JP7368302B2 - power converter - Google Patents

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Description

本発明は、電力変換装置に関する。 The present invention relates to a power conversion device.

電流値に依存する非線形特性の強い磁石モータを駆動すると、ｑ軸インダクタンスの変化により制御位相に推定誤差が発生して磁石モータが脱調するときがある。永久磁石モータのｑ軸インダクタンスの推定方法は、特許文献１に記載されている。トルク変動が生じるように永久磁石モータを制御し、モータの電流値およびｑ軸インダクタンスの推定値に基づいてモータの磁極位置の推定値を求め、トルク変動によって生じた、磁極位置の推定値の変動に基づいて、ｑ軸インダクタンスを推定する技術を特許文献１は開示している。 When driving a magnet motor that has strong nonlinear characteristics that depend on the current value, an estimation error may occur in the control phase due to a change in the q-axis inductance, and the magnet motor may lose synchronization. A method for estimating the q-axis inductance of a permanent magnet motor is described in Patent Document 1. The permanent magnet motor is controlled so that torque fluctuation occurs, and the estimated value of the motor's magnetic pole position is determined based on the motor current value and the estimated value of the q-axis inductance, and the fluctuation in the estimated value of the magnetic pole position caused by the torque fluctuation is calculated. Patent Document 1 discloses a technique for estimating the q-axis inductance based on .

特開２０１５－１９５７１５JP2015-195715

特許文献１の技術はトルク脈動を生じることが前提であり、インバータ回路の入力電圧変動に同期してトルク変動が生じる現象を利用している。 The technique disclosed in Patent Document 1 is based on the premise that torque pulsations occur, and utilizes the phenomenon in which torque fluctuations occur in synchronization with input voltage fluctuations of an inverter circuit.

しかしながら、インバータ回路におけるコンデンサ容量が大きな場合にはトルク変動は小さくなるので、特許文献１の技術では、ｑ軸インダクタンスを推定することは困難である。また、入力電圧変動が小さな場合は、特許文献１の技術では、高精度にｑ軸インダクタンスを推定できなくなる。 However, when the capacitor capacity in the inverter circuit is large, the torque fluctuation becomes small, so it is difficult to estimate the q-axis inductance using the technique of Patent Document 1. Further, when the input voltage fluctuation is small, the technique of Patent Document 1 cannot estimate the q-axis inductance with high accuracy.

高精度にｑ軸インダクタンスを推定できないと、位相誤差が大きくなりモータの運転が不安定になるとともに、無駄なモータ電流が流れるため効率が悪くなるという課題が生じる。 If the q-axis inductance cannot be estimated with high accuracy, the problem arises that the phase error becomes large and the motor operation becomes unstable, and that efficiency deteriorates due to the flow of wasteful motor current.

本発明の目的は、トルク脈動が生じなくとも、高精度なｑ軸インダクタンスの推定を実現できる電力変換装置を提供することにある。 An object of the present invention is to provide a power conversion device that can realize highly accurate estimation of q-axis inductance even without torque pulsation.

本発明の好ましい一例としては、スイッチング素子を有する電力変換器と、モータを駆動する前記電力変換器を制御する制御部を有し、
前記制御部は、
前記モータの回転位相値と回転位相推定値との偏差である位相誤差推定値を算出し、前記位相誤差推定値に反比例する成分が、定めておいた値に追従するようにq軸インダクタンス推定値を算出する電力変換装置である。 A preferred example of the present invention includes a power converter having a switching element and a control unit that controls the power converter that drives a motor,
The control unit includes:
An estimated phase error value, which is the deviation between the rotational phase value of the motor and the estimated rotational phase value, is calculated, and the estimated q-axis inductance value is adjusted so that a component that is inversely proportional to the estimated phase error value follows a predetermined value. This is a power conversion device that calculates

本発明によれば、高精度なｑ軸インダクタンスの推定を可能にする。 According to the present invention, it is possible to estimate the q-axis inductance with high accuracy.

実施例１における電力変換装置と永久磁石モータの構成図を示す。1 shows a configuration diagram of a power conversion device and a permanent magnet motor in Example 1. FIG. 位相誤差推定算部のブロック図を示す。A block diagram of a phase error estimator is shown. ｑ軸インダクタンス推定演算部のブロック図を示す。A block diagram of a q-axis inductance estimation calculation section is shown. 比較例を用いた場合の制御特性を示す図。FIG. 7 is a diagram showing control characteristics when using a comparative example. 実施例１を用いた場合の制御特性を示す図。FIG. 3 is a diagram showing control characteristics when using Example 1. 実施例１の変形例における、ｑ軸インダクタンス推定演算部の構成を示す図。FIG. 3 is a diagram showing the configuration of a q-axis inductance estimation calculation section in a modification of the first embodiment. 実施例１における顕現性を確認するための構成を示す図。FIG. 3 is a diagram showing a configuration for confirming conspicuousness in Example 1. 実施例２における電力変換装置と永久磁石モータの構成を示す図。FIG. 3 is a diagram showing the configuration of a power conversion device and a permanent magnet motor in Example 2. 実施例３における電力変換装置と同期シンクロナスモータの構成を示す図。FIG. 7 is a diagram showing the configuration of a power conversion device and a synchronous motor in Example 3. 実施例４における電力変換装置と永久磁石モータの構成を示す図。FIG. 7 is a diagram showing the configuration of a power conversion device and a permanent magnet motor in Example 4.

以下、図面を用いて実施例を詳細に説明する。 Hereinafter, embodiments will be described in detail using the drawings.

図１は、実施例１における電力変換装置と永久磁石モータの構成図である。永久磁石モータ１は、永久磁石の磁束によるトルク成分と電機子巻線のインダクタンスによるトルク成分を合成したモータトルクを出力する。 FIG. 1 is a configuration diagram of a power conversion device and a permanent magnet motor in Example 1. The permanent magnet motor 1 outputs a motor torque that is a combination of a torque component due to the magnetic flux of the permanent magnet and a torque component due to the inductance of the armature winding.

電力変換器２は、スイッチング素子としての半導体素子を備える。電力変換器２は、３相交流の電圧指令値vu *、vv *、vw *を入力し、３相交流の電圧指令値vu *、vv *、vw *に比例した電圧を出力する。電力変換器２の出力に基づいて、永久磁石モータ１を駆動し、永久磁石モータ１の電圧と回転数を可変する。スイッチング素子としてＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）を使うようにしてもよい。 Power converter 2 includes a semiconductor element as a switching element. The power converter 2 inputs three-phase AC voltage command values v u * , v v * , v w *, and generates a voltage proportional to the three-phase AC voltage command values v u * , v v * , v w *. Output. The permanent magnet motor 1 is driven based on the output of the power converter 2, and the voltage and rotation speed of the permanent magnet motor 1 are varied. An IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) may be used as the switching element.

電流検出器３は、永久磁石モータ１の３相の交流電流iu、iv、iwを検出する。本実施例では、電流検出器３は、電力変換装置内に設けた例を示したが、電力変換装置の外部に設けてもよい。 The current detector 3 detects three-phase alternating currents i u , i v , i w of the permanent magnet motor 1 . In this embodiment, the current detector 3 is provided inside the power converter, but it may be provided outside the power converter.

制御部は、以下に説明する座標変換部４、位相誤差推定演算部５、周波数推定演算部６、位相推定演算部７、ｑ軸インダクタンス推定演算部８、速度制御演算部９、ベクトル制御演算部１０、座標変換部１１を備える。そして、制御部は、電力変換器２を制御する。 The control unit includes a coordinate conversion unit 4, a phase error estimation calculation unit 5, a frequency estimation calculation unit 6, a phase estimation calculation unit 7, a q-axis inductance estimation calculation unit 8, a speed control calculation unit 9, and a vector control calculation unit, which will be described below. 10, a coordinate conversion section 11 is provided. The control unit then controls the power converter 2.

制御部は、マイコン（マイクロコンピュータ）やＤＳＰ（Digital Signal Processor）などの半導体集積回路（演算制御手段）によって構成される。制御部は、いずれかまたは全部をＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）やＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）などのハードウェアで構成することができる。 The control section is constituted by a semiconductor integrated circuit (arithmetic control means) such as a microcomputer and a DSP (Digital Signal Processor). Either or all of the control section can be configured with hardware such as an ASIC (Application Specific Integrated Circuit) or an FPGA (Field Programmable Gate Array).

次に、電力変換器２を制御する制御部の各構成要素について、説明する。 Next, each component of the control section that controls the power converter 2 will be explained.

座標変換部４は、前記３相の交流電流iu、iv、iwの交流電流検出値iuc、ivc、iwcと電力変換器２の回転位相推定値θdcからｄ軸の電流検出値idc、およびｑ軸の電流検出値iqcを出力する。 The coordinate conversion unit 4 converts the d-axis current from the detected alternating current values i uc , i vc , i wc of the three-phase alternating currents i u , i v , i w and the estimated rotational phase value θ dc of the power converter 2. The detected value i dc and the q-axis current detected value i qc are output.

位相誤差推定演算部５は、ｄ軸の電圧指令値vdc **、およびｑ軸の電圧指令値vqc **、推定したｑ軸インダクタンス値Lq **、周波数推定値ωr ^、ｄ軸の電流検出値idc、ｑ軸の電流検出値iqc、および永久磁石モータ１の電気回路定数に基づいて、電力変換器２の回転位相推定値θdcと実際の回転位相値θdとの偏差である位相誤差Δθの推定演算を実行する。本実施例では拡張誘起電圧に基づく位相誤差推定をするため後述する（数５）に従って位相誤差を推定し、位相誤差推定値Δθcを出力する。 The phase error estimation calculation unit 5 calculates the d-axis voltage command value v dc ** , the q-axis voltage command value v qc ** , the estimated q-axis inductance value L q ** , the frequency estimated value ω r ^ , d Based on the shaft current detection value i dc , the q-axis current detection value i qc , and the electric circuit constants of the permanent magnet motor 1, the estimated rotational phase value θ dc and the actual rotational phase value θ d of the power converter 2 are determined. An estimation calculation of the phase error Δθ, which is the deviation of the phase error Δθ, is performed. In this embodiment, in order to estimate the phase error based on the extended induced voltage, the phase error is estimated according to (Equation 5) described later, and the estimated phase error value Δθ c is output.

周波数推定演算部６は、位相誤差の指令値である「0」（零）と位相誤差の推定値Δθcとの偏差から周波数推定値ωr ^を出力する。周波数推定演算部６は、位相誤差を零とするように周波数推定値をωr ^を制御する。 The frequency estimation calculation unit 6 outputs the frequency estimation value ω r ^ from the deviation between the command value of the phase error “0” (zero) and the estimated value Δθ c of the phase error. The frequency estimation calculation unit 6 controls the frequency estimation value ω r ^ so that the phase error is zero.

位相推定演算部７は、周波数推定値ωr ^を積分して、座標変換部４および座標変換部１１に回転位相推定値θdcを出力する。 The phase estimation calculation unit 7 integrates the frequency estimated value ω r ^ and outputs the rotational phase estimated value θ dc to the coordinate transformation unit 4 and the coordinate transformation unit 11.

ｑ軸インダクタンス推定演算部８は、位相誤差推定演算部５が算出する（数５）の分母成分Vと周波数推定値ωr ^およびｄ軸の電流検出値idcから、ｑ軸インダクタンス推定値Lq **を算出し、位相誤差推定演算部５およびベクトル制御演算部１０に出力する。ここでは拡張誘起電圧に基づく位相誤差推定演算の分母成分Vを使う場合で説明しているが、位相誤差推定値Δθcに反比例する成分であれば分母成分Vに限らない。 The q-axis inductance estimation calculation unit 8 calculates the q-axis inductance estimation value L from the denominator component V of (Equation 5) calculated by the phase error estimation calculation unit 5, the frequency estimation value ω r ^ , and the d-axis current detection value i dc . q ** is calculated and output to the phase error estimation calculation section 5 and the vector control calculation section 10. Although a case is described here in which the denominator component V of the phase error estimation calculation based on the extended induced voltage is used, the denominator component V is not limited to any component that is inversely proportional to the phase error estimated value Δθ c .

速度制御演算部９は、周波数指令値ωr *と周波数推定値ωr ^との偏差から、ｑ軸の電流指令値iq *を出力する。 The speed control calculation unit 9 outputs the q-axis current command value i q * from the deviation between the frequency command value ω r * and the frequency estimated value ω r ^ .

ベクトル制御演算部１０は、永久磁石モータ１の電気回路定数とｄ軸の電流指令値id *およびｑ軸の電流指令値iq *、ｄ軸の電流検出値idcおよびｑ軸の電流検出値iqc、周波数推定値ωr ^、ｑ軸インダクタンス推定値Lq **に基づいて、ｄ軸の電圧指令値vdc **およびｑ軸の電圧指令値vqc **を出力し、電力変換器２の周波数と電圧を制御する。 The vector control calculation unit 10 calculates the electrical circuit constants of the permanent magnet motor 1, the d-axis current command value i d * , the q-axis current command value i q * , the d-axis current detection value i dc , and the q-axis current detection value. Based on the value i qc , the estimated frequency value ω r ^ , and the estimated q-axis inductance value L q ** , the d-axis voltage command value v dc ** and the q-axis voltage command value v qc ** are output, and the power Control the frequency and voltage of converter 2.

座標変換部１１は、ｄ軸の電圧指令値vdc **およびｑ軸の電圧指令値vqc **と回転位相推定値θdcから３相交流の電圧指令値vu *、vv *、vw *を出力する。 The coordinate conversion unit 11 converts three-phase AC voltage command values v u * , v v * , Output v w * .

直流電源２０は、電力変換器２に直流電圧および直流電流を供給する。 DC power supply 20 supplies DC voltage and DC current to power converter 2.

最初に、ｑ軸インダクタンス推定演算部８を用いた場合の位置センサレスベクトル制御方式の基本動作について説明する。 First, the basic operation of the position sensorless vector control method when using the q-axis inductance estimation calculation section 8 will be explained.

速度制御演算部９は、周波数指令値ωr *に周波数推定値ωr ^が追従するように、比例制御と積分制御により（数１）に従いトルク電流指令であるｑ軸の電流指令値iq *を演算する。 The speed control calculation unit 9 calculates the q-axis current command value i q which is the torque current command according to (Equation 1) by proportional control and integral control so that the frequency estimated value ω r ^ follows the frequency command value ω r * . Calculate * .

Figure 0007368302000001
ここで、Kspは速度制御の比例ゲイン、Ksiは速度制御の積分ゲインである。
Figure 0007368302000001
 Here, K sp is the proportional gain of speed control, and K si is the integral gain of speed control.

ベクトル制御演算部１０は、第１に、永久磁石モータ１の電気回路定数である抵抗の設定値R*とｄ軸インダクタンスの設定値Ld *とｑ軸のインダクタンスの推定値Lq **と誘起電圧係数の設定値Ke *、ｄ軸の電流指令値id *とｑ軸の電流指令値iq *、および周波数推定値ωr ^を用いて、（数２）に従いｄ軸の電圧基準値vdc *およびｑ軸の電圧基準値vqc *を出力する。 The vector control calculation unit 10 first calculates a resistance setting value R * , which is an electric circuit constant of the permanent magnet motor 1, a d-axis inductance setting value Ld * , and an estimated value of the q-axis inductance Lq **. Using the set value of the induced voltage coefficient K e * , the d-axis current command value i d * , the q-axis current command value i q * , and the estimated frequency value ω r ^ , the d-axis voltage is calculated according to (Equation 2). Outputs the reference value v dc * and the q-axis voltage reference value v qc * .

Figure 0007368302000002
ここで、Tacrは電流制御の応答時定数、ｓはラプラス演算子である（以下の数式でも同様である）。
Figure 0007368302000002
 Here, T acr is a response time constant of current control, and s is a Laplace operator (the same applies to the following formulas).

ベクトル制御演算部１０は、第２に、ｄ軸の電流指令値id *、およびｑ軸の電流指令値iq *に、各成分のｄ軸の電流検出値idc、ｑ軸の電流検出値iqcが追従するよう比例制御と積分制御により、（数３）に従いｄ軸の電圧補正値Δvdcおよびｑ軸の電圧補正値Δvqcを演算する。 ここで、Kpdはｄ軸の電流制御の比例ゲイン、Kidはｄ軸の電流制御の積分ゲイン、Kpqはｑ軸の電流制御の比例ゲイン、Kiqはｑ軸の電流制御の積分ゲインである。 The vector control calculation unit 10 secondly calculates the d-axis current detection value i dc and the q-axis current detection value of each component to the d-axis current command value i d * and the q-axis current command value i q * . The d-axis voltage correction value Δv dc and the q-axis voltage correction value Δv qc are calculated according to (Equation 3) using proportional control and integral control so that the value i qc follows. Here, K pd is the proportional gain of d-axis current control, K id is the integral gain of d-axis current control, K pq is the proportional gain of q-axis current control, and K iq is the integral gain of q-axis current control. It is.

Figure 0007368302000003
Figure 0007368302000003

さらに（数４）に従い、ｄ軸の電圧指令値vdc **およびｑ軸の電圧指令値vqc **を演算する。 Further, according to Equation 4, the d-axis voltage command value v dc ** and the q-axis voltage command value v qc ** are calculated.

Figure 0007368302000004
Figure 0007368302000004

位相誤差推定演算部５は、ｄ軸の電圧指令値vdc **、q軸の電圧指令値vqc **、ｄ軸の電流検出値idc、ｑ軸の電流検出値iqc、永久磁石モータ１の電気回路定数、ｑ軸のインダクタンス推定値、および周波数推定値ωr ^に基づいて、（数５）に従い位相誤差推定値Δθcを算出する。周波数推定演算部６は、位相誤差推定値Δθcに基づいて、（数６）に従い周波数推定値ωr ^を算出する。位相推定演算部７は周波数推定値ωr ^に基づいて、（数７）に従い回転位相推定値θdcを算出する。 The phase error estimation calculation unit 5 calculates a d-axis voltage command value v dc ** , a q-axis voltage command value v qc ** , a d-axis current detection value i dc , a q-axis current detection value i qc , and a permanent magnet. Based on the electric circuit constant of the motor 1, the estimated q-axis inductance value, and the estimated frequency value ω r ^ , the estimated phase error value Δθc is calculated according to (Equation 5). The frequency estimation calculation unit 6 calculates the frequency estimation value ω r ^ according to (Equation 6) based on the phase error estimation value Δθc. The phase estimation calculation unit 7 calculates the rotational phase estimation value θ dc according to (Equation 7) based on the frequency estimation value ω r ^ .

Figure 0007368302000005
Figure 0007368302000005

Figure 0007368302000006
Figure 0007368302000006

Figure 0007368302000007
ここで、KppllはPLL制御の比例ゲイン、KipllはPLL制御の積分ゲインである。
Figure 0007368302000007
 Here, Kp pll is a proportional gain of PLL control, and Ki pll is an integral gain of PLL control.

図２は、実施例１における位相誤差推定演算部５のブロック図を示す。
位相誤差推定演算部５は、（数５）により位相誤差推定値Δθcを演算し、位相誤差推定値Δθcとともに、位相誤差推定値Δθcの演算式における分母成分Vも出力する。 FIG. 2 shows a block diagram of the phase error estimation calculation unit 5 in the first embodiment.
The phase error estimation calculation unit 5 calculates the phase error estimation value Δθ c using (Equation 5), and outputs the denominator component V in the calculation formula of the phase error estimation value Δθ c as well as the phase error estimation value Δθ c .

図３は、実施例１におけるｑ軸インダクタンス推定演算部８のブロック図を示す。所定値演算部８ａは、周波数推定値ωr ^とｄ軸の電流検出値idc、永久磁石モータの誘起電圧係数の設定値Ke *とｄ軸インダクタンスの設定値Ld *および、ｑ軸インダクタンスの推定値Lq **を用いて、所定値V*を（数８）に従い演算する。 FIG. 3 shows a block diagram of the q-axis inductance estimation calculation unit 8 in the first embodiment. The predetermined value calculation unit 8a calculates the estimated frequency value ω r ^ , the detected d-axis current value i dc , the set value K e * of the induced voltage coefficient of the permanent magnet motor, the set value L d * of the d-axis inductance, and the d-axis current detected value i dc . Using the estimated inductance value L q ** , a predetermined value V * is calculated according to (Equation 8).

Figure 0007368302000008
Figure 0007368302000008

ＰＩ制御部８ｂは、位相誤差推定演算部５の出力である分母成分Vが（数８）で演算した所定値V*に追従するように、（数９）に示すP（比例）+Ｉ（積分）制御を行い、q軸インダクタンスの補正値ΔLq *を演算する。 The PI control unit 8b sets P (proportional) + I ( shown in (Equation 9) (integral) control and calculate the correction value ΔL q * of the q-axis inductance.

Figure 0007368302000009
ここで、KpLqはLq推定の比例ゲイン、KiLqはLq推定の積分ゲインである。
Figure 0007368302000009
 Here, Kp Lq is the proportional gain of L q estimation, and Ki Lq is the integral gain of L q estimation.

加算部８ｄは、ｑ軸インダクタンスの初期値８ｃである定数Lq *と、q軸インダクタンスの補正値ΔLq *を加算し、（数１０）に従って、新しいｑ軸インダクタンスの推定値Lq **を出力する。 The adding unit 8d adds the constant L q * , which is the initial value 8c of the q-axis inductance, and the correction value ΔL q * of the q-axis inductance, and obtains a new estimated value of the q-axis inductance L q ** according to (Equation 10). Output.

Figure 0007368302000010
Figure 0007368302000010

つぎに本実施例が安定で高効率な運転となる原理について説明する。図４は、本実施例のｑ軸インダクタンス推定演算部８を用いない（ΔLq *=0）場合、つまり比較例としての制御特性を示す。 Next, the principle of stable and highly efficient operation in this embodiment will be explained. FIG. 4 shows control characteristics when the q-axis inductance estimation calculating section 8 of this embodiment is not used (ΔL q * =0), that is, as a comparative example.

（数２）に示すd軸の電圧指令値vdc **およびq軸の電圧指令値vｑc **の演算式を使うとともに、（数５）に示す位相誤差の推定値Δθcの演算式に含まれるｑ軸インダクタンスの推定値Lq **に、真のLqに対して+２０％の誤差があるときのシミュレーション結果である。 In addition to using the equations for the d-axis voltage command value v dc ** and the q-axis voltage command value v qc ** shown in (Equation 2), the equation for the estimated phase error value Δθ c shown in (Equation 5) is used. These are simulation results when the estimated value L q ** of the q-axis inductance included in the equation has an error of +20% with respect to the true L q .

図４では図中に示すＡ点よりランプ状の負荷トルクを与えており、そのときの位相誤差推定演算部５の分母成分Vと、永久磁石モータ１のｄ軸の電流id、およびｑ軸の電流iqを表示している。 In FIG. 4, a ramp-like load torque is applied from point A shown in the figure, and at that time, the denominator component V of the phase error estimation calculation unit 5, the d-axis current i d of the permanent magnet motor 1, and the q-axis The current i q is displayed.

図４のＢ点において、分母成分Vが減少するとともに、ｄ軸の電流idおよびｑ軸の電流iqが増加し、ほぼ一定であるはずのd軸の電流idが増加し、増加するはずのq軸の電流iqが急に減少し、永久磁石モータは脱調に至っている。ここで脱調とは、モータを制御する指令入力とモータの回転の同期が失われた状態をいう。 At point B in Figure 4, as the denominator component V decreases, the d-axis current i d and the q-axis current i q increase, and the d-axis current i d , which should be approximately constant, increases. The expected q-axis current iq suddenly decreased, and the permanent magnet motor went out of step. Here, "step-out" refers to a state in which the command input for controlling the motor and the rotation of the motor are out of synchronization.

つまりｑ軸インダクタンスの設定値Lq *の大きさによっては磁石モータが脱調することもある。ｑ軸インダクタンスの設定値Lq *と実際のLqが一致するLq *=Lqのときは、分母成分の大きさVは（数１１）となる。 In other words, depending on the magnitude of the set value L q * of the q-axis inductance, the magnet motor may step out. When L q * =L q , where the set value L q * of the q-axis inductance and the actual L q match, the magnitude V of the denominator component becomes (Equation 11).

Figure 0007368302000011
Figure 0007368302000011

しかしながらLq *≠Lqのとき分母成分の大きさVは（数１２）となる。 However, when L q * ≠L q , the size V of the denominator component becomes (Equation 12).

Figure 0007368302000012
Figure 0007368302000012

ここで、Keは永久磁石モータの誘起電圧係数の実際の値、Δθは実際の位相誤差、Ldは実際のｄ軸インダクタンス、Lqは実際のｑ軸インダクタンス、Lq *はｑ軸インダクタンスの設定値である。
（数１２）において、Δθが「負」のとき、（数１２）中の1/2(Ld－Lq)(－iqc sin2Δθ)成分はKe cosΔθ成分を減少させる側に作用する。 where K e is the actual value of the induced voltage coefficient of the permanent magnet motor, Δθ is the actual phase error, L d is the actual d-axis inductance, L q is the actual q-axis inductance, and L q * is the q-axis inductance. This is the setting value.
In (Equation 12), when Δθ is “negative”, the 1/2(L d −L q )(−i qc sin2Δθ) component in (Equation 12) acts to decrease the K e cos Δθ component.

そこで本実施例では、位相誤差推定演算部の分母成分Vが、周波数推定値ωr^とｄ軸の電流検出値idcおよび、永久磁石モータの電気回路定数である、永久磁石モータの誘起電圧係数の設定値Ke *、ｄ軸インダクタンスの設定値Ld *、ｑ軸インダクタンスの推定値Lq **を用いて（数８）より演算した所定値V*（所定の電圧値）に追従するように、（数10）よりｑ軸インダクタンスの推定値Lq **を演算する。 Therefore, in this embodiment, the denominator component V of the phase error estimation calculation section is the frequency estimated value ω r ^, the d-axis current detection value i dc , and the induced voltage of the permanent magnet motor, which is the electric circuit constant of the permanent magnet motor. Follows the predetermined value V * (predetermined voltage value) calculated from (Equation 8) using the coefficient setting value K e * , the d-axis inductance setting value L d * , and the estimated q-axis inductance value L q ** The estimated value L q ** of the q-axis inductance is calculated from (Equation 10) as follows.

つまり、位相誤差推定値Δθcの演算式における分母成分Vが理想となる（数８）の所定値V*に追従するようｑ軸インダクタンスの推定値Lq **を算出することで、分母成分Vを制御している。 In other words, by calculating the estimated value L q ** of the q-axis inductance so that the denominator component V in the calculation formula for the phase error estimate Δθ c follows the ideal predetermined value V * of (Equation 8), the denominator component It controls V.

さらに、算出したｑ軸インダクタンスの推定値Lq **をベクトル制御演算部１０、位相誤差推定演算部５の入力に用いることで、安定で高効率な運転を実現することができる。 Furthermore, by using the calculated estimated value L q ** of the q-axis inductance as input to the vector control calculation unit 10 and the phase error estimation calculation unit 5, stable and highly efficient operation can be achieved.

本実施例における制御特性を図５に示す。図４と同様な負荷トルクをA点から与えている。ｃ点でｑ軸インダクタンス推定演算部がｑ軸インダクタンスLqの推定を開始し、ｑ軸インダクタンス推定値Lq **と実際のｑ軸インダクタンスLqとの比率であるLq **/LqはＤ点でほぼ1.0になっている。 FIG. 5 shows the control characteristics in this example. The same load torque as in Fig. 4 is applied from point A. At point c, the q-axis inductance estimation calculation unit starts estimating the q-axis inductance Lq , and calculates Lq ** / Lq , which is the ratio between the estimated q-axis inductance value Lq ** and the actual q-axis inductance Lq . is almost 1.0 at point D.

ｑ軸インダクタンスLqを高精度に推定する（Lq **≒Lq）ため、ｄ軸の電流id、q軸の電流iqの振動や永久磁石モータの脱調に至らず、本実施例の効果が明白であることがわかる。 In order to estimate the q-axis inductance L q with high precision (L q ** ≒ L q ), this implementation is possible without causing vibrations in the d-axis current i d and q-axis current i q or out-of-step of the permanent magnet motor. It can be seen that the effect of the example is obvious.

また上記の実施例では、q軸インダクタンス推定演算部８において、比例制御KpLqと積分制御のゲインKiLqは固定値としているが、図６に示すように周波数推定値ωr ^やd軸の電流検出値idcに応じて、変化させてもよい。 In the above embodiment, the proportional control Kp Lq and the integral control gain Ki Lq are set to fixed values in the q- axis inductance estimation calculation unit 8, but as shown in FIG . It may be changed depending on the current detection value i dc .

図６におけるq軸インダクタンス推定演算部８１は図１と図３におけるq軸インダクタンス推定演算部８に相当するものである。図６における所定値演算部８１ａ、ｑ軸インダクタンスの初期値Lq *８１ｃ、加算部８１ｄは、図３の所定値演算部８ａ、ｑ軸インダクタンスの初期値Lq *８ｃ、加算部８ｄと同一である。 The q-axis inductance estimation calculation section 81 in FIG. 6 corresponds to the q-axis inductance estimation calculation section 8 in FIGS. 1 and 3. The predetermined value calculation unit 81a, the initial value Lq * 81c of the q-axis inductance, and the addition unit 81d in FIG. 6 are the same as the predetermined value calculation unit 8a, the initial value Lq * 8c of the q-axis inductance, and the addition unit 8d in FIG. It is.

ＰＩ制御部８１ｂにおいて、周波数推定値ωr ^やd軸の電流検出値idcの大きさに略比例して、比例制御と積分制御のゲインを変化させることで、位相誤差推定演算部５の分母成分Vは、その所定値V*に周波数や電流値に応じて変化する。より短時間でｑ軸インダクタンスLqの高精度な推定を実現できる。 In the PI control unit 81b, the gain of the proportional control and integral control is changed approximately in proportion to the magnitude of the estimated frequency value ω r ^ and the detected current value i dc on the d-axis. The denominator component V changes to its predetermined value V * according to the frequency and current value. Highly accurate estimation of the q-axis inductance Lq can be achieved in a shorter time.

ここで、図７を用いて本実施例を採用した場合の検証方法について説明する。永久磁石モータ１を駆動する電力変換装置２１に、電圧検出器２２、電流検出器２３を取り付け、永久磁石モータ１のシャフトにはエンコーダ２４を取り付ける。 Here, a verification method when this embodiment is adopted will be described using FIG. 7. A voltage detector 22 and a current detector 23 are attached to a power conversion device 21 that drives the permanent magnet motor 1, and an encoder 24 is attached to the shaft of the permanent magnet motor 1.

ベクトル電圧・電流成分の計算部２５には、電圧検出器２２と電流検出器２３の出力である、疑似三相交流の電圧検出値（vuc、vvc、vwc）、三相交流の電流検出値（iuc、ivc、iwc）とエンコーダの出力である位置θが入力され、ベクトル電圧成分のvdcc、vqcc、ベクトル電流成分のidcc、iqccと、位置θを微分した検出値ωrを演算する。各部波形の観測部２６では、（数１３）を用いて、位相誤差の推定値Δθccを演算する。 The vector voltage/current component calculation unit 25 includes pseudo three-phase AC voltage detection values (v uc , v vc , v wc ), which are the outputs of the voltage detector 22 and the current detector 23 , and three-phase AC current. The detected values (i uc , i vc , i wc ) and the position θ, which is the output of the encoder, are input, and the vector voltage components v dcc , v qcc , the vector current components i dcc , i qcc , and the position θ are differentiated. Calculate the detected value ω r . The waveform observation unit 26 calculates the estimated value Δθ cc of the phase error using equation (13).

Figure 0007368302000013
Figure 0007368302000013

電力変換装置２１に設定するｑ軸インダクタンスLq *の大きさを変更しても、（数１３）に示す分母成分が一定であれば、本実施例を採用していることが明白である。 Even if the magnitude of the q-axis inductance L q * set in the power converter 21 is changed, as long as the denominator component shown in (Equation 13) remains constant, it is clear that this embodiment is adopted.

実施例１によれば、高精度にｑ軸インダクタンスの推定を実現できる電力変換装置を実現できる。また、高精度なｑ軸インダクタンスの推定が可能となるため、安定で高効率なモータの運転を実現できる。 According to the first embodiment, it is possible to realize a power conversion device that can estimate the q-axis inductance with high accuracy. Furthermore, since it is possible to estimate the q-axis inductance with high precision, stable and highly efficient motor operation can be achieved.

図８は、実施例２の電力変換装置と永久磁石モータ１との構成を示す図である。実施例１では、実運転中においてｑ軸インダクタンスを推定し、ｑ軸インダクタンスの推定値をベクトル制御演算部１０と位相誤差推定演算部５に用いた。実施例２では、ｑ軸インダクタンステーブル参照部１２が、ｑ軸の電流検出値iqcとｑ軸インダクタンス推定値Lq **との対応関係を記録した対応テーブルを作成して、次回の起動からは作成したテーブルからｑ軸インダクタンス推定値Lq **を設定する。 FIG. 8 is a diagram showing the configuration of a power conversion device and a permanent magnet motor 1 according to the second embodiment. In Example 1, the q-axis inductance was estimated during actual operation, and the estimated value of the q-axis inductance was used in the vector control calculation unit 10 and the phase error estimation calculation unit 5. In the second embodiment, the q-axis inductance table reference unit 12 creates a correspondence table that records the correspondence between the detected q-axis current value i qc and the estimated q-axis inductance value L q ** , and uses it from the next startup. Set the estimated q-axis inductance value L q ** from the created table.

図８において、構成要素の永久磁石モータ１、電力変換器２、電流検出器３、座標変換部４、位相誤差推定演算部５、周波数推定演算部６、位相推定演算部７、ｑ軸インダクタンス推定演算部８、速度制御演算部９、ベクトル制御演算部１０、座標変換部１１、直流電源２０は、図１と同一である。制御部は、実施例１で列挙した処理部に加えて、実施例２では、ｑ軸インダクタンステーブル参照部１２と選択スイッチＳＷ１３とを有する。 In FIG. 8, the components are a permanent magnet motor 1, a power converter 2, a current detector 3, a coordinate conversion unit 4, a phase error estimation calculation unit 5, a frequency estimation calculation unit 6, a phase estimation calculation unit 7, and a q-axis inductance estimation The calculation unit 8, speed control calculation unit 9, vector control calculation unit 10, coordinate conversion unit 11, and DC power supply 20 are the same as those in FIG. In addition to the processing units listed in the first embodiment, the control unit includes a q-axis inductance table reference unit 12 and a selection switch SW13 in the second embodiment.

ｑ軸インダクタンステーブル参照部１２は、ｑ軸の電流検出値iqcを入力し、ｑ軸インダクタンス推定値Lq **を出力する。選択スイッチＳＷ１３は、入力値が「０」のときｑ軸インダクタンス推定演算部８の出力を、入力値が「１」のときｑ軸インダクタンステーブル参照部１２の出力を、ｑ軸インダクタンス推定値Lq **として出力する。 The q-axis inductance table reference unit 12 inputs the q-axis current detection value i qc and outputs the q-axis inductance estimated value L q ** . The selection switch SW13 selects the output of the q-axis inductance estimation calculating section 8 when the input value is "0", the output of the q-axis inductance table reference section 12 when the input value is "1", and selects the q-axis inductance estimated value L q Output as ** .

選択スイッチＳＷ１３は、入力値が「０」のときｑ軸インダクタンス推定演算部８を実行する度に、ｑ軸の電流検出値iqcとｑ軸インダクタンス推定値Lq **の関係が実運転中に対応テーブルとして作成されて保存される。 The selection switch SW13 determines the relationship between the q-axis current detection value i qc and the q-axis inductance estimated value L q ** during actual operation every time the q-axis inductance estimation calculation unit 8 is executed when the input value is "0". Created and saved as a corresponding table.

次回の起動の実行からは、選択スイッチＳＷ１３の入力値を「０」から「１」に設定し、ｑ軸インダクタンステーブル参照部１２において、ｑ軸の電流検出値から対応テーブルにおけるｑ軸の電流検出値と対応したｑ軸インダクタンス推定値Lq **を読み出すようにしてもよい。 From the next startup, the input value of the selection switch SW13 is set from "0" to "1", and the q-axis inductance table reference section 12 reads the q-axis current detection in the corresponding table from the q-axis current detection value. The q-axis inductance estimated value L q ** corresponding to the value may be read out.

本実施例のようにすれば、ｑ軸インダクタンス推定値Lq **はｑ軸の電流値に応じて変化するので高効率な運転を敏速に実現することができる。 According to this embodiment, the estimated q-axis inductance value L q ** changes according to the q-axis current value, so that highly efficient operation can be quickly realized.

あるいは全運転領域におけるｑ軸インダクタンス推定値を把握できた時点で、選択スイッチＳＷ１３の入力値を「０」から「１」に設定し、作成したテーブルよりｑ軸インダクタンス推定値Lq **を取得し、電力変換装置内に搭載されているマイクロ・コンピュータ内部メモリなどに設定するようにしてもよい。 Alternatively, once the estimated q-axis inductance value in all operating ranges is known, set the input value of the selection switch SW13 from "0" to "1" and obtain the estimated q-axis inductance value L q ** from the created table. However, it may also be set in the internal memory of a microcomputer installed in the power converter.

実施例２によれば、前記した対応テーブルからｑ軸インダクタンス推定値を取得することにより、実運転中においてｑ軸インダクタンスを推定しない場合でも、高精度なｑ軸インダクタンスの推定値を取得できる。また、高精度なｑ軸インダクタンスの推定が可能となるため、安定で高効率なモータの運転を実現できる。 According to the second embodiment, by obtaining the q-axis inductance estimate from the above-described correspondence table, a highly accurate q-axis inductance estimate can be obtained even if the q-axis inductance is not estimated during actual operation. Furthermore, since it is possible to estimate the q-axis inductance with high precision, stable and highly efficient motor operation can be achieved.

図９は、実施例３の電力変換装置と同期リラクタンスモータ１aの構成図を示す。実施例１と実施例２では、永久磁石モータを駆動する電力変換装置に関する実施例であったが、本実施例は同期リラクタンスモータ１aを駆動する電力変換装置に関する。 FIG. 9 shows a configuration diagram of a power conversion device and a synchronous reluctance motor 1a according to the third embodiment. In the first and second embodiments, the examples relate to a power converter that drives a permanent magnet motor, but this embodiment relates to a power converter that drives a synchronous reluctance motor 1a.

図９において、構成要素の電力変換器２、電流検出器３、座標変換部４、位相誤差推定演算部５、周波数推定演算部６、位相推定演算部７、ｑ軸インダクタンス推定演算部８、速度制御演算部９、ベクトル制御演算部１０、座標変換部１１、直流電源２０は、図１と同一である。制御部は、実施例２と同様である。 In FIG. 9, the components are a power converter 2, a current detector 3, a coordinate transformation unit 4, a phase error estimation calculation unit 5, a frequency estimation calculation unit 6, a phase estimation calculation unit 7, a q-axis inductance estimation calculation unit 8, and a speed The control calculation section 9, vector control calculation section 10, coordinate conversion section 11, and DC power supply 20 are the same as those in FIG. The control unit is the same as in the second embodiment.

永久磁石モータは回転子に永久磁石を埋め込むが、同期リラクタンスモータ１ａには永久磁石はなく、回転子に設けた空洞（フラックスバリア）によって突極性による電流磁束が得られる。 A permanent magnet motor has a permanent magnet embedded in its rotor, but the synchronous reluctance motor 1a does not have a permanent magnet, and a current magnetic flux due to saliency is obtained by a cavity (flux barrier) provided in the rotor.

（数５）の式により位相誤差の推定値Δθcを演算すると、分母成分には突極性による電圧情報が含まれる。そこで（数１４）により所定値演算部が所定の電圧値V**を演算すれば、永久磁石モータと同等の制御を実現することができる。 When the estimated value Δθ c of the phase error is calculated using the equation (5), the denominator component includes voltage information due to saliency. Therefore, if the predetermined value calculation section calculates the predetermined voltage value V ** using (Equation 14), control equivalent to that of a permanent magnet motor can be realized.

Figure 0007368302000014
Figure 0007368302000014

実施例３により、高精度にｑ軸インダクタンスの推定が可能な電力変換装置を実現できる。また、高精度なｑ軸インダクタンスの推定が可能となるため、同期リラクタンスモータ１ａに対しても、安定で高効率な運転を実現できる。 According to the third embodiment, a power conversion device capable of estimating the q-axis inductance with high accuracy can be realized. Further, since it is possible to estimate the q-axis inductance with high accuracy, stable and highly efficient operation can be realized also for the synchronous reluctance motor 1a.

図１０は、実施例４の電力変換装置と永久磁石モータ１と端末を有する永久磁石モータの駆動システムの構成図である。 FIG. 10 is a configuration diagram of a permanent magnet motor drive system including a power conversion device, a permanent magnet motor 1, and a terminal according to the fourth embodiment.

実施例４は、永久磁石モータの駆動システムに実施例２を適用したものである。図１０において、構成要素の永久磁石モータ１、座標変換部４、位相誤差推定演算部５、周波数推定演算部６、位相推定演算部７、ｑ軸インダクタンス推定演算部８、速度制御演算部９、ベクトル制御演算部１０、座標変換部１１、ｑ軸インダクタンステーブル参照部１２、および選択スイッチＳＷ１３は、図８と同一である。制御部は、実施例２と同様である。 Embodiment 4 is an application of Embodiment 2 to a drive system for a permanent magnet motor. In FIG. 10, the components are a permanent magnet motor 1, a coordinate conversion unit 4, a phase error estimation calculation unit 5, a frequency estimation calculation unit 6, a phase estimation calculation unit 7, a q-axis inductance estimation calculation unit 8, a speed control calculation unit 9, The vector control calculation unit 10, coordinate conversion unit 11, q-axis inductance table reference unit 12, and selection switch SW13 are the same as those in FIG. The control unit is the same as in the second embodiment.

図１０の構成要素である永久磁石モータ１は、電力変換装置２１により駆動される。電力変換装置２１は、図８の座標変換部４、位相誤差推定演算部５、周波数推定演算部６、位相推定演算部７、ｑ軸インダクタンス推定演算部８、速度制御演算部９、ベクトル制御演算部１０、座標変換部１１、ｑ軸インダクタンステーブル参照部１２、および選択スイッチＳＷ１３がソフトウェア２０ａ、つまりプログラムとして実装されている。 The permanent magnet motor 1, which is a component in FIG. 10, is driven by a power converter 21. The power conversion device 21 includes the coordinate conversion unit 4 in FIG. 8, the phase error estimation calculation unit 5, the frequency estimation calculation unit 6, the phase estimation calculation unit 7, the q-axis inductance estimation calculation unit 8, the speed control calculation unit 9, and the vector control calculation unit. unit 10, coordinate conversion unit 11, q-axis inductance table reference unit 12, and selection switch SW13 are implemented as software 20a, that is, a program.

また、図８の電力変換器２、電流検出器３、直流電源２０、および図示していないが制御部を構成するＣＰＵがハードウェアとして実装されている。ＣＰＵは上記のプログラムを実行する。 Furthermore, the power converter 2, current detector 3, DC power supply 20, and CPU (not shown) constituting a control unit are implemented as hardware. The CPU executes the above program.

電力変換装置の制御部は、ｑ軸インダクタンス推定演算部８によりｑ軸インダクタンス推定値を算出するか、ｑ軸の電流検出値とｑ軸インダクタンス推定値とを記録した関係テーブルからｑ軸インダクタンス推定値を取得するかを選択する選択スイッチＳＷ１３を有する。また、選択スイッチＳＷ１３を切り換える入力値である０または１の値は、マイクロ・コンピュータの内部メモリ内に設定してある。 The control unit of the power conversion device calculates the estimated q-axis inductance value by the q-axis inductance estimation calculation unit 8, or calculates the estimated q-axis inductance value from a relational table that records the detected q-axis current value and the estimated q-axis inductance value. It has a selection switch SW13 for selecting whether to acquire the . Further, a value of 0 or 1, which is an input value for switching the selection switch SW13, is set in the internal memory of the microcomputer.

またデジタル・オペレータ２０ｂ、パーソナル・コンピュータ２７、タブレット２８、スマートフォン２９などの上位装置により、ソフトウェア２０ａの選択スイッチＳＷ１３の入力値を設定するか、もしくは変更することができる。 Furthermore, the input value of the selection switch SW13 of the software 20a can be set or changed by a host device such as the digital operator 20b, personal computer 27, tablet 28, or smartphone 29.

本実施例では永久磁石モータの駆動の場合を例に示したが、永久磁石モータだけではなく同期シンクロナスモータ駆動システムに、本実施例を適用しても、位置センサレスベクトル制御において高効率な運転を実現することができる。 In this example, the case of driving a permanent magnet motor is shown as an example, but even if this example is applied not only to a permanent magnet motor but also to a synchronous motor drive system, highly efficient operation in position sensorless vector control can be achieved. can be realized.

また選択スイッチＳＷ１３への入力値は、プログラマブル・ロジック・コントローラ、コンピュータと接続するローカル・エリア・ネットワーク、制御装置のフィールドバス上で設定するようにしてもよい。 Further, the input value to the selection switch SW13 may be set on a programmable logic controller, a local area network connected to a computer, or a field bus of a control device.

ここまでの実施例１から実施例４においては、d軸の電流指令値id *、ｑ軸の電流指令値iq *と、d軸の電流検出値idc、ｑ軸の電流検出値iqcからd軸の電圧補正値Δvdc、ｑ軸の電圧補正値Δvqcを作成し、この電圧修正値とベクトル制御の電圧基準値vdc *、vqc *を加算する（数４）に示す演算を行った。 In Examples 1 to 4 so far, the d-axis current command value i d * , the q-axis current command value i q * , the d-axis current detection value i dc , the q-axis current detection value i Create a d-axis voltage correction value Δv dc and a q-axis voltage correction value Δv qc from qc , and add these voltage correction values to vector control voltage reference values v dc * and v qc * (shown in equation 4). performed the calculation.

他の演算の手法としては、d軸の電流指令値id *、ｑ軸の電流指令値iq *とd軸の電流検出値idc、ｑ軸の電流検出値iqcからベクトル制御演算に使用する（数１５）に示す中間的なd軸の電流指令値id **、ｑ軸の電流指令値iq **を作成し、周波数推定値ωr^および永久磁石モータ1の電気回路定数を用いて（数１６）に示すベクトル制御演算を行い、ｄ軸の第２の電圧指令値vdc ***およびｑ軸の第２の電圧指令値vqc ***を算出するようにしてもよい。 Other calculation methods include vector control calculation from the d-axis current command value i d * , the q-axis current command value i q * , the d-axis current detection value i dc , and the q-axis current detection value i qc . Create intermediate d-axis current command value i d ** and q-axis current command value i q ** shown in (Equation 15) to be used, and calculate estimated frequency value ω r ^ and electric circuit of permanent magnet motor 1. The vector control calculation shown in (Equation 16) is performed using constants to calculate the second voltage command value v dc *** of the d-axis and the second voltage command value v qc *** of the q-axis. It's okay.

Figure 0007368302000015
Figure 0007368302000015

Figure 0007368302000016
Figure 0007368302000016

ここで、Kpd1はd軸の電流制御の比例ゲイン、Kid1はd軸の電流制御の積分ゲイン、Kpq1はq軸の電流制御の比例ゲイン、Kiq1はq軸の電流制御の積分ゲイン、Tdはd軸の電気時定数（Ld */R*）、Tq：は軸の電気時定数（Lq */R*）である。 Here, K pd1 is the proportional gain of d-axis current control, K id1 is the integral gain of d-axis current control, K pq1 is the proportional gain of q-axis current control, and K iq1 is the integral gain of q-axis current control. , T d is the electrical time constant of the d-axis (L d * /R * ), and T q : is the electrical time constant of the axis (L q * /R * ).

あるいは、ｄ軸の電流指令値id *、ｑ軸の電流指令値iq *とｄ軸の電流検出値idc、ｑ軸の電流検出値iqcから、ベクトル制御演算に使用するｄ軸の比例演算成分の電圧修正値Δvd_p *、ｄ軸の積分演算成分の電圧修正値Δvd_i *、ｑ軸の比例演算成分の電圧修正値Δvq_p *、ｑ軸の積分演算成分の電圧修正値Δvq_i *を（数１７）により作成する。そして、周波数推定値ωr ^および永久磁石モータ1の電気回路定数を用いた（数１８）に示すベクトル制御演算を行い、ｄ軸の第３の電圧指令値vdc ****およびｑ軸の第３の電圧指令値vqc ****を算出するようにしてもよい。 Alternatively, from the d-axis current command value i d * , the q-axis current command value i q * , the d-axis current detection value i dc , and the q-axis current detection value i qc , the d-axis current command value i d * used for vector control calculation can be calculated. Voltage correction value Δv d_p * of proportional calculation component, voltage correction value Δv d_i * of d-axis integral calculation component, voltage correction value Δv q_p * of q-axis proportional calculation component, voltage correction value Δv of q-axis integral calculation component q_i * is created using (Equation 17). Then, the vector control calculation shown in (Equation 18) using the estimated frequency value ω r ^ and the electric circuit constant of the permanent magnet motor 1 is performed, and the third voltage command value v dc **** of the d axis and the q axis The third voltage command value v qc **** may be calculated.

Figure 0007368302000017
Figure 0007368302000017

Figure 0007368302000018
ここで、Kpd2はｄ軸の電流制御の比例ゲイン、Kid2はｄ軸の電流制御の積分ゲイン、Kpq2はｑ軸の電流制御の比例ゲイン、Kiq2はｑ軸の電流制御の積分ゲインである。
Figure 0007368302000018
 Here, K pd2 is the proportional gain of d-axis current control, K id2 is the integral gain of d-axis current control, K pq2 is the proportional gain of q-axis current control, and K iq2 is the integral gain of q-axis current control. It is.

またｄ軸の電流指令値id *およびｑ軸の電流検出値iqcの一次遅れ信号iqctd、周波数指令値ωr *と永久磁石モータ１の電気回路定数を用いて（数１９）に示すベクトル制御演算を行い、ｄ軸の第４の電圧指令値vdc *****およびｑ軸の第４の電圧指令値vqc *****を算出するようにしてもよい。 In addition, using the d-axis current command value i d * , the first-order lag signal i qctd of the q-axis current detection value i qc , the frequency command value ω r * , and the electric circuit constant of the permanent magnet motor 1, it is expressed as (Equation 19). Vector control calculation may be performed to calculate the fourth voltage command value v dc ***** of the d-axis and the fourth voltage command value v qc ***** of the q-axis.

Figure 0007368302000019
ここで、iqctdはiqcを一次遅れフィルタに通した信号である。
Figure 0007368302000019
 Here, i qctd is a signal obtained by passing i qc through a first-order lag filter.

なお第１から第３の実施例１から実施例３において、電力変換器２を構成するスイッチング素子としては、Si（シリコン）半導体素子であっても、SiC（シリコンカーバイト）やGaN（ガリュームナイトライド）などのワイドバンドギャップ半導体素子であってもよい。 In addition, in the first to third embodiments 1 to 3, the switching elements constituting the power converter 2 may be Si (silicon) semiconductor elements, SiC (silicon carbide), GaN (gallium), etc. It may also be a wide bandgap semiconductor element such as nitride.

１…永久磁石モータ、１ａ…同期リラクタンスモータ、２…電力変換器、３…電流検出器、４…座標変換部、５…位相誤差推定演算部、６…周波数推定演算部、７…位相推定演算部、８…ｑ軸インダクタンス推定演算部、９…速度制御演算部、１０…ベクトル制御演算部、
１１…座標変換部、１２…ｑ軸インダクタンステーブル参照部、１３…スイッチ、２０…直流電源、２１…電力変換装置 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1... Permanent magnet motor, 1a... Synchronous reluctance motor, 2... Power converter, 3... Current detector, 4... Coordinate conversion section, 5... Phase error estimation calculation section, 6... Frequency estimation calculation section, 7... Phase estimation calculation Part, 8... Q-axis inductance estimation calculation unit, 9... Speed control calculation unit, 10... Vector control calculation unit,
DESCRIPTION OF SYMBOLS 11... Coordinate conversion part, 12... Q-axis inductance table reference part, 13... Switch, 20... DC power supply, 21... Power conversion device

Claims (12)

スイッチング素子を有する電力変換器と、
モータを駆動する前記電力変換器を制御する制御部を有し、
前記制御部は、
前記モータの回転位相値と回転位相推定値との偏差である位相誤差推定値を算出し、
前記位相誤差推定値に反比例する成分が、定めておいた値に追従するようにq軸インダクタンス推定値を算出する電力変換装置。 a power converter having a switching element;
a control unit that controls the power converter that drives the motor;
The control unit includes:
Calculating an estimated phase error value that is a deviation between a rotational phase value of the motor and an estimated rotational phase value;
A power conversion device that calculates a q-axis inductance estimate so that a component inversely proportional to the phase error estimate follows a predetermined value. 請求項１に記載の電力変換装置において、
前記制御部は、
周波数推定値から前記回転位相推定値を算出する位相推定演算部を有する電力変換装置。 The power conversion device according to claim 1,
The control unit includes:
A power conversion device including a phase estimation calculation section that calculates the rotational phase estimation value from the frequency estimation value. 請求項１に記載の電力変換装置において、
前記制御部は、
前記電力変換器の周波数と電圧を制御するベクトル制御演算部を有する電力変換装置。 The power conversion device according to claim 1,
The control unit includes:
A power conversion device including a vector control calculation unit that controls the frequency and voltage of the power converter. 請求項１に記載の電力変換装置において、
前記制御部は、
位相誤差を零とするように周波数推定値を制御する周波数推定演算部を有する電力変換装置。 The power conversion device according to claim 1,
The control unit includes:
A power conversion device including a frequency estimation calculation unit that controls a frequency estimation value so as to make a phase error zero. 請求項１に記載の電力変換装置において、
前記制御部は、
周波数推定値と、ｄ軸の電流検出値、前記モータの誘起電圧係数と、ｄ軸インダクタンスおよび、前記ｑ軸インダクタンス推定値から、前記定めておいた値を算出するｑ軸インダクタンス推定演算部を有する電力変換装置。 The power conversion device according to claim 1,
The control unit includes:
a q-axis inductance estimation calculation unit that calculates the predetermined value from the estimated frequency value, the detected d-axis current value, the induced voltage coefficient of the motor, the d-axis inductance, and the estimated q-axis inductance value; Power converter. 請求項１に記載の電力変換装置において、
前記モータは、永久磁石モータもしくは同期リラクタンスモータである電力変換装置。 The power conversion device according to claim 1,
The motor is a power conversion device that is a permanent magnet motor or a synchronous reluctance motor. 請求項１に記載の電力変換装置において、
前記制御部は、
ｄ軸の電圧指令値、ｑ軸の電圧指令値、前記ｑ軸インダクタンス推定値、周波数推定値、ｄ軸の電流検出値、ｑ軸の電流検出値、および前記モータの電気回路定数から、前記位相誤差推定値を算出する位相誤差推定演算部を有する電力変換装置。 The power conversion device according to claim 1,
The control unit includes:
The phase is determined from the d-axis voltage command value, the q-axis voltage command value, the q-axis inductance estimated value, the frequency estimate, the d-axis current detection value, the q-axis current detection value, and the electric circuit constant of the motor. A power conversion device including a phase error estimation calculation unit that calculates an error estimation value. 請求項１に記載の電力変換装置において、
前記位相誤差推定値に反比例する成分は、位相誤差推定の演算式の分母成分である電力変換装置。 The power conversion device according to claim 1,
A power converter device in which the component inversely proportional to the phase error estimation value is a denominator component of an arithmetic expression for phase error estimation. 請求項５に記載の電力変換装置において、
前記ｑ軸インダクタンス推定演算部は、
前記周波数推定値あるいはｄ軸の電流検出値に応じて比例制御と積分制御のゲインを変える電力変換装置。 The power conversion device according to claim 5,
The q-axis inductance estimation calculation unit is
A power conversion device that changes gains of proportional control and integral control according to the estimated frequency value or the detected d-axis current value. 請求項１に記載の電力変換装置において、
前記制御部は、
ｑ軸の電流検出値と前記ｑ軸インダクタンス推定値との関係テーブルを作成しておき、
ｑ軸の電流検出値と前記関係テーブルから前記ｑ軸インダクタンス推定値を取得するｑ軸インダクタンステ－ブル参照部を有する電力変換装置。 The power conversion device according to claim 1,
The control unit includes:
Create a relationship table between the q-axis current detection value and the q-axis inductance estimated value,
A power conversion device including a q-axis inductance table reference unit that obtains the q-axis inductance estimated value from the q-axis current detection value and the relationship table. 請求項１に記載の電力変換装置において、
前記制御部は、
ｑ軸の電流検出値と前記ｑ軸インダクタンス推定値との関係テーブルを作成した後に、
前記q軸インダクタンス推定値を算出することなく、前記関係テーブルから前記q軸インダクタンス推定値を取得する電力変換装置。 The power conversion device according to claim 1,
The control unit includes:
After creating a relationship table between the q-axis current detection value and the q-axis inductance estimated value,
A power conversion device that obtains the q-axis inductance estimate from the relationship table without calculating the q-axis inductance estimate. 請求項１に記載の電力変換装置において、
前記制御部は、
前記ｑ軸インダクタンス推定値を算出するか、
ｑ軸の電流検出値と前記ｑ軸インダクタンス推定値との関係テーブルから前記ｑ軸インダクタンス推定値を取得するかを選択するスイッチを有し、
前記スイッチを切り替える入力値は、メモリに設定され、
デジタル・オペレータ、パーソナル・コンピュータ、タブレットあるいは、スマートフォン機器を接続して、前記入力値を設定もしくは変更する電力変換装置。 The power conversion device according to claim 1,
The control unit includes:
Calculating the estimated q-axis inductance value,
a switch for selecting whether to obtain the q-axis inductance estimate from a relationship table between the q-axis current detection value and the q-axis inductance estimate;
The input value for switching the switch is set in memory,
A power conversion device that connects a digital operator, personal computer, tablet, or smartphone device to set or change the input value.
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