定格運転の効率は、市場で空気調和機が使われているときの電力効率に影響し、その結果、電気代にも大きく影響する。

近年、空気調和機は、ファンの直径を大きくして空力効率を向上させているため、送風機は、低回転、かつ高トルクの運転になる傾向がある。本実施の形態２では、実施の形態１で説明した電動機１を送風機モータに適用することで、ファンの負荷を軽減し、電力消費効率を向上させた空気調和機を実現できる。

また、送風機モータのように、キャリア周波数が高く、かつ巻線に流れる電流が小さいモータのインバータのスイッチング素子にＳＪ－ＭＯＳＦＥＴを用いると、スイッチング損失が大きくなり、回路全体の電力損失の低減を図れない。これに対して、本実施の形態２では、電動機１をファンモータの駆動源に用いても、上述したように、プレーナＭＯＳＦＥＴに比べて、回路全体の電力損失を低減できる。

なお、本実施の形態２では、電動機１が空気調和機２００に搭載される場合で説明したが、電動機１が搭載される装置は空気調和機２００に限らない。電動機１は、例えば、換気扇、家電機器および工作機などの他の装置に搭載されてもよい。これらの装置に電動機１が搭載されても、本実施の形態２と同様な効果が得られる。

１ 電動機、１０ モールド固定子、１１、１１ａ 内蔵基板、１２ モールド樹脂、１３ リード線、１４ リード口出し部、２０ 固定子、２１ 固定子鉄心、２２ 巻線、２２ｕ Ｕ相巻線、２２ｖ Ｖ相巻線、２２ｗ Ｗ相巻線、２３ インシュレータ、３０ 回転子、３１ 回転軸、３３ 出力側軸受、３４ 反出力側軸受、３５ 貫通穴、３６ 切り欠き部、４０ ロータマグネット、５０ 磁気センサ、５１ センサ部、５２ 増幅部、５３ 増幅器、５４ トランジスタ、５５ 抵抗素子、５６ 出力端子、６０ ブラケット、６１ 圧入部、７０ コントローラ、７１ 過電流検出抵抗、７９ モジュール、８０ パワーＩＣ、８１ インバータ、８２ ゲート駆動回路、８３ 保護回路、８４ｄ～８６ｄ 還流ダイオード、８４ｔ～８６ｔ 上アームスイッチ、９４ｄ～９６ｄ 還流ダイオード、９４ｔ～９６ｔ 下アームスイッチ、１２０ ＳＪ－ＭＯＳＦＥＴ、１２１ ゲート電極、１２２ ドレイン電極、１２３ ソース電極、１２４ ｐ拡散層、１２５ ｎ－半導体基板、１２６ ｎ＋拡散層、１２７ 酸化膜、１３０ プレーナＭＯＳＦＥＴ、１３１ ｐ拡散層、２００ 空気調和機、２１０ 室内機、２１１ 絞り装置、２１２ 負荷側熱交換器、２１３ 負荷側送風機、２１４ 電動機、２１５ 制御装置、２２０ 室外機、２２１ 圧縮機、２２２ 熱源側熱交換器、２２３ 熱源側送風機、２２４ 電動機、２２６ 四方弁、２３０ 吹き出し口、２５０ 冷媒回路、２５１ 冷媒配管、３００ 壁、３１０ 室内機、３１２ 負荷側熱交換器、３１３ 負荷側送風機、３３０ 吹き出し口。

Claims (7)

1. 回転軸が挿入された回転子と、
   前記回転子の外周に設けられ、３相の巻線を備えた固定子と、
   前記３相に対応する３組の上アームスイッチおよび下アームスイッチと、前記３組の上アームスイッチおよび下アームスイッチの各スイッチに並列接続された還流ダイオードとを含むインバータと、
   一定のキャリア周波数で前記３組の上アームスイッチおよび下アームスイッチを非相補スイッチングでパルス幅変調を行うコントローラと、を有し、
   前記３組の上アームスイッチおよび下アームスイッチの各スイッチはスーパージャンクション電界効果トランジスタであり、
   前記コントローラは、前記上アームスイッチおよび前記下アームスイッチが相補スイッチングで動作する場合における前記上アームスイッチのオン時間よりも長いオン時間のデューティ比で前記パルス幅変調を行う
   電動機。
2. 前記上アームスイッチおよび前記下アームスイッチが前記相補スイッチングで動作する場合のスイッチング損失をＰｌｓｗとし、前記還流ダイオードの定常損失をＰｄとし、前記下アームスイッチの定常損失をＰｉとするとき、
   前記コントローラは、Ｐｌｓｗ＞Ｐｄ－Ｐｉの条件を満たすデューティ比で前記パルス幅変調を行う、請求項１に記載の電動機。
3. 前記還流ダイオードの定常損失電力をｗｄとし、前記下アームスイッチの定常損失電力をｗｉとし、前記キャリア周波数の周期に対する、前記相補スイッチングの前記上アームスイッチのオフ時間をｔｏｆｆとし、前記相補スイッチングにおいて前記上アームスイッチがオフしてから前記下アームスイッチがオンするまでのデッドタイムをｔｄとするとき、
   前記還流ダイオードの定常損失Ｐｄ＝ｗｄ×（ｔｏｆｆ－ｔｄ）であり、
   前記下アームスイッチの定常損失Ｐｉ＝ｗｉ×（ｔｏｆｆ－ｔｄ）である、
   請求項２に記載の電動機。
4. 前記条件を満たす前記デューティ比は、前記回転子の回転によって前記巻線に生じる誘起電圧の係数である誘起電圧定数に比例する、請求項２または３に記載の電動機。
5. 前記巻線は、前記誘起電圧定数となる巻線ターン数である、請求項４に記載の電動機。
6. 前記コントローラは、可聴周波数以上の前記キャリア周波数で前記パルス幅変調を行う、請求項１～５のいずれか１項に記載の電動機。
7. 負荷側送風機を含む室内機と、
   熱源側送風機を含む室外機と、
   前記負荷側送風機および前記熱源側送風機のうち、少なくとも一方の駆動源として設けられた、請求項１～６のいずれか１項に記載の電動機と、
   を有する空気調和機。

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