JP6740657B2 - インバータ装置 - Google Patents

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Description

本発明は、直流電力と複数相の交流電力との間で電力を変換するインバータ回路を備えたインバータ装置に関する。
直流と交流との間で電力を変換するインバータ回路を構成するスイッチング素子には、しばしば制御装置から駆動回路を介して駆動信号が提供される。スイッチング素子は、駆動信号に基づいてオフ状態からオン状態となるターンオン、オン状態からオフ状態となるターンオフに制御される。ところで、オン状態のスイッチング素子に基準を超える電流が流れる場合（過電流状態の場合）には、制御装置或いは駆動回路により当該スイッチング素子がオフ状態となるように制御される。例えば、特開２０１２−１５１５９２号公報（特許文献１）には、短絡等により過電流が流れた場合に、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）のゲート電圧をオフ（０Ｖ）にすることが記載されている（［００２７］，［００３０］，［００３２］等参照）。
しかし、大電流が流れている状態でスイッチング素子が急激にターンオフすると、非常に大きなサージ電圧が発生して、スイッチング素子に大きなダメージを与えるおそれがある。このため、駆動信号の変化を緩慢にしてターンオフの際の遷移時間を長くするソフトターンオフ（ソフトスイッチング）が行われる場合がある。但し、ソフトターンオフでは、遷移時間が長くなることで、スイッチング素子を流れる電流が減少する速度も遅くなる。このため、スイッチング素子におけるエネルギー（損失・熱）は、通常のターンオフに比べてソフトターンオフの方が大きくなる傾向がある。
特開２０１２−１５１５９２号公報
上記背景に鑑みて、過電流の発生に応じてスイッチング素子をターンオフする際に、スイッチング素子の損失を低減する技術の提供が望まれる。
上記に鑑みた、直流電力と複数相の交流電力との間で電力を変換するインバータ回路を備えたインバータ装置は、１つの態様として、
前記インバータ回路を構成する複数のスイッチング素子のそれぞれに駆動信号を伝達して、前記スイッチング素子をオフ状態からオン状態に遷移させるターンオンと、前記スイッチング素子をオン状態からオフ状態に遷移させるターンオフとを、前記スイッチング素子に行わせる駆動回路と、
前記スイッチング素子のそれぞれに流れる電流を検出する電流検出回路と、を備え、
前記駆動回路は、前記電流検出回路により検出された電流が予め規定された過電流しきい値以上の場合に、遅延抵抗を介して前記駆動信号を伝達して、前記スイッチング素子をターンオフさせるソフトターンオフ回路を備え、
前記ソフトターンオフ回路は、前記遅延抵抗に並列接続されたコンデンサを備える。
この構成によれば、ソフトターンオフ回路を備えることによって、過電流の発生に伴ってスイッチング素子をターンオフさせる際に、スイッチング素子に生じるサージ電圧の大きさを抑制することができる。また、ソフトターンオフ回路にコンデンサを備えることによって、当該コンデンサにより、スイッチング素子の浮遊容量に蓄積された電荷を、ターンオフの際に放電させることができる。即ち、ソフトターンオフ回路の遅延抵抗によって、スイッチング素子の駆動信号の遷移を緩慢にさせつつも、遷移の初期においては、コンデンサの働きで駆動信号を迅速に遷移させることができる。遷移の初期には、スイッチング素子に流れている電流も大きいので、駆動信号を迅速に遷移させることで、スイッチング素子に流れる電流に起因するエネルギー（損失・熱）を低減することができる。このように、本構成によれば、過電流の発生に応じてスイッチング素子をターンオフする際に、スイッチング素子の損失を低減することができる。
インバータ装置のさらなる特徴と利点は、図面を参照して説明する実施形態についての以下の記載から明確となる。
インバータ装置の構成を模式的に示す回路ブロック図 駆動回路の一例を模式的に示す回路ブロック図 ターンオフ時のゲート電圧及び素子電流の一例を模式的に示す波形図 ソフトターンオフ回路の他の例を模式的に示す回路図 ターンオフ時のゲート電圧及び素子電流の一例を模式的に示す波形図 ターンオフ時のゲート電圧及び素子電流の比較例を模式的に示す波形図
以下、インバータ装置１の実施形態を図面に基づいて説明する。図１に示すように、インバータ装置１は、直流電力と複数相の交流電力との間で電力変換するインバータ回路１０を備えている。本実施形態では、交流の回転電機８０及び高圧バッテリ１１（直流電源）に接続されて、複数相の交流と直流との間で電力を変換するインバータ回路１０を例示する。インバータ回路１０は、高圧バッテリ１１にコンタクタ９を介して接続されると共に、交流の回転電機８０に接続されて直流と複数相の交流（ここでは３相交流）との間で電力を変換する。インバータ回路１０は、上段側スイッチング素子３１と下段側スイッチング素子３２との直列回路により構成された交流１相分のアーム３０を複数本（ここでは３本）備えている。
回転電機８０は、例えばハイブリッド自動車や電気自動車等の車両の駆動力源とすることができる。また、回転電機８０は、電動機としても発電機としても機能することができる。回転電機８０は、インバータ回路１０を介して高圧バッテリ１１から供給される電力を、車両の車輪を駆動する動力に変換する（力行）。或いは、回転電機８０は、不図示の内燃機関や車輪ら伝達される回転駆動力を電力に変換し、インバータ回路１０を介して高圧バッテリ１１を充電する（回生）。高圧バッテリ１１は、例えば、ニッケル水素電池やリチウムイオン電池などの二次電池（バッテリ）や、電気二重層キャパシタなどにより構成されている。回転電機８０が、車両の駆動力源の場合、高圧バッテリ１１は、大電圧大容量の直流電源であり、定格の電源電圧は、例えば２００〜４００［Ｖ］である。
以下、インバータ回路１０の直流側の正極電源ラインＰと負極電源ラインＮとの間の電圧を、直流リンク電圧Ｖｄｃと称する。インバータ回路１０の直流側には、直流リンク電圧Ｖｄｃを平滑化する平滑コンデンサ（直流リンクコンデンサ４）が備えられている。直流リンクコンデンサ４は、回転電機８０の消費電力の変動に応じて変動する直流電圧（直流リンク電圧Ｖｄｃ）を安定化させる。
図１に示すように、高圧バッテリ１１とインバータ回路１０との間には、コンタクタ９が備えられている。具体的には、コンタクタ９は、直流リンクコンデンサ４と高圧バッテリ１１との間に配置されている。コンタクタ９は、インバータ装置１の電気回路系統（直流リンクコンデンサ４、インバータ回路１０）と、高圧バッテリ１１との電気的な接続を切り離すことが可能である。即ち、インバータ回路１０は、回転電機８０に接続されていると共に、高圧バッテリ１１との間にコンタクタ９を介して接続されている。コンタクタ９が接続状態（閉状態）において高圧バッテリ１１とインバータ回路１０（及び回転電機８０）とが電気的に接続され、コンタクタ９が開放状態（開状態）において高圧バッテリ１１とインバータ回路１０（及び回転電機８０）との電気的接続が遮断される。
本実施形態において、このコンタクタ９は、車両内の上位の制御装置の１つである車両ＥＣＵ（Electronic Control Unit）１００からの指令に基づいて開閉するメカニカルリレーであり、例えばシステムメインリレー（ＳＭＲ：System Main Relay）と称される。コンタクタ９は、車両のイグニッションキー（ＩＧキー）がオン状態（有効状態）の際にリレーの接点が閉じて導通状態（接続状態）となり、ＩＧキーがオフ状態（非有効状態）の際にリレーの接点が開いて非導通状態（開放状態）となる。
上述したように、インバータ回路１０は、直流リンク電圧Ｖｄｃを有する直流電力を複数相（ｎを自然数としてｎ相、ここでは３相）の交流電力に変換して回転電機８０に供給すると共に、回転電機８０が発電した交流電力を直流電力に変換して直流電源に供給する。インバータ回路１０は、複数のスイッチング素子３を有して構成される。スイッチング素子３には、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）やパワーＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）やＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ（Silicon Carbide - Metal Oxide Semiconductor FET）やＳｉＣ−ＳＩＴ（SiC - Static Induction Transistor）、ＧａＮ−ＭＯＳＦＥＴ（Gallium Nitride - MOSFET）などの高周波での動作が可能なパワー半導体素子を適用すると好適である。図１に示すように、本実施形態では、スイッチング素子３としてＩＧＢＴが用いられる。図２に示すように、スイッチング素子３は、コレクタ端子Ｃ、エミッタ端子Ｅ、ゲート端子Ｇ（制御端子）を備えている。
例えば直流と複数相の交流との間で電力変換するインバータ回路１０は、よく知られているように複数相のそれぞれに対応する数のアーム３０を有するブリッジ回路により構成される。つまり、図１に示すように、インバータ回路１０の直流正極側（正極電源ラインＰ）と直流負極側（負極電源ラインＮ）との間に２つのスイッチング素子３が直列に接続されて１つのアーム３０が構成される。３相交流の場合には、この直列回路（１つのアーム３０）が３回線（３相）並列接続される。つまり、回転電機８０のＵ相、Ｖ相、Ｗ相に対応するステータコイル８のそれぞれに一組の直列回路（アーム３０）が対応したブリッジ回路が構成される。
アーム３０の中間点、つまり、正極電源ラインＰの側のスイッチング素子３（上段側スイッチング素子３１）と負極電源ラインＮ側のスイッチング素子３（下段側スイッチング素子３２）との接続点は、回転電機８０の３相のステータコイル８にそれぞれ接続される。尚、各スイッチング素子３には、負極“Ｎ”から正極“Ｐ”へ向かう方向（下段側から上段側へ向かう方向）を順方向として、並列にフリーホイールダイオード５が備えられている。
図１に示すように、インバータ回路１０は、インバータ制御装置５０により制御される。インバータ制御装置５０は、マイクロコンピュータ等の論理回路を中核部材として構築されている。例えば、インバータ制御装置５０は、車両ＥＣＵ１００等の他の制御装置等から要求信号として提供される回転電機８０の目標トルクに基づいて、ベクトル制御法を用いた電流フィードバック制御を行って、インバータ回路１０を介して回転電機８０を制御する。回転電機８０の各相のステータコイル８を流れる実電流は電流センサ１２により検出され、インバータ制御装置５０はその検出結果を取得する。また、回転電機８０のロータの各時点での磁極位置は、例えばレゾルバなどの回転センサ１３により検出され、インバータ制御装置５０はその検出結果を取得する。インバータ制御装置５０は、電流センサ１２及び回転センサ１３の検出結果を用いて、電流フィードバック制御を実行する。インバータ制御装置５０は、電流フィードバック制御のために種々の機能部を有して構成されており、各機能部は、マイクロコンピュータ等のハードウエアとソフトウエア（プログラム）との協働により実現される。電流フィードバック制御については、公知であるのでここでは詳細な説明は省略する。
ところで、インバータ回路１０を構成する各スイッチング素子３の制御端子（例えばＩＧＢＴのゲート端子Ｇ）は、駆動回路２０を介してインバータ制御装置５０に接続されており、それぞれ個別にスイッチング制御される。車両ＥＣＵ１００や、スイッチング制御信号を生成するインバータ制御装置５０は、マイクロコンピュータなどを中核として構成され、回転電機８０を駆動するための高圧系回路とは、動作電圧（回路の電源電圧）が大きく異なる。多くの場合、車両には、高圧バッテリ１１の他に、高圧バッテリ１１よりも低電圧（例えば１２〜２４［Ｖ］）の電源である低圧バッテリ（不図示）も搭載されている。車両ＥＣＵ１００やインバータ制御装置５０の動作電圧は、例えば５［Ｖ］や３．３［Ｖ］であり、低圧バッテリから電力を供給されて動作する。
このため、インバータ装置１には、各スイッチング素子３に対するスイッチング制御信号（ＩＧＢＴの場合、ゲート駆動信号（駆動信号））の駆動能力（例えば電圧振幅や出力電流など、後段の回路を動作させる能力）をそれぞれ高めて中継する駆動回路２０が備えられている。低圧系回路のインバータ制御装置５０により生成された駆動信号は、駆動回路２０を介して高圧回路系の駆動信号としてインバータ回路１０に供給される。低圧系回路と高圧系回路とは、多くの場合、互いに絶縁されており、この場合には、駆動回路２０は、例えばフォトカプラやトランスなどの絶縁素子やドライバＩＣを利用して構成される。
図２は駆動回路２０の一例を示している。図２は、１つのスイッチング素子３に対する駆動回路２０の構成を例示している。駆動回路２０は、ドライバＩＣ２１を中核として構成されている。ドライバＩＣ２１は、ワイヤードオア接続されて、スイッチング素子３のゲート端子Ｇに接続される３つの出力端子（ＯＵＴＨ，ＯＵＴＬ，ＳＯＦＴ）を備えている。３つの出力端子の内の何れか１つから信号が出力されているとき、他の２つの出力端子はハイインピーダンス（ＨｉＺ）状態である。
ＯＵＴＨ端子は、ハイ状態の駆動信号を出力する端子である。この駆動信号は、オフ状態のスイッチング素子３をオン状態にターンオンさせ、ハイ状態を継続することでスイッチング素子３をオン状態に維持する。ＯＵＴＬ端子は、ロー状態の駆動信号を出力する端子である。この駆動信号は、オン状態のスイッチング素子３をオフ状態にターンオフさせ、ロー状態を継続することでスイッチング素子３をオフ状態に維持する。ＯＵＴＨ端子は第１ダンピング抵抗Ｒ１を介してスイッチング素子３のゲート端子Ｇに接続され、ＯＵＴＬ端子は、第２ダンピング抵抗Ｒ２を介してスイッチング素子のゲート端子Ｇに接続されている。
ＳＯＦＴ端子は、ＯＵＴＬ端子と同様に、ロー状態の駆動信号を出力する端子である。但し、ＳＯＦＴ端子は、第１ダンピング抵抗Ｒ１及び第２ダンピング抵抗Ｒ２よりも抵抗値の大きい遅延抵抗Ｒｓ（ソフトターンオフ抵抗）を介してスイッチング素子３のゲート端子Ｇに接続されている。このため、ＯＵＴＬ端子から駆動信号を出力する場合に比べて、ＳＯＦＴ端子から駆動信号を出力する場合の方が、ゲート電圧Ｖｇｅ（ゲート−エミッタ間電圧）の遷移時間が長くなる。その結果、スイッチング素子３がターンオフする際の遷移時間も長くなり、いわゆるソフトターンオフ（ソフトスイッチング）が実現される。遅延抵抗Ｒｓには、コンデンサＣｓが並列接続されているが、これについては後述する。
スイッチング素子３は、スイッチング素子３に流れる電流（素子電流：コレクタ−エミッタ間電流Ｉｃｅ）を検出するためのセンス端子Ｓも有している。センス端子Ｓには、コレクタ−エミッタ間電流Ｉｃｅの数千分の１〜数百分の１で、コレクタ−エミッタ間電流Ｉｃｅに比例する電流が流れる。センス端子Ｓには、シャント抵抗Ｒｃが直列に接続されている。シャント抵抗Ｒｃの端子間電圧を検出することにより、コレクタ−エミッタ間電流Ｉｃｅが検出される。
駆動回路２０には、シャント抵抗Ｒｃの端子間電圧と基準電圧ｒｅｆとを比較して、端子間電圧が基準電圧ｒｅｆ以上の場合に、過電流が流れていると判定する過電流判定回路２５が備えられている。本実施形態では、過電流判定回路２５は、過電流が流れていると判定した場合にはハイ状態の信号を出力し、過電流が流れていないと判定した場合にはロー状態の信号を出力する。過電流判定回路２５の検出結果は、ドライバＩＣ２１のＯＣ端子に入力される。ドライバＩＣは、過電流判定回路２５が、スイッチング素子３に過電流が流れていると判定した場合に、ロー状態の駆動信号を出力する。シャント抵抗Ｒｃ及び過電流判定回路２５は、スイッチング素子３に過電流が流れているか否かを検出する過電流検出回路２６ということもできる。また、過電流判定回路２５の基準電圧ｒｅｆは、過電流しきい値に相当する。
ところで、スイッチング素子３の素子電流（コレクタ−エミッタ間電流Ｉｃｅ）が大きい場合に、スイッチング素子３が急激にターンオフすると、スイッチング素子３のコレクタ−エミッタ間電圧Ｖｃｅに大きなサージ電圧が生じることがある。このようなサージ電圧は、スイッチング素子３にダメージを与え、寿命を低下させるおそれがある。ターンオフの際の遷移時間を緩慢にすることによって、サージ電圧を抑制することができる。このため、過電流が生じた場合には、ＯＵＴＬ端子から駆動信号を出力する場合に比べて、駆動信号の遷移時間が長くなるＳＯＦＴ端子から駆動信号を出力することで、ソフトターンオフ（ソフトスイッチング）が実行される。
但し、ソフトターンオフでは、コレクタ−エミッタ間電流Ｉｃｅがゆっくりと減少することにより、電流（Ｉｃｅ）に起因するエネルギー（損失・熱）は大きくなる。そこで、駆動回路２０には、ソフトターンオフを実現するための遅延抵抗Ｒｓと、ターンオフの際の損失を低減できるように遅延抵抗Ｒｓに並列接続されたコンデンサＣｓとを有するソフトターンオフ回路２３が備えられている。以下、コンデンサＣｓの機能について説明する。
スイッチング素子３のゲート端子Ｇには、浮遊容量が存在する。このため、ターンオンの際には、この浮遊容量を充電するための電荷が必要であり、その充電のために遷移時間が長くなる。また、ターンオフの際には、浮遊容量に充電された電荷を放電させる必要があり、その放電のために遷移時間が長くなる。遅延抵抗Ｒｓに並列接続されたコンデンサＣｓは、ターンオフの際に、ゲート端子Ｇの電荷を放電させる。つまり、ソフトターンオフ回路２３は、遅延抵抗Ｒｓによってゲート電圧Ｖｇｅの遷移時間を長くしてソフトターンオフを実現させると共に、コンデンサＣｓによってゲート端子Ｇの電荷（Ｑｇ）を放電させてゲート電圧Ｖｇｅの遷移時間を短縮させる。
図３の波形図は、ターンオフ時のゲート電圧Ｖｇｅ及び素子電流（Ｉｃｅ）の一例を模式的に示している。上段はゲート電圧Ｖｇｅ（ゲート−エミッタ間電圧）を示し、下段はスイッチング素子３の素子電流（コレクタ−エミッタ間電流Ｉｃｅ）を示している。素子電流（Ｉｃｅ）が上昇し、過電流しきい値ＴＨ（第１過電流しきい値ＴＨ１）を超えると、過電流検出回路２６による検出時間、ＳＯＦＴ端子からの駆動信号の出力に要する応答時間Ｔｒｅｓを経過して、ゲート電圧Ｖｇｅが低下し始める。ソフトターンオフ回路２３がコンデンサＣｓを備えていない場合には、図３に仮想線で示すように、ゲート電圧Ｖｇｅが低下し、追従して素子電流（Ｉｃｅ）も低下する。ソフトターンオフ回路２３がコンデンサＣｓを備えている場合には、図３に実線で示すように、ゲート電圧Ｖｇｅが低下し、追従して素子電流（Ｉｃｅ）も低下する。仮想線と実線とに囲まれた領域“Ｅ１”は、ソフトターンオフ回路２３にコンデンサＣｓを備えることによって低減されるエネルギー（損失・熱）を示している。
スイッチング素子３がＩＧＢＴの場合、素子の構造上、ゲート電圧Ｖｇｅが、図３に示すように階段状に変化する。コンデンサＣｓは、少なくとも、ゲート電圧Ｖｇｅが階段状の中間値に達するまでの時間を短縮させる。尚、コンデンサＣｓを備えても、素子電流（Ｉｃｅ）が一気にゼロまで降下してはいないので、スイッチング素子３のコレクタ−エミッタ間に生じるサージ電圧は抑制される。
以上、図１〜図３を参照して説明したように、直流電力と複数相の交流電力との間で電力を変換するインバータ回路１０を備えたインバータ装置１は、インバータ回路１０を構成する複数のスイッチング素子３のそれぞれに駆動信号を伝達する駆動回路２０と、スイッチング素子３のそれぞれに流れる電流を検出する電流検出回路（シャント抵抗Ｒｃ）とを備える。駆動回路２０は、駆動信号を伝達して、スイッチング素子３をオフ状態からオン状態に遷移させるターンオンと、スイッチング素子３をオン状態からオフ状態に遷移させるターンオフとを、スイッチング素子３に行わせる。また、駆動回路２０は、電流検出回路（シャント抵抗Ｒｃ）により検出された電流が予め規定された過電流しきい値（例えばＴＨ１）以上の場合に、遅延抵抗Ｒｓを介して駆動信号を伝達して、スイッチング素子３をターンオフさせるソフトターンオフ回路２３を備えている。ソフトターンオフ回路２３は、さらに、遅延抵抗Ｒｓに並列接続されたコンデンサＣｓを備えている。
上述したように、コンデンサＣｓは、ゲート電荷を放電させるために設けられている。このため、コンデンサＣｓは、ゲート電荷に応じた容量を有していると好適である。図３を参照して上述したように、階段状に遷移するゲート電圧Ｖｇｅの１段目（前半）の遷移時間を短縮することによって、ソフトターンオフを活かしつつ、迅速に素子電流（Ｉｃｅ）を低減させることができる。概ね、ゲート電圧Ｖｇｅは、１／２程度ずつ２段階で変化する。従って、コンデンサＣｓは、最大でも、ゲート端子Ｇに充電されている電荷量（Ｑｇ）の約１／２を放電させることができる容量を有していると好適である。
具体的には、コンデンサＣｓの容量は、スイッチング素子３をターンオンさせる際のゲート端子Ｇ（制御端子）の充電電荷量を“Ｑｇ”、スイッチング素子３をターンオンさせる際にゲート端子Ｇに印加される制御端子電圧を“Ｖｇｅ”、コンデンサＣｓの容量を“Ｃｓ”として、“Ｃｓ≦（Ｑｇ／２）／Ｖｇｅ”の関係を満たすように設定されていると好適である。換言すれば、コンデンサＣｓの容量は、スイッチング素子３をターンオンさせる際のゲート端子Ｇの充電電荷量Ｑｇと、スイッチング素子３をターンオンさせる際にゲート端子Ｇに印加される制御端子電圧（ゲート電圧Ｖｇｅ）とに基づく、当該ゲート端子Ｇの寄生容量の１／２以下に設定されていると好適である。
尚、コンデンサＣｓに流れ込む突入電流の抑制や、ゲート電圧Ｖｇｅが急激に低下することによって生じるゲート電圧Ｖｇｅのハンチングを抑制するために、ソフトターンオフ回路２３は、図４に示すように、コンデンサＣｓに直列接続される制限抵抗Ｒｒを備えると好適である。この制限抵抗Ｒｒは、遅延抵抗Ｒｓよりも抵抗値が小さい抵抗器である。
上述したように、コンタクタ９は、車両のイグニッションキー（ＩＧキー）がオン状態（有効状態）の際に接続状態となり、ＩＧキーがオフ状態（非有効状態）の際に開放状態となる。通常動作時には、ＩＧキーの状態に応じてコンタクタ９の開閉状態も制御される。しかし、ＩＧキーがオン状態の際に、電気系統の不具合や車両への大きな衝撃等によって、コンタクタ９が開放状態となる場合がある。例えば、コンタクタ９への電源供給が遮断された場合、コンタクタ９の駆動回路に不具合が生じた場合、コンタクタ９周辺の回路に断線が生じた場合、コンタクタ９が振動・衝撃等によって機械的に動いた場合、等にコンタクタ９が開放状態となる場合がある。コンタクタ９が開放状態となると、高圧バッテリ１１からインバータ回路１０側への電力の供給は遮断される。同様に、回転電機８０からインバータ回路１０を介して高圧バッテリ１１への電力の回生もコンタクタ９によって遮断される。
この時、回転電機８０が回転していると、回転電機８０は慣性により回転を続ける。ステータコイル８に蓄積された電力は、インバータ回路１０を介して直流リンクコンデンサ４を充電することとなり、直流リンクコンデンサ４の端子間電圧（直流リンク電圧Ｖｄｃ）が短時間で上昇する場合がある。直流リンク電圧Ｖｄｃの上昇に備えて直流リンクコンデンサ４を大容量化、高耐圧化すると、コンデンサの体格の増大につながる。また、インバータ回路１０の高耐圧化も必要となる。その結果、インバータ装置１の小型化の妨げとなり、部品コスト、製造コスト、製品コストにも影響する。
このため、コンタクタ９が開放状態となった場合に、複数相（ここでは３相）全てのアーム３０の上段側スイッチング素子３１をオン状態に制御する上段側アクティブショートサーキット制御、及び、複数相（３相）全てのアーム３０の下段側スイッチング素子３２をオン状態に制御する下段側アクティブショートサーキット制御の何れかのアクティブショートサーキット制御が実行される場合がある。アクティブショートサーキット制御が実行されると、ステータコイル８に蓄積された電力は、ステータコイル８とインバータ回路１０のスイッチング素子３との間で還流する。電流（還流電流）の有するエネルギーは、スイッチング素子３やステータコイル８などにおいて、熱などによって消費される。
アクティブショートサーキット制御が実行された場合に流れる還流電流は、図３を参照して例示した第１過電流しきい値ＴＨ１よりも大きくなる場合がある。その場合、アクティブショートサーキット制御を実行しているにも拘わらず、駆動回路２０の過電流保護機能が働いて、アクティブショートサーキット制御のためにオン状態に制御されているスイッチング素子３をターンオフさせてしまうことになる。この対策として、過電流しきい値を、第１過電流しきい値ＴＨ１及び還流電流の仕様上の最大値（Ｉａｓｃ）よりも大きい第２過電流しきい値ＴＨ２に設定することが考えられる（図５及び図６参照）。
図６は、そのように過電流しきい値を第２過電流しきい値ＴＨ２とした場合のゲート電圧Ｖｇｅと、素子電流（Ｉｃｅ）とを例示している。図６は、後述する図５の比較例であり、ソフトターンオフ回路２３が、遅延抵抗Ｒｓに並列接続されたコンデンサＣｓを備えていない場合の特性を例示している。
図５及び図６の波形図は、ターンオフ時のゲート電圧Ｖｇｅ及び素子電流（Ｉｃｅ）の一例を模式的に示している。図５は、図２に示すように、ソフトターンオフ回路２３が、遅延抵抗Ｒｓに並列接続されたコンデンサＣｓを備える場合の特性を例示している。図６は、図５の比較例であり、ソフトターンオフ回路２３が、遅延抵抗Ｒｓに並列接続されたコンデンサＣｓを備えていない場合の特性を例示している。
図５及び図６に示すように、過電流しきい値を第１過電流しきい値ＴＨ１から、“ＴＨ１”よりも大きい第２過電流しきい値ＴＨ２に変更すると、過電流を検出する時刻が検出遅れ時間Ｔｄだけ遅くなる。当然ながら、応答時間Ｔｒｅｓが経過する時間も、検出遅れ時間Ｔｄだけ遅くなる。その結果、図５及び図６に示すように、ゲート電圧Ｖｇｅが低下し始める時刻も遅れ、素子電流（Ｉｃｅ）が低下し始める時刻も遅れることになる。ソフトターンオフ回路２３がコンデンサＣｓを備えていない場合には、図６に示すように、過電流しきい値ＴＨが“ＴＨ１”の場合と比べて“ＴＨ２”の場合には、“Ｅ２”及び“Ｅ３”の分だけ、素子電流（Ｉｃｅ）に起因するエネルギー（損失・熱）が大きくなる。
しかし、ソフトターンオフ回路２３がコンデンサＣｓを備えている場合には、図３を参照して上述したように、コンデンサＣｓが、ターンオフの際にゲート端子Ｇの電荷を放電させる。これにより、図５に示すように、少なくとも、ゲート電圧Ｖｇｅが階段状の中間値に達するまでの時間が短縮される。図６に示す比較例では、素子電流（Ｉｃｅ）が中間値まで低下するまでに、過電流しきい値ＴＨが“ＴＨ１”の場合と比べて“ＴＨ２”の場合には“Ｅ２”の分、エネルギー（損失・熱）が大きくなっていた。しかし、コンデンサＣｓによってゲート端子Ｇの電荷を放電させることによって、図５に示すように、“Ｅ２”から“Ｅ１”分を削減することができる。
図３を参照して上述したように、コンデンサＣｓの容量は、素子電流（Ｉｃｅ）が一気にゼロまで降下しないように、適切な値に設定されている。従って、ターンオフ時の遷移時間を短縮させても、ソフトターンオフの機能も維持されて、スイッチング素子３のコレクタ−エミッタ間に生じるサージ電圧は抑制される。このため、素子電流（Ｉｃｅ）が中間値からゼロまで低下する際のエネルギー（損失・熱）は、ソフトターンオフ回路２３がコンデンサＣｓを備えている場合（図５）と、備えていない場合（図６）とで、ほぼ等価であり、ここでは共に“Ｅ３”である。従って、過電流しきい値を“ＴＨ１”から“ＴＨ２”に上昇させることによって増大するエネルギー（損失・熱）は、“Ｅ２−Ｅ１＋Ｅ３”である。
このように、コンデンサＣｓによってエネルギー（損失・熱）の増大を抑制することができるので、過電流しきい値ＴＨは、インバータ回路１０がアクティブショートサーキット状態（後述する）において、オン状態に制御されたスイッチング素子３を流れる電流（Ｉａｓｃ）に応じて設定されていると好適である。つまり、上述したように、インバータ回路１０がアクティブショートサーキット状態において流れる還流電流の仕様上の最大値（Ｉａｓｃ）よりも大きい第２過電流しきい値ＴＨ２に、過電流しきい値ＴＨが設定されると好適である。尚、第１過電流しきい値ＴＨ１が、還流電流の仕様上の最大値（Ｉａｓｃ）よりも大きい場合には、第２過電流しきい値ＴＨ２が、第１過電流しきい値ＴＨ１以下となる可能性がある。この場合には、過電流しきい値ＴＨは、第１過電流しきい値ＴＨ１に設定される。
但し、アクティブショートサーキット状態では、上述したように還流電流が、回転電機８０のステータコイル８とインバータ回路１０のスイッチング素子３とを還流し、還流電流のエネルギーは、ステータコイル８及びインバータ回路１０において熱となって消費される。従って、ステータコイル８及びインバータ回路１０の耐熱等を考慮して、過電流しきい値ＴＨが、還流電流の仕様上の最大値（Ｉａｓｃ）よりも小さい値に設定されていることを妨げるものではない。例えば、直流リンクコンデンサ４には、別途放電回路が設けられている場合もある。そのような場合には、直流リンクコンデンサ４への充電と、アクティブショートサーキット制御とが組み合わせて実行されてもよい。
例えば、アクティブショートサーキット制御を開始した際に、還流電流が過電流しきい値ＴＨを超えて、スイッチング素子３がターンオフされると、ステータコイル８に蓄積されたエネルギーは直流リンクコンデンサ４を充電する。そして、直流リンク電圧Ｖｄｃが上昇すると、再度、アクティブショートサーキット制御を開始するなど、アクティブショートサーキット制御が断続的に繰り返されてもよい。１回目の還流電流に比べて、２回目以降の還流電流の大きさは低下していると考えられるので、２回目移行のアクティブショートサーキット制御は、連続的に実行できる可能性がある。このような制御が可能な場合には、過電流しきい値ＴＨが、還流電流の仕様上の最大値（Ｉａｓｃ）よりも小さい値に設定されていてもよい。過電流しきい値ＴＨは、還流電流（Ｉａｓｃ）に比べて大きい場合も小さい場合も含めて、還流電流（Ｉａｓｃ）に応じて設定されていると好適である。
尚、「インバータ回路１０がアクティブショートサーキット状態である」とは、インバータ回路１０に対して、上段側アクティブショートサーキット制御、及び、下段側アクティブショートサーキット制御の何れかのアクティブショートサーキット制御が実行されている状態である。従って、複数相全てのアーム３０の上段側スイッチング素子３１がオン状態に制御された状態（上段側アクティブショーサーキット状態）、及び、複数相全てのアーム３０の下段側スイッチング素子３２がオン状態に制御された状態（下段側アクティブショートサーキット状態）の何れかの状態であることを、インバータ回路１０がアクティブショートサーキット状態であると称する。
尚、本明細書において開示された実施形態は全ての点で単なる例示に過ぎない。従って、本開示の趣旨を逸脱しない範囲内で、適宜、種々の改変を行うことが可能である。
〔実施形態の概要〕
以下、上記において説明したインバータ装置（１）の概要について簡単に説明する。
直流電力と複数相の交流電力との間で電力を変換するインバータ回路（１０）を備えたインバータ装置（１）は、１つの態様として、
前記インバータ回路（１０）を構成する複数のスイッチング素子（３）のそれぞれに駆動信号を伝達して、前記スイッチング素子（３）をオフ状態からオン状態に遷移させるターンオンと、前記スイッチング素子（３）をオン状態からオフ状態に遷移させるターンオフとを、前記スイッチング素子（３）に行わせる駆動回路（２０）と、
前記スイッチング素子（３）のそれぞれに流れる電流を検出する電流検出回路（２６）と、を備え、
前記駆動回路（２０）は、前記電流検出回路（２６）により検出された電流が予め規定された過電流しきい値（ＴＨ）以上の場合に、遅延抵抗（Ｒｓ）を介して前記駆動信号を伝達して、前記スイッチング素子（３）をターンオフさせるソフトターンオフ回路（２３）を備え、
前記ソフトターンオフ回路（２３）は、前記遅延抵抗（Ｒｓ）に並列接続されたコンデンサ（Ｃｓ）を備える。
この構成によれば、ソフトターンオフ回路（２３）を備えることによって、過電流の発生に伴ってスイッチング素子（３）をターンオフさせる際に、スイッチング素子（３）に生じるサージ電圧の大きさを抑制することができる。また、ソフトターンオフ回路（２３）にコンデンサ（Ｃｓ）を備えることによって、当該コンデンサ（Ｃｓ）により、スイッチング素子（３）の浮遊容量に蓄積された電荷を、ターンオフの際に放電させることができる。即ち、ソフトターンオフ回路（２３）の遅延抵抗（Ｒｓ）によって、スイッチング素子（３）の駆動信号の遷移を緩慢にさせつつも、遷移の初期においては、コンデンサ（Ｃｓ）の働きで駆動信号を迅速に遷移させることができる。遷移の初期には、スイッチング素子（３）に流れている電流も大きいので、駆動信号を迅速に遷移させることで、スイッチング素子（３）に流れる電流に起因するエネルギー（損失・熱）を低減することができる。このように、本構成によれば、過電流の発生に応じてスイッチング素子（３）をターンオフする際に、スイッチング素子（３）の損失を低減することができる。
１つの好適な態様として、前記コンデンサ（Ｃｓ）の容量は、前記スイッチング素子（３）をターンオンさせる際の制御端子（Ｇ）の充電電荷量をＱｇ、前記スイッチング素子（３）をターンオンさせる際に制御端子（Ｇ）に印加される制御端子電圧をＶｇｅ、前記コンデンサ（Ｃｓ）の容量をＣｓとして、
Ｃｓ ≦ （Ｑｇ／２）／Ｖｇｅ
を満たすように設定されている。
スイッチング素子（３）の制御端子（Ｇ）には、浮遊容量が存在する。例えばターンオンの際には、駆動信号を制御端子（Ｇ）に与えても、この浮遊容量を充電する時間に応じて制御端子（Ｇ）の電圧の変化は遅れることになる。ターンオフの際には、浮遊容量に充電された電荷を放電させる必要があり、浮遊容量が放電する時間に応じて制御端子（Ｇ）の電圧の変化は遅れることになる。ターンオフの際に制御端子（Ｇ）の電圧の変化の遅れを抑制するためには、制御端子（Ｇ）に充電された電荷を放電させればよい。しかし、電荷を放電させすぎると、ソフトターンオフ回路（２３）を設けて、ターンオフの遷移時間を調整する効果が小さくなり、ターンオフの際に、スイッチング素子（３）に生じるサージ電圧を抑制することも困難となる。スイッチング素子（３）を流れる電流は、制御端子（Ｇ）の電圧にほぼ比例するので、制御端子（Ｇ）の電圧の遷移期間の前半の遷移速度が速くなれば、当該電流を低減させる効果も大きくなる。従って、ターンオフの開始に際して放電させる電荷は、概ね、制御端子（Ｇ）の充電電荷量Ｑｇの１／２以下程度で十分である。従って、上記式のようにコンデンサ（Ｃｓ）の容量を設定すると好適である。これにより、ソフトターンオフの効果を活かしつつ、迅速にスイッチング素子（３）に流れる電流（Ｉｃｅ）を小さくすることができる。
また、１つの好適な態様として、前記インバータ回路（１０）は、交流の回転電機（８０）及び直流電源（１１）に接続されて、複数相の交流と直流との間で電力を変換するものであって、上段側スイッチング素子（３１）と下段側スイッチング素子（３２）との直列回路により構成された交流１相分のアーム（３０）を複数本備え、前記過電流しきい値（ＴＨ）は、複数相全ての前記アーム（３０）の前記上段側スイッチング素子（３１）がオン状態に制御された状態、及び、複数相全ての前記アーム（３０）の前記下段側スイッチング素子（３２）がオン状態に制御された状態の何れかの状態であるアクティブショートサーキット状態において、オン状態に制御された前記スイッチング素子（３）を流れる電流（Ｉａｓｃ）に応じて設定されている。
インバータ回路（１０）がアクティブショートサーキット状態の場合には、回転電機（８０）のステータコイル（８）に蓄積されたエネルギーが、ステータコイル（８）とインバータ回路（１０）との間で還流する。従って、インバータ回路（１０）がアクティブショートサーキット状態となった際の回転電機（８０）の状態（回転速度等）によっては、非常に大きな電流が還流する場合がある。この電流の大きさが、過電流しきい値（ＴＨ）よりも大きい場合には、保護機能が働いてスイッチング素子（３）がターンオフされてしまい、アクティブショートサーキット状態が解消されてしまうおそれがある。従って、過電流しきい値は、アクティブショートサーキット状態が必要とされる場合には、それを妨げることなく、且つ、適切に過電流保護が可能となるように設定されていることが好ましい。例えば、アクティブショートサーキット状態が必要とされる状態で、さらに過電流しきい値（ＴＨ）を超えるような電流（Ｉｃｅ）が流れた場合には、過電流保護機能によりスイッチング素子（３）は適切にターンオフされる。しかし、アクティブショートサーキット状態において、オン状態に制御されたスイッチング素子（３）を流れる電流（Ｉａｓｃ）に応じて過電流しきい値（ＴＨ）が設定されているので、ターンオフに至るタイミングは遅れる。従って、スイチング素子（３）を流れる電流（Ｉｃｅ）が許容できる範囲内では、適切にアクティブショートサーキット状態が継続される。
また、前記ソフトターンオフ回路（２３）は、前記遅延抵抗（Ｒｓ）よりも抵抗値が小さく、前記コンデンサ（Ｃｓ）に直列接続される抵抗器（Ｒｒ）を備えると好適である。
ターンオフの際には、コンデンサ（Ｃｓ）に突入電流が流れ込んだり、制御端子（Ｇ）の電圧が急激に低下して、制御端子（Ｇ）の電圧にハンチングが生じたりする場合がある。このような突入電流やハンチングを抑制するために、コンデンサ（Ｃｓ）に流れ込む電流を制限する抵抗器（Ｒｒ）が設けられると好適である。
１ ：インバータ装置
３ ：スイッチング素子
１０ ：インバータ回路
１１ ：高圧バッテリ（直流電源）
２０ ：駆動回路
２３ ：ソフトターンオフ回路
３０ ：アーム
３１ ：上段側スイッチング素子
３２ ：下段側スイッチング素子
８０ ：回転電機
Ｃｓ ：コンデンサ
Ｇ ：ゲート端子
Ｑｇ ：充電電荷量
Ｒｃ ：シャント抵抗（電流検出回路）
Ｒｒ ：制限抵抗（抵抗器）
Ｒｓ ：遅延抵抗
ＴＨ ：過電流しきい値
ＴＨ１ ：第１過電流しきい値（過電流しきい値）
ＴＨ２ ：第２過電流しきい値（過電流しきい値）
Ｖｇｅ ：ゲート電圧（制御端子電圧）
ｒｅｆ ：基準電圧（過電流しきい値）

Claims (4)

  1. 直流電力と複数相の交流電力との間で電力を変換するインバータ回路を備えたインバータ装置であって、
    前記インバータ回路を構成する複数のスイッチング素子のそれぞれに駆動信号を伝達して、前記スイッチング素子をオフ状態からオン状態に遷移させるターンオンと、前記スイッチング素子をオン状態からオフ状態に遷移させるターンオフとを、前記スイッチング素子に行わせる駆動回路と、
    前記スイッチング素子のそれぞれに流れる電流を検出する電流検出回路と、を備え、
    前記駆動回路は、前記電流検出回路により検出された電流が予め規定された過電流しきい値以上の場合に、遅延抵抗を介して前記駆動信号を伝達して、前記スイッチング素子をターンオフさせるソフトターンオフ回路を備え、
    前記ソフトターンオフ回路は、前記遅延抵抗に並列接続されたコンデンサを備え、
    前記インバータ回路は、交流の回転電機及び直流電源に接続されて、複数相の交流と直流との間で電力を変換するものであって、上段側スイッチング素子と下段側スイッチング素子との直列回路により構成された交流１相分のアームを複数本備え、
    前記過電流しきい値は、複数相全ての前記アームの前記上段側スイッチング素子がオン状態に制御された状態、及び、複数相全ての前記アームの前記下段側スイッチング素子がオン状態に制御された状態の何れかの状態であるアクティブショートサーキット状態において、オン状態に制御された前記スイッチング素子を流れる電流に応じて設定されているインバータ装置。
  2. 前記コンデンサの容量は、前記スイッチング素子をターンオンさせる際の制御端子の充電電荷量をＱｇ、前記スイッチング素子をターンオンさせる際に制御端子に印加される制御端子電圧をＶｇｅ、前記コンデンサの容量をＣｓとして、
    Ｃｓ ≦ （Ｑｇ／２）／Ｖｇｅを満たすように設定されている請求項１に記載のインバータ装置。
  3. 前記ソフトターンオフ回路は、前記遅延抵抗よりも抵抗値が小さく、前記コンデンサに直列接続される抵抗器を備える請求項１又は２に記載のインバータ装置。
  4. 直流電力と複数相の交流電力との間で電力を変換するインバータ回路を備えたインバータ装置であって、
    前記インバータ回路を構成する複数のスイッチング素子のそれぞれに駆動信号を伝達して、前記スイッチング素子をオフ状態からオン状態に遷移させるターンオンと、前記スイッチング素子をオン状態からオフ状態に遷移させるターンオフとを、前記スイッチング素子に行わせる駆動回路と、
    前記スイッチング素子のそれぞれに流れる電流を検出する電流検出回路と、を備え、
    前記駆動回路は、前記電流検出回路により検出された電流が予め規定された過電流しきい値以上の場合に、遅延抵抗を介して前記駆動信号を伝達して、前記スイッチング素子をターンオフさせるソフトターンオフ回路を備え、
    前記ソフトターンオフ回路は、前記遅延抵抗に並列接続されたコンデンサと、前記遅延抵抗よりも抵抗値が小さく、前記コンデンサに直列接続される抵抗器とを備えるインバータ装置。
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