JP2017127066A - Motor controller and electrically-driven power steering device - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、モータに対する電流指令値及びフィードバックされるモータ電流に基づいてモータを駆動制御するモータ制御装置に関し、特にモータ電流の高調波成分をフィードバックすることにより高調波成分に起因する不具合に対応可能なモータ制御装置及びそれを搭載した電動パワーステアリング装置に関する。 The present invention relates to a motor control device that drives and controls a motor based on a current command value for the motor and a motor current that is fed back. In particular, the present invention can deal with a problem caused by a harmonic component by feeding back the harmonic component of the motor current. The present invention relates to a motor control device and an electric power steering device equipped with the motor control device.
モータ制御装置を搭載し、車両のステアリング機構にモータの回転力で操舵補助力（アシスト力）を付与する電動パワーステアリング装置（ＥＰＳ）は、モータの駆動力で減速機を介してギア又はベルト等の伝達機構により、ステアリングシャフト或いはラック軸に操舵補助力を付与するようになっている。かかる従来の電動パワーステアリング装置は、操舵補助力のトルクを正確に発生させるため、モータ電流のフィードバック制御を行っている。フィードバック制御は、電流指令値とモータ電流検出値との差が小さくなるようにモータ印加電圧を調整するものであり、モータ印加電圧の調整は、一般的にＰＷＭ（パルス幅変調）制御のデューティの調整で行っている。 An electric power steering device (EPS) that is equipped with a motor control device and applies a steering assist force (assist force) to the steering mechanism of the vehicle by the rotational force of the motor is a gear or belt via a reduction gear by the driving force of the motor. With this transmission mechanism, a steering assist force is applied to the steering shaft or the rack shaft. Such a conventional electric power steering apparatus performs feedback control of the motor current in order to accurately generate the torque of the steering assist force. In feedback control, the motor applied voltage is adjusted so that the difference between the current command value and the motor current detection value becomes small. In general, the adjustment of the motor applied voltage is performed by the duty of PWM (pulse width modulation) control. It is done by adjustment.
電動パワーステアリング装置の一般的な構成を図１に示して説明すると、ハンドル１のコラム軸（ステアリングシャフト、ハンドル軸）２は減速ギア３、ユニバーサルジョイント４ａ及び４ｂ、ピニオンラック機構５、タイロッド６ａ，６ｂを経て、更にハブユニット７ａ，７ｂを介して操向車輪８Ｌ，８Ｒに連結されている。また、コラム軸２には、ハンドル１の操舵トルクを検出するトルクセンサ１０及び操舵角θを検出する舵角センサ１４が設けられており、ハンドル１の操舵力を補助するモータ２０が減速ギア３を介してコラム軸２に連結されている。電動パワーステアリング装置を制御するコントロールユニット（ＥＣＵ）３０には、電源としてのバッテリ１３から電力が供給されると共に、イグニションキー１１を経てイグニションキー（ＩＧ）信号が入力される。コントロールユニット３０は、トルクセンサ１０で検出された操舵トルクＴｈと車速センサ１２で検出された車速Ｖｅｌとに基づいてアシスト（操舵補助）指令の電流指令値の演算を行い、演算された電流指令値に補償等を施した電圧指令値Ｖｒｅｆによってモータ２０に供給する電流を制御する。なお、舵角センサ１４は必須のものではなく、配設されていなくても良く、モータ２０に連結されたレゾルバ等の回転角センサから得ることもできる。
The general configuration of the electric power steering apparatus will be described with reference to FIG. 6b is further connected to the
コントロールユニット３０には、車両の各種情報を授受するＣＡＮ（Controller Area Network）４０が接続されており、車速ＶｅｌはＣＡＮ４０から受信することも可能である。また、コントロールユニット３０には、ＣＡＮ４０以外の通信、アナログ／ディジタル信号、電波等を授受する非ＣＡＮ４１も接続可能である。
The
コントロールユニット３０は主としてＭＣＵ（ＣＰＵやＭＰＵ等を含む）で構成されるが、そのＭＣＵ内部においてプログラムで実行される一般的な機能を示すと、例えば図２に示されるような構成となっている。
The
図２を参照してコントロールユニット３０の機能及び動作を説明すると、トルクセンサ１０で検出された操舵トルクＴｈ及び車速センサ１２で検出された（若しくはＣＡＮ４０からの）車速Ｖｅｌは電流指令値演算部３１に入力され、電流指令値演算部３１は操舵トルクＴｈ及び車速Ｖｅｌに基づいてアシストマップ等を用いて、モータ２０に供給するモータ電流の制御目標値である電流指令値Ｉｒｅｆを演算する。演算された電流指令値Ｉｒｅｆは加算部３２Ａを経て電流制限部３３に入力され、最大電流を制限された電流指令値Ｉｒｅｆｍが減算部３２Ｂに入力され、フィードバックされているモータ電流値Ｉｍとの偏差Ｉ（＝Ｉｒｅｆｍ−Ｉｍ）が演算され、その偏差Ｉが操舵動作の特性改善のためのＰＩ（比例積分）制御等の電流制御部３５に入力される。電流制御部３５で特性改善された電圧指令値ＶｒｅｆがＰＷＭ制御部３６に入力され、更に駆動部としてのインバータ３７を介してモータ２０がＰＷＭ駆動される。モータ２０のモータ電流値Ｉｍはモータ電流検出器３８で検出され、減算部３２Ｂにフィードバックされる。インバータ３７は駆動素子としてＦＥＴが用いられ、ＦＥＴのブリッジ回路で構成されている。モータ２０にはレゾルバ等の回転角センサ２１が連結されており、回転角θｅが検出されて出力される。
The function and operation of the
加算部３２Ａには補償信号生成部３４からの補償信号ＣＭが加算されており、補償信号ＣＭの加算によって操舵システム系の特性補償を行い、収れん性や慣性特性等を改善するようになっている。補償信号生成部３４は、セルフアライニングトルク（ＳＡＴ）３４３と慣性３４２を加算部３４４で加算し、その加算結果に更に収れん性３４１を加算部３４５で加算し、加算部３４５の加算結果を補償信号ＣＭとしている。
A compensation signal CM from the
このような電動パワーステアリング装置において、モータとしては耐久性や保守性に優れ、騒音やノイズも少ないブラシレスモータが一般的に使用されており、ブラシレスモータを使用する場合、ｄ軸及びｑ軸で定義されるｄｑ回転座標系でモータの電流制御を実現することが多い。ｄｑ回転座標系でのモータの電流制御では、例えば３相のブラシレスモータの場合、ｄｑ回転座標系からＵ相、Ｖ相及びＷ相で定義されるＵＶＷ固定座標系への変換及びその逆の変換が実行される。具体的には、モータ電流に対するＵＶＷ固定座標系からｄｑ回転座標系への変換や電圧指令値に対するｄｑ回転座標系からＵＶＷ固定座標系への変換等が実行されている。これらの変換ではモータ（ロータ）の回転角（電気角）が使用される。つまり、モータの駆動制御にはモータから検出されるモータ電流及び回転角が使用されているが、これらにはノイズ等により歪みやズレが生じ、それに起因して振動や騒音が発生することがあるので、その歪みやズレへの対応が必要となっている。例えば、特許第４５０２７３４号公報（特許文献１）で開示されている電動機制御装置では、電動機（モータ）に取り付けた回転位置検出装置（回転角センサ等）の取り付け位置のズレ等により生じる位相差（オフセット量）の算出精度を向上させ、それを用いて回転位置検出装置の出力（回転角）を補正することにより対応している。 In such an electric power steering apparatus, a brushless motor that is excellent in durability and maintainability and has low noise and noise is generally used as a motor. When a brushless motor is used, it is defined by d axis and q axis. In many cases, motor current control is realized by the dq rotation coordinate system. In the motor current control in the dq rotation coordinate system, for example, in the case of a three-phase brushless motor, conversion from the dq rotation coordinate system to the UVW fixed coordinate system defined by the U phase, V phase, and W phase and vice versa Is executed. Specifically, conversion from the UVW fixed coordinate system to the dq rotating coordinate system for the motor current, conversion from the dq rotating coordinate system to the UVW fixed coordinate system for the voltage command value, and the like are performed. In these conversions, the rotation angle (electrical angle) of the motor (rotor) is used. In other words, the motor current and rotation angle detected from the motor are used for motor drive control, but these may be distorted or misaligned due to noise or the like, resulting in vibration or noise. Therefore, it is necessary to deal with the distortion and deviation. For example, in the electric motor control device disclosed in Japanese Patent No. 4502734 (Patent Document 1), a phase difference (for example, caused by a displacement of a mounting position of a rotational position detection device (rotation angle sensor or the like) attached to the motor (motor) ( This is dealt with by improving the calculation accuracy of the offset amount and correcting the output (rotation angle) of the rotational position detection device using the calculation accuracy.
しかしながら、特許文献１の装置では、補正された回転角を使用してモータ電流のＵＶＷ固定座標系からｄｑ回転座標系への変換を行っているが、モータ電流自体に対しては特に補正を行っていない。通常、モータ電流には基本波成分の他に高調波成分を含んでおり、この高調波成分に起因してトルクリップルが発生し、振動や騒音の要因の１つとなるが、特許文献１の装置ではそれに対応することができない。
However, the apparatus of
本発明は上述のような事情よりなされたものであり、本発明の目的は、モータを駆動制御するためにフィードバックされるモータ電流に含まれる高調波成分に起因して発生する不具合に対応可能なモータ制御装置及びそれを搭載した電動パワーステアリング装置を提供することにある。 The present invention has been made under the circumstances as described above, and an object of the present invention is to cope with a problem caused by a harmonic component included in a motor current fed back to drive and control the motor. It is an object to provide a motor control device and an electric power steering device equipped with the motor control device.
本発明は、モータに対する電流指令値及びフィードバックされるモータ電流に基づいて前記モータを駆動制御するモータ制御装置に関し、本発明の上記目的は、前記モータ電流として前記モータ電流の基本波成分及び少なくとも１つの高調波成分をフィードバックし、前記基本波成分に対する電流指令値及び前記高調波成分に対する電流指令値を用いて前記モータを駆動制御することにより達成される。 The present invention relates to a motor control device that drives and controls the motor based on a current command value for the motor and a fed back motor current. The object of the present invention is to provide a fundamental wave component of the motor current and at least one as the motor current. This is achieved by feeding back two harmonic components and driving and controlling the motor using a current command value for the fundamental component and a current command value for the harmonic component.
また、本発明の上記目的は、前記モータ電流から基本波成分である基本波モータ電流及び高調波成分である少なくとも１つの高調波モータ電流を分離して出力する高調波分離部と、前記基本波成分に対する電流指令値と前記基本波モータ電流との偏差を用いて基本波電圧指令値を演算して出力する基本波電流制御部と、前記高調波成分に対する電流指令値と前記高調波モータ電流との偏差を用いて高調波電圧指令値を演算して出力する高調波電流制御部とを備え、前記基本波電圧指令値及び前記高調波電圧指令値に基づいて前記モータを駆動制御することにより達成される。 In addition, the above-described object of the present invention is to provide a harmonic separation unit that separates and outputs at least one harmonic motor current that is a fundamental wave component and a harmonic component from the motor current, and the fundamental wave. A fundamental wave current control unit that calculates and outputs a fundamental wave voltage command value using a deviation between a current command value for a component and the fundamental motor current; a current command value for the harmonic component; and the harmonic motor current; And a harmonic current control unit that calculates and outputs a harmonic voltage command value using the deviation of, and is achieved by driving and controlling the motor based on the fundamental voltage command value and the harmonic voltage command value Is done.
更に、本発明の上記目的は、前記基本波電圧指令値及び前記高調波電圧指令値を加算した値に基づいて前記モータを駆動制御することにより、或いは３相の電流を２相の電流に変換する３相／２相変換部と、２相の電圧を３相の電圧に変換する２相／３相変換部とをさらに備え、前記高調波分離部から出力される前記基本波モータ電流及び前記高調波モータ電流が３相の電流で、前記３相の基本波モータ電流及び前記３相の高調波モータ電流を前記３相／２相変換部でそれぞれ２相の電流に変換してフィードバックし、前記基本波電流制御部から出力される前記基本波電圧指令値及び前記高調波電流制御部から出力される前記高調波電圧指令値が２相の電圧で、前記２相の基本波電圧指令値及び前記２相の高調波電圧指令値を前記２相／３相変換部でそれぞれ３相の電圧に変換することにより、或いは前記高調波成分として少なくとも第５次高調波成分を含むことにより、或いは前記モータを駆動することにより操舵系をアシスト制御する電動パワーステアリング装置に用いられることにより、より効果的に達成される。 Further, the above object of the present invention is to drive control the motor based on a value obtained by adding the fundamental voltage command value and the harmonic voltage command value, or convert a three-phase current into a two-phase current. And a two-phase / three-phase converter that converts a two-phase voltage into a three-phase voltage, the fundamental motor current output from the harmonic separator, and the The harmonic motor current is a three-phase current, the three-phase fundamental motor current and the three-phase harmonic motor current are each converted into a two-phase current by the three-phase / two-phase converter and fed back, The fundamental voltage command value output from the fundamental current control unit and the harmonic voltage command value output from the harmonic current control unit are two-phase voltages, and the two-phase fundamental voltage command value and The two-phase harmonic voltage command value is set to the two-phase / 3-phase. An electric power steering device that assists and controls the steering system by converting the voltage into a three-phase voltage in each conversion unit, including at least the fifth harmonic component as the harmonic component, or driving the motor This is achieved more effectively.
また、上記モータ制御装置を搭載した電動パワーステアリング装置により上記目的は達成される。 Further, the object is achieved by an electric power steering device equipped with the motor control device.
本発明のモータ制御装置によれば、モータを駆動制御するために使用されるモータ電流として、基本波成分の他に高調波成分もフィードバックし、高調波成分に対する電流指令値も用いて駆動制御する。これにより、高調波成分に起因して発生するトルクリップル等の不具合を効率的に抑制することができ、振動や騒音を抑えることができる。 According to the motor control device of the present invention, as a motor current used for driving and controlling the motor, the harmonic component is fed back in addition to the fundamental component, and the drive control is performed using the current command value for the harmonic component. . As a result, problems such as torque ripple caused by the harmonic component can be efficiently suppressed, and vibration and noise can be suppressed.
また、上記モータ制御装置を電動パワーステアリング装置に搭載することにより、振動や騒音が少ない電動パワーステアリング装置を提供することができる。 In addition, by mounting the motor control device on an electric power steering device, an electric power steering device with less vibration and noise can be provided.
本発明では、モータ電流のフィードバック制御において、モータ電流の基本波成分の他に高調波成分もフィードバックし、基本波成分及び高調波成分それぞれで電流追従制御を実行する。 In the present invention, in the feedback control of the motor current, the harmonic component is fed back in addition to the fundamental component of the motor current, and current tracking control is executed for each of the fundamental component and the harmonic component.
高調波とは基本波の整数倍の周波数をもつ正弦波のことで、例えば、基本波の５倍の周波数をもつ高調波は第５次高調波と呼ばれる。基本波とは、１つの非正弦波（ひずみ波）を構成する種々の周波数の正弦波のうち、最も低い周波数の正弦波のことで、これよりも高い周波数をもつ高調波はトルクリップルを発生させ、振動や騒音の原因になる等の悪影響を及ぼす。高調波のうち、第５次及び第７次高調波が悪影響を強く及ぼすとされているが、高調波を発生させる原因によっては他の次数の高調波の悪影響が強くなる可能性があるので、本発明では、任意の次数の高調波に対応できるようになっている。 The harmonic is a sine wave having a frequency that is an integral multiple of the fundamental wave. For example, a harmonic having a frequency that is five times the fundamental wave is called a fifth harmonic. The fundamental wave is the sine wave of the lowest frequency among the sine waves of various frequencies that make up one non-sinusoidal wave (distortion wave), and higher harmonics generate torque ripple. Adverse effects such as vibration and noise. Among the harmonics, the 5th and 7th harmonics are said to have a strong adverse effect, but depending on the cause of generating the harmonics, the harmonics of other orders may be adversely affected. In the present invention, it is possible to cope with harmonics of an arbitrary order.
基本波成分（以下、単に「基本波」とする）及び高調波成分（以下、単に「高調波」とする）それぞれで電流追従制御を実行するために、本発明はフィードバックされるモータ電流を基本波と高調波に分離する機能を有する。分離後、基本波と高調波それぞれでフィードバック経路を構成しており、モータ電流の制御目標値である電流指令値も、基本波に対する電流指令値（以下、「基本波電流指令値」とする）及び高調波に対する電流指令値（以下、「高調波電流指令値」とする）が設定される。 In order to execute current tracking control with a fundamental wave component (hereinafter simply referred to as “fundamental wave”) and a harmonic component (hereinafter simply referred to as “harmonic wave”), the present invention is based on the motor current fed back. It has a function to separate waves and harmonics. After separation, a feedback path is configured with each of the fundamental wave and harmonics, and the current command value that is the control target value of the motor current is also the current command value for the fundamental wave (hereinafter referred to as “fundamental wave current command value”). And a current command value for harmonics (hereinafter referred to as “harmonic current command value”) is set.
以下に、本発明の実施形態を、図面を参照して説明する。 Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.
図３は本発明の実施形態の構成例（第１実施形態）を図２に対応させて示しており、同一構成には同一符号を付して詳細な説明は省略する。 FIG. 3 shows a configuration example (first embodiment) of the embodiment of the present invention corresponding to FIG. 2, and the same components are denoted by the same reference numerals and detailed description thereof is omitted.
本実施形態での駆動制御の対象は３相のブラシレスモータであり、モータ電流は３相（Ｕ相、Ｖ相及びＷ相）の電流で、フィードバックされる際に２相（ｄ軸及びｑ軸）の電流に変換される。変換された２相のモータ電流のフィードバックにより２相の電圧指令値が演算され、２相の電圧指令値は３相の電圧指令値に変換され、モータ２０を制御する。また、図３の例で対象とする高調波は第５次高調波である。なお、本実施形態は、図２に示される電流制限部３３及び補償信号生成部３４を備えていないが、備えるようにしても良い。
The target of drive control in this embodiment is a three-phase brushless motor, and the motor current is a three-phase (U-phase, V-phase, and W-phase) current, and two phases (d-axis and q-axis) are fed back. ) Current. A two-phase voltage command value is calculated by feedback of the converted two-phase motor current, the two-phase voltage command value is converted into a three-phase voltage command value, and the
電流指令値演算部１１０は、図２に示される電流指令値演算部３１と同様に、操舵トルクＴｈ及び車速Ｖｅｌに基づいてアシストマップ等を用いて電流指令値を演算するが、電流指令値として基本波電流指令値Ｉｒｅｆ１及び高調波電流指令値Ｉｒｅｆ５を演算する。基本波電流指令値Ｉｒｅｆ１は平均トルクの制御用として使用され、或る回転速度の下、最大のトルクが発生するように生成される。高調波電流指令値Ｉｒｅｆ５はトルクリップルの制御用として使用され、トルクリップルが最小となるように生成される。通常、高調波をなくすため、高調波電流指令値Ｉｒｅｆ５として０（ゼロ）指令を与えるが、意図的に高調波を混入させるため、任意の値を指令しても良い。
The current command
モータ角速度演算部２４０は、モータ２０に連結されている回転角センサ２１が検出する回転角（電気角）θｅからモータ角速度ωｅを算出する。
The motor angular
ｄｑ軸電流指令値演算部１２０は、基本波電流指令値Ｉｒｅｆ１及びモータ角速度ωｅを用いて、ｄ軸基本波電流指令値Ｉｄｒｅｆ１及びｑ軸基本波電流指令値Ｉｑｒｅｆ１を算出する。ｄ軸基本波電流指令値Ｉｄｒｅｆ１及びｑ軸基本波電流指令値Ｉｑｒｅｆ１は、例えば特許第５２８２３７６号公報に記載されているｄ−ｑ軸電流指令値算出部で実行されている方法等で算出される。この際、モータの機械角に対するモータ角速度が必要な場合は、電気角に対するモータ角速度ωｅに基づいて算出する。ｄｑ軸電流指令値演算部１３０も、ｄｑ軸電流指令値演算部１２０と同様の構成及び動作により、高調波電流指令値Ｉｒｅｆ５及びモータ角速度ωｅを用いて、ｄ軸高調波電流指令値Ｉｄｒｅｆ５及びｑ軸高調波電流指令値Ｉｑｒｅｆ５を算出する。
The dq-axis current command
高調波分離部２００は、モータ電流検出器３８が検出するモータ２０の各相に流れるモータ電流（Ｕ相モータ電流Ｉｕｍ、Ｖ相モータ電流Ｉｖｍ及びＷ相モータ電流Ｉｗｍ）を基本波（基本波モータ電流）と第５次高調波（高調波モータ電流）に分離する。即ち、Ｕ相モータ電流ＩｕｍをＵ相基本波モータ電流Ｉｕｍ１とＵ相高調波モータ電流Ｉｕｍ５に分離し、Ｖ相モータ電流ＩｖｍをＶ相基本波モータ電流Ｉｖｍ１とＶ相高調波モータ電流Ｉｖｍ５に分離し、Ｗ相モータ電流ＩｗｍをＷ相基本波モータ電流Ｉｗｍ１とＷ相高調波モータ電流Ｉｗｍ５に分離する。高調波分離部２００は、例えば第５次高調波の周波数を通過させるバンドパスフィルタの機能を有しており、モータ電流に対してフィルタ機能を働かせて高調波モータ電流を抽出し、高調波モータ電流を抽出されたモータ電流を基本波モータ電流とする。この場合、基本波モータ電流には基本波以外の周波数成分も含まれている可能性があり、厳密には基本波という表現と合わないが、基本波を含むということで基本波の表現を使用する。なお、高調波分離部２００が基本波の周波数を通過させるバンドパスフィルタの機能も有し、その機能を使用して基本波モータ電流を抽出するようにしても良い。
The
３相／２相変換部２１０は、回転角θｅを用いて、３相の電流である基本波モータ電流Ｉｕｍ１、Ｉｖｍ１及びＩｗｍ１を、２相の電流に変換する。具体的には、下記数１のベクトル変換式を用いて、基本波モータ電流を、２相の電流であるｄ軸基本波モータ電流Ｉｄｍ１及びｑ軸基本波モータ電流Ｉｑｍ１に変換する。
The three-phase / two-
３相／２相変換部２２０も、ベクトル変換式を用いて、高調波モータ電流Ｉｕｍ５、Ｉｖｍ５及びＩｗｍ５を、２相の電流であるｄ軸高調波モータ電流Ｉｄｍ５及びｑ軸高調波モータ電流Ｉｑｍ５に変換するが、高調波モータ電流は第５次高調波であるから、回転角θｅではなく、回転角θｅを５倍にした回転角θｅｍ（＝θｅ×５）を使用する。回転角θｅｍの算出は定数乗算部２３０で実行される。
The three-phase / two-
減算部２５０、２５１、２５２及び２５３には、ｄ軸基本波電流指令値Ｉｄｒｅｆ１、ｑ軸基本波電流指令値Ｉｑｒｅｆ１、ｄ軸高調波電流指令値Ｉｄｒｅｆ５及びｑ軸高調波電流指令値Ｉｑｒｅｆ５がそれぞれ加算入力され、ｄ軸基本波モータ電流Ｉｄｍ１、ｑ軸基本波モータ電流Ｉｑｍ１、ｄ軸高調波モータ電流Ｉｄｍ５及びｑ軸高調波モータ電流Ｉｑｍ５がそれぞれ減算入力され、偏差Ｉｄ１、Ｉｑ１、Ｉｄ５及びＩｑ５が算出される。
The subtracting
基本波電流制御部１４０は、図２に示される電流制御部３５と同様に、ＰＩ制御等により偏差Ｉｄ１に基づいてｄ軸基本波電圧指令値Ｖｄｒｅｆ１を求める。同様に、基本波電流制御部１５０も、偏差Ｉｑ１に基づいてｑ軸基本波電圧指令値Ｖｑｒｅｆ１を求める。高調波電流制御部１６０及び１７０は、それぞれ偏差Ｉｄ５及びＩｑ５に基づいてｄ軸高調波電圧指令値Ｖｄｒｅｆ５及びｑ軸高調波電圧指令値Ｖｑｒｅｆ５を求める。
Similarly to the
２相／３相変換部１８０は、回転角θｅを用いて、２相の電圧であるｄ軸基本波電圧指令値Ｖｄｒｅｆ１及びｑ軸基本波電圧指令値Ｖｑｒｅｆ１を、３相の電圧であるＵ相基本波電圧指令値Ｖｕｒｅｆ１、Ｖ相基本波電圧指令値Ｖｖｒｅｆ１及びＷ相基本波電圧指令値Ｖｗｒｅｆ１に変換する。同様に、２相／３相変換部１９０も、２相の電圧であるｄ軸高調波電圧指令値Ｖｄｒｅｆ５及びｑ軸高調波電圧指令値Ｖｑｒｅｆ５を、３相の電圧であるＵ相高調波電圧指令値Ｖｕｒｅｆ５、Ｖ相高調波電圧指令値Ｖｖｒｅｆ５及びＷ相高調波電圧指令値Ｖｗｒｅｆ５に変換するが、３相／２相変換部２２０の場合と同様に、回転角θｅではなく回転角θｅｍを使用する。
The two-phase / three-
加算部２６０は、Ｕ相基本波電圧指令値Ｖｕｒｅｆ１及びＵ相高調波電圧指令値Ｖｕｒｅｆ５を加算して、Ｕ相電圧指令値Ｖｕｒｅｆを算出する。同様に、加算部２６１はＶ相基本波電圧指令値Ｖｖｒｅｆ１及びＶ相高調波電圧指令値Ｖｖｒｅｆ５を加算してＶ相電圧指令値Ｖｖｒｅｆを算出し、加算部２６２はＷ相基本波電圧指令値Ｖｗｒｅｆ１及びＷ相高調波電圧指令値Ｖｗｒｅｆ５を加算してＷ相電圧指令値Ｖｗｒｅｆを算出する。
ＰＷＭ制御部３６及びインバータ３７は、図２に示される構成と同じものであり、Ｕ相電圧指令値Ｖｕｒｅｆ、Ｖ相電圧指令値Ｖｖｒｅｆ及びＷ相電圧指令値Ｖｗｒｅｆに基づいてモータ２０をＰＷＭ駆動する。
The
このような構成において、その動作例を図４のフローチャートを参照して説明する。 In such a configuration, an example of the operation will be described with reference to the flowchart of FIG.
動作がスタートすると、操舵トルクＴｈをトルクセンサ１０（図１参照）が検出し、車速Ｖｅｌを車速センサ１２（図１参照）が検出（又はＣＡＮ４０（図１参照）が出力）し、回転角θｅを回転角センサ２１が検出する（ステップＳ１０）。操舵トルクＴｈ及び車速Ｖｅｌは電流指令値演算部１１０に入力され、回転角θｅはモータ角速度演算部２４０、定数乗算部２３０、２相／３相変換部１８０及び３相／２相変換部２１０に入力される。モータ電流検出器３８はモータ２０のＵ相に流れるＵ相モータ電流Ｉｕｍ、Ｖ相に流れるＶ相モータ電流Ｉｖｍ及びＷ相に流れるＷ相モータ電流Ｉｗｍを検出し（ステップＳ２０）、高調波分離部２００に出力する。
When the operation starts, the torque sensor 10 (see FIG. 1) detects the steering torque Th, the vehicle speed sensor 12 (see FIG. 1) detects the vehicle speed Vel (or the CAN 40 (see FIG. 1) outputs), and the rotation angle θe. Is detected by the rotation angle sensor 21 (step S10). The steering torque Th and the vehicle speed Vel are input to the current command
電流指令値演算部１１０は、操舵トルクＴｈ及び車速Ｖｅｌに基づいてアシストマップ等を用いて基本波電流指令値Ｉｒｅｆ１及び高調波電流指令値Ｉｒｅｆ５を演算し（ステップＳ３０）、基本波電流指令値Ｉｒｅｆ１はｄｑ軸電流指令値演算部１２０に、高調波電流指令値Ｉｒｅｆ５はｄｑ軸電流指令値演算部１３０にそれぞれ入力される。
The current command
モータ角速度演算部２４０は、回転角θｅからモータ角速度ωｅを算出し（ステップＳ４０）、ｄｑ軸電流指令値演算部１２０及び１３０に出力する。
The motor angular
定数乗算部２３０は、回転角θｅを５倍した回転角θｅｍを算出し（ステップＳ５０）、２相／３相変換部１９０及び３相／２相変換部２２０に出力する。なお、電流指令値演算部１１０、モータ角速度演算部２４０及び定数乗算部２３０の動作は、順番が入れ替わっても、並行して実行されても良い。
The
ｄｑ軸電流指令値演算部１２０は、基本波電流指令値Ｉｒｅｆ１及びモータ角速度ωｅを用いて、ｄ軸基本波電流指令値Ｉｄｒｅｆ１及びｑ軸基本波電流指令値Ｉｑｒｅｆ１を算出する（ステップＳ６０）。ｄｑ軸電流指令値演算部１３０は、高調波電流指令値Ｉｒｅｆ５及びモータ角速度ωｅを用いて、ｄ軸高調波電流指令値Ｉｄｒｅｆ５及びｑ軸高調波電流指令値Ｉｑｒｅｆ５を算出する（ステップＳ７０）。なお、ｄｑ軸電流指令値演算部１２０及び１３０の動作は、順番が入れ替わっても、並行して実行されても良い。
The dq-axis current command
ｄ軸基本波電流指令値Ｉｄｒｅｆ１は減算部２５０に、ｑ軸基本波電流指令値Ｉｑｒｅｆ１は減算部２５１に、ｄ軸高調波電流指令値Ｉｄｒｅｆ５は減算部２５２に、ｑ軸高調波電流指令値Ｉｑｒｅｆ５は減算部２５３にそれぞれ加算入力される。
The d-axis fundamental current command value Idref1 is sent to the
モータ電流を入力した高調波分離部２００は、Ｕ相モータ電流ＩｕｍをＵ相基本波モータ電流Ｉｕｍ１とＵ相高調波モータ電流Ｉｕｍ５に、Ｖ相モータ電流ＩｖｍをＶ相基本波モータ電流Ｉｖｍ１とＶ相高調波モータ電流Ｉｖｍ５に、Ｗ相モータ電流ＩｗｍをＷ相基本波モータ電流Ｉｗｍ１とＷ相高調波モータ電流Ｉｗｍ５にそれぞれフィルタ処理により分離し（ステップＳ８０）、基本波であるＵ相基本波モータ電流Ｉｕｍ１、Ｖ相基本波モータ電流Ｉｖｍ１及びＷ相基本波モータ電流Ｉｗｍ１を３相／２相変換部２１０に出力し、第５次高調波であるＵ相高調波モータ電流Ｉｕｍ５、Ｖ相高調波モータ電流Ｉｖｍ５及びＷ相高調波モータ電流Ｉｗｍ５を３相／２相変換部２２０に出力する。
The
３相／２相変換部２１０は、入力した回転角θｅを用いて、Ｕ相基本波モータ電流Ｉｕｍ１、Ｖ相基本波モータ電流Ｉｖｍ１及びＷ相基本波モータ電流Ｉｗｍ１を、数１によりｄ軸基本波モータ電流Ｉｄｍ１及びｑ軸基本波モータ電流Ｉｑｍ１に変換する（ステップＳ９０）。３相／２相変換部２２０は、入力した回転角θｅｍを用いて、Ｕ相高調波モータ電流Ｉｕｍ５、Ｖ相高調波モータ電流Ｉｖｍ５及びＷ相高調波モータ電流Ｉｗｍ５をｄ軸高調波モータ電流Ｉｄｍ５及びｑ軸高調波モータ電流Ｉｑｍ５に変換する（ステップＳ１００）。なお、３相／２相変換部２１０及び２２０の動作は、順番が入れ替わっても、並行して実行されても良い。
The three-phase / two-
ｄ軸基本波モータ電流Ｉｄｍ１は減算部２５０に、ｑ軸基本波モータ電流Ｉｑｍ１は減算部２５１に、ｄ軸高調波モータ電流Ｉｄｍ５は減算部２５２に、ｑ軸高調波モータ電流Ｉｑｍ５は減算部２５３にそれぞれ減算入力される。
The d-axis fundamental motor current Idm1 is sent to the
減算部２５０は、ｄ軸基本波電流指令値Ｉｄｒｅｆ１とｄ軸基本波モータ電流Ｉｄｍ１との偏差Ｉｄ１を算出し、基本波電流制御部１４０に出力する。減算部２５１は、ｑ軸基本波電流指令値Ｉｑｒｅｆ１とｑ軸基本波モータ電流Ｉｑｍ１との偏差Ｉｑ１を算出し、基本波電流制御部１５０に出力する。減算部２５２は、ｄ軸高調波電流指令値Ｉｄｒｅｆ５とｄ軸高調波モータ電流Ｉｄｍ５との偏差Ｉｄ５を算出し、高調波電流制御部１６０に出力する。減算部２５３は、ｑ軸高調波電流指令値Ｉｑｒｅｆ５とｑ軸高調波モータ電流Ｉｑｍ５との偏差Ｉｑ５を算出し、高調波電流制御部１７０に出力する（ステップＳ１１０）。
The subtracting
基本波電流制御部１４０は偏差Ｉｄ１よりｄ軸基本波電圧指令値Ｖｄｒｅｆ１を求め、基本波電流制御部１５０は偏差Ｉｑ１よりｑ軸基本波電圧指令値Ｖｑｒｅｆ１を求め、高調波電流制御部１６０は偏差Ｉｄ５よりｄ軸高調波電圧指令値Ｖｄｒｅｆ５を求め、高調波電流制御部１７０は偏差Ｉｑ５よりｑ軸高調波電圧指令値Ｖｑｒｅｆ５を求める（ステップＳ１２０）。
The fundamental wave
ｄ軸基本波電圧指令値Ｖｄｒｅｆ１及びｑ軸基本波電圧指令値Ｖｑｒｅｆ１は２相／３相変換部１８０に入力され、２相／３相変換部１８０は、入力された回転角θｅを用いてＵ相基本波電圧指令値Ｖｕｒｅｆ１、Ｖ相基本波電圧指令値Ｖｖｒｅｆ１及びＷ相基本波電圧指令値Ｖｗｒｅｆ１に変換する（ステップＳ１３０）。ｄ軸高調波電圧指令値Ｖｄｒｅｆ５及びｑ軸高調波電圧指令値Ｖｑｒｅｆ５は２相／３相変換部１９０に入力され、２相／３相変換部１９０は、入力された回転角θｅｍを用いてＵ相高調波電圧指令値Ｖｕｒｅｆ５、Ｖ相高調波電圧指令値Ｖｖｒｅｆ５及びＷ相高調波電圧指令値Ｖｗｒｅｆ５に変換する（ステップＳ１４０）。なお、２相／３相変換部１８０及び１９０の動作は、順番が入れ替わっても、並行して実行されても良い。
The d-axis fundamental wave voltage command value Vdref1 and the q-axis fundamental wave voltage command value Vqref1 are input to the 2-phase / 3-
Ｕ相基本波電圧指令値Ｖｕｒｅｆ１及びＵ相高調波電圧指令値Ｖｕｒｅｆ５は加算部２６０で加算され、Ｕ相電圧指令値Ｖｕｒｅｆとして出力される。Ｖ相基本波電圧指令値Ｖｖｒｅｆ１及びＶ相高調波電圧指令値Ｖｖｒｅｆ５は加算部２６１で加算され、Ｖ相電圧指令値Ｖｖｒｅｆとして出力される。Ｗ相基本波電圧指令値Ｖｗｒｅｆ１及びＷ相高調波電圧指令値Ｖｗｒｅｆ５は加算部２６２で加算され、Ｗ相電圧指令値Ｖｗｒｅｆとして出力される（ステップＳ１５０）。
The U-phase fundamental voltage command value Vuref1 and the U-phase harmonic voltage command value Vuref5 are added by the
Ｕ相電圧指令値Ｖｕｒｅｆ、Ｖ相電圧指令値Ｖｖｒｅｆ及びＷ相電圧指令値ＶｗｒｅｆはＰＷＭ制御部３６に入力され、さらにインバータ３７を介してモータ２０がＰＷＭ駆動される（ステップＳ１６０）。
The U-phase voltage command value Vuref, the V-phase voltage command value Vvref, and the W-phase voltage command value Vwref are input to the
本発明の他の実施形態について説明する。 Another embodiment of the present invention will be described.
第１実施形態では２相の電圧指令値を３相の電圧指令値に変換しているが、本実施形態（第２実施形態）では２相の電流指令値を３相の電流指令値に変換する。 In the first embodiment, a two-phase voltage command value is converted into a three-phase voltage command value. In this embodiment (second embodiment), a two-phase current command value is converted into a three-phase current command value. To do.
本実施形態の構成例を図５に示す。図３に示される第１実施形態の構成例と比べると、第１実施形態では基本波電流制御部及び高調波電流制御部の後に２相／３相変換部が位置しているが、第２実施形態ではｄｑ軸電流指令値演算部の後に位置しており、それに伴い、３相／２相変換部が不要となっている。また、基本波電流制御部、高調波電流制御部及び減算部の数が増えている。なお、図３の構成例と同一構成には同一符号を付し、説明は省略する。 A configuration example of this embodiment is shown in FIG. Compared to the configuration example of the first embodiment shown in FIG. 3, in the first embodiment, the two-phase / three-phase conversion unit is located after the fundamental wave current control unit and the harmonic current control unit. In the embodiment, it is located after the dq-axis current command value calculation unit, and accordingly, the three-phase / two-phase conversion unit is unnecessary. In addition, the number of fundamental wave current control units, harmonic current control units, and subtraction units is increasing. In addition, the same code | symbol is attached | subjected to the same structure as the structural example of FIG. 3, and description is abbreviate | omitted.
２相／３相変換部１８１は、回転角θｅを用いて、２相の電流であるｄ軸基本波電流指令値Ｉｄｒｅｆ１及びｑ軸基本波電流指令値Ｉｑｒｅｆ１を、３相の電流であるＵ相基本波電流指令値Ｉｕｒｅｆ１、Ｖ相基本波電流指令値Ｉｖｒｅｆ１及びＷ相基本波電流指令値Ｉｗｒｅｆ１に変換する。２相／３相変換部１９１は、回転角θｅｍを用いて、２相の電流であるｄ軸高調波電流指令値Ｉｄｒｅｆ５及びｑ軸高調波電流指令値Ｉｑｒｅｆ５を、３相の電流であるＵ相高調波電流指令値Ｉｕｒｅｆ５、Ｖ相高調波電流指令値Ｉｖｒｅｆ５及びＷ相高調波電流指令値Ｉｗｒｅｆ５に変換する。
The two-phase / three-
高調波分離部２００から出力される基本波モータ電流及び高調波モータ電流は、減算部２５４〜２５９にそれぞれ減算入力される。減算部２５４〜２５９は、２相／３相変換部１８１及び１９１から出力される電流指令値から、それぞれに対応する基本波モータ電流又は高調波モータ電流を減算して、偏差Ｉｕ１、Ｉｖ１、Ｉｗ１、Ｉｕ５、Ｉｖ５及びＩｗ５を算出する。
The fundamental motor current and the harmonic motor current output from the
偏差毎に基本波電流制御部又は高調波電流制御部が用意され、基本波電流制御部１４１、１４２及び１４３は、それぞれ偏差Ｉｕ１、Ｉｖ１及びＩｗ１に基づいてＵ相基本波電圧指令値Ｖｕｒｅｆ１、Ｖ相基本波電圧指令値Ｖｖｒｅｆ１及びＷ相基本波電圧指令値Ｖｗｒｅｆ１を求め、高調波電流制御部１６１、１６２及び１６３は、それぞれ偏差Ｉｕ５、Ｉｖ５及びＩｗ５に基づいてＵ相高調波電圧指令値Ｖｕｒｅｆ５、Ｖ相高調波電圧指令値Ｖｖｒｅｆ５及びＷ相高調波電圧指令値Ｖｗｒｅｆ５を求める。
A fundamental wave current control unit or a harmonic current control unit is prepared for each deviation, and the fundamental wave
第２実施形態での動作例を図６のフローチャートを参照して説明する。 An operation example in the second embodiment will be described with reference to the flowchart of FIG.
図４に示される第１実施形態での動作例と比べると、ステップＳ１０からＳ８０までの動作は同じで、その後からステップＳ１５０直前までの動作が異なり、ステップＳ１５０以降はまた同じ動作である。 Compared to the operation example in the first embodiment shown in FIG. 4, the operations from step S10 to S80 are the same, the operations from then to immediately before step S150 are different, and the operations after step S150 are the same again.
ステップＳ１０からＳ８０までの動作を実行した後、ｄｑ軸電流指令値演算部１２０で算出されたｄ軸基本波電流指令値Ｉｄｒｅｆ１及びｑ軸基本波電流指令値Ｉｑｒｅｆ１は２相／３相変換部１８１に入力され、ｄｑ軸電流指令値演算部１３０で算出されたｄ軸高調波電流指令値Ｉｄｒｅｆ５及びｑ軸高調波電流指令値Ｉｑｒｅｆ５は２相／３相変換部１９１に入力される。
After executing the operations from step S10 to S80, the d-axis fundamental wave current command value Idref1 and the q-axis fundamental wave current command value Iqref1 calculated by the dq-axis current command
一方、高調波分離部２００から出力されたＵ相基本波モータ電流Ｉｕｍ１は減算部２５４に、Ｖ相基本波モータ電流Ｉｖｍ１は減算部２５５に、Ｗ相基本波モータ電流Ｉｗｍ１は減算部２５６に、Ｕ相高調波モータ電流Ｉｕｍ５は減算部２５７に、Ｖ相高調波モータ電流Ｉｖｍ５は減算部２５８に、Ｗ相高調波モータ電流Ｉｗｍ５は減算部２５９にそれぞれ減算入力される。
On the other hand, the U-phase fundamental motor current Ium1 output from the
２相／３相変換部１８１は、回転角センサ２１で検出された回転角θｅを入力し、回転角θｅを用いてｄ軸基本波電流指令値Ｉｄｒｅｆ１及びｑ軸基本波電流指令値Ｉｑｒｅｆ１をＵ相基本波電流指令値Ｉｕｒｅｆ１、Ｖ相基本波電流指令値Ｉｖｒｅｆ１及びＷ相基本波電流指令値Ｉｗｒｅｆ１に変換する（ステップＳ９５）。２相／３相変換部１９１は、定数乗算部２３０から出力された回転角θｅｍを入力し、回転角θｅｍを用いてｄ軸高調波電流指令値Ｉｄｒｅｆ５及びｑ軸高調波電流指令値Ｉｑｒｅｆ５をＵ相高調波電流指令値Ｉｕｒｅｆ５、Ｖ相高調波電流指令値Ｉｖｒｅｆ５及びＷ相高調波電流指令値Ｉｗｒｅｆ５に変換する（ステップＳ１０５）。なお、２相／３相変換部１８１及び１９１の動作は、順番が入れ替わっても、並行して実行されても良い。
The two-phase / three-
Ｕ相基本波電流指令値Ｉｕｒｅｆ１は減算部２５４に、Ｖ相基本波電流指令値Ｉｖｒｅｆ１は減算部２５５に、Ｗ相基本波電流指令値Ｉｗｒｅｆ１は減算部２５６に、Ｕ相高調波電流指令値Ｉｕｒｅｆ５は減算部２５７に、Ｖ相高調波電流指令値Ｉｖｒｅｆ５は減算部２５８に、Ｗ相高調波電流指令値Ｉｗｒｅｆ５は減算部２５９にそれぞれ加算入力される。
The U-phase fundamental wave current command value Iuref1 is sent to the
減算部２５４はＵ相基本波電流指令値Ｉｕｒｅｆ１とＵ相基本波モータ電流Ｉｕｍ１の偏差Ｉｕ１を基本波電流制御部１４１に、減算部２５５はＶ相基本波電流指令値Ｉｖｒｅｆ１とＶ相基本波モータ電流Ｉｖｍ１の偏差Ｉｖ１を基本波電流制御部１４２に、減算部２５６はＷ相基本波電流指令値Ｉｗｒｅｆ１とＷ相基本波モータ電流Ｉｗｍ１の偏差Ｉｗ１を基本波電流制御部１４３にそれぞれ出力する。減算部２５７はＵ相高調波電流指令値Ｉｕｒｅｆ５とＵ相高調波モータ電流Ｉｕｍ５の偏差Ｉｕ５を高調波電流制御部１６１に、減算部２５８はＶ相高調波電流指令値Ｉｖｒｅｆ５とＶ相高調波モータ電流Ｉｖｍ５の偏差Ｉｖ５を高調波電流制御部１６２に、減算部２５９はＷ相高調波電流指令値Ｉｗｒｅｆ５とＷ相高調波モータ電流Ｉｗｍ５の偏差Ｉｗ５を高調波電流制御部１６３にそれぞれ出力する（ステップＳ１１５）。
The
基本波電流制御部１４１は偏差Ｉｕ１よりＵ相基本波電圧指令値Ｖｕｒｅｆ１を求め、基本波電流制御部１４２は偏差Ｉｖ１よりＶ相基本波電圧指令値Ｖｖｒｅｆ１を求め、基本波電流制御部１４３は偏差Ｉｗ１よりＷ相基本波電圧指令値Ｖｗｒｅｆ１を求め、それぞれ加算部２６０、２６１及び２６２に出力する。高調波電流制御部１６１は偏差Ｉｕ５よりＵ相高調波電圧指令値Ｖｕｒｅｆ５を求め、高調波電流制御部１６２は偏差Ｉｖ５よりＶ相高調波電圧指令値Ｖｖｒｅｆ５を求め、高調波電流制御部１６３は偏差Ｉｗ５よりＷ相高調波電圧指令値Ｖｗｒｅｆ５を求め、それぞれ加算部２６０、２６１及び２６２に出力する（ステップＳ１２５）。
The fundamental wave
その後は、加算部２６０、２６１及び２６２での加算によりＵ相電圧指令値Ｖｕｒｅｆ、Ｖ相電圧指令値Ｖｖｒｅｆ及びＷ相電圧指令値Ｖｗｒｅｆが算出され（ステップＳ１５０）、それらがＰＷＭ制御部３６に入力され、さらにインバータ３７を介してモータ２０がＰＷＭ駆動される（ステップＳ１６０）。
Thereafter, the U-phase voltage command value Vuref, the V-phase voltage command value Vvref, and the W-phase voltage command value Vwref are calculated by addition in the adding
上述の実施形態（第１実施形態、第２実施形態）では、高調波として第５次高調波を対象としているが、他の次数の高調波を対象としても良く、次数が異なる複数の高調波を対象としても良い。複数の高調波を対象とする場合、高調波分離部はモータ電流を基本波と複数の高調波に分離し、基本波及び複数の高調波それぞれでフィードバック経路を構成することになる。 In the above-described embodiments (the first embodiment and the second embodiment), the fifth harmonic is targeted as the harmonic. However, other orders of harmonics may be targeted, and a plurality of harmonics having different orders. May be targeted. When a plurality of harmonics are targeted, the harmonic separation unit separates the motor current into a fundamental wave and a plurality of harmonics, and each of the fundamental wave and the plurality of harmonics constitutes a feedback path.
１ ハンドル
２ コラム軸（ステアリングシャフト、ハンドル軸）
１０ トルクセンサ
１２ 車速センサ
１３ バッテリ
２０ モータ
２１ 回転角センサ
３０ コントロールユニット（ＥＣＵ）
３１、１１０ 電流指令値演算部
３５ 電流制御部
３６ ＰＷＭ制御部
３７ インバータ
３８ モータ電流検出器
１２０、１３０ ｄｑ軸電流指令値演算部
１４０、１４１、１４２、１４３、１５０ 基本波電流制御部
１６０、１６１、１６２、１６３、１７０ 高調波電流制御部
１８０、１８１、１９０、１９１ ２相／３相変換部
２００ 高調波分離部
２１０、２２０ ３相／２相変換部
２３０ 定数乗算部
２４０ モータ角速度演算部
1
DESCRIPTION OF
31, 110 Current command
Claims (7)
前記モータ電流として前記モータ電流の基本波成分及び少なくとも１つの高調波成分をフィードバックし、前記基本波成分に対する電流指令値及び前記高調波成分に対する電流指令値を用いて前記モータを駆動制御することを特徴とするモータ制御装置。 In a motor control device that drives and controls the motor based on a current command value for the motor and a motor current that is fed back,
Feedback the fundamental component and at least one harmonic component of the motor current as the motor current, and driving and controlling the motor using a current command value for the fundamental component and a current command value for the harmonic component. A motor control device.
前記モータ電流から基本波成分である基本波モータ電流及び高調波成分である少なくとも１つの高調波モータ電流を分離して出力する高調波分離部と、
前記基本波成分に対する電流指令値と前記基本波モータ電流との偏差を用いて基本波電圧指令値を演算して出力する基本波電流制御部と、
前記高調波成分に対する電流指令値と前記高調波モータ電流との偏差を用いて高調波電圧指令値を演算して出力する高調波電流制御部とを備え、
前記基本波電圧指令値及び前記高調波電圧指令値に基づいて前記モータを駆動制御することを特徴とするモータ制御装置。 In a motor control device that drives and controls the motor based on a current command value for the motor and a motor current that is fed back,
A harmonic separation unit that separates and outputs at least one harmonic motor current that is a fundamental wave motor current and a harmonic component from the motor current;
A fundamental current controller that calculates and outputs a fundamental voltage command value using a deviation between a current instruction value for the fundamental component and the fundamental motor current;
A harmonic current control unit that calculates and outputs a harmonic voltage command value using a deviation between the current command value for the harmonic component and the harmonic motor current;
A motor control device that controls driving of the motor based on the fundamental voltage command value and the harmonic voltage command value.
２相の電圧を３相の電圧に変換する２相／３相変換部とをさらに備え、
前記高調波分離部から出力される前記基本波モータ電流及び前記高調波モータ電流が３相の電流で、前記３相の基本波モータ電流及び前記３相の高調波モータ電流を前記３相／２相変換部でそれぞれ２相の電流に変換してフィードバックし、
前記基本波電流制御部から出力される前記基本波電圧指令値及び前記高調波電流制御部から出力される前記高調波電圧指令値が２相の電圧で、前記２相の基本波電圧指令値及び前記２相の高調波電圧指令値を前記２相／３相変換部でそれぞれ３相の電圧に変換する請求項２又は３に記載のモータ制御装置。 A three-phase / two-phase converter that converts a three-phase current into a two-phase current;
A two-phase / three-phase converter that converts a two-phase voltage into a three-phase voltage;
The fundamental motor current and the harmonic motor current output from the harmonic separation unit are three-phase currents, and the three-phase fundamental motor current and the three-phase harmonic motor current are expressed as the three-phase / 2. Each phase conversion unit converts it into a two-phase current and feeds it back.
The fundamental voltage command value output from the fundamental current control unit and the harmonic voltage command value output from the harmonic current control unit are two-phase voltages, and the two-phase fundamental voltage command value and 4. The motor control device according to claim 2, wherein the two-phase harmonic voltage command value is converted into a three-phase voltage by the two-phase / three-phase converter. 5.
An electric power steering apparatus comprising the motor control device according to claim 6.
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Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2019088130A (en) * | 2017-11-08 | 2019-06-06 | 日本精工株式会社 | Motor control device and electric power steering device |
| CN113809959A (en) * | 2021-09-29 | 2021-12-17 | 蔚来动力科技(合肥)有限公司 | Harmonic current injection method, computer-readable storage medium and device for suppressing high-order noise of vehicle |
Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US20030169015A1 (en) * | 2002-03-05 | 2003-09-11 | Semyon Royak | Flux position identifier using high frequency injection with the presence of a rich harmonic spectrum in a responding signal |
| JP2004312864A (en) * | 2003-04-07 | 2004-11-04 | Nissan Motor Co Ltd | Motor controller |
| JP2005304238A (en) * | 2004-04-14 | 2005-10-27 | Denso Corp | Magnetic sound control method of ac rotary electric machine |
| JP2011259648A (en) * | 2010-06-11 | 2011-12-22 | Mitsuba Corp | Brushless motor control method and brushless motor controller |
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2016
- 2016-01-12 JP JP2016003550A patent/JP2017127066A/en active Pending
Patent Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US20030169015A1 (en) * | 2002-03-05 | 2003-09-11 | Semyon Royak | Flux position identifier using high frequency injection with the presence of a rich harmonic spectrum in a responding signal |
| JP2004312864A (en) * | 2003-04-07 | 2004-11-04 | Nissan Motor Co Ltd | Motor controller |
| JP2005304238A (en) * | 2004-04-14 | 2005-10-27 | Denso Corp | Magnetic sound control method of ac rotary electric machine |
| JP2011259648A (en) * | 2010-06-11 | 2011-12-22 | Mitsuba Corp | Brushless motor control method and brushless motor controller |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2019088130A (en) * | 2017-11-08 | 2019-06-06 | 日本精工株式会社 | Motor control device and electric power steering device |
| CN113809959A (en) * | 2021-09-29 | 2021-12-17 | 蔚来动力科技(合肥)有限公司 | Harmonic current injection method, computer-readable storage medium and device for suppressing high-order noise of vehicle |
| CN113809959B (en) * | 2021-09-29 | 2023-06-06 | 蔚来动力科技(合肥)有限公司 | Harmonic current injection method, computer readable storage medium and apparatus for suppressing vehicle higher order noise |
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