JP6793043B2 - 超音波振動子の送信回路、超音波プローブ、および超音波診断装置 - Google Patents

Description

本発明は、超音波プローブおよび超音波診断装置向けの送信回路に関する。

特許文献１〜３には、超音波診断装置において、超音波振動子を駆動する送信回路の技術が示される。特許文献１の送信回路は、ディジタル波形生成器からのディジタル信号をディジタル・アナログ変換器（明細書ではＤＡＣと称す）でアナログ信号に変換し、それをアンプ回路で増幅したのち超音波振動子に印加する。特許文献２の送信回路は、波形発生器から所定のタイミングで出力されたディジタル制御信号を、電流ＤＡＣで電流信号となるアナログ信号に変換し、それを超音波振動子に印加する。

特許文献３の送信回路は、ＤＡＣやアンプ回路等を用いて、高電圧の単パルスと同様の特性を持つ送信信号を超音波振動子に印加する。当該送信信号の波形形状は、ベースラインと一方極性のオフセットレベルとの間で緩やかに変化する緩行部分と、一方極性のオフセットレベルからベースラインを超えて他方極性に入り込むインパルス部分と、他方極性のオフセットレベルとベースラインとの間で緩やかに変化する緩行部分とを有する。

特開２００３−２７５２０３号公報 特開２０１２−１７６２３５号公報 特開２００８−４３７２１号公報

超音波診断装置では、高感度・高分解能な診断画像が求められる。そのための技術として、例えば、特許文献３に示されるような送信信号（明細書では高電圧単波送信信号と呼ぶ）を用いることが有益となる。高電圧単波送信信号は、緩行部分を超音波振動子の帯域外の周波数で変化させることで、実質的にインパルス信号となり、その結果、距離分解能の向上等が図れる。

ここで、送信信号を生成する送信回路の回路方式として、パルサ方式とリニア方式が挙げられる。パルサ方式の送信回路は、矩形波を生成する回路構成を備え、状態遷移時のみ電流が流れるため消費電力を抑制可能である。ただし、当該回路は、任意波形を生成できないため、高電圧単波送信信号の生成自体が困難となり得る。リニア方式の送信回路は、例えば、特許文献１および特許文献３に示されるような回路であり、ＤＡＣによって任意波形を生成できるため、高電圧単波送信信号を生成可能である。しかし、当該回路は、待機時の電流に伴い消費電力が大きくなる恐れがある。

一方、特許文献２に示されるような電流ＤＡＣを備えた送信回路を用いた場合、例えば、無信号時に電流をオフにすることによって消費電力をある程度抑制することが可能である。しかし、特許文献２の回路は、本質的に、特許文献１や特許文献３と同様にＤＡＣによる制御方式を用いているため、高頻度でディジタル信号を生成する必要があり、制御の複雑化等が懸念される。

本発明は、このようなことに鑑みてなされたものであり、その目的の一つは、簡素な制御で高電圧単波送信信号を生成可能な超音波振動子の送信回路、超音波プローブ、および超音波診断装置を提供することにある。

本発明の前記並びにその他の目的と新規な特徴は、本明細書の記述及び添付図面から明らかになるであろう。

本願において開示される発明のうち、代表的な実施の形態の概要を簡単に説明すれば、次のとおりである。

一実施の形態の超音波振動子の送信回路は、正極用駆動回路と、負極用駆動回路と、基準用駆動回路とを有する。正極用駆動回路は、第１のスイッチのオン期間で、超音波振動子の駆動入力端子を第１の可変電流源に基づく駆動電流によって正極電源に向けて駆動する。負極用駆動回路は、第２のスイッチのオン期間で、駆動入力端子を第２の可変電流源に基づく駆動電流によって負極電源に向けて駆動する。基準用駆動回路は、駆動入力端子を、基準電源に向けて駆動する。

前記一実施の形態によれば、簡素な制御で高電圧単波送信信号を生成可能になる。

本発明の実施の形態１による超音波振動子の送信回路において、主要部の概略構成例を示す回路図である。 図１の送信回路において、高電圧単波送信信号の生成動作の一例を示す波形図である。 図１の送信回路において、高電圧単波送信信号の生成動作の他の一例を示す波形図である。 図１の送信回路において、高電圧単波送信信号の生成動作の更に他の一例を示す波形図である。 図１の送信回路において、矩形波信号の生成動作の一例を示す波形図である。 図１の送信回路の詳細な構成例を示す回路図である。 図６における電流値設定回路の詳細な構成例を示す回路図である。 本発明の実施の形態１による超音波診断装置の構成例を示す概略図である。 本発明の実施の形態２による超音波振動子の送信回路において、主要部の概略構成例を示す回路図である。 図９の送信回路において、高電圧単波送信信号の生成動作の一例を示す波形図である。 本発明の実施の形態３による超音波診断装置の構成例を示す概略図である。 図１１における２ＤアレイＩＣの構成例を示す概略図である。 図１２における制御回路の一部の構成例を示す概略図である。 図１２の２ＤアレイＩＣの概略的な動作例を示す波形図である。

以下の実施の形態においては便宜上その必要があるときは、複数のセクションまたは実施の形態に分割して説明するが、特に明示した場合を除き、それらは互いに無関係なものではなく、一方は他方の一部または全部の変形例、詳細、補足説明等の関係にある。また、以下の実施の形態において、要素の数等（個数、数値、量、範囲等を含む）に言及する場合、特に明示した場合および原理的に明らかに特定の数に限定される場合等を除き、その特定の数に限定されるものではなく、特定の数以上でも以下でも良い。

さらに、以下の実施の形態において、その構成要素（要素ステップ等も含む）は、特に明示した場合および原理的に明らかに必須であると考えられる場合等を除き、必ずしも必須のものではないことは言うまでもない。同様に、以下の実施の形態において、構成要素等の形状、位置関係等に言及するときは、特に明示した場合および原理的に明らかにそうでないと考えられる場合等を除き、実質的にその形状等に近似または類似するもの等を含むものとする。このことは、上記数値および範囲についても同様である。

以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、実施の形態を説明するための全図において、同一の部材には原則として同一の符号を付し、その繰り返しの説明は省略する。

（実施の形態１）
超音波診断装置は、非侵襲かつリアルタイムに観察することができる医療診断装置として広く利用されている。さらに、近年においては、従来の２次元画像に加え、３次元の立体画像なども表示できるようになり用途は拡大の一途をたどっている。一方、画質についてはＸ線ＣＴ（Computed Tomography）装置やＭＲＩ（Magnetic Resonance Imaging）装置と比較すると低解像度のため、従来にも増した高画質化が求められている。以下、このような超音波診断装置への適用を想定して、実施の形態の説明を行う。

《送信回路の概略構成》
図１は、本発明の実施の形態１による超音波振動子の送信回路において、主要部の概略構成例を示す回路図である。図１に示す送信回路１は、正極用駆動回路２ａと、負極用駆動回路２ｂと、基準用駆動回路３とを備え、超音波振動子４の駆動入力端子７に所望の送信信号を出力する。超音波振動子４は、当該送信信号に応じて超音波を発生する。正極用駆動回路２ａは、可変電流源１０ａおよびスイッチ１３ａを含み、スイッチ１３ａのオン期間で、駆動入力端子７を可変電流源１０ａに基づく駆動電流によって正極電源ＨＶＤＤに向けて駆動する。負極用駆動回路２ｂは、可変電流源１０ｂおよびスイッチ１３ｂを含み、スイッチ１３ｂのオン期間で、駆動入力端子７を可変電流源１０ｂに基づく駆動電流によって負極電源ＨＶＳＳに向けて駆動する。

基準用駆動回路３は、駆動入力端子７を正極電源ＨＶＤＤおよび負極電源ＨＶＳＳの基準となる基準電源（ベースライン）ＧＮＤに向けて駆動する。この例では、基準用駆動回路３は、可変電流源１１ａ，１１ｂおよびスイッチ１４ａ，１４ｂを含み、スイッチ１４ａ，１４ｂのオン期間で、駆動入力端子７を可変電流源１１ａ，１１ｂに基づく駆動電流によって基準電源ＧＮＤに向けて駆動する。

具体的には、スイッチ１４ａは、駆動入力端子７の電圧を基準電源ＧＮＤのレベルに充電するスイッチであり、可変電流源１１ａは、その充電電流値を定める。一方、スイッチ１４ｂは、駆動入力端子７の電圧を基準電源ＧＮＤのレベルに放電するスイッチであり、可変電流源１１ｂは、その放電電流値を定める。特に限定はされないが、例えば、基準電源ＧＮＤを０Ｖとして、正極電源ＨＶＤＤは＋１００Ｖ等であり、負極電源ＨＶＳＳは−１００Ｖ等である。

《送信回路の動作》
図２は、図１の送信回路において、高電圧単波送信信号の生成動作の一例を示す波形図である。送信回路１は、まず、時間ｔ１〜ｔ２で、正極用駆動回路２ａを用いて、駆動入力端子７の電圧を基準電源ＧＮＤから正極電源ＨＶＤＤに向けて超音波振動子４の帯域外の周波数となる第１の傾きで遷移させるプレ処理を実行する。具体的には、送信回路１は、時間ｔ１で、可変電流源１０ａ，１０ｂ，１１ａ，１１ｂを傾き設定用電流値Ｉ１に設定する。この状態で、送信回路１は、スイッチ１３ａをオンに制御する。その結果、超音波振動子４に印加される電圧は、正極電源ＨＶＤＤに向けて第１の傾きで緩やかに上昇する。

続いて、送信回路１は、時間ｔ２で、可変電流源１０ａ，１０ｂ，１１ａ，１１ｂを傾き設定用電流値Ｉ１よりも大きいパルス用電流値Ｉ２に設定する。ここで、傾き設定用電流値Ｉ１は、オフセット電圧（ＨＶＤＤ−ＧＮＤ間の電位差）を“Ｖ”、遷移時間を“ｔ”、超音波振動子４の容量値を“Ｃ”とすると、式（１）となる。“Ｖ”および“Ｃ”は既定値であり、遷移時間“ｔ”は、超音波振動子４に印加される電圧の傾き（第１の傾き）が、超音波振動子４の帯域外の周波数となるような値に定められる。

Ｉ１＝Ｖ×Ｃ／ｔ （１）
このようなプレ処理の後、送信回路１は、時間ｔ３〜ｔ４で、正極用駆動回路２ａおよび負極用駆動回路２ｂを用いて、駆動入力端子７にできるだけ狭いパルス幅を持つパルス信号（理想的にはインパルス信号）を印加するパルス印加処理を実行する。具体的には、送信回路１は、時間ｔ３で、スイッチ１３ａをオフに、スイッチ１３ｂをオンに制御する。その結果、超音波振動子４に印加される電圧は、パルス用電流値Ｉ２に伴い正極電源ＨＶＤＤから負極電源ＨＶＳＳに向けて急峻に下がる。負極電源ＨＶＳＳまで下がると、送信回路１は、時間ｔ４で、時間ｔ３とは逆にスイッチ１３ｂをオフに、スイッチ１３ａをオンに制御する。その結果、超音波振動子４に印加される電圧は、パルス用電流値Ｉ２に伴い負極電源ＨＶＳＳから正極電源ＨＶＤＤに向けて急峻に上がる。その結果、理想的にはインパルス信号が生成される。

このようなパルス印加処理の後、送信回路１は、時間ｔ５〜ｔ６で、基準用駆動回路３を用いて、駆動入力端子７の電圧を、可変電流源１１ｂに基づく超音波振動子４の帯域外の周波数となる第２の傾きで基準電源ＧＮＤに向けて駆動するポスト処理を実行する。具体的には、送信回路１は、時間ｔ５で、可変電流源１０ａ，１０ｂ，１１ａ，１１ｂを、再び、傾き設定用電流値Ｉ１に設定し、スイッチ１４ｂをオンに制御する。その結果、超音波振動子４に印加される電圧は、基準電源ＧＮＤまで第２の傾きで緩やかに下降する。そして、当該電圧が基準電源ＧＮＤに達したのち、送信回路１は、時間ｔ６で、スイッチ１４ｂをオフに制御する。

このような制御によって、送信回路１は、‘Ｌ’パルス信号（実質的に‘Ｌ’インパルス信号）となる高電圧単波送信信号を生成することができる。

図３は、図１の送信回路において、高電圧単波送信信号の生成動作の他の一例を示す波形図である。図２では、プレ処理（時間ｔ１〜ｔ２）とポスト処理（時間ｔ５〜ｔ６）とで同一の傾き設定用電流値Ｉ１を用いることで、波形を左右対称な形状に定めた。ただし、必ずしも対称な形状である必要はなく、例えば、図３のように、ポスト処理（時間ｔ５〜ｔ６）において、傾き設定用電流値Ｉ１よりも大きくパルス用電流値Ｉ２よりも小さい電流値Ｉ３を用いることで非対称な形状に定めることも可能である。

電流値Ｉ３は、傾き設定用電流値Ｉ１の場合と同様に、傾きが超音波振動子４の帯域外の周波数となるように設定する値である。例えば、ポスト処理後、すぐに超音波振動子４で受信を行いたい場合、電流値Ｉ３をある程度大きい値に定めることも可能である。

図４は、図１の送信回路において、高電圧単波送信信号の生成動作の更に他の一例を示す波形図である。図４では、図２におけるスイッチ１３ａとスイッチ１３ｂの制御が入れ替えられ、ポスト処理でスイッチ１４ｂの代わりにスイッチ１４ａがオンに制御されることで、‘Ｈ’パルスとなる高電圧単波送信信号が生成される。すなわち、送信回路１は、プレ処理（時間ｔ１〜ｔ２）において、負極用駆動回路２ｂを用いて、駆動入力端子７の電圧を基準電源ＧＮＤから負極電源ＨＶＳＳに向けて第１の傾きで遷移させる。また、送信回路１は、ポスト処理（時間ｔ５〜ｔ６）において、基準用駆動回路３を用いて、駆動入力端子７の電圧を、可変電流源１１ａに基づく第２の傾きで基準電源ＧＮＤに向けて駆動する。

ここで、送信回路１によって、図２および図４のような‘Ｌ’パルス信号および‘Ｈ’パルス信号の高電圧単波送信信号を生成することで、例えば、歪み成分を利用した診断を行うこと等が可能になる。具体的には、図２の高電圧単波送信信号に伴う超音波振動子４からの入射波形に応じて、生体から得られる反射波形と、図４の高電圧単波送信信号に伴う入射波形に応じた反射波形とを加算することで、生体内で生じた反射波形の歪み成分のみを抽出して診断を行える。

図５は、図１の送信回路において、矩形波信号の生成動作の一例を示す波形図である。図５において、送信回路１は、可変電流源１０ａ，１０ｂ，１１ａ，１１ｂを一定値（ここではパルス用電流値Ｉ２）に定めた状態で、各スイッチを制御する。ここでは、送信回路１は、時間ｔ１，ｔ２，ｔ３の各時間においてスイッチ１３ａ，１３ｂを交互にオンに制御し、時間ｔ４において、オン状態のスイッチ１３ａをオフに制御すると共にスイッチ１４ｂをオンに制御する。これによって、高電圧単波送信信号だけでなく一般的な矩形波信号も生成可能である。

超音波診断装置による診断方式として、例えば、図２や図４のような高電圧単波送信信号を用いて診断を行う方式の他に、図５のような矩形波信号を数波送信して診断を行う方式（例えば、Pulsed Wave方式）が知られている。図１の送信回路１は、高電圧単波送信信号に加えて、このような矩形波信号も簡素な制御で生成することが可能である。

《送信回路の詳細構成》
図６は、図１の送信回路の詳細な構成例を示す回路図である。図６の送信回路１において、図１の正極用駆動回路２ａは、図６のカレントミラー回路６１ａ、レベルシフタ６２ａ、ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタ（以降、ｎＭＯＳトランジスタと称す）ＭＮ３、およびスイッチ６３ａに対応する。図１の負極用駆動回路２ｂは、図６のカレントミラー回路６１ｂ、レベルシフタ６２ｂ、ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタ（以降、ｐＭＯＳトランジスタと称す）ＭＰ３、およびスイッチ６３ｂに対応する。図１の基準用駆動回路３は、図６のｐＭＯＳトランジスタＭＰ５、ｎＭＯＳトランジスタＭＮ５およびスイッチ６３ｃ，６３ｄに対応する。

カレントミラー回路６１ａは、図１の可変電流源１０ａの主要部を担い、正極電源ＨＶＤＤと駆動入力端子７の間に電流経路が形成されるｐＭＯＳトランジスタＭＰ１と、ｐＭＯＳトランジスタＭＰ１とカレントミラー回路を構成するｐＭＯＳトランジスタＭＰ２とを備える。ｎＭＯＳトランジスタＭＮ３は、レベルシフタ６２ａを介してｐＭＯＳトランジスタＭＰ２と直列に結合される。

レベルシフタ６２ａは、ｎＭＯＳトランジスタＭＮ４で構成され、ゲートに内部電源ＶＤＤが印加されることで、ｎＭＯＳトランジスタＭＮ３のドレインを略内部電源ＶＤＤの電圧レベル以下に設定する。これにより、ｎＭＯＳトランジスタＭＮ３には、内部電源ＶＤＤ以上の電圧が印加されることがなくなるため、低電圧のｎＭＯＳトランジスタを使用することができ、実装面積が低減できる。ｎＭＯＳトランジスタＭＮ３のソースは、内部基準電源ＶＳＳに結合される。スイッチ６３ａは、図１のスイッチ１３ａに対応し、制御信号Ｓａによってオンに制御された際に、電流値設定回路１００で生成される可変電圧ＶＲａでｎＭＯＳトランジスタＭＮ３のゲート・ソース間を駆動する。

カレントミラー回路６１ｂは、図１の可変電流源１０ｂの主要部を担い、負極電源ＨＶＳＳと駆動入力端子７の間に電流経路が形成されるｎＭＯＳトランジスタＭＮ１と、ｎＭＯＳトランジスタＭＮ１とカレントミラー回路を構成するｎＭＯＳトランジスタＭＮ２とを備える。ｐＭＯＳトランジスタＭＰ３は、レベルシフタ６２ｂを介してｎＭＯＳトランジスタＭＮ２と直列に結合される。

レベルシフタ６２ｂは、ｐＭＯＳトランジスタＭＰ４で構成され、ゲートに内部基準電源ＶＳＳが印加されることで、ｐＭＯＳトランジスタＭＰ３のドレインを略内部基準電源ＶＳＳの電圧レベル以上に設定する。ｐＭＯＳトランジスタＭＰ３のソースは、内部電源ＶＤＤに結合される。スイッチ６３ｂは、図１のスイッチ１３ｂに対応し、制御信号Ｓｂによってオンに制御された際に、電流値設定回路１００で生成される可変電圧ＶＲｂでｐＭＯＳトランジスタＭＰ３のゲート・ソース間を駆動する。

ｐＭＯＳトランジスタＭＰ５は、基準電源ＧＮＤと駆動入力端子７の間に電流経路が形成され、図１の可変電流源１１ａの主要部を担う。スイッチ６３ｃは、図１のスイッチ１４ａに対応し、制御信号Ｓｃによってオンに制御された際に、電流値設定回路１００で生成される可変電圧ＶＲｃでｐＭＯＳトランジスタＭＰ５のゲート・ソース間を駆動する。ｎＭＯＳトランジスタＭＮ５は、基準電源ＧＮＤと駆動入力端子７の間に電流経路が形成され、図１の可変電流源１１ｂの主要部を担う。スイッチ６３ｄは、図１のスイッチ１４ｂに対応し、制御信号Ｓｄによってオンに制御された際に、電流値設定回路１００で生成される可変電圧ＶＲｄでｎＭＯＳトランジスタＭＮ５のゲート・ソース間を駆動する。

図７は、図６における電流値設定回路の詳細な構成例を示す回路図である。図７に示す電流値設定回路１００は、正側電流値設定回路１００ａと、負側電流値設定回路１００ｂとを備える。正側電流値設定回路１００ａは、ｎ個のｐＭＯＳトランジスタＭＰ［１］〜ＭＰ［ｎ］と、電流・電圧変換回路１０１ａとを備える。ｐＭＯＳトランジスタＭＰ［１］には、所定の基準電流ＩＲが供給される。

ｐＭＯＳトランジスタＭＰ［２］〜ＭＰ［ｎ］は、例えば、２^ｎのサイズ比を備え、ｐＭＯＳトランジスタＭＰ［１］とカレントミラー回路を構成する。この際に、ｐＭＯＳトランジスタＭＰ［２］〜ＭＰ［ｎ］の中からカレントミラー回路を構成する単数または複数のトランジスタが、電流値設定信号ＩＳＥＴによって選択される。電流・電圧変換回路１０１ａは、ダイオード接続のｎＭＯＳトランジスタＭＮ１０によって構成され、ｐＭＯＳトランジスタＭＰ［２］〜ＭＰ［ｎ］に流れる合算電流Ｉｎをゲート・ソース間電圧に変換することで可変電圧ＶＲａ，ＶＲｄを生成する。

同様に、負側電流値設定回路１００ｂは、ｎ個のｎＭＯＳトランジスタＭＮ［１］〜ＭＮ［ｎ］と、電流・電圧変換回路１０１ｂとを備える。ｎＭＯＳトランジスタＭＮ［１］には、所定の基準電流ＩＲが供給され、ｎＭＯＳトランジスタＭＮ［２］〜ＭＮ［ｎ］は、ｎＭＯＳトランジスタＭＮ［１］とカレントミラー回路を構成する。この際に、カレントミラー回路を構成するトランジスタが、電流値設定信号ＩＳＥＴによって選択される。電流・電圧変換回路１０１ｂは、ダイオード接続のｐＭＯＳトランジスタＭＰ１０によって構成され、ｎＭＯＳトランジスタＭＮ［２］〜ＭＮ［ｎ］に流れる合算電流Ｉｐをゲート・ソース間電圧に変換することで可変電圧ＶＲｂ，ＶＲｃを生成する。

このように、正側電流値設定回路１００ａは、設定に応じた可変電圧ＶＲａ，ＶＲｄを生成することで、図６のｐＭＯＳトランジスタＭＰ１に流れる電流と、ｎＭＯＳトランジスタＭＮ５に流れる電流を可変制御する。同様に、負側電流値設定回路１００ｂは、設定に応じた可変電圧ＶＲｂ，ＶＲｃを生成することで、図６のｎＭＯＳトランジスタＭＮ１に流れる電流と、ｐＭＯＳトランジスタＭＰ５に流れる電流を可変制御する。

なお、ここでは、可変電圧ＶＲａ，ＶＲｄを同一の正側電流値設定回路１００ａで生成し、可変電圧ＶＲｂ，ＶＲｃを同一の負側電流値設定回路１００ｂで生成したが、それぞれ独立の電流値設定回路を設けてもよい。また、厳密には、各可変電圧ＶＲａ，ＶＲｂ，ＶＲｃ，ＶＲｄは、適宜レベルシフトされたのち図６の対応するトランジスタ（ＭＮ３，ＭＰ３，ＭＰ５，ＭＮ５）に印加される。例えば、図７の可変電圧ＶＲｃは、内部電源電圧ＶＤＤを基準としたゲート・ソース間電圧として生成されるため、基準電源ＧＮＤを基準としたゲート・ソース間電圧となるようにレベルシフトされたのちｐＭＯＳトランジスタＭＰ５に印加される。

《超音波診断装置の概略構成》
図８は、本発明の実施の形態１による超音波診断装置の構成例を示す概略図である。図８の超音波診断装置は、超音波振動子４を搭載する超音波プローブ１２と、超音波プローブ１２にケーブル８を介して結合され、超音波プローブ１２を制御する超音波診断装置本体６とを有する。超音波診断装置本体６は、筺体内部に、例えば、装置全体の制御を行うＣＰＵ（Central Processor Unit）と、記憶装置と、外部装置と通信するための通信ＩＦ（ＩＦ：InterFace）装置とを有する。記憶装置は、ＣＰＵが実行するプログラム等を記憶するＨＤＤ（Hard Disk Drive）や、処理するデータを一時記憶するＲＡＭなどである。

また、超音波診断装置本体６は、筐体内部に、例えば、各種の電源回路と、超音波プローブ１２からの信号を画像処理する画像処理回路とを有する。また、超音波診断装置本体６は、例えば、キーボードやマウス等の入力装置と、液晶ディスプレイ装置等の出力装置とを有する。入力装置は、例えば、液晶ディスプレイ装置に設けられたタッチパネルであってもよい。超音波診断装置本体６は、底面に取り付けられたキャスタ等により、床面上を自在に移動可能な構造となっている。

このような構成において、図８の例では、図１の送信回路１は、超音波診断装置本体６に搭載される。送信回路１からの送信信号は、ケーブル８を介して超音波プローブ１２に伝送される。

《実施の形態１の主要な効果》
以上、実施の形態１の方式を用いることで、代表的には、図２や図４の高電圧単波送信信号を簡素な制御で生成することが可能になる。具体的には、特許文献１〜特許文献３の方式と異なりＤＡＣを用いない方式であるため、高い頻度での複雑な制御が不要となる。例えば、図２のプレ処理（時間ｔ１〜ｔ２）の期間において、ＤＡＣを用いる場合には、第１の傾きを実現するためサンプリング周期毎に高頻度でディジタル信号を生成する必要がある。一方、図１の構成を用いる場合には、傾き設定用電流値Ｉ１を定め、スイッチ１３ａを必要な期間オンに制御することで足りる。さらに、図１の送信回路１を用いることで、高頻度でディジタル信号を生成する必要性がなくなることから、消費電力を低減できる場合がある。

（実施の形態２）
《送信回路の概略構成および動作》
図９は、本発明の実施の形態２による超音波振動子の送信回路において、主要部の概略構成例を示す回路図である。図１０は、図９の送信回路において、高電圧単波送信信号の生成動作の一例を示す波形図である。図９に示す送信回路１は、図１の構成例と比較して、基準用駆動回路３内に抵抗素子５が追加された構成となっている。抵抗素子５は、基準電源ＧＮＤと駆動入力端子７との間に設けられ、前述した第１の傾きに基づく抵抗値を持つ。

図１０に示す動作は、図２に示した動作と比較して、ポスト処理（時間ｔ５〜ｔ６）の動作が異なっている。図２のポスト処理は、各可変電流源（少なくとも１１ｂ）を傾き設定用電流値Ｉ１に設定した状態でスイッチ１４ｂをオンに制御することで行われたが、図１０のポスト処理では、特に能動的な制御は行われない。この場合、駆動入力端子７の電圧は、抵抗素子５の抵抗値および超音波振動子４の容量によって定まる傾き（時定数）で、基準電源ＧＮＤに向けて自動的に戻る。

ここで、例えば、図２や図４の高電圧単波送信信号を生成する場合には、基準用駆動回路３内の可変電流源１１ａ，１１ｂおよびスイッチ１４ａ，１４ｂは、特に必要とされない。したがって、これらの回路を削除することで、回路規模の低減や、制御の更なる簡素化を図れる。ただし、これらの回路は、図５のような矩形波信号を生成する場合に必要とされるため、図９の例では、基準用駆動回路３内に残存している。

（実施の形態３）
《超音波診断装置の概略構成》
図１１は、本発明の実施の形態３による超音波診断装置の構成例を示す概略図である。図１１に示す超音波診断装置は、図８の構成例と異なり、送信回路が超音波プローブ１２内に搭載された構成となっている。図１１の例では、超音波プローブ１２は、２Ｄ（Dimension）アレイ振動子１２ａと、２ＤアレイＩＣ（Integrated Circuit）１２ｂとを有する。２Ｄアレイ振動子１２ａは、超音波プローブ１２における人体との接触面において、超音波を発する複数の超音波振動子を有している。当該複数の超音波振動子は、２次元状（平面状）に配置される。送信回路は、２ＤアレイＩＣ１２ｂに搭載される。

２ＤアレイＩＣ１２ｂは、２Ｄアレイ振動子１２ａに対向するように配置され、複数の超音波振動子にそれぞれ対応して設けられる複数の制御回路ユニットを有する。例えば、２ＤアレイＩＣ１２ｂ内の１つの制御回路ユニットは、２Ｄアレイ振動子１２ａ内の１つの超音波振動子と電気的に結合される。当該複数の制御回路ユニットも、２ＤアレイＩＣ１２ｂ内で２次元状に配置される。

例えば、３次元の診断画像を取得するため、このように、複数の超音波振動子を２次元状に配置する方式が知られている。この場合、超音波プローブ１２内に多数の超音波振動子が設けられることになるため、図８のように送信回路１を超音波診断装置本体６に搭載すると、ケーブル８内の配線本数の増大が問題となり得る。そこで、超音波プローブ１２内に送信回路１を搭載することで、ケーブル８内の配線本数を可能な限り削減することが有益となる。ただし、超音波プローブ１２内に送信回路１を搭載すると、超音波プローブ１２の発熱が増大するため、送信回路１の消費電力を低減することが求められる。

《２ＤアレイＩＣの概略構成》
図１２は、図１１における２ＤアレイＩＣの構成例を示す概略図である。図１１の２ＤアレイＩＣ１２ｂは、図１２に示されるように、２次元状（Ｎ行Ｍ列）に配置される複数の制御回路ユニット４０を備え、当該複数の制御回路ユニット４０が、同じく２次元状に配置される複数の超音波振動子４をそれぞれ制御する構成となっている。また、２ＤアレイＩＣ１２ｂにおいて、複数の制御回路ユニット４０の周辺には、周辺回路４１，４２が配置される。

複数の制御回路ユニット４０のそれぞれは、実施の形態１，２に示した送信回路１と、受信回路４７と、可変遅延回路４８を含む制御回路４６とを有する。受信回路４７は、超音波振動子４を介して生体からの反射波形を受信し、当該受信信号を制御回路４６へ出力する。制御回路４６は、超音波振動子４の送受信信号の遅延時間を、可変遅延回路４８を用いて適宜制御する。すなわち、制御回路４６は、超音波振動子４に与える（受信の場合は与えられる）信号の遅延時間を増減することで、送受信信号の位相を変化させて信号品質（画像）を改善する。

この時、可変遅延回路４８は、周辺回路４１，４２内の論理回路によって算出される行単位の遅延時間４３と列単位の遅延時間４４とに基づき、例えば、その加算結果等によって自身の遅延時間を定める。その結果、複数の制御回路ユニット４０内の可変遅延回路４８は、少なくとも一部において、互いに異なる遅延時間を自身に設定することになる。また、周辺回路４１，４２の近辺には、図７の電流値設定回路１００が設けられる。当該電流値設定回路１００は、複数の制御回路ユニット４０毎に設けられるのではなく、複数の制御回路ユニット４０で共通に設けられ、生成した可変電圧ＶＲａ，ＶＲｂ，ＶＲｃ，ＶＲｄを複数の制御回路ユニット４０の送信回路１へ共通に供給する。

図１３は、図１２における制御回路の一部の構成例を示す概略図である。図１３の制御回路４６は、可変遅延回路４８と、各種論理演算回路（ここでは、オア演算回路５１，５２、インバータ回路５３、アンド演算回路５４〜５７）とを備える。制御回路４６には、複数の制御ユニット４０の共通信号となる正側制御信号ＰＣ、負側制御信号ＮＣ、プレ信号ＺＣ、ポスト信号ＹＣおよび正負選択信号ＸＣが入力される。これらの信号は、例えば、超音波診断装置本体６によって生成され、ケーブル８を介して入力される。これらの信号を受けて、制御回路４６は、図１のスイッチ１３ａ，１３ｂの制御信号（すなわち図６のスイッチ６３ａ，６３ｂの制御信号Ｓａ，Ｓｂ）と、図１のスイッチ１４ａ，１４ｂの制御信号（すなわち図６のスイッチ６３ｃ，６３ｄの制御信号Ｓｃ，Ｓｄ）とを出力する。

正側制御信号ＰＣは、図１のスイッチ１３ａのオン期間を定める信号であり、負側制御信号ＮＣは、図１のスイッチ１３ｂのオン期間を定める信号である。プレ信号ＺＣおよびポスト信号ＹＣは、それぞれ、前述したプレ処理およびポスト処理の実行期間を定める信号である。正負選択信号ＸＣは、送信信号として、図２か図４の高電圧単波送信信号（すなわち‘Ｌ’パルス信号か‘Ｈ’パルス信号）を選択する信号である。可変遅延回路４８は、正側制御信号ＰＣおよび負側制御信号ＮＣを共に遅延させ、遅延後の正側制御信号ＰＣｄおよび負側制御信号ＮＣｄを出力する。

《２ＤアレイＩＣの概略動作》
図１４は、図１２の２ＤアレイＩＣの概略的な動作例を示す波形図である。図１４において、チャネルＡは、ある制御ユニット４０に対応し、チャネルＢは、当該制御ユニットとは遅延時間が異なる制御ユニット４０に対応する。まず、チャネルＡおよびチャネルＢの制御回路４６は、入力された共通のプレ信号ＺＣに応じて、共に自身の送信回路１に前述したプレ処理を実行させる。

この例では、図１３の制御回路４６において、正負選択信号は‘Ｌ’パルス信号に対応する‘Ｌ’レベルに設定され、プレ信号ＺＣは、アンド演算回路５４およびオア演算回路５１を介して制御信号Ｓａとして出力される。その結果、チャネルＡおよびチャネルＢの送信回路１は、共に、プレ信号ＺＣの‘Ｈ’レベル期間で、傾き設定用電流値Ｉ１を用いて駆動入力端子７の電圧を正極電源ＨＶＤＤに向けて緩やかに上昇させる。その後、図７および図１２に示した共通の電流値設定回路１００は、プレ信号ＺＣが‘Ｌ’レベルに遷移した段階（すなわちプレ処理を終えた段階）で、駆動電流の電流値を傾き設定用電流値Ｉ１からパルス用電流値Ｉ２に変更する。

一方、制御回路４６には、プレ信号ＺＣに続いて、‘Ｌ’パルス信号を生成させるため、それぞれ‘Ｈ’パルス信号となる正側制御信号ＰＣ、負側制御信号ＮＣ、正側制御信号ＰＣが順次入力される。チャネルＢの制御回路４６は、入力された制御信号に対して所定の遅延を加え、遅延後の正側制御信号ＰＣｄ、負側制御信号ＮＣｄ、正側制御信号ＰＣｄを順次出力する。一方、チャネルＡの制御回路４６は、入力された制御信号に対して、例えばチャネルＢよりも大きい遅延を加え、遅延後の正側制御信号ＰＣｄ、負側制御信号ＮＣｄ、正側制御信号ＰＣｄを順次出力する。

チャネルＡおよびチャネルＢの制御回路４６は、当該遅延後の正側制御信号ＰＣｄおよび負側制御信号ＮＣｄを用いて自身の送信回路１に前述したパルス印加処理を実行させる。この例では、図１３の制御回路４６において、遅延後の正側制御信号ＰＣｄがオア演算回路５１を介して制御信号Ｓａとして出力され、遅延後の負側制御信号ＮＣｄがオア演算回路５２を介して制御信号Ｓｂとして出力される。その結果、チャネルＡおよびチャネルＢの送信回路１は、入力された遅延後の正側制御信号ＰＣｄおよび負側制御信号ＮＣｄに応じて、それぞれ異なるタイミングで、パルス用電流値Ｉ２を用いて駆動入力端子７に‘Ｌ’パルス信号を印加する。

チャネルＡおよびチャネルＢのパルス印加処理が完了すると、チャネルＡおよびチャネルＢの制御回路４６は、入力されたポスト信号ＹＣに応じて、共に自身の送信回路１に前述したポスト処理を実行させる。この例では、図１３の制御回路４６において、ポスト信号ＹＣは、アンド演算回路５６を介して制御信号Ｓｄとして出力される。また、共通の電流値設定回路１００は、ポスト信号ＹＣが‘Ｈ’レベルに遷移した段階（すなわち全チャネルのパルス印加処理を終えた段階）で、駆動電流の電流値をパルス用電流値Ｉ２から傾き設定用電流値Ｉ１に変更する。その結果、チャネルＡおよびチャネルＢの送信回路１は、共に、ポスト信号ＹＣの‘Ｈ’レベル期間で、傾き設定用電流値Ｉ１を用いて駆動入力端子７の電圧を基準電源ＧＮＤに向けて緩やかに下降させる。

なお、ここでは、２個のチャネルの例で説明を行ったが、３以上のチャネルでも同様である。この場合、例えば、遅延時間が最大のチャネルは、プレ処理を行ったのち、駆動入力端子７の正極電源ＨＶＤＤを超音波振動子４の容量で所定の期間保持し、その状態からパルス印加処理を行えばよい。また、ここでは‘Ｌ’パルス信号となる高電圧単波送信信号を生成する例で説明を行ったが、正負選択信号ＸＣを‘Ｈ’レベルに設定することで、‘Ｈ’パルス信号となる高電圧単波送信信号も同様にして生成される。

《実施の形態３の主要な効果》
以上、実施の形態３の方式を用いることで、代表的には、実施の形態１等で述べた効果に加えて、複数の超音波振動子４の送受信信号を適宜遅延させながら診断を行う場合であっても、図２や図４の高電圧単波送信信号を簡素な制御で生成することが可能になる。具体的に説明すると、例えば、特許文献１〜特許文献３の方式では、基本的に、１個のＤＡＣは１個の超音波振動子４しか制御できないため、例えば、超音波プローブ１２内に複数の超音波振動子４と同数のＤＡＣを設ける必要がある。その結果、回路規模の増大や、これに伴う消費電力の増大や、場合によっては、ケーブル８内の配線の複雑化を招く恐れがある。

一方、実施の形態３の方式では、ＤＡＣ方式と異なり、駆動電流の電流値の設定と、その駆動電流の印加期間の設定とを独立して行うことができる。このため、図１４等に示したように、電流値設定回路１００による駆動電流の設定を共通化した上で、プレ処理およびポスト処理を各チャネルで共通化し、パルス印加処理のみを各チャネル毎に独立して行うようなことが可能になる。これにより、ＤＡＣ方式の場合のように、電流値の制御をチャネル毎に独立して行う必要性が無くなり、制御の簡素化が図れる。

また、電流値設定回路１００を共通化できることで、回路規模を低減でき、これに伴い消費電力も低減できる。その結果、超音波プローブ１２の発熱を抑制できる。さらに、ケーブル８から入力される信号は、図１３および図１４に示したような信号で足りる。このため、ケーブル８から入力される信号数を、例えば、各チャネルをケーブル８からの信号で個別に制御するような場合と比較して低減でき、ケーブル８内の配線の複雑化も特に問題とならない。

以上、本発明者によってなされた発明を実施の形態に基づき具体的に説明したが、本発明は前記実施の形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能である。例えば、前述した実施の形態は、本発明を分かり易く説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施の形態の構成の一部を他の実施の形態の構成に置き換えることが可能であり、また、ある実施の形態の構成に他の実施の形態の構成を加えることも可能である。また、各実施の形態の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置換をすることが可能である。

１ 送信回路
２ａ 正極用駆動回路
２ｂ 負極用駆動回路
３ 基準用駆動回路
４ 超音波振動子
５ 抵抗素子
６ 超音波診断装置本体
７ 駆動入力端子
８ ケーブル
１０ａ，１０ｂ，１１ａ，１１ｂ 可変電流源
１２ 超音波プローブ
１３ａ，１３ｂ，１４ａ，１４ｂ，６３ａ〜６３ｄ スイッチ
４０ 制御回路ユニット
４６ 制御回路
４８ 可変遅延回路
６１ａ，６１ｂ カレントミラー回路
１００ 電流値設定回路
１００ａ 正側電流値設定回路
１００ｂ 負側電流値設定回路
ＧＮＤ 基準電源
ＨＶＤＤ 正極電源
ＨＶＳＳ 負極電源
ＭＮ ｎＭＯＳトランジスタ
ＭＰ ｐＭＯＳトランジスタ
ＮＣ 負側制御信号
ＰＣ 正側制御信号
Ｓａ〜Ｓｄ 制御信号
ＶＲａ〜ＶＲｄ 可変電圧
ＺＣ プレ信号

Claims (12)

1. 第１の可変電流源および第１のスイッチを含み、前記第１のスイッチのオン期間で、超音波振動子の駆動入力端子を前記第１の可変電流源に基づく駆動電流によって正極電源に向けて駆動する正極用駆動回路と、
   第２の可変電流源および第２のスイッチを含み、前記第２のスイッチのオン期間で、前記駆動入力端子を前記第２の可変電流源に基づく駆動電流によって負極電源に向けて駆動する負極用駆動回路と、
   前記駆動入力端子を、前記正極電源および前記負極電源の基準となる基準電源に向けて駆動する基準用駆動回路と、
   を有する超音波振動子の送信回路であって、
   前記送信回路は、
   前記正極用駆動回路または前記負極用駆動回路の一方を用いて、前記駆動入力端子の電圧を前記基準電源から前記正極電源または前記負極電源に向けて前記超音波振動子の帯域外の周波数となる第１の傾きで遷移させるプレ処理と、
   前記プレ処理の後、前記正極用駆動回路および前記負極用駆動回路を用いて、前記駆動入力端子に所定のパルス幅を持つパルス信号を印加するパルス印加処理と、
   を実行する、
   超音波振動子の送信回路。
2. 請求項１記載の超音波振動子の送信回路において、
   前記基準用駆動回路は、前記駆動入力端子を、前記超音波振動子の帯域外の周波数となる第２の傾きで前記基準電源に向けて駆動する、
   超音波振動子の送信回路。
3. 請求項２記載の超音波振動子の送信回路において、
   前記基準用駆動回路は、第３の可変電流源および第３のスイッチを含み、前記第３のスイッチのオン期間で、前記駆動入力端子を前記第３の可変電流源に基づく駆動電流によって前記基準電源に向けて駆動し、
   前記送信回路は、前記パルス印加処理の後、前記基準用駆動回路を用いて、前記駆動入力端子の電圧を、前記第３の可変電流源に基づく前記第２の傾きで前記基準電源に向けて駆動するポスト処理を実行する、
   超音波振動子の送信回路。
4. 請求項２記載の超音波振動子の送信回路において、
   前記基準用駆動回路は、前記基準電源と前記駆動入力端子との間に設けられ、前記第２の傾きに基づく抵抗値を持つ抵抗素子を含む、
   超音波振動子の送信回路。
5. 請求項１記載の超音波振動子の送信回路において、
   前記正極用駆動回路は、
   前記正極電源と前記駆動入力端子の間に電流経路を形成する第１導電型の第１Ａトランジスタと、
   前記第１Ａトランジスタとカレントミラー回路を構成する前記第１導電型の第２Ａトランジスタと、
   前記第２Ａトランジスタと直列に結合される第２導電型の第３Ａトランジスタと、
   設定に応じた可変電圧を生成する第１の電流値設定回路と、
   オンに制御された際に、前記第１の電流値設定回路で生成される前記可変電圧で前記第３Ａトランジスタを駆動する前記第１のスイッチと、
   を有し、
   前記負極用駆動回路は、
   前記負極電源と前記駆動入力端子の間に電流経路を形成する前記第２導電型の第１Ｂトランジスタと、
   前記第１Ｂトランジスタとカレントミラー回路を構成する前記第２導電型の第２Ｂトランジスタと、
   前記第２Ｂトランジスタと直列に結合される前記第１導電型の第３Ｂトランジスタと、
   設定に応じた可変電圧を生成する第２の電流値設定回路と、
   オンに制御された際に、前記第２の電流値設定回路で生成される前記可変電圧で前記第３Ｂトランジスタを駆動する前記第２のスイッチと、
   を有する、
   超音波振動子の送信回路。
6. 複数の超音波振動子と、前記複数の超音波振動子にそれぞれ対応して設けられる複数の制御回路ユニットとを有し、超音波診断装置本体にケーブルを介して結合される超音波プローブであって、
   前記複数の制御回路ユニットのそれぞれは、送信回路を備え、
   前記送信回路は、
   第１の可変電流源および第１のスイッチを含み、前記第１のスイッチのオン期間で、前記超音波振動子の駆動入力端子を前記第１の可変電流源に基づく駆動電流によって正極電源に向けて駆動する正極用駆動回路と、
   第２の可変電流源および第２のスイッチを含み、前記第２のスイッチのオン期間で、前記駆動入力端子を前記第２の可変電流源に基づく駆動電流によって負極電源に向けて駆動する負極用駆動回路と、
   前記駆動入力端子を、前記正極電源および前記負極電源の基準となる基準電源に向けて駆動する基準用駆動回路と、
   を有し、
   前記送信回路は、
   前記正極用駆動回路または前記負極用駆動回路の一方を用いて、前記駆動入力端子の電圧を前記基準電源から前記正極電源または前記負極電源に向けて前記超音波振動子の帯域外の周波数となる第１の傾きで遷移させるプレ処理と、
   前記プレ処理の後、前記正極用駆動回路および前記負極用駆動回路を用いて、前記駆動入力端子に所定のパルス幅を持つパルス信号を印加するパルス印加処理と、
   を実行する、
   超音波プローブ。
7. 請求項６記載の超音波プローブにおいて、
   前記複数の制御回路ユニットのそれぞれは、可変遅延回路を含む制御回路を備え、
   複数の前記可変遅延回路の少なくとも一部には、互いに異なる遅延時間が予め設定され、
   複数の前記制御回路のそれぞれは、
   入力された共通のプレ信号に応じて、共に自身の前記送信回路に前記プレ処理を実行させる第１の処理と、
   入力された、前記第１のスイッチのオン期間を定める共通の第１の制御信号と、前記第２のスイッチのオン期間を定める共通の第２の制御信号とに応じて、前記第１の制御信号および前記第２の制御信号を自身の前記可変遅延回路で遅延させたのち、当該遅延後の前記第１の制御信号および前記第２の制御信号を用いて自身の前記送信回路に前記パルス印加処理を実行させる第２の処理と、
   を実行する、
   超音波プローブ。
8. 請求項７記載の超音波プローブにおいて、
   前記正極用駆動回路は、
   前記正極電源と前記駆動入力端子の間に電流経路を形成する第１導電型の第１Ａトランジスタと、
   前記第１Ａトランジスタに流れる電流を可変制御する第１の電流値設定回路と、
   を有し、
   前記負極用駆動回路は、
   前記負極電源と前記駆動入力端子の間に電流経路を形成する第２導電型の第１Ｂトランジスタと、
   前記第１Ｂトランジスタに流れる電流を可変制御する第２の電流値設定回路と、
   を有し、
   前記第１の電流値設定回路および前記第２の電流値設定回路は、前記複数の制御回路ユニットで共通に設けられ、前記プレ処理を終えた段階で、電流値を前記プレ処理用から前記パルス印加処理用へ変更する、
   超音波プローブ。
9. 請求項６記載の超音波プローブにおいて、
   前記基準用駆動回路は、前記超音波振動子の帯域外の周波数となる第２の傾きで、前記駆動入力端子を、前記基準電源に向けて駆動する、
   超音波プローブ。
10. 請求項９記載の超音波プローブにおいて、
    前記基準用駆動回路は、第３の可変電流源および第３のスイッチを含み、前記第３のスイッチのオン期間で、前記駆動入力端子を前記第３の可変電流源に基づく駆動電流によって前記基準電源に向けて駆動し、
    前記送信回路は、前記パルス印加処理の後、前記基準用駆動回路を用いて、前記駆動入力端子の電圧を、前記第３の可変電流源に基づく前記第２の傾きで前記基準電源に向けて駆動するポスト処理を実行する、
    超音波プローブ。
11. 複数の超音波振動子と、前記複数の超音波振動子にそれぞれ対応して設けられる複数の制御回路ユニットとを有する超音波診断装置であって、
    前記複数の制御回路ユニットのそれぞれは、送信回路を備え、
    前記送信回路は、
    第１の可変電流源および第１のスイッチを含み、前記第１のスイッチのオン期間で、前記超音波振動子の駆動入力端子を前記第１の可変電流源に基づく駆動電流によって正極電源に向けて駆動する正極用駆動回路と、
    第２の可変電流源および第２のスイッチを含み、前記第２のスイッチのオン期間で、前記駆動入力端子を前記第２の可変電流源に基づく駆動電流によって負極電源に向けて駆動する負極用駆動回路と、
    前記駆動入力端子を、前記正極電源および前記負極電源の基準となる基準電源に向けて駆動する基準用駆動回路と、
    を有し、
    前記送信回路は、
    前記正極用駆動回路または前記負極用駆動回路の一方を用いて、前記駆動入力端子の電圧を前記基準電源から前記正極電源または前記負極電源に向けて前記超音波振動子の帯域外の周波数となる第１の傾きで遷移させるプレ処理と、
    前記プレ処理の後、前記正極用駆動回路および前記負極用駆動回路を用いて、前記駆動入力端子に所定のパルス幅を持つパルス信号を印加するパルス印加処理と、
    を実行する、
    超音波診断装置。
12. 請求項１１記載の超音波診断装置において、
    前記超音波診断装置は、
    前記複数の超音波振動子を搭載する超音波プローブと、
    前記超音波プローブにケーブルを介して結合され、前記超音波プローブを制御する超音波診断装置本体と、
    を有し、
    前記複数の制御回路ユニットは、前記超音波プローブに搭載される、
    超音波診断装置。

Images