JP6928878B2

JP6928878B2 - 点灯装置

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Publication number: JP6928878B2
Application number: JP2018013179A
Authority: JP
Inventors: 弘毅松井
Original assignee: Panasonic Intellectual Property Management Co Ltd
Current assignee: Panasonic Intellectual Property Management Co Ltd
Priority date: 2018-01-30
Filing date: 2018-01-30
Publication date: 2021-09-01
Anticipated expiration: 2038-01-30
Also published as: TW201933023A; TWI746929B; JP2019133780A

Description

本発明は、光源を点灯させる点灯装置に関する。

特許文献１には、電源回路部（昇圧チョッパ回路）を有する照明装置において、電源回路部から出力される直流電圧の低下を検出する検出部を備えることで、負荷への過大な電力供給を抑制する技術が開示されている。具体的に、特許文献１では、電源回路部に昇圧チョッパ制御回路の制御を受けて動作するスイッチング素子を設け、このスイッチング素子をパルス幅変調（ＰＷＭ）制御することで、電源回路部から昇圧された直流電圧を出力している。

特開２０１２−２４３４５８号公報

しかしながら、特許文献１のような従来技術では、電源電圧が増加した場合に、電源電圧に比例した電力が負荷回路部に供給されるので、負荷回路部に過大な電力が供給される場合があるという問題がある。

そこで、本発明は、電源電圧が変動した場合においても、電力供給能力の変動が抑制された点灯装置を提供することを目的とする。

上記課題を解決するために、本発明の一実施形態に係る光源を点灯させるための点灯装置は、電源からの供給電力に基づいて光源を点灯させる点灯装置であって、インダクタと、前記インダクタに流れる電流を制御するためのスイッチング素子とを有する昇圧チョッパ回路と、前記スイッチング素子をオンオフ制御することにより前記昇圧チョッパ回路の出力電圧または出力電力を制御する制御回路と、前記昇圧チョッパ回路の出力電圧を降圧して前記光源に供給する降圧回路と、前記電源の電圧変動に追従して変化する補正信号を出力する電圧補正回路とを備え、前記制御回路は、前記スイッチング素子に流れる電流に応じた電流検出信号に前記補正信号を重畳させて生成した制御信号に基づいて前記スイッチング素子をオンオフ制御する。

本発明によると、電源電圧が変動した場合に電流供給能力が変動するのを抑制することができる。

点灯装置の構成例を示す回路ブロック図ＩＳ端子の入力信号波形の一例を示す図ＩＳ端子の入力信号波形の一例を示す図ＩＳ端子の入力信号波形の一例を示す図電源電圧と点灯装置の供給電力との関係を示す図電源電圧と点灯装置の供給電力との関係を示す図電圧補正回路の分圧比と点灯装置の供給電力との関係を示す図

以下、本発明の各実施形態を図面に基づいて詳細に説明する。以下の各実施形態の説明は、本質的に例示に過ぎず、本発明、その適用物或いはその用途を制限することを意図するものではない。

−点灯装置の構成−
図１は実施形態に係る点灯装置１の構成を示した構成図である。図１に示すように、点灯装置１は、整流回路２と、昇圧チョッパ回路３と、制御回路４と、電圧補正回路５と、降圧回路６とを備える。

整流回路２は、電源Ｅから受けた電源電圧Ｖｉｎを整流して出力する回路であり、例えば、全波整流を行うダイオード（図示省略）のブリッジ回路である。具体的に、整流回路２は、対をなす入力端子２１，２２と、対をなす出力端子２３，２４とを有する。そして、整流回路２は、入力端子２１，２２に電源電圧Ｖｉｎを受け、整流して出力端子２３，２４から出力する。

昇圧チョッパ回路３は、整流回路２の出力端子２３，２４から受けた電圧を昇圧して、降圧回路６に出力する。降圧回路６は、昇圧チョッパ回路２４の出力電圧を低下させて光源７に出力することで、光源７を点灯させる。制御回路４は、例えば、ＩＣ（Integrated Circuit）で実現することができ、昇圧チョッパ回路３のスイッチング素子ＴＲ１をオンオフ制御するためのコンパレータ４１を含んでいる。電圧補正回路５は、電源電圧Ｖｉｎの電圧変動に追従して変化する補正信号Ｖａを出力する。

本開示に係る技術は、昇圧チョッパ回路３、制御回路４及び電圧補正回路５に特徴があり、以下において具体的に説明する。なお、降圧回路６は従来構成に係る回路を採用することができるので、ここではその詳細な説明を省略する。

昇圧チョッパ回路３は、正極入力端子３１及び負極入力端子３２と、正極出力端子３３及び負極出力端子３４とを有する。正極入力端子３１及び負極入力端子３２は、整流回路２の出力端子２３，２４に電気的に接続されている。電気的に接続されているとは、直接接続されている場合に加えて、両者間に抵抗やトランジスタ等の受動素子（図示省略）が接続されている場合を含む概念である。以下の説明において、単に接続すると記載した場合も、この電気的な接続を指すものとする。

さらに、昇圧チョッパ回路３の正極入力端子３１と正極出力端子３３との間を接続する正極側ノードＮｐには、インダクタＬ１及びダイオードＤ１が直列に設けられている。また、インダクタＬ１とダイオードＤ１との間の中間ノードＮ３１と、負極入力端子３２と負極出力端子３４との間を接続する負極側ノードＮｍとの間には、スイッチング素子ＴＲ１と、スイッチング素子ＴＲ１に流れる電流に応じた電流検出信号Ｖｉｓを出力するために用いる検出抵抗Ｒ１とが、直列に設けられる。スイッチング素子ＴＲ１は、例えば、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）等の半導体スイッチング素子である。さらに、ダイオードＤ１のカソードと負極側ノードＮｍとの間に、コンデンサＣ１が設けられている。このように構成された昇圧チョッパ回路３は、スイッチング素子ＴＲ１のスイッチング動作によって、両入力端子３１，３２間に入力された電圧より高い出力電圧をコンデンサＣ１の両端間に生じさせる。

前述のとおり、制御回路４は、昇圧チョッパ回路２４のスイッチング素子ＴＲ１をオンオフ制御するためのコンパレータ４１を含んでいる。

コンパレータ４１の一方の入力端子には、所定の検出しきい値Ｖｔｈが与えられている。検出しきい値Ｖｔｈは、例えば、制御回路４の内部であらかじめ設定された電圧（例えば、０．５Ｖ〜０．７Ｖ程度）であり、レギュレータ等（図示省略）で生成される。

コンパレータ４１の他方の入力端子（以下、ＩＳ端子という）には、スイッチング素子ＴＲ１をオンオフ制御するための制御信号が与えられる。すなわち、コンパレータ４１は、制御信号が検出しきい値Ｖｔｈ以下の場合にスイッチング素子ＴＲ１をオン制御する一方で、制御信号が検出しきい値Ｖｔｈを超えたときにスイッチング素子ＴＲ１をオフ制御する。コンパレータ４１のＩＳ端子は、分圧抵抗Ｒ２を介して、スイッチング素子ＴＲ１と検出抵抗Ｒ１との間の中間ノードＮ３２に接続されている。この構成により、ＩＳ端子には、スイッチング素子ＴＲ１に流れる電流に応じて変化する信号（電流−電圧変換された電圧信号）が検出抵抗および分圧抵抗を介して与えられる。以下の説明では、ＩＳ端子に与えられる制御信号のうち、スイッチング素子に流れる電流に応じて変化する信号成分を電流検出信号と呼び、Ｖｉｓと記載する。また、電流検出信号Ｖｉｓの電圧値にも、同じ符号Ｖｉｓを用いる。

さらに、コンパレータ４１のＩＳ端子には、電圧補正回路５の出力端子５３が接続されている。

電圧補正回路５は、対をなす入力端子５１，５２と、出力端子５３とを有する。電圧補正回路５の入力端子５１，５２は、電源Ｅに接続されている。電圧補正回路５は、入力端子５１，５２のそれぞれに接続されたダイオードＤ２，Ｄ３と、ダイオードＤ２，Ｄ３のカソードと出力端子５３との間に接続された分圧抵抗Ｒ３とを備える。また、ダイオードＤ２，Ｄ３のカソードと分圧抵抗Ｒ３との間には、平滑コンデンサ５４が接続されている。この構成により、電圧補正回路５は、電源Ｅから入力端子５１，５２に受けた電源電圧Ｖｉｎを整流し、分圧抵抗Ｒ３を介して出力端子５３から出力する。

以下の説明では、ＩＳ端子に与えられる制御信号のうち、電圧補正回路５から出力される信号成分を補正信号と呼び、Ｖａと記載する。また、補正信号の電圧値にも、同じ符号Ｖａを用いる。

電圧補正回路５の出力端子５３と、昇圧チョッパ回路の負極側ノードＮｍとの間には、分圧抵抗Ｒ２と検出抵抗Ｒ１とが直列に接続されているので、補正信号（電圧値）Ｖａは、下式（１）で表される。

Ｖａ＝Ｖｉｎ×β
＝Ｖｉｎ×（Ｒ１＋Ｒ２）／（Ｒ１＋Ｒ２＋Ｒ３）・・（１）

ここで、βは、ＩＳ端子に発生する分圧比であり、後述する図５では横軸の値である。なお、上式（１）に示すように、分圧比βの値は、検出抵抗Ｒ１及び分圧抵抗Ｒ２，Ｒ３の抵抗値を変更することにより調整が可能であり、後述する供給電力のばらつきが極小値になるように設定されるのが好ましい。

以上をまとめると、コンパレータ４１のＩＳ端子には、電流検出信号Ｖｉｓに、補正信号Ｖａを重畳させた制御信号が与えられる。

図２〜図４には、ＩＳ端子に与えられる制御信号の変化の一例を示している。各図において、下段の波形は、上段波形の一部を拡大したものである。

図２上段に示すように、電流検出信号Ｖｉｓは、電源電圧Ｖｉｎの周期Ｔ_Ｅに応じて、波高値が変化している。また、図２下段に示すように、スイッチング素子ＴＲ１がＯＮされるとＶｉｓが上昇し、あらかじめ決められた所定のオン幅に達すると、スイッチング素子ＴＲ１がＯＦＦ設定される。そうすると、Ｖｉｓ＝０となるので、ＩＳ端子の制御信号がＶａまで低下する。この「所定のオン幅」は、必要な供給電力に基づいて設定される。すなわち、点灯装置１では、必要な供給電力が大きくなると、スイッチング素子ＴＲ１のオン幅を長くして、電流検出信号Ｖｉｓの振幅を増加させている。

図３は、図２の状態より昇圧チョッパ回路３の供給電力が増え、補正信号Ｖａと電流検出信号Ｖｉｓの最大値との和がＶｔｈに達した状態を示している。換言すると、昇圧チョッパの供給電力が最大付近に達した時のＩＳ端子に与えられる制御信号の変化の一例を示している。

このように、制御信号が検出しきい値Ｖｔｈを超えたとき、すなわち、
Ｖｔｈ＜Ｖｉｓ＋Ｖａ・・（２）
の関係が充足されると、スイッチング素子がオフ制御され、制御信号がＶａまで低下する。そして、しばらくすると再びスイッチング素子ＴＲ１がオン制御されて制御信号が上昇し、制御信号が検出しきい値Ｖｔｈを超えると、スイッチング素子ＴＲ１がオフ制御されるという動作を繰り返す。

以上の動作を行うことで、昇圧チョッパ回路３から降圧回路６に、下式（３）の供給電力Ｗｐｆｃが供給される。下式（３）において、Ｉｐｆｃは、昇圧チョッパ回路３の出力電流である。また、αは、昇圧チョッパ回路３の供給電流Ｉｐｆｃと、検出抵抗Ｒ１に流れる三角波のピーク電流値との比であり、ここでは、定数であるものとして扱っている。

Ｗｐｆｃ＝Ｖｉｎ×Ｉｐｆｃ
＝Ｖｉｎ×（Ｖｔｈ−Ｖｉｎ×β）／Ｒ１×α
＝−αβ／Ｒ１×（Ｖｉｎ−Ｖｔｈ／２β）＾２
＋Ｖｔｈ＾２／Ｒ１×α／４β ・・（３）

上式（３）より、Ｗｐｆｃは、Ｖｉｎ＝Ｖｔｈ／２βのときに、極大値Ｖｔｈ＾２／Ｒ１×α／４βの極大点を有する二次関数の関係となる。図３の実線は、電源電圧を変化させたときの供給電力の変化を示している。

前述の式（１）で示したとおり、分圧比βの値は、検出抵抗Ｒ１及び分圧抵抗Ｒ２，Ｒ３の抵抗値を変更することで調整が可能である。したがって、図３に示すように、供給電力Ｗｐｆｃの極大値を、所定の定格電圧の範囲内（例えば、１００Ｖ±１０Ｖ）に入るようにすることで、従来技術と比較して供給電力のばらつきを小さくすることができる。

なお、図４は、図３の状態からさらに昇圧チョッパ回路３の供給電力が増えた例を示している。図４での点灯装置１の動作は、基本的に図３の場合と同じであり詳細説明を省略する。図４では、図３の状態より式（２）「Ｖｔｈ＜Ｖｉｓ＋Ｖａ」を充足する範囲が増加している。

−比較例−
図５では、電圧補正回路５を設けない場合に、電源電圧Ｖｉｎを変化させたときの供給電力の変化を破線で示している。図５に示すように、電圧補正回路５を設けない場合、制御回路４のコンパレータ４１のＩＳ端子に与えられる制御信号は、電源電圧Ｖｉｎに比例して大きくなる。すなわち、昇圧チョッパ回路３から降圧回路６に供給される供給電力が、電源電圧Ｖｉｎに比例して大きくなる。そうすると、上記供給電力のばらつきが大きくなるが、本実施形態に係る構成では、そのようなことがない。

なお、図６の実施例２，３に示すように、仮に、本実施形態において、式（３）で示している供給電力Ｗｐｆｃの極大値の位置が、所定の定格電圧の範囲から上下に少し外れたとしても、従来技術と比較して、供給電力Ｗｐｆｃのばらつきを小さくすることができる。図６において、実施例１が図５の波形と対応しており、実施例２は、分圧比β２が実施例１の分圧比β１よりも大きい例、実施例３は分圧比β３が実施例１の分圧比β１よりも小さい例を示している。

上記実施形態では、電源電圧Ｖｉｎの変動に対する本開示に係る技術の優位性について説明した。一方で、本開示に係る技術は、電源電圧Ｖｉｎの変動だけでなく、制御回路４（例えば、制御ＩＣ）の検出しきい値Ｖｔｈのバラツキも考慮することができる点に特徴がある。

具体的に、本開示に係る技術では、電源電圧Ｖｉｎの変動による供給電力Ｗｐｆｃのバラツキを抑えるために、電圧補正回路５の出力電圧をコンパレータ４１のＩＳ端子に重畳させている。このとき、バラツキを含めた検出しきい値としてＶｔｈ＝Ｖｔｈ±ΔＶｔｈとして考えることにより、検出しきい値バラツキの影響は、
ΔＶｔｈ／Ｖｉｓ＝ΔＶｔｈ（Ｖｔｈ−Ｖａ）＝ΔＶｔｈ（Ｖｔｈ−Ｖｉｎ×β）・・（４）
と表すことができる。

そこで、分圧比βの値を調整する場合に、上記式（４）を考慮することにより、検出しきい値Ｖｔｈのばらつきに対する最適化を実現することができる。図７では、分圧比βに対する供給電力Ｗｐｆｃのばらつきを示している。図７に示すように、電源電圧Ｖｉｎによるばらつきに加えて、検出しきい値Ｖｔｈのばらつきを考慮することで、供給電力のばらつきの極小値を最適化することができる。図７の例では、供給電力のばらつきの極小値が２２％程度まで削減できており、従来技術のばらつき（図７の分圧比β＝０を参照）と比較して、供給電力Ｗｐｆｃのばらつきを大幅に削減することができている。

（他の実施形態）
以上のように、本出願において開示する技術の例示として、実施形態について説明した。しかしながら、本開示における技術は、これに限定されず、適宜、変更、置き換え、付加、省略などを行った実施形態にも適用可能である。また、上記実施形態で説明した各構成要素を組み合わせて、新たな実施の形態とすることも可能である。

上記実施形態について、以下のような構成としてもよい。

例えば、上記実施形態では、電圧補正回路５は、抵抗分圧により生成した補正信号Ｖａを電流検出信号に重畳させる例について説明したが、これに限定されない。例えば、図示しないが、マイコンによる制御で電源電圧Ｖｉｎに応じて分圧比βを可変させるような電圧補正回路を用いてもよい。ただし、上記実施形態のような構成にすることで、より安価で簡単な構成にすることができる。さらに、マイコンによるプログラム制御は、プログラムのバグ等による制御不良等の懸念があるが、上記実施形態に係る構成は、そのようなことがない。

また、上記実施形態では、各回路の構成例を示したが、実施形態の構成に限定されず、同等の機能を有する他回路への置き換えが可能である。例えば、電圧補正回路５から平滑コンデンサ５４を省いてもよい。この場合、例えば、分圧抵抗Ｒ２，Ｒ３間に別の分圧抵抗（図示省略）を設け、その分圧抵抗と電圧補正回路５の分圧抵抗Ｒ３との間に、並列に接地したコンデンサ（図示省略）を接続するとよい。

本発明による点灯装置は、電源電圧が変動した際の電流供給能力の変動を抑制することができるという効果を有し、例えば、ＬＥＤ等の光源を点灯させるための点灯装置として極めて有用である。

１点灯装置
３昇圧チョッパ回路
４制御回路
４１コンパレータ
５電圧補正回路

Claims

電源からの供給電力に基づいて光源を点灯させる点灯装置であって、
インダクタと、前記インダクタに流れる電流を制御するためのスイッチング素子とを有する昇圧チョッパ回路と、
前記スイッチング素子をオンオフ制御することにより前記昇圧チョッパ回路の出力電圧または出力電力を制御する制御回路と、
前記昇圧チョッパ回路の出力電圧を降圧して前記光源に供給する降圧回路と、
前記電源の電圧変動に追従して変化する補正信号を出力する電圧補正回路とを備え、
前記制御回路は、前記スイッチング素子に流れる電流に応じた電流検出信号に前記補正信号を重畳させて生成した制御信号に基づいて前記スイッチング素子をオンオフ制御する
ことを特徴とする点灯装置。
前記電圧補正回路は、前記電源電圧を整流する整流部と、整流後の電源電圧を分圧するための分圧抵抗とを備えている
ことを特徴とする請求項１記載の点灯装置。
前記制御回路は、前記制御信号が所定の検出しきい値以下の場合に前記スイッチング素子をオン制御する一方で、前記制御信号が前記検出しきい値を超えたときに前記スイッチング素子をオフ制御するコンパレータを有し、
前記補正信号の大きさは、前記検出しきい値の２０％以上８０％未満である
ことを特徴とする請求項２記載の点灯装置。
前記補正信号の大きさは、前記検出しきい値の５０％である
ことを特徴とする請求項３記載の点灯装置。
前記制御回路は、前記制御信号が所定の検出しきい値以下の場合に前記スイッチング素子をオン制御する一方で、前記制御信号が前記検出しきい値を超えたときに前記スイッチング素子をオフ制御するコンパレータを有し、
前記昇圧チョッパ回路の直流出力電力は、前記補正信号を生成するための分圧抵抗の分圧比に応じて増減しかつ所定の分圧比で極大値を有するものであり、
前記分圧比は、前記極大値が所定の定格電圧の範囲内になるように設定されている
ことを特徴とする請求項２記載の点灯装置。