JP7368302B2 - power converter - Google Patents
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Description
本発明は、電力変換装置に関する。 The present invention relates to a power conversion device.
電流値に依存する非線形特性の強い磁石モータを駆動すると、q軸インダクタンスの変化により制御位相に推定誤差が発生して磁石モータが脱調するときがある。永久磁石モータのq軸インダクタンスの推定方法は、特許文献1に記載されている。トルク変動が生じるように永久磁石モータを制御し、モータの電流値およびq軸インダクタンスの推定値に基づいてモータの磁極位置の推定値を求め、トルク変動によって生じた、磁極位置の推定値の変動に基づいて、q軸インダクタンスを推定する技術を特許文献1は開示している。
When driving a magnet motor that has strong nonlinear characteristics that depend on the current value, an estimation error may occur in the control phase due to a change in the q-axis inductance, and the magnet motor may lose synchronization. A method for estimating the q-axis inductance of a permanent magnet motor is described in
特許文献1の技術はトルク脈動を生じることが前提であり、インバータ回路の入力電圧変動に同期してトルク変動が生じる現象を利用している。
The technique disclosed in
しかしながら、インバータ回路におけるコンデンサ容量が大きな場合にはトルク変動は小さくなるので、特許文献1の技術では、q軸インダクタンスを推定することは困難である。また、入力電圧変動が小さな場合は、特許文献1の技術では、高精度にq軸インダクタンスを推定できなくなる。
However, when the capacitor capacity in the inverter circuit is large, the torque fluctuation becomes small, so it is difficult to estimate the q-axis inductance using the technique of
高精度にq軸インダクタンスを推定できないと、位相誤差が大きくなりモータの運転が不安定になるとともに、無駄なモータ電流が流れるため効率が悪くなるという課題が生じる。 If the q-axis inductance cannot be estimated with high accuracy, the problem arises that the phase error becomes large and the motor operation becomes unstable, and that efficiency deteriorates due to the flow of wasteful motor current.
本発明の目的は、トルク脈動が生じなくとも、高精度なq軸インダクタンスの推定を実現できる電力変換装置を提供することにある。 An object of the present invention is to provide a power conversion device that can realize highly accurate estimation of q-axis inductance even without torque pulsation.
本発明の好ましい一例としては、スイッチング素子を有する電力変換器と、モータを駆動する前記電力変換器を制御する制御部を有し、
前記制御部は、
前記モータの回転位相値と回転位相推定値との偏差である位相誤差推定値を算出し、前記位相誤差推定値に反比例する成分が、定めておいた値に追従するようにq軸インダクタンス推定値を算出する電力変換装置である。
A preferred example of the present invention includes a power converter having a switching element and a control unit that controls the power converter that drives a motor,
The control unit includes:
An estimated phase error value, which is the deviation between the rotational phase value of the motor and the estimated rotational phase value, is calculated, and the estimated q-axis inductance value is adjusted so that a component that is inversely proportional to the estimated phase error value follows a predetermined value. This is a power conversion device that calculates
本発明によれば、高精度なq軸インダクタンスの推定を可能にする。 According to the present invention, it is possible to estimate the q-axis inductance with high accuracy.
以下、図面を用いて実施例を詳細に説明する。 Hereinafter, embodiments will be described in detail using the drawings.
図1は、実施例1における電力変換装置と永久磁石モータの構成図である。永久磁石モータ1は、永久磁石の磁束によるトルク成分と電機子巻線のインダクタンスによるトルク成分を合成したモータトルクを出力する。
FIG. 1 is a configuration diagram of a power conversion device and a permanent magnet motor in Example 1. The
電力変換器2は、スイッチング素子としての半導体素子を備える。電力変換器2は、3相交流の電圧指令値vu
*、vv
*、vw
*を入力し、3相交流の電圧指令値vu
*、vv
*、vw
*に比例した電圧を出力する。電力変換器2の出力に基づいて、永久磁石モータ1を駆動し、永久磁石モータ1の電圧と回転数を可変する。スイッチング素子としてIGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)を使うようにしてもよい。
電流検出器3は、永久磁石モータ1の3相の交流電流iu、iv、iwを検出する。本実施例では、電流検出器3は、電力変換装置内に設けた例を示したが、電力変換装置の外部に設けてもよい。
The
制御部は、以下に説明する座標変換部4、位相誤差推定演算部5、周波数推定演算部6、位相推定演算部7、q軸インダクタンス推定演算部8、速度制御演算部9、ベクトル制御演算部10、座標変換部11を備える。そして、制御部は、電力変換器2を制御する。
The control unit includes a coordinate
制御部は、マイコン(マイクロコンピュータ)やDSP(Digital Signal Processor)などの半導体集積回路(演算制御手段)によって構成される。制御部は、いずれかまたは全部をASIC(Application Specific Integrated Circuit)やFPGA(Field Programmable Gate Array)などのハードウェアで構成することができる。 The control section is constituted by a semiconductor integrated circuit (arithmetic control means) such as a microcomputer and a DSP (Digital Signal Processor). Either or all of the control section can be configured with hardware such as an ASIC (Application Specific Integrated Circuit) or an FPGA (Field Programmable Gate Array).
次に、電力変換器2を制御する制御部の各構成要素について、説明する。
Next, each component of the control section that controls the
座標変換部4は、前記3相の交流電流iu、iv、iwの交流電流検出値iuc、ivc、iwcと電力変換器2の回転位相推定値θdcからd軸の電流検出値idc、およびq軸の電流検出値iqcを出力する。
The coordinate
位相誤差推定演算部5は、d軸の電圧指令値vdc
**、およびq軸の電圧指令値vqc
**、推定したq軸インダクタンス値Lq
**、周波数推定値ωr
^、d軸の電流検出値idc、q軸の電流検出値iqc、および永久磁石モータ1の電気回路定数に基づいて、電力変換器2の回転位相推定値θdcと実際の回転位相値θdとの偏差である位相誤差Δθの推定演算を実行する。本実施例では拡張誘起電圧に基づく位相誤差推定をするため後述する(数5)に従って位相誤差を推定し、位相誤差推定値Δθcを出力する。
The phase error
周波数推定演算部6は、位相誤差の指令値である「0」(零)と位相誤差の推定値Δθcとの偏差から周波数推定値ωr
^を出力する。周波数推定演算部6は、位相誤差を零とするように周波数推定値をωr
^を制御する。
The frequency
位相推定演算部7は、周波数推定値ωr
^を積分して、座標変換部4および座標変換部11に回転位相推定値θdcを出力する。
The phase estimation calculation unit 7 integrates the frequency estimated value ω r ^ and outputs the rotational phase estimated value θ dc to the coordinate
q軸インダクタンス推定演算部8は、位相誤差推定演算部5が算出する(数5)の分母成分Vと周波数推定値ωr
^およびd軸の電流検出値idcから、q軸インダクタンス推定値Lq
**を算出し、位相誤差推定演算部5およびベクトル制御演算部10に出力する。ここでは拡張誘起電圧に基づく位相誤差推定演算の分母成分Vを使う場合で説明しているが、位相誤差推定値Δθcに反比例する成分であれば分母成分Vに限らない。
The q-axis inductance
速度制御演算部9は、周波数指令値ωr *と周波数推定値ωr ^との偏差から、q軸の電流指令値iq *を出力する。 The speed control calculation unit 9 outputs the q-axis current command value i q * from the deviation between the frequency command value ω r * and the frequency estimated value ω r ^ .
ベクトル制御演算部10は、永久磁石モータ1の電気回路定数とd軸の電流指令値id
*およびq軸の電流指令値iq
*、d軸の電流検出値idcおよびq軸の電流検出値iqc、周波数推定値ωr
^、q軸インダクタンス推定値Lq
**に基づいて、d軸の電圧指令値vdc
**およびq軸の電圧指令値vqc
**を出力し、電力変換器2の周波数と電圧を制御する。
The vector
座標変換部11は、d軸の電圧指令値vdc **およびq軸の電圧指令値vqc **と回転位相推定値θdcから3相交流の電圧指令値vu *、vv *、vw *を出力する。 The coordinate conversion unit 11 converts three-phase AC voltage command values v u * , v v * , Output v w * .
直流電源20は、電力変換器2に直流電圧および直流電流を供給する。
最初に、q軸インダクタンス推定演算部8を用いた場合の位置センサレスベクトル制御方式の基本動作について説明する。
First, the basic operation of the position sensorless vector control method when using the q-axis inductance
速度制御演算部9は、周波数指令値ωr *に周波数推定値ωr ^が追従するように、比例制御と積分制御により(数1)に従いトルク電流指令であるq軸の電流指令値iq *を演算する。 The speed control calculation unit 9 calculates the q-axis current command value i q which is the torque current command according to (Equation 1) by proportional control and integral control so that the frequency estimated value ω r ^ follows the frequency command value ω r * . Calculate * .
ベクトル制御演算部10は、第1に、永久磁石モータ1の電気回路定数である抵抗の設定値R*とd軸インダクタンスの設定値Ld
*とq軸のインダクタンスの推定値Lq
**と誘起電圧係数の設定値Ke
*、d軸の電流指令値id
*とq軸の電流指令値iq
*、および周波数推定値ωr
^を用いて、(数2)に従いd軸の電圧基準値vdc
*およびq軸の電圧基準値vqc
*を出力する。
The vector
ベクトル制御演算部10は、第2に、d軸の電流指令値id
*、およびq軸の電流指令値iq
*に、各成分のd軸の電流検出値idc、q軸の電流検出値iqcが追従するよう比例制御と積分制御により、(数3)に従いd軸の電圧補正値Δvdcおよびq軸の電圧補正値Δvqcを演算する。 ここで、Kpdはd軸の電流制御の比例ゲイン、Kidはd軸の電流制御の積分ゲイン、Kpqはq軸の電流制御の比例ゲイン、Kiqはq軸の電流制御の積分ゲインである。
The vector
さらに(数4)に従い、d軸の電圧指令値vdc
**およびq軸の電圧指令値vqc
**を演算する。
Further, according to
位相誤差推定演算部5は、d軸の電圧指令値vdc
**、q軸の電圧指令値vqc
**、d軸の電流検出値idc、q軸の電流検出値iqc、永久磁石モータ1の電気回路定数、q軸のインダクタンス推定値、および周波数推定値ωr
^に基づいて、(数5)に従い位相誤差推定値Δθcを算出する。周波数推定演算部6は、位相誤差推定値Δθcに基づいて、(数6)に従い周波数推定値ωr
^を算出する。位相推定演算部7は周波数推定値ωr
^に基づいて、(数7)に従い回転位相推定値θdcを算出する。
The phase error
図2は、実施例1における位相誤差推定演算部5のブロック図を示す。
位相誤差推定演算部5は、(数5)により位相誤差推定値Δθcを演算し、位相誤差推定値Δθcとともに、位相誤差推定値Δθcの演算式における分母成分Vも出力する。
FIG. 2 shows a block diagram of the phase error
The phase error
図3は、実施例1におけるq軸インダクタンス推定演算部8のブロック図を示す。所定値演算部8aは、周波数推定値ωr
^とd軸の電流検出値idc、永久磁石モータの誘起電圧係数の設定値Ke
*とd軸インダクタンスの設定値Ld
*および、q軸インダクタンスの推定値Lq
**を用いて、所定値V*を(数8)に従い演算する。
FIG. 3 shows a block diagram of the q-axis inductance
PI制御部8bは、位相誤差推定演算部5の出力である分母成分Vが(数8)で演算した所定値V*に追従するように、(数9)に示すP(比例)+I(積分)制御を行い、q軸インダクタンスの補正値ΔLq *を演算する。 The PI control unit 8b sets P (proportional) + I ( shown in (Equation 9) (integral) control and calculate the correction value ΔL q * of the q-axis inductance.
加算部8dは、q軸インダクタンスの初期値8cである定数Lq *と、q軸インダクタンスの補正値ΔLq *を加算し、(数10)に従って、新しいq軸インダクタンスの推定値Lq **を出力する。 The adding unit 8d adds the constant L q * , which is the initial value 8c of the q-axis inductance, and the correction value ΔL q * of the q-axis inductance, and obtains a new estimated value of the q-axis inductance L q ** according to (Equation 10). Output.
つぎに本実施例が安定で高効率な運転となる原理について説明する。図4は、本実施例のq軸インダクタンス推定演算部8を用いない(ΔLq
*=0)場合、つまり比較例としての制御特性を示す。
Next, the principle of stable and highly efficient operation in this embodiment will be explained. FIG. 4 shows control characteristics when the q-axis inductance
(数2)に示すd軸の電圧指令値vdc **およびq軸の電圧指令値vqc **の演算式を使うとともに、(数5)に示す位相誤差の推定値Δθcの演算式に含まれるq軸インダクタンスの推定値Lq **に、真のLqに対して+20%の誤差があるときのシミュレーション結果である。 In addition to using the equations for the d-axis voltage command value v dc ** and the q-axis voltage command value v qc ** shown in (Equation 2), the equation for the estimated phase error value Δθ c shown in (Equation 5) is used. These are simulation results when the estimated value L q ** of the q-axis inductance included in the equation has an error of +20% with respect to the true L q .
図4では図中に示すA点よりランプ状の負荷トルクを与えており、そのときの位相誤差推定演算部5の分母成分Vと、永久磁石モータ1のd軸の電流id、およびq軸の電流iqを表示している。
In FIG. 4, a ramp-like load torque is applied from point A shown in the figure, and at that time, the denominator component V of the phase error
図4のB点において、分母成分Vが減少するとともに、d軸の電流idおよびq軸の電流iqが増加し、ほぼ一定であるはずのd軸の電流idが増加し、増加するはずのq軸の電流iqが急に減少し、永久磁石モータは脱調に至っている。ここで脱調とは、モータを制御する指令入力とモータの回転の同期が失われた状態をいう。 At point B in Figure 4, as the denominator component V decreases, the d-axis current i d and the q-axis current i q increase, and the d-axis current i d , which should be approximately constant, increases. The expected q-axis current iq suddenly decreased, and the permanent magnet motor went out of step. Here, "step-out" refers to a state in which the command input for controlling the motor and the rotation of the motor are out of synchronization.
つまりq軸インダクタンスの設定値Lq *の大きさによっては磁石モータが脱調することもある。q軸インダクタンスの設定値Lq *と実際のLqが一致するLq *=Lqのときは、分母成分の大きさVは(数11)となる。 In other words, depending on the magnitude of the set value L q * of the q-axis inductance, the magnet motor may step out. When L q * =L q , where the set value L q * of the q-axis inductance and the actual L q match, the magnitude V of the denominator component becomes (Equation 11).
しかしながらLq *≠Lqのとき分母成分の大きさVは(数12)となる。 However, when L q * ≠L q , the size V of the denominator component becomes (Equation 12).
ここで、Keは永久磁石モータの誘起電圧係数の実際の値、Δθは実際の位相誤差、Ldは実際のd軸インダクタンス、Lqは実際のq軸インダクタンス、Lq
*はq軸インダクタンスの設定値である。
(数12)において、Δθが「負」のとき、(数12)中の1/2(Ld-Lq)(-iqc sin2Δθ)成分はKe cosΔθ成分を減少させる側に作用する。
where K e is the actual value of the induced voltage coefficient of the permanent magnet motor, Δθ is the actual phase error, L d is the actual d-axis inductance, L q is the actual q-axis inductance, and L q * is the q-axis inductance. This is the setting value.
In (Equation 12), when Δθ is “negative”, the 1/2(L d −L q )(−i qc sin2Δθ) component in (Equation 12) acts to decrease the K e cos Δθ component.
そこで本実施例では、位相誤差推定演算部の分母成分Vが、周波数推定値ωr^とd軸の電流検出値idcおよび、永久磁石モータの電気回路定数である、永久磁石モータの誘起電圧係数の設定値Ke *、d軸インダクタンスの設定値Ld *、q軸インダクタンスの推定値Lq **を用いて(数8)より演算した所定値V*(所定の電圧値)に追従するように、(数10)よりq軸インダクタンスの推定値Lq **を演算する。 Therefore, in this embodiment, the denominator component V of the phase error estimation calculation section is the frequency estimated value ω r ^, the d-axis current detection value i dc , and the induced voltage of the permanent magnet motor, which is the electric circuit constant of the permanent magnet motor. Follows the predetermined value V * (predetermined voltage value) calculated from (Equation 8) using the coefficient setting value K e * , the d-axis inductance setting value L d * , and the estimated q-axis inductance value L q ** The estimated value L q ** of the q-axis inductance is calculated from (Equation 10) as follows.
つまり、位相誤差推定値Δθcの演算式における分母成分Vが理想となる(数8)の所定値V*に追従するようq軸インダクタンスの推定値Lq **を算出することで、分母成分Vを制御している。 In other words, by calculating the estimated value L q ** of the q-axis inductance so that the denominator component V in the calculation formula for the phase error estimate Δθ c follows the ideal predetermined value V * of (Equation 8), the denominator component It controls V.
さらに、算出したq軸インダクタンスの推定値Lq
**をベクトル制御演算部10、位相誤差推定演算部5の入力に用いることで、安定で高効率な運転を実現することができる。
Furthermore, by using the calculated estimated value L q ** of the q-axis inductance as input to the vector
本実施例における制御特性を図5に示す。図4と同様な負荷トルクをA点から与えている。c点でq軸インダクタンス推定演算部がq軸インダクタンスLqの推定を開始し、q軸インダクタンス推定値Lq **と実際のq軸インダクタンスLqとの比率であるLq **/LqはD点でほぼ1.0になっている。 FIG. 5 shows the control characteristics in this example. The same load torque as in Fig. 4 is applied from point A. At point c, the q-axis inductance estimation calculation unit starts estimating the q-axis inductance Lq , and calculates Lq ** / Lq , which is the ratio between the estimated q-axis inductance value Lq ** and the actual q-axis inductance Lq . is almost 1.0 at point D.
q軸インダクタンスLqを高精度に推定する(Lq **≒Lq)ため、d軸の電流id、q軸の電流iqの振動や永久磁石モータの脱調に至らず、本実施例の効果が明白であることがわかる。 In order to estimate the q-axis inductance L q with high precision (L q ** ≒ L q ), this implementation is possible without causing vibrations in the d-axis current i d and q-axis current i q or out-of-step of the permanent magnet motor. It can be seen that the effect of the example is obvious.
また上記の実施例では、q軸インダクタンス推定演算部8において、比例制御KpLqと積分制御のゲインKiLqは固定値としているが、図6に示すように周波数推定値ωr
^やd軸の電流検出値idcに応じて、変化させてもよい。
In the above embodiment, the proportional control Kp Lq and the integral control gain Ki Lq are set to fixed values in the q- axis inductance
図6におけるq軸インダクタンス推定演算部81は図1と図3におけるq軸インダクタンス推定演算部8に相当するものである。図6における所定値演算部81a、q軸インダクタンスの初期値Lq
*81c、加算部81dは、図3の所定値演算部8a、q軸インダクタンスの初期値Lq
*8c、加算部8dと同一である。
The q-axis inductance
PI制御部81bにおいて、周波数推定値ωr ^やd軸の電流検出値idcの大きさに略比例して、比例制御と積分制御のゲインを変化させることで、位相誤差推定演算部5の分母成分Vは、その所定値V*に周波数や電流値に応じて変化する。より短時間でq軸インダクタンスLqの高精度な推定を実現できる。 In the PI control unit 81b, the gain of the proportional control and integral control is changed approximately in proportion to the magnitude of the estimated frequency value ω r ^ and the detected current value i dc on the d-axis. The denominator component V changes to its predetermined value V * according to the frequency and current value. Highly accurate estimation of the q-axis inductance Lq can be achieved in a shorter time.
ここで、図7を用いて本実施例を採用した場合の検証方法について説明する。永久磁石モータ1を駆動する電力変換装置21に、電圧検出器22、電流検出器23を取り付け、永久磁石モータ1のシャフトにはエンコーダ24を取り付ける。
Here, a verification method when this embodiment is adopted will be described using FIG. 7. A
ベクトル電圧・電流成分の計算部25には、電圧検出器22と電流検出器23の出力である、疑似三相交流の電圧検出値(vuc、vvc、vwc)、三相交流の電流検出値(iuc、ivc、iwc)とエンコーダの出力である位置θが入力され、ベクトル電圧成分のvdcc、vqcc、ベクトル電流成分のidcc、iqccと、位置θを微分した検出値ωrを演算する。各部波形の観測部26では、(数13)を用いて、位相誤差の推定値Δθccを演算する。
The vector voltage/current
電力変換装置21に設定するq軸インダクタンスLq
*の大きさを変更しても、(数13)に示す分母成分が一定であれば、本実施例を採用していることが明白である。
Even if the magnitude of the q-axis inductance L q * set in the
実施例1によれば、高精度にq軸インダクタンスの推定を実現できる電力変換装置を実現できる。また、高精度なq軸インダクタンスの推定が可能となるため、安定で高効率なモータの運転を実現できる。 According to the first embodiment, it is possible to realize a power conversion device that can estimate the q-axis inductance with high accuracy. Furthermore, since it is possible to estimate the q-axis inductance with high precision, stable and highly efficient motor operation can be achieved.
図8は、実施例2の電力変換装置と永久磁石モータ1との構成を示す図である。実施例1では、実運転中においてq軸インダクタンスを推定し、q軸インダクタンスの推定値をベクトル制御演算部10と位相誤差推定演算部5に用いた。実施例2では、q軸インダクタンステーブル参照部12が、q軸の電流検出値iqcとq軸インダクタンス推定値Lq
**との対応関係を記録した対応テーブルを作成して、次回の起動からは作成したテーブルからq軸インダクタンス推定値Lq
**を設定する。
FIG. 8 is a diagram showing the configuration of a power conversion device and a
図8において、構成要素の永久磁石モータ1、電力変換器2、電流検出器3、座標変換部4、位相誤差推定演算部5、周波数推定演算部6、位相推定演算部7、q軸インダクタンス推定演算部8、速度制御演算部9、ベクトル制御演算部10、座標変換部11、直流電源20は、図1と同一である。制御部は、実施例1で列挙した処理部に加えて、実施例2では、q軸インダクタンステーブル参照部12と選択スイッチSW13とを有する。
In FIG. 8, the components are a
q軸インダクタンステーブル参照部12は、q軸の電流検出値iqcを入力し、q軸インダクタンス推定値Lq
**を出力する。選択スイッチSW13は、入力値が「0」のときq軸インダクタンス推定演算部8の出力を、入力値が「1」のときq軸インダクタンステーブル参照部12の出力を、q軸インダクタンス推定値Lq
**として出力する。
The q-axis inductance table reference unit 12 inputs the q-axis current detection value i qc and outputs the q-axis inductance estimated value L q ** . The selection switch SW13 selects the output of the q-axis inductance
選択スイッチSW13は、入力値が「0」のときq軸インダクタンス推定演算部8を実行する度に、q軸の電流検出値iqcとq軸インダクタンス推定値Lq
**の関係が実運転中に対応テーブルとして作成されて保存される。
The selection switch SW13 determines the relationship between the q-axis current detection value i qc and the q-axis inductance estimated value L q ** during actual operation every time the q-axis inductance
次回の起動の実行からは、選択スイッチSW13の入力値を「0」から「1」に設定し、q軸インダクタンステーブル参照部12において、q軸の電流検出値から対応テーブルにおけるq軸の電流検出値と対応したq軸インダクタンス推定値Lq **を読み出すようにしてもよい。 From the next startup, the input value of the selection switch SW13 is set from "0" to "1", and the q-axis inductance table reference section 12 reads the q-axis current detection in the corresponding table from the q-axis current detection value. The q-axis inductance estimated value L q ** corresponding to the value may be read out.
本実施例のようにすれば、q軸インダクタンス推定値Lq **はq軸の電流値に応じて変化するので高効率な運転を敏速に実現することができる。 According to this embodiment, the estimated q-axis inductance value L q ** changes according to the q-axis current value, so that highly efficient operation can be quickly realized.
あるいは全運転領域におけるq軸インダクタンス推定値を把握できた時点で、選択スイッチSW13の入力値を「0」から「1」に設定し、作成したテーブルよりq軸インダクタンス推定値Lq **を取得し、電力変換装置内に搭載されているマイクロ・コンピュータ内部メモリなどに設定するようにしてもよい。 Alternatively, once the estimated q-axis inductance value in all operating ranges is known, set the input value of the selection switch SW13 from "0" to "1" and obtain the estimated q-axis inductance value L q ** from the created table. However, it may also be set in the internal memory of a microcomputer installed in the power converter.
実施例2によれば、前記した対応テーブルからq軸インダクタンス推定値を取得することにより、実運転中においてq軸インダクタンスを推定しない場合でも、高精度なq軸インダクタンスの推定値を取得できる。また、高精度なq軸インダクタンスの推定が可能となるため、安定で高効率なモータの運転を実現できる。 According to the second embodiment, by obtaining the q-axis inductance estimate from the above-described correspondence table, a highly accurate q-axis inductance estimate can be obtained even if the q-axis inductance is not estimated during actual operation. Furthermore, since it is possible to estimate the q-axis inductance with high precision, stable and highly efficient motor operation can be achieved.
図9は、実施例3の電力変換装置と同期リラクタンスモータ1aの構成図を示す。実施例1と実施例2では、永久磁石モータを駆動する電力変換装置に関する実施例であったが、本実施例は同期リラクタンスモータ1aを駆動する電力変換装置に関する。 FIG. 9 shows a configuration diagram of a power conversion device and a synchronous reluctance motor 1a according to the third embodiment. In the first and second embodiments, the examples relate to a power converter that drives a permanent magnet motor, but this embodiment relates to a power converter that drives a synchronous reluctance motor 1a.
図9において、構成要素の電力変換器2、電流検出器3、座標変換部4、位相誤差推定演算部5、周波数推定演算部6、位相推定演算部7、q軸インダクタンス推定演算部8、速度制御演算部9、ベクトル制御演算部10、座標変換部11、直流電源20は、図1と同一である。制御部は、実施例2と同様である。
In FIG. 9, the components are a
永久磁石モータは回転子に永久磁石を埋め込むが、同期リラクタンスモータ1aには永久磁石はなく、回転子に設けた空洞(フラックスバリア)によって突極性による電流磁束が得られる。 A permanent magnet motor has a permanent magnet embedded in its rotor, but the synchronous reluctance motor 1a does not have a permanent magnet, and a current magnetic flux due to saliency is obtained by a cavity (flux barrier) provided in the rotor.
(数5)の式により位相誤差の推定値Δθcを演算すると、分母成分には突極性による電圧情報が含まれる。そこで(数14)により所定値演算部が所定の電圧値V**を演算すれば、永久磁石モータと同等の制御を実現することができる。 When the estimated value Δθ c of the phase error is calculated using the equation (5), the denominator component includes voltage information due to saliency. Therefore, if the predetermined value calculation section calculates the predetermined voltage value V ** using (Equation 14), control equivalent to that of a permanent magnet motor can be realized.
実施例3により、高精度にq軸インダクタンスの推定が可能な電力変換装置を実現できる。また、高精度なq軸インダクタンスの推定が可能となるため、同期リラクタンスモータ1aに対しても、安定で高効率な運転を実現できる。 According to the third embodiment, a power conversion device capable of estimating the q-axis inductance with high accuracy can be realized. Further, since it is possible to estimate the q-axis inductance with high accuracy, stable and highly efficient operation can be realized also for the synchronous reluctance motor 1a.
図10は、実施例4の電力変換装置と永久磁石モータ1と端末を有する永久磁石モータの駆動システムの構成図である。
FIG. 10 is a configuration diagram of a permanent magnet motor drive system including a power conversion device, a
実施例4は、永久磁石モータの駆動システムに実施例2を適用したものである。図10において、構成要素の永久磁石モータ1、座標変換部4、位相誤差推定演算部5、周波数推定演算部6、位相推定演算部7、q軸インダクタンス推定演算部8、速度制御演算部9、ベクトル制御演算部10、座標変換部11、q軸インダクタンステーブル参照部12、および選択スイッチSW13は、図8と同一である。制御部は、実施例2と同様である。
図10の構成要素である永久磁石モータ1は、電力変換装置21により駆動される。電力変換装置21は、図8の座標変換部4、位相誤差推定演算部5、周波数推定演算部6、位相推定演算部7、q軸インダクタンス推定演算部8、速度制御演算部9、ベクトル制御演算部10、座標変換部11、q軸インダクタンステーブル参照部12、および選択スイッチSW13がソフトウェア20a、つまりプログラムとして実装されている。
The
また、図8の電力変換器2、電流検出器3、直流電源20、および図示していないが制御部を構成するCPUがハードウェアとして実装されている。CPUは上記のプログラムを実行する。
Furthermore, the
電力変換装置の制御部は、q軸インダクタンス推定演算部8によりq軸インダクタンス推定値を算出するか、q軸の電流検出値とq軸インダクタンス推定値とを記録した関係テーブルからq軸インダクタンス推定値を取得するかを選択する選択スイッチSW13を有する。また、選択スイッチSW13を切り換える入力値である0または1の値は、マイクロ・コンピュータの内部メモリ内に設定してある。
The control unit of the power conversion device calculates the estimated q-axis inductance value by the q-axis inductance
またデジタル・オペレータ20b、パーソナル・コンピュータ27、タブレット28、スマートフォン29などの上位装置により、ソフトウェア20aの選択スイッチSW13の入力値を設定するか、もしくは変更することができる。
Furthermore, the input value of the selection switch SW13 of the software 20a can be set or changed by a host device such as the
本実施例では永久磁石モータの駆動の場合を例に示したが、永久磁石モータだけではなく同期シンクロナスモータ駆動システムに、本実施例を適用しても、位置センサレスベクトル制御において高効率な運転を実現することができる。 In this example, the case of driving a permanent magnet motor is shown as an example, but even if this example is applied not only to a permanent magnet motor but also to a synchronous motor drive system, highly efficient operation in position sensorless vector control can be achieved. can be realized.
また選択スイッチSW13への入力値は、プログラマブル・ロジック・コントローラ、コンピュータと接続するローカル・エリア・ネットワーク、制御装置のフィールドバス上で設定するようにしてもよい。 Further, the input value to the selection switch SW13 may be set on a programmable logic controller, a local area network connected to a computer, or a field bus of a control device.
ここまでの実施例1から実施例4においては、d軸の電流指令値id *、q軸の電流指令値iq *と、d軸の電流検出値idc、q軸の電流検出値iqcからd軸の電圧補正値Δvdc、q軸の電圧補正値Δvqcを作成し、この電圧修正値とベクトル制御の電圧基準値vdc *、vqc *を加算する(数4)に示す演算を行った。 In Examples 1 to 4 so far, the d-axis current command value i d * , the q-axis current command value i q * , the d-axis current detection value i dc , the q-axis current detection value i Create a d-axis voltage correction value Δv dc and a q-axis voltage correction value Δv qc from qc , and add these voltage correction values to vector control voltage reference values v dc * and v qc * (shown in equation 4). performed the calculation.
他の演算の手法としては、d軸の電流指令値id
*、q軸の電流指令値iq
*とd軸の電流検出値idc、q軸の電流検出値iqcからベクトル制御演算に使用する(数15)に示す中間的なd軸の電流指令値id
**、q軸の電流指令値iq
**を作成し、周波数推定値ωr^および永久磁石モータ1の電気回路定数を用いて(数16)に示すベクトル制御演算を行い、d軸の第2の電圧指令値vdc
***およびq軸の第2の電圧指令値vqc
***を算出するようにしてもよい。
Other calculation methods include vector control calculation from the d-axis current command value i d * , the q-axis current command value i q * , the d-axis current detection value i dc , and the q-axis current detection value i qc . Create intermediate d-axis current command value i d ** and q-axis current command value i q ** shown in (Equation 15) to be used, and calculate estimated frequency value ω r ^ and electric circuit of
ここで、Kpd1はd軸の電流制御の比例ゲイン、Kid1はd軸の電流制御の積分ゲイン、Kpq1はq軸の電流制御の比例ゲイン、Kiq1はq軸の電流制御の積分ゲイン、Tdはd軸の電気時定数(Ld */R*)、Tq:は軸の電気時定数(Lq */R*)である。 Here, K pd1 is the proportional gain of d-axis current control, K id1 is the integral gain of d-axis current control, K pq1 is the proportional gain of q-axis current control, and K iq1 is the integral gain of q-axis current control. , T d is the electrical time constant of the d-axis (L d * /R * ), and T q : is the electrical time constant of the axis (L q * /R * ).
あるいは、d軸の電流指令値id
*、q軸の電流指令値iq
*とd軸の電流検出値idc、q軸の電流検出値iqcから、ベクトル制御演算に使用するd軸の比例演算成分の電圧修正値Δvd_p
*、d軸の積分演算成分の電圧修正値Δvd_i
*、q軸の比例演算成分の電圧修正値Δvq_p
*、q軸の積分演算成分の電圧修正値Δvq_i
*を(数17)により作成する。そして、周波数推定値ωr
^および永久磁石モータ1の電気回路定数を用いた(数18)に示すベクトル制御演算を行い、d軸の第3の電圧指令値vdc
****およびq軸の第3の電圧指令値vqc
****を算出するようにしてもよい。
Alternatively, from the d-axis current command value i d * , the q-axis current command value i q * , the d-axis current detection value i dc , and the q-axis current detection value i qc , the d-axis current command value i d * used for vector control calculation can be calculated. Voltage correction value Δv d_p * of proportional calculation component, voltage correction value Δv d_i * of d-axis integral calculation component, voltage correction value Δv q_p * of q-axis proportional calculation component, voltage correction value Δv of q-axis integral calculation component q_i * is created using (Equation 17). Then, the vector control calculation shown in (Equation 18) using the estimated frequency value ω r ^ and the electric circuit constant of the
またd軸の電流指令値id
*およびq軸の電流検出値iqcの一次遅れ信号iqctd、周波数指令値ωr
*と永久磁石モータ1の電気回路定数を用いて(数19)に示すベクトル制御演算を行い、d軸の第4の電圧指令値vdc
*****およびq軸の第4の電圧指令値vqc
*****を算出するようにしてもよい。
In addition, using the d-axis current command value i d * , the first-order lag signal i qctd of the q-axis current detection value i qc , the frequency command value ω r * , and the electric circuit constant of the
なお第1から第3の実施例1から実施例3において、電力変換器2を構成するスイッチング素子としては、Si(シリコン)半導体素子であっても、SiC(シリコンカーバイト)やGaN(ガリュームナイトライド)などのワイドバンドギャップ半導体素子であってもよい。
In addition, in the first to
1…永久磁石モータ、1a…同期リラクタンスモータ、2…電力変換器、3…電流検出器、4…座標変換部、5…位相誤差推定演算部、6…周波数推定演算部、7…位相推定演算部、8…q軸インダクタンス推定演算部、9…速度制御演算部、10…ベクトル制御演算部、
11…座標変換部、12…q軸インダクタンステーブル参照部、13…スイッチ、20…直流電源、21…電力変換装置
DESCRIPTION OF
DESCRIPTION OF SYMBOLS 11... Coordinate conversion part, 12... Q-axis inductance table reference part, 13... Switch, 20... DC power supply, 21... Power conversion device
Claims (12)
モータを駆動する前記電力変換器を制御する制御部を有し、
前記制御部は、
前記モータの回転位相値と回転位相推定値との偏差である位相誤差推定値を算出し、
前記位相誤差推定値に反比例する成分が、定めておいた値に追従するようにq軸インダクタンス推定値を算出する電力変換装置。 a power converter having a switching element;
a control unit that controls the power converter that drives the motor;
The control unit includes:
Calculating an estimated phase error value that is a deviation between a rotational phase value of the motor and an estimated rotational phase value;
A power conversion device that calculates a q-axis inductance estimate so that a component inversely proportional to the phase error estimate follows a predetermined value.
前記制御部は、
周波数推定値から前記回転位相推定値を算出する位相推定演算部を有する電力変換装置。 The power conversion device according to claim 1,
The control unit includes:
A power conversion device including a phase estimation calculation section that calculates the rotational phase estimation value from the frequency estimation value.
前記制御部は、
前記電力変換器の周波数と電圧を制御するベクトル制御演算部を有する電力変換装置。 The power conversion device according to claim 1,
The control unit includes:
A power conversion device including a vector control calculation unit that controls the frequency and voltage of the power converter.
前記制御部は、
位相誤差を零とするように周波数推定値を制御する周波数推定演算部を有する電力変換装置。 The power conversion device according to claim 1,
The control unit includes:
A power conversion device including a frequency estimation calculation unit that controls a frequency estimation value so as to make a phase error zero.
前記制御部は、
周波数推定値と、d軸の電流検出値、前記モータの誘起電圧係数と、d軸インダクタンスおよび、前記q軸インダクタンス推定値から、前記定めておいた値を算出するq軸インダクタンス推定演算部を有する電力変換装置。 The power conversion device according to claim 1,
The control unit includes:
a q-axis inductance estimation calculation unit that calculates the predetermined value from the estimated frequency value, the detected d-axis current value, the induced voltage coefficient of the motor, the d-axis inductance, and the estimated q-axis inductance value; Power converter.
前記モータは、永久磁石モータもしくは同期リラクタンスモータである電力変換装置。 The power conversion device according to claim 1,
The motor is a power conversion device that is a permanent magnet motor or a synchronous reluctance motor.
前記制御部は、
d軸の電圧指令値、q軸の電圧指令値、前記q軸インダクタンス推定値、周波数推定値、d軸の電流検出値、q軸の電流検出値、および前記モータの電気回路定数から、前記位相誤差推定値を算出する位相誤差推定演算部を有する電力変換装置。 The power conversion device according to claim 1,
The control unit includes:
The phase is determined from the d-axis voltage command value, the q-axis voltage command value, the q-axis inductance estimated value, the frequency estimate, the d-axis current detection value, the q-axis current detection value, and the electric circuit constant of the motor. A power conversion device including a phase error estimation calculation unit that calculates an error estimation value.
前記位相誤差推定値に反比例する成分は、位相誤差推定の演算式の分母成分である電力変換装置。 The power conversion device according to claim 1,
A power converter device in which the component inversely proportional to the phase error estimation value is a denominator component of an arithmetic expression for phase error estimation.
前記q軸インダクタンス推定演算部は、
前記周波数推定値あるいはd軸の電流検出値に応じて比例制御と積分制御のゲインを変える電力変換装置。 The power conversion device according to claim 5,
The q-axis inductance estimation calculation unit is
A power conversion device that changes gains of proportional control and integral control according to the estimated frequency value or the detected d-axis current value.
前記制御部は、
q軸の電流検出値と前記q軸インダクタンス推定値との関係テーブルを作成しておき、
q軸の電流検出値と前記関係テーブルから前記q軸インダクタンス推定値を取得するq軸インダクタンステ-ブル参照部を有する電力変換装置。 The power conversion device according to claim 1,
The control unit includes:
Create a relationship table between the q-axis current detection value and the q-axis inductance estimated value,
A power conversion device including a q-axis inductance table reference unit that obtains the q-axis inductance estimated value from the q-axis current detection value and the relationship table.
前記制御部は、
q軸の電流検出値と前記q軸インダクタンス推定値との関係テーブルを作成した後に、
前記q軸インダクタンス推定値を算出することなく、前記関係テーブルから前記q軸インダクタンス推定値を取得する電力変換装置。 The power conversion device according to claim 1,
The control unit includes:
After creating a relationship table between the q-axis current detection value and the q-axis inductance estimated value,
A power conversion device that obtains the q-axis inductance estimate from the relationship table without calculating the q-axis inductance estimate.
前記制御部は、
前記q軸インダクタンス推定値を算出するか、
q軸の電流検出値と前記q軸インダクタンス推定値との関係テーブルから前記q軸インダクタンス推定値を取得するかを選択するスイッチを有し、
前記スイッチを切り替える入力値は、メモリに設定され、
デジタル・オペレータ、パーソナル・コンピュータ、タブレットあるいは、スマートフォン機器を接続して、前記入力値を設定もしくは変更する電力変換装置。 The power conversion device according to claim 1,
The control unit includes:
Calculating the estimated q-axis inductance value,
a switch for selecting whether to obtain the q-axis inductance estimate from a relationship table between the q-axis current detection value and the q-axis inductance estimate;
The input value for switching the switch is set in memory,
A power conversion device that connects a digital operator, personal computer, tablet, or smartphone device to set or change the input value.
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