JP6981185B2 - Motor control device and electric power steering device - Google Patents
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Description
本発明は、車両の操舵機構に操舵補助力を付与する電動パワーステアリング装置のモータ制御装置、及びにそれを搭載した電動パワーステアリング装置に関する。 The present invention relates to a motor control device of an electric power steering device that imparts steering assist force to the steering mechanism of a vehicle, and an electric power steering device equipped with the motor control device.
モータ制御装置を搭載し、車両のステアリング機構にモータの回転力で操舵補助力（アシスト力）を付与する電動パワーステアリング装置（ＥＰＳ:Electric Power Steering）は、モータの駆動力を、減速機やギア又はベルト等の伝達機構等を介して、ステアリングシャフト或いはラック軸に操舵補助力として付与する。
電動パワーステアリング装置では、モータとしては耐久性や保守性に優れ、騒音やノイズも少ないブラシレスモータが一般的に使用されている。ブラシレスモータの駆動方法として、ｄ軸及びｑ軸で定義されるｄｑ回転座標系でモータ電流を制御するベクトル制御が知られている。
The electric power steering device (EPS: Electric Power Steering), which is equipped with a motor control device and applies steering assist force (assist force) to the steering mechanism of the vehicle by the rotational force of the motor, uses the driving force of the motor as a speed reducer or gear. Alternatively, it is applied as a steering assist force to the steering shaft or the rack shaft via a transmission mechanism such as a belt.
In electric power steering devices, brushless motors that are excellent in durability and maintainability and have less noise and noise are generally used as motors. As a method of driving a brushless motor, vector control for controlling a motor current in a dq rotating coordinate system defined by the d-axis and the q-axis is known.
ブラシレスモータを流れるモータ電流には、基本波成分の他に高調波成分が含まれている。この高調波成分に起因して発生するトルクリップルは、振動や騒音の要因の１つとなる。
このトルクリップルを低減するために、ｄｑ回転座標系上の基本波成分の電流指令値に対して、基本波成分の整数倍の周波数の高調波成分を重畳させ、高調波成分が重畳された電流指令値に基づいて電流制御する方法が知られている（例えば、特許文献１参照）。
The motor current flowing through the brushless motor contains harmonic components in addition to the fundamental wave component. The torque ripple generated due to this harmonic component is one of the factors of vibration and noise.
In order to reduce this torque ripple, a harmonic component with a frequency that is an integral multiple of the fundamental wave component is superimposed on the current command value of the fundamental wave component on the dq rotating coordinate system, and the current on which the harmonic component is superimposed is superimposed. A method of controlling current based on a command value is known (see, for example, Patent Document 1).
特許文献１記載の上記方法によれば、モータの回転速度が高くなるにつれて電流指令値に重畳させる高調波成分の周波数が上昇すると、高調波成分に対する電流制御の追従性が低下するためトルクリップルの低減効果が低くなる。特に電動パワーステアリング装置には、モータの高回転域において発生するトルクリップルにより生じる電動パワーステアリング装置に固有の問題があった。
例えば、モータから操舵補助力を与える操舵機構が共振特性を持ち、かつ、共振周波数付近の励振力が発生すると、運転者にとって不快となる大きな振動や騒音が生じることがある。操舵機構の共振特性を励起させる周波数のトルクリップルはモータの高回転域で発生するため、特許文献１記載の上記方法ではトルクリップルに起因する操舵機構の共振を抑制することが難しい。
本発明は、上記従来例の課題に着目してなされたものであり、電動パワーステアリング装置のモータが高回転域で発生するトルクリップルを低減することを目的とする。
According to the above method described in
For example, if the steering mechanism that applies steering assist force from the motor has resonance characteristics and an exciting force near the resonance frequency is generated, large vibration or noise that is unpleasant for the driver may occur. Since the torque ripple of the frequency that excites the resonance characteristic of the steering mechanism is generated in the high rotation range of the motor, it is difficult to suppress the resonance of the steering mechanism caused by the torque ripple by the above method described in
The present invention has been made by paying attention to the above-mentioned problems of the conventional example, and an object of the present invention is to reduce torque ripple generated in a high rotation range of a motor of an electric power steering device.
上記目的を達成するために、本発明の一態様によるモータ制御装置は、車両の操舵機構に操舵補助力を付与する電動パワーステアリング装置のモータ制御装置であって、操舵補助力を発生させるモータに流れるモータ電流を検出する電流検出部と、モータの電気角周波数で回転する基本波回転座標系上の値へモータ電流を変換する第１電流変換部と、モータの電気角周波数の整数倍で回転する高調波回転座標系上の値へモータ電流を変換する第２電流変換部と、モータの電流指令値を基本波回転座標系上で設定する指令値設定部と、モータ電流に重畳させる上記電気角周波数の整数倍の高調波の重畳成分を高調波回転座標系上で設定する重畳成分設定部と、基本波回転座標系上のモータ電流と電流指令値との偏差に応じてモータに対する第１操作量を生成する第１電流制御部と、高調波回転座標系上のモータ電流と重畳成分との偏差に応じてモータに対する第２操作量を生成する第２電流制御部と、静止座標系上の値に変換した第１操作量と第２操作量の和に基づいてモータを駆動するモータ駆動部とを備える。 In order to achieve the above object, the motor control device according to one aspect of the present invention is a motor control device of an electric power steering device that applies steering assist force to the steering mechanism of a vehicle, and is a motor that generates steering assist force. A current detector that detects the flowing motor current, a first current converter that converts the motor current to a value on the fundamental wave rotation coordinate system that rotates at the electric angle frequency of the motor, and a rotation that is an integral multiple of the electric angle frequency of the motor. A second current conversion unit that converts the motor current to a value on the harmonic rotation coordinate system, a command value setting unit that sets the current command value of the motor on the fundamental wave rotation coordinate system, and the above-mentioned electricity superimposed on the motor current. The superimposition component setting unit that sets the superimposition component of harmonics that are integral multiples of the angular frequency on the harmonic rotation coordinate system, and the first with respect to the motor according to the deviation between the motor current and the current command value on the fundamental wave rotation coordinate system. A first current control unit that generates an operation amount, a second current control unit that generates a second operation amount for the motor according to the deviation between the motor current and the superimposed component on the harmonic rotation coordinate system, and a static coordinate system. It is provided with a motor drive unit that drives the motor based on the sum of the first operation amount and the second operation amount converted into the value of.
本発明によれば、電動パワーステアリング装置のモータが高回転域で発生するトルクリップルを低減できる。 According to the present invention, the torque ripple generated in the high rotation speed range of the motor of the electric power steering device can be reduced.
本発明の実施形態を、図面を参照しながら詳細に説明する。
なお、以下に示す本発明の実施形態は、本発明の技術的思想を具体化するための装置や方法を例示するものであって、本発明の技術的思想は、構成部品の構成、配置等を下記のものに特定するものではない。本発明の技術的思想は、特許請求の範囲に記載された請求項が規定する技術的範囲内において、種々の変更を加えることができる。
Embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
It should be noted that the embodiments of the present invention shown below exemplify devices and methods for embodying the technical idea of the present invention, and the technical idea of the present invention includes the configuration, arrangement, etc. of components. Is not specified as the following. The technical idea of the present invention may be modified in various ways within the technical scope specified by the claims described in the claims.
（構成）
図１は、実施形態の電動パワーステアリング装置の一例の概要を示す。ハンドル１のコラム軸（ステアリングシャフト、ハンドル軸）２は減速ギア３、ユニバーサルジョイント４ａ及び４ｂ、ピニオンラック機構５、タイロッド６ａ、６ｂを経て、更にハブユニット７ａ、７ｂを介して操向車輪８Ｌ、８Ｒに連結されている。
また、コラム軸２には、ハンドル１の操舵トルクＴｈを検出するトルクセンサ１０及び操舵角を検出する舵角センサ１４が設けられており、ハンドル１の操舵力を補助するモータ２０が減速ギア３を介してコラム軸２に連結されている。
(composition)
FIG. 1 shows an outline of an example of an electric power steering device according to an embodiment. The column shaft (steering shaft, steering wheel shaft) 2 of the
Further, the
電動パワーステアリング装置を制御するコントロールユニット（ＥＣＵ）３０には、電源としてのバッテリ１３から電力が供給されると共に、イグニションキー１１を経てイグニションキー（ＩＧ）信号が入力される。
コントロールユニット３０は、トルクセンサ１０で検出された操舵トルクＴｈと車速センサ１２で検出された車速Ｖｅｌとに基づいてアシスト（操舵補助）指令の電流指令値の演算を行い、演算された電流指令値に補償等を施した電圧指令値Ｖｒｅｆによってモータ２０に供給する電流を制御する。
なお、舵角センサ１４は必須のものではなく、配設されていなくても良く、モータ２０に連結されたレゾルバ等の回転角センサから得ることもできる。
Electric power is supplied from the
The
The
コントロールユニット３０には、車両の各種情報を授受するＣＡＮ（Controller Area Network）４０が接続されており、車速ＶｅｌはＣＡＮ４０から受信することも可能である。また、コントロールユニット３０には、ＣＡＮ４０以外の通信、アナログ／ディジタル信号、電波等を授受する非ＣＡＮ４１も接続可能である。
コントロールユニット３０は、モータ２０を駆動制御する電子制御ユニットである。
A CAN (Controller Area Network) 40 for exchanging various information on the vehicle is connected to the
The
コントロールユニット３０は、例えばＣＰＵ（Central Processing Unit）やＭＰＵ（Micro-Processing Unit）等のプロセッサとその周辺部品とを含むＭＣＵ（Micro Control Unit）であってよい。周辺部品には、例えばレジスタ、キャッシュメモリ、主記憶装置として使用されるＲＯＭ（Read Only Memory）及びＲＡＭ（Random Access Memory）等のメモリ等の半導体記憶装置を含んでよい。
The
図２は、コントロールユニット３０が実行する処理によって実現するモータ制御装置の構成例を示す。
モータ制御装置は、モータ電流検出部５０と、回転角センサ５１と、角速度演算部５２と、３相／２相変換部５３と、指令値設定部５４と、重畳成分生成部５５と、ｄｑ電流制御部５６を備える。
FIG. 2 shows a configuration example of a motor control device realized by a process executed by the
The motor control device includes a motor
さらに、モータ制御装置は、基本波／（１−ｎ）次座標変換部５７及び５８と、ｄｑ（１−ｎ）電流制御部５９と、（１−ｎ）次／基本波座標変換部６０と、基本波／（ｎ＋１）次座標変換部６１及び６２と、ｄｑ（ｎ＋１）電流制御部６３と、（ｎ＋１）次／基本波座標変換部６４を備える。
また、モータ制御装置は、２相／３相変換部６５と、パルス幅変調（ＰＷＭ:Pulse Width Modulation）制御部６６と、インバータ６７と、加算器６８、６９ｄ、６９ｑ、７０ｄ、及び７０ｑを備える。
Further, the motor control device includes a fundamental wave / (1-n) order
Further, the motor control device includes a two-phase / three-
角速度演算部５２、３相／２相変換部５３、指令値設定部５４、重畳成分生成部５５、ｄｑ電流制御部５６、基本波／（１−ｎ）次座標変換部５７及び５８、ｄｑ（１−ｎ）電流制御部５９、（１−ｎ）次／基本波座標変換部６０、基本波／（ｎ＋１）次座標変換部６１及び６２、ｄｑ（ｎ＋１）電流制御部６３、（ｎ＋１）次／基本波座標変換部６４、２相／３相変換部６５、ＰＷＭ制御部６６、並びに加算器６８、６９ｄ、６９ｑ、７０ｄ及び７０ｑの各機能は、例えば、コントロールユニット３０の内部の半導体記憶装置に格納したプログラムをプロセッサで実行することによって実現される。
Angle
モータ電流検出部５０は、モータ２０を流れるモータ電流を検出して、３相／２相変換部５３に入力する。
モータ２０にはレゾルバ等の回転角センサ５１が連結されており、回転角センサ５１は、モータ２０の電気角θを検出して、３相／２相変換部５３、角速度演算部５２及び２相／３相変換部６５に入力する。
The motor
A
角速度演算部５２は、回転角センサ５１が検出した電気角θに基づいて、モータ角速度ωを算出する。
３相／２相変換部５３は、回転角θを用いて、モータ電流検出部５０が検出するモータ２０の各相に流れるモータ電流を、モータ２０の電気角周波数で回転する基本波ｄｑ回転座標系上の２相の電流に変換する。以下、モータ２０の電気角周波数を「基本波周波数」と表記することがある。
具体的には、３相／２相変換部５３は、次式（１）によって静止座標系上の３相電流Ｉｕｍ、Ｉｖｍ、Ｉｗｍを、ｄ軸モータ電流Ｉｄｍ、ｑ軸モータ電流Ｉｑｍへ変換する。
The angular
The three-phase / two-
Specifically, the three-phase / two-
指令値設定部５４は、基本波ｄｑ回転座標系上におけるモータ２０の電流指令値を設定する。
図３を参照する。指令値設定部５４は、電流指令値演算部５４０と、補償信号生成部５４１と、加算器５４２と、電流制限部５４３と、ｄ−ｑ軸電流指令値演算部５４４を備える。
The command
See FIG. The command
トルクセンサ１０で検出された操舵トルクＴｈ及び車速センサ１２で検出された（若しくはＣＡＮ４０からの）車速Ｖｅｌは電流指令値演算部５４０に入力される。電流指令値演算部５４０は操舵トルクＴｈ及び車速Ｖｅｌに基づいてアシストマップ等を用いて、モータ２０に供給するモータ電流の制御目標値である電流指令値Ｉ＊を演算する。
補償信号生成部５４１は、電流指令値Ｉ＊に対して操舵システム系の特性補償を行い収れん性や慣性特性等を改善するための補償信号を生成する。
The steering torque Th detected by the
The compensation
補償信号生成部５４１は、セルフアライニングトルク（ＳＡＴ）５４１ｃと慣性５４１ｂを加算器５４１ｄで加算し、更に収れん性５４１ａを加算器５４１ｅで加算することにより補償信号を生成する。
加算器５４２は、電流指令値演算部５４０により演算された電流指令値Ｉ＊に補償信号を加算する。その加算結果Ｉｃ＊は、電流制限部５４３に入力され、最大電流を制限された電流指令値Ｉｒｅｆとなる。
ｄ−ｑ軸電流指令値演算部５４４は、電流指令値Ｉｒｅｆと、モータ電気角θと、モータ角速度ωとに基づいてｄ軸電流指令値Ｉｒｅｆｄと、ｑ軸電流指令値Ｉｒｅｆｑ０を演算する。
The compensation
The
The d-q-axis current command
図２を参照する。重畳成分生成部５５は、トルクリップルを発生するモータ電流の高調波成分を低減するための重畳成分を生成する。本実施形態では、重畳成分生成部５５は、基本波周波数の（ｎ−１）倍の逆相成分（以下、「（１−ｎ）次高調波成分」と表記することがある）と（ｎ＋１）倍の正相成分（以下、「（ｎ＋１）次高調波成分」と表記することがある）を相殺するｑ軸電流指令値を重畳成分として生成する。
ここで、基本波周波数のｎ倍の周波数成分の重畳成分を基本波ｄｑ回転座標系上に設定すれば、静止座標系では基本波周波数の（ｎ−１）倍の逆相成分と（ｎ＋１）倍の正相成分となって現れる。このため、重畳成分生成部５５は、基本波周波数のｎ倍の周波数の重畳成分Ｉｒｅｆｑｎ＝Ａｑｎ×ｓｉｎ（ｎθ＋φ）を生成する。
例えば、重畳成分生成部５５は、５次及び７次高調波成分によるトルクリップルを低減するために基本波周波数の６倍の周波数の重畳成分を生成してよい。１１次及び１３次高調波成分によるトルクリップルを低減するために基本波周波数の１２倍の周波数の重畳成分を生成してよい。
See FIG. The superimposition
Here, if the superimposed component of the frequency component n times the fundamental wave frequency is set on the fundamental wave dq rotating coordinate system, the reverse phase component (n-1) times the fundamental wave frequency and (n + 1) in the resting coordinate system are set. Appears as a double positive phase component. Therefore, the superimposition
For example, the superimposition
電動パワーステアリング装置の操舵補助力を付与するモータの場合には、ハンドル舵角や、舵角速度、車速等の条件に応じて、トルクリップルの大きさやトルクリップルにより生じる騒音や振動に対する運転者の感じやすさが異なる。
このため、重畳成分生成部５５は、実験的又は理論的に予め定めた基本重畳成分Ａｑｎ０に可変ゲインを乗じた積を重畳成分の振幅Ａｑｎとして設定する。
可変ゲインを動的に変化させることにより、トルクリップルにより生じる騒音や振動が大きくなる条件や、運転者が騒音や振動を感じやすい条件において、重畳成分の振幅Ａｑｎを大きくしてトルクリップルの低減効果を大きくすることができる。また、トルクリップルにより生じる騒音や振動が小さくなる条件や、運転者が騒音や振動を感じにくい条件では、重畳成分の振幅Ａｑｎを小さくして電流消費を節約できる。
In the case of a motor that applies steering assist force to an electric power steering device, the driver feels the magnitude of torque ripple and the noise and vibration caused by torque ripple depending on the conditions such as steering angle, steering angular velocity, and vehicle speed. Ease is different.
Therefore, the superimposition
By dynamically changing the variable gain, the amplitude Aqn of the superimposed component is increased to reduce the torque ripple under the conditions where the noise and vibration generated by the torque ripple increase and the driver easily feels the noise and vibration. Can be increased. Further, under the condition that the noise and vibration generated by the torque ripple are small and the condition that the driver does not easily feel the noise and vibration, the amplitude Aqn of the superimposed component can be reduced to save the current consumption.
図４を参照する。重畳成分生成部５５は、車速感応ゲイン乗算部５５０と、操舵トルク感応ゲイン乗算部５５１と、電流指令値感応ゲイン乗算部５５２と、モータ速度感応ゲイン乗算部５５３と、定数乗算器５５４と、位相調整部５５５と、加算器５５６と、正弦波発生器５５７と、乗算器５５８を備える。
車速感応ゲイン乗算部５５０は、車速センサ１２で検出された車速Ｖｅｌを入力し、車速Ｖｅｌに応じて変化する可変ゲインである車速感応ゲインＫ１を算出する。
車速感応ゲイン乗算部５５０は、基本重畳成分Ａｑｎ０に車速感応ゲインＫ１を乗じた積（Ｋ１×Ａｑｎ０）を出力する。
See FIG. The superimposition
The vehicle speed-sensitive
The vehicle speed-sensitive
図５を参照する。車速感応ゲインＫ１は、例えば、車速Ｖｅｌが低いほど大きな値に設定してよい。低車速で大きくハンドルを切るシチュエーション（例えば、交差点の右左折や、車庫入れ、据え切りなど）では大きな操舵補助力が発生するため、その際に大きなトルクリップルが発生するのを抑制するためである。
また、車速Ｖｅｌが低いほどロードノイズや風切り音などの騒音や路面からの振動が小さく、モータトルクリップルにより発生する操舵機構の振動や操舵機構から生じる騒音を運転者が感じやすい。このため、重畳成分を増加させてトルクリップルの低減効果を大きくする。
See FIG. The vehicle speed-sensitive gain K1 may be set to a larger value, for example, as the vehicle speed Vel is lower. This is because a large steering assist force is generated in a situation where the steering wheel is sharply turned at a low vehicle speed (for example, turning left or right at an intersection, entering a garage, stationary steering, etc.), so that a large torque ripple is suppressed at that time. ..
Further, the lower the vehicle speed Vel, the smaller the noise such as road noise and wind noise and the vibration from the road surface, and the driver can easily feel the vibration of the steering mechanism generated by the motor torque ripple and the noise generated from the steering mechanism. Therefore, the superimposition component is increased to increase the torque ripple reduction effect.
一方で、車速Ｖｅｌが高い場合には運転者が操舵機構の振動や操舵機構から生じる騒音を感じにくいため、車速感応ゲインＫ１を下げて電流指令値に重畳させる重畳成分を小さくすることにより電流消費を節約できる。
図５の例では、車速Ｖｅｌが所定の車速Ｖ１以下の範囲では、車速感応ゲインＫ１の値は最大値「１」であり、車速Ｖ１から車速Ｖ２までの範囲では「１」から「０．４」まで単調減少し、車速Ｖ２から車速Ｖ３までの範囲では「０．４」から最小値「０」まで単調減少し、車速Ｖ３以上の範囲では「０」となる。
On the other hand, when the vehicle speed Vel is high, the driver is less likely to feel the vibration of the steering mechanism and the noise generated by the steering mechanism. Therefore, the current consumption is reduced by lowering the vehicle speed sensitive gain K1 and reducing the superimposed component superimposed on the current command value. Can be saved.
In the example of FIG. 5, the value of the vehicle speed sensitive gain K1 is the maximum value “1” in the range where the vehicle speed Vel is a predetermined vehicle speed V1 or less, and “1” to “0.4” in the range from the vehicle speed V1 to the vehicle speed V2. , And monotonically decreases from "0.4" to the minimum value "0" in the range from vehicle speed V2 to vehicle speed V3, and becomes "0" in the range of vehicle speed V3 or higher.
また、図５に示すように、車速Ｖｅｌが増加するほど車速感応ゲインＫ１の減少率（すなわち、車速Ｖｅｌの増加量に対する車速感応ゲインＫ１の減少量の比）を減少してよい。車速Ｖｅｌが高いほど、運転者が操舵機構の振動や騒音を感じにくくなるためである。
なお、図５の例では、車速感応ゲインＫ１は線形に減少しているが非線形に減少してもよい。速度Ｖ１、Ｖ２及びＶ３は、例えば２０Ｋｍ／ｈ、４０Ｋｍ／ｈ及び８０Ｋｍ／ｈであってよい。
Further, as shown in FIG. 5, the decrease rate of the vehicle speed-sensitive gain K1 (that is, the ratio of the decrease amount of the vehicle speed-sensitive gain K1 to the increase amount of the vehicle speed Vel) may be decreased as the vehicle speed Vel increases. This is because the higher the vehicle speed Vel, the less the driver feels the vibration and noise of the steering mechanism.
In the example of FIG. 5, the vehicle speed-sensitive gain K1 decreases linearly, but may decrease non-linearly. The velocities V1, V2 and V3 may be, for example, 20 Km / h, 40 Km / h and 80 Km / h.
図４を参照する。操舵トルク感応ゲイン乗算部５５１は、トルクセンサ１０で検出した操舵トルクＴｈを入力し、操舵トルクＴｈに応じて変化する可変ゲインである操舵トルク感応ゲインＫ２を算出する。
操舵トルク感応ゲイン乗算部５５１は、車速感応ゲイン乗算部５５０の出力（Ｋ１×Ａｑｎ０）に操舵トルク感応ゲインＫ２を乗じた積（Ｋ１×Ｋ２×Ａｑｎ０）を出力する。
See FIG. The steering torque sensitive
The steering torque sensitive
図６を参照する。操舵トルクＴｈが大きいほど大きな操舵補助力を発生し、それに伴いトルクリップルが大きくなる。また、操舵トルクＴｈが大きいとき運転者はハンドル１を強く握っており操舵機構の振動を感じやすい。
このため、操舵トルク感応ゲインＫ２は、操舵トルクＴｈが大きいほど大きな値に設定してよい。
一方で、操舵トルクＴｈが小さい場合にはトルクリップルが小さく、また運転者が操舵機構の振動を感じにくいため、操舵トルク感応ゲインＫ２を下げて電流指令値に重畳させる重畳成分を小さくすることにより電流消費を節約できる。
See FIG. The larger the steering torque Th, the larger the steering assist force is generated, and the torque ripple becomes larger accordingly. Further, when the steering torque Th is large, the driver holds the
Therefore, the steering torque sensitive gain K2 may be set to a larger value as the steering torque Th increases.
On the other hand, when the steering torque Th is small, the torque ripple is small and the driver is less likely to feel the vibration of the steering mechanism. Therefore, the steering torque sensitive gain K2 is lowered to reduce the superimposed component superimposed on the current command value. You can save current consumption.
図６の例では、操舵トルクＴｈが所定のトルクＴ１以下の範囲では、操舵トルク感応ゲインＫ２の値は最小値「０．４」であり、トルクＴ１からトルクＴ２までの範囲では「０．４」から最大値「１．０」まで単調増加し、トルクＴ２以上の範囲では「１．０」となる。
なお、操舵トルクＴｈが増加するほど、操舵トルク感応ゲインＫ２の増加率（すなわち、操舵トルクＴｈの増加量に対する操舵トルク感応ゲインＫ２の増加量の比）が増加してもよい。
なお、図６の例では、操舵トルク感応ゲインＫ２は線形に増加しているが非線形に増加してもよい。トルクＴ１及びＴ２は、例えば１．０Ｎｍ及び２．０Ｎｍであってよい。
In the example of FIG. 6, the value of the steering torque sensitive gain K2 is the minimum value “0.4” in the range where the steering torque Th is a predetermined torque T1 or less, and “0.4” in the range from the torque T1 to the torque T2. It monotonically increases from "" to the maximum value "1.0", and becomes "1.0" in the range of torque T2 or more.
As the steering torque Th increases, the increase rate of the steering torque sensitive gain K2 (that is, the ratio of the increase amount of the steering torque sensitive gain K2 to the increase amount of the steering torque Th) may increase.
In the example of FIG. 6, the steering torque sensitive gain K2 increases linearly, but may increase non-linearly. The torques T1 and T2 may be, for example, 1.0 Nm and 2.0 Nm.
図４を参照する。電流指令値感応ゲイン乗算部５５２は、指令値設定部５４が算出した電流指令値Ｉｒｅｆを入力し、電流指令値Ｉｒｅｆに応じて変化する可変ゲインである電流指令値感応ゲインＫ３を算出する。
電流指令値感応ゲイン乗算部５５２は、操舵トルク感応ゲイン乗算部５５１の出力（Ｋ１×Ｋ２×Ａｑｎ０）に電流指令値感応ゲインＫ３を乗じた積（Ｋ１×Ｋ２×Ｋ３×Ａｑｎ０）を出力する。
See FIG. The current command value sensitive
The current command value sensitive
図７を参照する。電流指令値Ｉｒｅｆが大きいほど大きなトルクリップルが発生するため、トルクリップルの低減効果を増加させる必要がある。
このため、電流指令値感応ゲインＫ３は、電流指令値Ｉｒｅｆが大きいほど大きな値に設定してよい。
一方で、電流指令値Ｉｒｅｆが小さい場合にはトルクリップルが小さいため、電流指令値感応ゲインＫ３を下げて電流指令値に重畳させる重畳成分を小さくすることにより電流消費を節約できる。
See FIG. 7. The larger the current command value Iref is, the larger the torque ripple is generated, so it is necessary to increase the torque ripple reduction effect.
Therefore, the current command value sensitive gain K3 may be set to a larger value as the current command value Iref is larger.
On the other hand, when the current command value Iref is small, the torque ripple is small, so that the current consumption can be saved by lowering the current command value sensitive gain K3 to reduce the superimposed component superimposed on the current command value.
図７の例では、電流指令値Ｉｒｅｆが所定電流Ｉ１以下の範囲では、電流指令値感応ゲインＫ３の値は最小値「０．０」であり、電流Ｉ１から電流Ｉ２までの範囲では「０．０」から最大値「１．０」まで単調増加し、電流Ｉ２以上の範囲では「１．０」となる。
なお、電流指令値Ｉｒｅｆが増加するほど、電流指令値感応ゲインＫ３の増加率（すなわち、電流指令値Ｉｒｅｆの増加量に対する電流指令値感応ゲインＫ３の増加量の比）が増加してもよい。
なお、図７の例では、電流指令値感応ゲインＫ３は線形に増加しているが非線形に増加してもよい。電流Ｉ１及びＩ２は、例えば２０Ａ及び４０Ａであってよい。
In the example of FIG. 7, when the current command value Iref is in the range of the predetermined current I1 or less, the value of the current command value sensitive gain K3 is the minimum value “0.0”, and in the range from the current I1 to the current I2, “0. It monotonically increases from "0" to the maximum value "1.0", and becomes "1.0" in the range of the current I2 or more.
As the current command value Iref increases, the rate of increase of the current command value sensitive gain K3 (that is, the ratio of the increase amount of the current command value sensitive gain K3 to the increase amount of the current command value Iref) may increase.
In the example of FIG. 7, the current command value sensitive gain K3 increases linearly, but may increase non-linearly. The currents I1 and I2 may be, for example, 20A and 40A.
図４を参照する。モータ速度感応ゲイン乗算部５５３は、角速度演算部５２が算出したモータ角速度ωより求まるモータ回転速度Ｒを入力し、モータ回転速度Ｒに応じて変化する可変ゲインであるモータ速度感応ゲインＫ４を算出する。
モータ速度感応ゲイン乗算部５５３は、電流指令値感応ゲイン乗算部５５２の出力（Ｋ１×Ｋ２×Ｋ３×Ａｑｎ０）にモータ速度感応ゲインＫ４を乗じた積（Ｋ１×Ｋ２×Ｋ３×Ｋ４×Ａｑｎ０）を、重畳成分の振幅Ａｑｎとして出力する。
See FIG. The motor speed sensitive
The motor speed sensitive
図８を参照する。操舵速度に応じてモータ回転速度Ｒが変化するとこれに伴って基本波周波数が変化するためトルクリップルの周波数が変化する。ここでトルクリップルが操舵機構の機械的な共振周波数（例えば数百ｋＨｚ帯）を刺激し、操舵機構の共振特性を励起すると、操舵機構の振動やこれにより生じる騒音が大きくなり、運転者に不快な振動や騒音として伝わることがある。例えば、ハンドルを大きく切るシチュエーションでは操舵速度が高くなるため、数百ｋＨｚの共振周波数を有する操舵機構が高周波のトルクリップルにより共振することがある。 See FIG. When the motor rotation speed R changes according to the steering speed, the fundamental wave frequency changes accordingly, so that the torque ripple frequency changes. Here, when the torque ripple stimulates the mechanical resonance frequency (for example, several hundred kHz band) of the steering mechanism and excites the resonance characteristics of the steering mechanism, the vibration of the steering mechanism and the noise generated by the vibration become large, which is unpleasant to the driver. It may be transmitted as vibration or noise. For example, in a situation where the steering wheel is largely turned, the steering speed becomes high, so that the steering mechanism having a resonance frequency of several hundred kHz may resonate due to high-frequency torque ripple.
このため、モータ速度感応ゲイン乗算部５５３は、（ｎ−１）倍の逆相成分と（ｎ＋１）倍の正相成分によるトルクリップルが操舵機構の共振特性を励起するモータ回転速度では、他の回転速度と比較してより大きなモータ速度感応ゲインＫ４を設定してよい。例えば、トルクリップルが操舵機構の共振特性を励起するモータ回転速度におけるモータ速度感応ゲインＫ４を、この回転速度よりも低いモータ速度感応ゲインＫ４よりも大きく設定してよい。
図８の例では、トルクリップルが操舵機構の共振特性を励起するモータ回転速度帯の範囲は、モータ回転速度Ｒ２以上であり、モータ回転速度Ｒ２以上の範囲においてモータ速度感応ゲインＫ４の値は最大値「１」であり、モータ回転速度Ｒ２からモータ回転速度Ｒ１（＜Ｒ２）の範囲で「１」から最小値「０」へ変化する。モータ回転速度Ｒ１以下の範囲においてモータ速度感応ゲインＫ４の値は「０」である。
Therefore, the motor speed-sensitive
In the example of FIG. 8, the range of the motor rotation speed band in which the torque ripple excites the resonance characteristic of the steering mechanism is the motor rotation speed R2 or more, and the value of the motor speed sensitive gain K4 is the maximum in the range of the motor rotation speed R2 or more. The value is "1", and the value changes from "1" to the minimum value "0" in the range from the motor rotation speed R2 to the motor rotation speed R1 (<R2). The value of the motor speed sensitive gain K4 is "0" in the range of the motor rotation speed R1 or less.
モータ回転速度がＲ２より低い場合には、トルクリップルが操舵機構の共振特性を励起しにくい。このため、電流指令値に重畳させる重畳成分を小さくすることにより電流消費を節約できる。
なお、モータ回転速度Ｒが増加するほど、モータ速度感応ゲインＫ４の増加率（すなわち、モータ回転速度Ｒの増加量に対するモータ速度感応ゲインＫ４の増加量の比）が増加してもよい。
図８の例では、モータ速度感応ゲインＫ４は線形に増加しているが非線形に増加してもよい。モータ回転速度Ｒ１及びＲ２は、例えば１０００ｒｐｍ及び２０００ｒｐｍであってよい。
When the motor rotation speed is lower than R2, the torque ripple is unlikely to excite the resonance characteristic of the steering mechanism. Therefore, the current consumption can be saved by reducing the superimposed component superimposed on the current command value.
As the motor rotation speed R increases, the rate of increase in the motor speed-sensitive gain K4 (that is, the ratio of the increase in the motor speed-sensitive gain K4 to the increase in the motor rotation speed R) may increase.
In the example of FIG. 8, the motor speed sensitive gain K4 increases linearly, but may increase non-linearly. The motor rotation speeds R1 and R2 may be, for example, 1000 rpm and 2000 rpm.
図４を参照する。定数乗算器５５４、位相調整部５５５、加算器５５６、及び正弦波発生器５５７は、基本波周波数のｎ倍の周波数の正弦波ｓｉｎ（ｎθ＋φ）を生成する。
ここで、電気角θに対するトルクリップルの位相はモータ電流の大きさに応じて変化する。このため、位相調整部５５５は、指令値設定部５４が算出した電流指令値Ｉｒｅｆに応じて重畳成分の位相φを調整する。
See FIG. The
Here, the phase of the torque ripple with respect to the electric angle θ changes according to the magnitude of the motor current. Therefore, the
図９を参照する。位相調整部５５５は、比較的小さな電流指令値Ｉ３以下の範囲で位相を最小値に設定し、及び比較的大きな電流指令値Ｉ４以上の範囲で位相φを最大値に設定し、電流指令値がＩ３からＩ４に増加する間に位相φを進める。このように位相φを調整することにより、電流指令値Ｉｒｅｆが増加するのに伴って位相が進むトルクリップルを効果的に低減することができる。電流Ｉ３及びＩ４は、例えば２０Ａ及び４０Ａであってよい。
See FIG. The
図４を参照する。定数乗算器５５４は、回転角センサ５１が検出した電気角θに整数ｎを乗じる。位相調整部５５５は、電流指令値Ｉｒｅｆに応じて調整した位相φを出力する。加算器５５６は、定数乗算器５５４の乗算結果ｎθに位相φを加算し、正弦波発生器５５７は正弦波（ｎθ＋φ）を発生する。
乗算器５５８は、正弦波ｓｉｎ（ｎθ＋φ）に振幅Ａｑｎを乗じて、乗算結果（Ａｑｎ×ｓｉｎ（ｎθ＋φ））を重畳成分Ｉｒｅｆｑｎとして出力する。
See FIG. The
The
図２を参照する。加算器６８は、指令値設定部５４が設定したｑ軸電流指令値Ｉｒｅｆｑ０に、重畳成分生成部５５が生成した重畳成分Ｉｒｅｆｑｎを加算することにより、モータ電流制御に用いるｑ軸電流指令値Ｉｒｅｆｑ＝（Ｉｒｅｆｑ０＋Ｉｒｅｆｑｎ）を算出する。
ｄｑ電流制御部５６は、ｄ軸電流指令値Ｉｒｅｆｄと３相／２相変換部５３が出力したｄ軸モータ電流Ｉｄｍとの偏差、ｑ軸電流指令値Ｉｒｅｆｑと３相／２相変換部５３が出力したｑ軸モータ電流Ｉｑｍとの偏差をそれぞれ算出する。
ｄｑ電流制御部５６は、これら偏差に基づいてモータ２０に対する基本波ｄｑ回転座標系上の操作量を求める。例えばｄｑ電流制御部５６は、上記偏差に基づくＰＩ（Proportional-Integral）制御によってモータ２０に対する基本波ｄｑ回転座標系上の操作量を算出してよい。モータ２０に対する基本波ｄｑ回転座標系上の操作量として、基本波ｄ軸電圧指令値Ｖｄｒｅｆ１及び基本波ｑ軸電圧指令値Ｖｑｒｅｆ１を算出してよい。
なお、ｄｑ電流制御部５６による制御は、上記の制御に限られず、指令値に追従しうる制御であれば一般的に用いられる他の制御でもよい。
See FIG. The
In the dq
The dq
The control by the dq
一方で、基本波／（１−ｎ）次座標変換部５７は、次式（２）に基づいてｄ軸電流指令値Ｉｒｅｆｄとｑ軸電流指令値Ｉｒｅｆｑを、基本波ｄｑ回転座標系と逆方向に基本波周波数の（ｎ−１）倍の周波数で回転する（１−ｎ）次ｄｑ回転座標系上のｄ軸電流指令値Ｉｒｅｆｄ（１−ｎ）とｑ軸電流指令値Ｉｒｅｆｑ（１−ｎ）に変換する。
重畳成分Ｉｒｅｆｑｎを含んだｑ軸電流指令値Ｉｒｅｆｑを（１−ｎ）次ｄｑ回転座標系上の値に変換することにより、重畳成分Ｉｒｅｆｑｎが（１−ｎ）次ｄｑ回転座標系上で設定される。
On the other hand, the fundamental wave / (1-n) order coordinate
By converting the q-axis current command value Ireffq including the superimposed component Ireffqn to a value on the (1-n) next dq rotating coordinate system, the superimposed component Irefqn is set on the (1-n) next dq rotating coordinate system. The coordinates.
基本波／（１−ｎ）次座標変換部５８は、式（２）と同様の変換式に基づいて、基本波ｄｑ回転座標系上のｄ軸モータ電流Ｉｄｍ、ｑ軸モータ電流Ｉｑｍを、（１−ｎ）次ｄｑ回転座標系上のｄ軸モータ電流Ｉｄｍ（１−ｎ）、ｑ軸モータ電流Ｉｑｍ（１−ｎ）に変換する。
ｄｑ（１−ｎ）電流制御部５９は、ｄ軸電流指令値Ｉｒｅｆｄ（１−ｎ）とｄ軸モータ電流Ｉｄｍ（１−ｎ）との偏差、ｑ軸電流指令値Ｉｒｅｆｑ（１−ｎ）とｑ軸モータ電流Ｉｑｍ（１−ｎ）との偏差をそれぞれ算出する。
The fundamental wave / (1-n) order coordinate
The dq (1-n)
ｄｑ（１−ｎ）電流制御部５９は、これら偏差に基づいてモータ２０に対する（１−ｎ）次ｄｑ回転座標系上の操作量を求める。例えばｄｑ（１−ｎ）電流制御部５９は、上記偏差に基づくＰＩ制御によってモータ２０に対する（１−ｎ）次ｄｑ回転座標系上の操作量を算出してよい。モータ２０に対する（１−ｎ）次ｄｑ回転座標系上の操作量として、例えば（１−ｎ）次ｄ軸電圧指令値Ｖｄｒｅｆ（１−ｎ）及び（１−ｎ）次ｑ軸電圧指令値Ｖｑｒｅｆ（１−ｎ）を算出してよい。
The dq (1-n)
静止座標系で（１−ｎ）次高調波成分として現れる基本波ｄｑ座標上のｎ次高調波成分は、（１−ｎ）次ｄｑ回転座標系では直流成分となる。したがって基本周波数に関わらず（すなわちモータ２０の回転速度に関わらず）、（１−ｎ）次高調波成分は一定となる。
このためｄｑ（１−ｎ）電流制御部５９は、モータの回転速度が高くなっても電流制御を追従させて（１−ｎ）次高調波成分によるトルクリップルを良好に低減することができる。
（１−ｎ）次／基本波座標変換部６０は、式（２）と同様の変換式に基づいて、（１−ｎ）次ｄ軸電圧指令値Ｖｄｒｅｆ（１−ｎ）及び（１−ｎ）次ｑ軸電圧指令値Ｖｑｒｅｆ（１−ｎ）をそれぞれ基本波ｄｑ回転座標系上の値に変換する。
The nth harmonic component on the fundamental dq coordinate that appears as the (1-n) order harmonic component in the resting coordinate system is a DC component in the (1-n) order dq rotating coordinate system. Therefore, the (1-n) harmonic component is constant regardless of the fundamental frequency (that is, regardless of the rotation speed of the motor 20).
Therefore, the dq (1-n)
The (1-n) next / fundamental wave coordinate
基本波／（ｎ＋１）次座標変換部６１は、次式（３）に基づいてｄ軸電流指令値Ｉｒｅｆｄとｑ軸電流指令値Ｉｒｅｆｑを、基本波ｄｑ回転座標系と同じ方向に基本波周波数の（ｎ＋１）倍の周波数で回転する（ｎ＋１）次ｄｑ回転座標系上のｄ軸電流指令値Ｉｒｅｆｄ（ｎ＋１）とｑ軸電流指令値Ｉｒｅｆｑ（ｎ＋１）に変換する。
重畳成分Ｉｒｅｆｑｎを含んだｑ軸電流指令値Ｉｒｅｆｑを（ｎ＋１）次ｄｑ回転座標系上の値に変換することにより、重畳成分Ｉｒｅｆｑｎが（ｎ＋１）次ｄｑ回転座標系上の重畳成分で設定される。
The fundamental wave / (n + 1) order coordinate
By converting the q-axis current command value Ireffq including the superimposed component Ireffqn to a value on the (n + 1) th-order dq rotating coordinate system, the superimposed component Ireffqn is set by the superimposed component on the (n + 1) -th order dq rotating coordinate system. ..
基本波／（ｎ＋１）次座標変換部６２は、式（３）と同様の変換式に基づいて、基本波ｄｑ回転座標系上のｄ軸モータ電流Ｉｄｍ、ｑ軸モータ電流Ｉｑｍを、（ｎ＋１）次ｄｑ回転座標系上のｄ軸モータ電流Ｉｄｍ（ｎ＋１）、ｑ軸モータ電流Ｉｑｍ（ｎ＋１）に変換する。
ｄｑ（ｎ＋１）電流制御部６３は、ｄ軸電流指令値Ｉｒｅｆｄ（ｎ＋１）とｄ軸モータ電流Ｉｄｍ（ｎ＋１）との偏差、ｑ軸電流指令値Ｉｒｅｆｑ（ｎ＋１）とｑ軸モータ電流Ｉｑｍ（ｎ＋１）との偏差をそれぞれ算出する。
The fundamental wave / (n + 1) order coordinate
The dq (n + 1)
ｄｑ（ｎ＋１）電流制御部６３は、これら偏差に基づいてモータ２０に対する（ｎ＋１）次ｄｑ回転座標系上の操作量を求める。例えばｄｑ（ｎ＋１）電流制御部６３は、上記偏差に基づくＰＩ制御によってモータ２０に対する（ｎ＋１）次ｄｑ回転座標系上の操作量を算出してよい。モータ２０に対する（ｎ＋１）次ｄｑ回転座標系上の操作量として、例えば（ｎ＋１）次ｄ軸電圧指令値Ｖｄｒｅｆ（ｎ＋１）及び（ｎ＋１）次ｑ軸電圧指令値Ｖｑｒｅｆ（ｎ＋１）を、算出する。
The dq (n + 1)
静止座標系で（ｎ＋１）次高調波成分として現れる基本波ｄｑ座標上のｎ次高調波成分は、（ｎ＋１）次ｄｑ回転座標系では直流成分となる。したがってモータ２０の回転速度に関わらず（ｎ＋１）次高調波成分は一定となる。
このためｄｑ（ｎ＋１）電流制御部６３は、モータの回転速度が高くなっても電流制御を追従させて（ｎ＋１）次高調波成分によるトルクリップルを良好に低減することができる。
（ｎ＋１）次／基本波座標変換部６４は、式（３）と同様の変換式に基づいて、（ｎ＋１）次ｄ軸電圧指令値Ｖｄｒｅｆ（ｎ＋１）及び（ｎ＋１）次ｑ軸電圧指令値Ｖｑｒｅｆ（ｎ＋１）をそれぞれ基本波ｄｑ回転座標系上の値に変換する。
The n-th harmonic component on the fundamental dq coordinate that appears as the (n + 1) -th order harmonic component in the rest coordinate system is a DC component in the (n + 1) -th order dq rotating coordinate system. Therefore, the (n + 1) harmonic component is constant regardless of the rotation speed of the
Therefore, the dq (n + 1)
The (n + 1) next / fundamental wave coordinate
加算器６９ｄ及び７０ｄは、基本波ｄｑ回転座標系上の値に変換された（１−ｎ）次ｄ軸電圧指令値Ｖｄｒｅｆ（１−ｎ）及び（ｎ＋１）次ｄ軸電圧指令値Ｖｄｒｅｆ（ｎ＋１）を、ｄｑ電流制御部５６から出力された基本波ｄ軸電圧指令値Ｖｄｒｅｆ１に加算し、ｄ軸電圧指令値Ｖｄｒｅｆを算出する。
加算器６９ｑ及び７０ｑは、基本波ｄｑ回転座標系上の値に変換された（１−ｎ）次ｑ軸電圧指令値Ｖｑｒｅｆ（１−ｎ）及び（ｎ＋１）次ｄ軸電圧指令値Ｖｄｒｅｆ（ｎ＋１）を、ｄｑ電流制御部５６から出力された基本波ｑ軸電圧指令値Ｖｑｒｅｆ１に加算し、ｑ軸電圧指令値Ｖｑｒｅｆを算出する。
The
The
２相／３相変換部６５は、一般的な同期電動機のｄ、ｑ軸のベクトル制御に基づいてもよく、次式（４）に基づいて、ｄ軸電圧指令値Ｖｄｒｅｆ及びｑ軸電圧指令値Ｖｑｒｅｆからなる２相の電圧を、３相の電圧（Ｕ相電圧指令値Ｖｕｒｅｆ、Ｖ相電圧指令値Ｖｖｒｅｆ及びＷ相電圧指令値Ｖｗｒｅｆ）に変換する。
ＰＷＭ制御部６６及びインバータ６７は、Ｕ相電圧指令値Ｖｕｒｅｆ、Ｖ相電圧指令値Ｖｖｒｅｆ及びＷ相電圧指令値Ｖｗｒｅｆに基づいてモータ２０をＰＷＭ駆動する。
The two-phase / three-
The
モータ電流検出部５０は、特許請求の範囲に記載の電流検出部の一例である。基本波ｄｑ回転座標系は、基本波回転座標系の一例である。（１−ｎ）次ｄｑ回転座標系及び（ｎ＋１）次ｄｑ回転座標系は、高調波回転座標系の一例である。３相／２相変換部５３は、第１電流変換部の一例である。３相／２相変換部５３、基本波／（１−ｎ）次座標変換部５８、及び基本波／（ｎ＋１）次座標変換部６２は、第２電流変換部の一例である。
The motor
重畳成分生成部５５、加算器６８、基本波／（１−ｎ）次座標変換部５７、及び基本波／（ｎ＋１）次座標変換部６１は、重畳成分設定部の一例である。ｄｑ電流制御部５６は、第１電流制御部の一例である。ｄｑ（１−ｎ）電流制御部５９及びｄｑ（ｎ＋１）電流制御部６３は、第２電流制御部の一例である。２相／３相変換部６５、ＰＷＭ制御部６６及びインバータ６７は、モータ駆動部の一例である。
The superimposed
（動作）
次に、実施形態のモータ制御装置の動作例を説明する。図１０を参照する。
動作がスタートすると、ステップＳ１においてトルクセンサ１０が操舵トルクＴｈを検出し、車速センサ１２が車速Ｖｅｌを検出し（又はＣＡＮ４０が車速Ｖｅｌを出力し）、回転角センサ５１がモータ２０の電気角θを検出する。
ステップＳ２においてモータ電流検出部５０は、モータ２０を流れるモータ電流を検出する。
(motion)
Next, an operation example of the motor control device of the embodiment will be described. See FIG.
When the operation starts, the
In step S2, the motor
ステップＳ３において角速度演算部５２は、回転角センサ５１が検出した電気角θに基づいて、モータ角速度ωを算出する。モータ角速度ωに基づいてモータ回転速度Ｒを算出する。
ステップＳ４において３相／２相変換部５３は、電気角θを用いて、モータ電流検出部５０が検出するモータ２０の各相に流れるモータ電流を、基本波ｄｑ回転座標系上のｄ軸モータ電流Ｉｄｍ、ｑ軸モータ電流Ｉｑｍに変換する。
In step S3, the angular
In step S4, the 3-phase / 2-
さらに基本波／（１−ｎ）次座標変換部５８は、ｄ軸モータ電流Ｉｄｍ、ｑ軸モータ電流Ｉｑｍを、（１−ｎ）次ｄｑ回転座標系上のｄ軸モータ電流Ｉｄｍ（１−ｎ）、ｑ軸モータ電流Ｉｑｍ（１−ｎ）に変換する。
基本波／（ｎ＋１）次座標変換部６２は、ｄ軸モータ電流Ｉｄｍ、ｑ軸モータ電流Ｉｑｍを、（ｎ＋１）次ｄｑ回転座標系上のｄ軸モータ電流Ｉｄｍ（ｎ＋１）、ｑ軸モータ電流Ｉｑｍ（ｎ＋１）に変換する。
Further, the fundamental wave / (1-n) order coordinate
The fundamental wave / (n + 1) order coordinate
ステップＳ５において指令値設定部５４は、基本波ｄｑ回転座標系上におけるモータ２０のｄ軸電流指令値Ｉｒｅｆｄ及びｑ軸電流指令値Ｉｒｅｆｑ０を設定する。
ステップＳ６において重畳成分生成部５５は、車速Ｖｅｌに応じて車速感応ゲインＫ１を算出し、操舵トルクＴｈに応じて操舵トルク感応ゲインＫ２を算出し、電流指令値Ｉｒｅｆに応じて電流指令値感応ゲインＫ３を算出し、モータ回転速度Ｒに応じてモータ速度感応ゲインＫ４を算出する。
In step S5, the command
In step S6, the superimposed
ステップＳ７において重畳成分生成部５５は、電流指令値Ｉｒｅｆに応じて重畳成分の位相φを調整する。
ステップＳ８において重畳成分生成部５５は、重畳成分Ｉｒｅｆｑｎ＝Ｋ１×Ｋ２×Ｋ３×Ｋ４×Ａｑｎ０×ｓｉｎ（ｎθ＋φ）を生成する。加算器６８は、指令値設定部５４が設定したｑ軸電流指令値Ｉｒｅｆｑ０に、重畳成分Ｉｒｅｆｑｎを加算することによりｑ軸電流指令値Ｉｒｅｆｑを算出する。
In step S7, the superimposed
In step S8, the superimposing
基本波／（１−ｎ）次座標変換部５７が、ｄ軸電流指令値Ｉｒｅｆｄ及びｑ軸電流指令値Ｉｒｅｆｑを、（１−ｎ）次ｄｑ回転座標系上の値に変換することにより、重畳成分が（１−ｎ）次ｄｑ回転座標系上に設定される。
同様に、基本波／（ｎ＋１）次座標変換部６１が、ｄ軸電流指令値Ｉｒｅｆｄ及びｑ軸電流指令値Ｉｒｅｆｑを、（ｎ＋１）次ｄｑ回転座標系上の値に変換することにより、重畳成分が（ｎ＋１）次ｄｑ回転座標系上に設定される。
The fundamental wave / (1-n) order coordinate
Similarly, the fundamental wave / (n + 1) order coordinate
ステップＳ９においてｄｑ電流制御部５６は、ｄ軸電流指令値Ｉｒｅｆｄと３相／２相変換部５３が出力したｄ軸モータ電流Ｉｄｍとの偏差、ｑ軸電流指令値Ｉｒｅｆｑと３相／２相変換部５３が出力したｑ軸モータ電流Ｉｑｍとの偏差をそれぞれ算出する。
ｄｑ（１−ｎ）電流制御部５９は、ｄ軸電流指令値Ｉｒｅｆｄ（１−ｎ）とｄ軸モータ電流Ｉｄｍ（１−ｎ）との偏差を算出する。また、ｑ軸電流指令値Ｉｒｅｆｑ（１−ｎ）とｑ軸モータ電流Ｉｑｍ（１−ｎ）との偏差を算出する。これにより（１−ｎ）次ｄｑ回転座標系上の重畳成分とｑ軸モータ電流Ｉｑｍ（１−ｎ）との偏差が算出される。
ｄｑ（ｎ＋１）電流制御部６３は、ｄ軸電流指令値Ｉｒｅｆｄ（ｎ＋１）とｄ軸モータ電流Ｉｄｍ（ｎ＋１）と偏差を算出する。また、ｑ軸電流指令値Ｉｒｅｆｑ（ｎ＋１）とｑ軸モータ電流Ｉｑｍ（ｎ＋１）との偏差を算出する。これにより（ｎ＋１）次ｄｑ回転座標系上の重畳成分とｑ軸モータ電流Ｉｑｍ（ｎ＋１）との偏差が算出される。
In step S9, the dq
The dq (1-n)
The dq (n + 1)
ステップＳ１０においてｄｑ電流制御部５６、ｄｑ（１−ｎ）電流制御部５９、及びｄｑ（ｎ＋１）電流制御部６３は、上記偏差に基づいて、それぞれモータ２０に対する基本波ｄｑ回転座標系上の操作量、（１−ｎ）次ｄｑ回転座標系上の操作量及び（ｎ＋１）次ｄｑ回転座標系上の操作量を算出する。
ステップＳ１１において２相／３相変換部６５は、これら操作量の和を３相の電圧に変換する。
ステップＳ１２においてＰＷＭ制御部６６及びインバータ６７は、２相／３相変換部６５から出力される３相の電圧に基づいてモータ２０をＰＷＭ駆動する。
In step S10, the dq
In step S11, the two-phase / three-
In step S12, the
（実施形態の効果）
以下、実施形態のモータ制御装置の効果を説明する。
（１）図１１の（ａ）〜図１１の（ｆ）を参照する。図１１の（ａ）は、ある舵角変化の例におけるハンドル舵角の時間変化の概念図であり、図１１の（ｂ）〜（ｄ）は、その時のモータ回転速度、操舵トルク、及び電流指令値の時間変化の概念図である。図１１の（ｆ）は、モータ２０の電気角６次成分周波数の時間変化の概念図である。
(Effect of embodiment)
Hereinafter, the effects of the motor control device of the embodiment will be described.
(1) Refer to (a) of FIG. 11 to (f) of FIG. 11 (a) is a conceptual diagram of the time change of the steering angle in an example of a certain steering angle change, and FIGS. 11 (b) to 11 (d) are the motor rotation speed, steering torque, and current at that time. It is a conceptual diagram of the time change of a command value. FIG. 11 (f) is a conceptual diagram of the time change of the electric angle sixth component frequency of the
図１１の（ｅ）は、モータ発生トルクの電気角６次成分を概略的に示す。太線は実施形態のモータ制御装置により発生したトルクを示し、細線は従来のモータ制御装置により発生したトルクを示す。
なおここでは、図６の操舵トルク感応ゲインＫ２の算出マップを定義する定数Ｔ１及びＴ２は、１．０Ｎｍ及び２．０Ｎｍであり、図７の電流指令値感応ゲインＫ３の算出マップを定義する定数Ｉ１及びＩ２は、２０Ａ及び４０Ａであり、図８のモータ速度感応ゲインＫ４の算出マップを定義する定数Ｒ１及びＲ２は、１０００ｒｐｍ及び２０００ｒｐｍであり、図５の車速感応ゲインＫ１が「１」である場合を想定する。
また、図９の位相φの算出マップを定義する定数Ｉ３及びＩ４は、２０Ａ及び４０Ａである。
FIG. 11 (e) schematically shows the sixth-order component of the electric angle of the torque generated by the motor. The thick line shows the torque generated by the motor control device of the embodiment, and the thin line shows the torque generated by the conventional motor control device.
Here, the constants T1 and T2 that define the calculation map of the steering torque sensitive gain K2 in FIG. 6 are 1.0 Nm and 2.0 Nm, and the constants that define the calculation map of the current command value sensitive gain K3 in FIG. I1 and I2 are 20A and 40A, the constants R1 and R2 defining the calculation map of the motor speed sensitive gain K4 in FIG. 8 are 1000 rpm and 2000 rpm, and the vehicle speed sensitive gain K1 in FIG. 5 is "1". Imagine a case.
Further, the constants I3 and I4 that define the calculation map of the phase φ in FIG. 9 are 20A and 40A.
図１１の（ａ）に示すようにハンドル舵角が変化すると、舵角速度が大きい時間にモータ回転速度が上昇する（図１１の（ｂ））。モータ回転速度が上昇すると、図１１の（ｆ）に示すように電気角６次成分周波数が大きくなる。
特にモータ回転速度が２０００ｒｐｍを超えると、電気角６次成分周波数が、操舵機構の機械的な共振周波数（例えば数百ｋＨｚ帯）に近くなるため、トルクリップルにより操舵機構の共振特性が励起される。
When the steering angle of the handle changes as shown in FIG. 11A, the motor rotation speed increases during the time when the steering angular velocity is large (FIG. 11B). As the motor rotation speed increases, the electrical angle sixth component frequency increases as shown in FIG. 11 (f).
In particular, when the motor rotation speed exceeds 2000 rpm, the sixth-order component frequency of the electric angle becomes close to the mechanical resonance frequency of the steering mechanism (for example, several hundred kHz band), so that the resonance characteristics of the steering mechanism are excited by torque ripple. ..
操舵トルク及び電流指令値は、図１１の（ｃ）及び図１１の（ｄ）に示すようにハンドル舵角の大きさに応じて大きくなる。
したがって、ハンドル舵角が大きくなり操舵トルクが１Ｎｍから２Ｎｍへ増加すると、図６に示すように操舵トルク感応ゲインＫ２は「０．４」から「１」へ増加する。
また、電流指令値が２０Ａから４０Ａへ増加すると、図７に示すように電流指令値感応ゲインＫ３は「０．０」から「１．０」へ増加する。
一方で、モータ回転速度が１０００ｒｐｍから２０００ｒｐｍまで上昇すると、図８に示すようにモータ速度感応ゲインＫ４は「０．０」から「１．０」へ増加する。
The steering torque and the current command value increase according to the size of the steering angle as shown in (c) of FIG. 11 and (d) of FIG.
Therefore, when the steering angle becomes large and the steering torque increases from 1 Nm to 2 Nm, the steering torque sensitive gain K2 increases from "0.4" to "1" as shown in FIG.
Further, when the current command value increases from 20 A to 40 A, the current command value sensitive gain K3 increases from "0.0" to "1.0" as shown in FIG. 7.
On the other hand, when the motor rotation speed increases from 1000 rpm to 2000 rpm, the motor speed sensitive gain K4 increases from "0.0" to "1.0" as shown in FIG.
このため、車速が遅く車速感応ゲインＫ１が非零である状況でハンドルを大きく切る場合には、電流指令値及びモータ回転速度が、それぞれ２０Ａ及び１０００ｒｐｍより大きい期間において各ゲインの積Ｋ１×Ｋ２×Ｋ３×Ｋ４が非零になり、トルクリップル低減用の重畳成分（Ｉｒｅｆｑｎ＝Ａｑｎ０×Ｋ１×Ｋ２×Ｋ３×Ｋ４×ｓｉｎ（ｎθ＋φ））がモータ電流に重畳されるようになる。 Therefore, when the vehicle speed is slow and the vehicle speed sensitive gain K1 is non-zero, when the steering wheel is turned significantly, the product of each gain K1 × K2 × during the period when the current command value and the motor rotation speed are larger than 20A and 1000rpm, respectively. K3 × K4 becomes non-zero, and the superimposed component for reducing torque ripple (Irefqn = Aqn0 × K1 × K2 × K3 × K4 × sin (nθ + φ)) is superimposed on the motor current.
特に、車速感応ゲインＫ１が最大値「１」であり、操舵トルク、電流指令値及びモータ回転速度が、それぞれ２Ｎｍ、４０Ａ及び２０００ｒｐｍより大きい期間では、各ゲインの積Ｋ１×Ｋ２×Ｋ３×Ｋ４が最大値「１」となる。
この結果、電気角６次成分周波数が操舵機構の機械的な共振周波数（例えば数百ｋＨｚ帯）に近い３００Ｈｚ以上となる期間では、図１１の（ｂ）〜（ｄ）及び図１１の（ｆ）から分かるように、重畳成分Ｉｒｅｆｑｎの振幅が最大値となり、図１１の（ｅ）の太線に示すように従来（細線）に比べてトルクリップルを大きく低減することができる。
In particular, in the period when the vehicle speed sensitive gain K1 is the maximum value "1" and the steering torque, the current command value and the motor rotation speed are larger than 2 Nm, 40 A and 2000 rpm, respectively, the product of each gain is K1 × K2 × K3 × K4. The maximum value is "1".
As a result, in the period when the electric angle sixth component frequency is 300 Hz or more, which is close to the mechanical resonance frequency of the steering mechanism (for example, several hundred kHz band), (b) to (d) of FIG. 11 and (f) of FIG. 11 ), The amplitude of the superimposed component Irefqn becomes the maximum value, and as shown by the thick line in FIG. 11 (e), the torque ripple can be greatly reduced as compared with the conventional (thin line).
（２）以上のとおり、モータ電流検出部５０は、操舵補助力を発生させるモータ２０に流れるモータ電流を検出する。３相／２相変換部５３は、基本波ｄｑ回転座標系上の値へモータ電流を変換する。３相／２相変換部５３、基本波／（１−ｎ）次座標変換部５８、及び基本波／（ｎ＋１）次座標変換部６２は、（１−ｎ）次ｄｑ回転座標系及び（ｎ＋１）次ｄｑ回転座標系上の値へモータ電流を変換する。
(2) As described above, the motor
指令値設定部５４は、モータ２０の電流指令値を基本波ｄｑ回転座標系上で設定する。重畳成分生成部５５、加算器６８、基本波／（１−ｎ）次座標変換部５７、及び基本波／（ｎ＋１）次座標変換部６１は、モータ電流に重畳させる（１−ｎ）次高調波の重畳成分と（ｎ＋１）次高調波の重畳成分とを（１−ｎ）次ｄｑ回転座標系及び（ｎ＋１）次ｄｑ回転座標系上で設定する。
ｄｑ電流制御部５６は、基本波ｄｑ回転座標系上のモータ電流と電流指令値との偏差に応じて、モータ２０に対する第１操作量として、基本波ｄ軸電圧指令値Ｖｄｒｅｆ１及び基本波ｑ軸電圧指令値Ｖｑｒｅｆ１を生成する。
The command
The dq
ｄｑ（１−ｎ）電流制御部５９は、（１−ｎ）次ｄｑ回転座標系上のモータ電流と重畳成分との偏差に応じて、モータ２０に対する第２操作量として、（１−ｎ）次ｄ軸電圧指令値Ｖｄｒｅｆ（１−ｎ）及び（１−ｎ）次ｑ軸電圧指令値Ｖｑｒｅｆ（１−ｎ）を生成する。
ｄｑ（ｎ＋１）電流制御部６３は、（ｎ＋１）次ｄｑ回転座標系上のモータ電流と重畳成分との偏差に応じて、モータ２０に対する第２操作量として、（ｎ＋１）次ｄ軸電圧指令値Ｖｄｒｅｆ（ｎ＋１）及び（ｎ＋１）次ｑ軸電圧指令値Ｖｑｒｅｆ（ｎ＋１）を生成する。
ＰＷＭ制御部６６及びインバータ６７は、静止座標系上の値に変換した第１操作量と第２操作量の和に基づいてモータ２０を駆動する。
The dq (1-n)
The dq (n + 1)
The
これにより、ｄｑ（１−ｎ）電流制御部５９は、直流成分に変換された（１−ｎ）次高調波成分に対して電流制御を行うことができる。また、ｄｑ（ｎ＋１）電流制御部６３は、直流成分に変換された（ｎ＋１）次高調波成分に対して電流制御を行うことができる。
このため、ｄｑ（１−ｎ）電流制御部５９及びｄｑ（ｎ＋１）電流制御部６３は、モータの回転速度が高くなっても電流制御を追従させてこれら高調波成分によるトルクリップルを良好に低減することができる。
したがって、電動パワーステアリング装置のモータが高回転域で発生するトルクリップルを低減できる。
As a result, the dq (1-n)
Therefore, the dq (1-n)
Therefore, the torque ripple generated in the high rotation range of the motor of the electric power steering device can be reduced.
（３）重畳成分生成部５５は、所定の基本重畳成分Ａｑｎ０に可変ゲインＫ１〜Ｋ４を乗じて得られる振幅を有する重畳成分Ｋ１×Ｋ２×Ｋ３×Ｋ４×Ａｑｎ０×ｓｉｎ（ｎθ＋φ）を生成するとともに、可変ゲインＫ１〜Ｋ４を動的に変化させる。
これにより、トルクリップルにより生じる騒音や振動が大きくなる又は運転者が騒音や振動を感じやすい条件において、重畳成分の振幅を大きくしてトルクリップルの低減効果を大きくすることができる。また、トルクリップルにより生じる騒音や振動が小さくなる又は運転者が騒音や振動を感じにくい条件では、重畳成分の振幅を小さくして電流消費を節約できる。
（４）可変ゲインとして、車速Ｖｅｌに応じて変化する車速感応ゲインＫ１を用いてよい。
例えば、低車速で大きくハンドルを切るシチュエーション（例えば、交差点の右左折や、車庫入れ、据え切りなど）では大きな操舵補助力が発生するのでトルクリップルが増大する。このような場合には、車速感応ゲインＫ１を増加させることにより大きなトルクリップルの発生を抑制できる。
また、例えば低車速では、モータトルクリップルにより発生する操舵機構の振動や操舵機構から生じる騒音を運転者が感じやすい。このような場合に、車速感応ゲインＫ１を増加させてトルクリップルの低減効果を大きくすることにより、これらの振動や騒音による運転者の不快感を軽減できる。
一方で、車速Ｖｅｌが高く操舵機構の振動や操舵機構から生じる騒音を運転者が感じにくいシチュエーションでは、車速感応ゲインＫ１を下げて電流指令値に重畳させる重畳成分を小さくすることにより電流消費を節約できる。
(3) The superimposition
Thereby, under the condition that the noise or vibration generated by the torque ripple becomes large or the driver easily feels the noise or vibration, the amplitude of the superimposed component can be increased to increase the torque ripple reduction effect. Further, under the condition that the noise and vibration generated by the torque ripple are reduced or the driver is less likely to feel the noise and vibration, the amplitude of the superimposed component can be reduced to save current consumption.
(4) As the variable gain, a vehicle speed-sensitive gain K1 that changes according to the vehicle speed Vel may be used.
For example, in a situation where the steering wheel is sharply turned at a low vehicle speed (for example, turning left or right at an intersection, entering a garage, stationary steering, etc.), a large steering assist force is generated, so that torque ripple increases. In such a case, the generation of a large torque ripple can be suppressed by increasing the vehicle speed sensitive gain K1.
Further, for example, at a low vehicle speed, the driver can easily feel the vibration of the steering mechanism generated by the motor torque ripple and the noise generated by the steering mechanism. In such a case, the driver's discomfort due to these vibrations and noises can be reduced by increasing the vehicle speed-sensitive gain K1 to increase the torque ripple reduction effect.
On the other hand, in situations where the vehicle speed Vel is high and the vibration of the steering mechanism and the noise generated by the steering mechanism are difficult for the driver to feel, current consumption is saved by lowering the vehicle speed sensitive gain K1 and reducing the superimposed component superimposed on the current command value. can.
（５）可変ゲインとして、操舵トルクＴｈに応じて変化する操舵トルク感応ゲインＫ２を用いてもよい。
操舵トルクＴｈが大きいほど大きな操舵補助力を発生し、それに伴いトルクリップルが大きくなる。また、操舵トルクＴｈが大きいとき運転者はハンドル１を強く握っており操舵機構の振動を感じやすい。
操舵トルクＴｈが大きいほど操舵トルク感応ゲインＫ２を大きくすることによって、操舵補助力の増加に伴うトルクリップルの増大を抑制でき、また、運転者が操舵機構の振動を感じやすい状況において、トルクリップルを抑制して操舵機構の振動を低減できる。
また、操舵トルクＴｈが小さい場合にはトルクリップルが小さく、また運転者が操舵機構の振動を感じにくいため、操舵トルク感応ゲインＫ２を下げて電流指令値に重畳させる重畳成分を小さくすることにより電流消費を節約できる。
(5) As the variable gain, a steering torque sensitive gain K2 that changes according to the steering torque Th may be used.
The larger the steering torque Th, the larger the steering assist force is generated, and the torque ripple becomes larger accordingly. Further, when the steering torque Th is large, the driver holds the
By increasing the steering torque sensitive gain K2 as the steering torque Th increases, it is possible to suppress the increase in torque ripple due to the increase in steering assist force, and in situations where the driver is likely to feel the vibration of the steering mechanism, torque ripple can be achieved. It can be suppressed and the vibration of the steering mechanism can be reduced.
Further, when the steering torque Th is small, the torque ripple is small and the driver does not easily feel the vibration of the steering mechanism. Therefore, the steering torque sensitive gain K2 is lowered to reduce the superimposed component superimposed on the current command value to reduce the current. You can save consumption.
（６）可変ゲインとして、電流指令値Ｉｒｅｆに応じて変化する電流指令値感応ゲインＫ３を用いてもよい。
電流指令値Ｉｒｅｆが大きいほどトルクリップルが大きくなる。電流指令値Ｉｒｅｆが大きいほど電流指令値感応ゲインＫ３を大きくすることによって、操舵補助力の増加に伴うトルクリップルの増大を抑制できる。
また、電流指令値Ｉｒｅｆが小さい場合にはトルクリップルが小さいため、電流指令値感応ゲインＫ３を下げて電流指令値に重畳させる重畳成分を小さくすることにより電流消費を節約できる。
(6) As the variable gain, a current command value sensitive gain K3 that changes according to the current command value Iref may be used.
The larger the current command value Iref, the larger the torque ripple. By increasing the current command value sensitive gain K3 as the current command value Iref is larger, it is possible to suppress an increase in torque ripple due to an increase in steering assist force.
Further, since the torque ripple is small when the current command value Iref is small, the current consumption can be saved by lowering the current command value sensitive gain K3 to reduce the superimposed component superimposed on the current command value.
（７）可変ゲインとして、モータ回転速度Ｒに応じて変化すモータ速度感応ゲインＫ４を用いてもよい。
操舵速度に応じてモータ回転速度Ｒが変化するとこれに伴ってトルクリップルの周波数が変化する。ここでトルクリップルが操舵機構の機械的な共振周波数を刺激し、操舵機構の共振特性を励起すると操舵機構の振動やこれにより生じる騒音が大きくなり、運転者に不快な振動や騒音として伝わることがある。
(7) As the variable gain, a motor speed sensitive gain K4 that changes according to the motor rotation speed R may be used.
When the motor rotation speed R changes according to the steering speed, the frequency of the torque ripple changes accordingly. Here, when torque ripple stimulates the mechanical resonance frequency of the steering mechanism and excites the resonance characteristics of the steering mechanism, the vibration of the steering mechanism and the noise generated by the vibration become large, which may be transmitted to the driver as unpleasant vibration or noise. be.
そこで、（１−ｎ）次高調波成分や（ｎ＋１）次高調波成分により発生するトルクリップルが操舵機構の共振特性を励起するモータ回転速度では、他の回転速度と比較してより大きなモータ速度感応ゲインＫ４を設定することにより、トルクリップルが操舵機構の共振特性を励起するのを抑制することができる。
例えば、トルクリップルが操舵機構の共振特性を励起するモータ回転速度におけるモータ速度感応ゲインＫ４を、このモータ回転速度より低い回転速度に比べて大きくしてよい。また、トルクリップルが操舵機構の共振特性を励起するモータ回転速度において、モータ速度感応ゲインＫ４を最大値に設定してよい。
一方で、トルクリップルが操舵機構の共振特性を励起しないモータ回転速度では、モータ速度感応ゲインＫ４を下げて電流指令値に重畳させる重畳成分を小さくすることにより電流消費を節約できる。
Therefore, at the motor rotation speed at which the torque ripple generated by the (1-n) harmonic component and the (n + 1) order harmonic component excites the resonance characteristics of the steering mechanism, the motor speed is higher than that of other rotation speeds. By setting the sensitive gain K4, it is possible to suppress the torque ripple from exciting the resonance characteristic of the steering mechanism.
For example, the motor speed sensitive gain K4 at the motor rotation speed at which the torque ripple excites the resonance characteristic of the steering mechanism may be made larger than the rotation speed lower than this motor rotation speed. Further, the motor speed sensitive gain K4 may be set to the maximum value at the motor rotation speed at which the torque ripple excites the resonance characteristic of the steering mechanism.
On the other hand, at the motor rotation speed in which the torque ripple does not excite the resonance characteristic of the steering mechanism, the current consumption can be saved by lowering the motor speed sensitive gain K4 to reduce the superimposed component superimposed on the current command value.
（８）重畳成分生成部５５は、電流指令値に応じて重畳成分の位相φを調整する位相調整部５５５を備えてよい。これにより、モータ電流の大きさに応じて電気角θに対するに対する位相が変化するトルクリップルを効果的に抑制できる。
（９）位相調整部５５５は、比較的小さな電流指令値に応じた重畳成分の位相φよりも、比較的大きな電流指令値に応じた重畳成分の位相φを進めてよい。これによりモータ電流の増大に伴い位相が進むトルクリップルを効果的に抑制できる。
(8) The superimposed
(9) The
（変形例）
（１）図１２を参照する。モータ制御装置は、基本波／（１−ｎ）次座標変換部５８から出力されてｄｑ（１−ｎ）電流制御部５９に入力される（１−ｎ）次ｄｑ回転座標系上のｄ軸モータ電流Ｉｄｍ（１−ｎ）、ｑ軸モータ電流Ｉｑｍ（１−ｎ）をそれぞれ濾波するローパスフィルタ８０ｄ及び８０ｑを更に備えてもよい。これらのローパスフィルタ８０ｄ及び８０ｑにより、直流成分に変換された（１−ｎ）次高調波成分以外のノイズがｄｑ（１−ｎ）電流制御部５９の入力信号に混入するのを防止できる。
(Modification example)
(1) Refer to FIG. The motor control device is the d-axis on the (1-n) order dq rotating coordinate system that is output from the fundamental wave / (1-n) order coordinate
また、基本波／（ｎ＋１）次座標変換部６２から出力されてｄｑ（ｎ＋１）電流制御部６３に入力される（ｎ＋１）次ｄｑ回転座標系上のｄ軸モータ電流Ｉｄｍ（ｎ＋１）、ｑ軸モータ電流Ｉｑｍ（ｎ＋１）をそれぞれ濾波するローパスフィルタ８１ｄ及び８１ｑを更に備えてもよい。
これらのローパスフィルタ８１ｄ及び８１ｑにより、直流成分に変化された（ｎ＋１）次高調波成分以外のノイズがｄｑ（ｎ＋１）電流制御部６３の入力信号に混入するのを防止できる。
Further, the d-axis motor current Idm (n + 1) and q-axis on the (n + 1) -order dq rotating coordinate system output from the fundamental wave / (n + 1) -order coordinate
These low-
（２）上記の実施形態では、ｄｑ電流制御部５６、ｄｑ（１−ｎ）電流制御部５９、及びｄｑ（ｎ＋１）電流制御部６３は、モータ２０に対する操作量としてｄ軸電圧指令値及びｑ軸電圧指令値を算出した。
これに代えて、ｄｑ電流制御部５６、ｄｑ（１−ｎ）電流制御部５９、及びｄｑ（ｎ＋１）電流制御部６３は、モータ２０に対する操作量として、ｄ軸電流の指令値及びｑ軸電流の指令値を算出してもよい。この場合、２相／３相変換部６５は、これらｄ軸電流の指令値及びｑ軸電流の指令値を用いて３相電圧指令値を生成してもよい。
また、上記の実施形態では、基本波ｄｑ回転座標系、（１−ｎ）次ｄｑ回転座標系、及び（ｎ＋１）次ｄｑ回転座標系についてそれぞれ算出した操作量を合計してから２相／３相変換したが、それぞれの操作量を２相／３相変換した後に合計してもよい。
(2) In the above embodiment, the dq
Instead, the dq
Further, in the above embodiment, the operation amounts calculated for the fundamental wave dq rotating coordinate system, the (1-n) order dq rotating coordinate system, and the (n + 1) order dq rotating coordinate system are totaled, and then two phases / 3 are added. Although the phase conversion is performed, each operation amount may be totaled after the 2 phase / 3 phase conversion.
（３）上記の実施形態では、車速感応ゲインＫ１、操舵トルク感応ゲインＫ２、電流指令値感応ゲインＫ３及びモータ速度感応ゲインＫ４を全て乗じて重畳成分を算出したが、これに代えて、これらゲインＫ１〜Ｋ４のいずれかを選択して乗じてもよい。 (3) In the above embodiment, the superimposed component is calculated by multiplying all of the vehicle speed sensitive gain K1, the steering torque sensitive gain K2, the current command value sensitive gain K3, and the motor speed sensitive gain K4, but instead of this, these gains are calculated. Any one of K1 to K4 may be selected and multiplied.
（４）上記の実施形態では、３相／２相変換部５３により算出された基本波ｄｑ回転座標系上のｄ軸モータ電流Ｉｄｍ、ｑ軸モータ電流Ｉｑｍを、基本波／（１−ｎ）次座標変換部５８及び基本波／（ｎ＋１）次座標変換部６２に入力することにより、（１−ｎ）次ｄｑ回転座標系上のモータ電流と、（ｎ＋１）次ｄｑ回転座標系上のモータ電流を算出した。
これに代えて、３相電流Ｉｕｍ、Ｉｖｍ、Ｉｗｍから直接（１−ｎ）次ｄｑ回転座標系上のモータ電流と、（ｎ＋１）次ｄｑ回転座標系上のモータ電流へ変換してもよい。
(4) In the above embodiment, the d-axis motor current Idm and the q-axis motor current Iqm on the fundamental wave dq rotating coordinate system calculated by the three-phase / two-
Instead of this, the three-phase currents Ium, Ivm, and Iwm may be directly converted into a motor current on the (1-n) order dq rotating coordinate system and a motor current on the (n + 1) order dq rotating coordinate system.
１…ハンドル、２…コラム軸、３…減速ギア、４ａ…ユニバーサルジョイント、４ｂ…ユニバーサルジョイント、５…ピニオンラック機構、６ａ…タイロッド、６ｂ…タイロッド、７ａ…ハブユニット、７ｂ…ハブユニット、８Ｌ…操向車輪、８Ｒ…操向車輪、１０…トルクセンサ、１１…イグニションキー、１２…車速センサ、１３…バッテリ、１４…舵角センサ、２０…モータ、３０…コントロールユニット、４０…ＣＡＮ、４１…非ＣＡＮ、５０…電流検出部、５０…モータ電流検出部、５１…回転角センサ、５２…角速度演算部、５３…第１電流変換部、５３…相変換部、５４…指令値設定部、５５…重畳成分生成部、５６…ｄｑ電流制御部、５７、５８…基本波／（１−ｎ）次座標変換部、５９…ｄｑ（１−ｎ）電流制御部、（１−ｎ）次／６０…基本波座標変換部、６１、６２…基本波／（ｎ＋１）次座標変換部、６３…ｄｑ（ｎ＋１）電流制御部、６４…（ｎ＋１）次／基本波座標変換部、６５…２相／３相変換部、６６…パルス幅変調（ＰＷＭ）制御部、６７…インバータ、６８、６９ｄ、６９ｑ、７０ｄ、７０ｑ、５４１ｅ、５４１ｄ、５４２、５５６…加算器、８０ｄ、８０ｑ、８１ｄ、８１ｑ…ローパスフィルタ、５４０…電流指令値演算部、５４１…補償信号生成部、５４１ａ…収れん性、５４１ｂ…慣性、５４１ｃ…セルフアライニングトルク、５４３…電流制限部、５４４…軸電流指令値演算部、５５０…車速感応ゲイン乗算部、５５１…操舵トルク感応ゲイン乗算部、５５２…電流指令値感応ゲイン乗算部、５５３…モータ速度感応ゲイン乗算部、５５４…定数乗算器、５５５…位相調整部、５５７…正弦波発生器、５５８…乗算器 1 ... Handle, 2 ... Column shaft, 3 ... Reduction gear, 4a ... Universal joint, 4b ... Universal joint, 5 ... Pinion rack mechanism, 6a ... Tie rod, 6b ... Tie rod, 7a ... Hub unit, 7b ... Hub unit, 8L ... Steering wheel, 8R ... Steering wheel, 10 ... Torque sensor, 11 ... Ignition key, 12 ... Vehicle speed sensor, 13 ... Battery, 14 ... Steering angle sensor, 20 ... Motor, 30 ... Control unit, 40 ... CAN, 41 ... Non-CAN, 50 ... current detection unit, 50 ... motor current detection unit, 51 ... rotation angle sensor, 52 ... angular speed calculation unit, 53 ... first current conversion unit, 53 ... phase conversion unit, 54 ... command value setting unit, 55 ... Superimposed component generation unit, 56 ... dq current control unit, 57, 58 ... Fundamental wave / (1-n) order coordinate conversion unit, 59 ... dq (1-n) current control unit, (1-n) order / 60 ... Fundamental wave coordinate conversion unit, 61, 62 ... Fundamental wave / (n + 1) order coordinate conversion unit, 63 ... dq (n + 1) current control unit, 64 ... (n + 1) order / fundamental wave coordinate conversion unit, 65 ... 2 phase / 3-phase converter, 66 ... Pulse width modulation (PWM) control unit, 67 ... Inverter, 68, 69d, 69q, 70d, 70q, 541e, 541d, 542, 556 ... Adder, 80d, 80q, 81d, 81q ... Low pass Filter, 540 ... Current command value calculation unit, 541 ... Compensation signal generation unit, 541a ... Convergence, 541b ... Inertivity, 541c ... Self-aligning torque, 543 ... Current limiting unit, 544 ... Axis current command value calculation unit, 550 ... Vehicle speed sensitive gain multiplying unit, 551 ... Steering torque sensitive gain multiplying unit, 552 ... Current command value sensitive gain multiplying unit, 552 ... Motor speed sensitive gain multiplying unit, 554 ... Constant multiplier, 555 ... Phase adjusting unit, 557 ... Sine wave Generator, 558 ... Multiplier
Claims (7)
前記操舵補助力を発生させるモータに流れるモータ電流を検出する電流検出部と、
前記モータの電気角周波数で回転する基本波回転座標系上の値へ前記モータ電流を変換する第１電流変換部と、
前記電気角周波数の整数倍で回転する高調波回転座標系上の値へ前記モータ電流を変換する第２電流変換部と、
前記モータの電流指令値を前記基本波回転座標系上で設定する指令値設定部と、
前記モータ電流に重畳させる前記電気角周波数の前記整数倍の高調波の重畳成分を前記高調波回転座標系上で設定する重畳成分設定部と、
前記基本波回転座標系上の前記モータ電流と前記電流指令値との偏差に応じて前記モータに対する第１操作量を生成する第１電流制御部と、
前記高調波回転座標系上の前記モータ電流と前記重畳成分との偏差に応じて前記モータに対する第２操作量を生成する第２電流制御部と、
静止座標系上の値に変換した前記第１操作量と前記第２操作量の和に基づいて前記モータを駆動するモータ駆動部と、
を備え、
前記重畳成分設定部は、所定の基本重畳成分に可変ゲインを乗じて得られる振幅を有する前記重畳成分を生成するとともに前記可変ゲインを動的に変化させる重畳成分生成部を備え、
前記可変ゲインは、前記モータの回転速度、前記電流指令値、前記操舵機構の操舵トルク、及び前記車両の車速の少なくとも１つに応じて変化する感応ゲインであり、
前記可変ゲインは、前記車両の車速に応じて変化する車速感応ゲインを含み、
前記車速が低いほど前記車速感応ゲインが大きいことを特徴とするモータ制御装置。 It is a motor control device of an electric power steering device that applies steering assist force to the steering mechanism of a vehicle.
A current detection unit that detects the motor current flowing through the motor that generates the steering assist force, and
A first current conversion unit that converts the motor current to a value on the fundamental wave rotating coordinate system that rotates at the electric angular frequency of the motor, and
A second current converter that converts the motor current to a value on the harmonic rotating coordinate system that rotates at an integral multiple of the electric angular frequency.
A command value setting unit that sets the current command value of the motor on the fundamental wave rotating coordinate system, and
A superimposed component setting unit that sets a superimposed component of a harmonic that is an integral multiple of the electric angular frequency superimposed on the motor current on the harmonic rotating coordinate system.
A first current control unit that generates a first operation amount for the motor according to a deviation between the motor current and the current command value on the fundamental wave rotating coordinate system.
A second current control unit that generates a second manipulated variable for the motor according to the deviation between the motor current and the superimposed component on the harmonic rotating coordinate system.
A motor drive unit that drives the motor based on the sum of the first manipulated variable and the second manipulated variable converted into values on the rest coordinate system.
Equipped with
The superimposed component setting unit includes a superimposed component generation unit that generates the superimposed component having an amplitude obtained by multiplying a predetermined basic superimposed component by a variable gain and dynamically changes the variable gain.
The variable gain is a sensitive gain that changes according to at least one of the rotation speed of the motor, the current command value, the steering torque of the steering mechanism, and the vehicle speed of the vehicle.
The variable gain includes a vehicle speed sensitive gain that changes according to the vehicle speed of the vehicle.
A motor control device characterized in that the lower the vehicle speed, the larger the vehicle speed sensitive gain.
前記モータ電流の高調波成分が生じるトルクによって前記操舵機構が共振する回転速度における前記モータ速度感応ゲインは、該回転速度より低い回転速度における前記モータ速度感応ゲインよりも大きいことを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。 The variable gain includes a motor speed sensitive gain that changes according to the rotational speed of the motor.
The claim is characterized in that the motor speed sensitive gain at a rotation speed at which the steering mechanism resonates due to the torque generated by the harmonic component of the motor current is larger than the motor speed sensitive gain at a rotation speed lower than the rotation speed. the motor control device according to 1.
前記モータ制御装置により前記モータを駆動制御することを特徴とする電動パワーステアリング装置。 The motor control device according to any one of claims 1 to 6 and the motor are provided.
An electric power steering device characterized in that the motor is driven and controlled by the motor control device.
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