JP6848390B2 - Current control method and current control device for variable magnetic flux type rotary electric machine - Google Patents
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Description
本発明は、可変磁束型回転電機の電流制御方法、及び電流制御装置に関する。 The present invention relates to a current control method for a variable magnetic flux type rotary electric machine and a current control device.
従来、保持力の異なる２以上の永久磁石を回転子内に有する永久磁石同期モータにおいて、永久磁石同期モータの運転中に誘起電圧を測定し、測定した誘起電圧に基づいて永久磁石の磁束を推定し、推定した磁束に基づいて制御ゲインを変化させることにより、永久磁石同期モータの電流制御性を安定させる技術が開示されている（特許文献１参照）。 Conventionally, in a permanent magnet synchronous motor having two or more permanent magnets having different holding forces in a rotor, the induced voltage is measured during operation of the permanent magnet synchronous motor, and the magnetic flux of the permanent magnet is estimated based on the measured induced voltage. However, a technique for stabilizing the current controllability of a permanent magnet synchronous motor by changing the control gain based on the estimated magnetic flux is disclosed (see Patent Document 1).
ここで、磁石磁束の推定値を算出する際は、その算出式のパラメータとしてインダクタンス値を使用する。特許文献１の永久磁石同期モータでは、磁石磁束だけが変化するので、固定のインダクタンス値を用いて磁石磁束を推定することができた。
Here, when calculating the estimated value of the magnet magnetic flux, the inductance value is used as a parameter of the calculation formula. In the permanent magnet synchronous motor of
しかしながら、磁石磁束だけでなくインダクタンスも大きく変化する可変磁束型回転電機（可変漏れ磁束モータ）では、電流制御性を安定させるための制御ゲインを調整する際にインダクタンスの推定値も必要となるが、その推定方法は報告されていない。 However, in a variable flux type rotary electric machine (variable leakage flux motor) in which not only the magnet magnetic flux but also the inductance changes greatly, an estimated value of the inductance is also required when adjusting the control gain for stabilizing the current controllability. The estimation method has not been reported.
本発明は、磁石磁束とインダクタンスとが変化する可変磁束型回転電機のインダクタンスを推定し、推定したインダクタンスに基づいて制御ゲインを調整することができる電流制御方法を提供することを目的とする。 An object of the present invention is to provide a current control method capable of estimating the inductance of a variable magnetic flux type rotary electric machine in which a magnet magnetic flux and an inductance change and adjusting a control gain based on the estimated inductance.
本発明による可変磁束型回転電機の電流制御方法は、ある一磁極を構成する永久磁石から発生した磁石磁束が隣接する他の永久磁石が構成する磁極側へ漏れ磁束として短絡するように構成され、インバータから固定子巻線に供給される電流に応じて、漏れ磁束量が１０％以上変化するとともに、ｄ軸インダクタンス及びｑ軸インダクタンスが変化する可変磁束型回転電機の電流制御方法であって、固定子巻線に供給する電流をインバータに発生させるためのｑ電流指令値と、ｑ軸ＰＩ制御ゲインと、に基づいてインバータに与えるｑ軸電圧指令値を算出し、固定子巻線に供給する電流をインバータに発生させるためのｄ電流指令値と、ｄ軸ＰＩ制御ゲインと、に基づいてインバータに与えるｄ軸電圧指令値を算出し、ｑ軸電流指令値に基づいて、ｑ軸インダクタンスを推定し、さらに、可変磁束型回転電機の回転数を取得する。そして、ｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値と、ｄ軸電圧指令値と、回転数と、推定したｑ軸インダクタンスと、ｄ軸インダクタンスの前回推定値と、に基づいてｄ軸インダクタンスを推定して、推定したｄ軸インダクタンスに応じてｄ軸ＰＩ制御ゲインを調整し、ｑ軸電圧指令値とｄ軸電圧指令値とに応じたｑ軸電流及びｄ軸電流を、インバータから固定子巻線に供給する。 The current control method of the variable magnetic flux type rotary electric machine according to the present invention is configured such that the magnet magnetic flux generated from the permanent magnet constituting one magnetic pole is short-circuited as a leakage magnetic current to the magnetic pole side formed by another permanent magnet adjacent to the magnetic pole. This is a current control method for variable magnetic flux type rotary electric machines in which the amount of leakage magnetic flux changes by 10% or more and the d-axis inductance and q-axis inductance change according to the current supplied from the inverter to the stator windings. The q-axis voltage command value given to the inverter is calculated based on the q-current command value for generating the current supplied to the child winding in the inverter and the q-axis PI control gain, and the current supplied to the stator winding is calculated. The d-axis voltage command value to be given to the inverter is calculated based on the d-current command value for generating the current in the inverter and the d-axis PI control gain, and the q-axis inductance is estimated based on the q-axis current command value. Furthermore, the rotation speed of the variable current flux type rotary electric machine is acquired. Then, the d-axis inductance is estimated based on the d-axis current command value, the q-axis current command value, the d-axis voltage command value, the rotation speed, the estimated q-axis inductance, and the previous estimated value of the d-axis inductance. Then, the d-axis PI control gain is adjusted according to the estimated d-axis inductance, and the q-axis current and d-axis current corresponding to the q-axis voltage command value and the d-axis voltage command value are coiled from the inverter. Supply to.
本発明によれば、磁石磁束とインダクタンスとが変化する可変磁束型回転電機のインダクタンスを推定して、インダクタンスの推定値に基づいて制御ゲインを調整することができるので、制御安定性を向上させることができる。 According to the present invention, the inductance of the variable magnetic flux type rotary electric machine in which the magnet magnetic flux and the inductance change can be estimated, and the control gain can be adjusted based on the estimated value of the inductance, so that the control stability can be improved. Can be done.
［第１実施形態］
図１は、第１実施形態にかかる可変磁束型回転電機の電流制御装置１００（以下単に電流制御装置１００という）の構成を示す制御ブロック図である。本実施形態の電流制御装置１００は、ｑ軸ＰＩ制御器１０１と、ｄ軸ＰＩ制御器１０２と、ｑ軸インダクタンス推定器１０３と、ｄ軸インダクタンス推定器１０４と、ｑ軸ＰＩ制御ゲイン調整器１０５と、ｄ軸ゲイン調整器１０６と、ｄ軸ゲイン（Ｎ＋１）推定器１０７と、回転数推定器１０８と、インバータ１０９と、ｑ軸減算器１１１と、ｄ軸減算器１１２とを備え、可変漏れ磁束モータ１１０を制御対象とする電流制御装置である。
[First Embodiment]
FIG. 1 is a control block diagram showing a configuration of a current control device 100 (hereinafter, simply referred to as a current control device 100) of the variable magnetic flux type rotary electric machine according to the first embodiment. The
ただし、電流制御装置１００が備える上記構成のうち、インバータ１０９を除く各構成は、一つあるいは複数のコントローラが機能部として備え、後述する各機能を実行するようにプログラムされているものとする。なお、インバータ１０９と可変漏れ磁束モータ１１０は、説明の都合上それぞれ二つに分けて図示したが、実際は一つとする。
However, among the above configurations included in the
まず、本発明に係る電流制御装置１００の制御対象となる可変漏れ磁束モータ１１０について説明する。
First, the variable
本発明が対象とする可変磁束型回転電機（可変漏れ磁束モータ１１０）は、固定子巻線に印加される負荷電流（ステータ電流）の作用によって、回転子が備える永久磁石から発生する磁石磁束の一部（漏れ磁束）の磁路を変化させることができることを特徴とする。この特徴により、当該回転電機は、ステータ電流を制御することでステータ鎖交磁束を受動的に変化させることができるので、回転子が備える永久磁石の磁力を電流制御によって見かけ上可変にすることができる。このような特性から、本発明の対象である可変磁束型回転電機は、可変漏れ磁束モータとも呼ばれる。 The variable magnetic flux type rotary electric machine (variable leakage magnetic flux motor 110), which is the object of the present invention, has a magnetic flux generated from a permanent magnet included in the rotor by the action of a load current (stator current) applied to the stator winding. It is characterized in that the magnetic path of a part (leakage magnetic flux) can be changed. Due to this feature, the rotating electric machine can passively change the stator interlinkage magnetic flux by controlling the stator current, so that the magnetic force of the permanent magnet included in the rotor can be apparently changed by current control. it can. Due to such characteristics, the variable magnetic flux type rotary electric machine which is the object of the present invention is also called a variable leakage flux motor.
図２は、可変漏れ磁束モータ１１０の一部分を示した構成図であって、可変漏れ磁束モータの作動の概要を説明するための図である。ただし、図２で示す可変漏れ磁束モータ１１０が有する各構成の形状および配置は、作動の概要を説明するために示した一般的なものであるので、基本的な構成を除く詳細部分は例示にすぎない。
FIG. 2 is a configuration diagram showing a part of the variable
図２で示す可変漏れ磁束モータ１１０は、固定子２０１と、固定子２０１との間にエアギャップ２０７を形成して配置される回転子２０２とを備える。そして、回転子２０２は、永久磁石２０３と、磁気的障壁２０４、２０５（フラックスバリアともいう）と、ある永久磁石２０３が構成する磁極側から隣接する他の永久磁石２０３が構成する磁極側へ磁気的障壁２０４、２０５間を経由して連結された漏れ磁束路２０６とを有する。なお、図の左側に示す矢印の指す方向は、回転子２０２の回転方向を示している。
The variable
図２で示す磁路方向１５は、固定子２０１が備える固定子巻線２０８に電流を通電しないときの漏れ磁束の流れる方向を示している。図２で示すように、回転子２０２内において、永久磁石２０３から出た磁束の一部は、漏れ磁束路２０６を通って、隣接する異極側へ漏洩（短絡）する。
The
このため、永久磁石２０３から出る固定子２０１側への主磁束成分の磁束量、すなわちステータ鎖交磁束が相対的に低減されるので、永久磁石２０３の磁力が見かけ上弱くなる。これにより、ステータ鎖交磁束によって発生する鉄損を低減することができる。この効果は、特に、低負荷、高回転数領域における回転電機の効率を改善する上で有効となる。
Therefore, the amount of magnetic flux of the main magnetic flux component to the
他方、磁路方向２０は、固定子巻線２０８に電流を通電しているときの磁束の流れる方向を示している。ステータ電流が流れることで、永久磁石２０３から出た磁束は、磁路方向２０が指し示すとおり、回転子２０２の回転方向の固定子側へ引き寄せられる。このため、固定子巻線２０８に電流を通電しないときには回転子２０２内で漏れ磁束として漏洩していた磁束をステータ鎖交磁束へと効率よく変換できる。これにより、回転電機は、永久磁石２０３から出る磁束が漏洩していない状態と同等の高トルクを出力することができる。
On the other hand, the
以上のとおり、可変漏れ磁束モータは、上記のような構成を備えることにより、固定子巻線に供給する電流に対する磁石磁束、より具体的には、ｄ軸電流Ｉｄが略０の時に、ｑ軸電流Ｉｑによって、磁石磁束Ψａが略１０％以上変化する（図７、８参照）。言い換えると、可変漏れ磁束モータは、ｄ軸電流Ｉｄが略０の時に、ｑ軸電流Ｉｑによって、漏れ磁束量（短絡磁束量）が略１０％以上変化する。 As described above, the variable leakage magnetic flux motor is provided with the above configuration, so that the magnet magnetic flux with respect to the current supplied to the stator winding, more specifically, when the d-axis current Id is substantially 0, the q-axis The magnet magnetic flux Ψa changes by about 10% or more depending on the current Iq (see FIGS. 7 and 8). In other words, in the variable leakage flux motor, when the d-axis current Id is approximately 0, the leakage flux amount (short-circuit flux amount) changes by approximately 10% or more depending on the q-axis current Iq.
このように、回転子に構成される磁極間に漏れ磁束路を設け、ステータ電流を制御して回転子内漏れ磁束を変化させることにより、ステータ鎖交磁束が受動的に変化する特性（漏れ磁束特性）を有する回転電機を可変磁束型回転電機（可変漏れ磁束モータ）という。 In this way, a characteristic (leakage magnetic flux) in which the stator interlinkage magnetic flux is passively changed by providing a leakage magnetic flux path between the magnetic poles formed in the rotor and controlling the stator current to change the leakage magnetic flux in the rotor. A rotating electric machine having (characteristics) is called a variable magnetic flux type rotating electric machine (variable leakage flux motor).
以上が本発明の対象となる可変磁束型回転電機の基本原理である。このような特性を有する可変漏れ磁束モータ１１０（以下、単にモータ１１０ともいう）は、その運転域（動作点）に応じて、磁石磁束だけではなく、インダクタンス（ｄ軸インダクタンスＬｄ、ｑ軸インダクタンスＬｑ）も大きく変化する。このようなモータを電流制御する場合に電流制御の制御ゲインを一定にしていると、動作点の変化に対して電流が追従しなくなるため、制御が不安定となる。 The above is the basic principle of the variable magnetic flux type rotary electric machine which is the object of the present invention. The variable leakage flux motor 110 (hereinafter, also simply referred to as the motor 110) having such characteristics has not only the magnet magnetic flux but also the inductance (d-axis inductance Ld, q-axis inductance Lq) according to its operating range (operating point). ) Also changes significantly. When the current control of such a motor is performed, if the control gain of the current control is constant, the current does not follow the change of the operating point, and the control becomes unstable.
ここで、モータの電流制御においては、背景技術にて上述したように、磁石磁束だけが変化するようなモータでのゲイン調整技術は公知である。しかしながら、磁石磁束とインダクタンスとがともに変化するモータにおけるゲイン調整技術は本発明以前には報告されていない。 Here, in the current control of the motor, as described above in the background technique, a gain adjusting technique in the motor in which only the magnetic flux of the magnet changes is known. However, a gain adjustment technique for a motor in which both the magnetic flux of a magnet and the inductance change has not been reported prior to the present invention.
本発明は、磁石磁束とインダクタンスとが変化するモータのインダクタンスを推定し、推定したインダクタンスに基づいて制御ゲインを調整することで、磁石磁束とインダクタンスとが変化するモータの電流制御性を安定させることができる技術を提供する。以下、図１に戻って説明を続ける。 The present invention stabilizes the current controllability of a motor in which the magnet magnetic flux and the inductance change by estimating the inductance of the motor in which the magnet magnetic flux and the inductance change and adjusting the control gain based on the estimated inductance. Providing technology that can be used. Hereinafter, the description will be continued by returning to FIG.
ｑ軸減算器１１１は、ｑ軸電流指令値Ｉｑ*（Ｎ）から、可変漏れ磁束モータ１１０に入力される三相交流電流から取得したｑ軸電流検出値Ｉｑ（Ｎ−１）を減算する。ｑ軸電流指令値Ｉｑ*は、後述するｄ軸電流指令値Ｉｄ*とともに、モータ１１０に所望のトルクを出力させるためにモータ１１０が有する固定子巻線２０８に供給する電流（ｑ軸電流Ｉｑ）をインバータ１０９に発生させるために不図示の電流指令値設定手段により設定された値である。電流指令値設定手段は、電流制御装置１００が有する各構成と同様に上記のコントローラが一機能部として備える構成であっても良いし、電流制御装置１００の各構成を備えるコントローラとは別のコントローラが備える機能部であっても良い。ｑ軸減算器１１１の出力値はｑ軸ＰＩ制御器１０１に出力される。
The q-
なお、ここで説明する電流制御装置において用いられる各値の検出、算出、或いは推定は、システムの起動中一定の間隔で行われる。以下に示す値の末尾の（Ｎ）は現制御タイミングにおける値を、（Ｎ−１）は前回の制御タイミングにおける値（前回値）を示す。 The detection, calculation, or estimation of each value used in the current control device described here is performed at regular intervals during system startup. (N) at the end of the values shown below indicates the value at the current control timing, and (N-1) indicates the value at the previous control timing (previous value).
ｑ軸ＰＩ制御器１０１は、入力されるｑ軸減算器１１１の出力値、及び、後述するｑ軸ＰＩ制御ゲイン調整器１０５から入力されるｑ軸ＰＩ制御ゲインから比例積分（ＰＩ）制御演算によりｑ軸電圧指令値Ｖｑ*（Ｎ）を算出し、インバータ１０９へ出力する。
The q-
ｄ軸減算器１１２は、電流指令値Ｉｄ*（Ｎ）から、可変漏れ磁束モータ１１０に入力される三相交流電流から取得したｄ軸電流検出値Ｉｄ（Ｎ−１）を減算する。ｄ軸電流指令値Ｉｄ*は、上述したｑ軸電流指令値Ｉｑ*とともに、モータ１１０に所望のトルクを出力させるためにモータ１１０が有する固定子巻線２０８に供給する電流（ｄ軸電流Ｉｄ）をインバータ１０９に発生させるために、不図示の電流指令値設定手段により設定された値である。ｄ軸減算器１１２の出力値は、ｄ軸ＰＩ制御器１０２に出力される。
The d-
ｄ軸ＰＩ制御器１０２は、入力される電流指令値Ｉｄ*、及び、後述するｄ軸ゲイン（Ｎ＋１）推定器１０７から入力されるｄ軸ＰＩ制御ゲインから比例積分（ＰＩ）制御演算によりｄ軸電圧指令値Ｖｄ*（Ｎ）を算出し、インバータ１０９へ出力する。
The d-
ｑ軸インダクタンス推定器１０３は、ｑ軸インダクタンスＬｑを推定する。具体的には、ｑ軸電流およびｄ軸電流と、ｑ軸インダクタンスＬｑとの関係を定めたマップを予め取得して、ｑ軸電流指令値Ｉｑ*（Ｎ）と、ｄ軸電流指令値Ｉｄ*（Ｎ）とに基づいて、当該マップを参照することによりｑ軸インダクタンスＬｑを推定する。推定されたｑ軸インダクタンスＬｑは、ｑ軸ＰＩ制御ゲイン調整器１０５に入力される。
The q-
ｑ軸ＰＩ制御ゲイン調整器１０５は、ｑ軸インダクタンスＬｑに応じたｑ軸ＰＩ制御ゲインを算出して、ｑ軸ＰＩ制御器１０１に出力する。ｑ軸ＰＩ制御ゲインは、例えば図３に図示するように、ｑ軸インダクタンスＬｑが大きくなるほど大きな値になるように算出される。
The q-axis PI
ｄ軸インダクタンス推定器１０４は、ｄ軸インダクタンスＬｄを推定する。具体的には、電圧方程式から導かれる以下式（１）に従って、ｄ軸ＰＩ制御器１０２の出力値であるｄ軸電圧指令値Ｖｄ*（Ｎ）と、回転数推定器１０８の出力値であるモータ回転数ω（Ｎ）と、ｄ軸電流指令値Ｉｄ*（Ｎ）と、ｑ軸電流指令値Ｉｑ*（Ｎ）と、予め取得したモータ１１０に備わる固定子巻線の巻線抵抗Ｒａと、ｑ軸インダクタンス推定器１０３で推定されたｑ軸インダクタンスＬｑと、一つ前の制御タイミングで推定されたｄ軸インダクタンスＬｄ（Ｎ−１）とから、ｄ軸インダクタンスＬｄが推定される。推定されたｄ軸インダクタンスＬｄは、ｄ軸ゲイン調整器１０６に出力される。
The d-
ｄ軸ゲイン調整器１０６は、ｄ軸インダクタンスＬｄに応じたｄ軸ＰＩ制御ゲインを算出して、ｄ軸ゲイン（Ｎ＋１）推定器１０７に出力する。ｄ軸ＰＩ制御ゲインは、例えば図３に図示するようにｄ軸インダクタンスＬｄが大きくなるほど大きな値になるように算出される。このように、第１実施形態の電流制御装置１００によれば、ｄ軸インダクタンスＬｄを推定し、推定したｄ軸インダクタンスＬｄに応じてｄ軸ＰＩ制御ゲインを調整することができる。
The d-
ｄ軸ゲイン（Ｎ＋１）推定器１０７は、ｄ軸ＰＩ制御ゲイン（Ｎ）から、ｄ軸ゲイン調整器１０６において次の制御タイミングで算出されると予測されるｄ軸ＰＩ制御ゲイン（Ｎ＋１）を推定する。算出したｄ軸ＰＩ制御ゲイン（Ｎ＋１）は、ｄ軸ＰＩ制御器１０２に出力される。これにより、ｄ軸ＰＩ制御ゲイン（Ｎ＋１）が推定されたタイミングの次の制御タイミングにおいて、ｄ軸ＰＩ制御器１０２にｄ軸電流指令値Ｉｄ*（Ｎ）が入力された時に、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ*（Ｎ）をより正しく推定することができる。なお、現在値、あるいは過去値から現在値までの推移に基づいて次の制御タイミングにおける値を推定する方法は、特に限定されず、公知の方法を用いればよい。
The d-axis gain (N + 1)
回転数推定器１０８は、不図示のレゾルバやエンコーダ等の回転センサの検出値に基づいて算出された一つ前の制御タイミングにおける回転数ω（Ｎ−１）から、回転数ω（Ｎ）を推定して、ｄ軸インダクタンス推定器１０４に出力する。これにより、ｄ軸インダクタンス推定器１０４において、遅れ要素が排除されるので、遅れの無いより正しいｄ軸インダクタンスＬｄを推定することができる。なお、過去値から現在値を推定する方法は特に限定されず、ｄ軸ゲイン（Ｎ＋１）推定器１０７においてｄ軸ＰＩ制御ゲイン（Ｎ＋１）が推定されたのと同様に、公知の方法を用いればよい。
The
そして、インバータ１０９は、ｑ軸ＰＩ制御器１０１から入力されるｑ軸電圧指令値Ｖｑ*に応じたｑ軸電流Ｉｑと、ｄ軸ＰＩ制御器１０２から入力されるｄ軸電圧指令値Ｖｄ*とに応じたｄ軸電流Ｉｄとを、モータ１１０に出力する。
Then, the
以上が本実施形態における電流制御の詳細である。このような制御構成により、ｄ軸インダクタンスＬｄと磁石磁束Ψａとの双方が変化する可変漏れ磁束モータであっても、動作点に応じてＰＩ制御ゲインを調整することができる。その結果、動作点の変化に伴う電流追従性が向上し、電流制御の制御安定性を向上させることができるので、幅広い運転領域においてモータ１１０の効率を向上させることができる。
The above is the details of the current control in this embodiment. With such a control configuration, even in a variable leakage flux motor in which both the d-axis inductance Ld and the magnet magnetic flux Ψa change, the PI control gain can be adjusted according to the operating point. As a result, the current followability with the change of the operating point is improved, and the control stability of the current control can be improved, so that the efficiency of the
以上、第１実施形態の可変磁束型回転電機の電流制御装置１００は、ある一磁極を構成する永久磁石から発生した磁石磁束が隣接する他の永久磁石が構成する磁極側へ漏れ磁束として短絡するように構成され、インバータから固定子巻線に供給される電流に応じて、漏れ磁束量が１０％以上変化するとともに、ｄ軸インダクタンスＬｄ及びｑ軸インダクタンスＬｑが変化する可変磁束型回転電機の電流制御方法を実現する電流制御装置１００であって、固定子巻線２０８に供給する電流をインバータに発生させるためのｑ軸電流指令値Ｉｑ*と、ｑ軸ＰＩ制御ゲインと、に基づいてインバータ１０９に与えるｑ軸電圧指令値Ｖｑ*を算出し、固定子巻線２０８に供給する電流をインバータ１０９に発生させるためのｄ軸電流指令値Ｉｄ*と、ｄ軸ＰＩ制御ゲインと、に基づいてインバータ１０９に与えるｄ軸電圧指令値Ｖｄ*を算出し、ｑ軸電流指令値Ｉｑ*に基づいて、ｑ軸インダクタンスＬｑを推定し、さらに、可変漏れ磁束モータ１１０の回転数を取得する。そして、ｄ軸電流指令値Ｉｄ*及びｑ軸電流指令値Ｉｑ*と、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ*と、回転数と、推定したｑ軸インダクタンスＬｑと、ｄ軸インダクタンスＬｄの前回推定値（Ｎ−１）と、に基づいてｄ軸インダクタンスＬｄを推定して、推定したｄ軸インダクタンスＬｄに応じてｄ軸ＰＩ制御ゲインを調整し、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ*とｄ軸電圧指令値Ｖｄ*とに応じたｑ軸電流Ｉｑ及びｄ軸電流Ｉｄを、インバータ１０９から固定子巻線２０８に供給する。
As described above, in the
これにより、磁石磁束とインダクタンスとが変化する可変漏れ磁束モータ１１０のｄ軸インダクタンスＬｄを推定することができるので、ｄ軸インダクタンスＬｄの推定値に基づいてＰＩ制御ゲインを調整することにより、制御安定性が向上し、幅広い運転領域においてモータ１１０の効率を向上させることができる。
As a result, the d-axis inductance Ld of the variable
また、第１実施形態の可変磁束型回転電機の電流制御装置１００によれば、ｑ軸インダクタンスＬｑは、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑと、ｑ軸インダクタンスＬｑとの関係を予め記憶させたマップを用いて、ｑ軸電流指令値Ｉｑ*及びｄ軸電流指令値Ｉｄ*から推定される。これにより、ｑ軸インダクタンスＬｑを精度よく推定することができる。
Further, according to the
［第２実施形態］
第２実施形態の電流制御装置２００は、ｑ軸インダクタンスＬｑの推定方法が第１実施形態と主に異なる。
[Second Embodiment]
The
図４は、第２実施形態の電流制御装置２００の構成を示す制御ブロック図である。なお、第１実施形態と同様の構成部分は同じ符号を付して説明を省略する。
FIG. 4 is a control block diagram showing the configuration of the
図４に示すように、本実施形態のｑ軸インダクタンス推定器２２３には、第１実施形態とは異なりｄ軸電流指令値Ｉｄ*（Ｎ）は入力されず、ｑ軸電流指令値Ｉｑ*（Ｎ）からｑ軸インダクタンスＬｑを推定する。
As shown in FIG. 4, unlike the first embodiment, the d-axis current command value Id * (N) is not input to the q-
具体的には、ｑ軸インダクタンス推定器２２３は、ｑ軸電流指令値ｉｑ*（Ｎ）に基づいて、予め定めたｑ軸インダクタンスＬｑの最大値Ｌｑ_ｍａｘと最小値Ｌｑ_ｍｉｎとの間を補間する補間式を用いて、ｑ軸インダクタンスＬｑを算出する。当該補間式には、最大値Ｌｑ_ｍａｘと最小値Ｌｑ_ｍｉｎとを係数とする線形もしくは非線形な関数で構成され、図５、６で例示される複数パターンのうちのいずれかが用いられる。
Specifically, the q-
図５は、ｑ軸インダクタンスＬｑを、その最大値Ｌｑ_ｍａｘと最小値Ｌｑ_ｍｉｎとを線形補間することによって演算する方法を説明する図である。図５で示すとおり、線形補間では、最大値Ｌｑ_ｍａｘと最小値Ｌｑ_ｍｉｎとの２点を直線で結ぶｑ軸電流Ｉｑの一次関数に基づいて、ｑ軸インダクタンスＬｑを算出する。これにより、第１実施形態のｑ軸インダクタンス推定器１０３のようにマップを格納しておく必要がないので、電流制御装置２００が備えるメモリの使用量を低減することができる。
FIG. 5 is a diagram illustrating a method of calculating the q-axis inductance Lq by linearly interpolating the maximum value Lq_max and the minimum value Lq_min. As shown in FIG. 5, in linear interpolation, the q-axis inductance Lq is calculated based on the linear function of the q-axis current Iq connecting two points of the maximum value Lq_max and the minimum value Lq_min with a straight line. As a result, unlike the q-
図６（ａ）、（ｂ）は、ｑ軸インダクタンスＬｑを、その最大値Ｌｑ_ｍａｘと最小値Ｌｑ_ｍｉｎとを非線形に補間することによって演算する方法を説明する図である。図６（ａ）、（ｂ）で示すように、非線形補間では、最大値Ｌｑ_ｍａｘと最小値Ｌｑ_ｍｉｎとの２点を結ぶｑ軸電流Ｉｑの非線形な関数に基づいて、ｑ軸インダクタンスＬｑが算出される。なお、図６（ａ）、（ｂ）で示す非線形の補間式は例示であって、制御対象のモータ特性に応じて事前に調整される。これにより、第１実施形態のｑ軸インダクタンス推定器１０３のようにマップを格納するのに比べて、電流制御装置２００が備えるメモリの使用量を低減することができる。
6 (a) and 6 (b) are diagrams for explaining a method of calculating the q-axis inductance Lq by non-linearly interpolating the maximum value Lq_max and the minimum value Lq_min. As shown in FIGS. 6A and 6B, in the nonlinear interpolation, the q-axis inductance Lq is calculated based on the nonlinear function of the q-axis current Iq connecting the two points of the maximum value Lq_max and the minimum value Lq_min. To. The non-linear interpolation formulas shown in FIGS. 6A and 6B are examples and are adjusted in advance according to the characteristics of the motor to be controlled. As a result, the amount of memory used in the
以上、第２実施形態の可変磁束型回転電機の電流制御装置２００によれば、ｑ軸インダクタンスＬｑは、予め定めたｑ軸インダクタンスＬｑの最大値と最小値との間を補間する補間式を用いて、ｑ軸電流指令値Ｉｑ*から推定される。当該補間は、線形、あるいは非線形な補間である。これにより、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑと、ｑ軸インダクタンスＬｑとの関係を記憶させたマップを用意する必要がなくなるので、電流制御装置２００が利用するメモリの使用量を低減することができる。
As described above, according to the
［第３実施形態］
第３実施形態の電流制御装置３００は、ｄ軸インダクタンスＬｄを推定する際の最初の制御タイミング時に、初期値としての固定値Ｌｄ（０）が設定された下記式（２）を使用する点に特徴がある。初期値として設定される固定値Ｌｄ（０）は、制御対象モータの特性に応じて事前に取得した値を使用する。
[Third Embodiment]
The current control device 300 of the third embodiment uses the following equation (2) in which a fixed value Ld (0) is set as an initial value at the first control timing when estimating the d-axis inductance Ld. There is a feature. As the fixed value Ld (0) set as the initial value, a value acquired in advance according to the characteristics of the controlled motor is used.
なお、ここでの最初の制御タイミングとは、車両が起動した後の最初の制御タイミングであって、車両の制御システムが起動して、モータ１１０が備える固定子巻線２０８に電流が最初に通電された時の制御タイミングのことをいう。
The first control timing here is the first control timing after the vehicle is started, and the control system of the vehicle is started and the current is first applied to the stator winding 208 included in the
また、その後の電流制御において推定したｄ軸インダクタンスＬｄを初期値にリセットする際にも、上記の固定値Ｌｄ（０）を用いて、Ｌｄ（Ｎ）＝Ｌｄ（０）に設定する。なお、電流制御において推定したｄ軸インダクタンスＬｄを初期値にリセットすることを、以下では初期化シーケンスと呼ぶ。 Also, when resetting the d-axis inductance Ld estimated in the subsequent current control to the initial value, the above fixed value Ld (0) is used to set Ld (N) = Ld (0). In the following, resetting the d-axis inductance Ld estimated in the current control to the initial value is referred to as an initialization sequence.
これにより、ｄ軸インダクタンスと磁石磁束とが双方とも変化するモータにおいて、ｄ軸インダクタンスＬｄを車両システムの起動時から精度よく推定することが可能となるので、モータ１１０のモード効率をより向上させることができる。
This makes it possible to accurately estimate the d-axis inductance Ld from the start of the vehicle system in a motor in which both the d-axis inductance and the magnet magnetic flux change, so that the mode efficiency of the
また、マップ等を参照して演算するのではなく、事前に取得した固定値Ｌｄ（０）を使用するので、電流制御装置３００が備えるメモリ使用量を低減することができる。 Further, since the fixed value Ld (0) acquired in advance is used instead of calculating with reference to a map or the like, the amount of memory used in the current control device 300 can be reduced.
以上、第３実施形態の可変磁束型回転電機の電流制御装置３００によれば、ｄ軸インダクタンスＬｄの初期値として、予め定めた固定値Ｌｄ（０）を使用する。これにより、磁石磁束とインダクタンスの双方が変化するモータにおいて、車両システムの起動時からｄ軸インダクタンスＬｄを精度よく推定することができる。 As described above, according to the current control device 300 of the variable magnetic flux type rotary electric machine of the third embodiment, a predetermined fixed value Ld (0) is used as the initial value of the d-axis inductance Ld. As a result, in a motor in which both the magnetic flux of the magnet and the inductance change, the d-axis inductance Ld can be accurately estimated from the start of the vehicle system.
また、第３実施形態の可変磁束型回転電機の電流制御装置３００によれば、推定したｄ軸インダクタンスＬｄを初期化する初期化シーケンスを実行する際は、推定したｄ軸インダクタンスＬｄの値を固定値Ｌｄ（０）に設定する。これにより、磁石磁束とインダクタンスの双方が変化するモータにおいて、より精度よくｄ軸インダクタンスＬｄを推定することができる。 Further, according to the current control device 300 of the variable magnetic flux type rotary electric machine of the third embodiment, the value of the estimated d-axis inductance Ld is fixed when the initialization sequence for initializing the estimated d-axis inductance Ld is executed. Set to the value Ld (0). As a result, in a motor in which both the magnetic flux of the magnet and the inductance change, the d-axis inductance Ld can be estimated more accurately.
［第４実施形態］
第４実施形態の電流制御装置４００は、電流制御中において初期値Ｌｄ（０）を演算する点が、第３実施形態と異なる。以下、その演算方法について図等を参照して説明する。
[Fourth Embodiment]
The current control device 400 of the fourth embodiment is different from the third embodiment in that the initial value Ld (0) is calculated during the current control. Hereinafter, the calculation method will be described with reference to figures and the like.
図７、８は、モータ１１０において、ｄ軸電流Ｉｄが略０の時のｑ軸電流Ｉｑとｄ軸磁束λｄとの関係を示す図である。図中の点線が、本発明の制御対象であるモータ１１０においての、ｑ軸電流Ｉｑに対するｄ軸磁束λｄを示す。図中の実線は、本発明の対象外の通常のモータ特性であり、ｑ軸電流Ｉｑに対して変化しないｄ軸磁束λｄを示す。すなわち、モータ１１０は、ｄ軸電流Ｉｄが略０の時に、ｑ軸電流Ｉｑによって、磁石磁束Ψａが略１０％以上変化する。言い換えると、モータ１１０は、ｄ軸電流Ｉｄが略０の時に、ｑ軸電流Ｉｑによって、漏れ磁束量（短絡磁束量）が略１０％以上変化する。
7 and 8 are diagrams showing the relationship between the q-axis current Iq and the d-axis magnetic flux λd when the d-axis current Id is substantially 0 in the
本実施形態における初期値Ｌｄ（０）の演算は、ｑ軸電流Ｉｑに対する磁石磁束の変化率ｄΨａ／ｄＩｄが略０の時に実施される。より具体的には、車両の停車中等のｑ軸電流Ｉｑが略０の時（図７の丸で囲む領域）、或いは、ｑ軸電流Ｉｑが最大値付近の時（図８の丸で囲む領域）に、少なくとも固定子巻線に発生する誘起電圧を算出できる程度の微小電流Ｉｄ１（第１のｄ軸電流）、Ｉｄ２（第２のｄ軸電流）を固定子巻線にパルスで２回流し、その時々の誘起電圧を取得する。そして、取得した誘起電圧に基づいて、ｄ軸磁束λｄ１、λｄ２を求めると、以下式（３）のように表すことができる。なお、誘起電圧は、計測器により計測しても良いし、公知の方法により算出しても良い。 The calculation of the initial value Ld (0) in the present embodiment is performed when the rate of change dΨa / dId of the magnet magnetic flux with respect to the q-axis current Iq is approximately 0. More specifically, when the q-axis current Iq is approximately 0 (circled area in FIG. 7) or when the q-axis current Iq is near the maximum value (circled area in FIG. 8), such as when the vehicle is stopped. ), At least small currents Id1 (first d-axis current) and Id2 (second d-axis current) that can calculate the induced voltage generated in the stator winding are passed through the stator winding twice by pulse. , Get the induced voltage at that time. Then, when the d-axis magnetic fluxes λd1 and λd2 are obtained based on the acquired induced voltage, they can be expressed as the following equation (3). The induced voltage may be measured by a measuring instrument or calculated by a known method.
この時、ｑ軸電流Ｉｑに対する磁石磁束Ψａの変化率ｄΨａ／ｄＩｑは略０なので、磁石磁束Ψａは一定値とみなせる。したがって、式（３）より、ｄ軸インダクタンスＬｄを算出することができる。そして、算出したｄ軸インダクタンスＬｄが初期値Ｌｄ（０）に設定される。また、本実施形態においては、初期化シーケンスの実行時にも、ｄ軸インダクタンスＬｄ（Ｎ）に、式（３）に基づき算出されたｄ軸インダクタンスＬｄが初期値Ｌｄ（０）として設定される。これにより、ｄ軸インダクタンスと磁石磁束とが双方とも変化するモータにおいて、ｄ軸インダクタンスＬｄをより精度よく推定することができ、モータ１１０のモード効率をより向上させることができる。
At this time, since the rate of change dΨa / dIq of the magnet magnetic flux Ψa with respect to the q-axis current Iq is approximately 0, the magnet magnetic flux Ψa can be regarded as a constant value. Therefore, the d-axis inductance Ld can be calculated from the equation (3). Then, the calculated d-axis inductance Ld is set to the initial value Ld (0). Further, in the present embodiment, the d-axis inductance Ld calculated based on the equation (3) is set as the initial value Ld (0) in the d-axis inductance Ld (N) even when the initialization sequence is executed. As a result, in a motor in which both the d-axis inductance and the magnet magnetic flux change, the d-axis inductance Ld can be estimated more accurately, and the mode efficiency of the
なお、図７、図８で示したｑ軸電流Ｉｑとｄ軸磁束λｄとの関係に電流の位相は考慮されていないが、モータの特性によっては電流位相も影響するので、電流位相を考慮してｑ軸電流Ｉｑに対する磁石磁束の変化率ｄΨａ／ｄＩｄを算出してもよい。 Although the current phase is not taken into consideration in the relationship between the q-axis current Iq and the d-axis magnetic flux λd shown in FIGS. 7 and 8, the current phase also affects depending on the characteristics of the motor, so the current phase is taken into consideration. The rate of change of the magnet magnetic flux with respect to the q-axis current Iq may be calculated as dΨa / dId.
以上、第４実施形態の可変磁束型回転電機の電流制御装置４００は、固定子巻線２０８に発生する誘起電圧を計測または算出し、推定したｄ軸インダクタンスＬｄを初期化する初期化シーケンスを実行する際は、誘起電圧から求められる磁石磁束に基づいて算出された値を初期値として設定する。これにより、モータ１１０の運転中に初期値が算出されるので、より精度よくｄ軸インダクタンスＬｄを推定することができる。
As described above, the current control device 400 of the variable magnetic flux type rotary electric machine of the fourth embodiment measures or calculates the induced voltage generated in the stator winding 208, and executes the initialization sequence for initializing the estimated d-axis inductance Ld. When doing so, a value calculated based on the magnetic flux obtained from the induced voltage is set as the initial value. As a result, the initial value is calculated during the operation of the
また、第４実施形態の可変磁束型回転電機の電流制御装置４００は、可変磁束型回転電機が、ｑ軸電流Ｉｑに対する磁石磁束の変化率ｄψａ／ｄＩｑが略０となる動作域において動作する際に、初期化シーケンスを実行する。これにより、モータ１１０の運転中において適切なタイミングで初期化が実行されるので、より精度よくｄ軸インダクタンスＬｄを推定し続けることができる。
Further, in the current control device 400 of the variable magnetic flux type rotary electric machine of the fourth embodiment, when the variable magnetic flux type rotary electric machine operates in an operating range in which the rate of change of the magnet magnetic flux with respect to the q-axis current Iq is substantially 0 To execute the initialization sequence. As a result, the initialization is executed at an appropriate timing during the operation of the
また、第４実施形態の可変磁束型回転電機の電流制御装置４００によれば、初期化シーケンスでは、ｑ軸電流が略０のときに、第１のｄ軸電流を固定子巻線２０８に流すことにより算出されたｄ軸磁束λｄ１と、第２のｄ軸電流を固定子巻線２０８に流すことにより算出されたｄ軸磁束λｄ２とに基づいて算出された値を、初期値として設定する。これにより、モータ１１０の運転中において初期値が算出されるので、より精度よくｄ軸インダクタンスＬｄを推定することができる。
Further, according to the current control device 400 of the variable magnetic flux type rotary electric machine of the fourth embodiment, in the initialization sequence, when the q-axis current is substantially 0, the first d-axis current is passed through the stator winding 208. A value calculated based on the d-axis magnetic flux λd1 calculated as a result and the d-axis magnetic flux λd2 calculated by passing a second d-axis current through the stator winding 208 is set as an initial value. As a result, the initial value is calculated during the operation of the
あるいは、第４実施形態の可変磁束型回転電機の電流制御装置４００によれば、初期化シーケンスでは、ｑ軸電流が略最大値のときに、第１のｄ軸電流を固定子巻線２０８に流すことにより算出されたｄ軸磁束λｄ１と、第２のｄ軸電流を固定子巻線２０８に流すことにより算出されたｄ軸磁束λｄ２とに基づいて算出された値を、初期値として設定する。これにより、モータ１１０の運転中において初期値が算出されるので、より精度よくｄ軸インダクタンスＬｄを推定することができる。
Alternatively, according to the current control device 400 of the variable magnetic flux type rotary electric machine of the fourth embodiment, in the initialization sequence, when the q-axis current is substantially the maximum value, the first d-axis current is applied to the stator winding 208. A value calculated based on the d-axis magnetic flux λd1 calculated by flowing the current and the d-axis magnetic flux λd2 calculated by flowing the second d-axis current through the stator winding 208 is set as an initial value. .. As a result, the initial value is calculated during the operation of the
［第５実施形態］
第５実施形態の電流制御装置５００は、推定したｄ軸インダクタンスＬｄと、当該ｄ軸インダクタンスＬｄに基づいて算出したｄ軸ＰＩ制御ゲインとに上下限の制限を設ける点が上述した各実施形態とは異なる。以下、図等を参照して説明する。
[Fifth Embodiment]
The current control device 500 of the fifth embodiment is different from each of the above-described embodiments in that the upper and lower limits are set between the estimated d-axis inductance Ld and the d-axis PI control gain calculated based on the d-axis inductance Ld. Is different. Hereinafter, description will be made with reference to figures and the like.
図９は、推定したｄ軸インダクタンスＬｄの上限値を説明する図である。ｄ軸インダクタンスＬｄの上限値Ｌｄ_ｍａｘは、モータ特性に応じて予め設定される。そして、推定したｄ軸インダクタンスＬｄが上限値Ｌｄ_ｍａｘを超える場合は、ｄ軸インダクタンスＬｄの推定値をＬｄ_ｍａｘに設定する。言い換えると、Ｌｄ≧Ｌｄ_ｍａｘの時は、Ｌｄ＝Ｌｄ_ｍａｘとする。 FIG. 9 is a diagram for explaining the upper limit value of the estimated d-axis inductance Ld. The upper limit value Ld_max of the d-axis inductance Ld is preset according to the motor characteristics. Then, when the estimated d-axis inductance Ld exceeds the upper limit value Ld_max, the estimated value of the d-axis inductance Ld is set to Ld_max. In other words, when Ld ≧ Ld_max, Ld = Ld_max.
図１０は、推定したｄ軸インダクタンスＬｄの下限値を説明する図である。ｄ軸インダクタンスＬｄの下限値Ｌｄ_ｍｉｎは、モータ特性に応じて予め設定される。そして、推定したｄ軸インダクタンスが下限値Ｌｄ_ｍｉｎ以下になると、ｄ軸インダクタンスＬｄの推定値をＬｄ_ｍｉｎに設定する。言い換えると、Ｌｄ≦Ｌｄ_ｍｉｎの時は、Ｌｄ＝Ｌｄ_ｍｉｎとする。 FIG. 10 is a diagram for explaining the lower limit value of the estimated d-axis inductance Ld. The lower limit value Ld_min of the d-axis inductance Ld is preset according to the motor characteristics. Then, when the estimated d-axis inductance becomes the lower limit value Ld_min or less, the estimated value of the d-axis inductance Ld is set to Ld_min. In other words, when Ld ≦ Ld_min, Ld = Ld_min.
このように、ｄ軸インダクタンスＬｄの推定値に制限を設けることによって、ｄ軸ＰＩ制御ゲインとの関係において、電流制御が発散することを防ぐことができる。 By setting the limit on the estimated value of the d-axis inductance Ld in this way, it is possible to prevent the current control from diverging in relation to the d-axis PI control gain.
ここで、ｄ軸インダクタンスＬｄの値が小さくなると、電流の変化率が大きくなるので、制御が特に発散しやすくなる。そこで、ｄ軸インダクタンスＬｄが、Ｌｄ＝Ｌｄ_ｍｉｎとなった場合でも、制御が発散しないゲイン最大値Ｇａｉｎ_ｍａｘを事前に設定する。 Here, when the value of the d-axis inductance Ld becomes small, the rate of change of the current becomes large, so that the control is particularly liable to diverge. Therefore, even when the d-axis inductance Ld becomes Ld = Ld_min, the maximum gain value Gain_max at which control does not diverge is set in advance.
図１１は、ｄ軸ＰＩ制御ゲインの最大値を説明する図である。ｄ軸ＰＩ制御ゲインがゲイン最大値Ｇａｉｎ_ｍａｘ以上になると、ｄ軸ＰＩ制御ゲインをＧａｉｎ_ｍａｘに設定する。言い換えると、ｄ軸ＰＩ制御ゲイン≧Ｇａｉｎ_ｍａｘの時は、ｄ軸ＰＩ制御ゲイン＝Ｇａｉｎ_ｍａｘとする。これにより、推定したｄ軸インダクタンスＬｄがどんなに小さな値になったとしても、制御が発散するのを回避することができる。 FIG. 11 is a diagram for explaining the maximum value of the d-axis PI control gain. When the d-axis PI control gain becomes equal to or higher than the maximum gain value Gain_max, the d-axis PI control gain is set to Gain_max. In other words, when the d-axis PI control gain ≥ Gain_max, the d-axis PI control gain = Gain_max. As a result, no matter how small the estimated d-axis inductance Ld becomes, it is possible to prevent the control from diverging.
また、本実施形態の電流制御装置５００では、上述したように推定したｄ軸インダクタンスＬｄが上下限値になった場合には、次に初期化可能なタイミングで初期化シーケンスを実行する。例えば、第３実施形態で説明したように事前に取得した初期値Ｌｄ（０）を用いて初期化シーケンスを実行する場合には、推定したｄ軸インダクタンスＬｄが上下限値になった後、モータ１１０が停止したタイミングで実行する。また、第４実施形態で説明したように電流制御中に算出された初期値Ｌｄ（０）を用いて初期化シーケンスを実行する場合には、推定したｄ軸インダクタンスＬｄが上下限値になった後、ｑ軸電流Ｉｑに対する磁石磁束の変化率ｄΨａ／ｄＩｑが略０になったタイミング（図７、８参照）で実行する。 Further, in the current control device 500 of the present embodiment, when the d-axis inductance Ld estimated as described above reaches the upper and lower limit values, the initialization sequence is executed at the timing that can be initialized next. For example, when the initialization sequence is executed using the initial value Ld (0) acquired in advance as described in the third embodiment, after the estimated d-axis inductance Ld reaches the upper and lower limit values, the motor It is executed at the timing when 110 is stopped. Further, when the initialization sequence is executed using the initial value Ld (0) calculated during the current control as described in the fourth embodiment, the estimated d-axis inductance Ld becomes the upper and lower limit values. After that, the execution is performed at the timing when the rate of change dΨa / dIq of the magnet magnetic flux with respect to the q-axis current Iq becomes substantially 0 (see FIGS. 7 and 8).
図１２は、初期化シーケンスのフローを説明するフローチャートである。当該フローは、電流制御装置５００の各構成が備わるコントローラが、車両システムが起動している間、所定の間隔で繰り返し実行するようにプログラムされている。 FIG. 12 is a flowchart illustrating the flow of the initialization sequence. The flow is programmed so that the controller provided with each configuration of the current control device 500 repeatedly executes it at predetermined intervals while the vehicle system is activated.
ステップＳ１１０１では、ｄ軸インダクタンスＬｄが推定される。 In step S1101, the d-axis inductance Ld is estimated.
ステップＳ１１０２では、ステップＳ１１０１にて推定されたｄ軸インダクタンスが、上下限値に達しているか否かを判定する。ｄ軸インダクタンスが上限値Ｌｄ_ｍａｘ、または、下限値Ｌｄ_ｍｉｎであると判定されると、初期化フラグをＯＮに設定するためにステップＳ１１０３の処理が実行される。ｄ軸インダクタンスが上限値Ｌｄ_ｍａｘ、または、下限値Ｌｄ_ｍｉｎではないと判定された場合は、初期化フラグの状態を判定するために続くステップＳ１１０４の処理を実行する。 In step S1102, it is determined whether or not the d-axis inductance estimated in step S1101 has reached the upper and lower limit values. When it is determined that the d-axis inductance is the upper limit value Ld_max or the lower limit value Ld_min, the process of step S1103 is executed in order to set the initialization flag to ON. If it is determined that the d-axis inductance is not the upper limit value Ld_max or the lower limit value Ld_min, the processing of the following step S1104 is executed to determine the state of the initialization flag.
ステップＳ１１０３では、ｄ軸インダクタンスＬｄの推定値の初期化が必要であることを示す初期化フラグをＯＮに設定する。そして、現フロー中において初期化シーケンスを実行可能であるかを判定するために続くステップＳ１１０５の処理を実行する。 In step S1103, the initialization flag indicating that the estimated value of the d-axis inductance Ld needs to be initialized is set to ON. Then, the process of step S1105 that follows is executed in order to determine whether the initialization sequence can be executed in the current flow.
ステップＳ１１０４では、前回までのフローにおいて初期化フラグがＯＮに設定されているか否かを判定する。ｄ軸インダクタンスＬｄが一度でも上下限値に達した場合は、推定誤差が大きくなっている可能性があり、値が信用できないので、初期化を行う必要がある。したがって、前回フローにおいてｄ軸インダクタンスＬｄが上下限値に達していても、初期化シーケンスが実行されていなければ、初期化が実行されるまで初期化フラグがＯＮの状態が維持される。初期化フラグがＯＮに設定されていれば、現フローにおいて初期化シーケンスを実行可能であるかを判定するために続くステップＳ１１０５の処理を実行する。初期化フラグがＯＮに設定されていなければ、本タイミングに係る初期化シーケンス実行フローを終了する。 In step S1104, it is determined whether or not the initialization flag is set to ON in the flow up to the previous time. If the d-axis inductance Ld reaches the upper and lower limit values even once, the estimation error may be large and the value is unreliable, so initialization needs to be performed. Therefore, even if the d-axis inductance Ld reaches the upper and lower limit values in the previous flow, if the initialization sequence is not executed, the initialization flag remains ON until the initialization is executed. If the initialization flag is set to ON, the process of step S1105 that follows is executed to determine whether the initialization sequence can be executed in the current flow. If the initialization flag is not set to ON, the initialization sequence execution flow related to this timing is terminated.
ステップＳ１１０５では、初期化シーケンスを実行可能なタイミングか否かが判定される。上述したように、事前に取得した初期値Ｌｄ（０）を用いて初期化シーケンスを実行する場合には、モータ１１０が停止したか否かが判定される。電流制御中に算出された初期値Ｌｄ（０）を用いて初期化シーケンスを実行する場合には、ｑ軸電流Ｉｑに対する磁石磁束の変化率ｄΨａ／ｄＩｑが略０であるか否かが判定される。モータ１１０が停止した、あるいは、ｑ軸電流Ｉｑに対する磁石磁束の変化率ｄΨａ／ｄＩｑが略０であると判定された場合には、初期化シーケンスを実行するステップＳ１１０６の処理が実行される。
In step S1105, it is determined whether or not the initialization sequence can be executed. As described above, when the initialization sequence is executed using the initial value Ld (0) acquired in advance, it is determined whether or not the
モータ１１０が停止した、あるいは、ｑ軸電流Ｉｑに対する磁石磁束の変化率ｄΨａ／ｄＩｄが略０であると判定されなかった場合には、現フローは初期化シーケンスを実行するタイミングではないので、本タイミングに係る初期化シーケンス実行フローを終了する。
If the
ステップＳ１１０６では、前ステップにおいて初期化可能なタイミングであると判定されたので、初期化シーケンスが実行される。初期化シーケンスが実行された後は、続くステップＳ１１０７の処理において初期化フラグがＯＦＦに設定され、ステップＳ１１０１の処理に戻って再びｄ軸インダクタンスＬｄが推定される。車両の制御システムが起動する間、以上のフローが繰り返されることで、ｄ軸インダクタンスＬｄを監視して、ｄ軸インダクタンスＬｄが上下限値に達した場合には初期化が実行されるので、推定されたｄ軸インダクタンスＬｄの精度が担保される。この結果、制御の発散を防ぐことができ、電流制御性が安定するので、モード効率を向上させることができる。 In step S1106, since it is determined that the timing can be initialized in the previous step, the initialization sequence is executed. After the initialization sequence is executed, the initialization flag is set to OFF in the subsequent processing of step S1107, and the process returns to step S1101 to estimate the d-axis inductance Ld again. By repeating the above flow while the vehicle control system is activated, the d-axis inductance Ld is monitored, and when the d-axis inductance Ld reaches the upper and lower limit values, initialization is executed, so it is estimated. The accuracy of the d-axis inductance Ld is ensured. As a result, divergence of control can be prevented and current controllability is stabilized, so that mode efficiency can be improved.
以上、第５実施形態の可変磁束型回転電機の電流制御装置５００は、推定したｄ軸インダクタンスＬｄが予め定めたｄ軸インダクタンス上限値Ｌｄ_ｍａｘ以上の場合は、ｄ軸インダクタンスＬｄをｄ軸インダクタンス上限値Ｌｄ_ｍａｘに設定し、推定したｄ軸インダクタンスＬｄが予め定めたｄ軸インダクタンス下限値Ｌｄ_ｍｉｎ以下の場合は、ｄ軸インダクタンスＬｄをｄ軸インダクタンス下限値Ｌｄ_ｍｉｎに設定する。これにより、ｄ軸インダクタンスＬｄに上下限の制限が設けられるので、電流制御が発散するのを防止することができる。 As described above, in the current control device 500 of the variable magnetic flux type rotary electric machine of the fifth embodiment, when the estimated d-axis inductance Ld is equal to or more than the predetermined d-axis inductance upper limit value Ld_max, the d-axis inductance Ld is set to the d-axis inductance upper limit value. If it is set to Ld_max and the estimated d-axis inductance Ld is equal to or less than the predetermined d-axis inductance lower limit value Ld_min, the d-axis inductance Ld is set to the d-axis inductance lower limit value Ld_min. As a result, the upper and lower limits of the d-axis inductance Ld are set, so that it is possible to prevent the current control from diverging.
また、第５実施形態の可変磁束型回転電機の電流制御装置５００は、推定したｄ軸ＰＩ制御ゲインが、ｄ軸インダクタンスＬｄがｄ軸インダクタンス下限値Ｌｄ_ｍｉｎの場合でも電流制御が発散しない最大のゲインを予め定めたゲイン最大値Ｇａｉｎ_ｍａｘ以上の場合は、ｄ軸ＰＩ制御ゲインをゲイン最大値Ｇａｉｎ_ｍａｘに設定する、これにより、ｄ軸インダクタンスＬｄがどのような値になっても電流制御の発散を抑えることができるので、電流制御性をより安定させることができる。 Further, in the current control device 500 of the variable magnetic flux type rotary electric machine of the fifth embodiment, the estimated d-axis PI control gain is the maximum gain at which the current control does not diverge even when the d-axis inductance Ld is the d-axis inductance lower limit value Ld_min. When the gain maximum value Gain_max or more is set in advance, the d-axis PI control gain is set to the gain maximum value Gain_max, thereby suppressing the divergence of the current control regardless of the value of the d-axis inductance Ld. Therefore, the current controllability can be made more stable.
また、第５実施形態の可変磁束型回転電機の電流制御装置５００は、ｄ軸インダクタンスＬｄがｄ軸インダクタンス上限値Ｌｄ_ｍａｘ以上、もしくは、ｄ軸インダクタンスＬｄがｄ軸インダクタンス下限値以下になった場合は、その後最初にｑ軸電流Ｉｑに対する磁石磁束の変化率ｄΨａ／ｄＩｑが略０となった時に、初期化シーケンスを実行する。このように、ｄ軸インダクタンスＬｄが上下限制限値に達した場合に、初期化可能な次のタイミングで初期化シーケンスが実行されることにより、ＰＩ制御における積分計算で加算されている誤差がリセットされるので、ｄ軸インダクタンスＬｄを精度よく推定し続けることができる。 Further, in the current control device 500 of the variable magnetic flux type rotary electric machine of the fifth embodiment, when the d-axis inductance Ld is equal to or more than the d-axis inductance upper limit value Ld_max, or the d-axis inductance Ld is equal to or less than the d-axis inductance lower limit value. Then, when the rate of change dΨa / dIq of the magnet magnetic flux with respect to the q-axis current Iq first becomes approximately 0, the initialization sequence is executed. In this way, when the d-axis inductance Ld reaches the upper and lower limit limits, the initialization sequence is executed at the next timing that can be initialized, so that the error added in the integral calculation in PI control is reset. Therefore, the d-axis inductance Ld can be continuously estimated with high accuracy.
本発明は、上述した一実施形態に限定されることはない。例えば、各実施形態で説明した構成は、矛盾が生じない範囲で適宜組み合わされてもよい。 The present invention is not limited to one embodiment described above. For example, the configurations described in each embodiment may be appropriately combined as long as there is no contradiction.
１０１…ｑ軸ＰＩ制御部（ｑ軸ＰＩ制御器）
１０２…ｄ軸ＰＩ制御部（ｄ軸ＰＩ制御器）
１０３…Ｌｑ推定部（ｑ軸インダクタンス推定器）
１０４…Ｌｄ推定部（ｄ軸インダクタンス推定器）
１０６…ｄ軸ＰＩ制御ゲイン調整部（ｄ軸ゲイン調整器）
１０８…回転数取得部（回転数推定器）
１０９…インバータ
101 ... q-axis PI controller (q-axis PI controller)
102 ... d-axis PI controller (d-axis PI controller)
103 ... Lq estimator (q-axis inductance estimator)
104 ... Ld estimator (d-axis inductance estimator)
106 ... d-axis PI control gain adjuster (d-axis gain adjuster)
108 ... Rotation speed acquisition unit (rotation speed estimator)
109 ... Inverter
Claims (15)
前記固定子巻線に供給する電流を前記インバータに発生させるためのｑ軸電流指令値と、ｑ軸ＰＩ制御ゲインと、に基づいて前記インバータに与えるｑ軸電圧指令値を算出し、
前記固定子巻線に供給する電流を前記インバータに発生させるためのｄ軸電流指令値と、ｄ軸ＰＩ制御ゲインと、に基づいて前記インバータに与えるｄ軸電圧指令値を算出し、
前記ｑ軸電流指令値に基づいて、前記ｑ軸インダクタンスを推定し、
前記可変磁束型回転電機の回転数を取得し、
前記ｄ軸電流指令値及び前記ｑ軸電流指令値と、前記ｄ軸電圧指令値と、前記回転数と、推定した前記ｑ軸インダクタンスと、前記ｄ軸インダクタンスの前回推定値と、に基づいて前記ｄ軸インダクタンスを推定し、
推定した前記ｄ軸インダクタンスに応じて前記ｄ軸ＰＩ制御ゲインを調整し、
前記ｑ軸電圧指令値と前記ｄ軸電圧指令値とに応じたｑ軸電流及びｄ軸電流を、前記インバータから前記固定子巻線に供給する、
ことを特徴とする可変磁束型回転電機の電流制御方法。 The magnet magnetic flux generated from the permanent magnet forming one magnetic pole is configured to be short-circuited as a leakage magnetic flux to the magnetic pole side formed by another adjacent permanent magnet, and is configured according to the current supplied from the inductance to the stator winding. In the current control method of the variable magnetic flux type rotating electric machine, in which the leakage magnetic flux amount changes by 10% or more and the d-axis inductance and the q-axis inductance change.
The q-axis voltage command value given to the inverter is calculated based on the q-axis current command value for generating the current supplied to the stator winding to the inverter and the q-axis PI control gain.
The d-axis voltage command value to be given to the inverter is calculated based on the d-axis current command value for generating the current supplied to the stator winding to the inverter and the d-axis PI control gain.
The q-axis inductance is estimated based on the q-axis current command value, and the q-axis inductance is estimated.
The rotation speed of the variable magnetic flux type rotary electric machine is acquired, and the rotation speed is obtained.
The d-axis current command value, the q-axis current command value, the d-axis voltage command value, the rotation speed, the estimated q-axis inductance, and the previously estimated value of the d-axis inductance. Estimate the d-axis inductance
The d-axis PI control gain is adjusted according to the estimated d-axis inductance.
The q-axis current and the d-axis current corresponding to the q-axis voltage command value and the d-axis voltage command value are supplied from the inverter to the stator winding.
A current control method for a variable magnetic flux type rotary electric machine.
前記ｑ軸インダクタンスは、前記ｄ軸電流及びｑ軸電流と、前記ｑ軸インダクタンスとの関係を予め記憶させたマップを用いて、前記ｑ軸電流指令値及び前記ｄ軸電流指令値から推定される、
ことを特徴とする可変磁束型回転電機の電流制御方法。 In the current control method for a variable magnetic flux type rotary electric machine according to claim 1,
The q-axis inductance is estimated from the q-axis current command value and the d-axis current command value using a map in which the relationship between the d-axis current and the q-axis current and the q-axis inductance is stored in advance. ,
A current control method for a variable magnetic flux type rotary electric machine.
前記ｑ軸インダクタンスは、予め定めた前記ｑ軸インダクタンスの最大値と最小値との間を補間する補間式を用いて、前記ｑ軸電流指令値から推定される、
ことを特徴とする可変磁束型回転電機の電流制御方法。 In the current control method for a variable magnetic flux type rotary electric machine according to claim 1,
The q-axis inductance is estimated from the q-axis current command value using a predetermined interpolation formula that interpolates between the maximum value and the minimum value of the q-axis inductance.
A current control method for a variable magnetic flux type rotary electric machine.
前記補間は線形補間である、
ことを特徴とする可変磁束型回転電機の電流制御方法。 In the current control method of the variable magnetic flux type rotary electric machine according to claim 3.
The interpolation is linear interpolation,
A current control method for a variable magnetic flux type rotary electric machine.
前記補間は非線形補間である、
ことを特徴とする可変磁束型回転電機の電流制御方法。 In the current control method of the variable magnetic flux type rotary electric machine according to claim 3.
The interpolation is a non-linear interpolation,
A current control method for a variable magnetic flux type rotary electric machine.
前記ｄ軸インダクタンスの初期値として、予め定めた固定値を使用する、
ことを特徴とする可変磁束型回転電機の電流制御方法。 In the current control method for a variable magnetic flux type rotary electric machine according to any one of claims 1 to 5.
A predetermined fixed value is used as the initial value of the d-axis inductance.
A current control method for a variable magnetic flux type rotary electric machine.
推定した前記ｄ軸インダクタンスを初期化する初期化シーケンスを実行する際は、推定した前記ｄ軸インダクタンスの値を前記固定値に設定する、
ことを特徴とする可変磁束型回転電機の電流制御方法。 In the current control method of the variable magnetic flux type rotary electric machine according to claim 6.
When executing the initialization sequence for initializing the estimated d-axis inductance, the estimated d-axis inductance value is set to the fixed value.
A current control method for a variable magnetic flux type rotary electric machine.
前記固定子巻線に発生する誘起電圧を計測または算出し、
推定した前記ｄ軸インダクタンスを初期化する初期化シーケンスを実行する際は、前記誘起電圧から求められる磁石磁束に基づいて算出されたｄ軸インダクタンス算出値を前記初期値として設定する、
ことを特徴とする可変磁束型回転電機の電流制御方法。 In the current control method of the variable magnetic flux type rotary electric machine according to claim 6.
The induced voltage generated in the stator winding is measured or calculated, and
When executing the initialization sequence for initializing the estimated d-axis inductance, the d-axis inductance calculated value calculated based on the magnet magnetic flux obtained from the induced voltage is set as the initial value.
A current control method for a variable magnetic flux type rotary electric machine.
前記可変磁束型回転電機が、前記ｑ軸電流に対する前記磁石磁束の変化率ｄΨａ／ｄＩｑが略０となる動作域において動作する際に、前記初期化シーケンスを実行する、
ことを特徴とする可変磁束型回転電機の電流制御方法。 In the current control method of the variable magnetic flux type rotary electric machine according to claim 8.
The initialization sequence is executed when the variable magnetic flux type rotary electric machine operates in an operating range in which the rate of change dΨa / dIq of the magnet magnetic flux with respect to the q-axis current is substantially 0.
A current control method for a variable magnetic flux type rotary electric machine.
前記初期化シーケンスでは、
前記ｑ軸電流が略０のときに、第１のｄ軸電流を前記固定子巻線に流すことにより算出された第１のｄ軸磁束と、第２のｄ軸電流を前記固定子巻線に流すことにより算出された第２のｄ軸磁束とに基づいて算出された前記ｄ軸インダクタンス算出値を、前記初期値として設定する、
ことを特徴とする可変磁束型回転電機の電流制御方法。 In the current control method of the variable magnetic flux type rotary electric machine according to claim 9.
In the initialization sequence,
When the q-axis current is substantially 0, the first d-axis magnetic flux calculated by passing the first d-axis current through the stator winding and the second d-axis current are passed through the stator winding. The d-axis inductance calculated value calculated based on the second d-axis magnetic flux calculated by flowing the current into the d-axis is set as the initial value.
A current control method for a variable magnetic flux type rotary electric machine.
前記初期化シーケンスでは、
前記ｑ軸電流が略最大値のときに、第１のｄ軸電流を前記固定子巻線に流すことにより算出された第１のｄ軸磁束と、第２のｄ軸電流を前記固定子巻線に流すことにより算出された第２のｄ軸磁束とに基づいて算出された前記ｄ軸インダクタンス算出値を、前記初期値として設定する、
ことを特徴とする可変磁束型回転電機の電流制御方法。 In the current control method of the variable magnetic flux type rotary electric machine according to claim 9.
In the initialization sequence,
When the q-axis current is substantially the maximum value, the first d-axis magnetic flux calculated by passing the first d-axis current through the stator winding and the second d-axis current are passed through the stator winding. The d-axis inductance calculated value calculated based on the second d-axis magnetic flux calculated by flowing in a line is set as the initial value.
A current control method for a variable magnetic flux type rotary electric machine.
推定した前記ｄ軸インダクタンスが予め定めたｄ軸インダクタンス上限値以上の場合は、前記ｄ軸インダクタンスを前記ｄ軸インダクタンス上限値に設定し、
推定した前記ｄ軸インダクタンスが予め定めたｄ軸インダクタンス下限値以下の場合は、前記ｄ軸インダクタンスを前記ｄ軸インダクタンス下限値に設定する、
ことを特徴とする可変磁束型回転電機の電流制御方法。 In the current control method for a variable magnetic flux type rotary electric machine according to any one of claims 1 to 11.
When the estimated d-axis inductance is equal to or higher than the predetermined d-axis inductance upper limit value, the d-axis inductance is set to the d-axis inductance upper limit value.
When the estimated d-axis inductance is equal to or less than a predetermined d-axis inductance lower limit value, the d-axis inductance is set to the d-axis inductance lower limit value.
A current control method for a variable magnetic flux type rotary electric machine.
推定した前記ｄ軸ＰＩ制御ゲインが、前記ｄ軸インダクタンスが前記ｄ軸インダクタンス下限値の場合でも電流制御が発散しない最大のゲインを予め定めたゲイン最大値以上の場合は、前記ｄ軸ＰＩ制御ゲインを前記ゲイン最大値に設定する、
ことを特徴とする可変磁束型回転電機の電流制御方法。 In the current control method of the variable magnetic flux type rotary electric machine according to claim 12.
When the estimated d-axis PI control gain is equal to or greater than a predetermined gain maximum value at which the current control does not diverge even when the d-axis inductance is the d-axis inductance lower limit value, the d-axis PI control gain. To the maximum gain value,
A current control method for a variable magnetic flux type rotary electric machine.
推定した前記ｄ軸インダクタンスが前記ｄ軸インダクタンス上限値以上、もしくは、推定した前記ｄ軸インダクタンスが前記ｄ軸インダクタンス下限値以下になった場合は、その後最初に前記ｑ軸電流に対する前記磁石磁束の変化率ｄΨａ／ｄＩｑが略０となった時に、推定した前記ｄ軸インダクタンスを初期化する初期化シーケンスを実行する、
ことを特徴とする可変磁束型回転電機の電流制御方法。 In the current control method of the variable magnetic flux type rotary electric machine according to claim 12.
When the estimated d-axis inductance is equal to or higher than the d-axis inductance upper limit value or the estimated d-axis inductance is equal to or lower than the d-axis inductance lower limit value, the change in the magnet magnetic flux with respect to the q-axis current is first observed. When the rate dΨa / dIq becomes approximately 0, the initialization sequence for initializing the estimated d-axis inductance is executed.
A current control method for a variable magnetic flux type rotary electric machine.
前記固定子巻線に供給する電流を前記インバータに発生させるためのｑ軸電流指令値と、ｑ軸ＰＩ制御ゲインと、に基づいて前記インバータに与えるｑ軸電圧指令値を算出するｑ軸ＰＩ制御部と、
前記固定子巻線に供給する電流を前記インバータに発生させるためのｄ軸電流指令値と、ｄ軸ＰＩ制御ゲインと、に基づいて前記インバータに与えるｄ軸電圧指令値を算出するｄ軸ＰＩ制御部と、
前記ｑ軸電流指令値に基づいて、前記ｑ軸インダクタンスを推定するＬｑ推定部と、
前記可変磁束型回転電機の回転数を取得する回転数取得部と、
前記ｄ軸電流指令値及び前記ｑ軸電流指令値と、前記ｄ軸電圧指令値と、前記回転数と、推定した前記ｑ軸インダクタンスと、前記ｄ軸インダクタンスの前回推定値と、に基づいて前記ｄ軸インダクタンスを推定するＬｄ推定部と、
推定した前記ｄ軸インダクタンスに応じて前記ｄ軸ＰＩ制御ゲインを調整するｄ軸ＰＩ制御ゲイン調整部と、を備え、
前記ｑ軸電圧指令値と前記ｄ軸電圧指令値とに応じたｑ軸電流及びｄ軸電流を、前記インバータから前記固定子巻線に供給する、
ことを特徴とする可変磁束型回転電機の電流制御装置。 The magnet magnetic flux generated from the permanent magnet forming one magnetic pole is configured to be short-circuited as a leakage magnetic flux to the magnetic pole side formed by another adjacent permanent magnet, and is configured according to the current supplied from the inductance to the stator winding. In the current control device of the variable magnetic flux type rotary electric machine, the leakage magnetic flux amount changes by 10% or more and the d-axis inductance and the q-axis inductance change.
Q-axis PI control that calculates the q-axis voltage command value given to the inverter based on the q-axis current command value for generating the current supplied to the stator winding to the inverter and the q-axis PI control gain. Department and
D-axis PI control that calculates the d-axis voltage command value given to the inverter based on the d-axis current command value for generating the current supplied to the stator winding to the inverter and the d-axis PI control gain. Department and
An Lq estimation unit that estimates the q-axis inductance based on the q-axis current command value, and
A rotation speed acquisition unit that acquires the rotation speed of the variable magnetic flux type rotary electric machine, and
The d-axis current command value, the q-axis current command value, the d-axis voltage command value, the rotation speed, the estimated q-axis inductance, and the previously estimated value of the d-axis inductance. The Ld estimation unit that estimates the d-axis inductance and
A d-axis PI control gain adjusting unit that adjusts the d-axis PI control gain according to the estimated d-axis inductance is provided.
The q-axis current and the d-axis current corresponding to the q-axis voltage command value and the d-axis voltage command value are supplied from the inverter to the stator winding.
A current control device for a variable magnetic flux type rotary electric machine.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
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Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
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| JP2018085852A JP2018085852A (en) | 2018-05-31 |
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Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP6848390B2 (en) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN109150022A (en) * | 2018-08-21 | 2019-01-04 | 东南大学 | A kind of suppressing method of the memory electrical machine adjustable magnetic torque pulsation based on Current Decoupling |
Family Cites Families (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2003264907A (en) * | 2002-03-07 | 2003-09-19 | Toshiba Corp | Linear induction motor controller for driving railway vehicle |
| JP2003348899A (en) * | 2002-05-27 | 2003-12-05 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Control method for motor and control unit |
| JP4677852B2 (en) * | 2005-08-11 | 2011-04-27 | 株式会社日立製作所 | Vector controller for permanent magnet synchronous motor |
| JP5167631B2 (en) * | 2006-11-30 | 2013-03-21 | 株式会社デンソー | Motor control method and motor control apparatus using the same |
| JP2010119245A (en) * | 2008-11-14 | 2010-05-27 | Toyota Central R&D Labs Inc | Controller of ac motor |
| JP5515413B2 (en) * | 2009-05-20 | 2014-06-11 | 日産自動車株式会社 | Rotor of an embedded magnet type synchronous motor |
| KR101549283B1 (en) * | 2011-10-12 | 2015-09-01 | 엘에스산전 주식회사 | Parameter estimating apparatus for permanent magnet synchronous motor driving system |
| JP6158115B2 (en) * | 2013-02-21 | 2017-07-05 | 株式会社東芝 | Magnet magnetic flux amount estimation device, abnormal demagnetization determination device, synchronous motor drive device, and electric vehicle |
-
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- 2016-11-24 JP JP2016227904A patent/JP6848390B2/en active Active
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|---|---|
| JP2018085852A (en) | 2018-05-31 |
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