JP6784607B2 - 絶縁電源、及び電力変換装置 - Google Patents

絶縁電源、及び電力変換装置 Download PDF

Info

Publication number
JP6784607B2
JP6784607B2 JP2017019865A JP2017019865A JP6784607B2 JP 6784607 B2 JP6784607 B2 JP 6784607B2 JP 2017019865 A JP2017019865 A JP 2017019865A JP 2017019865 A JP2017019865 A JP 2017019865A JP 6784607 B2 JP6784607 B2 JP 6784607B2
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
power supply
voltage
low
switching element
circuit
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
JP2017019865A
Other languages
English (en)
Other versions
JP2018129891A5 (ja
JP2018129891A (ja
Inventor
譲原　逸男
逸男 譲原
亮介 大間
亮介 大間
博史 國玉
博史 國玉
悠 細山田
悠 細山田
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Kyosan Electric Manufacturing Co Ltd
Original Assignee
Kyosan Electric Manufacturing Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Priority to JP2017019865A priority Critical patent/JP6784607B2/ja
Application filed by Kyosan Electric Manufacturing Co Ltd filed Critical Kyosan Electric Manufacturing Co Ltd
Priority to EP17894958.2A priority patent/EP3550704B1/en
Priority to CN201780085653.6A priority patent/CN110268613B/zh
Priority to PCT/JP2017/006754 priority patent/WO2018142631A1/ja
Priority to PL17894958T priority patent/PL3550704T3/pl
Priority to US16/475,180 priority patent/US10992217B2/en
Priority to KR1020197017436A priority patent/KR102294894B1/ko
Priority to TW106110349A priority patent/TWI731953B/zh
Publication of JP2018129891A publication Critical patent/JP2018129891A/ja
Publication of JP2018129891A5 publication Critical patent/JP2018129891A5/ja
Application granted granted Critical
Publication of JP6784607B2 publication Critical patent/JP6784607B2/ja
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H02M1/088—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters for the simultaneous control of series or parallel connected semiconductor devices
    • H02M1/092—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters for the simultaneous control of series or parallel connected semiconductor devices the control signals being transmitted optically
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/16—Modifications for eliminating interference voltages or currents
    • H03K17/161—Modifications for eliminating interference voltages or currents in field-effect transistor switches
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H02M1/088—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters for the simultaneous control of series or parallel connected semiconductor devices
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H02M1/088—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters for the simultaneous control of series or parallel connected semiconductor devices
    • H02M1/096—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters for the simultaneous control of series or parallel connected semiconductor devices the power supply of the control circuit being connected in parallel to the main switching element
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/51—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used
    • H03K17/78—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used using opto-electronic devices, i.e. light-emitting and photoelectric devices electrically- or optically-coupled
    • H03K17/785—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used using opto-electronic devices, i.e. light-emitting and photoelectric devices electrically- or optically-coupled controlling field-effect transistor switches
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K2217/00—Indexing scheme related to electronic switching or gating, i.e. not by contact-making or -breaking covered by H03K17/00
    • H03K2217/0045—Full bridges, determining the direction of the current through the load
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K2217/00—Indexing scheme related to electronic switching or gating, i.e. not by contact-making or -breaking covered by H03K17/00
    • H03K2217/0063—High side switches, i.e. the higher potential [DC] or life wire [AC] being directly connected to the switch and not via the load
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K2217/00—Indexing scheme related to electronic switching or gating, i.e. not by contact-making or -breaking covered by H03K17/00
    • H03K2217/0081—Power supply means, e.g. to the switch driver

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)
  • Power Conversion In General (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Description

本願発明は、絶縁電源、及びその絶縁電源を備えた、ＤＣＤＣコンバータ及びＤＣＡＣインバータ等の電力変換装置に関する。
チョッパ回路を用いた降圧チョッパ形ＤＣＤＣコンバータ、昇圧チョッパ形ＤＣＤＣコンバータ、ＤＣＡＣインバータ等の電力変換装置では、スイッチング素子のオン／オフの切り替え動作によって主電源である直流電源からの直流電圧を直流電圧あるいは交流電圧に変換している。スイッチング素子のオン／オフ動作は駆動回路によって行われる。
チョッパ回路を用いた電力変換装置では、高電圧側（ハイサイド）のスイッチング素子と低電圧側（ローサイド）のスイッチング素子を、それぞれのスイッチング素子に設けた基準電圧を異にする駆動回路によって駆動して電力変換を行っている。また、各駆動回路は、それぞれに電圧を印加する電源を備える。各スイッチング素子のスイッチング動作において、ハイサイド側の駆動回路であるゲートドライバは、ハイサイドスイッチング素子のソース電圧よりも高い電圧をゲートに印加する必要があり、また、基準電圧が異なるハイサイド側の駆動回路とローサイド側の駆動回路との間の短絡を防ぐ必要がある。そのため、ハイサイド側の駆動回路に電圧を印加する電源は、ハイサイド側とローサイド側とを電気的に絶縁するために絶縁電源（フローティング電源）が設けられている。
特許文献１には、ハイサイド側の絶縁電源としてパワードライブ変圧器を用いた構成が示されている。
特開２００６−１８７１３８（［０００４］、図５参照）
図１３は、電力変換装置の一例として降圧チョッパ回路によるＤＣＤＣコンバータ１１０を示し、ハイサイド側のハイサイドスイッチング素子Ｓ１を駆動するハイサイド絶縁電源１２０Ｈとして絶縁トランスＴ-Hを用いた構成例を示している。
ＤＣＤＣコンバータ１１０は、直流電源１００に対して、ハイサイドスイッチング素子Ｓ１とローサイドスイッチング素子Ｓ２の直並列接続回路と、インダクタンスＬとを直列接続してなる降圧チョッパ回路を備え、並列接続したキャパシタＣの両端を出力端として出力電圧Ｖoutを負荷Ｒに出力する。
ハイサイド側は、ハイサイド絶縁電源１２０Ｈ、及びハイサイド絶縁電源１２０Ｈの出力電圧に基づいてゲート信号を出力するゲートドライバ１３０Ｈを備える。ハイサイド絶縁電源１２０Ｈは、ハイサイドインバータＩＮＶ-Hと、絶縁トランスＴ-Hと、ハイサイド整流器ＲＥＣＴ-Hと、平滑コンデンサＣs-Houtとを備え、直流電圧Ｖdrv-H1を変換してグランドから絶縁した直流電圧Ｖdrv-H2を出力する。ゲートドライバ１３０Ｈは、ゲート信号ＧａｔｅHで駆動するハイサイドフォトスイッチＰＣ-Hと、ハイサイドゲートドライバＤＲＶ-Hを備える。ハイサイドゲートドライバＤＲＶ-H は、ハイサイドフォトスイッチＰＣ-Hの出力信号に基づいて、ハイサイド絶縁電源１２０Ｈの出力電圧Ｖdrv-H2を駆動電圧として、駆動抵抗Ｒg-Hを介してハイサイドスイッチング素子Ｓ１のゲートに出力する。
一方、ローサイド側は、ローサイド絶縁電源１２０Ｌ、及びローサイド絶縁電源１２０Ｌの出力に基づいてゲート信号を出力するゲートドライバ１３０Ｌを備える。ローサイド絶縁電源１２０Ｌは、ローサイドインバータＩＮＶ-Lと、ローサイド絶縁トランスＴ-Lと、ローサイド整流器ＲＥＣＴ-Lと、平滑コンデンサＣs-Loutとを備え、直流電圧Ｖdrv-L1を変換してグランドから絶縁した直流電圧Ｖdrv-L2を出力する。ゲートドライバ１３０Ｌは、ゲート信号ＧａｔｅLで駆動するローサイドフォトスイッチＰＣ-Lと、ローサイドゲートドライバＤＲＶ-Lを備える。ローサイドゲートドライバＤＲＶ-Lは、ローサイドフォトスイッチＰＣ−Ｌの出力信号に基づいて、ローサイド絶縁電源１２０Ｌの直流電圧Ｖdrv-L2を駆動電圧として、駆動抵抗Ｒg-Lを介してローサイドスイッチング素子Ｓ２のゲートに出力する。
電力変換装置の応答を高速化するために、ハイサイドスイッチング素子Ｓ１，ローサイドスイッチング素子Ｓ２を例えば数百ｋＨｚの高周波で駆動することが行われる。この高周波化により、スイッチング素子には高周波の変位電圧Ｖs1-sが発生する。
この高周波の変位電圧Ｖs1-sは、ハイサイド絶縁電源１２０Ｈの絶縁トランスＴ-Hに対して、ハイサイドスイッチング素子のソース側対地電圧の変位電圧として印加される。絶縁トランスＴ-Hの寄生容量Ｃt-Hには、高周波の変位電圧Ｖs1-sによって漏れ電流が流れる。
図１４（ａ），（ｂ）は、ハイサイド絶縁電源１２０Ｈの絶縁トランスＴ-Hにおける印加電圧、及び高周波の変位電圧Ｖs1-sによる漏れ電流を示している。ハイサイド側において、絶縁トランスＴ-Hに印加される高周波の変位電圧Ｖs1-sは、ローサイド側の電圧ＶNを基準電圧として、振幅がＶinの変位電圧が加算されているため（図１４（ａ））、絶縁トランスＴ-Hの寄生容量Ｃt-Hには高周波の変位電圧Ｖs1-sの変化に伴う微分電流が漏れ電流として流れる（図１４（ｂ））。
一方、図１４（ｃ），（ｄ）は、ローサイド絶縁電源１２０Ｌのローサイド絶縁トランスＴ-Lにおける印加電圧ＶNと、その印加電圧ＶNによる漏れ電流を示している。ローサイド側において、ローサイド絶縁トランスＴ-Lに印加される高周波の変位電圧は存在せず、ローサイド側の電圧ＶNがそのまま加算される（図１４（ｃ））。したがって、基準電圧ＶP及びＶNを、多相電源のＹ字結線による中性点を接地した電圧を全波整流して得られる高電圧及び低電圧としたとき、ローサイド絶縁トランスＴ-Lの寄生容量Ｃt-Lには高周波の変位電圧が印加されないので、漏れ電流はほとんど流れない（図１４（ｄ））。ローサイド絶縁トランスＴ-Lに印加される電圧の周波数成分は、例えば入力電源が中性点接地された３相商用電源（５０Ｈｚ）である場合には、基準電圧ＶNの周波数は１５０Ｈｚであり、数〜数十pF程度の寄生容量Ｃt-Lの漏電流はほぼ無視することができる。
したがって、ハイサイド絶縁電源１２０Ｈの絶縁トランスＴ-Hの寄生容量Ｃt-Hの漏れ電流は、ハイサイド側のハイサイドスイッチング素子Ｓ１を誤動作させる要因となる。
本発明は前記した従来の問題点を解決し、スイッチング素子の高周波動作で発生する高周波の変位電圧によって生じるハイサイド絶縁電源の寄生容量に流れる漏れ電流を抑制することを目的とする。
また、絶縁トランスＴ-Hへの変位電圧の印加を防ぐことを目的とする。
また、電力変換装置のハイサイド側のスイッチング素子の誤動作を抑制することを目的とする。
本発明は、ハイサイドスイッチング素子のオン／オフ動作で生じる高周波信号によってハイサイド絶縁電源の絶縁トランスの寄生容量に流れる漏れ電流は、ハイサイド絶縁電源とハイサイド駆動回路とを結ぶ高電圧配線と低電圧配線において同方向に流れるコモンモード電流であることに着目し、このコモンモード電流をコモンモードリアクトルによって低減する。
コモンモードリアクトルは、ハイサイド側に発生する変位電圧を負担する回路構成と見なすことができ、これによって、絶縁トランスＴ-Hへの変位電圧の印加を防ぎ、絶縁トランスの寄生容量に流れる漏れ電流を抑制する。
本発明は、絶縁電源の形態の他、この絶縁電源を備えた電力変換装置の形態を含み、何れの形態においても、ハイサイド側において、ハイサイド絶縁電源とハイサイド駆動回路との間の高電圧配線及び低電圧配線にコモンモードリアクトルを設けることによって、両配線を同方向に流れるコモンモード電流を低減し、これによって、ハイサイド絶縁電源の絶縁トランスの寄生容量に流れる漏れ電流を抑制し、さらに、絶縁トランスの寄生容量に流れる漏れ電流によって発生するハイサイド側のスイッチング素子の誤動作を低減する。
［絶縁電源］
本発明の絶縁電源は、ハイサイドスイッチング素子のスイッチング動作を制御するハイサイド駆動回路に印加する駆動電圧を、絶縁トランスを介して供給するハイサイド絶縁電源と、ローサイドスイッチング素子のスイッチング動作を制御するローサイド駆動回路に印加する駆動電圧を、絶縁トランスを介して供給するローサイド絶縁電源とを備える絶縁電源において、ハイサイド絶縁電源とハイサイド駆動回路との間にコモンモードリアクトルを備える。このコモンモードリアクトルは、スイッチング素子の高周波動作で発生する高周波の変位電圧を全て負担する。
本発明の絶縁電源が備える各構成において、ハイサイド絶縁電源は、ハイサイド直流電源と、このハイサイド直流電源の直流電圧を直流−交流変換するハイサイドインバータと、このハイサイドインバータの交流出力を電圧変換するハイサイド絶縁トランスと、このハイサイド絶縁トランスの交流出力を直流に変換するハイサイド整流器とを直列接続して備える。ハイサイド駆動回路は、ハイサイドスイッチング素子のオン／オフ動作を制御するハイサイドゲートドライバと、このハイサイドゲートドライバの駆動制御を行うハイサイドフォトスイッチと、このハイサイドフォトスイッチに入力するノイズを除去するハイサイドバイパスコンデンサとを直列接続して備える。
一方、ローサイド絶縁電源は、ローサイド直流電源と、このローサイド直流電源の直流電圧を直流−交流変換するローサイドインバータと、このローサイドインバータの交流出力を電圧変換するローサイド絶縁トランスと、このローサイド絶縁トランスの交流出力を直流に変換するローサイド整流器とを直列接続して備える。ローサイド駆動回路は、ローサイドスイッチング素子のオン／オフ動作を制御するローサイドゲートドライバと、このローサイドゲートドライバの駆動制御を行うローサイドフォトスイッチと、このローサイドフォトスイッチに入力するノイズを除去するローサイドバイパスコンデンサとを直列接続して備える。
コモンモードリアクトルは、ハイサイド絶縁電源とハイサイド駆動回路のハイサイドバイパスコンデンサとの間を接続する高電圧側配線及び低電圧側配線の両配線に設ける。
（コモンモードリアクトルの形態）
コモンモードリアクトルの一形態は、ハイサイド絶縁電源の高電圧側配線及び低電圧側配線を、共通コアに対して同方向に巻回した構成である。コモンモードリアクトルは、一つのコアに２本の導線を同じ方向に巻回したチョークコイルによって構成することができる。２本の導線の巻き線構造として、２本の導線をコアに対してそれぞれ分離して巻回する分割巻きの構成、あるいは２本の導線をコアに対して並列させて巻回するパラファイラ巻きの構成とすることができる。
コモンモード電流は、ハイサイド絶縁電源の高電圧側配線及び低電圧側配線に対して同方向に流れるため、コモンモードリアクトルのコアに発生する磁束は合成されて強め合う自己誘導作用によってインダクタンスが増加する。このインダクタンスの増加によって高周波のコモンモード電流に対する電気抵抗が高まり、コモンモード電流の通過を阻止する作用が生じる。このコモンモード電流の通過阻止作用により、絶縁トランスの寄生容量に流れる漏れ電流は抑制される。
コモンモードリアクトルは、チョッパ回路等の主回路が備えるインダクタンスとは独立したコアで構成する。コモンモードリアクトルのコアと主回路のインダクタンスのコアとを共有させず独立した構成とすることによって、主回路の主電流によってコモンモードリアクトルのコアが磁気飽和することを避けることができる。これによって、コモンモードリアクトルのコアを小型化させることができる。
さらに、コモンモードリアクトルのコアは主回路が備えるコアと独立した構成であるため、コモンモードリアクトルのコアのインダクタンス値を主回路のコアに依存することなく任意に定め、変位電圧の全てをコモンモードリアクトルが負担するように設定することができる。
また、コモンモードリアクトルのコアに巻回する巻線の線径を細くし、巻線数を増やすことによって、電圧時間積（Ｂｍ）によるコアの磁気飽和を抑制することができる。
コモンモードリアクトルの形態は、ハイサイド絶縁電源の高電圧側配線及び低電圧側配線の両配線に対してダンピング抵抗を直列接続する構成を含む。コモンモードリアクトルを構成する２つのコイルの結合度が１未満である場合には漏れインダクタンスが生じる。この漏れインダクタンスは、絶縁電源側や駆動回路（ゲートドライバ）が備えるコンデンサと共に共振回路を構成する。ダンピング抵抗は、コモンモードリアクトルを構成する２つのコイルの漏れインダクタンスとコンデンサとの共振現象により生じる共振電流を減衰させて共振を抑制する。
（バイアス電源）
絶縁電源は、コモンモードリアクトルのコアを磁気リセットするバイアス電源をハイサイド絶縁電源の低電圧側に接続する構成を含む。このバイアス電源はコモンモードリアクトルのコアの磁気飽和を抑制する。
ハイサイド絶縁電源によってオン／オフ動作されるスイッチング素子は、そのオン／オフ動作によって高周波の変位電圧Ｖs1-sを発生する。この高周波の変位電圧Ｖs1-sは、コモンモード電流を低減するために設けたコモンモードリアクトルに印加される。一方、ハイサイド絶縁電源が備える絶縁トランスの寄生容量Ｃt-Hには低周波電圧のみが印加される。
ハイサイド絶縁電源の基準電位は、ローサイド絶縁電源と絶縁するために浮遊状態にある。そのため、コモンモードリアクトルに印加される高周波の変位電圧Ｖs1-sは浮遊状態の基準電位上に重畳されることになり、変位電圧Ｖs1-sによって変動するコモンモードリアクトルのコアの磁化状態は基準電位に左右される。
本発明のバイアス電源は、ハイサイド絶縁電源の基準電位に対する高周波の変位電圧Ｖs1-sの電位を調整することによって、コモンモードリアクトルのコアの正方向及び負方向の電圧時間積を平衡させて磁気リセットを行い、コアの磁気飽和を抑制する。
バイアス電源のバイアス電圧は、絶縁電源により駆動されるチョッパ回路等の出力回路の出力電圧とし、これによって、コモンモードリアクトルに印加される高周波の変位電圧Ｖs1-sの基準電圧を出力電圧の電圧分に基づいて調整する。バイアス電源によって、変位電圧Ｖs1-sの基準電圧を調整することによって、コモンモードリアクトルには極性が逆で大きさが同じ電圧時間積が印加され、磁気リセットが行われる。
バイアス電圧は上記した出力回路の出力電圧を用いる形態の他、出力回路の出力電圧に対応する電圧を用いる他の形態とすることができる。
バイアス電源は、出力回路自体をバイアス電源として用いる形態に代えて、出力回路の出力電圧と同電圧を出力する別電源を用いた形態としても良い。この別電源は、出力回路の出力電圧と同電圧を、スイッチング素子を駆動する制御信号のデューティー比に基づいて生成する構成である。
［電力変換装置］
本発明の絶縁電源を備える電力変換装置は、ＤＣＤＣコンバータの形態、ＤＣＡＣインバータの形態を含む。さらに、ＤＣＤＣコンバータは、ＤＣＤＣ変換を行うチョッパ回路として降圧チョッパ回路又は昇圧チョッパ回路を用いた構成とすることができる。
（ＤＣＤＣ降圧チョッパコンバータの形態）
降圧チョッパ回路を備えたＤＣＤＣコンバータは、直流電源に対して、ハイサイドスイッチング素子とローサイドスイッチング素子との直並列接続回路と、インダクタンスとを直列接続してなる降圧チョッパ回路とによって主回路を構成し、ハイサイドスイッチング素子を駆動するハイサイド駆動回路、及びローサイドスイッチング素子を駆動するローサイド駆動回路に直流電圧を供給する絶縁電源を備える。
絶縁電源は、ハイサイドスイッチング素子及びローサイドスイッチング素子を駆動するハイサイド駆動回路及びローサイド駆動回路を駆動する電源であり、ハイサイド側において、ハイサイド絶縁電源とハイサイド駆動回路との間にコモンモードリアクトルを備える。バイアス電源のバイアス電圧として降圧チョッパ回路の出力電圧を用いることができる。
（ＤＣＤＣ昇圧チョッパコンバータの形態）
昇圧チョッパ回路を備えたＤＣＤＣコンバータは、直流電源に対して、インダクタンスと、ハイサイドスイッチング素子とローサイドスイッチング素子との直並列接続回路とを直列接続してなる昇圧チョッパ回路とによって主回路を構成し、ハイサイドスイッチング素子を駆動するハイサイド駆動回路、ローサイドスイッチング素子を駆動するローサイド駆動回路に直流電圧を供給する絶縁電源とを備える。
絶縁電源は、ハイサイドスイッチング素子及びローサイドスイッチング素子を駆動するハイサイド駆動回路及びローサイド駆動回路を駆動する電源であり、ハイサイド側において、ハイサイド絶縁電源とハイサイド駆動回路との間にコモンモードリアクトルを備える。バイアス電源のバイアス電圧として昇圧チョッパ回路の入力電圧を用いることができる。
ＤＣＤＣ降圧チョッパコンバータの形態、及びＤＣＤＣ昇圧チョッパコンバータの形態において、コンバータのハイサイド側及びローサイド側はそれぞれ共通する１つの絶縁電源に対してインターリーブによって多相構成とすることができる。
この多相構成において、ハイサイド側の多相構成は並列接続された複数のハイサイドスイッチング素子を備える。これら複数のハイサイドスイッチング素子には、ハイサイド側の共通の１つの絶縁電源からコモンモードリアクトルを介して同一電圧が印加される。各ハイサイドスイッチング素子に印加する電圧を同一電圧とすることによって、各ハイサイドスイッチング素子のオン抵抗を均一化し、各相の出力を等しくすることができる。
（ＤＣＡＣインバータの形態）
ＤＣＡＣインバータは、直流電源に対して、ハイサイドスイッチング素子とローサイドスイッチング素子のブリッジ回路から成るインバータ回路によって主回路を構成し、ハイサイドスイッチング素子を駆動するハイサイド駆動回路、ローサイドスイッチング素子を駆動するローサイド駆動回路に直流電圧を供給する絶縁電源とを備える。
絶縁電源は、ハイサイドスイッチング素子及びローサイドスイッチング素子を駆動するハイサイド駆動回路及びローサイド駆動回路を駆動する電源であり、ハイサイド側において、ハイサイド絶縁電源とハイサイド駆動回路との間にコモンモードリアクトルを備える。バイアス電源のバイアス電圧としてインバータ回路の主回路の入力電圧の１／２を用いることができる。
ＤＣＡＣインバータの形態において、ブリッジ回路は、ハイサイド側及びローサイド側において、それぞれ共通する１つの絶縁電源に対して複数の並列接続されたスイッチング素子を備える。これらの複数のハイサイドスイッチング素子には、ハイサイド側の共通の１つの絶縁電源からコモンモードリアクトルを介して同一電圧が供給される。各ハイサイドスイッチング素子に印加する電圧を同一電圧とすることによって、各ハイサイドスイッチング素子のオン抵抗を均一化し、出力電圧の変動を抑制するすることができる。
また、本発明によれば、主回路が複数のハイサイドスイッチング素子を備える電力変換装置において、ハイサイド側の回路にコモンモードリアクトルとバイアス電源を用いることによって、絶縁電源を共通化させることができる。
本発明の絶縁電源、及び電力変換装置の概略構成を説明するための図である。 電力変換装置の各部位の電圧状態を説明するための図である。 電力変換装置の各部位の電圧状態を説明するための図である。 バイアス電源による高周波の変位電圧Ｖs1-sの電圧調節を説明するための概略図である。 本発明の第１の構成例を説明するための概略ブロック図である。 本発明の第１の構成例の降圧チョッパ回路を主回路とするＤＣＤＣコンバータを説明するための回路例である。 本発明の第２の構成例を説明するための概略ブロック図である。 本発明の第２の構成例の降圧チョッパ回路を主回路とするＤＣＤＣコンバータを説明するための回路例である。 本発明の第３の構成例を説明するための概略ブロック図である。 本発明の第４の構成例の昇圧チョッパ回路を主回路とするＤＣＤＣコンバータを説明するための回路例である。 本発明の第５の構成例のＤＣＤＣコンバータのインターリーブ構成を説明するための回路例である。 本発明の第６の構成例のＤＣＡＣインバータの構成を説明するための回路例である。 従来の電力変換装置の一例を説明するための図である。 絶縁電源の絶縁トランスにおける印加電圧、及び高周波の変位電圧による漏れ電流を説明するための図である。
本発明の絶縁電源、及び電力変換装置について図１〜図１２を用いて説明する。以下、図１〜４を用いて本発明の絶縁電源及び電力変換装置の概略構成、各部位の電圧状態、及び磁気リセットを説明し、図５〜図１０を用いてＤＣＤＣコンバータの電力変換装置の構成例について説明する。なお、図５〜図９、図１１は降圧チョッパ回路を主回路とするＤＣＤＣコンバータの構成例を示し、図１０は昇圧チョッパ回路を主回路とするＤＣＤＣコンバータの構成例を示す。図１１は降圧チョッパ回路の主回路をインターリーブにより多相としたＤＣＤＣコンバータの構成例を示し、図１２はＤＣＡＣインバータの電力変換装置の構成例を示している。
（本発明の絶縁電源、及び電力変換装置の概略構成）
はじめに、本発明の絶縁電源、及び電力変換装置の概略構成について図１を用いて説明する。なお、図１に示す電力変換装置は、降圧チョッパ回路を主回路とするＤＣＤＣコンバータの構成例を示している。
ＤＣＤＣコンバータ１０は、降圧チョッパ回路１２を主回路として直流電源６からの入力電圧Ｖinを電圧変換して出力電圧Ｖoutを出力する。降圧チョッパ回路１２はハイサイドスイッチング素子Ｓ１とローサイドスイッチング素子Ｓ２の直並列回路と、インダクタンスＬと平滑コンデンサＣの直並列回路とを備え、平滑コンデンサＣの両端の出力電圧Ｖoutを負荷抵抗Ｒに供給する。
ハイサイド側では、ハイサイドスイッチング素子Ｓ１のスイッチング動作を制御する構成として、ハイサイド絶縁電源２-Hとハイサイド駆動回路（ゲートドライバ）３-Hとを備える。一方、ローサイド側では、ローサイドスイッチング素子Ｓ２のスイッチング動作を制御する構成として、ローサイド絶縁電源２-Lとローサイド駆動回路（ゲートドライバ）３-Lとを備える。ハイサイド絶縁電源２-Hの基準電圧とローサイド絶縁電源２-Lの基準電圧は異なり互いに絶縁状態にある。
ローサイド側において、ローサイド駆動回路（ゲートドライバ）３-Lはローサイド絶縁電源２-Lから駆動電圧Ｖdrv-L2の供給を受け、ゲート信号Gate2に基づいてローサイドスイッチング素子Ｓ２のゲート端子に駆動電圧Ｖdrv-L2を印加して、ローサイドスイッチング素子Ｓ２を駆動する。
一方、ハイサイド側において、ハイサイド駆動回路（ゲートドライバ）３-Hはハイサイド絶縁電源２-Hから駆動電圧Ｖdrv-H2の供給を受け、ゲート信号Gate1に基づいてハイサイドスイッチング素子Ｓ１のゲート端子に駆動電圧Ｖdrv-H2を印加して、ハイサイドスイッチング素子Ｓ１を駆動する。ハイサイド側では、ハイサイド絶縁電源２-Hとハイサイド駆動回路（ゲートドライバ）３-Hとの間にコモンモードリアクトル４を備える。
ハイサイドスイッチング素子Ｓ１を高周波でオン／オフ動作させると、高周波の変位電圧Ｖs1-sが発生する。この高周波の変位電圧Ｖs1-sは、ハイサイド絶縁電源２-Hが備える絶縁トランスＴ-H（図１には示していない）において、ハイサイドスイッチング素子Ｓ１のソース側対地電圧の変位電圧として、電圧ＶNに重畳されて印加される。この高周波の変位電圧Ｖs1-sによって、絶縁トランスＴ-Hの寄生容量ＣT-Hに微少の漏れ電流が流れる。この絶縁トランスＴ-Hの寄生容量Ｃt-Hの漏れ電流は、ハイサイドスイッチング素子Ｓ１を誤動作させる要因となる。
ハイサイド側に備えるコモンモードリアクトル４は、ハイサイドスイッチング素子Ｓ１を高周波でオン／オフ動作させることによって発生する高周波の変位電圧Ｖs1-sを負担し、これによってハイサイド絶縁電源２-Hの絶縁トランスＴ-Hの寄生容量Ｃt-Hに変位電圧Ｖs1-sが印加されることを防止することによって漏れ電流を低減し、ハイサイドスイッチング素子Ｓ１の誤動作を抑制する。
ハイサイドスイッチング素子のオン／オフ動作で生じる高周波の変位電圧によってハイサイド絶縁電源の絶縁トランスの寄生容量に流れる漏れ電流は、ハイサイド絶縁電源とハイサイド駆動回路とを結ぶ高電圧配線と低電圧配線において同方向に流れるコモンモード電流である。コモンモードリアクトル４は、コモンモード電流を低減する。
コモンモードリアクトル４は、複数の形態を含む。図１（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）はコモンモードリアクトルの構成例を示している。
（コモンモードリアクトル）
コモンモードリアクトルは、共通コアとこの共通コアに対して同方向に巻回した２つの巻線とにより構成される。図１（ｂ），（ｃ），（ｄ）に示すコモンモードリアクトル４Ａ，４Ｂ，４Ｃは、共通コア（図示していない）に対してハイサイド絶縁電源の高電圧側配線及び低電圧側配線を同方向に巻回することで構成される。２本の導線の巻線構造として、例えば、２本の導線をコアに対してそれぞれ分離して巻回する分割巻きの構成、あるいは２本の導線をコアに対して並列させて巻回するパラファイラ巻きの構成とすることができる。
コモンモード電流は、ハイサイド絶縁電源の高電圧側配線及び低電圧側配線に対して同方向に流れるため、コアに発生する磁束は合成されて強め合う自己誘導作用によってインダクタンスが増加する。このインダクタンスの増加によって高周波のコモンモード電流に対する電気抵抗が高まり、コモンモード電流の通過を阻止する作用が生じる。このコモンモード電流の通過を阻止する作用と、コモンモードリアクトルによる変位電圧Ｖs1-sの負担によって、絶縁トランスの寄生容量に変位電圧が印加されることを防止し、絶縁トランスの寄生容量に流れる漏れ電流は抑制される。
コモンモードリアクトル４Ａ，４Ｂ，４Ｃは、チョッパ回路等の主回路が備えるインダクタンスＬとは独立したコアで構成する。コモンモードリアクトル４Ａ，４Ｂ，４Ｃのコア（図示していない）とチョッパ回路の主回路のインダクタンスＬのコア（図示していない）とを共有させず独立した構成とすることによって、チョッパ回路の主回路の主電流によるコモンモードリアクトル４Ａ，４Ｂ，４Ｃのコアの磁気飽和を避けることができる。これによって、コモンモードリアクトル４Ａ，４Ｂ，４Ｃのコアを小型化させることができる。
また、コモンモードリアクトルのコアとチョッパ回路の主回路のインダクタンスＬのコアとを独立した構成とすることで、各コアのインダクタンスをそれぞれ分離して定めることができ、コモンモードリアクトル４Ａ，４Ｂのコアに巻回する巻線の線径を細くし、巻線数を増やすことによって、インダクタンスを任意に設定することができる。また、電圧時間積（Ｂｍ）も任意に設定することができるため、コアの磁気飽和を抑制することもできる。
コモンモードリアクトル４Ａは、共通コア（図示していない）に１次巻線４ａ，４ｂを同方向に巻回して構成される。コモンモードリアクトル４Ｂは、コモンモードリアクトル４Ａと同様に共通コアに巻回された１次巻線４ａ，４ｂに加えて、抵抗４ｄで短絡した２次巻線４ｃを備える。２次巻線４ｃは１次巻線４ａ，４ｂのコモンモード電流を誘起して、抵抗４ｄで消費させる。
コモンモードリアクトル４Ｃは、コモンモードリアクトル４Ａと同様に共通コアに巻回された１次巻線４ａ，４ｂに加えて、各１次巻線４ａ，４ｂを抵抗４ｅ、４ｆによって短絡させる。抵抗４ｅ、４ｆは１次巻線４ａ，４ｂのコモンモード電流を消費して低減させる。
一方、ローサイド絶縁電源２-Lのローサイド絶縁トランスＴ-L（図１には示していない）に印加される高周波の変位電圧は、ローサイド側の電圧ＶNのみ印加される。電圧ＶP及びＶNを、多相電源のＹ字結線による中性点を接地して得られる高電圧及び低電圧としたとき、ローサイド絶縁トランスＴ-Lの寄生容量Ｃt-Lには低周波のＶNだけが印加されるので漏れ電流はわずかである。ローサイド絶縁トランスＴ-Lに印加される電圧の周波数成分は、例えば入力電源が中性点接地された３相商用電源（５０Ｈｚ）である場合には、基準電圧ＶNの周波数は１５０Ｈｚであり、数〜数十pF程度の寄生容量Ｃt-Lの漏電流はほぼ無視することができる。
（バイアス電源）
ローサイド絶縁電源２-Lは電圧ＶNを基準電圧として有するのに対して、ハイサイド側のハイサイド絶縁電源２-Hはローサイド絶縁電源２-Lと絶縁された浮遊状態にある。ハイサイド絶縁電源２-Hの基準電圧は、ハイサイドスイッチング素子Ｓ１のソース端の電圧に基づいて定まる。
本発明の電力変換装置１であるＤＣＤＣコンバータ１０において、ハイサイド絶縁電源２-Hは、低電圧側に接続されたバイアス電源５を備える。バイアス電源５は、コモンモードリアクトルに印加する高周波の変位電圧Ｖs1-sのバイアス電圧を調整する。このバイアス電源５によるバイアス電圧の調整によって、コモンモードリアクトルのコアを磁気リセットし、コアの磁気飽和を抑制する。バイアス電源によるコアの磁気リセットについては後の項で説明する。
（電力変換装置に各部位の電圧状態）
次に、電力変換装置の各部位の電圧状態を図２、図３を用いて説明する。
図２は、直流電源として、中性点接地した３相商用電源（５０Ｈｚ）と、３相商用電源の交流電圧を整流して直流電圧を出力する整流器及び平滑回路を備えたものを用い、直流電源で得られる直流電圧を電力変換装置の入力電圧Ｖinとする場合を示している。図２（ａ）は電力変換装置の各部位の電圧として、直流電源の正電圧端の電圧ＶP、負電圧端の電圧ＶN、及び出力端の電圧（ＶN＋Ｖout）の各電圧の変動を示し、図２（ｂ）は高周波の変位電圧Ｖs1-sの変動を示している。図２（ｃ）は、図２（ｂ）において任意の一時点における、各電圧ＶP，ＶN＋Ｖout，ＶN，及びＶs1-sの電圧状態を示している。
直流電源の出力端の電圧の内、負電圧端の電圧ＶNは電力変換装置のローサイド側の基準電圧となり、正電圧端の電圧ＶPは基準電圧ＶNに入力電圧Ｖinを加算した電圧（ＶN＋Ｖin）となる。
電力変換装置の出力端の電圧は、基準電圧ＶNに出力電圧Ｖoutを加算した（ＶN＋Ｖout）であり、電力変換装置の主回路が降圧チョッパ回路で構成される場合には、ＶP（＝ＶN＋Ｖin）＞（ＶN＋Ｖout）の関係がある。
３相商用電源の交流電圧を整流して直流電圧を出力する直流電源の出力電圧は、各商用電源の周波数が５０Ｈｚの場合には１５０Ｈｚの周波数となり、電圧ＶN及び電圧ＶPの周波数は１５０Ｈｚとなる。なお、Ｓ相接地の場合には、電圧ＶN及び電圧ＶPの周波数は５０Ｈｚとなる。
ハイサイドスイッチング素子Ｓ１及びローサイドスイッチング素子Ｓ２を高周波駆動した際に発生する高周波の変位電圧Ｖs1-sは、入力電圧Ｖinと同じ振幅値を有し、基準電圧ＶNをベースとして加算された電圧状態で表される。
図３は、負電圧端の電圧ＶNを基準電圧とした、正電圧端の電圧ＶP（＝ＶN＋Ｖin）、出力端の出力電圧（ＶN＋Ｖout）、及びハイサイドスイッチング素子Ｓ１のゲートを駆動するゲートドライバ信号の電圧（Ｖdrv-H＋Ｖs1-s）の各電圧状態を示している。このゲートドライバ信号の電圧は、ハイサイドスイッチング素子Ｓ１の出力側（ソース側）の電圧よりも高い電圧である必要があるため、ハイサイド絶縁電源２-Hの基準電圧をＶs1-sに設定し、この基準電圧Ｖs1-sに電圧Ｖdrv-Hを加算した電圧（Ｖdrv-H＋Ｖs1-s）をピーク電圧とする電圧（Ｖdrv-H＋ＶN＋Ｖin）をゲートドライバ信号Ｖgate-Hとする。なお、図３に示す電圧の振幅は説明の上から模式的に表したものであって、実際の電圧の振幅を示すものではない。
（磁気リセット）
コモンモードリアクトルの各形態において、バイアス電源５はコモンモードリアクトルのコアを磁気リセットして、コモンモードリアクトルのコアの磁気飽和を抑制する。
ハイサイド絶縁電源２-Hによってオン／オフ動作されるハイサイドスイッチング素子Ｓ１は、そのオン／オフ動作によって高周波の変位電圧Ｖs1-sを発生する。この高周波の変位電圧Ｖs1-sはコモンモードリアクトルに印加される。一方、ハイサイド絶縁電源２-Hが備える絶縁トランスの寄生容量Ｃt-Hには低周波電圧のみが印加される。
ハイサイド絶縁電源２-Hの基準電位は、ローサイド絶縁電源２-Lと絶縁するために浮遊状態にある。そのため、コモンモードリアクトルに印加される高周波の変位電圧Ｖs1-sは浮遊状態の基準電位に重畳されることになり、変位電圧Ｖs1-sによって変動するコモンモードリアクトルのコアの磁化状態は基準電位に左右される。
バイアス電源５は、ハイサイド絶縁電源２-Hの基準電位に対する高周波の変位電圧Ｖs1-sの電位を調整することによって、コモンモードリアクトルのコアの正方向及び負方向の電圧時間積を平衡させて磁気リセットを行い、コアの磁気飽和を抑制する。
バイアス電源５のバイアス電圧は、絶縁電源により駆動されるチョッパ回路等の出力回路の出力電圧とし、これによって、コモンモードリアクトルに印加される高周波の変位電圧Ｖs1-sの基準の電位を出力電圧に基づいて調整する。バイアス電源によって、変位電圧Ｖs1-sの基準の電位を調整することによって、コモンモードリアクトルには極性が逆で大きさが同じ電圧時間積を印加される。
図４はバイアス電源５による高周波の変位電圧Ｖs1-sの電位調節を説明するための概略図である。なお、図４に示す電圧振幅及び各部位の電圧は説明の上から模式的に表したものであって、実際の電圧振幅又は電圧状態を示すものではない。
図４（ａ）はコモンモードリアクトルに印加される高周波の変位電圧Ｖs1-sの電位状態を示している。図４（ａ）に示す電位状態では、例としてバイアス電圧を入力電圧Ｖinの１／２としているため、変位電圧Ｖs1-sの変動がコモンモードリアクトルに対して正方向の電圧時間積が多く印加されるため、コアの磁気リセットは行われない。
図４（ｂ）は、コモンモードリアクトルに印加される高周波の変位電圧Ｖs1-sを、バイアス電源によって基準電圧ＶNに基づいて電位変更した状態を示している。この電位変更によって、コモンモードリアクトルの基準の電位は（ＶN＋Ｖout）となる。図４（ｂ）では（ＶN＋Ｖout）を太い破線で示している。
これによって、コモンモードリアクトルのコアには、基準の電位（ＶN＋Ｖout）に対して正方向と負方向の両方向に同じ面積の電圧時間積の変位電圧Ｖs1-sが印加される。
電力変換装置の主回路が降圧チョッパ回路である場合には、降圧チョッパ回路の出力電圧Ｖoutは、Ｖout＝Ｖin×Dutyで表される。なお、Dutyはハイサイドスイッチング素子Ｓ１のデューティー比であり、一周期に対してハイサイドスイッチング素子Ｓ１をオン状態とする時間比を表している。
このDutyでハイサイドスイッチング素子Ｓ１の駆動を制御した場合には、コモンモードリアクトルには、ハイサイドスイッチング素子Ｓ１がオン状態の間では（Ｖin−Ｖout）の電圧がDutyの期間だけ印加され、ハイサイドスイッチング素子Ｓ１がオフ状態の間ではＶoutの電圧の極性が逆向きで（１−Duty）の期間だけ印加される。
この電圧印加の状態を電圧時間積Ｂｍで表すと、ハイサイドスイッチング素子Ｓ１がオン状態の期間では、
Ｂｍ-on＝（Ｖin−Ｖout）×Duty
＝（Ｖin−Ｖin×Duty）×Duty
＝Ｖin×（１−Duty）×Duty …（１）
となる。
一方、ハイサイドスイッチング素子Ｓ１がオフ状態の期間では、
Ｂｍ-off＝（−Ｖout×（１−Duty））
＝−Ｖin×（１−Duty）× Duty …（２）
となる。
変位電圧Ｖs1-sは全でコモンモードリアクトルに印加され、ハイサイド絶縁電源２-Hの絶縁トランスＴ-Hの寄生容量Ｃt-Hには（ＶN＋Ｖout）の低周波数電圧のみが印加される。
コモンモードリアクトルに印加される変位電圧Ｖs1-sについて、上記式（１）、（２）に示す様に、ハイサイドスイッチング素子Ｓ１がオン状態でコアに印加される電圧時間積Ｂm-onと、ハイサイドスイッチング素子Ｓ１がオフ状態でコアに印加される電圧時間積Ｂm-offは極性が逆方向で大きさが同じであるため、コモンモードリアクトルのコアは磁気リセットされる。
一方、絶縁トランスＴ-Hの寄生容量Ｃt-Hに印加される（ＶN＋Ｖout）の低周波数の電圧による漏れ電流については、寄生容量Ｃt-Hが例えば数〜数十pF程度の小容量であるため、ほぼ無視することができる。
（ハイサイド絶縁電源の共振現象の抑制）
次に、ハイサイド絶縁電源に生じる共振現象を抑制する構成について説明する。コモンモードリアクトル４Ａ，４Ｂを構成する２つの巻線４ａ，４ｂの結合度が１未満である場合には漏れインダクタンスＬs（図１には示していない）が生じる。この漏れインダクタンスＬsは、ハイサイド絶縁電源２-H及び駆動回路（ゲートドライバ）３-Hが備えるコンデンサと共に共振回路を構成する。
共振回路を構成するコンデンサとして、コモンモードリアクトル４Ａ，４Ｂに接続されるハイサイド絶縁電源２-Hが備える平滑コンデンサや、駆動回路（ゲートドライバ）３-Hが備えるバイパスコンデンサがある。バイパスコンデンサは、交流成分をバイパスして駆動回路（ゲートドライバ）３-Hへのノイズ分に侵入を阻止するフィルタリングの作用を奏する。
なお、これらのコンデンサにおいて、通常、ハイサイド絶縁電源の整流後に設ける平滑コンデンサとして、電界コンデンサ等の容量の大きなコンデンサを使用するため、共振回路を構成するコンデンサとしては無視することができる。一方、駆動回路（ゲートドライバ）において絶縁のためにフォトカプラを用いる場合に設けるバイパスコンデンサは、セラミックコンデンサ等の容量の小さなコンデンサを用いるため、共振回路を構成するコンデンサとして無視できない。
コモンモードリアクトル４Ａ，４Ｂは、ハイサイド絶縁電源２-Hの高電圧側配線及び低電圧側配線の両配線にダンピング抵抗７（図１には示していない）を直列接続する構成とすることができる。ダンピング抵抗７は、コモンモードリアクトル４Ａ，４Ｂを構成する２つの巻線４ａ，４ｂの漏れインダクタンスＬsとコンデンサとの共振現象により生じる共振電流を減衰させて共振を抑制する。
漏れインダクタンスＬs、コンデンサＣ、及びダンピング抵抗Ｒdampの直列回路において、Ｑ値及び減衰比ζはそれぞれ以下の式（３），（４）で表される。
Ｑ＝（１／Ｒdamp）×（Ｌs／Ｃ）１／２ …（３）
ζ＝１／２Ｑ＝（Ｒdamp／２）×（Ｃ／Ｌs）１／２ …（４）
ここで、ダンピング抵抗Ｒdampは、例えば減衰比ζが予め定めた所定値を超えるような値を求めることで選定することができる。
ここで、平滑コンデンサは共振に寄与しないとし、共振回路を構成するコンデンサとして駆動回路（ゲートドライバ）のフォトカプラをバイパスするバイパスコンデンサＣs-inのみであるとした場合には、減衰比ζは以下の式（５）で表される。
ζ＝１／２Ｑ＝（Ｒdamp／２）×（Ｃs-in／Ｌs）１／２ …（５）
減衰値ζの所定値としてζkを定めた場合には、ダンピング抵抗Ｒdampは以下の式（６）で表すことができる。
Ｒdamp＞２ζk×（Ｌs／Ｃs-in）１／２ …（６）
以下、本発明の絶縁電源及び電力変換装置の構成例（第１の構成例〜第６の構成例）について、図５〜図１２を用いて説明する。図５〜図９に示す第１〜第３の構成例はバイアス電源の形態例であり、降圧チョッパ回路を主回路とするＤＣＤＣコンバータの例について示している。図１０に示す第４の構成例は昇圧チョッパ回路を主回路とするＤＣＤＣコンバータの例であり、図１１に示す第５の構成例はＤＣＤＣコンバータをインターリーブ構成とする例であり、図１２に示す第６の構成例はＤＣＡＣインバータの構成例である。
（第１の構成例）
第１の構成例は、ハイサイド絶縁電源に対する電圧の印加を第１の形態のバイアス電源５Ａによって行う。図５は概略ブロックを示し、図６は一構成例を示している。
第１の構成例のＤＣＤＣコンバータ１０Ａは、図１で示した構成のバイアス電源として第１の形態のバイアス電源５Ａを備える。バイアス電源５Ａは、降圧チョッパ回路１２の高出力端をハイサイド絶縁電源２-Hの低電圧側に接続する構成であり、この構成によって、ハイサイド絶縁電源２-Hの低電圧側に降圧チョッパ回路１２の高電圧側の出力端の電圧（ＶN＋Ｖout）を印加し、これによってハイサイド絶縁電源２-Hの基準電位を設定する。
なお、降圧チョッパ回路１２の高電圧側の出力端の電圧（ＶN＋Ｖout）は、降圧チョッパ回路１２の負電圧端の電圧ＶNに負荷抵抗Ｒに印加される出力電圧Ｖoutを重畳した電圧である。
図６は、図５に示される概略ブロックの一回路構成を示している。
直流電源６は、中性点接地した３相電源と、３相交流を直流に変換する３相整流器と、コイルＬinとコンデンサＣinの直並列回路からなる平滑回路とから構成される。３相電源は、例えば５０Ｈｚの３相商用電源を用いることができる。５０Ｈｚの３相商用電源を用いた場合には、直流電源６による得られる基準電圧ＶNの周波数は１５０Ｈｚとなる。
ハイサイド絶縁電源２-Hは、ハイサイド直流電源と、このハイサイド直流電源の直流電圧Ｖdrv-H1を直流−交流変換するハイサイドインバータＩＮＶ-Hと、このハイサイドインバータＩＮＶ-Hの交流出力を電圧変換するハイサイド絶縁トランスＴ-Hと、このハイサイド絶縁トランスＴ-Hの交流出力を直流に変換するハイサイド整流器ＲＥＣＴ-Hとを直列接続し、更に平滑コンデンサＣs-Houtを並列接続して構成される。
ハイサイド駆動回路３-Hは、ハイサイドスイッチング素子Ｓ１のオン／オフ動作を制御するハイサイドゲートドライバＤＲＶ-Hと、このハイサイドゲートドライバＤＲＶ-Hの駆動制御を行うハイサイドフォトスイッチＰＣ-Hと、このハイサイドフォトスイッチＰＣ-Hに入力するノイズを除去するハイサイドバイパスコンデンサＣs-Hinとを直列接続して備える。ハイサイドゲートドライバＤＲＶ-Hの出力は抵抗Ｒg-Hを介してハイサイドスイッチング素子Ｓ１のゲートに入力される。
ローサイド絶縁電源２-Lは、ローサイド直流電源と、このローサイド直流電源の直流電圧Ｖdrv-L1を直流−交流変換するローサイドインバータＩＮＶ-Lと、このローサイドインバータＩＮＶ-Lの交流出力を電圧変換するローサイド絶縁トランスＴ-Lと、このローサイド絶縁トランスＴ-Lの交流出力を直流に変換するローサイド整流器ＲＥＣＴ-Lとを直列接続し、更に、平滑コンデンサＣs-Loutを並列接続して構成される。
ローサイド駆動回路３-Lは、ローサイドスイッチング素子Ｓ２のオン／オフ動作を制御するローサイドゲートドライバＤＲＶ-Lと、このローサイドゲートドライバＤＲＶ-Lの駆動制御を行うローサイドフォトスイッチＰＣ-Lと、このローサイドフォトスイッチＰＣ-Lに入力するノイズを除去するローサイドバイパスコンデンサＣs-Linとを直列接続して備える。ローサイドゲートドライバＤＲＶ-Lの出力は抵抗Ｒg-Lを介してローサイドスイッチング素子Ｓ２のゲートに入力される。
ハイサイド絶縁電源２-Hとハイサイド駆動回路３-Hとの間の配線には、コモンモードリアクトル４Ａが設けられる。コモンモードリアクトル４Ａは、ハイサイド絶縁電源２-H側の平滑コンデンサＣs-Houtとハイサイド駆動回路３-H側のハイサイドバイパスコンデンサＣs-Hinとの間を接続する高電圧側配線及び低電圧側配線の両配線に接続されるコイルＬcomにより構成される。
なお、図６中のインダクタンスＬsはコモンモードリアクトル４Ａの漏れインダクタンスを示し、Ｒdampは漏れインダクタンスＬsにより発生する共振を抑制するダンピング抵抗である。
（第２の構成例）
第２の構成例は、ハイサイド絶縁電源に対する電圧の印加を第２の形態のバイアス電源によって行う。図７は概略ブロックを示し、図８は一構成例を示している。
第２の構成例のＤＣＤＣコンバータ１０Ｂは、図１で示した構成のバイアス電源として第２の形態のバイアス電源５Ｂを備える。バイアス電源５Ｂは、ハイサイド絶縁電源２-Hへの低電圧に印加を別電源により行う構成であり、別電源の電圧源Ｖcは降圧チョッパ回路の負電圧端の電圧ＶNに出力電圧Ｖoutを加算した電圧（ＶN＋Ｖout）と同電圧に設定する。この構成によって、ハイサイド絶縁電源２-Hの低電圧側の電位として降圧チョッパ回路１２の高出力端の電圧（ＶN＋Ｖout）と同じ電圧が設定される。
図８は、図７に示される概略ブロックの一回路構成を示している。図８に示す回路構成は、図６に示した回路構成のバイアス電源５Ａをバイアス電源５Ｂに変更する以外は共通の構成である。以下では、図６に示した第１の構成例と共通する部分の説明は省略し、バイアス電源５Ｂのみを説明する。
バイアス電源５Ｂは、ハイサイド絶縁電源２-Hの低電圧側に電圧源Ｖcを接続して構成される。電圧源Ｖcは、主回路の出力電圧Ｖoutと同電圧に設定する。これによって、ハイサイド絶縁電源２-Hの低電圧側には（ＶN＋Ｖout）の電圧が設定される。主回路である降圧チョッパ回路１２の入力電圧をＶinとし、ハイサイドスイッチング素子Ｓ１のデューティー比をDutyとしたときには、電圧源Ｖcの電圧は（Ｖin×Duty）に設定する。したがって、バイアス電源５Ｂの電圧源Ｖcの電圧の設定は、既知の入力電圧Ｖin及びDutyに基づいて行うことができる。
（第３の構成例）
第３の構成例は、ハイサイド絶縁電源に対する電圧の印加を第３の形態のバイアス電源によって行う。図９は概略ブロックを示している。
第３の構成例のＤＣＤＣコンバータ１０Ｃは、図１で示した構成のバイアス電源として第３の形態のバイアス電源５Ｃを備える。バイアス電源５Ｃは、第２の形態のバイアス電源５Ｂと同様に、ハイサイド絶縁電源２-Hの低電圧側の電位の設定を別電源によって行う構成であり、別電源の電圧源Ｖcは、ゲート信号Gate1及びGate2に基づいて出力電圧Ｖoutと同電圧を生成する。この構成によって、ハイサイド絶縁電源２-Hの低電圧側の電位として降圧チョッパ回路１２の高出力端の電圧（ＶN＋Ｖout）を設定する。
バイアス電源５Ｃは、降圧チョッパ回路の主回路の低電圧側とハイサイド絶縁電源２-Hの低電圧側との間にバイアス電源５Ｃを接続して構成される。バイアス電源５Ｃは、バイアス電源回路５Ｃ1と制御部５Ｃ2を備える。制御部５Ｃ2は、ハイサイド駆動回路３-Hのオン／オフを制御するゲート信号Gate1とローサイド駆動回路３-Lのオン／オフを制御するゲート信号Gate2、及び入力電圧Ｖinを入力し、ゲート信号Gate1とゲート信号Gate2からデューティー比Dutyを算出し、得られたDutyと入力電圧Ｖinに基づいて（Ｖin×Duty）の演算によって出力電圧Ｖoutと同電圧を生成する。これによって、バイアス電源５Ｃは、主回路の出力電圧Ｖoutと同電圧を出力する電圧源Ｖcを構成することができ、ハイサイド絶縁電源２-Hの低電圧側の電位には（ＶN＋Ｖout）の電圧が設定される。
バイアス電源５Ｃの構成によれば、ゲート信号Gate1及びGate2、並びに入力電圧Ｖinの変動に同期した電圧をハイサイド絶縁電源２-Hに設定することができる。
（第４の構成例）
第４の構成例は、電力変換装置の主回路として降圧チョッパ回路に代えて昇圧チョッパ回路を用いてＤＣＤＣコンバータを構成する例である。図１０（ａ）は概略ブロック図を示し、図１０（ｂ）は各部位の電圧関係を示している。
第４の構成例のＤＣＤＣコンバータ１０Ｄは電力変換装置の主回路として昇圧チョッパ回路１３を備える。ＤＣＤＣコンバータ１０Ｄは、昇圧チョッパ回路１３を主回路として直流電源６からの入力電圧Ｖinを変換し昇圧した出力電圧Ｖoutを出力する。昇圧チョッパ回路１３は、直並列回路を構成するインダクタンスＬと平滑コンデンサＣとの間にハイサイドスイッチング素子Ｓ１とローサイドスイッチング素子Ｓ２の直並列回路を備え、出力電圧Ｖoutを負荷抵抗Ｒに供給する。
第４の構成例において、ハイサイド絶縁電源２-H、ハイサイド駆動回路３-H、及びコモンモードリアクトル４からなるハイサイド側の構成、及びローサイド絶縁電源２-L、及びローサイド駆動回路３-Lからなるローサイド側の構成は、降圧チョッパ回路を備えた第１の構成例〜第３の構成例と共通であるため、これらの構成についての説明は省略する。
第４の構成例のＤＣＤＣコンバータ１０Ｄは、第４の形態のバイアス電源５Ｄを備える。バイアス電源５Ｄは、昇圧チョッパ回路１３の低電圧側である入力端をハイサイド絶縁電源２-Hの低電圧側に接続する構成である。この構成によって、ハイサイド絶縁電源２-Hの低電圧側の電位として昇圧チョッパ回路１３の低入力端の電圧（ＶN＋Ｖin）が設定される。
図１０（ｂ）は、主回路の負電圧端の電圧ＶNを基準電圧とし、主回路の入力端の正電圧ＶP（＝ＶN＋Ｖin）、主回路の出力端の出力電圧（ＶN＋Ｖout）、及びハイサイドスイッチング素子Ｓ１のゲートを駆動するゲートドライバ信号の電圧（Ｖdrv-H＋ＶN＋Ｖout）の各電圧状態を示している。
このゲートドライバ信号の電圧は、ハイサイドスイッチング素子Ｓ１の入力側（ソース側）の電圧よりも高い電圧である必要があるため、ハイサイド絶縁電源２-Hの基準電圧をＶs1-sに設定し、この基準電圧Ｖs1-sに電圧Ｖdrv-Hを加算した電圧（Ｖdrv-H＋Ｖs1-s）をピーク電圧とする電圧（Ｖdrv-H＋ＶN＋Ｖout）をゲートドライバ信号Ｖgate-Hとする。なお、図１０（ｂ）に示す電圧の振幅は説明の上から模式的に表したものであって、実際の電圧の振幅を示すものではない。
（第５の構成例）
第５の構成例は、電力変換装置の主回路をインターリーブにより多相構成とする例である。なお、ここでは、主回路として降圧チョッパ回路を用い、２相のインターリーブの構成としたＤＣＤＣコンバータを構成する例を示している。図１１は第５の構成例の回路例を示している。
第５の構成例のＤＣＤＣコンバータ１０Ｅは電力変換装置のインターリーブにより２相に主回路を構成している。
この多相構成では、インターリーブの相数分と同数のコモンモードリアクトルを各相のハイサイド側に設ける。ハイサイド絶縁電源２-H及びローサイド絶縁電源２-Lは、各相に共通の１個の絶縁電源とすることができる。
図１１に示す構成例は、ハイサイド側において、１個のハイサイド絶縁電源２-Hに対して２個のコモンモードリアクトル４Ａ-A及び４Ａ-Bと、２個のハイサイド駆動回路３-HA及び３-HBとを備え、コモンモードリアクトル４Ａ-Aとハイサイド駆動回路３-HAで一方の相を構成し、コモンモードリアクトル４Ａ-Bとハイサイド駆動回路３-HBで他方の相を構成している。
一方、ローサイド側においては、１個のローサイド絶縁電源２-Lに対して２個のローサイド駆動回路３-LA及び３-LBを備え、ローサイド駆動回路３-LAで一方の相を構成し、ローサイド駆動回路３-LBで他方の相を構成している。
このインターリーブ構成の電力変換装置において、第１の構成例で示した単相の電力変換装置で設定したコモンモードリアクトルのコイルＬcom及びダンピング抵抗Ｒdampと同じ値を選定した場合には、ハイサイド駆動回路３-HAのフォトカプラのハイサイドバイパスコンデンサＣs-Hin-Aに印加される電圧Ｖdrv-H2-Aと、ハイサイド駆動回路３-HBのフォトカプラのハイサイドバイパスコンデンサＣs-Hin-Bに印加される電圧Ｖdrv-H2-Bは同電圧となる。この電圧は、ハイサイドスイッチング素子Ｓ１-A、Ｓ１-Bのゲートに印加されるゲート電圧となり、スイッチング素子のオン抵抗に影響するが、本構成によれば両スイッチング素子のゲートに印加されるゲート電圧は同電圧であるため、多相インターリーブの主回路に流れる各相の電流を同じ電流値とすることができ、電流の不平衡を防止することができる。
ここでは、多相インターリーブとして２相のインターリーブの例を示しているが、インターリーブの相数は２相に限定されれるものではなく、３相以上の多相インターリーブについても適用することができる。
第５の構成例のＤＣＤＣコンバータ１０Ｅでは、主回路としてＤＣＤＣ降圧チョッパコンバータの例を示しているが、主回路をＤＣＤＣ昇圧チョッパコンバータとするコンバータについても適用することができる。
これらの多相インターリーブにおいて、コンバータのハイサイド側及びローサイド側はそれぞれ共通する１つの絶縁電源に対して多相構成とすることができ、この多相構成において、ハイサイド側の多相構成は並列接続された複数のハイサイドスイッチング素子を備える。これら複数のハイサイドスイッチング素子には、ハイサイド側の共通の１つの絶縁電源からコモンモードリアクトルを介して同一電圧が印加される。各ハイサイドスイッチング素子に印加する電圧を同一電圧とすることによって、各ハイサイドスイッチング素子のオン抵抗を均一化し、各相の出力を等しくすることができる。
（第６の構成例）
第６の構成例は、電力変換装置をＤＣＡＣインバータとして構成する例であり、直流の入力電圧Ｖinを電力変換して出力インピーダンスＲＬに交流の出力電圧Ｖoutを出力する。図１２に示すＤＣＡＣインバータ１１の構成例は、ハイサイド側の２個のハイサイド駆動回路３-HA及びハイサイド駆動回路３-HBと、ローサイド側の２個のローサイド駆動回路３-LA及びローサイド駆動回路３-LBとによってブリッジ回路を構成する。２個のハイサイド駆動回路３-HA及び３-HBには、共通する１個のハイサイド絶縁電源２-Hから電圧を供給する。一方、２個のローサイド駆動回路３-LA及び３-LBには、共通する１個のローサイド絶縁電源２-Lから電圧を供給する。
また、ハイサイド側では、ハイサイド絶縁電源２-Hとハイサイド駆動回路３-HAとの間にコモンモードリアクトル４Ａを接続し、ハイサイド絶縁電源２-Hとハイサイド駆動回路３-HBとの間にコモンモードリアクトル４Ｂを接続する。
ハイサイド絶縁電源２-Hの低電圧側と主回路の低電圧側との間にはバイアス電源Ｖcを接続して、ハイサイド絶縁電源２-Hの低電圧側の電圧を（ＶN＋Ｖc）に設定する。一方、ローサイド絶縁電源２-Lの低電圧側と主回路の低電圧側とを接続して、ローサイド絶縁電源２-Lの基準電圧をＶNに設定する。
ここで、バイアス電源Ｖcの電圧を（Ｖin／２）に選定する。ブリッジ回路を構成するハイサイド駆動回路３-HA及びハイサイド駆動回路３-HBには、各サイクルにおいて入力電圧Ｖinの１／２の電圧が印加されるため、バイアス電源Ｖcを（Ｖin／２）に選定することによって、コモンモードリアクトル４Ａ、４Ｂを適切に磁気リセットすることができる。
なお、コモンモードリアクトル４Ａ，４ＢのインダクタンスＬcom-A及びインダクタンスＬcom-Bの値を、ＤＣＡＣインバータ１１の出力インピーダンスＲＬに対して十分に大きな値に選定することによって、高周波帯域においては、ＤＣＡＣインバータ１１から見たときのハイサイド絶縁電源２-Hのインピーダンスは、ＤＣＡＣインバータ１１の出力インピーダンスより十分に大きく設定することができる。これにより、ＤＣＡＣインバータ１１から見た出力インピーダンスに対してハイサイド絶縁電源２-Hが及ぼす影響を低減することができる。この効果は、コモンモードリアクトルのコアを主回路のコアと分離し独立して、コモンモードリアクトルのインダクタンスを任意に設定自在する構成に因るものである。
第６構成例に示すＤＣＡＣインバータの形態において、ブリッジ回路は、ハイサイド側及びローサイド側において、それぞれ共通する１つの絶縁電源に対して複数の並列接続されたスイッチング素子Ｓ１-A，Ｓ１-B、Ｓ２-A，Ｓ２-Bを備える。これらの複数のハイサイドスイッチング素子Ｓ１-A，Ｓ１-Bには、ハイサイド側の共通の１つの絶縁電源２-Hからコモンモードリアクトル４Ａ，４Ｂを介して同一電圧が供給される。各ハイサイドスイッチング素子Ｓ１-A，Ｓ１-Bに印加する電圧を同一電圧とすることによって、各ハイサイドスイッチング素子Ｓ１-A，Ｓ１-Bのオン抵抗を均一化し、ＤＣＡＣインバータの出力電圧の変動を抑制することができる。
なお、上記実施の形態及び変形例における記述は、本発明に係る電源装置の一例であり、本発明は各実施の形態に限定されるものではなく、本発明の趣旨に基づいて種々変形することが可能であり、これらを本発明の範囲から排除するものではない。
本発明の電力変換装置は、半導体や液晶パネル等の製造装置、真空蒸着装置、加熱・溶融装置等の高周波を使用する装置に対する高周波電力の供給に適用することができる。
１ 電力変換装置
２-H ハイサイド絶縁電源
２-L ローサイド絶縁電源
３-H，３-HA，３-HB ハイサイド駆動回路
３-L，３-LA，３-LB ローサイド駆動回路
４，４Ａ，４Ｂ，４Ｃ，４Ａ-A，４Ａ-B コモンモードリアクトル
４ａ，４ｂ，４ｃ 巻線
４ｄ 抵抗
４ｆ，４ｈ コンデンサ
５，５Ａ，５Ｂ，５Ｃ，５Ｄ バイアス電源
５Ｃ1 バイアス電源回路
５Ｃ2 制御部
６ 直流電源
７ ダンピング抵抗
１０，１０Ａ，１０Ｂ，１０Ｃ，１０Ｄ，１０Ｅ ＤＣＤＣコンバータ
１１ ＤＣＡＣインバータ
１２ 降圧チョッパ回路
１３ 昇圧チョッパ回路
１００ 直流電源
１１０ ＤＣＤＣコンバータ電源
１２０Ｈ ハイサイド絶縁電源
１２０Ｌ ローサイド絶縁電源
１３０Ｈ，１３０Ｌ ゲートドライバ
Ｃ 平滑コンデンサ
Ｃin コンデンサ
Ｃs-in バイパスコンデンサ
Ｃs-Hin，Ｃs-Hin-A，Ｃs-Hin-B ハイサイドバイパスコンデンサ
Ｃs-Hout，Ｃs-Lout 平滑コンデンサ
Ｃs-Lin ローサイドバイパスコンデンサ
Ｃt-H，Ｃt-L 寄生容量
ＤＲＶ-H ハイサイドゲートドライバ
ＤＲＶ-L ローサイドゲートドライバ
ＧａｔｅH，ＧａｔｅL，Ｇａｔｅ1，Ｇａｔｅ2 ゲート信号
ＩＮＶ-H ハイサイドインバータ
ＩＮＶ-L ローサイドインバータ
Ｌ，Ｌcom-A，Ｌcom-B，Ｌs インダクタンス
Ｌcom，Ｌin コイル
ＰＣ フォトスイッチ
ＰＣ-H ハイサイドフォトスイッチ
ＰＣ-L ローサイドフォトスイッチ
Ｒ 負荷抵抗
ＲG-H 駆動抵抗
ＲG-L 駆動抵抗
Ｒdamp ダンピング抵抗
Ｒg-H，Ｒg-L 抵抗
ＲＥＣＴ-H ハイサイド整流器
ＲＥＣＴ-L ローサイド整流器
ＲＬ 出力インピーダンス
Ｓ１，Ｓ１-A，Ｓ１-B ハイサイドスイッチング素子
Ｓ２ ローサイドスイッチング素子
Ｔ-H ハイサイド絶縁トランス
Ｔ-L ローサイド絶縁トランス
Ｖdrv-H1，Ｖdrv-L1 直流電圧
Ｖdrv-H2，Ｖdrv-L2 直流電圧（駆動電圧）
Ｖgate-H ゲートドライバ信号
ＶN 基準電圧
ＶP 基準電圧
Ｖc 電圧源、バイアス電源
Ｖin 入力電圧
Ｖout 出力電圧
Ｖs1-s 変位電圧

Claims (14)

  1. ハイサイドスイッチング素子のスイッチング動作を制御するハイサイド駆動回路に駆動電圧を絶縁トランスを介して供給するハイサイド絶縁電源と、ローサイドスイッチング素子のスイッチング動作を制御するローサイド駆動回路に駆動電圧を絶縁トランスを介して供給するローサイド絶縁電源とを備える絶縁電源において、
    前記ハイサイド絶縁電源の低電圧側に接続したバイアス電源を備え、
    前記バイアス電源のバイアス電圧は、前記ハイサイド駆動回路により駆動される出力回路の出力電圧であり、
    前記ハイサイド絶縁電源は、前記絶縁トランスと前記ハイサイド駆動回路との間にコモンモードリアクトルを備え、
    前記コモンモードリアクトルは、前記絶縁トランスと前記ハイサイド駆動回路のハイサイドバイパスコンデンサとの間を接続する高電圧側配線及び低電圧側配線の両配線に設けられ、前記両配線に同方向に流れるコモンモード電流を低減し、前記絶縁トランスの寄生容量に流れる漏れ電流を抑制することを特徴とする、絶縁電源。
  2. 前記ハイサイド絶縁電源は、ハイサイド直流電源と、当該ハイサイド直流電源の直流電圧を直流−交流変換するハイサイドインバータと、当該ハイサイドインバータの交流出力を電圧変換するハイサイド絶縁トランスと、当該ハイサイド絶縁トランスの交流出力を直流に変換するハイサイド整流器とを直列接続して備え、
    前記ハイサイド駆動回路は、前記ハイサイドスイッチング素子のオン／オフ動作を制御するハイサイドゲートドライバと、当該ハイサイドゲートドライバの駆動制御を行うハイサイドフォトスイッチとを直列接続し、当該ハイサイドフォトスイッチに入力するノイズを除去するハイサイドバイパスコンデンサを前記ハイサイドゲートドライバの高電圧端と低電圧端との間に並列接続して備え、
    前記ローサイド絶縁電源は、ローサイド直流電源と、当該ローサイド直流電源の直流電圧を直流−交流変換するローサイドインバータと、当該ローサイドインバータの交流力を電圧変換するローサイド絶縁トランスと、当該ローサイド絶縁トランスの交流出力を直流に変換するローサイド整流器とを直列接続して備え、
    前記ローサイド駆動回路は、前記ローサイドスイッチング素子のオン／オフ動作を制御するローサイドゲートドライバと、当該ローサイドゲートドライバの駆動制御を行うローサイドフォトスイッチとを直列接続し、当該ローサイドフォトスイッチに入力するノイズを除去するローサイドバイパスコンデンサを前記ハイサイドゲートドライバの高電圧端と低電圧端との間に並列接続して備えることを特徴とする、請求項１に記載の絶縁電源。
  3. 前記コモンモードリアクトルは、共通コアに対して、前記ハイサイド絶縁電源の高電圧側配線及び低電圧側配線を同方向に巻回したことを特徴とする請求項１又は２に記載の絶縁電源。
  4. 前記コモンモードリアクトルに直列接続したダンピング抵抗を備えることを特徴とする請求項３に記載の絶縁電源。
  5. 前記コモンモードリアクトルの共通コアと、前記ハイサイド駆動回路及びローサイド駆動回路による駆動制御される回路が備えるコイルのコアとは互いに分離し独立していることを特徴とする、請求項３又は４に記載の絶縁電源。
  6. 前記バイアス電源のバイアス電圧は、前記ハイサイド駆動回路により駆動される出力回路の出力電圧であることを特徴とする請求項１に記載の絶縁電源。
  7. 直流電源に対して、ハイサイドスイッチング素子とローサイドスイッチング素子との直並列接続回路と、インダクタンスとを直列接続してなる降圧チョッパ回路と、
    前記請求項１又は６に記載の絶縁電源を備え、
    ＤＣＤＣコンバータを構成する電力変換装置であって、
    前記絶縁電源は、
    前記ハイサイドスイッチング素子及びローサイドスイッチング素子を駆動するハイサイド駆動回路及びローサイド駆動回路を駆動する電源であることを特徴とする電力変換装置。
  8. 前記バイアス電源のバイアス電圧は当該降圧チョッパ回路の出力電圧であることを特徴とする請求項７に記載の電力変換装置。
  9. 直流電源に対して、インダクタンスと、ハイサイドスイッチング素子とローサイドスイッチング素子との直並列接続回路とを直列接続してなる昇圧チョッパ回路と、
    前記請求項１又は６に記載の絶縁電源を備え、
    ＤＣＤＣコンバータを構成する電力変換装置であって、
    前記絶縁電源は、
    前記ハイサイドスイッチング素子及びローサイドスイッチング素子を駆動するハイサイド駆動回路及びローサイド駆動回路を駆動する電源であることを特徴とする電力変換装置。
  10. 前記バイアス電源のバイアス電圧は当該昇圧チョッパ回路の入力電圧であることを特徴とする請求項９に記載の電力変換装置。
  11. ハイサイド側及びローサイド側は、それぞれ共通する１つの絶縁電源に対してインターリーブにより多相構成を備え、
    ハイサイド側の多相構成は並列接続された複数のハイサイドスイッチング素子を備え、当該複数のハイサイドスイッチング素子に印加される電圧は、前記ハイサイド側の共通の１つの絶縁電源から前記コモンモードリアクトルを介して供給される同一電圧であることを特徴とする請求項７から１０の何れか一つに記載の電力変換装置。
  12. 直流電源に対して、ハイサイドスイッチング素子とローサイドスイッチング素子のブリッジ回路から成るＤＣＡＣインバータを構成する電力変換装置において、
    請求項１から６の何れか一つに記載の絶縁電源を備え、
    前記絶縁電源のハイサイド駆動回路及びローサイド駆動回路は、前記ハイサイドスイッチング素子及びローサイドスイッチング素子を駆動することを特徴とする電力変換装置。
  13. 前記絶縁電源は前記ハイサイド絶縁電源の低電圧側に接続したバイアス電源を備え、当該バイアス電源のバイアス電圧は前記ＤＣＡＣインバータの入力電圧の１／２であることを特徴とする請求項１２に記載の電力変換装置。
  14. 前記ブリッジ回路は、ハイサイド側及びローサイド側において、それぞれ共通する１つの絶縁電源に対して複数の並列接続されたスイッチング素子を備え、
    当該複数のハイサイドスイッチング素子に印加される電圧は、前記ハイサイド側の共通の１つの絶縁電源から前記コモンモードリアクトルを介して供給される同一電圧であることを特徴とする請求項１２又は１３に記載の電力変換装置。
JP2017019865A 2017-02-06 2017-02-06 絶縁電源、及び電力変換装置 Active JP6784607B2 (ja)

Priority Applications (8)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2017019865A JP6784607B2 (ja) 2017-02-06 2017-02-06 絶縁電源、及び電力変換装置
CN201780085653.6A CN110268613B (zh) 2017-02-06 2017-02-23 绝缘电源以及电力变换装置
PCT/JP2017/006754 WO2018142631A1 (ja) 2017-02-06 2017-02-23 絶縁電源、及び電力変換装置
PL17894958T PL3550704T3 (pl) 2017-02-06 2017-02-23 Izolowane źródło zasilania i urządzenie do przekształcania mocy
EP17894958.2A EP3550704B1 (en) 2017-02-06 2017-02-23 Insulated power source and power conversion device
US16/475,180 US10992217B2 (en) 2017-02-06 2017-02-23 Insulated power source and power conversion device
KR1020197017436A KR102294894B1 (ko) 2017-02-06 2017-02-23 절연 전원 및 전력 변환 장치
TW106110349A TWI731953B (zh) 2017-02-06 2017-03-28 絕緣電源及電力轉換裝置

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2017019865A JP6784607B2 (ja) 2017-02-06 2017-02-06 絶縁電源、及び電力変換装置

Publications (3)

Publication Number Publication Date
JP2018129891A JP2018129891A (ja) 2018-08-16
JP2018129891A5 JP2018129891A5 (ja) 2019-09-26
JP6784607B2 true JP6784607B2 (ja) 2020-11-11

Family

ID=63039484

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2017019865A Active JP6784607B2 (ja) 2017-02-06 2017-02-06 絶縁電源、及び電力変換装置

Country Status (8)

Country Link
US (1) US10992217B2 (ja)
EP (1) EP3550704B1 (ja)
JP (1) JP6784607B2 (ja)
KR (1) KR102294894B1 (ja)
CN (1) CN110268613B (ja)
PL (1) PL3550704T3 (ja)
TW (1) TWI731953B (ja)
WO (1) WO2018142631A1 (ja)

Families Citing this family (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB2565297B (en) * 2017-08-07 2020-09-02 Murata Manufacturing Co An adjustable power supply device for supplying power to a power switch control device
KR102542941B1 (ko) * 2018-06-08 2023-06-14 현대자동차주식회사 저주파 누설전류를 감소시킬 수 있는 충전 장치
KR102657323B1 (ko) 2018-12-12 2024-04-12 현대자동차주식회사 저주파 누설전류를 감소시킬 수 있는 충전 장치
KR102659238B1 (ko) 2018-12-12 2024-04-18 현대자동차주식회사 저주파 누설전류를 감소시킬 수 있는 충전 장치
US20200412362A1 (en) * 2019-06-25 2020-12-31 Enersys Delaware Inc. Electrical power switching circuits
JP2021164289A (ja) 2020-03-31 2021-10-11 株式会社京三製作所 Ｄ級フルブリッジ増幅器のドライバ装置
EP4122099A4 (en) * 2020-04-17 2024-04-10 Murata Manufacturing Co., Ltd. ISOLATED GRID ATTACK ELEMENT
CN112491252A (zh) * 2020-12-30 2021-03-12 深圳市永联科技股份有限公司 一种提升sic mosfet可靠性的驱动方法及电路
EP4037187A1 (en) * 2021-01-29 2022-08-03 ABB Schweiz AG Semiconductor unit with asymmetrically arranged common mode chokes on gate driver input side
CN113391170B (zh) * 2021-05-26 2022-10-18 上海电力大学 一种逆变器驱动电机的端部绝缘状态在线监测方法
US11990898B2 (en) * 2022-02-23 2024-05-21 Hamilton Sundstrand Corporation Parasitic immune isolated drive

Family Cites Families (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0833315A (ja) * 1994-07-08 1996-02-02 Toshiba Corp 負荷駆動装置
AU2002320548A1 (en) * 2001-02-06 2002-12-03 Harman International Industries, Inc. Half-bridge gate driver circuit
US7068005B2 (en) * 2004-08-30 2006-06-27 Hamilton Sundstrand Corporation Motor drive with damper
JP4458353B2 (ja) 2004-12-28 2010-04-28 株式会社タムラ製作所 ハイサイド駆動回路
FR2915031B1 (fr) 2007-04-16 2009-05-22 Renault Sas Systeme d'echange d'energie electrique, en particulier pour un vehicule hybride.
JP2010119177A (ja) * 2008-11-12 2010-05-27 Rohm Co Ltd マルチフェーズ型ｄｃ／ｄｃコンバータ
US8324875B2 (en) 2008-10-30 2012-12-04 Rohm Co., Ltd. Multiphase DC/DC converter with output phases deviated from or aligned with each other and driven with fixed on time
DE102008055157A1 (de) * 2008-12-23 2010-06-24 Infineon Technologies Ag Ansteuerschaltung für eine Leistungshalbleiteranordnung und Leistungshalbleiteranordnung
JP5243347B2 (ja) * 2009-06-05 2013-07-24 三菱電機株式会社 高周波交流電源装置
US9793889B2 (en) * 2011-03-15 2017-10-17 Infineon Technologies Ag Semiconductor device including a circuit to compensate for parasitic inductance
CN107155389B (zh) 2014-12-03 2019-12-13 日产自动车株式会社 电力变换装置
JP6370279B2 (ja) * 2015-09-09 2018-08-08 三菱電機株式会社 ブートストラップ補償回路およびパワーモジュール

Also Published As

Publication number Publication date
EP3550704B1 (en) 2022-03-30
US20190341847A1 (en) 2019-11-07
KR102294894B1 (ko) 2021-08-26
TWI731953B (zh) 2021-07-01
EP3550704A4 (en) 2020-07-15
KR20190080944A (ko) 2019-07-08
CN110268613B (zh) 2021-12-31
US10992217B2 (en) 2021-04-27
WO2018142631A1 (ja) 2018-08-09
JP2018129891A (ja) 2018-08-16
EP3550704A1 (en) 2019-10-09
PL3550704T3 (pl) 2022-05-30
TW201830842A (zh) 2018-08-16
CN110268613A (zh) 2019-09-20

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP6784607B2 (ja) 絶縁電源、及び電力変換装置
US6617814B1 (en) Integrated DC link choke and method for suppressing common-mode voltage in a motor drive
US7132812B1 (en) Integrated DC link choke and method for suppressing common-mode voltage in a motor drive
TWI454028B (zh) System interconnection converter
RU2558945C2 (ru) Сверхвысокоэффективный переключающий инвертор мощности и усилитель мощности
EP2639952B1 (en) Power converter and integrated DC choke therefor
US20210211037A1 (en) Apparatus for conversion between ac power and dc power
JP2010515408A (ja) ほとんど完全に誘導性の負荷を制御する方法と該方法を適用する装置
JP2012110208A (ja) 電力変換装置
JP6207751B2 (ja) 電力変換装置
CN106374772B (zh) 梯度放大器的串联补偿电路及核磁共振成像设备
CN1871761B (zh) 用于减少功率变流器中噪声电流的装置及方法
US20200266713A1 (en) DC-DC converter
WO2018095797A1 (en) A dual active bridge dc-dc converter comprising current balancing
JP2007508000A (ja) 変圧器のためのリップル電流低減
US6987372B1 (en) Integrated DC link choke and method for suppressing common-mode voltage in a motor drive
JP7012232B2 (ja) 電源回路
US10644612B2 (en) System of input current sharing for compact architecture in a power converter
JP2022521856A (ja) 多相スイッチングレギュレータ
WO2017002550A1 (ja) 電源回路
JP6045664B1 (ja) 電力変換装置
US6081435A (en) Cross-conduction limiting circuit, method of operation thereof and DC/DC converter employing the same
US11095202B1 (en) Method and apparatus for common-mode voltage cancellation
JP3901075B2 (ja) 共振電流抑制方式
EP2067246B1 (en) Power converter

Legal Events

Date Code Title Description
RD02 Notification of acceptance of power of attorney

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7422

Effective date: 20180809

A521 Request for written amendment filed

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20190813

A621 Written request for application examination

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621

Effective date: 20190813

A131 Notification of reasons for refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131

Effective date: 20200421

A521 Request for written amendment filed

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20200609

A02 Decision of refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02

Effective date: 20200630

A521 Request for written amendment filed

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20200910

C60 Trial request (containing other claim documents, opposition documents)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: C60

Effective date: 20200910

A911 Transfer to examiner for re-examination before appeal (zenchi)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A911

Effective date: 20200923

C21 Notice of transfer of a case for reconsideration by examiners before appeal proceedings

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: C21

Effective date: 20200929

TRDD Decision of grant or rejection written
A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

Effective date: 20201020

A61 First payment of annual fees (during grant procedure)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61

Effective date: 20201023

R150 Certificate of patent or registration of utility model

Ref document number: 6784607

Country of ref document: JP

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250