JP6760515B2 - 整合回路および通信装置 - Google Patents

Description

本発明は、アンテナ整合回路等の、高周波回路における整合回路、およびそれを備える通信装置に関する。

例えば携帯電話端末に備えられるパワーアンプとアンテナとの間には、パワーアンプの出力インピーダンスをアンテナのインピーダンスに整合させる整合回路が設けられている。このような整合回路は例えば特許文献１に示されている。

図１５（Ａ）は、特許文献１に示されている整合回路の例を示す図である。図１５（Ａ）において、パワーアンプ４０は、ＲＦＩＣ（Radio Frequency Integrated Circuit）等から入力される送信信号を増幅する。整合回路３０はパワーアンプ４０の出力インピーダンスとアンテナ１のインピーダンスとを整合させる。

図１５（Ａ）に示す例では、シリーズ接続のインダクタＬ３１とシャント接続のキャパシタＣ３１，Ｃ３２とで構成されている。従来の一般的なパワーアンプの出力インピーダンスの整合回路は、このようなＬＣフィルタ回路で構成されている。また、必要に応じて、図１５（Ｂ）に示すように、ＬＣフィルタ回路を多段構成とする場合もある。

ＬＣフィルタ回路構成の整合回路は、良好なインピーダンス整合が得られる周波数範囲が狭帯域である。また、インピーダンス整合のために必要な素子数が多いため、損失が大きい傾向がある。

一方、オートトランス構造のインピーダンス整合回路が特許文献２に示されている。図１６は特許文献２に示されている整合回路の回路図である。例えばパワーアンプの出力部に、この整合回路のポートＰ１が接続され、整合回路のポートＰ２にアンテナが接続される。

特開２０１７−８４８９８号公報 国際公開第２０１１／０９００８０号

図１６に示されるようなオートトランス構造の整合回路においては、オートトランスの寄生リアクタンス成分の値を定めることで、アンテナのインピーダンス周波数特性に追従するようにトランス比を変えることができ、そのことで広帯域に亘ってインピーダンス整合させることができる。

このような整合回路を例えばパワーアンプとアンテナとの間に適用する場合に、パワーアンプで生じる高調波成分がアンテナから放射されないように、その高調波成分を抑制するため、整合回路の前段または後段にローパスフィルタやバンドパスフィルタが設けられることが多い。

上記フィルタはＬＣ回路で構成されるので、フィルタを設けることで、インダクタおよびキャパシタによる損失が必然的に増加することになる。このように、インピーダンス整合回路とフィルタとを必要とする高周波回路において、フィルタを設けることにより損失が増加することは、パワーアンプの出力部とアンテナとの間に設けられる回路に限らず、インピーダンス整合回路とフィルタとを備える高周波回路に共通の課題である。

そこで、本発明の目的は、広帯域に亘るインピーダンス整合機能およびフィルタ機能を有する、低損失な整合回路、およびそれを備える通信装置を提供することにある。

（１）本発明の整合回路は、
第１ポートと第２ポートとのインピーダンスを整合させる整合回路であり、
前記第１ポートと前記第２ポートとの間に接続され、第１端子、第２端子および共用端子を備えるオートトランスと、
前記第２端子にシャント接続され、前記オートトランスの一部と共にローパスフィルタを構成する第１キャパシタと、を備え、
前記ローパスフィルタのカットオフ周波数は、前記第１ポートおよび接続第２ポートに入出力される高周波信号の周波数帯よりも高い、
ことを特徴とする。

上記構成により、オートトランス構造による広帯域に亘るインピーダンス整合特性を保ちながら、オートトランスの一部がローパスフィルタの一部を兼ねるので、実質的に少ない素子数でローパスフィルタが構成され、低損失化が図れる。

（２）上記（１）に記載の整合回路において、例えば、前記オートトランスは直列寄生インダクタンス成分を有し、前記ローパスフィルタの一部は前記直列寄生インダクタンス成分である。

（３）上記（１）または（２）に記載の整合回路において、例えば、前記オートトランスは並列寄生インダクタンス成分を有し、前記第１ポートと前記第１端子との間にシリーズ接続され、前記並列寄生インダクタンス成分と共にハイパスフィルタを構成する第２キャパシタ、を備える。

（４）本発明の整合回路は、
第１ポートと第２ポートとのインピーダンスを整合させる整合回路であり、
前記第１ポートと前記第２ポートとの間に接続され、第１端子、第２端子および共用端子を備えるオートトランスと、
前記第１ポートと前記第１端子との間にシリーズ接続され、前記オートトランスの一部と共にハイパスフィルタを構成する第２キャパシタと、を備え、
前記ハイパスフィルタのカットオフ周波数は、前記第１ポートおよび前記第２ポートに入出力される高周波信号の周波数帯よりも低い、
ことを特徴とする。

上記構成により、オートトランス構造による広帯域に亘るインピーダンス整合特性を保ちながら、オートトランスの一部がハイパスフィルタの一部を兼ねるので、実質的に少ない素子数でハイパスフィルタが構成され、低損失化が図れる。

（５）上記（４）に記載の整合回路において、例えば、前記オートトランスは並列寄生インダクタンス成分を有し、前記ハイパスフィルタの一部は前記並列寄生インダクタンス成分である。

（６）上記（４）または（５）に記載の整合回路において、例えば、前記オートトランスは直列寄生インダクタンス成分を有し、前記第２端子にシャント接続され、前記直列寄生インダクタンス成分と共にローパスフィルタを構成する第１キャパシタ、を備える。

（７）上記（１）、（２）、（３）、（６）のいずれかに記載の整合回路において、前記ローパスフィルタは、前記第２端子と前記第２ポートとの間に接続される第１インダクタを備えてもよい。この構成により、直列接続のインダクタの必要なインダクタンスを容易に定められる。

（８）上記（１）、（２）、（３）、（６）、（７）のいずれかに記載の整合回路において、例えば、前記第１ポートおよび前記第２ポートの一方はパワーアンプに接続され、他方はアンテナが接続される。

（９）上記（３）から（６）のいずれかに記載の整合回路において、前記ハイパスフィルタは、前記第１端子と前記共用端子との間に接続される第２インダクタを備えてもよい。この構成により、並列接続のインダクタの必要なインダクタンスを容易に定められる。

（１０）上記（３）、（４）、（５）、（６）、（９）のいずれかに記載の整合回路において、例えば、前記第１ポートおよび前記第２ポートの一方は通信回路に接続され、他方はアンテナに接続される。

（１１）上記（１）から（１０）のいずれかに記載の整合回路において、前記オートトランスは、互いに磁界結合する第１コイルと第２コイルとを備え、前記第１コイルは前記第１端子と前記第２端子との間に接続され、前記第２コイルは前記第２端子と前記共用端子との間に接続される、ことが好ましい。

上記（１）に記載のオートトランスがこの構成であれば、高インピーダンス側にキャパシタ（第１キャパシタ）を入れる構造となるので、この第１キャパシタによる損失は小さく抑えられる。また、上記（４）に記載のオートトランスがこの構成であれば、低インピーダンス側にキャパシタ（第２キャパシタ）を入れる構造となるので、このキャパシタの等価直列インダクタンス（ＥＳＬ）が、オートトランスによって等価的に生じる負のインダクタンスで抑制される。

（１２）上記（１１）に記載の整合回路において、前記オートトランスは、コイル導体パターンが形成された複数の絶縁性基材が積層されて構成された単一の部品であり、前記積層の方向から視て、前記第１コイルのコイル開口と前記第２コイルのコイル開口とが重なることが好ましい。この構成により、整合回路をチップ部品として扱うことができ、これを他のチップ部品と共に回路基板に実装するだけで、インピーダンス整合およびフィルタ機能を持たせることができる。

（１３）本発明の通信装置は、
通信回路と、アンテナと、前記通信回路と前記アンテナとの間に接続され、前記通信回路と前記アンテナのインピーダンスを整合させる整合回路と、を備え、
前記整合回路は、
第１ポートと第２ポートとのインピーダンスを整合させる整合回路であり、
前記第１ポートと前記第２ポートとの間に接続され、第１端子、第２端子および共用端子を有するオートトランスと、
前記第２端子と前記共用端子との間に接続され、前記オートトランスの一部と共にローパスフィルタを構成する第１キャパシタと、を備え、
前記ローパスフィルタのカットオフ周波数は、前記第１ポートおよび接続第２ポートに入出力される高周波信号の周波数帯よりも高い、
ことを特徴とする。

（１４）上記（１３）に記載の通信装置において、例えば、前記オートトランスは直列寄生インダクタンス成分を有し、前記ローパスフィルタの一部は前記直列寄生インダクタンス成分である。

（１５）本発明の通信装置は、
通信回路と、アンテナと、前記通信回路と前記アンテナとの間に接続され、前記通信回路と前記アンテナのインピーダンスを整合させる整合回路と、を備え、
前記整合回路は、
第１ポートと第２ポートとのインピーダンスを整合させる整合回路であり、
前記第１ポートと前記第２ポートとの間に接続され、第１端子、第２端子および共用端子を有するオートトランスと、
前記第１ポートと前記第１端子との間にシリーズ接続され、前記オートトランスの一部と共にハイパスフィルタを構成する第２キャパシタと、を備え、
前記ハイパスフィルタのカットオフ周波数は、前記第１ポートおよび前記第２ポートに入出力される高周波信号の周波数帯よりも低い、
ことを特徴とする。

（１６）上記（１５）に記載の通信装置において、例えば、前記オートトランスは並列寄生インダクタンスを有し、前記ハイパスフィルタの一部は前記並列寄生インダクタンスである。

（１７）上記（１３）から（１６）のいずれかに記載の通信装置において、例えば、前記通信回路と前記整合回路との間に接続されたパワーアンプを有する。

上記（１３）〜（１７）に記載の構成により、広帯域に亘って、通信回路とアンテナとのインピーダンス整合を保ちつつ、低損失の通信装置が得られる。

本発明によれば、広帯域に亘るインピーダンス整合機能およびフィルタ機能を有する、低損失な整合回路およびそれを備える通信装置が得られる。

図１（Ａ）は、第１の実施形態に係る整合回路１１Ａの回路図であり、図１（Ｂ）は、第１の実施形態に係る整合回路１１Ｂの回路図である。 図２（Ａ）、図２（Ｂ）、図２（Ｃ）は、いずれも図１（Ａ）に示した整合回路１１Ａの等価回路図、または図１（Ｂ）に示した整合回路１１Ｂの等価回路図である。 図３（Ａ）、図３（Ｂ）は、本実施形態の整合回路１１Ａ，１１Ｂの別の等価回路図である。 図４（Ａ）はオートトランスＴＡまたはＴＢの各層の平面図である。図４（Ｂ）はオートトランスＴＡまたはＴＢの外観斜視図である。 図５（Ａ）は、整合回路１１Ａ，１１Ｂの第１ポートＰ１−第２ポートＰ２間の通過損失の周波数特性を示す図であり、図５（Ｂ）は整合回路１１Ａ，１１Ｂの第１ポートＰ１から視た反射損失の周波数特性を示す図である。 図６（Ａ）は、第２の実施形態に係る整合回路１２Ａの回路図であり、図６（Ｂ）は、第２の実施形態に係る整合回路１２Ｂの回路図である。 図７（Ａ）、図７（Ｂ）、図７（Ｃ）は、いずれも図６（Ａ）に示した整合回路１２Ａの等価回路図、または図６（Ｂ）に示した整合回路１２Ｂの等価回路図である。 図８（Ａ）、図８（Ｂ）は、本実施形態の整合回路１２Ａ，１２Ｂの別の等価回路図である。 図９（Ａ）は、整合回路１２Ａ，１２Ｂの第１ポートＰ１−第２ポートＰ２間の通過損失の周波数特性を示す図であり、図９（Ｂ）は整合回路１２Ａ，１２Ｂの第１ポートＰ１から視た反射損失の周波数特性を示す図である。 図１０（Ａ）は、第３の実施形態に係る整合回路１３Ａの回路図であり、図１０（Ｂ）は、その等価回路図である。 図１１（Ａ）、図１１（Ｂ）は整合回路１３Ａの第１ポートＰ１−第２ポートＰ２間の通過損失の周波数特性を示す図であり、図１１（Ｃ）は整合回路１３Ａの第１ポートＰ１から視た反射損失の周波数特性を示す図である。 図１２（Ａ）は第４の実施形態に係る整合回路１４Ａの回路図であり、図１２（Ｂ）は整合回路１４Ａの等価回路図である。 図１３（Ａ）は第４の実施形態に係る別の整合回路１４Ｂの回路図であり、図１３（Ｂ）は整合回路１４Ｂの等価回路図である。 図１４は第５の実施形態に係る通信装置１００のブロック図である。 図１５（Ａ）は、特許文献１に示されている整合回路の例を示す図である。図１５（Ｂ）はＬＣフィルタ回路を多段構成とした整合回路の例を示す図である。 図１６は特許文献２に示されている整合回路の回路図である。 図１７は、第３の実施形態における整合回路に対する比較例としての整合回路の回路図である。

以降、図を参照して幾つかの具体的な例を挙げて、本発明を実施するための複数の形態を示す。各図中には同一箇所に同一符号を付している。要点の説明または理解の容易性を考慮して、便宜上実施形態を分けて示すが、異なる実施形態で示した構成の部分的な置換または組み合わせは可能である。第２の実施形態以降では第１の実施形態と共通の事柄についての記述を省略し、異なる点についてのみ説明する。特に、同様の構成による同様の作用効果については実施形態毎には逐次言及しない。

《第１の実施形態》
第１の実施形態は、ローパスフィルタ特性を有するインピーダンス整合回路の例である。

図１（Ａ）は、第１の実施形態に係る整合回路１１Ａの回路図であり、図１（Ｂ）は、第１の実施形態に係る整合回路１１Ｂの回路図である。これら整合回路１１Ａ，１１Ｂは、第１ポートＰ１と第２ポートＰ２とのインピーダンスを整合させる機能と、ローパスフィルタ機能とを有する。整合回路１１Ａは、オートトランスＴＡと第１キャパシタＣ１を備える。また、整合回路１１Ｂは、オートトランスＴＢと第１キャパシタＣ１を備える。

上記オートトランスＴＡ，ＴＢは、第１ポートＰ１側に接続される第１端子Ｔ１と、第２ポートＰ２側に接続される第２端子Ｔ２と、基準電位（グランド）に接続される共用端子Ｔ３とを備える。

整合回路１１ＡのオートトランスＴＡは、第１端子Ｔ１と第２端子Ｔ２との間に接続された第１コイルＬ１と、第２端子Ｔ２と共用端子Ｔ３との間に接続された第２コイルＬ２とで構成されている。また、整合回路１１ＢのオートトランスＴＢは、第１端子Ｔ１と第２端子Ｔ２との間に接続された第１コイルＬ１と、第１端子Ｔ１と共用端子Ｔ３との間に接続された第２コイルＬ２とで構成されている。第１コイルＬ１と第２コイルＬ２は結合係数k で結合する。

整合回路１１Ａ，１１Ｂにおいて、第１キャパシタＣ１は第２端子Ｔ２とグランドとの間にシャント接続されている。

図２（Ａ）、図２（Ｂ）、図２（Ｃ）は、いずれも図１（Ａ）に示した整合回路１１Ａの等価回路図、または図１（Ｂ）に示した整合回路１１Ｂの等価回路図である。つまり、整合回路１１Ａ，１１Ｂのいずれも、図２（Ａ）、図２（Ｂ）、図２（Ｃ）のいずれかの等価回路で表すことができる。但し、直列寄生インダクタＬｓおよび並列寄生インダクタＬｐが１次側にある場合と２次側にある場合とで、それらのインダクタンスは、理想トランスのトランス比等に応じて異なる。

上記オートトランスＴＡ，ＴＢは、直列寄生インダクタＬｓで表される直列寄生インダクタンス成分と、並列寄生インダクタＬｐで表される並列寄生インダクタンス成分を有する。つまり、直列寄生インダクタＬｓで表される直列寄生インダクタンス成分や並列寄生インダクタＬｐで表される並列寄生インダクタンス成分は、オートトランスＴＡ，ＴＢの一部である。また、オートトランスＴＡ，ＴＢは、寄生成分を分離した等価回路では、理想トランスＩＴと、直列寄生インダクタＬｓと、並列寄生インダクタＬｐとで表される。

ここで、第１コイルＬ１の自己インダクタンスをL1、第２コイルＬ２の自己インダクタンスをL2、第１コイルＬ１と第２コイルＬ２との相互インダクタンスをM、でそれぞれ表し、また、直列寄生インダクタＬｓのインダクタンスをLsで表し、並列寄生インダクタＬｐのインダクタンスをLpで表すと、各寄生成分のインダクタンスは次の関係にある。

M = k√(L1*L2)
n = (L1 + L2 + 2M) /(L2 + M)
Ls = {(1 - k2)L1*L2} / (L1 + L2 + 2M)
Lp = L1 + L2 + 2M
図２（Ａ）、図２（Ｂ）、図２（Ｃ）いずれの表現でも、第１キャパシタＣ１と直列寄生インダクタＬｓとでローパスフィルタＬＰＦが構成される。

つまり、ローパスフィルタＬＰＦの一部として、オートトランスＴＡ，ＴＢの直列寄生インダクタＬｓを利用するので、実質的に少ない素子数でローパスフィルタが構成される。このことにより、例えばローパスフィルタ用に外部にインダクタを接続した場合に比べて、そのインダクタによる損失が発生せず、全体として低損失化が図れる。

図３（Ａ）、図３（Ｂ）は、本実施形態の整合回路１１Ａ，１１Ｂの別の等価回路図である。この例は、オートトランスＴＡ，ＴＢを、第１コイルＬ１と第２コイルＬ２との磁界結合による相互インダクタンスＭを明示した三端子等価回路で表している。

図１（Ａ）、図１（Ｂ）に示した、第１コイルＬ１の自己インダクタンスをL1、第２コイルＬ２の自己インダクタンスをL2、第１コイルＬ１と第２コイルＬ２との相互インダクタンスをM、でそれぞれ表すと、図３（Ａ）、図３（Ｂ）において、インダクタＬａのインダクタンスは(L1+M)、インダクタＬｂのインダクタンスは(-M)、インダクタＬｃのインダクタンスは(L2+M)、である。

図３（Ｂ）に示す整合回路１１Ｂの第１ポートＰ１と第２ポートＰ２との間のインピーダンス変換比は、(-M + L2 + M) : (L1 + M + L2 + M) : = L2 : (L1 + L2 + 2M)
である。つまり、第１ポートは低インピーダンス側、第２ポートＰ２は高インピーダンス側である。

整合回路１１Ｂによれば、高インピーダンス側において並列にキャパシタ（第１キャパシタＣ１）を入れる回路構成となるので、第１キャパシタＣ１に流れる電流は相対的に小さい。このことにより、第１キャパシタＣ１を設けることによる損失増加は小さい。

次に、オートトランスＴＡ，ＴＢの構造の例を示す。図４（Ａ）はオートトランスＴＡまたはＴＢの各層の平面図である。図４（Ｂ）はオートトランスＴＡまたはＴＢの外観斜視図である。図１（Ａ）、図１（Ｂ）では、オートトランスの符号をＴＡとＴＢとに区別したが、外部に接続する回路構成が異なるだけであり、実際には同じ部品である。

オートトランスＴＡ，ＴＢは、表面実装型のチップ部品として構成されており、絶縁性基材Ｓ１〜Ｓ６を含む複数の絶縁性基材を備えている。これら絶縁性基材は非磁性体セラミック基材または非磁性体樹脂基材である。基材Ｓ１〜Ｓ６には各種導体パターンが形成されている。「各種導体パターン」には、基材の表面に形成された導体パターンだけでなく、層間接続導体を含む。層間接続導体はビア導体だけでなく、図４（Ｂ）に表れているように、積層体の端面に形成される端面電極も含む。

基材Ｓ１は積層体の実装面（最下層）に相当する。基材Ｓ１には第１端子Ｔ１、第２端子Ｔ２、共用端子（グランド端子）Ｔ３がそれぞれ形成されている。

基材Ｓ２には約１１／１２ターンのループ状の導体パターンＬ２３が形成されている。基材Ｓ３には約９／１２ターンのループ状の導体パターンＬ２２が形成されている。基材Ｓ４には約８／１２ターンのループ状の導体パターンＬ２１が形成されている。これら直列的に接続された導体パターンＬ２１，Ｌ２２，Ｌ２３で第２コイル（図１（Ａ）、図１（Ｂ）における第２コイルＬ２）が構成されている。

基材Ｓ５には約１／２ターンのループ状の導体パターンＬ１２が形成されている。基材Ｓ６には約８／１２ターンのループ状の導体パターンＬ１１が形成されている。これら直列的に接続された導体パターンＬ１１，Ｌ１２で第１コイル（図１（Ａ）、図１（Ｂ）における第１コイルＬ１）が構成されている。

このように、オートトランスＴＡ，ＴＢは、コイル導体パターンが形成された複数の絶縁性基材が積層されて構成された単一の部品である。オートトランスＴＡ，ＴＢは、積層の方向から視て、第１コイルＬ１のコイル開口と第２コイルＬ２のコイル開口とが重なる。また、第１コイルＬ１と第２コイルＬ２は同一の巻回軸を有し、且つその内外径寸法はほぼ同一である。

この構成により、オートトランスをチップ部品として扱うことができ、このオートトランスと第１キャパシタとを回路基板に実装するだけで、整合回路を構成できる。

次に、本実施形態の整合回路１１Ａ，１１Ｂのフィルタ特性について示す。図５（Ａ）は、整合回路１１Ａ，１１Ｂの第１ポートＰ１−第２ポートＰ２間の通過損失（Ｓ２１）の周波数特性を示す図であり、図５（Ｂ）は整合回路１１Ａ，１１Ｂの第１ポートＰ１から視た反射損失（Ｓ１１）の周波数特性を示す図である。図５（Ａ）において、通過損失が−３ｄＢとなる周波数が、ローパスフィルタのカットオフ周波数ｆｃである。このカットオフ周波数ｆｃは、整合回路１１Ａ，１１Ｂの第１ポートＰ１および第２ポートＰ２に入出力される高周波信号の周波数帯の上限周波数より高い。つまり、第１ポートＰ１（第２ポートＰ２）から意図して入力される高周波信号はローパスフィルタによってほとんど減衰されることなく、第２ポート（第１ポートＰ１）から出力されるのに対して、意図せず第１ポートＰ１（第２ポートＰ２）に混入する高調波成分（意図して入力される高周波信号よりも高い周波数成分）は、ローパスフィルタによってカットされる。換言すると、本実施形態の整合回路は、第１ポートＰ１および第２ポートＰ２に入出力される高周波信号とは異なる高調波成分をカットするローパスフィルタを備える。

上記カットオフ周波数ｆｃは通信周波数の２倍未満である。このことにより、例えば、一方のポートにパワーアンプを接続し、他方のポートにアンテナを接続した場合には、パワーアンプの歪み特性によって生じる高調波成分のアンテナからの輻射が抑制される。この場合、パワーアンプの歪み特性によって生じる高調波成分が、上記の、意図せずポートに混入する高調波成分に相当する。

《第２の実施形態》
第２の実施形態は、ハイパスフィルタ特性を有するインピーダンス整合回路の例である。

図６（Ａ）は、第２の実施形態に係る整合回路１２Ａの回路図であり、図６（Ｂ）は、第２の実施形態に係る整合回路１２Ｂの回路図である。これら整合回路１２Ａ，１２Ｂは、第１ポートＰ１と第２ポートＰ２とのインピーダンスを整合させる機能と、ローパスフィルタ機能とを有する。整合回路１２Ａは、オートトランスＴＡと第２キャパシタＣ２を備える。また、整合回路１２Ｂは、オートトランスＴＢと第２キャパシタＣ２を備える。

上記オートトランスＴＡ，ＴＢの構成は第１の実施形態で示したとおりである。

整合回路１２Ａ，１２Ｂにおいて、第２キャパシタＣ２は第１端子Ｔ１と第１ポートＰ１との間にシリーズに接続されている。

図７（Ａ）、図７（Ｂ）、図７（Ｃ）は、いずれも図６（Ａ）に示した整合回路１２Ａの等価回路図、または図６（Ｂ）に示した整合回路１２Ｂの等価回路図である。つまり、整合回路１２Ａ，１２Ｂのいずれも、図７（Ａ）、図７（Ｂ）、図７（Ｃ）のいずれかの等価回路で表すことができる。

図７（Ａ）、図７（Ｂ）、図７（Ｃ）いずれの表現でも、第２キャパシタＣ２と並列寄生インダクタＬｐとでハイパスフィルタＨＰＦが構成される。

つまり、ハイパスフィルタＨＰＦの一部として、オートトランスＴＡ，ＴＢの並列寄生インダクタＬｐを利用するので、実質的に少ない素子数でハイパスフィルタが構成される。このことにより、例えばハイパスフィルタ用に外部にインダクタを接続した場合に比べて、そのインダクタによる損失が発生せず、全体として低損失化が図れる。

図８（Ａ）、図８（Ｂ）は、本実施形態の整合回路１２Ａ，１２Ｂの別の等価回路図である。この例は、オートトランスＴＡ，ＴＢを、第１コイルＬ１と第２コイルＬ２との磁界結合による相互インダクタンスＭを明示した三端子等価回路で表している。

図８（Ｂ）に示す構成では、第２キャパシタＣ２は等価的な負のインダクタ(-M)を有するインダクタＬｂに直列接続されるので、この第２キャパシタＣ２の等価直列インダクタンス（ＥＳＬ）が、負のインダクタンス(-M)と合成されることによって抑制される。その結果、周波数依存性が小さくなり、広帯域に亘って反射損失が低く保たれる。

次に、本実施形態の整合回路１２Ａ，１２Ｂのフィルタ特性について示す。図９（Ａ）は、整合回路１２Ａ，１２Ｂの第１ポートＰ１−第２ポートＰ２間の通過損失（Ｓ２１）の周波数特性を示す図であり、図９（Ｂ）は整合回路１２Ａ，１２Ｂの第１ポートＰ１から視た反射損失（Ｓ１１）の周波数特性を示す図である。図９（Ａ）において、通過損失が−３ｄＢとなる周波数が、ハイパスフィルタのカットオフ周波数ｆｃである。このカットオフ周波数ｆｃは、整合回路１２Ａ，１２Ｂの第１ポートＰ１および第２ポートＰ２に入出力される高周波信号の周波数帯の下限周波数より低い。つまり、第１ポートＰ１（第２ポートＰ２）から意図して入力される高周波信号はハイパスフィルタによってほとんど減衰されることなく、第２ポート（第１ポートＰ１）から出力されるのに対して、意図せず第１ポートＰ１（第２ポートＰ２）に混入する低調波成分（意図して入出力される高周波信号よりも低い周波数成分）は、ハイパスフィルタによってカットされる。換言すると、本実施形態の整合回路は、第１ポートＰ１および第２ポートＰ２に入出力される高周波信号とは異なる低調波成分をカットするハイパスフィルタを備える。

上記カットオフ周波数ｆｃは通信周波数の１／２倍以上である。このことにより、例えば、一方のポートに通信回路を接続し、他方のポートにアンテナを接続した場合には、通信回路内で生じる低調波成分のアンテナからの輻射が抑制される。この場合、通信回路内で生じる低調波成分が、上記の、意図せずポートに混入する低調波成分に相当する。

《第３の実施形態》
第３の実施形態は、バンドパスフィルタ特性を有するインピーダンス整合回路の例である。

図１０（Ａ）は、第３の実施形態に係る整合回路１３Ａの回路図であり、図１０（Ｂ）は、その等価回路図である。整合回路１３Ａは、第１ポートＰ１と第２ポートＰ２とのインピーダンスを整合させる機能と、バンドパスフィルタ機能とを有する。整合回路１３Ａは、オートトランスＴＡと第１キャパシタＣ１と第２キャパシタＣ２とを備える。

上記オートトランスＴＡの構成は第１の実施形態で示したとおりである。

整合回路１３Ａにおいて、第１キャパシタＣ１は第２端子Ｔ２とグランドとの間にシャント接続されていて、第２キャパシタＣ２は第１端子Ｔ１と第１ポートＰ１との間にシリーズに接続されている。

図１０（Ｂ）において、第１キャパシタＣ１と直列寄生インダクタＬｓとでローパスフィルタＬＰＦが構成される。また、第２キャパシタＣ２と並列寄生インダクタＬｐとでハイパスフィルタＨＰＦが構成される。ローパスフィルタＬＰＦのカットオフ周波数は高周波信号の周波数帯より高く、ハイパスフィルタＨＰＦのカットオフ周波数は高周波信号の周波数帯より低い。したがって、第１ポートＰ１と第２ポートＰ２との間で、バンドパスフィルタ特性を有する。

図１１（Ａ）、図１１（Ｂ）は整合回路１３Ａの第１ポートＰ１−第２ポートＰ２間の通過損失（Ｓ２１）の周波数特性を示す図であり、図１１（Ｃ）は整合回路１３Ａの第１ポートＰ１から視た反射損失（Ｓ１１）の周波数特性を示す図である。図１１（Ａ）、図１１（Ｂ）、図１１（Ｃ）において特性ラインＰは本実施形態の特性、特性ラインＣは比較例の整合回路の特性である。

ここで、比較例の整合回路を図１７に示す。図１７において、キャパシタＣ３とインダクタＬ３とでローパスフィルタＬＰＦが構成されていて、キャパシタＣ４とインダクタＬ４とでハイパスフィルタＨＰＦが構成されている。つまり、この比較例の整合回路は、オートトランスＴＡによるインピーダンス整合回路に、これとは別に構成されたローパスフィルタＬＰＦとハイパスフィルタＨＰＦを付加したものである。

図１０（Ａ）中の各素子の値は次のとおりである。

L1 = 0.5nH
L2 = 7.0nH
k = 0.7
C1 ＝ 8.2pF
C2 ＝ 1.8pF
第１ポートＰ１に接続されるＲＦＩＣのインピーダンスは５０Ω、第２ポートに接続されるアンテナのインピーダンスは３Ωである。

図１７中の各素子の値は次のとおりである。

L1 = 0.5nH
L2 = 7.0nH
k = 0.7
C3 ＝ 4.9pF
C4 ＝ 3.0pF
L3 = 0.3nH
L4 = 6.1nH
また、各インダクタの直列等価抵抗（ＥＳＲ）は次式によって計算している。

R = 2πf L / Q
ｆ：周波数
L：インダクタンス
なお、インダクタＬ３，Ｌ４のＱ値は、Q＝60、第１コイルＬ１、第２コイルのＱ値は、Q＝30としている。

本実施形態の整合回路１３ＡのオートトランスＴＡのインピーダンス変換比は、第１ポートＰ１と第２ポートＰ２との間のインピーダンス変換比とは異なる。つまり、フィルタ形成用の第１キャパシタＣ１または第２キャパシタＣ２の付加によって、回路全体で所定のインピーダンス変換比になるので、オートトランス単体で所定のインピーダンス変換比を定めて、それにフィルタを付加する場合に比べて、素子数が少なくなることだけでなく、フィルタ形成用の第１キャパシタまたは第２キャパシタの付加によるインピーダンスのずれを小さくできる。また、そのことにより反射損失が低減される。

本実施形態の整合回路１３Ａによれば、図１１（Ａ）、図１１（Ｂ）に表れているように、1700MHz〜2100MHz以下の周波数帯を通過させ、それ以外の周波数帯を減衰させることができる。また、特に図１１（Ｂ）に表れているように、比較例の整合回路より、通過損失を低減できることが分かる。

なお、この第３の実施形態においても、オートトランスの構成を図１（Ｂ）や図６（Ｂ）に示したオートトランスＴＢの構成としてもよい。

《第４の実施形態》
第４の実施形態では、インダクタを更に接続した整合回路の例を示す。

図１２（Ａ）は第４の実施形態に係る整合回路１４Ａの回路図であり、図１２（Ｂ）は整合回路１４Ａの等価回路図である。整合回路１４Ａは、第１ポートＰ１と第２ポートＰ２とのインピーダンスを整合させる機能と、ローパスフィルタ機能とを有する。整合回路１４Ａは、オートトランスＴＡと第１キャパシタＣ１と第１インダクタＬｓ１とを備える。

上記オートトランスＴＡの構成は第１の実施形態で示したとおりである。

図１２（Ｂ）において、直列寄生インダクタＬｓおよび第１インダクタＬｓ１と、第１キャパシタＣ１とでローパスフィルタＬＰＦが構成される。

図１３（Ａ）は第４の実施形態に係る別の整合回路１４Ｂの回路図であり、図１３（Ｂ）は整合回路１４Ｂの等価回路図である。整合回路１４Ｂは、第１ポートＰ１と第２ポートＰ２とのインピーダンスを整合させる機能と、ハイパスフィルタ機能とを有する。整合回路１４Ｂは、オートトランスＴＡと第２キャパシタＣ２と第２インダクタＬｐ２とを備える。

上記オートトランスＴＡの構成は第１の実施形態で示したとおりである。

図１３（Ｂ）において、並列寄生インダクタＬｐおよび第２インダクタＬｐ２と、第２キャパシタＣ２とでハイパスフィルタＨＰＦが構成される。

本実施形態で示したように、オートトランスＴＡの直列寄生インダクタＬｓに対して直列接続されるように外部に第１インダクタＬｓ１を接続してもよい。同様に、オートトランスＴＡの並列寄生インダクタＬｐに対して並列接続されるように外部に第２インダクタＬｐ２を接続してもよい。

本実施形態によれば、ローパスフィルタ部の直列接続のインダクタを必要なインダクタンスに容易に定められる。同様にハイパスフィルタ部の並列接続のインダクタを必要なインダクタンスに容易に定められる。

なお、この第４の実施形態においても、オートトランスの構成を図１（Ｂ）や図６（Ｂ）に示したオートトランスＴＢの構成としてもよい。

また、図１２（Ａ）に示した整合回路１４Ａに第２キャパシタＣ２を付加することによって、または、図１３（Ａ）に示した整合回路１４Ｂに第１キャパシタＣ１を付加することによって、バンドパスフィルタ特性を持たせてもよい。さらに、図１２（Ａ）に示した整合回路１４Ａに第２キャパシタＣ２および第２インダクタＬｐ２を付加してもよいし、図１３（Ａ）に示した整合回路１４Ｂに第１キャパシタＣ１および第１インダクタＬｓ１を付加してもよい。

《第５の実施形態》
第５の実施形態では通信装置の例を示す。

図１４は第５の実施形態に係る通信装置１００のブロック図である。本実施形態の通信装置１００は、アンテナ１、整合回路１０、パワーアンプ４０、ＲＦＩＣ（通信回路）５０を備えている。アンテナ１とＲＦＩＣ（通信回路）５０との間に、整合回路１０とパワーアンプ４０とが接続され、パワーアンプ４０はＲＦＩＣ５０と整合回路１０との間に接続されている。なお、整合回路１０の構成は、以上の各実施形態で示した整合回路である。ＲＦＩＣ５０は、ローバンド（700MHz〜1.0GHz）とハイバンド（1.4GHz〜2.7GHz）についての送信回路を備えている。アンテナ１は、ローバンドとハイバンドに対応するモノポールアンテナ、逆Ｌ型アンテナ、逆Ｆ型アンテナ等である。なお、受信回路系については図１４での図示を省略している。

上記構成要素は１つの筐体内に収納されている。例えば、整合回路１０、パワーアンプ４０、ＲＦＩＣ５０はプリント配線板に実装され、プリント配線板は筐体内に収納される。アンテナ１はプリント配線板に実装されるか、筐体の内面または内部に配置される。

以上に示した構成により、広帯域に亘って、通信回路とアンテナとのインピーダンス整合を保ちつつ、低損失な通信装置が得られる。

最後に、上述の実施形態の説明は、すべての点で例示であって、制限的なものではない。当業者にとって変形および変更が適宜可能である。本発明の範囲は、上述の実施形態ではなく、特許請求の範囲によって示される。さらに、本発明の範囲には、特許請求の範囲内と均等の範囲内での実施形態からの変更が含まれる。

Ｃ１…第１キャパシタ
Ｃ２…第２キャパシタ
Ｃ３，Ｃ４…キャパシタ
Ｃ３１，Ｃ３２…キャパシタ
ＨＰＦ…ハイパスフィルタ
ＩＴ…理想トランス
Ｌ１…第１コイル
Ｌ１１，Ｌ１２…導体パターン
Ｌ２…第２コイル
Ｌ２１，Ｌ２２，Ｌ２３…導体パターン
Ｌ３，Ｌ４…インダクタ
Ｌ３１…インダクタ
Ｌａ，Ｌｂ，Ｌｃ…インダクタ
Ｌｐ…並列寄生インダクタ
Ｌｐ２…第２インダクタ
ＬＰＦ…ローパスフィルタ
Ｌｓ…直列寄生インダクタ
Ｌｓ１…第１インダクタ
Ｐ１…第１ポート
Ｐ２…第２ポート
Ｓ１〜Ｓ６…絶縁性基材
Ｔ１…第１端子
Ｔ２…第２端子
Ｔ３…共用端子
ＴＡ，ＴＢ…オートトランス
１…アンテナ
１０…整合回路
１１Ａ，１１Ｂ…整合回路
１２Ａ，１２Ｂ…整合回路
１３Ａ…整合回路
１４Ａ，１４Ｂ…整合回路
３０…整合回路
４０…パワーアンプ
５０…ＲＦＩＣ
１００…通信装置

Claims (17)

1. 第１ポートと第２ポートとのインピーダンスを整合させる整合回路であり、
   前記第１ポートと前記第２ポートとの間に接続され、第１端子、第２端子および共用端子を備えるオートトランスと、
   前記第２端子にシャント接続され、前記オートトランスの一部と共にローパスフィルタを構成する第１キャパシタと、を備え、
   前記ローパスフィルタのカットオフ周波数は、前記第１ポートおよび接続第２ポートに入出力される高周波信号の周波数帯よりも高い、
   ことを特徴とする整合回路。
2. 前記オートトランスは直列寄生インダクタンス成分を有し、前記ローパスフィルタの一部は前記直列寄生インダクタンス成分である、請求項１に記載の整合回路。
3. 前記オートトランスは並列寄生インダクタンス成分を有し、
   前記第１ポートと前記第１端子との間にシリーズ接続され、前記並列寄生インダクタンス成分と共にハイパスフィルタを構成する第２キャパシタ、を備える、
   請求項１または２に記載の整合回路。
4. 第１ポートと第２ポートとのインピーダンスを整合させる整合回路であり、
   前記第１ポートと前記第２ポートとの間に接続され、第１端子、第２端子および共用端子を備えるオートトランスと、
   前記第１ポートと前記第１端子との間にシリーズ接続され、前記オートトランスの一部と共にハイパスフィルタを構成する第２キャパシタと、を備え、
   前記ハイパスフィルタのカットオフ周波数は、前記第１ポートおよび前記第２ポートに入出力される高周波信号の周波数帯よりも低い、
   ことを特徴とする整合回路。
5. 前記オートトランスは並列寄生インダクタンス成分を有し、前記ハイパスフィルタの一部は前記並列寄生インダクタンス成分である、請求項４に記載の整合回路。
6. 前記オートトランスは直列寄生インダクタンス成分を有し、
   前記第２端子にシャント接続され、前記直列寄生インダクタンス成分と共にローパスフィルタを構成する第１キャパシタ、を備える、
   請求項４または５に記載の整合回路。
7. 前記ローパスフィルタは、前記第２端子と前記第２ポートとの間に接続される第１インダクタを備える、
   請求項１、２、３、６のいずれかに記載の整合回路。
8. 前記第１ポートおよび前記第２ポートの一方はパワーアンプに接続され、他方はアンテナに接続される、
   請求項１、２、３、６、７のいずれかに記載の整合回路。
9. 前記ハイパスフィルタは、前記第１端子と前記共用端子との間に接続される第２インダクタを備える、
   請求項３から６のいずれかに記載の整合回路。
10. 前記第１ポートおよび前記第２ポートの一方は通信回路に接続され、他方はアンテナに接続される、
    請求項３、４、５、６、９のいずれかに記載の整合回路。
11. 前記オートトランスは、互いに磁界結合する第１コイルと第２コイルとを備え、前記第１コイルは前記第１端子と前記第２端子との間に接続され、前記第２コイルは前記第２端子と前記共用端子との間に接続される、
    請求項１から１０のいずれかに記載の整合回路。
12. 前記オートトランスは、コイル導体パターンが形成された複数の絶縁性基材が積層されて構成された単一の部品であり、
    前記積層の方向から視て、前記第１コイルのコイル開口と前記第２コイルのコイル開口とが重なる、
    請求項１１に記載の整合回路。
13. 通信回路と、アンテナと、前記通信回路と前記アンテナとの間に接続され、前記通信回路と前記アンテナのインピーダンスを整合させる整合回路と、を備え、
    前記整合回路は、
    第１ポートと第２ポートとのインピーダンスを整合させる整合回路であり、
    前記第１ポートと前記第２ポートとの間に接続され、第１端子、第２端子および共用端子を有するオートトランスと、
    前記第２端子と前記共用端子との間に接続され、前記オートトランスの一部と共にローパスフィルタを構成する第１キャパシタと、を備え、
    前記ローパスフィルタのカットオフ周波数は、前記第１ポートおよび接続第２ポートに入出力される高周波信号の周波数帯よりも高い、
    ことを特徴とする通信装置。
14. 前記オートトランスは直列寄生インダクタンス成分を有し、前記ローパスフィルタの一部は前記直列寄生インダクタンス成分である、
    請求項１３に記載の通信装置。
15. 通信回路と、アンテナと、前記通信回路と前記アンテナとの間に接続され、前記通信回路と前記アンテナのインピーダンスを整合させる整合回路と、を備え、
    前記整合回路は、
    第１ポートと第２ポートとのインピーダンスを整合させる整合回路であり、
    前記第１ポートと前記第２ポートとの間に接続され、第１端子、第２端子および共用端子を有するオートトランスと、
    前記第１ポートと前記第１端子との間にシリーズ接続され、前記オートトランスの一部と共にハイパスフィルタを構成する第２キャパシタと、を備え、
    前記ハイパスフィルタのカットオフ周波数は、前記第１ポートおよび前記第２ポートに入出力される高周波信号の周波数帯よりも低い、
    ことを特徴とする通信装置。
16. 前記オートトランスは並列寄生インダクタンス成分を有し、前記ハイパスフィルタの一部は前記並列寄生インダクタンス成分である、
    請求項１５に記載の通信装置。
17. 前記通信回路と前記整合回路との間に接続されたパワーアンプを有する、請求項１３から１６のいずれかに記載の通信装置。

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