JP6890080B2

JP6890080B2 - Switching power supply

Info

Publication number: JP6890080B2
Application number: JP2017211423A
Authority: JP
Inventors: 和志高見; 泉実熊田
Original assignee: Cosel Co Ltd
Current assignee: Cosel Co Ltd
Priority date: 2017-11-01
Filing date: 2017-11-01
Publication date: 2021-06-18
Anticipated expiration: 2037-11-01
Also published as: JP2019083669A

Description

本発明は、力率改善回路等に用いられ、負荷サイズに応じて電流臨界モード又は電流不連続モードに切り替えられるスイッチング電源装置に関する。 The present invention relates to a switching power supply device used in a power factor improving circuit or the like and which can be switched to a current critical mode or a current discontinuous mode according to a load size.

従来、電流臨界モードで動作する力率改善回路のコンバータにあっては、インダクタに流れる電流が零になってからスイッチング素子をオンするようにしているが、負荷電流が少ない軽負荷時（負荷サイズ小）や高い電圧入力を受けた時に、動作周波数が高くなるため、入力に帰還するノイズが規格上要求された周波数、例えば１５０ｋＨｚ以上となることで、雑音端子電圧等の対策のために大型のノイズフィルタを設ける必要があり、これを回避するためには、負荷サイズが大きい場合は電流臨界モードで動作し、負荷サイズが小さくなったら電流不連続モードに切り替える必要がある。 Conventionally, in the converter of the power factor improvement circuit that operates in the current critical mode, the switching element is turned on after the current flowing through the inductor becomes zero, but when the load current is small and the load is light (load size). When a small) or high voltage input is received, the operating frequency becomes high, so the noise returned to the input becomes the frequency required by the standard, for example, 150 kHz or more. It is necessary to provide a noise filter, and in order to avoid this, it is necessary to operate in the current critical mode when the load size is large, and to switch to the current discontinuous mode when the load size is small.

例えば特許文献１の力率改善回路にあっては、力率改善用のコンバータの動作モードとして、負荷サイズに応じて電流連続モード、電流不連続モード及び電流臨界モード（「臨界導通モード」といわれる場合もある）の３種類の動作モードがあり、各動作モードには、実用上、適切な電源電圧範囲や負荷サイズの範囲があることが示されている。 For example, in the power factor improving circuit of Patent Document 1, as the operating mode of the converter for improving the power factor, a current continuous mode, a current discontinuous mode, and a current critical mode (referred to as "critical conduction mode") are used according to the load size. There are three types of operation modes (sometimes), and it is shown that each operation mode has a practically appropriate power supply voltage range and load size range.

このような力率改善回路にあっては、スイッチング素子のオンオフにより交流電源からインダクタを通して負荷に供給される電流を制御しており、デジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）を用いたディジタル信号処理回路により、負荷サイズが所定の閾値より重いとき（負荷の抵抗が小さいとき）は電流臨界モードで動作し、負荷サイズが所定の閾値より軽いとき（負荷の抵抗が大きいとき）は電流不連続モードで動作することで、電流オン期間と電流オフ期間の時間分解能を高くすることなく、広範囲の電源電圧や負荷サイズに対して出力リップル等の性能を劣化させることなく使用可能としている。 In such a power factor improving circuit, the current supplied from the AC power supply to the load through the inductor is controlled by turning the switching element on and off, and the load is controlled by the digital signal processing circuit using the digital signal processor (DSP). Operate in current critical mode when the size is heavier than the predetermined threshold (when the load resistance is small), and operate in the current discontinuous mode when the load size is lighter than the predetermined threshold (when the load resistance is large). Therefore, it can be used without deteriorating the performance such as output ripple for a wide range of power supply voltage and load size without increasing the time resolution of the current on period and the current off period.

特開２０１４−２３３１１０号公報Japanese Unexamined Patent Publication No. 2014-233110

ところで、このような従来の電流臨界モードと電流不連続モードを切り替える力率改善回路に設けられたスイッチング電源装置にあっては、インダクタに流れる電流をインダクタの二次巻線の誘起電圧から検出するインダクタ電流検出部を設けており、インダクタ電流が零となった時にスイッチング素子をオンするためのリスタートトリガをインダクタ電流検出部で兼ねた構成となっていたため、負荷が軽くなった再には、スイッチング素子のオン時間を一定のまま、インダクタ電流を零とする期間を設けることで電流不連続モードに入る動作となっていたため、負荷が軽くなっていくのに合わせて三角波となる電流波形の面積を減らして平均電流を下げるためには、昇圧電圧を上昇させる必要があり、発熱や部品の定格電圧等の問題から事実上、部品の信頼性を低下させない範囲までしか、負荷を軽くすることができない問題があった。 By the way, in the switching power supply device provided in the power factor improving circuit for switching between the conventional current critical mode and the current discontinuous mode, the current flowing through the inductor is detected from the induced voltage of the secondary winding of the inductor. An inductor current detector is provided, and the inductor current detector also serves as a restart trigger for turning on the switching element when the inductor current becomes zero. Since the current discontinuous mode was entered by setting a period in which the inductor current was set to zero while keeping the on-time of the switching element constant, the area of the current waveform that became a triangular wave as the load became lighter. In order to reduce the current and lower the average current, it is necessary to raise the boost voltage, and the load can be lightened only to the extent that the reliability of the component is not actually reduced due to problems such as heat generation and the rated voltage of the component. There was a problem that I couldn't do.

また、インダクタンス電流検出部で検出しているインダクタ電流が零となったときをトリガにスイッチング素子をオンするリスタートを行っているが、インダクタに蓄積された励磁エネルギーがスイッチング素子のオフにより負荷側に放出されてインダクタを流れる電流が零となると、インダクタの共振電流により二次巻線にリンキングが生ずる場合があり、リンキングがあるとインダクタ電流の検出信号が変化して零電流が複数回検出されリスタートが繰り返される問題があり、そのためリンキングの部分をマスクさせるリスタートマスクとが必須となり、回路が複雑化する問題もある。 In addition, the switching element is restarted when the inductor current detected by the inductance current detector becomes zero, but the exciting energy stored in the inductor is turned off on the load side. When the current that is released to the inductor and flows through the inductor becomes zero, linking may occur in the secondary winding due to the resonance current of the inductor. If there is linking, the detection signal of the inductor current changes and the zero current is detected multiple times. There is a problem that restarts are repeated, so that a restart mask that masks the linking part is indispensable, and there is also a problem that the circuit becomes complicated.

本発明は、負荷による制約を受けることなく、電流臨界モードと電流不連続モードを切り替えることができ、更に、最大動作周波数を制限できるようにしたスイッチング電源装置を提供することを目的とする。 An object of the present invention is to provide a switching power supply device capable of switching between a current critical mode and a current discontinuous mode without being restricted by a load, and further limiting a maximum operating frequency.

（スイッチング電源装置）
本発明は、
スイッチング素子のオンにより入力電源からインダクタに励磁エネルギーを蓄積し、スイッチング素子のオフによりインダクタの励磁エネルギーを放出して負荷に供給される電流を制御するコンバータと、
コンバータを負荷サイズに応じて電流臨界モード又は電流不連続モードで動作し、スイッチング駆動信号によりスイッチング素子をオンオフすると共にスイッチング素子をオフした後に負荷に流れる電流の零電流を検出してスイッチング素子をリスタートするスイッチング制御部と、
を備えたスイッチング電源装置に於いて、
スイッチング素子のオンオフにより、インダクタに流れるインダクタ電流並びにインダクタ、スイッチング素子の寄生容量及びスイッチング素子に並列接続された外付けコンデンサを含む共振回路部に流れる共振電流を検出して共振検出信号を出力する共振検出部と、
スイッチング駆動信号のスイッチング素子をオンさせる信号エッジを検出した場合に、予め定めた期間継続する固定周期パルス信号を出力する固定周期パルス発生部と、
共振検出信号を固定周期パルス信号によりマスクし、共振検出信号の中のインダクタ電流及び共振電流が零電流であることを最初に示すタイミングが固定周期パルス信号の期間内の場合はスイッチング制御部に固定周期パルス信号の停止により零電流の検出を判定させてスイッチング素子をリスタートさせ、共振検出信号の当該タイミングが固定周期パルス信号の期間を超えた場合はスイッチング制御部に共振検出信号の停止により零電流の検出を判定させてスイッチング素子をリスタートさせるリスタート入力部と、
を備えたことを特徴とする。
(Switching power supply)
The present invention
A converter that stores exciting energy from the input power supply to the inductor when the switching element is turned on, and releases the exciting energy of the inductor when the switching element is turned off to control the current supplied to the load.
The converter is operated in the current critical mode or the current discontinuous mode according to the load size, and the switching element is turned on and off by the switching drive signal, and after the switching element is turned off, the zero current of the current flowing through the load is detected and the switching element is reset. Switching control unit to start and
In a switching power supply equipped with
Resonance that outputs a resonance detection signal by detecting the inductor current flowing through the inductor, the parasitic capacitance of the inductor, the switching element, and the resonance current flowing through the resonance circuit including the external capacitor connected in parallel with the switching element by turning the switching element on and off. With the detector
A fixed-period pulse generator that outputs a fixed-period pulse signal that continues for a predetermined period when a signal edge that turns on the switching element of the switching drive signal is detected.
The resonance detection signal is masked by the fixed cycle pulse signal, and if the timing that first indicates that the inductor current and resonance current in the resonance detection signal are zero current is within the fixed cycle pulse signal period, it is fixed to the switching control unit. The detection of zero current is judged by stopping the periodic pulse signal and the switching element is restarted. If the timing of the resonance detection signal exceeds the period of the fixed periodic pulse signal, the switching control unit stops the resonance detection signal to zero. A restart input unit that determines the detection of current and restarts the switching element,
It is characterized by being equipped with.

（リスタート入力部）
リスタート入力部は、共振検出信号の信号ラインに、固定周期パルス信号の信号ラインをダイオードを介して接続する。 (Restart input section)
The restart input unit connects the signal line of the fixed period pulse signal to the signal line of the resonance detection signal via a diode.

（共振検出部）
スイッチング素子はＭＯＳ型ＦＥＴであり、
共振検出部は、ＭＯＳ型ＦＥＴのドレイン端子側とソース端子側との間に、コンデンサと分圧抵抗を接続し、分圧抵抗の分圧電圧を共振検出信号として出力する。 (Resonance detector)
The switching element is a MOS FET,
The resonance detection unit connects a capacitor and a voltage dividing resistor between the drain terminal side and the source terminal side of the MOS type FET, and outputs the voltage dividing voltage of the voltage dividing resistor as a resonance detection signal.

（共振検出部のバッファ回路）
共振検出部は、共振電流を検出して出力するバッファ回路を備える。 (Buffer circuit of resonance detection unit)
The resonance detection unit includes a buffer circuit that detects and outputs a resonance current.

（正転論理と反転論理）
共振検出部及び固定周期パルス発生部は、正転論理又は反転論理の信号を出力する。 (Forward logic and inversion logic)
The resonance detection unit and the fixed period pulse generation unit output signals of forward rotation logic or reverse rotation logic.

（インダクタのピーク電流検出）
共振検出部は、インダクタの電流検出機能を兼用しており、
固定周期パルス発生部とリスタート入力部との間に、スイッチング駆動信号がオンレベルの間、固定周期パルス信号の出力を禁止して共振検出部の共振検出信号からスイッチング制御部がインダクタに流れるピーク電流を検出して過電流保護制御を可能とする論路回路が設けられる。
(Inductor peak current detection)
Resonance detector, are shared with current detecting function of an inductor,
Between the fixed cycle pulse generator and the restart input section , while the switching drive signal is on-level, the output of the fixed cycle pulse signal is prohibited and the switching control section flows from the resonance detection signal of the resonance detection section to the inductor. A theory circuit that detects the current and enables overcurrent protection control is provided.

（制御ＩＣとコンピュータ回路）
スイッチング制御部は、コンバータを電流臨界モードで制御する制御ＩＣとし、固定周期パルス発生部は、コンピュータ回路によるプログラムの実行で実現される機能とする。 (Control IC and computer circuit)
The switching control unit is a control IC that controls the converter in the current critical mode, and the fixed period pulse generation unit is a function realized by executing a program by a computer circuit.

（力率改善回路）
スイッチング電源装置は、交流電圧の位相に交流電流の位相を一致させる力率改善回路とする。 (Power factor improvement circuit)
The switching power supply device is a power factor improving circuit that matches the phase of the AC current with the phase of the AC voltage.

（制御ＩＣとコンピュータ回路）
請求項１記載のスイッチング電源装置に於いて、
前記スイッチング電源装置は、所定電圧に安定化された直流電圧を出力する昇圧コンバータ回路とする。
(Control IC and computer circuit)
In the switching power supply device according to claim 1,
The switching power supply device is a boost converter circuit that outputs a DC voltage stabilized at a predetermined voltage.

（基本的な効果）
本発明は、スイッチング素子のオンにより入力電源からインダクタに励磁エネルギーを蓄積し、スイッチング素子のオフによりインダクタの励磁エネルギーを放出して負荷に供給される電流を制御するコンバータと、コンバータを負荷サイズに応じて電流臨界モード又は電流不連続モードで動作し、スイッチング駆動信号によりスイッチング素子をオンオフすると共にスイッチング素子をオフした後に負荷に流れる電流の零電流を検出してスイッチング素子をリスタートするスイッチング制御部とを備えたスイッチング電源装置に於いて、スイッチング素子のオンオフにより、インダクタに流れるインダクタ電流並びにインダクタ、スイッチング素子の寄生容量及びスイッチング素子に並列接続された外付けコンデンサを含む共振回路部に流れる共振電流を検出して共振検出信号を出力する共振検出部と、スイッチング駆動信号のスイッチング素子をオンさせる信号エッジを検出した場合に、予め定めた期間継続する固定周期パルス信号を出力する固定周期パルス発生部と、共振検出信号を固定周期パルス信号によりマスクし、共振検出信号の中のインダクタ電流及び共振電流が零電流であることを最初に示すタイミングが固定周期パルス信号の期間内の場合はスイッチング制御部に固定周期パルス信号の停止により零電流の検出を判定させてスイッチング素子をリスタートさせ、共振検出信号の当該タイミングが固定周期パルス信号の期間を超えた場合はスイッチング制御部に共振検出信号の停止により零電流の検出を判定させてスイッチング素子をリスタートさせるリスタート入力部とが設けられたため、固定周期パルス信号の期間内にインダクタ放出電流及び共振電流を検出している共振検出信号が停止してマスクされた場合は、電流波形に零期間が入る不連続モードの動作となり、固定周期パルス信号の期間を超えて共振検出信号が出力されることでマスクされない場合には電流波形に零期間が入らない電流臨界モードの動作となり、固定周期パルス信号をスタートさせるトリガを、スイッチング素子をオンさせるスイッチング駆動信号の信号エッジとすることで、電流不連続モードの動作においても負荷が軽くなっていくのに合わせてスイッチング素子のオン時間を変えることで三角波となる電流波形の面積を減らして平均電流を下げる制御が可能となり、電流波形の面積を減らすために昇圧電圧を上昇させる必要がなく、これにより部品の信頼性を損なうことかなく、また、負荷の制約を受けることなく広い負荷サイズの範囲で動作することができる。
(Basic effect)
The present invention has a converter that stores exciting energy from the input power supply to the inductor when the switching element is turned on, and releases the exciting energy of the inductor when the switching element is turned off to control the current supplied to the load, and the converter to the load size. A switching control unit that operates in the current critical mode or current discontinuous mode according to the current, turns the switching element on and off by the switching drive signal, detects the zero current of the current flowing through the load after turning off the switching element, and restarts the switching element. in the switching power supply device including and in which, turning on and off of the switching element, the resonance current flowing through the inductor current and the inductor flows through the inductor, the resonant circuit portion including an external capacitor connected in parallel to the parasitic capacitance and the switching element of the switching device A resonance detection unit that detects and outputs a resonance detection signal, and a fixed-period pulse generator that outputs a fixed-period pulse signal that continues for a predetermined period when a signal edge that turns on the switching element of the switching drive signal is detected. When the resonance detection signal is masked by the fixed cycle pulse signal and the timing for first indicating that the inductor current and resonance current in the resonance detection signal are zero current is within the fixed cycle pulse signal period, the switching control unit By stopping the fixed-period pulse signal, the detection of zero current is determined and the switching element is restarted. If the timing of the resonance detection signal exceeds the period of the fixed-period pulse signal, the switching control unit stops the resonance detection signal. Since a restart input unit is provided to determine the detection of zero current and restart the switching element, the resonance detection signal that detects the inductor discharge current and resonance current stops within the fixed cycle pulse signal period. When masked, the current waveform operates in a discontinuous mode in which a zero period is entered. If the resonance detection signal is output beyond the fixed period pulse signal period and the current waveform is not masked, the current waveform has a zero period. By operating in the current critical mode that does not enter and setting the trigger that starts the fixed cycle pulse signal as the signal edge of the switching drive signal that turns on the switching element, the load becomes lighter even in the operation in the current discontinuous mode. By changing the on-time of the switching element according to, it is possible to control to reduce the area of the current waveform that becomes a triangular wave and lower the average current, and it is necessary to increase the boost voltage in order to reduce the area of the current waveform. There is no need, which allows operation in a wide range of load sizes without compromising component reliability and without load constraints.

また、電流臨界モードから電流不連続モードに切替えた場合にも、固定周期パルス信号の周期で決まる動作周波数は変化せず、固定周期パルス信号の周期設定により最大動作周波数が制限され、電流不連続モードの動作中に負荷サイズの低下により動作周波数が高くなってスイッチング素子の損失の増加や入力に帰還する周波数によるノイズ発生の問題を未然に防止できる。 Also, even when switching from the current critical mode to the current discontinuous mode, the operating frequency determined by the period of the fixed period pulse signal does not change, and the maximum operating frequency is limited by the period setting of the fixed period pulse signal, resulting in current discontinuity. It is possible to prevent the problem of an increase in the loss of the switching element and the generation of noise due to the frequency returned to the input due to the increase in the operating frequency due to the decrease in the load size during the operation of the mode.

（リスタート制御部の効果）
また、リスタート入力部は、共振検出信号の信号ラインに、固定周期パルス信号の信号ラインを、ダイオードを介して接続するようにしたため、簡単な構成により共振検出信号を固定周期パルス信号によりマスクして電力不連続モード又は電流臨界モードによるスイッチング素子のリスタートを制御することができる。 (Effect of restart control unit)
Further, since the restart input unit connects the signal line of the fixed period pulse signal to the signal line of the resonance detection signal via a diode, the resonance detection signal is masked by the fixed period pulse signal with a simple configuration. It is possible to control the restart of the switching element in the power discontinuous mode or the current critical mode.

（共振検出部の効果）
また、スイッチング素子はＭＯＳ型ＦＥＴであり、共振検出部は、ＭＯＳ型ＦＥＴのドレイン端子側とソース端子側との間に、コンデンサと分圧抵抗を接続し、分圧抵抗の分圧電圧を共振検出信号として出力するようにしたため、抵抗とコンデンサといった簡単な回路によりインダクタの電流及び共振回路部の共振電流を検出してスイッチング制御に使用することができる。 (Effect of resonance detector)
Further, the switching element is a MOS type FET, and the resonance detection unit connects a capacitor and a voltage dividing resistor between the drain terminal side and the source terminal side of the MOS type FET to resonate the voltage dividing voltage of the voltage dividing resistor. Since it is output as a detection signal, the inductor current and the resonance current of the resonance circuit portion can be detected by a simple circuit such as a resistor and a capacitor and used for switching control.

（共振検出部のバッファ回路の効果）
共振検出部は、共振電流を検出して出力するバッファ回路を備えたため、広い入力電圧範囲に対応して、インダクタの電流及び共振回路部の共振電流を確実に検出して出力することができる。 (Effect of buffer circuit of resonance detection part)
Since the resonance detection unit includes a buffer circuit that detects and outputs the resonance current, it is possible to reliably detect and output the inductor current and the resonance current of the resonance circuit unit in response to a wide input voltage range.

（正転論理と反転論理の効果）
また、共振検出部及び固定周期パルス発生部は、正転論理又は反転論理の信号を出力するようにしたため、正転論理として、共振検出信号をＨレベル出力した場合は固定周期パルス信号もＨレベル出力とすることで、固定周期パルス信号により共振検出信号をマスクでき、また、反転論理として、共振検出信号をＬレベル出力した場合は固定周期パルス信号もＬレベル出力とすることで、固定周期パルス信号により共振検出信号をマスクできる。 (Effects of forward and reverse logic)
Further, since the resonance detection unit and the fixed period pulse generation unit output signals of normal rotation logic or inversion logic, when the resonance detection signal is output at H level as normal rotation logic, the fixed period pulse signal is also H level. By using the output, the resonance detection signal can be masked by the fixed cycle pulse signal, and as an inversion logic, when the resonance detection signal is output at the L level, the fixed cycle pulse signal is also output at the L level, so that the fixed cycle pulse can be used. The resonance detection signal can be masked by the signal.

（インダクタのピーク電流検出による効果）
また、共振検出部は、インダクタの電流検出機能を兼用しており、固定周期パルス発生部とリスタート入力部との間に、スイッチング駆動信号がオンレベルの間、固定周期パルス信号の出力を禁止して共振検出部の共振検出信号からスイッチング制御部がインダクタに流れるピーク電流を検出して過電流保護制御を可能とする論路回路が設けられたため、装置の起動時に、スイッチング制御部がインダクタに流れるピーク電流から過電流保護動作を行う機能を備えている場合には、インダクタのピーク電流が発生するスイッチング駆動信号のオン期間の間、固定周期パルス信号の出力を禁止することで、スイッチング制御部にインダクタの電流を検出している共振検出信号をマスクすることなく有効に入力させ、これによりインダクタのピーク電流を確実に検出して過電流保護動作を可能とする。
(Effect of detecting the peak current of the inductor)
Further, the resonance detector, are shared with current detecting function of an inductor, prohibited between the fixed cycle pulse generator and the restart input unit, while the switching driving signal is on level, the output of the fixed cycle pulse signal Then, the switching control unit detects the peak current flowing through the inductor from the resonance detection signal of the resonance detection unit, and a theory circuit is provided to enable overcurrent protection control. Therefore, when the device is started, the switching control unit is connected to the inductor. When the function to protect the overcurrent from the flowing peak current is provided, the switching control unit is provided by prohibiting the output of the fixed period pulse signal during the on period of the switching drive signal in which the peak current of the inductor is generated. The resonance detection signal that detects the inductor current is effectively input to the inductor without masking, thereby reliably detecting the peak current of the inductor and enabling overcurrent protection operation.

（制御ＩＣとコンピュータ回路による効果）
スイッチング制御部は、コンバータを電流臨界モードで制御する制御ＩＣとし、固定周期パルス発生部は、コンピュータ回路によるプログラムの実行で実現される機能とするようにしたため、スイッチング制御部は、市販の電流臨界モードの制御ＩＣをそのまま使用し、制御ＩＣのインダクタ電流検出端子にリスタート入力部からのリスタート信号をくわえるだけで、負荷に応じて電流臨界モード又は電流不連続モードの制御動作を簡単におこなうことができる。固定周期パルス信号の発生はデジタルシグナルプロセッサ等のコンピュータ回路によるプログラムの実行により簡単に実現でき、固定周期パルス信号の周期も必要に応じて適宜に設定できる。 (Effects of control ICs and computer circuits)
The switching control unit is a control IC that controls the converter in the current critical mode, and the fixed cycle pulse generator is a function realized by executing a program by a computer circuit. Therefore, the switching control unit is a commercially available current criticality unit. By using the mode control IC as it is and adding the restart signal from the restart input to the inductor current detection terminal of the control IC, the control operation of the current critical mode or the current discontinuous mode can be easily performed according to the load. be able to. The generation of a fixed-period pulse signal can be easily realized by executing a program by a computer circuit such as a digital signal processor, and the period of the fixed-period pulse signal can be appropriately set as needed.

（力率改善回路の効果）
また、スイッチング電源装置は、交流電圧の位相に交流電流の位相を一致させる力率改善回路としたため、負荷の制約を受けることなく広い負荷サイズの範囲で臨界電流モード又は電流不連続モードで動作して力率改善を図ることができる。 (Effect of power factor improvement circuit)
In addition, since the switching power supply is a power factor improvement circuit that matches the phase of the AC current with the phase of the AC voltage, it operates in the critical current mode or the current discontinuous mode in a wide load size range without being restricted by the load. The power factor can be improved.

（安定化電源装置）
また、スイッチング電源装置は、所定電圧に安定化された直流電圧を出力する昇圧コンバータ回路としたため、負荷の制約を受けることなく広い負荷サイズの範囲で臨界電流モード又は電流不連続モードで動作して安定化された直流電圧を出力できる。
(Regulated power supply)
Moreover, since the switching power supply is a boost converter circuit that outputs a DC voltage stabilized at a predetermined voltage, it operates in a critical current mode or a current discontinuous mode in a wide load size range without being restricted by the load. It can output a stabilized DC voltage.

力率改善回路を例にとってスイッチング電源装置の第１実施形態を示した回路ブロック図A circuit block diagram showing a first embodiment of a switching power supply device using a power factor improving circuit as an example. 図１のスイッチング制御部の概略を示した回路ブロック図The circuit block diagram which showed the outline of the switching control part of FIG. 図１のスイッチング電源装置が電流不連続モードで動作しているときの各部の信号波形を示したタイムチャートA time chart showing the signal waveforms of each part when the switching power supply device of FIG. 1 is operating in the current discontinuous mode. 図１のスイッチング電源装置が電流臨界モードで動作しているときの各部の信号波形を示したタイムチャートA time chart showing the signal waveforms of each part when the switching power supply device of FIG. 1 is operating in the current critical mode. 図１のスイッチング電源装置による電流電圧波形を示したタイムチャートTime chart showing the current-voltage waveform by the switching power supply device of FIG. スイッチング電源装置の第２実施形態を示した回路ブロック図Circuit block diagram showing a second embodiment of a switching power supply device スイッチング電源装置の第３実施形態を示した回路ブロック図Circuit block diagram showing a third embodiment of a switching power supply device 図７の第２実施形態が電流不連続モードで動作しているときの各部の信号波形を示したタイムチャートA time chart showing the signal waveforms of each part when the second embodiment of FIG. 7 is operating in the current discontinuous mode. 図７の第２実施形態が電流臨界モードで動作しているときの各部の信号波形を示したタイムチャートA time chart showing signal waveforms of each part when the second embodiment of FIG. 7 is operating in the current critical mode. スイッチング電源装置の第４実施形態を示した回路ブロック図Circuit block diagram showing a fourth embodiment of a switching power supply device

［スイッチング電源装置の第１実施形態］
図１は力率改善回路を例にとってスイッチング電源装置の第１実施形態を示した回路ブロック図、図２は図１のスイッチング制御部の概略を示した回路ブロック図である。 [First Embodiment of Switching Power Supply Device]
FIG. 1 is a circuit block diagram showing a first embodiment of a switching power supply device by taking a power factor improving circuit as an example, and FIG. 2 is a circuit block diagram showing an outline of a switching control unit of FIG.

（コンバータの概要）
図１に示すように、スイッチング電源装置の主回路として機能するコンバータ１０は、商用交流電源１２からの交流入力を全波整流回路１４で全波整流して入力し、全波整流された電圧波形の位相に対し電流位相が同一となるように電流をスイッチング制御し、負荷に対し力率改善された交流電力を供給する。なお、全波整流回路１４に代えて半波整流回路としても良い。 (Overview of converter)
As shown in FIG. 1, the converter 10 functioning as the main circuit of the switching power supply device inputs the AC input from the commercial AC power supply 12 by full-wave rectification by the full-wave rectifier circuit 14, and the voltage waveform is full-wave rectified. The current is switched and controlled so that the current phase is the same as that of the above phase, and AC power with an improved power factor is supplied to the load. A half-wave rectifier circuit may be used instead of the full-wave rectifier circuit 14.

（スイッチング電源装置の回路）
コンバータ１０は、入力コンデンサ１６、インダクタ１８、ＭＯＳ−ＦＥＴを用いたス
イッチング素子２０、整流用ダイオード２２及び出力コンデンサ２４で構成され、更に、スイッチング素子２０のドレイン端子Ｄとソース端子Ｄの間に共振コンデンサ２６を外付けして接続しており、スイッチング素子２０はドレイン・ソース間に寄生容量２８を持つことから、実際の共振容量は共振コンデンサ２６と寄生容量２８を加算した容量となり、インダクタ１８と直列接続された共振回路を形成している。
(Circuit of switching power supply)
The converter 10 is composed of an input capacitor 16, an inductor 18, a switching element 20 using a MOS-FET, a rectifying diode 22 and an output capacitor 24, and further resonates between the drain terminal D and the source terminal D of the switching element 20. Since the capacitor 26 is externally connected and the switching element 20 has a parasitic capacitance 28 between the drain and the source, the actual resonance capacitance is the capacitance obtained by adding the resonance capacitor 26 and the parasitic capacitance 28, and is connected to the inductor 18. It forms a resonant circuit connected in series.

コンバータ１０に対する制御部として、スイッチング制御部３０、共振検出部３６、マイクロコンピュータ４４及びリスタート入力部５０が設けられている。 As a control unit for the converter 10, a switching control unit 30, a resonance detection unit 36, a microcomputer 44, and a restart input unit 50 are provided.

（共振検出部）
共振検出部３６は、スイッチング素子２０のドレイン端子Ｄ側にコンデンサ３８、抵抗４０及び抵抗４２を直列接続しており、抵抗４０と抵抗４２の間の接続点から共振検出信号Ｅ２を、リスタート入力部５０を介してスイッチング制御部３０に入力している。
(Resonance detector)
The resonance detection unit 36 has a capacitor 38, a resistor 40, and a resistor 42 connected in series on the drain terminal D side of the switching element 20, and restarts the resonance detection signal E2 from the connection point between the resistor 40 and the resistor 42. It is input to the switching control unit 30 via the unit 50.

ここで、共振検出部３６はスイッチング素子２０をオンした後のオフに伴うインダクタ放出電流及び共振電流の検出信号を共振検出信号Ｅ２として出力する。スイッチング素子２０がオンすると入力側からインダクタ１８に電流が流れて励磁エネルギーが蓄積される。続いて、スイッチング素子２０をオフすると、インダクタ１８に蓄積された励磁エネルギーが放出され、インダクタ１８から整流用ダイオード２２を介して出力コンデンサ２４に電流（インダクタ放出電流）が流れ、出力端子２５ａ，２５ｂから負荷側に供給される。
Here, the resonance detection unit 36 outputs the detection signals of the inductor emission current and the resonance current accompanying the turning off of the switching element 20 as the resonance detection signal E2. When the switching element 20 is turned on, a current flows from the input side to the inductor 18 and excitation energy is accumulated. Subsequently, when the switching element 20 is turned off, the exciting energy stored in the inductor 18 is released , a current (inductor discharge current) flows from the inductor 18 to the output capacitor 24 via the rectifying diode 22, and the output terminals 25a and 25b. Is supplied to the load side.

続いて、インダクタ１８の励磁エネルギーの放出が終了すると、インダクタ１８、共振コンデンサ２６及び寄生容量２８で構成される共振回路により共振電流が流れる。従って、共振検出部３６は、スイチング素子２０のドレイン電圧の変化として、インダクタ検出電流と共振電流を検出した共振検出信号Ｅ２を出力することになる。 Subsequently, when the emission of the exciting energy of the inductor 18 is completed, a resonance current flows through the resonance circuit composed of the inductor 18, the resonance capacitor 26, and the parasitic capacitance 28. Therefore, the resonance detection unit 36 outputs the resonance detection signal E2 that detects the inductor detection current and the resonance current as a change in the drain voltage of the switching element 20.

（スイッチング制御部）
コンバータ１０のスイッチング素子２０はスイッチング制御部３０によりオン、オフ制御される。スイッチング制御部３０としては、コンバータ１０を電流臨界モードで動作させる市販の制御ＩＣを用いることができる。
(Switching control unit)
The switching element 20 of the converter 10 is turned on and off by the switching control unit 30. As the switching control unit 30 , a commercially available control IC that operates the converter 10 in the current critical mode can be used.

スイッチング制御部３０は図２に示すように、誤差アンプ５４、零検出部６０、パルス発生部５８及びドライバ６２で構成され、出力検出電圧入力端子３０ａ、インダクタ検出電流入力端子３０ｂ及びスイッチング出力端子３０ｃを備える。
As shown in FIG. 2, the switching control unit 30 includes an error amplifier 54, a zero detection unit 60, a pulse generation unit 58, and a driver 62, and includes an output detection voltage input terminal 30a, an inductor detection current input terminal 30b, and a switching output terminal 30c. To be equipped.

誤差アンプ５４の一方の入力には出力電圧を抵抗３２，３４で分圧した出力電圧検出信号Ｅ０が出力検出電圧入力端子３０ａから入力され、基準電圧源５６により設定された基準電圧ｖｒｅｆとの誤差電圧が出力される。
The output voltage detection signal E0 obtained by dividing the output voltage by the resistors 32 and 34 is input from the output detection voltage input terminal 30a to one input of the error amplifier 54, and has an error with the reference voltage vref set by the reference voltage source 56. The voltage is output.

零検出部６０は、共振検出部３６から出力された共振検出信号Ｅ２がインダクタ検出電流入力端子３０ｂを介して入力され、共振検出信号Ｅ２に含まれる零電流を検出した場合、所定の遅延時間後にパルス発生部５８に零電流検出信号を出力する。 When the resonance detection signal E2 output from the resonance detection unit 36 is input via the inductor detection current input terminal 30b and the zero current included in the resonance detection signal E2 is detected, the zero detection unit 60 waits after a predetermined delay time. A zero-current detection signal is output to the pulse generator 58.

パルス発生部５８は零検出部６０から零電流検出信号が入力すると、そのとき誤差アンプ５４から入力している誤差信号に応じたオン周期期間のあいだＨレベル（オンレベル）となるパルス幅のパルス信号を出力する。パルス発生部５８が出力するパルス信号のパルス幅は、誤差信号が大きいと広くなり、誤差信号が小さいと狭くなるように制御される。
When the zero current detection signal is input from the zero detection unit 60, the pulse generation unit 58 has a pulse width pulse that becomes H level (on level) during the on cycle period according to the error signal input from the error amplifier 54 at that time. Output a signal. The pulse width of the pulse signal output by the pulse generating unit 58 is controlled to be wide when the error signal is large and narrow when the error signal is small.

パルス発生部５８からのパルス信号はドライバ６２でスイッチング駆動信号Ｅ１に変換され、スイッチング出力端子３０ｃからスイッチング素子２０のゲート端子Ｇに出力され、スイッチング駆動信号Ｅ１がＨレベルとなっている期間のあいだスイッチング素子２０をオンする。
The pulse signal from the pulse generating unit 58 is converted into the switching drive signal E1 by the driver 62 , output from the switching output terminal 30c to the gate terminal G of the switching element 20, and during the period when the switching drive signal E1 is at the H level. The switching element 20 is turned on.

ここで、仮にスイッチング制御部３０に共振検出信号Ｅ２のみを入力させた場合、スイッチング制御部３０はコンバータ１０を電流臨界モードで動作することとなり、電流臨界モードの動作中に負荷が軽くなると、スイッチング駆動信号Ｅ１のＨレベル期間が短くなり、これにより電流に零期間が入る電流不連続モードの動作に移行するが、同時に、動作周波数が増加するようになる。 Here, if only the resonance detection signal E2 is input to the switching control unit 30, the switching control unit 30 operates the converter 10 in the current critical mode, and when the load becomes light during the operation of the current critical mode, the switching is performed. The H level period of the drive signal E1 is shortened, which shifts to the operation of the current discontinuous mode in which the current has a zero period, but at the same time, the operating frequency is increased.

これに対し本実施形態にあっては、マイクロコンピュータ４４によりスイッチング素子２０に対するスイッチング駆動信号Ｅ１のＨレベルへの立上りをトリガとして所定期間継続する固定周期パルス信号Ｅ３を発生し、リスタート入力部５０によりダイオード５２を介して共振検出部３６からの共振検出信号Ｅ２に加算してマスクし、これをリスタート信号Ｅ４としてスイッチング制御部３０に入力することで、コンバータ１０の動作モードが電流臨界モードから電流不連続モードに移行しても、動作周波数は固定周期パルス信号Ｅ３の期間Ｔで決まる最大動作周波数に制限され、電流不連続モードで動作周波数が増加して入力側端子からのノイズ放射や発熱等の問題は起きない。
On the other hand, in the present embodiment, the microcomputer 44 generates a fixed-period pulse signal E3 that continues for a predetermined period with the rising edge of the switching drive signal E1 to the H level with respect to the switching element 20, and the restart input unit 50. By adding and masking the resonance detection signal E2 from the resonance detection unit 36 via the diode 52 and inputting this as a restart signal E4 to the switching control unit 30 , the operation mode of the converter 10 is changed from the current critical mode. Even after shifting to the current discontinuous mode, the operating frequency is limited to the maximum operating frequency determined by the period T of the fixed cycle pulse signal E3, and the operating frequency increases in the current discontinuous mode, causing noise emission and heat generation from the input side terminals. Such problems do not occur.

ここで、リスタート入力部５０は、インダクタ電流及び共振電流を検出した共振検出信号Ｅ２を固定周期パルス信号Ｅ４でダイオード５２によるダイオードＯＲによりマスクするものであるが、機能的には、共振検出信号Ｅ２が固定周期パルス信号Ｅ３の期間内の場合（マスクが有効な場合）は、スイッチング制御部３０に固定周期パルス信号Ｅ３の停止となるＨレベルからＬレベルへの立下りにより零電流の検出を判定させてスイッチング駆動信号Ｅ１をリスタートさせる制御を行い、共振検出信号Ｅ２が固定周期パルス信号Ｅ３の期間を超えた場合（マスクが効かない場合）はスイッチング制御部３０に共振検出信号Ｅ２の停止となるＨレベルからＬレベルへの立下りにより零電流の検出を判定させてスイッチング駆動信号Ｅ１をリスタートさせる制御を行う、ということができる。 Here, the restart input unit 50 masks the resonance detection signal E2 that detects the inductor current and the resonance current with the fixed period pulse signal E4 by the diode OR by the diode 52, but functionally, the resonance detection signal. When E2 is within the period of the fixed cycle pulse signal E3 (when the mask is valid), the switching control unit 30 detects zero current by falling from the H level to the L level, which is the stop of the fixed cycle pulse signal E3. Control is performed to make a determination and restart the switching drive signal E1, and when the resonance detection signal E2 exceeds the period of the fixed cycle pulse signal E3 (when the mask does not work), the switching control unit 30 stops the resonance detection signal E2. It can be said that the detection of the zero current is determined by the falling from the H level to the L level and the switching drive signal E1 is restarted.

（マイクロコンピュータ）
マイクロコンピュータ４４は、ＣＰＵ、メモリ、各種の入出力ポートを備えたコンピュータ回路で構成され、ＣＰＵによるプログラムの実行によりトリガ検出部４６と固定周期パルス発生部４８の機能が実現される。 (Microcomputer)
The microcomputer 44 is composed of a computer circuit including a CPU, a memory, and various input / output ports, and the functions of the trigger detection unit 46 and the fixed cycle pulse generation unit 48 are realized by executing a program by the CPU.

トリガ検出部４６は、スイッチング制御部３０から出力されるスイッチング駆動信号Ｅ１のＨレベル（オンレベル）への立上りエッジを検出してトリガ検出信号を固定周期パルス発生部４８に出力する。固定周期パルス発生部４８は、スイッチング駆動信号Ｅ１のＨレベルへの立上りエッジを検出したトリガ検出信号が入力すると、トリガ検出を起点に所定の期間ＴのあいだＨレベルとなる固定周期パルス信号Ｅ３を出力する。
The trigger detection unit 46 detects the rising edge of the switching drive signal E1 output from the switching control unit 30 to the H level (on level), and outputs the trigger detection signal to the fixed cycle pulse generation unit 48. When the trigger detection signal that detects the rising edge of the switching drive signal E1 to the H level is input, the fixed cycle pulse generation unit 48 transmits the fixed cycle pulse signal E3 that becomes the H level for a predetermined period T from the trigger detection as a starting point. Output.

マイクロコンピュータ４４から出力された固定周期パルス信号Ｅ３は、前述したように、リスタート入力部５０に入力されてインダクタ放出電流及び共振電流を検出した共振検出信号Ｅ３をマスクしてリスタート信号Ｅ４を生成し、スイッチング制御部３０でリスタート信号Ｅ４がＬレベルに立ち下がることを判別することで、インダクタ放出電流又は共振電流の零電流を検出してスイッチング駆動信号Ｅ１をリスタートさせる制御を行う。 As described above, the fixed-period pulse signal E3 output from the microcomputer 44 masks the resonance detection signal E3 that is input to the restart input unit 50 and detects the inductor discharge current and the resonance current, and causes the restart signal E4. By generating and determining that the restart signal E4 falls to the L level by the switching control unit 30, control is performed to detect the zero current of the inductor emission current or the resonance current and restart the switching drive signal E1.

また、固定周期パルス信号Ｅ３の期間Ｔは、電流不連続モードで動作した場合の最大動作周波数を決めることになるが、ノイズ放射や発熱を考慮して最適な最大動作周波数となる期間Ｔの設定や変更は、マイクロコンピュータ４４を使用していることから、簡単且つ容易にできる。
Further, the period T of the fixed period pulse signal E3 determines the maximum operating frequency when operating in the current discontinuous mode, but the period T is set to be the optimum maximum operating frequency in consideration of noise radiation and heat generation. And changes can be made easily and easily because the microcomputer 44 is used.

［第１実施形態の制御動作］
（電流不連続モード）
図３は図１のスイッチング電源装置が電流不連続モードで動作しているときの各部の信号波形を示したタイムチャートであり、図３（Ａ）はスイッチング素子のドレイン電圧を示し、図３（Ｂ）はインダクタ電流を示し、図３（Ｃ）はスイッチング駆動信号Ｅ１を示し、図３（Ｄ）はインダクタ放出電流と共振電流の検出を含む共振検出信号Ｅ２を示し、図３（Ｅ）は固定周期パルス信号Ｅ３を示し、図３（Ｆ）はリスタート信号Ｅ４を示す。 [Control operation of the first embodiment]
(Current discontinuous mode)
FIG. 3 is a time chart showing the signal waveforms of each part when the switching power supply device of FIG. 1 is operating in the current discontinuous mode, and FIG. 3 (A) shows the drain voltage of the switching element. B) shows the inductor current, FIG. 3 (C) shows the switching drive signal E1, FIG. 3 (D) shows the resonance detection signal E2 including the detection of the inductor discharge current and the resonance current, and FIG. 3 (E) shows the resonance detection signal E2. The fixed period pulse signal E3 is shown, and FIG. 3 (F) shows the restart signal E4.

図３に示すように、電流不連続モードにあっては、負荷が軽いことからスイッチング駆動信号Ｅ１がＨレベルとなるオン期間（パルス幅）は短くなる。スイッチング駆動信号Ｅ１がＨレベルに立ち上がるとスイッチング素子２０がオンしてドレイン電圧が零付近に低下し、インダクタ電流が直線的に増加する。また、スイッチング駆動信号Ｅ１のＨレベルへの立上りエッジの検出に基づき発生された固定周期パルス信号Ｅ３が期間ＴのあいだＨレベルとなる。
As shown in FIG. 3, in the current discontinuous mode, since the load is light, the on period (pulse width) at which the switching drive signal E1 becomes the H level becomes short. When the switching drive signal E1 rises to the H level, the switching element 20 is turned on, the drain voltage drops to near zero, and the inductor current increases linearly. Further, the fixed period pulse signal E3 generated based on the detection of the rising edge of the switching drive signal E1 to the H level becomes the H level during the period T.

続いてスイッチング駆動信号Ｅ１がＬレベルに立ち下がるとスイッチング素子２０がオフし、インダクタ１８に蓄積された励磁エネルギーの放出により負荷側にインダクタ放出電流が流れ、インダクタ放出電流は直線的に減少して零電流に近づくと、インダクタ１８、共振コンデンサ２６及び寄生容量２８で構成された共振回路に共振波形６４で示す電流が流れる。このため共振検出信号Ｅ２には、インダクタ放出電流の検出に対応したＨレベル部分に続いて共振波形６４で示す電流の検出に対応した複数のＨレベル部分が表れる。
Subsequently, when the switching drive signal E1 drops to the L level, the switching element 20 is turned off, the inductor discharge current flows to the load side due to the release of the exciting energy stored in the inductor 18, and the inductor discharge current decreases linearly. When approaching zero current, the current indicated by the resonance waveform 64 flows through the resonance circuit composed of the inductor 18, the resonance capacitor 26, and the parasitic capacitance 28. Therefore, in the resonance detection signal E2, a plurality of H level portions corresponding to the detection of the current shown by the resonance waveform 64 appear following the H level portion corresponding to the detection of the inductor emission current.

共振検出信号Ｅ２は固定周期パルス信号Ｅ３の期間内に入ってマスクされるため、インダクタ電流と共振電流が電流零となる期間が断続的に発生しても、マスク結果とし得られたリスタート信号Ｅ４は、固定周期パルス信号Ｅ３と同じ信号となり、スイッチング制御部３０はリスタート信号Ｅ４がＬレベルに立ち下がったことからインダクタ電流の零電流を検出し、所定の遅延時間後にスイッチング駆動信号Ｅ１を再びＨレベルとして出力させるリスタートが行われる。 Since the resonance detection signal E2 is masked within the period of the fixed period pulse signal E3, the restart signal obtained as the mask result is obtained even if the inductor current and the resonance current become zero current intermittently. E4 becomes the same signal as the fixed period pulse signal E3, and the switching control unit 30 detects the zero current of the inductor current because the restart signal E4 drops to the L level, and after a predetermined delay time, sends the switching drive signal E1. A restart is performed to output as H level again.

（電流臨界モード）
図４は図１のスイッチング電源装置が電流臨界モードで動作しているときの各部の信号波形を示したタイムチャートであり、図４（Ａ）はスイッチング素子のドレイン電圧を示し、図４（Ｂ）はインダクタ電流を示し、図４（Ｃ）はスイッチング駆動信号Ｅ１を示し、図４（Ｄ）はインダクタ放出電流及び共振電流を含む共振検出信号Ｅ２を示し、図４（Ｅ）は固定周期パルス信号Ｅ３を示し、図４（Ｆ）はリスタート信号Ｅ４を示す。 (Current critical mode)
FIG. 4 is a time chart showing signal waveforms of each part when the switching power supply device of FIG. 1 is operating in the current critical mode, FIG. 4 (A) shows the drain voltage of the switching element, and FIG. 4 (B). ) Indicates the inductor current, FIG. 4 (C) shows the switching drive signal E1, FIG. 4 (D) shows the resonance detection signal E2 including the inductor discharge current and the resonance current, and FIG. 4 (E) shows a fixed period pulse. The signal E3 is shown, and FIG. 4 (F) shows the restart signal E4.

図４に示すように、電流臨界モードにあっては、負荷が重くなっていることからスイッチング駆動信号Ｅ１がＨレベルとなるオン期間（パルス幅）は長くなる。スイッチング駆動信号Ｅ１がＨレベルに立ち上がるとスイッチング素子２０がオンしてドレイン電圧が零付近に低下し、インダクタ電流が直線的に増加する。また、スイッチング駆動信号Ｅ１のＨレベルへの立上りエッジの検出に基づき発生された固定周期パルス信号Ｅ３が期間ＴのあいだＨレベルとなる。
As shown in FIG. 4, in the current critical mode, the on-period (pulse width) at which the switching drive signal E1 becomes the H level becomes long because the load is heavy. When the switching drive signal E1 rises to the H level, the switching element 20 is turned on, the drain voltage drops to near zero, and the inductor current increases linearly. Further, the fixed period pulse signal E3 generated based on the detection of the rising edge of the switching drive signal E1 to the H level becomes the H level during the period T.

続いてスイッチング駆動信号Ｅ１がＬレベルに立ち下がるとスイッチング素子２０がオフし、インダクタ１８に蓄積された励磁エネルギーの放出により負荷側にインダクタ放出電流が流れ、インダクタ放出電流は直線的に減少して零電流に近づくと、インダクタ１８、共振コンデンサ２６及び寄生容量２８で構成された共振回路に共振波形６４で示す電流が流れ始める。
Subsequently, when the switching drive signal E1 drops to the L level, the switching element 20 is turned off, the inductor discharge current flows to the load side due to the release of the exciting energy stored in the inductor 18, and the inductor discharge current decreases linearly. When approaching zero current, the current indicated by the resonance waveform 64 begins to flow in the resonance circuit composed of the inductor 18, the resonance capacitor 26, and the parasitic capacitance 28.

しかしながら、電流臨界モードではスイッチング駆動信号Ｅ１のＨレベル期間が長くなってインダクタ１８に蓄積される励磁エネルギーが増加しており、スイッチング素子２０のオフによる励磁エネルギーの放出によりインダクタ放出電流が零に低下する期間も長くなる。 However, in the current critical mode, the H level period of the switching drive signal E1 becomes longer and the exciting energy stored in the inductor 18 increases, and the inductor discharge current drops to zero due to the release of the exciting energy when the switching element 20 is turned off. The period to do is also long.

このため共振検出信号Ｅ２によるインダクタ電流の検出部分がＬレベルに立ち下がる前に、固定周期パルス信号Ｅ３の期間Ｔが経過してＬレベルとなり、共振検出信号Ｅ２に対する固定周期パルス信号Ｅ３によるマスクが解除され、リスタート信号Ｅ４は期間Ｔを経過してもＨレベルにあり、その後、インダクタ放出電流が零になるとリスタート信号Ｅ４がＬレベルとなる。このため共振検出信号Ｅ２によりリスタート信号Ｅ４がＬレベルに立ち下がったことによりインダクタ電流の零電流を検出し、所定の遅延時間後にスイッチング駆動信号Ｅ１を再びＨレベルとして出力させるリスタートが行われる。
Therefore, before the portion of the inductor current detected by the resonance detection signal E2 falls to the L level, the period T of the fixed cycle pulse signal E3 elapses to reach the L level, and the mask by the fixed cycle pulse signal E3 with respect to the resonance detection signal E2 is formed. When released, the restart signal E4 remains at the H level even after the period T elapses, and then when the inductor emission current becomes zero, the restart signal E4 becomes the L level. Therefore, the resonance detection signal E2 causes the restart signal E4 to drop to the L level, so that the zero current of the inductor current is detected, and after a predetermined delay time, the switching drive signal E1 is output again as the H level. ..

（電圧電流波形）
図５は図１のスイッチング電源装置による電流電圧波形を示したタイムチャートであり、図５（Ａ）に電流不連続モードの電流電圧波形を示し、図５（Ｂ）に電流臨界モードの電流電圧波形を示す。 (Voltage / current waveform)
FIG. 5 is a time chart showing the current-voltage waveform by the switching power supply device of FIG. 1, FIG. 5 (A) shows the current-voltage waveform in the current discontinuous mode, and FIG. 5 (B) shows the current voltage in the current critical mode. The waveform is shown.

図５（Ａ）の電流不連続モードでは、スイッチング動作により三角波となる電流波形Ｉには零期間が入っており、負荷が軽くなると零期間が増加して三角波の面積が減少することで、電圧波形Ｖａｃと同相となる平均電流Ｉａｃが低下する。 In the current discontinuous mode of FIG. 5 (A), the current waveform I which becomes a triangular wave due to the switching operation has a zero period, and when the load becomes light, the zero period increases and the area of the triangular wave decreases, so that the voltage The average current Iac, which is in phase with the waveform Vac, decreases.

これに対し電流臨界モードでは、スイッチング動作により三角波となる電流波形Ｉには零期間が入らず、その分、三角波の面積が増加し、電圧波形Ｖａｃと同相となる平均電流Ｉａｃが増加する。 On the other hand, in the current critical mode, the current waveform I that becomes a triangular wave due to the switching operation does not have a zero period, the area of the triangular wave increases by that amount, and the average current Iac that is in phase with the voltage waveform Vac increases.

また、電流不連続モードで三角波の電流が流れる期間Ｔは、固定周期パルス信号の期間Ｔに対応した一定期間となり、負荷が軽くなっても動作周波数が増加することはなく、ノイズ放射や過熱の問題は起きない。これに対し電流臨界モードにあっては、負荷が重くなると動作周波数が低下し、動作周波数の増加による問題は起きない。
Moreover, the period T flowing triangular wave current at a current discontinuous mode, a certain period becomes corresponding to the period T of a fixed period pulse signal, never loads the operating frequency even lighter increases, the noise radiation and overheating No problem occurs. On the other hand, in the current critical mode, when the load becomes heavy, the operating frequency decreases, and the problem due to the increase in the operating frequency does not occur.

［スイッチング電源装置の第２実施形態］
図６はスイッチング電源装置の第２実施形態を示した回路である。本実施形態にあっては、共振検出部３６にＮＰＮトランジスタ６６を用いたバッファ回路を設けたことを特徴とする。 [Second Embodiment of Switching Power Supply Device]
FIG. 6 is a circuit showing a second embodiment of the switching power supply device. The present embodiment is characterized in that the resonance detection unit 36 is provided with a buffer circuit using an NPN transistor 66.

ＮＰＮトランジスタ６６はベースにスイッチング素子２０のドレイン端子側をコンデンサ３８と抵抗４０を介して接続し、コレクタは定電圧電源Ｖｃに接続し、エミッタに抵抗４２を接続し、エミッタから共振検出信号Ｅ２を取り出してリスタート入力部５０に入力している。それ以外の構成及び機能は図１の第１実施形態と同じになることから、同一符号を付して説明は省略する。
The NPN transistor 66 connects the drain terminal side of the switching element 20 to the base via the capacitor 38 and the resistor 40, the collector is connected to the constant voltage power supply Vc, the resistor 42 is connected to the emitter, and the resonance detection signal E2 is transmitted from the emitter. It is taken out and input to the restart input unit 50. Since the other configurations and functions are the same as those of the first embodiment of FIG. 1, the same reference numerals are given and the description thereof will be omitted.

このようにＮＰＮトランジスタ６６によるバッファ回路を共振検出部３６に設けたため、広い入力電圧の範囲に対応して、インダクタ１８の電流及び共振回路の共振電流を確実に検出して出力することができる。 Since the buffer circuit by the NPN transistor 66 is provided in the resonance detection unit 36 in this way, the current of the inductor 18 and the resonance current of the resonance circuit can be reliably detected and output corresponding to a wide input voltage range.

［スイッチング電源装置の第３実施形態］
図７はスイッチング電源装置の第３実施形態を示した回路である。図７に示すように、本実施形態にあっては、マイクロコンピュータ４４による固定周期パルス発生部４８として図１に対し論理レベルを反転した固定周期パルス反転信号Ｅ３１を出力するようにし、固定周期パルス発生部４８とリスタート入力部５０との間にＮＯＲゲート６８を設け、ＮＯＲゲート６８の一方の入力にスイッチング駆動信号Ｅ１を入力し、ＮＯＲゲート６８の他方に固定周期パルス反転信号Ｅ３１を入力し、ＮＯＲゲート６８の出力信号をリスタート入力部５０に入力し、ダイオード５２を介して共振検出信号Ｅ２に加算することでマスクしている。 [Third Embodiment of a switching power supply device]
FIG. 7 is a circuit showing a third embodiment of the switching power supply device. As shown in FIG. 7, in the present embodiment, the fixed period pulse generating unit 48 by the microcomputer 44 outputs the fixed period pulse inversion signal E31 whose logic level is inverted with respect to FIG. 1, and the fixed period pulse. A NOR gate 68 is provided between the generation unit 48 and the restart input unit 50, a switching drive signal E1 is input to one input of the NOR gate 68, and a fixed period pulse inversion signal E31 is input to the other of the NOR gate 68. , The output signal of the NOR gate 68 is input to the restart input unit 50, and is masked by adding it to the resonance detection signal E2 via the diode 52.

本実施形態は、共振検出部３６がインダクタ１８の電流検出機能を兼ねている場合、スイッチング制御部３０がスイッチング電源装置の起動時や過負荷動作時に、インダクタ１８に流れるピーク電流から過電流保護動作を行う場合に有効となる。
In this embodiment, when the resonance detection unit 36 also has the current detection function of the inductor 18, the switching control unit 30 protects the inductor 18 from the peak current flowing through the inductor 18 when the switching power supply device is started or overloaded. It is effective when you do.

図１の実施形態にあっては、図３及び図４に示したように、共振検出信号Ｅ２は固定周期パルス信号Ｅ３によりマスクされているため、スイッチング素子２０のオンでインダクタ１８に流れるインダクタ電流のピーク値をスイッチング制御部３０で判定することができない。 In the embodiment of FIG. 1, as shown in FIGS. 3 and 4, since the resonance detection signal E2 is masked by the fixed period pulse signal E3, the inductor current flowing through the inductor 18 when the switching element 20 is turned on. The peak value of is not determined by the switching control unit 30.

そこで、本実施形態にあっては、インダクタ１８にピーク電流が発生するスイッチング駆動信号Ｅ１のＨレベル期間（オン期間）の間、ＮＯＲゲート６８により固定周期パルス信号Ｅ３の出力を禁止することで、スイッチング制御部３０にインダクタ１８の電流を検出している共振検出信号Ｅ２をマスクすることなく有効に入力させ、これによりインダクタ１８のピーク電流を確実に検出して過電流保護動作を可能とする。 Therefore, in the present embodiment, the output of the fixed period pulse signal E3 is prohibited by the NOR gate 68 during the H level period (on period) of the switching drive signal E1 in which the peak current is generated in the inductor 18. The switching control unit 30 is made to effectively input the resonance detection signal E2 that detects the current of the inductor 18 without masking, whereby the peak current of the inductor 18 is reliably detected and the overcurrent protection operation is enabled.

図８は図７の第３実施形態が電流不連続モードで動作しているときの各部の信号波形を示したタイムチャートであり、図９は図７の第３実施形態が電流臨界モードで動作しているときの各部の信号波形を示したタイムチャートである。 FIG. 8 is a time chart showing signal waveforms of each part when the third embodiment of FIG. 7 is operating in the current discontinuous mode, and FIG. 9 is a time chart showing the signal waveform of each part when the third embodiment of FIG. 7 is operating in the current critical mode. It is a time chart which showed the signal waveform of each part at the time of doing.

ここで、図８（Ａ）及び図９（Ａ）はスイッチング素子のドレイン電圧を示し、図８（Ｂ）及び図９（Ｂ）はインダクタ電流を示し、図８（Ｃ）及び図９（Ｃ）はスイッチング駆動信号Ｅ１を示し、図８（Ｄ）及び図９（Ｄ）はインダクタ放出電流と共振電流を含む共振検出反転信号Ｅ２１を示し、図８（Ｅ）及び図９（Ｅ）は固定周期パルス反転信号Ｅ３１を示し、図８（Ｆ）及び図９（Ｆ）はＮＯＲゲートの出力信号Ｅ５を示し、図８（Ｇ）及び図９（Ｇ）はリスタート信号Ｅ４を示す。 Here, FIGS. 8 (A) and 9 (A) show the drain voltage of the switching element, FIGS. 8 (B) and 9 (B) show the inductor current, and FIGS. 8 (C) and 9 (C) show. ) Shows the switching drive signal E1, FIGS. 8 (D) and 9 (D) show the resonance detection inversion signal E21 including the inductor emission current and the resonance current, and FIGS. 8 (E) and 9 (E) are fixed. The periodic pulse inversion signal E31 is shown, FIGS. 8 (F) and 9 (F) show the output signal E5 of the NOR gate, and FIGS. 8 (G) and 9 (G) show the restart signal E4.

図８に示すように、スイッチング駆動信号Ｅ１のＨレベルへの立上りエッジをトリガとして固定周期パルス反転信号Ｅ３１がＬレベルとなって発生し、このときＮＯＲゲート６８の入力は（Ｈ，Ｌ）であることから出力信号Ｅ５はＬレベルとなり、リスタート入力部５０で共振検出信号Ｅ５はマスクされず、スイッチング制御部３０は電流検出期間Ｔｉのあいだインダクタ電流を検出し、ピーク電流が閾値を超えた場合にスイッチング素子２０を強制的にオフする過電流保護を行う。 As shown in FIG. 8, the fixed period pulse inversion signal E31 is generated at the L level triggered by the rising edge of the switching drive signal E1 to the H level, and at this time, the input of the NOR gate 68 is (H, L). Therefore, the output signal E5 becomes L level, the resonance detection signal E5 is not masked by the restart input unit 50, the switching control unit 30 detects the inductor current during the current detection period Ti, and the peak current exceeds the threshold value. In this case, overcurrent protection is performed to forcibly turn off the switching element 20.

また、スイッチング駆動信号Ｅ１がＬレベルに戻ると、ＮＯＲゲート６８の入力は（Ｌ．Ｌ）となって出力信号はＨレベルとなり、図１の実施形態と同様に、共振検出信号Ｅ２をマスクしてスイッチング素子２０のリスタートを行なわせることができる。 Further, when the switching drive signal E1 returns to the L level, the input of the NOR gate 68 becomes (LL) and the output signal becomes the H level, and the resonance detection signal E2 is masked as in the embodiment of FIG. The switching element 20 can be restarted.

このようなスイッチング駆動信号Ｅ１のＨレベル期間に固定周期パルス信号Ｅ３のマスクを解除してインダクタ電流のピーク値を検出する機能は、図９に示した電流臨界モードの場合も同様となる。 The function of removing the mask of the fixed cycle pulse signal E3 and detecting the peak value of the inductor current during the H level period of the switching drive signal E1 is the same in the case of the current critical mode shown in FIG.

それ以外の構成及び機能は、図１の実施形態と同じになることから、同一符号を付して説明は省略する。 Since the other configurations and functions are the same as those of the embodiment shown in FIG. 1, the same reference numerals are given and the description thereof will be omitted.

［スイッチング電源装置の第４実施形態］
図１０はスイッチング電源装置の第４実施形態を示した回路ブロック図である。図１０に示すように、本実施形態にあっては、共振検出部３６にＰＮＰトランジスタ７０を用いたバッファ回路を設けて反転論理を適用し、電流非検出でＨレベル、電流検出でＬレベルとなる共振検出反転信号Ｅ２１を出力するように構成する。 [Fourth Embodiment of Switching Power Supply Device]
FIG. 10 is a circuit block diagram showing a fourth embodiment of the switching power supply device. As shown in FIG. 10, in the present embodiment, a buffer circuit using a PNP transistor 70 is provided in the resonance detection unit 36 to apply inverting logic, and the current is not detected as H level and the current is detected as L level. The resonance detection inversion signal E21 is output.

また、マイクロコンピュータ４４に設けた固定周期パルス発生部４８についても反転論理を適用し、パルス非出力でＨレベル、パルス出力でＬレベルとなる固定周期パルス反転信号Ｅ３１を出力するように構成する。更に、共振検出反転信号Ｅ２１と固定周期パルス反転信号Ｅ３１に対応して、リスタート入力部５０のダイオード７２は図１のダイオード５２に対し逆極性で接続している。 Further, the inversion logic is also applied to the fixed period pulse generation unit 48 provided in the microcomputer 44, and the fixed period pulse inversion signal E31 which is H level in pulse non-output and L level in pulse output is output. Further, the diode 72 of the restart input unit 50 is connected to the diode 52 of FIG. 1 with opposite polarity in response to the resonance detection inversion signal E21 and the fixed cycle pulse inversion signal E31.

このように図６に示した正転論理の共振検出部３６及び固定周期パルス発生部４８に対し、本実施形態は、反転論理の共振検出部３６及び固定周期パルス発生部４８信号を出力するようにしたため、正転論理として、共振検出信号をＨレベル出力した場合と同様に、固定周期パルス反転信号Ｅ３１により共振検出反転信号Ｅ２１をマスクしてスイッチング駆動信号Ｅ１のリスタートが制御できる。
Thus with respect to the resonance detector 36 and the fixed cycle pulse generator 48 of the forward logic shown in FIG. 6, the present embodiment is to output a resonance detector 36 and the fixed cycle pulse generator 48 signal inverted logic Therefore, as the forward rotation logic, the restart of the switching drive signal E1 can be controlled by masking the resonance detection inversion signal E21 by the fixed period pulse inversion signal E31 as in the case where the resonance detection signal is output at the H level.

［本発明の変形例］
上記の実施形態は、力率改善回路に用いられるスイッチング電源装置として昇圧コンバータを例にとるものであったが、本発明はこれに限定されず、所定電圧に安定化された直流電圧を出力する降圧コンバータ又は昇降圧コンバータ等の安定化電源装置にも適用され、負荷の制約を受けることなく広い負荷サイズの範囲で臨界電流モード又は電流不連続モードで動作して安定化した直流電圧を出力できる。
[Modification of the present invention]
In the above embodiment, a boost converter is taken as an example as a switching power supply device used in the power factor improving circuit, but the present invention is not limited to this, and a DC voltage stabilized at a predetermined voltage is output . It is also applied to regulated power supply devices such as buck converters and buck-boost converters, and can operate in critical current mode or current discontinuous mode in a wide range of load sizes without being restricted by load and output a stabilized DC voltage. ..

また、上記の実施形態は、マイクロコンピュータによりトリガ検出部と固定周期パルス発生部の機能を実現しているが、ハードウェアの専用回路としても良いし、スイッチング制御部に用いられる制御ＩＣの機能として実現するようにしても良い。 Further, in the above embodiment, the functions of the trigger detection unit and the fixed cycle pulse generation unit are realized by the microcomputer, but they may be a dedicated circuit for hardware or as a function of the control IC used for the switching control unit. It may be realized.

また、本発明はその目的と利点を損なうことのない適宜の変形を含み、更に上記の実施形態に示した数値による限定は受けない。 In addition, the present invention includes appropriate modifications that do not impair its purpose and advantages, and is not further limited by the numerical values shown in the above embodiments.

１０：コンバータ
１２：商用交流電源
１４：全波整流回路
１６：入力コンデンサ
１８：インダクタ
２０：スイッチング素子
２２：整流用ダイオード
２４：出力コンデンサ
２６：共振コンデンサ
２８：寄生容量
３０：スイッチング制御部
３０ａ：出力検出電圧入力端子
３０ｂ：インダクタ検出電流入力端子
３０ｃ：スイッチング出力端子
３６：共振検出部
４４：マイクロコンピュータ
４６：トリガ検出部
４８：固定周期パルス発生部
５０：リスタート入力部
５２，７２：ダイオード
５４：誤差アンプ
５６：基準電圧源
５８：パルス発生部
６０：零検出部
６２：ドライバ
６４：共振波形
６６：ＮＰＮトランジスタ
６８：ＮＯＲゲート
７０：ＰＮＰトランジスタ 10: Converter 12: Commercial AC power supply 14: Full-wave rectifier circuit 16: Input capacitor 18: Inductor 20: Switching element 22: Rectifier diode 24: Output capacitor 26: Resonant capacitor 28: Parasitic capacity 30: Switching control unit 30a: Output Detection voltage input terminal 30b: Inductor detection current input terminal 30c: Switching output terminal 36: Resonance detection unit 44: Microcomputer 46: Trigger detection unit 48: Fixed cycle pulse generation unit 50: Restart input unit 52, 72: Diode 54: Error amplifier 56: Reference voltage source 58: Pulse generation unit 60: Zero detection unit 62: Driver 64: Resonance waveform 66: NPN transistor 68: NOR gate 70: PNP transistor

Claims

スイッチング素子のオンにより入力電源からインダクタに励磁エネルギーを蓄積し、前記スイッチング素子のオフにより前記インダクタの前記励磁エネルギーを放出して負荷に供給される電流を制御するコンバータと、
前記コンバータを負荷サイズに応じて電流臨界モード又は電流不連続モードで動作し、スイッチング駆動信号により前記スイッチング素子をオンオフすると共に前記スイッチング素子をオフした後に前記負荷に流れる電流の零電流を検出して前記スイッチング素子をリスタート（再度オンオフ）するスイッチング制御部と、
を備えたスイッチング電源装置に於いて、
前記スイッチング素子のオンオフにより、前記インダクタに流れるインダクタ電流並びに前記インダクタ、前記スイッチング素子の寄生容量及び前記スイッチング素子に並列接続された外付けコンデンサを含む共振回路部に流れる共振電流を検出して共振検出信号を出力する共振検出部と、
前記スイッチング駆動信号の前記スイッチング素子をオンさせる信号エッジを検出した場合に、予め定めた期間継続する固定周期パルス信号を出力する固定周期パルス発生部と、
前記共振検出信号を前記固定周期パルス信号によりマスクし、前記共振検出信号の中のインダクタ電流及び共振電流が零電流であることを最初に示すタイミングが前記固定周期パルス信号の期間内の場合は前記スイッチング制御部に前記固定周期パルス信号の停止により前記零電流の検出を判定させて前記スイッチング素子をリスタートさせ、前記共振検出信号の当該タイミングが前記固定周期パルス信号の期間を超えた場合は前記スイッチング制御部に前記共振検出信号の停止により前記零電流の検出を判定させて前記スイッチング素子をリスタートさせるリスタート入力部と、
を備え、
前記スイッチング素子は、ＭＯＳ型ＦＥＴであり、
前記共振検出部は、前記ＭＯＳ型ＦＥＴのドレイン端子側とソース端子側との間に、コンデンサと分圧抵抗を接続し、前記分圧抵抗の分圧電圧を共振検出信号として出力することを特徴とするスイッチング電源装置。
A converter that stores exciting energy from the input power supply to the inductor when the switching element is turned on, and releases the exciting energy of the inductor when the switching element is turned off to control the current supplied to the load.
The converter is operated in the current critical mode or the current discontinuous mode according to the load size, and the switching element is turned on / off by the switching drive signal, and the zero current of the current flowing through the load is detected after the switching element is turned off. A switching control unit that restarts (turns on and off) the switching element,
In a switching power supply equipped with
Resonance detection is performed by detecting the inductor current flowing through the inductor , the parasitic capacitance of the inductor, the switching element, and the resonance current flowing through the resonance circuit portion including the external capacitor connected in parallel with the switching element by turning the switching element on and off. Resonance detector that outputs a signal and
A fixed-period pulse generator that outputs a fixed-period pulse signal that continues for a predetermined period when a signal edge that turns on the switching element of the switching drive signal is detected.
When the resonance detection signal is masked by the fixed period pulse signal and the timing at which the inductor current and the resonance current in the resonance detection signal are first shown to be zero is within the period of the fixed period pulse signal, the above is mentioned. When the switching control unit stops the fixed period pulse signal to determine the detection of the zero current and restarts the switching element, and the timing of the resonance detection signal exceeds the period of the fixed period pulse signal, the above. A restart input unit that causes the switching control unit to determine the detection of the zero current by stopping the resonance detection signal and restarts the switching element.
Equipped with a,
The switching element is a MOS type FET.
The resonance detection unit is characterized in that a capacitor and a voltage dividing resistor are connected between the drain terminal side and the source terminal side of the MOS type FET, and the voltage dividing voltage of the voltage dividing resistor is output as a resonance detection signal. Switching power supply device.

スイッチング素子のオンにより入力電源からインダクタに励磁エネルギーを蓄積し、前記スイッチング素子のオフにより前記インダクタの前記励磁エネルギーを放出して負荷に供給される電流を制御するコンバータと、
前記コンバータを負荷サイズに応じて電流臨界モード又は電流不連続モードで動作し、スイッチング駆動信号により前記スイッチング素子をオンオフすると共に前記スイッチング素子をオフした後に前記負荷に流れる電流の零電流を検出して前記スイッチング素子をリスタート（再度オンオフ）するスイッチング制御部と、
を備えたスイッチング電源装置に於いて、
前記スイッチング素子のオンオフにより、前記インダクタに流れるインダクタ電流並びに前記インダクタ、前記スイッチング素子の寄生容量及び前記スイッチング素子に並列接続された外付けコンデンサを含む共振回路部に流れる共振電流を検出して共振検出信号を出力する共振検出部と、
前記スイッチング駆動信号の前記スイッチング素子をオンさせる信号エッジを検出した場合に、予め定めた期間継続する固定周期パルス信号を出力する固定周期パルス発生部と、
前記共振検出信号を前記固定周期パルス信号によりマスクし、前記共振検出信号の中のインダクタ電流及び共振電流が零電流であることを最初に示すタイミングが前記固定周期パルス信号の期間内の場合は前記スイッチング制御部に前記固定周期パルス信号の停止により前記零電流の検出を判定させて前記スイッチング素子をリスタートさせ、前記共振検出信号の当該タイミングが前記固定周期パルス信号の期間を超えた場合は前記スイッチング制御部に前記共振検出信号の停止により前記零電流の検出を判定させて前記スイッチング素子をリスタートさせるリスタート入力部と、
を備え、
前記共振検出部は、前記インダクタの電流検出機能を兼用しており、
前記固定周期パルス発生部と前記リスタート入力部との間に、前記スイッチング駆動信号がオンレベルの間、前記固定周期パルス信号の出力を禁止して前記共振検出部の共振検出信号から前記スイッチング制御部が前記インダクタに流れるピーク電流を検出して過電流保護制御を可能とする論路回路が設けられたことを特徴とするスイッチング電源装置。

A converter that stores exciting energy from the input power supply to the inductor when the switching element is turned on, and releases the exciting energy of the inductor when the switching element is turned off to control the current supplied to the load.
The converter is operated in the current critical mode or the current discontinuous mode according to the load size, and the switching element is turned on / off by the switching drive signal, and the zero current of the current flowing through the load is detected after the switching element is turned off. A switching control unit that restarts (turns on and off) the switching element,
In a switching power supply equipped with
Resonance detection is performed by detecting the inductor current flowing through the inductor, the parasitic capacitance of the inductor, the switching element, and the resonance current flowing through the resonance circuit portion including the external capacitor connected in parallel with the switching element by turning the switching element on and off. Resonance detector that outputs a signal and
A fixed-period pulse generator that outputs a fixed-period pulse signal that continues for a predetermined period when a signal edge that turns on the switching element of the switching drive signal is detected.
When the resonance detection signal is masked by the fixed period pulse signal and the timing at which the inductor current and the resonance current in the resonance detection signal are first shown to be zero is within the period of the fixed period pulse signal, the above is mentioned. When the switching control unit stops the fixed period pulse signal to determine the detection of the zero current and restarts the switching element, and the timing of the resonance detection signal exceeds the period of the fixed period pulse signal, the above. A restart input unit that causes the switching control unit to determine the detection of the zero current by stopping the resonance detection signal and restarts the switching element.
With
The resonance detection unit also has a current detection function of the inductor.
The switching control is performed from the resonance detection signal of the resonance detection unit by prohibiting the output of the fixed cycle pulse signal while the switching drive signal is on-level between the fixed period pulse generation unit and the restart input unit. A switching power supply device characterized in that a section is provided with a theory circuit that detects a peak current flowing through the inductor and enables overcurrent protection control.

請求項１又は２記載のスイッチング電源装置に於いて、
前記リスタート入力部は、前記共振検出信号の信号ラインに、前記固定周期パルス信号の信号ラインをダイオードを介して接続したことを特徴とするスイッチング電源装置。
In the switching power supply device according to claim 1 or 2.
The restart input unit is a switching power supply device characterized in that the signal line of the fixed period pulse signal is connected to the signal line of the resonance detection signal via a diode.

請求項２記載のスイッチング電源装置に於いて、
前記スイッチング素子はＭＯＳ型ＦＥＴであり、
前記共振検出部は、前記ＭＯＳ型ＦＥＴのドレイン端子側とソース端子側との間に、コンデンサと分圧抵抗を接続し、前記分圧抵抗の分圧電圧を共振検出信号として出力することを特徴とするスイッチング電源装置。
In the switching power supply device according to claim 2,
The switching element is a MOS type FET.
The resonance detection unit is characterized in that a capacitor and a voltage dividing resistor are connected between the drain terminal side and the source terminal side of the MOS type FET, and the voltage dividing voltage of the voltage dividing resistor is output as a resonance detection signal. Switching power supply device.

請求項１又は２記載のスイッチング電源装置に於いて、
前記共振検出部は、前記共振電流を検出して出力するバッファ回路を備えたことを特徴とするスイッチング電源装置。
In the switching power supply device according to claim 1 or 2.
The resonance detection unit is a switching power supply device including a buffer circuit that detects and outputs the resonance current.

請求項１又は２記載のスイッチング電源装置に於いて、
前記共振検出部及び前記固定周期パルス発生部は、正転論理又は反転論理の信号を出力することを特徴とするスイッチング電源装置。
In the switching power supply device according to claim 1 or 2.
A switching power supply device characterized in that the resonance detection unit and the fixed period pulse generation unit output signals of forward rotation logic or inversion logic.

請求項１記載のスイッチング電源装置に於いて、
前記共振検出部は、前記インダクタの電流検出機能を兼用しており、
前記固定周期パルス発生部と前記リスタート入力部との間に、前記スイッチング駆動信号がオンレベルの間、前記固定周期パルス信号の出力を禁止して前記共振検出部の共振検出信号から前記スイッチング制御部が前記インダクタに流れるピーク電流を検出して過電流保護制御を可能とする論路回路が設けられたことを特徴とするスイッチング電源装置。
In the switching power supply device according to claim 1,
It said resonant detector, are shared with current detection function of the inductor,
The switching control is performed from the resonance detection signal of the resonance detection unit by prohibiting the output of the fixed cycle pulse signal while the switching drive signal is on-level between the fixed period pulse generation unit and the restart input unit. A switching power supply device characterized in that a section is provided with a theory circuit that detects a peak current flowing through the inductor and enables overcurrent protection control.

請求項１又は２記載のスイッチング電源装置に於いて、
前記スイッチング制御部は、前記コンバータを電流臨界モードで制御する制御ＩＣとし、
前記固定周期パルス発生部は、コンピュータ回路によるプログラムの実行で実現される機能としたことを特徴とするスイッチング電源装置。
In the switching power supply device according to claim 1 or 2.
The switching control unit is a control IC that controls the converter in the current critical mode.
The fixed cycle pulse generator is a switching power supply device characterized by having a function realized by executing a program by a computer circuit.

請求項１又は２記載のスイッチング電源装置に於いて、
前記スイッチング電源装置は、交流電圧の位相に交流電流の位相を一致させる力率改善回路としたことを特徴とするスイッチング電源装置。
In the switching power supply device according to claim 1 or 2.
The switching power supply device is a switching power supply device characterized by having a power factor improving circuit that matches the phase of an AC current with the phase of an AC voltage.

請求項１又は２記載のスイッチング電源装置に於いて、
前記スイッチング電源装置は、所定電圧に安定化された直流電圧を出力する昇圧コンバータ回路としたことをスイッチング電源装置。 In the switching power supply device according to claim 1 or 2.
The switching power supply device is a boost converter circuit that outputs a DC voltage stabilized at a predetermined voltage.