JP6821231B1 - Wireless transmission method - Google Patents

Abstract

本発明の無線送信方法は、伝送データ及びシンボルクロックから変調信号を作成する変調信号作成ステップと、前記シンボルクロックから、時間軸で見たときにフレーム全期間にわたってかつ連続して存在する狭帯域同期信号を作成する狭帯域同期信号作成ステップと、前記変調信号及び前記狭帯域同期信号にキャリア信号を重畳して送信信号を作成する送信信号作成ステップと、前記送信信号を送信する送信ステップとを含む無線送信方法である。本発明によれば、簡単な受信装置構成で同期を実現することが可能であり、なおかつ混信などの影響を受けにくい無線送信方法を提供することができる。The wireless transmission method of the present invention includes a modulation signal creation step of creating a modulation signal from transmission data and a symbol clock, and a narrow band synchronization that exists continuously over the entire frame period when viewed on the time axis from the symbol clock. A narrow band synchronization signal creation step for creating a signal, a transmission signal creation step for creating a transmission signal by superimposing a carrier signal on the modulated signal and the narrow band synchronization signal, and a transmission step for transmitting the transmission signal are included. It is a wireless transmission method. According to the present invention, it is possible to realize synchronization with a simple receiving device configuration, and it is possible to provide a wireless transmission method that is not easily affected by interference or the like.

Description

本技術は、雑音や混信がある状態においても安定な無線通信を行うことのできる無線送信方法、無線送信装置、無線受信方法、無線受信装置、無線通信方法及び無線通信システムに関する。 The present technology relates to a wireless transmission method, a wireless transmission device, a wireless reception method, a wireless reception device, a wireless communication method, and a wireless communication system capable of performing stable wireless communication even in a state of noise or interference.

無線通信において、伝送データを所定の塊に分割して送信する方式が一般的である。 このような伝送データの塊は、ブロック、パケット、またはフレームなど様々な用語で呼ばれている。 本発明では伝送データの塊を、「フレーム」という言葉を用いて説明する。 In wireless communication, a method of dividing transmission data into predetermined chunks and transmitting the data is common. Such chunks of transmitted data are referred to in various terms such as blocks, packets, or frames. In the present invention, a block of transmission data will be described using the term "frame".

上記したように伝送データの塊であるフレームを送信機から送信した場合、受信機でフレームが存在するかどうかを判断することが必要となる。 さらにフレーム毎に異なるタイミング、周波数オフセットそして搬送波位相を受信機が調整しなければならない。 このためフレームの先頭あるいはフレームの途中に同期信号を挿入するのが一般的である。 「同期信号」は、「プリアンブル」、「基準信号」、「フレームシンク」など、状況によって異なる名称が使われるが、送受信でタイミングを合わせるための信号である。 When a frame, which is a block of transmission data, is transmitted from the transmitter as described above, it is necessary for the receiver to determine whether or not the frame exists. In addition, the receiver must adjust different timings, frequency offsets and carrier phases from frame to frame. Therefore, it is common to insert a synchronization signal at the beginning of a frame or in the middle of a frame. The "synchronous signal" uses different names depending on the situation, such as "preamble", "reference signal", and "frame sync", but is a signal for adjusting the timing in transmission and reception.

特開２０１６−２１６３４号公報Japanese Unexamined Patent Publication No. 2016-21634 特開２０１６−４６６１８号公報Japanese Unexamined Patent Publication No. 2016-46618

図１は、従来の無線送信フォーマットのコンセプトを示す図である。図１（Ａ）はフレームの先頭に「プリアンブル」が付加された一般的な無線送信フォーマットのコンセプトを示す図であり、図１（Ｂ）は疑似乱数で生成した「基準信号」がフレームに均等分散された無線送信フォーマットのコンセプトを示す図である。
図１（Ａ）に示す無線送信フォーマットでは、プリアンブル１０に続いて伝送データが送信される。伝送データは、フレームの先頭を示すフレームシンク１１、そしてデータ１２で構成されている。 煩雑になることを防ぐため図示していないが、データ１２にはヘッダー、誤り訂正、誤り検出符号などが含まれる。FIG. 1 is a diagram showing the concept of a conventional wireless transmission format. FIG. 1 (A) is a diagram showing the concept of a general wireless transmission format in which a "preamble" is added to the beginning of a frame, and FIG. 1 (B) is a diagram in which a "reference signal" generated by a pseudo-random number is evenly distributed in a frame. It is a figure which shows the concept of the distributed wireless transmission format.
In the wireless transmission format shown in FIG. 1A, transmission data is transmitted following the preamble 10. The transmission data is composed of a frame sink 11 indicating the beginning of a frame and data 12. Although not shown to prevent complication, the data 12 includes a header, an error correction, an error detection code, and the like.

プリアンブル１０を使った従来例として、特許文献１（特開２０１６−２１６３４号公報）には、伝送データを単位ブロックに分割し、各ブロックにプリアンブル（同期信号）とＣＲＣ（誤り検出符号）を挿入した通信方法が開示されている。 As a conventional example using the preamble 10, in Patent Document 1 (Japanese Unexamined Patent Publication No. 2016-21634), transmission data is divided into unit blocks, and a preamble (synchronous signal) and CRC (error detection code) are inserted in each block. The communication method used is disclosed.

プリアンブル１０は、予め設定されている同期信号、すなわち受信装置が予め知っている同期信号であり、受信装置はプリアンブル１０が到来するのを待ち受けるように構成される。 受信装置の負担を減らすためにプリアンブル１０はシンプルな固定パターンから構成されている場合が多い。 このプリアンブル１０から、搬送波のオフセットや搬送波位相を検出するように構成される。 The preamble 10 is a preset synchronization signal, that is, a synchronization signal known in advance by the receiving device, and the receiving device is configured to wait for the arrival of the preamble 10. The preamble 10 is often composed of a simple fixed pattern in order to reduce the load on the receiving device. From this preamble 10, it is configured to detect the offset of the carrier wave and the phase of the carrier wave.

別の無線送信機から送信された別のフレームが混信として受信機に到来すると、二つのフレームが衝突し、プリアンブルが乱され、フレームを受信できない場合が生じる。 プリアンブルが時間的に集中しているのが問題である。 When another frame transmitted from another radio transmitter arrives at the receiver as interference, the two frames may collide, the preamble may be disturbed, and the frame may not be received. The problem is that the preambles are concentrated in time.

そこで特許文献２（特開２０１６−４６６１８号公報）には、図１（Ｂ）に示すようにプリアンブルの代わりに疑似乱数で生成した同期信号（基準信号）をフレームに均等分散させた無線送信フォーマットが開示されている。 Therefore, in Patent Document 2 (Japanese Unexamined Patent Publication No. 2016-46618), as shown in FIG. 1 (B), a wireless transmission format in which a synchronization signal (reference signal) generated by a pseudo-random number instead of a preamble is evenly distributed in frames. Is disclosed.

このような同期信号を用いることにより混信に強くなり、またタイミングを正確に合わせることができるようになる。 しかし、次に説明するようなパラドックスが生じる。 即ち、同期をとる（搬送波の周波数オフセットや時間ずれなどを知る）ためには同期信号を復号しなければならない。 ここで同期信号を復号するためには、搬送波の周波数オフセットやタイミングずれなどを受信装置側が予め知っていることが必要なのである。 このパラドックスを解くために、受信装置は複雑になる欠点があった。 By using such a synchronization signal, it becomes strong against interference and the timing can be adjusted accurately. However, the paradox described below arises. That is, in order to synchronize (know the frequency offset and time lag of the carrier wave), the synchronization signal must be decoded. Here, in order to decode the synchronization signal, it is necessary for the receiving device side to know in advance the frequency offset and timing deviation of the carrier wave. In order to solve this paradox, the receiving device has a drawback of becoming complicated.

そこで本発明では、簡単な受信装置構成で同期を実現することが可能であり、なおかつ混信などの影響を受けにくい無線送信方法、無線送信装置、無線受信方法、無線受信装置、無線通信方法及び無線通信システムを提供することを目的とする。 Therefore, in the present invention, it is possible to realize synchronization with a simple receiving device configuration, and a wireless transmitting method, a wireless transmitting device, a wireless receiving method, a wireless receiving device, a wireless communication method, and wireless, which are not easily affected by interference and the like. The purpose is to provide a communication system.

本発明の発明者は、上記した課題を解決するために鋭意努力を重ねた結果、同期信号として、「時間軸で見たときにフレーム全期間にわたってかつ連続して存在する狭帯域同期信号」を用いれば上記した課題を解決することができることに思い至り本発明を完成させるに至った。 As a result of diligent efforts to solve the above-mentioned problems, the inventor of the present invention provides a "narrowband synchronous signal that exists continuously over the entire frame period when viewed on the time axis" as a synchronous signal. We came to the conclusion that it would be possible to solve the above-mentioned problems by using it, and completed the present invention.

本発明の無線送信方法は、伝送データ及びシンボルクロックから変調信号を作成する変調信号作成ステップと、前記シンボルクロックから、時間軸で見たときにフレーム全期間にわたってかつ連続して存在する狭帯域同期信号を作成する狭帯域同期信号作成ステップと、前記変調信号及び前記狭帯域同期信号にキャリア信号を重畳して送信信号を作成する送信信号作成ステップと、前記送信信号を送信する送信ステップとを含む無線送信方法である。 The wireless transmission method of the present invention includes a modulation signal creation step of creating a modulation signal from transmission data and a symbol clock, and a narrow band synchronization that exists continuously over the entire frame period when viewed on the time axis from the symbol clock. A narrow band synchronization signal creation step for creating a signal, a transmission signal creation step for creating a transmission signal by superimposing a carrier signal on the modulated signal and the narrow band synchronization signal, and a transmission step for transmitting the transmission signal are included. It is a wireless transmission method.

本発明において、「全期間」は「実質的に全期間」のことを意味し、発明の目的を損ねない限りにおいて、フレームの一部に同期信号が存在しない（同期信号を欠落させた）狭帯域同期信号であっても、本発明に記載された狭帯域同期信号に含まれるものとする。また、本発明において、「連続して」は「実質的に連続して」のことを意味し、発明の目的を損ねない限りにおいて、フレームの一部に連続しない（連続させない）同期信号を含む狭帯域同期信号であっても、本発明に記載された狭帯域同期信号に含まれるものとする。 In the present invention, "total period" means "substantially the entire period", and as long as the object of the invention is not impaired, there is no synchronization signal in a part of the frame (the synchronization signal is omitted). Even a band synchronization signal shall be included in the narrow band synchronization signal described in the present invention. Further, in the present invention, "continuously" means "substantially continuous", and includes a non-continuous (non-continuous) synchronization signal in a part of the frame as long as the object of the invention is not impaired. Even a narrow band synchronization signal is included in the narrow band synchronization signal described in the present invention.

本発明の無線受信方法は、「伝送データ及びシンボルクロックから作成された変調信号」及び「前記シンボルクロックから作成され、時間軸で見たときにフレーム全期間にわたってかつ連続して存在する狭帯域同期信号」にキャリア信号を重畳して作成され送信された送信信号を受信信号として受信する無線受信方法であって、前記受信信号からキャリア信号を分離除去することにより変調信号成分及び狭帯域同期信号成分を含むＩＱ信号（IQ_B (t)）を作成するＩＱ信号作成ステップと、前記ＩＱ信号（IQ_B (t)）から伝送路チャネルのチャネル位相特性θ(t)を抽出し、当該チャネル位相特性θ(t)に応じて前記ＩＱ信号（IQ_B (t)）に位相回転補正を施すことにより位相回転補正後のＩＱ信号（IQc (t)）を作成するＩＱ信号補正ステップと、前記位相回転補正後のＩＱ信号（IQc (t)）から伝送データを複号する伝送データ複号ステップとを含む無線受信方法である。The radio reception method of the present invention is a "modulated signal created from transmission data and a symbol clock" and "a narrow band synchronization created from the symbol clock and existing continuously over the entire frame period when viewed on the time axis. It is a wireless reception method that receives a transmitted signal created by superimposing a carrier signal on a "signal" as a received signal, and is a modulated signal component and a narrow band synchronized signal component by separating and removing the carrier signal from the received signal. The IQ signal creation step of creating an IQ signal (IQ _B (t)) including the above, and the channel phase characteristic θ (t) of the transmission line channel are extracted from the IQ signal (IQ _B (t)), and the channel phase characteristic An IQ signal correction step of creating an IQ signal (IQc (t)) after phase rotation correction by performing phase rotation correction on the IQ signal (IQ _B (t)) according to θ (t), and the phase rotation. This is a wireless reception method including a transmission data double number step in which transmission data is doubled from a corrected IQ signal (IQc (t)).

本発明の無線通信方法は、本発明の無線送信方法からなる無線送信ステップと、本発明の無線受信方法からなる無線受信ステップとを含む無線通信方法である。 The wireless communication method of the present invention is a wireless communication method including a wireless transmission step including the wireless transmission method of the present invention and a wireless reception step including the wireless reception method of the present invention.

本発明の無線通信方法は、「伝送データ及びシンボルクロックから作成された変調信号」及び「前記シンボルクロックから作成され、時間軸で見たときにフレーム全期間にわたってかつ連続して存在する狭帯域同期信号」にキャリア信号を重畳して作成した送信信号を用いて無線通信を行う無線通信方法である。 The wireless communication method of the present invention is a "modulated signal created from transmission data and a symbol clock" and "a narrow band synchronization created from the symbol clock and existing continuously over the entire frame period when viewed on the time axis. This is a wireless communication method for performing wireless communication using a transmission signal created by superimposing a carrier signal on a "signal".

本発明の無線送信装置は、伝送データ及びシンボルクロックから変調信号を作成する変調信号作成部１９と、前記シンボルクロックから、時間軸で見たときにフレーム全期間にわたってかつ連続して存在する狭帯域同期信号を作成する狭帯域同期信号作成部２０と、前記変調信号及び前記狭帯域同期信号にキャリア信号を重畳して送信信号を作成する送信信号作成部２９と、前記送信信号を送信する送信部２００，２０１とを備える無線送信装置である。 The wireless transmission device of the present invention has a modulation signal creation unit 19 that creates a modulation signal from transmission data and a symbol clock, and a narrow band that exists continuously over the entire frame period when viewed on the time axis from the symbol clock. A narrow-band synchronization signal creation unit 20 that creates a synchronization signal, a transmission signal creation unit 29 that creates a transmission signal by superimposing a carrier signal on the modulation signal and the narrow-band synchronization signal, and a transmission unit that transmits the transmission signal. It is a wireless transmission device including 200 and 201.

本発明の無線受信装置は、「伝送データ及びシンボルクロックから作成された変調信号」及び「前記シンボルクロックから作成され、時間軸で見たときにフレーム全期間にわたってかつ連続して存在する狭帯域同期信号」にキャリア信号を重畳して作成され送信された送信信号を受信信号として受信する無線受信装置３であって、前記受信信号からキャリア信号を分離除去することにより変調信号成分及び狭帯域同期信号成分を含むＩＱ信号（IQ_B (t)）を作成するＩＱ信号作成部（フロントエンド回路）３０と、伝送路チャネルのチャネル位相特性θ(t)に応じて前記ＩＱ信号（IQ_B (t)）に位相回転補正を施すことにより伝送路チャネルにおける位相変化を補正したＩＱ信号（IQc (t)）に補正するＩＱ信号補正部３４と、前記ＩＱ信号（IQc (t)）から伝送データを複号する伝送データ複号部４２とを備える無線受信装置である。The wireless receiver of the present invention is a "modulated signal created from transmission data and a symbol clock" and "a narrow band synchronization created from the symbol clock and existing continuously over the entire frame period when viewed on the time axis. A wireless receiving device 3 that receives a transmitted signal created by superimposing a carrier signal on a "signal" as a receiving signal, and a modulated signal component and a narrow band synchronization signal by separating and removing the carrier signal from the received signal. IQ signal creation unit that creates an IQ signal comprising components (IQ _B (t)) and (front end circuit) 30, the IQ signal in response to the channel phase characteristics theta (t) of the transmission path channel (IQ _B (t) ) Is corrected to the IQ signal (IQc (t)) whose phase change in the transmission line channel is corrected by performing phase rotation correction, and the transmission data is duplicated from the IQ signal (IQc (t)). It is a wireless receiving device including the transmission data compound part 42 to be called.

本発明の無線通信システムは、本発明の無線送信装置と、本発明の無線受信装置とを備える無線送信システムである。 The wireless communication system of the present invention is a wireless transmission system including the wireless transmission device of the present invention and the wireless reception device of the present invention.

本発明の無線通信システムは、「伝送データ及びシンボルクロックから作成された変調信号」及び「前記シンボルクロックから作成され、時間軸で見たときにフレーム全期間にわたってかつ連続して存在する狭帯域同期信号」にキャリア信号を重畳して作成した送信信号を用いて無線通信を行う無線通信システムである。 The wireless communication system of the present invention is a "modulated signal created from transmission data and a symbol clock" and "a narrow band synchronization created from the symbol clock and existing continuously over the entire frame period when viewed on the time axis. It is a wireless communication system that performs wireless communication using a transmission signal created by superimposing a carrier signal on a "signal".

本発明によれば、簡単な受信装置構成で同期を実現することが可能であり、なおかつ混信などの影響を受けにくい無線送信方法、無線送信装置、無線受信方法、無線受信装置、無線通信方法及び無線通信システムを提供することが可能となる。 また、本発明によれば、狭帯域同期信号の検出を高効率のＦＦＴ（高速フーリエ変換））を使って実現できるので低消費電力で安定な通信を実現することが可能となる。 According to the present invention, synchronization can be realized with a simple receiving device configuration, and a wireless transmitting method, a wireless transmitting device, a wireless receiving method, a wireless receiving device, a wireless communication method, and the like, which are not easily affected by interference and the like, and It becomes possible to provide a wireless communication system. Further, according to the present invention, since the detection of the narrow band synchronization signal can be realized by using the highly efficient FFT (Fast Fourier Transform), it is possible to realize stable communication with low power consumption.

従来の無線送信フォーマットのコンセプトを示す図である。It is a figure which shows the concept of the conventional wireless transmission format. 実施形態１の無線通信フォーマットのコンセプトを示す図である。It is a figure which shows the concept of the wireless communication format of Embodiment 1. FIG. 実施形態１に係る無線送信装置２のブロック図である。It is a block diagram of the wireless transmission device 2 which concerns on Embodiment 1. 無線送信装置２における変調パルス作成部２１のブロック図である。It is a block diagram of the modulation pulse creation unit 21 in the wireless transmission device 2. 無線送信装置２における狭帯域同期パルス作成部２３のブロック図である。It is a block diagram of the narrow band synchronous pulse creation unit 23 in a wireless transmission device 2. 無線送信装置２におけるミキサ２５のブロック図である。It is a block diagram of the mixer 25 in the wireless transmission device 2. 無線送信装置２における各種信号の波形を模式的に示す図である。It is a figure which shows typically the waveform of various signals in a wireless transmission device 2. 無線送信装置２における各種信号の波形を模式的に示す図である。It is a figure which shows typically the waveform of various signals in a wireless transmission device 2. 送信信号TX(t)のスペクトルを模式的に表した図である。It is a figure which represented the spectrum of the transmission signal TX (t) schematically. 実施形態１に係る無線受信装置３のブロック図である。It is a block diagram of the wireless receiver 3 which concerns on Embodiment 1. FIG. 無線受信装置３におけるチャネル特性検出部３１のブロック図である。It is a block diagram of the channel characteristic detection unit 31 in a wireless receiver 3. 無線受信装置３における各種信号の波形を模式的に示す図である。It is a figure which shows typically the waveform of various signals in a wireless receiver 3. 実施例１における実験結果を示す図である。It is a figure which shows the experimental result in Example 1. FIG. 実施形態２の無線通信フォーマットのコンセプトを示す図である。It is a figure which shows the concept of the wireless communication format of Embodiment 2. 実施形態２に係る無線送信装置５のブロック図である。It is a block diagram of the wireless transmission device 5 which concerns on Embodiment 2. FIG. 実施形態２に係る無線受信装置６のブロック図である。It is a block diagram of the wireless receiver 6 which concerns on Embodiment 2. FIG. 無線受信装置６におけるデチャープ回路６０のブロック図である。It is a block diagram of the decharp circuit 60 in a wireless receiver 6. デチャープ回路６０の動作を模式的に表した図である。It is a figure which represented the operation of the decharp circuit 60 schematically. 実施例２における実験結果を示す図である。It is a figure which shows the experimental result in Example 2. FIG.

以下、図に示す本発明の実施形態を用いて本発明を詳細に説明する。 Hereinafter, the present invention will be described in detail using the embodiments of the present invention shown in the figure.

［実施形態１］
＜無線送信方法＞
実施形態１に係る無線送信方法は、無線送信方法であって、伝送データ及びシンボルクロックから変調信号を作成する変調信号作成ステップと、シンボルクロックから、時間軸で見たときにフレーム全期間にわたってかつ連続して存在する狭帯域同期信号を作成する狭帯域同期信号作成ステップと、変調信号及び狭帯域同期信号にキャリア信号を重畳して送信信号を作成する送信信号作成ステップと、送信信号を送信する送信ステップとを含むものである（後述する図２、図７及び図８参照。）。[Embodiment 1]
<Wireless transmission method>
The radio transmission method according to the first embodiment is a radio transmission method, in which a modulation signal creation step of creating a modulation signal from transmission data and a symbol clock and a modulation signal creation step from the symbol clock over the entire frame period when viewed on the time axis A narrowband synchronization signal creation step for creating a continuously existing narrowband synchronization signal, a transmission signal creation step for creating a transmission signal by superimposing a carrier signal on a modulated signal and a narrowband synchronization signal, and a transmission signal transmission. It includes a transmission step (see FIGS. 2, 7, and 8 described later).

実施形態１に係る無線送信方法において、狭帯域同期信号は、変調信号の帯域幅の１／１００以下の帯域幅を有するものである（後述する図２及び図９参照。）。 In the radio transmission method according to the first embodiment, the narrowband synchronization signal has a bandwidth of 1/100 or less of the bandwidth of the modulated signal (see FIGS. 2 and 9 described later).

実施形態１に係る無線送信方法において、狭帯域同期信号は、複素関数exp(j2πft)から構成されているものである。但し、「ｊ」は虚数単位を示し、「ｆ」はシンボル周波数fb又はこれに同期する周波数を示す（後述する図７参照。）。 In the radio transmission method according to the first embodiment, the narrowband synchronization signal is composed of the complex function exp (j2πft). However, "j" indicates an imaginary unit, and "f" indicates a symbol frequency fb or a frequency synchronized with the symbol frequency fb (see FIG. 7 described later).

実施形態１に係る無線送信方法において、狭帯域同期信号の周波数は、シンボル周波数fbの２分の１であり、狭帯域同期信号の位相は、変調信号のシンボル点において０又はπである（後述する図７参照。）。 In the radio transmission method according to the first embodiment, the frequency of the narrowband synchronization signal is half of the symbol frequency fb, and the phase of the narrowband synchronization signal is 0 or π at the symbol point of the modulated signal (described later). See FIG. 7).

実施形態１に係る無線送信方法において、狭帯域同期信号は、キャリア周波数fcよりも所定のオフセット周波数fsだけ高い周波数fc+fsを有する第１狭帯域同期信号、及び、キャリア周波数fcよりも所定のオフセット周波数fsだけ低い周波数fc-fsを有する第２狭帯域同期信号の２つの狭帯域同期信号成分を含む（後述する図２及び図９参照。）。 In the radio transmission method according to the first embodiment, the narrowband synchronization signal is a first narrowband synchronization signal having a frequency fc + fs higher than the carrier frequency fc by a predetermined offset frequency fs, and a predetermined one than the carrier frequency fc. It contains two narrowband sync signal components of the second narrowband sync signal having a frequency fc-fs lower by the offset frequency fs (see FIGS. 2 and 9 below).

実施形態１に係る無線送信方法においては、伝送データ及びシンボルクロックから両極性の変調パルスを作成し、当該変調パルスから両極性の変調信号を作成することとしている（後述する図７参照）。 In the radio transmission method according to the first embodiment, a bipolar modulation pulse is created from the transmission data and the symbol clock, and a bipolar modulation signal is created from the modulation pulse (see FIG. 7 described later).

実施形態１に係る無線送信方法において、送信信号作成ステップは、変調信号及び狭帯域同期信号を複素信号空間においてそれぞれ異なる２軸に割り当てることにより変調信号及び狭帯域同期信号を合成する合成ステップを含むものである（後述する図３、図６及び図８参照）。 In the wireless transmission method according to the first embodiment, the transmission signal creation step includes a synthesis step of synthesizing a modulated signal and a narrowband synchronized signal by assigning a modulated signal and a narrowband synchronized signal to two different axes in a complex signal space. This is the case (see FIGS. 3, 6 and 8 described later).

＜無線受信方法＞
実施形態１に係る無線受信方法は、「伝送データ及びシンボルクロックから作成された変調信号」及び「前記シンボルクロックから作成され、時間軸で見たときにフレーム全期間にわたってかつ連続して存在する狭帯域同期信号」にキャリア信号を重畳して作成され送信された送信信号を受信信号として受信する無線受信方法であって、
前記受信信号からキャリア信号を分離除去することにより変調信号及び狭帯域同期信号を含むＩＱ信号（IQ_B (t)）を作成するＩＱ信号作成ステップと、
前記ＩＱ信号（IQ_B (t)）から伝送路チャネルのチャネル位相特性θ(t)を抽出し、当該チャネル位相特性θ(t)に応じて前記ＩＱ信号（IQ_B (t)）に位相回転補正を施すことにより位相回転補正後のＩＱ信号（IQc (t)）を作成するＩＱ信号補正ステップと、
前記位相回転補正後のＩＱ信号（IQc (t)）から伝送データを複号する伝送データ複号ステップとを含むものである（後述する図２及び図１２参照。）。<Wireless reception method>
The radio reception method according to the first embodiment is a “modulated signal created from transmission data and a symbol clock” and a “narrow signal created from the symbol clock and existing continuously over the entire frame period when viewed on the time axis. It is a wireless reception method that receives a transmission signal created and transmitted by superimposing a carrier signal on a "band synchronization signal" as a reception signal.
An IQ signal creation step of creating an IQ signal (IQ _B (t)) including a modulated signal and a narrowband synchronization signal by separating and removing a carrier signal from the received signal, and
The extract IQ signals (IQ _B (t)) channel phase characteristics of the transmission path channel from θ (t), the phase rotation in the IQ signal in response to the channel phase characteristics _{θ (t) (IQ B (} t)) An IQ signal correction step that creates an IQ signal (IQc (t)) after phase rotation correction by applying correction, and
It includes a transmission data duplication step of duplicating transmission data from the IQ signal (IQc (t)) after phase rotation correction (see FIGS. 2 and 12 described later).

実施形態１に係る無線送信方法において、ＩＱ信号補正ステップにおいては、狭帯域フィルタによりＩＱ信号（IQ_B(t)）から狭帯域同期信号を分離し、当該狭帯域同期信号を用いて伝送路チャネルのチャネル位相特性θ(t)を抽出することとしている（後述する図２及び図１２参照。）。In the wireless transmission method according to the first embodiment, in the IQ signal correction step, the narrowband synchronization signal is separated from the IQ signal (IQ _B (t)) by the narrowband filter, and the narrowband synchronization signal is used for the transmission line channel. The channel phase characteristic θ (t) of the above is extracted (see FIGS. 2 and 12 described later).

＜無線通信方法＞
実施形態１に係る無線通信方法は、実施形態に係る無線送信方法からなる無線送信ステップと、実施形態１に係る無線受信方法からなる無線受信ステップとを含むものである。（後述する図２、図７、図８及び図１２参照。）。<Wireless communication method>
The wireless communication method according to the first embodiment includes a wireless transmission step including the wireless transmission method according to the embodiment and a wireless reception step including the wireless reception method according to the first embodiment. (See FIGS. 2, 7, 8 and 12 described later).

以下に示す実施形態１においては、シンボルレート100kspsのBPSK（Binary Phase Shift Keying、位相偏移変調）を変調方式として用いる。シンボル周波数fbはシンボルレートと等しく100kHzである。 また、フレーム長T＝１秒、キャリア周波数（搬送波周波数）fc＝920MHzで無線伝送する場合について説明する。 本発明はこれに限定されることなく、様々な実施形態で実現できることは言うまでもない。 In the first embodiment shown below, BPSK (Binary Phase Shift Keying) having a symbol rate of 100 ksps is used as the modulation method. The symbol frequency fb is 100 kHz, which is equal to the symbol rate. Further, a case of wireless transmission with a frame length T = 1 second and a carrier frequency (carrier frequency) fc = 920 MHz will be described. It goes without saying that the present invention is not limited to this, and can be realized in various embodiments.

図２は、実施形態１の無線通信フォーマットのコンセプトを示す図である。図２においては、縦軸に周波数、横軸に時間を取って無線通信フォーマットのコンセプトを示している。 ここでデータ１２には、ヘッダー情報や誤り訂正符号が含まれている。 またデータ１２は、キャリア周波数fcを中心としてデータ１２が占有する占有周波数帯域幅（Mod Bw）で分布している。 シンボル周波数fbが100ｋHzの場合、占有周波数帯域幅（Mod Bw）はおよそ150kHz程度になる。 FIG. 2 is a diagram showing the concept of the wireless communication format of the first embodiment. In FIG. 2, the vertical axis represents frequency and the horizontal axis represents time to show the concept of wireless communication format. Here, the data 12 includes header information and an error correction code. Further, the data 12 is distributed with the occupied frequency bandwidth (Mod Bw) occupied by the data 12 centered on the carrier frequency fc. When the symbol frequency fb is 100 kHz, the occupied frequency bandwidth (Mod Bw) is about 150 kHz.

図２において、伝送データは、フレームの開始タイミングを表すフレームシンク１１とデータ１２とから構成される。 フレームシンク１１の変調方式はデータ１２と同一であるから、フレームシンク１１が占有する占有周波数帯域幅はデータ１２が占有する占有周波数帯域幅（Mod Bw）と同じである。 In FIG. 2, the transmission data is composed of a frame sync 11 and data 12 representing a frame start timing. Since the modulation method of the frame sync 11 is the same as that of the data 12, the occupied frequency bandwidth occupied by the frame sync 11 is the same as the occupied frequency bandwidth (Mod Bw) occupied by the data 12.

従来法では、フレームの先頭付近の時間にプリアンブルと呼ばれる同期信号を送っていた（図１（Ａ）参照。)。 このためフレームの先頭付近を妨害波等による混信で失うと、同期を実現することができずに伝送エラーを引き起こす問題があった。 そこで実施形態１の無線送信フォーマットでは、狭帯域の同期信号（狭帯域同期信号、サイドキャリア信号１４ということもある。）をフレームの全期間において伝送することとしている（図２参照。）。 In the conventional method, a synchronization signal called a preamble is sent at a time near the beginning of the frame (see FIG. 1 (A)). Therefore, if the vicinity of the beginning of the frame is lost due to interference due to an interference wave or the like, there is a problem that synchronization cannot be realized and a transmission error occurs. Therefore, in the wireless transmission format of the first embodiment, a narrow band synchronization signal (sometimes referred to as a narrow band synchronization signal or a side carrier signal 14) is transmitted during the entire period of the frame (see FIG. 2).

実施形態１においては、図２に示すように、サイドキャリア信号１４として２本のサイドキャリア信号１４Ａ及び１４Ｂを用いている。 サイドキャリア信号１４Ａはキャリア周波数fcに対して所定のサイドキャリア周波数fsだけ周波数が高い信号であり、サイドキャリア信号１４Ｂはキャリア周波数fcに対して所定のサイドキャリア周波数fsだけ周波数が低い信号である。サイドキャリア信号１４ＡをSC1(t)とし、サイドキャリア信号１４ＢをSC2(t)とすると、SC1(t)及びSC2(t)はそれぞれ以下の式１および式２で表される。

式１及び式２中、「T」はフレーム長（１秒）であり、「rect(t)」は矩形関数であり、「j」は虚数単位である。In the first embodiment, as shown in FIG. 2, two side carrier signals 14A and 14B are used as the side carrier signals 14. The side carrier signal 14A is a signal whose frequency is higher by a predetermined side carrier frequency fs with respect to the carrier frequency fc, and the side carrier signal 14B is a signal whose frequency is lower by a predetermined side carrier frequency fs with respect to the carrier frequency fc. Assuming that the side carrier signal 14A is SC1 (t) and the side carrier signal 14B is SC2 (t), SC1 (t) and SC2 (t) are represented by the following equations 1 and 2, respectively.

In Equations 1 and 2, "T" is a frame length (1 second), "rect (t)" is a rectangular function, and "j" is an imaginary unit.

複素関数exp(j2πft))をフーリエ変換したものはデルタ関数δ(f)であるから、サイドキャリア信号１４のスペクトルは特定の周波数に集中する。 例えばフレーム長Tが１秒であれば、サイドキャリア信号１４は10Hz程度の占有周波数帯域幅に収まる。本発明では、フーリエ変換によりサイドキャリア信号１４を検出することを容易にするため、このようにサイドキャリア信号１４を複素関数exp(j2πft)で構成して、サイドキャリア信号１４のスペクトルを特定の周波数に集中させることとしている。 Since the Fourier transform of the complex function exp (j2πft)) is the delta function δ (f), the spectrum of the side carrier signal 14 is concentrated on a specific frequency. For example, if the frame length T is 1 second, the side carrier signal 14 falls within the occupied frequency bandwidth of about 10 Hz. In the present invention, in order to facilitate the detection of the side carrier signal 14 by the Fourier transform, the side carrier signal 14 is thus configured by the complex function exp (j2πft), and the spectrum of the side carrier signal 14 is set to a specific frequency. I will concentrate on.

以降は、サイドキャリア周波数fsをシンボル周波数fbの２分の１とした場合について説明する。 シンボル周波数fbとして100kHzを想定した本実施形態では、サイドキャリア周波数fsは50kHzとなる。 Hereinafter, a case where the side carrier frequency fs is set to half of the symbol frequency fb will be described. In the present embodiment assuming 100 kHz as the symbol frequency fb, the side carrier frequency fs is 50 kHz.

サイドキャリア信号１４Ａ及び１４Ｂは、図２に示すように、フレームの全期間に広がっているので、例えば妨害波からの混信により、フレームの一部分が欠落した場合においても、無線受信装置において補間して検出することが可能となる。 As shown in FIG. 2, the side carrier signals 14A and 14B are spread over the entire period of the frame, so that even if a part of the frame is missing due to interference from a disturbing wave, for example, the side carrier signals are interpolated by the wireless receiver. It becomes possible to detect.

＜無線送信装置＞
図３は、実施形態１に係る無線送信装置２のブロック図である。図４は、無線送信装置２における変調パルス作成部２１のブロック図である。図５は、無線送信装置２における狭帯域同期パルス作成部２３のブロック図である。図６は、無線送信装置２におけるミキサ２５のブロック図である。<Wireless transmitter>
FIG. 3 is a block diagram of the wireless transmission device 2 according to the first embodiment. FIG. 4 is a block diagram of the modulation pulse creation unit 21 in the wireless transmission device 2. FIG. 5 is a block diagram of the narrowband synchronous pulse creation unit 23 in the wireless transmission device 2. FIG. 6 is a block diagram of the mixer 25 in the wireless transmission device 2.

実施形態１に係る無線送信装置２は、図３〜図６に示すように、伝送データ及びシンボルクロックから変調信号を作成する変調信号作成部１９と、シンボルクロックから、時間軸で見たときにフレーム全期間にわたってかつ連続して存在する狭帯域同期信号を作成する狭帯域同期信号作成部２０と、変調信号及び狭帯域同期信号にキャリア信号を重畳して送信信号を作成する送信信号作成部２９と、送信信号を送信する送信部２００，２０１とを備えるものである。 As shown in FIGS. 3 to 6, the radio transmission device 2 according to the first embodiment has a modulation signal creation unit 19 that creates a modulation signal from transmission data and a symbol clock, and a modulation signal creation unit 19 that creates a modulation signal from the symbol clock when viewed on the time axis. A narrowband synchronization signal creation unit 20 that creates a narrowband synchronization signal that exists continuously over the entire frame period, and a transmission signal creation unit 29 that creates a transmission signal by superimposing a carrier signal on the modulation signal and the narrowband synchronization signal. And transmission units 200, 201 for transmitting a transmission signal.

実施形態１に係る無線送信装置２において、狭帯域同期信号作成部２０は、変調信号のシンボル点において狭帯域同期信号の位相が０またはπになるようにタイミングを調整する機能を有するものである。 In the wireless transmission device 2 according to the first embodiment, the narrowband synchronization signal creation unit 20 has a function of adjusting the timing so that the phase of the narrowband synchronization signal becomes 0 or π at the symbol point of the modulated signal. ..

図７及び図８は、無線送信装置２における各種信号の波形を模式的に示す図である。図７（Ａ）は伝送データの波形（０／１の切り替わりタイミング）を示し、図７（Ｂ）はシンボルクロック（syclk）の波形を示し、図７（Ｃ）は変調パルス（Mod Pulse）の波形を示し、図７（Ｄ）は変調信号（mod(t)）の波形を示し、図７（Ｅ）は半周波数クロック（2divClk）の波形を示し、図７（Ｆ）は同期パルス（Sync Pulse）の波形を示し、図７（Ｇ）は狭帯域同期信号（サイドキャリア信号１４、Sync(t)）の波形を示す。図８（Ａ）は変調信号（mod(t)）の波形を示し、図８（Ｂ）は乗算器２５１の出力Cm(t)の波形を示し、図８（Ｃ）は狭帯域同期信号（サイドキャリア信号１４、α・sync(t)）の波形を示し、図８（Ｄ）は乗算器２５２の出力Cs(t)の波形を示し、図８（Ｅ）は送信信号TX(t)の波形を示す。 7 and 8 are diagrams schematically showing waveforms of various signals in the wireless transmission device 2. FIG. 7A shows the waveform of the transmission data (0/1 switching timing), FIG. 7B shows the waveform of the symbol clock (syclk), and FIG. 7C shows the modulation pulse (Mod Pulse). The waveform is shown, FIG. 7 (D) shows the waveform of the modulated signal (mod (t)), FIG. 7 (E) shows the waveform of the half-frequency clock (2divClk), and FIG. 7 (F) shows the synchronous pulse (Sync). The waveform of Pulse) is shown, and FIG. 7 (G) shows the waveform of a narrow band synchronization signal (side carrier signal 14, Sync (t)). 8 (A) shows the waveform of the modulated signal (mod (t)), FIG. 8 (B) shows the waveform of the output Cm (t) of the multiplier 251 and FIG. 8 (C) shows the narrow band synchronization signal (Narrow band synchronization signal). The waveform of the side carrier signal 14, α · sync (t)) is shown, FIG. 8 (D) shows the waveform of the output Cs (t) of the multiplier 252, and FIG. 8 (E) shows the waveform of the transmission signal TX (t). The waveform is shown.

無線送信装置２では、図３に示すように、伝送データ「101101...」及びシンボルクロック（syclk）から送信信号TX(t)が作成され、アンテナ２０１より電波として送信される。 In the wireless transmission device 2, as shown in FIG. 3, a transmission signal TX (t) is created from the transmission data “101101 ...” and the symbol clock (syclk), and is transmitted as radio waves from the antenna 201.

伝送データ及びシンボルクロックは、図３及び図４に示すように、変調パルス作成部２１に入力され、シンボル毎に１発の変調パルス（Mod Pulse）に変換される（図７（Ａ）〜図７（Ｃ）参照。）。 変調パルス（Mod Pulse）は、伝送データに応じて極性が変化する両極性のパルス列である。 As shown in FIGS. 3 and 4, the transmission data and the symbol clock are input to the modulation pulse creation unit 21 and converted into one modulation pulse (Mod Pulse) for each symbol (FIGS. 7A to 7A). 7 (C).). A modulation pulse (Mod Pulse) is a pulse train having both polarities whose polarity changes according to transmission data.

ローパスフィルタ（LPF）２２は、変調パルス（Mod Pulse）を低域濾過することにより変調信号（mod(t)）を作成する（図７（Ｄ参照。）。 ローパスフィルタ２２の特性としては、符号間干渉を抑圧できるRRC（Root Raised Cosine)特性を用いることができる。 この場合、ローパスフィルタ２２の通過帯域幅を占有周波数帯域幅（Mod Bw）と等しくする。 すなわち、本実施形態ではローパスフィルタ２２の通過帯域幅= 150kHzとして説明する。 The low-pass filter (LPF) 22 creates a modulated signal (mod (t)) by filtering the modulated pulse (Mod Pulse) in a low frequency range (see FIG. 7 (D). The characteristics of the low-pass filter 22 include reference numerals. An RRC (Root Raised Cosine) characteristic that can suppress inter-interference can be used. In this case, the pass bandwidth of the low-pass filter 22 is made equal to the occupied frequency bandwidth (Mod Bw). That is, in the present embodiment, the low-pass filter 22 The pass bandwidth of is described as 150 kHz.

シンボルクロック（syclk）は、図３及び図５に示すように、同期パルス作成部２３にも入力される。 同期パルス作成部２３は、シンボル毎に極性が反転する同期パルス（Sync Pulse）を作成し（図７（Ｆ）参照。）、バンドパスフィルタ（BPF）２４に供給する。 バンドパスフィルタ２４は、中心周波数がサイドキャリア周波数fsであり、通過帯域幅（SyBw）が極めて狭いフィルタである。 SyBw＝10Hzと狭く設定することにより、バンドパスフィルタ２４を通過した狭帯域同期信号（サイドキャリア信号１４、sync(t)）は、きれいな正弦波となる（図７（Ｇ）参照。）。 The symbol clock (syclk) is also input to the synchronous pulse creation unit 23 as shown in FIGS. 3 and 5. The synchronization pulse creation unit 23 creates a synchronization pulse (Sync Pulse) whose polarity is inverted for each symbol (see FIG. 7F), and supplies the synchronization pulse to the bandpass filter (BPF) 24. The bandpass filter 24 is a filter in which the center frequency is the side carrier frequency fs and the pass bandwidth (SyBw) is extremely narrow. By setting SyBw = 10 Hz as narrow as possible, the narrow band synchronization signal (side carrier signal 14, sync (t)) that has passed through the bandpass filter 24 becomes a clean sine wave (see FIG. 7 (G)).

送信信号作成部２９においては、図２に示すように、変調信号（mod(t)）をミキサ２５のＩ軸に、そしてサイドキャリア信号１４（sync(t)）の振幅をアンプ２８によりα倍した信号をＱ軸に入力することにより、２つの異なる搬送波位相（IとQ）を有する送信信号TX(t)を合成する。 In the transmission signal creation unit 29, as shown in FIG. 2, the modulation signal (mod (t)) is multiplied by the I axis of the mixer 25, and the amplitude of the side carrier signal 14 (sync (t)) is multiplied by α by the amplifier 28. By inputting the generated signal to the Q-axis, the transmission signal TX (t) having two different carrier phases (I and Q) is synthesized.

ミキサ２５においては、図６に示すように、局部発振器（LO）２７より供給されるキャリア信号（キャリア周波数fc）が位相シフタ２５３によって位相が９０度シフトした信号が作成される。 乗算器２５１によって変調信号（mod(t)）にキャリア信号が乗算される。 乗算器２５２によって、サイドキャリア信号１４（α・sync(t)）に位相シフタ２５３の出力が乗算される。加算器２５４によって二つの乗算器（２５１、２５２）の出力が加算（合成）されることにより、送信信号TX(t)が生成される。 In the mixer 25, as shown in FIG. 6, a signal is created in which the carrier signal (carrier frequency fc) supplied from the local oscillator (LO) 27 is shifted by 90 degrees by the phase shifter 253. The multiplier signal 251 multiplies the modulated signal (mod (t)) by the carrier signal. The multiplier 252 multiplies the side carrier signal 14 (α · sync (t)) by the output of the phase shifter 253. The transmission signal TX (t) is generated by adding (synthesizing) the outputs of the two multipliers (251 and 252) by the adder 254.

ミキサ２５の出力が変調、増幅された後に送信信号TX(t)がアンテナ２０１より電波として送信される。 After the output of the mixer 25 is modulated and amplified, the transmission signal TX (t) is transmitted as a radio wave from the antenna 201.

２つの異なる搬送波位相を使うことにより、無線受信装置において変調信号（mod(t)）と狭帯域同期信号（サイドキャリア信号１４、sync(t)）との分離をより高精度で行うことができる。 しかし簡便に実現する場合には、変調信号（mod(t)）と狭帯域同期信号（サイドキャリア信号１４、sync(t)）を加算してからミキサ２５の同じ位相（例えばＩ相）に入力するように構成することもできる。 By using two different carrier phases, the modulation signal (mod (t)) and the narrowband synchronization signal (side carrier signal 14, sync (t)) can be separated with higher accuracy in the wireless receiver. .. However, if it is easily realized, the modulation signal (mod (t)) and the narrow band synchronization signal (side carrier signal 14, sync (t)) are added and then input to the same phase (for example, phase I) of the mixer 25. It can also be configured to do so.

キャリア周波数fcは、例えば920Mzとすることができる。 もちろん他の周波数を用いても構わない。 バンドパスフィルタ（BPF）２６は、ミキサ２５からの合成信号に含まれる不要成分を除去する。 バンドパスフィルタ２６の出力はアンプ（AMP）２００により増幅され、アンテナ２０１から送信信号TX(t)を含む電波として送信される。
上記について、図４〜図８を用いて詳細に説明する。The carrier frequency fc can be, for example, 920 Mz. Of course, other frequencies may be used. The bandpass filter (BPF) 26 removes unnecessary components contained in the synthetic signal from the mixer 25. The output of the bandpass filter 26 is amplified by the amplifier (AMP) 200 and transmitted from the antenna 201 as a radio wave including the transmission signal TX (t).
The above will be described in detail with reference to FIGS. 4 to 8.

＜変調パルス＞
伝送データは、シンボルクロック（syclk）毎に入力され、図４に示すマッパー（Mapper）２１０により両極性の信号に変換される（図７（Ａ）、図７（Ｂ）及び図４参照。）。 即ち、伝送データが「１」であれば「＋１」に、伝送データが「０」であれば「−１」に変換される（図７（Ｃ）参照。）。<Modulation pulse>
The transmission data is input for each symbol clock (syclk) and converted into bipolar signals by the mapper 210 shown in FIG. 4 (see FIGS. 7 (A), 7 (B) and 4). .. That is, if the transmission data is "1", it is converted to "+1", and if the transmission data is "0", it is converted to "-1" (see FIG. 7C).

立ち上がり検出回路２１１により、シンボルクロック（syclk）の立ち上がりエッジにおいて立ち上がりエッジパルスが生成される。 立ち上がり検出回路２１１は、１６倍のＰＬＬ回路２１３、Ｄフリップフロップ２１４、ＮＯＴゲート２１５そしてＡＮＤゲート２１６で構成され、シンボルクロック（syclk）が論理「０」から論理「１」になったタイミングで、立ち上がりエッジパルスを発生させる。 立ち上がりエッジパルスは乗算器２１２によってマッパー２１０の出力と乗算され、シンボル毎に１発の両極性の変調パルス（Mod Pulse）として出力される。 The rising edge detection circuit 211 generates a rising edge pulse at the rising edge of the symbol clock (syclk). The rise detection circuit 211 is composed of a 16-fold PLL circuit 213, a D flip-flop 214, a NOT gate 215, and an AND gate 216, and at the timing when the symbol clock (syclk) changes from the logic "0" to the logic "1". Generates a rising edge pulse. The rising edge pulse is multiplied by the output of the mapper 210 by the multiplier 212 and output as one bipolar modulation pulse (Mod Pulse) for each symbol.

このようにして生成される変調パルス（Mod Pulse）は、図７（Ｃ）に示すように、伝送データに応じた両極性のインパルス列である。 また 変調パルス（Mod Pulse）は、シンボルクロック（syclk）の立ち上がりに同期しているので、１つのシンボルを伝送する時間（Ts）の中央部で変化するように構成されている。 As shown in FIG. 7C, the modulation pulse (Mod Pulse) generated in this way is an impulse train having both polarities according to the transmission data. Further, since the modulation pulse (Mod Pulse) is synchronized with the rising edge of the symbol clock (syclk), it is configured to change at the central portion of the time (Ts) for transmitting one symbol.

＜同期パルス＞
シンボルクロック（syclk）は、図５に示すように、２分の１分周器２３０に入力され、周波数が半分になる（図７（Ｅ）参照。）。 ２分の１の周波数になった半周波数クロック（2divClk）は、エッジパルス生成回路２３１に供給される。 エッジパルス生成回路２３１は、１６倍のＰＬＬ回路２３２、Ｄフリップフロップ２３３及び２３７、ＮＯＴゲート２３４及び２３８、ＡＮＤゲート２３５及び２３９、反転アンプ２４０及び加算器２４１で構成され、半周波数クロック（2divClk）が「０」から「１」に切り替わるタイミングで正極性の同期パルス（Sync Pulse）を生成し、「１」から「０」に切り替わるタイミングで負極性の同期パルス（Sync Pulse）を生成する（図７（Ｆ）参照。）。<Synchronous pulse>
As shown in FIG. 5, the symbol clock (syclk) is input to the half frequency divider 230, and the frequency is halved (see FIG. 7 (E)). The half-frequency clock (2divClk) whose frequency is halved is supplied to the edge pulse generation circuit 231. The edge pulse generation circuit 231 is composed of a 16-fold PLL circuit 232, D flip-flops 233 and 237, NOT gates 234 and 238, AND gates 235 and 239, an inverting amplifier 240 and an adder 241 and is a half frequency clock (2divClk). Generates a positive sync pulse (Sync Pulse) at the timing of switching from "0" to "1", and generates a negative sync pulse (Sync Pulse) at the timing of switching from "1" to "0" (Fig.). 7 (F).).

同期パルス（Sync Pulse）はシンボル毎に極性が反転するので、その基本周波数成分はシンボル周波数fbの２分の１となる。 また、図７（Ｅ）及び図７（Ｆ）に示すように、同期パルス（Sync Pulse）を生成するタイミングは、変調信号（mod(t)）がゼロになるタイミングに合致している。 Since the polarity of the Sync Pulse is inverted for each symbol, its fundamental frequency component is half of the symbol frequency fb. Further, as shown in FIGS. 7 (E) and 7 (F), the timing of generating the synchronization pulse (Sync Pulse) coincides with the timing of the modulation signal (mod (t)) becoming zero.

＜変調信号及び狭帯域同期信号＞
以上のようにして変調パルス（Mod Pulse）と同期パルス（Sync Pulse）が作成され（図３参照。）、それがローパスフィルタ２２とバンドパスフィルタ２４を通過することにより、図７（Ｄ）に示す変調信号（mod(t)）と、図７（Ｇ）に示す狭帯域同期信号（サイドキャリア信号１４、sync(t)）が生成される。 ここでサイドキャリア信号１４（sync(t)）がゼロを交差するタイミングが、変調信号（mod(t)）の変調信号をサンプリングするタイミングに合致している。 狭帯域同期信号（サイドキャリア信号１４、sync(t)）の周波数帯域幅 SyBwは10Hzであり、変調信号の占有周波数帯幅（Mod Bw=150kHz）に比較して100分の１以下となっている。 <Modulated signal and narrow band synchronization signal>
As described above, a modulation pulse (Mod Pulse) and a synchronization pulse (Sync Pulse) are created (see FIG. 3), and when they pass through the low-pass filter 22 and the band-pass filter 24, FIG. 7 (D) shows. The modulated signal (mod (t)) shown and the narrowband synchronization signal (side carrier signal 14, sync (t)) shown in FIG. 7 (G) are generated. Here, the timing at which the side carrier signal 14 (sync (t)) intersects zero coincides with the timing at which the modulated signal of the modulated signal (mod (t)) is sampled. The frequency bandwidth SyBw of the narrow band synchronization signal (side carrier signal 14, sync (t)) is 10 Hz, which is less than 1/100 of the occupied frequency bandwidth (Mod Bw = 150 kHz) of the modulated signal. There is.

後述する無線受信装置３では、受信した電波に含まれる送信信号（TX(t)）から変調信号（mod(t)）とサイドキャリア信号１４（sync(t)）、同期信号（sync(t)）を復元し、サイドキャリア信号１４（sync(t)）がゼロを交差したタイミングで変調信号（mod(t)）をサンプリングするように構成することでシンボル同期を実現する。 In the wireless receiving device 3 described later, the modulation signal (mod (t)), the side carrier signal 14 (sync (t)), and the synchronization signal (sync (t)) from the transmission signal (TX (t)) included in the received radio wave are used. ) Is restored, and the modulation signal (mod (t)) is sampled at the timing when the side carrier signal 14 (sync (t)) crosses zero to realize symbol synchronization.

＜送信信号＞
上記した送信信号 TX(t)を数式で表現すると以下の式３で表わすことができる。

式３中、Δ_TXは無線送信装置２で生じる送信周波数の偏差であり、αは同期信号の強さを定める定数である。 他システムからの干渉があり同期が乱されるような場合はαの値として高い値を採用して同期性能を上げることができる。 後述する実験では、α＝０．２とした。なお、式３中、虚数単位ｊは90度位相シフトを表現している。<Transmission signal>
The above-mentioned transmission signal TX (t) can be expressed by the following equation 3.

In the formula 3, delta _TX is the deviation of the transmission frequency generated in the wireless transmitting device 2, alpha is a constant defining the intensity of the synchronizing signal. If there is interference from another system and synchronization is disturbed, a high value can be adopted as the α value to improve synchronization performance. In the experiment described later, α = 0.2. In Equation 3, the imaginary unit j represents a 90-degree phase shift.

式３において、狭帯域同期信号（サイドキャリア信号１４、sync(t)）はシンボルクロック（syclk）に同期した正弦波であるから、送信信号 TX(t)を以下の式４のように書き換えることができる、

式４中、fsはサイドキャリア周波数（本実施形態では50kHz）である。 サイドキャリア信号１４は２つの複素関数（複素関数exp(j2πf_st)及びexp(-j2πf_st)）で表現される２つのサイドキャリア信号（１４Ａ及び１４Ｂ）として変調信号（mod(t)）とともに送信信号TX(t)に合成される。In Equation 3, since the narrowband synchronization signal (side carrier signal 14, sync (t)) is a sine wave synchronized with the symbol clock (syclk), the transmission signal TX (t) is rewritten as in Equation 4 below. Can be done

In Equation 4, fs is the side carrier frequency (50 kHz in this embodiment). The side carrier signal 14 is a modulated signal (mod (t)) as two side carrier signals (14A and 14B) represented by two complex functions (complex functions exp (j2π f _s t) and exp (-j 2 π f _s t)). It is combined with the transmission signal TX (t).

送信信号TX(t)の合成は、上記したように図３に示す送信信号作成部２９で行う。まず、図６に示すミキサ２５において、乗算器２５１からは、変調信号（図８（Ａ）参照。）にキャリア信号が重畳された出力信号Cm(t)が出力され（（図８（Ｂ）参照。）、乗算器２５２からは、狭帯域同期信号をα倍した信号α・sync(t)（図８（Ｃ）参照。）にシフタ２５３により位相が９０°シフトされたキャリア信号が重畳された出力信号Cs(t)が出力され（図８（Ｄ)参照。）る。その後、ミキサ２５後段のバンドパスフィルタ２６により不要周波数成分が除去され、送信信号TX(t)が作成される（図８（Ｅ）参照。）。 The transmission signal TX (t) is synthesized by the transmission signal creation unit 29 shown in FIG. 3 as described above. First, in the mixer 25 shown in FIG. 6, an output signal Cm (t) in which a carrier signal is superimposed on a modulation signal (see FIG. 8A) is output from the multiplier 251 ((FIG. 8B). (See.), From the multiplier 252, a carrier signal whose phase is shifted by 90 ° by the shifter 253 is superimposed on the signal α · sync (t) (see FIG. 8C) obtained by multiplying the narrowband synchronization signal by α. The output signal Cs (t) is output (see FIG. 8D). After that, the bandpass filter 26 in the subsequent stage of the mixer 25 removes unnecessary frequency components, and the transmission signal TX (t) is created (see FIG. 8D). See FIG. 8 (E).).

図９は、送信信号TX(t)のスペクトルを模式的に表した図である。 伝送データ（フレームシンク１１とデータ１２）は、図９に示すように、キャリア周波数fcを中心として約100kHzのフラットな周波数特性を持つBPSK変調信号である。 これに対してサイドキャリア信号１４は狭帯域であるので、そのスペクトルはδ関数のようにピークを生じる。このため、本実施形態においては、キャリア周波数fcを挟んで両側にサイドキャリア信号１４Ａおよび１４Ｂが「角」（ツノ）のように飛び出して観測される。 このようなスペクトルは、送信信号TX(t)にＦＦＴ（高速フーリエ変換）を施すことにより簡単に観測できる。 このように、送信信号TX(t)のスペクトルの「角」を検出することにより、サイドキャリア信号１４Ａおよび１４Ｂを容易に抽出できる。後述する無線受信装置３においては、サイドキャリア信号１４Ａおよび１４Ｂを検出することにより、フレームが存在するか否かの判断を行う。 FIG. 9 is a diagram schematically showing the spectrum of the transmission signal TX (t). As shown in FIG. 9, the transmission data (frame sync 11 and data 12) is a BPSK modulated signal having a flat frequency characteristic of about 100 kHz centered on the carrier frequency fc. On the other hand, since the side carrier signal 14 has a narrow band, its spectrum has a peak like a delta function. Therefore, in the present embodiment, the side carrier signals 14A and 14B are observed as “horns” (horns) on both sides of the carrier frequency fc. Such a spectrum can be easily observed by applying FFT (Fast Fourier Transform) to the transmission signal TX (t). In this way, the side carrier signals 14A and 14B can be easily extracted by detecting the "angle" of the spectrum of the transmission signal TX (t). In the wireless receiving device 3 described later, it is determined whether or not a frame exists by detecting the side carrier signals 14A and 14B.

＜無線受信装置＞
図１０は、実施形態１に係る無線受信装置３のブロック図である。図１１は、無線受信装置３におけるチャネル特性検出部３１のブロック図である。図１２は、無線受信装置３における各種信号の波形を模式的に示す図である。図１２（Ａ）は受信信号RX(t)の波形を示し、図１２（Ｂ）はＩＱ信号（IQ _B(t)）のＩ軸に現れる波形を示し、図１２（Ｃ）はＩＱ信号（IQ _B(t)）のＱ軸に現れる波形を示し、図１２（Ｄ）はＩＱ信号（IQ _C(t)）のＩ軸に現れる変調信号（mod(t)）の波形を示し、図１２（Ｅ）はＩＱ信号（IQ _C(t)）のＱ軸に現れるサイドキャリア信号１４（sync(t)）の波形を示し、図１２（Ｆ）はサンプリングパルスＳｐを示し、図１２（Ｇ）はコンスタレーションＳｃを示し、図１２（Ｈ）は複号された伝送データを示す。なお、図１２においては、種信号の波形を模式的に示す図である。この図において、無線通信において加わる雑音や時間シフトはゼロであるとして簡略化している。<Wireless receiver>
FIG. 10 is a block diagram of the wireless receiver 3 according to the first embodiment. FIG. 11 is a block diagram of the channel characteristic detection unit 31 in the wireless receiver 3. FIG. 12 is a diagram schematically showing waveforms of various signals in the wireless receiving device 3. FIG. 12A shows the waveform of the received signal RX (t), FIG. 12B shows the waveform appearing on the I axis of the IQ signal (IQ _B (t)), and FIG. 12C shows the IQ signal (C). The waveform appearing on the Q-axis of IQ _B (t)) is shown, and FIG. 12 (D) shows the waveform of the modulated signal (mod (t)) appearing on the I-axis of the IQ signal (IQ _C (t)). (E) shows the waveform of the side carrier signal 14 (sync (t)) appearing on the Q axis of the IQ signal (IQ _C (t)), FIG. 12 (F) shows the sampling pulse Sp, and FIG. 12 (G) shows. Indicates the constellation Sc, and FIG. 12 (H) shows the duplicated transmission data. Note that FIG. 12 is a diagram schematically showing the waveform of the seed signal. In this figure, the noise and time shift added in wireless communication are simplified as zero.

実施形態１に係る無線受信装置３は、実施形態１に係る無線受信装置３から送信された送信信号を受信信号として受信する無線受信装置であって、図１０に示すように、受信信号からキャリア信号を分離除去することにより変調信号及び狭帯域同期信号を含むＩＱ信号（IQ_B (t)）を作成するＩＱ信号作成部（フロントエンド）３０と、伝送路チャネルのチャネル位相特性θ(t)に応じてＩＱ信号（IQ_B (t)）に位相回転補正を施すことにより伝送路チャネルにおける位相変化を補正したＩＱ信号（IQc (t)）に補正するＩＱ信号補正部３４と、ＩＱ信号（IQc (t)）から伝送データを複号する伝送データ複号部４２とを備える。The wireless receiving device 3 according to the first embodiment is a wireless receiving device that receives a transmission signal transmitted from the wireless receiving device 3 according to the first embodiment as a receiving signal, and is a carrier from the received signal as shown in FIG. The IQ signal creation unit (front end) 30 that creates an IQ signal (IQ _B (t)) including a modulated signal and a narrowband synchronization signal by separating and removing the signal, and the channel phase characteristic θ (t) of the transmission line channel. An IQ signal correction unit 34 that corrects a phase change in a transmission line channel by performing phase rotation correction on the IQ signal (IQ _B (t)) according to the IQ signal (IQc (t)), and an IQ signal (IQ signal) It is provided with a transmission data duplication unit 42 for duplicating transmission data from IQc (t)).

実施形態１に係る無線受信装置３において、ＩＱ信号補正部３４は、ＩＱ信号作成部３０からのＩＱ信号（IQ_B (t)）から伝送路チャネルのチャネル位相特性θ(t)を抽出するチャネル位相特性抽出部３１と、チャネル位相特性抽出部３１で抽出されたチャネル位相特性θtに応じてＩＱ信号（IQ_B (t)）に位相回転補正を施す位相回転補正部３３とを有し、ＩＱ信号（IQ_B (t)）を、伝送路チャネルにおける位相変化を補正したＩＱ信号（IQc (t)）に補正するものである。In the wireless receiver 3 according to the first embodiment, the IQ signal correction unit 34 is a channel that extracts the channel phase characteristic θ (t) of the transmission line channel from the IQ signal (IQ _B (t)) from the IQ signal creation unit 30. It has a phase characteristic extraction unit 31 and a phase rotation correction unit 33 that corrects the phase rotation of the IQ signal (IQ _B (t)) according to the channel phase characteristic θt extracted by the channel phase characteristic extraction unit 31. The signal (IQ _B (t)) is corrected to an IQ signal (IQc (t)) in which the phase change in the transmission line channel is corrected.

実施形態１に係る無線受信装置３において、ＩＱ信号補正部３４は、ＩＱ信号（IQ_B (t)）を、位相回転補正後の変調信号及び位相回転補正後の狭帯域同期信号をＩＱ軸のそれぞれに含むＩＱ信号（IQc (t)）に補正するものである。In the wireless receiver 3 according to the first embodiment, the IQ signal correction unit 34 uses the IQ signal (IQ _B (t)) as the modulation signal after phase rotation correction and the narrow band synchronization signal after phase rotation correction as the IQ axis. The IQ signal (IQc (t)) included in each is corrected.

まず、無線受信装置３において、アンテナ３０１で受信された受信信号RX(t)（図１２（Ａ）参照。）は、以下の式５で表現される。

ここでφc(t) は無線伝搬で発生する位相回転であり、多くの場合その周波数成分は数Ｈｚ程度の緩やかな変化である。またδは無線通信で生じる時間遅れを表している。First, in the wireless receiving device 3, the received signal RX (t) (see FIG. 12 (A)) received by the antenna 301 is expressed by the following equation 5.

Here, φc (t) is the phase rotation generated by radio propagation, and in many cases, its frequency component is a gradual change of about several Hz. Further, δ represents the time delay that occurs in wireless communication.

＜ＩＱ信号作成部＞
フロントエンド３０は、図１０に示すように、アンプ（AMP）３０２、バンドパスフィルタ（BPF）３０３、局部発振器（LO）３０４及びミキサ（Mixer）３０５で構成され、受信信号（RX(t)）からキャリア信号を分離除去して、以下の式６で表されるＩＱ信号（IQ _B(t)）を作成する（図１２（Ｂ）及び図１２（Ｃ）参照。）。フロントエンド３０は、ＩＱ信号作成部ともいう。

ここで総合周波数偏差（Δ_f）は、無線送信装置２による周波数偏差Δ_TXと、無線受信装置３に搭載された局部発振器３０４の周波数偏差Δ_RXとを加えた値であり、送信と受信を総合した周波数偏差となっている。<IQ signal creation unit>
As shown in FIG. 10, the front end 30 is composed of an amplifier (AMP) 302, a bandpass filter (BPF) 303, a local oscillator (LO) 304, and a mixer (Mixer) 305, and receives a signal (RX (t)). The carrier signal is separated and removed from the above to create an IQ signal (IQ _B (t)) represented by the following equation 6 (see FIGS. 12 (B) and 12 (C)). The front end 30 is also referred to as an IQ signal creation unit.

Here Overall frequency deviation (delta _f) is a frequency deviation delta _TX by the radio transmitting apparatus 2, a value obtained by adding the frequency deviation delta _RX local oscillator 304 mounted to the wireless receiver 3, the transmission and reception It is the total frequency deviation.

＜ＩＱ信号補正部＞
チャネル特性抽出部３１は、ＩＱ信号（IQ _B(t)）からサイドキャリア信号１４Ａ及び１４Ｂが検出されたか否かを判断し、サイドキャリア信号検出信号（Peak Detect信号）を出力する。 また、ＩＱ信号（IQ _B(t)）に加わった周波数偏差や位相変化（チャネル特性）を抽出し、位相回転信号（θ(t)）として出力する。 後述するように位相回転信号（θ(t)）は、以下の式７で表わされる。

ここで最終項の「±π」は、位相が＋πであるか−πであるのか定まらない（不確定）ことを表している。位相の不確定は、後述するようにフレーム単位で発生する。 すなわち、あるフレームで検出されたＩＱ信号の極性は正しいが、次に受信されたフレームにおけるＩＱ信号の極性は全て反転している、というように、フレーム単位での位相不確定が発生する。<IQ signal correction unit>
The channel characteristic extraction unit 31 determines whether or not the side carrier signals 14A and 14B are detected from the IQ signal (IQ _B (t)), and outputs the side carrier signal detection signal (Peak Detect signal). Further, the frequency deviation and the phase change (channel characteristic) added to the IQ signal (IQ _B (t)) are extracted and output as a phase rotation signal (θ (t)). As will be described later, the phase rotation signal (θ (t)) is represented by the following equation 7.

Here, the final term "± π" indicates that it is uncertain (uncertain) whether the phase is + π or −π. Phase uncertainty occurs on a frame-by-frame basis, as will be described later. That is, the polarity of the IQ signal detected in a certain frame is correct, but the polarities of the IQ signal in the next received frame are all inverted, and the phase indeterminacy occurs in frame units.

サイドキャリア信号１４Ａ及び１４Ｂが正常に検出されたとき、ＩＱ信号（IQ _B(t)）には本方式の無線信号が正常に含まれていると考えられる。 そこで、Peak Detect信号＝１となり、処理開始スイッチ３２がＯＮとなって、後段各回路（３３〜４１）の復号処理が実行される。 サイドキャリア信号１４Ａ及び１４Ｂが正常に検出されない場合は、Peak Detect信号＝０となって後段各回路の複合処理は実行されない。 チャネル特性検出部３１はサイドキャリア信号１４が検出されることを待ち続ける。When the side carrier signals 14A and 14B are normally detected, it is considered that the IQ signal (IQ _B (t)) normally includes the radio signal of this method. Therefore, the Peak Detect signal = 1, the processing start switch 32 is turned ON, and the decoding processing of each subsequent circuit (33 to 41) is executed. If the side carrier signals 14A and 14B are not normally detected, the Peak Detect signal = 0 and the combined processing of the subsequent circuits is not executed. The channel characteristic detection unit 31 continues to wait for the side carrier signal 14 to be detected.

位相回転ブロック３３は、位相回転信号θ(t)を用いて周波数偏差や位相変化を補正し、以下の式８のように位相補正済みのＩＱ信号（IQ _C(t)）を出力する（図１２（Ｄ）及び図１２（Ｅ）参照。）。

The phase rotation block 33 corrects the frequency deviation and the phase change by using the phase rotation signal θ (t), and outputs the phase-corrected IQ signal (IQ _C (t)) as shown in the following equation 8 (FIG. 12 (D) and FIG. 12 (E).).

上記の式８を書き直すと、以下の式９が得られる。

By rewriting the above equation 8, the following equation 9 is obtained.

式９の第１項は変調信号（mod(t)）の時間シフトを表す項である。 また式９の第２項はサイドキャリア信号１４（sync(t)）の時間シフトを表す項である。 無線送信装置２においてミキサ２５に送り込んだＩＱ信号が無線受信装置３で復元されることが解る。 但し、式７中、「±π」の項があるために、フレーム毎に極性が不確定になっている。 The first term of Equation 9 is a term representing the time shift of the modulated signal (mod (t)). The second term of the equation 9 is a term representing the time shift of the side carrier signal 14 (sync (t)). It can be seen that the IQ signal sent to the mixer 25 in the wireless transmitting device 2 is restored by the wireless receiving device 3. However, since there is a term of "± π" in Equation 7, the polarity is uncertain for each frame.

＜伝送データ複号部＞
ＩＱ信号（IQ _C(t)）の虚部（Ｑ軸）はバンドパスフィルタ（BPF）３４に送り込まれる。 バンドパスフィルタ３５は、周波数中心をfs、通過帯域幅を10Hz程度に狭めた狭帯域のバンドパスフィルタである。 虚部を取り出したこと、および、狭帯域フィルタの雑音低減効果により、バンドパスフィルタ３４の出力にはサイドキャリア信号１４（sync(t)）が抽出される。<Transmission data compound part>
The imaginary part (Q axis) of the IQ signal (IQ _C (t)) is sent to the bandpass filter (BPF) 34. The bandpass filter 35 is a narrow band bandpass filter in which the frequency center is fs and the pass band width is narrowed to about 10 Hz. The side carrier signal 14 (sync (t)) is extracted from the output of the bandpass filter 34 due to the extraction of the imaginary portion and the noise reduction effect of the narrowband filter.

変調信号（mod(t)）の復号タイミングは、サイドキャリア信号１４（sync(t)）がゼロをよぎる瞬間である（図７（Ｄ）及び図７（Ｇ）参照。）。 そこでゼロクロス検出回路３６は、サイドキャリア信号１４がゼロをよぎる瞬間にサンプリングパルスＳｐを発生させる（図１２（Ｆ）参照。）。 サンプリングパルスＳｐは、以下の式１０で定まるシンボルタイミングt_sで生じるインパルスである。 サンプラー３７は、Ｉ軸の信号（すなわち変調信号（mod(t)））を、サンプリングパルスＳｐでサンプリングすることにより、コンスタレーションScを得て、シンボル同期を実現する（図１２（Ｇ）参照。）。

ここでnは整数（n=1,2,3,・jである。The decoding timing of the modulated signal (mod (t)) is the moment when the side carrier signal 14 (sync (t)) crosses zero (see FIGS. 7 (D) and 7 (G)). Therefore, the zero-cross detection circuit 36 generates a sampling pulse Sp at the moment when the side carrier signal 14 crosses zero (see FIG. 12 (F)). The sampling pulse Sp is an impulse generated at the symbol timing t _s determined by the following equation 10. The sampler 37 obtains a constellation Sc by sampling the I-axis signal (that is, the modulated signal (mod (t))) with the sampling pulse Sp, and realizes symbol synchronization (see FIG. 12 (G)). ).

Where n is an integer (n = 1,2,3, · j).

サンプラー３７でサンプリングされたコンスタレーションＳｃは、フレーム単位で極性が不定である。 またシンボル周期（Ts）（図７（Ａ）参照。）の整数倍でタイミングも不定である。 そこでフレームシンク相関演算器３８は、サンプラー３７の出力と、フレームシンク１１との相互相関を演算する。 フレームシンク１１は無線受信装置３が予め知っているデータである。 フレームシンク１１との相関の絶対値が最大となるタイミングを「Ｍ」（整数）、その時の相関値の極性を極性信号（Pol）として出力する。 The polarity of the constellation Sc sampled by the sampler 37 is indefinite on a frame-by-frame basis. The timing is also indefinite because it is an integral multiple of the symbol period (Ts) (see FIG. 7A). Therefore, the frame sync correlation calculator 38 calculates the cross-correlation between the output of the sampler 37 and the frame sync 11. The frame sync 11 is data that the wireless receiving device 3 knows in advance. The timing at which the absolute value of the correlation with the frame sync 11 becomes maximum is output as "M" (integer), and the polarity of the correlation value at that time is output as a polarity signal (Pol).

極性反転回路３９は、フレームに毎に極性信号（Pol）を求め、極性信号（Pol）
に応じてコンスタレーションＳｃの極性を反転させることにより極性を確定させる。 また遅延回路４０は、サンプラー３７の出力をＭクロックだけ遅延することによりタイミングを合致させる。The polarity inversion circuit 39 obtains a polarity signal (Pol) for each frame, and obtains a polarity signal (Pol).
The polarity is determined by reversing the polarity of the constellation Sc according to. Further, the delay circuit 40 matches the timing by delaying the output of the sampler 37 by the M clock.

デマッパー（deMap）４１は、シンボル毎に極性を判別することにより、データ１２の「１」または「０」を復号して出力する（図１２（Ｈ）参照。）。 より進化した構成としては、無線送信装置２において畳み込み符号や誤り訂正符号を付加し、符号化変調を適用して最尤復号することも可能である。 The demapper (deMap) 41 decodes and outputs "1" or "0" of the data 12 by determining the polarity for each symbol (see FIG. 12H). As a more advanced configuration, it is also possible to add a convolutional code or an error correction code in the wireless transmission device 2 and apply coding modulation to perform maximum likelihood decoding.

＜チャネル特性抽出部＞
ＩＱ信号補正部３４におけるチャネル特性抽出部３１を詳細に説明する。
図１１を参照して、ピーク検出回路３１０及び３１１は、図示しないＦＦＴ演算器とピークサーチ回路で構成される。 ＩＱ信号（IQ _B(t)）を高速フーリエ変換して周波数−ｆｓ付近、もしくは＋ｆｓ付近のピークを探し、ピークとなる周波数をそれぞれピーク周波数fp1及びfp2として出力する。またピークのレベルを、それぞれピークレベルLv1及びLv2として出力する。 加算回路３１２は、２つのピークレベル（Lv1及びLv2）を加算し、コンパレータ３１３が所定の閾値Thを超えたかどうかを判定する。 この判定により、サイドキャリア信号１４Ａ及び１４Ｂが充分なレベルで信号中に含まれているか否かが判断され、その結果がサイドキャリア信号検出信号（Peak Detect信号）として出力される。 <Channel characteristic extraction unit>
The channel characteristic extraction unit 31 in the IQ signal correction unit 34 will be described in detail.
With reference to FIG. 11, the peak detection circuits 310 and 311 are composed of an FFT calculator and a peak search circuit (not shown). The IQ signal (IQ _B (t)) is fast Fourier transformed to search for peaks near the frequency −fs or + fs, and the peak frequencies are output as peak frequencies fp1 and fp2, respectively. Moreover, the peak level is output as peak level Lv1 and Lv2, respectively. The adder circuit 312 adds two peak levels (Lv1 and Lv2) and determines whether the comparator 313 exceeds a predetermined threshold Th. By this determination, it is determined whether or not the side carrier signals 14A and 14B are included in the signal at a sufficient level, and the result is output as a side carrier signal detection signal (Peak Detect signal).

バンドパスフィルタ（BPF）３１４は、周波数fp1を中心とする狭帯域のバンドパスフィルタである。 式６に示したＩＱ信号（IQ _B(t)）の第２項成分を抽出し、Sub1(t)とする。 サイドキャリア信号１４（sync(t)）の占有周波数帯域幅は、変調信号（mod(t)）のそれに比較して極めて小さく（１００分の１よりも小さく）なっているので、バンドパスフィルタ３１４は狭帯域にすることができる。 この結果、バンドパスフィルタ３１４を通過する変調信号（mod(t)）の成分は、極めて小さいレベルに低下（１００分の１以下に低下）させることができる。 同様にしてバンドパスフィルタ（BPF）３１５は周波数fp2を中心とする狭帯域のバンドパスフィルタであり、式４の第三項成分をSub2(t)として抽出する。 即ち、バンドパスフィルタ３１４及び３１５は、以下の式１１及び式１２に示すSub1(t)及びSub2(t)を抽出する。

The bandpass filter (BPF) 314 is a narrowband bandpass filter centered on the frequency fp1. The second term component of the IQ signal (IQ _B (t)) shown in Equation 6 is extracted and used as Sub1 (t). The occupied frequency bandwidth of the side carrier signal 14 (sync (t)) is extremely small (less than 1/100) that of the modulated signal (mod (t)), so that the bandpass filter 314 Can be narrow band. As a result, the component of the modulated signal (mod (t)) passing through the bandpass filter 314 can be reduced to an extremely small level (reduced to 1/100 or less). Similarly, the bandpass filter (BPF) 315 is a narrowband bandpass filter centered on the frequency fp2, and the third term component of Equation 4 is extracted as Sub2 (t). That is, the bandpass filters 314 and 315 extract Sub1 (t) and Sub2 (t) represented by the following equations 11 and 12.

逆正接演算器３１６及び３１７は、逆正接演算（Arc tangentの演算）を行って位相成分を抽出する。ここで 逆正接演算は、その演算結果が常に±πの範囲に折り畳まれてしまう。 そこで位相連続回路３１８及び３１９が、急激な位相変化を検出して２πの整数倍を加えていくことにより、位相の折り畳みを補正する。 すなわち、式１３及び式１４によりθ１(t)及びθ２(t)を求める。

式１３および式１４中、N₁及びN₂は位相の折り畳みが発生する毎に、その数値を「１」だけ増加するように構成された整数である。N₁及びN₂の初期値がフレーム毎にリセットされるので、θ１(t)及びθ２(t)は２πの整数倍で不確定である。The inverse tangent arithmetic units 316 and 317 perform an inverse tangent operation (Arc tangent operation) to extract a phase component. Here, in the inverse tangent operation, the operation result is always folded in the range of ± π. Therefore, the phase continuous circuits 318 and 319 correct the phase fold by detecting a sudden phase change and adding an integral multiple of 2π. That is, θ1 (t) and θ2 (t) are obtained by Equations 13 and 14.

In Equations 13 and 14, N ₁ and N ₂ are integers configured to increase the value by "1" each time a phase fold occurs. Since the initial values of N ₁ and N ₂ are reset every frame, θ 1 (t) and θ 2 (t) are indeterminate as an integral multiple of 2π.

加算器３２０及び２分の１除算器３２１により、θ１(t)、θ２(t)を加えた後に２分の１の演算が施され、位相回転信号θ(t)を式７で説明したように求めることができる。ここで２分の１の演算が施されるので、θ(t)の位相はπの整数倍で不確定となる。すなわち、フレーム毎にN₁及びN₂の初期値がリセットされるので、フレーム毎にπだけ位相反転したり、しなかったり、ということが発生する。 位相回転信号θ(t)は、送受信において発生した周波数偏差と位相回転を反映しているので、位相回転ブロック３３により位相回転を補正することは、既に述べた通りである。After adding θ1 (t) and θ2 (t), the adder 320 and the half divider 321 perform a half operation, and the phase rotation signal θ (t) is as described in Equation 7. Can be asked for. Since a half operation is performed here, the phase of θ (t) is uncertain at an integral multiple of π. That is, since the initial values of N ₁ and N ₂ are reset for each frame, the phase may or may not be inverted by π for each frame. Since the phase rotation signal θ (t) reflects the frequency deviation and the phase rotation generated in the transmission / reception, the phase rotation is corrected by the phase rotation block 33 as described above.

以上説明したように、変調信号（mod(t)）の占有周波数帯域幅に比較してサイドキャリア信号１４の占有周波数帯域幅が極めて小さい（１００分の１以下）ことを使って、チャンネル特性抽出部３１は、周波数偏差や位相変化をサイドキャリア信号１４から抽出する。 これを使って周波数偏差や位相回転を補正することができる。 As described above, the channel characteristic extraction is performed by using the fact that the occupied frequency bandwidth of the side carrier signal 14 is extremely small (1/100 or less) as compared with the occupied frequency bandwidth of the modulated signal (mod (t)). The unit 31 extracts the frequency deviation and the phase change from the side carrier signal 14. This can be used to correct frequency deviations and phase rotations.

［実施例１］
実施例１においては、実施形態１に係る無線送信装置２及び実施形態１に係る無線受信装置３を備える無線通信システム（実施形態１に係る無線通信システム）を用いて送受信の実験を行った。図１３は、実施例１における実験結果を示す図である。図１３（Ａ）は、信号処理前のＩＱ信号（IQ _B(t)）に関して実部と虚部をプロットした結果を示す図であり、図１３（Ｂ）はＩＱ信号（IQ _B(t)）を高速フーリエ変換して得られたスペクトルを示す図であり、図１３（Ｃ）は信号処理後のＩＱ信号（IQ _C(t)）の実部と虚部をプロットした結果を示す図であり、図１３（Ｄ）はＩＱ信号（IQ _C(t)）をシンボルタイミングtsでサンプリングして２次元平面にプロットしたコンスタレーションを示す図である。[Example 1]
In the first embodiment, a transmission / reception experiment was conducted using a wireless communication system (wireless communication system according to the first embodiment) including the wireless transmission device 2 according to the first embodiment and the wireless reception device 3 according to the first embodiment. FIG. 13 is a diagram showing the experimental results in Example 1. FIG. 13 (A) is a diagram showing the results of plotting the real part and the imaginary part with respect to the IQ signal (IQ _B (t)) before signal processing, and FIG. 13 (B) is a diagram showing the result of plotting the IQ signal (IQ _B (t)). ) Is a diagram showing a spectrum obtained by fast Fourier transform, and FIG. 13 (C) is a diagram showing the result of plotting the real part and the imaginary part of the IQ signal (IQ _C (t)) after signal processing. FIG. 13 (D) is a diagram showing a constellation in which an IQ signal (IQ _C (t)) is sampled at symbol timing ts and plotted on a two-dimensional plane.

図１３（Ａ）からは、無線送受信で生じた位相回転や周波数偏差により、Ｉ軸の信号とＱ軸の信号が時間と共に入れ替わっていることが分かった。また、図１３（Ｂ）からは、変調信号（mod(t)）のスペクトルが100kHzの幅でほぼフラットに存在し、二つのサイドキャリア信号１４（±50kHz）が20dB以上の「角」となって観測されていることが分かった。 From FIG. 13 (A), it was found that the I-axis signal and the Q-axis signal were exchanged with time due to the phase rotation and frequency deviation generated in the wireless transmission / reception. Further, from FIG. 13B, the spectrum of the modulated signal (mod (t)) exists almost flat with a width of 100 kHz, and the two side carrier signals 14 (± 50 kHz) have an “angle” of 20 dB or more. It turned out that it was observed.

また、図１３（Ｃ）からは、信号処理（すなわちサイドキャリア信号１４Ａと１４Ｂを検出し、位相分を求めて位相回転補正を行うこと）により、虚部のサイドキャリア信号１４（sync(t)）と実部の変調信号（mod(t)）がそれぞれ分離されているのが分かった。また、図１３（Ｄ）からは、BPSKの変調により、２つの情報点が綺麗に分離して検出されていることが分かった。また図示していないが、図１３（Ｄ）の情報点に含まれている位相の不確定性を補正して復号した結果、伝送データが正しく受信できていることを実験確認した（図１２（Ｈ）参照。））。 Further, from FIG. 13C, the side carrier signal 14 (sync (t)) of the imaginary portion is obtained by signal processing (that is, the side carrier signals 14A and 14B are detected and the phase component is obtained and the phase rotation correction is performed). ) And the real modulation signal (mod (t)) were found to be separated. Further, from FIG. 13 (D), it was found that the two information points were clearly separated and detected by the modulation of BPSK. Although not shown, it was experimentally confirmed that the transmission data was correctly received as a result of correcting and decoding the phase uncertainty included in the information point of FIG. 13 (D) (FIG. 12 (FIG. 12). See H).)).

［実施形態２］
以上説明したように、実施形態１に係る方法・装置・システムによれば、サイドキャリア信号１４によりチャネルで生じる周波数誤差や位相回転を補正して伝送データを正しく復号することができることが分かった。 しかしながら、上記した実施形態１の方法・装置・システムでは、サイドキャリア信号１４が特定の２つの周波数に存在していることから、妨害波が特定の周波数に集中している場合に、妨害波をサイドキャリア信号１４と誤認してしまう恐れがあるという課題が残る。 また送受信の時刻ずれδを検出するには、フレームシンク相関演算器の相関演算に頼ることになり演算量が多くなるという課題もあった。[Embodiment 2]
As described above, according to the method / apparatus / system according to the first embodiment, it has been found that the transmission data can be correctly decoded by correcting the frequency error and the phase rotation generated in the channel by the side carrier signal 14. However, in the method / apparatus / system of the first embodiment described above, since the side carrier signal 14 exists at two specific frequencies, the disturbing wave is generated when the disturbing wave is concentrated on the specific frequency. There remains a problem that the side carrier signal 14 may be mistaken for it. Further, in order to detect the time difference δ between transmission and reception, it is necessary to rely on the correlation calculation of the frame sync correlation calculation unit, which causes a problem that the amount of calculation increases.

そこで実施形態２においては、実施形態１の場合と同様に２本のサイドキャリア信号１４Ａおよび１４Ｂを変調信号（mod(t)）に付加するのに加えて、さらにフレームの経過時間とともにこれらの中心周波数を直線的に変化させる。すなわちチャープ変調を施すことにしている。図１４は、実施形態２の無線通信フォーマットのコンセプトを示す図である。周波数変化率（チャープレート）βは、図１４の例では200kHz/sとしている。 実施形態１の場合と同様に１秒間のフレームを用いた場合、フレーム先頭部分が中心周波数（fc）からマイナス100kHz、フレームの後端ではプラス100kHzシフトすることになる。 Therefore, in the second embodiment, in addition to adding the two side carrier signals 14A and 14B to the modulation signal (mod (t)) as in the case of the first embodiment, the centers thereof are further increased with the elapsed time of the frame. Change the frequency linearly. That is, the chirp modulation is applied. FIG. 14 is a diagram showing the concept of the wireless communication format of the second embodiment. The frequency change rate (char plate) β is set to 200 kHz / s in the example of FIG. When a frame for 1 second is used as in the case of the first embodiment, the frame head portion is shifted by minus 100 kHz from the center frequency (fc), and the frame rear end is shifted by plus 100 kHz.

＜無線送信方法＞
実施形態２に係る無線送信方法は、実施形態１に係る無線送信方法が有する特徴に加えて、以下の特徴を有する。
すなわち、実施形態２に係る無線送信方法は、送信信号作成ステップにおいては、キャリア信号として、時間とともに周波数が直線的に変化するチャープ信号を用いるという特徴を有する。<Wireless transmission method>
The wireless transmission method according to the second embodiment has the following characteristics in addition to the characteristics of the wireless transmission method according to the first embodiment.
That is, the wireless transmission method according to the second embodiment has a feature that a chirp signal whose frequency changes linearly with time is used as a carrier signal in the transmission signal creation step.

＜無線受信方法＞
また、実施形態２に係る無線受信方法は、実施形態１に係る無線受信方法が有する特徴に加えて、以下の特徴を有する。
すなわち、実施形態２に係る無線受信方法は、ＩＱ信号作成ステップにおいては、時間とともに周波数が直線的に変化するチャープ特性を補正するデチャープ信号を用いてデチャープ補正が施されたＩＱ信号（IQ_B (t)）を作成するという特徴を有する。
また、実施形態２に係る無線受信方法は、ＩＱ信号補正ステップにおいては、デチャープ補正が施されたＩＱ信号（IQ_B (t)）から周波数ピークを検出し、検出された周波数ピークからＩＱ信号（IQ_B(t)）に含まれる周波数オフセットを補正するという特徴も有する。<Wireless reception method>
Further, the wireless reception method according to the second embodiment has the following characteristics in addition to the characteristics of the wireless reception method according to the first embodiment.
That is, in the radio reception method according to the second embodiment, in the IQ signal creation step, the IQ signal (IQ _B (IQ _B )) to which the decharp correction is performed using the decharp signal for correcting the chirp characteristic in which the frequency changes linearly with time. It has the feature of creating t)).
Further, in the radio reception method according to the second embodiment, in the IQ signal correction step, a frequency peak is detected from the IQ signal (IQ _B (t)) subjected to decharp correction, and the IQ signal (IQ signal) is detected from the detected frequency peak. It also has the feature of correcting the frequency offset included in IQ _B (t)).

＜無線送信装置＞
実施形態２に係る無線送信装置５は 実施形態１に係る無線送信装置２が有する特徴に加えて、以下の特徴を有する。
すなわち、実施形態２に係る無線送信装置５は、送信信号作成部２９は、時間とともにキャリア周波数を直線的に変化させるチャープ変調部５０を有するという特徴を有する。<Wireless transmitter>
The wireless transmission device 5 according to the second embodiment has the following characteristics in addition to the characteristics of the wireless transmission device 2 according to the first embodiment.
That is, the wireless transmission device 5 according to the second embodiment is characterized in that the transmission signal creation unit 29 has a chirp modulation unit 50 that linearly changes the carrier frequency with time.

図１５は、実施形態２に係る無線送信装置５のブロック図である。 図１５中、図３に示す無線送信装置２（実施形態１）の場合と同一の機能を実現する部分は説明を省略する。 FIG. 15 is a block diagram of the wireless transmission device 5 according to the second embodiment. In FIG. 15, the part that realizes the same function as that of the wireless transmission device 2 (Embodiment 1) shown in FIG. 3 will be omitted.

図１５に示す鋸歯状波発生回路５０は、図示しない発振器とカウンタなどで作られ、時間とともに直線的に変化する信号（鋸歯状波）を生成して、これを局部発振器（LO）２７に供給する。 実施形態２において、鋸歯状波発生の周期は１秒間である。 また鋸歯状波の出力振幅は、チャープレートβが所望の値（200kHz/s）となるように調整される。 The sawtooth wave generation circuit 50 shown in FIG. 15 is created by an oscillator and a counter (not shown), generates a signal (sawtooth wave) that changes linearly with time, and supplies the signal (sawtooth wave) to the local oscillator (LO) 27. To do. In the second embodiment, the period of sawtooth wave generation is 1 second. The output amplitude of the sawtooth wave is adjusted so that the char plate β has a desired value (200 kHz / s).

チャープ変調によりキャリア周波数が直線的（傾きβ）に変化するので、送信信号 TX(t)は以下の式１５で示される。

Since the carrier frequency changes linearly (slope β) due to chirp modulation, the transmission signal TX (t) is expressed by the following equation 15.

＜無線受信装置＞
また、実施形態２に係る無線送信装置６は 実施形態１に係る無線受信装置３が有する特徴に加えて、以下の特徴を有する。
すなわち、実施形態２に係る無線送信装置５は、ＩＱ信号作成部３０は、時間とともに周波数が直線的に変化するチャープ特性を補正するデチャープ信号を用いてデチャープ補正を施してＩＱ信号（IQ_B (t)）を作成するという特徴を有する。
また、ＩＱ信号補正部３４は、デチャープ補正が施されたＩＱ信号（IQ_B (t)）から周波数ピークを検出し、検出された周波数ピークからＩＱ信号（IQ_B (t)）に含まれる周波数オフセットを補正する特徴を有する。<Wireless receiver>
Further, the wireless transmission device 6 according to the second embodiment has the following features in addition to the features of the wireless reception device 3 according to the first embodiment.
That is, in the radio transmission device 5 according to the second embodiment, the IQ signal creation unit 30 performs decharp correction using a decharp signal that corrects the chirp characteristic in which the frequency changes linearly with time, and the IQ signal (IQ _B (IQ _B ) It has the feature of creating t)).
Further, the IQ signal correction unit 34 detects a frequency peak from the IQ signal (IQ _B (t)) subjected to decharp correction, and the frequency included in the IQ signal (IQ _B (t)) from the detected frequency peak. It has the feature of correcting the offset.

図１６は、実施形態２に係る無線受信装置６のブロック図である。 図１６中、図１０に示す無線受信装置３（実施形態１）の場合と同一の機能を実現する部分は説明を省略する。フロントエンド３０は実施形態１の場合と同様に受信信号RX(t)を周波数変換して以下の式１６に示すＩＱ信号（IQ _A(t)）に変換する。

FIG. 16 is a block diagram of the wireless receiver 6 according to the second embodiment. In FIG. 16, the part that realizes the same function as that of the wireless receiving device 3 (Embodiment 1) shown in FIG. 10 will be omitted. The front end 30 frequency-converts the received signal RX (t) and converts it into the IQ signal (IQ _A (t)) shown in the following equation 16 as in the case of the first embodiment.

デチャープ回路６０は、後述するようにチャープ変調による周波数変化を逆補正してＩＱ信号（IQ _A(t)）をＩＱ信号（IQ _B(t)）に変換する。 この後は、実施形態１の場合と同様に位相回転と周波数回転を補正し伝送データを復号する。The decharp circuit 60 reversely corrects the frequency change due to the chirp modulation and converts the IQ signal (IQ _A (t)) into the IQ signal (IQ _B (t)) as described later. After that, the phase rotation and the frequency rotation are corrected and the transmission data is decoded as in the case of the first embodiment.

図１７は、無線受信装置６におけるデチャープ回路６０のブロック図である。 フロントエンド３０から供給されるＩＱ信号（IQ _A(t)）は、ローパスフィルタ（LPF）６１により帯域制限されて不要な高周波成分が除去される。 ここで通過帯域幅 Chirp Bwは、変調信号（mod(t)）が元々持っていた帯域（150kHz）に、チャープ変調による帯域拡大(200kHz)を加味して決定する。 そこで本実施形態では、通過帯域幅（Chirp Bw）を350kHzに設定した。FIG. 17 is a block diagram of the decharp circuit 60 in the wireless receiver 6. The IQ signal (IQ _A (t)) supplied from the front end 30 is band-limited by the low-pass filter (LPF) 61 to remove unnecessary high-frequency components. Here, the pass bandwidth Chirp Bw is determined by adding the band expansion (200 kHz) due to the chirp modulation to the band (150 kHz) originally possessed by the modulated signal (mod (t)). Therefore, in this embodiment, the pass bandwidth (Chirp Bw) is set to 350 kHz.

リサンプルブロック（Re Sample）６２は、ローパスフィルタ６１の出力をサンプリング周波数fxでサンプリングすることにより、サンプリングレートを変換する。 ここでサンプリング周波数fxは、通過帯域幅（Chirp Bw）を上回るように設定する。 本実施形態では例えば fx=400kHzを選択した。 The resample block (Re Sample) 62 converts the sampling rate by sampling the output of the low-pass filter 61 at the sampling frequency fx. Here, the sampling frequency fx is set so as to exceed the pass bandwidth (Chirp Bw). In this embodiment, for example, fx = 400kHz was selected.

発振器（OSC）６６は、周波数fxのクロック信号を供給する発振器である。 カウンタ６７とアンプ６８は、クロックfx をカウントしてその振幅をＫ倍することにより、鋸歯状波を発生して位相回転器６３に供給する。アンプ６８の倍率Ｋは、鋸歯状波の傾きがチャープレートβに一致するように定める。位相回転器６３は、鋸歯状波に応じた位相回転を逆方向に与えることで、以下の式１７のようにチャープ変調により生じた位相回転を補正する。

式１７中、δ’は、鋸歯状波をスタートさせるタイミングの遅れを表している。The oscillator (OSC) 66 is an oscillator that supplies a clock signal of frequency fx. The counter 67 and the amplifier 68 generate a sawtooth wave by counting the clock fx and multiplying its amplitude by K, and supply the sawtooth wave to the phase rotor 63. The magnification K of the amplifier 68 is determined so that the slope of the sawtooth wave coincides with the char plate β. The phase rotator 63 corrects the phase rotation caused by the chirp modulation as shown in the following equation 17 by giving the phase rotation corresponding to the sawtooth wave in the opposite direction.

In Equation 17, δ'represents a delay in the timing of starting the sawtooth wave.

鋸歯状波をスタートさせるタイミングδ’が受信信号RX(t)のタイミングδと異なっていると周波数偏差が生じる。 そこでタイミング誤差δｄ（＝δ―δ’）を周波数偏差Δfに反映させることにより、ＩＱ信号（IQ _M(t)）を以下の式１８のように整理する。

このとき周波数偏差Δfは鋸歯状波のタイミング誤差δｄを含めて以下の式１９になる。

If the timing δ'to start the sawtooth wave is different from the timing δ of the received signal RX (t), a frequency deviation occurs. Therefore, by reflecting the timing error δd (= δ-δ') in the frequency deviation Δf, the IQ signal (IQ _M (t)) is arranged as shown in Equation 18 below.

At this time, the frequency deviation Δf is given by the following equation 19 including the timing error δd of the sawtooth wave.

ここでΔTXとΔRXは、それぞれ送信機と受信機における周波数偏差であるから、一般に数10ppmと小さな値である。 ΔTXとΔRXが充分に小さいと仮定して無視すれば、式１９周波数シフトΔｆとタイミング誤差δｄがチャープレートβを介して関連付けられていることが解る。 Here, ΔTX and ΔRX are frequency deviations in the transmitter and the receiver, respectively, and are therefore generally as small as several tens of ppm. If we assume that ΔTX and ΔRX are sufficiently small and ignore them, we can see that Equation 19 frequency shift Δf and timing error δd are related via the char plate β.

図１８は、デチャープ回路６０の動作を模式的に表した図である。図１８（Ａ）はデチャープ回路６０に入力される前のＩＱ信号（IQ _A(t)）を縦軸周波数、横軸時間で表示した図であり、図１８（Ｂ）は位相回転器６３から出力された後のＩＱ信号（IQ _M(t)）を示す図である。チャープレートβで定まる傾きにより、周波数シフトΔｆとタイミング誤差δｄが関連していることが理解される。FIG. 18 is a diagram schematically showing the operation of the decharp circuit 60. FIG. 18 (A) is a diagram showing an IQ signal (IQ _A (t)) before being input to the decharp circuit 60 with the vertical axis frequency and the horizontal axis time, and FIG. 18 (B) is from the phase rotor 63. It is a figure which shows the IQ signal (IQ _M (t)) after being output. It is understood that the frequency shift Δf and the timing error δd are related by the slope determined by the char plate β.

図１８（Ａ）には３つのフレーム信号（第１〜第３フレーム信号）が示されている。 これらに対して鋸歯状波は傾きβで示された斜線である。 フレーム信号と鋸歯状波のタイミングは一致しないので、タイミング誤差δd（δd(1)、δd(2)、δd(3)）の時間ずれがある。 このため、図１８（Ｂ）に示す位相回転器６３から出力された後のＩＱ信号（IQ _M(t)）は、大きく周波数偏差が生じている。 例えば第２フレーム信号は、図１８（Ａ）において時間ずれがδd(2)と大きく、図１８（Ｂ）において大きな周波数誤差Δf(2)を生じている。FIG. 18A shows three frame signals (first to third frame signals). On the other hand, the sawtooth wave is a diagonal line indicated by the slope β. Since the timing of the frame signal and the sawtooth wave do not match, there is a time lag of the timing error δd (δd (1), δd (2), δd (3)). Therefore, the IQ signal (IQ _M (t)) after being output from the phase rotor 63 shown in FIG. 18B has a large frequency deviation. For example, in the second frame signal, the time lag is as large as δd (2) in FIG. 18A, and a large frequency error Δf (2) is generated in FIG. 18B.

そこで周波数偏差検出ブロック６９は、サイドキャリア信号１４から得られる二つのピークを検出し、それらの平均を求めることにより、周波数偏差Δｆを求める。 周波数補正ブロック６４は、Δｆに応じた周波数シフトを与えることにより、周波数偏差を補正する。遅延時間演算回路７０は、Δｆをチャープレートβで除することにより、鋸歯状波とフレーム信号との時間差であるタイミング誤差δdを求める。 遅延補正ブロック６５は可変長のメモリで構成され、時間差δｄをキャンセルするように時間補正する。 以上述べたようにサイドキャリア信号１４により、周波数と時間のずれを大まかに補正できる。遅延補正ブロック６５から得られる信号は、式６に示したＩＱ信号（IQ _B(t)）と同じ特性である。Therefore, the frequency deviation detection block 69 detects two peaks obtained from the side carrier signal 14 and obtains the average of them to obtain the frequency deviation Δf. The frequency correction block 64 corrects the frequency deviation by giving a frequency shift according to Δf. The delay time calculation circuit 70 obtains the timing error δd, which is the time difference between the sawtooth wave and the frame signal, by dividing Δf by the char plate β. The delay correction block 65 is composed of a variable-length memory, and time-corrects so as to cancel the time difference δd. As described above, the side carrier signal 14 can roughly correct the difference between the frequency and the time. The signal obtained from the delay correction block 65 has the same characteristics as the IQ signal (IQ _B (t)) shown in Equation 6.

［実施例２］
実施例２においては、実施形態２に係る無線送信装置５及び実施形態２に係る無線受信装置６を備える無線通信システム（実施形態２に係る無線通信システム）を用いて送受信の実験を行った。 図１９は、実施例２における実験結果を示す図である。図１９（Ａ）はＩＱ信号（IQ _A(t)）を高速フーリエ変換して得られたスペクトルを示す図であり、図１９（Ｂ）はＩＱ信号（IQ _A(t)）をシンボルタイミングtsでサンプリングして２次元平面にプロットしたコンスタレーションを示す図であり、図１９（Ｃ）はＩＱ信号（IQ _M(t)）を高速フーリエ変換して得られたスペクトルを示す図であり、図１９（Ｄ）はＩＱ信号（IQ _C(t)）をシンボルタイミングtsでサンプリングして２次元平面にプロットしたコンスタレーションを示す図である。[Example 2]
In the second embodiment, a transmission / reception experiment was conducted using a wireless communication system (wireless communication system according to the second embodiment) including the wireless transmission device 5 according to the second embodiment and the wireless reception device 6 according to the second embodiment. FIG. 19 is a diagram showing the experimental results in Example 2. FIG. 19 (A) is a diagram showing a spectrum obtained by performing a fast Fourier transform on the IQ signal (IQ _A (t)), and FIG. 19 (B) shows the IQ signal (IQ _A (t)) as a symbol timing ts. FIG. 19 (C) is a diagram showing a spectrum obtained by fast Fourier transform of an IQ signal (IQ _M (t)), which is a diagram showing a constellation sampled in and plotted on a two-dimensional plane. 19 (D) is a diagram showing a constellation in which an IQ signal (IQ _C (t)) is sampled at symbol timing ts and plotted on a two-dimensional plane.

図１９（Ａ）からは、チャープ変調による周波数拡大により、デチャープ部６０に入力される前のＩＱ信号（IQ _A(t)）のスペクトルは、３００kHz以上に広がっていることが分かった。またサイドキャリア信号１４によるピーク（角）も観測されず、フラットな周波数特性となっていることが分かった。 また、図１９（Ｂ）からは、このようなＩＱ信号（IQ _A(t)）を用いてコンスタレーションをプロットした場合、周波数偏差により位相回転が激しくて伝送データの復号ができないことが分かった。From FIG. 19 (A), it was found that the spectrum of the IQ signal (IQ _A (t)) before being input to the decharp unit 60 was expanded to 300 kHz or more due to the frequency expansion by the chirp modulation. Further, no peak (angle) due to the side carrier signal 14 was observed, and it was found that the frequency characteristics were flat. Further, from FIG. 19B, it was found that when the constellation was plotted using such an IQ signal (IQ _A (t)), the phase rotation was so severe due to the frequency deviation that the transmission data could not be decoded. ..

また、図１９（Ｃ）からは、デチャープ部６０により位相補正を行って得られたＩＱ信号（IQ _M(t)）は、実施形態１の場合と同様に占有周波数帯域幅が150kHz程度まで減少し、またスペクトル中に二つの「角」としてサイドキャリア信号１４が観測されることが分かった。また、サイドキャリア信号１４の周波数シフトΔfが観測されることが分かった。 また、図１９（Ｄ）からは、全ての補正がなされたＩＱ信号（IQ _C(t)）用いた場合、チャープ変調の悪影響がなく綺麗なコンスタレーションが再現されていることが分かった。 また図示していないが、コンスタレーションに含まれる位相不確定と時間遅延を補正して復号することにより、伝送データが正しく復号できていることを確認した。Further, from FIG. 19C, the IQ signal (IQ _M (t)) obtained by performing phase correction by the decharp unit 60 has an occupied frequency bandwidth reduced to about 150 kHz as in the case of the first embodiment. It was also found that the side carrier signal 14 was observed as two "angles" in the spectrum. It was also found that the frequency shift Δf of the side carrier signal 14 was observed. Further, from FIG. 19 (D), it was found that when the IQ signal (IQ _C (t)) with all the corrections was used, a beautiful constellation was reproduced without any adverse effect of the chirp modulation. Although not shown, it was confirmed that the transmitted data could be correctly decoded by correcting the phase uncertainty and the time delay included in the constellation and decoding.

なお、本発明は上述の実施形態に限られるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲で種々変形実施可能となるものである。たとえば、下記に示すような変形実施も可能である。 The present invention is not limited to the above-described embodiment, and various modifications can be made without departing from the gist of the present invention. For example, the following modifications can be performed.

（１）上記各実施形態においては、「伝送データ及びシンボルクロックから作成された変調信号」及び「シンボルクロックから作成され、時間軸で見たときにフレーム全期間にわたってかつ連続して存在する狭帯域同期信号」にキャリア信号を重畳して作成され送信された送信信号を用いた、無線送信方法、無線送信装置、無線受信方法、無線受信装置、無線通信方法及び無線通信システムを例にとって本発明を説明したが、本発明はこれに限定されるものではない。 (1) In each of the above embodiments, a "modulated signal created from transmission data and a symbol clock" and a "narrow band created from the symbol clock and existing continuously over the entire frame period when viewed on the time axis". The present invention is described by taking as an example a wireless transmission method, a wireless transmission device, a wireless reception method, a wireless reception device, a wireless communication method, and a wireless communication system using a transmission signal created and transmitted by superimposing a carrier signal on a "synchronous signal". As described above, the present invention is not limited to this.

「同期信号として、「時間軸で見たときにフレーム全期間にわたってかつ連続して存在する狭帯域同期信号」を用いて無線通信を行う無線通信方法及び無線通信システムも本発明に含まれるものである。また、「送信信号として、「時間軸で見たときにフレーム全期間にわたってかつ連続して存在する狭帯域同期信号」及び「変調信号」に「時間とともに周波数が直線的に変化するチャープ信号からなるキャリア信号」を重畳させて得られる送信信号を用いて無線通信を行う無線通信方法及び無線通信システムも本発明に含まれるものである。これらの無線通信方法及び無線通信システムによっても、簡単な受信装置構成で同期を実現することが可能であり、なおかつ混信などの影響を受けにくい無線通信方法及び無線通信システムを提供できるという本発明の効果が得られる。 The present invention also includes a wireless communication method and a wireless communication system that perform wireless communication using "a narrowband synchronous signal that exists continuously over the entire frame period when viewed on the time axis" as a synchronous signal. is there. Further, the "transmitted signal" consists of a "narrowband synchronous signal that exists continuously over the entire frame period when viewed on the time axis" and a "modulated signal" and a "chirp signal whose frequency changes linearly with time". The present invention also includes a wireless communication method and a wireless communication system that perform wireless communication using a transmission signal obtained by superimposing a "carrier signal". According to the present invention, it is possible to realize synchronization with a simple receiving device configuration by these wireless communication methods and wireless communication systems, and to provide wireless communication methods and wireless communication systems that are less susceptible to interference and the like. The effect is obtained.

（２）上記各実施形態においては、各機能を発揮するものとしてハードウェア（回路、素子など）を用いたが、本発明はこれに限定されるものではない。各機能を発揮するものとしてソフトウェアを用いることもできる。 (2) In each of the above embodiments, hardware (circuit, element, etc.) is used to exert each function, but the present invention is not limited thereto. Software can also be used to exert each function.

２ 無線送信装置、３ 無線受信装置、５ 無線送信装置、６ 無線送信装置、１０ プリアンブル、１１ フレームシンク、１２ データ（、１３ 基準信号、１４ サイドキャリア信号、１８ シンボルクロック作成部、１９ 変調信号作成部、２０ 狭帯域同期信号作成部、２１ 変調パルス作成部、 ２２ ローパスフィルタ、２３ 同期パルス作成部、２４ バンドパスフィルタ、２５ ミキサ、 ２６ バンドパスフィルタ、２７ 局部発振器、２８ アンプ、２９ 送信信号作成部、３０ フロントエンド（ＩＱ信号作成部）、３１ チャネル特性抽出部、３２ 処理開始スイッチ、３３ 位相回転ブロック、３４ ＩＱ信号補正部、３５ バンドパスフィルタ、３６ ゼロクロス回路、３７ サンプラー、３８ フレームシンク相関演算器、３９ 極性反転回路、４０ 遅延回路、４１ デマッパー、４２ 伝送データ複号部、５０ 鋸歯状波発生回路、６０ デチャープ部、６１ ローパスフィルタ、６２ リサンプルブロック、６３ 位相回転器、６４ 周波数補正ブロック、６５ 遅延補正ブロック、６６ 発振器、６７ カウンタ、６８ アンプ、６９ 周波数偏差検出ブロック、７０ 遅延時間演算ブロック、２００ アンプ、２０１ アンテナ、２１０ マッパー、２１１ 立ち上がり検出回路、２１２ 乗算器、２１３ ＰＬＬ回路、 ２１４ Ｄフリップフロップ、２１５ ＮＯＴゲート、２１６ ＡＮＤゲート、２３０ ２分の１分周器、２３１ エッジパルス生成回路、２３２ ＰＬＬ回路、２３３ Ｄフリップフロップ、２３４ ＮＯＴゲート、２３５ ＡＮＤゲート、２３７ Ｄフリップフロップ、２３８ ＮＯＴゲート、２３９ ＡＮＤゲート、２４０ 反転アンプ、２４１ 加算器、２５１ 乗算器、２５２ 乗算器、２５３ 位相シフタ、２５４ 加算器、３０１ アンテナ、３０２ アンプ、３０３ バンドパスフィルタ、３０４ 局部発振器、３０５ ミキサ、３１０ ピーク検出回路、３１１ ピーク検出回路、３１２ 加算回路、３１３ コンパレータ、３１４ バンドパスフィルタ、３１５ バンドパスフィルタ、３１６ 逆正接演算器、３１７ 逆正接演算器、３１８ 位相連続回路、３１９ 位相連続回路、３２０ 加算器、３２１ 除算器 2 wireless transmitter, 3 wireless receiver, 5 wireless transmitter, 6 wireless transmitter, 10 preamble, 11 frame sync, 12 data (, 13 reference signal, 14 side carrier signal, 18 symbol clock creator, 19 modulated signal creator) Unit, 20 narrow band synchronization signal creation unit, 21 modulation pulse creation unit, 22 low pass filter, 23 synchronization pulse creation unit, 24 bandpass filter, 25 mixer, 26 bandpass filter, 27 local oscillator, 28 amplifier, 29 transmission signal creation Unit, 30 front end (IQ signal creation unit), 31 channel characteristic extraction unit, 32 processing start switch, 33 phase rotation block, 34 IQ signal correction unit, 35 bandpass filter, 36 zero cross circuit, 37 sampler, 38 frame sync correlation Computer, 39 polarity inversion circuit, 40 delay circuit, 41 demapper, 42 transmission data compound part, 50 serrated wave generation circuit, 60 decharp part, 61 low pass filter, 62 resampling block, 63 phase rotator, 64 frequency correction Block, 65 delay correction block, 66 oscillator, 67 counter, 68 amplifier, 69 frequency deviation detection block, 70 delay time calculation block, 200 amplifier, 201 antenna, 210 mapper, 211 rise detection circuit, 212 multiplier, 213 PLL circuit, 214 D flip flop, 215 NOT gate, 216 AND gate, 230 1/2 divider, 231 edge pulse generator circuit, 232 PLL circuit, 233 D flip flop, 234 NOT gate, 235 AND gate, 237 D flip flop, 238 NOT gate, 239 AND gate, 240 inverting amplifier, 241 adder, 251 multiplier, 252 multiplier, 253 phase shifter, 254 adder, 301 antenna, 302 amplifier, 303 bandpass filter, 304 local oscillator, 305 mixer, 310 peak detection circuit, 311 peak detection circuit, 312 adder circuit, 313 comparator, 314 bandpass filter, 315 bandpass filter, 316 inverse tangent calculator, 317 reverse tangent calculator, 318 Topological continuous circuit, 319 phase continuous circuit, 320 adder, 321 divider

Claims (17)

無線送信方法であって、
伝送データ及びシンボルクロックから変調信号を作成する変調信号作成ステップと、
前記シンボルクロックから、時間軸で見たときにフレーム全期間にわたってかつ連続して存在する狭帯域同期信号を作成する狭帯域同期信号作成ステップと、
前記変調信号及び前記狭帯域同期信号にキャリア信号を重畳して送信信号を作成する送信信号作成ステップと、
前記送信信号を送信する送信ステップとを含み、
前記狭帯域同期信号は、複素関数exp(j2πft)から構成され、
前記狭帯域同期信号の周波数は、シンボル周波数fbの２分の１であり、
前記狭帯域同期信号の位相は、前記変調信号のシンボル点において０又はπであることを特徴とする無線送信方法。
但し、「ｊ」は虚数単位を示し、「ｆ」はシンボル周波数fb又はこれに同期する周波数を示す。 It is a wireless transmission method
A modulation signal creation step that creates a modulation signal from transmission data and a symbol clock,
From the symbol clock, a narrowband synchronization signal creation step for creating a narrowband synchronization signal that exists continuously over the entire frame period when viewed on the time axis, and
A transmission signal creation step of superimposing a carrier signal on the modulated signal and the narrowband synchronization signal to create a transmission signal, and
Look including a transmission step of transmitting the transmission signal,
The narrowband synchronization signal is composed of a complex function exp (j2πft).
The frequency of the narrowband synchronization signal is half of the symbol frequency fb.
A radio transmission method characterized in that the phase of the narrowband synchronization signal is 0 or π at the symbol point of the modulated signal .
However, "j" indicates an imaginary unit, and "f" indicates a symbol frequency fb or a frequency synchronized with the symbol frequency fb. 前記狭帯域同期信号は、前記変調信号の帯域幅の１／１００以下の帯域幅を有することを特徴とする請求項１に記載の無線送信方法。 The wireless transmission method according to claim 1, wherein the narrow band synchronization signal has a bandwidth of 1/100 or less of the bandwidth of the modulated signal. 前記狭帯域同期信号は、前記キャリア周波数fcよりも所定のオフセット周波数fsだけ高い周波数fc+fsを有する第１狭帯域同期信号、及び、前記キャリア周波数fcよりも所定のオフセット周波数fsだけ低い周波数fc-fsを有する第２狭帯域同期信号の２つの狭帯域同期信号を含むことを特徴とする請求項１に記載の無線送信方法。 The narrowband synchronization signal includes a first narrowband synchronization signal having a frequency fc + fs higher than the carrier frequency fc by a predetermined offset frequency fs, and a frequency fc lower than the carrier frequency fc by a predetermined offset frequency fs. The radio transmission method according to claim 1, wherein the radio transmission method includes two narrowband synchronization signals of a second narrowband synchronization signal having -fs. 前記変調信号作成は、前記伝送データ及び前記シンボルクロックから両極性の変調パルスを作成し、当該変調パルスから両極性の前記変調信号を作成することを特徴とする請求項１に記載の無線送信方法。 The wireless transmission method according to claim 1, wherein the modulation signal creation is characterized in that a bipolar modulation pulse is created from the transmission data and the symbol clock, and the bipolar modulation signal is created from the modulation pulse. .. 前記送信信号作成ステップは、前記変調信号及び前記狭帯域同期信号を複素信号空間においてそれぞれ異なる２軸に割り当てることにより前記変調信号及び前記狭帯域同期信号を合成する合成ステップを含むことを特徴とする請求項１に記載の無線送信方法。 The transmission signal creation step is characterized by including a synthesis step of synthesizing the modulation signal and the narrowband synchronization signal by allocating the modulation signal and the narrowband synchronization signal to two different axes in the complex signal space. The wireless transmission method according to claim 1. 前記送信信号作成ステップにおいては、前記キャリア信号として、時間とともに周波数が直線的に変化するチャープ信号を用いることを特徴とする請求項１に記載の無線送信方法。 The wireless transmission method according to claim 1, wherein in the transmission signal creation step, a chirp signal whose frequency changes linearly with time is used as the carrier signal. 「伝送データ及びシンボルクロックから作成された変調信号」及び「前記シンボルクロックから作成され、時間軸で見たときにフレーム全期間にわたってかつ連続して存在する狭帯域同期信号」にキャリア信号を重畳して作成され送信された送信信号を受信信号として受信する無線受信方法であって、
前記受信信号からキャリア信号を分離除去することにより変調信号及び狭帯域同期信号を含むＩＱ信号（IQ_B (t)）を作成するＩＱ信号作成ステップと、
前記ＩＱ信号（IQ_B (t)）から伝送路チャネルのチャネル位相特性θ(t)を抽出し、当該チャネル位相特性θ(t)に応じて前記ＩＱ信号（IQ_B (t)）に位相回転補正を施すことにより位相回転補正後のＩＱ信号（IQc (t)）を作成するＩＱ信号補正ステップと、
前記位相回転補正後のＩＱ信号（IQc (t)）から伝送データを複号する伝送データ複号ステップとを含み、
前記ＩＱ信号作成ステップにおいては、時間とともに周波数が直線的に変化するチャープ特性を補正するデチャープ信号を用いてデチャープ補正が施された前記ＩＱ信号（IQ _B (t)）を作成し、
前記ＩＱ信号補正ステップにおいては、前記デチャープ補正が施された前記ＩＱ信号（IQ _B (t)）から周波数ピークを検出し、前記検出された周波数ピークから前記ＩＱ信号（IQ _B (t)）に含まれる周波数オフセットを補正することを特徴とする無線受信方法。 The carrier signal is superimposed on the "modulation signal created from the transmission data and the symbol clock" and the "narrowband synchronization signal created from the symbol clock and existing continuously over the entire frame period when viewed on the time axis". It is a wireless reception method that receives a transmission signal created and transmitted as a reception signal.
An IQ signal creation step of creating an IQ signal (IQ _B (t)) including a modulated signal and a narrowband synchronization signal by separating and removing a carrier signal from the received signal, and
The extract IQ signals (IQ _B (t)) channel phase characteristics of the transmission path channel from θ (t), the phase rotation in the IQ signal in response to the channel phase characteristics _{θ (t) (IQ B (} t)) An IQ signal correction step that creates an IQ signal (IQc (t)) after phase rotation correction by applying correction, and
Look including a transmission data decoding step of decoding the transmission data from the IQ signal of the phase-rotation correction (IQc (t)),
In the IQ signal creation step, the IQ signal (IQ _B (t)) subjected to decharp correction is created using the decharp signal that corrects the chirp characteristic in which the frequency changes linearly with time .
In the IQ signal correction step, a frequency peak is detected from the IQ signal (IQ _B (t)) subjected to the decharp correction, and the detected frequency peak is converted into the IQ signal (IQ _B (t)). A wireless reception method characterized by correcting the included frequency offset . 前記ＩＱ信号補正ステップにおいては、狭帯域フィルタにより前記ＩＱ信号（IQ_B(t)）から狭帯域同期信号を分離し、当該狭帯域同期信号を用いて前記伝送路チャネルのチャネル位相特性θ(t)を抽出することを特徴とする請求項７に記載の無線受信方法。 In the IQ signal correction step, the narrowband synchronization signal is separated from the IQ signal (IQ _B (t)) by a narrowband filter, and the narrowband synchronization signal is used to form the channel phase characteristic θ (t) of the transmission line channel. ) Is extracted, the wireless reception method according to claim 7 . 無線通信方法であって、
請求項１に記載の無線送信方法からなる無線送信ステップと、
無線受信方法からなる無線受信ステップとを含み、
前記無線受信方法は、
「伝送データ及びシンボルクロックから作成された変調信号」及び「前記シンボルクロックから作成され、時間軸で見たときにフレーム全期間にわたってかつ連続して存在する狭帯域同期信号」にキャリア信号を重畳して作成され送信された送信信号を受信信号として受信する無線受信方法であって、
前記受信信号からキャリア信号を分離除去することにより変調信号及び狭帯域同期信号を含むＩＱ信号（IQ _B (t)）を作成するＩＱ信号作成ステップと、
前記ＩＱ信号（IQ _B (t)）から伝送路チャネルのチャネル位相特性θ(t)を抽出し、当該チャネル位相特性θ(t)に応じて前記ＩＱ信号（IQ _B (t)）に位相回転補正を施すことにより位相回転補正後のＩＱ信号（IQc (t)）を作成するＩＱ信号補正ステップと、
前記位相回転補正後のＩＱ信号（IQc (t)）から伝送データを複号する伝送データ複号ステップとを含むことを特徴とする無線通信方法。 It ’s a wireless communication method.
A wireless transmission step comprising the wireless transmission method according to claim 1,
And a radio reception step consisting no line receiving method,
The wireless reception method is
The carrier signal is superimposed on the "modulation signal created from the transmission data and the symbol clock" and the "narrowband synchronization signal created from the symbol clock and existing continuously over the entire frame period when viewed on the time axis". It is a wireless reception method that receives a transmission signal created and transmitted as a reception signal.
An IQ signal creation step of creating an IQ signal (IQ _B (t)) including a modulated signal and a narrowband synchronization signal by separating and removing a carrier signal from the received signal , and
The extract IQ signals (IQ _B (t)) channel phase characteristics of the transmission path channel from θ (t), the phase rotation in the IQ signal in response to the channel phase characteristics _{θ (t) (IQ B (} t)) An IQ signal correction step that creates an IQ signal (IQc (t)) after phase rotation correction by applying correction, and
A wireless communication method including a transmission data duplication step of duplicating transmission data from an IQ signal (IQc (t)) after phase rotation correction . 無線通信方法であって、
無線送信方法からなる送信ステップと、
請求項７に記載の無線受信方法からなる無線受信ステップとを含み、
前記無線送信方法は、
伝送データ及びシンボルクロックから変調信号を作成する変調信号作成ステップと、
前記シンボルクロックから、時間軸で見たときにフレーム全期間にわたってかつ連続して存在する狭帯域同期信号を作成する狭帯域同期信号作成ステップと、
前記変調信号及び前記狭帯域同期信号にキャリア信号を重畳して送信信号を作成する送信信号作成ステップと、
前記送信信号を送信する送信ステップとを含むことを特徴とする無線通信方法。 It ’s a wireless communication method.
A transmission step consisting of free line transmission method,
A radio reception step from wireless receiving method according to claim 7 seen including,
The wireless transmission method is
A modulation signal creation step that creates a modulation signal from transmission data and a symbol clock,
From the symbol clock, a narrowband synchronization signal creation step for creating a narrowband synchronization signal that exists continuously over the entire frame period when viewed on the time axis, and
A transmission signal creation step of superimposing a carrier signal on the modulated signal and the narrowband synchronization signal to create a transmission signal, and
A wireless communication method comprising a transmission step of transmitting the transmission signal . 無線送信装置であって、
伝送データ及びシンボルクロックから変調信号を作成する変調信号作成部と、
前記シンボルクロックから、時間軸で見たときにフレーム全期間にわたってかつ連続して存在する狭帯域同期信号を作成する狭帯域同期信号作成部と、
前記変調信号及び前記狭帯域同期信号にキャリア信号を重畳して送信信号を作成する送信信号作成部と、
前記送信信号を送信する送信部とを備え、
前記狭帯域同期信号は、複素関数exp(j2πft)から構成され、
前記狭帯域同期信号の周波数は、シンボル周波数fbの２分の１であり、
前記狭帯域同期信号の位相は、前記変調信号のシンボル点において０又はπであることを特徴とする無線送信装置。
但し、「ｊ」は虚数単位を示し、「ｆ」はシンボル周波数fb又はこれに同期する周波数を示す。 It ’s a wireless transmitter,
A modulation signal creation unit that creates a modulation signal from transmission data and a symbol clock,
From the symbol clock, a narrowband synchronization signal creation unit that creates a narrowband synchronization signal that exists continuously over the entire frame period when viewed on the time axis, and
A transmission signal creation unit that creates a transmission signal by superimposing a carrier signal on the modulation signal and the narrowband synchronization signal, and
It is provided with a transmission unit that transmits the transmission signal .
The narrowband synchronization signal is composed of a complex function exp (j2πft).
The frequency of the narrowband synchronization signal is half of the symbol frequency fb.
The narrow-band synchronization signal phase, the wireless transmitting device to zero or π der wherein Rukoto in the symbol point of the modulated signal.
However, "j" indicates an imaginary unit, and "f" indicates a symbol frequency fb or a frequency synchronized with the symbol frequency fb. 前記送信信号作成部は、時間とともにキャリア周波数を直線的に変化させるチャープ変調部を有することを特徴とする請求項１１に記載の無線送信装置。 The wireless transmission device according to claim 11 , wherein the transmission signal creation unit includes a chirp modulation unit that linearly changes the carrier frequency with time. 「伝送データ及びシンボルクロックから作成された変調信号」及び「前記シンボルクロックから作成され、時間軸で見たときにフレーム全期間にわたってかつ連続して存在する狭帯域同期信号」にキャリア信号を重畳して作成され送信された送信信号を受信信号として受信する無線受信装置であって、
前記受信信号からキャリア信号を分離除去することにより変調信号及び狭帯域同期信号を含むＩＱ信号（IQ_B (t)）を作成するＩＱ信号作成部と、
伝送路チャネルのチャネル位相特性θ(t)に応じて前記ＩＱ信号（IQ_B (t)）に位相回転補正を施すことにより伝送路チャネルにおける位相変化を補正したＩＱ信号（IQc (t)）に補正するＩＱ信号補正部と、
前記ＩＱ信号（IQc (t)）から伝送データを複号する伝送データ複号部とを備え、
前記ＩＱ信号作成部は、時間とともに周波数が直線的に変化するチャープ特性を補正するデチャープ信号を用いてデチャープ補正を施して前記ＩＱ信号（IQ _B (t)）を作成し、
前記ＩＱ信号補正部は、前記デチャープ補正が施された前記ＩＱ信号（IQ _B (t)）から周波数ピークを検出し、前記検出された周波数ピークから前記ＩＱ信号（IQ _B (t)）に含まれる周波数オフセットを補正することを特徴とする無線受信装置。 The carrier signal is superimposed on the "modulation signal created from the transmission data and the symbol clock" and the "narrowband synchronization signal created from the symbol clock and existing continuously over the entire frame period when viewed on the time axis". A wireless receiver that receives a transmitted signal created and transmitted as a received signal.
An IQ signal creation unit that creates an IQ signal (IQ _B (t)) including a modulated signal and a narrowband synchronization signal by separating and removing a carrier signal from the received signal.
An IQ signal (IQc (t)) whose phase change in the transmission line channel is corrected by performing phase rotation correction on the IQ signal (IQ _B (t)) according to the channel phase characteristic θ (t) of the transmission line channel. IQ signal correction unit to correct and
It is provided with a transmission data compound number section for compounding transmission data from the IQ signal (IQc (t)) .
The IQ signal creation unit creates the IQ signal (IQ _B (t)) by performing decharp correction using a decharp signal that corrects a chirp characteristic in which the frequency changes linearly with time .
The IQ signal correcting unit is configured to detect a frequency peak from the IQ signal Dechapu has been corrected (IQ _B (t)), included in the IQ signal from the detected frequency peaks (IQ _B (t)) radio receiving apparatus characterized that you correct the frequency offset. ＩＱ信号補正部は、ＩＱ信号作成部からの前記ＩＱ信号（IQ_B (t)）から伝送路チャネルのチャネル位相特性θ(t)を抽出するチャネル位相特性抽出部と、前記チャネル位相特性抽出部で抽出されたチャネル位相特性θtに応じて前記ＩＱ信号（IQ_B (t)）に位相回転補正を施す位相回転補正部とを有し、前記ＩＱ信号（IQ_B (t)）を、前記伝送路チャネルにおける位相変化を補正したＩＱ信号（IQc (t)）に補正することを特徴とする請求項１３に記載の無線受信装置。 The IQ signal correction unit includes a channel phase characteristic extraction unit that extracts the channel phase characteristic θ (t) of the transmission line channel from the IQ signal (IQ _B (t)) from the IQ signal creation unit, and the channel phase characteristic extraction unit. It has a phase rotation correction unit that corrects the phase rotation of the IQ signal (IQ _B (t)) according to the channel phase characteristic θt extracted in, and transmits the IQ signal (IQ _B (t)). The wireless receiving device according to claim 13 , wherein the IQ signal (IQc (t)) corrected for the phase change in the road channel is corrected. 前記ＩＱ信号補正部は、前記ＩＱ信号（IQ_B (t)）を、位相回転補正後の変調信号及び位相回転補正後の狭帯域同期信号をＩＱ軸のそれぞれに含むＩＱ信号（IQc (t)）に補正することを特徴とする請求項１４に記載の無線受信装置。 The IQ signal correction unit includes the IQ signal (IQ _B (t)) as an IQ signal (IQ c (t)) including a modulated signal after phase rotation correction and a narrow band synchronization signal after phase rotation correction in each of the IQ axes. ). The wireless receiving device according to claim 14 . 無線送信システムであって、
請求項１１に記載の無線送信装置と、
無線受信装置とを備え、
前記無線受信装置は、
「伝送データ及びシンボルクロックから作成された変調信号」及び「前記シンボルクロックから作成され、時間軸で見たときにフレーム全期間にわたってかつ連続して存在する狭帯域同期信号」にキャリア信号を重畳して作成され送信された送信信号を受信信号として受信する無線受信装置であって、
前記受信信号からキャリア信号を分離除去することにより変調信号及び狭帯域同期信号を含むＩＱ信号（IQ _B (t)）を作成するＩＱ信号作成部と、
伝送路チャネルのチャネル位相特性θ(t)に応じて前記ＩＱ信号（IQ _B (t)）に位相回転補正を施すことにより伝送路チャネルにおける位相変化を補正したＩＱ信号（IQc (t)）に補正するＩＱ信号補正部と、
前記ＩＱ信号（IQc (t)）から伝送データを複号する伝送データ複号部とを備えることを特徴とする無線通信システム。 It is a wireless transmission system
The wireless transmitter according to claim 11 and
And a non-linear receiver apparatus,
The wireless receiver is
The carrier signal is superimposed on the "modulation signal created from the transmission data and the symbol clock" and the "narrowband synchronization signal created from the symbol clock and existing continuously over the entire frame period when viewed on the time axis". A wireless receiver that receives a transmitted signal created and transmitted as a received signal.
An IQ signal creation unit that creates an IQ signal (IQ _B (t)) including a modulated signal and a narrowband synchronization signal by separating and removing a carrier signal from the received signal .
An IQ signal (IQc (t)) whose phase change in the transmission line channel is corrected by performing phase rotation correction on the IQ signal (IQ _B (t)) according to the channel phase characteristic θ (t) of the transmission line channel. IQ signal correction unit to correct and
Wireless communication system according to claim Rukoto a transmission data decoding section for decoding the transmission data from the IQ signal (IQc (t)). 無線送信システムであって、
無線送信装置と、
請求項１３に記載の無線受信装置とを備え、
前記無線送信装置は、
伝送データ及びシンボルクロックから変調信号を作成する変調信号作成部と、
前記シンボルクロックから、時間軸で見たときにフレーム全期間にわたってかつ連続して存在する狭帯域同期信号を作成する狭帯域同期信号作成部と、
前記変調信号及び前記狭帯域同期信号にキャリア信号を重畳して送信信号を作成する送信信号作成部と、
前記送信信号を送信する送信部とを備えることを特徴とする無線通信システム。 It is a wireless transmission system
And the non-line transmission device,
The wireless receiving device according to claim 13 is provided .
The wireless transmitter is
A modulation signal creation unit that creates a modulation signal from transmission data and a symbol clock,
From the symbol clock, a narrowband synchronization signal creation unit that creates a narrowband synchronization signal that exists continuously over the entire frame period when viewed on the time axis, and
A transmission signal creation unit that creates a transmission signal by superimposing a carrier signal on the modulation signal and the narrowband synchronization signal, and
Wireless communication system according to claim Rukoto and a transmission unit for transmitting the transmission signal.

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