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本発明は、テラヘルツ波を発振又は検出する素子に関する。 The present invention relates to an element that oscillates or detects a terahertz wave.

ミリ波帯からテラヘルツ帯まで（３０ＧＨｚ以上３０ＴＨｚ以下）の周波数領域の電磁波（以下、「テラヘルツ波」とよぶ）を発生する電流注入型の光源として、負性抵抗素子に共振器を集積した発振器が良く知られている。特許文献１は、負性抵抗素子である２重障壁型の共鳴トンネルダイオード（以下、単に「ＲＴＤ」とよぶことがある）とマイクロストリップ共振器とを同一基板上に集積したテラヘルツ波の発振器が記載されている。 As a current injection type light source that generates electromagnetic waves (hereinafter referred to as "terahertz waves") in the frequency range from the millimeter wave band to the terahertz band (30 GHz or more and 30 THz or less), an oscillator in which a resonator is integrated in a negative resistance element is used. Well known. Patent Document 1 describes a terahertz wave oscillator in which a double barrier type resonance tunnel diode (hereinafter, sometimes simply referred to as “RTD”), which is a negative resistance element, and a microstrip resonator are integrated on the same substrate. Are listed.

負性抵抗素子を用いた発振器は、負性抵抗素子のバイアス電圧を調整するための電源と配線とを含むバイアス回路に起因した寄生発振を生じることが知られている。寄生発振は、所望の周波数と異なる低周波側の周波数帯における寄生的な発振のことを指し、所望の周波数における発振出力を低下させる。 It is known that an oscillator using a negative resistance element causes parasitic oscillation caused by a bias circuit including a power supply and wiring for adjusting the bias voltage of the negative resistance element. Parasitic oscillation refers to parasitic oscillation in a frequency band on the low frequency side different from the desired frequency, and reduces the oscillation output at the desired frequency.

寄生発振の抑制には、発振器から発振するテラヘルツ波の波長をλＴＨｚ、発振周波数をｆＴＨｚとすると、ＤＣ以上ｆＴＨｚ未満の周波数領域においてバイアス回路側のインピーダンスを低くすることが必要である。この対策として、ＲＴＤから見て電源側に向かってλＴＨｚ／４以内の位置に抵抗と容量とを有する回路を配置する方法が提案されている。これを実現する手段として、非特許文献１にはスロット型共振器を用いた発振器が記載されている。非特許文献１では図１１のように、Ｓ−ＲＴＤ１１から見て電源１６側に向かってλＴＨｚ／４以内の位置に整流ダイオード１５を集積している。抵抗１７は、電源１６の内部抵抗及び接続線が持つ抵抗を合計したものである。 In order to suppress parasitic oscillation, if the wavelength of the terahertz wave oscillated from the oscillator is λ THz and the oscillation frequency is f THz , it is necessary to lower the impedance on the bias circuit side in the frequency region of DC or more and less than f THz. As a countermeasure, a method of arranging a circuit having a resistor and a capacitance at a position within λ THz / 4 toward the power supply side when viewed from the RTD has been proposed. As a means for realizing this, Non-Patent Document 1 describes an oscillator using a slot type resonator. In Non-Patent Document 1, as shown in FIG. 11, the rectifier diode 15 is integrated at a position within λ THz / 4 toward the power supply 16 side when viewed from the S-RTD 11. The resistance 17 is the sum of the internal resistance of the power supply 16 and the resistance of the connecting wire.

特開２００６−１０１４９５号公報Japanese Unexamined Patent Publication No. 2006-101495

ＩＥＥＥ Ｅｌｅｃｔｒｏｎ Ｄｅｖｉｃｅ Ｌｅｔｔｅｒｓ，Ｖｏｌ １８，２１８（１９９７）IEEE Electronics Letters, Vol 18, 218 (1997)

非特許文献１に記載の手法は、あくまでスロット型共振器のための構成を述べているため、特許文献１に開示されるパッチアンテナ等のマイクロストリップ型共振器を用いた発振器に適用することは容易ではなかった。例えば共振器がパッチアンテナであれば、負性抵抗素子から見てバイアス回路側に向かってλＴＨｚ／４以内の領域は、パッチアンテナそのもの、あるいはパッチアンテナに近接する周辺部材のある領域となるためである。したがって、マイクロストリップ型共振器では、共振器と干渉せずに回路を配置することは容易ではなかった。また、負性抵抗素子のバイアス電圧を調整する為に必要な配線構造が共振器に近接するため、構造に起因した比較的高い周波数の寄生発振を低減する必要があった。 Since the method described in Non-Patent Document 1 only describes the configuration for a slot type resonator, it cannot be applied to an oscillator using a microstrip type resonator such as a patch antenna disclosed in Patent Document 1. It wasn't easy. For example, if the resonator is a patch antenna, the region within λ THz / 4 toward the bias circuit side when viewed from the negative resistance element is the patch antenna itself or a region with peripheral members close to the patch antenna. Is. Therefore, in the microstrip type resonator, it is not easy to arrange the circuit without interfering with the resonator. Further, since the wiring structure required for adjusting the bias voltage of the negative resistance element is close to the resonator, it is necessary to reduce the parasitic oscillation at a relatively high frequency due to the structure.

本発明は上記課題に鑑み、配線構造に起因した寄生発振を低減し、所望の発振周波数ｆＴＨｚのテラヘルツ波をより安定して発振できる素子を提供することを目的とする。 In view of the above problems, it is an object of the present invention to provide an element capable of reducing parasitic oscillation caused by a wiring structure and oscillating a terahertz wave having a desired oscillation frequency of f THz more stably.

本発明の一側面としての素子は、テラヘルツ波を発振又は検出する素子であって、微分負性抵抗素子、第１の導体、第２の導体、誘電体、を有する共振部と、前記微分負性抵抗素子にバイアス電圧を供給するバイアス回路と、前記共振部と前記バイアス回路とを接続する線路と、を有し、前記微分負性抵抗素子と前記誘電体とは、前記第１の導体と前記第２の導体との間に配置されており、前記線路は、前記線路のインダクタンスと前記共振部の容量とによる共振の周波数ｆＬＣにおいて、前記微分負性抵抗素子の微分負性抵抗の絶対値を基準とした低インピーダンス線路であることを特徴とする素子。 The element as one aspect of the present invention is an element that oscillates or detects a terahertz wave, and has a resonant portion having a differential negative resistance element, a first conductor, a second conductor, and a dielectric, and the differential negative. It has a bias circuit that supplies a bias voltage to the sex resistance element and a line that connects the resonance portion and the bias circuit, and the differential negative resistance element and the dielectric are the first conductor. The line is arranged between the second conductor and the absolute resistance of the differential negative resistance element at the frequency fLC of resonance due to the inductance of the line and the capacitance of the resonance portion. An element characterized by being a low-impedance line based on a value.

本発明の一側面としての素子によれば、配線構造に起因した寄生発振を低減し、所望の発振周波数ｆＴＨｚのテラヘルツ波をより安定して発振又は検出できる。 According to the element as one aspect of the present invention, the parasitic oscillation caused by the wiring structure can be reduced, and the terahertz wave having a desired oscillation frequency of f THz can be oscillated or detected more stably.

実施形態の素子の構成を説明する図。The figure explaining the structure of the element of embodiment. 実施形態の素子のアドミタンス特性を説明する図。The figure explaining the admittance characteristic of the element of embodiment. 実施例１の素子の構成を説明する図。The figure explaining the structure of the element of Example 1. FIG. 実施例２に記載の変形例１の素子の構成を説明する図。The figure explaining the structure of the element of the modification 1 described in Example 2. FIG. 実施例２に記載の変形例２の素子の構成を説明する図。The figure explaining the structure of the element of the modification 2 described in Example 2. FIG. 実施例２に記載の変形例２の発振器のアドミタンス特性を説明する図。The figure explaining the admittance characteristic of the oscillator of the modification 2 which is described in Example 2. FIG. 実施例２に記載の変形例３の素子の構成を説明する図。The figure explaining the structure of the element of the modification 3 described in Example 2. FIG. 実施例２に記載の変形例３の素子のアドミタンス特性を説明する図。The figure explaining the admittance characteristic of the element of the modification 3 described in Example 2. FIG. 実施形態の素子のアドミタンス特性の誘電体の厚さ依存性を説明する図。The figure explaining the thickness dependence of the dielectric of the admittance characteristic of the element of embodiment. 実施形態の素子のアドミタンス特性の線路の長さ依存性を説明する図。The figure explaining the line length dependence of the admittance characteristic of the element of embodiment. 従来の発振器の構成を説明する図。The figure explaining the structure of the conventional oscillator.

本実施形態に係る素子１００について、図１を用いて説明する。素子１００は、発振周波数ｆＴＨｚ（共振周波数ｆＴＨｚ）の電磁波を発振する発振器である。図１（ａ）は本実施形態に係る素子１００の外観を示す斜視図であり、図１（ｂ）はそのＡ−Ａ断面図、図１（ｃ）はそのＢ−Ｂ断面図である。なお、素子１００は、以降「発振器１００」と呼ぶ。 The element 100 according to this embodiment will be described with reference to FIG. The element 100 is an oscillator that oscillates an electromagnetic wave having an oscillation frequency of f THz (resonance frequency f THz). 1 (a) is a perspective view showing the appearance of the element 100 according to the present embodiment, FIG. 1 (b) is a sectional view taken along the line AA, and FIG. 1 (c) is a sectional view taken along the line BB. The element 100 is hereinafter referred to as an "oscillator 100".

まず、発振器１００の構成について説明する。発振器１００は、共振部１０２、線路１０８、バイアス回路１２０、を有する。共振部１０２は、パッチ導体（第１の導体）１０３、接地導体（第２の導体）１０４及び第１の誘電体１０５ａを含むテラヘルツ波帯の共振器と、微分負性抵抗素子１０１と、を有する。 First, the configuration of the oscillator 100 will be described. The oscillator 100 has a resonance portion 102, a line 108, and a bias circuit 120. The resonance portion 102 includes a terahertz wave band resonator including a patch conductor (first conductor) 103, a ground conductor (second conductor) 104, and a first dielectric 105a, and a differential negative resistance element 101. Have.

微分負性抵抗素子１０１は、電流電圧特性において、電圧の増加に伴って電流が減少する領域、すなわち負の抵抗をもつ領域（微分負性抵抗領域）が現れる素子である。微分負性抵抗素子１０１は、典型的には、ＲＴＤやエサキダイオード、ガンダイオード、一端子を終端したトランジスタなどの高周波素子が好適である。また、タンネットダイオード、インパットダイオード、ヘテロ接合バイポーラトランジスタ（ＨＢＴ）、化合物半導体系ＦＥＴ、高電子移動度トランジスタ（ＨＥＭＴ）などを用いてもよい。また、超伝導体を用いたジョセフソン素子の微分負性抵抗を用いてもよい。本実施形態では、テラヘルツ波帯で動作する代表的な微分負性抵抗素子である共鳴トンネルダイオード（ＲＴＤ）を微分負性抵抗素子１０１に用いた場合を例にして説明を進める。 The differential negative resistance element 101 is an element in which a region in which the current decreases as the voltage increases, that is, a region having a negative resistance (differential negative resistance region) appears in the current-voltage characteristics. The differential negative resistance element 101 is typically a high-frequency element such as an RTD, an Esaki diode, a Gunn diode, or a transistor having one terminal terminated. Further, a tannet diode, an impat diode, a heterojunction bipolar transistor (HBT), a compound semiconductor FET, a high electron mobility transistor (HEMT) and the like may be used. Further, the differential negative resistance of the Josephson element using a superconductor may be used. In this embodiment, a case where a resonance tunnel diode (RTD), which is a typical differential negative resistance element operating in the terahertz wave band, is used for the differential negative resistance element 101 will be described as an example.

共振部１０２は、共振器と微分負性抵抗素子１０１とが集積されたアクティブアンテナである。共振器は、テラヘルツ波の共振器であり、パッチ導体１０３と、接地導体１０４と、パッチ導体１０３と接地導体１０４との間に配置されている誘電体１０５ａと、を有する。パッチ導体１０３と接地導体１０４との二導体で誘電体１０５ａを挟む構成は、有限な長さのマイクロストリップラインなどを用いたマイクロストリップ共振器として良く知られている。本実施形態では、テラヘルツ波の共振器としてパッチアンテナを用いている。 The resonance unit 102 is an active antenna in which a resonator and a differential negative resistance element 101 are integrated. The resonator is a terahertz wave resonator, and has a patch conductor 103, a ground conductor 104, and a dielectric 105a arranged between the patch conductor 103 and the ground conductor 104. A configuration in which a dielectric 105a is sandwiched between two conductors, a patch conductor 103 and a ground conductor 104, is well known as a microstrip resonator using a microstrip line having a finite length or the like. In this embodiment, a patch antenna is used as a terahertz wave resonator.

パッチアンテナは、パッチ導体１０３のＡ−Ａ方向の幅がλ／２共振器となるように設定される。パッチ導体１０３と接地導体１０４との間には、微分負性抵抗素子１０１が配置されている。本実施形態では、微分負性抵抗素子１０１とパッチアンテナなどのテラヘルツ波帯の共振器とを集積した構成を共振部１０２とする。 The patch antenna is set so that the width of the patch conductor 103 in the AA direction is a λ / 2 resonator. A differential negative resistance element 101 is arranged between the patch conductor 103 and the ground conductor 104. In the present embodiment, the resonance portion 102 is a configuration in which the differential negative resistance element 101 and a terahertz wave band resonator such as a patch antenna are integrated.

ここで、本明細書における「誘電体」は、導電性よりも誘電性が優位な物質で、直流電圧に対しては電気を通さない絶縁体或いは高抵抗体としてふるまう材料である。典型的には抵抗率が１ｋΩ・ｍ以上の材料が好適である。具体例としては、プラスティック、セラミック、酸化シリコン、窒化シリコンなどがある。 Here, the "dielectric" in the present specification is a substance having a dielectric property superior to that of a conductive material, and is a material that behaves as an insulator or a high resistor that does not conduct electricity with respect to a DC voltage. Typically, a material having a resistivity of 1 kΩ · m or more is suitable. Specific examples include plastic, ceramic, silicon oxide, silicon nitride and the like.

共振部１０２は、パッチアンテナと微分負性抵抗素子１０１とが集積されたアクティブアンテナである。従って、発振器１００の共振部１０２によって規定される発振周波数ｆＴＨｚは、パッチアンテナのリアクタンスと微分負性抵抗素子１０１のリアクタンスとを組み合わせた全並列共振回路の共振周波数として決定される。すなわち、発振器１００は、発振周波数ｆＴＨｚのテラヘルツ波を発振する。 The resonance portion 102 is an active antenna in which a patch antenna and a differential negative resistance element 101 are integrated. Therefore, the oscillation frequency f THz defined by the resonance portion 102 of the oscillator 100 is determined as the resonance frequency of the all-parallel resonance circuit in which the reactance of the patch antenna and the reactance of the differential negative resistance element 101 are combined. That is, the oscillator 100 oscillates a terahertz wave having an oscillation frequency of f THz.

具体的には、Ｊｐｎ．Ｊ．Ａｐｐｌ．Ｐｈｙｓ．，Ｖｏｌ．４７，Ｎｏ．６，４３７５（２００８）に開示されたＲＴＤ発振器の等価回路から、ＲＴＤとアンテナのアドミタンス（ＹＲＴＤ及びＹＡＮＴ）を組み合わせた共振回路について、（１）式の振幅条件と（２）式の位相条件との二つの条件を満たす周波数が発振周波数ｆＴＨｚとして決定される。ここで、Ｒｅ［ＹＲＴＤ］は、微分負性抵抗素子１０１のアドミタンスであり負の値を有す。
Ｒｅ［ＹＲＴＤ］＋Ｒｅ［ＹＡＮＴ］≦０ （１）
Ｉｍ［ＹＲＴＤ］＋Ｉｍ［ＹＡＮＴ］＝０ （２） Specifically, Jpn. J. Apple. Phys. , Vol. 47, No. From the equivalent circuit of the RTD oscillator disclosed in 6,4375 (2008), for the resonant circuit combining the RTD and the admittance of the antenna (Y RTD and Y ANT ), the amplitude condition of the equation (1) and the phase of the equation (2). A frequency that satisfies the two conditions is determined as the oscillation frequency f THz. Here, Re [Y RTD ] is the admittance of the differential negative resistance element 101 and has a negative value.
Re [Y RTD ] + Re [Y ANT ] ≤ 0 (1)
Im [Y RTD ] + Im [Y ANT ] = 0 (2)

微分負性抵抗素子１０１にバイアス電圧を供給するためのバイアス回路１２０は、微分負性抵抗素子１０１と並列に接続された抵抗１１０、抵抗１１０と並列に接続された容量１０９、電源１１２、配線１１１を含む。配線１１１は、寄生的なインダクタンス成分を必ず伴うため、図１上ではインダクタンスとして表示した。電源１１２は、微分負性抵抗素子１０１の駆動に必要な電流を供給し、バイアス電圧を調整する。バイアス電圧は、典型的には、微分負性抵抗素子１０１の微分負性抵抗領域から選択される。 The bias circuit 120 for supplying the bias voltage to the differential negative resistance element 101 includes a resistor 110 connected in parallel with the differential negative resistance element 101, a capacitance 109 connected in parallel with the resistor 110, a power supply 112, and a wiring 111. including. Since the wiring 111 always has a parasitic inductance component, it is shown as an inductance in FIG. The power supply 112 supplies the current required to drive the differential negative resistance element 101 and adjusts the bias voltage. The bias voltage is typically selected from the differential negative resistance region of the differential negative resistance element 101.

線路１０８は、分布定数線路であり、バイアス回路１２０からのバイアス電圧は、線路１０８を介して素微分負性抵抗子１０１に供給される。本実施形態の線路１０８は、マイクロストリップラインである。線路１０８は、ストリップ導体（第３の導体）１０６と、接地導体（第４の導体）１０４と、第２の誘電体１０５ｂと、第５の導体１０７と、を有し、ストリップ導体１０６と接地導体１０４とで第２の誘電体１０５ｂを挟んだ構成である。ストリップ導体１０６とパッチ導体１０３とは、第５の導体１０７を介して電気的に接続されている。 The line 108 is a distributed constant line, and the bias voltage from the bias circuit 120 is supplied to the elementary differential negative resistor 101 via the line 108. The line 108 of this embodiment is a microstrip line. The line 108 has a strip conductor (third conductor) 106, a grounding conductor (fourth conductor) 104, a second dielectric 105b, and a fifth conductor 107, and is grounded with the strip conductor 106. The second dielectric 105b is sandwiched between the conductor 104 and the conductor 104. The strip conductor 106 and the patch conductor 103 are electrically connected via a fifth conductor 107.

第２の誘電体１０５ｂの厚さは、第１の誘電体１０５ａの厚さより薄くなるように構成されている。そのため、第５の導体１０７は、第１の誘電体１０５ａと第２の誘電体１０５ｂとの間の段差（高低差）をつなぎ、パッチ導体１０３とストリップ導体１０６との間を電気的かつ物理的に接続するためのプラグの役割がある。これにより共振部１０２と線路１０８とはＤＣ結合される。なお、本実施形態では共振部１０２の第２の導体と線路１０８の第４の導体とは、同一の層である接地導体１０４であるが、各々異なる導体でもよい。 The thickness of the second dielectric 105b is configured to be thinner than the thickness of the first dielectric 105a. Therefore, the fifth conductor 107 connects the step (height difference) between the first dielectric 105a and the second dielectric 105b, and electrically and physically connects the patch conductor 103 and the strip conductor 106. Has the role of a plug to connect to. As a result, the resonance portion 102 and the line 108 are DC-coupled. In the present embodiment, the second conductor of the resonance portion 102 and the fourth conductor of the line 108 are ground conductors 104, which are the same layer, but different conductors may be used.

バイアス回路１２０の抵抗１１０及び容量１０９は、バイアス回路１２０に起因した比較的低周波な共振周波数ｆｓｐ（ｆｓｐ＜ｆＬＣ＜ｆＴＨｚ、典型的にはＤＣから１０ＧＨｚの周波数帯）の寄生発振を抑制している。ここで、周波数ｆＬＣは、線路１０８のインダクタンスＬと微分負性抵抗素子１０１及びパッチアンテナを含む共振部１０２の容量（キャパシタンス）ＣＡＮＴによるＬＣ共振の周波数である。これについての詳細は後述する。 The resistance 110 and the capacitance 109 of the bias circuit 120 are parasitic oscillations of a relatively low frequency resonance frequency f sp (f sp <f LC <f THz , typically a frequency band from DC to 10 GHz) caused by the bias circuit 120. Is suppressed. Here, the frequency f LC is the frequency of the LC resonance due to the inductance L of the line 108 and the capacitance CANT of the resonance portion 102 including the differential negative resistance element 101 and the patch antenna. Details of this will be described later.

抵抗１１０の値は、微分負性抵抗素子１０１の微分負性抵抗領域における微分負性抵抗の絶対値と等しいか少し小さい値が選択されることが好ましい。抵抗１１０は、微分負性抵抗素子１０１から距離ｄ２離れた位置に配置されている。そして、主に４×ｄ２以上の波長帯において、抵抗１１０より外側のバイアス回路１２０は、微分負性抵抗素子１０１からみて低インピーダンス、すなわち、微分負性抵抗素子１０１の微分負性抵抗の絶対値を基準として低インピーダンスとなっている。これを換言すると、抵抗１１０は、ｆＳＰ（ｆＳＰ＜ｆＬＣ＜ｆＴＨｚ）以下の周波数帯において、微分負性抵抗素子１０１からみて低インピーダンスとなるように設定されることが好ましい。 It is preferable that the value of the resistance 110 is selected to be equal to or slightly smaller than the absolute value of the differential negative resistance in the differential negative resistance region of the differential negative resistance element 101. Resistor 110 is arranged at a distance d 2 away from the negative differential resistance element 101. Then, mainly in the wavelength band of 4 × d 2 or more, the bias circuit 120 outside the resistor 110 has a low impedance when viewed from the differential negative resistance element 101, that is, the absolute differential negative resistance of the differential negative resistance element 101. The impedance is low based on the value. In other words, it is preferable that the resistor 110 is set to have a low impedance when viewed from the differential negative resistance element 101 in the frequency band below f SP (f SP <f LC <f THz).

容量１０９も抵抗１１０と同様に、微分負性抵抗素子１０１の微分負性抵抗の絶対値とインピーダンスが等しいか、少し低くなるように設定されることが好ましい。一般的には、容量１０９は大きいほうが好ましく、本実施形態では数十ｐＦ程度としている。容量１０９は線路１０８としてのマイクロストリップラインと直結されたデカップリング容量となっており、例えば、パッチアンテナ１０２と基板（不図示）とを共にしたＭＩＭ（Ｍｅｔａｌ−ｉｎｓｕｌａｔｏｒ−Ｍｅｔａｌ）構造を利用してもよい。 Like the resistor 110, the capacitance 109 is preferably set so that the impedance is equal to or slightly lower than the absolute value of the differential negative resistance of the differential negative resistance element 101. Generally, it is preferable that the capacity 109 is large, and in the present embodiment, it is about several tens of pF. The capacity 109 is a decoupling capacity directly connected to a microstrip line as a line 108. For example, using a MIM (Metal-insulator-Metal) structure in which a patch antenna 102 and a substrate (not shown) are used together. May be good.

従来の素子構成では、線路１０８のインダクタンスＬと微分負性抵抗素子１０１及び共振部１０２の容量（キャパシタンス）ＣＡＮＴに起因した周波数ｆＬＣ（ｆＬＣ≒１／｛２π√（ＬＣＡＮＴ）｝、ｆＳＰ＜ｆＬＣ＜ｆＴＨｚ）のＬＣ共振を形成することがあった。周波数ｆＬＣは、主に、微分負性抵抗素子１０１の容量、線路（本実施形態であればマイクロストリップライン）１０８の長さと幅、及びパッチアンテナの面積、誘電体１０５ａの厚さ等で決まり、典型的には１０ＧＨｚ以上５００ＧＨｚ以下の範囲となる。 In the conventional element configuration, the frequency f LC (f LC ≈ 1 / {2π√ (LC ANT )} due to the inductance L of the line 108 and the capacitance (capacitance) C ANT of the differential negative resistance element 101 and the resonance portion 102, An LC resonance of f SP <f LC <f THz ) was sometimes formed. The frequency fLC is mainly determined by the capacitance of the differential negative resistance element 101, the length and width of the line (microstrip line in this embodiment) 108, the area of the patch antenna, the thickness of the dielectric 105a, and the like. Typically, the range is 10 GHz or more and 500 GHz or less.

パッチアンテナの構造上、前述の抵抗１１０及び容量１０９を含むバイアス回路１２０を、発振周波数ｆＴＨｚの共振電界と干渉せず共振部１０２に直接接続することは容易ではない。このため、微分負性抵抗素子１０１へバイアス電圧を給電するためには、給電線である線路１０８を介してバイアス回路１２０と共振部１０２とを接続する必要がある。よって、線路１０８は、バイアス回路１２０よりも微分負性抵抗素子１０１に近い位置に配置されるので、微分負性抵抗素子１０１の利得による寄生的な周波数ｆＬＣの発振が生じることがあった。 Due to the structure of the patch antenna, it is not easy to directly connect the bias circuit 120 including the resistor 110 and the capacitance 109 described above to the resonance portion 102 without interfering with the resonance electric field having an oscillation frequency of f THz. Therefore, in order to supply the bias voltage to the differential negative resistance element 101, it is necessary to connect the bias circuit 120 and the resonance portion 102 via the line 108 which is a feeder line. Thus, line 108, since it is located closer to the negative differential resistance element 101 than the bias circuit 120, there is the oscillation of the parasitic frequency f LC due to the gain of the negative differential resistance element 101 occurs.

本実施形態の発振器１００は、微分負性抵抗素子１０１及びパッチアンテナを含む共振部１０２と、抵抗１１０及び容量１０９を含むバイアス回路１２０とを、分布定数線路である線路１０８で接続している。従って、分布定数線路である線路１０８は、バイアス回路１２０のデカップリング容量である容量１０９とパッチアンテナを含む共振部１０２とを接続するための線路である。本実施形態の発振器１００は、パッチ導体１０３と接地導体１０４との二導体で微分負性抵抗素子１０１と第１の誘電体１０５ａを挟む構成のアクティブパッチアンテナである。バイアス回路１２０の抵抗１１０はシャント抵抗、容量１０９はデカップリング容量であり、これらは、微分負性抵抗素子１０１および電源１１２と並列に接続される。マイクロストリップラインである線路１０８は、共振部１０２のパッチアンテナと容量１０９との間に接続される。 In the oscillator 100 of the present embodiment, the resonance portion 102 including the differential negative resistance element 101 and the patch antenna and the bias circuit 120 including the resistor 110 and the capacitance 109 are connected by a line 108 which is a distributed constant line. Therefore, the line 108, which is a distributed constant line, is a line for connecting the capacitance 109, which is the decoupling capacitance of the bias circuit 120, and the resonance portion 102 including the patch antenna. The oscillator 100 of the present embodiment is an active patch antenna having a structure in which a differential negative resistance element 101 and a first dielectric 105a are sandwiched between two conductors, a patch conductor 103 and a ground conductor 104. The resistor 110 of the bias circuit 120 is a shunt resistor, and the capacitance 109 is a decoupling capacitance, which are connected in parallel with the differential negative resistance element 101 and the power supply 112. The line 108, which is a microstrip line, is connected between the patch antenna of the resonance portion 102 and the capacitance 109.

発振器１００は、ＬＣ共振の周波数ｆＬＣ付近の周波数帯において、線路（マイクロストリップライン）１０８は、微分負性抵抗素子１０１からみて低インピーダンスとなるような構造及び構成となっている。線路１０８が微分負性抵抗素子１０１からみて低インピーダンスとなるような構成とは、言い換えると、線路１０８が微分負性抵抗素子１０１の微分負性抵抗の絶対値を基準とした低インピーダンス線路である構成である。 The oscillator 100 has a structure and a configuration such that the line (microstrip line) 108 has a low impedance when viewed from the differential negative resistance element 101 in the frequency band near the LC resonance frequency f LC. The configuration in which the line 108 has a low impedance when viewed from the differential negative resistance element 101 is, in other words, a low impedance line in which the line 108 is based on the absolute value of the differential negative resistance of the differential negative resistance element 101. It is a composition.

ここで、微分負性抵抗素子１０１の微分負性抵抗の絶対値を基準とした低インピーダンス線路とは、微分負性抵抗素子１０１の微分負性抵抗の絶対値を基準とした時に比較的インピーダンスが低い線路の事を指す。比較的インピーダンスが低い線路とは、典型的には、微分負性抵抗素子１０１の微分負性抵抗の絶対値の１０倍以下、好ましくは微分負性抵抗の絶対値以下となる線路のことである。一般的には、微分負性抵抗素子１０１の微分負性抵抗の絶対値は、構造によるが大体０．１Ω以上１００Ω以下であるので、低インピーダンス線路のインピーダンスは、概ね１Ω以上１０００Ωの範囲に設定される。 Here, the low impedance line based on the absolute value of the differential negative resistance element 101 has a relatively high impedance when the absolute value of the differential negative resistance element 101 is used as a reference. Refers to low lines. A line having a relatively low impedance is typically a line having a value of 10 times or less, preferably less than or equal to the absolute value of the differential negative resistance of the differential negative resistance element 101. .. Generally, the absolute value of the differential negative resistance of the differential negative resistance element 101 depends on the structure, but is about 0.1Ω or more and 100Ω or less. Therefore, the impedance of the low impedance line is set in the range of about 1Ω or more and 1000Ω. Will be done.

微分負性抵抗素子１０１の微分負性抵抗の絶対値を基準として、インピーダンスな線路１０８を構成するには、例えば、線路１０８の厚さを調整して線路１０８の特性インピーダンスを微分負性抵抗素子１０１の微分負性抵抗の絶対値の１０倍以下に設定する。より好ましくは、線路１０８の特性インピーダンスを微分負性抵抗素子１０１の微分負性抵抗の絶対値以下に設定する。また、微分負性抵抗素子１０１の周波数特性を考慮して利得であるインピーダンスの実部の絶対値（｜１／Ｒｅ［ＹＲＴＤ］｜）で考えても良い。この場合、特性インピーダンスが、微分負性抵抗素子１０１のインピーダンスの実部の絶対値（｜１／Ｒｅ［ＹＲＴＤ］｜）の１０倍以下、好ましくは微分負性抵抗素子１０１のインピーダンスの実部の絶対値（｜１／Ｒｅ［ＹＲＴＤ］｜）以下となる線路を線路１０８として用いる。 To construct an impedance line 108 based on the absolute value of the differential negative resistance of the differential negative resistance element 101, for example, the thickness of the line 108 is adjusted to change the characteristic impedance of the line 108 to the differential negative resistance element. It is set to 10 times or less the absolute value of the differential negative resistance of 101. More preferably, the characteristic impedance of the line 108 is set to be equal to or less than the absolute value of the differential negative resistance of the differential negative resistance element 101. Further, the absolute value (| 1 / Re [Y RTD ] |) of the real part of the impedance, which is the gain, may be considered in consideration of the frequency characteristic of the differential negative resistance element 101. In this case, the characteristic impedance is 10 times or less the absolute value (| 1 / Re [Y RTD ] |) of the real part of the impedance of the differential negative resistance element 101, preferably the real part of the impedance of the differential negative resistance element 101. A line having an absolute value of (| 1 / Re [Y RTD ] |) or less is used as the line 108.

このような構成にすることにより、線路１０８は、周波数ｆＬＣ付近の周波数の電磁波の損失が大きくなるような構成となっている。従って、線路１０８としてのマイクロストリップラインは損失性の線路であるため、線路１０８に起因した寄生的なＬＣ共振の損失が増加するので、ＬＣ共振の発振を発振不可とする、又は、低減することができる。 With such a configuration, the line 108, the electromagnetic wave loss at a frequency near the frequency f LC has become as large structure. Therefore, since the microstrip line as the line 108 is a lossy line, the loss of the parasitic LC resonance caused by the line 108 increases, so that the oscillation of the LC resonance cannot be oscillated or is reduced. Can be done.

ここで、線路１０８の長さをｄ１、微分負性抵抗素子１０１から抵抗１１０までの距離をｄ２としたとき、周波数ｆＬＣ付近の周波数帯は、波長に換算すると４×ｄ１以上４×ｄ２以下の波長帯である。これは、線路１０８や抵抗１１０の配置や構造で決まり、典型的には数ＧＨｚ以上５００ＧＨｚ以下の範囲である。 Here, assuming that the length of the line 108 is d 1 and the distance from the differential negative resistance element 101 to the resistor 110 is d 2 , the frequency band near the frequency f LC is 4 × d 1 or more in terms of wavelength 4 It is a wavelength band of × d 2 or less. This is determined by the arrangement and structure of the line 108 and the resistor 110, and is typically in the range of several GHz or more and 500 GHz or less.

なお、本明細書における「線路１０８が微分負性抵抗素子１０１の微分負性抵抗の絶対値を基準とした低インピーダンス線路」は線路１０８の特性インピーダンスを考えることで簡易的に設計出来る。すなわち線路１０８の特性インピーダンスが、微分負性抵抗素子１０１の微分負性抵抗の絶対値の１０倍以下、好ましくは、線路１０８の特性インピーダンスが、微分負性抵抗素子１０１の微分負性抵抗の絶対値以下となるような線路の構造を設計すれば良い。このとき、線路１０８は微分負性抵抗素子１０１の微分負性抵抗の絶対値を基準とした低インピーダンス線路となる。 The "low impedance line in which the line 108 is based on the absolute value of the differential negative resistance of the differential negative resistance element 101" in the present specification can be simply designed by considering the characteristic impedance of the line 108. That is, the characteristic impedance of the line 108 is 10 times or less the absolute value of the differential negative resistance of the differential negative resistance element 101, preferably the characteristic impedance of the line 108 is the absolute value of the differential negative resistance of the differential negative resistance element 101. The line structure should be designed so that it is less than or equal to the value. At this time, the line 108 becomes a low impedance line based on the absolute value of the differential negative resistance of the differential negative resistance element 101.

周波数ｆＬＣにおける微分負性抵抗素子１０１からみた線路１０８のインピーダンスが微分負性抵抗の絶対値の１０倍以下であれば、微分負性抵抗素子１０１が持つ利得に対して、線路１０８による損失の大きさが無視出来なくなるため、ＬＣ共振の発振を抑制できる。特に、周波数ｆＬＣにおける微分負性抵抗素子１０１からみた線路１０８のインピーダンスが低ければ低いほど、線路１０８におけるこの周波数帯の電磁波の損失が増えるので、ＬＣ共振の発振抑制に効果がある。周波数ｆＬＣにおける微分負性抵抗素子１０１からみた線路１０８のインピーダンスが微分負性抵抗の絶対値以下であれば、微分負性抵抗素子１０１の利得を損失が上回るのでＬＣ共振は発振不可とする事ができる。 If the impedance of the line 108 as seen from the differential negative resistance element 101 at the frequency fLC is 10 times or less the absolute value of the differential negative resistance, the loss due to the line 108 is greater than the gain of the differential negative resistance element 101. Since the magnitude cannot be ignored, the oscillation of LC resonance can be suppressed. In particular, the lower the impedance of the line 108 as seen from the differential negative resistance element 101 at the frequency fLC, the greater the loss of electromagnetic waves in this frequency band on the line 108, which is effective in suppressing the oscillation of LC resonance. If the impedance of the line 108 seen from the differential negative resistance element 101 at the frequency f LC is equal to or less than the absolute value of the differential negative resistance element, the loss exceeds the gain of the differential negative resistance element 101, so that the LC resonance cannot oscillate. Can be done.

また、微分負性抵抗素子１０１からみた線路１０８のインピーダンスが低くなるように設計すれば、上述の効果が得られる構造や構成が実現できる。さらに、線路１０８のうち微分負性抵抗素子１０１からみてインピーダンスが低い構造が、微分負性抵抗素子１０１及び共振部１０２に近いほどＬＣ共振の発振抑制に効果がある。具体的には、微分負性抵抗素子１０１からλＴＨｚ以下の距離に配置されることが好ましい。なお、λＴＨｚは、発振周波数ｆＴＨｚのテラヘルツ波の波長である。 Further, if the impedance of the line 108 as seen from the differential negative resistance element 101 is designed to be low, a structure or configuration capable of obtaining the above-mentioned effect can be realized. Further, the closer the structure of the line 108 to the differential negative resistance element 101 with respect to the differential negative resistance element 101 to the differential negative resistance element 101 and the resonance portion 102, the more effective it is in suppressing the oscillation of LC resonance. Specifically, it is preferably arranged at a distance of λ THz or less from the differential negative resistance element 101. Note that λ THz is the wavelength of a terahertz wave having an oscillation frequency of f THz.

このような構成は、線路１０８の損失による効果で、周波数ｆｓｐ及びｆＬＣを含むｆＴＨｚ未満の低周波数領域では、（１）式を満たさずＲｅ［ＹＲＴＤ］＋Ｒｅ［ＹＡＮＴ］＞０となる。また、発振周波数ｆＴＨｚ付近の周波数領域では、（１）式を満たす構造が実現できる。ここで、Ｒｅ［ＹＲＴＤ］は負の値を有し、ＤＣでは、微分負性抵抗素子１０１の微分負性抵抗の逆数に漸近する。従って、ＬＣ共振の発振が抑制され、発振周波数ｆＴＨｚのテラヘルツ波を得る事ができる。 Such a configuration is due to the effect of the loss of the line 108, and in the low frequency region of less than f THz including the frequencies f sp and f LC , the equation (1) is not satisfied and Re [Y RTD ] + Re [Y ANT ]> 0. It becomes. Further, in the frequency region near the oscillation frequency f THz , a structure satisfying the equation (1) can be realized. Here, Re [Y RTD ] has a negative value, and in DC, it gradually approaches the reciprocal of the differential negative resistance of the differential negative resistance element 101. Therefore, the oscillation of LC resonance is suppressed, and a terahertz wave having an oscillation frequency of f THz can be obtained.

線路１０８などの分布定数線路の主な損失には、表皮効果に起因する導体損失と誘電正接（ｔａｎδ）に起因する誘電損失とがある。分布定数線路の等価回路上では、それぞれインダクタンスＬと、直列接続された抵抗Ｒと、キャパシタンスと並列に接続された漏れコンダクタンスＧと、で表現される。このうち、漏れコンダクタンスＧは、Ｇ＝ｔａｎδ×ω×Ｃで表現されるので、テラヘルツ波のような高周波になるほど誘電損失による損失が無視できなくなる。また、誘電損失による損失は誘電正接ｔａｎδと線路の容量Ｃの増加関数となる。 The main losses of a distributed constant line such as the line 108 include a conductor loss due to the skin effect and a dielectric loss due to the dielectric loss tangent (tan δ). On the equivalent circuit of the distributed constant line, it is represented by the inductance L, the resistor R connected in series, and the leakage conductance G connected in parallel with the capacitance, respectively. Of these, the leakage conductance G is expressed by G = tan δ × ω × C, so that the higher the frequency, such as a terahertz wave, the more the loss due to the dielectric loss cannot be ignored. Further, the loss due to the dielectric loss is an increasing function of the dielectric loss tangent tan δ and the capacitance C of the line.

よって、線路１０８の材料と構造を選択して線路１０８の誘電正接ｔａｎδと容量Ｃとを適切に選ぶことで、線路１０８の周波数ｆＬＣ付近の電磁波の漏れコンダクタンスＧを増大させ、周波数ｆＬＣ付近の誘電損失を大きくできる。具体的には、周波数ｆＬＣ付近において、誘電損失が、微分負性抵抗素子１０１の微分負性抵抗の逆数の絶対値の１／１０以上、より好ましくは、微分負性抵抗の逆数の絶対値以上であれば、周波数ｆＬＣ付近の発振の抑制に効果がある。 Therefore, by choosing to select the material and structure of the line 108 and a dielectric loss tangent tanδ and capacitance C of the line 108 suitably increases the leakage conductance G of electromagnetic waves around a frequency f LC of the line 108, around the frequency f LC Dielectric loss can be increased. Specifically, in the vicinity of the frequency fLC , the dielectric loss is 1/10 or more of the absolute value of the reciprocal of the differential negative resistance element 101, more preferably the absolute value of the reciprocal of the differential negative resistance. If it is the above, it is effective in suppressing the oscillation near the frequency fLC.

例えば、誘電体１０５ｂの厚さを十分に薄くすれば、マイクロストリップライン１０８の容量Ｃが増加するので、ｆＬＣ付近において誘電損失は増加し、線路１０８は微分負性抵抗素子１０１の微分負性抵抗の絶対値を基準とした低インピーダンス線路となる。具体的には、誘電体１０５ｂの厚さは、誘電体の種類にもよるが、典型的には０．００１μｍ以上１μｍ以下の厚さであれば、周波数ｆＬＣ付近におけるマイクロストリップライン１０８の特性インピーダンスは１Ω以上１００Ω以下となる。微分負性抵抗素子１０１の微分負性抵抗の絶対値は、構造によるが大体１Ω以上１００Ω以下である。 For example, if sufficiently thin thickness of the dielectric 105b, the capacitance C of the microstrip line 108 is increased, the dielectric loss increases in the vicinity of f LC, line 108 is the negative differential of the negative differential resistance element 101 It is a low impedance line based on the absolute value of resistance. Specifically, the thickness of the dielectric 105b depends on the type of the dielectric, but typically, if the thickness is 0.001 μm or more and 1 μm or less, the characteristics of the microstrip line 108 in the vicinity of the frequency fLC The impedance is 1Ω or more and 100Ω or less. The absolute value of the differential negative resistance of the differential negative resistance element 101 depends on the structure, but is approximately 1 Ω or more and 100 Ω or less.

そのため、線路１０８の厚さを調整して特性インピーダンスを微分負性抵抗素子１０１の微分負性抵抗の絶対値の１０倍以下や微分負性抵抗の絶対値以下に設定できる。この時、微分負性抵抗素子１０１からみた線路１０８のインピーダンスは、微分負性抵抗の絶対値の１０倍以下や微分負性抵抗の絶対値以下となる。その結果、マイクロストリップライン１０８の周波数ｆＬＣ付近の誘電損失が増大するので、ＬＣ共振の発振を抑制、又は、発振不可にする事ができる。 Therefore, the thickness of the line 108 can be adjusted to set the characteristic impedance to 10 times or less the absolute value of the differential negative resistance element 101 or to be less than or equal to the absolute value of the differential negative resistance. At this time, the impedance of the line 108 as seen from the differential negative resistance element 101 is 10 times or less the absolute value of the differential negative resistance or less than the absolute value of the differential negative resistance. As a result, the dielectric loss near the frequency f LC of the microstrip line 108 increases, so that the oscillation of LC resonance can be suppressed or disabled.

第２の誘電体１０５ｂの厚さを、共振部１０２の第１の誘電体１０５ａの厚さより薄い構成とすることで、テラヘルツ波の共振器兼放射器であるパッチアンテナは低損失且つ高放射効率を維持しながら、線路１０８のみの損失を増大させる事ができる。すなわち、発振周波数ｆＴＨｚの電磁波は共振部１０２において低損失且つ高放射効率を維持し、周波数ｆＬＣの電磁波のマイクロストリップライン１０８における損失を増大させる事が出来る。 By making the thickness of the second dielectric 105b thinner than the thickness of the first dielectric 105a of the resonance portion 102, the patch antenna, which is a terahertz wave resonator and radiator, has low loss and high radiation efficiency. It is possible to increase the loss of only the line 108 while maintaining the above. That is, the electromagnetic wave having the oscillation frequency f THz can maintain low loss and high radiation efficiency in the resonance portion 102, and the loss of the electromagnetic wave having the frequency f LC in the microstrip line 108 can be increased.

図９は、発振器１００のアドミタンス特性の誘電体１０５ｂの厚さ依存性を解析した結果をプロットしたグラフである。第２の誘電体１０５ｂには半導体製造で良く使われる窒化シリコンを用いた。第２の誘電体１０５ｂが厚さ３μｍの従来の発振器の場合は、周波数ｆＬＣ（≒０．０８ＴＨｚ）の付近はアドミタンスが１０ｍＳ以下であり低損失（高インピーダンス）な構成である。一方、発振器１００であれば、膜厚を１μｍから０．１μｍまで薄くすることで、発振周波数ｆＴＨｚ付近のアドミタンスの変化は最小限で、周波数ｆＬＣ付近のアドミタンスを約１０ｍＳから１００ｍＳ以上にまで任意に調整することが出来る。 FIG. 9 is a graph plotting the results of analyzing the thickness dependence of the dielectric 105b of the admittance characteristic of the oscillator 100. Silicon nitride, which is often used in semiconductor manufacturing, was used as the second dielectric 105b. For conventional oscillator of the second dielectric 105b has a thickness of 3 [mu] m, the vicinity of the frequency f LC (≒ 0.08THz) admittance is there a low loss (high impedance) consists of the following 10 mS. On the other hand, in the case of the oscillator 100, by reducing the film thickness from 1 μm to 0.1 μm, the change in admittance near the oscillation frequency f THz is minimal, and the admittance near the frequency f LC is increased from about 10 mS to 100 mS or more. It can be adjusted arbitrarily.

このように、線路１０８の第２の誘電体１０５ｂの厚さが共振部１０２の第１の誘電体１０５ａの厚さより薄くなるように、第２の誘電体１０５ｂの厚さを設定する。これにより、線路１０８と共振部１０２との間の等価屈折率の差が大きくなるため共振器１０２と線路１０８の接続部にインピーダンス不整合が生じる。このため、誘電体１０５ｂが薄くなると、アンテナを含む共振部１０２の容量と線路１０８のインダクタンスに起因した周波数ｆＬＣのＬＣ共振は、共振部１０２の容量に起因した共振と、線路１０８のインダクタンスに起因した共振と、の二つに***する。この結果、周波数ｆＬＣの前後に周波数の近い二つの共振点が生じ、周波数ｆＬＣの前後に低インピーダンスの帯域が生じる。 In this way, the thickness of the second dielectric 105b is set so that the thickness of the second dielectric 105b of the line 108 is thinner than the thickness of the first dielectric 105a of the resonance portion 102. As a result, the difference in the equivalent refractive index between the line 108 and the resonance portion 102 becomes large, so that impedance mismatch occurs at the connection portion between the resonator 102 and the resonance portion 108. Therefore, when the dielectric 105b becomes thinner, LC resonance frequency f LC due to the inductance of the capacitor and the line 108 of the resonator 102 including the antenna, a resonance due to the capacitance of the resonance part 102, the inductance of the line 108 It splits into two, the resulting resonance. As a result, two resonance points occur close in frequency before and after the frequency f LC, band of low impedance occurs before and after the frequency f LC.

また、誘電体１０５ｂに誘電正接ｔａｎδの大きい材料を用いれば、線路１０８の構造寸法を変えずに周波数ｆＬＣ付近の電磁波の誘電損を増加させることもできる。周波数ｆＬＣにおける誘電正接ｔａｎδの大きい材料としては、窒化シリコン、ポリアラミド、ポリエチレンテレフタラート、ＰＭＭＡ、ＡＢＳ、ポリカーボネイトなどがある。また、スチロールやエポキシ等の誘電損失の大きさが電界強度依存性を有する合成樹脂に金属フィラ―やカーボングラファイトの微粉末を分散して形成した物質でもよい。さらに、周波数ｆＬＣにおける誘電正接ｔａｎδの大きいメタマテリアル構造でもよい。 Further, if a material having a large dielectric loss tang tan δ is used for the dielectric 105b, the dielectric loss of electromagnetic waves near the frequency fLC can be increased without changing the structural dimensions of the line 108. The material with a large dielectric loss tangent tanδ at the frequency f LC, silicon nitride, polyaramid, polyethylene terephthalate, PMMA, ABS, and the like polycarbonate. Further, it may be a substance formed by dispersing fine powder of metal filler or carbon graphite in a synthetic resin such as styrene or epoxy whose dielectric loss magnitude depends on the electric field strength. Furthermore, it may be a larger meta-material structure of the dielectric loss tangent tanδ at the frequency f LC.

ここで、線路１０８の長さｄ１は、導体抵抗が顕著にならない範囲で長い方が良く、λＴＨｚ／４以上が好ましい。なお、λＴＨｚは、発振周波数ｆＴＨｚのテラヘルツ波の波長である。 Here, the length d 1 of the line 108 is preferably long as long as the conductor resistance is not noticeable, and is preferably λ THz / 4 or more. Note that λ THz is the wavelength of a terahertz wave having an oscillation frequency of f THz.

図１０は、発振器１００のアドミタンス特性の線路１０８の長さ依存性を解析した結果をプロットしたグラフである。線路の長さを１００μｍ、２００μｍ、３００μｍ、４００μｍ、５００μｍに設定した場合の発振器１００のアドミタンス特性を示した。λＴＨｚを、周波数ｆＴＨｚのテラヘルツ波の波長とすると１００μｍはλＴＨｚ／４に相当する。ストリップ導体１０６が長いとインダクタンスＬが増加し、ＬＣ共振の周波数ｆＬＣは低周波側にシフトする。このため、周波数ｆＬＣ付近の損失が共振部１０２内の発振周波数ｆＴＨｚのテラヘルツ波の電界へ影響するのが抑制される。一方、ストリップ導体１０６が短いと、インダクタンスＬが減少するので、ＬＣ共振の周波数ｆＬＣは高周波側にシフトする。 FIG. 10 is a graph plotting the results of analyzing the length dependence of the line 108 of the admittance characteristic of the oscillator 100. The admittance characteristics of the oscillator 100 when the line lengths are set to 100 μm, 200 μm, 300 μm, 400 μm, and 500 μm are shown. Assuming that λ THz is the wavelength of a terahertz wave having a frequency of f THz , 100 μm corresponds to λ THz / 4. When the strip conductor 106 is long, the inductance L increases, and the frequency f LC of the LC resonance shifts to the low frequency side. Therefore, it is suppressed that the loss near the frequency f LC affects the electric field of the terahertz wave having the oscillation frequency f THz in the resonance portion 102. On the other hand, if the strip conductor 106 is short, the inductance L decreases, so that the frequency f LC of the LC resonance shifts to the high frequency side.

この結果、距離と周波数の面で発振周波数ｆＴＨｚのテラヘルツ波の電界への影響が無視できなくなり、発振周波数ｆＴＨｚのテラへルツ波の損失やマルチモードの原因となる。線路１０８長と、周波数ｆＬＣ付近の低インピーダンスになる周波数帯域が広がり、また、周波数ｆＬＣ自体が低周波側にシフトするため。そのため、線路１０８の長さは、長くすることが好適であり、好ましくはλＴＨｚ／４以上が良い。ただし、線路１０８が長いと直列抵抗の原因となるため、直列抵抗とｆＬＣ付近のインピーダンスの兼ね合いで適宜設計すればよい。 As a result, the influence of the terahertz wave having the oscillation frequency f THz on the electric field cannot be ignored in terms of distance and frequency, which causes loss of the terahertz wave having the oscillation frequency f THz and multi-mode. This is because the line 108 length and the low impedance frequency band near the frequency f LC are widened, and the frequency f LC itself shifts to the low frequency side. Therefore, the length of the line 108 is preferably long, preferably λ THz / 4 or more. However, since the line 108 causes a long series resistance, may be appropriately designed in consideration of the impedance in the vicinity of the series resistor and f LC.

導体１０７及び線路１０８の幅は、共振部１０２内の共振電界に干渉しない程度の寸法が好ましく、例えばλＴＨｚ／１０以下が好適である。また、導体１０７及び線路１０８は、共振部１０２に定在する発振周波数ｆＴＨｚのテラヘルツ波の電界の節に配置することが好ましい。この時、線路１０８は、発振周波数ｆＴＨｚ付近の周波数帯において微分負性抵抗素子１０１の微分負性抵抗の絶対値よりインピーダンスが高い構成となる。そのため、周波数ｆＬＣ付近の電磁波の損失が、共振部１０２内の発振周波数ｆＴＨｚの電界へ影響することが抑制される。 The widths of the conductor 107 and the line 108 are preferably such that they do not interfere with the resonant electric field in the resonant portion 102, and for example, λ THz / 10 or less is preferable. Further, it is preferable that the conductor 107 and the line 108 are arranged in the node of the electric field of the terahertz wave having the oscillation frequency f THz which is fixed in the resonance portion 102. At this time, the line 108 has a configuration in which the impedance is higher than the absolute value of the differential negative resistance of the differential negative resistance element 101 in the frequency band near the oscillation frequency f THz. Therefore, it is suppressed that the loss of the electromagnetic wave in the vicinity of the frequency f LC affects the electric field having the oscillation frequency f THz in the resonance portion 102.

ここで、「共振部１０２に定在する発振周波数ｆＴＨｚのテラヘルツ波の電界の節」は、共振部１０２に定在する発振周波数ｆＴＨｚのテラヘルツ波の電界の実質的な節となる領域のことである。すなわち、テラヘルツ波の共振器であるパッチアンテナ内に定在する発振周波数ｆＴＨｚのテラヘルツ波の電界の実質的な節となる領域であるとも言える。具体的には、共振部１０２に定在する発振周波数ｆＴＨｚのテラヘルツ波の電界強度が、共振部１０２に定在する発振周波数ｆＴＨｚのテラヘルツ波の最大電界強度より１桁程度低い領域のことである。望ましくは、発振周波数ｆＴＨｚのテラヘルツ波の電界強度が、共振部１０２に定在する発振周波数ｆＴＨｚのテラヘルツ波の最大電界強度の１／ｅ２（ｅは自然対数の底）以下となる位置が好適である。 Here, "paragraph of the electric field of the terahertz wave of the oscillation frequency f THz for standing in the resonance section 102" is the area where a substantial section of the electric field of the terahertz wave of the oscillation frequency f THz for standing the resonance part 102 That is. That is, it can be said that it is a region that is a substantial node of the electric field of the terahertz wave having an oscillation frequency of f THz that is fixed in the patch antenna that is the resonator of the terahertz wave. Specifically, the electric field intensity of the terahertz wave of the oscillation frequency f THz for standing in the resonance part 102, that of about one order of magnitude lower region than the maximum electric field intensity of the terahertz wave of the oscillation frequency f THz for standing the resonance part 102 Is. Desirably, the electric field intensity of the terahertz wave of the oscillation frequency f THz is, 1 / e 2 of the maximum electric field intensity of the terahertz wave of the oscillation frequency f THz for standing the resonance section 102 (e is the base of natural logarithms) becomes less position Is preferable.

本実施形態の具体例である実施例１の発振器２００のアドミタンス特性の解析結果について、図２を参照して説明する。発振器２００の構成については、後述する実施例１で説明する。 The analysis result of the admittance characteristic of the oscillator 200 of the first embodiment, which is a specific example of the present embodiment, will be described with reference to FIG. The configuration of the oscillator 200 will be described with reference to Example 1 described later.

図２は、実施例１に開示した発振器２００のアドミタンス特性の解析結果であり、微分負性抵抗素子であるＲＴＤのアドミタンスの実部Ｒｅ［ＹＲＴＤ］とパッチアンテナのアドミタンスの実部Ｒｅ［ＹＡＮＴ］とをプロットしたグラフである。グラフには、後述の実施例１の周波数ｆＬＣ付近の周波数帯で低インピーダンスとなる線路２０８を備えたパッチアンテナのアドミタンスＲｅ［ＹＡＮＴｗｉｔｈ ２０８］も示した。また、従来の比較的インピーダンスの高いマイクロストリップラインを線路として備えたパッチアンテナのアドミタンスＲｅ［ＹＡＮＴ］を示した。 FIG. 2 shows the analysis results of the admittance characteristics of the oscillator 200 disclosed in Example 1, and shows the admittance real part Re [Y RTD ] of the RTD, which is a differential negative resistance element, and the admittance real part Re [Y] of the patch antenna. It is a graph in which ANT] is plotted. The graph shows admittance Re patch antenna with a line 208 which becomes low impedance in a frequency band near the frequency f LC of Example 1 below [Y ANTwith 208] also. In addition, the admittance Re [YANT ] of a conventional patch antenna equipped with a microstrip line having a relatively high impedance as a line is shown.

発振器２００において、（２）式を満たす発振周波数ｆＴＨｚは０．４５ＴＨｚであり、ＬＣ共振の周波数ｆＬＣは０．０８ＴＨｚと見積られる。従来の比較的インピーダンスの高いマイクロストリップラインの場合は、発振周波数ｆＴＨｚ及び周波数ｆＬＣの両方で（１）式の発振条件を満たすため、ＬＣ共振を含む寄生発振が生じる可能性がある。 In the oscillator 200, the oscillation frequency f THz satisfying the equation (2) is estimated to be 0.45 THz, and the LC resonance frequency f LC is estimated to be 0.08 THz. In the case of a conventional microstrip line having a relatively high impedance, since the oscillation condition of Eq. (1) is satisfied at both the oscillation frequency f THz and the frequency f LC, parasitic oscillation including LC resonance may occur.

一方、実施例１の周波数ｆＬＣ付近の周波数帯で低インピーダンスとなる線路２０８を備えた場合は、発振周波数ｆＴＨｚにおけるインピーダンスが高くなり発振条件を満たす。しかし、周波数ｆＬＣを含むＤＣ以上ｆＴＨｚ未満の低周波数の領域では、線路２０８はＲＴＤ２０１からみて低インピーダンスとなり、（１）式の発振条件を満たさない。従って、実施例１の構成であれば、ＬＣ共振を含む寄生発振は抑制されることが分かる。 On the other hand, when the line 208 having a low impedance in the frequency band near the frequency fLC of the first embodiment is provided, the impedance at the oscillation frequency f THz becomes high and the oscillation condition is satisfied. However, in the low frequency region of DC or more and less than f THz including the frequency f LC , the line 208 has a low impedance when viewed from the RTD 201, and does not satisfy the oscillation condition of the equation (1). Therefore, it can be seen that in the configuration of the first embodiment, the parasitic oscillation including the LC resonance is suppressed.

このように、実施例１の発振器は、テラヘルツ波帯における所望の発振周波数ｆＴＨｚ付近で高インピーダンスとなり、且つ、周波数ｆＬＣのＬＣ共振を含むＤＣ以上ｆＴＨｚ未満の寄生発振の周波数領域で低インピーダンスとなるような発振回路が実現される。なお、ここでの高インピーダンス及び低インピーダンスは、ＲＴＤ２０１からみて（すなわちＲＴＤ２０１を基準として）高インピーダンス、ＲＴＤ２０１からみて（すなわちＲＴＤ２０１を基準として）低インピーダンスであることを言う。したがって、マイクロストリップ型共振器を用いた発振器においても、バイアス回路１２０や給電構造に起因した低周波の寄生発振を抑制し、共振器により規定される所望の発振周波数ｆＴＨｚのテラヘルツ波を安定して発振することが可能となる。 As described above, the oscillator of Example 1 has a high impedance in the vicinity of the desired oscillation frequency f THz in the terahertz wave band, and is low in the frequency region of parasitic oscillation of DC or more and less than f THz including the LC resonance of the frequency f LC. An oscillation circuit that becomes an impedance is realized. The high impedance and the low impedance here are high impedance when viewed from RTD201 (that is, with reference to RTD201) and low impedance when viewed from RTD201 (that is, with reference to RTD201). Therefore, even in an oscillator using a microstrip type resonator, low-frequency parasitic oscillation caused by the bias circuit 120 and the feeding structure is suppressed, and a terahertz wave having a desired oscillation frequency of f THz defined by the resonator is stabilized. It becomes possible to oscillate.

このような構成であれば、マイクロストリップ共振器及び分布定数線路の構造の寸法及び材料を任意に設計することで、テラヘルツ波の発振周波数ｆＴＨｚにおける損失を低減できる。また、適切に設計することにより、発振周波数ｆＴＨｚにおけるテラヘルツ波の損失を最小化し、寄生発振の周波数における損失を最大化することも可能となる。 With such a configuration, the loss of the terahertz wave at the oscillation frequency f THz can be reduced by arbitrarily designing the dimensions and materials of the structure of the microstrip resonator and the distributed constant line. In addition, with proper design, it is possible to minimize the loss of the terahertz wave at the oscillation frequency f THz and maximize the loss at the frequency of parasitic oscillation.

本実施形態及び実施例１の発振器は、パッチアンテナなどを含むマイクロストリップ型共振器における課題であった、配線構造に起因した寄生発振を低減できる。具体的には、微分負性抵抗素子にバイアス給電するためのストリップ導体のインダクタンスに起因した新たな寄生発振の発生を低減する。よって、マイクロストリップ型共振器でもＤＣ以上ｆＴＨｚ未満の周波数領域において寄生発振を低減又は抑制することができ、共振器の所望の発振周波数ｆＴＨｚのテラヘルツ波をより安定して得ることができる。 The oscillators of the present embodiment and the first embodiment can reduce the parasitic oscillation caused by the wiring structure, which has been a problem in the microstrip type resonator including the patch antenna and the like. Specifically, it reduces the occurrence of new parasitic oscillation caused by the inductance of the strip conductor for bias-feeding the differential negative resistance element. Therefore, it is also possible to reduce or suppress the parasitic oscillation in the frequency region of less DC than f THz microstrip type resonator may be more stable terahertz wave of a desired oscillation frequency f THz resonator.

また、発振周波数ｆＴＨｚのテラヘルツ波が安定して得られることにより、マイクロストリップ型共振器における所望の発振周波数ｆＴＨｚのテラヘルツ波がより高出力で得ることができる。 Further, since the terahertz wave having an oscillation frequency of f THz can be stably obtained, the terahertz wave having a desired oscillation frequency f THz in the microstrip type resonator can be obtained with a higher output.

（実施例１）
本実施例に係るテラヘルツ波を発振する素子である発振器２００の構成について、図３を参照して説明する。図３は、発振器２００の構成を説明する図である。発振器２００は、発振周波数ｆＴＨｚ＝０．４５ＴＨｚを発振させる素子である。本実施例では微分負性抵抗素子２０１として共鳴トンネルダイオード（ＲＴＤ）を用いている。本実施例で用いたＲＴＤ２０１は、例えば、ＩｎＰ基板２３０上のＩｎＧａＡｓ／ＩｎＡｌＡｓ、ＩｎＧａＡｓ／ＡｌＡｓによる多重量子井戸構造とｎ−ＩｎＧａＡｓによる電気的接点層を伴って構成される。 (Example 1)
The configuration of the oscillator 200, which is an element that oscillates a terahertz wave according to this embodiment, will be described with reference to FIG. FIG. 3 is a diagram illustrating the configuration of the oscillator 200. The oscillator 200 is an element that oscillates an oscillation frequency f THz = 0.45 THz. In this embodiment, a resonance tunnel diode (RTD) is used as the differential negative resistance element 201. The RTD201 used in this embodiment is configured with, for example, a multiple quantum well structure made of InGaAs / InAlAs and InGaAs / AlAs on an InP substrate 230 and an electrical contact layer made of n-InGaAs.

多重量子井戸構造としては、例えば三重障壁構造を用いる。より具体的には、ＡｌＡｓ（１．３ｎｍ）／ＩｎＧａＡｓ（７．６ｎｍ）／ＩｎＡｌＡｓ（２．６ｎｍ）／ＩｎＧａＡｓ（５．６ｎｍ）／ＡｌＡｓ（１．３ｎｍ）の半導体多層膜構造で構成する。このうち、ＩｎＧａＡｓは井戸層で、格子整合するＩｎＡｌＡｓや非整合のＡｌＡｓは障壁層である。これらの層は意図的にキャリアドープを行わないアンドープ層としておく。 As the multiple quantum well structure, for example, a triple barrier structure is used. More specifically, it is composed of a semiconductor multilayer film structure of AlAs (1.3 nm) / InGaAs (7.6 nm) / InAlAs (2.6 nm) / InGaAs (5.6 nm) / AlAs (1.3 nm). Of these, InGaAs is a well layer, and lattice-matched InAlAs and unmatched AlAs are barrier layers. These layers are intentionally left as undoped layers that are not carrier-doped.

この様な多重量子井戸構造は、電子濃度が２×１０１８ｃｍ−３のｎ−ＩｎＧａＡｓによる電気的接点層に挟まれる。こうした電気的接点層間の構造の電流電圧Ｉ（Ｖ）特性において、ピーク電流密度は２８０ｋＡ／ｃｍ２であり、約０．７Ｖから約０．９Ｖまでが微分負性抵抗領域となる。ＲＴＤ２０１が約２μｍΦのメサ構造の場合、ピーク電流１０ｍＡ、微分負性抵抗−２０Ωが得られる。 Such a multiple quantum well structure is sandwiched between an electrical contact layer made of n-InGaAs having an electron concentration of 2 × 10 18 cm -3. In the current-voltage I (V) characteristics of the structure between the electrical contacts, the peak current density is 280 kA / cm 2 , and the differential negative resistance region is from about 0.7 V to about 0.9 V. When the RTD201 has a mesa structure of about 2 μmΦ, a peak current of 10 mA and a differential negative resistance of -20 Ω can be obtained.

共振部２０２は、パッチ導体２０３、接地導体２０４及び第１の誘電体２０５ａを有する共振器と、ＲＴＤ２０１とを有する。共振器は、パッチ導体２０３の一辺が２００μｍの正方形のパッチアンテナを含む。パッチ導体２０３と接地導体２０４との間には、第１の誘電体２０５ａとして３μｍ厚のＢＣＢ（ベンゾシクロブテン、ダウケミカル社製、εｒ＝２．４）及び０．１μｍ厚の窒化シリコンが配置されている。 The resonance portion 202 includes a resonator having a patch conductor 203, a ground conductor 204, and a first dielectric 205a, and an RTD 201. The resonator includes a square patch antenna having a side of the patch conductor 203 of 200 μm. Between the patch conductor 203 and the ground conductor 204, 3 μm thick BCB (benzocyclobutene, manufactured by Dow Chemical Co., Ltd., ε r = 2.4) and 0.1 μm thick silicon nitride are used as the first dielectric 205a. Have been placed.

パッチ導体２０３と接地導体２０４との間には、直径２μｍのＲＴＤ２０１が接続され、ＲＴＤ２０１は、パッチ導体２０３の重心から共振方向に８０μｍシフトした位置に配置されている。パッチアンテナの単独の共振周波数は、約０．４８ＴＨｚであるが、微分負性抵抗素子２０１であるＲＴＤのリアクタンスを考慮すると、発振器２００の発振周波数（共振周波数）ｆＴＨｚは約０．４５ＴＨｚとなる。 An RTD 201 having a diameter of 2 μm is connected between the patch conductor 203 and the ground conductor 204, and the RTD 201 is arranged at a position shifted by 80 μm in the resonance direction from the center of gravity of the patch conductor 203. The single resonance frequency of the patch antenna is about 0.48 THz, but considering the reactance of the RTD which is the differential negative resistance element 201, the oscillation frequency (resonance frequency) f THz of the oscillator 200 is about 0.45 THz. ..

パッチ導体２０３は、導体２０７を介して線路２０８としてのマイクロストリップラインのストリップ導体２０６と接続されている。これにより、パッチアンテナは、線路２０８を介してＭＩＭ容量２０９と接続される。このような構成にすることにより、線路２０８は、バイアス回路２２０と、共振部２０２とを接続する。 The patch conductor 203 is connected to the strip conductor 206 of the microstrip line as the line 208 via the conductor 207. As a result, the patch antenna is connected to the MIM capacity 209 via the line 208. With such a configuration, the line 208 connects the bias circuit 220 and the resonance portion 202.

ＭＩＭ容量２０９の容量の大きさは、本実施例では１００ｐＦとした。ＭＩＭ容量２０９には、ワイヤーボンディングを含む配線２１１が接続され、電源２１２により微分負性抵抗素子２０１のバイアス電圧が調整される。マイクロストリップライン２０８のストリップ導体２０６のインダクタンスＬ１と共振部２０２の容量Ｃとで形成されるＬＣ共振の周波数ｆＬＣは約０．０８ＴＨｚとなる。 The size of the MIM capacity 209 was set to 100 pF in this example. Wiring 211 including wire bonding is connected to the MIM capacity 209, and the bias voltage of the differential negative resistance element 201 is adjusted by the power supply 212. The frequency f LC of the LC resonance formed by the inductance L 1 of the strip conductor 206 of the microstrip line 208 and the capacitance C of the resonance portion 202 is about 0.08 THz.

線路２０８は、ストリップ導体２０６と、接地導体２０４と、ストリップ導体２０６と接地導体２０４との間に配置されている第２の誘電体２０５ｂと、を有する。第２の誘電体２０５ｂは、厚さ約０．１μｍの窒化シリコンである。線路２０８のインピーダンスは、ＬＣ共振の周波数ｆＬＣにおいてＲＴＤ２０１の微分負性抵抗の絶対値より低くなっている。線路２０８としてのマイクロストリップラインの具体的な寸法は、共振部２０２との接続部から、幅ａ約６μｍ、長さｂ約１００μｍの線路が伸びており、さらに幅ｃ約２０μｍ、全長約６００μｍの線路が伸びている。幅ｃ約２０μｍの線路は、ＭＩＭ容量２０９と接続されている。幅ｃ約２０μｍの線路は、ＭＩＭ容量２０９と反対の方向に長さｅだけ伸びており、略直角に２回曲がってＭＩＭ容量２０９に向かって長さｅ伸びる構成となっている。本実施例の長さｅは約２００μｍ、長さｄは約４００μｍである。また、長さｅのマイクロストリップラインと長さｄのマイクロストリップラインと距離ｆは約６０μｍである。 The line 208 has a strip conductor 206, a ground conductor 204, and a second dielectric 205b disposed between the strip conductor 206 and the ground conductor 204. The second dielectric 205b is silicon nitride having a thickness of about 0.1 μm. The impedance of the line 208 is lower than the absolute value of the differential negative resistance of the RTD 201 at the LC resonance frequency f LC. The specific dimensions of the microstrip line as the line 208 are such that a line having a width a of about 6 μm and a length b of about 100 μm extends from the connection portion with the resonance portion 202, and further has a width c of about 20 μm and a total length of about 600 μm. The track is extending. A line having a width c of about 20 μm is connected to a MIM capacity 209. The line having a width c of about 20 μm extends by the length e in the direction opposite to the MIM capacity 209, and is configured to bend twice at a substantially right angle and extend the length e toward the MIM capacity 209. The length e of this embodiment is about 200 μm, and the length d is about 400 μm. The distance f between the microstrip line of length e and the microstrip line of length d is about 60 μm.

パッチ導体２０３は、発振周波数ｆＴＨｚ（＝０．４５ＴＨｚ）で共振部２０２に定在する高周波電界の節で導体２０７と接続されており、線路２０８と発振周波数ｆＴＨｚのテラヘルツ波の共振電界との干渉を抑制している。 The patch conductor 203 is connected to the conductor 207 at a high-frequency electric field node resident in the resonance portion 202 at an oscillation frequency of f THz (= 0.45 THz), and is connected to the line 208 and the resonance electric field of the terahertz wave having an oscillation frequency of f THz. Interference is suppressed.

このような構成にすると、図２に示したアドミタンス解析の結果からも分かる通り、発振周波数ｆＴＨｚでは（１）式の発振条件を満たすが、周波数ｆＬＣを含むＤＣ以上ｆＴＨｚ未満の低周波数領域では低インピーダンスとなり、（１）式を満たさない。従って、発振器２００は、バイアス回路２２０や給電構造に起因した低周波の寄生発振が抑制され、ＲＴＤ２０１とパッチアンテナとを含む共振部２０２により規定される所望の発振周波数ｆＴＨｚのテラヘルツ波を安定して発振することが可能となる。 With such a configuration, as can be seen from the result of the admittance analysis shown in FIG. 2, the oscillation condition of Eq. (1) is satisfied at the oscillation frequency f THz , but the low frequency of DC or more and less than f THz including the frequency f LC. In the region, the impedance becomes low and the equation (1) is not satisfied. Therefore, the oscillator 200 suppresses low-frequency parasitic oscillation caused by the bias circuit 220 and the feeding structure, and stabilizes a terahertz wave having a desired oscillation frequency of f THz defined by the resonance portion 202 including the RTD 201 and the patch antenna. It becomes possible to oscillate.

本実施例による発振器２００は、以下のように作製される。まず、ＩｎＰ基板２３０上に、分子ビームエピタキシー（ＭＢＥ）法や有機金属気相エピタキシー（ＭＯＶＰＥ）法などによって、次の層をエピタキシャル成長する。すなわち、順に、ｎ−ＩｎＰ／ｎ−ＩｎＧａＡｓ、ＩｎＧａＡｓ／ＩｎＡｌＡｓによる共鳴トンネルダイオード（ＲＴＤ）２０１をエピタキシャル成長する。ＩｎＰ基板２３０としてｎ型の導電性基板を選択する場合は、ｎ−ＩｎＧａＡｓからエピタキシャル成長すればよい。 The oscillator 200 according to this embodiment is manufactured as follows. First, the next layer is epitaxially grown on the InP substrate 230 by a molecular beam epitaxy (MBE) method, an organometallic vapor phase epitaxy (MOVPE) method, or the like. That is, the resonance tunnel diode (RTD) 201 made of n-InP / n-InGaAs and InGaAs / InAlAs is epitaxially grown in this order. When an n-type conductive substrate is selected as the InP substrate 230, it may be epitaxially grown from n-InGaAs.

次に、ＲＴＤ２０１を、直径が２μｍとなるような円弧形状のメサ状にエッチングを行う。エッチングにはＥＢ（電子線）リソグラフィとＩＣＰ（誘導性結合プラズマ）によるドライエッチングを用いる。フォトリソグラフィを用いてもよい。続いて、エッチングされた面に、リフトオフ法により接地導体２０４を形成する。第２の誘電体２０５ｂ及び共鳴トンネルダイオードの側壁保護膜として０．１μｍの窒化シリコン膜を全面に成膜する。さらに、スピンコート法とドライエッチングを用いて第１の誘電体２０５ａであるＢＣＢによる埋め込みを行い、リフトオフ法によりＴｉ／Ｐｄ／Ａｕのパッチ導体２０３を形成する。 Next, the RTD201 is etched into an arc-shaped mesa having a diameter of 2 μm. For etching, EB (electron beam) lithography and dry etching by ICP (inductively coupled plasma) are used. Photolithography may be used. Subsequently, the ground conductor 204 is formed on the etched surface by the lift-off method. A 0.1 μm silicon nitride film is formed on the entire surface of the second dielectric 205b and the side wall protective film of the resonance tunnel diode. Further, the spin coating method and dry etching are used to embed the first dielectric 205a with BCB, and the Ti / Pd / Au patch conductor 203 is formed by the lift-off method.

次に、ドライエッチング法により、パッチアンテナより外側にあるＢＣＢを除去し、第２の誘電体２０５ｂである０．１μｍの窒化シリコン膜を露出する。リフトオフ法により導体２０７、ストリップ導体２０６、ＭＩＭ容量２０９の上部の電極を形成する。最後に、リフトオフ法により、抵抗２１０となる部分にＢｉパターンを形成し、接地導体２０４とＭＩＭ容量２０９の上部の電極を接続し、ワイヤーボンディングなどで配線２１１及び電源２１２と接続することで本実施例の発振器２００は完成する。発振器２００への電力の供給はバイアス回路２２０から行われ、通常は微分負性抵抗領域となるバイアス電圧を印加してバイアス電流を供給すると、発振器として動作する。 Next, the BCB outside the patch antenna is removed by a dry etching method to expose a 0.1 μm silicon nitride film which is the second dielectric 205b. The upper electrodes of the conductor 207, the strip conductor 206, and the MIM capacity 209 are formed by the lift-off method. Finally, by the lift-off method, a Bi pattern is formed in the portion that becomes the resistor 210, the ground conductor 204 and the upper electrode of the MIM capacity 209 are connected, and the wiring 211 and the power supply 212 are connected by wire bonding or the like. The example oscillator 200 is completed. Power is supplied to the oscillator 200 from the bias circuit 220, and when a bias voltage, which is usually a differential negative resistance region, is applied to supply a bias current, it operates as an oscillator.

本実施例では、ＲＴＤ２０１として、ＩｎＰ基板上に成長したＩｎＧａＡｓ／ＩｎＡｌＡｓ、ＩｎＧａＡｓ／ＡｌＡｓからなる３重障壁共鳴トンネルダイオードについて説明してきた。しかし、これらの構造や材料系に限られることなく、他の構造や材料の組み合わせであっても本発明の半導体素子を提供することができる。例えば、２重障壁量子井戸構造を有する共鳴トンネルダイオードや、４重以上の多重障壁量子井戸を有する共鳴トンネルダイオードを用いてもよい。 In this embodiment, as RTD201, a triple barrier resonance tunnel diode composed of InGaAs / InAlAs and InGaAs / AlAs grown on an InP substrate has been described. However, the semiconductor device of the present invention can be provided not only by these structures and material systems but also by combinations of other structures and materials. For example, a resonance tunnel diode having a double barrier quantum well structure or a resonance tunnel diode having four or more multiple barrier quantum wells may be used.

また、その材料としては、以下の組み合わせのそれぞれを用いてもよい。
・ＧａＡｓ基板上に形成したＧａＡｓ／ＡｌＧａＡｓ／及びＧａＡｓ／ＡｌＡｓ、ＩｎＧａＡｓ／ＧａＡｓ／ＡｌＡｓ
・ＩｎＰ基板上に形成したＩｎＧａＡｓ／ＡｌＧａＡｓＳｂ
・ＩｎＡｓ基板上に形成したＩｎＡｓ／ＡｌＡｓＳｂ及びＩｎＡｓ／ＡｌＳｂ
・Ｓｉ基板上に形成したＳｉＧｅ／ＳｉＧｅ Moreover, each of the following combinations may be used as the material.
-GaAs / AlGaAs / and GaAs / AlAs, InGaAs / GaAs / AlAs formed on the GaAs substrate
-InGaAs / AlGaAsSb formed on the InP substrate
-InAs / AlAsSb and InAs / AlSb formed on the InAs substrate.
-SiGe / SiGe formed on the Si substrate

上述の構造と材料は、所望の周波数などに応じて適宜選定すればよい。 The above-mentioned structure and material may be appropriately selected according to a desired frequency and the like.

このように、本実施例の発振器は、テラヘルツ波帯における所望の発振周波数ｆＴＨｚ付近は高インピーダンスとなり、且つ、周波数ｆＬＣのＬＣ共振を含むＤＣ以上ｆＴＨｚ未満の寄生発振の周波数領域は低インピーダンスとなるような発振回路が実現される。したがって、マイクロストリップ型共振器を用いた本実施例の発振器は、バイアス回路や給電構造等の配線構造に起因した低周波の寄生発振を抑制し、所望の発振周波数ｆＴＨｚのテラヘルツ波を安定して発振できる。 As described above, the oscillator of this embodiment has a high impedance in the vicinity of the desired oscillation frequency f THz in the terahertz wave band, and the frequency region of the parasitic oscillation of DC or more and less than f THz including the LC resonance of the frequency f LC is low. An oscillation circuit that becomes an impedance is realized. Therefore, the oscillator of this embodiment using the microstrip type resonator suppresses low-frequency parasitic oscillation caused by the wiring structure such as the bias circuit and the feeding structure, and stabilizes the terahertz wave having a desired oscillation frequency of f THz. Can oscillate.

また、発振周波数ｆＴＨｚのテラヘルツ波が安定して得られることにより、マイクロストリップ型共振器における所望の発振周波数ｆＴＨｚのテラヘルツ波がより高出力で得ることができる。 Further, since the terahertz wave having an oscillation frequency of f THz can be stably obtained, the terahertz wave having a desired oscillation frequency f THz in the microstrip type resonator can be obtained with a higher output.

（実施例２）
実施例２では、実施例１の発振器２００の変形例１〜３の素子について、図４〜図８を参照して説明する。まず、変形例１の素子としての発振器３００の構成を、図４を参照して説明する。図４は、発振器３００の構成を説明する図である。発振器３００は、発振器２００と同じく発振周波数ｆＴＨｚ＝０．４５ＴＨｚを発振させる発振器である。発振器３００は、共振部３０２の形態が発振器２００と異なる。また、発振器３００は、線路３０８の形態が実施例１の発振器２００と異なる。線路の形態は、必要に応じて適宜設計すればよい。その他の構成は発振器２００と同じなので、詳細な説明を省略する。 (Example 2)
In the second embodiment, the elements of the modified examples 1 to 3 of the oscillator 200 of the first embodiment will be described with reference to FIGS. 4 to 8. First, the configuration of the oscillator 300 as the element of the first modification will be described with reference to FIG. FIG. 4 is a diagram illustrating the configuration of the oscillator 300. The oscillator 300 is an oscillator that oscillates an oscillation frequency f THz = 0.45 THz like the oscillator 200. The oscillator 300 differs from the oscillator 200 in the form of the resonance portion 302. Further, the oscillator 300 is different from the oscillator 200 of the first embodiment in the form of the line 308. The form of the line may be appropriately designed as needed. Since other configurations are the same as those of the oscillator 200, detailed description thereof will be omitted.

共振部３０２は、パッチ導体２０３と、接地導体２０４と、パッチ導体２０３と接地導体２０４との間に配置されている第１の誘電体３０５ａとを有する。第１の誘電体３０５ａの側壁の一部は基板２３０と略垂直でなく、基板２３０と第１の誘電体３０５ａとがなす角の角度が約６０°となるように構成されている。パッチ導体２０３は、第５の導体２０７を介して線路２０８としてのマイクロストリップラインのストリップ導体２０６と接続されている。 The resonance portion 302 has a patch conductor 203, a ground conductor 204, and a first dielectric 305a arranged between the patch conductor 203 and the ground conductor 204. A part of the side wall of the first dielectric 305a is not substantially perpendicular to the substrate 230, and the angle formed by the substrate 230 and the first dielectric 305a is about 60 °. The patch conductor 203 is connected to the strip conductor 206 of the microstrip line as the line 208 via a fifth conductor 207.

第５の導体２０７は、第１の誘電体３０５ａの一部が基板２３０となす角の角度が約６０°になるようにテーパー加工された法面上に配置されている。第５の導体２０７は、パッチ導体２０３とストリップ導体２０６との間の段差（高低差）をつなぐためのプラグである。このような構成は、異なる厚さの第１及び第２の誘電体３０５ａ、２０５ｂ間の段差部分における金属のカバレッジ不良による抵抗増加を低減できる。 The fifth conductor 207 is arranged on a slope that has been tapered so that the angle formed by a part of the first dielectric 305a with the substrate 230 is about 60 °. The fifth conductor 207 is a plug for connecting a step (height difference) between the patch conductor 203 and the strip conductor 206. Such a configuration can reduce the increase in resistance due to poor metal coverage at the stepped portion between the first and second dielectrics 305a and 205b having different thicknesses.

発振器２００の変形例２の発振器４００について、図５を参照して説明する。図５（ａ）は、発振器４００の構成を説明する図で、図５（ｂ）はそのＤ−Ｄ断面図、図５（ｃ）はそのＥ−Ｅ断面図である。発振器４００は、発振周波数ｆＴＨｚ＝０．４５ＴＨｚを発振させる発振器である発振器４００は、共振部４０２とバイアス回路（不図示）とを接続する線路４０８として、分布定数線路としてのストリップ線路を用いる。その他の構成は発振器２００と同じなので、以下は必要な部分についてのみ説明する。 The oscillator 400 of the second modification of the oscillator 200 will be described with reference to FIG. 5 (a) is a diagram for explaining the configuration of the oscillator 400, FIG. 5 (b) is a sectional view taken along the line DD, and FIG. 5 (c) is a sectional view taken along the line EE. The oscillator 400 is an oscillator that oscillates an oscillation frequency f THz = 0.45 THz. The oscillator 400 uses a strip line as a distributed constant line as a line 408 connecting the resonance portion 402 and the bias circuit (not shown). Since other configurations are the same as those of the oscillator 200, only the necessary parts will be described below.

発振器４００の線路４０８は、ストリップ導体（第３の導体）４０６と、第２の誘電体４０５ｂと、第３の誘電体４２２と、を有する。ストリップ導体４０６は、厚さｔ１の第３の誘電体４２２と厚さｔ２の第２の誘電体４０５ｂとを含む誘電体層に埋め込まれている。また、誘電体層は、第６の導体４２１と第２の導体（第４の導体）２０４とで上下から挟まれた構造となっている。ストリップ導体４０６とパッチ導体２０３とは、第５の導体２０７を介して接続されている。 The line 408 of the oscillator 400 has a strip conductor (third conductor) 406, a second dielectric 405b, and a third dielectric 422. Strip conductor 406 is embedded in the dielectric layer comprising the second third of the dielectric 422 and the thickness t 2 of the thickness t 1 and a dielectric 405 b. Further, the dielectric layer has a structure in which the sixth conductor 421 and the second conductor (fourth conductor) 204 are sandwiched from above and below. The strip conductor 406 and the patch conductor 203 are connected via a fifth conductor 207.

第５の導体２０７は、パッチ導体２０３とストリップ導体４０６との間の段差（高低差）をつなぐためのプラグであり、共振部２０２とストリップ線路４０８はＤＣ結合される。なお、第６の導体４２１と第２の導体２０４が電気的かつ物理的に接続されている構成であっても良い。 The fifth conductor 207 is a plug for connecting a step (height difference) between the patch conductor 203 and the strip conductor 406, and the resonance portion 202 and the strip line 408 are DC-coupled. The sixth conductor 421 and the second conductor 204 may be electrically and physically connected to each other.

ここで、発振器４００のアドミタンス特性について図６を参照して説明する。図６は、発振器４００のアドミタンス特性の解析結果であり、微分負性抵抗素子であるＲＴＤ４０１のアドミタンスの実部Ｒｅ［ＹＲＴＤ］とパッチアンテナのアドミタンスの実部Ｒｅ［ＹＡＮＴ］とをプロットしたグラフである。グラフには、アンテナのアドミタンスの実部Ｒｅ［ＹＡＮＴ］について、第３の誘電体４２２と第２の誘電体４０５ｂとを含む誘電体層の厚さが、ｔ１＝ｔ２＝１００ｎｍとｔ１＝ｔ２＝５００ｎｍの２種類の場合の解析結果を示した。また、ＲＴＤ４０１の利得、すなわちアドミタンスの実部Ｒｅ［ＹＲＴＤ］は、ＲＴＤ４０１の直径が２μｍと３μｍの場合の２種類の解析結果を示した。 Here, the admittance characteristic of the oscillator 400 will be described with reference to FIG. FIG. 6 shows the analysis result of the admittance characteristic of the oscillator 400, and plots the admittance real part Re [Y RTD ] of the RTD 401, which is a differential negative resistance element, and the admittance real part Re [Y ANT ] of the patch antenna. It is a graph. In the graph, for the real part Re [ YANT ] of the admittance of the antenna, the thickness of the dielectric layer containing the third dielectric 422 and the second dielectric 405b is t 1 = t 2 = 100 nm and t. The analysis results in the case of 2 types of 1 = t 2 = 500 nm are shown. Further, the gain of RTD401, that is, the real part Re [Y RTD ] of admittance, showed two kinds of analysis results when the diameters of RTD401 were 2 μm and 3 μm.

グラフより、線路４０８の誘電体層（第３の誘電体４２２と第２の誘電体４０５ｂ）の厚さを調整することで、ｆＬＣ付近の周波数帯のインピーダンスを調整可能なことが分かる。なお、ｆＬＣ付近の周波数帯のインピーダンスは、誘電体層の厚さ以外にも、線路４０８の長さ及び第２及び第３の誘電体４０５ｂ、４２２の材料の選択によっても調整可能であり、ＲＴＤ４０１の利得によって適宜選択すれば良い。発振器４００の構成は、ＤＣ以上ｆＴＨｚ未満の低周波数の領域では損失で発振が抑制され、所望の発振周波数ｆＴＨｚでは損失が少なく発振条件を満たすことが可能である。 From the graph, it can be seen that the impedance of the frequency band near fLC can be adjusted by adjusting the thickness of the dielectric layer (third dielectric 422 and the second dielectric 405b) of the line 408. Incidentally, the impedance in the frequency band near f LC, other than the thickness of the dielectric layer is also adjustable by selecting the material of the dielectric 405 b, 422 size and the second and third line 408, It may be appropriately selected depending on the gain of RTD401. Configuration of the oscillator 400 is oscillated in the loss in the region of low frequencies below DC or f THz is suppressed, it is possible desired oscillation at the frequency f THz loss less oscillation condition is satisfied.

実施例１の変形例３の発振器５００について図７を参照して説明する。図７（ａ）は、発振器５００の構成を説明する図で、図７（ｂ）はそのＧ−Ｇ断面図、図７（ｃ）はＦ−Ｆ断面図である。発振器５００は、発振周波数ｆＴＨｚ＝０．４５ＴＨｚを発振させる素子である。発振器５００は、共振部５０２とバイアス回路（不図示）とを接続する線路５０８として、方形同軸線路を用いる。その他の構成は発振器２００と同じなので詳細な説明を省略し、以下は必要な部分についてのみ説明する。 The oscillator 500 of the third modification of the first embodiment will be described with reference to FIG. 7 (a) is a diagram illustrating the configuration of the oscillator 500, FIG. 7 (b) is a sectional view taken along line GG, and FIG. 7 (c) is a sectional view taken along line FF. The oscillator 500 is an element that oscillates an oscillation frequency f THz = 0.45 THz. The oscillator 500 uses a square coaxial line as the line 508 that connects the resonance portion 502 and the bias circuit (not shown). Since other configurations are the same as those of the oscillator 200, detailed description thereof will be omitted, and only necessary parts will be described below.

線路５０８としての方形同軸線路は、分布定数線路である。線路５０８は、ストリップ導体（第３の導体）５０６と、第６の導体５２１と、第３の誘電体層５２２と、第４の導体（接地導体）２０４と、を有する。ストリップ導体５０６は、厚さｈ１の第３の誘電体層５２２と厚さｈ２の第２の誘電体２０５ｂとを含む誘電体層に埋め込まれており、誘電体層が第６の導体５２１と第４の導体２０４とを含む導体層で囲まれた構造となっている。ストリップ導体５０６とパッチ導体２０３とは、段差（高低差）をつなぐためのプラグである第５の導体２０７を介して接続されている。線路５０８は、素子２０１の微分負性抵抗の絶対値を基準とした低インピーダンス線路である。 The square coaxial line as the line 508 is a distributed constant line. The line 508 has a strip conductor (third conductor) 506, a sixth conductor 521, a third dielectric layer 522, and a fourth conductor (ground conductor) 204. Strip conductor 506 is embedded in the dielectric layer and a second dielectric 205b of the third dielectric layer 522 having a thickness of h 1 thickness h 2, the dielectric layer is the sixth conductor 521 It has a structure surrounded by a conductor layer including the fourth conductor 204 and the fourth conductor 204. The strip conductor 506 and the patch conductor 203 are connected via a fifth conductor 207, which is a plug for connecting a step (height difference). The line 508 is a low impedance line based on the absolute value of the differential negative resistance of the element 201.

ここで、発振器５００のアドミタンス特性について図８を参照して説明する。図８は、発振器５００のアドミタンス特性の解析結果であり、素子２０１であるＲＴＤのアドミタンスの実部Ｒｅ［ＹＲＴＤ］とパッチアンテナのアドミタンスの実部Ｒｅ［ＹＡＮＴ］とをプロットしたグラフである。グラフには、アンテナのアドミタンスの実部Ｒｅ［ＹＡＮＴ］について、第３の誘電体５２２と第２の誘電体２０５ｂとを含む誘電体層の厚が、ｈ１＝ｈ２＝１００ｎｍとｈ１＝ｈ２＝５００ｎｍの２種類の場合の解析結果を示した。また、ＲＴＤの利得、すなわちアドミタンスの実部Ｒｅ［ＹＲＴＤ］は、ＲＴＤの直径が２μｍと３μｍの場合の２種類の解析結果を示した。 Here, the admittance characteristic of the oscillator 500 will be described with reference to FIG. FIG. 8 is an analysis result of the admittance characteristic of the oscillator 500, and is a graph in which the real part Re [Y RTD ] of the admittance of the RTD which is the element 201 and the real part Re [Y ANT ] of the admittance of the patch antenna are plotted. .. In the graph, for the real part Re [Y ANT ] of the admittance of the antenna, the thickness of the dielectric layer containing the third dielectric 522 and the second dielectric 205b is h 1 = h 2 = 100 nm and h 1. The analysis results in the case of two types of = h 2 = 500 nm are shown. In addition, the gain of RTD, that is, the real part Re [Y RTD ] of admittance, showed two kinds of analysis results when the diameter of RTD was 2 μm and 3 μm.

グラフより、ストリップ線路５０８の第３の誘電体５２２と第２の誘電体５０５ｂの厚さを調整することで、ｆＬＣ付近の周波数帯のインピーダンスを調整することが可能である。なお、ｆＬＣ付近の周波数帯のインピーダンスは、誘電体層の厚さ以外にも、線路５０８の長さ又は各誘電体５０５ｂ、５２２の材料の選択によっても調整可能であり、素子２０１の利得によって適宜選択すれば良い。発振器５００の構成は、ＤＣ以上ｆＴＨｚ未満の低周波数の領域では損失で発振が抑制され、所望の発振周波数ｆＴＨｚでは損失が少なく発振条件を満たすことが可能である。 From the graph, the third dielectric 522 stripline 508 by adjusting the thickness of the second dielectric 505b, it is possible to adjust the impedance in the frequency band near f LC. Incidentally, the impedance in the frequency band near f LC, other than the thickness of the dielectric layer is also adjustable by selecting the length or the material of each dielectric 505b, 522 of the line 508, by the gain of the device 201 It may be selected as appropriate. Configuration of the oscillator 500 is oscillated in the loss in the region of low frequencies below DC or f THz is suppressed, it is possible desired oscillation at the frequency f THz loss less oscillation condition is satisfied.

以上、発振器２００の変形例１〜３について説明した。上述の変形例１〜３においても、共振部とバイアス回路とを接続する線路が、微分負性抵抗素子の微分負性抵抗の絶対値を基準として低インピーダンス回路となるように構成することにより、配線構造に起因した寄生発振を低減できる。その結果、所望の発振周波数ｆＴＨｚのテラヘルツ波をより安定して発振できる。 The modified examples 1 to 3 of the oscillator 200 have been described above. Also in the above-described modifications 1 to 3, the line connecting the resonance portion and the bias circuit is configured to be a low impedance circuit with reference to the absolute value of the differential negative resistance of the differential negative resistance element. It is possible to reduce parasitic oscillation caused by the wiring structure. As a result, a terahertz wave having a desired oscillation frequency of f THz can be oscillated more stably.

以上、本発明の好ましい実施形態について説明したが、本発明はこれらの実施形態に限定されず、その要旨の範囲内で種々の変形及び変更が可能である。 Although the preferred embodiments of the present invention have been described above, the present invention is not limited to these embodiments, and various modifications and modifications can be made within the scope of the gist thereof.

例えば、上述の実施形態及び実施例では、キャリアが電子である場合を想定して説明しているが、これに限定されるものではなく、正孔（ホール）を用いたものであってもよい。また、基板や誘電体の材料は用途に応じて選定すればよく、シリコン、ガリウムヒ素、インジウムヒ素、ガリウムリンなどの半導体や、ガラス、セラミック、テフロン（登録商標）、ポリエチレンテレフタラートなどの樹脂を用いることができる。 For example, in the above-described embodiments and examples, the case where the carrier is an electron is described, but the description is not limited to this, and holes may be used. .. The substrate and dielectric materials may be selected according to the application, including semiconductors such as silicon, gallium arsenide, indium arsenide, and gallium phosphide, and resins such as glass, ceramics, Teflon (registered trademark), and polyethylene terephthalate. Can be used.

さらに、上述の実施形態及び実施例では、テラヘルツ波の共振器として正方形パッチを用いているが、共振器の形状はこれに限られたものではなく、例えば、矩形及び三角形等の多角形、円形、楕円形等のパッチ導体を用いた構造の共振器等を用いてもよい。 Further, in the above-described embodiments and examples, a square patch is used as the resonator of the terahertz wave, but the shape of the resonator is not limited to this, and for example, a polygon such as a rectangle and a triangle, or a circle. , A resonator or the like having a structure using a patch conductor such as an ellipse may be used.

また、発振器に集積する微分負性抵抗素子の数は、１つに限るものではなく、微分負性抵抗素子を複数有する共振器としてもよい。線路の数も１つに限定されず、複数の線路を設ける構成でもよい。 Further, the number of differential negative resistance elements integrated in the oscillator is not limited to one, and a resonator having a plurality of differential negative resistance elements may be used. The number of lines is not limited to one, and a plurality of lines may be provided.

上述の実施形態及び実施例で記載した発振器は、テラヘルツ波を検出する検出器として使用することも可能である。また、上述の実施形態及び実施例で記載した発振器を用いて、テラヘルツ波の発振及び検出を行うこともできる。 The oscillators described in the above embodiments and examples can also be used as detectors for detecting terahertz waves. It is also possible to oscillate and detect terahertz waves using the oscillators described in the above-described embodiments and examples.

１００ 素子
１０１ 微分負性抵抗素子
１０２ 共振部
１０３ パッチ導体（第１の導体）
１０４ 接地導体（第２の導体）
１０５ａ 第１の誘電体（誘電体）
１０５ｂ 第２の誘電体
１０８ 線路
１２０ バイアス回路 100 element 101 differential negative resistance element 102 resonance part 103 patch conductor (first conductor)
104 Ground conductor (second conductor)
105a First Dielectric (Dielectric)
105b Second Dielectric 108 Line 120 Bias Circuit

Claims (15)

テラヘルツ波を発振又は検出する素子であって、
微分負性抵抗素子、第１の導体、第２の導体、第１の誘電体、を有する共振部と、
前記微分負性抵抗素子にバイアス電圧を供給するバイアス回路と、
前記共振部と前記バイアス回路とを接続するストリップ線路と、を有し、
前記微分負性抵抗素子と前記第１の誘電体とは、前記第１の導体と前記第２の導体との間に配置されており、
前記ストリップ線路は、前記第１の導体と電気的に接続する第３の導体と、前記第２の導体と電気的に接続する第４の導体と、前記第３の導体と前記第４の導体との間に配置されている第２の誘電体と、を備え、
前記第２の誘電体が有する材料は、前記第１の誘電体が有する材料とは異なり、
前記ストリップ線路を含む前記共振部のインピーダンスは、前記ストリップ線路のインダクタンスと前記共振部の容量とによる共振の周波数をｆＬＣとすると、前記周波数ｆＬＣにおいて、前記微分負性抵抗素子の微分負性抵抗の絶対値の１０倍以下であることを特徴とする素子。 An element that oscillates or detects terahertz waves.
A resonant portion having a differential negative resistance element, a first conductor, a second conductor, and a first dielectric,
A bias circuit that supplies a bias voltage to the differential negative resistance element and
It has a strip line connecting the resonance portion and the bias circuit.
The differential negative resistance element and the first dielectric are arranged between the first conductor and the second conductor.
The strip line includes a third conductor that is electrically connected to the first conductor, a fourth conductor that is electrically connected to the second conductor, and the third conductor and the fourth conductor. With a second dielectric placed between and
The material contained in the second dielectric is different from the material contained in the first dielectric.
The impedance of the resonance portion including the strip line is the differential negative resistance of the differential negative resistance element at the frequency FLC, where the frequency of resonance due to the inductance of the strip line and the capacitance of the resonance portion is fLC. An element characterized by being 10 times or less an absolute value. 前記第２の誘電体の厚さは、前記第１の誘電体の厚さより薄いことを特徴とする請求項１に記載の素子。 The element according to claim 1, wherein the thickness of the second dielectric is thinner than the thickness of the first dielectric. 前記第２の誘電体が有する材料の誘電正接は、前記第１の誘電体が有する材料の誘電正接よりも大きいことを特徴とする請求項１または２に記載の素子。 The element according to claim 1 or 2 , wherein the dielectric loss tangent of the material of the second dielectric is larger than the dielectric loss tangent of the material of the first dielectric. 前記第１の誘電体は、少なくとも、第１の層と第２の層を有することを特徴とする請求項２または３に記載の素子。 The element according to claim 2 or 3, wherein the first dielectric has at least a first layer and a second layer. 前記第２の誘電体は、前記第１の層を有することを特徴とする請求項４に記載の素子。 The element according to claim 4, wherein the second dielectric has the first layer. 前記第１の層の材料は、窒化シリコンであり、前記第２の層の材料はベンゾシクロブテンであることを特徴とする請求項４または５に記載の素子。 The device according to claim 4 or 5, wherein the material of the first layer is silicon nitride, and the material of the second layer is benzocyclobutene. 前記ストリップ線路を含む前記共振部のインピーダンスは、前記周波数ｆＬＣにおいて、前記微分負性抵抗素子の微分負性抵抗の絶対値以下であることを特徴とする請求項１乃至６のいずれか一項に記載の素子。 The invention according to any one of claims 1 to 6, wherein the impedance of the resonance portion including the strip line is equal to or less than the absolute value of the differential negative resistance of the differential negative resistance element at the frequency fLC. The element described. 前記微分負性抵抗素子のアドミタンスの実部をＲｅ［ＹＲＴＤ］、前記ストリップ線路を含む前記共振部のアドミタンスの実部をＲｅ［ＹＡＮＴ］とすると、前記テラヘルツ波の共振周波数をｆＴＨｚとすると前記共振周波数ｆＴＨｚにおいて、
Ｒｅ［ＹＲＴＤ］＋Ｒｅ［ＹＡＮＴ］≦０
を満たし、前記周波数ｆＬＣにおいて、
Ｒｅ［ＹＲＴＤ］＋Ｒｅ［ＹＡＮＴ］＞０
を満たすことを特徴とする請求項１乃至７のいずれか一項に記載の素子。 If the real part of the admittance of the differential negative resistance element is Re [YRTD] and the real part of the admittance of the resonance part including the strip line is Re [YANT], and the resonance frequency of the terahertz wave is fTHz, the resonance At the frequency fTHz
Re [YRTD] + Re [YANT] ≤ 0
At the frequency fLC
Re [YRTD] + Re [YANT]> 0
The element according to any one of claims 1 to 7, wherein the element satisfies. 前記第１の誘電体の厚さは、０．００１μｍ以上１μｍ以下であることを特徴とする請求項１乃至８のいずれか一項に記載の素子。 The element according to any one of claims 1 to 8, wherein the thickness of the first dielectric is 0.001 μm or more and 1 μm or less. 前記テラヘルツ波の波長をλＴＨｚとすると、前記ストリップ線路の長さは、λＴＨｚ／４以上であることを特徴とする請求項１乃至９のいずれか一項に記載の素子。 The element according to any one of claims 1 to 9, wherein the length of the strip line is λTHz / 4 or more, where λTHz is the wavelength of the terahertz wave. 前記共振部と前記ストリップ線路とは、前記共振部に定在している前記テラヘルツ波の電界の節で接続していることを特徴とする請求項１乃至１０のいずれか一項に記載の素子。 The element according to any one of claims 1 to 10, wherein the resonance portion and the strip line are connected by a node of the electric field of the terahertz wave resident in the resonance portion. .. 前記ストリップ線路は、マイクロストリップラインであることを特徴とする請求項１乃至１１のいずれか一項に記載の素子。 The element according to any one of claims 1 to 11, wherein the strip line is a microstrip line. 前記バイアス回路は、シャント抵抗とデカップリング容量とを有し、
前記ストリップ線路は、前記共振部と前記デカップリング容量との間に接続されていることを特徴とする請求項１乃至１２のいずれか一項に記載の素子。 The bias circuit has a shunt resistor and a decoupling capacitance.
The element according to any one of claims 1 to 12, wherein the strip line is connected between the resonance portion and the decoupling capacitance. 前記ストリップ線路は、前記周波数ｆＬＣにおいて損失性の線路であることを特徴とする請求項１乃至１３のいずれか一項に記載の素子。 The element according to any one of claims 1 to 13, wherein the strip line is a line that is lossy at the frequency fLC. 前記第３の導体の幅は、前記第１の導体の幅よりも狭いことを特徴とする請求項１乃至１４のいずれか一項に記載の素子。 The element according to any one of claims 1 to 14, wherein the width of the third conductor is narrower than the width of the first conductor.
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