JP6711764B2 - 2線式超音波磁歪ドライバ - Google Patents
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Description
本出願は、2014年6月18日出願の米国仮出願第62/013,698号の利益を主張するものである。同特許出願の内容を、全体として参照によって本明細書に組み入れる。
|V|=0.5*sqrt((V0−V180)2+(V90−V270)2)
|I|=0.5*sqrt((I0−I180)2+(I90−I270)2)
として計算される。超音波トランスデューサのインピーダンス(Z)は、電圧および電流波形の振幅から:
Z=|V|/|I|
として計算される。上式で、Vは共振回路の出力電圧であり、Iは超音波トランスデューサの入力電流であり、最適動作周波数は、インピーダンス対周波数の曲線から選択される。最適動作周波数は、超音波トランスデューサを周波数範囲内の様々な周波数で励振し、様々な周波数の各々で超音波トランスデューサのインピーダンスZを計算し、周波数範囲内でインピーダンスがインピーダンス対周波数曲線上で最小値を有する周波数として最適動作周波数を決定することによって決定することができる。
|V|=0.5*sqrt((V0−V180)2+(V90−V270)2)
|I|=0.5*sqrt((I0−I180)2+(I90−I270)2)
として計算する。
位相=2*π*(FCW/2n)
として計算することができる。
|V|=0.5*sqrt((V0−V180)2+(V90−V270)2)
|I|=0.5*sqrt((I0−I180)2+(I90−I270)2)
として計算される。
Z=|V|/|I|
として計算される。上式で、Vは共振回路の出力電圧であり、Iはトランスデューサの入力電流であり、最適動作周波数は、インピーダンス対周波数の曲線(図8)から選択される。最適動作周波数は、超音波トランスデューサを周波数範囲内の様々な周波数で励振し、様々な周波数の各々で超音波トランスデューサのインピーダンスZを計算し、周波数範囲内でインピーダンスがインピーダンス対周波数曲線上で最小値を有する周波数として最適動作周波数を決定することによって決定することができる。
Claims (32)
- 磁歪超音波式の歯科用スケーラであって:
印加される電磁場に応答して最適動作周波数で振動する超音波トランスデューサおよび印加される電気信号に応答して前記電磁場を生成する励振コイルを有するハンドピースと;
前記電気信号を生成する共振回路と;
マイクロプロセッサ、および前記共振回路に対する駆動信号を生成するフルブリッジ同期D級増幅器を含む制御回路とを含み、前記制御回路は、前記超音波トランスデューサでインピーダンスを変化させた結果として、前記超音波トランスデューサの感知された電流および電圧出力を受け、前記マイクロプロセッサは、前記感知された電流および電圧出力を、前記電気信号の生成に使用されるのと同じサンプリングレートで直交サンプリングし、前記直交サンプリングされた感知された電流および電圧から、前記駆動信号の正弦波のパルス列近似を表すパルス幅変調信号を生成し、前記パルス幅変調信号を前記フルブリッジ同期D級増幅器に印加して、前記駆動信号を生成し、それによってパルス列のパルス幅を変化させることで、前記駆動信号の振幅を変化させる、前記磁歪超音波式の歯科用スケーラ。 - 前記共振回路は、超音波トランスデューサに連結されると、超音波トランスデューサの物理的共振に一致する共振回路をもたらすLC共振回路を含む、請求項1に記載の磁歪超音波式の歯科用スケーラ。
- 前記共振回路の最適動作周波数の倍数であるNCO周波数を生成する発振器をさらに含み、前記フルブリッジ同期D級増幅器は、前記NCO周波数で駆動される、請求項1に記載の磁歪超音波式の歯科用スケーラ。
- 前記NCO周波数は、前記最適動作周波数のn倍であり、それによって前記最適動作周波数のサイクルがn個のサンプルに分割され、各サンプルは、前記最適動作周波数の360°/nの位相に対応する持続時間T1の期間を有し、前記NCO周波数は、直交サンプリングのレートを前記超音波トランスデューサの最適動作周波数と同期させる、請求項3に記載の磁歪超音波式の歯科用スケーラ。
- 持続時間T1のn個の期間の各々における前記パルス列のパルス持続時間を表すそれぞれの値を記憶する前記フルブリッジ同期D級増幅器の各々の側に対するルックアップテーブルをさらに含み、ここで、各ルックアップテーブルは、他方のルックアップテーブルの同じサンプリング期間中にサンプリングされた対応するパルスに対して180°位相が外れたそれぞれのパルスを記憶する、請求項4に記載の磁歪超音波式の歯科用スケーラ。
- それぞれのルックアップテーブル内の対応するパルスは、バイアス電流を誘導して前記共振回路によって出力されるバイアス電流の動的調整を有効にするように調整可能なパルス幅値だけずれている、請求項5に記載の磁歪超音波式の歯科用スケーラ。
- 2x=nとして、前記発振器によって前記NCO周波数で刻時されるxビットカウンタをさらに含み、前記xビットカウンタの値は、T1期間ごとに前記ルックアップテーブルに対するアドレスとして使用される、請求項5に記載の磁歪超音波式の歯科用スケーラ。
- 前記発振器は、前記マイクロプロセッサ内で実行される数値制御発振器を含む、請求項7に記載の磁歪超音波式の歯科用スケーラ。
- 前記数値制御発振器は、前記NCO周波数の各クロックサイクルで周波数制御語(FCW)によって増分されるmビット位相累算器レジスタを含み、それによって、位相=2*π*(FCW/2m)として計算される位相に対して、数値制御発振器の現在の角位置が記憶される、請求項8に記載の磁歪超音波式の歯科用スケーラ。
- 数値制御発振器の最上位ビットは、前記xビットカウンタを刻時する、請求項9に記載の磁歪超音波式の歯科用スケーラ。
- 超音波トランスデューサの最適動作周波数は、前記共振回路の電流出力と電圧出力との間の振幅関係を測定することによって決定され、前記共振回路の電流出力と電圧出力との間の前記振幅関係は、前記数値制御発振器の出力において前記xビットカウンタの特有の値で使用されるのと同じサンプリングレートでサンプリングされる、請求項8に記載の磁歪超音波式の歯科用スケーラ。
- 共振回路の駆動信号から0、90、180、および270度移相された状態で、電圧および電流サンプルが得られ、前記マイクロプロセッサは、該サンプルから、共振回路の電流出力と電圧出力との間の振幅関係を:
|V|=0.5*sqrt((V0−V180)2+(V90−V270)2)
|I|=0.5*sqrt((I0−I180)2+(I90−I270)2)
として計算する、請求項11に記載の磁歪超音波式の歯科用スケーラ。 - 前記超音波トランスデューサのインピーダンスZを、Z=|V|/|I|として決定することをさらに含み、上式で、Vは前記共振回路の出力電圧であり、Iは前記超音波トランスデューサの入力電流であり、前記最適動作周波数は、インピーダンスZ対周波数の曲線上のインピーダンスZ対周波数の下向きの傾斜上の中心位置における周波数である、請求項12に記載の磁歪超音波式の歯科用スケーラ。
- 前記マイクロプロセッサは、前記共振回路を制御して前記電気信号を生成し、前記超音波トランスデューサを周波数範囲内の様々な周波数で励振し、前記様々な周波数の各々で前記超音波トランスデューサのインピーダンスZを計算し、前記周波数範囲内でインピーダンスがインピーダンス対周波数曲線上で最小値を有する周波数として前記最適動作周波数を決定する、請求項1に記載の磁歪超音波式の歯科用スケーラ。
- 前記共振回路の出力電流を感知するホール効果電流センサをさらに含む、請求項1に記載の磁歪超音波式の歯科用スケーラ。
- タッチパネルディスプレイを含むディスプレイ画面をさらに含み、該タッチパネルディスプレイは、該タッチパネルディスプレイへのタッチパネル入力に応答して、超音波トランスデューサに印加される電力を制御し、超音波トランスデューサの出力振幅を変化させる、請求項1に記載の磁歪超音波式の歯科用スケーラ。
- ディスプレイと前記マイクロプロセッサとの間でデータを伝送しかつ受ける非同期データラインをさらに含み、それによって、事象がディスプレイ上で変化したとき、該変化に関する情報が非同期データライン上でマイクロプロセッサへ伝送され、マイクロプロセッサは、表示情報を解釈して、超音波トランスデューサに印加される電力を変化させ、ディスプレイへ更新情報を送り返して、ディスプレイの状態を更新する、請求項16に記載の磁歪超音波式の歯科用スケーラ。
- 電力を制御するポテンショメータと、機能を制御する個々のスイッチとをさらに含み、それによって、ポテンショメータおよび/または個々のスイッチに対する変化が、直接アナログ信号をマイクロプロセッサ内へ提供し、マイクロプロセッサは、アナログ信号内の変化を解釈し、それに応じて超音波トランスデューサに印加される電力を制御する、請求項1に記載の磁歪超音波式の歯科用スケーラ。
- 制御回路は、ポテンショメータを含む歯科用チェア制御パネルまたはタッチディスプレイに応答し、歯科用チェア制御パネルまたはタッチディスプレイは、超音波トランスデューサに印加される電力の所望の変化を前記マイクロプロセッサに提供し、前記マイクロプロセッサは、超音波トランスデューサに印加される電力を制御する、請求項1に記載の磁歪超音波式の歯科用スケーラ。
- 磁歪超音波トランスデューサを制御する方法であって:
フルブリッジ同期D級増幅器を使用して共振回路に対する駆動信号を生成する工程と;
前記共振回路が、励振コイルを駆動する電気信号を出力し、励振コイルが、印加される前記電気信号に応答して前記励振コイルによって生成される電磁場に応答して前記磁歪超音波トランスデューサを振動させる工程と;
前記超音波トランスデューサの電流および電圧出力を測定し、前記測定された電流および電圧出力を、前記共振回路による前記電気信号の生成に使用されるのと同じサンプリングレートで直交サンプリングする工程と;
前記直交サンプリングされた感知された電流および電圧から、前記駆動信号の正弦波のパルス列近似を表すパルス幅変調信号を生成する工程と;
前記パルス幅変調信号が前記フルブリッジ同期D級増幅器に印加されて、前記駆動信号を生成し、それによってパルス列のパルス幅を変化させることで、前記駆動信号の振幅を変化させる工程とを含む、前記方法。 - 前記直交サンプリング工程は、発振器が、前記共振回路の最適動作周波数の倍数であるNCO周波数を生成し、前記NCO周波数で前記フルブリッジ同期D級増幅器を駆動することを含む、請求項20に記載の方法。
- 前記NCO周波数は、前記最適動作周波数のn倍であり、それによって、前記最適動作周波数のサイクルがn個のサンプルに分割され、各サンプルは、前記最適動作周波数の360°/nの位相に対応する持続時間T1の期間を有し、前記NCO周波数は、直交サンプリングのレートを前記超音波トランスデューサの最適動作周波数と同期させる、請求項
21に記載の方法。 - 持続時間T1のn個の期間の各々における前記パルス列のパルス持続時間を表すそれぞれの値を、前記フルブリッジ同期D級増幅器の各々の側に対するルックアップテーブル内に記憶する工程をさらに含み、ここで、各ルックアップテーブルは、他方のルックアップテーブルの同じサンプリング期間中にサンプリングされた対応するパルスに対して180°位相が外れたそれぞれのパルスを記憶する、請求項22に記載の方法。
- それぞれのルックアップテーブル内の対応するパルスは、バイアス電流を誘導して前記共振回路によって出力されるバイアス電流の動的調整を有効にするように調整可能なパルス幅値だけずれている、請求項23に記載の方法。
- 2x=nとしてxビットカウンタを前記NCO周波数で刻時する工程と、前記xビットカウンタの値をT1期間ごとに前記ルックアップテーブルに対するアドレスとして使用する工程とをさらに含む、請求項23に記載の方法。
- 数値制御発振器を使用してサンプリング周波数を生成する工程をさらに含む、請求項25に記載の方法。
- 前記NCO周波数の各クロックサイクルで周波数制御語(FCW)によって増分されるmビット位相累算器レジスタとして前記数値制御発振器を実行する工程と、位相=2*π*(FCW/2m)として計算される位相に対して、数値制御発振器の現在の角位置を記憶する工程とをさらに含む、請求項26に記載の方法。
- 前記xビットカウンタは、数値制御発振器の最上位ビットによって刻時される、請求項27に記載の方法。
- 超音波トランスデューサの最適動作周波数は、前記共振回路の電流出力と電圧出力との間の振幅関係を測定し、前記共振回路の電流出力と電圧出力との間の前記振幅関係を、前記数値制御発振器の出力において前記xビットカウンタの特有の値で使用されるのと同じサンプリングレートでサンプリングすることによって決定される、請求項26に記載の方法。
- 共振回路の駆動信号から0、90、180、および270度移相された状態で、電圧および電流サンプルを得る工程と、該サンプルから、共振回路の電流出力と電圧出力との間の振幅関係を:
|V|=0.5*sqrt((V0−V180)2+(V90−V270)2)
|I|=0.5*sqrt((I0−I180)2+(I90−I270)2)
として計算する工程とをさらに含む、請求項29に記載の方法。 - 前記超音波トランスデューサのインピーダンスZをZ=|V|/|I|として決定する工程をさらに含み、上式で、Vは前記共振回路の出力電圧であり、Iは前記超音波トランスデューサの入力電流であり、前記最適動作周波数は、インピーダンスZ対周波数の曲線上のインピーダンスZ対周波数の下向きの傾斜上の中心位置における周波数である、請求項30に記載の方法。
- 超音波トランスデューサを周波数範囲内の様々な周波数で励振する工程と、前記様々な周波数の各々で前記超音波トランスデューサのインピーダンスZを計算する工程と、前記周波数範囲内でインピーダンスがインピーダンス対周波数曲線上で最小値を有する周波数として最適動作周波数を決定する工程とをさらに含む、請求項20に記載の方法。
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