JP6953289B2 - Motor control device and image forming device - Google Patents

Description

本発明は、モータ制御装置、シート搬送装置及び画像形成装置における複数のモータの駆動の制御に関する。 The present invention relates to control of driving of a plurality of motors in a motor control device, a sheet transfer device, and an image forming device.

複写機・プリンタ等の電子写真方式の画像形成装置では、複写画像を記録するための記録材（例えば、用紙）を搬送する駆動源としてステッピングモータが用いられる。
ステッピングモータでは、モータに与えるパルス周期が制御されることで速度制御が行われる。また、ステッピングモータでは、モータに与えるパルス数が制御されることで位置制御も行われる。 In an electrophotographic image forming apparatus such as a copier or a printer, a stepping motor is used as a drive source for transporting a recording material (for example, paper) for recording a copied image.
In a stepping motor, speed control is performed by controlling the pulse period applied to the motor. Further, in the stepping motor, the position is also controlled by controlling the number of pulses given to the motor.

一方、ステッピングモータは、モータにかかる負荷トルクが、モータが出力可能なトルク範囲をオーバーした場合、入力パルスと同期せずに制御不能の脱調状態に陥ることがある。
例えば、脱調を回避するためには、装置で必要となる負荷トルクに対して、各種バラツキによる負荷側のトルク変化に対応可能なトルクが出力できるように、モータに供給する電流に所定マージンを設けることが必要になる。その結果、必要以上に電力を消費してしまったり余剰トルクに起因して振動・騒音が引き起こったりしてしまう。 On the other hand, when the load torque applied to the stepping motor exceeds the torque range that the motor can output, the stepping motor may fall into an uncontrollable step-out state without synchronizing with the input pulse.
For example, in order to avoid step-out, a predetermined margin is provided for the current supplied to the motor so that a torque that can respond to torque changes on the load side due to various variations can be output with respect to the load torque required by the device. It is necessary to provide it. As a result, electric power is consumed more than necessary, and vibration and noise are caused due to excess torque.

この問題を解決するひとつの方法として、ベクトル制御（あるいはＦＯＣ：Field Oriented Control）と呼ばれる方法が提案されている（例えば、特許文献１）。 As one method for solving this problem, a method called vector control (or FOC: Field Oriented Control) has been proposed (for example, Patent Document 1).

特開２００３−２８４３８９号公報Japanese Unexamined Patent Publication No. 2003-284389

上述したベクトル制御は、回転子の磁束方向成分をｄ軸、ｄ軸に直交する方向をｑ軸と定義した回転座標系において、最大のトルクを発生するように電流の位相と振幅を制御する方法である。なお、回転座標系においては、モータの回転子に与えるトルクに寄与する電流成分がｑ軸電流、モータの巻線を貫く磁束の強度に影響する電流成分がｄ軸電流となる。 The vector control described above is a method of controlling the phase and amplitude of a current so as to generate the maximum torque in a rotating coordinate system in which the magnetic flux direction component of the rotor is defined as the d-axis and the direction orthogonal to the d-axis is defined as the q-axis. Is. In the rotating coordinate system, the current component that contributes to the torque applied to the rotor of the motor is the q-axis current, and the current component that affects the strength of the magnetic flux penetrating the windings of the motor is the d-axis current.

また、ステッピングモータのように回転子に永久磁石を用いるものは、界磁が永久磁石で作られるためｄ軸電流は必要なくなり、ｑ軸電流の制御のみでモータのトルク制御が可能となる。結果として、静止座標系におけるモータの駆動電流の波形は、理想的な正弦波状の波形となり、最も電力効率の良い制御が可能となるだけでなく、余剰トルクによる振動・騒音が抑制される。 Further, in a stepping motor that uses a permanent magnet for the rotor, the d-axis current is not required because the field is made of the permanent magnet, and the torque of the motor can be controlled only by controlling the q-axis current. As a result, the waveform of the drive current of the motor in the rest coordinate system becomes an ideal sinusoidal waveform, which not only enables the most power-efficient control, but also suppresses vibration and noise due to excess torque.

また、ベクトル制御で必要となる、ロータの回転速度及び位置を検出する方法としては、ロータリーエンコーダを用いた方法が一般的である。ところが、従来のステッピングモータ制御では不要であるロータリーエンコーダを新たに追加することで、コストアップ、配置スペースの拡大が必要になる。
これらの問題の解決には、例えばモータの駆動電流を検出し、電圧方程式に基づいて推定されたＡ相とＢ相における誘起電圧比の逆正接をとることでロータ位置を推定する方法がある。なお、ロータ回転速度は、推定した位置結果を時間微分することにより求めることができる。 Further, as a method for detecting the rotation speed and position of the rotor, which is required for vector control, a method using a rotary encoder is common. However, by adding a new rotary encoder, which is not required in the conventional stepping motor control, it is necessary to increase the cost and the arrangement space.
To solve these problems, for example, there is a method of estimating the rotor position by detecting the drive current of the motor and taking the inverse tangent of the induced voltage ratio in the A phase and the B phase estimated based on the voltage equation. The rotor rotation speed can be obtained by time-differentiating the estimated position result.

ここで、ステッピングモータの駆動ドライバにＦＥＴ（Field Effect Transistor）のフルブリッジ回路を用いて、当該ＦＥＴをＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号により励磁制御することによりモータに駆動電流を流すものとする。このような場合、駆動電流を検出する方法としては、ブリッジ回路のグラウンド側にシャント抵抗を配置し、抵抗に掛かる電圧をオペアンプで増幅してＡ／Ｄ変換器を用いて検出する構成が一般的である。 Here, it is assumed that a full bridge circuit of FET (Field Effect Transistor) is used as a drive driver of the stepping motor, and the drive current is passed through the motor by exciting control of the FET by a PWM (Pulse Width Modulation) signal. In such a case, as a method of detecting the drive current, a shunt resistor is generally arranged on the ground side of the bridge circuit, the voltage applied to the resistor is amplified by an operational amplifier, and the detection is detected by using an A / D converter. Is.

また、電気角で正弦波となるようなトルク制御を効果的に行うためには各モータの電気角を少なくとも８分割程度の複数段階のマイクロステップでフィードバック制御することが望ましい。
また、モータに位置指令を与えるフルステップパルス発生手段は、メインホストＣＰＵおよびタイマー回路とＣＰＵ割込とをリアルタイムに動作するシステムとして構成される。また、フルステップパルス発生手段は、機内の紙搬送機構や用紙や機器の状態を検知する複数のセンサ情報を加味して画像形成動作をするように構成されている。 Further, in order to effectively control the torque so that the electric angle becomes a sine wave, it is desirable to feedback control the electric angle of each motor in a plurality of steps of microsteps of at least about 8 divisions.
Further, the full-step pulse generating means for giving a position command to the motor is configured as a system in which the main host CPU, the timer circuit, and the CPU interrupt are operated in real time. Further, the full-step pulse generating means is configured to perform an image forming operation in consideration of a plurality of sensor information for detecting the state of the paper transport mechanism in the machine and the paper or the device.

しかしながら、ベクトル制御方式を導入する以前に完成された既存の画像形成装置をベクトル制御方式へ対応するように変更することは容易でない。
例えば、誘起電圧による電気角検知を用いる場合では、ＡＤコンバータは電流電圧の１［％］以上の高分解能な高精度のアナログ回路を複数実装することが必要であり、複数モータの部品バラツキや、ＡＤ変換のリニアリティ特性も十分な精度が必要になる。
そのため、複数のモータ駆動回路の電流検知回路に高精度部品が複数必要になり、初期部品コストや、ユニットが故障した場合の交換コストがかさんでしまう、という課題があった。 However, it is not easy to change the existing image forming apparatus completed before the introduction of the vector control method to correspond to the vector control method.
For example, when electric angle detection by induced voltage is used, it is necessary for the AD converter to mount a plurality of high-resolution analog circuits with high resolution of 1 [%] or more of the current voltage, resulting in component variation of a plurality of motors and variations in parts of a plurality of motors. Sufficient accuracy is also required for the linearity characteristics of AD conversion.
Therefore, a plurality of high-precision parts are required for the current detection circuits of a plurality of motor drive circuits, and there is a problem that the initial parts cost and the replacement cost when the unit fails are increased.

本発明は、ベクトル制御によるモータの制御において、より安価な構成でモータのロータの電気角の推定を高精度に行うことを主たる目的とする。 An object of the present invention is to perform the estimation of the electric angle of the rotor of the motor with high accuracy with a cheaper configuration in the control of the motor by vector control.

本発明のモータ制御装置は、第１モータの第１相の巻線に接続される第１の駆動回路と、前記第１の駆動回路に設けられた第１の抵抗器と、前記第１モータの第２相の巻線に接続される第２の駆動回路と、前記第２の駆動回路に設けられた第２の抵抗器と、第２モータの第３相の巻線に接続される第３の駆動回路と、前記第３の駆動回路に設けられた第３の抵抗器と、前記第２モータの第４相の巻線に接続される第４の駆動回路と、前記第４の駆動回路に設けられた第４の抵抗器と、前記第１の抵抗器の両端の電圧を示す信号及び前記第３の抵抗器の両端の電圧を示す信号をアナログ値からデジタル値に変換する第１のＡＤ変換器と、前記第２の抵抗器の両端の電圧を示す信号及び前記第４の抵抗器の両端の電圧を示す信号をアナログ値からデジタル値に変換する第２のＡＤ変換器と、前記第１のＡＤ変換器に対応する第１の補正値と、前記第２のＡＤ変換器に対応する第２の補正値と、を記憶する記憶手段と、前記第１のＡＤ変換器から取得した前記第１相に対応する前記デジタル値を前記第１の補正値を用いて補正し、前記第２のＡＤ変換器から取得した前記第２相に対応する前記デジタル値を前記第２の補正値を用いて補正し、補正後の前記第１相に対応する前記デジタル値と補正後の前記第２相に対応するデジタル値とに基づいて前記第１モータのロータの電気角を推定し、当該電気角と前記第１モータのロータの電気角の指令値との偏差が小さくなるように前記第１モータに対してベクトル制御を行う制御手段であって、前記第１のＡＤ変換器から取得した前記第３相に対応する前記デジタル値を前記第１の補正値を用いて補正し、前記第２のＡＤ変換器から取得した前記第４相に対応する前記デジタル値を前記第２の補正値を用いて補正し、補正後の前記第３相に対応するデジタル値と補正後の前記第４相に対応するデジタル値とに基づいて前記第２モータのロータの電気角を推定し、当該電気角と前記第２モータのロータの電気角の指令値との偏差が小さくなるように前記第２モータに対してベクトル制御を行う制御手段と、前記制御手段が前記第１のＡＤ変換器及び前記第２のＡＤ変換器から前記デジタル値を取得するタイミングを示すタイミング信号を出力する出力手段と、を有し、前記タイミング信号が前記出力手段から出力されると、前記制御手段は前記第１のＡＤ変換器からの前記第１相に対応する前記デジタル値の取得及び前記第２のＡＤ変換器からの前記第２相に対応する前記デジタル値の取得を行い、その後、前記タイミング信号が前記出力手段から出力されると、前記制御手段は前記第１のＡＤ変換器からの前記第３相に対応する前記デジタル値の取得及び前記第２のＡＤ変換器からの前記第４相に対応する前記デジタル値の取得を行い、前記第１のＡＤ変換器のモジュールは、前記第２のＡＤ変換器のモジュールとは異なるモジュールであることを特徴とする。 The motor control device of the present invention includes a first drive circuit connected to a winding of the first phase of the first motor, a first resistor provided in the first drive circuit, and the first motor. The second drive circuit connected to the second phase winding of the second drive circuit, the second resistor provided in the second drive circuit, and the second drive circuit connected to the third phase winding of the second motor. The drive circuit of 3, the third resistor provided in the third drive circuit, the fourth drive circuit connected to the winding of the fourth phase of the second motor, and the fourth drive. the converting and fourth resistors provided on the circuit, a signal indicating the voltage across the first signal indicating the voltage across the resistor and the third resistor to a digital value from an analog value 1 an AD converter, and a second AD converter for converting a signal indicating the voltage across the signal and the fourth resistor shows the voltage across the second resistor to a digital value from an analog value, obtained from the first correction value and a second correction value corresponding to the second AD converter, a storage means for storing said first AD converter corresponding to the first AD converter The digital value corresponding to the first phase is corrected by using the first correction value, and the digital value corresponding to the second phase obtained from the second AD converter is corrected by the second correction. Corrected using the value, the electric angle of the rotor of the first motor is estimated based on the digital value corresponding to the first phase after correction and the digital value corresponding to the second phase after correction. It is a control means that performs vector control on the first motor so that the deviation between the electric angle and the command value of the electric angle of the rotor of the first motor becomes small, and is acquired from the first AD converter. The digital value corresponding to the third phase is corrected by using the first correction value, and the digital value corresponding to the fourth phase acquired from the second AD converter is corrected by the second correction. corrected using the value, estimates the electrical angle of the rotor of the second motor based on the digital value corresponding to the fourth phase after the digital value and the correction corresponding to the third phase corrected, the A control means that performs vector control on the second motor so that the deviation between the electric angle and the command value of the electric angle of the rotor of the second motor becomes small, and the control means is the first AD converter and It has an output means for outputting a timing signal indicating a timing for acquiring the digital value from the second AD converter, and when the timing signal is output from the output means, the control means is said to be the first. Corresponds to the first phase from the AD converter of When the digital value is acquired and the digital value corresponding to the second phase is acquired from the second AD converter, and then the timing signal is output from the output means, the control means causes the control means. The digital value corresponding to the third phase is acquired from the first AD converter and the digital value corresponding to the fourth phase is acquired from the second AD converter, and the first one is obtained. The AD converter module is characterized in that it is a module different from the module of the second AD converter.

本発明によれば、ベクトル制御によるモータの制御において、より安価な構成でモータのロータの電気角の推定を高精度に行うことができる。 According to the present invention, in the control of a motor by vector control, it is possible to estimate the electric angle of the rotor of the motor with high accuracy with a cheaper configuration.

本実施形態に係る画像形成システムの構成の一例を示す図。The figure which shows an example of the structure of the image formation system which concerns on this embodiment. 画像形成装置が有するシステムコントローラの機能構成の一例を説明するためのブロック図。The block diagram for demonstrating an example of the functional structure of the system controller which an image forming apparatus has. （ａ）、（ｂ）は、システムコントローラが有する割込コントローラの機能構成を説明するための図。(A) and (b) are diagrams for explaining the functional configuration of the interrupt controller included in the system controller. ステッピングモータの構成の一例を示す模式図。The schematic diagram which shows an example of the structure of a stepping motor. （ａ）、（ｂ）は、タイマー割込に係るタイミングチャートの一例を示す図。(A) and (b) are diagrams showing an example of a timing chart related to timer interrupt. 一般的な８分割マイクロステップ周期を含む各種信号の周期関係の一例を示すタイミングチャート。A timing chart showing an example of the periodic relationship of various signals including a general 8-division microstep period. 図５（ｂ）に示すタイミングチャートの開始部分と終了部分の拡大図である。FIG. 5B is an enlarged view of a start portion and an end portion of the timing chart shown in FIG. 5 (b). Ａ相のＰＷＭ信号の一例を示すタイミングチャート。A timing chart showing an example of an A-phase PWM signal. タイマーの割込によるＡ／Ｄ変換器の順次検知タイミングの一例を示すタイミングチャート。A timing chart showing an example of sequential detection timing of an A / D converter by interrupting a timer. 割込コントローラＩＲＱＣ１８０のタイマー割込制御の一例を示すフローチャート。The flowchart which shows an example of the timer interrupt control of the interrupt controller IRQC180. 図１０に示すＡＤコンバート値の取得およびＰＷＭデータの演算処理の一例を示すフローチャート。FIG. 5 is a flowchart showing an example of acquisition of an AD conversion value and calculation processing of PWM data shown in FIG. ＰＷＭ機能部のフルブリッジ回路の一例を説明するための図。The figure for demonstrating an example of the full bridge circuit of a PWM function part. （ａ）、（ｂ）は、ＰＷＭ信号に応じてモータ巻線に流れる駆動電流の向きを説明するための図。(A) and (b) are diagrams for explaining the direction of the drive current flowing through the motor winding in response to the PWM signal. 三角波比較方式の概念図。Conceptual diagram of the triangular wave comparison method. 位相が１回転した場合の複数のＰＷＭパルスとＰＷＭ発生区間の一例を示すタイミングチャート。A timing chart showing an example of a plurality of PWM pulses and PWM generation sections when the phase is rotated once. 各モータの電流検出回路と各Ａ／Ｄ変換器それぞれの接続構成の一例を示す詳細図。The detailed figure which shows an example of the connection composition of the current detection circuit of each motor and each A / D converter. （ａ）〜（ｃ）は、モータの各相の電流値（ＡＤデータ）とシャント抵抗の検出値との関係の一例を説明するためのグラフ。(A) to (c) are graphs for explaining an example of the relationship between the current value (AD data) of each phase of the motor and the detected value of the shunt resistance.

以下、本発明を適用したモータ制御装置を有する画像形成装置を例に挙げて説明する。
なお、本実施形態では画像形成装置の一例である電子写真方式のレーザビームプリンタに本発明を適用した場合を例に挙げて説明する。また、その他の画像形成装置、例えばインクジェットプリンタ、昇華型プリンタなどについても本発明を適用することができる。また、シートを搬送するシート搬送装置に本発明を適用することができる。 Hereinafter, an image forming apparatus having a motor control device to which the present invention is applied will be described as an example.
In the present embodiment, a case where the present invention is applied to an electrophotographic laser beam printer, which is an example of an image forming apparatus, will be described as an example. The present invention can also be applied to other image forming devices such as an inkjet printer and a sublimation printer. Further, the present invention can be applied to a sheet transport device for transporting sheets.

［実施形態例］
図１は、本実施形態に係る画像形成システムの構成の一例を示す図である。
図１に示す画像形成システム１０は、原稿給送装置（ＡＤＦ：Auto Document Feeder）２０１、読取装置２０２、画像形成装置３０１を含んで構成される。 [Example of Embodiment]
FIG. 1 is a diagram showing an example of a configuration of an image forming system according to the present embodiment.
The image forming system 10 shown in FIG. 1 includes a document feeding device (ADF: Auto Document Feeder) 201, a reading device 202, and an image forming device 301.

原稿給送装置２０１の原稿載置部２０３に置かれた原稿は、給紙ローラ２０４によって１枚ずつ給紙され、搬送ガイド２０６を経由して読取装置２０２の原稿ガラス台２１４に搬送される。更に、原稿は、搬送ベルト２０８によって一定速度で搬送され、排紙ローラ２０５によって機外に排紙される。
読取装置２０２の読取位置で照明系２０９によって照射された原稿画像からの反射光は、反射ミラー２１０、２１１、２１２からなる光学系によって画像読取部１０１で画像信号に変換される。画像読取部１０１は、レンズ、光電変換素子であるＣＣＤ（Charge Coupled Device）、ＣＣＤの駆動回路等によって構成される。 The documents placed on the document loading unit 203 of the document feeding device 201 are fed one by one by the paper feed roller 204, and are conveyed to the document glass base 214 of the reading device 202 via the transfer guide 206. Further, the original document is conveyed at a constant speed by the conveying belt 208, and is ejected to the outside of the machine by the paper ejection roller 205.
The reflected light from the original image irradiated by the illumination system 209 at the reading position of the reading device 202 is converted into an image signal by the image reading unit 101 by the optical system including the reflecting mirrors 210, 211, and 212. The image reading unit 101 is composed of a lens, a CCD (Charge Coupled Device) which is a photoelectric conversion element, a driving circuit of the CCD, and the like.

画像形成装置３０１は、原稿の読み取りモードとして、例えば第１読取モードと第２読取モードとを有する。第１読取モードでは、照明系２０９及び光学系を停止した状態で原稿を一定速度で搬送しつつ原稿画像を読み取る。
また、第２読取モードでは、照明系２０９及び光学系を一定速度で移動させながら、原稿ガラス台２１４上に載置された原稿を読み取る。なお、通常はシート状の原稿は第１読取モードで読み取りを行い、綴じられた原稿は第２読取モードで原稿の読み取りを行う。 The image forming apparatus 301 has, for example, a first scanning mode and a second scanning mode as document scanning modes. In the first scanning mode, the document image is scanned while the document is conveyed at a constant speed with the illumination system 209 and the optical system stopped.
Further, in the second scanning mode, the document placed on the document glass table 214 is scanned while moving the illumination system 209 and the optical system at a constant speed. Normally, the sheet-shaped document is read in the first scanning mode, and the bound document is scanned in the second scanning mode.

画像読取部１０１で変換された画像信号（読取データ）は、ページ単位で画像形成装置３０１により記録材（例えば、用紙）上に形成される。
画像信号は、半導体レーザー（図示せず）等によってレーザ光の信号に変調される。変調されたレーザ光は、ポリゴンミラーを含む光走査装置３１１、ミラー３１２，３１３を経由して、帯電器３１０によって表面が一様に帯電された感光ドラム３０９上に露光され、感光ドラム３０９の外周面に静電潜像が形成される。
静電潜像は、現像器３１４のトナーによって現像され、転写帯電器３１５によってトナー像が記録材に転写される。 The image signal (read data) converted by the image reading unit 101 is formed on a recording material (for example, paper) by the image forming apparatus 301 on a page-by-page basis.
The image signal is modulated into a laser beam signal by a semiconductor laser (not shown) or the like. The modulated laser light is exposed onto the photosensitive drum 309 whose surface is uniformly charged by the charger 310 via an optical scanning device 311 including a polygon mirror and mirrors 312 and 313, and the outer periphery of the photosensitive drum 309 is exposed. An electrostatic latent image is formed on the surface.
The electrostatic latent image is developed by the toner of the developing device 314, and the toner image is transferred to the recording material by the transfer charging device 315.

記録材は、紙カセット３０２及び３０４に収納されている。本実施形態においては、例えば、紙カセット３０２にはＡ４の普通紙が、紙カセット３０４にはＡ４の厚紙が収納される。
紙カセット３０２の記録材は、給紙ローラ３０３、搬送ローラ３０６によってレジストレーションローラ３０８まで搬送される。 The recording material is stored in the paper cassettes 302 and 304. In the present embodiment, for example, the paper cassette 302 stores A4 plain paper, and the paper cassette 304 stores A4 thick paper.
The recording material of the paper cassette 302 is conveyed to the registration roller 308 by the paper feed roller 303 and the transfer roller 306.

一方、紙カセット３０４の記録材は、給紙ローラ３０５、搬送ローラ３０６、３０７によってレジストレーションローラ３０８まで搬送される。
レジストレーションローラ３０８は、記録材にトナー像が転写される転写タイミングに合わせて、記録材を記録材にトナー像が転写される位置（転写位置）に搬送する。
トナー像が転写された記録材は、搬送ベルト３１７で定着器３１８に搬送され、定着器３１８による加熱、加圧により記録材上にトナー像が定着される。 On the other hand, the recording material of the paper cassette 304 is conveyed to the registration roller 308 by the paper feed roller 305, the transfer rollers 306, and 307.
The registration roller 308 conveys the recording material to a position (transfer position) at which the toner image is transferred to the recording material in accordance with the transfer timing at which the toner image is transferred to the recording material.
The recording material to which the toner image is transferred is conveyed to the fixing device 318 by the transport belt 317, and the toner image is fixed on the recording material by heating and pressurizing by the fixing device 318.

例えば、画像形成装置３０１のモードが片面印刷モードである場合、定着器３１８からの記録材は、定着排紙ローラ３１９及び排紙ローラ３２４によって機外に排紙される。また、画像形成装置３０１のモードが両面印刷モードである場合、記録材は、定着排紙ローラ３１９から搬送ローラ３２０を経由して反転ローラ３２１によって反転パス３２５へ搬送される。
更に、記録材の後端が両面パス３２６との合流ポイントを通過した直後に反転ローラ３２１の回転が反転することで、記録材は反転し両面パス３２６へと搬送される。 For example, when the mode of the image forming apparatus 301 is the single-sided printing mode, the recording material from the fixing device 318 is discharged to the outside of the machine by the fixing paper ejection roller 319 and the paper ejection roller 324. When the mode of the image forming apparatus 301 is the double-sided printing mode, the recording material is conveyed from the fixing paper ejection roller 319 to the inversion path 325 by the inversion roller 321 via the transfer roller 320.
Further, immediately after the rear end of the recording material passes the merging point with the double-sided pass 326, the rotation of the reversing roller 321 is reversed, so that the recording material is reversed and conveyed to the double-sided pass 326.

両面パスに搬送された記録材は、搬送ローラ３２２、３２３によって搬送され、再び搬送ローラ３０６を経由してレジストローラ３０８まで搬送される。
その後、上述した方法で記録材の第２面（裏面）に画像が形成された後、機外に排紙される。
また、定着器３１８からの記録材を表裏反転して機外に排紙する場合には、記録材は搬送ローラ３２０へ搬送される。その後、当該記録材の後端が搬送ローラ３２０を通過する直前に搬送ローラ３２０の回転が反転することによって、記録材が表裏反転した状態で機外に排紙される。 The recording material conveyed to the double-sided pass is conveyed by the transfer rollers 322 and 323, and is again conveyed to the resist roller 308 via the transfer roller 306.
Then, after an image is formed on the second surface (back surface) of the recording material by the method described above, the paper is discharged to the outside of the machine.
Further, when the recording material from the fixing device 318 is turned upside down and discharged to the outside of the machine, the recording material is conveyed to the transfer roller 320. After that, just before the rear end of the recording material passes through the transfer roller 320, the rotation of the transfer roller 320 is reversed, so that the recording material is discharged to the outside of the machine in a state of being inverted.

画像形成装置３０１内に設けられた搬送ローラ３０６、３０７、定着排紙ローラ３１９、反転ローラ３２１、搬送ローラ３２２、３２３、排紙ローラ３２４などは、後述する図２に示すシステムコントローラ７５１により駆動制御される。 The transport rollers 306, 307, the fixing paper discharge roller 319, the reversing roller 321, the transport rollers 322, 323, the paper discharge roller 324, and the like provided in the image forming apparatus 301 are driven and controlled by the system controller 751 shown in FIG. 2, which will be described later. Will be done.

図２は、画像形成装置３０１が有するシステムコントローラ７５１の機能構成の一例を説明するためのブロック図である。
図３は、システムコントローラ７５１が有する割込コントローラＩＲＱＣ７８０、割込コントローラＩＲＱＣ１８０の機能構成を説明するための図である。
図４は、ステッピングモータ１６７ａの構成の一例を示す模式図である。例えば、ステッピングモータ１６７ａは、図４に示すように、Ａ相（巻線４０１ａ、４０１ｃ）、Ｂ相（巻線４０１ｂ、４０１ｄ）の２つの相巻線を有する２相ステッピングモータである。 FIG. 2 is a block diagram for explaining an example of the functional configuration of the system controller 751 included in the image forming apparatus 301.
FIG. 3 is a diagram for explaining the functional configurations of the interrupt controller IRQC780 and the interrupt controller IRQC180 included in the system controller 751.
FIG. 4 is a schematic view showing an example of the configuration of the stepping motor 167a. For example, as shown in FIG. 4, the stepping motor 167a is a two-phase stepping motor having two phase windings of A phase (windings 401a and 401c) and B phase (windings 401b and 401d).

図２に示すシステムコントローラ７５１は、ＣＰＵ（Central Processing Unit）７５１ａ、ＲＯＭ（Read Only Memory）７５１ｂ、ＲＡＭ（Random Access Memory）７５１ｃ、割込コントローラＩＲＱＣ７８０、通信部７５２、パルス生成部７７０ａ〜７７０eを有する。
ＣＰＵ７５１ａは、ＲＯＭ７５１ｂに格納されたプログラムを読み出して実行することにより、予め決められた画像形成シーケンスに係わる様々なシーケンスを実行する。ＣＰＵ７５１ａは、バス７５１ｄを介して、システムコントローラ７５１内の各モジュールと通信可能に構成される。ＲＡＭ７５１ｃには、例えば高圧制御部１５５への高圧設定値、各種データ、操作部１５２からの画像形成指令情報等が保存される。 The system controller 751 shown in FIG. 2 includes a CPU (Central Processing Unit) 751a, a ROM (Read Only Memory) 751b, a RAM (Random Access Memory) 751c, an interrupt controller IRQC780, a communication unit 752, and pulse generation units 770a to 770e. ..
The CPU 751a executes various sequences related to a predetermined image formation sequence by reading and executing the program stored in the ROM 751b. The CPU 751a is configured to be able to communicate with each module in the system controller 751 via the bus 751d. The RAM 751c stores, for example, high-voltage set values for the high-voltage control unit 155, various data, image formation command information from the operation unit 152, and the like.

システムコントローラ７５１は、画像処理部１０２に対して各部の仕様設定値データを送信することによって画像処理部１０２の設定変更を行う。システムコントローラ７５１は、各部からの信号、例えば原稿画像濃度信号等（センサ類１５９からの信号）を受信して、最適な画像形成を行うために高圧制御部１５５の設定値を変更する。このようにして高圧ユニット１５６（帯電器３１０、現像器３１４、転写帯電器３１５を制御するユニット）の出力電圧を制御する。 The system controller 751 changes the settings of the image processing unit 102 by transmitting the specification setting value data of each unit to the image processing unit 102. The system controller 751 receives signals from each unit, for example, a document image density signal (signals from sensors 159), and changes the set value of the high-voltage control unit 155 in order to perform optimum image formation. In this way, the output voltage of the high-voltage unit 156 (the unit that controls the charger 310, the developer 314, and the transfer charger 315) is controlled.

システムコントローラ７５１には、アナログデジタル変換式の電流検出器であるＡ／Ｄ変換器７５３によってデジタル信号に変換されたサーミスタ１５４の検出信号が入力される。システムコントローラ７５１は、この信号に基づいてＡＣドライバ１６０を制御することで定着ヒータ１６１が所望の温度となるように制御する。 The detection signal of the thermistor 154 converted into a digital signal by the A / D converter 753, which is an analog-to-digital conversion type current detector, is input to the system controller 751. The system controller 751 controls the fixing heater 161 to a desired temperature by controlling the AC driver 160 based on this signal.

システムコントローラ７５１は、操作部１５２を介して、ユーザーにより設定された複写倍率、濃度設定値等の情報を取得する。また、システムコントローラ７５１は、操作部１５２に対して、画像形成装置の状態、例えば、画像形成枚数や画像形成中か否かの情報、ジャミングの発生、その箇所及び重送等をユーザーに示すためのデータを送信する。 The system controller 751 acquires information such as a copy magnification and a density setting value set by the user via the operation unit 152. Further, the system controller 751 indicates to the operation unit 152 the state of the image forming apparatus, for example, information on the number of images formed, whether or not the image is being formed, the occurrence of jamming, the location thereof, double feeding, and the like. Send the data of.

システムコントローラ７５１は、交換メンテナンスが可能な電装ユニットとして、モータドライバユニット１５０を接続可能に構成される。システムコントローラ７５１は、通信部７５２を介して、モータドライバユニット１５０内の、後述するベクトル制御ＩＣ１５１とシリアル通信可能に接続される。 The system controller 751 is configured so that the motor driver unit 150 can be connected as an electrical unit that can be replaced and maintained. The system controller 751 is connected via the communication unit 752 so as to be capable of serial communication with the vector control IC 151 described later in the motor driver unit 150.

以上のように画像形成装置における動作シーケンスはシステムコントローラ７５１により実行される。
このとき用紙搬送系の各駆動ローラ用の駆動源である５つのモータ１６７ａ〜１６７ｅも駆動される。モータはいずれも、図４に示すモータ１６７ａのようなＡ相、Ｂ相の２相ステッピングモータである。
システムコントローラ７５１は、ベクトル制御ＩＣ１５１が有するパルス生成部１７１ａ〜１７１ｅを介して位置指令パルス１７１ａ〜１７５ｂを所定の時間周期でモータドライバ１５７ａ〜１５７ｅに対して出力することで各モータを制御する。 As described above, the operation sequence in the image forming apparatus is executed by the system controller 751.
At this time, the five motors 167a to 167e, which are the drive sources for each drive roller of the paper transport system, are also driven. The motors are all A-phase and B-phase two-phase stepping motors such as the motor 167a shown in FIG.
The system controller 751 controls each motor by outputting position command pulses 171a to 175b to the motor drivers 157a to 157e in a predetermined time cycle via the pulse generation units 171a to 171e of the vector control IC 151.

［ホストＣＰＵタイマー］
次に、ＣＰＵ７５１ａが５つのモータの駆動制御をおこなうシーケンスについて説明する。
システムコントローラ７５１は、割込コントローラＩＲＱＣ７８０内の複数のカウンタータイマー機能と、各タイマー割込指示７８０ａの組み合わせで５つのモータの演算とタイミングの制御を行う。 [Host CPU timer]
Next, a sequence in which the CPU 751a controls the drive of the five motors will be described.
The system controller 751 performs calculation and timing control of five motors by combining a plurality of counter timer functions in the interrupt controller IRQC780 and each timer interrupt instruction 780a.

図３（ａ）に示す割込コントローラＩＲＱＣ７８０は、合計５つのタイマー７８１〜７８５を有する。これらのタイマーは、水晶発振クロック単位でカウント計時する。
タイマー７８１〜７８５は、５つの各モータのフルステップ単位の加減速および停止を制御するための位置指令フルステップパルス（以下、フルステップパルスと称す）発生用のタイマーである。 The interrupt controller IRQC780 shown in FIG. 3A has a total of five timers 781 to 785. These timers count in units of crystal oscillation clocks.
The timers 781 to 785 are timers for generating position command full-step pulses (hereinafter, referred to as full-step pulses) for controlling acceleration / deceleration and stop of each of the five motors in full-step units.

図５は、タイマー割込に係るタイミングチャートの一例を示す図である。
図５（ａ）は、タイマー７８１の割込のタイミングチャートの一例であり、モータの起動から停止までを時間軸に沿って示している。 FIG. 5 is a diagram showing an example of a timing chart related to timer interrupt.
FIG. 5A is an example of an interrupt timing chart of the timer 781, and shows the period from the start to the stop of the motor along the time axis.

第１ステッピングモータ（モータ１６７ａ）用のパルス生成部７７０ａは、ＣＰＵ７５１ａからの指令に応じてフルステップパルスを出力する。なお、ＣＰＵ７５１ａは、タイマー７８１から出力される信号に応じてパルス生成部７７０ａを制御する。なお、モータ１６７ａが停止している期間は、タイマー７８１は停止している。
モータを起動する際、パルス生成部７７０ａは自起動パルス幅でフルステップパルスの出力を開始する。なお、モータを起動するときに、タイマー７８１による計時が開始される。
タイマー７８１は、ＣＰＵ７５１ａに出力する信号の周期を段階的に短くする。この結果、パルス生成部７７０ａから出力されるフルステップパルスの周期が段階的に短くなり、モータが加速する。
出力されるフルステップパルスの周期が目標速度ｆ１に対応する周期になると、タイマー７８１はＣＰＵ７５１ａに出力する信号を一定の周期で出力する。この結果、パルス生成部７７０ａから出力されるフルステップパルスの周期が一定の周期になり、モータが一定速度で回転する。
また、モータを停止させる場合、タイマー７８１は、ＣＰＵ７５１ａに出力する信号の周期を段階的に長くする。この結果、パルス生成部７７０ａから出力されるフルステップパルスの周期が段階的に短くなり、モータが減速する。
タイマー７８１は、モータが停止する自起動パルス幅までの信号を出力してタイマー７８１を停止する。 The pulse generation unit 770a for the first stepping motor (motor 167a) outputs a full step pulse in response to a command from the CPU 751a. The CPU 751a controls the pulse generation unit 770a according to the signal output from the timer 781. The timer 781 is stopped while the motor 167a is stopped.
When starting the motor, the pulse generation unit 770a starts outputting a full step pulse with a self-starting pulse width. When the motor is started, the timer 781 starts timing.
The timer 781 gradually shortens the cycle of the signal output to the CPU 751a. As a result, the period of the full step pulse output from the pulse generation unit 770a is gradually shortened, and the motor accelerates.
When the cycle of the output full step pulse becomes the cycle corresponding to the target speed f1, the timer 781 outputs the signal to be output to the CPU 751a at a constant cycle. As a result, the period of the full step pulse output from the pulse generation unit 770a becomes a constant period, and the motor rotates at a constant speed.
When the motor is stopped, the timer 781 gradually lengthens the cycle of the signal output to the CPU 751a. As a result, the period of the full step pulse output from the pulse generation unit 770a is gradually shortened, and the motor is decelerated.
The timer 781 outputs a signal up to the self-starting pulse width at which the motor stops to stop the timer 781.

同様に、４つのステッピングモータ１６７ｂ〜１６７ｅについても、タイマー７８２〜７８５がそれぞれのモータの駆動が開始されるタイミングで機能して、ＣＰＵ７５１ａに信号を出力する。 Similarly, for the four stepping motors 167b to 167e, the timers 782 to 785 function at the timing when the driving of the respective motors is started, and outputs a signal to the CPU 751a.

ＣＰＵ７５１ａは、回転方向指令信号（７７１ｄ〜７７５ｄ）を出力するようにパルス生成部７７０ａ〜７７０ｅを制御する。なお、回転方向指令信号がＬレベルのとき、モータは順方向に回転し、回転方向指令信号がＨレベルの時、モータは逆回転する。 The CPU 751a controls the pulse generation units 770a to 770e so as to output rotation direction command signals (771d to 775d). When the rotation direction command signal is L level, the motor rotates in the forward direction, and when the rotation direction command signal is H level, the motor rotates in the reverse direction.

［サブＣＰＵ］
続いて、ベクトル変調ＩＣ１５１が有するＣＰＵ１５１ａ（以下、ＣＰＵ１５１ａと称す）が、Ａ／Ｄ変換器１５３ａ、１５３ｂを介して５つのモータ（１６７ａ〜１６７ｅ）をベクトル制御するシーケンスについて説明する。ベクトル変調ＩＣ１５１は、ベクトル制御を用いてモータを制御するモータ制御装置として機能する。また、Ａ／Ｄ変換器１５３ａを第１Ａ／Ｄ変換器、Ａ／Ｄ変換器１５３ｂを第２Ａ／Ｄ変換器とする。また、図３（ｂ）に示す割込コントローラＩＲＱＣ１８０は、合計１７のタイマー１８１〜１８５、１９１ａ〜１９５ａ、１９１ｂ〜１９５ｂ、１９６、１９７を有する。 [Sub CPU]
Subsequently, a sequence in which the CPU 151a (hereinafter referred to as the CPU 151a) included in the vector modulation IC 151 vector-controls five motors (167a to 167e) via the A / D converters 153a and 153b will be described. The vector modulation IC 151 functions as a motor control device that controls the motor using vector control. Further, the A / D converter 153a is referred to as a first A / D converter, and the A / D converter 153b is referred to as a second A / D converter. Further, the interrupt controller IRQC180 shown in FIG. 3B has a total of 17 timers 181 to 185, 191a to 195a, 191b to 195b, 196, and 197.

ＣＰＵ１５１ａは、パルス生成部７７０ａ〜７７０ｅから出力されるフルステップパルス（７７１ａ〜７７５ａ）を割込コントローラＩＲＱＣ１８０のタイマー１８１〜１８５に基づいて割込受信する。
ＣＰＵ１５１ａは、割込コントローラＩＲＱＣ１８０内の各タイマーに割り込みを指示する割込指示１８０ａにより、５つのモータに関する演算のタイミングを制御する。なお、ＣＰＵ１５１ａは、５つの各モータの割込間隔を各々計測する。 The CPU 151a interrupts and receives the full step pulses (771a to 775a) output from the pulse generation units 770a to 770e based on the timers 181 to 185 of the interrupt controller IRQC180.
The CPU 151a controls the timing of operations related to the five motors by the interrupt instruction 180a that instructs each timer in the interrupt controller IRQC180 to interrupt. The CPU 151a measures the interrupt interval of each of the five motors.

次に、図５（ｂ）を用いてＣＰＵ１５１ａのマイクロステップタイミングの割込処理ステップの生成について説明する。
第１のステッピングモータ１６７ａの制御にはタイマー１８１、１９１ａ、１９１ｂの３つが専用に利用される。
タイマー１８１は、割込７７１ａを監視計測するカウンタータイマーである。
タイマー１９１ａ、１９１ｂは、割込７７１ａから１フルステップパルス遅延したマイクロステップタイミングを再現するためのタイマーである。 Next, the generation of the interrupt processing step of the micro step timing of the CPU 151a will be described with reference to FIG. 5 (b).
Three timers 181, 191a, and 191b are exclusively used for controlling the first stepping motor 167a.
The timer 181 is a counter timer that monitors and measures the interrupt 771a.
The timers 191a and 191b are timers for reproducing the microstep timing delayed by one full step pulse from the interrupt 771a.

図５（ｂ）は、モータの起動から停止までのタイマー１８１の割込周期とタイマー１９１ａ、１９１ｂの割込の周期とを速度として、図５（ａ）に照らしあわせてグラフ化したタイミングチャートである。 FIG. 5B is a timing chart graphed in light of FIG. 5A, with the interrupt cycle of the timer 181 from the start to the stop of the motor and the interrupt cycle of the timers 191a and 191b as speeds. be.

タイマー１８１の割込周期がフルステップクロックに対応する周波数ｆ１に至ると、タイマー１９１が発生する割込周期は、８分割したマイクロステップ周期に対応する周波数ｆ２となる。ｆ２はｆ１の８倍高速である。
タイマー１８１の周期は、自起動が１０ｐｐｓ、一定速ｆ１が５００ｐｐｓである。このときタイマー１９１ａと１９１ｂの周期は、自起動が８０ｐｐｓ、一定速ｆ２は４０００ｐｐｓである。 When the interrupt cycle of the timer 181 reaches the frequency f1 corresponding to the full step clock, the interrupt cycle generated by the timer 191 becomes the frequency f2 corresponding to the microstep cycle divided into eight. f2 is eight times faster than f1.
The cycle of the timer 181 is 10 pps for self-starting and 500 pps for constant speed f1. At this time, the cycles of the timers 191a and 191b are 80 pps for self-starting and 4000 pps for the constant speed f2.

ＣＰＵ１５１ａは、後述するタイマー１９６割込におけるベクトル演算処理において、位置指令パルス幅情報θ_ｒｅｆと、モータドライバユニット１５０（図２参照）が有するＡ／Ｄ変換器１５３ａ、１５３ｂからの読み取り情報などを用いる。 The CPU 151a uses the position command pulse width information θ_ref and the information read from the A / D converters 153a and 153b of the motor driver unit 150 (see FIG. 2) in the vector calculation process in the timer 196 interrupt described later.

Ａ／Ｄ変換器１５３ａ、１５３ｂは、それぞれ８チャンネルのアナログセレクタと１つのＡ／Ｄ変換器を内蔵する８ｃｈのＡＤコンバータモジュールであり、０番から７番の端子を時分割で順にＡＤコンバートして巡回するように機能する。 The A / D converters 153a and 153b are 8-channel AD converter modules that each have an 8-channel analog selector and one A / D converter built-in, and the terminals 0 to 7 are AD-converted in order in time division. It functions to patrol.

Ａ／Ｄ変換器１５３ａ、１５３ｂの２モジュールを合わせると１６ｃｈになる。接続されるモータ相電流検知信号１６８ａと１６８ｂは、Ａ相とＢ相がそれぞれ０〜４番に対応する。
モータ相電流検知信号１６８ａと１６８ｂは、図中においてはバスのように略記しているが、５モータ２相ずつの１０本の個別の信号である。Ａ／Ｄ変換器１５３ａ、１５３ｂの各５番と６番と７番は、利用されないため入力が接地処理されている。 The total of the two modules of the A / D converters 153a and 153b is 16ch. In the connected motor phase current detection signals 168a and 168b, the A phase and the B phase correspond to 0 to 4, respectively.
The motor phase current detection signals 168a and 168b are abbreviated as buses in the figure, but are 10 individual signals of 5 motors and 2 phases each. The inputs of the A / D converters 153a and 153b, which are Nos. 5, 6 and 7, respectively, are grounded because they are not used.

図６は、８分割マイクロステップ周期、Ａ相及びＢ相のフルステップパルス、Ａ相及びＢ相のフルステップパルスのレベルの切り替えを行うためのフルステップクロックの周期関係の一例を示すタイミングチャートである。なお、図６のタイミングチャートでは、縦軸を信号の種別とし、横軸を時間としている。 FIG. 6 is a timing chart showing an example of the periodic relationship of the full-step clock for switching the levels of the 8-divided microstep period, the A-phase and B-phase full-step pulses, and the A-phase and B-phase full-step pulses. be. In the timing chart of FIG. 6, the vertical axis represents the signal type and the horizontal axis represents time.

位置指令パルス幅情報θ_ｒｅｆは、フルステップパルスの数とマイクロステップパルスの数から予測（推定）される現在の電気角（ロータ４０２と相巻線とのなす相対角）の指令情報である。位置指令パルス幅情報θ_ｒｅｆは、初期相を０として１周をＦＦＦＦＦＦｈとする２４［ｂｉｔ］の電気角単位で定義され、ＲＡＭ７５１ｃに保持される。
本実施形態では、Ｎ分割（Ｎは８以上の整数である）されたマイクロステップ周期のうち８分割マイクロステップの割込数がカウントされることによって当該カウント数が位置指令パルス幅情報θ_ｒｅｆに換算され、当該位置指令パルス幅情報θ_ｒｅｆが後段のベクトル演算に用いられる。なお、マイクロステップタイミングの割込発生の詳細については後述する。 The position command pulse width information θ_ref is command information of the current electric angle (relative angle formed by the rotor 402 and the phase winding) predicted (estimated) from the number of full-step pulses and the number of micro-step pulses. The position command pulse width information θ_ref is defined in units of 24 [bit] electric angles with the initial phase as 0 and one circumference as FFFFFFh, and is held in the RAM 751c.
In the present embodiment, the number of interrupts of the 8-divided microsteps in the N-divided (N is an integer of 8 or more) microstep period is counted, and the count number is converted into the position command pulse width information θ_ref. Then, the position command pulse width information θ_ref is used for the vector calculation in the subsequent stage. The details of the occurrence of the micro step timing interrupt will be described later.

［サブＣＰＵのＰＷＭパルス］
図８は、ステッピングモータ１６７ａのＡ相のＰＷＭ信号１７１ａ及びＢ相のＰＷＭ信号１７１ｂの一例を示すタイミングチャートである。なお、図８のタイミングチャートでは、縦軸を電圧とし、横軸を時間としている。
また、図３（ｂ）に示すタイマー１９６は、全モータ共通の励磁ＰＷＭ調整用の共通ＰＷＭ周期ｇｃｎｔ発生用のタイマーである。 [PWM pulse of sub CPU]
FIG. 8 is a timing chart showing an example of the A-phase PWM signal 171a and the B-phase PWM signal 171b of the stepping motor 167a. In the timing chart of FIG. 8, the vertical axis represents voltage and the horizontal axis represents time.
Further, the timer 196 shown in FIG. 3B is a timer for generating a common PWM cycle gctnt for exciting PWM adjustment common to all motors.

タイマー１９６は、５つのステッピングモータについて共通のＰＷＭ周期タイミング（Ｓ５２０）を２５６［μｓｅｃ］周期で発生させる。
ＰＷＭパルスは、共通タイミング（Ｓ５２０）を中心に前後の時間で対称にエッジが発生するように制御される。 The timer 196 generates a common PWM cycle timing (S520) for the five stepping motors in a 256 [μsec] cycle.
The PWM pulse is controlled so that edges are symmetrically generated in the time before and after the common timing (S520).

なお、ＰＷＭのＨｉ幅は、前記位置指令パルス幅情報θ_ｒｅｆと後述する駆動アルゴリズムの計算結果によって算出された値である。 The Hi width of PWM is a value calculated by the position command pulse width information θ_ref and the calculation result of the drive algorithm described later.

ＰＷＭ端子機能は、クロックカウンタロジックで各モータの励磁ＰＷＭ調整用のＰＷＭパルス幅発生用でありＡ相ＰＷＭ信号１７１ａ、Ｂ相ＰＷＭ信号１７１ｂを生成する。
同様にして、４つのステッピングモータについて、４つのＰＷＭ端子機能によりそれぞれのモータのＡ相タイミングとＢ相タイミングのＰＷＭパルスを、１７２ａ〜１７５ａと１７２ｂ〜１７５ｂに発生する。 The PWM terminal function is for generating the PWM pulse width for adjusting the excitation PWM of each motor by the clock counter logic, and generates the A-phase PWM signal 171a and the B-phase PWM signal 171b.
Similarly, for the four stepping motors, the four PWM terminal functions generate PWM pulses for the A-phase timing and the B-phase timing of the respective motors at 172a to 175a and 172b to 175b.

［ＡＤコンバート周期］
図９は、ＣＰＵ１５１ａのタイマー１９６とタイマー１９７の割込によるＡ／Ｄ変換器１５３ａおよび１５３ｂの順次検知タイミングの一例を示すタイミングチャートである。なお、図９のタイミングチャートでは、縦軸をタイマーの種別とし、横軸を時間としている。また、ステップ番号ｓｃｎｔ１９７の数値は、直前にＡ／Ｄ変換器１５３ａ、１５３ｂの２データを読み取る入力端子番号に対応する。 [AD conversion cycle]
FIG. 9 is a timing chart showing an example of the sequential detection timing of the A / D converters 153a and 153b by interrupting the timer 196 of the CPU 151a and the timer 197. In the timing chart of FIG. 9, the vertical axis represents the type of timer and the horizontal axis represents time. Further, the numerical value of the step number scnt197 corresponds to the input terminal number for reading the two data of the A / D converters 153a and 153b immediately before.

図１０は、割込コントローラＩＲＱＣ１８０のタイマー割込制御の一例を示すフローチャートである。
図１０は、割込コントローラＩＲＱＣ１８０におけるタイマー１９６およびタイマー１９７の割込タスク内の処理手順例であり、割込コントローラＩＲＱＣ１８０内の各タイマーの制御は、ＣＰＵ１５１ａの指示に基づいて行われる。
なお、制御対象のモータをステッピングモータ１６７ａとする場合を例に挙げて説明する。 FIG. 10 is a flowchart showing an example of timer interrupt control of the interrupt controller IRQC180.
FIG. 10 shows an example of the processing procedure in the interrupt task of the timer 196 and the timer 197 in the interrupt controller IRQC180, and the control of each timer in the interrupt controller IRQC180 is performed based on the instruction of the CPU 151a.
A case where the motor to be controlled is a stepping motor 167a will be described as an example.

タイマー１９６の割込タスクが開始されると、ＣＰＵ１５１ａは、タイマー１９６を動かし始める（Ｓ８１０）。このタイマー１９６を動かし始めるタイミングが図８のＰＷＭ周期のタイミングＳ５２０に対応する。さらに、ＣＰＵ１５１aは、タイマー１９７を動かし始める（Ｓ８２０）。本実施形態では、ＣＰＵ１５１aは、タイマー１９６の１動作の間に、タイマー１９７を８回連続して動作させる（図９に示す０〜７に対応する）。
次に、ＣＰＵ１５１aは、ＡＤ変換の繰り返し回数に対応するモータに対応する電流値のＡＤ変換を行わせ、ＡＤコンバート値を取得する。さらに、タイマーの繰り返し回数に対応するモータのＰＷＭデータを演算する（Ｓ８３０）。 When the interrupt task of the timer 196 is started, the CPU 151a starts running the timer 196 (S810). The timing at which the timer 196 starts to move corresponds to the timing S520 of the PWM cycle shown in FIG. Further, the CPU 151a starts running the timer 197 (S820). In the present embodiment, the CPU 151a operates the timer 197 eight times in succession during one operation of the timer 196 (corresponding to 0 to 7 shown in FIG. 9).
Next, the CPU 151a causes the motor corresponding to the number of repetitions of the AD conversion to perform the AD conversion of the current value, and acquires the AD conversion value. Further, the PWM data of the motor corresponding to the number of times the timer is repeated is calculated (S830).

ＣＰＵ１５１aは、タイマー１９７の開始（Ｓ８２０）およびＰＷＭデータの演算（Ｓ８３０）を連続して８回繰り返す（Ｓ８４０）。
ＣＰＵ１５１aは、タイマー１９６が所定値までカウントすると、再度、図８に示すタイマー１９６の割込タスクの処理を開始する。つまり、図８および図９に示すように、タイミングＳ５２０を起点にした処理が繰り返される。 The CPU 151a continuously repeats the start of the timer 197 (S820) and the PWM data calculation (S830) eight times (S840).
When the timer 196 counts to a predetermined value, the CPU 151a starts processing the interrupt task of the timer 196 shown in FIG. 8 again. That is, as shown in FIGS. 8 and 9, the process starting from the timing S520 is repeated.

本実施形態では、タイマー１９６は２５６［μｓｅｃ］周期でＰＷＭ周期タイミングを発生し、タイマー１９７は１６［μｓｅｃ］周期でＡＤコンバートタイミング（図９：タイミングＳ５２３〜Ｓ５２７）を発生させる。
そして、ＰＷＭ機能部は、図８に示すように、ＰＷＭ周期タイミングＳ５２０に同期して、ＰＷＭ周期（２５６［μｓｅｃ］）のＰＷＭ信号を生成する。
このようにＣＰＵ１５１ａは、Ａ／Ｄ変換器を共用しながら、５つのモータの駆動制御を行う。割込コントローラＩＲＱＣ１８０内のカウンタータイマー１８１〜１８５、１９１ａ〜１９５ａ、１９１ｂ〜１９５ｂ、１９６、１９７の機能と、各タイマー割込指示１８０ａの組み合わせで、５つのモータの演算とタイミングの制御を行う。 In the present embodiment, the timer 196 generates the PWM cycle timing in the 256 [μsec] cycle, and the timer 197 generates the AD conversion timing (FIG. 9: timings S523 to S527) in the 16 [μsec] cycle.
Then, as shown in FIG. 8, the PWM function unit generates a PWM signal having a PWM cycle (256 [μsec]) in synchronization with the PWM cycle timing S520.
In this way, the CPU 151a controls the drive of the five motors while sharing the A / D converter. By combining the functions of the counter timers 181 to 185, 191a to 195a, 191b to 195b, 196, and 197 in the interrupt controller IRQC180 and each timer interrupt instruction 180a, the calculation and timing of the five motors are controlled.

図１１は、図１０に示すＡＤコンバート値の取得およびＰＷＭデータの演算処理の一例を示すフローチャートである。なお、制御対象のモータをステッピングモータ１６７ａとする場合を例に挙げて説明する。また、図１１に示す各処理は、ＣＰＵ１５１ａにより制御される。
図１１を用いてＡＤコンバート値からＰＷＭ信号の幅を決定する逐次演算（図１０：ステップＳ５５０の処理）について説明する。 FIG. 11 is a flowchart showing an example of acquisition of the AD conversion value and calculation processing of PWM data shown in FIG. A case where the motor to be controlled is a stepping motor 167a will be described as an example. Further, each process shown in FIG. 11 is controlled by the CPU 151a.
A sequential calculation (FIG. 10: processing in step S550) for determining the width of the PWM signal from the AD conversion value will be described with reference to FIG.

ＣＰＵ１５１ａは、ＰＷＭ端子機能のＰＷＭ信号１７１ｃの状態をＣＰＵバス経由で読み出し、現在の選択がいずれの相であるかを認識する（Ｓ５５１）。なお、Ｈｉの場合はＡ相が選択されている。
ＣＰＵ１５１ａは、ＡＤ変換の繰り返し回数に対応するモータに対応する電流値のＡＤ変換を行わせ、ＡＤコンバート値を取得する（Ｓ５１０）。なお、取得したＡＤコンバート値は、例えばＲＡＭ７５１ｃに格納される。 The CPU 151a reads the state of the PWM signal 171c of the PWM terminal function via the CPU bus, and recognizes which phase the current selection is in (S551). In the case of Hi, the A phase is selected.
The CPU 151a performs AD conversion of the current value corresponding to the motor corresponding to the number of repetitions of AD conversion, and acquires the AD conversion value (S510). The acquired AD conversion value is stored in, for example, RAM751c.

ＣＰＵ１５１ａは、位置指令パルス幅情報から現在の電流検知割込までの時間値である位置指令パルス（θ_ｒｅｆ）カウント値を取得する（Ｓ５５３）。なお、取得した位置指令パルス（θ_ｒｅｆ）カウント値は、例えばＲＡＭ７５１ｃに格納される。 The CPU 151a acquires the position command pulse (θ_ref) count value, which is the time value from the position command pulse width information to the current current detection interrupt (S553). The acquired position command pulse (θ_ref) count value is stored in, for example, the RAM 751c.

ＣＰＵ１５１ａは、取得した位置指令パルス（θ_ｒｅｆ）カウント値と、前回割込時の位置指令パルス（θ_ｒｅｆ）カウント値との差分（電気角θの時間変化）に基づいて、現在の位置指令パルスの周期情報である指令速度値ωを導出する（Ｓ５１４）。
ＣＰＵ１５１ａは、導出した指令速度ωが閾値速度ωｔｈよりも大きいか否かを判別する（Ｓ５１５）。このように、ステップＳ５１５の処理において安定速度を超過しているか否かが判別される。 The CPU 151a has a period of the current position command pulse based on the difference (time change of the electric angle θ) between the acquired position command pulse (θ_ref) count value and the position command pulse (θ_ref) count value at the time of the previous interruption. The command speed value ω, which is information, is derived (S514).
The CPU 151a determines whether or not the derived command speed ω is larger than the threshold speed ωth (S515). In this way, it is determined whether or not the stable speed is exceeded in the process of step S515.

ＣＰＵ１５１ａは、指令速度ωが一定速度値（ωｔｈ）よりも大きい場合（Ｓ５１５：Ｙｅｓ）、モータの状態は高速回転の状態とみなしてベクトル演算モードに移行する（Ｓ５６０）。また、そうでない場合（Ｓ５１５：Ｎｏ）、モータの状態は低速回転の状態とみなしてオープン演算モードに移行する（Ｓ５７０）。
このようにして、安定速度を超過しているか否かに応じて、ステッピングモータ１６７ａを制御するためのモータ制御方式が特定される。 When the command speed ω is larger than the constant speed value (ωth) (S515: Yes), the CPU 151a considers the motor state to be a high-speed rotation state and shifts to the vector calculation mode (S560). If this is not the case (S515: No), the state of the motor is regarded as a state of low-speed rotation, and the mode shifts to the open calculation mode (S570).
In this way, a motor control method for controlling the stepping motor 167a is specified depending on whether or not the stable speed is exceeded.

［ベクトル演算モード］
ここで、ベクトル演算モードについて説明する。本方式は、基本的な構成はブラシレスＤＣモータ、ＡＣサーボモータ等で利用されている座標変換を用いたインバータ制御である。
具体的には、ステッピングモータ１６７ａのＡ相、Ｂ相に流れる通常の電流ベクトルを表す静止座標系が、図４に示すような、回転子の磁極方向をｄ軸、さらに９０度進んだ方向をｑ軸と定義される回転座標系に変換される。なお、このインバータ制御は大きく分けて、位置ＰＩＤ制御と電流ＰＩＤ制御の二つの制御演算ループとして構成される。 [Vector calculation mode]
Here, the vector calculation mode will be described. In this method, the basic configuration is inverter control using coordinate conversion used in brushless DC motors, AC servo motors, and the like.
Specifically, the stationary coordinate system representing the normal current vectors flowing in the A phase and B phase of the stepping motor 167a is the direction in which the magnetic pole direction of the rotor is the d-axis and is further advanced by 90 degrees as shown in FIG. Converted to a rotating coordinate system defined as the q-axis. The inverter control is roughly divided into two control calculation loops, that is, position PID control and current PID control.

比例、積分補償ステップから構成される位置ＰＩＤ制御では、検出したステッピングモータ１６７ａの出力軸の電気角θと、位置指令パルス（θ_ｒｅｆ）カウント値とに基づいて、これらの偏差が小さくなるように電流指令値ｉｑ_ｒｅｆ、ｉｄ_ｒｅｆを導出する。 In the position PID control consisting of the proportional and integral compensation steps, the current is set so that the deviation between them becomes small based on the detected electric angle θ of the output shaft of the stepping motor 167a and the position command pulse (θ_ref) count value. The command values iq_ref and id_ref are derived.

なお、ベクトル制御では、位置ＰＩＤ制御を行うためにステッピングモータ１６７ａの位置情報を位置制御にフィードバックする必要がある。
通常、これらの情報を検出するために、ステッピングモータにロータリーエンコーダを取り付けて、ロータリーエンコーの出力パルス数に基づいて位置情報を取得する。そして、取得した位置情報における出力パルス周期に基づいて速度情報を取得する。
ところが、本来ステッピングモータの駆動に不要であるロータリーエンコーダを付加することにより、機器製造コストの上昇、配置スペースが必要になるなど問題が生じる。そこで、エンコーダを用いずにステッピングモータ１６７ａの位置、及び速度情報を推定するセンサレス制御が提案されている。 In vector control, it is necessary to feed back the position information of the stepping motor 167a to the position control in order to perform the position PID control.
Normally, in order to detect this information, a rotary encoder is attached to the stepping motor to acquire position information based on the number of output pulses of the rotary encoder. Then, the velocity information is acquired based on the output pulse period in the acquired position information.
However, adding a rotary encoder that is originally unnecessary for driving a stepping motor causes problems such as an increase in equipment manufacturing cost and a need for arrangement space. Therefore, sensorless control for estimating the position and speed information of the stepping motor 167a without using an encoder has been proposed.

ただし、上記説明したセンサレス制御における誘起電圧の検知（誘起電圧成分検知）によるベクトル制御では、一定速度（ωｔｈ）以上の回転が必要とされる。
そのため、ステッピングモータの起動や停止時の速度が極めて遅い限られた制御状態においては、前述したオープン演算モード（オープン制御：各相の電流検知にもとづいて、各相の励磁ＰＷＭ周期を決定する）に切り替えるように構成する。このようにして、ステッピングモータを駆動制御するように構成しても良い。 However, in the vector control by detecting the induced voltage (detection of the induced voltage component) in the sensorless control described above, rotation of a constant speed (ωth) or more is required.
Therefore, in the limited control state where the speed at the start and stop of the stepping motor is extremely slow, the above-mentioned open calculation mode (open control: the excitation PWM cycle of each phase is determined based on the current detection of each phase). Configure to switch to. In this way, the stepping motor may be configured to be driven and controlled.

［誘起電圧演算］
ここでステップＳ５６０の処理（ベクトル演算モード）におけるＰＷＭデータ演算処理の詳細について説明する。
ＣＰＵ１５１ａは、誘起電圧演算を行う。
具体的には、ＣＰＵ１５１ａは、交流電流ｉα、ｉβ、及び、ステッピングモータ１６７ａの駆動電圧ｖα、ｖβを導出する。交流電流ｉαはＡ／Ｄ変換器１５３ａから取得したＡＤコンバート値に対応し、交流電流ｉβはＡ／Ｄ変換器１５３ｂから取得したＡＤコンバート値に対応する。
そして、ＣＰＵ１５１ａは、入力された電流値と出力する電圧値に基づいて、モータ等価回路における以下の電圧方程式に基づいてステッピングモータ１６７ａの誘起電圧Ｅα、Ｅβを推定する。なお、誘起電圧Ｅα、Ｅβは、下記式（１）、（２）を用いて導出することができる。 [Induced voltage calculation]
Here, the details of the PWM data calculation process in the process (vector calculation mode) of step S560 will be described.
The CPU 151a performs an induced voltage calculation.
Specifically, the CPU 151a derives the alternating currents iα and iβ and the drive voltages vα and vβ of the stepping motor 167a. The alternating current iα corresponds to the AD conversion value acquired from the A / D converter 153a, and the alternating current iβ corresponds to the AD conversion value acquired from the A / D converter 153b.
Then, the CPU 151a estimates the induced voltages Eα and Eβ of the stepping motor 167a based on the following voltage equation in the motor equivalent circuit based on the input current value and the output voltage value. The induced voltages Eα and Eβ can be derived using the following equations (1) and (2).

Ｅα＝Ｖα−Ｒ＊ｉα−Ｌ＊ｄｉα／ｄｔ・・・式（１）
Ｅβ＝Ｖβ−Ｒ＊ｉβ−Ｌ＊ｄｉβ／ｄｔ・・・式（２） Eα = Vα-R * iα-L * diα / dt ... Equation (1)
Eβ = Vβ-R * iβ-L * diβ / dt ... Equation (2)

なお、Ｒ：巻線レジスタンス、Ｌ：巻線リアクタンスであり、ＲとＬの値は予めＲＯＭ７５１ｂに記憶されているものとする。 It is assumed that R: winding resistance and L: winding reactance, and the values of R and L are stored in ROM751b in advance.

ＣＰＵ１５１ａは、位置演算を行いステッピングモータ１６７ａの電気角θを導出する。なお、電気角θは、下記式（３）を用いて導出することができる。 The CPU 151a performs a position calculation and derives an electric angle θ of the stepping motor 167a. The electric angle θ can be derived using the following equation (3).

θ＝ＡＴＡＮ（−Ｅβ／Ｅα）・・・式（３） θ = ATAN (-Eβ / Eα) ... Equation (3)

なお、導出した電気角θは上述した位置ＰＩＤ制御にフィードバックされる。また、導出した電気角θは、座標変換処理においても使用されることになる。 The derived electric angle θ is fed back to the position PID control described above. Further, the derived electric angle θ will also be used in the coordinate conversion process.

［電流制御］
モータの各相に流れる電流値は、電流検知信号１６８ａ、１６８ｂとしてＡ／Ｄ変換器１５３ａ、１５３ｂにより検知され、電流検知の処理（図９：ステップＳ５１０）においてＣＰＵ５１６ａが取得した状態になる。
ＣＰＵ１５１ａは、位置ＰＩＤ制御を行う。具体的には、ＣＰＵ１５１ａは、位置指令パルス（θ_ｒｅｆ）に基づいて電流指令値ｉｑ_ｒｅｆ、ｉｄ_ｒｅｆを導出する。電流指令値ｉｑ_ｒｅｆ、ｉｄ_ｒｅｆは、αβ軸からｄｑ軸へと変換演算された後の電流指令値である。 [Current control]
The current value flowing through each phase of the motor is detected by the A / D converters 153a and 153b as current detection signals 168a and 168b, and is in a state acquired by the CPU 516a in the current detection process (FIG. 9: step S510).
The CPU 151a controls the position PID. Specifically, the CPU 151a derives the current command values iq_ref and id_ref based on the position command pulse (θ_ref). The current command values iq_ref and id_ref are current command values after the conversion calculation from the αβ axis to the dq axis is performed.

ＣＰＵ１５１ａは、座標変換処理を行う。具体的には、ＣＰＵ１５１ａは、静止座標系でステッピングモータ１６７ａに流れる電流をｉα＝Ｉ＊ｃｏｓθ、ｉβ＝Ｉ＊ｓｉｎθとし、θを静止座標系のα軸と回転子磁束のなす相対角（電気角）とする。この場合、回転座標系における電流値は、ｉｄ＝ｃｏｓθ＊ｉα＋ｓｉｎθ＊ｉβ、ｉｑ＝−ｓｉｎθ＊ｉα＋ｃｏｓθ＊ｉβと表わすことができる。 The CPU 151a performs coordinate conversion processing. Specifically, the CPU 151a sets the currents flowing through the stepping motor 167a in the stationary coordinate system as iα = I * cosθ and iβ = I * sinθ, and sets θ as the relative angle (electricity) between the α axis of the stationary coordinate system and the rotor magnetic flux. Corner). In this case, the current value in the rotating coordinate system can be expressed as id = cosθ * iα + sinθ * iβ, iq = −sinθ * iα + cosθ * iβ.

この変換によって、Ａ相Ｂ相に流れる交流電流ｉα、ｉβや電流指令値ｉｑ_ｒｅｆ、ｉｄ_ｒｅｆは、直流電流で表現することができる。ここで、ｄ軸電流は磁束量を制御可能な成分であり、トルクには寄与しない。他方、ｑ軸電流はステッピングモータ１６７ａの発生トルクを支配する成分である。 By this conversion, the alternating currents iα and iβ flowing in the A phase and the B phase and the current command values iq_ref and id_ref can be expressed by direct current. Here, the d-axis current is a component that can control the amount of magnetic flux and does not contribute to torque. On the other hand, the q-axis current is a component that controls the torque generated by the stepping motor 167a.

このように座標変換処理によりｄ−ｑ変換が行われ、ｑ軸電流ｉｑ、及びｄ軸電流ｉｄが得られる。得られたｑ軸電流・ｄ軸電流と、上述した位置ＰＩＤ制御から出力された電流指令値ｉｑ_ｒｅｆ、ｉｄ_ｒｅｆとの偏差が電流ＰＩＤ制御に用いられる。通常のベクトル制御では、トルクに寄与しないｉｄ成分が０となるようにｄ軸電流は制御される。 In this way, the dq conversion is performed by the coordinate conversion process, and the q-axis current iq and the d-axis current id are obtained. The deviation between the obtained q-axis current / d-axis current and the current command values iq_ref and id_ref output from the position PID control described above is used for the current PID control. In normal vector control, the d-axis current is controlled so that the id component that does not contribute to torque becomes zero.

ＣＰＵ１５１ａは、電流ＰＩＤ制御を行う。具体的には、ＣＰＵ１５１ａは、位置ＰＩＤ制御と同様に比例、積分補償器を介して電流偏差量を増幅した後に座標変換処理を行う。このようにして、ＣＰＵ１５１ａは、電流値ｉｑ、ｉｄを静止座標系の電流量ｉα、ｉβへと逆変換する。また、逆変換は下記式（３）、（４）を用いて行うことができる。 The CPU 151a controls the current PID. Specifically, the CPU 151a performs the coordinate conversion process after amplifying the current deviation amount via the proportional and integral compensator as in the position PID control. In this way, the CPU 151a inversely transforms the current values iq and id into the current amounts iα and iβ in the stationary coordinate system. Further, the inverse transformation can be performed by using the following equations (3) and (4).

ｉα＝ｃｏｓθ＊ｉｑ−ｓｉｎθ＊ｉｄ・・・式（３）
ｉβ＝ｓｉｎθ＊ｉｑ＋ｃｏｓθ＊ｉｄ・・・式（４） iα = cosθ * iq-sinθ * id ... Equation (3)
iβ = sinθ * iq + cosθ * id ... Equation (4)

ＣＰＵ１５１ａは、変換後の電流値ｉα、ｉβに基づいて駆動電圧ｖα、ｖβを導出する（Ｓ５０５）。
ＣＰＵ１５１ａは、変換後の電流値ｉα、ｉβに基づいて駆動電圧ｖα、ｖβを導出する。
ＣＰＵ１５１ａは、ＰＷＭ信号の反転タイミングの予約設定を行う。具体的には、ＣＰＵ１５１ａは、駆動電圧ｖα、ｖβに基づいて、ＰＷＭ信号１７１ａ、１７１ｂが機能するようにレジスタに予約設定する。このようにして、１モータ当りのタイマー１９７による割込タスクを終了する。なお、ＰＷＭ信号の発生パターンは、図８に示すタイミングチャートのようになる。
このようなフィードバック系を構築することで、ベクトル制御では、負荷に応じた必要最低限の駆動電流を常時モータに印加することになり、省電力かつ低騒音のモータ駆動を実現することができる。 The CPU 151a derives the drive voltages vα and vβ based on the converted current values iα and iβ (S505).
The CPU 151a derives the drive voltages vα and vβ based on the converted current values iα and iβ.
The CPU 151a sets a reservation for the inversion timing of the PWM signal. Specifically, the CPU 151a reserves and sets the PWM signals 171a and 171b in the register based on the drive voltages vα and vβ. In this way, the interrupt task by the timer 197 per motor is completed. The PWM signal generation pattern is as shown in the timing chart shown in FIG.
By constructing such a feedback system, in vector control, the minimum necessary drive current according to the load is constantly applied to the motor, and it is possible to realize power-saving and low-noise motor drive.

次にステップＳ５７０の処理（オープン演算モード）におけるＰＷＭデータ演算処理の詳細について説明する。
ＣＰＵ１５１ａは、誘起電圧演算を行う。具体的には、ＣＰＵ１５１ａは、Ａ／Ｄ変換器１５３ａ、１５３ｂによってデジタル値に変換された交流電流ｉα、ｉβ、及び、ステッピングモータ１６７ａの駆動電圧ｖα、ｖβを導出する。
そして、ＣＰＵ１５１ａは、入力された電流値と出力する電圧値に基づいて、上述したモータ等価回路における電圧方程式に基づいてステッピングモータ１６７ａの誘起電圧Ｅα、Ｅβを推定する。 Next, the details of the PWM data calculation process in the process (open calculation mode) of step S570 will be described.
The CPU 151a performs an induced voltage calculation. Specifically, the CPU 151a derives the alternating currents iα and iβ converted into digital values by the A / D converters 153a and 153b, and the drive voltages vα and vβ of the stepping motor 167a.
Then, the CPU 151a estimates the induced voltages Eα and Eβ of the stepping motor 167a based on the voltage equation in the motor equivalent circuit described above based on the input current value and the output voltage value.

ＣＰＵ１５１ａは、目標電流（ｉａ_ｒｅｆ、ｉｂ_ｒｅｆ）を設定する。
ＣＰＵ１５１ａは、電流ＰＩＤ制御を行う。具体的には、ＣＰＵ１５１ａは、位置ＰＩＤ制御と同様に比例、積分補償器を介して電流偏差量を増幅した後に座標変換処理を行う。
ＣＰＵ１５１ａは、ＰＷＭ信号の反転タイミングの予約設定を行う。 The CPU 151a sets a target current (ia_ref, ib_ref).
The CPU 151a controls the current PID. Specifically, the CPU 151a performs the coordinate conversion process after amplifying the current deviation amount via the proportional and integral compensator as in the position PID control.
The CPU 151a sets a reservation for the inversion timing of the PWM signal.

図１５は、上記した制御によって位相が１回転した場合の複数のＰＷＭパルスとＰＷＭ発生区間の一例を示すタイミングチャートである。なお、図１５のタイミングチャートでは、縦軸を電圧とし、横軸を時間としている。
このようなフィードバック系を構築することで、ベクトル制御では、負荷に応じた必要最低限の駆動電流を常時モータに印加することになり、省電力かつ低騒音のモータ駆動を実現することが可能となり、このとき正弦波のような周期特性となる。 FIG. 15 is a timing chart showing an example of a plurality of PWM pulses and PWM generation sections when the phase is rotated once by the above control. In the timing chart of FIG. 15, the vertical axis represents voltage and the horizontal axis represents time.
By constructing such a feedback system, in vector control, the minimum necessary drive current according to the load is always applied to the motor, and it becomes possible to realize power-saving and low-noise motor drive. At this time, the periodic characteristics are similar to those of a sine wave.

［モータドライバ］
図１２は、ＰＷＭ機能部のフルブリッジ回路の一例を説明するための図である。
図１３は、ＰＷＭ信号に応じてモータ巻線に流れる駆動電流の向きを説明するための図である。具体的には、図１３（ａ）は、ＰＷＭ信号がＨｉのときのモータ巻線に流れる駆動電流の向きを表し、図１３（ｂ）は、ＰＷＭ信号がＬｏｗのときのモータ巻線に流れる駆動電流の向きを表している。
図１４は、三角波比較方式の概念図である。
図１２を用いて、モータドライバ１５７ａを例に挙げてＰＷＭインバータの駆動方法、電流検出方法について説明する。ＰＷＭ端子機能は、ＦＥＴを用いたフルブリッジ回路で構成され、２相ステッピングモータの場合はＡ相とＢ相分の２つのフルブリッジ回路を有する。 [Motor driver]
FIG. 12 is a diagram for explaining an example of a full bridge circuit of the PWM function unit.
FIG. 13 is a diagram for explaining the direction of the drive current flowing through the motor winding in response to the PWM signal. Specifically, FIG. 13A shows the direction of the drive current flowing through the motor winding when the PWM signal is Hi, and FIG. 13B shows the direction of the drive current flowing through the motor winding when the PWM signal is Low. It shows the direction of the drive current.
FIG. 14 is a conceptual diagram of the triangular wave comparison method.
A method of driving the PWM inverter and a method of detecting the current will be described with reference to FIG. 12 by taking the motor driver 157a as an example. The PWM terminal function is composed of a full bridge circuit using FETs, and in the case of a two-phase stepping motor, it has two full bridge circuits for A phase and B phase.

フルブリッジ回路は、電源電圧に近いハイサイド（ハイ領域）側の左右ＦＥＴとローサイド側の左右ＦＥＴの４つのＦＥＴを有する。ハイサイド左側とローサイド（ロー領域）右側ＦＥＴのゲート信号に駆動電圧を示すＰＷＭ信号を接続し、それ以外のハイサイド右側とローサイド左側にＰＷＭ信号の反転信号を接続する。
これにより、ＰＷＭ制御周期におけるＰＷＭ信号のＨｉ幅の比率（以下、ＰＷＭ信号正デューティ）を調整して、所望の駆動電圧をモータ巻線両端に与えモータ巻線に駆動電流を流すことができる。 The full bridge circuit has four FETs, a left and right FET on the high side (high region) side and a left and right FET on the low side, which are close to the power supply voltage. A PWM signal indicating the drive voltage is connected to the gate signals of the high-side left side and the low-side (low region) right FET, and an inversion signal of the PWM signal is connected to the other high-side right side and low-side left side.
As a result, the ratio of the Hi width of the PWM signal in the PWM control cycle (hereinafter, PWM signal positive duty) can be adjusted to apply a desired drive voltage to both ends of the motor winding, and a drive current can be passed through the motor winding.

モータの各相に流れる駆動電流はフルブリッジ回路のグラウンド側に配置する電流検出抵抗５０７、５０８に印可される電圧を図示しないオペアンプで増幅し、Ａ／Ｄ変換器によりデジタル信号に変換しＣＰＵ１５１ａが取得する。 The drive current flowing in each phase of the motor is amplified by an operational amplifier (not shown) that applies the voltage applied to the current detection resistors 507 and 508 arranged on the ground side of the full bridge circuit, and converted into a digital signal by the A / D converter so that the CPU 151a get.

このとき、ＰＷＭ信号はＦＥＴのスイッチ（スイッチング素子、図１３参照）をＯＮ／ＯＦＦしてモータ巻線に所望の駆動電圧を印可するのでＨｉ／Ｌｏｗを繰り返すことになる。Ｈｉ／Ｌｏｗ切り替わり時にはＦＥＴのスイッチングノイズが発生するので電流検出時刻（所定時刻）はＰＷＭ信号のＨｉ幅、Ｌｏｗ幅それぞれの中央部分が望ましい。
このように、三角波をキャリアとしてモータ駆動電圧を変調波とする三角波比較方式のデジタル演算を行う場合において、変調波の変化時刻を三角波の山と谷のどちらかの時刻に同期させることになる（図１４参照）。 At this time, since the PWM signal turns on / off the FET switch (switching element, see FIG. 13) and applies a desired drive voltage to the motor winding, Hi / Low is repeated. Since FET switching noise is generated at the time of Hi / Low switching, it is desirable that the current detection time (predetermined time) is the central portion of each of the Hi width and the Low width of the PWM signal.
In this way, when performing digital calculation of the triangular wave comparison method using the triangular wave as the carrier and the motor drive voltage as the modulated wave, the change time of the modulated wave is synchronized with either the peak or the valley of the triangular wave ( See FIG. 14).

また、駆動電流を検出する方法としては、ブリッジ回路のグラウンド側にシャント抵抗を配置し、抵抗に掛かる電圧をオペアンプで増幅してＡ／Ｄ変換器を用いて検出する構成としたとする。この場合、モータに流れる駆動電流の向きは一定であっても、シャント抵抗に流れる検出電流の向きはＰＷＭ信号がＨｉの時と、Ｌｏｗの時で異なる現象が発生する。
検出電流の向きをそろえるためにＣＰＵ１５１ａは、ＰＷＭ信号がＨｉかＬｏｗのどちらの時刻で検出するかに応じて検出電流値の符号を反転する。なお、駆動電圧データの正負に応じてＰＷＭ信号のＨｉ幅とＬｏｗ幅のどちらが相対的に長いかが決定される。 Further, as a method of detecting the drive current, it is assumed that a shunt resistor is arranged on the ground side of the bridge circuit, the voltage applied to the resistor is amplified by an operational amplifier, and the voltage is detected by using an A / D converter. In this case, even if the direction of the drive current flowing through the motor is constant, the direction of the detection current flowing through the shunt resistor is different depending on whether the PWM signal is Hi or Low.
In order to align the directions of the detected currents, the CPU 151a inverts the sign of the detected current value depending on whether the PWM signal is detected at Hi or Low. It should be noted that which of the Hi width and the Low width of the PWM signal is relatively longer is determined according to the positive and negative of the drive voltage data.

図１３に示すように、正負の検出電流を向きをそろえた電圧値にするためオペアンプ回路部品により（Ｖｃｃ／２）を電流ゼロ点として、電圧変換して正負の電流量に相当する電圧値に変換する。ＣＰＵ１５１ａにおいて、（Ｖｃｃ／２）よりも高いか低いかによって検出電流値の符号の解釈が変わることが見て取れる。 As shown in FIG. 13, in order to make the positive and negative detected currents into voltage values in which the directions are aligned, (Vcc / 2) is set as the current zero point by the operational amplifier circuit component, and the voltage is converted to the voltage value corresponding to the positive and negative current amounts. Convert. It can be seen that in the CPU 151a, the interpretation of the sign of the detected current value changes depending on whether it is higher or lower than (Vcc / 2).

［シャント抵抗とＡＤ回路］
図１６は、モータ１６７ａ、モータ１６７ｂの電流検出回路とＡ／Ｄ変換器１５３ａ、１５３ｂそれぞれの接続構成の一例を示す詳細図である。
第１のモータであるモータ１６７ａのＡ相電流は、モータドライバ１５７ａと接続されたシャント抵抗５０７の両端の電圧として検出される。そして、ＶＣＣ／２において零点オフセットしてオペアンプ１５８ａ（図正面から見て上側）によって増幅されて、信号１６８ａとしてベクトル制御ＩＣ１５１へ送られる。
ＣＰＵ１５１ａは、ＣＰＵバス１５１ｄを介してＡ／Ｄ変換器１５３ａの入力セレクタをレジスタ設定して、信号１６８ａを選択してＡＤ変換結果を読み取る。 [Shunt resistor and AD circuit]
FIG. 16 is a detailed view showing an example of the connection configuration of the current detection circuits of the motors 167a and 167b and the A / D converters 153a and 153b, respectively.
The A-phase current of the motor 167a, which is the first motor, is detected as the voltage across the shunt resistor 507 connected to the motor driver 157a. Then, it is offset by the zero point in VCS / 2, amplified by the operational amplifier 158a (upper side when viewed from the front of the figure), and sent to the vector control IC 151 as a signal 168a.
The CPU 151a sets the input selector of the A / D converter 153a as a register via the CPU bus 151d, selects the signal 168a, and reads the AD conversion result.

モータ１６７ａのＢ相電流も同様にシャント抵抗５０８両端の電圧として検出され、オペアンプ１５８ａ（図正面から見て下側）によって増幅されて、信号１６８ｂとしてベクトル制御ＩＣ１５１へ送られる。
ＣＰＵ１５１ａは、ＣＰＵバス１５１ｄを介してＡ／Ｄ変換器１５３ｂの入力セレクタをレジスタ設定して、信号１６８ｂを選択してＡＤ変換結果を読み取る。 Similarly, the B-phase current of the motor 167a is also detected as a voltage across the shunt resistor 508, amplified by the operational amplifier 158a (lower side when viewed from the front of the figure), and sent to the vector control IC 151 as a signal 168b.
The CPU 151a sets the input selector of the A / D converter 153b as a register via the CPU bus 151d, selects the signal 168b, and reads the AD conversion result.

第２のモータであるモータ１６７ｂのＡ相電流も同様にシャント抵抗５０９の両端の電圧として検出される。オペアンプ１５８ｂ（図正面から見て上側）によって増幅されて、Ａ／Ｄ変換器１５３ａの入力セレクタをレジスタ設定してモータ１６７ｂ側を選択してＡＤ変換結果を読み取る。 Similarly, the A-phase current of the motor 167b, which is the second motor, is also detected as the voltage across the shunt resistor 509. It is amplified by the operational amplifier 158b (upper side when viewed from the front of the figure), the input selector of the A / D converter 153a is set as a register, the motor 167b side is selected, and the AD conversion result is read.

モータ１６７ｂのＢ相電流も同様にシャント抵抗５１０の両端の電圧として検出される。オペアンプ１５８ｂ（図正面から見て下側）によって増幅されて、Ａ／Ｄ変換器１５３ｂの入力セレクタをレジスタ設定してモータ１６７ｂ側を選択してＡＤ変換結果を読み取る。 Similarly, the B-phase current of the motor 167b is also detected as the voltage across the shunt resistor 510. It is amplified by the operational amplifier 158b (lower side when viewed from the front of the figure), the input selector of the A / D converter 153b is set as a register, the motor 167b side is selected, and the AD conversion result is read.

図１７は、モータの各相の電流値（ＡＤデータ）とシャント抵抗の検出値との関係の一例を説明するためのグラフである。
図１７（ａ）に示すグラフは、第１のモータ１６７ａの実際のＡ相電流と、Ａ／Ｄ変換器１５３ａによる検出結果の値との関係の一例を示している。なお、縦軸は３．３Ｖ電源を０〜１０２３の１０２４段階に１０ｂｉｔＡＤ変換したデジタル値を示している。
図１７（ａ）に示すグラフのように、実際にシャント抵抗を流れる正負の電流に対して所定の特性（以下、この特性値をバラツキ成分と称す）を有していることが見て取れる。なお、グラフ上では説明のためにグラフ上に現れるバラツキ成分を誇張表現している。 FIG. 17 is a graph for explaining an example of the relationship between the current value (AD data) of each phase of the motor and the detected value of the shunt resistance.
The graph shown in FIG. 17A shows an example of the relationship between the actual A-phase current of the first motor 167a and the value of the detection result by the A / D converter 153a. The vertical axis shows a digital value obtained by converting a 3.3 V power supply into 10 bit AD conversion in 1024 steps from 0 to 1023.
As shown in the graph shown in FIG. 17A, it can be seen that the shunt resistor actually has a predetermined characteristic (hereinafter, this characteristic value is referred to as a variation component) with respect to the positive and negative current flowing through the shunt resistor. In addition, on the graph, the variation component appearing on the graph is exaggerated for the sake of explanation.

図１７（ｂ）に示すグラフは、第２のモータ１６７ｂの実際のＡ相電流と、Ａ／Ｄ変換器１５３ａによる検出結果の値との関係の一例を示している。
図１７（ａ）、（ｂ）の比較から実際にシャント抵抗を流れる正負の電流に対して主に３つのバラツキ成分ａ、ｂ、ｃ（図中においてはａ１、２、ｂ１、２、ｃ）を有していることが見て取れる。
１つ目のバラツキ成分のｂは、増幅回路のオフセット特性であり、オペアンプ内部の半導体トランジスタの入力電流分と内部抵抗値、および周辺の抵抗部品の抵抗値の精度と、ＡＤコンバータ入力前のアナログセレクタ回路のＯＮ抵抗値である。これは設計中心よりずれた電圧値に変換されてしまう成分が主因となる。 The graph shown in FIG. 17B shows an example of the relationship between the actual A-phase current of the second motor 167b and the value of the detection result by the A / D converter 153a.
From the comparison of FIGS. 17 (a) and 17 (b), there are mainly three variation components a, b, and c (a1, 2, b1, 2, c in the figure) with respect to the positive and negative currents actually flowing through the shunt resistor. It can be seen that it has.
The first variation component b is the offset characteristic of the amplifier circuit, which is the accuracy of the input current and internal resistance value of the semiconductor transistor inside the operational amplifier, the resistance value of the peripheral resistance components, and the analog before the input of the AD converter. This is the ON resistance value of the selector circuit. This is mainly due to the component that is converted to a voltage value that deviates from the design center.

また、図１６において説明したように、ＶＣＣ／２を中心に増幅および電圧変換する回路であるためバラツキ成分ｂは電流の正負を中心に両側にオフセットする。
なお、オフセット量は回路に依存するため、第１のモータ１６７ａ側はｂ１であり、第２のモータ１６７ｂ側はｂ２である。ここでは一例として、ｂ１＝５０［ｍＶ］相当、ｂ２＝４０［ｍＶ］相当程度であるとする。 Further, as described with reference to FIG. 16, since the circuit amplifies and converts the voltage around the VCS / 2, the variation component b is offset to both sides around the positive and negative currents.
Since the offset amount depends on the circuit, the first motor 167a side is b1 and the second motor 167b side is b2. Here, as an example, it is assumed that b1 = 50 [mV] equivalent and b2 = 40 [mV] equivalent.

２つ目のバラツキ成分のａは、増幅回路のゲイン特性であり、オペアンプ内部トランジスタおよび周辺の抵抗部品の精度によっては、ずれた電圧値に変換されてしまう成分が主因となる。
また、図１６において説明したように、ＶＣＣ／２を中心に増幅および電圧変換する回路であるためバラツキ成分ａは電流の正負を中心に両側に傾斜する。
なお、傾斜は回路に依存するため、第１のモータ１６７ａ側はａ１であり、第２のモータ１６７ｂ側はａ２である。ここでは一例として、ａ１＝１０［ｍＶ］／Ａ、ａ２＝８［ｍＶ］／Ａ程度にバラツキ傾斜するものとする。 The second variation component, a, is the gain characteristic of the amplifier circuit, and is mainly due to the component that is converted into a deviated voltage value depending on the accuracy of the transistor inside the operational amplifier and the peripheral resistance components.
Further, as described with reference to FIG. 16, since the circuit amplifies and converts the voltage around the VCS / 2, the variation component a is inclined to both sides with respect to the positive and negative currents.
Since the inclination depends on the circuit, the first motor 167a side is a1 and the second motor 167b side is a2. Here, as an example, it is assumed that the inclination varies to about a1 = 10 [mV] / A and a2 = 8 [mV] / A.

３つ目のバラツキ成分のｃは、ＡＤコンバータ回路の非線形特性であり、ＡＤコンバータ内部トランジスタおよびＡＤコンバータ入力前のアナログセレクタ回路のＯＮ抵抗値の半導体の非線形成分であり、ずれた電圧値に変換されてしまう成分である。ここでは一例として、最大でｃ＝５０［ｍＶ］程度であるとする。 The third variation component c is the non-linear characteristic of the AD converter circuit, which is the non-linear component of the semiconductor of the ON resistance value of the AD converter internal transistor and the analog selector circuit before the AD converter input, and is converted into a deviated voltage value. It is an ingredient that will be lost. Here, as an example, it is assumed that the maximum is about c = 50 [mV].

図１７（ｃ）に示すグラフは、第１のモータ１６７ａの特性（図１７（ａ））と、第２のモータ１６７ｂの特性（図１７（ｂ））との共通非線形成分のみを抽出したものである。共通のＡＤコンバータ素子を用いる場合には、共通の非線形特性を示す。
以上のことから、予め測定工具などを用いて各モータ各相毎にバラツキａ、ｂ、ｃを測定しておき、ベクトル制御中においてこれら測定値を補正する。具体的には、例えばＰＷＭパルス毎の電気角速度で変動するモータの相電流を逐次ＡＤ変換して誤差１［％］未満で求める。 The graph shown in FIG. 17 (c) extracts only the common non-linear components of the characteristics of the first motor 167a (FIG. 17 (a)) and the characteristics of the second motor 167 b (FIG. 17 (b)). Is. When a common AD converter element is used, a common non-linear characteristic is exhibited.
From the above, the variations a, b, and c are measured in advance for each phase of each motor using a measuring tool or the like, and these measured values are corrected during vector control. Specifically, for example, the phase current of the motor, which fluctuates with the electric angular velocity for each PWM pulse, is sequentially AD-converted and obtained with an error of less than 1 [%].

測定工具による測定は、まず、モータ停止中の非励時状態でシャント抵抗５０７（５０９）とシャント抵抗５０８（５１０）の抵抗値を計測する。
次に、モータ停止中の複数の定電流励時状態で、シャント抵抗５０７（５０９）とシャント抵抗５０８（５１０）の両端の電位差を測定工具により計測しつつ平行して各々ＡＤコンバータ値を記録する。複数の定電流とは、例えば−５［Ａ］〜５［Ａ］まで０．１［Ａ］単位で１００点測定する。 In the measurement with the measuring tool, first, the resistance values of the shunt resistance 507 (509) and the shunt resistance 508 (510) are measured in the non-excited state when the motor is stopped.
Next, the AD converter values are recorded in parallel while measuring the potential difference between both ends of the shunt resistor 507 (509) and the shunt resistor 508 (510) with a measuring tool in a plurality of constant current excitation states when the motor is stopped. .. For a plurality of constant currents, for example, 100 points are measured in units of 0.1 [A] from −5 [A] to 5 [A].

複数のモータについて前記測定点を測定後に、バラツキ成分ａ１、ｂ１、ａ２、ｂ２を抽出する。また、残留成分は、１００点の各々の平均値から、非線形バラツキ成分ｃのプロファイル１００点を抽出する。
例えば図１６に示すような２つのモータでればバラツキａが４点計測され、バラツキｂが４点計測され、バラツキｃが２セット各１００点が計測値から算出される。
また、図３（ａ）に示すような５つのモータであれば、バラツキａが１０点計測され、バラツキｂが１０点計測され、バラツキｃが２セット各１００点が計測値から算出される。
バラツキ成分に係る情報は、測定後に例えばベクトル変調ＩＣ１５１内の不揮発メモリＥＥＰＲＯＭに記録される。１点のデータを２Ｂｙｔｅとすると、計１２０点で２４０Ｂｙｔｅとなる。 After measuring the measurement points of the plurality of motors, the variation components a1, b1, a2, and b2 are extracted. As for the residual component, 100 profiles of the non-linear variation component c are extracted from the average value of each of the 100 points.
For example, in the case of two motors as shown in FIG. 16, the variation a is measured at 4 points, the variation b is measured at 4 points, and 2 sets of variations c are calculated at 100 points each from the measured values.
Further, in the case of the five motors as shown in FIG. 3A, the variation a is measured at 10 points, the variation b is measured at 10 points, and the variation c is calculated from the measured values at 100 points for each of the two sets.
The information related to the variation component is recorded in, for example, the non-volatile memory EEPROM in the vector modulation IC 151 after the measurement. Assuming that the data of one point is 2 bytes, a total of 120 points is 240 bytes.

図１２に示すベクトル演算モードの開始に先立ってＥＥＰＲＯＭからデータを読出しておき、ベクトルモードフローの誘起電圧演算（Ｓ５１２ａ）において、各バラツキのデジタル補正演算を行ったものを検出電流量とする。これにより、バラツキ情報を単調かつ容易に補正されてバラツキ１［％］以下になる。ＰＩＤ制御（Ｓ５０２）に用いられる検出電流量においても同様である。 The data is read from the EEPROM prior to the start of the vector calculation mode shown in FIG. 12, and the detected current amount is obtained by performing the digital correction calculation of each variation in the induced voltage calculation (S512a) of the vector mode flow. As a result, the variation information is monotonously and easily corrected so that the variation becomes 1 [%] or less. The same applies to the amount of detected current used for PID control (S502).

従来の方法によれば、全５モータで全バラツキ情報を保持する場合、バラツキｃが１０セット各１００点が必要となる。そのため、計１０００点で２ＭＢｙｔｅとなり、多くの不揮発メモリが必要になり製造コストが上昇してしまう。
さらに読出時のデータ通信量も比例して増加するためシステムが緩慢な動作になったり、ＣＰＵの性能アップが必要となったりして変更コストが増加してしまうことになる。
また、このような補正をしない場合にも、オペアンプ増幅回路やＡ／Ｄ変換器に高精度な部品が多く必要となりコストアップすることになる。このため既存のシステムにベクトル制御型に変更する場合の大きな障害となり好ましくない。 According to the conventional method, when all the variation information is held by all five motors, 10 sets of variation c and 100 points each are required. Therefore, a total of 1000 points becomes 2 MByte, which requires a large amount of non-volatile memory and increases the manufacturing cost.
Further, since the amount of data communication at the time of reading increases proportionally, the system becomes slow and the CPU performance needs to be improved, which increases the change cost.
Further, even if such correction is not performed, many high-precision parts are required for the operational amplifier amplifier circuit and the A / D converter, which increases the cost. Therefore, it becomes a big obstacle when changing to the vector control type in the existing system, which is not preferable.

これに対して本実施形態に係る画像形成装置では、複数モータのベクトル制御型変更に伴うＡＤコンバータや演算処理に必要なＣＰＵおよびシーケンスや、バラツキ情報記録などの多くの追加機能を、１つのベクトル制御ＩＣに集約集積することができる。そのため、複数モータのベクトル制御型変更において追加部品が少なくなるという利点がある。
例えば、市販のモータドライバ、シャント抵抗とＡＤ検知回路、サブＣＰＵとＡＤ変換回路と不揮発メモリを備えた複数モータ共通ＩＣによって、ホストＣＰＵの大きな変更を伴わないで複数モータの制御をベクトル制御対応に変更することが可能になる。 On the other hand, in the image forming apparatus according to the present embodiment, many additional functions such as AD converter, CPU and sequence required for arithmetic processing due to vector control type change of a plurality of motors, and variation information recording are provided in one vector. It can be centrally integrated in the control IC. Therefore, there is an advantage that the number of additional parts is reduced when changing the vector control type of a plurality of motors.
For example, a commercially available motor driver, a shunt resistance and an AD detection circuit, a sub CPU, an AD conversion circuit, and a multi-motor common IC equipped with a non-volatile memory make it possible to control multiple motors with vector control without major changes in the host CPU. It will be possible to change.

また、オペアンプおよび周辺部品は、補正に必要な線形性以外のバラツキが許容されるので、モータ数やモータ層数に比例して必要な複数の部品は、安価な低精度部品を採用することが可能となる。
具体的には、不揮発メモリ内で共通に記録されたバラツキ特性パターンで共用ＡＤ変換経路のバラツキが補正される。そのため、交換可能なユニットで不揮発メモリ量が少なく、通信制御量も少ない安価な構成とすることも可能になる。 In addition, since operational amplifiers and peripheral parts allow variations other than the linearity required for correction, inexpensive low-precision parts can be used for multiple parts required in proportion to the number of motors and the number of motor layers. It will be possible.
Specifically, the variation of the shared AD conversion path is corrected by the variation characteristic pattern commonly recorded in the non-volatile memory. Therefore, it is possible to make an inexpensive configuration in which the amount of non-volatile memory is small and the amount of communication control is small in the replaceable unit.

また、補正に用いるパラメータはドライバ回路周辺の構成に依存する。そのため、量産工場等における製造および測定工具による測定は、モータドライバユニット１５０単体で行えばよい。また、販売後における回路故障やメンテナンス時にはモータドライバユニット１５０を交換すればよい。 The parameters used for correction depend on the configuration around the driver circuit. Therefore, manufacturing in a mass production factory or the like and measurement using a measuring tool may be performed by the motor driver unit 150 alone. Further, the motor driver unit 150 may be replaced at the time of circuit failure or maintenance after sales.

上記説明した実施形態は、本発明をより具体的に説明するためのものであり、本発明の範囲が、これらの例に限定されるものではない。 The embodiments described above are for more specific explanation of the present invention, and the scope of the present invention is not limited to these examples.

１７１〜１７５・・・ＰＷＭ端子機能、１６７・・・ステッピングモータ、１５３・・・Ａ／Ｄ変換器、７５１・・・システムコントローラ、１５１・・・ベクトル変調ＩＣ（モータ制御装置）。 171 to 175 ... PWM terminal function, 167 ... stepping motor, 153 ... A / D converter, 751 ... system controller, 151 ... vector modulation IC (motor control device).

Claims (6)

第１モータの第１相の巻線に接続される第１の駆動回路と、
前記第１の駆動回路に設けられた第１の抵抗器と、
前記第１モータの第２相の巻線に接続される第２の駆動回路と、
前記第２の駆動回路に設けられた第２の抵抗器と、
第２モータの第３相の巻線に接続される第３の駆動回路と、
前記第３の駆動回路に設けられた第３の抵抗器と、
前記第２モータの第４相の巻線に接続される第４の駆動回路と、
前記第４の駆動回路に設けられた第４の抵抗器と、
前記第１の抵抗器の両端の電圧を示す信号及び前記第３の抵抗器の両端の電圧を示す信号をアナログ値からデジタル値に変換する第１のＡＤ変換器と、
前記第２の抵抗器の両端の電圧を示す信号及び前記第４の抵抗器の両端の電圧を示す信号をアナログ値からデジタル値に変換する第２のＡＤ変換器と、
前記第１のＡＤ変換器に対応する第１の補正値と、前記第２のＡＤ変換器に対応する第２の補正値と、を記憶する記憶手段と、
前記第１のＡＤ変換器から取得した前記第１相に対応する前記デジタル値を前記第１の補正値を用いて補正し、前記第２のＡＤ変換器から取得した前記第２相に対応する前記デジタル値を前記第２の補正値を用いて補正し、補正後の前記第１相に対応する前記デジタル値と補正後の前記第２相に対応するデジタル値とに基づいて前記第１モータのロータの電気角を推定し、当該電気角と前記第１モータのロータの電気角の指令値との偏差が小さくなるように前記第１モータに対してベクトル制御を行う制御手段であって、前記第１のＡＤ変換器から取得した前記第３相に対応する前記デジタル値を前記第１の補正値を用いて補正し、前記第２のＡＤ変換器から取得した前記第４相に対応する前記デジタル値を前記第２の補正値を用いて補正し、補正後の前記第３相に対応するデジタル値と補正後の前記第４相に対応するデジタル値とに基づいて前記第２モータのロータの電気角を推定し、当該電気角と前記第２モータのロータの電気角の指令値との偏差が小さくなるように前記第２モータに対してベクトル制御を行う制御手段と、
前記制御手段が前記第１のＡＤ変換器及び前記第２のＡＤ変換器から前記デジタル値を取得するタイミングを示すタイミング信号を出力する出力手段と、
を有し、
前記タイミング信号が前記出力手段から出力されると、前記制御手段は前記第１のＡＤ変換器からの前記第１相に対応する前記デジタル値の取得及び前記第２のＡＤ変換器からの前記第２相に対応する前記デジタル値の取得を行い、その後、前記タイミング信号が前記出力手段から出力されると、前記制御手段は前記第１のＡＤ変換器からの前記第３相に対応する前記デジタル値の取得及び前記第２のＡＤ変換器からの前記第４相に対応する前記デジタル値の取得を行い、
前記第１のＡＤ変換器のモジュールは、前記第２のＡＤ変換器のモジュールとは異なるモジュールであることを特徴とする、
モータ制御装置。 The first drive circuit connected to the first phase winding of the first motor,
The first resistor provided in the first drive circuit and
A second drive circuit connected to the second phase winding of the first motor,
A second resistor provided in the second drive circuit and
A third drive circuit connected to the third phase winding of the second motor,
A third resistor provided in the third drive circuit and
A fourth drive circuit connected to the fourth phase winding of the second motor,
A fourth resistor provided in the fourth drive circuit and
A first AD converter for converting the signal indicative of the first resistor signal and the third shows the voltage across the resistor voltage across from an analog value to a digital value,
A second AD converter for converting the signal indicative of the voltage across the signal and the fourth resistor shows the voltage across the second resistor to a digital value from an analog value,
Storage means for storing a first correction value corresponding to the first AD converter, and a second correction value corresponding to the second AD converter, a
The digital value corresponding to the first phase acquired from the first AD converter is corrected by using the first correction value, and corresponds to the second phase acquired from the second AD converter. the digital value corrected by using the second correction value, the corrected said digital value and corrected in the second phase on the basis of the digital value corresponding first motor corresponding to the first phase It is a control means for estimating the electric angle of the rotor of the above and performing vector control on the first motor so that the deviation between the electric angle and the command value of the electric angle of the rotor of the first motor becomes small. The digital value corresponding to the third phase acquired from the first AD converter is corrected by using the first correction value, and corresponds to the fourth phase acquired from the second AD converter. The digital value is corrected by using the second correction value, and the second motor of the second motor is based on the corrected digital value corresponding to the third phase and the corrected digital value corresponding to the fourth phase. estimating the electrical angle of the rotor, and control means for performing vector control for the second motor so that the deviation between the command value of the electrical angle of the electrical angle and the second motor rotor is reduced,
An output means for outputting a timing signal indicating the timing at which the control means acquires the digital value from the first AD converter and the second AD converter.
Have,
When the timing signal is output from the output means, the control means acquires the digital value corresponding to the first phase from the first AD converter and the second from the second AD converter. When the digital value corresponding to the two phases is acquired and then the timing signal is output from the output means, the control means receives the digital corresponding to the third phase from the first AD converter. The value is acquired and the digital value corresponding to the fourth phase is acquired from the second AD converter.
The first AD converter module is characterized Rukoto Oh in different modules and the second AD converter module,
Motor control device. 前記制御手段は、補正後の前記第１相に対応する前記デジタル値に基づいて推定された前記第１相の巻線に対応する誘起電圧と、補正後の前記第２相に対応するデジタル値に基づいて推定された前記第２相の巻線に対応する誘起電圧と、に基づいて前記第１モータのロータの電気角を推定し、The control means has an induced voltage corresponding to the winding of the first phase estimated based on the digital value corresponding to the first phase after correction, and a digital value corresponding to the second phase after correction. The induced voltage corresponding to the winding of the second phase estimated based on, and the electric angle of the rotor of the first motor are estimated based on.
前記制御手段は、補正後の前記第３相に対応する前記デジタル値に基づいて推定された前記第３相の巻線に対応する誘起電圧と、補正後の前記第４相に対応するデジタル値に基づいて推定された前記第４相の巻線に対応する誘起電圧と、に基づいて前記第２モータのロータの電気角を推定することを特徴とする、The control means has an induced voltage corresponding to the winding of the third phase estimated based on the digital value corresponding to the corrected third phase, and a digital value corresponding to the corrected fourth phase. It is characterized in that the electric angle of the rotor of the second motor is estimated based on the induced voltage corresponding to the winding of the fourth phase estimated based on the above.
請求項１に記載のモータ制御装置。The motor control device according to claim 1. 前記第１のＡＤ変換器は、前記第１の抵抗器の両端の電圧を示す信号の前記アナログ値から前記デジタル値への変換と、前記第３の抵抗器の両端の電圧を示す信号の前記アナログ値から前記デジタル値への変換と、を時分割で行い
前記第２のＡＤ変換器は、前記第２の抵抗器の両端の電圧を示す信号の前記アナログ値から前記デジタル値への変換と、前記第４の抵抗器の両端の電圧を示す信号の前記アナログ値から前記デジタル値への変換と、を時分割で行うことを特徴とする、
請求項１又は２に記載のモータ制御装置。 The first AD converter converts the signal indicating the voltage across the first resistor from the analog value to the digital value, and the signal indicating the voltage across the third resistor. The conversion from the analog value to the digital value is performed in a time-divided manner, and the second AD converter converts the signal indicating the voltage across the second resistor from the analog value to the digital value. , The conversion of the signal indicating the voltage across the fourth resistor from the analog value to the digital value is performed in a time-divided manner.
The motor control device according to claim 1 or 2. 前記第１の補正値は、前記第１のＡＤ変換器の非線形成分を低減するための補正値であり、
前記第２の補正値は、前記第２のＡＤ変換器
の非線形成分を低減するための補正値であることを特徴とする、
請求項１乃至３のいずれか一項に記載のモータ制御装置。 The first correction value is a correction value for reducing the non-linear component of the first AD converter.
The second correction value is a correction value for reducing the non-linear component of the second AD converter.
The motor control device according to any one of claims 1 to 3. 前記第１モータ及び前記第２モータはステッピングモータであることを特徴とする、
請求項１乃至４のいずれか一項に記載のモータ制御装置。 The first motor and the second motor are stepping motors.
The motor control device according to any one of claims 1 to 4. 記録媒体を搬送する搬送手段と、
前記搬送手段によって搬送された前記記録媒体に画像を形成する画像形成部と、
請求項１乃至５のいずれか一項に記載のモータ制御装置と、
を有することを特徴とする、
画像形成装置。 A transport means for transporting a recording medium and
An image forming unit that forms an image on the recording medium conveyed by the conveying means, and an image forming unit.
The motor control device according to any one of claims 1 to 5.
Characterized by having
Image forming device.

Images