JP5477512B2 - インピーダンス変換回路および通信端末装置 - Google Patents

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Description

本発明は、アンテナ装置等に適用するインピーダンス変換回路に関し、特に、広い周波数帯域で整合するインピーダンス変換回路およびそれを備えた通信端末装置に関する。
近年、携帯電話をはじめとする通信端末装置は、ＧＳＭ（登録商標）(Global System for Mobile Communications)、ＤＣＳ(DigitalCommunicationSystem)、ＰＣＳ(PersonalCommunication Services)、ＵＭＴＳ(UniversalMobile Telecommunications System)等の通信システム、さらにはＧＰＳ(GlobalPositioningSystem)やワイヤレスＬＡＮ、Bluetooth（登録商標）等への対応が求められることがある。したがって、こうした通信端末装置におけるアンテナ装置は、７００ＭＨｚ〜２．７ＧＨｚまでの広い周波数帯域をカバーすることが求められる。
広い周波数帯域に対応するアンテナ装置としては、特許文献１や特許文献２に開示されているように、アンテナ素子の給電端にＬＣ並列共振回路やＬＣ直列共振回路にて構成された受動素子にて構成されたパッシブ型の整合回路を備えたものが一般的である。また、たとえば特許文献３や特許文献４に開示されているように、能動素子を含むアクティブ型の整合回路を備えたものも知られている。
特開２００４−３３６２５０号公報 特開２００６−１７３６９７号公報 特開２０００−１２４７２８号公報 特開２００８−０３５０６５号公報
ところが、一般に、アンテナ素子のサイズや形状、周辺環境等によってアンテナ素子のインピーダンスは変化するため、特許文献１，２に示されているパッシブ型の整合回路では、通信端末装置の機種毎に整合回路を調整しなければならない。特に、複数の周波数帯域のそれぞれにインピーダンスを最適化するのは容易でない。このように複数の周波数帯域にインピーダンスを合わせ込もうとすると、整合回路を構成する素子の素子数が増えてしまいやすく、整合回路の素子数が増えると、挿入損失が大きくなり、十分な利得が得られないこともある。
また、特許文献３，４に示されているアクティブ型の整合回路でも、通信端末装置の機種毎に整合回路を調整しなければならない、という同様の課題を有する。さらに、アクティブ型の整合回路では、可変容量素子を制御するための回路、すなわち周波数帯域を切り替えるための切替回路が必要であるので回路構成が複雑になりやすい。また、切替回路での損失や歪みが大きいので十分な利得が得られないことがある。
本発明は上述した実情に鑑みてなされたものであり、その目的は、広い周波数帯域でインピーダンスの最適化が容易で、かつ、損失が少なく、簡易な構成のインピーダンス変換回路、およびこのインピーダンス変換回路を備えた通信端末装置を提供することにある。
（１）本発明のインピーダンス変換回路は、
第１高周波回路と第２高周波回路との間に接続されるインピーダンス変換回路であって、
前記第１高周波回路に接続される第１インダクタンス素子、および、前記第２高周波回路に接続され、前記第１インダクタンス素子に結合された第２インダクタンス素子を含んで構成された第１整合回路と、
前記第１整合回路と前記第１高周波回路との間および前記第１整合回路と前記第２高周波回路との間の少なくとも一方に接続され、キャパシタンス素子およびインダクタンス素子の少なくとも一方からなるリアクタンス素子を含んで構成された第２整合回路と、
を有し、
前記第２整合回路における前記リアクタンス素子は、前記第１インダクタンス素子または前記第２インダクタンス素子とともに並列共振回路を構成するキャパシタンス素子を少なくとも含んでいて、
前記第２整合回路は、前記第１整合回路と前記第１高周波回路との間にシャントに接続された第１のキャパシタンス素子を含む第１の整合回路素子と、前記第１整合回路と前記第２高周波回路との間にシャントに接続された第２のキャパシタンス素子を含む第２の整合回路素子とを含んで構成され、
前記第１のキャパシタンス素子と前記第２のキャパシタンス素子のうち、キャパシタンスの大きな方のキャパシタンス素子で主として第１周波数帯の高周波信号のインピーダンス整合を行い、キャパシタンスの小さな方のキャパシタンス素子で主として第２周波数帯（ただし、前記第１周波数帯の高周波信号の周波数は、前記第２周波数帯の高周波信号の周波数よりも低い）の高周波信号のインピーダンス整合を行うことを特徴とする。
（２）本発明のインピーダンス変換回路は、
第１高周波回路と第２高周波回路との間に接続されるインピーダンス変換回路であって、
前記第１高周波回路に接続される第１インダクタンス素子、および、前記第２高周波回路に接続され、前記第１インダクタンス素子に結合された第２インダクタンス素子を含んで構成された第１整合回路と、
前記第１整合回路と前記第１高周波回路との間および前記第１整合回路と前記第２高周波回路との間の少なくとも一方に接続され、キャパシタンス素子およびインダクタンス素子の少なくとも一方からなるリアクタンス素子を含んで構成された第２整合回路と、
を有し、
前記第１インダクタンス素子と前記第２インダクタンス素子とは、磁界および電界を介して結合されていて、
前記第１インダクタンス素子に交流電流が流れるとき、前記磁界を介した結合により前記第２インダクタンス素子に流れる電流の向きと、前記電界を介した結合により前記第２インダクタンス素子に流れる電流の向きとが同じであることを特徴とする。
（３）本発明のインピーダンス変換回路は、
第１高周波回路と第２高周波回路との間に接続されるインピーダンス変換回路であって、
前記第１高周波回路に接続される第１インダクタンス素子、および、前記第２高周波回路に接続され、前記第１インダクタンス素子に結合された第２インダクタンス素子を含んで構成された第１整合回路と、
前記第１整合回路と前記第１高周波回路との間および前記第１整合回路と前記第２高周波回路との間の少なくとも一方に接続され、キャパシタンス素子およびインダクタンス素子の少なくとも一方からなるリアクタンス素子を含んで構成された第２整合回路と、
を有し、
前記第１インダクタンス素子に交流電流が流れるとき、前記第２インダクタンス素子に流れる電流の向きは、前記第１インダクタンス素子と前記第２インダクタンス素子との間に磁気障壁が生じる向きであることを特徴とする。
上記（１）（２）（３）において、例えば、前記第１高周波回路は給電回路であり、前記第２高周波回路は放射素子である。
また、前記第１インダクタンス素子および前記第２インダクタンス素子は、複数の誘電体層または磁性体層を積層してなる積層体にて構成されており、前記リアクタンス素子は、チップ型キャパシタンス素子またはチップ型インダクタンス素子として、前記積層体の表面に実装されていることが好ましい。
また、前記第１インダクタンス素子、前記第２インダクタンス素子および前記リアクタンス素子は、複数の誘電体層または磁性体層を積層してなる積層体にて構成されていることが好ましい。
また、前記第１インダクタンス素子と前記第２インダクタンス素子とを結合させることによって、等価的な負のインダクタンス成分が生じ、この負のインダクタンス成分で前記放射素子の実効的なインダクタンス成分が抑制されていることが好ましい。
また、前記第１整合回路は、前記第１インダクタンス素子と前記第２インダクタンス素子とが相互インダクタンスを介して結合したトランス型回路を含み、前記トランス型回路を、高周波回路に接続される第１ポート、前記放射素子に接続される第２ポート、グランドに接続される第３ポート、前記第１ポートと分岐点との間に接続されたインダクタンス素子、前記第２ポートと前記分岐点との間に接続されたインダクタンス素子、および前記第３ポートと前記分岐点との間に接続されたインダクタンス素子で構成されるＴ型回路に等価変換した際に、前記等価的な負のインダクタンス成分は前記分岐点と前記第２ポートとの間に接続されたインダクタンス素子に相当することが好ましい。
また、前記第１インダクタンス素子の第１端は前記第１高周波回路に接続され、第１インダクタンス素子の第２端はグランドに接続され、前記第２インダクタンス素子の第１端は前記第２高周波回路に接続され、前記第２インダクタンス素子の第２端はグランドに接続されていることが好ましい。
また、前記第１インダクタンス素子は第１コイル素子および第２コイル素子を含み、前記第１コイル素子および前記第２コイル素子は互いに直列的に接続されていて、且つ閉磁路を作るように導体の巻回パターンが形成されていることが好ましい。
また、前記第２インダクタンス素子は第３コイル素子および第４コイル素子を含み、前記第３コイル素子および前記第４コイル素子は互いに直列的に接続されていて、且つ閉磁路を作るように導体の巻回パターンが形成されていることが好ましい。
（４）本発明の通信端末装置は、
放射素子と、前記放射素子と給電回路との間に挿入されたインピーダンス変換回路とを備え、
前記インピーダンス変換回路は、前記給電回路に接続される第１インダクタンス素子、および、前記放射素子に接続され、前記第１インダクタンス素子に結合された第２インダクタンス素子を含んで構成された第１整合回路と、前記第１整合回路と前記給電回路との間および前記第１整合回路と前記放射素子との間の少なくとも一方に接続され、キャパシタンス素子およびインダクタンス素子の少なくとも一方からなるリアクタンス素子を含んで構成された第２整合回路と、を有し、
前記第２整合回路における前記リアクタンス素子は、前記第１インダクタンス素子または前記第２インダクタンス素子とともに並列共振回路を構成するキャパシタンス素子を少なくとも含んでいて、
前記第２整合回路は、前記第１整合回路と前記給電回路との間にシャントに接続された第１のキャパシタンス素子を含む第１の整合回路素子と、前記第１整合回路と前記放射素子との間にシャントに接続された第２のキャパシタンス素子を含む第２の整合回路素子とを含んで構成され、
前記第１のキャパシタンス素子と前記第２のキャパシタンス素子のうち、キャパシタンスの大きな方のキャパシタンス素子で主として第１周波数帯の高周波信号のインピーダンス整合を行い、キャパシタンスの小さな方のキャパシタンス素子で主として第２周波数帯（ただし、前記第１周波数帯の高周波信号の周波数は、前記第２周波数帯の高周波信号の周波数よりも低い）の高周波信号のインピーダンス整合を行うことを特徴とする。
本発明のインピーダンス変換回路によれば、広い周波数帯域に亘って、第１高周波回路と第２高周波回路との間のインピーダンス整合をとることが可能で、損失が少なく、簡易な構成のインピーダンス変換回路を実現することができる。
また、本発明の通信端末装置によれば、損失が少なく、簡易な構成で、広い周波数帯域をカバーする通信端末装置を実現することができ、各種の通信システムを利用するための通信端末装置に容易に適用できる。
図１（Ａ）は第１の実施形態のインピーダンス変換回路について予備的に説明するための第１整合回路２５を備えたアンテナ装置１０１の回路図、図１（Ｂ）はその等価回路図である。 図２はアンテナ装置１０１の具体的な回路図であり、第１インダクタンス素子と第２インダクタンス素子とを高い結合度で結合させるための、より具体的な構成を示すものである。 図３は、第１整合回路で等価的な負のインダクタンス成分の作用および第１整合回路の作用を模式的に示す図である。 図４（Ａ）は第１整合回路の前段と後段にそれぞれ第２整合回路を備えたインピーダンス変換回路モジュール９１およびそのインピーダンス変換回路モジュール９１を備えたアンテナ装置１０１Ａの回路図である。図４（Ｂ）は給電回路側整合回路３１、アンテナ側整合回路３２およびインピーダンス変換比（トランス比）を示すための図である。 図５はインピーダンス変換回路モジュールの具体的な回路の例を示す図である。 図６（Ａ）は、ハイバンドの２ＧＨｚ付近での、周波数変化に対するインピーダンス変化の傾きを大きくした例である。図６（Ｂ）は、周波数変化に対するインピーダンス変化の傾きをあまり大きくすることなくローバンドの８００ＭＨｚ付近でインピーダンスを高めた例である。 図７は図５に示したアンテナ装置１０１Ａの給電ポートPRFからみた通過特性Ｓ２１と反射特性Ｓ１１である。 図８は７００ＭＨｚ〜２．３ＧＨｚの範囲で周波数をスイープしたときの、給電ポートPRFからアンテナ側をみたインピーダンス軌跡である。 図９（Ａ）は第２の実施形態のアンテナ装置の回路図である。図９（Ｂ）は第２の実施形態のアンテナ装置１０２の、各コイル素子の配置関係を考慮した回路図である。 図１０は第２の実施形態のインピーダンス変換回路モジュール９２の斜視図である。 図１１はインピーダンス変換回路モジュール９２を構成する積層体の分解平面図である。 図１２は、高周波回路から放射素子方向へ電流が流れている瞬間におけるコイル素子に流れる電流の方向を示す図である。 図１３（Ａ）は第３の実施形態のアンテナ装置１０３の基本構成図、図１３（Ｂ）は第３の実施形態の第１整合回路４５の前段と後段にそれぞれ第２整合回路を備えたインピーダンス変換回路モジュール９３およびそのインピーダンス変換回路モジュール９３を備えたアンテナ装置１０３Ａの回路図である。 図１４は第４の実施形態のアンテナ装置１０４の回路図である。 図１５（Ａ）は第５の実施形態の第１例である通信端末装置、図１５（Ｂ）は第２例である通信端末装置のそれぞれの構成図である。 図１６（Ａ）、図１６（Ｂ）は第６の実施形態のインピーダンス変換回路モジュールの回路図である。 図１７は第６の実施形態のインピーダンス変換回路モジュールのさらに別の回路図である。 図１８は第７の実施形態のインピーダンス変換回路モジュールを構成する積層体の分解平面図である。 図１９は第８の実施形態のインピーダンス変換回路モジュールを構成する積層体の断面図である。
《第１の実施形態》
図１（Ａ）は第１の実施形態のインピーダンス変換回路について予備的に説明するための第１整合回路２５を備えたアンテナ装置１０１の回路図、図１（Ｂ）はその等価回路図である。
図１（Ａ）に示すように、アンテナ装置１０１は、放射素子１１と、この放射素子１１に接続された第１整合回路とを備えている。放射素子１１はモノポール型アンテナであり、この放射素子１１の給電端に第１整合回路が接続されている。第１整合回路は（厳密に言うと、第１整合回路のうち第１インダクタンス素子Ｌ１は）放射素子１１と給電回路３０との間に挿入されている。給電回路３０は高周波信号を放射素子１１に給電するための給電回路であり、高周波信号の生成や処理を行うが、高周波信号の合波や分波を行う回路を含んでいてもよい。
第１整合回路は、給電回路３０に接続された第１インダクタンス素子Ｌ１と、第１インダクタンス素子Ｌ１に結合した第２インダクタンス素子Ｌ２とを備えている。より具体的には、第１インダクタンス素子Ｌ１の第１端は給電回路３０に、第２端は放射素子１１にそれぞれ接続されていて、第２インダクタンス素子Ｌ２の第１端は放射素子１１に、第２端はグランドにそれぞれ接続されている。
そして、第１インダクタンス素子Ｌ１と第２インダクタンス素子Ｌ２とは密結合（トランス結合）している。このことにより等価的な負のインダクタンス成分が生じている。そして、この負のインダクタンス成分によって、放射素子１１自身が持つインダクタンス成分を打ち消すことにより、放射素子１１のインダクタンス成分が見かけ上小さくされている。すなわち、放射素子１１の実効的な誘導性リアクタンス成分が小さくなるため、放射素子１１は高周波信号の周波数に依存しにくくなる。
この第１整合回路は、第１インダクタンス素子Ｌ１と第２インダクタンス素子Ｌ２とを相互インダクタンスＭを介して結合したトランス型回路を含む。このトランス型回路は、図１（Ｂ）に示すように、三つのインダクタンス素子Ｚ１，Ｚ２，Ｚ３によるＴ型回路に等価変換できる。すなわち、このＴ型回路は、高周波回路に接続される第１ポートＰ１、放射素子１１に接続される第２ポートＰ２、グランドに接続される第３ポートＰ３、第１ポートＰ１と分岐点Ａとの間に接続された第１インダクタンス素子Ｚ１、第２ポートＰ２と分岐点Ａとの間に接続された第２インダクタンス素子Ｚ２、および第３ポートＰ３と分岐点Ａとの間に接続された第３インダクタンス素子Ｚ３で構成される。
図１（Ａ）に示した第１インダクタンス素子Ｌ１のインダクタンスをＬ１、第２インダクタンス素子Ｌ２のインダクタンスをＬ２、相互インダクタンスをＭで表すと、図１（Ｂ）の第１インダクタンス素子Ｚ１のインダクタンスは、Ｌ１＋Ｍ、第２インダクタンス素子Ｚ２のインダクタンスは−Ｍ、第３インダクタンス素子Ｚ３のインダクタンスはＬ２＋Ｍである。すなわち、第２インダクタンス素子Ｚ２のインダクタンスは、Ｌ１，Ｌ２の値に関わらず負の値である。すなわち、ここに等価的な負のインダクタンス成分が形成されている。
一方、放射素子１１は図１（Ｂ）に表れているように、等価的にインダクタンス成分LANT、放射抵抗成分Ｒｒ、および、キャパシタンス成分CANTで構成される。この放射素子１１単体のインダクタンス成分LANTは、第１整合回路２５における前記負のインダクタンス成分（−Ｍ）によって打ち消されるように作用する。すなわち、インピーダンス変換回路のＡ点から放射素子１１側を見た（第２インダクタンス素子Ｚ２を含めた放射素子１１の）インダクタンス成分は小さく（理想的にはゼロに）なり、その結果、このアンテナ装置１０６のインピーダンス周波数特性が小さくなる。
このように負のインダクタンス成分を生じさせるためには、第１インダクタンス素子と第２インダクタンス素子とを高い結合度で結合させることが重要である。具体的には、インダクタンス素子の素子値によもよるが、この結合度は０．１以上、さらには０．５以上あることが好ましい。すなわち、このような構成であれば、第１の実施形態における結合度のような極めて高い結合度が必ずしも要求されるわけではない。
図１（Ｂ）に示したＴ型回路は分岐点Ａから放射素子１１をみた場合の誘導性リアクタンスを相殺する部分（Ｚ２およびLANT）と、高周波回路に接続される点Ｐ１と分岐点Ａおよびグランドに接続されるポートＰ３間で形成されるインピーダンス変換をおこなう部分（Ｚ１およびＺ３）に分けることができる。
図２は前記アンテナ装置１０１の具体的な回路図であり、第１インダクタンス素子と第２インダクタンス素子とを高い結合度で結合させるための、より具体的な構成を示すものである。
図２に表れているように、第１インダクタンス素子Ｌ１は第１コイル素子Ｌ１ａおよび第２コイル素子Ｌ１ｂで構成されていて、これらのコイル素子は互いに直列的に接続され、且つ閉磁路が構成されるように巻回されている。また、第２インダクタンス素子Ｌ２は第３コイル素子Ｌ２ａおよび第４コイル素子Ｌ２ｂで構成されていて、これらのコイル素子は互いに直列的に接続され、且つ閉磁路を構成するように巻回されている。換言すると、第１コイル素子Ｌ１ａと第２コイル素子Ｌ１ｂとは逆相で結合（加極性結合）し、第３コイル素子Ｌ２ａと第４コイル素子Ｌ２ｂとは逆相で結合（加極性結合）する。
図２に示すように、高周波回路から図中矢印ａ方向に電流が供給されたとき、第１コイル素子Ｌ１ａに図中矢印ｂ方向に電流が流れるとともに、コイル素子Ｌ１ｂには図中矢印ｃ方向に電流が流れる。そして、これらの電流により、図中矢印Ａで示される磁束（閉磁路を通る磁束）が形成される。
コイル素子Ｌ１ａとコイル素子Ｌ２ａは互いに並走しているので、コイル素子Ｌ１ａに電流ｂが流れて生じる磁界がコイル素子Ｌ２ａに結合して、コイル素子Ｌ２ａに誘導電流ｄが逆方向に流れる。同様に、コイル素子Ｌ１ｂとコイル素子Ｌ２ｂは互いに並走しているので、コイル素子Ｌ１ｂに電流ｃが流れて生じる磁界がコイル素子Ｌ２ｂに結合して、コイル素子Ｌ２ｂに誘導電流ｅが逆方向に流れる。そして、これらの電流により、図中矢印Ｂで示されるように、閉磁路を通る磁束が形成される。
コイル素子Ｌ１ａ，Ｌ１ｂによる第１インダクタンス素子Ｌ１に生じる磁束Ａの閉磁路と、コイル素子Ｌ１ｂ，Ｌ２ｂによる第２インダクタンス素子Ｌ２に生じる磁束Ｂの閉磁路とは独立しているので、第１インダクタンス素子Ｌ１と第２インダクタンス素子Ｌ２との間には等価的な磁気障壁ＭＷが生じることになる。
また、コイル素子Ｌ１ａとコイル素子Ｌ２ａとは電界によっても結合されている。同様に、コイル素子Ｌ１ｂとコイル素子Ｌ２ｂとは電界によっても結合されている。したがって、コイル素子Ｌ１ａおよびコイル素子Ｌ１ｂに交流信号が流れるとき、コイル素子Ｌ２ａおよびコイル素子Ｌ２ｂには電界結合により電流が励起される。図２中のキャパシタＣａ，Ｃｂは前記電界結合のための結合容量を表象的に表した記号である。
第１インダクタンス素子Ｌ１に交流電流が流れるとき、前記磁界を介した結合により第２インダクタンス素子Ｌ２に流れる電流の向きと、前記電界を介した結合により第２インダクタンス素子Ｌ２に流れる電流の向きとは同じである。したがって、第１インダクタンス素子Ｌ１と第２インダクタンス素子Ｌ２とは磁界と電界の両方で強く結合することになる。
第１整合回路は、第１インダクタンス素子Ｌ１に交流電流が流れるとき、磁界を介した結合により第２インダクタンス素子Ｌ２に流れる電流の向きと、電界を介した結合により第２インダクタンス素子Ｌ２に流れる電流の向きとが同じになるよう構成された回路であると言うこともできる。
図３は、前記第１整合回路の等価的な負のインダクタンス成分の作用および第１整合回路の作用を模式的に示す図である。図３において曲線Ｓ０は放射素子１１の使用周波数帯域に亘って周波数をスイープしたときのインピーダンス軌跡をスミスチャート上に表したものである。放射素子１１単体ではインダクタンス成分LANTが比較的大きいので、図２に表れているようにインピーダンスは大きく推移する。
図３において曲線Ｓ１は図１（Ｂ）におけるインピーダンス変換回路のＡ点から放射素子１１側を見たインピーダンスの軌跡である。このように、インピーダンス変換回路の等価的な負のインダクタンス成分によって放射素子のインダクタンス成分LANTが相殺されて、Ａ点から放射素子側を見たインピーダンスの軌跡は大幅に縮小される。
図３において曲線Ｓ２は給電回路３０から見たインピーダンスすなわちアンテナ装置１０１のインピーダンスの軌跡である。このように、トランス型回路によるインピーダンス変換比（Ｌ１：Ｌ２）によって、アンテナ装置１０１のインピーダンスは５０Ω（スミスチャートの中心）に近づく。このインピーダンスの微調整は、次に示す整合回路で行う。
このようにして、広帯域に亘ってアンテナ装置のインピーダンス変化を抑制できる。ゆえに、広い周波数帯域に亘って高周波回路と放射素子とのインピーダンス整合がとれる。
次に、図４〜図８を参照して、本発明の第１の実施形態であるインピーダンス変換回路を備えたアンテナ装置１０１Ａについて説明する。
図４（Ａ）は前記第１整合回路２５の前段と後段に第２整合回路を備えたインピーダンス変換回路モジュール９１およびそのインピーダンス変換回路モジュール９１を備えたアンテナ装置１０１Ａの回路図である。インピーダンス変換回路モジュール９１は本発明に係る「インピーダンス変換回路」に相当する。ここでは第１整合回路２５および放射素子１１については図１（Ｂ）に示した等価回路で表している。
給電回路側整合回路３１は給電回路３０の給電ポートPRFと第１整合回路２５との間のインピーダンス整合をとり、アンテナ側整合回路３２は放射素子１１のポートと第１整合回路２５との間のインピーダンス整合をとる。給電回路３０は本発明に係る「第１高周波回路」、放射素子１１は本発明に係る「第２高周波回路」に相当する。また、給電回路側整合回路３１およびアンテナ側整合回路３２は本発明に係る「第２整合回路」に相当する。
図４（Ｂ）は前記第１整合回路２５およびインピーダンス変換比（トランス比）を示すための図である。
図４（Ｂ）において、負のインダクタンス（−Ｍ）≒（アンテナ側整合回路３２＋LANT）のインダクタンスとすることにより、Ａ点から放射素子１１側のインダクタンスを見ると、放射素子１１の放射抵抗Ｒｒが見えることになる。
また、Ａ点からグランドまでの特性インピーダンスはＬ２＋Ｍであり、このインピーダンス（Ｌ２＋Ｍ）の実部≒放射素子１１のインピーダンス（Ｒｒ）となるように、アンテナ側整合回路３２がインピーダンス整合をとるようにする。
また、図４（Ａ）に示した第１整合回路２５の入力ポートＰ１からグランドまでの特性インピーダンスはＬ１＋Ｍ＋Ｌ２＋Ｍ＝Ｌ１＋Ｌ２＋２Ｍであり、給電回路３０の給電ポートPRFから見たインピーダンスが給電回路３０の特性インピーダンスとなるように、給電回路側整合回路３１がインピーダンス整合をとる。
第１整合回路２５のインピーダンス変換比（トランス比）は
（Ｌ１＋Ｌ２＋２Ｍ）：（Ｌ２＋Ｍ）である。
図５はインピーダンス変換回路モジュールの具体的な回路の例を示す図である。
給電回路側整合回路３１は、給電ポートPRFと給電回路３０側接続ポートＰ１とを結ぶ線路に挿入されたインダクタンス素子Ｌａ１、インダクタンス素子Ｌａ１の給電回路３０側にシャントに接続されたキャパシタンス素子Ｃａ１、および、インダクタンス素子Ｌａ１の第１整合回路２５側にシャント接続されたキャパシタンス素子Ｃａ２を備え、これらの整合回路素子にていわゆるπ型の整合回路を構成している。
アンテナ側整合回路３２は、第１整合回路２５側ポートＰ２と入出力ポートPANTとを結ぶ線路に挿入されたインダクタンス素子Ｌｂ１、インダクタンス素子Ｌｂ１の第１整合回路２５側にシャント接続されたキャパシタンス素子Ｃｂ１、および、インダクタンス素子Ｌｂ１の放射素子１１側にシャント接続されたキャパシタンス素子Ｃｂ２を備え、これらの整合回路素子にていわゆるπ型の整合回路を構成している。また、アンテナ側整合回路３２は、第１整合回路２５側ポートＰ２と入出力ポートPANTとを結ぶ線路に挿入されたキャパシタンス素子Ｃｂ３からなる整合回路素子を有する。
図６（Ａ）は、図５に示したアンテナ側整合回路３２のキャパシタＣｂ１とインダクタンス素子Ｌ２＋Ｍ−Ｍ＝Ｌ２との並列共振周波数を例えば３ＧＨｚに設定して、ハイバンドの２ＧＨｚ付近での、周波数変化に対するインピーダンス変化の傾きを大きくした例である。図６（Ａ）において、破線の曲線はインダクタンス素子Ｌ２の特性、実線の曲線は前記並列共振回路の特性である。
図６（Ｂ）は、図５に示した給電回路側整合回路３１のキャパシタＣａ２とインダクタンス素子Ｌ１＋Ｍ＋Ｌ２＋Ｍ＝Ｌ１＋Ｌ２＋２Ｍとの並列共振周波数を例えば４ＧＨｚに設定して（キャパシタＣａ２のキャパシタンスを前記キャパシタＣｂ１のキャパシタンスより小さく設定して）、周波数変化に対するインピーダンス変化の傾きをあまり大きくすることなくローバンドの８００ＭＨｚ付近でインピーダンスを高めた例である。
周波数変化に対する放射素子１１のインピーダンスの実部の変化はローバンドにおいては小さく、ハイバンドにおいては周波数上昇にともない比較的大きな傾きで変化する。そのため、前記給電回路側整合回路３１でローバンドでの整合をとり、アンテナ側整合回路３２でハイバンドでの整合をとることができる。
なお、前記２つのキャパシタ（Ｃｂ１，Ｃａ２）のうちキャパシタンスの大きいほうでハイバンドでのインピーダンス比の周波数特性を定めることができるので、第１整合回路の前段に設ける第１整合回路でハイバンド、後段に設ける第２整合回路でローバンドの整合を図るようにしてもよい。
図７は図５に示したアンテナ装置１０１Ａの給電ポートPRFからみた通過特性Ｓ２１と反射特性Ｓ１１である。このようにローバンドの８００ＭＨｚ帯からハイバンドの２ＧＨｚ帯まで低挿入損失および低反射特性が得られている。
図８は７００ＭＨｚ〜２．３ＧＨｚの範囲で周波数をスイープしたときの、給電ポートPRFからアンテナ側をみたインピーダンス軌跡である。このようにインピーダンス軌跡はスミスチャートの中心の周囲を周回していて、広い周波数範囲にわたって整合していることがわかる。
《第２の実施形態》
第２の実施形態では、第１の実施形態とは異なるインダクタンス素子の構成およびインピーダンス変換回路モジュールについて示す。
図９（Ａ）は第２の実施形態のインピーダンス変換回路モジュールの回路図である。ここで用いられている第１整合回路３５は、第１インダクタンス素子Ｌ１と二つの第２インダクタンス素子Ｌ２１，Ｌ２２を備えたものである。第１インダクタンス素子Ｌ１は第１コイル素子Ｌ１ａと第２コイル素子Ｌ１ｂとで構成されている。第２インダクタンス素子Ｌ２１は第３コイル素子Ｌ２ａと第４コイル素子Ｌ２ｂとで構成されている。また、もう一つの第２インダクタンス素子Ｌ２２は第３コイル素子Ｌ２ｃと第４コイル素子Ｌ２ｄとで構成されている。
図９（Ｂ）は第２の実施形態のインピーダンス変換回路の、各コイル素子の配置関係を考慮した回路図である。第１の直列回路２６は第３コイル素子Ｌ２ａと第４コイル素子Ｌ２ｂとが直列に接続された回路である。第２の直列回路２７は第１コイル素子Ｌ１ａと第２コイル素子Ｌ１ｂとが直列に接続された回路である。第３の直列回路２８はもう一つの第３コイル素子Ｌ２ｃともう一つの第４コイル素子Ｌ２ｄとが直列に接続された回路である。
図９（Ｂ）において、囲みＭ３４はコイル素子Ｌ１ａとＬ１ｂとの結合、囲みＭ１２はコイル素子Ｌ２ａとＬ２ｂとの結合、囲みＭ５６はコイル素子Ｌ２ｃとＬ２ｄとの結合をそれぞれ表している。また、囲みＭ１３５はコイル素子Ｌ１ａとＬ２ａとＬ２ｃとの結合を表している。同様に、囲みＭ２４６はコイル素子Ｌ１ｂとＬ２ｂとＬ２ｄとの結合を表している。
図１０は第２の実施形態のインピーダンス変換回路モジュール９２の斜視図である。図９に示した第１整合回路３５は誘電体または磁性体の積層体（コア）に構成され、この積層体の上面に第１・第２の整合回路３１，３２を構成するチップ部品Ｃａ１，Ｃａ２，Ｃｂ１，Ｃｂ２，Ｃｂ３，Ｌａ１，Ｌｂ１が搭載されている。第１・第２の整合回路３１，３２の回路は図５に示したものと同じである。このインピーダンス変換回路モジュール９２と放射素子とでアンテナ装置が構成される。
図１１は前記インピーダンス変換回路モジュール９２を構成する積層体の分解平面図である。また、図１２は、高周波回路から放射素子方向へ電流が流れている瞬間におけるコイル素子に流れる電流の方向を示す図である。各層は誘電体シートまたは磁性体シートで構成され、各層に導体パターンが形成されている。図１１において基材層（１）は最上層のシート、基材層（１４）は最下層のシートである。基材層（１４）については積層体が構成された後に形成された、積層体の下面の外部電極のパターンを示している。
図１１において、基材層（１）に各チップ部品搭載用の電極パッドが形成されている。基材層（３）（１３）にはグランド導体GNDがそれぞれ形成されている。基材層（４）〜（６）にはコイル素子Ｌ２ｃ，Ｌ２ｄの導体パターン、基材層（７）〜（９）にはコイル素子Ｌ１ａ，Ｌ１ｂの導体パターン、基材層（１０）〜（１２）にはコイル素子Ｌ２ａ，Ｌ２ｂの導体パターンがそれぞれ形成されている。また、積層体の下面には給電端子PRF、アンテナ端子PANTおよびグランド端子PGNDがそれぞれ形成されている。また、各基材層には、各コイル素子やグランド導体、チップ部品を接続するための層間配線導体（ビアホール導体）が設けられている。
さらに具体的に説明すると、図１１および図１２に示すように、誘電体コアの裏面に設けられた入出力端子電極PRFは、各基材層に設けられたビアホール導体および面内配線導体を介して、誘電体コアの表面に搭載されたチップ型インダクタＬａ１の一端およびチップ型キャパシタＣａ１の一端に接続されている。チップ型インダクタＬａ１の他端は、面内配線導体およびビアホール導体を介して、チップ型キャパシタＣａ２の一端および基材層（８）に設けられたコイル素子Ｌ１ａの導体パターン（以下、単に「コイルパターン」）の一端に接続されている。チップ型キャパシタＣａ１の他端およびチップ型キャパシタＣａ２の他端は、面内配線導体およびビアホール導体を介して基材層（３）に設けられたグランド導体GNDに接続されている。基材層（８）のコイルパターンＬ１ａの他端は、基材層（７）に設けられたコイルパターンＬ１ａの一端および基材層（９）に設けられたコイルパターンＬ１ａの一端に接続されている。そして、基材層（７）に設けられたコイルパターンＬ１ａの他端および基材層（９）に設けられたコイルパターンＬ１ａの他端は、同じく基材層（７）に設けられたコイルパターンＬ１ｂの一端および基材層（９）に設けられたコイルパターンＬ１ｂの一端にそれぞれ接続されている。基材層（７）に設けられたコイルパターンＬ１ｂの他端および基材層（９）に設けられたコイルパターンＬ１ｂの他端は、基材層（８）に設けられたコイルパターンＬ１ｂの一端にそれぞれ接続されている。コイルパターンＬ１ａとコイルパターンＬ１ｂとは、各コイルに流れる電流の向きが逆方向になるように、つまりコイルパターンＬ１ａとコイルパターンＬ１ｂとで閉磁路が形成されるように、巻回されている。
また、基材層（８）に設けられたコイルパターンＬ１ｂの他端は、ビアホール導体および面内配線導体を介して、チップ型インダクタＬｂ１の一端およびチップ型キャパシタＣｂ１の一端にそれぞれ接続されるとともに、基材層（１０）に設けられたコイルパターンＬ２ｂの一端および基材層（６）に設けられたコイルパターンＬ２ｄの一端にそれぞれ接続されている。基材層（１０）に設けられたコイルパターンＬ２ｂの他端は、ビアホール導体を介して、基材層（１１）に設けられたコイルパターンＬ２ｂの一端に接続されており、基材層（１１）に設けられたコイルパターンＬ２ｂの他端は、ビアホール導体を介して、基材層（１２）に設けられたコイルパターンＬ２ｂの一端に接続されている。基材層（６）に設けられたコイルパターンＬ２ｄの他端は、ビアホール導体を介して、基材層（５）に設けられたコイルパターンＬ２ｄの一端に接続されており、基材層（５）に設けられたコイルパターンＬ２ｄの他端は、ビアホール導体を介して、基材層（４）に設けられたコイルパターンＬ２ｄの一端に接続されている。
そして、基材層（１２）に設けられたコイルパターンＬ２ｂの他端は同じく基材層（１２）に設けられたコイルパターンＬ２ａの一端に接続されており、基材層（１２）に設けられたコイルパターンＬ２ａの他端は、ビアホール導体を介して、基材層（１１）に設けられたコイルパターンＬ２ａの一端に接続されている。基材層（１１）に設けられたコイルパターンＬ２ａの他端は、ビアホール導体を介して、基材層（１２）に設けられたコイルパターンＬ２ａの一端に接続されている。同様に、基材層（４）に設けられたコイルパターンＬ２ｄの他端は同じく基材層（４）に設けられたコイルパターンＬ２ｃの一端に接続されており、基材層（４）に設けられたコイルパターンＬ２ｃの他端は、ビアホール導体を介して、基材層（５）に設けられたコイルパターンＬ２ｃの一端に接続されている。基材層（５）に設けられたコイルパターンＬ２ｃの他端は、ビアホール導体を介して、基材層（６）に設けられたコイルパターンＬ２ｃの一端に接続されている。このように、コイルパターンＬ２ｃとコイルパターンＬ２ｄとは、各コイルに流れる電流の向きが逆方向になるように、つまりコイルパターンＬ２ｃとコイルパターンＬ２ｄとで閉磁路が形成されるように、巻回されていて、コイルパターンＬ２ａとコイルパターンＬ２ｂとは、各コイルに流れる電流の向きが逆方向になるように、つまりコイルパターンＬ２ａとコイルパターンＬ２ｂとで閉磁路が形成されるように、巻回されている。基材層（１０）に設けられたコイルパターンＬ２ａの他端および基材層（６）に設けられたコイルパターンＬ２ｃの他端は、ビアホール導体を介して、基材層（３）に設けられたグランド導体および基材層（１３）に設けられたグランド導体にそれぞれ接続されている。
また、基材層（８）に設けられたコイルパターンＬ１ｂの他端、基材層（１０）に設けられたコイルパターンＬ２ｂの一端、および、基材層（６）に設けられたコイルパターンＬ２ｄの一端は、それぞれビアホール導体や面内配線導体を介して、誘電体コアの表面に搭載されたチップ型インダクタＬｂ１の一端およびチップ型キャパシタＣｂ１の一端に接続されている。チップ型インダクタＬｂ１の他端は、ビアホール導体および面内配線導体を介して、誘電体コアの表面に搭載されたチップ型キャパシタＣｂ２の一端およびチップ型キャパシタＣｂ３の一端に接続されている。チップ型キャパシタＣｂ１の他端およびチップ型キャパシタＣｂ２の他端は、ビアホール導体を介して、基材層（３）に設けられたグランド導体に接続されている。チップ型キャパシタＣｂ３の他端は、ビアホール導体および面内配線導体を介して、積層体の裏面に設けられたアンテナ端子PANTに接続されている。
また、基材層（３）に設けられたグランド導体は、ビアホール導体を介して、基材層（１３）に設けられたグランド導体に接続されており、基材層（１３）に設けられたグランド導体GNDは、基材層（１４）に設けられた４つのグランド端子電極PGNDに接続されている。
このように、コイルパターンＬ１ａは、コイルパターンＬ２ａおよびコイルパターンＬ２ｃにて挟まれており、積層方向から平面視したとき、コイルパターンＬ１ａ、コイルパターンＬ２ａおよびコイルパターンＬ２ｃが互いに重なるように配置されている。同様に、コイルパターンＬ２ｂは、コイルパターンＬ２ｂおよびコイルパターンＬ２ｄにて挟まれていて、積層方向から平面視したとき、コイルパターンＬ１ｂ、コイルパターンＬ２ｂおよびコイルパターンＬ２ｄが互いに重なるように配置されている。さらに、これらのコイルパターンは、基材層（３）に設けられたグランド導体および基材層（１３）に設けられたグランド導体にて挟みこまれている。そして、図１２に示すように、高周波回路から放射素子の方向に電流が流れたとすると（PRFから電流が入ってきたとすると）、コイルパターンＬ１ａには、図中矢印方向に電流が流れ、コイルパターンＬ１ｂには、図中矢印方向に電流が流れ、その結果、コイルパターンＬ１ａとコイルパターンＬ１ｂとに閉磁路が形成される。同様に、コイルパターンＬ２ａおよびコイルパターンＬ２ｃには、図中矢印方向に電流が流れ、コイルパターンＬ２ｂおよびコイルパターンＬ２ｄには、図中矢印方向に電流が流れ、その結果、コイルパターンＬ２ａとコイルパターンＬ２ｂとに閉磁路が形成されるとともに、コイルパターンＬ２ｃとコイルパターンＬ２ｄにも閉磁路が形成される。また、コイルパターンＬ１ａとコイルパターンＬ１ｂとに形成される閉磁路は、コイルパターンＬ２ａとコイルパターンＬ２ｂとに形成される閉磁路およびコイルパターンＬ２ｃとコイルパターンＬ２ｄとに形成される閉磁路とは、互いに反発しあうよう（同方向に磁束が生じるよう）に構成されているため、各閉磁路の間には磁気障壁が形成される。
《第３の実施形態》
図１３（Ａ）は第３の実施形態のインピーダンス変換回路について予備的に説明するための第１整合回路４５を備えたアンテナ装置１０３の回路図、図１３（Ｂ）は第３の実施形態の第１整合回路４５の前段と後段に第２整合回路を備えたインピーダンス変換回路モジュールおよびそのインピーダンス変換回路モジュールを備えたアンテナ装置１０３Ａの回路図である。
図１３（Ａ）に示すように、アンテナ装置１０３は、放射素子１１と、この放射素子１１に接続された第１整合回路４５とを備えている。放射素子１１はモノポール型アンテナであり、この放射素子１１の給電端に第１整合回路４５が接続されている。第１整合回路４５は放射素子１１と給電回路３０との間に挿入されている。給電回路３０は高周波信号を放射素子１１に給電するための高周波回路であり、高周波信号の生成や処理を行うが、高周波信号の合波や分波を行う回路を含んでいてもよい。
第１整合回路４５は、給電回路３０に接続された第１インダクタンス素子Ｌ１と、第１インダクタンス素子Ｌ１に結合した第２インダクタンス素子Ｌ２とを備えている。より具体的には、第１インダクタンス素子Ｌ１の第１端は給電回路３０に、第２端はグランドにそれぞれ接続されていて、第２インダクタンス素子Ｌ２の第１端は放射素子１１に、第２端はグランドにそれぞれ接続されている。
そして、第１インダクタンス素子Ｌ１と第２インダクタンス素子Ｌ２とは結合している。このことにより等価的な負のインダクタンス成分が生じている。この負のインダクタンス成分で、放射素子１１自身が持つインダクタンス成分が打ち消されることにより、放射素子１１のインダクタンス成分は見かけ上小さい。すなわち、放射素子１１の実効的な誘導性リアクタンス成分が小さくなるため、放射素子１１は高周波信号の周波数に依存しにくくなる。
この第１整合回路４５は、第１インダクタンス素子Ｌ１と第２インダクタンス素子Ｌ２とを相互インダクタンスＭを介して結合したトランス型回路を含む。このトランス型回路は、図１３（Ｂ）に示すように、三つのインダクタンス素子Ｚ１，Ｚ２，Ｚ３によるＴ型回路に等価変換できる。すなわち、このＴ型回路は、高周波回路に接続される第１ポートＰ１、放射素子１１に接続される第２ポートＰ２、グランドに接続される第３ポートＰ３、第１ポートＰ１と分岐点との間に接続された第１インダクタンス素子Ｚ１、第２ポートＰ２と分岐点Ａとの間に接続された第２インダクタンス素子Ｚ２、および第３ポートＰ３と分岐点Ａとの間に接続された第３インダクタンス素子Ｚ３で構成される。
図１３（Ａ）に示した第１インダクタンス素子Ｌ１のインダクタンスをＬ１、第２インダクタンス素子Ｌ２のインダクタンスをＬ２、相互インダクタンスをＭで表すと、図１３（Ｂ）の第１インダクタンス素子Ｚ１のインダクタンスは、Ｌ１−Ｍ、第２インダクタンス素子Ｚ２のインダクタンスはＬ２−Ｍ、第３インダクタンス素子Ｚ３のインダクタンスは＋Ｍである。ここで、Ｌ２＜Ｍの関係であれば、第２インダクタンス素子Ｚ２のインダクタンスは負の値である。すなわち、ここに等価的な負の合成インダクタンス成分が形成されている。
一方、放射素子１１は図１３（Ｂ）に表れているように、等価的にインダクタンス成分LANT、放射抵抗成分Ｒｒ、およびキャパシタンス成分CANTで構成される。この放射素子１１単体のインダクタンス成分LANTは、第１整合回路４５における前記負の合成インダクタンス成分（Ｌ２−Ｍ）によって打ち消されるように作用する。すなわち、インピーダンス変換回路のＡ点から放射素子１１側を見た（第２インダクタンス素子Ｚ２を含めた放射素子１１の）インダクタンス成分は小さく（理想的にはゼロに）なり、その結果、このアンテナ装置１０３のインピーダンス周波数特性が小さくなる。
このように負のインダクタンス成分を生じさせるためには、第１インダクタンス素子と第２インダクタンス素子とを高い結合度で結合させることが重要である。具体的には、この結合度は１以上であればよい。
トランス型回路によるインピーダンス変換比は、第１インダクタンス素子Ｌ１のインダクタンスＬ１と相互インダクタンスＭの比（Ｌ１：Ｍ）である。
このように第１インダクタンス素子Ｌ１を１次側、第２インダクタンス素子Ｌ２を２次側とするトランス型の第１整合回路４５を備えたインピーダンス変換回路モジュール９３も第１の実施形態と同様に構成できる。
図１３（Ｂ）において、給電回路側整合回路３１は給電回路３０の給電ポートPRFと第１整合回路４５との間のインピーダンス整合をとり、アンテナ側整合回路３２は放射素子１１のポートと第１整合回路４５との間のインピーダンス整合をとる。給電回路３０は本発明に係る「第１高周波回路」、放射素子１１は本発明に係る「第２高周波回路」に相当する。また、給電回路側整合回路３１およびアンテナ側整合回路３２は本発明に係る「第２整合回路」に相当する。
《第４の実施形態》
図１４は第４の実施形態のアンテナ装置１０４の回路図である。放射素子はモノポールアンテナに限らず、図１４に示したような構成のアンテナであってもよい。このアンテナ装置１０４は、ＧＳＭ（登録商標）方式やＣＤＭＡ方式に対応可能なマルチバンド対応型移動体無線通信システム（８００ＭＨｚ帯、９００ＭＨｚ帯、１８００ＭＨｚ帯、１９００ＭＨｚ帯）に用いられるアンテナ装置である。放射素子１１は分岐モノポール型アンテナである。
このアンテナ装置１０４は通信端末装置のメインアンテナとして利用される。分岐モノポール型の放射素子１１の第１放射部は主にハイバンド側（１８００〜２４００ＭＨｚ帯）のアンテナ放射素子として作用し、第１放射部と第２放射部の両者で主にローバンド側（８００〜９００ＭＨｚ帯）の放射素子として作用する。ここで、分岐モノポール型の放射素子１１は必ずしもそれぞれの対応周波数帯で共振する必要はない。なぜなら、第１整合回路が、各放射部のもつ特性インピーダンスを給電回路３０のインピーダンスにマッチングさせているからである。第１整合回路２５は、例えば、８００〜９００ＭＨｚ帯で、第１放射部と第２放射部のもつ特性インピーダンスを給電回路３０のインピーダンス（通常は５０Ω）にマッチングさせている。これにより、給電回路３０から供給されたローバンドの高周波信号を第１放射部および第２放射部から放射させ、または、第１放射部および第２放射部で受信したローバンドの高周波信号を給電回路３０に供給することができる。同様に、給電回路３０から供給されたハイバンドの高周波信号を第１放射部から放射させ、または、第１放射部で受信したハイバンドの高周波信号を給電回路３０に供給することができる。
《第５の実施形態》
第５の実施形態では通信端末装置の例を示す。
図１５（Ａ）は第５の実施形態の第１例である通信端末装置、図１５（Ｂ）は第２例である通信端末装置のそれぞれの構成図である。これらは、例えば携帯電話・移動体端末向けの１セグメント部分受信サービス（通称：ワンセグ）の高周波信号の受信用（４７０〜７７０ＭＨｚ）の端末である。
図１５（Ａ）に示す通信端末装置１は、蓋体部である第１筺体１０と本体部である第２筺体２０とを備え、第１筺体１０は第２筺体２０に対して折りたたみ式あるいはスライド式で連結されている。第１筺体１０にはグランド板としても機能する第１放射素子１１が設けられ、第２筺体２０にはグランド板としても機能する第２放射素子２１が設けられている。第１および第２放射素子１１，２１は金属箔などの薄膜あるいは導電性ペーストなどの厚膜からなる導電体膜で形成されている。この第１および第２放射素子１１，２１は給電回路３０から差動給電することでダイポールアンテナとほぼ同等の性能を得ている。給電回路３０はＲＦ回路やベースバンド回路のような信号処理回路を有している。
なお、インピーダンス変換回路モジュール９２のインダクタンス値は、二つの放射素子１１，２１を結ぶ接続線３３のインダクタンス値よりも小さいことが好ましい。周波数特性に関する接続線３３のインダクタンス値の影響を小さくすることができるからである。
図１５（Ｂ）に示す通信端末装置２は第１放射素子１１をアンテナ単体として設けたものである。第１放射素子１１はチップアンテナ、板金アンテナ、コイルアンテナなど各種放射素子を用いることができる。また、この放射素子としては、例えば、筺体１０の内周面や外周面に沿って設けられた線状導体を利用してもよい。第２放射素子２１は第２筺体２０のグランド板としても機能するものであり、第１放射素子１１と同様に各種のアンテナを用いてもよい。ちなみに、通信端末装置２は折りたたみ式やスライド式ではないストレート構造の端末である。なお、第２放射素子２１は、必ずしも放射体として十分に機能するものでなくてもよく、第１放射素子１１がいわゆるモノポールアンテナのように振る舞うものであってもよい。
給電回路３０は一端が第２放射素子２１に接続され、他端がインピーダンス変換回路モジュール９２を介して第１放射素子１１に接続されている。また、第１および第２放射素子１１，２１は接続線３３によって互いに接続されている。この接続線３３は第１および第２筺体１０，２０のそれぞれに搭載されている電子部品（図示省略）の接続線として機能するもので、高周波信号に対してはインダクタンス素子として振る舞うがアンテナの性能に直接的に作用するものではない。
インピーダンス変換回路モジュール９２は、給電回路３０と第１放射素子１１との間に設けられ、第１および第２放射素子１１，２１から送信される高周波信号、あるいは、第１および第２放射素子１１，２１にて受信する高周波信号の周波数特性を安定化させる。それゆえ、第１放射素子１１や第２放射素子２１の形状、第１筺体１０や第２筺体２０の形状、近接部品の配置状況などに影響されることなく、高周波信号の周波数特性が安定化する。特に、折りたたみ式やスライド式の通信端末装置にあっては、蓋体部である第１筺体１０の本体部である第２筺体２０に対する開閉状態に応じて、第１および第２放射素子１１，２１のインピーダンスが変化しやすいが、インピーダンス変換回路モジュール９２を設けることによって高周波信号の周波数特性を安定化させることができる。すなわち、アンテナの設計に関して重要事項である中心周波数の設定・通過帯域幅の設定・インピーダンスマッチングの設定などの周波数特性の調整機能をこのインピーダンス変換回路モジュール９２が担うことが可能になり、放射素子そのものは、主に指向性や利得を考慮するだけでよいため、アンテナの設計が容易になる。
《第６の実施形態》
第６の実施形態では整合回路などの構成が異なる例を示す。
図１６（Ａ）、図１６（Ｂ）は第６の実施形態のインピーダンス変換回路モジュールの回路図である。図１７は第６の実施形態のインピーダンス変換回路モジュールのさらに別の回路図である。
図１６（Ａ）に示すように、インピーダンス変換回路モジュールにおける給電回路側整合回路３１とアンテナ側整合回路３２の両方をπ型の整合回路で構成してもよい。あるいは、図１６（Ｂ）のように、給電回路側整合回路３１をシャント接続されたキャパシタンス素子のみで構成してもよい。また、給電回路側整合回路３１のみ、またはアンテナ側整合回路３２のみを有したものであってもよい。第２整合回路はＴ型整合回路やＬＣ並列型整合回路、ＬＣ直列型整合回路など、各種整合回路を利用できる。
また、図１７に示すように、ローパスフィルタとハイパスフィルタとを含むダイプレクサを一体化したモジュールであってもよい。ローパスフィルタやハイパスフィルタを構成するインダクタンス素子やキャパシタンス素子は、誘電体または磁性体の積層体（コア）の内部に形成してもよいし、積層体の表面にチップ部品として実装してもよい。
《第７の実施形態》
第７の実施形態ではインピーダンス変換回路モジュールの別の導体パターンの例を示す。
図１８は第７の実施形態のインピーダンス変換回路モジュールを構成する積層体の分解平面図である。図１１に示した例と異なるのは、基材層（３）（１３）に形成されたグランド導体のパターンである。その他の構成は図１１に示したものと基本的に同じである。
基材層（３）のグランド導体はＧＮＤ１ａ，ＧＮＤ１ｂの二つに分割し、基材層（１３）のグランド導体はＧＮＤ２ａ，ＧＮＤ２ｂの二つに分割している。このように、グランド導体にはコイルパターンを横切るようなスリットが入っていることが好ましい。すなわち、平面視でコイルパターンL2aとコイルパターンL2cに対応するグランド導体が２つに分割されており、コイルパターンL2bとコイルパターンL2dに対応するグランドが２つに分割されていることが好ましい。
この構造により、コイルパターンに電流が流れたとき、グランド導体にその誘導電流が流れ、コイルのＱ値が低下することがあるが、グランド導体を分割することで、その低下を抑制することができる。
《第８の実施形態》
図１１・図１８に示した例では、誘電体または磁性体の積層体（コア）の表面に第２整合回路のリアクタンス素子であるチップ型キャパシタンス素子およびチップ型インダクタンス素子を実装したが、第１整合回路を構成する第１インダクタンス素子、第２インダクタンス素子とともに、第２整合回路を構成するリアクタンス素子も誘電体または磁性体の積層体（コア）内に構成してもよい。第８の実施形態ではその例を示す。
図１９は第８の実施形態のインピーダンス変換回路モジュールを構成する積層体の断面図である。積層体は各種入出力端子が形成された底面（実装面）Ｓｂ、下層部Ｌｂ、中層部Ｌｍ、上層部Ｌｔを備える。
第１整合回路と第２整合回路を積層体内部に形成する場合、第１インダクタンス素子および第２インダクタンス素子による第１整合回路は積層体の中層部Ｌｍに構成され、第２整合回路のうち、グランドに対してシャントに接続されるキャパシタンス素子形成用の電極は積層体の下層部Ｌｂに構成され、線路に対してシリーズに接続されるインダクタンス素子は積層体の上層部Ｌｔに構成されることが好ましい。
この構造によれば、グランド電極を積層体の下層部に設けることにより、キャパシタンス素子形成用の電極はグランド電極に近接配置され、ビア導体による配線の引き回しが少なくなる。そのため、ビア導体による不要なインダクタンス成分が少なくなって、所望のキャパシタンス成分を小さなキャパシタンス素子形成用電極で構成できる。また、インダクタンス素子を上層部に配置することにより、この上層部と入出力端子との間に接続されるビア導体のインダクタンス成分を有効に利用できるので、小型化できる。
なお、中層部の第１インダクタンス素子および第２インダクタンス素子と上層部のインダクタンス素子とは、互いの不要結合をなるべく少なくするため間隔を大きくすることが好ましい。
第８の実施形態によれば、チップ部品を積層体に搭載する場合に比べて、チップ部品のロット毎の特性のばらつきの影響を受けることがない。また、第１整合回路を積層体に構成する場合に比較して僅かなコストアップでインダクタンス変換回路を構成できるので、低コスト化が図れる。
以上、本発明を望ましい実施形態に基づいて説明したが、本発明は上述した実施形態に限定されるものではない。
上記では、第１高周波回路である給電回路と第２高周波回路であるアンテナ素子（放射素子）との間に接続されるインピーダンス変換回路について説明したが、第１高周波回路は給電回路に限定されるものではなく、また、第２高周波回路についてもアンテナ素子に限定されるものではない。さらには、「第１高周波回路」は複数の回路素子で構成された回路に限らず、単一の回路素子であってもよい。同様に、「第２高周波回路」は複数の回路素子で構成された回路に限らず、単一の回路素子であってもよい。例えば、５０Ωの伝送線路より高インピーダンスの高周波増幅ＩＣの出力側に本発明のインピーダンス変換回路を設けて、その高周波増幅ＩＣと伝送線路とをインピーダンス整合させる、といった回路にも本発明は適用できる。本発明のインピーダンス変換回路は、各種の高周波回路素子におけるインピーダンス変換に適用できる。
Ｃａ１，Ｃａ２，Ｃｂ１，Ｃｂ２，Ｃｂ３…キャパシタンス素子（チップ型キャパシタ）
CANT…キャパシタンス成分
GND…グランド導体
Ｌ１…第１インダクタンス素子
Ｌ１ａ…第１コイル素子
Ｌ１ｂ…第２コイル素子
Ｌ２，Ｌ２１，Ｌ２２…第２インダクタンス素子
Ｌ１ａ…第１コイル素子
Ｌ１ｂ…第２コイル素子
Ｌ２ａ…第３コイル素子
Ｌ２ｂ…第４コイル素子
Ｌａ１…インダクタンス素子（チップ型インダクタ）
Ｌｂ１…インダクタンス素子（チップ型インダクタ）
LANT…インダクタンス成分
Ｍ…相互インダクタンス
ＭＷ…磁気障壁
PANT…入出力ポート（アンテナ端子）
PGND…グランド端子
PRF…給電ポート（給電端子）
Ｒｒ…放射抵抗
Ｚ１…第１インダクタンス素子
Ｚ２…第２インダクタンス素子
Ｚ３…第３インダクタンス素子
１０，２０…筺体
１１…放射素子（第１放射素子）
２１…第２放射素子
２５…第１整合回路
２６…第１の直列回路
２７…第２の直列回路
２８…第３の直列回路
３０…給電回路
３１…給電回路側整合回路（第２整合回路）
３２…アンテナ側整合回路（第２整合回路）
３３…接続線
３５，４５…第１整合回路
９１，９２…インピーダンス変換回路モジュール（インピーダンス変換回路）
１０１，１０１Ａ…アンテナ装置
１０２，１０３，１０３Ａ…アンテナ装置
１０４，１０６…アンテナ装置

Claims (4)

  1. 第１高周波回路と第２高周波回路との間に接続されるインピーダンス変換回路であって、
    前記第１高周波回路に接続される第１インダクタンス素子、および、前記第２高周波回路に接続され、前記第１インダクタンス素子に結合された第２インダクタンス素子を含んで構成された第１整合回路と、
    前記第１整合回路と前記第１高周波回路との間および前記第１整合回路と前記第２高周波回路との間の少なくとも一方に接続され、キャパシタンス素子およびインダクタンス素子の少なくとも一方からなるリアクタンス素子を含んで構成された第２整合回路と、
    を有し、
    前記第２整合回路における前記リアクタンス素子は、前記第１インダクタンス素子または前記第２インダクタンス素子とともに並列共振回路を構成するキャパシタンス素子を少なくとも含んでいて、
    前記第２整合回路は、前記第１整合回路と前記第１高周波回路との間にシャントに接続された第１のキャパシタンス素子を含む第１の整合回路素子と、前記第１整合回路と前記第２高周波回路との間にシャントに接続された第２のキャパシタンス素子を含む第２の整合回路素子とを含んで構成され、
    前記第１のキャパシタンス素子と前記第２のキャパシタンス素子のうち、キャパシタンスの大きな方のキャパシタンス素子で主として第１周波数帯の高周波信号のインピーダンス整合を行い、キャパシタンスの小さな方のキャパシタンス素子で主として第２周波数帯（ただし、前記第１周波数帯の高周波信号の周波数は、前記第２周波数帯の高周波信号の周波数よりも低い）の高周波信号のインピーダンス整合を行うことを特徴とするインピーダンス変換回路。
  2. 第１高周波回路と第２高周波回路との間に接続されるインピーダンス変換回路であって、
    前記第１高周波回路に接続される第１インダクタンス素子、および、前記第２高周波回路に接続され、前記第１インダクタンス素子に結合された第２インダクタンス素子を含んで構成された第１整合回路と、
    前記第１整合回路と前記第１高周波回路との間および前記第１整合回路と前記第２高周波回路との間の少なくとも一方に接続され、キャパシタンス素子およびインダクタンス素子の少なくとも一方からなるリアクタンス素子を含んで構成された第２整合回路と、
    を有し、
    前記第１インダクタンス素子と前記第２インダクタンス素子とは、磁界および電界を介して結合されていて、
    前記第１インダクタンス素子に交流電流が流れるとき、前記磁界を介した結合により前記第２インダクタンス素子に流れる電流の向きと、前記電界を介した結合により前記第２インダクタンス素子に流れる電流の向きとが同じであることを特徴とするインピーダンス変換回路。
  3. 第１高周波回路と第２高周波回路との間に接続されるインピーダンス変換回路であって、
    前記第１高周波回路に接続される第１インダクタンス素子、および、前記第２高周波回路に接続され、前記第１インダクタンス素子に結合された第２インダクタンス素子を含んで構成された第１整合回路と、
    前記第１整合回路と前記第１高周波回路との間および前記第１整合回路と前記第２高周波回路との間の少なくとも一方に接続され、キャパシタンス素子およびインダクタンス素子の少なくとも一方からなるリアクタンス素子を含んで構成された第２整合回路と、
    を有し、
    前記第１インダクタンス素子に交流電流が流れるとき、前記第２インダクタンス素子に流れる電流の向きは、前記第１インダクタンス素子と前記第２インダクタンス素子との間に磁気障壁が生じる向きであることを特徴とするインピーダンス変換回路。
  4. 放射素子と、前記放射素子と給電回路との間に挿入されたインピーダンス変換回路とを備えた通信端末装置であって、
    前記インピーダンス変換回路は、前記給電回路に接続される第１インダクタンス素子、および、前記放射素子に接続され、前記第１インダクタンス素子に結合された第２インダクタンス素子を含んで構成された第１整合回路と、前記第１整合回路と前記給電回路との間および前記第１整合回路と前記放射素子との間の少なくとも一方に接続され、キャパシタンス素子およびインダクタンス素子の少なくとも一方からなるリアクタンス素子を含んで構成された第２整合回路と、を有し、
    前記第２整合回路における前記リアクタンス素子は、前記第１インダクタンス素子または前記第２インダクタンス素子とともに並列共振回路を構成するキャパシタンス素子を少なくとも含んでいて、
    前記第２整合回路は、前記第１整合回路と前記給電回路との間にシャントに接続された第１のキャパシタンス素子を含む第１の整合回路素子と、前記第１整合回路と前記放射素子との間にシャントに接続された第２のキャパシタンス素子を含む第２の整合回路素子とを含んで構成され、
    前記第１のキャパシタンス素子と前記第２のキャパシタンス素子のうち、キャパシタンスの大きな方のキャパシタンス素子で主として第１周波数帯の高周波信号のインピーダンス整合を行い、キャパシタンスの小さな方のキャパシタンス素子で主として第２周波数帯（ただし、前記第１周波数帯の高周波信号の周波数は、前記第２周波数帯の高周波信号の周波数よりも低い）の高周波信号のインピーダンス整合を行うことを特徴とする通信端末装置。
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Families Citing this family (18)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN104685713B (zh) * 2012-09-28 2016-07-06 株式会社村田制作所 阻抗转换电路以及无线通信装置
JP5672416B2 (ja) * 2012-09-28 2015-02-18 株式会社村田製作所 インピーダンス変換回路の設計方法
JP5700055B2 (ja) * 2013-01-17 2015-04-15 株式会社村田製作所 アンテナ装置
WO2014181569A1 (ja) * 2013-05-10 2014-11-13 株式会社村田製作所 アンテナ装置
US9887462B2 (en) * 2013-10-31 2018-02-06 Motorola Solutions, Inc. Antenna with embedded wideband matching substrate
CN205986794U (zh) * 2013-10-31 2017-02-22 株式会社村田制作所 阻抗转换电路以及通信终端装置
CN105723622B (zh) * 2014-03-10 2017-12-15 华为技术有限公司 一种阻抗匹配电路及发射机
CN105226387A (zh) * 2014-06-30 2016-01-06 泰科电子(上海)有限公司 天线装置
CN106575816B (zh) 2014-07-24 2019-08-16 弗拉克托斯天线股份有限公司 电子设备的超薄发射***
US9728852B2 (en) 2014-07-31 2017-08-08 Mediatek Inc. Matching circuit for antenna and associated method
WO2016114182A1 (ja) * 2015-01-16 2016-07-21 株式会社村田製作所 アンテナ整合回路、アンテナ装置および通信端末装置
US10020793B2 (en) 2015-01-21 2018-07-10 Qualcomm Incorporated Integrated filters in output match elements
US10333200B2 (en) * 2015-02-17 2019-06-25 Samsung Electronics Co., Ltd. Portable device and near field communication chip
WO2016151332A1 (en) * 2015-03-25 2016-09-29 Smart Antenna Technologies Ltd Antenna impedance matching using negative impedance converter and pre- and post-matching networks
CN104993235B (zh) * 2015-06-12 2019-01-15 联想(北京)有限公司 一种天线装置及电子设备
KR20170070670A (ko) * 2015-12-14 2017-06-22 삼성전기주식회사 쿼드플렉서
CN109713407B (zh) * 2018-11-28 2021-02-26 天津大学 一种梯形结构双工器及改善双工器隔离度的方法
US11581633B2 (en) 2020-09-08 2023-02-14 Apple Inc. Electronic devices with passive radio-frequency power distribution circuitry

Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2002232313A (ja) * 2001-02-07 2002-08-16 Matsushita Electric Ind Co Ltd アンテナ装置
JP2004072445A (ja) * 2002-08-07 2004-03-04 Nippon Hoso Kyokai <Nhk> 中波放送用アンテナ給電回路
JP2005039446A (ja) * 2003-07-18 2005-02-10 Toko Inc バルントランス
JP2005311929A (ja) * 2004-04-26 2005-11-04 Ngk Spark Plug Co Ltd アンテナ切換モジュール
JP2008085422A (ja) * 2006-09-26 2008-04-10 Niigata Seimitsu Kk Ａｍ用のループアンテナ入力回路およびこれを用いたａｍラジオ受信機
WO2009037821A1 (ja) * 2007-09-17 2009-03-26 Hideo Kikuchi 誘導電力伝送回路
JP2010232957A (ja) * 2009-03-27 2010-10-14 Fujitsu Ltd 可変インピーダンス整合回路

Family Cites Families (17)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US2359684A (en) * 1942-12-30 1944-10-03 Rca Corp Loop input system for radio receivers
US6121940A (en) * 1997-09-04 2000-09-19 Ail Systems, Inc. Apparatus and method for broadband matching of electrically small antennas
JP3513033B2 (ja) 1998-10-16 2004-03-31 三菱電機株式会社 多周波共用アンテナ装置
US6937115B2 (en) * 2002-02-25 2005-08-30 Massachusetts Institute Of Technology Filter having parasitic inductance cancellation
JP2004336250A (ja) 2003-05-02 2004-11-25 Taiyo Yuden Co Ltd アンテナ整合回路、アンテナ整合回路を有する移動体通信装置、アンテナ整合回路を有する誘電体アンテナ
US7546091B2 (en) * 2004-03-16 2009-06-09 Hitachi Metals, Ltd. High-frequency circuit and high-frequency device
WO2006003959A1 (ja) * 2004-06-30 2006-01-12 Hitachi Metals, Ltd. 高周波回路、高周波部品及びマルチバンド通信装置
JP2006173697A (ja) 2004-12-13 2006-06-29 Matsushita Electric Ind Co Ltd アンテナ装置
JP4775440B2 (ja) 2006-06-01 2011-09-21 株式会社村田製作所 無線ｉｃデバイス及び無線ｉｃデバイス用複合部品
JP4715666B2 (ja) 2006-07-27 2011-07-06 株式会社村田製作所 整合器およびアンテナ整合回路
JP2008277485A (ja) * 2007-04-27 2008-11-13 Fuji Electric Device Technology Co Ltd トランスユニットおよび電力変換装置
DE102007021581B4 (de) * 2007-05-08 2018-09-27 Snaptrack Inc. Elektrisches Bauelement mit einer Frontend-Schaltung
DE112008001798T5 (de) * 2007-07-05 2010-07-22 Mitsubishi Cable Industries, Ltd. Antennenvorrichtung
US20090135080A1 (en) * 2007-11-28 2009-05-28 Stichting Astron Magnetc radiator arranged with decoupling means
WO2011045312A1 (en) * 2009-10-12 2011-04-21 St-Ericsson (France) Sas Integrated transformer with multiple transformation ratios
WO2011090080A1 (ja) * 2010-01-19 2011-07-28 株式会社村田製作所 アンテナ装置および通信端末装置
TW201208191A (en) * 2010-08-11 2012-02-16 Murata Manufacturing Co Frequency-stabilizing circuit, antenna apparatus and communication terminal device

Patent Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2002232313A (ja) * 2001-02-07 2002-08-16 Matsushita Electric Ind Co Ltd アンテナ装置
JP2004072445A (ja) * 2002-08-07 2004-03-04 Nippon Hoso Kyokai <Nhk> 中波放送用アンテナ給電回路
JP2005039446A (ja) * 2003-07-18 2005-02-10 Toko Inc バルントランス
JP2005311929A (ja) * 2004-04-26 2005-11-04 Ngk Spark Plug Co Ltd アンテナ切換モジュール
JP2008085422A (ja) * 2006-09-26 2008-04-10 Niigata Seimitsu Kk Ａｍ用のループアンテナ入力回路およびこれを用いたａｍラジオ受信機
WO2009037821A1 (ja) * 2007-09-17 2009-03-26 Hideo Kikuchi 誘導電力伝送回路
JP2010232957A (ja) * 2009-03-27 2010-10-14 Fujitsu Ltd 可変インピーダンス整合回路

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