JPH08223920A - Method and apparatus for control of comparator, and correction method of converter ac current used for them - Google Patents
Method and apparatus for control of comparator, and correction method of converter ac current used for themInfo
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- JPH08223920A JPH08223920A JP7029657A JP2965795A JPH08223920A JP H08223920 A JPH08223920 A JP H08223920A JP 7029657 A JP7029657 A JP 7029657A JP 2965795 A JP2965795 A JP 2965795A JP H08223920 A JPH08223920 A JP H08223920A
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は交流電力を直流電力へ変
換するコンバータの制御方法と制御装置に関し、さら
に、かかる制御方法及び装置において使用されるコンバ
ータ交流電流の補正方法に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a control method and control device for a converter for converting AC power into DC power, and more particularly to a converter AC current correction method used in the control method and device.
【０００２】[0002]
【従来の技術】現在、交流電力を直流電力へ変換するコ
ンバータは、一般的に、広く利用されており、例えば交
流電動機制御等において、商用周波数の交流電力を一旦
直流電力に変換した後、これを所望の周波数の交流電力
に変換して交流電動機を制御する、いわゆる、コンバー
タを利用した交流電動機制御が用いられている。かかる
交流電動機制御等においては、被制御対象である電動機
の速度と共に電動機電流をフィードバックして応答特性
を改善することが行われている。2. Description of the Related Art Currently, a converter for converting AC power into DC power is generally widely used. For example, in AC motor control or the like, AC power of a commercial frequency is once converted into DC power and then converted into DC power. There is used so-called AC motor control using a converter, which converts AC into AC power of a desired frequency to control the AC motor. In such AC motor control, etc., response characteristics are improved by feeding back the motor current as well as the speed of the motor to be controlled.
【０００３】このようなコンバータを利用した電動機の
電動機制御においては、電動機電流の検出器に含まれる
オフセット値（直流分）や電動機電流と検出電流間の非
直線性誤差は、電動機制御にフィードバックされる電流
値を不正確なものにし、これが電動機の制御精度の低下
やトルクリップル発生の一因となっている。In motor control of a motor using such a converter, the offset value (DC component) included in the detector of the motor current and the non-linearity error between the motor current and the detected current are fed back to the motor control. Current value is inaccurate, which is one of the causes of deterioration of control accuracy of motor and generation of torque ripple.
【０００４】そこで、従来、例えば特開昭６３−２７４
３９８号公報などに記載された交流電動機の速度制御装
置によれば、検出電流に含まれるオフセット値を調整し
て電動機制御を行うことが既に知られている。このよう
な従来技術によれば、電動機に交流電力を供給する電力
変換器が一定時間以上非動作時に、即ち、交流電動機に
流れる電流が零の時に、電動機制御装置の電流検出器か
らの検出電流値をオフセット記憶手段に記憶し、電力変
換器の運転時に検出電流から前記記憶手段のオフセット
値を差し引いて補正する方法が提案されている。Therefore, conventionally, for example, Japanese Patent Laid-Open No. 63-274.
According to the speed control device for an AC electric motor described in Japanese Patent Publication No. 398 or the like, it is already known that the electric motor control is performed by adjusting the offset value included in the detected current. According to such a conventional technique, when the power converter that supplies alternating-current power to the electric motor is not operating for a certain time or more, that is, when the current flowing through the alternating-current motor is zero, the detected current from the current detector of the electric motor control device is detected. A method has been proposed in which the value is stored in the offset storage means and the offset value of the storage means is subtracted from the detected current when the power converter is operating.
【０００５】[0005]
【発明が解決しようとする課題】ところで、通常、コン
バータ装置は盤（箱）に組み込まれて現場等の厳しい環
境下に配置されることから、運転中の盤内の温度変化等
によって、電流検出器のオフセット値が発生し変化す
る。そのため、上記の従来技術を応用しただけでは、運
転時に変化するオフセット値には対応できない。この結
果、運転中のコンバータ交流電流の検出値には依然とし
てオフセット値が含まれ、コンバータの制御精度を低下
させる問題及びトランスの直流偏磁の問題等は未解決の
まま残されているのが現状である。By the way, since the converter device is usually installed in a panel (box) and placed in a harsh environment such as on-site, it is possible to detect the current by the temperature change in the panel during operation. The offset value of the container is generated and changes. Therefore, it is not possible to deal with the offset value that changes during operation, simply by applying the above-mentioned conventional technique. As a result, the offset value is still included in the detected value of the converter AC current during operation, and the problem of reducing the control accuracy of the converter and the problem of DC bias magnetization of the transformer remain unsolved. Is.
【０００６】また、コンバータ制御装置のソフトウエア
化に伴って、電流検出器もディジタル化されているが、
このＡ／Ｄ変換等の過程で非直線性誤差が発生する。こ
の誤差によって、例えばコンバータ各相の検出電流ピー
ク値に相違が生じると、電流調節器はこの相違を補正し
ようとして機能し、この結果、電源の２倍の周期で電流
リップルが発生して、コンバータの制御性能低下を引き
起こす。しかし、上記従来技術には、ディジタル電流検
出器の非直線性誤差についての配慮はなされていなかっ
た。In addition, the current detector has been digitized with the software of the converter control device.
A non-linearity error occurs during the A / D conversion process. If this error causes a difference in the detected current peak value of each converter phase, for example, the current regulator functions in an attempt to correct this difference, and as a result, a current ripple occurs in a cycle twice as long as that of the power supply, and the converter Cause deterioration of control performance. However, the above-mentioned prior art does not consider the non-linearity error of the digital current detector.
【０００７】本発明の目的は、上記の従来技術における
問題点に鑑み、上記従来技術の誤差成分のない正確なコ
ンバータ交流電流をフィードバックし、誤差成分を補正
した真のコンバータ交流電流に基づく精度の高いコンバ
ータ制御方法及び装置を提供することにある。In view of the above problems in the prior art, an object of the present invention is to feed back an accurate converter AC current having no error component in the above prior art and correct the error component based on the true converter AC current. It is to provide a high converter control method and apparatus.
【０００８】本発明の他の目的は、コンバータ装置のコ
ンバータ交流電流検出器の検出電流に含まれるオフセッ
ト値及び／又は非直線性誤差を補正するコンバータ交流
電流の補正方法を提供することにある。Another object of the present invention is to provide a converter AC current correction method for correcting an offset value and / or a non-linearity error included in a detected current of a converter AC current detector of a converter device.
【０００９】[0009]
【課題を解決するための手段】コンバータ出力電圧とコ
ンバータ交流電流を各々フィードバックするコンバータ
の制御において、前記コンバータ交流電流検出器の検出
電流に含まれる、オフセット値を除去するオフセット補
正手段及び／又は非直線性誤差を除去する非直線性誤差
補正手段を有するコンバータ交流電流補正手段を設ける
ことにより達成される。In the control of a converter that respectively feeds back a converter output voltage and a converter AC current, an offset correction means for removing an offset value included in a detection current of the converter AC current detector and / or a non-correction means. This is accomplished by providing converter AC current correction means having non-linearity error correction means for removing linearity errors.
【００１０】[0010]
【作用】コンバータ交流電流検出器の検出電流に含まれ
るオフセット値は、遅れ時定数を定常運転状態の交流周
期に応じて設定されるローパスフィルター機能によって
検知される。また、非直線性誤差は、コンバータ交流電
流の真値と検出電流間との既知の誤差関係を参照して検
知される。これら検知された誤差を検出電流から差し引
いて補正したコンバータ交流電流を、コンバータ制御装
置にフィードバックすることにより、制御精度の向上あ
るいは電流リップルの防止及びトランスの直流偏磁の抑
制が可能になる。The offset value included in the detected current of the converter AC current detector is detected by the low-pass filter function in which the delay time constant is set according to the AC cycle in the steady operation state. Further, the non-linearity error is detected by referring to a known error relationship between the true value of the converter alternating current and the detected current. By feeding back the converter AC current obtained by subtracting and correcting the detected error from the detected current to the converter control device, it is possible to improve the control accuracy, prevent the current ripple, and suppress the DC bias magnetization of the transformer.
【００１１】[0011]
【実施例】以下、本発明の実施例を図面を参照しながら
詳細に説明する。Embodiments of the present invention will now be described in detail with reference to the drawings.
【００１２】図１は、電源にベクトル制御を応用したコ
ンバータ装置の構成図を示したものである。ここで、ベ
クトル制御とは、交流電動機（例えば誘導電動機）を直
流モータの如く制御しようとするものであり、電動機電
流をトルク電流成分と励磁電流成分に分けて制御するも
のであり、これによって回転数制御、トルク制御などの
電動機の制御性を著しく向上するものである。こうした
ベクトル制御は、交流電動機の制御に関するものである
が、電源側の交流成分の制御に、このベクトル制御的な
考え方を導入したのが、本実施例で云う、電源にベクト
ル制御を応用したコンバータ装置である。このコンバー
タ装置は、コンバータへの交流入力電圧、電流を正弦波
に近づける（即ち歪波から正弦波への補正）ために、電
源側の電流を、有効成分と無効成分とに分け、所定指令
値になるように有効成分、無効成分を設定し、この設定
値を合成して三相の電圧指令値を得、この電圧指令値で
コンバータの電圧位相制御を行おうとするものである。
有効成分、無効成分に分けていることから「ベクトル制
御を応用した」との表現をとったのである。FIG. 1 is a block diagram of a converter device in which vector control is applied to a power supply. Here, the vector control is to control an AC electric motor (for example, an induction motor) like a DC motor, and controls the electric motor current by dividing it into a torque current component and an exciting current component. This significantly improves the controllability of the electric motor such as numerical control and torque control. Such vector control relates to the control of the AC motor, but the concept of this vector control was introduced to control the AC component on the power supply side. In this embodiment, a converter applying vector control to the power supply is used. It is a device. This converter device divides the current on the power supply side into an effective component and an ineffective component in order to bring the AC input voltage and current to the converter close to a sine wave (that is, correction from a distorted wave to a sine wave) and divides the current into a predetermined command value. The effective component and the ineffective component are set so that the set values are combined to obtain a three-phase voltage command value, and the voltage phase control of the converter is performed with this voltage command value.
Since the effective component and the ineffective component are separated, the expression "vector control is applied" is used.
【００１３】図１において、３相（Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相）
交流電源１は、トランス３より供給される。この３相の
交流電源１に接続されたコンバータ２には、平滑コンデ
ンサ４が接続され、平滑コンデンサ４両端の直流電圧を
インバータ電力変換器５によって三相の交流電圧に変換
された後、負荷である例えば交流電動機６などに供給さ
れる。このコンバータ２の入力側には、Ｒ相の電流ＩR
を検出する電流検出器７Ａ、Ｓ相の電流ＩSを検出する
電流検出器７Ｂ、Ｔ相の電流ＩTを検出する電流検出器
７Ｃを備えた電流検出器７が設けられている。In FIG. 1, three phases (R phase, S phase, T phase)
The AC power supply 1 is supplied from the transformer 3. A smoothing capacitor 4 is connected to the converter 2 connected to the three-phase AC power supply 1, and the DC voltage across the smoothing capacitor 4 is converted into a three-phase AC voltage by an inverter power converter 5 and then a load is applied by a load. For example, it is supplied to the AC motor 6 or the like. The input side of this converter 2 has an R-phase current I R
The current detector 7 is provided with a current detector 7A for detecting the current, a current detector 7B for detecting the S-phase current I S, and a current detector 7C for detecting the T-phase current I T.
【００１４】電流検出器７Ａ、７Ｂ、７Ｃからの各相の
検出電流ＩR、ＩS、ＩTは、後述する電流補正器９によ
って補正された、帰還電流ＩRF、ＩSF、ＩTFが座標変換
器１０に供給される。The detected currents I R , I S and I T of the respective phases from the current detectors 7A, 7B and 7C are the feedback currents I RF , I SF and I TF corrected by the current corrector 9 described later. It is supplied to the coordinate converter 10.
【００１５】座標変換器１０は入力されＩRF、ＩSF、Ｉ
TFから、ベクトル制御上の概念と同じような回転子座標
系における無効電流フィードバック信号Ｉｂと、有効電
流フィードバック信号Ｉａに変換する。座標変換器１０
によるＩｂとＩａの変換は、以下の（数１）に従って行
われる。The coordinate converter 10 receives inputs I RF , I SF , I
TF is converted into a reactive current feedback signal Ib and an active current feedback signal Ia in the rotor coordinate system similar to the concept of vector control. Coordinate converter 10
The conversion of Ib and Ia by (1) is performed according to the following (Equation 1).
【数１】 ここで、ω1*：電源同期角周波数指令信号[Equation 1] Where ω1 *: Power supply synchronization angular frequency command signal
【００１６】コンバータ２の電圧信号ＶFBは、電圧検出
器８によって検出されて減算器１１にフィードバックさ
れている。この減算器１１には電圧指令信号Ｖ*が与え
られており、Ｖ*とＶFBの偏差信号が電圧調節器１２に
出力される。また、上記において「*」印の付与されて
いる信号は「指令信号」を意味している。The voltage signal V FB of the converter 2 is detected by the voltage detector 8 and fed back to the subtractor 11. The voltage command signal V * is given to the subtractor 11, and a deviation signal between V * and V FB is output to the voltage regulator 12. Further, in the above, the signal to which "*" mark is added means "command signal".
【００１７】電圧調整器１２は、電圧指令Ｖ*に対する
実測値ＶFBの偏差を零にするための有効電流指令信号Ｉ
ａ*を求め、これを減算器１３に出力する。減算器１３
には、後に詳細を説明する座標変換器１０からの有効電
流フィードバック信号Ｉａがさらに供給されており、そ
こでＩａ*とＩａの偏差が求められて有効電流調節器１
４に出力される。The voltage regulator 12 has an active current command signal I for making the deviation of the measured value V FB from the voltage command V * zero.
a * is obtained and is output to the subtractor 13. Subtractor 13
Is further supplied with an active current feedback signal Ia from a coordinate converter 10, which will be described in detail later, in which the deviation between Ia * and Ia is determined to determine the active current regulator 1
4 is output.
【００１８】一方、他の減算器１３Ａは、無効電流設定
器１５からの無効電流指令信号Ｉｂ*と座標変換器１０
からの無効電流フィードバック信号Ｉｂとの偏差を求
め、無効電流調節器１４Ａに出力している。On the other hand, the other subtractor 13A is configured to detect the reactive current command signal Ib * from the reactive current setter 15 and the coordinate converter 10.
From the reactive current feedback signal Ib is obtained and output to the reactive current controller 14A.
【００１９】これら電流調節器１４と１４Ａは、それぞ
れ、減算器１３と１３Ａからの偏差信号に従って、回転
子座標系における電圧指令信号Ｖａ*とＶｂ*を生成し、
座標変換器１０Ａに出力する。These current regulators 14 and 14A generate voltage command signals Va * and Vb * in the rotor coordinate system according to the deviation signals from the subtractors 13 and 13A, respectively.
Output to the coordinate converter 10A.
【００２０】上述の座標変換器１０Ａは、入力された電
圧指令信号Ｖａ*、Ｖｂ*を、コンバータ２の、ベクトル
制御上の概念である固定子座標系における３相交流電圧
指令信号ＶR*、ＶS*、ＶT*に変換し、これをＰＷＭパル
ス演算器１６へ出力する。ＰＷＭパルス演算器１６は、
これら３相交流出力電圧指令を搬送波信号（ＰＷＭを得
るために使う信号）と比較してパルス幅変調信号に変換
する。このパルス幅変調信号を図示していないパルス増
幅器を介して点弧信号とし、コンバータ２をスイッチン
グ制御して、３相交流電源１をコンデンサ４の両端の直
流電圧に変換する。The coordinate converter 10A described above converts the input voltage command signals Va *, Vb * into a three-phase AC voltage command signal V R *, in the stator coordinate system of the converter 2, which is a concept of vector control. It is converted into V S * and V T *, and this is output to the PWM pulse calculator 16. The PWM pulse calculator 16 is
These three-phase AC output voltage commands are compared with a carrier signal (a signal used to obtain PWM) and converted into a pulse width modulation signal. This pulse width modulation signal is turned into an ignition signal via a pulse amplifier (not shown), and the converter 2 is switching-controlled to convert the three-phase AC power supply 1 into a DC voltage across the capacitor 4.
【００２１】なお、三相交流電圧指令信号ＶR*、ＶS*、
ＶT*への変換は、以下の（数２）に従って行われる。The three-phase AC voltage command signals V R *, V S *,
The conversion into V T * is performed according to the following (Equation 2).
【数２】 [Equation 2]
【００２２】なお、これらの座標変換器１０及び１０Ａ
の変換には、正弦波発振器１７より（数１）または（数
２）の正弦波信号（SINω1*ｔ）と余弦波信号（COSω1*
ｔ）が与えられる。この正弦波発振器１７には、電源同
期角周波数指令信号ω1*に応じて、これらの信号を発生
する。電源同期角周波数指令信号ω1*は、電源角周波数
指令信号ω*と電源同期補正角周波数指令信号△ω*との
和（ω1*＝ω*＋△ω*）から定まる。Incidentally, these coordinate converters 10 and 10A
The sine wave signal (SINω1 * t) and the cosine wave signal (COSω1 *) of (Equation 1) or (Equation 2) are converted by
t) is given. The sine wave oscillator 17 generates these signals in accordance with the power supply synchronization angular frequency command signal ω1 *. The power supply synchronization angular frequency command signal ω1 * is determined from the sum of the power supply angular frequency command signal ω * and the power supply synchronization correction angular frequency command signal Δω * (ω1 * = ω * + Δω *).
【００２３】なお、図１における一点鎖線は計算機（Ｃ
ＰＵ）１００を示し、各構成要素はそのソフトウエアに
よる処理機能によって実現される。もちろん、図示のそ
れぞれの構成要素を各々をハードウエアによって構成で
きることは言うまでもない。Note that the alternate long and short dash line in FIG.
PU) 100, and each component is realized by the processing function of the software. Of course, it goes without saying that each of the illustrated constituent elements can be configured by hardware.
【００２４】ところで、図２に示すように、上記の電流
検出器７で検出された３相交流各相の検出電流Ｉ
（ＩR，ＩS，ＩT）には、コンバータ装置を配置する盤
内の温度変動等によるオフセット電流Ｉ0（ＩR0，
ＩS0，ＩT0）が含まれている。本実施例のコンバータ装
置の一態様は、特に、このオフセット値を取り除く電流
補正器９を備えたところにある。By the way, as shown in FIG. 2, the detected current I of each of the three-phase alternating current detected by the current detector 7 is detected.
(I R , I S , I T ) is an offset current I0 (I R0 , I R0 ,
I S0 , I T0 ) are included. One aspect of the converter device of the present embodiment is, in particular, that the current corrector 9 for removing this offset value is provided.
【００２５】図３は、上記のオフセット値を取り除く、
オフセット補正手段２０の構成を示したものである。こ
のオフセット補正手段２０は、Ｒ相〜Ｔ相の各相に同一
構成で設けられるが、同図には、説明の簡単のため、一
相分の回路構成みを示す。FIG. 3 shows that the above offset value is removed,
The configuration of the offset correction means 20 is shown. The offset correction means 20 is provided with the same configuration for each of the R-phase to the T-phase, but in the figure, for simplicity of explanation, only the circuit configuration for one phase is shown.
【００２６】オフセット補正手段２０は、検出電流
ＩR、ＩSあるいはＩTを取り込んでオフセット値ＩR0、
ＩS0あるいはＩT0を検出するオフセット検出回路２１
と、このオフセット検出回路２１の時定数を調整する時
定数調整回路２２と、検出電流ＩR、ＩSあるいはＩTか
らオフセット値ＩR0、ＩS0あるいはＩT0を減算し、帰還
電流ＩRF、ＩSFあるいはＩTFを出力する減算器２３とに
よって構成される。The offset correction means 20 takes in the detected currents I R , I S or I T to obtain an offset value I R0 ,
Offset detection circuit 21 for detecting I S0 or I T0
And a time constant adjusting circuit 22 for adjusting the time constant of the offset detecting circuit 21, and subtracting the offset value I R0 , I S0 or I T0 from the detection current I R , I S or I T to obtain a feedback current I RF , And a subtractor 23 that outputs I SF or I TF .
【００２７】上記のオフセット検出回路２１は、より具
体的には、１次遅れ回路からなるローパスフィルター２
１０で構成される。この１次遅れ回路は、時定数をＴと
する１／（１＋Ｔｓ）の伝達関数によって表わされる。More specifically, the offset detection circuit 21 is a low-pass filter 2 including a first-order delay circuit.
It consists of 10. This first-order delay circuit is represented by a transfer function of 1 / (1 + Ts) where T is a time constant.
【００２８】また、この時定数調整回路２２の詳細な構
成及び動作を図４に示す。まず、第一の差分手段２２１
が設けられており、これによって電圧信号の変動幅が調
査される。即ち、今回サンプリング時点（ｋｔ）におけ
る電圧ＦＢ（ＶFB）を入力し、記憶している前回サンプ
リング時点（（ｋ−１）ｔ）でのＶFBと差分し、電圧信
号の差分値△Ｖ（ｋｔ）を求める。電圧指令が変化した
時、電圧ＶFBも変化するので、電圧指令の変化に対して
も同じ効果がある。The detailed structure and operation of the time constant adjusting circuit 22 is shown in FIG. First, the first difference means 221
Is provided, by which the fluctuation range of the voltage signal is investigated. That is, this type of voltage FB (VFB) at a sampling time point (kt), and V FB and the difference of the previous sampling instant that stores ((k-1) t) , the difference value △ V of the voltage signal (kt ). When the voltage command changes, the voltage V FB also changes, so that the same effect can be obtained even when the voltage command changes.
【００２９】定常状態判定手段２２３はこの差分値△Ｖ
（ｋｔ）を入力し、設定されている規定値Ｖrefと比較
し、差分値△Ｖ（ｋｔ）が規定値Ｖref以下であれば、
コンバータ変換器２の運転は「定常状態」（即ち、検出
電流が正弦波の状態）と判定し、そうでなければ過渡状
態（即ち、検出電流が正弦波以外の状態、例えば規定以
上の歪波となっている如きもの）などの「非定常状態」
と判定する。The steady state judging means 223 determines this difference value ΔV.
(Kt) is input and compared with the set specified value Vref, and if the difference value ΔV (kt) is less than or equal to the specified value Vref,
The operation of the converter converter 2 is determined to be in a "steady state" (that is, the detected current is a sine wave state), and if not, it is in a transient state (that is, the detected current is a state other than a sine wave, for example, a distorted wave above a specified value "Unsteady state" such as
To determine.
【００３０】時定数出力手段２２４は、上記の定常状態
判定手段２２３から「定常状態」が入力されると、時定
数Ｔを定格周波数に反比例するように設定、例えば下記
の（数３）によって演算し、演算結果を上記のオフセッ
ト検出回路２１の１次遅れ時定数Ｔに設定する。When the "steady state" is input from the steady state determination means 223, the time constant output means 224 sets the time constant T so as to be inversely proportional to the rated frequency, for example, the following (Equation 3) is used for calculation. Then, the calculation result is set to the first-order delay time constant T of the offset detection circuit 21.
【数３】 ここで、ｆ：周波数（通常、５０Ｈｚ／６０Ｈｚ）であ
って固定値 Ｋ：補正係数(Equation 3) Here, f: frequency (normally 50 Hz / 60 Hz) and a fixed value K: correction coefficient
【００３１】この定常状態の判定は、その他に、有効電
流Ｉａの変動幅によっても行うことが出来る。例えば、
他の差分手段２２２は、有効電流フィードバック信号の
今回値Ｉａ（ｋｔ）と前回値Ｉａ（（ｋ−１）ｔ）の差
分値△Ｉａ（ｋｔ）を求める。定常状態判定手段２２３
は、この差分値△Ｉａ（ｋｔ）を受け取って規定値Ｉar
efと比較し、差分値△Ｉａが基準値以下であれば定常状
態と判定することも可能である。Besides, the determination of the steady state can be made by the fluctuation range of the active current Ia. For example,
The other difference means 222 obtains a difference value ΔIa (kt) between the current value Ia (kt) and the previous value Ia ((k−1) t) of the active current feedback signal. Steady state determination means 223
Receives this difference value ΔIa (kt) and receives the specified value Iar
If it is compared with ef and the difference value ΔIa is equal to or less than the reference value, it is possible to determine the steady state.
【００３２】このように、定常状態判定手段２２３は、
電圧指令信号の差分値または電圧信号の差分値、あるい
は有効電流の差分値の何れか一方が、各々に設定されて
いる規定値以下であれば、コンバータの運転が定常状態
であると判定する。なお、ここで言う運転とは、コンバ
ータ２のパルスを発生する時点からを指す。As described above, the steady state judging means 223 is
If one of the difference value of the voltage command signal, the difference value of the voltage signal, or the difference value of the active current is less than or equal to the specified value set for each, it is determined that the operation of the converter is in a steady state. Note that the operation described here refers to a time point when a pulse of the converter 2 is generated.
【００３３】図５に、上記時定数調整手段２２による時
定数決定のフローチャートを示す。まず、上記（数３）
の分母が零とならないように、電源同期角周波数指令信
号ω1*が０か否かをチエックする（ｓ１０１）。この
（数３）の分母が＝０であれば遅れ時定数Ｔを無限大相
当とし（ｓ１０５）、（数３）の演算は行わない。即
ち、ω1*を零に指令することはないが、何等かの演算上
の異常で０になった場合、数３の演算式でω1*＝０では
不定となってしまうための処理である。FIG. 5 shows a flowchart for determining the time constant by the time constant adjusting means 22. First, the above (Equation 3)
In order to prevent the denominator of 0 from becoming zero, it is checked whether or not the power supply synchronous angular frequency command signal ω1 * is 0 (s101). If the denominator of this (Equation 3) is = 0, the delay time constant T is set to infinity (s105), and the operation of (Equation 3) is not performed. That is, although ω1 * is not instructed to be zero, when ω1 * = 0 in the arithmetic expression of Equation 3, when ω1 * = 0 due to some abnormal operation, the process is undefined.
【００３４】ω1*≠０であれば、所定プロセス量（たと
えば、Ｖ*）の今回値と前回値の差分値を求める（ｓ１
０２）。続いて、この差分値を、当該プロセス量に対し
設定されている規定値と比較し（ｓ１０３）、差分値が
規定値以下であれば（数３）による時定数Ｔの演算を行
う（ｓ１０４）。一方、差分値が規定値を超えていれば
コンバータは非定常状態（過渡状態）と判定し、遅れ時
定数Ｔを無限大相当として（ｓ１０６）、オフセット検
出回路２１の出力を現状のままに保持する。決定された
時定数Ｔは、オフセット検出手段２１に出力され、ロー
パスフィルター２１０の遅れ時定数Ｔに設定される（ｓ
１０７）。If ω1 * ≠ 0, the difference value between the current value and the previous value of the predetermined process amount (for example, V *) is obtained (s1
02). Subsequently, this difference value is compared with a specified value set for the process amount (s103), and if the difference value is less than or equal to the specified value, the time constant T is calculated by (Equation 3) (s104). . On the other hand, if the difference value exceeds the specified value, the converter determines that it is in an unsteady state (transient state), sets the delay time constant T to infinity (s106), and holds the output of the offset detection circuit 21 as it is. To do. The determined time constant T is output to the offset detection means 21 and set as the delay time constant T of the low pass filter 210 (s
107).
【００３５】ちなみに、本実施例のオフセット補正手段
によれば、ｆ＝５０Ｈｚ，Ｋ＝１０００，Ｔ＝２０ｓ
で、オフセット電流のリップルは補正前の約０．１％に
まで低減される。従って、実用上の補正係数Ｋは５００
〜１００００程度に設定される。この場合、遅れ時定数
Ｔは１０ｓ〜２００ｓ程度となり、補正電流の出力もこ
の時定数Ｔに応じて遅延する。しかし、盤内の温度変化
等に起因するオフセット電流の変化は数時間程度と遅い
周期なので、時定数Ｔによる遅れは全く問題にならず、
実質的にリアルタイムな電流補正が可能となる。Incidentally, according to the offset correction means of this embodiment, f = 50 Hz, K = 1000, T = 20 s
Then, the ripple of the offset current is reduced to about 0.1% before correction. Therefore, the practical correction coefficient K is 500
It is set to about 10,000. In this case, the delay time constant T is about 10 s to 200 s, and the output of the correction current is also delayed according to this time constant T. However, since the change of the offset current due to the temperature change in the panel is a cycle as slow as several hours, the delay due to the time constant T does not cause any problem,
Substantially real-time current correction is possible.
【００３６】上記した説明では、遅れ時定数Ｔの変更可
能条件であるコンバータの定常状態判定に、電圧指令Ｖ
*または電圧帰還信号ＶFBまたは有効電流帰還信号Ｉａ
を用いたが、その他、コンバータ２の定状状態を認識で
きる信号であれば何でもよい。コンバータ２の定状状態
は、例えば、無効電流Ｉｂの変動幅によっても判定可能
である。In the above description, the voltage command V is used to determine the steady state of the converter, which is a condition for changing the delay time constant T.
* Or voltage feedback signal V FB or active current feedback signal Ia
However, any other signal can be used as long as it can recognize the steady state of the converter 2. The steady state of the converter 2 can also be determined by the fluctuation range of the reactive current Ib, for example.
【００３７】また、上記の実施例では、オフセット検出
回路２１を構成するローパスフィルタ２１０には１次遅
れ回路を用いたが、その他、高周波信号をカットできる
ものであればよい。また、一つの信号に対し、複数のロ
ーパスフィルタを用いてもよく、さらに、遅れ時定数の
補正係数Ｋや周波数ｆは固定にしてもよい。Further, in the above embodiment, the low-pass filter 210 constituting the offset detection circuit 21 uses the first-order delay circuit, but any other device capable of cutting a high frequency signal may be used. Further, a plurality of low-pass filters may be used for one signal, and the correction coefficient K of the delay time constant and the frequency f may be fixed.
【００３８】このような本実施例によれば、電流検出器
７からの検出電流に含まれるオフセット値が運転時に検
出、除去できるので、コンバータ制御に帰還される帰還
電流の値が真のコンバータ電流に極めて近い値となり、
これにより、コンバータの制御精度を向上することがで
きる。According to the present embodiment as described above, the offset value included in the detected current from the current detector 7 can be detected and removed during operation, so that the value of the feedback current fed back to the converter control is the true converter current. Is very close to
Thereby, the control accuracy of the converter can be improved.
【００３９】次に、本発明の他の実施例になる上記電流
補正器９の別の態様を説明する。なお、この他の実施例
になる電流補正器９は、以下の説明からも明らかとなる
ように、コンバータ装置のＡ／Ｄ変換過程における非直
線性誤差を補正して真のコンバータ電流値を得ようとす
るものであるが、これは、上記の電流検出器７における
オフセットを補正するためのオフセット補正手段２０と
共に、あるいは、別個に上記電流補正器９を構成するこ
とも可能である。Next, another mode of the current corrector 9 according to another embodiment of the present invention will be described. The current corrector 9 according to another embodiment corrects the non-linearity error in the A / D conversion process of the converter device to obtain a true converter current value, as will be apparent from the following description. However, it is also possible to configure the current corrector 9 together with the offset corrector 20 for correcting the offset in the current detector 7 or separately.
【００４０】すなわち、上記した図１の電流検出器７
は、コンバータ２の実電流（アナログ量）を入力し、パ
ルスカウンタ及びＶ／ｆ変換などによるＡ／Ｄ変換の
後、パルスカウンタの計数値に基づくデジタル演算によ
って検出電流を求める。このＡ／Ｄ変換の過程などにお
いて、コンバータ２に流れる実電流Ｉ’（ＩR’，
ＩS’，ＩT’）と電流検出器７の検出電流Ｉ（ＩR，
ＩS，ＩT）との間に、図６に示すような非直線性の誤差
が生じる。そこで、事前に非直線性の特性を求めてお
き、これを折れ線関数の形式で記憶しておき、補正時に
利用することにした。That is, the current detector 7 shown in FIG.
Inputs the actual current (analog amount) of the converter 2, performs A / D conversion by a pulse counter and V / f conversion, and then obtains a detected current by digital calculation based on the count value of the pulse counter. In such process of the A / D conversion, the actual current I flowing through the converter 2 '(I R',
I S ', I T ') and the detection current I (I R ,
A non-linear error as shown in FIG. 6 is generated between I S and I T ). Therefore, it was decided to obtain the nonlinear characteristic in advance, store it in the form of a polygonal line function, and use it for correction.
【００４１】この誤差は、電流検出器７の定格値の設定
によっても大きく変動する。同図で、実線で示す曲線
（１）は４Ａ（４Ｖ）を定格として実電流と検出電流が
一致するように調整した場合、破線で示す曲線（２）は
１０Ａ（１０Ｖ）を定格として調整した場合である。こ
れら実線の曲線（１）または破線の曲線（２）の検出信
号Ｉと、直線（３）との偏差部分が、いわゆる非直線性
誤差△Ｉとなる。This error also greatly varies depending on the setting of the rated value of the current detector 7. In the figure, when the curve (1) shown by the solid line is adjusted so that the actual current and the detected current match with 4A (4V) as the rating, the curve (2) shown by the broken line is adjusted with 10A (10V) as the rating. This is the case. A deviation portion between the detection signal I of the solid curve (1) or the broken curve (2) and the straight line (3) becomes a so-called non-linearity error ΔI.
【００４２】そこで、この他のの実施例では、このよう
な非直線性誤差を補正するために、図１の電流補正器９
を、非直線性誤差補正手段３０として構成したものであ
る。Therefore, in another embodiment, in order to correct such a non-linearity error, the current corrector 9 of FIG. 1 is used.
Is configured as the non-linearity error correction means 30.
【００４３】図８は、非直線性誤差補正手段３０の構成
で、各相とも同じ構成となるので一相についてのみ示
す。誤差補正手段３０は、電流検出器７からの検出電流
信号Ｉに対応して補正信号Ｉｃを発生する補正信号発生
器３１と、検出電流信号Ｉから補正信号Ｉｃを減算する
減算器３２とによって構成される。FIG. 8 shows the configuration of the non-linearity error correction means 30. Since each phase has the same configuration, only one phase is shown. The error correction means 30 includes a correction signal generator 31 that generates a correction signal Ic corresponding to the detection current signal I from the current detector 7, and a subtractor 32 that subtracts the correction signal Ic from the detection current signal I. To be done.
【００４４】より詳細には、補正信号発生器３１は、複
数の関数発生器３１１〜３１３と、検出電流信号Ｉの領
域に適応する関数発生器を選択する領域選択手段３１０
とからなる。領域選択手段３１０によって選択される関
数発生器３１１〜３１３の各々は、入力された検出電流
信号Ｉに応じた補正信号Ｉｃを発生し、これを後段の減
算器３２の負側入力端子へ出力する。More specifically, the correction signal generator 31 includes a plurality of function generators 311 to 313 and a region selection means 310 for selecting a function generator adapted to the region of the detected current signal I.
Consists of Each of the function generators 311 to 313 selected by the area selection means 310 generates a correction signal Ic according to the input detected current signal I, and outputs it to the negative side input terminal of the subtractor 32 at the subsequent stage. .
【００４５】図７は、検出電流Ｉと非直線誤差△Ｉの関
係でを示しており、例えば図６の破線で示した曲線
（２）の誤差パターンを示している。この誤差パターン
は長期的（経年）には変化するが、短期的には定格毎に
ほぼ一定となる。そこで、検出電流の範囲を複数の領
域、例えばＩ、II、IIIに区分し、各区分に対応する関
数発生器３１１〜３１３の各々により、各領域の誤差信
号に相当する補正信号Ｉｃ（Ｉｃ1〜Ｉｃ3）を、（数
４）の３式で折線近似して発生する。FIG. 7 shows the relationship between the detection current I and the non-linear error ΔI, and shows the error pattern of the curve (2) shown by the broken line in FIG. 6, for example. This error pattern changes in the long term (age), but in the short term, it becomes almost constant for each rating. Therefore, the range of the detected current is divided into a plurality of regions, for example, I, II, and III, and the correction signals Ic (Ic1 to Ic1 to Ic1 to Ic1 to Ic1 to Ic3) are divided by the function generators 311 to 313 corresponding to the respective regions. Ic3) is generated by performing line-approximation with the three expressions of (Equation 4).
【数４】 ここで、ａ1，ａ2，ａ3：直線勾配 ｂ1，ｂ2，ｂ3：初期値 なお、上記の例では、３つの関数発生器３１１〜３１３
に対応して３電流領域としたが、領域の設定は任意であ
る。[Equation 4] Here, a1, a2, a3: linear gradient b1, b2, b3: initial value In the above example, three function generators 311 to 313 are provided.
Although the three current regions are set in accordance with the above, the region setting is arbitrary.
【００４６】図９は、ソフトウエアによる補正信号Ｉｃ
の生成処理を示したもので、領域に応じて予め記憶され
ている勾配ａと初期値ｂを読出して、上記（数４）によ
る直線近似を演算処理するので、領域の区分は所望の精
度を達成できるように設定すればよい。また、折れ線に
よる近似だけではなく、記憶装置に上記の誤差パターン
を記憶し、検出電流に対応した補正値を参照できるよう
にしてもよい。FIG. 9 shows a correction signal Ic by software.
In the present invention, the gradient a and the initial value b stored in advance according to the area are read out and the linear approximation by the above (Equation 4) is arithmetically processed. It should be set so that it can be achieved. Further, in addition to the approximation using the broken line, the above error pattern may be stored in the storage device so that the correction value corresponding to the detected current can be referred to.
【００４７】このような他の実施例になる電流補正器９
によれば、電流検出器７によるコンバータ制御のための
帰還電流の誤差を精度よく補正できるので、電流リップ
ルの発生を防止でき、コンバータ制御の制御精度を向上
できる効果がある。A current corrector 9 according to another embodiment as described above.
According to this, the error of the feedback current for the converter control by the current detector 7 can be accurately corrected, so that the occurrence of current ripple can be prevented and the control accuracy of the converter control can be improved.
【００４８】以上に説明した電流補正器９の第１の実施
態様であるオフセット補正手段２０と、他の実施態様で
ある電流補正器９の誤差補正手段３０とを組み合わせて
構成することも可能であり、その場合には、即ち、電流
補正器９は、電流検出器７の検出電流Ｉのオフセットを
除去するオフセット補正手段２０と共に、検出電流Ｉの
非直線誤差を補正する誤差補正手段３０を備え、オフセ
ットを除去し、さらに非直線誤差を除去して、高精度の
帰還電流が要求される電源ベクトル制御の制御精度を向
上することができる。It is also possible to combine the offset correcting means 20 which is the first embodiment of the current corrector 9 described above with the error correcting means 30 of the current corrector 9 which is another embodiment. In that case, that is, in other words, the current corrector 9 is provided with the offset corrector 20 for removing the offset of the detected current I of the current detector 7 and the error corrector 30 for correcting the non-linear error of the detected current I. It is possible to improve the control accuracy of the power supply vector control that requires a highly accurate feedback current by removing the offset and the nonlinear error.
【００４９】さらに、本発明では、上記のオフセット値
や非直線性誤差を補正する電流検出方法として、制御装
置や計測装置の電流（電圧、位相）検出器に広く適用で
きることは言うまでもないであろう。Further, it goes without saying that the present invention can be widely applied to the current (voltage, phase) detectors of the control device and the measuring device as a current detection method for correcting the above offset value and non-linearity error.
【００５０】[0050]
【発明の効果】以上の詳細な説明からも明らかなよう
に、本発明になるコンバータの制御方法とその装置及び
それに使用するコンバータ交流電流の補正方法によれ
ば、電流検出器のオフセット値及び／または非直線性誤
差を高精度に補正できるので、コンバータ電流の正確な
検出値に基づいてコンバータ制御の精度を向上し、電流
リップルの発生を防止及びトランスの偏磁を抑制するこ
とができる。As is apparent from the above detailed description, according to the converter control method and apparatus and the converter AC current correction method used therefor according to the present invention, the offset value of the current detector and / or Alternatively, since the non-linearity error can be corrected with high accuracy, the accuracy of converter control can be improved based on the accurate detected value of the converter current, the occurrence of current ripple can be prevented, and the demagnetization of the transformer can be suppressed.
【図１】本発明の第１の適用例で、電源にベクトル制御
を応用したコンバータ制御装置の構成図である。FIG. 1 is a configuration diagram of a converter control device in which vector control is applied to a power supply in a first application example of the present invention.
【図２】コンバータ交流電流の検出値に含まれるオフセ
ット値の説明図である。FIG. 2 is an explanatory diagram of an offset value included in a detected value of a converter AC current.
【図３】コンバータ交流電流補正器の第１の実施例で、
オフセット補正手段の構成図である。FIG. 3 is a first embodiment of the converter AC current corrector,
It is a block diagram of an offset correction means.
【図４】時定数調整手段の構成図である。FIG. 4 is a configuration diagram of a time constant adjusting unit.
【図５】時定数調整手段の処理過程を示すフローチャー
トである。FIG. 5 is a flowchart showing the processing steps of the time constant adjusting means.
【図６】コンバータ交流電流の検出値に含まれる非直線
性誤差の説明図である。FIG. 6 is an explanatory diagram of a non-linearity error included in a detected value of a converter AC current.
【図７】非直線性誤差を領域別に直線近似する説明図で
ある。FIG. 7 is an explanatory diagram for linearly approximating a non-linearity error for each region.
【図８】コンバータ交流電流補正器の第２の実施例で、
非直線誤差補正手段の構成図である。FIG. 8 is a second example of the converter AC current corrector,
It is a block diagram of a non-linear error correction means.
【図９】非直線誤差補正手段の処理過程を示すフローチ
ャートである。FIG. 9 is a flowchart showing the processing steps of the non-linear error correction means.
１ 交流電源 ２ コンバータ ３ トランス ４ 平滑コンデンサ ５ インバータ電力変換器 ６ 交流電動機 ７（７Ａ〜７Ｃ） 電流検出器 ８ 電圧検出器 ９ 電流補正器 １０、１０Ａ 座標変換器 １１ 減算器 １２ 電圧調節器 １３、１３Ａ 減算器 １４ 有効電流調節器 １４Ａ 無効電流調節器 １５ 無効電流設定器 １６ ＰＷＭ演算器 １００ 計算機（ＣＰＵ） ２０ オフセット補正手段 ２１ オフセット値検出手段 ２１０ ローパスフィルター ２２ 時定数調整手段 ２３ 減算器、２２１ ２２２ 差分手段 ２２３ 定常状態判定手段 ２２４ 時定数出力手段 ３０ 非直線性誤差補正手段 ３１ 補正信号発生手段 ３２ 減算器 ３１０ 領域選択手段 ３１１〜３１３ 関数発生手段 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 AC power supply 2 Converter 3 Transformer 4 Smoothing capacitor 5 Inverter power converter 6 AC electric motor 7 (7A-7C) Current detector 8 Voltage detector 9 Current corrector 10, 10A Coordinate converter 11 Subtractor 12 Voltage regulator 13, 13A Subtractor 14 Active Current Regulator 14A Reactive Current Regulator 15 Reactive Current Setter 16 PWM Calculator 100 Calculator (CPU) 20 Offset Correction Means 21 Offset Value Detecting Means 210 Low Pass Filter 22 Time Constant Adjusting Means 23 Subtractors, 221 222 Difference means 223 Steady state determination means 224 Time constant output means 30 Non-linearity error correction means 31 Correction signal generation means 32 Subtractor 310 Region selection means 311 to 313 Function generation means
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 国井 啓次 茨城県日立市大みか町五丁目２番１号 株 式会社日立製作所大みか工場内 ─────────────────────────────────────────────────── ─── Continuation of the front page (72) Inventor Keiji Kunii 5-2-1 Omika-cho, Hitachi-shi, Ibaraki Hitachi Ltd. Omika factory
Claims (19)
流とを各々検出してフィードバックし、コンバータの変
換動作を制御するコンバータの制御方法において、コン
バータ動作時のコンバータ交流電流を検出する際に含ま
れるオフセット値を検知し、この検知したオフセット値
に基づいて前記検出したコンバータ交流電流を補正し、
この補正されたコンバータ交流電流によって所定の電流
調節を行うことを特徴とするコンバータの制御方法。1. A converter control method for detecting and feeding back a converter output voltage and a converter AC current, respectively, and controlling a conversion operation of the converter, and an offset value included when detecting the converter AC current during the operation of the converter. To correct the detected converter AC current based on the detected offset value,
A converter control method characterized in that a predetermined current adjustment is performed by the corrected converter alternating current.
おいて、コンバータ動作時のコンバータ交流電流を検出
する際に含まれるオフセット値を、前記コンバータの運
転状態に対応して検知することを特徴とするコンバータ
の制御方法。2. The converter control method according to claim 1, wherein an offset value included when detecting the converter AC current during operation of the converter is detected corresponding to an operating state of the converter. Converter control method.
おいて、検知したオフセット値を前記検出されたコンバ
ータ交流電流から差し引いて補正を行うことを特徴とす
るコンバータの制御方法。3. The converter control method according to claim 1, wherein the detected offset value is subtracted from the detected converter AC current to perform correction.
おいて、前記オフセット電流の検知は、所定の時定数に
よるローパスフィルター機能によって行い、前記所定の
時定数を前記運転状態が定常状態のときはコンバータに
供給される交流電力の周期に応じた値に設定し、前記運
転状態が非定常状態（過渡状態）のときは前記所定の時
定数を無限大相当値に設定することを特徴とするコンバ
ータの制御方法。4. The converter control method according to claim 2, wherein the offset current is detected by a low-pass filter function with a predetermined time constant, and the predetermined time constant is converted when the operating state is a steady state. Of the AC power supplied to the converter, and when the operating state is a non-steady state (transient state), the predetermined time constant is set to an infinity equivalent value. Control method.
おいて、前記コンバータ交流電流のサンプリング周期に
応じてチエックされる所定のプロセス量（状態量）の変
動幅が所定の規定値以下の場合は、前記運転状態は定常
状態であると判定することを特徴とするコンバータの制
御方法。5. The converter control method according to claim 2, wherein a fluctuation range of a predetermined process amount (state amount) checked according to a sampling cycle of the converter AC current is less than a predetermined specified value, A method of controlling a converter, characterized in that the operating state is determined to be a steady state.
おいて、前記所定のプロセス量（状態量）は、コンバー
タ電圧指令または前記コンバータ電圧または前記コンバ
ータ交流電流から変換される有効電流または無効電流で
あることを特徴とするコンバータの制御方法。6. The converter control method according to claim 5, wherein the predetermined process amount (state amount) is a converter voltage command, an active current or a reactive current converted from the converter voltage or the converter alternating current. A converter control method characterized by the above.
流とを各々検出してディジタル信号に変換してフィード
バックし、コンバータの変換動作を制御するコンバータ
の制御方法において、検出したコンバータ交流電流をデ
ィジタル信号に変換する際に含まれる変換誤差を補正
し、この変換誤差が補正されたディジタルのコンバータ
交流電流によって所定の電流調節を行うことを特徴とす
るコンバータの制御方法。7. A converter control method for detecting a converter output voltage and a converter AC current, converting the converter AC voltage into a digital signal and feeding back the detected signal, and converting the detected converter AC current into a digital signal. A converter control method characterized in that a conversion error included in the conversion is corrected, and a predetermined current is adjusted by a digital converter AC current in which the conversion error is corrected.
おいて、検出したコンバータ交流電流の電流値に応じて
変換誤差補正信号を発生し、発生した変換誤差補正信号
の値を前記検出されたコンバータ交流電流から差し引い
て変換誤差補正を行うことを特徴とするコンバータの制
御方法。8. The converter control method according to claim 7, wherein a conversion error correction signal is generated in accordance with the detected current value of the converter AC current, and the value of the generated conversion error correction signal is detected by the detected converter AC current. A converter control method characterized by performing conversion error correction by subtracting from current.
おいて、発生する変換誤差補正信号は、検出されるコン
バータ交流電流の電流値に応じて予め記憶されているこ
とを特徴とするコンバータの制御方法。9. The converter control method according to claim 8, wherein the conversion error correction signal generated is stored in advance in accordance with the detected current value of the converter AC current. .
電流とを各々検出してディジタル信号に変換してフィー
ドバックし、コンバータの変換動作を制御するコンバー
タの制御方法において、コンバータ動作時のコンバータ
交流電流を検出する際に含まれるオフセット値を検知
し、この検知したオフセット値に基づいて前記検出した
コンバータ交流電流を補正し、かつ、検出したコンバー
タ交流電流をディジタル信号に変換する際に含まれる変
換誤差を補正し、この補正されたコンバータ交流電流に
よって所定の電流調節を行うことを特徴とするコンバー
タの制御方法。10. A converter control method for detecting a converter output voltage and a converter AC current, converting them into digital signals and feeding them back, and controlling the conversion operation of the converter, the converter AC current during the converter operation is detected. An offset value included in the case is detected, the detected converter AC current is corrected based on the detected offset value, and a conversion error included in converting the detected converter AC current into a digital signal is corrected. A method of controlling a converter, wherein a predetermined current is adjusted by the corrected converter alternating current.
バータの制御装置であって、少なくとも、コンバータ出
力電圧を検出するコンバータ出力電圧検出器及びコンバ
ータ交流電流を検出するコンバータ交流電流検出器と、
前記各検出器からの検出信号をフィードバックするフィ
ードバック回路とを備えたコンバータの制御装置におい
て、さらに、前記コンバータ出力電圧検出器によりコン
バータ動作時のコンバータ交流電流を検出する際に含ま
れるオフセット値を検知するオフセット値検知手段と、
前記オフセット値検知手段により検知されたオフセット
値に基づいて前記コンバータ交流電流検出器が検出した
コンバータ交流電流を補正する補正手段を備え、もっ
て、前記補正手段により補正されたコンバータ交流電流
によって所定の電流調節を行うことを特徴とするコンバ
ータの制御装置。11. A converter control device for controlling a conversion operation of a converter, comprising at least a converter output voltage detector for detecting a converter output voltage and a converter AC current detector for detecting a converter AC current.
In a converter control device including a feedback circuit that feeds back a detection signal from each of the detectors, further, an offset value included when the converter output voltage detector detects a converter AC current during converter operation is detected. Offset value detecting means for
The converter AC current detector includes a correction unit that corrects the converter AC current detected by the converter AC current detector based on the offset value detected by the offset value detection unit, and thus a predetermined current is generated by the converter AC current corrected by the correction unit. A converter control device characterized in that adjustment is performed.
置において、前記オフセット値検知手段は、コンバータ
動作時のコンバータ交流電流を検出する際に含まれるオ
フセット値を、前記コンバータの運転状態に対応して検
知するように構成されていることを特徴とするコンバー
タの制御装置。12. The converter control device according to claim 11, wherein the offset value detection means determines an offset value included when detecting a converter AC current during converter operation in correspondence with an operating state of the converter. A control device for a converter, which is configured to detect.
置において、前記オフセット値検知手段は、検知したオ
フセット値を前記検出されたコンバータ交流電流から差
し引いて補正を行う減算器を備えていることを特徴とす
るコンバータの制御装置。13. The converter control device according to claim 12, wherein the offset value detection means includes a subtracter that subtracts the detected offset value from the detected converter AC current to perform correction. And converter control device.
バータの制御装置であって、少なくとも、コンバータ出
力電圧を検出するコンバータ出力電圧検出器及びコンバ
ータ交流電流を検出しディジタル信号に変換して出力す
るコンバータ交流電流検出器と、前記検出器からのディ
ジタル検出信号をフィードバックするフィードバック回
路とを備えたコンバータの制御装置において、さらに、
前記コンバータ交流電流検出器で検出したコンバータ交
流電流をディジタル信号に変換する際に含まれる変換誤
差を補正する誤差補正手段を備えていることを特徴とす
るコンバータの制御装置。14. A converter control device for controlling a conversion operation of a converter, comprising at least a converter output voltage detector for detecting a converter output voltage and a converter AC for detecting a converter AC current and converting the same into a digital signal for output. In a controller of a converter comprising a current detector and a feedback circuit that feeds back a digital detection signal from the detector,
A converter control device comprising an error correction means for correcting a conversion error included when converting the converter AC current detected by the converter AC current detector into a digital signal.
置において、前記誤差補正手段は、検出したコンバータ
交流電流をディジタル信号に変換する際に含まれる変換
誤差値を検出する変換誤差補正信号を発生する補正信号
発生手段と、前記補正信号発生手段により発生された変
換誤差値を、前記コンバータ交流電流検出器により検出
されたコンバータ交流電流から差し引いて変換誤差補正
を行う減算器とを備えていることを特徴とするコンバー
タの制御装置。15. The converter control device according to claim 14, wherein the error correction means generates a conversion error correction signal for detecting a conversion error value included in converting the detected converter AC current into a digital signal. And a subtractor for subtracting the conversion error value generated by the correction signal generation unit from the converter AC current detected by the converter AC current detector to perform conversion error correction. Characteristic converter control device.
置において、前記補正信号発生手段は、複数の関数発生
器と、そして、検出したコンバータ交流電流値の領域に
適応して前記複数の関数発生器の一つを選択する選択手
段とを備えていることを特徴とするコンバータの制御装
置。16. The converter control device according to claim 14, wherein the correction signal generating means includes a plurality of function generators, and the plurality of function generators are adapted to a region of the detected converter AC current value. And a selecting means for selecting one of the converters.
バータの制御装置であって、少なくとも、コンバータ出
力電圧を検出するコンバータ出力電圧検出器及びコンバ
ータ交流電流を検出しディジタル信号に変換して出力す
るコンバータ交流電流検出器と、前記検出器からの検出
信号をフィードバックするフィードバック回路とを備え
たコンバータの制御装置において、前記コンバータ出力
電圧検出器によりコンバータ動作時のコンバータ交流電
流を検出する際に含まれるオフセット値を検知して前記
コンバータ交流電流検出器が検出したコンバータ交流電
流を補正する補正手段と、前記コンバータ交流電流検出
器が検出したコンバータ交流電流をディジタル信号に変
換する際に含まれる変換誤差を補正する誤差補正手段と
を備え、もって、前記補正手段及び前記誤差補正手段に
より補正されたコンバータ交流電流によって所定の電流
調節を行うことを特徴とするコンバータの制御装置。17. A converter control device for controlling a conversion operation of a converter, comprising at least a converter output voltage detector for detecting a converter output voltage and a converter AC for detecting a converter AC current and converting the same into a digital signal for output. In a converter control device including a current detector and a feedback circuit that feeds back a detection signal from the detector, an offset value included when the converter output voltage detector detects a converter AC current during converter operation. Correcting means for correcting the converter alternating current detected by the converter alternating current detector, and correcting a conversion error included in converting the converter alternating current detected by the converter alternating current detector into a digital signal. With error correction means, A converter control device characterized in that a predetermined current is adjusted by the converter alternating current corrected by the correction means and the error correction means.
電流検出器の検出電流に含まれるオフセット値を補正す
るコンバータ交流電流の補正方法であって、コンバータ
の定常運転状態時に、コンバータ制御装置へ供給される
交流電流を検知し、検知した交流電流の交流周期に応じ
た遅れ時定数を決定し、決定した遅れ時定数によって前
記検出電流を遅れ処理して前記オフセット値を検知し、
前記検出電流から検知されたオフセット値を差し引くこ
とを特徴とするコンバータ交流電流の補正方法。18. A converter AC current correction method for correcting an offset value included in a detection current of a converter AC current detector of a converter control device, the AC being supplied to the converter control device during a steady operation state of the converter. Detecting a current, determining a delay time constant according to the alternating current cycle of the detected alternating current, detecting the offset value by delaying the detected current by the determined delay time constant,
A method for correcting converter AC current, characterized in that the detected offset value is subtracted from the detected current.
電流を検出してディジタル信号で表示して出力する電流
検出器の検出電流に含まれる非直線性誤差を補正するコ
ンバータ交流電流の補正方法であって、予め設定されて
いるコンバータ交流電流の真値と前記検出電流との間の
所定の非直線誤差関係パターンを参照して前記非直線性
誤差を検知し、前記検出電流から検知された直線性誤差
を差し引くことを特徴とするコンバータ交流電流の補正
方法。19. A converter AC current correction method for correcting a non-linearity error included in a detection current of a current detector which detects a converter AC current of a converter control device and displays and outputs it as a digital signal. The non-linearity error is detected by referring to a predetermined non-linear error relationship pattern between the preset true value of the converter alternating current and the detection current, and the linearity error detected from the detection current is calculated. A method for correcting converter AC current, characterized by subtracting.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7029657A JPH08223920A (en) | 1995-02-17 | 1995-02-17 | Method and apparatus for control of comparator, and correction method of converter ac current used for them |
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| JP7029657A JPH08223920A (en) | 1995-02-17 | 1995-02-17 | Method and apparatus for control of comparator, and correction method of converter ac current used for them |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08223920A true JPH08223920A (en) | 1996-08-30 |
Family
ID=12282195
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7029657A Pending JPH08223920A (en) | 1995-02-17 | 1995-02-17 | Method and apparatus for control of comparator, and correction method of converter ac current used for them |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH08223920A (en) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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-
1995
- 1995-02-17 JP JP7029657A patent/JPH08223920A/en active Pending
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