JP6763942B2 - 多重アンテナ無線通信システムにおけるコードブック基盤の信号送受信方法及びそのための装置 - Google Patents

Description

本発明は無線通信システムに関し、より詳しくは、本発明では２次元能動アンテナシステム（２Ｄ ＡＡＳ：２−ｄｉｍｅｎｓｉｏｎａｌ ａｃｔｉｖｅ ａｎｔｅｎｎａ ｓｙｓｔｅｍ）が設置された３次元多重入出力（３Ｄ ＭＩＭＯ：３−ｄｉｍｅｎｓｉｏｎａｌ Ｍｕｌｔｉ−Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉ−Ｏｕｔｐｕｔ）システムにおけるコードブックを基盤して信号を送受信する方法及びこれを支援する装置に関する。

移動通信システムは、ユーザの活動性を保障しながら音声サービスを提供するために開発された。しかしながら、移動通信システムは、音声だけでなくデータサービスまで領域を拡張し、現在では、爆発的なトラフィックの増加によって資源の不足現象が引き起こされ、ユーザがより高速のサービスを要求するので、より発展した移動通信システムが要求されている。

次世代移動通信システムの要求条件は、大きく爆発的なデータトラフィックの収容、ユーザ当たりの送信率の画期的な増加、大幅増加した接続デバイス数の収容、非常に低いエンドツーエンド遅延（Ｅｎｄ−ｔｏ−Ｅｎｄ Ｌａｔｅｎｃｙ）、高エネルギー効率を支援できなければならない。このために、多重続性（Ｄｕａｌ Ｃｏｎｎｅｃｔｉｖｉｔｙ）、大規模多重入出力（Ｍａｓｓｉｖｅ ＭＩＭＯ：Ｍａｓｓｉｖｅ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｏｕｔｐｕｔ）、全二重（Ｉｎ−ｂａｎｄ Ｆｕｌｌ Ｄｕｐｌｅｘ）、非直交多重接続（ＮＯＭＡ：Ｎｏｎ−Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）、超広帯域（Ｓｕｐｅｒ ｗｉｄｅｂａｎｄ）支援、端末ネットワーキング（Ｄｅｖｉｃｅ Ｎｅｔｗｏｒｋｉｎｇ）等、多様な技術が研究されている。

本発明の目的は、２Ｄ−ＡＡＳ基盤の３Ｄ ＭＩＭＯを支援する無線通信システムにおけるコードブックを構成する方法を提案する。

また、本発明の目的は、２Ｄ−ＡＡＳ基盤の３Ｄ ＭＩＭＯを支援する無線通信システムにおけるＤＦＴ（ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）行列を用いたコードブックを構成する方法を提案する。

また、本発明の目的は、２Ｄ−ＡＡＳ基盤の３Ｄ ＭＩＭＯを支援する無線通信システムにおけるコードブックを基盤に信号を送受信する方法を提案する。

本発明で達成しようとする技術的課題は以上で言及した技術的課題に制限されず、言及しない更に他の技術的課題は以下の記載から本発明が属する技術分野で通常の知識を有する者に明確に理解されることができる。

本発明の一態様は、２次元（２−ｄｉｍｅｎｓｉｏｎａｌ）の多重アンテナ無線通信システムにおける端末がコードブック基盤に信号を送受信するための方法において、基地局から多重アンテナポートを介してチャネル状態情報参照信号（ＣＳＩ−ＲＳ：Ｃｈａｎｎｅｌ Ｓｔａｔｅ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｉｇｎａｌ）を受信するステップ、及びチャネル状態情報を前記基地局に報告するステップを含み、前記チャネル状態情報はプリコーディング行列を指示するためのプリコーディング行列指示子（ＰＭＩ：Ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ Ｍａｔｒｉｘ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ）を含み、前記ＰＭＩはコードブックからプリコーディング行列のセットを選択するための第１のＰＭＩ及び前記プリコーディング行列のセットから１つのプリコーディング行列を選択するための第２のＰＭＩを含み、前記プリコーディング行列のセットに属したプリコーディング行列の第１次元のインデックス及び第２次元のインデックスの対は（ｘ，ｙ）、（ｘ＋２，ｙ）、（ｘ，ｙ＋１）、（ｘ＋１，ｙ＋１）であり、前記ｘ及び前記ｙは負数でない整数でありうる。

本発明の他の一態様は、２次元（２−ｄｉｍｅｎｓｉｏｎａｌ）の多重アンテナ無線通信システムにおける基地局がコードブック基盤に信号を送受信するための方法において、多重アンテナポートを介してチャネル状態情報参照信号（ＣＳＩ−ＲＳ：Ｃｈａｎｎｅｌ Ｓｔａｔｅ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｉｇｎａｌ）を端末に転送するステップ、及び前記端末からチャネル状態情報を受信するステップを含み、前記チャネル状態情報はプリコーディング行列を指示するためのプリコーディング行列指示子（ＰＭＩ：Ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ Ｍａｔｒｉｘ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ）を含み、前記ＰＭＩはコードブックからプリコーディング行列のセットを選択するための第１のＰＭＩ及び前記プリコーディング行列のセットから前記プリコーディング行列を選択するための第２のＰＭＩを含み、前記プリコーディング行列のセットに属したプリコーディング行列の第１次元のインデックス及び第２次元のインデックスの対は（ｘ，ｙ）、（ｘ＋２，ｙ）、（ｘ，ｙ＋１）、（ｘ＋１，ｙ＋１）であり、前記ｘ及び前記ｙは負数でない整数でありうる。

好ましくは、前記第１次元の方向に連続する前記プリコーディング行列のセット間の間隔（ｓｐａｃｉｎｇ）は２でありうる。

好ましくは、前記コードブックは第１次元アンテナポートのための第１行列と第２次元アンテナポートのための第２行列のクロネッカー積（Ｋｒｏｎｅｃｋｅｒ ｐｒｏｄｕｃｔ）を基盤に生成されたプリコーディング行列で構成され、前記プリコーディング行列の第１次元のインデックスにより前記第１行列が特定され、前記プリコーディング行列の第２次元のインデックスにより前記第２行列が特定できる。

好ましくは、前記第１のＰＭＩを基盤に前記プリコーディング行列のセットに属したプリコーディング行列の第１次元のインデックス及び第２次元のインデックスの値が定まることができる。

好ましくは、クロス−偏波アンテナ（ｃｒｏｓｓ−ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ）で第１偏波アンテナポートと第２偏波アンテナポートとの間の位相を調節するための因子が前記第２のＰＭＩを基盤に
のうちの１つに決定できる。

好ましくは、前記コードブックを構成するプリコーディング行列の全体個数は第１次元で同一偏波（ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ）を有するアンテナポートの個数、第２次元で同一偏波（ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ）を有するアンテナポートの個数、前記第１次元で用いられるオーバーサンプリング因子（ｏｖｅｒｓａｍｐｌｉｎｇ ｆａｃｔｏｒ）、及び前記第２次元で用いられる内オーバーサンプリング因子（ｏｖｅｒｓａｍｐｌｉｎｇ ｆａｃｔｏｒ）の積により定まることができる。

好ましくは、前記第１行列は以下の数式により生成されるＤＦＴ（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）行列から選択された１つ以上の列（column）で構成され、

ここで、Ｎ＿ｈは第１次元で同一偏波（ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ）を有するアンテナポートの個数であり、Ｑ＿ｈは前記第１次元で用いられるオーバーサンプリング因子（ｏｖｅｒｓａｍｐｌｉｎｇ ｆａｃｔｏｒ）でありうる。

好ましくは、前記第２行列は以下の数式で生成されるＤＦＴ（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）行列から選択された１つ以上の列（co lumn）で構成され、

ここで、Ｎ＿ｖは第２次元で同一偏波（ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ）を有するアンテナポートの個数であり、Ｑ＿ｖは前記第２次元で用いられるオーバーサンプリング因子（ｏｖｅｒｓａｍｐｌｉｎｇ ｆａｃｔｏｒ）でありうる。

本発明の実施形態によれば、特に２Ｄ−ＡＡＳ基盤の３Ｄ ＭＩＭＯを支援する無線通信システムにおけるコードブックを構成する方法を定義することによって、送信端と受信端との間に円滑に信号（または、チャネル）送受信を遂行することができる。

また、本発明の実施形態によれば、２Ｄ−ＡＡＳ基盤の３Ｄ ＭＩＭＯを支援する無線通信システムにおけるビームフォーミング利得（ｂｅａｍｆｏｒｍｉｎｇ ｇａｉｎ）を最大化することができる。

本発明で得ることができる効果は以上で言及した効果に制限されず、言及しない更に他の効果は以下の記載から本発明が属する技術分野で通常の知識を有する者に明確に理解されることができる。

本発明に関する理解を助けるために詳細な説明の一部として含まれる添付図面は、本発明に対する実施形態を提供し、詳細な説明と共に本発明の技術的特徴を説明する。
本発明が適用できる無線通信システムにおける無線フレームの構造を示す。 本発明が適用できる無線通信システムにおける１つのダウンリンクスロットに対する資源グリッド（ｒｅｓｏｕｒｃｅ ｇｒｉｄ）を例示した図である。 本発明が適用できる無線通信システムにおけるダウンリンクサブフレームの構造を示す。 本発明が適用できる無線通信システムにおけるアップリンクサブフレームの構造を示す。 一般的な多重入出力アンテナ（ＭＩＭＯ）通信システムの構成図である。 多数の送信アンテナから１つの受信アンテナへのチャネルを示す図である。 本発明が適用できる無線通信システムにおけるコードブック基盤のプリコーディングの基本概念を説明するための図である。 本発明が適用できる無線通信システムにおけるダウンリンク資源ブロック対にマッピングされた参照信号パターンを例示する。 本発明が適用できる無線通信システムにおける参照信号がマッピングされる資源を例示する図である。 本発明が適用できる無線通信システムにおいて、６４個のアンテナ要素（ａｎｔｅｎｎａ ｅｌｅｍｅｎｔｓ）を有する２次元能動アンテナシステムを例示する。 本発明が適用できる無線通信システムにおける基地局または端末がＡＡＳ基盤の３Ｄ（３−Ｄｉｍｅｎｓｉｏｎ）ビーム形成可能な多数の送／受信アンテナを有しているシステムを例示する。 本発明が適用できる無線通信システムにおける交差偏波（ｃｒｏｓｓ ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ）を有する２次元アンテナシステムを例示する。 本発明が適用できる無線通信システムにおけるトランシーバーユニットモデルを例示する。 本発明が適用できる無線通信システムにおける２次元ＡＡＳを例示する。 本発明の一実施形態に従うコードブックを構成する方法を説明するための図である。 本発明の一実施形態に従うコードブックを構成する方法を説明するための図である。 本発明の一実施形態に従うコードブックを構成する方法を説明するための図である。 本発明の一実施形態に従うコードブックを構成する方法を説明するための図である。 本発明の一実施形態に従うコードブックを構成する方法を説明するための図である。 本発明の一実施形態に従うコードブックを構成する方法を説明するための図である。 本発明の一実施形態に従うコードブックを構成する方法を説明するための図である。 本発明の一実施形態に従うコードブックを構成する方法を説明するための図である。 本発明の一実施形態に従うコードブックを構成する方法を説明するための図である。 本発明の一実施形態に従うコードブックを構成する方法を説明するための図である。 本発明の一実施形態に従うコードブックを構成する方法を説明するための図である。 本発明の一実施形態に従うコードブックを構成する方法を説明するための図である。 本発明の一実施形態に従うコードブックを構成する方法を説明するための図である。 本発明の一実施形態に従うコードブックを構成する方法を説明するための図である。 本発明の一実施形態に従うコードブックを構成する方法を説明するための図である。 本発明の一実施形態に従うコードブックを構成する方法を説明するための図である。 本発明の一実施形態に従うコードブックを構成する方法を説明するための図である。 本発明の一実施形態に従うコードブックを構成する方法を説明するための図である。 本発明の一実施形態に従うコードブックを構成する方法を説明するための図である。 本発明の一実施形態に従うコードブックを構成する方法を説明するための図である。 本発明の一実施形態に従うコードブックを構成する方法を説明するための図である。 本発明の一実施形態に従うコードブックを構成する方法を説明するための図である。 本発明の一実施形態に従うコードブックを構成する方法を説明するための図である。 本発明の一実施形態に従うコードブックを構成する方法を説明するための図である。 本発明の一実施形態に従うコードブックを構成する方法を説明するための図である。 本発明の一実施形態に従うコードブックを構成する方法を説明するための図である。 本発明の一実施形態に従うコードブックを構成する方法を説明するための図である。 本発明の一実施形態に従うコードブックを構成する方法を説明するための図である。 本発明の一実施形態に従うコードブックを構成する方法を説明するための図である。 本発明の一実施形態に従うコードブックを構成する方法を説明するための図である。 本発明の一実施形態に従うコードブック基盤信号を送受信するための方法を例示する図である。 本発明の一実施形態に従う無線通信装置のブロック構成図を例示する。

以下、本発明にかかる好ましい実施の形態を添付された図面を参照して詳細に説明する。添付された図面と共に以下に開示する詳細な説明は、本発明の例示的な実施の形態を説明するためのものであり、本発明が実施されうる唯一の実施の形態を示すためのものではない。以下の詳細な説明は、本発明の完全な理解を提供するために具体的細部事項を含む。しかしながら、当業者は、本発明がこのような具体的細部事項がなくても実施できることを理解すべきである。

いくつかの場合、本発明の概念が曖昧になることを避けるために、公知の構造及び装置は省略されるか、または各構造及び装置の核心機能を重心にしたブロック図形式で示されることができる。

本明細書において基地局は、端末と直接的に通信を行うネットワークの終端ノード（ｔｅｒｍｉｎａｌ ｎｏｄｅ）としての意味を有する。本文書において基地局により行われると説明された特定動作は、場合によっては、基地局の上位ノード（ｕｐｐｅｒ ｎｏｄｅ）により行われても良い。すなわち、基地局を含む複数のネットワークノード（ｎｅｔｗｏｒｋ ｎｏｄｅｓ）からなるネットワークにおいて端末との通信のために行われる多様な動作は、基地局または基地局以外の他のネットワークノードにより行われうることは明らかである。「基地局（ＢＳ：Ｂａｓｅ Ｓｔａｔｉｏｎ）」は、固定局（ｆｉｘｅｄ ｓｔａｔｉｏｎ）、Ｎｏｄｅ Ｂ、ｅＮＢ（ｅｖｏｌｖｅｄ-ＮｏｄｅＢ）、ＢＴＳ（ｂａｓｅ ｔｒａｎｓｃｅｉｖｅｒ ｓｙｓｔｅｍ）、アクセスポイント（ＡＰ：Ａｃｃｅｓｓ Ｐｏｉｎｔ）などの用語により代替されることができる。また、「端末（Ｔｅｒｍｉｎａｌ）」は、固定されるか、または移動性を有することができ、ＵＥ（Ｕｓｅｒ Ｅｑｕｉｐｍｅｎｔ）、ＭＳ（Ｍｏｂｉｌｅ Ｓｔａｔｉｏｎ）、ＵＴ（ｕｓｅｒ ｔｅｒｍｉｎａｌ）、ＭＳＳ（Ｍｏｂｉｌｅ ｓｕｂｓｃｒｉｂｅｒ Ｓｔａｔｉｏｎ）、ＳＳ（Ｓｕｂｓｃｒｉｂｅｒ Ｓｔａｔｉｏｎ）、ＡＭＳ（Ａｄｖａｎｃｅｄ Ｍｏｂｉｌｅ Ｓｔａｔｉｏｎ）、ＷＴ（Ｗｉｒｅｌｅｓｓ ｔｅｒｍｉｎａｌ）、ＭＴＣ（Ｍａｃｈｉｎｅ−Ｔｙｐｅ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ）装置、Ｍ２Ｍ（Ｍａｃｈｉｎｅ−ｔｏ−Ｍａｃｈｉｎｅ）装置、Ｄ２Ｄ（Ｄｅｖｉｃｅ−ｔｏ−Ｄｅｖｉｃｅ）装置などの用語に代替されることができる。

以下、ダウンリンク（ＤＬ：ｄｏｗｎｌｉｎｋ）は、基地局から端末への通信を意味し、アップリンク（ＵＬ：ｕｐｌｉｎｋ）は、端末から基地局への通信を意味する。ダウンリンクにおける送信機は、基地局の一部で、受信機は、端末の一部でありうる。アップリンクにおける送信機は、端末の一部で、受信機は、基地局の一部でありうる。

以下の説明において用いられる特定用語は、本発明の理解に役立つために提供されたものであり、このような特定用語の使用は、本発明の技術的思想から外れない範囲内で他の形態に変更されることができる。

以下の技術は、ＣＤＭＡ（ｃｏｄｅ ｄｉｖｉｓｉｏｎ ｍｕｌｔｉｐｌｅ ａｃｃｅｓｓ）、ＦＤＭＡ（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｄｉｖｉｓｉｏｎ ｍｕｌｔｉｐｌｅ ａｃｃｅｓｓ）、ＴＤＭＡ（ｔｉｍｅ ｄｉｖｉｓｉｏｎ ｍｕｌｔｉｐｌｅ ａｃｃｅｓｓ）、ＯＦＤＭＡ（ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｄｉｖｉｓｉｏｎ ｍｕｌｔｉｐｌｅ ａｃｃｅｓｓ）、ＳＣ−ＦＤＭＡ（ｓｉｎｇｌｅ ｃａｒｒｉｅｒ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｄｉｖｉｓｉｏｎ ｍｕｌｔｉｐｌｅ ａｃｃｅｓｓ）、ＮＯＭＡ（ｎｏｎ−ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ ｍｕｌｔｉｐｌｅ ａｃｃｅｓｓ）などのような多様な無線接続システムに利用されることができる。ＣＤＭＡは、ＵＴＲＡ（ｕｎｉｖｅｒｓａｌ ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ ｒａｄｉｏ ａｃｃｅｓｓ）またはＣＤＭＡ２０００のような無線技術（ｒａｄｉｏ ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ）により実現化されることができる。ＴＤＭＡは、ＧＳＭ(登録商標)（ｇｌｏｂａｌ ｓｙｓｔｅｍ ｆｏｒ ｍｏｂｉｌｅ ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ）／ＧＰＲＳ（ｇｅｎｅｒａｌ ｐａｃｋｅｔ ｒａｄｉｏ ｓｅｒｖｉｃｅ）／ＥＤＧＥ（ｅｎｈａｎｃｅｄ ｄａｔａ ｒａｔｅｓ ｆｏｒ ＧＳＭ ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ）のような無線技術により実現化されることができる。ＯＦＤＭＡは、ＩＥＥＥ ８０２．１１（Ｗｉ−Ｆｉ）、ＩＥＥＥ ８０２．１６（ＷｉＭＡＸ）、ＩＥＥＥ ８０２−２０、Ｅ−ＵＴＲＡ（ｅｖｏｌｖｅｄ ＵＴＲＡ）などのような無線技術により実現化されることができる。ＵＴＲＡは、ＵＭＴＳ（ｕｎｉｖｅｒｓａｌ ｍｏｂｉｌｅ ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ ｓｙｓｔｅｍ）の一部である。３ＧＰＰ（３ｒｄ ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ ｐａｒｔｎｅｒｓｈｉｐ ｐｒｏｊｅｃｔ）ＬＴＥ（ｌｏｎｇ ｔｅｒｍ ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ）は、Ｅ−ＵＴＲＡを使用するＥ−ＵＭＴＳ（ｅｖｏｌｖｅｄ ＵＭＴＳ）の一部であり、ダウンリンクにおいてＯＦＤＭＡを採用し、アップリンクにおいてＳＣ−ＦＤＭＡを採用する。ＬＴＥ−Ａ（ａｄｖａｎｃｅｄ）は、３ＧＰＰ ＬＴＥの進化である。

本発明の実施の形態は、無線接続システムであるＩＥＥＥ ８０２、３ＧＰＰ及び３ＧＰＰ２のうち、少なくとも１つに開示された標準文書により裏付けられることができる。すなわち、本発明の実施の形態のうち、本発明の技術的思想を明確にあらわすために、説明しないステップまたは部分は、前記文書により裏付けられることができる。また、本文書に開示しているすべての用語は、前記標準文書により説明されることができる。

説明を明確にするために、３ＧＰＰ ＬＴＥ／ＬＴＥ−Ａを中心に述べるが、本発明の技術的特徴がこれに制限されることではない。

本発明が適用されることができる無線通信システム一般
図１は、本発明が適用されることができる無線通信システムにおける無線フレームの構造を示す。

３ＧＰＰ ＬＴＥ／ＬＴＥ−Ａでは、ＦＤＤ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｄｕｐｌｅｘ）に適用可能なタイプ１無線フレーム（ｒａｄｉｏ ｆｒａｍｅ）構造とＴＤＤ（Ｔｉｍｅ ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｄｕｐｌｅｘ）に適用可能なタイプ２の無線フレーム構造を支援する。

図１において、無線フレームの時間領域での大きさは、Ｔ＿ｓ＝１／（１５０００＊２０４８）の時間単位の倍数で表される。ダウンリンク及びアップリンク送信は、Ｔ＿ｆ＝３０７２００＊Ｔ＿ｓ＝１０ｍｓの区間を有する無線フレームから構成される。

図１の（ａ）は、タイプ１無線フレームの構造を示す。タイプ１無線フレームは、全二重（ｆｕｌｌ ｄｕｐｌｅｘ）及び半二重（ｈａｌｆ ｄｕｐｌｅｘ）ＦＤＤに全部適用されることができる。

無線フレーム（ｒａｄｉｏ ｆｒａｍｅ）は、１０個のサブフレーム（ｓｕｂｆｒａｍｅ）から構成される。１つの無線フレームは、Ｔ＿ｓｌｏｔ＝１５３６０＊Ｔ＿ｓ＝０．５ｍｓ長さの２０個のスロットから構成され、各スロットは、０から１９までのインデックスが付与される。１つのサブフレームは、時間領域（ｔｉｍｅ ｄｏｍａｉｎ）で連続的な２個のスロット（ｓｌｏｔ）から構成され、サブフレームｉは、スロット２ｉ及びスロット２ｉ＋１から構成される。１つのサブフレームを送信するのにかかる時間をＴＴＩ（ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ ｔｉｍｅ ｉｎｔｅｒｖａｌ）という。例えば、１つのサブフレームは、長さは１ｍｓで、１つのスロットの長さは、０．５ｍｓでありうる。

ＦＤＤにおいてアップリンク送信及びダウンリンク送信は、周波数ドメインにおいて区分される。全二重ＦＤＤに制限がないことに対し、半二重ＦＤＤ動作における端末は、同時に送信及び受信ができない。

１つのスロットは、時間領域において複数のＯＦＤＭ（ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｄｉｖｉｓｉｏｎ ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）シンボルを含み、周波数領域において複数の資源ブロック（ＲＢ：Ｒｅｓｏｕｒｃｅ Ｂｌｏｃｋ）を含む。３ＧＰＰ ＬＴＥは、ダウンリンクにおいてＯＦＤＭＡを使用するから、ＯＦＤＭシンボルは、１つのシンボル区間（ｓｙｍｂｏｌ ｐｅｒｉｏｄ）を表現するためのものである。ＯＦＤＭシンボルは、１つのＳＣ−ＦＤＭＡシンボルまたはシンボル区間ということができる。資源ブロック（ｒｅｓｏｕｒｃｅ ｂｌｏｃｋ）は、資源割り当て単位で、１つのスロットにおいて複数の連続的な副搬送波（ｓｕｂｃａｒｒｉｅｒ）を含む。

図１の（ｂ）は、タイプ２フレーム構造（ｆｒａｍｅ ｓｔｒｕｃｔｕｒｅ ｔｙｐｅ ２）を示す。

タイプ２無線フレームは、各１５３６００＊Ｔ＿ｓ＝５ｍｓの長さの２個のハーフフレーム（ｈａｌｆ ｆｒａｍｅ）から構成される。各ハーフフレームは、３０７２０＊Ｔ＿ｓ＝１ｍｓ長さの５個のサブフレームから構成される。

ＴＤＤシステムのタイプ２フレーム構造においてアップリンク−ダウンリンク構成（ｕｐｌｉｎｋ−ｄｏｗｎｌｉｎｋ ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ）は、すべてのサブフレームに対してアップリンクとダウンリンクが割り当て（または予約）されるかどうかを表す規則である。表１は、アップリンク−ダウンリンク構成を示す。

＜表１＞を参照すると、無線フレームの各サブフレーム別に、「Ｄ」は、ダウンリンク送信のためのサブフレームを表し、「Ｕ」は、アップリンク送信のためのサブフレームを表し、「Ｓ」は、ＤｗＰＴＳ（Ｄｏｗｎｌｉｎｋ Ｐｉｌｏｔ Ｔｉｍｅ Ｓｌｏｔ）、保護区間（ＧＰ：Ｇｕａｒｄ Ｐｅｒｉｏｄ）、ＵｐＰＴＳ（Ｕｐｌｉｎｋ Ｐｉｌｏｔ Ｔｉｍｅ Ｓｌｏｔ）３通りのフィールドから構成されるスペシャルサブフレーム（ｓｐｅｃｉａｌ ｓｕｂｆｒａｍｅ）を表す。

ＤｗＰＴＳは、端末での初期セルサーチ、同期化またはチャネル推定に使用される。ＵｐＰＴＳは、基地局でのチャネル推定と端末のアップリンク送信同期とを合せるのに使用される。ＧＰは、アップリンクとダウンリンクとの間にダウンリンク信号の多重経路の遅延によりアップリンクにおいて生じる干渉を除去するための区間である。

各サブフレームｉは、各Ｔ＿ｓｌｏｔ＝１５３６０＊Ｔ＿ｓ＝０．５ｍｓ長さのスロット２ｉ及びスロット２ｉ＋１から構成される。

アップリンク−ダウンリンク構成は、７通りに区分されることができ、各構成別にダウンリンクサブフレーム、スペシャルサブフレーム、アップリンクサブフレームの位置及び／または数が異なる。

ダウンリンクからアップリンクに変更されるとき点またはアップリンクからダウンリンクに切り替えられる時点を切り替え時点（ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ ｐｏｉｎｔ）という。切り替え時点の周期性（Ｓｗｉｔｃｈ−ｐｏｉｎｔ ｐｅｒｉｏｄｉｃｉｔｙ）は、アップリンクサブフレームとダウンリンクサブフレームが切り替えられる様相が同様に繰り返される周期を意味し、５ｍｓまたは１０ｍｓが全て支援される。５ｍｓダウンリンク−アップリンク切り替え時点の周期を有する場合には、スペシャルサブフレーム（Ｓ）は、ハーフ−フレーム毎に存在し、５ｍｓダウンリンク−アップリンク切り替え時点の周期を有する場合には、１番目のハーフ−フレームだけに存在する。

すべての構成において、０番、５番サブフレーム及びＤｗＰＴＳは、ダウンリンク送信だけのための区間である。ＵｐＰＴＳ及びサブフレームサブフレームに直ちにつながるサブフレームは、常にアップリンク送信のための区間である。

このような、アップリンク−ダウンリンク構成はシステム情報であって、基地局と端末ともが知っていることができる。基地局は、アップリンク−ダウンリンク構成情報が変わる毎に構成情報のインデックスだけを送信することによって、無線フレームのアップリンク−ダウンリンク割り当て状態の変更を端末に知らせることができる。また、構成情報は、一種のダウンリンク制御情報として他のスケジューリング情報と同様にＰＤＣＣＨ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｄｏｗｎｌｉｎｋ ｃｏｎｔｒｏｌ Ｃｈａｎｎｅｌ）を介して送信されることができ、放送情報としてブロードキャストチャネル（ｂｒｏａｄｃａｓｔ ｃｈａｎｎｅｌ）を介してセル内のすべての端末に共通に送信されることもできる。

＜表２＞は、スペシャルサブフレームの構成（ＤｗＰＴＳ／ＧＰ／ＵｐＰＴＳの長さ）を示す。

図１の例示による無線フレームの構造は、１つの例示に過ぎず、無線フレームに含まれる副搬送波の数またはサブフレームに含まれるスロットの数、スロットに含まれるＯＦＤＭシンボルの数は、多様に変更されることができる。

図２は、本発明が適用されることができる無線通信システムにおける１つのダウンリンクスロットに対する資源グリッド（ｒｅｓｏｕｒｃｅ ｇｒｉｄ）を示した図である。

図２に示すように、１つのダウンリンクスロットは、時間領域において複数のＯＦＤＭシンボルを含む。ここで、１つのダウンリンクスロットは、７個のＯＦＤＭシンボルを含み、１つの資源ブロックは、周波数領域において１２個の副搬送波を含むことを例示的に述べるが、これに限定されるものではない。

資源グリッド上において各要素（ｅｌｅｍｅｎｔ）を資源要素（ｒｅｓｏｕｒｃｅ ｅｌｅｍｅｎｔ）とし、１つの資源ブロック（ＲＢ：ｒｅｓｏｕｒｃｅ ｂｌｏｃｋ）は、１２×７個の資源要素を含む。ダウンリンクスロットに含まれる資源ブロックの数Ｎ^DLは、ダウンリンク送信帯域幅（ｂａｎｄｗｉｄｔｈ）に従属する。

アップリンクスロットの構造は、ダウンリンクスロットの構造と同一でありうる。

図３は、本発明が適用されることができる無線通信システムにおけるダウンリンクサブフレームの構造を示す。

図３に示すように、サブフレーム内の第１番目のスロットにおいて前の最大３個のＯＦＤＭシンボルが制御チャネルが割り当てられる制御領域（ｃｏｎｔｒｏｌ ｒｅｇｉｏｎ）であり、残りのＯＦＤＭシンボルは、ＰＤＳＣＨ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｄｏｗｎｌｉｎｋ Ｓｈａｒｅｄ Ｃｈａｎｎｅｌ）が割り当てられるデータ領域（ｄａｔａ ｒｅｇｉｏｎ）である。３ＧＰＰ ＬＴＥで使用されるダウンリンク制御チャネルの一例にＰＣＦＩＣＨ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｆｏｒｍａｔ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ Ｃｈａｎｎｅｌ）、ＰＤＣＣＨ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｄｏｗｎｌｉｎｋ ｃｏｎｔｒｏｌ Ｃｈａｎｎｅｌ）、ＰＨＩＣＨ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｈｙｂｒｉｄ−ＡＲＱ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ Ｃｈａｎｎｅｌ）などがある。

ＰＣＦＩＣＨは、サブフレームの第１番目のＯＦＤＭシンボルにおいて送信され、サブフレーム内に制御チャネルの送信のために使用されるＯＦＤＭシンボルの数（すなわち、制御領域の大きさ）に関する情報を運ぶ。ＰＨＩＣＨは、アップリンクに対する応答チャネルで、ＨＡＲＱ（Ｈｙｂｒｉｄ Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｒｅｐｅａｔ Ｒｅｑｕｅｓｔ）に対するＡＣＫ（Ａｃｋｎｏｗｌｅｄｇｅｍｅｎｔ）／ＮＡＣＫ（Ｎｏｔ−Ａｃｋｎｏｗｌｅｄｇｅｍｅｎｔ）信号を運ぶ。ＰＤＣＣＨを介して送信される制御情報をダウンリンク制御情報（ＤＣＩ：ｄｏｗｎｌｉｎｋ ｃｏｎｔｒｏｌ ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ）という。ダウンリンク制御情報は、アップリンク資源割り当て情報、ダウンリンク資源割り当て情報または任意の端末グループに対するアップリンク送信（Ｔｘ）パワー制御命令を含む。

ＰＤＣＣＨは、ＤＬ−ＳＣＨ（Ｄｏｗｎｌｉｎｋ Ｓｈａｒｅｄ Ｃｈａｎｎｅｌ）の資源割り当て及び送信フォーマット（これをダウンリンクグラントともいう）、ＵＬ−ＳＣＨ（Ｕｐｌｉｎｋ Ｓｈａｒｅｄ Ｃｈａｎｎｅｌ）の資源割り当て情報（これをアップリンクグラントともいう）、ＰＣＨ（Ｐａｇｉｎｇ Ｃｈａｎｎｅｌ）でのページング（ｐａｇｉｎｇ）情報、ＤＬ−ＳＣＨでのシステム情報、ＰＤＳＣＨから送信されるランダムアクセス応答（ｒａｎｄｏｍ ａｃｃｅｓｓ ｒｅｓｐｏｎｓｅ）のような上位階層（ｕｐｐｅｒ−ｌａｙｅｒ）制御メッセージに対する資源割り当て、任意の端末グループ内の個別端末に対する送信パワー制御命令の集合、ＶｏＩＰ（Ｖｏｉｃｅ ｏｖｅｒ ＩＰ）の活性化などを運ぶことができる。複数のＰＤＣＣＨは、制御領域内で送信されることができ、端末は、複数のＰＤＣＣＨをモニタリングできる。ＰＤＣＣＨは、１つまたは複数の連続的なＣＣＥ（ｃｏｎｔｒｏｌ ｃｈａｎｎｅｌ ｅｌｅｍｅｎｔｓ）の集合から構成される。ＣＣＥは、無線チャネルの状態に応じる符号化率（ｃｏｄｉｎｇ ｒａｔｅ）をＰＤＣＣＨに提供するために使用される論理的割り当て単位である。ＣＣＥは、複数の資源要素グループ（ｒｅｓｏｕｒｃｅ ｅｌｅｍｅｎｔ ｇｒｏｕｐ）に対応する。ＰＤＣＣＨのフォーマット及び使用可能なＰＤＣＣＨのビット数は、ＣＣＥの数とＣＣＥにより提供される符号化率間の関連関係によって決定される。

基地局は、端末に送信しようとするＤＣＩに応じてＰＤＣＣＨフォーマットを決定し、制御情報にＣＲＣ（Ｃｙｃｌｉｃ Ｒｅｄｕｎｄａｎｃｙ Ｃｈｅｃｋ）を付ける。ＣＲＣには、ＰＤＣＣＨの所有者（ｏｗｎｅｒ）または用途に応じて、固有の識別子（これをＲＮＴＩ（Ｒａｄｉｏ Ｎｅｔｗｏｒｋ Ｔｅｍｐｏｒａｒｙ Ｉｄｅｎｔｉｆｉｅｒ）という。）がマスキングされる。特定の端末のためのＰＤＣＣＨであれば、端末の固有の識別子、例えばＣ−ＲＮＴＩ（Ｃｅｌｌ−ＲＮＴＩ）がＣＲＣにマスキングされることができる。またはページングメッセージのためのＰＤＣＣＨであれば、ページング指示識別子、例えばＰ−ＲＮＴＩ（Ｐａｇｉｎｇ−ＲＮＴＩ）がＣＲＣにマスキングされることができる。システム情報、さらに具体的にシステム情報ブロック（ＳＩＢ：ｓｙｓｔｅｍ ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ ｂｌｏｃｋ）のためのＰＤＣＣＨであれば、システム情報識別子、ＳＩ−ＲＮＴＩ（ｓｙｓｔｅｍ ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ ＲＮＴＩ）がＣＲＣにマスキングされることができる。端末のランダムアクセスプリアンブルの送信に対する応答であるランダムアクセス応答を指示するために、ＲＡ−ＲＮＴＩ（ｒａｎｄｏｍ ａｃｃｅｓｓ−ＲＮＴＩ）がＣＲＣにマスキングされることができる。

図４は、本発明が適用されることができる無線通信システムにおけるアップリンクサブフレームの構造を示す。

図４に示すように、アップリンクサブフレームは、周波数領域において制御領域とデータ領域とに分けられる。制御領域には、アップリンク制御情報を運ぶＰＵＣＣＨ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｕｐｌｉｎｋ ｃｏｎｔｒｏｌ Ｃｈａｎｎｅｌ）が割り当てられる。データ領域は、ユーザデータを運ぶＰＵＳＣＨ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｕｐｌｉｎｋ Ｓｈａｒｅｄ Ｃｈａｎｎｅｌ）が割り当てられる。単一搬送波特性を維持するために、１つの端末は、ＰＵＣＣＨとＰＵＳＣＨを同時に送信しない。

１つの端末に対するＰＵＣＣＨには、サブフレーム内に資源ブロック（ＲＢ：Ｒｅｓｏｕｒｃｅ Ｂｌｏｃｋ）対が割り当てられる。ＲＢ対に属するＲＢは、２個のスロットの各々で互いに異なる副搬送波を占める。これをＰＵＣＣＨに割り当てられたＲＢ対は、スロット境界（ｓｌｏｔ ｂｏｕｎｄａｒｙ）から周波数跳躍（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｈｏｐｐｉｎｇ）されるという。

ＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉ−Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉ−Ｏｕｔｐｕｔ）
ＭＩＭＯ技術は、いままで一般に一個の送信アンテナと一個の受信アンテナを使用したことから脱皮して、多重送信（Ｔｘ）アンテナと多重受信（Ｒｘ）アンテナを使用する。言い換えれば、ＭＩＭＯ技術は、無線通信システムの送信端または受信端で多重入出力アンテナを使用して用量増大または性能改善を図る技術である。以下、「ＭＩＭＯ」を「多重入出力アンテナ」と称する。

さらに具体的に、多重入出力アンテナ技術は、１つの完全なメッセージ（ｔｏｔａｌ ｍｅｓｓａｇｅ）を受信するために、一個のアンテナ経路に依存せず、いくつかのアンテナを介して受信した複数のデータ片を収集して完全なデータを完成させる。結果的に、多重入出力アンテナ技術は、特定システム範囲内でデータ送信率を増加させることができ、また特定データ送信率を介してシステム範囲を増加させることができる。

次世代移動通信は、従来の移動通信に比べて、はるかに高いデータ送信率を要求するので、効率的な多重入出力アンテナ技術が必ず必要であると予想される。このような状況でＭＩＭＯ通信技術は、移動通信端末と中継器などに幅広く使用できる次世代移動通信技術であり、データ通信拡大などにより限界状況に応じて他の移動通信の送信量限界を克服できる技術として関心を集めている。

一方、現在研究されている多様な送信効率向上技術のうち、多重入出力アンテナ（ＭＩＭＯ）技術は、追加的な周波数割り当てまたは電力増加がなくても、通信用量及び送受信性能を画期的に向上させることができる方法として、現在最も大きな注目を受けている。

図５は、一般的な多重入出力アンテナ（ＭＩＭＯ）通信システムの構成図である。

図５を参照すると、送信アンテナの数をＮ＿Ｔ個に、受信アンテナの数をＮ＿Ｒ個に同時に増やすようになると、送信機または受信機においてのみ多数のアンテナを使用するようになる場合とは異なり、アンテナ数に比例して理論的なチャネル送信用量が増加するので、送信レート（ｔｒａｎｓｆｅｒ ｒａｔｅ）を向上させ、周波数効率を画期的に向上させることができる。この場合、チャネル送信用量の増加に応じる送信レートは、１つのアンテナを利用する場合の最大送信レート（Ｒ＿ｏ）に次のようなレート増加率（Ｒ＿ｉ）が掛け算された分だけ理論的に増加できる。

すなわち、例えば、４個の送信アンテナと４個の受信アンテナを利用するＭＩＭＯ通信システムでは、単一アンテナシステムに比べて理論上４倍の送信レートを獲得できる。

このような多重入出力アンテナの技術は、多様なチャネル経路を通過したシンボルを利用して送信信頼度を高める空間ダイバーシチ（ｓｐａｔｉａｌ ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ）方式と、多数の送信アンテナを利用して多数のデータシンボルを同時に送信して送信率を向上させる空間マルチプレクス（ｓｐａｔｉａｌ ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）方式とに分けられる。また、このような２種類の方式を適切に結合して、各々の長所を適切に得ようとする方式に対する研究も最近多く研究されている分野である。

各々の方式について、さらに詳細に述べると、以下のとおりである。

第１に、空間ダイバーシチ方式の場合には、時空間ブロック符号系列と、ダイバーシチ利得と符号化利得を同時に利用する時空間トレリス（Ｔｒｅｌｉｓ）符号系列方式がある。一般に、ビットエラー率改善性能と符号生成自由度は、トレリス符号方式が優秀であるが、演算複雑度は、時空間ブロック符号が簡単である。このような空間ダイバーシチ利得は、送信アンテナ数（Ｎ＿Ｔ）と受信アンテナ数（Ｎ＿Ｒ）との掛け算（Ｎ＿Ｔ×Ｎ＿Ｒ）に該当する量を得ることができる。

第２に、空間マルチプレクス技法は、各送信アンテナで互いに異なるデータ列を送信する方法であって、ことのとき、受信機では、送信機から同時に送信されたデータ間に相互干渉が発生するようになる。受信機では、この干渉を適切な信号処理技法を利用して除去した後に受信する。ここに用いられる雑音除去方式は、ＭＬＤ（ｍａｘｉｍｕｍ ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ）受信機、ＺＦ（ｚｅｒｏ−ｆｏｒｃｉｎｇ）受信機、ＭＭＳＥ（ｍｉｎｉｍｕｍ ｍｅａｎ ｓｑｕａｒｅ ｅｒｒｏｒ）受信機、Ｄ−ＢＬＡＳＴ（Ｄｉａｇｏｎａｌ−Ｂｅｌｌ Ｌａｂｏｒａｔｏｒｉｅｓ Ｌａｙｅｒｅｄ Ｓｐａｃｅ−Ｔｉｍｅ）、Ｖ−ＢＬＡＳＴ（Ｖｅｒｔｉｃａｌ−Ｂｅｌｌ Ｌａｂｏｒａｔｏｒｉｅｓ Ｌａｙｅｒｅｄ Ｓｐａｃｅ−Ｔｉｍｅ）などがあり、特に送信端でチャネル情報が分かる場合には、ＳＶＤ（ｓｉｎｇｕｌａｒ ｖａｌｕｅ ｄｅｃｏｍｐｏｓｉｔｉｏｎ）方式などを使用することができる。

第３に、空間ダイバーシチと空間マルチプレクスの結合された技法を例に挙げることができる。空間ダイバーシチ利得だけを得る場合、ダイバーシチ次数の増加に応じる性能改善利得が順次飽和され、空間マルチプレクス利得だけを取ると、無線チャネルにおいて送信信頼度が低下する。これを解決しながら２通りの利得を全部得る方式が研究されてきたし、このうち、時空間ブロック符号（Ｄｏｕｂｌｅ−ＳＴＴＤ）、時空間ＢＩＣＭ（ＳＴＢＩＣＭ）などの方式がある。

上述のような多重入出力アンテナシステムにおける通信方法をさらに具体的な方法で説明するために、これを数学的にモデリングする場合、以下のように表すことができる。

まず、図５に示すように、Ｎ＿Ｔ個の送信アンテナとＮ＿Ｒ個の受信アンテナが存在すると仮定する。

まず、送信信号について述べると、このようにＮ＿Ｔ個の送信アンテナがある場合、最大送信可能な情報は、Ｎ＿Ｔ個であるから、これを以下のようなベクトルで表すことができる。

一方、各々の送信情報ｓ＿１，ｓ＿２，．．．，ｓ＿Ｎ＿Ｔにおいて送信電力を異なるようにすることができ、このとき、各々の送信電力をＰ＿１，Ｐ＿２，．．．，Ｐ＿Ｎ＿Ｔとすると、送信電力が調整された送信情報は、次のようなベクトルで表すことができる。

また、式６の送信電力が調整された送信情報を以下のように送信電力の対角行列Ｐで表すことができる。

一方、式７の送信電力の調整された情報ベクトルは、その後に加重値行列Ｗが掛け算されて、実際送信されるＮ＿Ｔ個の送信信号ｘ＿１，ｘ＿２，．．．，ｘ＿Ｎ＿Ｔを構成する。ここで、加重値行列は、送信チャネル状況などによって送信情報を各アンテナに適切に分配する機能を行う。このような送信信号ｘ＿１，ｘ＿２，．．．，ｘ＿Ｎ＿Ｔをベクトルｘを利用して、以下のように表すことができる。

ここで、ｗ＿ｉｊは、ｉ番目の送信アンテナとｊ番目の送信情報間の加重値を表し、Ｗは、これを行列で表したものである。このような行列Ｗを加重値行列（Ｗｅｉｇｈｔ Ｍａｔｒｉｘ）またはプレコーディング行列（Ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ Ｍａｔｒｉｘ）と呼ぶ。

一方、上述のような送信信号（ｘ）は、空間ダイバーシチを使用する場合と空間マルチプレクッスを使用する場合とに分けて考えることができる。

空間マルチプレクッスを使用する場合は、互いに異なる信号を多重化して送信するようになるので、情報ベクトルｓの元素が全部異なる値を有するようになることに対し、空間ダイバーシチを使用するようになると、同じ信号を複数のチャネル経路を介して送信するようになるので、情報ベクトルｓの元素が全部同じ値を有するようになる。

もちろん、空間マルチプレックスと空間ダイバーシチを混合する方法も考慮可能である。すなわち、例えば、３個の送信アンテナを介して同じ信号を空間ダイバーシチを利用して送信し、残りは、各々異なる信号を空間マルチプレックスして送信する場合も考慮することができる。

次に、受信信号は、Ｎ＿Ｒ個の受信アンテナがある場合、各アンテナの受信信号ｙ＿１，ｙ＿２，．．．，ｙ＿Ｎ＿Ｒをベクトルｙで次のように表す。

一方、多重入出力アンテナ通信システムにおけるチャネルをモデリングする場合、各々のチャネルは、送受信アンテナインデックスに応じて区分でき、送信アンテナｊから受信アンテナｉを経るチャネルをｈ＿ｉｊで表示することにする。ここで、ｈ＿ｉｊのインデックスの順序が受信アンテナインデックスが先、送信アンテナのインデックスが後であることに留意する。

このようなチャネルは、いくつかを１つにグループ化してベクトル及び行列形態でも表示可能である。ベクトル表示の例を挙げて説明すると、以下のとおりである。

図６は、多数の送信アンテナから１つの受信アンテナへのチャネルを示した図である。

図６に示すように、総Ｎ＿Ｔ個の送信アンテナから受信アンテナｉへ到着するチャネルは、次のように表現可能である。

また、前記式１０のような行列表現により、Ｎ＿Ｔ個の送信アンテナからＮ＿Ｒ個の受信アンテナを経るチャネルを全部表す場合、以下のように表すことができる。

一方、実際チャネルは、上のようなチャネル行列Ｈを経た後に白色雑音（ＡＷＧＮ：Ａｄｄｉｔｉｖｅ Ｗｈｉｔｅ Ｇａｕｓｓｉａｎ Ｎｏｉｓｅ）が加算されるので、Ｎ＿Ｒ個の受信アンテナの各々に加算される白色雑音ｎ＿１，ｎ＿２，．．．，ｎ＿Ｎ＿Ｒをベクトルで表現すると、以下のとおりである。

上述のような送信信号、受信信号、チャネル、及び白色雑音のモデリングを介して多重入出力アンテナ通信システムでの各々は、次のような関係を介して表すことができる。

一方、チャネルの状態を表すチャネル行列Ｈの行と列の数は、送受信アンテナ数によって決定される。チャネル行列Ｈは、上述のように行の数は、受信アンテナの数Ｎ＿Ｒと同じくなり、列の数は、送信アンテナの数Ｎ＿Ｔと同じくなる。すなわち、チャネル行列Ｈは、Ｎ＿Ｒ×Ｎ＿Ｔ行列になる。

一般に、行列のランク（ｒａｎｋ）は、互いに独立である（ｉｎｄｅｐｅｎｄｅｎｔ）行または列の数の中で最小数で定義される。したがって、行列のランクは、行または列の数より大きくなってはならない。数式的に例を挙げると、チャネル行列Ｈのランク（ｒａｎｋ（Ｈ））は、次のように制限される。

また、行列を固有値分解（Ｅｉｇｅｎ ｖａｌｕｅ ｄｅｃｏｍｐｏｓｉｔｉｏｎ）をしたとき、ランクは、固有値（ｅｉｇｅｎ ｖａｌｕｅ）のうち、０でない固有値の数で定義することができる。類似の方法で、ランクをＳＶＤ（ｓｉｎｇｕｌａｒ ｖａｌｕｅ ｄｅｃｏｍｐｏｓｉｔｉｏｎ）したとき、０でない特異値（ｓｉｎｇｕｌａｒ ｖａｌｕｅ）の数で定義することができる。したがって、チャネル行列においてランクの物理的な意味は、与えられたチャネルで互いに異なる情報を送ることができる最大数ということができる。

本明細書において、ＭＩＭＯ送信に対する「ランク（Ｒａｎｋ）」は、特定時点及び特定周波数資源において独立的に信号を送信できる経路の数を表し、「レイヤー（ｌａｙｅｒ）の数」は、各経路を介して送信される信号ストリームの数を表す。一般に、送信端は、信号送信に利用されるランク数に対応する数のレイヤーを送信するから、別の言及がない限り、ランクは、レイヤー数と同じ意味を有する。

以下、前述したＭＩＭＯ転送技法と関連して、コードブック基盤のプリコーディング技法についてより具体的に説明する。

図７は、本発明が適用できる無線通信システムにおけるコードブック基盤のプリコーディングの基本概念を説明するための図である。

コードブック基盤のプリコーディング方式に従う場合、送信端と受信端は転送ランク、アンテナ個数などによって予め定まった所定個数のプリコーディング行列を含むコードブック情報を共有するようになる。

即ち、フィードバック情報が有限の（ｆｉｎｉｔｅ）場合にプリコーディング基盤のコードブック方式が使用できる。

受信端は受信信号を通じてチャネル状態を測定して、前述したコードブック情報を基盤に有限の個数の好むプリコーディング行列情報（即ち、該当プリコーディング行列のインデックス）を送信端にフィードバックすることができる。例えば、受信端ではＭＬ（Ｍａｘｉｍｕｎ Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ）またはＭＭＳＥ（Ｍｉｎｉｍｕｍ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ Ｅｒｒｏｒ）方式により受信信号を測定して最適のプリコーディング行列を選択することができる。

図７では受信端が送信端にプリコーディング行列情報をコードワード別に転送することを図示しているが、これに限定されるものではない。

受信端からフィードバック情報を受信した送信端は、受信された情報に基づいてコードブックから特定プリコーディング行列を選択することができる。プリコーディング行列を選択した送信端は、転送ランクに対応する個数のレイヤ信号に選択されたプリコーディング行列を掛ける方式によりプリコーディングを遂行し、プリコーディングが遂行された転送信号を複数のアンテナを介して転送することができる。プリコーディング行列で行（row）の個数はアンテナの個数と同一であり、列（column）の個数はランク値と同一である。ランク値はレイヤの個数と同一であるので、列（column）の個数はレイヤ個数と同一である。例えば、転送アンテナの個数が４で、レイヤの個数が２である場合には、プリコーディング行列が４×２行列で構成できる。以下の＜数式１２＞はこのような場合のプリコーディング行列を通じて各々のレイヤにマッピングされた情報を各々のアンテナにマッピングさせる動作を示すものである。

＜数式１５＞を参照すると、レイヤにマッピングされた情報はｘ＿１、ｘ＿２であり、４×２行列の各要素Ｐ＿ｉｊはプリコーディングに使われる加重値である。ｙ＿１、ｙ＿２、ｙ＿３、ｙ＿４はアンテナにマッピングされる情報であって、各ＯＦＤＭ転送方式を使用して各々のアンテナを介して転送できる。

送信端でプリコーディングされて転送された信号を受信した受信端は、送信端でなされたプリコーディングの逆処理を遂行して受信信号を復元することができる。一般的に、プリコーディング行列はＵ・Ｕ^Ｈ＝Ｉ（ここで、Ｕ^Ｈは行列Ｕのエルミート（Hermit）行列を意味する）のようなユニタリ行列（Ｕ）条件を満たすところ、前述したプリコーディングの逆処理は送信端のプリコーディングに用いられたプリコーディング行列（Ｐ）のエルミート（Hermit）行列（Ｐ^Ｈ）を受信信号に掛ける方式によりなされることができる。

また、プリコーディングは多様な方式のアンテナ構成に対して良好な性能を有することが要求されるので、コードブック設計において多様なアンテナ構成に対する性能を考慮する必要がある。以下、多重アンテナの例示的な構成について説明する。

既存の３ＧＰＰ ＬＴＥシステム（例えば、３ＧＰＰ ＬＴＥリリーズ−８または９の標準に従うシステム）では、ダウンリンクで最大４個の転送アンテナを支援するので、４転送アンテナに対するコードブックが設計されている。既存の３ＧＰＰ ＬＴＥの進化である３ＧＰＰ ＬＴＥ−Ａシステムでは、ダウンリンクで最大８転送アンテナを支援することができる。したがって、最大８転送アンテナを介してのダウンリンク転送に対して良好な性能を提供するプリコーディングコードブックを設計することが要求される。

また、コードブック設計においては、一定係数特性（ｃｏｎｓｔａｎｔ ｍｏｄｕｌｕｓ ｐｒｏｐｅｒｔｙ）、有限アルファベット（ｉｎｆｉｎｉｔｅ ａｌｐｈａｂｅｔ）、コードブックサイズに対する制限、ネステッド特性（ｎｅｓｔｅｄ ｐｒｏｐｅｒｔｙ）、多様なアンテナ構成（ａｎｔｅｎｎａ ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ）に対する良好な性能を提供することなどが一般的に要求される。

一定係数特性とは、コードブックを構成するプリコーディング行列の各々のチャネル要素（ｃｈａｎｎｅｌ ｃｏｍｐｏｎｅｎｔ）のサイズ（ａｍｐｌｉｔｕｄｅ）が一定な特性を意味する。このような特性によれば、どんなプリコーディング行列が使われるかに関わらず、全てのアンテナの各々から転送される電力レベルが同一に維持できる。これによって、電力増幅器（Ｐｏｗｅｒ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）使用の効率性を高めることができる。

有限アルファベット（ｆｉｎｉｔｅ ａｌｐｈａｂｅｔ）とは、例えば、２つの転送アンテナの場合にプリコーディング行列をスケーリング因子（ｓｃａｌｉｎｇ ｆａｃｔｏｒ）を除いて、ＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）アルファベット（即ち、±１、±ｊ）のみを使用して構成することを意味する。これによって、プリコーダでプリコーディング行列を乗算（ｍｕｌｔｉｐｌｉｃａｔｉｏｎ）するに当たって、計算の複雑性を緩和することができる。

コードブックサイズは所定のサイズ以下に制限できる。コードブックのサイズが大きいほど多様な場合に対するプリコーディング行列を含むことができるので、チャネル状態をより精密に反映できるが、それによってプリコーディング行列指示子（ＰＭＩ：Ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ Ｍａｔｒｉｘ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ）のビット数が増加するようになり、これはシグナリングオーバーヘッドを引き起こすことがあるためである。

ネステッド特性（ｎｅｓｔｅｄ ｐｒｏｐｅｒｔｙ）とは、高いランクプリコーディング行列の一部分が低いランクプリコーディング行列で構成されることを意味する。このように、プリコーディング行列が構成されれば、端末から報告されたＲＩ（Ｒａｎｋ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ）で示すチャネルランクより低い転送ランクにダウンリンク転送するように基地局が決定する場合にも、適切な性能を保証することができる。また、この特性によってＣＱＩ（Ｃｈａｎｎｅｌ Ｑｕａｌｉｔｙ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ）計算の複雑性も減少することができる。なぜならば、相異するランクに対して設計されたプリコーディング行列のうちからプリコーディング行列を選択する動作をする時に、プリコーディング行列の選択のための計算が一部分共有できるためである。

多様なアンテナ構成（ａｎｔｅｎｎａ ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ）に対する良好な性能を提供するということは、低い相関を有するアンテナ構成、高い相関を有するアンテナ構成、またはクロス−偏極アンテナ構成などの多様な場合に対して一定基準以上の性能を提供することが要求されるという意味である。

参照信号（ＲＳ：Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｉｇｎａｌ）
無線通信システムにおけるデータは無線チャネルを介して転送されるので、信号は転送中に歪曲されることがある。受信端で歪曲された信号を正確に受信するために、受信された信号の歪曲はチャネル情報を用いて補正されなければならない。チャネル情報を検出するために、送信側と受信側両方とも知っている信号転送方法と、信号がチャネルを介して転送される時、歪曲された程度を用いてチャネル情報を検出する方法を主に用いる。前述した信号をパイロット信号または参照信号（ＲＳ：ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ ｓｉｇｎａｌ）という。

また、最近、大部分の移動通信システムにおけるパケットを転送する時、今まで１つの送信アンテナと１つの受信アンテナを使用したことから脱皮、多重送信アンテナと多重受信アンテナを採択して送受信データ効率を向上させることができる方法を使用する。多重入出力アンテナを用いてデータを送受信する時、信号を正確に受信するために、送信アンテナと受信アンテナとの間のチャネル状態が検出されなければならない。したがって、各送信アンテナは個別的な参照信号を有しなければならない。

移動通信システムにおけるＲＳは、その目的によって２種類に大別できる。チャネル状態情報獲得のための目的のＲＳと、データ復調のために使われるＲＳがある。前者はＵＥがダウンリンクへのチャネル状態情報を獲得することにその目的があるので、広帯域に転送されなければならず、特定サブフレームでダウンリンクデータを受信しないＵＥでも、そのＲＳを受信し測定できなければならない。また、これはハンドオーバーなどの無線資源無線資源管理（ＲＲＭ：Ｒａｄｉｏ Ｒｅｓｏｕｒｃｅ Ｍａｎａｇｅｍｅｎｔ）測定などのためにも使われる。後者は、基地局がダウンリンクを送る時、該当リソースに共に送るＲＳであって、ＵＥは該当ＲＳを受信することによって、チャネル推定を行うことができ、したがって、データを復調することができるようになる。このＲＳは、データが転送される領域に転送されなければならない。

下向き参照信号は、セル内の全ての端末が共有するチャネル状態に対する情報獲得及びハンドオーバーなどの測定などのための１つの共通参照信号（ＣＲＳ：ｃｏｍｍｏｎ ＲＳ）と、特定端末のみのためにデータ復調のために使われる専用参照信号（ｄｅｄｉｃａｔｅｄ ＲＳ）がある。このような参照信号を用いて復調（ｄｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）とチャネル測定（ｃｈａｎｎｅｌ ｍｅａｓｕｒｅｍｅｎｔ）のための情報を提供することができる。即ち、ＤＲＳはデータ復調用のみに使われ、ＣＲＳはチャネル情報獲得及びデータ復調の２つ目的に全て使われる。

受信側（即ち、端末）は、ＣＲＳからチャネル状態を測定し、ＣＱＩ（ｃｈａｎｎｅｌ Ｑｕａｌｉｔｙ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ）、ＰＭＩ（Ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ Ｍａｔｒｉｘ Ｉｎｄｅｘ）、及び／又はＲＩ（Ｒａｎｋ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ）のようなチャネル品質と関連した指示子を送信側（即ち、基地局）にフィードバックする。ＣＲＳは、セル特定基準信号（ｃｅｌｌ−ｓｐｅｃｉｆｉ ＣＲＳ）ともいう。一方、チャネル状態情報（ＣＳＩ：ｃｈａｎｎｅｌ Ｓｔａｔｅ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ）のフィードバックと関連した参照信号をＣＳＩ−ＲＳと定義することができる。

ＤＲＳは、ＰＤＳＣＨ上のデータ復調を必要とする場合、資源要素を通じて転送できる。端末は上位階層を通じてＤＲＳの存否を受信することができ、相応するＰＤＳＣＨがマッピングされた時のみ有効である。ＤＲＳを端末特定参照信号（ＵＥ−ｓｐｅｃｉｆｉ ＣＲＳ）または復調参照信号（ＤＭＲＳ：Ｄｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ＲＳ）ということができる。

図８は、本発明が適用できる無線通信システムにおけるダウンリンク資源ブロック対にマッピングされた参照信号パターンを例示する。

図８を参照すると、参照信号がマッピングされる単位でダウンリンク資源ブロック対は時間領域で１つのサブフレーム×周波数領域で１２個の副搬送波で示すことができる。即ち、時間軸（ｘ軸）上で１つの資源ブロック対は一般循環前置（ｎｏｒｍａｌ ＣＰ：ｎｏｒｍａｌ Ｃｙｃｌｉｃ Ｐｒｅｆｉｘ）である場合、１４個のＯＦＤＭシンボルの長さを有し（図８（ａ）の場合）、拡張循環前置（ｅｘｔｅｎｄｅｄ ＣＰ：ｅｘｔｅｎｄｅｄ Ｃｙｃｌｉｃ Ｐｒｅｆｉｘ）である場合、１２個のＯＦＤＭシンボルの長さを有する（図８（ｂ）の場合）。資源ブロック格子で、‘０’、‘１’、‘２’、及び‘３’として記載された資源要素（ＲＥｓ）は、各々アンテナポートインデックス‘０’、‘１’、‘２’、及び‘３’のＣＲＳの位置を意味し、‘Ｄ’として記載された資源要素はＤＲＳの位置を意味する。

以下、ＣＲＳに対してより詳しく記述すると、ＣＲＳは物理的アンテナのチャネルを推定するために使われ、セル内に位置した全ての端末に共通に受信できる参照信号であって、全体周波数帯域に分布する。即ち、このＣＲＳはｃｅｌｌ−ｓｐｅｃｉｆｉｃなシグナルであって、広帯域に対して毎サブフレーム毎に転送される。また、ＣＲＳはチャネル品質情報（ＣＳＩ）及びデータ復調のために利用できる。

ＣＲＳは転送側（基地局）でのアンテナ配列によって多様なフォーマットに定義される。３ＧＰＰ ＬＴＥシステム（例えば、リリーズ−８）では基地局の転送アンテナ個数によって最大４個のアンテナポートに対するＲＳが転送される。ダウンリンク信号送信側は、単一の送信アンテナ、２つの送信アンテナ、及び４個の送信アンテナのように、３種類のアンテナ配列を有する。例えば、基地局の送信アンテナの個数が２つである場合、０番と１番アンテナポートに対するＣＲＳが転送され、４個である場合、０〜３番アンテナポートに対するＣＲＳが各々転送される。基地局の送信アンテナが４個である場合、１つのＲＢでのＣＲＳパターンは図８の通りである。

基地局が単一の送信アンテナを使用する場合、単一アンテナポートのための参照信号が配列される。

基地局が２つの送信アンテナを使用する場合、２つの送信アンテナポートのための参照信号は時分割多重化（ＴＤＭ：Ｔｉｍｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）及び／又は周波数分割多重化（ＦＤＭ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）方式を用いて配列される。即ち、２つのアンテナポートのための参照信号は、各々が区別されるために、互いに異なる時間資源及び／又は互いに異なる周波数資源が割り当てられる。

その上、基地局が４個の送信アンテナを使用する場合、４個の送信アンテナポートのための参照信号はＴＤＭ及び／又はＦＤＭ方式を用いて配列される。ダウンリンク信号の受信側（端末）によって測定されたチャネル情報は、単一の送信アンテナ転送、送信ダイバーシチ、閉鎖ループ空間多重化（ｃｌｏｓｅｄ−ｌｏｏｐ ｓｐａｔｉａｌ ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）、開放ループ空間多重化（ｏｐｅｎ−ｌｏｏｐ ｓｐａｔｉａｌ ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）、または多重ユーザ−多重入出力アンテナ（Ｍｕｌｔｉ−Ｕｓｅｒ ＭＩＭＯ）のような転送方式を用いて転送されたデータを復調するために使用できる。

多重入出力アンテナが支援される場合、参照信号が特定のアンテナポートから転送される時、前記参照信号は参照信号のパターンによって特定された資源要素の位置に転送され、異なるアンテナポートのために特定された資源要素の位置に転送されない。即ち、互いに異なるアンテナの間の参照信号は互いに重ならない。

以下、ＤＲＳに対してより詳しく記述すると、ＤＲＳはデータを復調するために使われる。多重入出力アンテナ転送で特定の端末のために使われる先行符号化（precoding）加重値は、端末が参照信号を受信した時、各送信アンテナから転送された転送チャネルと結合されて相応するチャネルを推定するために変更無しで使われる。

３ＧＰＰ ＬＴＥシステム（例えば、リリーズ−８）は、最大４個の転送アンテナを支援し、ランク１ビームフォーミング（ｂｅａｍｆｏｒｍｉｎｇ）のためのＤＲＳが定義される。ランク１ビームフォーミングのためのＤＲＳはまたアンテナポートインデックス５のための参照信号を示す。

ＬＴＥシステムの進化発展した形態のＬＴＥ−Ａシステムにおいて、基地局のダウンリンクに最大８個の送信アンテナが支援できるようにデザインされなければならない。したがって、最大８個送信アンテナに対するＲＳやはり支援されなければならない。ＬＴＥシステムにおいて、ダウンリンクＲＳは最大４個のアンテナポートに対するＲＳのみ定義されているので、ＬＴＥ−Ａシステムで基地局が４個以上、最大８個のダウンリンク送信アンテナを有する場合、これらアンテナポートに対するＲＳが追加的に定義されデザインされなければならない。最大８個の送信アンテナポートに対するＲＳは前述したチャネル測定のためのＲＳとデータ復調のためのＲＳの２つが全てデザインされなければならない。

ＬＴＥ−Ａシステムをデザインするに当たって、重要な考慮事項のうちの１つは、下位互換性（ｂａｃｋｗａｒｄ ｃｏｍｐａｔｉｂｉｌｉｔｙ）、即ちＬＴＥ端末がＬＴＥ−Ａシステムでも何の無理無しでよく動作しなければならず、システムまたこれを支援しなければならないということである。ＲＳ転送観点から見た時、ＬＴＥで定義されているＣＲＳが全帯域に毎サブフレーム毎に転送される時間−周波数領域で追加的に最大８個の送信アンテナポートに対するＲＳが追加的に定義されなければならない。ＬＴＥ−Ａシステムにおいて、既存のＬＴＥのＣＲＳのような方式により最大８個の送信アンテナに対するＲＳパターンを毎サブフレーム毎に全帯域に追加するようになれば、ＲＳオーバーヘッドが過度に大きくなる。

したがって、ＬＴＥ−Ａシステムにおいて、新しくデザインされるＲＳは２種類の分類に大別されるが、ＭＣＳ、ＰＭＩなどの選択のためのチャネル測定目的のＲＳ（ＣＳＩ−ＲＳ：ｃｈａｎｎｅｌ Ｓｔａｔｅ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ−ＲＳ、ｃｈａｎｎｅｌ Ｓｔａｔｅ Ｉｎｄｉｃａｔｉｏｎ−ＲＳなど）と８個の転送アンテナに転送されるデータ復調のためのＲＳ（ＤＭ−ＲＳ：Ｄａｔａ Ｄｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ−ＲＳ）である。

チャネル測定の目的のＣＳＩ−ＲＳは既存のＣＲＳがチャネル測定、ハンドオーバーなどの測定などの目的と共に、データ復調のために使われることとは異なり、チャネル測定中心の目的のためにデザインされる特徴がある。勿論、これもまたハンドオーバーなどの測定などの目的にも使用できる。ＣＳＩ−ＲＳがチャネル状態に対する情報を得る目的のみで転送されるので、ＣＲＳとは異なり、毎サブフレーム毎に転送されなくてもよい。ＣＳＩ−ＲＳのオーバーヘッドを減らすためにＣＳＩ−ＲＳは時間軸上で間歇的に転送される。

データ復調のために該当時間−周波数領域でスケジューリングされたＵＥに専用的（ｄｅｄｉｃａｔｅｄ）にＤＭ−ＲＳが転送される。即ち、特定ＵＥのＤＭ−ＲＳは該当ＵＥがスケジューリングされた領域、即ちデータの受信を受ける時間−周波数領域のみに転送されるものである。

ＬＴＥ−Ａシステムにおいて、基地局のダウンリンクに最大８個の送信アンテナを支援する。ＬＴＥ−Ａシステムにおいて、既存ＬＴＥのＣＲＳのような方式により最大８個の送信アンテナに対するＲＳを毎サブフレーム毎に全帯域に転送するようになれば、ＲＳオーバーヘッドが過度に大きくなる。したがって、ＬＴＥ−ＡシステムではＭＣＳ、ＰＭＩなどの選択のためのＣＳＩ測定目的のＣＳＩ−ＲＳとデータ復調のためのＤＭ−ＲＳに分離されて２つのＲＳが追加された。ＣＳＩ−ＲＳは、ＲＲＭ測定などの目的でも使用できるが、ＣＳＩ獲得の主目的のためにデザインされた。ＣＳＩ−ＲＳは、データ復調に使われないので、毎サブフレーム毎に転送される必要はない。したがって、ＣＳＩ−ＲＳのオーバーヘッドを減らすために時間軸上で間歇的に転送するようにする。即ち、ＣＳＩ−ＲＳは１サブフレームの整数倍の周期を有して周期的に転送されるか、または特定転送パターンで転送できる。この際、ＣＳＩ−ＲＳが転送される周期やパターンはｅＮＢが設定することができる。

データ復調のためには該当時間−周波数領域でスケジューリングされたＵＥに専用（ｄｅｄｉｃａｔｅｄ）にＤＭ−ＲＳが転送される。即ち、特定ＵＥのＤＭ−ＲＳは該当ＵＥがスケジューリングされた領域、即ちデータの受信を受ける時間−周波数領域のみに転送される。

ＣＳＩ−ＲＳを測定するために、ＵＥは必ず自身が属したセルの各々のＣＳＩ−ＲＳアンテナポートに対するＣＳＩ−ＲＳの転送サブフレームインデックス、転送サブフレーム内でＣＳＩ−ＲＳ資源要素（ＲＥ）時間−周波数位置、そしてＣＳＩ−ＲＳシーケンスなどに対する情報を知っていなければならない。

ＬＴＥ−ＡシステムにｅＮＢはＣＳＩ−ＲＳを最大８個のアンテナポートに対して各々転送しなければならない。互いに異なるアンテナポートのＣＳＩ−ＲＳ転送のために使われる資源は互いに直交（ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ）しなければならない。１つのｅＮＢが互いに異なるアンテナポートに対するＣＳＩ−ＲＳを転送する時、各々のアンテナポートに対するＣＳＩ−ＲＳを互いに異なるＲＥにマッピングすることによって、ＦＤＭ／ＴＤＭ方式によりこれらの資源を直交（ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ）するように割り当てることができる。または、互いに異なるアンテナポートに対するＣＳＩ−ＲＳを互いに直交（ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ）するコードにマッピングさせるＣＤＭ方式により転送することができる。

ＣＳＩ−ＲＳに関する情報をｅＮＢが自身のセルＵＥに知らせる時、先に各アンテナポートに対するＣＳＩ−ＲＳがマッピングされる時間−周波数に対する情報を知らせなければならない。具体的に、ＣＳＩ−ＲＳが転送されるサブフレーム番号、またはＣＳＩ−ＲＳが転送される周期、ＣＳＩ−ＲＳが転送されるサブフレームオフセットであり、特定アンテナのＣＳＩ−ＲＳ ＲＥが転送されるＯＦＤＭシンボル番号、周波数間隔（ｓｐａｃｉｎｇ）、周波数軸でのＲＥのオフセット、またはシフト値などがある。

ＣＳＩ−ＲＳは１個、２個、４個、または８個のアンテナポートを介して転送される。この際、使われるアンテナポートは、各々ｐ＝１５、ｐ＝１５、１６、ｐ＝１５，．．．，１８、ｐ＝１５，．．．，２２である。ＣＳＩ−ＲＳはサブキャリア間隔Δｆ＝１５ｋＨｚに対してのみ定義できる。

ＣＳＩ−ＲＳ転送のために設定されたサブフレーム内で、ＣＳＩ−ＲＳシーケンスは以下の＜数式１３＞のように各アンテナポート（ｐ）上の参照シンボル（ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ ｓｙｍｂｏｌ）として用いられる複素変調シンボル（ｃｏｍｐｌｅｘ−ｖａｌｕｅｄ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ｓｙｍｂｏｌ）ａ＿ｋ、ｌ^（ｐ）にマッピングされる。

前記＜数式１６＞で、（ｋ’，ｌ’）（ここで、ｋ’は資源ブロック内の副搬送波インデックスであり、ｌ’はスロット内のＯＦＤＭシンボルインデックスを示す）及びｎ＿ｓの条件は、以下の＜表３＞または＜表４＞のようなＣＳＩ−ＲＳ設定（ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ）によって決定される。

＜表３＞は、一般ＣＰでＣＳＩ−ＲＳ構成から（ｋ’、ｌ’）のマッピングを例示する。

＜表４＞は、拡張ＣＰでＣＳＩ−ＲＳ構成から（ｋ’、ｌ’）のマッピングを例示する。

＜表３＞及び＜表４＞を参照すると、ＣＳＩ−ＲＳの転送において、異種ネットワーク（ＨｅｔＮｅｔ：ｈｅｔｅｒｏｇｅｎｅｏｕｓ ｎｅｔｗｏｒｋ）環境を含んでマルチセル環境でセル間干渉（ＩＣＩ：ｉｎｔｅｒ−ｃｅｌｌ ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）を減らすために、最大３２個（一般ＣＰの場合）、または最大２８個（拡張ＣＰの場合）の互いに異なる構成（ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ）が定義される。

ＣＳＩ−ＲＳ構成は、セル内のアンテナポートの個数及びＣＰによって互いに異なり、隣接したセルは最大限互いに異なる構成を有することができる。また、ＣＳＩ−ＲＳ構成は、フレーム構造によってＦＤＤフレームとＴＤＤフレームに全て適用する場合と、ＴＤＤフレームのみに適用する場合とに分けられる。

＜表３＞及び＜表４＞に基づいてＣＳＩ−ＲＳ構成によって（ｋ’、ｌ’）及びｎ＿ｓが定まり、各ＣＳＩ−ＲＳアンテナポートによってＣＳＩ−ＲＳ転送に用いる時間−周波数資源が決定される。

図９は、本発明が適用できる無線通信システムにおける参照信号がマッピングされる資源を例示する図である。

図９（ａ）は１つまたは２つのＣＳＩ−ＲＳアンテナポートによるＣＳＩ−ＲＳ転送に使用可能な２０種類のＣＳＩ−ＲＳ構成を示すものであり、図９（ｂ）は４個のＣＳＩ−ＲＳアンテナポートにより使用可能な１０種類のＣＳＩ−ＲＳ構成を示すものであり、図９（ｃ）は８個のＣＳＩ−ＲＳアンテナポートによりＣＳＩ−ＲＳ転送に使用可能な５種類のＣＳＩ−ＲＳ構成を示すものである。

このように、各ＣＳＩ−ＲＳ構成によってＣＳＩ−ＲＳが転送される無線資源（即ち、ＲＥ対）が決定される。

特定セルに対し、ＣＳＩ−ＲＳ転送のために１つあるいは２つのアンテナポートが設定されれば、図９（ａ）に図示された２０種類のＣＳＩ−ＲＳ構成のうち、設定されたＣＳＩ−ＲＳ構成に従う無線資源上でＣＳＩ−ＲＳが転送される。

同様に、特定セルに対してＣＳＩ−ＲＳ転送のために４個のアンテナポートが設定されれば、図９（ｂ）に図示された１０種類のＣＳＩ−ＲＳ構成のうち、設定されたＣＳＩ−ＲＳ構成に従う無線資源上でＣＳＩ−ＲＳが転送される。また、特定セルに対してＣＳＩ−ＲＳ転送のために８個のアンテナポートが設定されれば、図９（ｃ）に図示された５種類のＣＳＩ−ＲＳ構成のうち、設定されたＣＳＩ−ＲＳ構成に従う無線資源上でＣＳＩ−ＲＳが転送される。

２つのアンテナポート別（即ち、｛１５，１６｝、｛１７，１８｝、｛１９，２０｝、｛２１，２２｝）に、各々のアンテナポートに対するＣＳＩ−ＲＳは同一な無線資源にＣＤＭされて転送される。アンテナポート１５及び１６を例に挙げれば、アンテナポート１５及び１６に対する各々のＣＳＩ−ＲＳ複素シンボルは同一であるが、互いに異なる直交コード（例えば、ウォルシュコード（ｗａｌｓｈ ｃｏｄｅ）が掛けられて同一な無線資源にマッピングされる。アンテナポート１５に対するＣＳＩ−ＲＳの複素シンボルには、［１，１］が掛けられ、アンテナポート１６に対するＣＳＩ−ＲＳの複素シンボルには［１−１］が掛けられて、同一な無線資源にマッピングされる。これは、アンテナポート｛１７，１８｝、｛１９，２０｝、｛２１，２２｝も同様である。

ＵＥは、転送されたシンボルに掛けられたコードを掛けて特定アンテナポートに対するＣＳＩ−ＲＳを検出することができる。即ち、アンテナポート１５に対するＣＳＩ−ＲＳを検出するために掛けられたコード［１１］を掛けて、アンテナポート１６に対するＣＳＩ−ＲＳを検出するために掛けられたコード［１−１］を掛ける。

図９（ａ）から（ｃ）を参照すると、同一なＣＳＩ−ＲＳ構成インデックスに該当するようになれば、アンテナポート数の多いＣＳＩ−ＲＳ構成に従う無線資源はＣＳＩ−ＲＳアンテナポート数の少ないＣＳＩ−ＲＳ構成に従う無線資源を含む。例えば、ＣＳＩ−ＲＳ構成０の場合、８個のアンテナポート数に対する無線資源は４個のアンテナポート数に対する無線資源と１つまたは２つのアンテナポート数に対する無線資源を全て含む。

１つのセルで複数のＣＳＩ−ＲＳ構成が使用できる。ノン−ゼロ電力（ＮＺＰ：ｎｏｎ−ｚｅｒｏ ｐｏｗｅｒ）ＣＳＩ−ＲＳは０個または１個のＣＳＩ−ＲＳ構成のみ用いられ、ゼロ電力（ＺＰ：ｚｅｒｏ ｐｏｗｅｒ）ＣＳＩ−ＲＳは０個または多数個のＣＳＩ−ＲＳ構成が利用できる。

上位階層により設定される１６ビットのビットマップであるＺＰ ＣＳＩ−ＲＳ（ＺｅｒｏｐｏｗｅｒＣＳＩ−ＲＳ）で１に設定された各ビット別に、ＵＥは前記の＜表３＞及び＜表４＞の４個のＣＳＩ−ＲＳ列（ｃｏｌｕｍｎ）に該当するＲＥで（上位階層により設定されたＮＺＰ ＣＳＩ−ＲＳを仮定するＲＥと重複する場合を除外）ゼロ転送電力を仮定する。最上位ビット（ＭＳＢ：Ｍｏｓｔ Ｓｉｇｎｉｆｉｃａｎｔ Ｂｉｔ）は、最も低いＣＳＩ−ＲＳ構成インデックスに該当し、ビットマップ内でその次のビットは順次に次のＣＳＩ−ＲＳ構成インデックスに該当する。

ＣＳＩ−ＲＳは、前記の＜表３＞及び＜表４＞で（ｎ＿ｓ ｍｏｄ ２）の条件を満たすダウンリンクスロット、及びＣＳＩ−ＲＳサブフレーム構成を満たすサブフレームのみで転送される。

フレーム構造タイプ２（ＴＤＤ）の場合、スペシャルサブフレーム、同期信号（ＳＳ）、ＰＢＣＨ、またはＳＩＢ １（ＳｙｓｔｅｍＩｎｆｏｒｍａｔｉｏｎＢｌｏｃｋＴｙｐｅ１）メッセージ転送と衝突するサブフレーム、またはページングメッセージ転送のために設定されたサブフレームでＣＳＩ−ＲＳは転送されない。

また、アンテナポートセットＳ（Ｓ＝｛１５｝、Ｓ＝｛１５，１６｝、Ｓ＝｛１７，１８｝、Ｓ＝｛１９，２０｝、またはＳ＝｛２１，２２｝）内に属する如何なるアンテナポートに対するＣＳＩ−ＲＳが転送されるＲＥは、ＰＤＳＣＨまたは異なるアンテナポートのＣＳＩ−ＲＳ転送に使われない。

ＣＳＩ−ＲＳ転送に使われる時間−周波数資源はデータ転送に使用できないので、ＣＳＩ−ＲＳオーバーヘッドが増加するほどデータ処理量（ｔｈｒｏｕｇｈｐｕｔ）が減少する。これを考慮してＣＳＩ−ＲＳは毎サブフレーム毎に転送されるように構成されず、多数のサブフレームに該当する所定の転送周期毎に転送されるように構成される。この場合、毎サブフレーム毎にＣＳＩ−ＲＳが転送される場合に比べてＣＳＩ−ＲＳ転送オーバーヘッドが格段に低くなることができる。

ＣＳＩ−ＲＳ転送のためのサブフレーム周期（以下、‘ＣＳＩ転送周期’と称する）（Ｔ＿ＣＳＩ−ＲＳ）及びサブフレームオフセット（Δ＿ＣＳＩ−ＲＳ）は、以下の＜表５＞の通りである。

＜表５＞は、ＣＳＩ−ＲＳサブフレーム構成を例示する。

＜表５＞を参照すると、ＣＳＩ−ＲＳサブフレーム構成（Ｉ＿ＣＳＩ−ＲＳ）によってＣＳＩ−ＲＳ転送周期（Ｔ＿ＣＳＩ−ＲＳ）及びサブフレームオフセット（Δ＿ＣＳＩ−ＲＳ）が決定される。

＜表５＞のＣＳＩ−ＲＳサブフレーム構成は、先の‘ＳｕｂｆｒａｍｅＣｏｎｆｉｇ’フィールド及び‘ｚｅｒｏＴｘｐｏｗｅｒＳｕｂｆｒａｍｅＣｏｎｆｉｇ’フィールドのうち、いずれか１つに設定できる。ＣＳＩ−ＲＳサブフレーム構成は、ＮＺＰ ＣＳＩ−ＲＳ及びＺＰ ＣＳＩ−ＲＳに対して個別的に（ｓｅｐａｒａｔｅｌｙ）設定できる。

ＣＳＩ−ＲＳを含むサブフレームは、以下の＜数式１４＞を満たす。

＜数式１７＞で、Ｔ＿ＣＳＩ−ＲＳはＣＳＩ−ＲＳ転送周期、Δ＿ＣＳＩ−ＲＳはサブフレームオフセット値、ｎ＿ｆはシステムフレームナンバー、ｎ＿ｓはスロットナンバーを意味する。

サービングセルに対して転送モード９（ｔｒａｎｍｉｓｓｉｏｎ ｍｏｄe ９）が設定されたＵＥの場合、ＵＥは１つのＣＳＩ−ＲＳ資源構成が設定できる。サービングセルに対して転送モード１０（ｔｒａｎｍｉｓｓｉｏｎ ｍｏｄe １０）が設定されたＵＥの場合、ＵＥは１つまたはその以上のＣＳＩ−ＲＳ資源構成が設定できる。

現在、ＬＴＥ標準でＣＳＩ−ＲＳ構成はアンテナポート個数（ａｎｔｅｎｎａＰｏｒｔｓＣｏｕｎｔ）、サブフレーム構成（ｓｕｂｆｒａｍｅＣｏｎｆｉｇ）、資源構成（ｒｅｓｏｕｒｃｅＣｏｎｆｉｇ）などで構成されているので、ＣＳＩ−ＲＳが何個のアンテナポートで転送されるのか、ＣＳＩ−ＲＳが転送されるサブフレームの周期及びオフセットがどうなるのか、そして該当サブフレームでどのＲＥ位置（即ち、周波数とＯＦＤＭシンボルインデックス）で転送されるのかを知らせてくれる。

具体的に、各ＣＳＩ−ＲＳ（資源）構成のための以下のようなパラメータが上位階層シグナリングを通じて設定される。

−転送モード１０が設定された場合、ＣＳＩ−ＲＳ資源構成識別子。

−ＣＳＩ−ＲＳポート個数（ａｎｔｅｎｎａＰｏｒｔｓＣｏｕｎｔ）：ＣＳＩ−ＲＳ転送のために使われるアンテナポートの個数を示すパラメータ（例えば、１ ＣＳＩ−ＲＳポート、２ ＣＳＩ−ＲＳポート、４ ＣＳＩ−ＲＳポート、８ ＣＳＩ−ＲＳポート）。

−ＣＳＩ−ＲＳ構成（ｒｅｓｏｕｒｃｅＣｏｎｆｉｇ）（＜表３＞及び＜表４＞参照）：ＣＳＩ−ＲＳ割り当て資源位置に関するパラメータ。

−ＣＳＩ−ＲＳサブフレーム構成（ｓｕｂｆｒａｍｅＣｏｎｆｉｇ、即ちＩ＿ＣＳＩ−ＲＳ）（＜表５＞参照）：ＣＳＩ−ＲＳが転送されるサブフレーム周期及び／又はオフセットに関するパラメータ。

−転送モード９が設定された場合、ＣＳＩフィードバックのための転送パワー（Ｐ＿Ｃ）：フィードバックのための参照ＰＤＳＣＨ転送パワーに対するＵＥの仮定と関連して、ＵＥがＣＳＩフィードバックを導出し、１ｄＢステップサイズに［−８，１５］ｄＢ範囲内で値を取る時、Ｐ＿ＣはＰＤＳＣＨ ＲＥ当たりエネルギー（ＥＰＲＥ：Ｅｎｅｒｇｙ Ｐｅｒ Ｒｅｓｏｕｒｃｅ Ｅｌｅｍｅｎｔ）とＣＳＩ−ＲＳ ＥＰＲＥの割合で仮定される。

−転送モード１０が設定された場合、各ＣＳＩプロセスに対してＣＳＩフィードバックのための転送パワー（Ｐ＿Ｃ）。ＣＳＩプロセスに対してＣＳＩサブフレームセットＣ＿ＣＳＩ、０、及びＣ＿ＣＳＩ、１が上位階層により設定されれば、Ｐ＿ＣはＣＳＩプロセスの各ＣＳＩサブフレームセット別に設定される。

−任意ランダム（ｐｓｅｕｄｏ−ｒａｎｄｏｍ）シーケンス発生器パラメータ（ｎ＿ＩＤ）。

−転送モード１０が設定された場合、ＱＣＬ（ＱｕａｓｉＣｏ−Ｌｏｃａｔｅｄ）タイプＢ ＵＥ仮定のためのＱＣＬスクランブリング識別子（ｑｃｌ−Ｓｃｒａｍｂｌｉｎｇ Ｉｄｅｎｔｉｔｙ−ｒ１１）、ＣＲＳポートカウント（ｃｒｓ−ＰｏｒｔｓＣｏｕｎｔ−ｒ１１）、ＭＢＳＦＮサブフレーム設定リスト（ｍｂｓｆｎ−ＳｕｂｆｒａｍｅＣｏｎｆｉｇＬｉｓｔ−ｒ１１）パラメータを含む上位階層パラメータ（‘ｑｃｌ−ＣＲＳ−Ｉｎｆｏ−ｒ１１’）。

ＵＥが導出したＣＳＩフィードバック値が［−８，１５］ｄＢ範囲内の値を有する時、Ｐ＿ＣはＣＳＩ−ＲＳ ＥＰＲＥに対するＰＤＳＣＨ ＥＰＲＥの割合で仮定される。ここで、ＰＤＳＣＨ ＥＰＲＥはＣＲＳ ＥＰＲＥに対するＰＤＳＣＨ ＥＰＲＥの割合がρ＿Ａであるシンボルに該当する。

サービングセルの同一なサブフレームでＣＳＩ−ＲＳとＰＭＣHが共に設定されない。

フレーム構造タイプ２で４個のＣＲＳアンテナポートが設定された場合、ＵＥは一般ＣＰの場合［２０−３１］セット（＜表３＞参照）または拡張ＣＰの場合［１６−２７］セット（＜表４＞参照）に属するＣＳＩ−ＲＳ構成インデックスが設定されない。

ＵＥは、ＣＳＩ−ＲＳ資源構成のＣＳＩ−ＲＳアンテナポートが遅延拡散（ｄｅｌａｙ ｓｐｒｅａｄ）、ドップラー拡散（Ｄｏｐｐｌｅｒ ｓｐｒｅａｄ）、ドップラーシフト（Ｄｏｐｐｌｅｒ ｓｈｉｆｔ）、平均利得（ａｖｅｒａｇｅ ｇａｉｎ）、及び平均遅延（ａｖｅｒａｇｅ ｄｅｌａｙ）に対してＱＣＬ関係を有すると仮定することができる。

転送モード１０、そしてＱＣＬタイプＢが設定されたＵＥは、ＣＳＩ−ＲＳ資源構成に該当するアンテナポート０−３とＣＳＩ−ＲＳ資源構成に該当するアンテナポート１５−２２がドップラー拡散（Ｄｏｐｐｌｅｒ ｓｐｒｅａｄ）、ドップラーシフト（Ｄｏｐｐｌｅｒ ｓｈｉｆｔ）に対してＱＣＬ関係と仮定することができる。

転送モード１−９が設定されたＵＥの場合、サービングセルに対してＵＥは１つのＺＰ ＣＳＩ−ＲＳ資源構成が設定できる。転送モード１０が設定されたＵＥの場合、サービングセルに対してＵＥは１つまたはその以上のＺＰ ＣＳＩ−ＲＳ資源構成が設定できる。

上位階層シグナリングを通じてＺＰ ＣＳＩ−ＲＳ資源構成のための以下のようなパラメータが設定できる。

−ＺＰ ＣＳＩ−ＲＳ構成リスト（ＺｅｒｏＴｘＰｏｗｅｒＲｅｓｏｕｒｃｅＣｏｎｆｉｇＬｉｓｔ）（＜表３＞及び＜表４＞参照）：ゼロ−パワーＣＳＩ−ＲＳ構成に関するパラメータ。

−ＺＰ ＣＳＩ−ＲＳサブフレーム構成（ｅｒｏＴｘｐｏｗｅｒｓｕｂｆｒａｍｅＣｏｎｆｉｇ、即ちＩ＿ＣＳＩ−ＲＳ）（＜表５＞参照）：ゼロ−パワーＣＳＩ−ＲＳが転送されるサブフレーム周期及び／又はオフセットに関するパラメータ。

サービングセルの同一なサブフレームでＺＰ ＣＳＩ−ＲＳとＰＭＣHが同時に設定されない。

転送モード１０が設定されたＵＥの場合、サービングセルに対して１つまたはその以上のＣＳＩ−ＩＭ（ｃｈａｎｎｅｌ−Ｓｔａｔｅ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ−ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ Ｍｅａｓｕｒｅｍｅｎｔ）資源構成が設定できる。

上位階層シグナリングを通じて各ＣＳＩ−ＩＭ資源構成のための以下のようなパラメータが設定できる。

−ＺＰ ＣＳＩ−ＲＳ構成（＜表３＞及び＜表４＞参照）。

−ＺＰ ＣＳＩ ＲＳサブフレーム構成（Ｉ＿ＣＳＩ−ＲＳ）（＜表５＞参照）。

ＣＳＩ−ＩＭ資源構成は設定されたＺＰ ＣＳＩ−ＲＳ資源構成のうち、いずれか１つと同一である。

サービングセルの同一なサブフレーム内のＣＳＩ−ＩＭ資源とＰＭＣＨが同時に設定されない。

マッシブＭＩＭＯ（Ｍａｓｓｉｖｅ ＭＩＭＯ）
多数のアンテナを有するＭＩＭＯシステムをマッシブＭＩＭＯ（Ｍａｓｓｉｖｅ ＭＩＭＯ）システムと称することができ、スペクトル効率（ｓｐｅｃｔｒａｌ ｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ）、エネルギー効率（ｅｎｅｒｇｙ ｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ）、プロセシング複雑度（ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ ｃｏｍｐｌｅｘｉｔｙ）を向上させるための手段として注目を受けている。

最近、３ＧＰＰでは未来の移動通信システムのスペクトル効率性に対する要求事項を満たすために、マッシブＭＩＭＯシステムに対する議論が始まった。マッシブＭＩＭＯは全−次元ＭＩＭＯ（ＦＤ−ＭＩＭＯ：Ｆｕｌｌ−Ｄｉｍｅｎｓｉｏｎ ＭＩＭＯ）とも称される。

ＬＴＥリリーズ（Ｒｅｌ：ｒｅｌｅａｓｅ）−１２以後の無線通信システムでは、能動アンテナシステム（ＡＡＳ：Ａｃｔｉｖｅ Ａｎｔｅｎｎａ Ｓｙｓｔｅｍ）の導入が考慮されている。

信号の位相及びサイズを調整することができる増幅器とアンテナが分離されている既存の受動アンテナシステムとは異なり、ＡＡＳは各々のアンテナが増幅器のような能動素子を含むように構成されたシステムを意味する。

ＡＡＳは、能動アンテナ使用によって増幅器とアンテナを連結するための別途のケーブル、コネクタ、その他のハードウェアなどを必要とせず、したがって、エネルギー及び運用費用面で効率性が高いという特徴を有する。特に、ＡＡＳは各アンテナ別電子式ビーム制御（ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ ｂｅａｍ ｃｏｎｔｒｏｌ）方式を支援するので、ビーム方向及びビーム幅を考慮した精巧なビームパターン形成または３次元ビームパターンを形成するなどの進歩したＭＩＭＯ技術を可能にする。

ＡＡＳなどの進歩したアンテナシステムの導入により多数の入出力アンテナと多次元アンテナ構造を有する大規模ＭＩＭＯ構造も考慮されている。一例に、既存の一字型アンテナ配列とは異なり、２次元（２Ｄ：２−Ｄｉｍｅｎｓｉｏｎ）アンテナ配列を形成する場合、ＡＡＳの能動アンテナにより３次元ビームパターンを形成することができる。

図１０は、本発明が適用できる無線通信システムにおいて、６４個のアンテナ要素（ａｎｔｅｎｎａ ｅｌｅｍｅｎｔｓ）を有する２次元能動アンテナシステムを例示する。

図１０では一般的な２次元（２Ｄ：２Ｄｉｍｅｎｓｉｏｎ）アンテナ配列を例示しており、図１０のようにＮ＿ｔ＝Ｎ＿ｖ・Ｎ＿ｈ個のアンテナが正方形の形態を有する場合を考慮することができる。ここで、Ｎ＿ｈは水平方向にアンテナ列の個数を、Ｎ＿ｖは垂直方向にアンテナ行の個数を示す。

このような２Ｄ構造のアンテナ配列を利用すれば、３次元空間で転送ビームを制御することができるように無線波長（ｒａｄｉｏ ｗａｖｅ）が垂直方向（高度（ｅｌｅｖａｔｉｏｎ））及び水平方向（方位角（ａｚｉｍｕｔｈ））に全て制御できる。このようなタイプの波長制御メカニズムを３次元ビームフォーミングと称することができる。

図１１は、本発明が適用できる無線通信システムにおける基地局または端末がＡＡＳ基盤の３Ｄ（３−Ｄｉｍｅｎｓｉｏｎ）ビーム形成可能な多数の送／受信アンテナを有しているシステムを例示する。

図１１は前述した例を図式化したものであって、２次元アンテナ配列（即ち、２Ｄ−ＡＡＳ）を用いた３Ｄ ＭＩＭＯシステムを例示する。

送信アンテナ観点から前記３次元ビームパターンを活用する場合、ビームの水平方向だけでなく、垂直方向への準−静的または動的なビーム形成を遂行することができ、一例に、垂直方向のセクター形成などの応用を考慮することができる。

また、受信アンテナ観点では、大規模受信アンテナを活用して受信ビームを形成する時、アンテナ配列利得（ａｎｔｅｎｎａ ａｒｒａｙ ｇａｉｎ）に従う信号電力上昇効果を期待することができる。したがって、アップリンクの場合、基地局が多数のアンテナを介して端末から転送される信号を受信することができ、この際、端末は干渉影響を減らすために、大規模の受信アンテナの利得を考慮して自身の送信電力を非常に低く設定することができる長所がある。

図１２は、本発明が適用できる無線通信システムにおける交差偏波（ｃｒｏｓｓ ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ）を有する２次元アンテナシステムを例示する。

偏波（Ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ）を考慮した２Ｄ平面配列アンテナ（ｐｌａｎａｒ ａｎｔｅｎｎａ ａｒｒａｙ）モデルの場合、図１２のように図式化することができる。

受動的アンテナ（ｐａｓｓｉｖｅ ａｎｔｅｎｎａ）に従う既存のＭＩＭＯシステムとは異なり、能動アンテナに基盤したシステムは、各アンテナ要素に付着された（または、含まれた）能動素子（例えば、増幅器）に加重値を適用することによって、アンテナ要素の利得（ｇａｉｎ）を動的に調節することができる。放射パターン（ｒａｄｉａｔｉｏｎ ｐａｔｔｅｒｎ）は、アンテナ要素の個数、アンテナ間隔（ｓｐａｃｉｎｇ）などのアンテナ配置（ａｒｒａｎｇｅｍｅｎｔ）に依存するので、アンテナシステムはアンテナ要素レベルでモデリングできる。

図１２の例示のようなアンテナ配列モデルを（Ｍ、Ｎ、Ｐ）で示すことができ、これはアンテナ配列構造を特徴づけるパラメータに該当する。

Ｍは、各列（即ち、垂直方向で）で同一な偏波（ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ）を有しているアンテナ要素（ａｎｔｅｎｎａ ｅｌｅｍｅｎｔ）の個数（即ち、各列で＋４５゜傾斜（ｓｌａｎｔ）を有しているアンテナ要素の個数、または各列で−４５゜傾斜（ｓｌａｎｔ）を有しているアンテナ要素の個数）を示す。

Ｎは、水平方向の列の個数（即ち、水平方向でアンテナ要素の個数）を示す。

Ｐは、偏波（ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ）の次元（ｄｉｍｅｎｓｉｏｎ）の個数を示す。図１２の場合のように、交差偏波（ｃｒｏｓｓ ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ）の場合、Ｐ＝２であるが、同一偏波（ｃｏ−ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ）の場合、Ｐ＝１である。

アンテナポート（ａｎｔｅｎｎａ ｐｏｒｔ）は、物理的アンテナ要素（ｐｈｙｓｉｃａｌ ａｎｔｅｎｎａ ｅｌｅｍｅｎｔ）でマッピングできる。アンテナポート（ａｎｔｅｎｎａ ｐｏｒｔ）は、該当アンテナポートと関連した参照信号により定義できる。例えば、ＬＴＥシステムで、アンテナポート０はＣＲＳ（Ｃｅｌｌ−ｓｐｅｃｉｆｉｃ ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ ｓｉｇｎａｌ）と関連し、アンテナポート６はＰＲＳ（Ｐｏｓｉｔｉｏｎｉｎｇ Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｉｇｎａｌ）と関連できる。

一例に、アンテナポートと物理的アンテナ要素との間は一対一にマッピングできる。単一の交差偏波（ｃｒｏｓｓ ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ）アンテナ要素がダウンリンクＭＩＭＯまたはダウンリンク転送ダイバーシチのために使われる場合などがこれに該当できる。例えば、アンテナポート０は１つの物理的アンテナ要素にマッピングされる一方、アンテナポート１は異なる物理的アンテナ要素にマッピングできる。この場合、端末の立場では、２つのダウンリンク転送が存在する。１つはアンテナポート０のための参照信号と関連し、もう１つはアンテナポート１のための参照信号と関連する。

他の一例に、単一のアンテナポートは多重の物理的アンテナ要素にマッピングできる。ビームフォーミング（ｂｅａｍｆｏｒｍｉｎｇ）のために使われる場合などがこれに該当できる。ビームフォーミングは多重の物理的アンテナ要素を用いることによって、ダウンリンク転送が特定端末に向けるようにすることができる。一般的に、多重の交差偏波（ｃｒｏｓｓ ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ）アンテナ要素の多重の列（ｃｏｌｕｍｎ）で構成されるアンテナ配列（ａｎｔｅｎｎａ ａｒｒａｙ）を使用してこれを達成することができる。この場合、端末の立場では、単一のアンテナポートから発生した単一のダウンリンク転送が存在する。１つはアンテナポート０のためのＣＲＳと関連し、もう１つはアンテナポート１のためのＣＲＳと関連する。

即ち、アンテナポートは基地局で物理的アンテナ要素から転送された実際ダウンリンク転送でない、端末の立場でのダウンリンク転送を示す。

他の一例に、多数のアンテナポートがダウンリンク転送のために使われるが、各アンテナポートは多重の物理的アンテナ要素にマッピングできる。この場合は、アンテナ配列がダウンリンクＭＩＭＯまたはダウンリンクダイバーシチのために使われる場合などがこれに該当できる。例えば、アンテナポート０及び１は、各々多重の物理的アンテナ要素にマッピングできる。この場合、端末の立場では、２つのダウンリンク転送が存在する。１つはアンテナポート０のための参照信号と関連し、もう１つはアンテナポート１のための参照信号と関連する。

ＦＤ−ＭＩＭＯでは、データストリームのＭＩＭＯプリコーディングはアンテナポート仮想化、トランシーバーユニット（または、送受信ユニット）（ＴＸＲＵ：ｔｒａｎｓｃｅｉｖｅｒ ｕｎｉｔ）仮想化、アンテナ要素パターンを経ることができる。
アンテナポート仮想化は、アンテナポート上のストリームがＴＸＲＵ上でプリコーディングされる。ＴＸＲＵ仮想化は、ＴＸＲＵ信号がアンテナ要素上でプリコーディングされる。アンテナ要素パターンは、アンテナ要素から放射される信号は方向性の利得パターン（ｄｉｒｅｃｔｉｏｎａｌ ｇａｉｎ ｐａｔｔｅｒｎ）を有することができる。

既存の送受信機（ｔｒａｎｓｃｅｉｖｅｒ）モデリングでは、アンテナポートとＴＸＲＵとの間の静的な一対一マッピングが仮定され、ＴＸＲＵ仮想化の効果はＴＸＲＵ仮想化及びアンテナ要素パターンの効果の全てを含む静的な（ＴＸＲＵ）アンテナパターンに合わせられる。

アンテナポート仮想化は、周波数−選択的な方法により遂行できる。ＬＴＥでアンテナポートは参照信号（または、パイロット）と共に定義される。例えば、アンテナポート上でプリコーディングされたデータ転送のために、ＤＭＲＳがデータ信号と同一な帯域幅で転送され、ＤＭＲＳとデータが全て同一なプリコーダ（または、同一なＴＸＲＵ仮想化プリコーディング）でプリコーディングされる。ＣＳＩ測定のためにＣＳＩ−ＲＳは多重のアンテナポートを介して転送される。ＣＳＩ−ＲＳ転送において、端末でデータプリコーディングベクトルのためのＴＸＲＵ仮想化プリコーディング行列を推定することができるように、ＣＳＩ−ＲＳポートとＴＸＲＵとの間のマッピングを特徴づけるプリコーダは固有な行列に設計できる。

ＴＸＲＵ仮想化方法は、１次元ＴＸＲＵ仮想化（１Ｄ ＴＸＲＵ ｖｉｒｔｕａｌｉｚａｔｉｏｎ）と２次元ＴＸＲＵ仮想化（２Ｄ ＴＸＲＵ ｖｉｒｔｕａｌｉｚａｔｉｏｎ）が論議され、これに対して以下の図面を参照して説明する。

図１３は、本発明が適用できる無線通信システムにおけるトランシーバーユニットモデルを例示する。

１Ｄ ＴＸＲＵ仮想化において、Ｍ＿ＴＸＲＵ個のＴＸＲＵは同一な偏波（ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ）を有する単一の列（ｃｏｌｕｍｎ）アンテナ配列で構成されるＭ個のアンテナ要素と関連する。

２Ｄ ＴＸＲＵ仮想化において、先の図１２のアンテナ配列モデル構成（Ｍ、Ｎ、Ｐ）に相応するＴＸＲＵモデル構成は（Ｍ＿ＴＸＲＵ、Ｎ、Ｐ）で示すことができる。ここで、Ｍ＿ＴＸＲＵは２Ｄと同一な列、同一な偏波（ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ）に存在するＴＸＲＵの個数を意味し、Ｍ＿ＴＸＲＵ≦Ｍを常に満たす。即ち、ＴＸＲＵの総個数はＭ＿ＴＸＲＵ×Ｎ×Ｐと同一である。

ＴＸＲＵ仮想化モデルは、アンテナ要素とＴＸＲＵとの相関関係によって図１３（ａ）のようにＴＸＲＵ仮想化（ｖｉｒｔｕａｌｉｚａｔｉｏｎ）モデルオプション−１：サブ−配列分割モデル（ｓｕｂ−ａｒｒａｙ ｐａｒｔｉｔｉｏｎ ｍｏｄｅｌ）と、図１３（ｂ）のように、ＴＸＲＵ仮想化モデルオプション−２：全域連結（ｆｕｌｌ−ｃｏｎｎｅｃｔｉｏｎ）モデルとに区分できる。

図１３（ａ）を参照すると、サブ−配列分割モデル（ｓｕｂ−ａｒｒａｙ ｐａｒｔｉｔｉｏｎ ｍｏｄｅｌ）の場合、アンテナ要素は多重のアンテナ要素グループに分割され、各ＴＸＲＵはグループのうちの１つと連結される。

図１３（ｂ）を参照すると、全域連結（ｆｕｌｌ−ｃｏｎｎｅｃｔｉｏｎ）モデルの場合、多重のＴＸＲＵの信号が結合されて単一のアンテナ要素（または、アンテナ要素の配列）に伝達される。

図１３で、ｑは１つの列（ｃｏｌｕｍｎ）内のＭ個の同一な偏波（ｃｏ−ｐｏｌａｒｉｚｅｄ）を有するアンテナ要素の送信信号ベクトルである。ｗは広帯域ＴＸＲＵ仮想化加重値ベクトル（ｗｉｄｅｂａｎｄ ＴＸＲＵ ｖｉｒｔｕａｌｉｚａｔｉｏｎ ｗｅｉｇｈｔ ｖｅｃｔｏｒ）であり、Ｗは広帯域ＴＸＲＵ仮想化加重値行列（ｗｉｄｅｂａｎｄ ＴＸＲＵ ｖｉｒｔｕａｌｉｚａｔｉｏｎ ｗｅｉｇｈｔ ｍａｔｒｉｘ）である。ｘはＭ＿ＴＸＲＵ個のＴＸＲＵの信号ベクトルである。

ここで、アンテナポートとＴＸＲＵとのマッピングは、一対一（１−ｔｏ−１）または一対多（１−ｔｏ−ｍａｎｙ）でありうる。

図１３で、ＴＸＲＵとアンテナ要素との間のマッピング（ＴＸＲＵ−ｔｏ−ｅｌｅｍｅｎｔ ｍａｐｐｉｎｇ）は１つの例示を示すものであり、本発明がこれに限定されるものではなく、ハードウェア観点で、その他の多様な形態に具現できるＴＸＲＵとアンテナ要素との間のマッピングにも本発明が同一に適用できる。

２Ｄ ＡＡＳを基盤に動作する３Ｄ ＭＩＭＯシステムのためのコードブック設計方法
本発明では、先の図１０及び図１２で例示したように、２Ｄ ＡＡＳのためにＤＦＴ（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）基盤にコードブックを構成（設計）する方法を提案する。

ＬＴＥ−Ａでは、フィードバックチャネルの正確度を高めるために、８Ｔｘ（ｔｒａｎｓｍｉｔｔｅｒ）コードブックのプリコーディング行列指示子（ＰＭＩ：Ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ Ｍａｔｒｉｘ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ）を長期（ｌｏｎｇ ｔｅｒｍ）及び／又は広帯域（ｗｉｄｅｂａｎｄ）プリコーダであるＷ＿１と、短期（ｓｈｏｒｔ ｔｅｒｍ）及び／又はサブ−バンド（ｓｕｂ−ｂａｎｄ）であるＷ＿２の２つに分けて設計する。

２つのチャネル情報から１つの最終ＰＭＩを構成する数式は、以下の＜数式１５＞のように、Ｗ＿１とＷ＿２との積で表現される。

＜数式１８＞で、ＷはＷ＿１とＷ＿２から生成されたプリコーダであり、ＵＥはこの情報を基地局にフィードバックする。ｎｏｒｍ（Ａ）は行列Ａの各列（ｃｏｌｕｍｎ）別のノルム（ｎｏｒｍ）が１に正規化（ｎｏｒｍａｌｉｚａｔｉｏｎ）された行列を意味する。

ＬＴＥに定義された８Ｔｘコードブックで、Ｗ＿１とＷ＿２の具体的な構造は、以下の＜数式１９＞の通りである。

ここでｉ＿１、ｉ＿２は各々Ｗ＿１とＷ＿２のインデックスを示し、
はｋ番目の元素の値が１であり、残りの値は０である、長さがＭである選択ベクトル（ｓｅｌｅｃｔｉｏｎ ｖｅｃｔｏｒ）を示す。

前記のようなコードワード（ｃｏｄｅｗｏｒｄ）構造は、交差偏波アンテナ（ｃｒｏｓｓ ｐｏｌａｒｉｚｅｄ ａｎｔｅｎｎａ）を使用し、アンテナ間の間隔が稠密な場合（例えば、隣接アンテナ間の距離が信号波長の半分以下の場合）、発生するチャネルの相関（ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ）特性を反映して設計した構造である。交差偏波アンテナの場合、アンテナを水平アンテナグループ（ｈｏｒｉｚｏｎｔａｌ ａｎｔｅｎｎａ ｇｒｏｕｐ）と垂直（ｖｅｒｔｉｃａｌ ａｎｔｅｎｎａ ｇｒｏｕｐ）に区分することができるが、各アンテナグループは均等線形配列（ＵＬＡ：ｕｎｉｆｏｒｍ ｌｉｎｅａｒ ａｒｒａｙ）アンテナの特性を有し、２つのアンテナグループは同一な位置（ｃｏ−ｌｏｃａｔｅｄ）に位置できる。したがって、各グループのアンテナ間の相関（ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ）は同一な線形位相増加（ＬＰＩ：ｌｉｎｅａｒ ｐｈａｓｅ ｉｎｃｒｅｍｅｎｔ）特性を有し、アンテナグループ間の相関（ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ）は位置回転（ｐｈａｓｅ ｒｏｔａｔｉｏｎ）された特性を有する。

コードブックは、チャネルを量子化（ｑｕａｎｔｉｚａｔｉｏｎ）した値であるので、ソース（ｓｏｕｒｃｅ）に該当するチャネルの特性をそのまま反映してコードブックを設計することが必要である。

説明の便宜のために、前記構造で作ったランク（ｒａｎｋ）１コードワードを例に挙げれば、このようなチャネル特性が＜数式１９＞を満たすコードワードに反映されたことを確認することができる。

＜数式２１＞で、コードワード（ｃｏｄｅｗｏｒｄ）はＮ＿ｔ（Ｔｘアンテナ数）Ｘ１のベクトルで表現され、上位ベクトル
と下位ベクトル
の２つに構造化されており、各々は水平アンテナグループと垂直アンテナグループの相関（ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ）特性を示す。
は、各アンテナグループのアンテナ間の相関（ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ）特性を反映して線形位相増加（ＬＰＩ）を有するベクトルで表現することが有利であり、代表的な例に、ＤＦＴ行列が利用できる。

このようなコードブック構造は２Ｄ ＡＡＳを使用するシステムにも適用可能であり、数式で表現すれば、以下の＜数式２５＞の通りである。

ここで、Ｗ＿１はチャネルの長期（ｌｏｎｇ−ｔｅｒｍ）性格を示し、広帯域（ｗｉｄｅｂａｎｄ）単位でフィードバックされ、Ｗ＿２はチャネルの短期（ｓｈｏｒｔ−ｔｅｒｍ）性格を示し、サブバンド（ｓｕｂｂａｎｄ）単位でフィードバックされ、主に選択（ｓｅｌｅｃｔｉｏｎ）と位相一致（ｃｏ−ｐｈａｓｉｎｇ）（交差偏波アンテナの場合）の役割を遂行するようになる。また、下添字（ｓｕｂｓｃｒｉｐｔ）ＨとＶは各々水平と垂直方向を意味し、
はクロネッカー積（Ｋｒｏｎｅｃｋｅｒ ｐｒｏｄｕｃｔ）を意味する。

Ｗ＿１Ｖは以下の＜数式１９＞のようなＤＦＴコードブックＤ行列内の列からなるＤ行列の部分集合（ｓｕｂｓｅｔ）として選択される。ＤＦＴコードブックは、以下の＜数式２７＞のように作ることができる。

＜数式２７＞で、Ｑ_Ｖはオーバーサンプリング因子（ｏｖｅｒｓａｍｐｌｉｎｇ ｆａｃｔｏｒ）であり、Ｎ_Ｖは垂直アンテナポート（ｖｅｒｔｉｃａｌ ａｎｔｅｎｎａ ｐｏｒｔ）の個数である。

ここで、アンテナポートはアンテナ仮想化（ａｎｔｅｎｎａ ｖｉｒｔｕａｌｉｚａｔｉｏｎ）によってアンテナ要素（ａｎｔｅｎｎａ ｅｌｅｍｅｎｔ）が該当することができ、以下、説明の便宜のために、本明細書では、アンテナポートと称する。

また、これと類似するように、Ｗ＿１Ｈは以下の＜数式２８＞のようなＤ行列内の列からなるＤ行列の部分集合（ｓｕｂｓｅｔ）として選択される。ＤＦＴコードブックは、以下の＜数式２８＞のように作ることができる。

＜数式２８＞で、Ｑ_hはオーバーサンプリング因子（ｏｖｅｒｓａｍｐｌｉｎｇ ｆａｃｔｏｒ）であり、Ｎ_hは水平アンテナポート（ｈｏｒｉｚｏｎｔａｌ ａｎｔｅｎｎａ ｐｏｒｔ）の個数である。

また、前述したように、コードブック内のプリコーディング行列ＷはＷ＝Ｗ₁Ｗ₂のように示すことができる。この際、Ｗ１は
のように導出することができる。ここで、Ｘ₁はＮ＿１ｘＬ＿１行列であり、Ｌ＿１個の列ベクトルで構成できる。この際、列ベクトルは長さがＮ＿１であり、Ｏ＿１倍にオーバーサンプリングされたＤＦＴベクトル、即ち
に該当できる。また、Ｘ_２はＮ＿２ｘＬ＿２行列であり、Ｌ＿２個の列ベクトルで構成できる。この際、列ベクトルは長さがＮ＿２であり、Ｏ＿２倍にオーバーサンプリングされたＤＦＴベクトル、即ち
に該当できる。ここで、Ｎ＿１は第１次元（例えば、水平ドメイン）で同一な偏波当たりアンテナポートの個数を示し、Ｎ＿２は第２次元（例えば、垂直ドメイン）で同一な偏波当たりアンテナポートの個数を示す。

図１４は、本発明が適用できる無線通信システムにおける２Ｄ ＡＡＳを例示する。

図１４（ａ）は８トランシーバーユニット（または、送受信ユニット）（ＴＸＲＵ：ｔｒａｎｓｃｅｉｖｅｒ ｕｎｉｔ）２Ｄ ＡＡＳを例示し、図１４（ｂ）は１２ ＴＸＲＵ ２Ｄ ＡＡＳを例示し、図１４（ｃ）は１６ ＴＸＲＵ ２Ｄ ＡＡＳを例示する。

図１４で、Ｍは同一な偏波（ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ）を有する単一の列（ｃｏｌｕｍｎ）（即ち、第１次元）のアンテナポートの個数であり、Ｎは同一な偏波（ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ）を有する単一の行（ｒｏｗ）（即ち、第２次元）のアンテナポートの個数である。Ｐは偏波（ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ）の次元（ｄｉｍｅｎｓｉｏｎ）の個数を示す。Ｑは全体ＴＸＲＵ（アンテナポート）の個数を示す。

以下、本発明で提案するコードブックは、図１４で例示する２Ｄ ＡＡＳに適用可能である。また、図１４で例示した２Ｄ ＡＡＳに限定するものではなく、図１４の例示の以外のアンテナ構成でも本発明が拡張適用できる。

まず、（Ｍ、Ｎ、Ｐ、Ｑ）＝（２，２，２，８）である場合を説明する。この場合、＋４５゜傾斜（ｓｌａｎｔ）アンテナ（図１４で、“／”アンテナ）が水平方向に２つ、垂直方向に２つずつ位置するようになり、Ｎ_h＝２，Ｎ_v＝２となる。

水平方向のオーバーサンプリング因子（ｏｖｅｒｓａｍｐｌｉｎｇ ｆａｃｔｏｒ）値、Ｑ_h及び垂直方向のオーバーサンプリング因子（ｏｖｅｒｓａｍｐｌｉｎｇ ｆａｃｔｏｒ）値Ｑ_vによって各々Ｗ＿１ＨとＷ＿１Ｖを構成するコードブックをなす列の個数（即ち、プリコーディング行列の個数）は各々Ｎ_hＱ_h、Ｎ_vＱ_vとなる。Ｗ＿１を構成する全体コードブックＣ＿１は、水平、垂直アンテナポートと相応するコードブックのクロネッカー積（Ｋｒｏｅｎｅｃｋｅｒ ｐｒｏｄｕｃｔ）で構成されるため、全体コードブックＣ＿１を構成する列の数はＮ_hＱ_hＮ_vＱ_vとなり、８ＴＸＲＵである場合であるので、４Ｑ_hＱ_vとなる。

このようにオーバーサンプリング因子（ｏｖｅｒｓａｍｐｌｉｎｇ ｆａｃｔｏｒ）と受信端末が基地局にフィードバックするＰＭＩのビット数などによって、コードブックの種類が多様に構成できる。

以下、Ｗ＿１に相応するフィードバックビット数をＬ＿１、Ｗ＿２に相応するフィードバックビット数をＬ＿２と定義する。

また、前述したＮ_hＱ_h、Ｎ_vＱ_vのパラメータは、図１４に示すように、アンテナポート数によって相異することがあり、基地局が端末にＲＲＣシグナリングなどを通じて知らせるか、または端末と予め定義された値を使用することもできる。

本発明では、少なくともＷ＿１行列が二重（ｄｕａｌ）構造を有する２Ｄ ＡＡＳのためのコードブックデザインでＷ＿１とＷ＿２を構成／設定する方法を提案する。

以下、本発明の説明において、説明の便宜のために、２Ｄアンテナアレイで第１次元（ｄｉｍｅｎｓｉｏｎ）／ドメイン（ｄｏｍａｉｎ）は水平次元／ドメインと称し、第２次元／ドメインは垂直次元／ドメインを称するものとして説明するが、本発明はこれに限定されるものではない。

また、以下、本発明の説明において、特別な説明がない限り、各数式で使われる同一な変数は同一な記号で表示されることができ、同一に解析できる。

また、以下、本発明の説明において、ビーム（ｂｅａｍ）は該当ビーム（ｂｅａｍ）を生成するためのプリコーディング行列として解析されることができ、ビームグループはプリコーディング行列のセット（または、プリコーディングベクトルのセット）と同一な意味として解析できる。また、ビーム（ｂｅａｍ）（または、ビーム対（ｂｅａｍ ｐａｉｒ））を選択するということは、該当ビーム（ｂｅａｍ）を生成することができるプリコーディング行列（または、ベクトル）を選択するという意味として解析できる。

１．８ ＴＸＲＵ
図１４（ａ）のような８ ＴＸＲＵ ２Ｄ ＡＡＳのためのコードブックを構成する方法を説明する。以下、Ｑ_h＝４，Ｑ_v＝２，Ｌ₁＝４，Ｌ₂＝４である場合を仮定する。

この場合、全体コードブックＣ１を構成する列（ｃｏｌｕｍｎ）の数は３２（＝Ｎ_hＱ_hＮ_vＱ_v＝２*４*２*２）である。そして、各列（ｃｏｌｕｍｎ）は４ Ｔｘ ＤＦＴベクトルで構成される。

この列（ｃｏｌｕｍｎ）のうち、受信端末は基地局が転送した参照信号（例えば、ＣＳＩ−ＲＳなど）を用いて長期（ｌｏｎｇ−ｔｅｒｍ）／広帯域（ｗｉｄｅ ｂａｎｄ）観点から受信端末に適合したＷ＿１のインデックスを基地局に報告（即ち、フィードバック）することができる。

この際、各インデックスに相応するＷ＿１を構成する方法は、選択（ｓｅｌｅｃｔｉｏｎ）と位相一致（ｃｏ−ｐｈａｓｉｎｇ）を担当するＷ＿２行列のフィードバックビット数であるＬ＿２と相関関係にありうる。便宜上、選択（ｓｅｌｅｃｔｉｏｎ）に相応するビット数をＬ＿２Ｓ、位相一致（ｃｏ−ｐｈａｓｉｎｇ）に相応するビット数をＬ＿２Ｃと定義し、この際、Ｌ＿２＝Ｌ＿２Ｓ＋Ｌ＿２Ｃの関係が成立する。

例えば、Ｌ＿２Ｓ＝２の場合、各インデックスに相応するＷ＿１は4個の列からなることができる。この場合、Ｗ＿１とＷ＿２を構成する方法は、次の通りである。

まず、内部プリコーダ（ｉｎｎｅｒ ｐｒｅｃｏｄｅｒ）Ｗ₁は最初のコードブックから選択できる。

本発明に従う一実施形態として、Ｗ＿１を次の＜数式３２＞のように構成することができる。

ここで、ｉ＿１はＷ＿１（即ち、プリコーディング行列のセット）のインデックス（即ち、Ｗ＿１を特定するための第１のＰＭＩ）を示し、ｉ＿２はＷ＿２の選択に相応するインデックス（即ち、プリコーディング行列のセット内で選択されたプリコーディングを特定するための第２のＰＭＩ）である。

前述したように、全体コードブックＣ１を構成する列（ｃｏｌｕｍｎ）の数はＮ_hＱ_hＮ_vＱ_v個（＜数式３２＞の場合、３２）であり、各々の列（ｃｏｌｕｍｎ）はプリコーディング行列（または、プリコーディングベクトル）（Ｗ＿ｍ）に該当し、ｍのインデックスとして識別できる。

また、全体コードブックＣ１を構成するプリコーディング行列を２次元形態に示すことができ（以下の図１５参照）、この場合、各々のプリコーディング行列（Ｗ＿ｍ）は、第１次元（即ち、水平次元）でのインデックスｈと第２次元（即ち、垂直次元）でのインデックスｖに特定できる。即ち、インデックスｍは（ｈ、ｖ）のようなインデックス対に一対一にマッピングできる。

また、第１次元のインデックスｈにより第１次元アンテナポートのための第１行列（または、第１ベクトル）（例えば、水平成分の行列（または、ベクトル））ｖ＿ｈが特定され、第２次元のインデックスｖにより第２次元アンテナポートのための第２行列（または、第２ベクトル）（例えば、水平成分の行列（または、ベクトル））ｖ＿ｖが特定できる。そして、ｗ＿ｍはＤＦＴ行列の形態を有し、ｖ＿ｈとｖ＿ｖのクロネッカー積（Ｋｒｏｎｅｃｋｅｒ ｐｒｏｄｕｃｔ）で生成できる。

ｉ＿１により全体コードブックで１つ以上のプリコーディング行列で構成されるプリコーディング行列のセット（例えば、４個のプリコーディング行列）が定まり、定まったプリコーディング行列のセット内でｉ＿２により１つのプリコーディング行列が定まることができる。言い換えると、ｉ＿１によりプリコーディング行列のセットに属する１つ以上のプリコーディング行列のプリコーディング行列インデックスｍ値、またはプリコーディングインデックス対（ｈ、ｖ）の値が定まることができる。そして、定まったプリコーディング行列のセット内でｉ＿２により１つのプリコーディング行列インデックスｍ値、またはプリコーディングインデックス対（ｈ、ｖ）の値が定まることができる。

前記の＜数式３２＞を図式化すると、図１５の通りである。

図１５は、本発明の一実施形態に従うコードブックを構成する方法を説明するための図である。

図１５で、０−３１の数字は全体コードブックＣ＿１を構成する列（即ち、プリコーディング行列ｗ＿ｍ）のインデックスを示す。即ち、全体プリコーディング行列のインデックスｍを示す。ｍは０からＮ＿ｈ*Ｑ＿ｈ*Ｎ＿ｖ*Ｑ＿ｖ値を有することができる。

また、図１５では全体コードブックＣ＿１を構成する列（即ち、プリコーディング行列ｗ＿ｍ）を２次元の形態に示すものである。ｈ、ｖは全体コードブックＣ＿１を構成する各列（即ち、プリコーディング行列ｗ＿ｍ）の水平成分に対するインデックス（即ち、ｗ＿ｍを構成するＤＦＴベクトルのうち、水平成分に対するインデックス）、垂直成分に対するインデックス（即ち、ｗ＿ｍを構成するＤＦＴベクトルのうち、垂直成分に対するインデックス）を示す。即ち、ｈは０ないしＮ＿ｈ*Ｑ＿ｈ値（図１５の場合、０〜７）を有することができ、ｖは０からＮ＿ｖ*Ｑ＿ｖ値（図１５の場合、０から３）を有することができる。

また、図１５で図示された各ボックスは、Ｗ＿１（ｉ＿１）（即ち、Ｗ＿１（０）、Ｗ＿１（１）、Ｗ＿１（２）、Ｗ＿１（３））を示す。即ち、ｉ＿１によりＷ＿１（ｉ＿１）のボックスが定まることができる。図１５を参照すると、Ｗ＿１（０）は、ｍ＝０、１、２、３のプリコーディング行列で構成できる。これを水平次元でのインデックスと垂直次元でのインデックスの対で表記すれば、（ｈ，ｖ）＝（０，０）、（１，０）、（２，０）、（３，０）であるプリコーディング行列で構成できる。Ｗ＿１（１）は、ｍ＝２、３、４、５のプリコーディング行列（即ち、（ｈ，ｖ）＝（２，０）、（３，０）、（４，０）、（５，０）であるプリコーディング行列）で構成できる。Ｗ＿１（２）は、ｍ＝４、５、６、７のプリコーディング行列（即ち、（ｈ，ｖ）＝（４，０）、（５，０）、（６，０）、（７，０）であるプリコーディング行列）で構成できる。Ｗ＿１（３）は、ｍ＝６、７、０、１であるプリコーディング行列で構成（即ち、（ｈ，ｖ）＝（６，７）、（７，０）、（０，０）、（１，０）であるプリコーディング行列）できる。Ｗ＿１（４）からＷ＿１（１５）に対しても同一な方式により構成できる。

このように、Ｗ＿１は固定された（同一な）垂直成分に対して、各々４個の水平成分の部分集合で構成され、連続する（隣接した）Ｗ＿１間に水平成分２つずつ重複（ｏｖｅｒｌａｐ）できる。即ち、水平次元方向に連続する（隣接した）Ｗ＿１間に２つのプリコーディング行列が重複（ｏｖｅｒｌａｐ）する。これをまた表現すると、水平次元方向で連続する（隣接した）プリコーディング行列のセット間の間隔（ｓｐａｃｉｎｇ）は２に該当することができる。例えば、図１５のようにＷ＿１のインデックスが０−３であるＷ＿１を構成するプリコーディング行列（ｗ＿ｍ）は、全て同一な垂直成分行列
で構成できる。

図１５のようなＷ＿１の構成方法を一般的に表現すると、Ｗ＿１を構成するプリコーディング行列の第１次元でのインデックスと第２次元でのインデックスの対は（ｘ，ｙ）、（ｘ＋１，ｙ）、（ｘ＋２，ｙ）、（ｘ＋３，ｙ）に該当することができる。ここで、ｘ及びｙは負数でない整数に該当する。

これを先の例のように、水平次元と垂直次元でのインデックス対で表現すれば、（ｈ，ｖ）、（ｈ＋１，ｖ）、（ｈ＋２，ｖ）、（ｈ＋３，ｖ）の通りである。以下、本明細書で説明した異なるコードブック構成方式でも同様に、ｘ，ｙのインデックスは水平次元と垂直次元で考慮した場合に、ｈ、ｖに代替できる。

水平次元方向で連続する（隣接した）プリコーディング行列のセット間の間隔（ｓｐａｃｉｎｇ）によって、ｘ値が有することができる値が相異するように定まることができる。例えば、図１５の例示のように第１次元（例えば、水平次元）方向で間隔（ｓｐａｃｉｎｇ）が２の場合、ｘは２の倍数の値を有することができる。一方、第１次元（例えば、水平次元）方向で間隔（ｓｐａｃｉｎｇ）が１の場合、ｘは１の倍数の値を有することができる。同様に、垂直次元方向で連続する（隣接した）プリコーディング行列のセット間の間隔（ｓｐａｃｉｎｇ）によってｙ値が有することができる値が相異するように定まることができる。

以下、本発明の説明において、先の＜数式３２＞及び図１５に対する説明と同一な部分に対しては別途の説明を省略し、差がある部分を中心として説明する。

他の実施の例として、Ｗ＿１を次の＜数式３４＞のように構成することもできる。

前記の＜数式２２＞を図式化すると、図１６の通りである。

図１６は、本発明の一実施形態に従うコードブックを構成する方法を説明するための図である。

図１６を参照すると、Ｗ＿１が各々垂直、水平成分２つずつ有しており、連続するＷ＿１間に１つの水平成分が重複（ｏｖｅｒｌａｐ）する。即ち、水平次元方向に連続する（隣接した）Ｗ＿１間に２つのプリコーディング行列が重複（ｏｖｅｒｌａｐ）する。これをまた表現すると、水平次元方向で連続する（隣接した）プリコーディング行列のセット間の間隔（ｓｐａｃｉｎｇ）は１に該当することができる。

例えば、Ｗ＿１のインデックスが０−７の場合、Ｗ＿１に含まれるｗ＿ｍは垂直成分行列
で構成できる。また、Ｗ＿１のインデックスが８−１５の場合、Ｗ＿１に含まれるｗ＿ｍは垂直成分行列
で構成できる。

図１６のようなＷ＿１の構成方法を一般的に表現すると、Ｗ＿１を構成するプリコーディング行列の第１次元でのインデックスと第２次元でのインデックスの対は、（ｘ，ｙ）、（ｘ＋１，ｙ）、（ｘ，ｙ＋１）、（ｘ＋１，ｙ＋１）に該当することができる。ここで、ｘ及びｙは負数でない整数に該当する。

水平次元方向で連続する（隣接した）プリコーディング行列のセット間の間隔（ｓｐａｃｉｎｇ）によって、ｘ値が有することができる値が相異するように定まることができる。例えば、第１次元（例えば、水平次元）方向で間隔（ｓｐａｃｉｎｇ）が２の場合、ｘは２の倍数の値を有することができる。一方、図１６の例示のように水平次元方向で間隔（ｓｐａｃｉｎｇ）が１の場合、ｘは１の倍数の値を有することができる。同様に、垂直次元方向で連続する（隣接した）プリコーディング行列のセット間の間隔（ｓｐａｃｉｎｇ）によってｙ値が有することができる値が相異するように定まることができる。

更に他の実施の例として、Ｗ＿１を次の＜数式３７＞のように構成することもできる。

前記の＜数式３７＞を図式化すると、図１７の通りである。

図１７は、本発明の一実施形態に従うコードブックを構成する方法を説明するための図である。

図１７を参照すると、ビームグルーピング時、垂直ドメインの長さがμだけ設定できる。図１７ではμ＝２の場合を例示する。

図１７のようなＷ＿１の構成方法を一般的に表現すると、Ｗ＿１を構成するプリコーディング行列の第１次元でのインデックスと第２次元でのインデックスの対は、（ｘ，ｙ）、（ｘ＋１，ｙ）、（ｘ，ｙ＋μ）、（ｘ＋１，ｙ＋μ）に該当することができる。ここで、ｘ及びｙは負数でない整数に該当する。

そして、水平次元方向に連続する（隣接した）Ｗ＿１間に２つのプリコーディング行列が重複（ｏｖｅｒｌａｐ）する。これをまた表現すると、水平次元方向で連続する（隣接した）プリコーディング行列のセット間の間隔（ｓｐａｃｉｎｇ）は１に該当することができる。

更に他の実施の例として、Ｗ＿１を次の＜数式３８＞のように構成することもできる。

ここで、ｉ＿１はＷ＿１のインデックスを示し、ｉ＿２はＷ＿２の選択に相応するインデックスである。

前記の＜数式３８＞を図式化すると、図１８の通りである。

図１８は、本発明の一実施形態に従うコードブックを構成する方法を説明するための図である。

図１８を参照すると、Ｗ＿１が各々垂直、水平成分２つずつ有しており、連続するＷ＿１間に１つの垂直成分が重複（ｏｖｅｒｌａｐ）する。即ち、垂直次元方向に連続する（隣接した）Ｗ＿１間に２つのプリコーディング行列が重複（ｏｖｅｒｌａｐ）する。これをまた表現すると、垂直次元方向で連続する（隣接した）プリコーディング行列のセット間の間隔（ｓｐａｃｉｎｇ）は１に該当することができる。

例えば、Ｗ＿１のインデックスが｛０，４，８，１２｝である場合、Ｗ＿１に含まれるｗ＿ｍは水平成分行列
で構成されることができ、Ｗ＿１のインデックスが｛１，５，９，１３｝である場合、Ｗ＿１に含まれるｗ＿ｍは水平成分行列
で構成できる。

図１８のようなＷ＿１の構成方法を一般的に表現すると、Ｗ＿１を構成するプリコーディング行列の第１次元でのインデックスと第２次元でのインデックスの対は、（ｘ，ｙ）、（ｘ＋１，ｙ）、（ｘ＋１，ｙ）、（ｘ＋１，ｙ＋１）に該当する。ここで、ｘ及びｙは負数でない整数に該当する。

そして、垂直次元方向に連続する（隣接した）Ｗ＿１間に２つのプリコーディング行列が重複（ｏｖｅｒｌａｐ）する。これをまた表現すると、垂直次元方向で連続する（隣接した）プリコーディング行列のセット間の間隔（ｓｐａｃｉｎｇ）は１に該当することができる。

更に他の実施の例として、Ｗ＿１を次の＜数式４１＞のように構成することもできる。

前記の＜数式４１＞を図式化すると、図１９及び図２０の通りである。

図１９は、本発明の一実施形態に従うコードブックを構成する方法を説明するための図である。

図１９を参照すると、Ｗ＿１はジグザグ（ｚｉｇ−ｚａｇ）パターン（または、チェックパターン）で構成できる。即ち、Ｗ＿１（０）の場合、｛ｗ＿０，ｗ＿２，ｗ＿９，ｗ＿１１｝で構成できる。

図１９のようなＷ＿１の構成方法を一般的に表現すると、Ｗ＿１を構成するプリコーディング行列の第１次元でのインデックスと第２次元でのインデックスの対は、（ｘ，ｙ）、（ｘ＋２，ｙ）、（ｘ＋１，ｙ＋１）、（ｘ＋３，ｙ＋１）に該当する。ここで、ｘ及びｙは負数でない整数に該当する。

そして、水平次元方向に連続する（隣接した）Ｗ＿１間に２つのプリコーディング行列が重複（ｏｖｅｒｌａｐ）する。これをまた表現すると、水平次元方向で連続する（隣接した）プリコーディング行列のセット間の間隔（ｓｐａｃｉｎｇ）は２に該当することができる。

先の図１９の例示では、Ｗ＿１のパターンはＷ＿１のビームグループが｛ｗ＿０，ｗ＿２，ｗ＿９，ｗ＿１１｝である場合を考慮した結果である。

また、前記ジグザグ（Ｚｉｇ−ｚａｇパターン）（または、チェックパターン）の余集合でＷ＿１が構成できる。

図２０は、本発明の一実施形態に従うコードブックを構成する方法を説明するための図である。

図２０を参照すると、先の図１９の例示のようなジグザグ（Ｚｉｇ−ｚａｇパターン）（または、チェックパターン）を｛ｗ＿０，ｗ＿１，ｗ＿２，ｗ＿３，ｗ＿８，ｗ＿９，ｗ＿１０，ｗ＿１１｝からなる２Ｘ４の矩形ビームグループで、余集合｛ｗ＿１，ｗ＿３，ｗ＿８，ｗ＿１０｝を考慮した場合を例示する。

図２０のようなＷ＿１の構成方法を一般的に表現すると、Ｗ＿１を構成するプリコーディング行列の第１次元でのインデックスと第２次元でのインデックスの対は、（ｘ＋１，ｙ）、（ｘ，ｙ＋１）、（ｘ＋２，ｙ＋１）、（ｘ＋３，ｙ）に該当する。ここで、ｘ及びｙは負数でない整数に該当する。

図２０の場合、Ｗ＿１ビームグループ（即ち、プリコーディング行列のセット）間の間隔（ｓｐａｃｉｎｇ）が２である場合を考慮したものであり、以下に記述されるジグザグ（Ｚｉｇ−ｚａｇパターン）（または、チェックパターン）に対しても、前述した図２０に示されるジグザグ（Ｚｉｇ−ｚａｇパターン）（または、チェックパターン）の実施形態が容易に適用されることは自明である。

前述したジグザグ（ｚｉｇ−ｚａｇ）パターン（または、チェックパターン）の場合、水平に隣接したプリコーディング行列のセット間の列のインデックスが１または２離れた場合のみを説明したが、これを一般化することができる。これを数式で表現すると、次の＜数式４２＞の通りである。

前記の＜数式４２＞を図式化すると、図２１の通りである。

図２１は、本発明の一実施形態に従うコードブックを構成する方法を説明するための図である。

図２１を参照すると、Ｗ＿１を構成するｗ＿ｍは水平に列のインデックスがａ、ｂ値だけ、垂直に列のインデックスがｃ値だけ離れたことを考慮することができる。

図２１のようなＷ＿１の構成方法を一般的に表現すると、Ｗ＿１を構成するプリコーディング行列の第１次元でのインデックスと第２次元でのインデックスの対は、Ｎ（ｘ，ｙ）、（ｘ＋ａ，ｙ）、（ｘ＋ｂ，ｙ＋ｃ）、（ｘ＋ａ＋ｂ，ｙ＋ｃ）に該当する。ここで、ｘ及びｙは負数でない整数に該当する。

前記のジグザグパターンの構成方式の場合、水平に各々Ｂ_h個のＷ＿１が存在し、このようなＷ＿１グループが垂直には総Ｂ_v／２個が存在する。これと類似するように、水平に各々Ｂ_h／２個のＷ＿１を作り、このようなＷ＿１グループが垂直にＢ_v４個が存在するように作ることができるが、これを数式化すると、以下の＜数式４３＞の通りである。

前記の＜数式４２＞は、＜数式１４＞はジグザグ（Ｚｉｇ−ｚａｇパターン）（または、チェックパターン）の一般化した数式を示す。＜数式４２＞で、３個のパラメータａ、ｂ、及び／又はｃを調整すれば、前述した正方形パターン（ｓｑｕａｒｅ ｐａｔｔｅｒｎ）（図１８参照）を導出することができる。即ち、先の＜数式４２＞で、に設定すれば、正方形パターン（ｓｑｕａｒｅ ｐａｔｔｅｒｎ）（図１８参照）を導出することができる。または、図２２のようなブロック形態のパターンが導出できる。

図２２は、本発明の一実施形態に従うコードブックを構成する方法を説明するための図である。

図２２を参照すると、先の＜数式４２＞で、ａ＝０、ｂ＝２、ｃ＝０に設定すれば、図２２（ａ）のようなパターンが構成できる。図２２のパターンの場合、ビームグループ間隔（ｓｐａｃｉｎｇ）を２に設定すれば、ビームグループ間の重複無しで、ビーム−グリッド（ＧｏＢ：ｇｒｉｄ ｏｆ ｂｅａｍ）の全ての領域をカバーすることができる長所がある。

図２２（ａ）のようなＷ＿１の構成方法を一般的に表現すると、Ｗ＿１を構成するプリコーディング行列の第１次元でのインデックスと第２次元でのインデックスの対は、（ｘ，ｙ）、（ｘ＋１，ｙ）、（ｘ＋２，ｙ＋１）、（ｘ＋３，ｙ＋１）に該当する。ここで、ｘ及びｙは負数でない整数に該当する。

また、図２２（ｂ）は２Ｘ４ビームグループで図２２（ａ）の余集合を示す。図２２（ｂ）のようなＷ＿１を構成するプリコーディング行列の第１次元でのインデックスと第２次元でのインデックスの対は、（ｘ，ｙ＋１）、（ｘ＋１，ｙ＋１）、（ｘ＋２，ｙ）、（ｘ＋３，ｙ）に該当する。ここで、ｘ及びｙは負数でない整数に該当する。

また、このような特徴を有するパターンには、図２３のような“Ｖ”パターンも考慮することができる。

図２３は、本発明の一実施形態に従うコードブックを構成する方法を説明するための図である。

図２３（ａ）のように、＜数式４２＞で３個のパラメータａ、ｂ、及び／又はｃを調整すれば、“Ｖ”パターンが導出できる。

図２３（ａ）のようなＷ＿１の構成方法を一般的に表現すると、Ｗ＿１を構成するプリコーディング行列の第１次元でのインデックスと第２次元でのインデックスの対は、（ｘ，ｙ）、（ｘ＋１，ｙ＋１）、（ｘ＋２，ｙ＋１）、（ｘ＋３，ｙ）に該当する。ここで、ｘ及びｙは負数でない整数に該当する。

図２３（ｂ）は、２Ｘ４ビームグループで図２３（ａ）の余集合を示す。

図２３（ｂ）のようなＷ＿１の構成方法を一般的に表現すると、Ｗ＿１を構成するプリコーディング行列の第１次元でのインデックスと第２次元でのインデックスの対は、（ｘ，ｙ＋１）、（ｘ＋１，ｙ）、（ｘ＋２，ｙ）、（ｘ＋３，ｙ＋１）に該当する。ここで、ｘ及びｙは負数でない整数に該当する。

図２３（ｃ）は、Ｖパターンの１つの実施形態を示す。この際、水平に８個のビームがある状況を考慮したものであり、ビームグループは横に２ずつ離隔（ｓｐａｃｉｎｇ）する状況を例示する。

前述した図２２及び図２３のパターンの場合、全てのＧｏＢをカバーすることができる長所があるが、Ｗ＿１が偶数または奇数のみを選択するものとして表現できるコードブックサブサンプリング（ｃｏｄｅｂｏｏｋ ｓｕｂｓａｍｐｉｎｇ）を考慮する場合、重複を許容する図２０で例示された図１９で例示されたジグザグ（Ｚｉｇ−ｚａｇパターン）（または、チェックパターン）に比べて、サブサンプリング（ｓｕｂｓａｍｐｌｉｎｇ）の許容時、ＧｏＢを均等でなくカバーするようになって、その性能劣化が発生することもある。

今まで、Ｗ＿１が４個の列で構成される実施形態を記述した。これを用いた時、Ｗ＿２を構成する方法は、以下の通りである。

転送ランク（ｔｒａｎｍｉｓｓｉｏｎ ｒａｎｋ）が１の場合、外部プリコーダ（ｏｕｔｅｒ ｐｒｅｃｏｄｅｒ）Ｗ₂は２番目のコードブック
から選択できる。

ランク１の場合、前述したようにＷ＿１が構成され、Ｗ＿１に含まれるプリコーディング行列（または、ベクトル）のうち、１つのプリコーディング行列が選択できる。
本発明に従う一実施形態において、Ｗ＿２を次の＜数式４５＞のように構成することができる。

ここで、ｅ_kはｋ番目の元素のみが１の値を有し、残りは０の値を有する選択（ｓｅｌｅｃｔｉｏｎ）ベクトルである。ｋ（即ち、選択インデックス）の値（即ち、１から４のうちの１つの値）はｉ＿２により定まる。

即ち、プリコーディング行列のセットＷ＿１に属したプリコーディング行列のうち、ｋ番目のプリコーディング行列が選択され、ｋはプリコーディング行列内に属したプリコーディング行列を区分するためのインデックスを意味することもできる。

この際、ｋは先の＜数式３２＞のようなＷ＿１を構成するための数式でＷ＿１に属したｗ＿ｍの左側から右側への順にインデクシングできる。

または、プリコーディング行列のセットＷ＿１内に属したプリコーディング行列ｗ＿ｍは第１次元のインデックス（即ち、ｘまたはｈ）が増加する順に、その次に第２次元のインデックス（即ち、ｙまたはｖ）が増加する順にｋ値がインデクシングできる。例えば、先の図１９の例示で、｛ｗ＿０，ｗ＿２，ｗ＿９，ｗ＿１１｝は順に各々ｋ＝｛１，２，３，４｝にインデクシングできる。または、反対に、第２次元のインデックス（即ち、ｙまたはｖ）が増加する順に、その次に第１次元のインデックス（即ち、ｘまたはｈ）が増加する順にｋ値がインデクシングできる。例えば、先の図１９の例示で、｛ｗ＿０，ｗ＿９，ｗ＿２，ｗ＿１１｝は順に各々ｋ＝｛１，２，３，４｝にインデクシングできる。

または、プリコーディング行列のセットＷ＿１内に属したプリコーディング行列ｗ＿ｍは、第１次元のインデックス（即ち、ｘまたはｈ）が増加する順にｋ値がインデクシングされることもできる。例えば、先の図１９の例示で、｛ｗ＿０，ｗ＿９，ｗ＿２，ｗ＿１１｝は順に各々ｋ＝｛１，２，３，４｝にインデクシングできる。

φは偏波アンテナポート（ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ ａｎｔｅｎｎａ ｐｏｒｔ）グループ間の位相一致（ｃｏ−ｐｈａｓｉｎｇ）の役割を遂行する。言い換えると、φはクロス−偏波アンテナ（ｃｒｏｓｓ−ｐｌａｒｉｚａｔｉｏｎ）で第１偏波アンテナポートと第２偏波アンテナポートとの間の位相を調節するための因子を示し、
のうちの１つに定まることができる。

＜数式４５＞で示されるように、Ｌ＿２Ｓ＝２、Ｌ＿２Ｃ＝２で、全体Ｌ＿２は４ビットとなる。

先の例示した図１５から図２０から見ることができるように、互いに連接したＷ１同士は２つのビームが互いに重複（ｏｖｅｒｌａｐ）する。即ち、図１５の例示のように、Ｗ＿１（０）は｛０，１，２，３｝のビームグループからなっており、Ｗ＿１（１）は｛２，３，４，５｝のビームグループで構成され、｛２，３｝が重複（ｏｖｅｒｌａｐ）する。この場合、全体コードブックのビームレゾリューション（ｒｅｓｏｌｕｔｉｏｎ）を高めることができる方法のうちの１つは、選択ベクトル（ｓｅｌｅｃｔｉｏｎ ｖｅｃｔｏｒ）ｅ_iに回転係数（ｒｏｔａｔｉｏｎ ｃｏｅｆｆｉｃｉｅｎｔ）（例えば、
）を掛けることができる。ここで、
、あるいはシステム性能に合せた任意の回転係数に該当することができる。

より具体的に、回転係数（ｒｏｔａｔｉｏｎ ｃｏｅｆｆｉｃｉｅｎｔ）は
、あるいは任意の値が設定できる。

この場合、＜数式４５＞は以下の＜数式５０＞で表現できる。

ここで、ｉは選択ベクトルｅ_iのインデックスである。

転送ランク（ｔｒａｎｍｉｓｓｉｏｎ ｒａｎｋ）が２の場合、外部プリコーダ（ｏｕｔｅｒ ｐｒｅｃｏｄｅｒ）Ｗ₂は２番目のコードブック
から選択できる。

ランク２以上の場合、ランク１の場合と同様に、プリコーディング行列のセットに含まれたプリコーディング行列のうちの１つのプリコーディング行列が選択できる。この際、プリコーディング行列は各レイヤ別に適用されるプリコーディングベクトルで構成できる。そして、前述したように、Ｗ＿１が構成され、Ｗ＿１に含まれるプリコーディングベクトルのうち、各レイヤ別に適用されるプリコーディングベクトルが選択できる。即ち、ランク２以上の場合でプリコーディングベクトルのセットは、ランク１の場合でプリコーディング行列のセットに該当することができる。そして、各レイヤ別に選択されたプリコーディングベクトルで構成されるプリコーディング行列が導出できる。したがって、ランク２以上の場合、プリコーディング行列のセットは、各レイヤに対するプリコーディングベクトルの多様な組み合わせによって生成されたプリコーディング行列の集合を意味することができる。

本発明に従う一実施形態として、Ｗ＿２を次の＜数式５２＞のように構成することができる。

＜数式５２＞に示されるように、Ｌ＿２Ｓ＝３、Ｌ＿２Ｃ＝１で、全体Ｌ＿２は４ビットとなる。

ランクが２の場合にも、＜数式５０＞と同様にα_iを導入することができ、これを数式で示すと、以下の＜数式５３＞の通りである。

ランク１に相応する＜数式４５＞及び＜数式５０＞、ランク２に相応する＜数式５２＞及び＜数式５３＞は、互いに組み合わせわせて使用できる。より具体的な実施形態に、＜数式４５＞と＜数式５２＞の組み合わせ、＜数式５０＞と＜数式５３＞の組み合わせ、＜数式５０＞と＜数式５２＞の組み合わせ、あるいは＜数式５０＞と＜数式５３＞の組み合わせによりＷ＿２が構成できる。

＜数式５０＞と＜数式５３＞の場合のように、後述するコードブックＷ＿２を構成する時、特定回転係数（ｒｏｔａｔｉｏｎ ｃｏｅｆｆｉｃｉｅｎｔ） α_iを考慮したコードブックも利用できる。

今まで、Ｌ＿１＝４、Ｌ＿２＝４の場合を考慮した。しかしながら、固定されたＬ＿２＝４に対し、Ｌ＿１を５、６、７、８、９ビットなどに拡張する時、前述したＷ＿１を構成するパターン（図１５から図２３）を容易に拡張適用して使用することができる。図１５から図２３に示された３２個のビームは、オーバーサンプリング因子（ｏｖｅｒｓａｍｐｌｉｎｇ ｆａｃｔｏｒ）とアンテナポート（ａｎｔｅｎｎａ ｐｏｒｔ）の次元数（ｄｉｍｅｎｓｉｏｎａｌｉｔｙ）により決定される。即ち、全体ビームの数はＢ_T＝Ｎ_hＱ_hＮ_vＱ_vであり、列の個数は水平ＤＦＴ行列であるＷ＿１Ｈの列の個数Ｂ_h＝Ｎ_hＱ_h、行の個数は垂直ＤＦＴ行列のＷ＿１Ｖの列の数であるｃＢ_h＝Ｎ_hＱ_hとなる。オーバーサンプリング（Ｏｖｅｒｓａｍｐｌｉｎｇ）に従うＬ＿１ビット数は、以下の＜表６＞のように整理できる。

＜表６＞は（２，２，２，８）ＡＡＳで、Ｌ＿２が４の時、オーバーサンプリング（ｏｖｅｒｓａｍｐｌｉｎｇ）に従うＬ＿１ビット数を例示する。

これを用いて先の＜数式３２＞を一般化して表現すると、以下の＜数式５４＞の通りである。即ち、＜表６＞のようなＬ＿１ビット数が決定／設定されれば、これによって＜数式５４＞のような形態に本発明で提案するＷ＿１構成方式が一般化できる。

また、水平部分は既存に存在する３ＧＰＰリリーズ（ｒｅａｌｅａｓｅ）−１２の４Ｔｘコードブックを使用することもできる。この場合、＜数式５４＞は以下の＜数式５５＞のように表現できる。

ここで、μは同一なＷ＿１グループ内のビーム同士の間隔を意味し、μ＝８の場合、水平方向は既存リリーズ−１２ ４ Ｔｘコードブックと同一である。

先の＜数式３４＞、＜数式３７＞、＜数式３８＞、＜数式４２＞、及び＜数式４３＞は、一般化された＜数式５４＞で関数ｍ（ｉ₁，ｉ₂）を変更すれば、一般化が可能である。
＜数式５４＞で、関数ｍ（ｉ₁，ｉ₂）を以下の＜数式５６＞のように変更すれば、＜数式３４＞を一般化することができる。

また、＜数式５４＞で関数ｍ（ｉ₁，ｉ₂）を以下の＜数式５７＞のように変更すれば、＜数式３７＞を一般化することができる。

また、＜数式５４＞で関数ｍ（ｉ₁，ｉ₂）を以下の＜数式５８＞のように変更すれば、＜数式３８＞を一般化することができる。

また、＜数式５４＞で関数ｍ（ｉ₁，ｉ₂）を以下の＜数式５９＞のように変更すれば、＜数式４２＞を一般化することができる。

また、＜数式５４＞で関数ｍ（ｉ₁，ｉ₂）を以下の＜数式６０＞のように変更すれば、＜数式４３＞を一般化することができる。

また、＜数式５４＞でＷ＿１を構成する列のインデックスの集合を水平でない垂直に縛る方法も可能であり、これを数式で示すと、以下の＜数式６１＞の通りである。

Ｗ＿１を構成するベクトルが４個である更に他の実施形態として、Ｗ＿１を次の＜数式６２＞のように構成することができる。

前記の＜数式６２＞を図式化すると、図２４の通りである。

図２４は、本発明の一実施形態に従うコードブックを構成する方法を説明するための図である。

図２４を参照すると、バックスラッシュ（ｂａｃｋ ｓｌａｓｈ）パターンでＷ＿１が構成できる。図２４のようなバックスラッシュパターンの場合、Ｗ＿１を構成するビームの間隔が９に設定できる。

図２４のようなＷ＿１の構成方法を一般的に表現すると、Ｗ＿１を構成するプリコーディング行列の第１次元でのインデックスと第２次元でのインデックスの対は、（ｘ，ｙ）、（ｘ＋１，ｙ＋１）、（ｘ＋２，ｙ＋２）、（ｘ＋３，ｙ＋３）に該当する。ここで、ｘ及びｙは負数でない整数に該当する。

また、Ｗ＿１を構成するビームの間隔を８に設定すれば、垂直ストライプ（ｖｅｒｔｉｃａｌ ｓｔｒｉｐｅ）パターンを構成することができる。

＜数式６２＞でｍ（ｉ₁，ｉ₂）を以下の＜数式６３＞に変更すれば、これを一般化することができる。

ここで、μはＷ＿１を構成するビームベクトルの間の一定の間隔を示す。ｉ＿１はＷ＿１のインデックスを示し、ｉ＿２はＷ＿２の選択に相応するインデックスである。

図１７及び図２１（または、図２２、図２３）のようにＷ＿１を構成する時、構成されるビームのインデックスが水平あるいは垂直に連続するか、またはギャップ（ｇａｐ）が設定されることによって、Ｗ＿１が構成できる。

また、与えられた垂直ドメインの１つに水平成分のビームのみで構成される＜数式５４＞、＜数式５５＞がある。＜数式５４＞は水平に連続するビームからなり、＜数式５５＞は水平に８の間隔を有するビームから構成される。

このようなコードブック構成方法は、基地局アンテナレイアウト（ｌａｙｏｕｔ）に従って適応的に適用できる。即ち、アンテナポートレイアウト（ｌａｙｏｕｔ）が水平に広い場合（例えば、ＴＸＲＵサブアレイモデルなど）、Ｗ＿１内にビームが間隔の広い＜数式５５＞を用いるか、または図２１（または、図２２、図２３）の水平間隔を定める変数を相対的に広く設定することができる。

反対に、水平アンテナポートレイアウト（ｌａｙｏｕｔ）が狭い場合は＜数式５４＞を用いるか、または図２１（または、図２２、図２３）の水平間隔を定める変数を相対的に狭く設定することができる。垂直の場合も同様の方式により拡張適用することができる。また、垂直あるいは水平ビームの細分化（ｇｒａｎｕｌａｒｉｔｙ）に従って、図１７、図２１（または、図２２、図２３）のビーム間隔を決定する変数を用いて適応的に設定することができる。

今までは２Ｄ ＡＡＳで長期（ｌｏｎｇ−ｔｅｒｍ）観点のＷ＿１のフィードバックビット数を増加させる場合を説明した。これは、システムオーバーヘッド観点で、短期（ｓｈｏｒｔ−ｔｅｒｍ）Ｗ＿２のフィードバックビット数を増加させる場合より有利である。しかしながら、大規模アンテナポートを使用する２Ｄ ＡＡＳではＷ＿２のビット数を増加させる場合も考慮することができる。

本発明に従う他の実施形態として、図１４（ａ）のような８ ＴＸＲＵ ２Ｄ ＡＡＳのためのコードブックを構成する方法を説明する。以下、Ｑ_h＝１６，Ｑ_v＝４、Ｌ₁＝６の場合を仮定する。

この場合、全体コードブックはＣ＿１を構成する列（ｃｏｌｕｍｎ）の数は２５６個（＝Ｎ_hＱ_hＮ_vＱ_v＝２*１６*２*４）である。そして、各列（ｃｏｌｕｍｎ）は４ Ｔｘ ＤＦＴベクトルで構成される。

このＣ＿１の列（ｃｏｌｕｍｎ）のうち、Ｗ＿１はｉ＿１に従って８個のＤＦＴベクトル（即ち、８個の列）からなることを考慮することができる。この場合にも、Ｌ＿２＝４の場合と類似するようにＷ１を構成する多数個のパターンを考慮することができる。

本発明に従う一実施形態として、Ｗ＿１を次の＜数式６４＞のように構成することができる。

前記の＜数式６４＞を図式化すると、図２５の通りである。

図２５は、本発明の一実施形態に従うコードブックを構成する方法を説明するための図である。

図２５で、０−２５５の数字は全体コードブックＣ＿１を構成する列のインデックスを示し、ｈ、ｖは各々Ｃ＿１の元素であるＷ＿１内のｗ＿ｍを構成するＤＦＴベクトルのうち、水平、垂直成分を示す。

図２５を参照すると、Ｗ＿１は８個の列で構成され、隣接したｉ＿１を有するＷ＿１の間には４個のビームが重複（ｏｖｅｒｌａｐ）できる。

図２５のようなＷ＿１の構成方法を一般的に表現すると、Ｗ＿１を構成するプリコーディング行列の第１次元でのインデックスと第２次元でのインデックスの対は、（ｘ，ｙ）、（ｘ＋１，ｙ）、（ｘ＋２，ｙ）、（ｘ＋３，ｙ）、（ｘ＋４，ｙ）、（ｘ＋５，ｙ）、（ｘ＋６，ｙ）、（ｘ＋７，ｙ）に該当する。ここで、ｘ及びｙは負数でない整数に該当する。

＜数式６４＞を一般化すれば、以下の＜数式６５＞の通りである。

他の実施の例として、Ｗ＿１を次の＜数式６６＞のように構成することもできる。

前記の＜数式６６＞を図式化すると、図２６の通りである。

図２６は、本発明の一実施形態に従うコードブックを構成する方法を説明するための図である。

図２６を参照すると、Ｗ＿１は水平成分が４個、垂直成分が２個で構成され、隣接したｉ＿１を有するＷ＿１間には２個の水平成分が重複（ｏｖｅｒｌａｐ）できる。

図２６のようなＷ＿１の構成方法を一般的に表現すると、Ｗ＿１を構成するプリコーディング行列の第１次元でのインデックスと第２次元でのインデックスの対は、（ｘ，ｙ）、（ｘ＋１，ｙ）、（ｘ＋２，ｙ）、（ｘ＋３，ｙ）、（ｘ，ｙ＋１）、（ｘ＋１，ｙ＋１）、（ｘ＋２，ｙ＋１）、（ｘ＋３，ｙ＋１）に該当する。ここで、ｘ及びｙは負数でない整数に該当する。

他の実施の例として、Ｗ＿１を次の＜数式６７＞のように構成することもできる。

ここで、ｉ＿１はＷ＿１のインデックスを示し、ｉ＿２はＷ＿２の選択に相応するインデックスである。Ｂ＿ｈは水平アンテナポートの数とオーバーサンプリング因子の積を示し、Ｂ＿ｖは垂直アンテナポートの数とオーバーサンプリング因子の積を示す。

前記の＜数式６７＞を図式化すると、図２７の通りである。

図２７は、本発明の一実施形態に従うコードブックを構成する方法を説明するための図である。

図２７を参照すると、Ｗ＿１は水平成分が４個、垂直成分が２個で構成され、隣接したｉ＿１を有するＷ＿１間には１個の垂直成分が重複（ｏｖｅｒｌａｐ）できる。

図２７のようなＷ＿１の構成方法を一般的に表現すると、Ｗ＿１を構成するプリコーディング行列の第１次元でのインデックスと第２次元でのインデックスの対は、（ｘ，ｙ）、（ｘ＋１，ｙ）、（ｘ＋２，ｙ）、（ｘ＋３，ｙ）、（ｘ，ｙ＋１）、（ｘ＋１，ｙ＋１）、（ｘ＋２，ｙ＋１）、（ｘ＋３，ｙ＋１）に該当する。ここで、ｘ及びｙは負数でない整数に該当する。

他の実施の例として、Ｗ＿１を次の＜数式６８＞のように構成することもできる。

ここで、ｉ＿１はＷ＿１のインデックスを示し、ｉ＿２はＷ＿２の選択に相応するインデックスである。Ｂ＿ｈは水平アンテナポートの数とオーバーサンプリング因子の積を示し、Ｂ＿ｖは垂直アンテナポートの数とオーバーサンプリング因子の積を示す。

前記の＜数式６８＞を図式化すると、図２８の通りである。

図２８は、本発明の一実施形態に従うコードブックを構成する方法を説明するための図である。

図２８を参照すると、Ｗ＿１は水平成分が２個、垂直成分が４個で構成され、隣接したｉ＿１を有するＷ＿１間には２個の垂直成分が重複（ｏｖｅｒｌａｐ）できる。

図２８のようなＷ＿１の構成方法を一般的に表現すると、Ｗ＿１を構成するプリコーディング行列の第１次元でのインデックスと第２次元でのインデックスの対は、（ｘ，ｙ）、（ｘ＋１，ｙ）、（ｘ，ｙ＋１）、（ｘ＋１，ｙ＋１）、（ｘ，ｙ＋２）、（ｘ＋１，ｙ＋２）、（ｘ，ｙ＋３）、（ｘ＋１，ｙ＋３）に該当する。ここで、ｘ及びｙは負数でない整数に該当する。

他の実施の例として、Ｗ＿１を次の＜数式６９＞のように構成することもできる。

前記の構成方式の場合、水平に各々Ｂ_ｈ個のＷ＿１が存在し、このようなＷ＿１グループが垂直には総Ｂ_ｖ／２個が存在する。これと類似するように、水平に各々Ｂ_ｈ／２個のＷ＿１を作り、このようなＷ＿１グループが垂直にＢ_ｖ４個が存在するように作ることができるが、これを数式化すると、以下の＜数式７０＞の通りである。

前記の＜数式６９＞を図式化すると、図２９の通りである。

図２９は、本発明の一実施形態に従うコードブックを構成する方法を説明するための図である。

図２９を参照すると、４Ｘ４正四角形に属した列インデックスのうち、Ｗ＿１を構成するビームベクトルをチェックパターンで８個選択できる。＜数式６９＞はこれを一般化した数式である。

図２９のようなＷ＿１の構成方法を一般的に表現すると、Ｗ＿１を構成するプリコーディング行列の第１次元でのインデックスと第２次元でのインデックスの対は、（ｘ，ｙ）、（ｘ＋１，ｙ＋１）、（ｘ＋２，ｙ）、（ｘ＋３，ｙ＋１）、（ｘ，ｙ＋２）、（ｘ＋１，ｙ＋３）、（ｘ＋２，ｙ＋２）、（ｘ＋３，ｙ＋３）に該当する。ここで、ｘ及びｙは負数でない整数に該当する。

先の＜数式６４＞から＜数式７０＞を用いてＷ＿１を構成した時、Ｗ＿２を構成する方法は、次の通りである。

転送ランク（ｔｒａｎｍｉｓｓｉｏｎ ｒａｎｋ）が１の場合、外部プリコーダ（ｏｕｔｅｒ ｐｒｅｃｏｄｅｒ）Ｗ₂は２番目のコードブック
から選択できる。

本発明に従う一実施形態として、Ｗ＿２を次の＜数式７２＞のように構成することができる。

＜数式７２＞に示されるように、Ｌ＿２Ｓ＝３、Ｌ＿２Ｃ＝２で、全体Ｌ＿２は５ビットとなる。

転送ランク（ｔｒａｎｍｉｓｓｉｏｎ ｒａｎｋ）が２の場合、外部プリコーダ（ｏｕｔｅｒ ｐｒｅｃｏｄｅｒ）Ｗ₂は２番目のコードブック
から選択できる。

本発明に従う一実施形態として、Ｗ＿２を次の＜数式７４＞のように構成することができる。

＜数式７４＞に示されるように、Ｌ＿２Ｓ＝４、Ｌ＿２Ｃ＝１で、全体Ｌ＿２は５ビットとなる。

ここで、選択ベクトルの組み合わせは、次のような方法により求めることができる。

１）同一なベクトルの組み合わせで８対（ｐａｉｒ）を作り、残りの８対は互いに連接したベクトルの組み合わせを優先に埋める方法
この方法の一例に、以下の＜数式７５＞のように構成することができる。

２）最終コードブックＷを計算した時、できる限り全ての対に対してコーダル距離（ｃｈｏｒｄａｌ ｄｉｓｔａｎｃｅ）が最大化されるようにベクトルの組み合わせを構成する方法
ここで、行列ＡとＢのコーダル距離（ｃｈｏｒｄａｌ ｄｉｓｔａｎｃｅ）は、以下の＜数式７６＞のように定義される。

＜数式７６＞で、‖．‖_F はフロベニウスノルム（Ｆｒｏｂｅｎｉｕｓ ｎｏｒｍ）演算を意味する。この方法の一例に、先の＜数式７４＞のように構成できる。

３）以下の＜数式７７＞のように同一なベクトルの組み合わせで８対を作り、位相一致（ｃｏ−ｐｈａｓｉｎｇ）を２ビット作って、総５ビットを作る組み合わせが利用されることもできる。

また、Ｌ＿２＝６ビットを考慮すれば、次のようなＷ＿２構成を考慮することができる。

転送ランク（ｔｒａｎｍｉｓｓｉｏｎ ｒａｎｋ）が１の場合、外部プリコーダ（ｏｕｔｅｒ ｐｒｅｃｏｄｅｒ）Ｗ₂は２番目のコードブック
から選択できる。

本発明に従う一実施形態として、Ｗ＿２を次の＜数式７９＞のように構成することができる。

＜数式７９＞に示されるように、Ｌ＿２Ｓ＝３、Ｌ＿２Ｃ＝３で、全体Ｌ＿２は６ビットとなる。

転送ランク（ｔｒａｎｍｉｓｓｉｏｎ ｒａｎｋ）が２の場合、外部プリコーダ（ｏｕｔｅｒ ｐｒｅｃｏｄｅｒ）Ｗ₂は２番目のコードブック
から選択できる。
本発明に従う一実施形態として、Ｗ＿２を次の＜数式８１＞のようで構成することができる。

＜数式８１＞に示されるように、Ｌ＿２Ｓ＝４、Ｌ＿２Ｃ＝２で、全体Ｌ＿２は６ビットとなる。

本発明に従う他の一実施形態として、Ｗ＿２を次の＜数式８２＞のように構成することができる。

＜数式８２＞に示されるように、Ｌ＿２Ｓ＝５、Ｌ＿２Ｃ＝１で、全体Ｌ＿２は６ビットとなる。

先の＜数式７４＞で説明した（Ｙ＿１、Ｙ＿２）対を定める方式は、＜数式８１＞及び＜数式８２＞にも同一に適用できる。

２．１２ ＴＸＲＵ
図１４（ｂ）のような１２ ＴＸＲＵ ２Ｄ ＡＡＳのためのコードブックを構成する方法を説明する。図１４（ｂ）のように、１２ ＴＸＲＵのような場合、２Ｄアンテナパネルの形態に従って、（３，２，２，１２）と（２，３，２，１２）の２つの場合に分けられる。

以下、説明の便宜のために、（２，３，２，１２）の場合について説明するが、本発明がこれに限定されるものではなく、（３，２，２，１２）の場合も後述する（２，３，２，１２）コードブック設計方式と類似するようにコードブックを拡張適用することができる。

まず、Ｑ_h＝２，Ｑ_v＝２，Ｌ₁＝４の場合を仮定する。

この場合、水平に３ Ｔｘアンテナポート、垂直に２ Ｔｘアンテナポートを有しているので、最終Ｗ＿１を構成する列は６ Ｔｘ ＤＦＴベクトルで構成され、構造は次の＜数式８３＞の通りである。

ここで、ｍは８ ＴＸＲＵの場合と同様に、ｉ＿１、ｉ＿２の関数で与えられる。

まず、８ ＴＸＲＵの場合と同様に、Ｗ＿１を構成する列の個数（即ち、ビームの数）が全体コードブックＣ＿１で４個であることを選択した場合を先に考慮することができる。

本発明に従う一実施形態として、Ｗ＿１を次の＜数式８４＞のように構成することができる。

前記の＜数式８４＞を図式化すると、図３０の通りである。

図３０は、本発明の一実施形態に従うコードブックを構成する方法を説明するための図である。

図３０を参照すると、列の数が２の冪数でないので、固定された垂直インデックスに対し、Ｗ＿１が３個ずつ構成することができ、総１２個のＷ＿１を構成することができる。

図３０のようなＷ＿１の構成方法を一般的に表現すると、Ｗ＿１を構成するプリコーディング行列の第１次元でのインデックスと第２次元でのインデックスの対は、（ｘ，ｙ）、（ｘ＋１，ｙ）、（ｘ＋２，ｙ）、（ｘ＋３，ｙ）に該当する。ここで、ｘ及びｙは負数でない整数に該当する。

与えられたＬ＿１＝４を用いて構成することができるＷ＿１は、総１６個である。この際、１２個のＷ＿１のみ使用する場合と、１６個のＷ＿１を使用する場合を考慮することができる。

１）１２個のＷ＿１のみ使用する場合
先の＜数式５４＞を用いてＷ＿１が構成できる。

仮に、Ｗ＿１に対する（端末の）フィードバック情報を（基地局が）デコーディングして得た結果が１２、１３、１４、１５値を得るようになれば、（基地局は）Ｗ＿１に対してエラーが発生したと判断することができる。

本発明では、このようにＷ＿１フィードバックのような特定報告タイプ（ｒｅｐｏｒｔｉｎｇ ｔｙｐｅ）内に予約された状態（ｒｅｓｅｒｖｅｄ ｓｔａｔｅｓ）（例えば、前記の例では１２、１３、１４、１５）が存在する時、これを活用して受信端でエラーチェックできるようにすることができる。これによって、その次に繋がるフィードバック時点（ｆｅｅｄｂａｃｋ ｉｎｓｔａｎｃｅｓ）が該当エラーにより無意味な報告になることを防止することができる一連の技術を提案する。例えば、次のような方法のうち、少なくとも１つの方法が適用できる。

１−Ａ）基地局は非周期的なＣＳＩ要請（Ａｐｅｒｉｏｄｉｃ ＣＳＩ ｒｅｑｕｅｓｔ）信号／メッセージを端末に転送することによって、Ｗ＿１を含んだＣＳＩ情報を非周期的なフィードバックを通じてまた受信することができる。

１−Ｂ）周期的なフィードバックチェーン（Ｐｅｒｉｏｄｉｃ ｆｅｅｄｂａｃｋ ｃｈａｉｎ）を用いる場合、基地局は誤り発生したＷ＿１が次の周期に報告される時まで、受信されるその他のＣＳＩ（例えば、Ｗ＿１とフィードバック階位が低いか、または周期が短いＣＳＩ、一例に、Ｗ＿２及び／又はＣＱＩなど）を全て無視することができる。

１−Ｃ）周期的なフィードバックチェーン（Ｐｅｒｉｏｄｉｃ ｆｅｅｄｂａｃｋ ｃｈａｉｎ）を用いる場合、基地局は特定Ｂ−ビット指示子（例えば、Ｂ＝１）を＃ｎ番目のサブフレーム（ＳＦ：ｓｕｂｆｒａｍｅ）にシグナリング（例えば、ＤＣＩ）して、（誤りが発生した）報告タイプ（例えば、Ｗ＿１）をオーバーライディング（ｏｖｅｒｒｉｄｉｎｇ）して例外的に再転送を行うようにすることができる。

ここで、Ｂ−ビット指示子により、＃（ｎ−ｋ）ＳＦの以前に（例えば、ｋは予め定義されるか、または端末に設定できる）最も最近に報告された前記特定報告タイプ（例えば、Ｗ＿１）をフィードバックしたＣＳＩプロセス（ＣＳＩ ｐｒｏｃｅｓｓ）に対して（誤りが発生した）報告タイプ（例えば、Ｗ＿１）をオーバーライディング（ｏｖｅｒｒｉｄｉｎｇ）して例外的に再転送を行うようにすることができる。そして／または、該当ＣＳＩプロセスが前記予約された状態（ｒｅｓｅｒｖｅｄ ｓｔａｔｅｓ）などが含まれた特定Ｘポート（例えば、Ｘ＝１２）ＣＳＩ報告が設定された場合、該当ＣＳＩプロセスの＃ｎ ＳＦの以後、最初に表れる特定の周期的な報告時点（ｐｅｒｉｏｄｉｃ ｒｅｐｏｒｔｉｎｇ ｉｎｓｔａｎｃｅ（ｓ））に前記（誤りが発生した）報告タイプ（例えば、Ｗ＿１）をオーバーライディング（ｏｖｅｒｒｉｄｉｎｇ）して例外的に再転送を行うようにすることができる。

また、不必要なアップリンクオーバーヘッド（ｕｐｌｉｎｋ ｏｖｅｒｈｅａｄ）を防止するために、次の有効な前記（誤りが発生した）報告タイプ（例えば、Ｗ＿１）のＣＳＩ報告時点（ＣＳＩ ｒｅｐｏｒｔｉｎｇ ｉｎｓｔａｎｃｅ）が表れる以前までのその他のＣＳＩ（例えば、Ｗ＿１とフィードバック階位が低いか、または周期が短いＣＳＩ、一例に、Ｗ＿２及び／又はＣＱＩなど）を全てドロップ（ｄｒｏｐ）するように（即ち、端末が転送しないように）定義されるか、または端末に設定できる。

このような動作の支援を通じて、エラーが発見された特定の周期的なＣＳＩ報告時点（ｐｅｒｉｏｄｉｃ ＣＳＩ ｒｅｐｏｒｔｉｎｇ ｉｎｓｔａｎｃｅ）の以後の連続した周期的なＣＳＩ報告時点に対して不必要なアップリンクオーバーヘッドを防止するか、または直ちにＣＳＩ報告の再転送を指示することによって、効果的な周期的報告が遂行されるようにする長所がある。

２）１６個のＷ＿１のみ使用する場合
追加的に４個のＷ＿１構成パターンを追加する方法であって、これを一般化された数式で示すと、以下の＜数式８５＞の通りである。

ここで、ｉ＿１はＷ＿１のインデックスを示し、ｉ＿２はＷ＿２の選択に相応するインデックスである。Ｂ＿ｈは水平アンテナポートの数とオーバーサンプリング因子の積を示し、Ｂ＿ｖは垂直アンテナポートの数とオーバーサンプリング因子の積を示す。

前記の＜数式８５＞を図式化すると、図３１の通りである。

図３１は、本発明の一実施形態に従うコードブックを構成する方法を説明するための図である。

図３１では、先の＜数式８５＞でｉ＿１＝１２、１３、１４、１５の場合、垂直パターンを考慮した場合を例示する。

他の実施の例には、先の図１８から図２１（または、図２２、図２３）のパターンが適用できる。

Ｗ＿１を構成する列の個数が４であるので、Ｌ＿２＝４の場合、Ｗ＿２を構成する方法は、先に記述した＜数式４５＞または＜数式５２＞を用いて構成できる。

前述した例では、Ｌ＿１＝４であり、先の＜数式４５＞を用いる場合を例示しているが、本発明はこれに限定されるものではなく、先の＜表６＞で例示された全ての場合に対して先の＜数式５４＞から＜数式６１＞を用いて前記の方式を容易に拡張して適用することができる。

次に、Ｗ＿１を構成する列の個数（即ち、ビームの数）が６の場合を考慮することができる。

本発明に従う一実施形態として、Ｗ＿１を次の＜数式８６＞のように構成することができる。

前記の＜数式８６＞を図式化すると、図３２の通りである。

図３２は、本発明の一実施形態に従うコードブックを構成する方法を説明するための図である。

図３２を参照すると、Ｗ＿１をなす列のインデックスが与えられた垂直成分インデックスに対して水平に連続的な場合である。

図３２のようなＷ＿１の構成方法を一般的に表現すると、Ｗ＿１を構成するプリコーディング行列の第１次元でのインデックスと第２次元でのインデックスの対は、（ｘ，ｙ）、（ｘ＋１，ｙ）、（ｘ＋２，ｙ）、（ｘ＋３，ｙ）、（ｘ＋４，ｙ）、（ｘ＋５，ｙ）に該当する。ここで、ｘ及びｙは負数でない整数に該当する。

他の実施形態として、＜数式８６＞で関数ｍ（ｉ₁，ｉ₂）を以下の＜数式８７＞のように変更することによって、Ｗ＿１を構成することができる。

＜数式８７＞のような関数ｍ（ｉ₁，ｉ₂）が適用された＜数式８６＞を図式化すると、図３３の通りである。

図３３は、本発明の一実施形態に従うコードブックを構成する方法を説明するための図である。

図３３を参照すると、水平成分３個と垂直成分２個を有するＤＦＴベクトルからなる矩形状のパターンでＷ＿１が構成できる。この場合、垂直に連接したＷ＿１同士は３個のビームが重複（ｏｖｅｒｌａｐ）する。

図３３のようなＷ＿１の構成方法を一般的に表現すると、Ｗ＿１を構成するプリコーディング行列の第１次元でのインデックスと第２次元でのインデックスの対は、（ｘ，ｙ）、（ｘ＋１，ｙ）、（ｘ＋２，ｙ）、（ｘ，ｙ＋１）、（ｘ＋１，ｙ＋１）、（ｘ＋２，ｙ＋１）に該当する。ここで、ｘ及びｙは負数でない整数に該当する。

図３２及び図３３の例示の他にも、Ｗ＿１間に２つのビームがｏｖｅｒｌａｐする場合を考慮することができる。しかしながら、１２ ＴＸＲＵの場合にはＷ１のインデックスが２の冪数で表現できないので、前述したＷ＿１を４個のビームで構成する場合のように、インデックスを全て使用できない場合が生じる。

これを数式で示すと、以下の＜数式８８＞の通りである。先の＜数式８５＞で関数ｍ（ｉ₁，ｉ₂）を以下の＜数式８８＞のように変更することによって、Ｗ＿１を構成することができる。

前記の＜数式８８＞を図式化すると、図３４の通りである。

図３４は、本発明の一実施形態に従うコードブックを構成する方法を説明するための図である。

図３４のようなＷ＿１の構成方法を一般的に表現すると、Ｗ＿１を構成するプリコーディング行列の第１次元でのインデックスと第２次元でのインデックスの対は、（ｘ，ｙ）、（ｘ＋１，ｙ）、（ｘ＋２，ｙ）、（ｘ，ｙ＋１）、（ｘ＋１，ｙ＋１）、（ｘ＋２，ｙ＋１）に該当する。ここで、ｘ及びｙは負数でない整数に該当する。

また、先の＜数式８５＞で関数ｍ（ｉ₁，ｉ₂）を以下の＜数式８９＞のように変更することによってＷ＿１を構成することができる。

ここで、ｉ＿１はＷ＿１のインデックスを示し、ｉ＿２はＷ＿２の選択に相応するインデックスである。Ｂ＿ｈは水平アンテナポートの数とオーバーサンプリング因子の積を示し、Ｂ＿ｖは垂直アンテナポートの数とオーバーサンプリング因子の積を示す。

前記の＜数式８９＞を図式化すると、図３５の通りである。

図３５は、本発明の一実施形態に従うコードブックを構成する方法を説明するための図である。

図３５のようなＷ＿１の構成方法を一般的に表現すると、Ｗ＿１を構成するプリコーディング行列の第１次元でのインデックスと第２次元でのインデックスの対は、（ｘ，ｙ）、（ｘ＋１，ｙ）、（ｘ，ｙ＋１）、（ｘ＋１，ｙ＋１）、（ｘ，ｙ＋２）、（ｘ＋１，ｙ＋２）に該当する。ここで、ｘ及びｙは負数でない整数に該当する。

先の＜数式８６＞から＜数式８９＞を用いてＷ＿１は６個の列で構成され、この際、Ｗ＿２を構成する方法は、次の通りである。

転送ランク（ｔｒａｎｍｉｓｓｉｏｎ ｒａｎｋ）が１の場合、外部プリコーダ（ｏｕｔｅｒ ｐｒｅｃｏｄｅｒ）Ｗ₂は２番目のコードブック
から選択できる。
本発明に従う一実施形態として、Ｗ＿２を次の＜数式９１＞のように構成することができる。

＜数式７６＞で示されるように、Ｌ＿２Ｓ＝３、Ｌ＿２Ｃ＝２で、全体Ｌ＿２は５ビットとなる。

転送ランク（ｔｒａｎｍｉｓｓｉｏｎ ｒａｎｋ）が２の場合、外部プリコーダ（ｏｕｔｅｒ ｐｒｅｃｏｄｅｒ）Ｗ₂は２番目のコードブック
から選択できる。
本発明に従う一実施形態として、Ｗ＿２を次の＜数式９３＞のように構成することができる。

＜数式９３＞に示されるように、Ｌ＿２Ｓ＝４、Ｌ＿２Ｃ＝１で、全体Ｌ＿２は５ビットとなる。

また、以下の＜数式９４＞のように、ランク２を構成する時、ビーム対を自身のビームで構成された場合、３ビットと位相一致（ｃｏ−ｐｈａｓｉｎｇ）２ビットを考慮することができる。

先の＜数式９１＞から＜数式９４＞はＬ＿２＝５ビットである場合を例示しているが、Ｌ＿２＝６ビットである場合、次の通りである。

転送ランク（ｔｒａｎｍｉｓｓｉｏｎ ｒａｎｋ）が１の場合、外部プリコーダ（ｏｕｔｅｒ ｐｒｅｃｏｄｅｒ）Ｗ₂は２番目のコードブック
から選択できる。
Ｗ＿２を次の＜数式９６＞のように構成することができる。

＜数式７９＞に示されるように、Ｌ＿２Ｓ＝３、Ｌ＿２Ｃ＝３で、全体Ｌ＿２は６ビットとなる。

転送ランク（ｔｒａｎｍｉｓｓｉｏｎ ｒａｎｋ）が２の場合、外部プリコーダ（ｏｕｔｅｒ ｐｒｅｃｏｄｅｒ）Ｗ₂は２番目のコードブック
から選択できる。

Ｗ＿２を次の＜数式９８＞のように構成することができる。

＜数式９８＞に示されるように、Ｌ＿２Ｓ＝４、Ｌ＿２Ｃ＝２で、全体Ｌ＿２は６ビットとなる。

または、Ｗ＿２を次の＜数式９９＞のように構成することができる。

＜数式９８＞に示されるように、Ｌ＿２Ｓ＝５、Ｌ＿２Ｃ＝１で、全体Ｌ＿２は６ビットとなる。

＜数式９７＞及び＜数式９９＞の場合、各々Ｌ＿２Ｓが３ビットと５ビットで構成されているので、各々（Ｙ＿１、Ｙ＿２）対を８個と３２個を表現することができる。しかしながら、＜数式９７＞及び＜数式９９＞から見ることができるように、（Ｙ＿１、Ｙ＿２）対が６個と２１個の場合しかないので、この場合を除外した対を指示するインデックスが端末からフィードバックされれば、基地局は転送誤りと認識し、この場合、基地局は次の通り動作することができる。

２−Ａ）非周期的なＣＳＩ要請（Ａｐｅｒｉｏｄｉｃ ＣＳＩ ｒｅｑｕｅｓｔ）信号／メッセージを受信端末に送信して、Ｗ＿２の情報を非周期的なフィードバックを通じてまた受信することができる。

２−Ｂ）周期的なフィードバックチェーン（Ｐｅｒｉｏｄｉｃ ｆｅｅｄｂａｃｋ ｃｈａｉｎ）を用いる場合、基地局は誤りが発生したＷ＿２が次の周期に報告される時まで、受信されるその他の特定ＣＳＩを無視することができる。
２−Ｃ）または、先の１−Ｃ）で説明した提案動作方式を誤りが発生したＷ＿２に対して類似するように適用することができる。

周期的なフィードバックチェーン（Ｐｅｒｉｏｄｉｃ ｆｅｅｄｂａｃｋ ｃｈａｉｎ）を用いる場合、基地局は特定Ｂ−ビット指示子（例えば、Ｂ＝１）を＃ｎ番目のサブフレーム（ＳＦ：ｓｕｂｆｒａｍｅ）にシグナリング（例えば、ＤＣＩ）して、（誤りが発生した）Ｗ＿２をオーバーライディング（ｏｖｅｒｒｉｄｉｎｇ）して例外的に再転送を行うようにすることができる。

ここで、Ｂ−ビット指示子により、＃（ｎ−ｋ）ＳＦの以前に（例えば、ｋは予め定義されるか、または端末に設定できる）最も最近に報告されたＷ＿２をフィードバックしたＣＳＩプロセス（ＣＳＩ ｐｒｏｃｅｓｓ）に対して（誤りが発生した）Ｗ＿２をオーバーライディング（ｏｖｅｒｒｉｄｉｎｇ）して例外的に再転送を行うようにすることができる。そして／または、該当ＣＳＩプロセスの＃ｎ ＳＦの以後、最初に表れる特定周期的な報告時点（ｐｅｒｉｏｄｉｃ ｒｅｐｏｒｔｉｎｇ ｉｎｓｔａｎｃｅ（ｓ））に前記（誤りが発生した）Ｗ＿２をオーバーライディング（ｏｖｅｒｒｉｄｉｎｇ）して例外的に再転送を行うようにすることができる。

また、不必要なアップリンクオーバーヘッド（ｕｐｌｉｎｋ ｏｖｅｒｈｅａｄ）を防止するために、次の有効な前記（誤りが発生した）Ｗ＿２のＣＳＩ報告時点（ＣＳＩ ｒｅｐｏｒｔｉｎｇ ｉｎｓｔａｎｃｅ）が表れる以前までのその他のＣＳＩを全てドロップ（ｄｒｏｐ）するように（即ち、端末が転送しないように）定義されるか、または端末に設定できる。

また、先の＜数式８１＞の場合はＬ＿２Ｓが４であるので、＜数式８１＞と＜数式７５＞で説明した方法を用いて（Ｙ＿１、Ｙ＿２）対が選択できる。

今までは（２，３，２，１２）のためのコードブック設計を説明した。（３，２，２，１２）の場合もこれと類似するように拡張適用できる。差異点は、最終Ｗ＿１を構成する列をなす６ Ｔｘ ＤＦＴベクトルが以下の＜数式１００＞のように構成される。

ここで、ｍ（ｉ₁，ｉ₂）はＷ）１とＷ）２のフィードバックインデックスであるｉ＿１、ｉ＿２の関数であって、前記記述したＷ＿１を構成する方式に関する関数である。これを用いて前記記述した１２ ＴＸＲＵのためのコードブック設計方式を拡張適用してコードブックＷを構成することができる。

今までは、基地局アンテナポートパネルサイズに符合するＤＦＴベクトルでコードブックを構成する方法を提案した。即ち、水平成分で例を挙げて説明すれば、（２，２，２，８）である場合、２ Ｔｘ ＤＦＴベクトル、（３，２，２，１２）は３ Ｔｘ ＤＦＴベクトルで構成される。しかしながら、既存のＬＴＥ基盤のシステムで適用されるコードブックは２の冪数である２、４、８などの形態であり、２の冪数でない、３、６、Ｔｘコードブックを用いるようになれば、受信端末具現などの複雑度が高まることと予想される。

このために、本発明では水平あるいは垂直あるいは水平、垂直成分に２の冪数でないアンテナポートを使用する２Ｄ ＡＡＳアンテナシステムで、２の冪数で構成されるＤＦＴベクトルを用いてコードブックを構成する方法を提案する。

以下の＜数式１０１＞はオーバーサンプリング因子（ｏｖｅｒｓａｍｐｌｉｎｇ ｆａｃｔｏｒ）がＱ＿ｈである４Ｔｘ ＤＦＴコードブックＣ＿４Ｔｘを示す。

オーバーサンプリングはコードブックのビーム細分化（ｂｅａｍ ｇｒａｎｕｌａｒｉｔｙ）を高めるために使われ、これは４Ｑ_h×４Ｑ_hＤＦＴ行列の１、２、３、４番目の行からなる行列を構成することによって具現できる。このようなオーバーサンプリングＤＦＴ行列を構成する原理を適用して、２の冪数でないアンテナポートＰを有するＰ Ｔｘコードブックを構成する方法は次の通りである。

３−Ａ）Ｐより大きく、最も近い２の冪数を求める。即ち、２^N-1＜Ｐ＜２^Nを満たすＮを求めることができる。

３−Ｂ）システムで与えられたオーバーサンプリング因子Ｑを用いて、ＮＱ×ＮＱＤＦＴ行列を構成することができる。

３−Ｃ）この行列で１，．．．，Ｐ番目の行と１，．．．，ＰＱ列からなる部分行列Ｃ＿ＰＴｘを計算することができる。

水平、垂直成分全て２の冪数でないアンテナポートで構成された場合は、前記のプロセスを繰り返して更に他のコードブックＣ’＿ＰＴｘを構成した後、Ｃ＿ＰＴｘとＣ’＿ＰＴｘのコードブックのクロネッカー積（ｋｒｏｎｅｃｋｅｒ ｐｒｏｄｕｃｔ）で全体コードブックを構成することができる。

３．１６ ＴＸＲＵ
図１４（Ｃ）のような１６ ＴＸＲＵ ２Ｄ ＡＡＳのためのコードブックを構成する方法を説明する。図１４（Ｃ）のように、１６ ＴＸＲＵの場合、アンテナ構成に従って、（２，４，２，１６）と（４，２，２，１６）で構成できる。

（２，４，２，１６）の場合、Ｗ＿１を構成するコードブックＣ＿１を構成する８ Ｔｘ ＤＦＴベクトルは，次の＜数式１０２＞のように構成される。

（４，２，２，１６）の場合、Ｗ＿１を構成するコードブックＣ＿１を構成する８ Ｔｘ ＤＦＴベクトルは、次の＜数式１０３＞のように構成される。

ここで、ｍ（ｉ₁，ｉ₂）はＷ＿１とＷ＿２のフィードバックインデックスであるｉ＿１、ｉ＿２の関数であって、前記記述したＷ＿１を構成する方式に関する関数である。

１６ ＴＸＲＵの場合ｍ（ｉ₁，ｉ₂）を構成する方法は、８ ＴＸＲＵの場合に使われたパターンを再使用することができる。即ち、Ｗ＿１が４個の列で構成される場合、Ｗ１を構成する方法は、先の＜数式５４＞から＜数式６１＞と＜数式１０２＞、＜数式１０３＞を組み合わせることにより構成できる。

例えば、（２，４，２，１６）を使用するシステムで、図１５のパターンを用いてコードブックを構成すれば、以下の＜数式１０４＞の通りである。

ここで、ｉ＿１はＷ＿１のインデックスを示し、ｉ＿２はＷ＿２の選択に相応するインデックスである。Ｂ＿ｈは水平アンテナポートの数とオーバーサンプリング因子の積を示し、Ｂ＿ｖは垂直アンテナポートの数とオーバーサンプリング因子の積を示す。

この際、ランク１と２の場合に、Ｗ＿２は各々＜数式２８＞及び＜数式３０＞で構成できる。

また、Ｗ＿１が８個の列で構成される場合、＜数式６５＞、＜数式６６＞、＜数式６７＞、＜数式６８＞と、＜数式１０２＞、＜数式１０３＞を組み合わせることにより構成できる。

例えば（２，４，２，１６）を使用するシステムで、図２５のパターンを用いてコードブックを構成すれば、以下の＜数式１０５＞の通りである。

ここで、ｉ＿１はＷ＿１のインデックスを示し、ｉ＿２はＷ＿２の選択に相応するインデックスである。Ｂ＿ｈは水平アンテナポートの数とオーバーサンプリング因子の積を示し、Ｂ＿ｖは垂直アンテナポートの数とオーバーサンプリング因子の積を示す。

この際、ランク１の場合、Ｗ＿２は先の＜数式７２＞または＜数式７６＞のように構成できる。また、ランク２の場合、Ｗ＿２は各々先の＜数式７４＞または＜数式８１＞または＜数式８２＞のように構成できる。

前述した本発明の実施形態では、説明の便宜のために、垂直と水平成分のＤＦＴベクトルを構成する時、位相オフセットがない場合を仮定して、ＤＦＴベクトルを求めて、このＤＦＴベクトルをクロネッカー積（ｋｒｏｎｅｃｋｅｒ ｐｒｏｄｕｃｔ）演算を用いて、全体コードブックベクトルを構成する方法を説明した。

即ち、先の＜数式２７＞及び＜数式２８＞でオフセットを考慮したことを数式で示すと、各々＜数式１０６＞及び＜数式１０７＞の通りである。

ここで、δ_hとδ_Vは各々垂直、水平ＤＦＴベクトルの位相オフセットを示す。前記のようなオフセットを考慮したコードブックを構成する実施形態では、特定コードブック位相に相応するアンテナティルティング（ｔｉｌｉｔｉｎｇ）角度を利用しない場合、オフセットを設定することによってコードブックを構成することができる。

また、説明の便宜のために、全体列の個数が行の個数より多い行列（ｆａｔ ｍａｔｒｉｘ）のビームインデックスを水平方向を優先に記述した。ビームインデックスを垂直とする場合、先の図１５は図３６のように示すことができる。

図３６は、本発明の一実施形態に従うコードブックを構成する方法を説明するための図である。

この場合、全体コードブック及びＷ＿１、Ｗ＿２構成方式は、前記の説明した方式と同一であるが、数式で表現する時、ビームインデクシング方式の差によって変わることがある。例えば、＜数式３２＞は以下の＜数式１０８＞で示すことができる。

ここで、ｉ＿１はＷ＿１のインデックスを示し、ｉ＿２はＷ＿２の選択に相応するインデックスである。

前記の実施形態のように、前述したＷ＿１構成方式はビームインデクシングが垂直に変わっても容易に拡張適用できる。

本発明で説明されたＷ＿１の構成方式は、構成方式によって、互いに水平あるいは垂直ドメインで連接したＷ＿１同士Ｗ＿１を構成するビームの個数の半分だけ重複する場合が発生することがある。

即ち、先の図３６で、Ｗ＿１（０）とＷ＿１（１）の場合、８番、１２番インデックスのビームを同時に含んでいる。しかしながら、重複を考慮しないＷ＿１の構成方式も利用できる。

このような、水平ドメインで重複が存在する場合、既存のＷ＿１構成方式で、偶数インデックス｛０，２，４，６，．．．｝あるいは奇数インデックス｛１，３，５，．．．｝のみを選択してＷ＿１を再構成することができる。または、特定数の倍数、例えば４であれば、（０，４，８，．．．）等で構成できる。

先の図１８の例示のように垂直ドメインで重複（ｏｖｅｒｌａｐ）が発生するデザインの場合、同一な垂直ドメインからなるＷ＿１の個数をＮ＿ｗ１と定義すれば、既存のＷ＿１の構成方式で｛０、１，．．．．，（Ｎ＿ｗ１）−１，２Ｎ＿ｗ１，．．．｝のインデックスを用いてＷ＿１を再構成することによって、Ｗ＿１同士の重複がないビームで構成できる。あるいは、特定数の倍数、例えば垂直に４だけ移動した場合、｛０，１，．．．，（Ｎ＿ｗ１）−１，４Ｎ＿ｗ１，．．．｝などのインデックスを用いてＷ＿１が構成できる。

垂直あるいは水平ドメインで重複があるＷ＿１構成方法の場合、前記の２つの原理（ｐｒｉｎｃｉｐｌｅ）を用いてビームの重複をなくすことができる。

このように、Ｗ＿１を構成することによって、Ｗ＿１のフィードバックビット数であるＬ＿１を減らすことができる効果がある。

先の本発明の実施形態では３Ｄ−ＭＩＭＯのために図１４に表れたアンテナレイアウト（ｌａｙｏｕｔ）に適用可能な多様なコードブックデザイン方法を提案した。このようなコードブックデザイン方法に対して、基地局は次のような方法のシグナリングを用いて端末がどんなコードブックを使用するべきかを端末に知らせることができる。

Ａ．基地局は８、１２、１６などのアンテナポート数をＲＲＣシグナリングを通じて端末に知らせることができる。

仮に、１２、１６アンテナポートレイアウトは各々横に長い四角形模様と縦に長い四角形模様があり、基地局は各アンテナポートレイアウトに適合したコードブックを１ビット指示子をＲＲＣシグナリングを通じて端末に知らせることができる。例えば、０であれば横に長い四角形アンテナレイアウト、１であれば縦に長い四角形アンテナレイアウトとして端末は認識することができ、１ビット指示子を通じて端末は各アンテナレイアウトに適合したコードブックを生成することができる。

ｉ．追加的に、アンテナレイアウトに１次元形状も考慮する場合（即ち、１２アンテナポートの場合（１，６，２）、（６，１，２）、１６アンテナポートの場合（１，８，２）、（８，１，２））、基地局は２ビット指示子あるいはビットマップをＲＲＣシグナリングを通じて端末に知らせることができる。端末はこれを用いてコードブックを構成することができる。

ｉｉ．追加的に、端末が前述したコードブックを一部または全て使用する場合、前述したコードブック構成方法をビットマップ形態に端末に知らせることができる。

ｉｉｉ．非周期的なＣＳＩ報告（ａｐｅｒｉｏｄｉｃ ＣＳＩ ｒｅｐｏｒｔｉｎｇ）の場合、基地局はＷ＿１とＷ＿２に相応するビット数である、Ｌ＿１、Ｌ＿２をＲＲＣシグナリングを通じて明示的（ｅｘｐｌｉｃｉｔ）に端末に知らせるか、またはビットマップ形態に端末に知らせることができる。すると、端末は各該当ビット数に相応する予め定まったコードブックを構成して使用することができる。また、Ｌ＿１、Ｌ＿２に相応する前述したコードブックをビットマップをビットマップ形態に端末に知らせて、端末がコードブックを構成することもできる。

Ｂ．基地局は８、１２、１６などのアンテナポート数に相応するレイアウトの構成方法、即ち水平、垂直アンテナポート数を端末に明示的に知らせることができる。即ち、（Ｍ、Ｎ）あるいは（Ｍ、Ｎ、Ｐ）に該当する情報を端末にＲＲＣシグナリングを通じて知らせることができ、端末はこれに相応するコードブックを予め定まった前述した方法のうちの１つの方法によりコードブックを構成することができる。

ｉ．追加的に、端末が前述したコードブックを一部または全て使用する場合、前述したコードブック構成方法をビットマップ形態に端末に知らせることができる。

ｉｉ．非周期的ＣＳＩ報告（ａｐｅｒｉｏｄｉｃ ＣＳＩ ｒｅｐｏｒｔｉｎｇ）の場合、基地局はＷ＿１とＷ＿２に相応するビット数であるＬ＿１、Ｌ＿２をＲＲＣシグナリングを通じて端末に明示的に知らせるか、またはビットマップ形態に端末に知らせることができる。すると、端末は各該当ビット数に相応する予め定まったコードブックを構成して使用することができる。また、Ｌ＿１、Ｌ＿２に相応する前述したコードブックをビットマップ形態に端末に知らせて、端末がコードブックを構成することができる。

Ｃ．基地局はレガシーコードブックを含むアンテナポート数が８の場合、１ビット指示子をＲＲＣシグナリングを通じて端末に知らせることができる。端末はこれを通じて、レガシーコードブックまたは（２，２，２）のためのコードブックを生成することができる。

ｉ．追加的に、端末が前述したコードブックを一部または全て使用する場合、前述したコードブック構成方法をビットマップ形態に端末に知らせることができる。

ｉｉ．非周期的ＣＳＩ報告（ａｐｅｒｉｏｄｉｃ ＣＳＩ ｒｅｐｏｒｔｉｎｇ）の場合、基地局はＷ＿１とＷ＿２に相応するビット数であるＬ＿１、Ｌ＿２をＲＲＣシグナリングを通じて明示的に端末に知らせるか、またはビットマップ形態に端末に知らせることができる。すると、端末は各該当ビット数に相応する予め定まったコードブックを構成して使用することができる。また、Ｌ＿１、Ｌ＿２に相応する前述したコードブックをビットマップ形態に端末に知らせて、端末がコードブックを構成することができる。

３Ｄ ＭＩＭＯシステムの一例に、図１４で例示するアンテナポートレイアウトでアンテナポート間の間隔（ｓｐａｃｉｎｇ）はコードブックデザインに多い影響を与える。即ち、アンテナポート間の間隔（ｓｐａｃｉｎｇ）が大きい場合（例えば、アンテナポート仮想化あるいはアンテナ要素の物理的距離が大きい場合）と小さな場合に従ってコードブックをどのように構成するかによって性能に差がつくためである。

通常的に、アンテナポート間の間隔（ｓｐａｃｉｎｇ）が大きい場合は、Ｗ＿１のビームグループを構成する時、ビーム間の間隔（ｓｐａｃｉｎｇ）が大きいように構成することが好ましく、アンテナポート間の間隔（ｓｐａｃｉｎｇ）が小さな場合、Ｗ＿１のビームグループを構成する時、ビーム間の間隔（ｓｐａｃｉｎｇ）が小さいように構成することが好ましい。このように多様な環境に合せたコードブックデザイン適用のために、本発明では次のような方法を提案する。

本発明に従う一実施形態として、与えられた垂直成分のビームに対してＷ＿１を構成する水平成分のビームが連続的に縛られるようになる＜数式５４＞が利用できる。または、水平成分のビームが特定インデックスグループμ＝８（あるいは、任意のμは予め定義されるか、または基地局がＲＲＣシグナリングを通じて端末に知らせることができる）を維持したまま構成される＜数式５５＞が利用できる。

（２，４，２，１６）でＷ＿１が４個のビームで構成される場合に、コードブック構成のための数式を書き直せば、以下の＜数式１０９＞及び＜数式１１０＞の通りである。

ここで、ｉ＿１はＷ＿１のインデックスを示し、ｉ＿２はＷ＿２の選択に相応するインデックスである。

１．基地局は１ビットシグナリングを通じて、アンテナポートの間隔（ｓｐａｃｉｎｇ）に適合したコードブックを端末に知らせることができる。即ち、１ビットを用いて＜数式１０９＞または＜数式１１０＞に対する情報を端末に知らせることができる。端末はこれを用いてコードブックを再構成することができる。

２．コードブックを構成時、＜数式１０９＞及び＜数式１１０＞が含まれるＷ＿１を構成し、これを数式で示すと、＜数式１１１＞の通りである。

ここで、ｉ＿１はＷ＿１のインデックスを示し、ｉ＿２はＷ＿２の選択に相応するインデックスである。

この場合、Ｗ＿１に相応するペイロードサイズが１ビット増加できるが、端末の広帯域（ｗｉｄｅｂａｎｄ）／長期（ｌｏｎｇ ｔｅｒｍ）成分のコードブック選択の幅を広めることができる効果がある。

３．先の２．の方式で、ペイロードサイズを増加させない方法に、＜数式１０９＞及び＜数式１１０＞で各々１／２にサブサンプリング（ｓｕｂｓａｍｐｌｉｎｇ）する方法が用いられることもできる。即ち、＜数式１０９＞及び＜数式１１０＞で、ｉ＿１のインデックスを奇数あるいは偶数のみを取って組み合わせることができる。

４．先の２．で説明した２つのコードブックの併合に関する提案方法は、＜数式１０９＞及び＜数式１１０＞の組み合わせの他、前述した多様なコードブックデザインに拡張適用できる。

１６ポートＣＳＩ−ＲＳのための２Ｄコードブック設計
先の図１４（ｃ）のように、本発明に従う一実施形態では１６ ＴＸＲＵのためのコードブック設計方法を提案する。

提案するコードブックは、以下の＜数式１１２＞のように二重コードブック（ｄｕａｌ ｃｏｄｅｂｏｏｋ）構造を有する。

ここで、Ｗ＿１は長期（ｌｏｎｇ ｔｅｒｍ）及び／又は広帯域（ｗｉｄｅｂａｎｄ）チャネル特性に該当し、Ｗ＿２は短期（ｓｈｏｒｔ−ｔｅｒｍ）及び／又はサブバンド（ｓｕｂｂａｎｄ）チャネル特性に該当する。また、Ｗ＿１は２つの偏波グループ内でビーム方向性を示す２つの同一なサブ行列（ｓｕｂ ｍａｔｒｉｃｅｓ）を含み、Ｗ＿２はＷ＿１のビーム選択及び量子化された偏波位相に該当する。二重コードブック構造によって、互いに異なるフィードバック周期を設定することによって、フィードバック（即ち、Ｗ＿１のための長期フィードバック及びＷ＿２のための短期フィードバック）オーバーヘッドを低減することができる。

レガシーシステムのコードブックと比較して、２Ｄアンテナアレイのためのコードブック設計内の主要差異点は、垂直ドメイン内の追加的な自由度（ｄｅｇｒｅｅｓ ｏｆ ｆｒｅｅｄｏｍ）を用いるという点である。このために、以下の＜数式１１３＞のようにブロック対角構造（ｂｌｏｃｋ ｄｉａｇｏｎａｌ ｓｔｒｕｃｔｕｒｅ）を維持したまま、水平のＤＦＴ行列と垂直のＤＦＴ行列のクロネッカー積（Ｋｒｏｎｅｃｋｅｒ ｐｒｏｄｕｃｔ）がＷ＿１内に導入される。

ここで、
はＷ＿１のためのインデックスであり、Ｌ₁はＷ＿１のためのフィードバックビット数である。Ｘ（ｉ₁）はｉ₁によって水平及び垂直ビーム−グリッド（ｇｒｉｄ−ｏｆ−ｂｅａｍ）ベクトルの選択された列のクロネッカー積（Ｋｒｏｎｅｃｋｅｒ ｐｒｏｄｕｃｔ）である。

１．Ｗ＿１のためのコードブック設計
まず、全体列の個数が行の個数より多い行列（ｆａｔ ｍａｔｒｉｘ）であるＷ＿１を
のように定義する。

ここで、
は各々水平ドメイン及び垂直ドメインのためのｆａｔ ｍａｔｒｉｘである。

Ｘ_Hは
のようなＮ−Ｔｘ ＤＦＴベクトルから構成できる。ここで、Ｂ_H＝ＮＯ_H、
である。Ｏ_Hは水平ドメインでオーバーサンプリング因子（ｏｖｅｒｓａｍｐｌｉｎｇ ｆａｃｔｏｒ）を指示する。

類似するように、Ｘ_Vは
のようなＭ−Ｔｘ ＤＦＴベクトルから構成できる。ここで、Ｂ_V＝ＭＯ_V、
である。Ｏ_Vは垂直ドメインでオーバーサンプリング因子（ｏｖｅｒｓａｍｐｌｉｎｇ ｆａｃｔｏｒ）を指示する。

クロネッカー積（Ｋｒｏｎｅｃｋｅｒ ｐｒｏｄｕｃｔ）の演算後に、ｆａｔ ｍａｔｒｉｘ Ｘ内の全体ビームの個数は
の通りである。そして、Ｘは
のように示すことができる。ここで、
である。例えば、
でありうる。

Ｗ＿１のためのフィードバックオーバーヘッド、Ｌ＿１はオーバーサンプリング因子とＷ＿１のためのビームグループと密接に関連する。

以下、各アンテナ構成に対して次のようなオーバーサンプリング因子を考慮する。
（４，２，２，１６）：Ｏ＿Ｖ＝２、４、８及びＯ＿Ｈ＝８、１６。
（２，４，２，１６）：Ｏ＿Ｖ＝４、８、１６及びＯ＿Ｈ＝８。

Ｘのｉ₁番目のサブセットと定義され、Ｗ＿１のビームグルーピングと関連するＸ（ｉ₁）を決定する方法を提案する。

以下、Ｘ（ｉ₁）は４個のビームを含むと仮定し、Ｘ（ｉ₁）を構成するための３つのオプションを次の通り提案する。

図３７は、本発明の一実施形態に従うコードブックを構成する方法を説明するための図である。

オプション１：水平的ストライプ（Ｈｏｒｉｚｏｎｔａｌ ｓｔｒｉｐｅ）。

図３７（ａ）を参照すると、与えられた垂直ビームに対し、水平ドメインで連続的な４個のビームが選択される。このオプションで、隣接した（ａｄｊａｃｅｎｔ）Ｘ（ｉ₁）間に２つのビームが重複（ｏｖｅｒｌａｐ）する。この場合、Ｘ（ｉ₁）は以下の＜数式１２５＞のように定まることができる。

オプション２：矩形（Ｒｅｃｔａｎｇｌｅ）

図３７（ｂ）を参照すると、水平ドメイン及び垂直ドメイン全てで連続的な２つのビームが選択される。このオプションで、隣接した（ａｄｊａｃｅｎｔ）Ｘ（ｉ₁）間に２つのビームの重複（ｏｖｅｒｌａｐ）する。この場合、Ｘ（ｉ₁）は以下の＜数式１２６＞のように定まることができる。

オプション２：チェックパターン（Ｃｈｅｃｋ ｐａｔｔｅｒｎ）

図３７（ｃ）を参照すると、４個の連続的な水平ビームと２つの連続的な垂直ビームで構成される８個のビームで、４個のビームが１つ置きに１つずつ（ｏｎｅ ａｃｒｏｓｓ ｔｈｅ ｏｎｅ）選択される。即ち、チェックパターンに選択される。このオプションで、隣接した（ａｄｊａｃｅｎｔ）Ｘ（ｉ₁）間に２つのビームが重複（ｏｖｅｒｌａｐ）する。この場合、Ｘ（ｉ₁）は以下の＜数式１２７＞のように定まることができる。

オプション２及び３は、オプション１に比べて垂直ドメインで追加的な自由度を有することができる。

図３８は、本発明の一実施形態に従うコードブックを構成する方法を説明するための図である。

Ｘ（ｉ₁）のための８個のビームがＬ₁ビット長期（ｌｏｎｇ ｔｅｒｍ）フィードバックされれば、前述したオプション２（即ち、図３８（ａ）の場合、オプション４：矩形（ｒｅｃｔａｎｇｌｅ）パターン）及びオプション３（即ち、図３８（ｂ）の場合、オプション５：チェックパターン（Ｃｈｅｃｋ ｐａｔｔｅｒｎ））が適用できる。即ち、図３８（ａ）及び図３８（ｂ）のように、隣接した（ａｄｊａｃｅｎｔ）Ｘ（ｉ₁）間に８ビームのうち、４個のビームが重複する。

オプション４及びオプション５に該当するＸ（ｉ₁）は各々以下の＜数式１２８＞及び＜数式１２９＞のように定まることができる。

結果的に、Ｗ＿１行列は＜数式１１３＞と、＜数式１２５＞、＜数式１２６＞、＜数式１２７＞、＜数式１２８＞、＜数式１２９＞のうち、いずれか１つを用いて構成できる。

２．Ｗ＿２のためのコードブック設計
オプション１、２、及び３の場合において、Ｘ（ｉ₁）は４個のビームで構成されるので、３ＧＰＰリリーズ１２ ４ＴｘコードブックでＷ＿２を再使用することもできる。

したがって、ランク１の場合、Ｗ＿２は以下の＜数式１３０＞のように定まることができる。

ここで、
であり、
は（ｉ₂＋１）番目の元素のみが１であり、残りは全て０である４個の元素を有する選択ベクトル（ｓｅｌｅｃｔｉｏｎ ｖｅｃｔｏｒ）である。そして、
は２つの偏波グループ間に位相一致（ｃｏ−ｐｈａｓｉｎｇ）の量子化レゾリューション（ｑｕａｎｔｉｚａｔｉｏｎ ｒｅｓｏｌｕｔｉｏｎ）を増加させるための回転（ｒｏｔａｔｉｏｎ）項（ｔｅｒｍ）である。

ランク２の場合、Ｗ＿２は以下の＜数式１３４＞のように定まることができる。

ここで、
である。したがって、Ｗ＿２フィードバックのためにＬ₂＝４ビットが要求される。

オプション４及び５で、Ｘ（ｉ₁）は８個のビームで構成されるので、これはＷ＿２のための追加的なフィードバックビットが増加する。

類似するように、ランク１の場合、Ｗ＿２は以下の＜数式１３６＞のように定まることができる。

ここで、
であり、
は（ｉ₂＋１）番目の元素のみが１であり、残りは全て０である８個の元素を有する選択ベクトル（ｓｅｌｅｃｔｉｏｎ ｖｅｃｔｏｒ）である。そして、
である。

ランク２の場合、Ｗ＿２は以下の＜数式１４０＞のように定まることができる。

ここで、
である。＜数式１４０＞で選択対（ｓｅｌｅｃｔｉｏｎ ｐａｉｒ）は全ての可能なコードブック対のコーダル距離（Ｃｈｏｒｄａｌ ｄｉｓｔａｎｃｅ）を比較することにより獲得できる。オプション４及び５で、短期フィードバックのために５ビットが要求される（即ち、Ｌ₂＝５）。

３．性能評価
Ｃａｔ−２基準値（ｂａｓｅｌｉｎｅ）と１６−ＴＸＲＵのための多様なコードブック設計間の性能を評価する。公正な比較のために、以下の＜表７＞で表記されたＣＳＩ−ＲＳオーバーヘッドを考慮する。

＜表７＞は、２Ｄコードブック設計のためのパラメータを例示する。

ノン−プリコーディング基盤方式（ｎｏｎ−ｐｒｅｃｏｄｅｄ ｂａｓｅｄ ｓｃｈｅｍｅ）でＲＳパワー制限によって、ＣＳＩ−ＲＳデ−ブースティング因子（ｄｅ−ｂｏｏｓｔｉｎｇ ｆａｃｔｏｒ）のシミュレーションが導入される。ＣＳＩ−ＲＳデ−ブースティング因子（ｄｅ−ｂｏｏｓｔｉｎｇ ｆａｃｔｏｒ）が２であることはＣａｔ−２基準値でのＣＳＩ−ＲＳ転送パワーに比べて半分であることを示す。また、ＣＳＩ−ＲＳフィードバック周期の増加に基盤した方式がＣＳＩ−ＲＳオーバーヘッドの増加に基盤した方式に比べて向上した性能を提供することができるので、１０ｍｓフィードバック周期が仮定される。

＜表８＞は、３Ｄ−ＵＭｉ（３Ｄ−Ｕｒｂａｎ Ｍｉｃｒｏ）シナリオでコードブックオプション１の（４，２，２，１６）アンテナレイアウトに対する性能を例示する。

＜表８＞は、３Ｄ ＵＭｉシナリオでコードブックオプション１と水平及び垂直ドメインで多様なオーバーサンプリング因子を適用した（４，２，２，１６）に対する比較結果を示し、３Ｄ ＵＭａ（３Ｄ−Ｕｒｂａｎ Ｍａｃｒｏ）でのシミュレーション結果は以下の＜表１５＞で例示される。シミュレーションで、ＣＳＩ−ＲＳポートはＴＸＲＵに一対一にマッピングされる。また、セル関連（ｃｅｌｌ ａｓｓｏｃｉａｔｉｏｎ）は最初のＴＸＲＵにマッピングされるＣＲＳポート０から参照信号受信パワー（ＲＳＲＰ：ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ ｓｉｇｎａｌ ｒｅｃｅｉｖｅｄ ｐｏｗｅｒ）に基盤し、垂直ビーム選択利得（ｍａｒｇｉｎ）は３ｄＢを仮定する。詳細な評価仮定は＜表１１＞で例示される。＜表８＞に示すように、より大きいオーバーサンプリング因子はより大きい性能利得を提供する。しかしながら、Ｏ＿Ｈ＝１６及びＯ＿Ｈ＝８ケースに対する性能を比較すると、２つの因子が類似の性能を示す。特に、Ｏ＿Ｈ＝１６及びＯ＿Ｈ＝８ケースは平均及び５％ＵＥ歩留まりの面で、各々Ｃａｔ−２ ｂａｓｅｌｉｎｅ対比１６．９％及び６０．４％利得まで提供する。一方、Ｏ＿Ｈ＝８、Ｏ＿Ｖ＝８ケースは、１７％及び５８．１％利得のみを提供する。＜表１２＞で、偏波（ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ）別、行（ｃｏｌｕｍｎ）別の４ ＴＸＲＵを有し、単一のＴＸＲＵが１００度のティルティング（ｔｉｌｔｉｎｇ）を有する同一な行と、偏波内の２つの隣接したアンテナ要素で仮想化される（８，２，２，１６）で類似の傾向が発見される。したがって、Ｗ＿１のためのフィードバックビットを考慮してＯ＿Ｈ＝８ ａｎｄ Ｏ＿Ｖ＝８を選択することが好ましい。

＜表９＞は、３Ｄ−ＵＭｉシナリオでコードブックオプション１の（２，４，２，１６）アンテナレイアウトに対する性能を例示する。

＜表９＞は、３Ｄ ＵＭｉシナリオでコードブックオプション１と垂直ドメインで多様なオーバーサンプリング因子を適用した（２，４，２，１６）に対する比較結果を示す。３Ｄ ＵＭａ（３Ｄ−Ｕｒｂａｎ Ｍａｃｒｏ）でのシミュレーション結果は、以下の＜表１５＞で例示される。１００度のティルティング（ｔｉｌｔｉｎｇ）角度を有する（４，４，２，１６）及び（８，４，２，１６）に対する結果は各々＜表１３＞及び＜表１４＞で示す。また、３Ｄ−ＵＭａ ５００ｍシナリオに対するシミュレーション結果は、＜表１６＞で示す。

高い（ｔａｌｌ）アンテナポートレイアウトケースと類似するように、ｆａｔアンテナポートレイアウトケースで、より大きいオーバーサンプリング因子はより大きい歩留まり性能を提供する。Ｗ＿１のためのフィードバックビットの観点で、Ｏ＿Ｈ＝８、Ｏ＿Ｖ＝８はＷ＿１＝８ビットを要求する一方、Ｏ＿Ｈ＝９、Ｏ＿Ｖ＝８はＷ＿１＝９ビットを要求する。２ケースの間に限界性能（ｍａｒｇｉｎａｌ ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ）向上によって、Ｏ＿Ｈ＝８、Ｏ＿Ｖ＝８がｔａｌｌ及びｆａｔアンテナポートレイアウト全てでより良い解決策を提示することができる。

したがって、Ｗ＿１のためのフィードバックビットを考慮して、１６−ＴＸＲＵのためのオーバーサンプリング因子はＯ＿Ｈ＝８、Ｏ＿Ｖ＝８が決定されることが好ましい。

また、２Ｄアンテナアレイのためのコードブック設計は、本発明に従う５種類のオプションのうちの１つが選択されることが好ましい。

＜表１０＞で提案されたコードブック設計オプションの性能を比較する。オプション１、２、及び３で、Ｗ＿１は４個のビームで構成されるので、Ｗ＿２のためのフィードバックビットは４である。一方、オプション４及び５の場合、Ｗ＿２のために５ビットが要求される。短期垂直ビーム選択を用いることによって、オプション２及び３はオプション１に比べて若干の性能利得を提供する。オプション１、４、及び５を比較すると、Ｗ＿２の追加的なフィードバックビットを消費する時、平均及び５％ＵＥ歩留まりで各々２．６％及び４．６％までの性能利得を得ることができる。コードブックオプション間に、チェックパターンに基盤したコードブック設計は優れる性能によって１６−ＴＸＲＵのための良い候補になることができる。

＜表１０＞は、３Ｄ−ＵＭｉシナリオでＯ＿Ｈ＝８、Ｏ＿Ｖ＝８が適用される時、（４，２，２，１６）アンテナレイアウトに対する性能を例示する。

＜表１０＞を参照すると、オプション１とは異なり、オプション２、３、４、５は与えられたオーバーサンプリング因子に対して短期垂直選択（ｓｈｏｒｔ−ｔｅｒｍ ｖｅｒｔｉｃａｌ ｓｅｌｅｃｔｉｏｎ）が可能であり、もっと最適化できる余地があるので、より良い性能を示すことが予想される。

結局、Ｗ＿１のためのフィードバックビットを考慮して、１６−ＴＸＲＵのためのオーバーサンプリング因子はＯ＿Ｈ＝８、Ｏ＿Ｖ＝８が決定されることが好ましい。

また、２Ｄアンテナアレイのためのコードブック設計は、本発明に従う５種類のオプションのうちの１つが選択されることが好ましい。

＜表１１＞は、シミュレーションパラメータと仮定を例示する。

＜表１２＞は、３Ｄ−ＵＭｉシナリオでコードブックオプション１の（８，２，２，１６）アンテナレイアウトに対する性能を例示する。

＜表１３＞は、３Ｄ−ＵＭｉシナリオでコードブックオプション１の（４，４，２，１６）アンテナレイアウトに対する性能を例示する。

＜表１４＞は、３Ｄ−ＵＭｉシナリオでコードブックオプション１の（８，４，２，１６）アンテナレイアウトに対する性能を例示する。

＜表１５＞は、３Ｄ−ＵＭａ ５００ｍシナリオでコードブックオプション１の（４，２，２，１６）アンテナレイアウトに対する性能を例示する。

＜表１６＞は、３Ｄ−ＵＭａ ５００ｍシナリオでコードブックオプション１の（２，４，２，１６）アンテナレイアウトに対する性能を例示する。

前記適用されたチェックパターン（即ち、Ｗ１ビームグループ間に水平に２ビーム、垂直に１ビームずつ間隔をおいて構成）を用いるようになれば、図３７のオプション３で例示されたように、与えられた全体ビームＮ_ｈＱ_ｈＮ_ｖＱ_ｖを含めない場合が発生する。

これを防止するために、図３９のような新しいチェックパターン（あるいは、ジグザグ（ｚｉｇｚａｇ）パターン）が利用できる。

図３９は、本発明の一実施形態に従うコードブックを構成する方法を説明するための図である。

図３９を参照すると、先の図３７のオプション３に示されるように、Ｗ＿１の奇数インデックスに該当するパターンに対してのみ反転させて、図３９のように作ることができる。前記の方式はＷ＿１の偶数インデックスを反転させて構成されることもできる。

また、先のオプション１では水平ストライプ（ｈｏｒｉｚｏｎｔａｌ ｓｔｒｉｐｅ）（即ち、ビームが与えられた同一な垂直ビームで水平に２つのビームが重複）パターンを示す。仮に、前記パターンでＷ＿１のペイロードサイズを縮めるために、垂直インデックスのうち、奇数（偶数）あるいは特定数の倍数に選択するようになれば、特定垂直ビームに対するビームを考慮できなくなる。

図４０は、本発明の一実施形態に従うコードブックを構成する方法を説明するための図である。

図４０では、垂直インデックス基準に偶数のみ選択した場合に対する例示である。この場合、奇数垂直インデックスに該当するビームは選択できない。これを解決するために、図４１のように変形された水平ストライプ（ｈｏｒｉｚｏｎｔａｌ ｓｔｒｉｐｅ）パターンが考慮できる。

図４１は、本発明の一実施形態に従うコードブックを構成する方法を説明するための図である。

図４１を参照すると、Ｗ＿１の奇数インデックスに対して垂直インデックスを１増加させた場合を例示する。このように構成すれば、図４０のパターンに比べて、より多い垂直成分のビームを考慮することができるので、性能が向上することと期待される。

先の図３９で説明した方式は、チェックパターンをなす２Ｘ４矩形の代わりに４Ｘ２を用いた矩形を用いて構成されたチェックパターンに対しても同一に適用できる。

図４２は、本発明の一実施形態に従うコードブックを構成する方法を説明するための図である。

図４２を参照すると、チェックパターン（あるいは、ジグザグパターン）を一般化することができる。

これを数式で示すと、以下の＜数式９３＞の通りである。

先の図４０及び図４１で説明した方式は、水平ストライプを垂直ドメインに反転させた垂直ストライプ（ｖｅｒｔｉｃａｌ ｓｔｒｉｐｅ）に対しても同一に適用できる。

図４３は、本発明の一実施形態に従うコードブックを構成する方法を説明するための図である。

図４３を参照すると、水平インデックス基準に偶数のみ選択した場合、垂直ストライプ（Ｖｅｒｔｉｃａｌ ｓｔｒｉｐｅ）パターンを例示する。

図４４は、本発明の一実施形態に従うコードブックを構成する方法を説明するための図である。

図４４を参照すると、Ｗ＿１の奇数インデックスに対して水平インデックスを１増加させた場合、垂直ストライプ（Ｖｅｒｔｉｃａｌ ｓｔｒｉｐｅ）パターンを例示する。

図４５は、本発明の一実施形態に従うコードブック基盤に信号を送受信するための方法を例示する。

図４５を参照すると、基地局（ｅＮＢ）は端末（ＵＥ）に多重アンテナポートを介して参照信号（例えば、ＣＳＩ−ＲＳなど）を転送する（Ｓ４５０１）。

端末は、チャネル状態情報を基地局に報告する（Ｓ４５０２）。

ここで、チャネル状態情報はＣＱＩ、ＲＩ、ＰＭＩ、ＰＴＩなどを含むことができ、端末は基地局から受信した参照信号を用いてＣＱＩ、ＲＩ、ＰＭＩ、ＰＴＩなどを導出することができる。

特に、本発明によれば、ＰＭＩはコードブックからプリコーディング行列のセットを選択するための第１のＰＭＩ及びプリコーディング行列のセットから１つのプリコーディング行列を選択するための第２のＰＭＩを含むことができる。

ここで、コードブックは先の＜数式２７＞から＜数式１４２＞及び／又は図１５から図４４の例示から説明した方式により構成できる。

ここで、多重レイヤ（ｌａｙｅｒ）に適用されるプリコーディング行列は各レイヤ別に適用されるプリコーディングベクトルで構成できる。この際、各レイヤ別に適用される各々のプリコーディングベクトルは第１のＰＭＩにより定まるプリコーディングベクトルのセット内で定まり、各々のプリコーディングベクトルに対する組み合わせは第２のＰＭＩにより定まることができる。ここで、第１のＰＭＩにより定まるプリコーディングベクトルのセットは１レイヤに対するプリコーディング行列のセットに該当することができる。したがって、多重レイヤの場合、プリコーディング行列のセットは各レイヤに対するプリコーディングベクトルの多様な組み合わせによって生成されたプリコーディング行列の集合を意味することができる。

一例に、コードブックは第１次元（例えば、水平次元）アンテナポートのための第１行列と第２次元（例えば、垂直次元）アンテナポートのための第２行列のクロネッカー積（Ｋｒｏｎｅｃｋｅｒ ｐｒｏｄｕｃｔ）を基盤に生成されたプリコーディング行列で構成できる。

全体コードブックを構成するプリコーディング行列を２次元形態に示すことができ、この場合、各々のプリコーディング行列は、第１次元（即ち、水平次元）でのインデックスと第２次元（即ち、垂直次元）でのインデックスに特定できる。また、プリコーディング行列の第１次元のインデックスにより第１行列が特定され、プリコーディング行列の第２次元のインデックスにより前記第２行列が特定できる。

また、第１のＰＭＩを基盤にプリコーディング行列のセットに属したプリコーディング行列の第１次元のインデックス及び第２次元のインデックスの値が定まることができる。

前述したように、多様な方式によりプリコーディング行列のセットが構成できる。この場合、基地局はプリコーディング行列のセットを構成する方式、第１次元で同一偏波（ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ）を有するアンテナポートの個数、第２次元で同一偏波（ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ）を有するアンテナポートの個数、第１次元で用いられるオーバーサンプリング因子（ｏｖｅｒｓａｍｐｌｉｎｇ ｆａｃｔｏｒ）、第２次元で用いられるオーバーサンプリング因子（ｏｖｅｒｓａｍｐｌｉｎｇ ｆａｃｔｏｒ）をＲＲＣ（Ｒａｄｉｏ Ｒｅｓｏｕｒｃｅ Ｃｏｎｔｒｏｌ）メッセージなどを通じて先のステップＳ４５０１の以前に端末に転送することができる。

本発明が適用できる装置の一般
図４６は、本発明の一実施形態に従う無線通信装置のブロック構成図を例示する。

図４６を参照すると、無線通信システムは基地局４６１０と、基地局４６１０領域内に位置した多数の端末４６２０を含む。

基地局４６１０は、プロセッサ（ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）４６１１、メモリ（ｍｅｍｏｒｙ）４６１２、及びＲＦ部（ｒａｄｉｏ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｕｎｉｔ）４６１３を含む。プロセッサ４６１１は先の図１から図４５で提案された機能、過程及び／又は方法を具現する。無線インターフェースプロトコルの階層はプロセッサ４６１１により具現できる。メモリ４６１２はプロセッサ４６１１と連結されて、プロセッサ４６１１を駆動するための多様な情報を格納する。ＲＦ部４６１３はプロセッサ４６１１と連結されて、無線信号を送信及び／又は受信する。

端末４６２０は、プロセッサ４６２１、メモリ４６２２、及びＲＦ部４６２３を含む。プロセッサ４６２１は、先の図１から図４５で提案された機能、過程、及び／又は方法を具現する。無線インターフェースプロトコルの階層はプロセッサ４６２１により具現できる。メモリ４６２２はプロセッサ４６２１と連結されて、プロセッサ４６２１を駆動するための多様な情報を格納する。ＲＦ部４６２３はプロセッサ４６２１と連結されて、無線信号を送信及び／又は受信する。

メモリ４６１２、４６２２はプロセッサ４６１１、４６２１の内部または外部にあることができ、よく知られた多様な手段によりプロセッサ４６１１、４６２１と連結できる。また、基地局４６１０及び／又は端末４６２０は１つのアンテナ（ｓｉｎｇｌｅ ａｎｔｅｎｎａ）または多重アンテナ（ｍｕｌｔｉｐｌｅ ａｎｔｅｎｎａ）を有することができる。

以上で説明された実施形態は本発明の構成要素と特徴が所定の形態に結合されたものである。各構成要素または特徴は別途の明示的な言及がない限り、選択的なものとして考慮されなければならない。各構成要素または特徴は、他の構成要素や特徴と結合されない形態に実施できる。また、一部の構成要素及び／又は特徴を結合して本発明の実施形態を構成することも可能である。本発明の実施形態で説明される動作の順序は変更できる。ある実施形態の一部の構成や特徴は他の実施形態に含まれることができ、または他の実施形態の対応する構成または特徴と取替えできる。特許請求範囲で明示的な引用関係のない請求項を結合して実施形態を構成するか、または出願後の補正により新たな請求項に含めることができることは自明である。

本発明に従う実施形態は、多様な手段、例えば、ハードウェア、ファームウエア（ｆｉｒｍｗａｒｅ）、ソフトウェア、またはそれらの結合などにより具現できる。ハードウェアによる具現の場合、本発明の一実施形態は１つまたはその以上のＡＳＩＣｓ （ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ ｓｐｅｃｉｆｉｃ ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ ｃｉｒｃｕｉｔｓ）、ＤＳＰｓ（ｄｉｇｉｔａｌ ｓｉｇｎａｌ ｐｒｏｃｅｓｓｏｒｓ）、ＤＳＰＤｓ （ｄｉｇｉｔａｌ ｓｉｇｎａｌ ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ ｄｅｖｉｃｅｓ）、ＰＬＤｓ（ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ ｌｏｇｉｃ ｄｅｖｉｃｅｓ）、ＦＰＧＡｓ （ｆｉｅｌｄ ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ ｇａｔｅ ａｒｒａｙｓ）、プロセッサ、コントローラ、マイクロコントローラ、マイクロプロセッサなどにより具現できる。

ファームウエアやソフトウェアによる具現の場合、本発明の一実施形態は以上で説明された機能または動作を遂行するモジュール、手続、関数などの形態に具現できる。ソフトウェアコードはメモリに格納されてプロセッサにより駆動できる。前記メモリは、前記プロセッサの内部または外部に位置して、既に公知された多様な手段により前記プロセッサとデータをやり取りすることができる。

本発明は、本発明の必須特徴を逸脱しない範囲で他の特定の形態に具体化できることは当業者に自明である。したがって、前述した詳細な説明は全ての面で制限的に解析されてはならず、例示的なものとして考慮されなければならない。本発明の範囲は添付した請求項の合理的な解析により決定されなければならず、本発明の等価的な範囲内での全ての変更は本発明の範囲に含まれる。

本発明の多重アンテナ無線通信システムにおけるコードブック基盤の信号送受信方案は３ＧＰＰ ＬＴＥ／ＬＴＥ−Ａシステムに適用される例を中心として説明したが、３ＧＰＰ ＬＴＥ／ＬＴＥ−Ａシステムの他にも多様な無線通信システムに適用可能である。

Claims (10)

1. 無線通信システムにおいて、端末（ＵＥ）がチャネル状態情報（ＣＳＩ）を報告する方法であって、
   多重アンテナポートによって基地局からチャネル状態情報参照信号（ＣＳＩ−ＲＳ：Ｃｈａｎｎｅｌ Ｓｔａｔｅ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｉｇｎａｌ）を受信するステップと、
   チャネル状態情報を前記基地局に報告するステップとを含み、
   前記チャネル状態情報はプリコーディング行列を指示するためのプリコーディング行列指示子（ＰＭＩ：Ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ Ｍａｔｒｉｘ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ）を含み、
   前記ＰＭＩはコードブックから４つのプリコーディング行列を含むプリコーディング行列のセットを選択するための第１のＰＭＩ及び前記プリコーディング行列のセットから１つのプリコーディング行列を選択するための第２のＰＭＩを含み、
   前記コードブックは、それぞれが第１次元アンテナポートのための第１行列と第２次元アンテナポートのための第２行列のクロネッカー積（Ｋｒｏｎｅｃｋｅｒ ｐｒｏｄｕｃｔ）を基盤に生成された複数のプリコーディング行列で構成され、
   複数の前記プリコーディング行列のそれぞれの第１次元のインデックスに基づいて前記第１行列が決定され、複数の前記プリコーディング行列のそれぞれの第２次元のインデックスに基づいて前記第２行列が決定され、
   前記プリコーディング行列のセットに属する前記４つのプリコーディング行列の第１次元のインデックス及び第２次元のインデックスの対は、（ｘ、ｙ）、（ｘ＋２、ｙ）、（ｘ＋１、ｙ＋１）、（ｘ＋３、ｙ＋１）であり、前記ｘ及び前記ｙは、負数でない整数である、方法。
2. 前記第１次元の方向に連続する前記プリコーディング行列のセット間の間隔（ｓｐａｃｉｎｇ）は２である、請求項１に記載の方法。
3. 前記プリコーディング行列のセットに属する複数のプリコーディング行列のそれぞれの第１次元のインデックス及び第２次元のインデックスの値が、前記第１のＰＭＩに基づいて決定される、請求項１に記載の方法。
4. クロス−偏波アンテナ（ｃｒｏｓｓ−ｐｌａｒｉｚａｔｉｏｎ）で第１偏波アンテナポートと第２偏波アンテナポートとの間の位相を調節するための因子が前記第２のＰＭＩに基づいて決定され、前記因子は、
   である、請求項１に記載の方法。
5. 前記コードブックを構成するプリコーディング行列の全体の個数は、第１次元で同一偏波（ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ）を有するアンテナポートの個数、第２次元で同一偏波（ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ）を有するアンテナポートの個数、前記第１次元で用いられるオーバーサンプリング因子（ｏｖｅｒｓａｍｐｌｉｎｇ ｆａｃｔｏｒ）、及び前記第２次元で用いられるオーバーサンプリング因子（ｏｖｅｒｓａｍｐｌｉｎｇ ｆａｃｔｏｒ）の積で定まる、請求項１に記載の方法。
6. 前記第１行列は以下の数式により生成されるＤＦＴ（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）行列から選択された１つ以上の列（ｃｏｌｕｍｎ）で構成され、
   ここで、Ｎｈは第１次元で同一偏波（ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ）を有するアンテナポートの個数であり、Ｑｈは前記第１次元で用いられるオーバーサンプリング因子（ｏｖｅｒｓａｍｐｌｉｎｇ ｆａｃｔｏｒ）である、請求項１に記載の方法。
7. 前記第２行列は以下の数式で生成されるＤＦＴ（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）行列から選択された１つ以上の列（ｃｏｌｕｍｎ）で構成され、
   ここで、Ｎｖは第２次元で同一偏波（ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ）を有するアンテナポートの個数であり、Ｑｖは前記第２次元で用いられるオーバーサンプリング因子（ｏｖｅｒｓａｍｐｌｉｎｇ ｆａｃｔｏｒ）である、請求項１に記載の方法。
8. 無線通信システムにおける基地局がチャネル状態情報（ＣＳＩ）を受信する方法であって、
   多重アンテナポートによって端末（ＵＥ）にチャネル状態情報参照信号（ＣＳＩ−ＲＳ：ｃｈａｎｎｅｌ Ｓｔａｔｅ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｉｇｎａｌ）を送信するステップと、
   前記端末からチャネル状態情報を受信するステップとを含み、
   前記チャネル状態情報はプリコーディング行列を指示するためのプリコーディング行列指示子（ＰＭＩ：Ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ Ｍａｔｒｉｘ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ）を含み、
   前記ＰＭＩは、コードブックから４つのプリコーディング行列を含むプリコーディング行列のセットを選択するための第１のＰＭＩ及び前記プリコーディング行列のセットから前記プリコーディング行列を選択するための第２のＰＭＩを含み、
   前記コードブックは、それぞれが第１次元アンテナポートのための第１行列と第２次元アンテナポートのための第２行列のクロネッカー積（Ｋｒｏｎｅｃｋｅｒ ｐｒｏｄｕｃｔ）を基盤に生成された複数のプリコーディング行列で構成され、
   複数の前記プリコーディング行列のそれぞれの第１次元のインデックスに基づいて前記第１行列が決定され、複数の前記プリコーディング行列のそれぞれの第２次元のインデックスに基づいて前記第２行列が決定され、
   前記プリコーディング行列のセットに属する前記４つのプリコーディング行列の第１次元のインデックス及び第２次元のインデックスの対は、（ｘ、ｙ）、（ｘ＋２、ｙ）、（ｘ＋１、ｙ＋１）、（ｘ＋３、ｙ＋１）であり、前記ｘ及び前記ｙは、負数でない整数である、方法。
9. 前記第１次元の方向に連続する前記プリコーディング行列のセット間の間隔（ｓｐａｃｉｎｇ）は２である、請求項８に記載の方法。
10. 無線通信システムにおいてチャネル状態情報（ＣＳＩ）を報告する端末（ＵＥ）であって、
    無線信号を送受信するように構成されたＲＦモジュールと、
    前記ＲＦモジュールと機能的に接続されたプロセッサであり、前記プロセッサは、
    多重アンテナポートによって基地局からチャネル状態情報参照信号（ＣＳＩ−ＲＳ：Ｃｈａｎｎｅｌ Ｓｔａｔｅ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｉｇｎａｌ）を受信し、
    チャネル状態情報を前記基地局に報告し、
    前記チャネル状態情報は、プリコーディング行列を指示するためのプリコーディング行列指示子（ＰＭＩ：Ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ Ｍａｔｒｉｘ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ）を含み、
    前記ＰＭＩは、コードブックから４つのプリコーディング行列を含むプリコーディング行列のセットを選択するための第１のＰＭＩ及び前記プリコーディング行列のセットから１つのプリコーディング行列を選択するための第２のＰＭＩを備え、
    前記コードブックは、それぞれが第１次元アンテナポートのための第１の行列と第２次元アンテナポートのための第２の行列のクロネッカー積（Ｋｒｏｎｅｃｋｅｒ ｐｒｏｄｕｃｔ）に基づいて生成された複数のプリコーディング行列で構成され、
    複数の前記プリコーディング行列のそれぞれの第１次元のインデックスに基づいて前記第１の行列が決定され、複数の前記プリコーディング行列のそれぞれの第２次元のインデックスに基づいて前記第２の行列が決定され、
    前記プリコーディング行列のセットに属する前記４つのプリコーディング行列の第１次元のインデックス及び第２次元のインデックスの対は、（ｘ、ｙ）、（ｘ＋２、ｙ）、（ｘ＋１、ｙ＋１）、（ｘ＋３、ｙ＋１）であり、前記ｘ及び前記ｙは、負数でない整数である、端末。