JP6965779B2 - Motor control device - Google Patents

Description

本発明は、複数の巻線組を有するモータの通電を制御するモータ制御装置に関する。 The present invention relates to a motor control device that controls energization of a motor having a plurality of winding sets.

従来、電源の直流電力をインバータで交流電力に変換してモータに供給するモータ制御装置において、変調率に応じてフィードバック制御を切り替える技術が知られている。低変調率で実行される電流フィードバック制御で出力可能な変調率は、正弦波状の電圧を出力する場合は１．０であり、高調波成分を重畳させて変調を行う場合は、最大約１．１５である。電流フィードバック制御で出力可能な変調率上限に達したとき、電圧位相を制御することにより弱め界磁電流としてｄ軸電流を負方向に増大させるトルクフィードバック制御が用いられる。また、物理的に出力可能な変調率の上限は１．２７であるため、電流フィードバック制御からトルクフィードバック制御に制御を切り替えた後でも出力電圧振幅を増加させることができ、このために電圧振幅制御が行われる。 Conventionally, in a motor control device that converts DC power of a power source into AC power by an inverter and supplies it to a motor, a technique of switching feedback control according to a modulation factor is known. The modulation factor that can be output by the current feedback control executed at a low modulation factor is 1.0 when outputting a sinusoidal voltage, and a maximum of about 1. It is 15. When the upper limit of the modulation factor that can be output by the current feedback control is reached, torque feedback control is used in which the d-axis current is increased in the negative direction as a field weakening current by controlling the voltage phase. Further, since the upper limit of the modulation factor that can be physically output is 1.27, the output voltage amplitude can be increased even after the control is switched from the current feedback control to the torque feedback control. Therefore, the voltage amplitude control Is done.

トルクフィードバック制御では、電圧位相と電圧振幅とを各々フィードバック制御するため、ＰＩ制御を安定して行うには相互のフィードバック制御系で出力が影響しないように非干渉化することが望ましい。そこで特許文献１に開示された回転機の制御装置では、位相制御と振幅制御との非干渉化のために、電圧位相変化による電流ベクトルが変化する方向と直交する非干渉化座標軸（λ軸）の概念を導入している。そして、非干渉化座標軸方向の成分である非干渉化電流に基づいて電圧振幅補正量を設定する。 In the torque feedback control, the voltage phase and the voltage amplitude are individually feedback-controlled. Therefore, in order to perform PI control stably, it is desirable to make the mutual feedback control systems non-interfering so that the outputs do not affect each other. Therefore, in the controller of the rotating machine disclosed in Patent Document 1, the non-interfering coordinate axis (λ axis) orthogonal to the direction in which the current vector changes due to the voltage phase change is used to de-interfere the phase control and the amplitude control. Introduces the concept of. Then, the voltage amplitude correction amount is set based on the non-interfering current which is a component in the non-interfering coordinate axis direction.

特許第６０１５７１２号公報Japanese Patent No. 6015712

ところで、冗長性や電流−トルク効率向上のため、独立した複数系統の巻線組を有するモータが開発されており、モータ制御装置は、複数系統の巻線組にそれぞれ対応する複数系統のインバータに出力電圧を指令する。このようなモータでは、各巻線組に電圧を供給したとき、各系統の巻線組間の干渉により電流が影響を受ける。したがって、特許文献１の従来技術による自系統のみの非干渉化では不十分である。 By the way, in order to improve redundancy and current-torque efficiency, motors having a plurality of independent winding sets have been developed, and the motor control device is used for a plurality of inverters corresponding to the multiple winding sets. Command the output voltage. In such a motor, when a voltage is supplied to each winding set, the current is affected by interference between the winding sets of each system. Therefore, it is not sufficient to de-interfere only the own system by the prior art of Patent Document 1.

本発明は上述の課題に鑑みて創作されたものであり、その目的は、位相制御と振幅制御との干渉を抑制する複数系統のモータ制御装置を提供することにある。 The present invention has been created in view of the above problems, and an object of the present invention is to provide a plurality of systems of motor control devices that suppress interference between phase control and amplitude control.

本発明によるモータ制御装置は、複数の巻線組を有するモータ（８０）に、各巻線組に対応して設けられる複数のインバータ（６０ｕ、６０ｘ）から電力を供給させモータの通電を制御する。以下、対応する巻線組及びインバータを含む一群の構成の単位を「系統」と定義する。 The motor control device according to the present invention controls the energization of a motor (80) having a plurality of winding sets by supplying electric power from a plurality of inverters (60u, 60x) provided corresponding to each winding set. Hereinafter, the unit of the configuration of a group including the corresponding winding set and the inverter is defined as "system".

このモータ制御装置は、各系統のインバータへの出力電圧指令であるｄｑ軸上の電圧ベクトル（Ｖ^*ｄｕ、Ｖ^*ｑｕ、Ｖ^*ｄｘ、Ｖ^*ｑｘ）の電圧位相（Ｖ^*ψｕ、Ｖ^*ψｘ）及び電圧振幅（Ｖ^*ａｍｐｕ、Ｖ^*ａｍｐｘ）について、各系統の電圧位相基準値（Ｖ^*ψｕ０、Ｖ^*ψｘ０）に対する電圧ベクトルの位相変化量（Δψ）、及び、各系統の電圧振幅基準値（Ｖ^*ａｍｐｕ０、Ｖ^*ａｍｐｘ０）に対する電圧ベクトルの振幅補正量（ΔＶ）を演算する。そして、このモータ制御装置は、電圧位相基準値に位相変化量を加算した電圧位相、及び、電圧振幅基準値に振幅補正量を加算した電圧振幅に基づき、インバータを駆動するものである。 This motor control device has a voltage phase (V ^* ψu, V ^{* ) of a voltage vector (V *} du, V ^* qu, V ^* dx, V ^* qx) on the dq axis, which is an output voltage command to the inverter of each system. For ψx) and voltage amplitude (V ^* ampu, V ^* ampx), the amount of phase change (Δψ) of the voltage vector with respect to the voltage phase reference value (V ^* ψu0, V ^{* ψx0) of each system, and the voltage amplitude of each system.} The amplitude correction amount (ΔV) of the voltage vector with respect to the reference value (V ^* ampu0, V ^{* ampx0) is calculated.} Then, this motor control device drives the inverter based on the voltage phase in which the phase change amount is added to the voltage phase reference value and the voltage amplitude in which the amplitude correction amount is added to the voltage amplitude reference value.

このモータ制御装置は、位相変化量演算部（３６）と、非干渉化座標軸設定部（４１）と、非干渉化電流算出部（４２）と、振幅補正量演算部（４６）と、を備える。位相変化量演算部は、推定又は検出されたモータの実トルク（τｒ）をトルク指令（τ^*）に対してフィードバック制御し、位相変化量を演算する。 This motor control device includes a phase change amount calculation unit (36), a non-interfering coordinate axis setting unit (41), a non-interference current calculation unit (42), and an amplitude correction amount calculation unit (46). .. The phase change amount calculation unit feedback-controls the estimated or detected actual torque (τr) of the motor with ^{respect to the torque command (τ *} ), and calculates the phase change amount.

非干渉化座標軸設定部は、ｄｑ座標上で、少なくとも一つの系統の電圧ベクトルの位相変化に対するモータに流れる電流ベクトルの変化が非干渉化された座標軸を非干渉化座標軸（λ軸）として設定する。非干渉化電流算出部は、電流ベクトルの非干渉化座標軸方向成分である非干渉化電流（Ｉλ）を算出する。振幅補正量演算部は、非干渉化電流算出部によって算出された非干渉化電流を、トルク指令に応じて設定される非干渉化電流指令値（Ｉλ^*）に対してフィードバック制御し、振幅補正量を演算する。 The non-interfering coordinate axis setting unit sets the non-interfering coordinate axis as the non-interfering coordinate axis (λ axis) on the dq coordinate, in which the change of the current vector flowing through the motor with respect to the phase change of the voltage vector of at least one system is de-interfered. .. The non-interfering current calculation unit calculates the non-interfering current (Iλ), which is a non-interfering coordinate axis direction component of the current vector. The amplitude correction amount calculation unit feedback-controls the non-interfering current calculated by the non-interfering current calculation unit with ^{respect to the non-interfering current command value (Iλ *} ) set in response to the torque command to correct the amplitude. Calculate the quantity.

これにより、本発明では、複数系統のモータ制御装置において、位相制御と振幅制御との干渉を抑制することができる。好ましくは、非干渉化座標軸設定部は、少なくとも一つの系統の電圧ベクトル、各系統の巻線組の自己インダクタンス、及び、複数系統の巻線組間の相互インダンクタンスに基づいて非干渉化座標軸を設定する。特に相互インダクタンスの情報を用いることにより、巻線組間の磁気結合による相互作用を考慮して非干渉化座標軸を設定することができる。典型的に、干渉化座標軸は、現在の各系統の電圧位相が微小変化した場合に電流ベクトルが変化する方向と直交する方向の座標軸である。 Thereby, in the present invention, it is possible to suppress the interference between the phase control and the amplitude control in the motor control device of a plurality of systems. Preferably, the non-interfering coordinate axis setting unit is based on the voltage vector of at least one system, the self-inductance of the winding set of each system, and the mutual inductance between the winding sets of a plurality of systems. To set. In particular, by using the information on the mutual inductance, the non-interfering coordinate axes can be set in consideration of the interaction due to the magnetic coupling between the winding sets. Typically, the coherent coordinate axes are the coordinate axes in the direction orthogonal to the direction in which the current vector changes when the voltage phase of each current system changes slightly.

また好ましくは、位相変化量演算部は、各系統の電圧位相を独立に制御可能である。電圧ベクトルの位相操作方式としては、例えば次の２通りの方式が用いられる。これら２通りの操作方式は、変調率や電流等のモータの動作状態を反映するパラメータに応じて切り替えるように構成されてもよい。 Further, preferably, the phase change amount calculation unit can independently control the voltage phase of each system. As the phase manipulation method of the voltage vector, for example, the following two methods are used. These two operation methods may be configured to be switched according to parameters that reflect the operating state of the motor, such as the modulation factor and the current.

［全系統操作方式］位相変化量演算部は、全ての系統の電圧位相を等しく変化させるように操作する。且つ、非干渉化座標軸設定部は、全ての系統の電圧ベクトルを合成した合成電圧ベクトルの位相変化に対して非干渉化座標軸を設定する。 [All system operation method] The phase change amount calculation unit operates so as to change the voltage phase of all systems equally. Moreover, the non-interfering coordinate axis setting unit sets the non-interfering coordinate axis with respect to the phase change of the combined voltage vector obtained by combining the voltage vectors of all the systems.

［一部系統操作方式］複数系統のうち選択された一つ以上の系統を「操作系統」とし、操作系統以外の一つ以上の系統を「非操作系統」とすると、位相変化量演算部は、非操作系統の電圧位相を固定しつつ、操作系統の電圧位相のみを変化させるように操作する。且つ、非干渉化座標軸設定部は、操作系統の電圧ベクトルの位相変化に対して非干渉化座標軸を設定する。 [Partial system operation method] If one or more systems selected from multiple systems are "operating systems" and one or more systems other than the operating systems are "non-operating systems", the phase change amount calculation unit will be , While fixing the voltage phase of the non-operating system, operate so as to change only the voltage phase of the operating system. Moreover, the non-interfering coordinate axis setting unit sets the non-interfering coordinate axis with respect to the phase change of the voltage vector of the operating system.

各実施形態のモータ制御装置が適用されるシステムの全体構成図。The overall block diagram of the system to which the motor control device of each embodiment is applied. 二組の巻線組を有するモータの構成を示す模式図。The schematic diagram which shows the structure of the motor which has two sets of winding sets. モータ制御装置全体の制御ブロック図。The control block diagram of the entire motor control device. 第１実施形態による電圧振幅位相制御部のブロック図。The block diagram of the voltage amplitude phase control part by 1st Embodiment. 第１実施形態による両系統操作方式の電圧ベクトル図。The voltage vector figure of both system operation method by 1st Embodiment. 第２実施形態による電圧振幅位相制御部のブロック図。The block diagram of the voltage amplitude phase control part by 2nd Embodiment. 第２実施形態による片系統操作方式の電圧ベクトル図。The voltage vector figure of the single system operation system by 2nd Embodiment. 第３実施形態による電圧振幅位相制御部のブロック図。The block diagram of the voltage amplitude phase control part according to 3rd Embodiment. 第３実施形態による片系統操作方式の電圧ベクトル図。The voltage vector figure of the one-sided system operation system by 3rd Embodiment. 第４実施形態による両系統操作方式と片系統操作方式との切替を示す図。The figure which shows the switching between the two-system operation method and the one-system operation method according to the fourth embodiment.

以下、モータ制御装置の複数の実施形態を図面に基づいて説明する。複数の実施形態において、実質的に同一の構成には同一の符号を付して説明を省略する。また、第１〜第４実施形態を包括して「本実施形態」という。本実施形態のモータ制御装置は、ハイブリッド自動車や電気自動車の主機モータ等として用いられ、複数の巻線組を有するモ―タの通電を制御する装置である。このモータ制御装置は、各巻線組に対応して設けられる複数のインバータからモータに電力を供給させる。以下、対応する巻線組及びインバータを含む一群の構成の単位を「系統」と定義する。 Hereinafter, a plurality of embodiments of the motor control device will be described with reference to the drawings. In a plurality of embodiments, substantially the same configurations are designated by the same reference numerals and description thereof will be omitted. Further, the first to fourth embodiments are collectively referred to as "the present embodiment". The motor control device of the present embodiment is a device used as a main motor of a hybrid vehicle or an electric vehicle, and controls energization of a motor having a plurality of winding sets. This motor control device supplies electric power to the motor from a plurality of inverters provided corresponding to each winding set. Hereinafter, the unit of the configuration of a group including the corresponding winding set and the inverter is defined as "system".

最初にモータ制御システムの全体構成について、図１〜図３を参照して説明する。図１に示すように、本実施形態のモータ制御システム６００は、二つのインバータ６０ｕ、６０ｘから、二組の三相巻線組を有するモータ８０に電力を供給する。図２に示すように、モータ８０は、互いに独立した、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相からなる三相巻線組８０ｕと、Ｘ相、Ｙ相、Ｚ相からなる三相巻線組８０ｘとが組み合わされて構成された永久磁石式同期型三相交流モータである。二系統の冗長構成とすることで、仮に片方の系統が故障した場合でも他方の系統で駆動を続けることができ、信頼性が向上する。また、電流−トルク効率の向上が図られる。 First, the overall configuration of the motor control system will be described with reference to FIGS. 1 to 3. As shown in FIG. 1, the motor control system 600 of the present embodiment supplies electric power from two inverters 60u and 60x to a motor 80 having two sets of three-phase windings. As shown in FIG. 2, the motor 80 includes a three-phase winding group 80u composed of U-phase, V-phase, and W-phase, and a three-phase winding group 80x composed of X-phase, Y-phase, and Z-phase, which are independent of each other. It is a permanent magnet type synchronous three-phase AC motor configured by combining. By using a redundant configuration of two systems, even if one system fails, the other system can continue to drive, and reliability is improved. In addition, the current-torque efficiency can be improved.

以下、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の三相巻線組８０ｕに電力供給する系統を「Ｕ系統」といい、Ｘ相、Ｙ相、Ｚ相の三相巻線組８０ｘに電力供給する系統を「Ｘ系統」という。Ｕ系統の構成に係る符号には末尾に「ｕ」を付し、Ｘ系統の構成に係る符号には末尾に「ｘ」を付す。また、各系統の電流、電圧等の物理量の記号についても、末尾又は途中に「ｕ」又は「ｘ」を付して区別する。「ｕ」又は「ｘ」が付されない符号又は記号は、基本的に両系統に共通の構成や物理量を表す。 Hereinafter, the system for supplying power to the U-phase, V-phase, and W-phase three-phase winding set 80u is referred to as "U system", and the system for supplying power to the X-phase, Y-phase, and Z-phase three-phase winding set 80x. Is called "X system". A "u" is added to the end of the code related to the configuration of the U system, and an "x" is added to the end of the code related to the configuration of the X system. In addition, symbols of physical quantities such as current and voltage of each system are also distinguished by adding "u" or "x" at the end or in the middle. A code or symbol without "u" or "x" basically represents a configuration or physical quantity common to both systems.

Ｕ系統の巻線組８０ｕとＸ系統の巻線組８０ｘとは通電により協調してモータ８０のトルクを発生する。巻線組８０ｕ、８０ｘの構成は、Ｙ結線のみ、Δ結線のみ、Ｙ結線とΔ結線との混合のいずれでもよく、各系統の巻線組８０ｕ、８０ｘの機械的な位置関係は問わない。各系統の巻線組８０ｕ、８０ｘの電気的仕様は、基本的に同等であることを想定する。 The winding set 80u of the U system and the winding set 80x of the X system cooperate with each other by energization to generate the torque of the motor 80. The configuration of the winding sets 80u and 80x may be any of Y connection only, Δ connection only, and a mixture of Y connection and Δ connection, and the mechanical positional relationship of the winding sets 80u and 80x of each system does not matter. It is assumed that the electrical specifications of the winding sets 80u and 80x of each system are basically the same.

図１の構成例では、各系統のインバータ６０ｕ、６０ｘは共通のバッテリ１０に対して並列に接続され、それぞれ、バッテリ１０から直流電圧Ｖｄｃの直流電力が入力される。インバータ６０ｕ、６０ｘの入力部には、直流電圧Ｖｄｃを平滑化するコンデンサ１５が設けられる。直流電圧Ｖｄｃは、例えば図示しない電圧センサにより検出される。なお、他の構成例では、二つの独立した電源から各インバータ６０ｕ、６０ｘに個別に直流電力が入力されてもよい。また、バッテリ１０とインバータ６０ｕ、６０ｘとの間に昇圧コンバータが設けられてもよい。 In the configuration example of FIG. 1, the inverters 60u and 60x of each system are connected in parallel to the common battery 10, and the DC power of the DC voltage Vdc is input from the battery 10, respectively. A capacitor 15 for smoothing the DC voltage Vdc is provided at the input portion of the inverters 60u and 60x. The DC voltage Vdc is detected by, for example, a voltage sensor (not shown). In another configuration example, DC power may be individually input to the inverters 60u and 60x from two independent power sources. Further, a boost converter may be provided between the battery 10 and the inverters 60u and 60x.

各系統のインバータ６０ｕ、６０ｘは、それぞれ上下アームの６つのスイッチング素子がブリッジ接続されている。スイッチング素子は、例えばＩＧＢＴで構成され、低電位側から高電位側へ向かう電流を許容する還流ダイオードが並列に接続されている。インバータ６０ｕ、６０ｘは、モータ制御装置５００から出力されるスイッチングパルス（図中「ＳＷパルス」）信号に従ってスイッチング素子が動作することでバッテリ１０の直流電力を三相交流電力に変換し、モータ８０に供給する。 In the inverters 60u and 60x of each system, six switching elements of the upper and lower arms are bridge-connected. The switching element is composed of, for example, an IGBT, and a freewheeling diode that allows a current from the low potential side to the high potential side is connected in parallel. The inverters 60u and 60x convert the DC power of the battery 10 into three-phase AC power by operating the switching element according to the switching pulse (“SW pulse” in the figure) signal output from the motor control device 500, and convert the DC power of the battery 10 into three-phase AC power to the motor 80. Supply.

各系統の電流センサ７０ｕ、７０ｘは、は、各巻線組８０ｕ、８０ｘの二相又は三相に流れる相電流を検出する。図１の構成例では、Ｕ系統のＶ相、Ｗ相電流Ｉｖｒ、Ｉｗｒ、及びＸ系統のＹ相、Ｚ相電流Ｉｙｒ、Ｉｚｒが検出される。電流記号末尾の「ｒ」は実電流を意味する。なお、二相の電流を検出する構成では、他の一相の電流はキルヒホッフの法則により算出される。 The current sensors 70u and 70x of each system detect the phase current flowing in the two-phase or three-phase of each winding set 80u and 80x. In the configuration example of FIG. 1, the V-phase and W-phase currents Ivr and Iwr of the U system and the Y-phase and Z-phase currents Iyr and Izr of the X system are detected. The "r" at the end of the current symbol means the actual current. In the configuration in which the two-phase current is detected, the current of the other one phase is calculated by Kirchhoff's law.

回転角センサ８５は、レゾルバ等の回転角センサであり、モータ８０の電気角θを検出する。電気角θは時間微分され、電気角速度ωとしても用いられる。図１の構成例では、電気角θは二系統に共通の値としているが、系統毎に電気角θｕ、θｘが検出されてもよい。また、二系統の巻線組８０ｕ、８０ｘが例えば３０ｄｅｇの位相差を有している場合、Ｕ系統の電気角θに対し、Ｘ系統の電気角を（θ＋３０）ｄｅｇのように処理してもよい。 The rotation angle sensor 85 is a rotation angle sensor such as a resolver, and detects the electric angle θ of the motor 80. The electric angle θ is time-differentiated and is also used as the electric angular velocity ω. In the configuration example of FIG. 1, the electric angle θ is a value common to the two systems, but the electric angles θu and θx may be detected for each system. Further, when the two winding sets 80u and 80x have a phase difference of, for example, 30 deg, even if the electric angle of the X system is processed as (θ + 30) deg with respect to the electric angle θ of the U system. good.

モータ制御装置５００は、上位の車両制御ＥＣＵ等からトルク指令τ^*が指令される。また、モータ制御装置５００は、直流電圧Ｖｄｃ、電気角θ、及び両系統の実電流Ｉｖｒ、Ｉｗｒ、Ｉｙｒ、Ｉｚｒを取得し、これらの情報に基づくフィードバック制御により、各系統のスイッチングパルス信号を生成し、インバータ６０ｕ、６０ｘに出力する。 In the motor control device 500, a torque command τ ^* is commanded from a higher-level vehicle control ECU or the like. Further, the motor control device 500 acquires the DC voltage Vdc, the electric angle θ, and the actual currents Ivr, Iwr, Iyr, and Izr of both systems, and generates a switching pulse signal of each system by feedback control based on these information. Then, the output is output to the inverters 60u and 60x.

次に図３を参照し、モータ制御装置５００の詳細な制御構成を説明する。図３では物理量の入出力が煩雑となるため、一部の物理量について入出力の図示を省略する。例えば、三相−ｄｑ変換部２９ｕ、２９ｘに入力される電気角θ、変調器５５ｕ、５５ｘに入力される電気角θ、直流電圧Ｖｄｃ、制御モード選択部５１に入力される各パラメータ等が省略されている。また、図３では、各系統の電圧出力部として、変調器５５ｕ、５５ｘ及びインバータ６０ｕ、６０ｘをまとめて図示する。 Next, a detailed control configuration of the motor control device 500 will be described with reference to FIG. Since the input / output of physical quantities becomes complicated in FIG. 3, the illustration of input / output is omitted for some physical quantities. For example, the electric angle θ input to the three-phase-dq converters 29u and 29x, the electric angle θ input to the modulators 55u and 55x, the DC voltage Vdc, and the parameters input to the control mode selection unit 51 are omitted. Has been done. Further, in FIG. 3, the modulators 55u and 55x and the inverters 60u and 60x are collectively illustrated as the voltage output unit of each system.

変調器５５ｕ、５５ｘは、変調率やモータの回転数−トルク特性に応じて変調方式を切り替えつつ、電圧指令、直流電圧Ｖｄｃ、電気角θ等に基づいてスイッチングパルス信号を生成し、インバータ６０ｕ、６０ｘに出力する。一般に変調率Ｍは、直流電圧Ｖｄｃに対する出力電圧の比（すなわち電圧利用率）に基づき、式（１）で定義される。式（１）では、出力電圧を電圧指令ベクトルの振幅Ｖ^*ａｍｐで表す。
Ｍ＝（２／√１．５）×（Ｖ^*ａｍｐ／Ｖｄｃ） ・・・（１） The modulators 55u and 55x generate a switching pulse signal based on a voltage command, a DC voltage Vdc, an electric angle θ, etc. while switching the modulation method according to the modulation rate and the rotation speed-torque characteristics of the motor, and the inverter 60u, Output to 60x. Generally, the modulation factor M is defined by the equation (1) based on the ratio of the output voltage to the DC voltage Vdc (that is, the voltage utilization rate). In equation (1), the output voltage is ^{expressed by the amplitude V *} amp of the voltage command vector.
M = (2 / √1.5) × (V ^* amp / Vdc) ・ ・ ・ (1)

モータ制御装置５００は、Ｕ系統及びＸ系統の各系統において、電流制御部２０ｕ、２０ｘと、電圧振幅位相制御部３０ｕ、３０ｘとを備える。電流制御部２０ｕ、２０ｘは、変調率Ｍが相対的に低い（例えば１．１５未満の）領域で、ｄｑ直交座標での電流ベクトル制御による電流フィードバック制御により、インバータ６０ｕ、６０ｘへの出力電圧指令を生成する。出力電圧波形が正弦波の場合の変調率は最大１．０であり、正弦波に高調波成分を重畳させることにより最大１．１５までの変調率を実現可能である。電流フィードバック制御は、非干渉制御、ＰＩＤ制御、オブザーバを含むものであってもよい。 The motor control device 500 includes current control units 20u and 20x and voltage amplitude phase control units 30u and 30x in each of the U system and the X system. The current control units 20u and 20x command the output voltage to the inverters 60u and 60x by current feedback control by current vector control at dq Cartesian coordinates in a region where the modulation factor M is relatively low (for example, less than 1.15). To generate. When the output voltage waveform is a sine wave, the maximum modulation factor is 1.0, and a maximum modulation factor of 1.15 can be realized by superimposing a harmonic component on the sine wave. The current feedback control may include non-interference control, PID control, and observer.

電圧振幅位相制御部３０ｕ、３０ｘは、変調率Ｍが相対的に高い（例えば１．１５〜１．２７の）領域で、トルクフィードバック制御により電圧ベクトルの位相、又は振幅及び位相の両方を制御してインバータ６０ｕ、６０ｘへの出力電圧指令を生成する。物理的に出力可能な上限である変調率１．２７のときには、電気１周期に１パルスを出力する矩形波制御が用いられる。 The voltage amplitude phase control units 30u and 30x control the phase of the voltage vector or both the amplitude and the phase by torque feedback control in the region where the modulation factor M is relatively high (for example, 1.15 to 1.27). Generates an output voltage command to the inverters 60u and 60x. When the modulation factor is 1.27, which is the upper limit of physical output, a square wave control that outputs one pulse in one electric cycle is used.

また、モータ制御装置５００は、各系統の制御モードについて、電流フィードバック制御又はトルクフィードバック制御を選択する制御モード選択部５１を備える。制御モード選択部５１には、Ｕ系統のｄｑ軸電圧指令Ｖ^*ｄｕ、Ｖ^*ｑｕ及び実電流Ｉｄｕｒ、Ｉｑｕｒ、Ｘ系統のｄｑ軸電圧指令Ｖ^*ｄｘ、Ｖ^*ｑｘ及び実電流Ｉｄｘｒ、Ｉｑｘｒ、並びに直流電圧Ｖｄｃが入力される。制御モード選択部５１は、これらのパラメータに基づいて、電流フィードバック制御又はトルクフィードバック制御を選択し、モード信号Ｍｏｄｅ＿ｕ、Ｍｏｄｅ＿ｘを電圧指令選択部５２ｕ、５２ｘ及び電圧位相基準値演算部３７に出力する。 Further, the motor control device 500 includes a control mode selection unit 51 that selects current feedback control or torque feedback control for the control mode of each system. In the control mode selection unit 51, the dq-axis voltage commands V ^* du, V ^* qu of the U system and the actual currents Idur, Iqur, the dq-axis voltage commands V ^* dx, V ^* qx of the X system and the actual currents Idxr, Iqxr, In addition, the DC voltage Vdc is input. The control mode selection unit 51 selects current feedback control or torque feedback control based on these parameters, and outputs the mode signals Mode_u and Mode_x to the voltage command selection units 52u and 52x and the voltage phase reference value calculation unit 37.

各系統の電圧指令選択部５２ｕ、５２ｘは、制御モード選択部５１から出力されるモード信号Ｍｏｄｅ＿ｕ、Ｍｏｄｅ＿ｘに従って電圧指令を選択する。つまり、電圧指令選択部５２ｕ、５２ｘは、電流フィードバック制御ではｄｑ軸電圧指令Ｖ^*ｄｕ、Ｖ^*ｑｕ、Ｖ^*ｄｘ、Ｖ^*ｑｘを選択し、トルクフィードバック制御では電圧振幅指令Ｖ^*ａｍｐｕ、Ｖ^*ａｍｐｘ及び電圧位相指令Ｖ^*ψｕ、Ｖ^*ψｘを選択する。 The voltage command selection units 52u and 52x of each system select voltage commands according to the mode signals Mode_u and Mode_x output from the control mode selection unit 51. That is, the voltage command selection units 52u and 52x select the dq axis voltage commands V ^* du, V ^* qu, V ^* dx and V ^* qx in the current feedback control, and the voltage amplitude commands V ^* ampu and V in the torque feedback control. ^* ampx and voltage phase commands V ^* ψu, V ^* ψx are selected.

続いて、電流制御部２０ｕ、２０ｘ及び電圧振幅位相制御部３０ｕ、３０ｘの構成について順に説明する。なお、図３では図示の都合上、各制御部の範囲を各系統の電圧指令選択部５２ｕ、５２ｘの手前までの範囲で示しているが、変調器５５ｕ、５５ｘの一部が各制御部に含まれると解釈してもよい。例えば電流制御部２０ｕ、２０ｘは、変調器５５内の搬送波生成部やＰＷＭ変調部を含むと考えてよく、電圧振幅位相制御部３０ｕ、３０ｘは、変調器５５内の矩形波生成部やパルスパターン生成部を含むと考えてよい。要するに、各制御部の範囲は周知技術に基づいて柔軟に解釈すればよい。 Subsequently, the configurations of the current control units 20u and 20x and the voltage amplitude phase control units 30u and 30x will be described in order. In FIG. 3, for convenience of illustration, the range of each control unit is shown in the range before the voltage command selection units 52u and 52x of each system, but a part of the modulators 55u and 55x is in each control unit. It may be interpreted as being included. For example, the current control units 20u and 20x may be considered to include a carrier wave generation unit and a PWM modulation unit in the modulator 55, and the voltage amplitude phase control units 30u and 30x may include a square wave generation unit and a pulse pattern in the modulator 55. It may be considered to include a generator. In short, the range of each control unit may be flexibly interpreted based on well-known techniques.

電流制御部２０ｕ、２０ｘについて、Ｕ系統及びＸ系統の構成は実質的に同一であるため、ここでの説明は「ｕ」、「ｘ」を省略し、両系統について共通に記載する。電流制御部２０は、電流指令演算部２１、電流偏差算出部２２ｄ、２２ｑ、電流制御器２３ｄ、２３ｑを含む。 Since the configurations of the U system and the X system are substantially the same for the current control units 20u and 20x, "u" and "x" are omitted in the description here, and both systems are described in common. The current control unit 20 includes a current command calculation unit 21, current deviation calculation units 22d and 22q, and current controllers 23d and 23q.

電流指令演算部２１は、トルク指令τ^*に基づいて、ｄ軸電流指令Ｉ^*ｄ及びｑ軸電流指令Ｉ^*ｑを演算する。電流偏差算出部２２ｄ、２２ｑは、ｄｑ軸電流指令Ｉ^*ｄ、Ｉ^*ｑと、三相−ｄｑ変換部２９からフィードバックされた実ｄｑ軸電流Ｉｄｒ、Ｉｑｒとの電流偏差を算出する。電流制御器２３ｄ、２３ｑは、電流偏差を０に近づけるように、ＰＩ制御によりｄｑ軸電圧指令Ｖ^*ｄ、Ｖ^*ｑを演算する。ｄｑ軸電圧指令Ｖ^*ｄ、Ｖ^*ｑは、各系統の電圧指令選択部５２ｕ、５２ｘに出力される。 The current command calculation unit 21 calculates the d-axis current command I ^* d and the q-axis current command I ^* q ^{based on the torque command τ *.} The current deviation calculation units 22d and 22q calculate the current deviations between the dq-axis current commands I ^* d and I ^* q and the actual dq-axis currents Idr and Iqr fed back from the three-phase-dq conversion unit 29. The current controllers 23d and 23q calculate the ^{dq-axis voltage commands V *} d and V ^* q by PI control so that the current deviation approaches 0. The dq-axis voltage commands V ^* d and V ^* q are output to the voltage command selection units 52u and 52x of each system.

電圧振幅位相制御部３０は、Ｕ系統の制御部３０ｕとＸ系統の制御部３０ｘとが混在して図示されており、大きく、電圧位相の制御部と、電圧振幅の制御部とに分かれる。電圧位相の制御部には、合成電流算出器３１ｄ、３１ｑ、トルク推定部３２、トルク偏差算出部３４、位相制御器３６、電圧位相基準値演算部３７、位相加算器３８が含まれる。 The voltage amplitude phase control unit 30 is shown as a mixture of the U system control unit 30u and the X system control unit 30x, and is broadly divided into a voltage phase control unit and a voltage amplitude control unit. The voltage phase control unit includes a combined current calculator 31d, 31q, a torque estimation unit 32, a torque deviation calculation unit 34, a phase controller 36, a voltage phase reference value calculation unit 37, and a phase adder 38.

先に、電圧位相基準値演算部３７は、両系統のモード信号Ｍｏｄｅ＿ｕ、Ｍｏｄｅ＿ｘの入力により、制御モードが電流フィードバック制御からトルクフィードバック制御に切り替わったタイミングを認識する。そして、電圧位相基準値演算部３７は、各系統のｄｑ軸電圧指令Ｖ^*ｄｕ、Ｖ^*ｑｕ、Ｖ^*ｄｘ、Ｖ^*ｑｘに基づき、トルクフィードバック制御への切替タイミングにおける電圧位相を基準値Ｖ^*ψｕ０、Ｖ^*ψｘ０として設定する。電圧位相基準値Ｖ^*ψｕ０、Ｖ^*ψｘ０は、電流フィードバック制御からトルクフィードバック制御への切替毎に更新される。 First, the voltage phase reference value calculation unit 37 recognizes the timing at which the control mode is switched from the current feedback control to the torque feedback control by the input of the mode signals Mode_u and Mode_x of both systems. Then, the voltage phase reference value calculation unit 37 sets the voltage phase at the switching timing to the torque feedback control as the reference value V based on ^{the dq axis voltage commands V *} du, V ^* qu, V ^* dx, V ^{* qx of each system.} Set as ^* ψu0, V ^{* ψx0.} The voltage phase reference values V ^* ψu0 and V ^* ψx0 are updated each time the current feedback control is switched to the torque feedback control.

合成電流算出器３１ｄ、３１ｑは、両系統の実ｄｑ軸電流Ｉｄｕｒ、Ｉｑｕｒ、Ｉｄｘｒ、Ｉｑｘｒを軸毎に加算し合成電流を算出する。トルク推定部３２は、合成電流、逆起電圧定数φ、ｄｑ軸自己インダクタンスＬｄ、Ｌｑ、モータ８０の極対数ｐに基づき、式（２）を用いて実トルクτｒの推定値を算出し、トルク指令τ^*にフィードバックする。なお、式（２）の算出に代えてマップが用いられてもよい。また、トルクセンサが設けられる構成では、トルク推定部３２を設けず、トルクセンサにより検出されたセンサ値が実トルクτｒとしてフィードバックされてもよい。
τｒ＝ｐ×｛Ｉｑ×φ＋（Ｌｄ−Ｌｑ）×Ｉｄ×Ｉｑ｝ ・・・（２） The combined current calculators 31d and 31q calculate the combined current by adding the actual dq axis currents Idur, Iqur, Idxr, and Iqxr of both systems for each axis. The torque estimation unit 32 calculates an estimated value of the actual torque τr using the equation (2) based on the combined current, the counter electromotive voltage constant φ, the dq-axis self-inductance Ld, Lq, and the pole logarithm p of the motor 80, and torque. Feed back to ^{command τ *.} A map may be used instead of the calculation of the equation (2). Further, in the configuration in which the torque sensor is provided, the torque estimation unit 32 may not be provided, and the sensor value detected by the torque sensor may be fed back as the actual torque τr.
τr = p × {Iq × φ + (Ld−Lq) × Id × Iq} ・ ・ ・ (2)

トルク偏差算出部３４は、トルク指令τ^*と実トルクτｒとのトルク偏差を算出する。位相制御器３６は、トルク偏差を０に近づけるように、ＰＩ演算により位相基準値Ｖ^*ψｕ０、Ｖ^*ψｘ０からの位相変化量Δψｕ、Δψｘを演算する。位相加算器３８は、各系統の位相基準値Ｖ^*ψｕ０、Ｖ^*ψｘ０に位相変化量Δψｕ、Δψｘを加算し、加算後の電圧位相Ｖ^*ψｕ、Ｖ^*ψｘを各系統の電圧指令選択部５２ｕ、５２ｘに出力する。 The torque deviation calculation unit 34 calculates the torque deviation between the torque command τ ^* and the actual torque τr. The phase controller 36 calculates the phase change amounts Δψu and Δψx from the phase ^{reference values V *} ψu0 and V ^* ψx0 by PI calculation so that the torque deviation approaches 0. The phase adder 38 adds the ^{phase change amounts Δψu and Δψx to the phase reference values V *} ψu0 and V ^* ψx0 of each system, and sets the added voltage phases V ^* ψu and V ^* ψx as the voltage command selection unit of each system. Output to 52u and 52x.

電圧振幅の制御部には、電圧振幅基準値演算部４７、振幅補正量演算部４６、振幅加算器４８等が含まれる。電圧振幅基準値演算部４７は、トルク指令τ^*、電気角速度ω、各系統の電流Ｉｕ、Ｉｘ、電圧Ｖｕ、Ｖｘに基づいて電圧振幅を演算する。また、電圧振幅基準値演算部４７は、電圧位相基準値演算部３７と同様に両系統のモード信号Ｍｏｄｅ＿ｕ、Ｍｏｄｅ＿ｘが入力され、トルクフィードバック制御への切替タイミングにおける電圧振幅基準値Ｖ^*ａｍｐｕ０、Ｖ^*ａｍｐｘ０を設定する。 The voltage amplitude control unit includes a voltage amplitude reference value calculation unit 47, an amplitude correction amount calculation unit 46, an amplitude adder 48, and the like. The voltage amplitude reference value calculation unit 47 calculates the voltage amplitude based on the torque command τ ^* , the electric angular velocity ω, and the currents Iu, Ix, voltage Vu, and Vx of each system. Further, the voltage amplitude reference value calculation unit 47 receives the mode signals Mode_u and Mode_x of both systems as in the voltage phase reference value calculation unit 37, and the voltage amplitude reference values V ^* amplitude 0, V at the switching timing to the torque feedback control. ^* Set amplitude0.

振幅補正量演算部４６は、トルクフィードバック制御により決定される振幅補正量ΔＶｕ、ΔＶｘを演算する。例えばＰＩ制御では、Ｕ系統の振幅補正量ΔＶｕは積分項ΔＶｕ＿ｉと比例項ΔＶｕ＿ｐとの和として算出される。なお、Ｕ系統及びＸ系統の振幅補正量ΔＶｕ、ΔＶｘは同じ値に設定されてもよい。振幅加算器４８は、各系統の電圧振幅基準値Ｖ^*ａｍｐｕ０、Ｖ^*ａｍｐｘ０に振幅補正量ΔＶｕ、ΔＶｘを加算し、加算後の電圧振幅Ｖ^*ａｍｐｕ、Ｖ^*ａｍｐｘを各系統の電圧指令選択部５２ｕ、５２ｘに出力する。 The amplitude correction amount calculation unit 46 calculates the amplitude correction amounts ΔVu and ΔVx determined by the torque feedback control. For example, in PI control, the amplitude correction amount ΔVu of the U system is calculated as the sum of the integral term ΔVu_i and the proportional term ΔVu_p. The amplitude correction amounts ΔVu and ΔVx of the U system and the X system may be set to the same value. Amplitude adder 48, the voltage of each system amplitude reference value V ^* ampu0, V ^* ampx0 the amplitude correction amount DerutaVu, adds .DELTA.Vx, voltage command selection for each system the voltage amplitude V ^* ampu, V ^* ampx after addition Output to units 52u and 52x.

ところで、特許文献１（特許第６０１５７１２号公報）の従来技術では、一系統の巻線組を有するモータの制御装置において、位相制御と振幅制御との非干渉化のために非干渉化座標軸（λ軸）の概念を導入し、非干渉化座標軸方向の成分である非干渉電流に基づいて電圧振幅補正量を設定する。ここで、一系統のモータ制御装置において、電圧位相ψが微小量Δψだけ変化した条件における電圧方程式は、式（３）で表される。 By the way, in the prior art of Patent Document 1 (Japanese Patent No. 6015712), in the control device of the motor having one winding set, the non-interfering coordinate axes (λ) are used to de-interfere between the phase control and the amplitude control. The concept of (axis) is introduced, and the voltage amplitude correction amount is set based on the non-interfering current, which is a component in the non-interfering coordinate axis direction. Here, in one system of motor control devices, the voltage equation under the condition that the voltage phase ψ changes by a minute amount Δψ is expressed by the equation (3).

特許文献１の従来技術では、この電圧方程式を元に、電圧位相ψが微小量Δψ変化したときの電流変化を算出し、電流変化方向と直交する軸を非干渉化座標軸と定義している。これに対し、独立した複数系統の巻線組を有するモータの通電を制御する場合、巻線組間の相互インダクタンスによる干渉を考慮する必要がある。二系統の相互インダクタンスを考慮すると、電圧位相ψｕ、ψｘが微小量Δψだけ変化した条件における電圧方程式は、式（４）で表される。そして、式（４）を電流変化ΔＩｄｕ、ΔＩｑｕ、ΔＩｄｘ、ΔＩｑｘについて解くと、式（５）が得られる。ここで、Ｕ系統及びＸ系統の巻線組間の相互インダクタンスをＭｄｕｘ、Ｍｑｕｘと表す。 In the prior art of Patent Document 1, the current change when the voltage phase ψ changes by a minute amount Δψ is calculated based on this voltage equation, and the axis orthogonal to the current change direction is defined as the non-interfering coordinate axis. On the other hand, when controlling the energization of a motor having a plurality of independent winding sets, it is necessary to consider interference due to mutual inductance between the winding sets. Considering the mutual inductance of the two systems, the voltage equation under the condition that the voltage phases ψu and ψx are changed by a small amount Δψ is expressed by Eq. (4). Then, when the equation (4) is solved for the current changes ΔIdu, ΔIcu, ΔIdx, and ΔIqx, the equation (5) is obtained. Here, the mutual inductance between the winding sets of the U system and the X system is represented by Mdux and Mqux.

式（５）から電圧位相ψが変化したときの各系統電流への影響が求められる。電圧位相ψの変化により影響を受ける電流方向と直交する方向の電流成分が、電圧位相の影響を与えない非干渉化電流となる。そこで本実施形態では、この非干渉化電流を電圧振幅制御の入力として用い、複数系統のモータ制御装置における位相制御と振幅制御との非干渉化を実施することを目的とする。続いて、この目的を達成するための電圧位相振幅制御部３０の具体的な構成について、実施形態毎に説明する。各実施形態の電圧位相振幅制御部の符号として、「３０」に続く３桁目に実施形態の番号を付す。 From the equation (5), the influence on each system current when the voltage phase ψ changes can be obtained. The current component in the direction orthogonal to the current direction affected by the change in the voltage phase ψ becomes the non-interfering current that is not affected by the voltage phase. Therefore, in the present embodiment, it is an object of using this non-interfering current as an input for voltage amplitude control to carry out non-interference between phase control and amplitude control in a plurality of motor control devices. Subsequently, a specific configuration of the voltage phase amplitude control unit 30 for achieving this object will be described for each embodiment. As the code of the voltage phase amplitude control unit of each embodiment, the number of the embodiment is assigned to the third digit following "30".

（第１実施形態）
第１実施形態について、図４、図５を参照して説明する。第１実施形態では、合成電圧ベクトルを変化させるために、各系統の電圧ベクトルを同じ位相だけ変化させる。この操作方式を「両系統操作方式」という。図４には、図３に示すモータ制御装置５００の全体構成のうち、トルクフィードバック制御での電圧位相制御及び電圧振幅制御に係る電圧位相振幅制御部３０１の構成を詳しく示す。図３と重複する部分については適宜説明を省略する。 (First Embodiment)
The first embodiment will be described with reference to FIGS. 4 and 5. In the first embodiment, in order to change the combined voltage vector, the voltage vector of each system is changed by the same phase. This operation method is called "both system operation method". FIG. 4 shows in detail the configuration of the voltage phase amplitude control unit 301 related to the voltage phase control and the voltage amplitude control in the torque feedback control in the overall configuration of the motor control device 500 shown in FIG. The description of the portion overlapping with FIG. 3 will be omitted as appropriate.

合成電流算出器３１は、図３で軸毎に３１ｄ、３１ｑとして記載した部分をまとめて示したものであり、両系統の実ｄｑ軸電流Ｉｄｕｒ、Ｉｑｕｒ、Ｉｄｘｒ、Ｉｑｘｒの合成電流を算出する。トルク推定部３２は、上述の通り、数式やマップにより実トルクτｒの推定値を算出する。ＬＰＦ４３は、トルク推定部３２が出力した実トルクτｒをフィルタ処理する。 The combined current calculator 31 collectively shows the portions described as 31d and 31q for each axis in FIG. 3, and calculates the combined currents of the actual dq-axis currents Idur, Iqur, Idxr, and Iqxr of both systems. As described above, the torque estimation unit 32 calculates an estimated value of the actual torque τr by a mathematical formula or a map. The LPF 43 filters the actual torque τr output by the torque estimation unit 32.

位相制御器３６は、トルク偏差算出部３４により算出されたトルク指令τ^*と実トルクτｒとの偏差をフィードバック制御し、位相変化量Δψを演算する。ここで、第１実施形態では、位相変化量Δψは、Ｕ系統及びＸ系統について共通である。すなわち、「Δψ＝Δψｕ＝Δψｘ」の関係にある。各系統の位相加算器３８ｕ、３８ｘは、各系統の位相基準値Ｖ^*ψｕ０、Ｖ^*ψｘ０に位相変化量Δψｕ、Δψｘを加算する。 ^{The phase controller 36 feedback-controls the deviation between the torque command τ *} calculated by the torque deviation calculation unit 34 and the actual torque τr, and calculates the phase change amount Δψ. Here, in the first embodiment, the phase change amount Δψ is common to the U system and the X system. That is, there is a relationship of "Δψ = Δψu = Δψx". The phase adders 38u and 38x of each system add the phase change amounts Δψu and Δψx to ^{the phase reference values V *} ψu0 and V ^{* ψx0 of each system.}

非干渉化座標軸設定部４１は、ｄｑ座標上で非干渉化座標軸を設定する。以下、特許文献１の用語に倣い、非干渉化座標軸を「λ軸」といい、非干渉化座標軸設定部４１をλ軸設定部４１という。λ軸は、少なくとも一つの系統の電圧ベクトルの位相変化に対する、モータ８０に流れる電流ベクトルの変化が非干渉化された座標軸である。本実施形態では、λ軸は、「現在の各系統の電圧位相ψが微小変化した場合に電流ベクトルが変化する方向と直交する方向の座標軸」として設定される。すなわち、電流ベクトルの変化方向をαとすると、λ軸の角度は、「λ＝α−（π／２）［ｒａｄ］」で表される。このようなλ軸の考え方は特許文献１に記載の通りであるため詳細は省略する。 The non-interfering coordinate axis setting unit 41 sets the non-interfering coordinate axis on the dq coordinate. Hereinafter, following the terminology of Patent Document 1, the non-interfering coordinate axis is referred to as "λ axis", and the non-interfering coordinate axis setting unit 41 is referred to as a λ axis setting unit 41. The λ axis is a coordinate axis in which the change of the current vector flowing through the motor 80 is made non-interfering with respect to the phase change of the voltage vector of at least one system. In the present embodiment, the λ axis is set as "a coordinate axis in a direction orthogonal to the direction in which the current vector changes when the voltage phase ψ of each current system changes slightly". That is, assuming that the changing direction of the current vector is α, the angle of the λ axis is represented by “λ = α− (π / 2) [rad]”. Since the concept of such a λ axis is as described in Patent Document 1, details will be omitted.

具体的にλ軸設定部４１は、少なくとも一つの系統の電圧ベクトル、各系統の巻線組の自己インダクタンスＬｄ、Ｌｑ及び、両系統の巻線組間の相互インダンクタンスＭｄ、Ｍｑ、及び、位相変化量演算部３５が演算した位相変化量Δψに基づいてλ軸を設定する。なお、式（３）の相互インダクタンスの記号Ｍｄｕｘ、Ｍｑｕｘに対し、以下ではＭｄ、Ｍｑと記す。第１実施形態では、電圧ベクトルの情報として、各系統の座標変換部３９ｕ、３９ｘで電圧振幅及び位相から座標変換されたｄｑ軸電圧指令Ｖ^*ｄｕ、Ｖ^*ｑｕ、Ｖ^*ｄｘ、Ｖ^*ｑｘが用いられる。そして、λ軸設定部４１は、Ｕ系統及びＸ系統の電圧ベクトルを合成した合成電圧ベクトルの位相変化に対してλ軸を設定する。 Specifically, the λ-axis setting unit 41 uses the voltage vector of at least one system, the self-inductance Ld and Lq of the winding set of each system, and the mutual inductance Md and Mq between the winding sets of both systems, and The λ axis is set based on the phase change amount Δψ calculated by the phase change amount calculation unit 35. In addition, the mutual inductance symbols Mdux and Mqux in the equation (3) will be referred to as Md and Mq below. ^{In the first embodiment, as the voltage vector information, the dq-axis voltage commands V *} du, V ^* qu, V ^* dx, V ^* qx are coordinate-converted from the voltage amplitude and phase by the coordinate conversion units 39u and 39x of each system. Is used. Then, the λ-axis setting unit 41 sets the λ-axis with respect to the phase change of the combined voltage vector obtained by synthesizing the voltage vectors of the U system and the X system.

また、一系統の構成を前提とした特許文献１の従来技術に対し、複数系統の構成である本実施形態では、特に相互インダクタンスＭｄ、Ｍｑの情報を用いる点が異なる。これにより、λ軸設定部４１は、巻線組間の磁気結合による相互作用を考慮してλ軸を設定することができる。より詳しくは、第１実施形態では、Ｕ系統及びＸ系統の合成電流ベクトルの変化は、式（６）で表される。また、電流ベクトルの変化方向αは式（７）で表され、方向αと直交するλ軸は式（８）で表される。なお、式（６）以降では、二系統の巻線組８０ｕ、８０ｘが電気角３０ｄｅｇの位相差を有する場合を想定して式展開する。 Further, the present embodiment, which has a configuration of a plurality of systems, is different from the prior art of Patent Document 1 on the premise of a configuration of one system, in that information on mutual inductances Md and Mq is used in particular. As a result, the λ-axis setting unit 41 can set the λ-axis in consideration of the interaction due to the magnetic coupling between the winding sets. More specifically, in the first embodiment, the change in the combined current vector of the U system and the X system is represented by the equation (6). The change direction α of the current vector is represented by the equation (7), and the λ axis orthogonal to the direction α is represented by the equation (8). In the equation (6) and subsequent equations, the equation is developed on the assumption that the two winding sets 80u and 80x have a phase difference of an electric angle of 30 deg.

λ軸上の電流は、電圧位相ψの変化に寄与しない非干渉化電流Ｉλとして扱うことができる。非干渉化電流算出部４２は、各系統の実ｄｑ軸電流Ｉｄｕｒ、Ｉｑｕｒ、Ｉｄｘｒ、Ｉｑｘｒの合成電流が入力され、この合成電流ベクトルのλ軸方向成分である非干渉化電流Ｉλを算出する。言い換えれば、非干渉化電流算出部４２において、ｄｑ座標上の合成電流が非干渉化電流Ｉλに座標変換される。ＬＰＦ４３は、非干渉化電流算出部４２が出力した非干渉化電流Ｉλをフィルタ処理する。 The current on the λ axis can be treated as a non-interfering current Iλ that does not contribute to the change in voltage phase ψ. The non-interfering current calculation unit 42 inputs the combined currents of the actual dq-axis currents Idur, Iqur, Idxr, and Iqxr of each system, and calculates the non-interfering current Iλ which is a component in the λ-axis direction of this combined current vector. In other words, in the non-interfering current calculation unit 42, the combined current on the dq coordinates is coordinate-converted to the non-interfering current Iλ. The LPF 43 filters the non-interfering current Iλ output by the non-interfering current calculation unit 42.

非干渉化電流偏差算出部４４は、トルク指令τ^*に応じて設定される非干渉電流指令値Ｉλ^*と、非干渉化電流算出部４２が算出した非干渉化電流Ｉλとの偏差を算出する。振幅補正量演算部４６は、その偏差を０にするように、非干渉化電流Ｉλを非干渉電流指令値Ｉλ^*に対してフィードバック制御し、振幅補正量ΔＶを演算する。ここで、第１実施形態では、振幅補正量ΔＶは、Ｕ系統及びＸ系統について共通である。すなわち、「ΔＶ＝ΔＶｕ＝ΔＶｘ」の関係にある。各系統の振幅加算器４８ｕ、４８ｘは、各系統の電圧振幅基準値Ｖ^*ａｍｐｕ０、Ｖ^*ａｍｐｘ０に振幅補正量ΔＶｕ、ΔＶｘを加算する。 The non-interfering current deviation calculation unit 44 calculates the deviation between the non-interfering current command value Iλ ^{* set in response to the torque command τ *} and the non-interfering current Iλ calculated by the non-interfering current calculation unit 42. .. The amplitude correction amount calculation unit 46 calculates the amplitude correction amount ΔV by feedback-controlling the non-interfering current Iλ with respect to the non-interfering current command value Iλ ^{* so that the deviation is set to 0.} Here, in the first embodiment, the amplitude correction amount ΔV is common to the U system and the X system. That is, there is a relationship of "ΔV = ΔVu = ΔVx". The amplitude adders 48u and 48x of each system add the amplitude correction amounts ΔVu and ΔVx to ^{the voltage amplitude reference values V *} ampu0 and V ^{* ampx0 of each system.}

図５に示すように、Ｕ系統の電圧ベクトルは、細い一点鎖線で示す基準電圧ベクトルＶ^*ｕ０から位相変化量Δψだけ回転し、太い一点鎖線で示す電圧ベクトルＶ^*ｕに至る。同様に、Ｘ系統の電圧ベクトルは、細い二点鎖線で示す基準電圧ベクトルＶ^*ｘ０から位相変化量Δψだけ回転し、太い二点鎖線で示す電圧ベクトルＶ^*ｘに至る。したがって、合成電圧ベクトルは、細い実線で示す基準合成電圧ベクトルＶ^*ｕｘ０から、各系統の位相変化量に等しい位相変化量Δψだけ回転し、太い実線で示す合成電圧ベクトルＶ^*ｕｘに至る。 As shown in FIG. 5, the voltage vector of the U system ^{rotates from the reference voltage vector V *} u0 indicated by the thin alternate long and short dash line by the amount of phase change Δψ to reach the ^{voltage vector V * u indicated by the thick alternate long and short dash line.} Similarly, the voltage vector of the X system ^{rotates from the reference voltage vector V *} x0 indicated by the thin alternate long and short dash line by the amount of phase change Δψ to reach the ^{voltage vector V * x indicated by the thick alternate long and short dash line. Therefore, the combined voltage vector is rotated from the reference combined voltage vector V *} ux0 shown by the thin solid line by the phase change amount Δψ equal to the phase change amount of each system, and reaches the ^{combined voltage vector V * ux shown by the thick solid line.}

このように、第１実施形態の両系統操作方式では、各系統の電圧ベクトルをバランス良く同じ位相だけ変化させて合成電圧ベクトルの位相を変化させるため、系統電圧間の偏角を小さくでき力率を向上させることができる。また、合成電圧ベクトルの振幅は、非干渉化電流Ｉλのフィードバック制御に基づいて演算される振幅補正量ΔＶによって補正されるため、複数系統のモータ制御装置において、位相制御と振幅制御との干渉を抑制することができる。 As described above, in the two-system operation method of the first embodiment, since the voltage vector of each system is changed by the same phase in a well-balanced manner to change the phase of the combined voltage vector, the declination between the system voltages can be reduced and the power factor can be reduced. Can be improved. Further, since the amplitude of the combined voltage vector is corrected by the amplitude correction amount ΔV calculated based on the feedback control of the non-interfering current Iλ, interference between the phase control and the amplitude control is caused in a plurality of motor control devices. It can be suppressed.

（第２実施形態）
第２実施形態について、図６、図７を参照して説明する。第２実施形態では、合成電圧ベクトルを変化させるために、一方の系統の電圧位相は操作せず、他方の系統の電圧位相のみを操作する。この操作方式を「片系統操作方式」という。また、電圧位相を操作する系統を「操作系統」、電圧位相を操作しない系統を「非操作系統」とする。図６、図７の例では、Ｕ系統を操作系統とし、Ｘ系統を非操作系統として説明する。 (Second Embodiment)
The second embodiment will be described with reference to FIGS. 6 and 7. In the second embodiment, in order to change the combined voltage vector, the voltage phase of one system is not manipulated, only the voltage phase of the other system is manipulated. This operation method is called "single system operation method". Further, a system that operates the voltage phase is referred to as an "operating system", and a system that does not operate the voltage phase is referred to as a "non-operating system". In the examples of FIGS. 6 and 7, the U system will be described as an operating system, and the X system will be described as a non-operating system.

図６に示すように、第２実施形態の電圧位相振幅制御部３０２では、Ｕ系統のみのｄｑ軸電圧指令Ｖ^*ｄｕ、Ｖ^*ｑｕがλ軸設定部４１に入力される。位相変化量演算部３６が演算した位相変化量Δψｕ、及び振幅補正量演算部４６が演算した振幅補正量ΔＶｕは、それぞれ、Ｕ系統の電圧位相基準値Ｖ^*ψｕ０及び電圧振幅基準値Ｖ^*ａｍｐｕ０のみに加算される。Ｘ系統では、電圧位相基準値Ｖ^*ψｘ０及び電圧振幅基準値Ｖ^*ａｍｐｘ０がそのまま変調器５５ｘに入力される。 As shown in FIG. 6, in the voltage phase amplitude control unit 302 of the second embodiment, the dq axis voltage commands V ^* du and V ^* qu of only the U system are input to the λ axis setting unit 41. The phase change amount Δψu calculated by the phase change amount calculation unit 36 and the amplitude correction amount ΔVu calculated by the amplitude correction amount calculation unit 46 are the voltage phase reference value V ^* ψu0 and the voltage amplitude reference value V ^* ampu0 of the U system, respectively. Is added only to. In the X system, the voltage phase reference value V ^* ψx0 and the voltage amplitude reference value V ^* ampx0 are directly input to the modulator 55x.

位相変化量演算部３６は、各系統の電圧位相を独立に制御可能であり、非操作系統であるＸ系統の電圧位相を固定しつつ、操作系統であるＵ系統の電圧位相のみを変化させるように操作する。λ軸設定部４１は、Ｕ系統の電圧ベクトルの位相変化に対してλ軸を設定する。 The phase change amount calculation unit 36 can independently control the voltage phase of each system, and changes only the voltage phase of the U system which is the operating system while fixing the voltage phase of the X system which is the non-operating system. To operate. The λ-axis setting unit 41 sets the λ-axis with respect to the phase change of the voltage vector of the U system.

図７に示すように、Ｕ系統の電圧ベクトルは、図５と同様に、細い一点鎖線で示す基準電圧ベクトルＶ^*ｕ０から位相変化量Δψｕだけ回転し、太い一点鎖線で示す電圧ベクトルＶ^*ｕに至る。一方、Ｘ系統の電圧ベクトルは固定される。すなわち、二点鎖線で示す基準電圧ベクトルＶ^*ｘ０と電圧ベクトルＶ^*ｘとは同一のベクトルとなる。その結果、合成電圧ベクトルＶ^*ｕｘの位相変化量Δψｕｘは、Ｕ系統の位相変化量Δψｕよりも小さな値となる。 As shown in FIG. 7, the voltage vector of the U system is ^{rotated by the phase change amount Δψu from the reference voltage vector V * u0 shown by the thin alternate long and short dash line, and the voltage vector V *} u shown by the thick alternate long and short dash line is rotated. To. On the other hand, the voltage vector of the X system is fixed. ^{That is, the reference voltage vector V *} x0 and the voltage vector V ^* x indicated by the alternate long and short dash line are the same vector. As a result, the phase change amount Δψux of the combined voltage vector V ^* ux becomes a value smaller than the phase change amount Δψu of the U system.

Ｘ系統の電圧位相を固定した片系統操作方式での電流ベクトル変化の式を式（９）に示す。また、Ｕ系統及びＸ系統のλ軸の式を式（１０．１）、（１０．２）に示す。Ｘ系統の電圧位相を固定することで、式（９）において四角枠で囲ったＶｄ、Ｖｑ項が０として扱われる。 Equation (9) shows the equation of the current vector change in the one-system operation method in which the voltage phase of the X system is fixed. The λ-axis equations of the U system and the X system are shown in equations (10.1) and (10.2). By fixing the voltage phase of the X system, the Vd and Vq terms surrounded by the square frame in the equation (9) are treated as 0.

式（９）では、Ｘ系統のＶｄ、Ｖｑ項が無いため、座標変換式を予めマップ化しておくことが容易となる。このように、片系統操作方式の第２実施形態では、演算負荷を低減しつつ、高精度な非干渉化軸の算出が可能となる。 In the formula (9), since there are no Vd and Vq terms of the X system, it becomes easy to map the coordinate conversion formula in advance. As described above, in the second embodiment of the one-system operation method, it is possible to calculate the non-interfering axis with high accuracy while reducing the calculation load.

（第３実施形態）
第３実施形態について、図８、図９を参照して説明する。モータの出力トルクは各系統の合成電流により決定されるため、トルクフィードバックする際に制御したいのは合成電圧の位相である。ところが、Ｘ系統の電圧位相を固定してＵ系統の電圧位相のみを操作する片系統操作方式では、操作系統の電圧位相変化量Δψｕと合成電圧の位相変化量Δψｕｘとの線形性が保たれず、ＰＩ制御のゲイン設定が動作点により変化する。そこで第３実施形態では、片系統操作方式において制御応答を正規化するために、入力を線形化することで安定化を図る。 (Third Embodiment)
The third embodiment will be described with reference to FIGS. 8 and 9. Since the output torque of the motor is determined by the combined current of each system, it is the phase of the combined voltage that is desired to be controlled when torque feedback is performed. However, in the one-system operation method in which the voltage phase of the X system is fixed and only the voltage phase of the U system is operated, the linearity between the voltage phase change amount Δψu of the operation system and the phase change amount Δψux of the combined voltage cannot be maintained. , The gain setting of PI control changes depending on the operating point. Therefore, in the third embodiment, in order to normalize the control response in the one-system operation method, the input is linearized for stabilization.

図８に示す第３実施形態の電圧位相振幅制御部３０３は、第２実施形態（図６）の電圧位相振幅制御部３０２に対し、トルク偏差算出部３４と位相変化量演算部３６との間に補正ゲイン乗算器３５を備える。補正ゲイン乗算器３５は、「操作系統であるＵ系統の電圧位相変化量に対する合成電圧の位相変化量の比（Δψｕｘ／Δψｕ）」を補正ゲインとしてトルク偏差（τ^*−τｒ）に乗算する。位相変化量演算部３６は、補正ゲインが乗算されたトルク偏差を入力としてＵ系統の補正後位相変化量Δψｕ＿ｃｏｍｐを演算する。 The voltage phase amplitude control unit 303 of the third embodiment shown in FIG. 8 is between the torque deviation calculation unit 34 and the phase change amount calculation unit 36 with respect to the voltage phase amplitude control unit 302 of the second embodiment (FIG. 6). Is provided with a correction gain multiplier 35. ^{The correction gain multiplier 35 multiplies the torque deviation (τ *} −τr) by using “the ratio of the phase change amount of the combined voltage to the voltage phase change amount of the U system which is the operation system (Δψux / Δψu)” as the correction gain. The phase change amount calculation unit 36 calculates the corrected phase change amount Δψu_comp of the U system by inputting the torque deviation multiplied by the correction gain.

図９に示すように、Ｕ系統の電圧ベクトルは、細い一点鎖線で示す基準電圧ベクトルＶ^*ｕ０から、元々の位相変化量Δψｕに補正ゲインが乗算された位相変化量Δψｕ＿ｃｏｍｐだけ回転する。そのため、太い一点鎖線で示す電圧ベクトルを超えて、さらに太い破線で示す電圧ベクトルＶ^*ｕに至る。その結果、合成電圧ベクトルＶ^*ｕｘの位相変化量Δψｕｘは、Ｕ系統の位相変化量Δψｕに対し増幅され、両系統操作方式の第１実施形態（図５）における位相変化量と同等となる。したがって、片系統操作方式での電圧位相制御を安定化させることができる。 As shown in FIG. 9, the voltage vector of the U system ^{rotates from the reference voltage vector V *} u0 indicated by the thin alternate long and short dash line by the phase change amount Δψu_comp obtained by multiplying the original phase change amount Δψu by the correction gain. Therefore, the voltage vector indicated by the thick alternate long and short dash line is exceeded, and the voltage vector V ^* u indicated by the thick dashed line is reached. As a result, the phase change amount Δψux of the combined voltage vector V ^* ux is amplified with respect to the phase change amount Δψu of the U system, and becomes equivalent to the phase change amount in the first embodiment (FIG. 5) of both system operation methods. Therefore, the voltage phase control in the one-system operation method can be stabilized.

（第４実施形態）
第１実施形態の両系統操作方式は、演算負荷が高いが、系統電圧間の偏角を小さくでき力率を向上させることができる。一方、第２実施形態の片系統操作方式は、演算負荷は小さいが、系統電圧間の偏角が増大し力率が低下する。そこで、第４実施形態では、二つの操作方式を適切に組み合わせることで、高速領域での損失低減を図り、電流フィードバック制御とトルクフィードバック制御との切替安定性を両立させる。 (Fourth Embodiment)
Although both system operation methods of the first embodiment have a high calculation load, the deviation angle between system voltages can be reduced and the power factor can be improved. On the other hand, in the one-system operation method of the second embodiment, the calculation load is small, but the declination between the system voltages increases and the power factor decreases. Therefore, in the fourth embodiment, by appropriately combining the two operation methods, the loss in the high-speed region is reduced, and the switching stability between the current feedback control and the torque feedback control is compatible.

好適な操作方式の選択として、高速領域では、効率の良い両系統操作方式により電圧位相を制御する方が良い。また、フィードバック制御の切替付近では、非干渉電流の演算を高精度に算出可能な片系統操作方式により制御する方が良い。操作方式の切替は、例えば変調率、又は、モータ８０に流れる合成電流もしくは系統毎の電流により判定することができる。 As a selection of a suitable operation method, in the high-speed region, it is better to control the voltage phase by an efficient two-system operation method. Further, in the vicinity of switching of feedback control, it is better to control the calculation of the non-interfering current by a one-system operation method capable of calculating with high accuracy. The switching of the operation method can be determined by, for example, the modulation factor, the combined current flowing through the motor 80, or the current for each system.

操作方式の切替にヒステリシスによる不感帯を設ける例を図１０に示す。ここでは、変調率をパラメータとする場合を例として説明する。電流フィードバック制御での動作中に変調率が増加し上昇側切替閾値Ｔｈ１＿ｕｐを上回ると、電流フィードバック制御からトルクフィードバック制御の片系統操作方式に切り替えられる。さらに、変調率が上昇側切替閾値Ｔｈ２＿ｕｐを上回ると、片系統操作方式から両系統操作方式に切り替えられる。 FIG. 10 shows an example in which a dead zone due to hysteresis is provided for switching the operation method. Here, a case where the modulation factor is used as a parameter will be described as an example. When the modulation factor increases during the operation in the current feedback control and exceeds the rising side switching threshold Th1_up, the current feedback control is switched to the torque feedback control single system operation method. Further, when the modulation factor exceeds the rising side switching threshold Th2_up, the single system operation method is switched to the double system operation method.

一方、トルクフィードバック制御の両系統操作方式での動作中に変調率が減少し下降側切替閾値Ｔｈ２＿ｄｎを下回ると、両系統操作方式から片系統操作方式に切り替えられ、さらに、変調率が下降側切替閾値Ｔｈ１＿ｄｎを下回ると、電流フィードバック制御に切り替えられる。ここで、上昇側切替閾値Ｔｈ１＿ｕｐは下降側切替閾値Ｔｈ１＿ｄｎより大きく設定されており、上昇側切替閾値Ｔｈ２＿ｕｐは下降側切替閾値Ｔｈ２＿ｄｎより大きく設定されいる。したがって、操作方式切替のヒステリシスが構成されている。 On the other hand, when the modulation rate decreases during the operation of the torque feedback control in both system operation methods and falls below the descending side switching threshold Th2_dn, the dual system operation method is switched to the single system operation method, and the modulation rate is further switched to the descending side. When the threshold value is below Th1_dn, the control is switched to the current feedback control. Here, the ascending-side switching threshold Th1_up is set to be larger than the descending-side switching threshold Th1_dn, and the ascending-side switching threshold Th2_up is set to be larger than the descending-side switching threshold Th2_dn. Therefore, a hysteresis for switching the operation method is configured.

これにより、変調率が切替閾値付近で変動して操作方式が頻繁に切り替わることによるチャタリングが防止される。その他、再切替期間期間を設定し、操作方式を一度切り替えた後、再切替期間期間が経過するまで再度の切替を禁止する構成としてもよい。この構成でも、チャタリングを防止することができる。 As a result, chattering due to the modulation rate fluctuating near the switching threshold value and the operation method being frequently switched is prevented. In addition, the re-switching period period may be set, the operation method may be switched once, and then the re-switching may be prohibited until the re-switching period period elapses. Even with this configuration, chattering can be prevented.

（その他の実施形態）
（ａ）本発明は、上記実施形態で例示した二系統の構成に限らず、三系統以上のモータ制御装置に適用されてもよい。その場合、二系統での説明における「両系統」を「全ての系統」に、「一系統」を「少なくとも一つの系統」に読み替えて解釈すればよい。また、操作方式については、「両系統操作方式」を「全系統操作方式」に、「片系統操作方式」を「一部系統操作方式」に読み替えて解釈すればよい。一部系統操作方式では、複数系統のうち一つ以上の系統が操作系統として選択され、操作系統以外の一つ以上の系統が非操作系統となる。基本的には、Ｎ系統のうち一系統のみの操作で上記の式（９）と同様の簡略化が可能である。 (Other embodiments)
(A) The present invention is not limited to the two-system configuration illustrated in the above embodiment, and may be applied to three or more system motor control devices. In that case, "both systems" in the explanation of the two systems may be read as "all systems" and "one system" may be read as "at least one system". Further, the operation method may be interpreted by reading "both system operation method" as "all system operation method" and "single system operation method" as "partial system operation method". In the partial system operation method, one or more systems out of a plurality of systems are selected as operating systems, and one or more systems other than the operating system are non-operating systems. Basically, the same simplification as in the above equation (9) can be achieved by operating only one of the N systems.

（ｂ）非干渉化座標軸（λ軸）は、各系統の電圧位相が微小変化した場合に電流ベクトルが変化する方向と厳密に「直交」する方向に限らず、特許文献１の段落［０１５１］の知見に基づき、直交方向からややずれた方向に設定されてもよい。その他、非干渉化座標軸（λ軸）の設定に関する特許文献１の知見は、基本的に本発明にも適用可能である。 (B) The non-interfering coordinate axis (λ axis) is not limited to the direction in which the current vector changes when the voltage phase of each system changes slightly, and is not limited to the direction in which the current vector changes exactly “orthogonally”. It may be set in a direction slightly deviated from the orthogonal direction based on the above findings. In addition, the findings of Patent Document 1 regarding the setting of the non-interfering coordinate axis (λ axis) are basically applicable to the present invention.

（ｃ）本発明のモータ制御装置は、ハイブリッド自動車や電気自動車の主機モータに限らず、トルクフィードバックにより電圧位相及び電圧振幅を制御するあらゆるモータに適用可能である。また、モータの相の数は、三相に限らず何相でもよい。 (C) The motor control device of the present invention is applicable not only to the main motor of a hybrid vehicle or an electric vehicle, but also to any motor that controls the voltage phase and voltage amplitude by torque feedback. Further, the number of phases of the motor is not limited to three, and may be any number of phases.

以上、本発明は、上記実施形態になんら限定されるものではなく、その趣旨を逸脱しない範囲において種々の形態で実施可能である。 As described above, the present invention is not limited to the above-described embodiment, and can be implemented in various embodiments without departing from the spirit of the present invention.

３６ ・・・位相変化量演算部、
４１ ・・・λ軸設定部（非干渉化座標軸設定部）、
４２ ・・・非干渉化電流算出部、
４６ ・・・振幅補正量演算部、
５００・・・モータ制御装置、
６０ｕ、６０ｘ・・・インバータ、
８０ ・・・モータ。 36 ・ ・ ・ Phase change amount calculation unit,
41 ... λ-axis setting unit (non-interfering coordinate axis setting unit),
42 ・ ・ ・ Non-interfering current calculation unit,
46 ... Amplitude correction amount calculation unit,
500 ... Motor control device,
60u, 60x ... Inverter,
80 ... Motor.

Claims (8)

複数の巻線組を有するモータ（８０）に、各巻線組に対応して設けられる複数のインバータ（６０ｕ、６０ｘ）から電力を供給させ前記モータの通電を制御するモータ制御装置であって、
対応する前記巻線組及び前記インバータを含む一群の構成の単位を系統と定義すると、
各系統の前記インバータへの出力電圧指令であるｄｑ軸上の電圧ベクトル（Ｖ^*ｄｕ、Ｖ^*ｑｕ、Ｖ^*ｄｘ、Ｖ^*ｑｘ）の電圧位相（Ｖ^*ψｕ、Ｖ^*ψｘ）及び電圧振幅（Ｖ^*ａｍｐｕ、Ｖ^*ａｍｐｘ）について、各系統の電圧位相基準値（Ｖ^*ψｕ０、Ｖ^*ψｘ０）に対する電圧ベクトルの位相変化量（Δψ）、及び、各系統の電圧振幅基準値（Ｖ^*ａｍｐｕ０、Ｖ^*ａｍｐｘ０）に対する電圧ベクトルの振幅補正量（ΔＶ）を演算し、前記電圧位相基準値に前記位相変化量を加算した電圧位相、及び、前記電圧振幅基準値に前記振幅補正量を加算した電圧振幅に基づき、前記インバータを駆動するものであり、
推定又は検出された前記モータの実トルク（τｒ）をトルク指令（τ^*）に対してフィードバック制御し、前記位相変化量を演算する位相変化量演算部（３６）と、
ｄｑ座標上で、少なくとも一つの系統の電圧ベクトルの位相変化に対する前記モータに流れる電流ベクトルの変化が非干渉化された座標軸を非干渉化座標軸（λ軸）として設定する非干渉化座標軸設定部（４１）と、
前記電流ベクトルの前記非干渉化座標軸方向成分である非干渉化電流（Ｉλ）を算出する非干渉化電流算出部（４２）と、
前記非干渉化電流算出部によって算出された非干渉化電流を、前記トルク指令に応じて設定される非干渉化電流指令値（Ｉλ^*）に対してフィードバック制御し、前記振幅補正量を演算する振幅補正量演算部（４６）と、
を備えるモータ制御装置。 A motor control device that controls energization of a motor (80) having a plurality of winding sets by supplying electric power from a plurality of inverters (60u, 60x) provided corresponding to each winding set.
A system is defined as a unit of a group of configurations including the corresponding winding set and the inverter.
Voltage phase (V ^* ψu, V ^* ψx) and voltage amplitude ^{of the voltage vector (V *} du, V ^* qu, V ^* dx, V ^* qx) on the dq axis, which is the output voltage command to the inverter of each system. For (V ^* ampu, V ^* ampx), the amount of phase change (Δψ) of the voltage vector with respect to the voltage phase reference value (V ^* ψu0, V ^{* ψx0) of each system, and the voltage amplitude reference value (V * ψ) of each system.} Calculate the voltage vector amplitude correction amount (ΔV) for ampu0, V ^* ampx0), add the phase change amount to the voltage phase reference value, and add the amplitude correction amount to the voltage amplitude reference value. It drives the inverter based on the voltage amplitude.
The phase change amount calculation unit (36) that feedback-controls the estimated or detected actual torque (τr) of the motor with ^{respect to the torque command (τ *} ) and calculates the phase change amount, and the phase change amount calculation unit (36).
Non-interfering coordinate axis setting unit that sets the non-interfering coordinate axis as the non-interfering coordinate axis (λ axis) in which the change of the current vector flowing through the motor with respect to the phase change of the voltage vector of at least one system on the dq coordinate is de-interfered. 41) and
The non-interfering current calculation unit (42) for calculating the non-interfering current (Iλ), which is the non-interfering coordinate axis direction component of the current vector, and the non-interfering current calculation unit (42).
The non-interfering current calculated by the non-interfering current calculation unit is ^{feedback-controlled with respect to the non-interfering current command value (Iλ *} ) set in response to the torque command, and the amplitude correction amount is calculated. Amplitude correction amount calculation unit (46) and
A motor control device equipped with. 前記非干渉化座標軸設定部は、少なくとも一つの系統の電圧ベクトル、各系統の前記巻線組の自己インダクタンス、及び、複数系統の前記巻線組間の相互インダンクタンスに基づいて前記非干渉化座標軸を設定する請求項１に記載のモータ制御装置。 The non-interfering coordinate axis setting unit is based on the voltage vector of at least one system, the self-inductance of the winding set of each system, and the mutual inductance between the winding sets of a plurality of systems. The motor control device according to claim 1, wherein the coordinate axes are set. 前記非干渉化座標軸は、現在の各系統の電圧位相が微小変化した場合に前記電流ベクトルが変化する方向と直交する方向の座標軸である請求項１または２に記載のモータ制御装置。 The motor control device according to claim 1 or 2, wherein the non-interfering coordinate axes are coordinate axes in a direction orthogonal to the direction in which the current vector changes when the voltage phase of each of the current systems changes slightly. 前記位相変化量演算部は、各系統の電圧位相を独立に制御可能であり、全ての系統の電圧位相を等しく変化させるように操作し、且つ、
前記非干渉化座標軸設定部は、全ての系統の電圧ベクトルを合成した合成電圧ベクトルの位相変化に対して前記非干渉化座標軸を設定する請求項１〜３のいずれか一項に記載のモータ制御装置。 The phase change amount calculation unit can independently control the voltage phase of each system, operates so as to change the voltage phase of all systems equally, and
The motor control according to any one of claims 1 to 3, wherein the non-interfering coordinate axis setting unit sets the non-interfering coordinate axis with respect to a phase change of a combined voltage vector obtained by combining voltage vectors of all systems. Device. 前記位相変化量演算部は、各系統の電圧位相を独立に制御可能であり、複数系統のうち選択された一つ以上の系統を操作系統とし、前記操作系統以外の一つ以上の系統を非操作系統とすると、前記非操作系統の電圧位相を固定しつつ、前記操作系統の電圧位相のみを変化させるように操作し、且つ、
前記非干渉化座標軸設定部は、前記操作系統の電圧ベクトルの位相変化に対して前記非干渉化座標軸を設定する請求項１〜３のいずれか一項に記載のモータ制御装置。 The phase change amount calculation unit can independently control the voltage phase of each system, and one or more selected systems from a plurality of systems are used as operating systems, and one or more systems other than the operating system are not used. As an operating system, the operation system is operated so as to change only the voltage phase of the operating system while fixing the voltage phase of the non-operating system.
The motor control device according to any one of claims 1 to 3, wherein the non-interfering coordinate axis setting unit sets the non-interfering coordinate axis with respect to a phase change of a voltage vector of the operating system. 前記位相変化量演算部は、前記操作系統の電圧ベクトルの前記位相変化量に対する、全ての系統の電圧ベクトルを合成した合成電圧ベクトルの前記位相変化量の比を補正ゲインとして、前記操作系統の電圧ベクトルの前記位相変化量を演算する請求項５に記載のモータ制御装置。 The phase change amount calculation unit uses the ratio of the phase change amount of the combined voltage vector obtained by synthesizing the voltage vectors of all the systems to the phase change amount of the voltage vector of the operation system as a correction gain, and the voltage of the operation system. The motor control device according to claim 5, wherein the amount of phase change of the vector is calculated. 前記位相変化量演算部は、各系統の電圧位相を独立に制御可能であり、
前記位相変化量演算部が全ての系統の電圧位相を等しく変化させるように操作し、且つ、前記非干渉化座標軸設定部が全ての系統の電圧ベクトルを合成した合成電圧ベクトルの位相変化に対して前記非干渉化座標軸を設定する全系統操作方式と、
複数系統のうち選択された一つ以上の系統を操作系統とし、前記操作系統以外の一つ以上の系統を非操作系統とすると、前記位相変化量演算部が前記非操作系統の電圧位相を固定しつつ、前記操作系統の電圧位相のみを変化させるように操作し、且つ、前記非干渉化座標軸設定が前記操作系統の電圧ベクトルの位相変化に対して前記非干渉化座標軸を設定する一部系統操作方式と、
を、前記モータの動作状態を反映するパラメータに応じて切り替える請求項１〜３のいずれか一項に記載のモータ制御装置。 The phase change amount calculation unit can independently control the voltage phase of each system.
The phase change amount calculation unit operates so as to change the voltage phase of all systems equally, and the non-interfering coordinate axis setting unit responds to the phase change of the combined voltage vector obtained by synthesizing the voltage vectors of all systems. The all-system operation method for setting the non-interfering coordinate axes and
When one or more selected systems among a plurality of systems are set as operating systems and one or more systems other than the operating system are set as non-operating systems, the phase change amount calculation unit fixes the voltage phase of the non-operating system. While operating so as to change only the voltage phase of the operating system, and the non-interfering coordinate axis setting sets the non-interfering coordinate axis with respect to the phase change of the voltage vector of the operating system. Operation method and
The motor control device according to any one of claims 1 to 3, wherein the motor is switched according to a parameter that reflects the operating state of the motor. 前記モータの動作状態を反映するパラメータは、前記インバータに入力される直流電圧に対する出力電圧の比に基づく変調率、又は、前記巻線組に流れる電流である請求項７に記載のモータ制御装置。 The motor control device according to claim 7, wherein the parameter reflecting the operating state of the motor is a modulation factor based on the ratio of the output voltage to the DC voltage input to the inverter, or the current flowing through the winding set.

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