JP6706834B2 - 回路遮断装置 - Google Patents

Description

本発明は、地絡や短絡などの事故発生時に電流路を遮断する回路遮断装置に関し、特に、機械スイッチ方式と半導体スイッチ方式とを併用したハイブリッド方式の回路遮断装置に関する。

近年、直流を用いた給電システムが注目されている。直流給電システムは、既存の交流給電システムと比較して変換器損失、送電損失および設置コストを低減できる利点がある。日本では、例えば、直流３８０［Ｖ］、変換器容量５００［ｋＷ］クラスの直流給電システム、路面電車（６００［Ｖ］、７５０［Ｖ］）や直流電車（１０００［Ｖ］、１５００［Ｖ］）用の直流給電システムなどが実用化されている。また、数１０［ｋＶ］以上の高圧用途では、例えば将来の大規模洋上風力発電システムの導入を想定し、電圧形変換器を用いた多端子直流送電システム（ＨＶＤＣ:ｈｉｇｈ−ｖｏｌｔａｇｅ ｄｉｒｅｃｔ−ｃｕｒｒｅｎｔ）の導入が期待されている。

直流給電システムにおいて地絡事故や短絡事故が発生した場合、過電流が発生する。事故発生からの電流の増加率（［Ａ／ｓ］）は、直流給電システムが有する直流インダクタンスに反比例する。例えば電圧形変換器を用いて直流電圧を生成した場合、直流インダクタンスが小さいため、過電流が生じる恐れがあるので、高速に動作可能な直流遮断器を設置する必要がある。

直流遮断器は、機械スイッチ方式、半導体スイッチ方式、およびハイブリッド方式の３種類に分類できる。

このうち、機械スイッチ方式は、例えば、真空遮断器、ガス遮断器もしくは空気吹付遮断器などの機械的遮断器（サーキットブレーカ：Ｃｉｒｃｕｉｔ Ｂｒｅａｋｅｒ）とＬＣ共振回路とを用いて電流を遮断するものである（例えば、非特許文献１参照。）。機械スイッチ方式では、パワーデバイスを使用しないため定常損失は発生しない。

また、半導体スイッチ方式は、パワーデバイス（電力用半導体素子）を用いて遮断器を構成することで、高速な遮断時間（１［ｍｓ］以下）を実現する（例えば、非特許文献２参照。）。

また、ハイブリッド方式は、高速動作可能な機械的遮断器とパワーデバイスとを併用することで、電流の高速遮断と損失低減を両立する点に特長があり、各種回路が提案されている（例えば、非特許文献３参照。）。図１５は、一般的なハイブリッド方式の回路遮断装置を例示する回路図である。例えば図１５に示すように、ハイブリッド方式の回路遮断装置１００は、電流制限用インダクタ１５１、機械的遮断器（サーキットブレーカ：Ｃｉｒｃｕｉｔ Ｂｒｅａｋｅｒ）１５２、転流補助半導体スイッチ１５３、主半導体スイッチ１５４、アレスタ(非線形抵抗)１５５より主回路を構成する。正常時は電流制限用インダクタ１５１、機械的遮断器１５２、転流補助半導体スイッチ１５３を介して負荷に電力を供給し、地絡や短絡などの事故時には転流補助半導体スイッチ１５３をターンオフすることで主半導体スイッチ１５４に転流する。転流補助半導体スイッチ１５３の必要耐圧は主半導体スイッチ１５４の数％程度であるため、半導体スイッチ方式と比較し定常損失を低減できる利点がある。また、転流に必要な時間は０．２［ｍｓ］以下であり、１［ｍｓ］以内に開極可能な機械的遮断器１５２を用いることで、遮断時間を２［ｍｓ］以下にすることができる。

Ｂ・バックマン（Ｂ．Ｂａｃｈｍａｎｎ）、Ｇ・モーザ（Ｇ．Ｍａｕｔｈｅ）、Ｅ・ルーオス（Ｅ．Ｒｕｏｓｓ）、Ｈ・Ｐ・リップス（Ｈ．Ｐ．Ｌｉｐｓ）著、「５００ｋＶ風冷式高圧直流給電回路遮断装置（Ｄｅｖｅｌｏｐｍｅｎｔ ｏｆ ａ ５００ｋＶ Ａｉｒｂｌａｓｔ ＨＶＤＣ Ｃｉｒｃｕｉｔ Ｂｒｅａｋｅｒ）」、（米国）、米国電気電子学会トランザクション（ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ）、電気機器およびシステム（Ｐｏｗｅｒ Ａｐｐａｒａｔｕｓ ａｎｄ Ｓｙｓｔｅｍｓ）、Ｖｏｌ.ＰＡＳ−１０４、Ｎｏ．９、ｐｐ．２４６０−２４６６、１９８５年９月 Ｃ・メイヤーズ（Ｃ．Ｍｅｙｅｒ）、Ｓ・シュレーダー（Ｓ．Ｓｃｈｒｏｄｅｒ）、Ｒ・Ｗ・デドンカー（Ｒ．Ｗ．Ｄｅ Ｄｏｎｃｋｅｒ）著、「分散電力システムを有する中電圧システムのためのソリッドステート回路遮断装置および電流制限器（Ｓｏｌｉｄ−Ｓｔａｔｅ Ｃｉｒｃｕｉｔ Ｂｒｅａｋｅｒｓ ａｎｄ Ｃｕｒｒｅｎｔ Ｌｉｍｉｔｅｒｓ Ｆｏｒ Ｍｅｄｉｕｍ−Ｖｏｌｔａｇｅ Ｓｙｓｔｅｍｓ Ｈａｖｉｎｇ Ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ Ｐｏｗｅｒ Ｓｙｓｔｅｍｓ）」、（米国）、米国電気電子学会トランザクション（ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ）、パワーエレクトロン（Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎ）、Ｖｏｌ．１９、Ｎｏ．５、ｐｐ．１３３３-１３４０、２００４年９月 Ｍ・シュトイラー（Ｍ．Ｓｔｅｕｒｅｒ）、Ｋ・フレーリッヒ（Ｋ．Ｆｒｏｈｌｉｃｈ）、Ｗ・ホラウス（Ｗ．Ｈｏｌａｕｓ）、Ｋ・カルテネッガー（Ｋ．Ｋａｌｔｅｎｅｇｇｅｒ）著、「新しい中電圧用ハイブリッド電流制限回路遮断装置：原理および試験結果（Ａ Ｎｏｖｅｌ Ｈｙｂｒｉｄ Ｃｕｒｒｅｎｔ−Ｌｉｍｉｔｉｎｇ Ｃｉｒｃｕｉｔ Ｂｒｅａｋｅｒ Ｆｏｒ Ｍｅｄｉｕｍ Ｖｏｌｔａｇｅ：Ｐｒｉｎｃｉｐｌｅ ａｎｄ Ｔｅｓｔ Ｒｅｓｕｌｔｓ」、（米国）、米国電気電子学会トランザクション（ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ）、パワーデリ（Ｐｏｗｅｒ Ｄｅｌｉ）、Ｖｏｌ．１８、Ｎｏ．２、ｐｐ．４６０−４６７、２００３年４月

機械スイッチ方式による回路遮断装置は、パワーデバイスを使用しないため定常損失は発生しない利点があるものの、電流遮断までの所要時間（開極時間）が３０〜１００［ｍｓ］と長いため、直流インダクタンスが大きい電流形変換器には適用できるが、電圧形変換器への適用は困難である。

また、半導体スイッチ方式による回路遮断装置は、内部の半導体スイッチには定常的に電流が流れるため、定常損失が発生する問題がある。また、電流遮断時には内部の半導体スイッチに直流電圧以上の高電圧が印加されるため、複数のパワーデバイスを直列接続することで高耐圧化を図る必要がある。この場合、半導体スイッチのオン電圧増加が問題となる。例えば、直流３２０［ｋＶ］の場合、半導体スイッチのオン電圧は１００［Ｖ］以上となる。半導体スイッチには定常的に電流が流れるため、オン電圧に起因する損失低減が課題となる。

また、上述のハイブリッド方式の回路遮断装置は、転流補助半導体スイッチの必要耐圧は主半導体スイッチの数％程度であるため半導体スイッチ方式と比較して定常損失を低減でき、また、機械スイッチ方式と比較しても遮断時間を短縮することができる利点がある。しかしながら、転流補助半導体スイッチには正常時に依然として定常電流が流れるため、定常損失をゼロにはできない。

また、今後の高電圧直流給電システムの適用範囲の拡大に伴い、直流高電圧を遮断可能な低コストの直流遮断システムの開発が望まれる。

従って本発明の目的は、上記問題に鑑み、正常時には定常損失がゼロであり事故発生時には高速に電流路を遮断することができる、直流高電圧を遮断可能な低コストの回路遮断装置を提供することにある。

上記目的を実現するために、本発明においては、回路遮断装置は、第１の外部接続端子を有する第１のインダクタと、第１のインダクタに対して直列に接続され、第１のインダクタが接続される側とは反対側に第２の外部接続端子を有する開閉器であって、指令に応じて開極して電流路を遮断する機械的遮断器と、機械的遮断器に対して並列に接続されるスナバ回路と、機械的遮断器とスナバ回路とからなる並列回路に対して直列に接続され、指令に応じて開極して電流路を遮断する機械的断路器とからなる開閉器と、第１のインダクタと開閉器とを接続する配線から分岐した配線上に設けられる、１個もしくは互いにカスケード接続された複数個の半導体電力変換器であって、内部に設けられた半導体スイッチを指令に応じてスイッチング動作させることにより、所定の直流電流を出力する半導体電力変換器と、半導体電力変換器に対して直列に接続される第２のインダクタと、を備え、半導体電力変換器および第２のインダクタが同一配線上に位置してなるユニットが、開閉器に対して並列に接続される。

ここで、半導体電力変換器は、半導体スイッチのスイッチング動作により、第２のインダクタまたは当該半導体電力変換器とは異なる他の半導体電力変換器が接続される第１の直流側とこの第１の直流側とは反対側の第２の直流側とのうち一方から入力された直流電流を所望の大きさおよび極性の直流電流に変換してもう一方に出力するＤＣＤＣコンバータであって、直流電流の入出力方向を第１の直流側と第２の直流側との間で双方向に切換え可能なＤＣＤＣコンバータと、ＤＣＤＣコンバータの第２の直流側に並列に接続されるエネルギー蓄積部と、エネルギー蓄積部に並列に接続され、エネルギー蓄積部に印加された直流電圧が、予め設定された電圧以下の場合は所定の抵抗値を示し、それ以外の場合は所定の抵抗値よりも低い抵抗値を示す非線形抵抗と、を有するようにしてもよい。

また、エネルギー蓄積部は、コンデンサと、このコンデンサに対して直列に接続され、コンデンサに流入する充電電流を阻止する逆阻止ダイオードとからなるようにしてもよい。

また、エネルギー蓄積部は、非線形抵抗に並列に接続される第１のコンデンサと、第１のコンデンサの静電容量より大きい静電容量と第１のコンデンサの充電電圧よりも低い充電電圧とを有する第２のコンデンサと、第２のコンデンサに対して直列に接続され、第２のコンデンサに流入する充電電流を阻止する逆阻止ダイオードと、を有し、第２のコンデンサと逆阻止ダイオードとからなる直列回路が、第１のコンデンサに対して並列に接続されるようにしてもよい。

また、第２のインダクタは、互いにカスケード接続された複数個の半導体電力変換器のうちのいずれかの半導体電力変換器に直列に接続されるようにしてもよい。

また、回路遮断装置は、第１の外部接続端子もしくは第２の外部接続端子に接続された外部配線上において過電流が発生したか否かを検知する過電流検知部と、機械的遮断器および機械的断路器に対する開極動作ならびに半導体電力変換器の電力変換動作を制御する制御部と、を備え、制御部は、過電流検知部による過電流の検知後、機械的遮断器に対して開極動作の開始を指令する機械的遮断器用開極指令を出力する第１の指令手段と、過電流検知部による過電流の検知後、機械的遮断器用開極指令に基づき機械的遮断器の開極動作が完了するまでの間に機械的遮断器に流れる電流を略ゼロに収束させる直流電流を、半導体電力変換器に出力させる電力変換指令を出力する第２の指令手段と、機械的遮断器用開極指令が出力されてから所定の期間経過後、機械的断路器に対して開極動作の開始を指令する機械的断路器用開極指令を出力する第３の指令手段と、機械的遮断器の開極動作が完了した時に、半導体電力変換器内の半導体スイッチをオフするオフ指令を出力する第４の指令手段と、を有する。

また、上述のスナバ回路は、スナバ用コンデンサとスナバ用抵抗との直列回路からなるようにしてもよい。

また、半導体スイッチは、オン時に一方向に電流を通す半導体スイッチング素子と、この半導体スイッチング素子に逆並列に接続された帰環ダイオードと、を有するようにしてもよい。

また、機械的遮断器は、固定接触子と、固定接触子に接触する閉路位置と固定接触子から分離される開路位置との間を移動可能な可動接触子と、を有するようにしてもよい。

本発明によれば、正常時には定常損失がゼロであり事故発生時には高速に電流路を遮断することができる、直流高電圧を遮断可能な低コストの回路遮断装置を実現することができる。

本発明による回路遮断装置は、機械的遮断器および機械的断路器ならびに半導体電力変換器を備えるいわゆるハイブリッド遮断器であるが、正常時は機械的遮断器および機械的断路器はオンされて電源側から負荷側に電力が供給され、半導体電力変換器はダイオード動作するのみであるので、正常時の回路遮断装置の定常損失をゼロにすることができる。

また、本発明によれば、地絡事故や短絡事故により過電流が発生した場合、機械的遮断器および機械的断路器ならびに半導体電力変換器の動作を適宜制御することにより、高速に電流路を遮断することができる。

また、本発明によれば、電流路の機械的遮断手段として、機械的遮断器と機械的断路器とスナバ回路との組合せを用いるので、機械的遮断器および機械的断路器がともに開極した状態においては、スナバ回路が並列に接続された機械的遮断器の機械接点間に印加される電圧は、機械的断路器の機械的接点間に印加される電圧より小さくなる。すなわち、本発明によれば、回路遮断時において開閉器に印加される電圧の大部分を、価格の安い機械的断路器に印加させるので、直流高電圧を遮断可能な低コストの回路遮断装置を実現することができる。

また、本発明によれば、カスケード接続する半導体電力変換器の個数を適宜調整することによっても回路遮断装置の高耐圧化が可能である。

また、本発明によれば、半導体電力変換器内のＤＣＤＣコンバータを４象限ＤＣＤＣコンバータとして構成することにより、直流電流の振幅および極性に関わりなく電流路を遮断することができる。

本発明の第１の実施例による回路遮断装置を示す回路図である。 本発明の第１の実施例による回路遮断装置における半導体電力変換器を説明する回路図である。 本発明の第１の実施例による回路遮断装置における第２のインダクタの配置例を説明する回路図（その１）である。 本発明の第１の実施例による回路遮断装置における第２のインダクタの配置例を説明する回路図（その２）である。 本発明の第１の実施例による回路遮断装置における第２のインダクタの配置例を説明する回路図（その３）である。 本発明の第１の実施例による回路遮断装置における制御系を説明するブロック図である。 本発明の第１の実施例による回路遮断装置の動作フローを示すフローチャートである。 本発明の第１の実施例による回路遮断装置内の半導体電力変換器における変換器電流を制御するための電力変換指令を説明する制御ブロック図である。 シミュレーションおよび実験に用いた回路パラメータを説明する図である。 本発明の第１の実施例による回路遮断装置の実験波形を示す図である。 図１０の拡大波形（機械的遮断器および機械的断路器が開極する前後の波形）を示す図である。 本発明の第１の実施例による回路遮断装置のシミュレーション波形を示す図である。 図１２の拡大波形（機械的遮断器および機械的断路器が開極する前後の波形）を示す図である。 本発明の第２の実施例による回路遮断装置を説明する回路図である。 一般的なハイブリッド方式の回路遮断装置を例示する回路図である。

本発明による回路遮断装置は、第１のインダクタと、機械的遮断器と、半導体電力変換器と、第２のインダクタと、を備える。第１のインダクタは、一端に第１の外部接続端子を有する。機械的遮断器は、指令に応じて開極して電流路を遮断するものであり、第１のインダクタに対して直列に接続され、第１のインダクタが接続される側とは反対側に第２の外部接続端子を有する。半導体電力変換器は、内部に設けられた半導体スイッチを指令に応じてスイッチング動作させることにより所定の直流電流を出力するものであり、第１のインダクタと機械的遮断器とを接続する配線から分岐した配線上に、単独でもしくは複数個が互いにカスケード接続された状態で設けられる。第２のインダクタは、半導体電力変換器もしくは機械的遮断器に対して直列に接続される。第１のインダクタおよび第２のインダクタのうち、いずれか一方が事故電流制限用インダクタであり、もう一方が電流制御用インダクタである。以下、具体的な回路構成について、第１〜第３の実施例にて説明する。

図１は、本発明の第１の実施例による回路遮断装置を示す回路図であり、図２は、本発明の第１の実施例による回路遮断装置における半導体電力変換器を説明する回路図である。以降、異なる図面において同じ参照符号が付されたものは同じ機能を有する構成要素であることを意味するものとする。

本発明の第１の実施例による回路遮断装置１は、第１のインダクタ１１と、開閉器１２と、半導体電力変換器１３と、第２のインダクタ１４と、を備える。本発明の第１の実施例による回路遮断装置１は、適用される直流給電システムに対して半導体電力変換器１３が直列になるよう設置される。本実施例では、回路遮断装置１が直流遮断器として動作する場合について説明する。この場合、回路遮断装置１は、第１のインダクタ１１が電源側になり、かつ開閉器１２が負荷側になるよう、直流給電システム上に設置される。

第１のインダクタ１１は、一端に第１の外部接続端子Ｔ₁を有する。第１の外部接続端子Ｔ₁には電源側の回路が接続される。

開閉器１２は、第１のインダクタ１１に対して直列に接続され、第１のインダクタ１１が接続される側とは反対側に第２の外部接続端子Ｔ₂を有する。第２の外部接続端子Ｔ₂には負荷側の回路が接続される。開閉器１２は、機械的遮断器（Ｃｉｒｃｕｉｔ Ｂｒｅａｋｅｒ）２４と、スナバ回路２５と、機械的断路器（Ｄｉｓｃｏｎｎｅｃｔｉｎｇ Ｓｗｉｔｃｈ）２６とを備える。

機械的遮断器２４は、機械的遮断器用指令に応じて開極して電流路を遮断する。機械的遮断器２４は、固定接触子とこの固定接触子に接触する閉路位置と固定接触子から分離される開路位置との間を移動可能な可動接触子とを有し、指令に応じて可動接触子が固定接触子から分離して開極し、電流路を遮断する。機械的遮断器２４の例としては、真空遮断器、ガス遮断器もしくは空気吹付遮断器などがある。

スナバ回路２５は、機械的遮断器２４に対して並列に接続される。本実施例では、スナバ回路２５を、スナバ用コンデンサ５１（静電容量Ｃ_S）とスナバ用抵抗５２（抵抗値Ｒ_S）とを直列に接続したＲＣスナバ回路で構成するが、これ以外の構成でスナバ回路を実現してもよい。スナバ回路２５をＲＣスナバ回路とした場合、各回路パラメータはシミュレーションや実験により適宜設定すればよいが、一例を挙げると、スナバ用コンデンサ５１の静電容量Ｃ_Sは９．６[ｎＦ]、スナバ用抵抗５２の抵抗値Ｒ_Sは１５６０[Ω]に設定される。

機械的断路器２６は、機械的断路器用指令に応じて開極して電流路を遮断する。機械的断路器２６は、機械的遮断器２４とは異なり、消弧能力を持たず、電流路に電流が流れているときは開閉を行わず、無負荷状態で電流路を開閉するものである。機械的断路器２６は、ＤＳもしくはジスコンとも称される。

このように、本発明では、開閉器１２内の電流路遮断手段として、機械的遮断器２４および機械的断路器２６を組み合わせて用いる。このような構成をとることで、開閉器１２全体として印加される電圧は、機械的遮断器２４に印加される電圧と機械的断路器２６に印加される電圧とに分圧されることになる。機械的遮断器２４および機械的断路器２６がともに開極した状態においては、スナバ回路２５が並列に接続された機械的遮断器２４の機械接点間に印加される電圧は、機械的断路器２６の機械的接点間に印加される電圧よりも小さくなる。また、一般に機械的断路器２６の価格は機械的遮断器２４の価格よりも大幅に安い。したがって、回路遮断時において開閉器１２に印加される電圧の大部分を、価格の安い機械的断路器２６に印加させる本発明による回路遮断装置１は、直流電圧が超高圧の場合（例えば２５０[ｋＶ]）にも対応することができる。

半導体電力変換器１３は、第１のインダクタ１１と開閉器１２とを接続する配線から分岐した配線上に、単独でもしくは複数個が互いにカスケード接続された状態で設けられる。なお、本明細書では、半導体電力変換器１３が１個の場合は第２のインダクタ１４が接続される側を「第１の直流側」と称し、複数個の半導体電力変換器１３が互いにカスケード接続される場合は当該半導体電力変換器１３とは異なる他の半導体電力変換器１３が接続される側を同じく「第１の直流側」と称する。また、「第１の直流側」とは反対側の直流側を、「第２の直流側」と称する。一例として、図１では、複数個（Ｎ個、ただしＮは２以上の整数）の半導体電力変換器１３が第１の直流側にて互いにカスケード接続された場合を示している。カスケード接続する半導体電力変換器１３の個数を適宜調整するだけで回路遮断装置１の高耐圧化を容易に実現できる。

半導体電力変換器１３は、ＤＣＤＣコンバータ２１と、エネルギー蓄積部２２と、非線形抵抗２３と、を有し、ＤＣＤＣコンバータ２１の内部に設けられた半導体スイッチを指令に応じてスイッチング動作させることにより所定の直流電流を出力する。

半導体電力変換器１３内のＤＣＤＣコンバータ２１は、いわゆる４象限ＤＣＤＣコンバータとして構成される。すなわち、ＤＣＤＣコンバータ２１は、半導体スイッチＳのスイッチング動作により、第１の直流側および第２の直流側のうち一方から入力された直流電流を所望の大きさおよび極性の直流電流に変換してもう一方に出力するものであり、直流電流の入出力方向は、第１の直流側と第２の直流側との間で双方向に切換え可能である。半導体電力変換器１３内のＤＣＤＣコンバータ２１を４象限ＤＣＤＣコンバータとして構成することにより、直流電流の振幅および極性に関わりなく電流路を遮断することができる。半導体スイッチは、オン時に一方向に電流を通す半導体スイッチング素子Ｓと、この半導体スイッチング素子Ｓに逆並列に接続された帰環ダイオードＤとで構成される。半導体スイッチング素子Ｓの例としては、ＩＧＢＴ、サイリスタ、ＧＴＯ（Ｇａｔｅ Ｔｕｒｎ−ＯＦＦ ｔｈｙｒｉｓｔｏｒ：ゲートターンオフサイリスタ）、トランジスタなどがあるが、スイッチング素子の種類自体は本発明を限定するものではなく、その他の半導体素子であってもよい。

半導体電力変換器１３内のエネルギー蓄積部２２は、ＤＣＤＣコンバータ２１の第２の直流側に並列に接続される。本実施例では、エネルギー蓄積部２２は、直流コンデンサ５３と、直流コンデンサ５３に対して直列に接続され、直流コンデンサ５３に流入する充電電流を阻止する逆阻止ダイオード５４と、の直列回路からなる。直流コンデンサ５３を初期充電するために、初期充電回路を別途設ける必要があるが、ここでは図示を省略している。

半導体電力変換器１３内の非線形抵抗２３は、エネルギー蓄積部２２に並列に接続され、エネルギー蓄積部２２に印加された直流電圧が、予め設定された電圧（以下、「動作電圧」と称する。）以下の場合は所定の抵抗値を示し、それ以外の場合は所定の抵抗値よりも低い抵抗値を示す素子である。非線形抵抗２３の例としては、ＭＯＶ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｖａｒｉａｂｌｅ Ｒｅｓｉｓｔｏｒ）（「バリスタ」あるいは「アレスタ」とも称する）がある。非線形抵抗２３の動作電圧は、使用するパワーデバイスの電圧定格に制限される。例えば、３．３［ｋＶ］耐圧のパワーデバイスを使用する場合、非線形抵抗２３の動作電圧Ｖ_Clampは３．３［ｋＶ］以下に設定する必要がある。

直流コンデンサ２２と非線形抵抗２３とは並列に接続されているので、第１のインダクタ１１および第２のインダクタ１４に蓄積されたエネルギーによって直流コンデンサ２２が充電される際には、直流コンデンサ２２の充電電圧が徐々に上昇して非線形抵抗２３の動作電圧に達すると、その後は直流コンデンサ２２の充電電圧は非線形抵抗２３の動作電圧にてクランプされ、第１のインダクタ１１および第２のインダクタ１４に蓄積されたエネルギーは非線形抵抗２３にて消費される。なお、エネルギー蓄積部２２および非線形抵抗２３については、上述のような直流コンデンサ２２の充電および非線形抵抗２３による消費の一連の動作を行うものであれば他の素子で実現してもよく、例えば、２次電池あるいは電気二重層キャパシタなどに置き換えてもよい。

第２のインダクタ１４は、半導体電力変換器１３に対して直列に接続される。複数個の半導体電力変換器１３が互いにカスケード接続される場合は、第２のインダクタ１４は、互いにカスケード接続された複数個の半導体電力変換器１３のうちのいずれかの半導体電力変換器に直列に接続される。図３〜図５は、本発明の第１の実施例による回路遮断装置における第２のインダクタの配置例を説明する回路図である。例えば、図３および図４に示すように、第２のインダクタ１４は、カスケード接続の両端に位置する半導体電力変換器１３のうちのいずれかの半導体電力変換器１３の、当該半導体電力変換器１３が接続されていない側に設置される。また例えば、図５に示すように、第２のインダクタ１４は、互いに隣接した半導体電力変換器１３の間に設置される。

なお、半導体電力変換器１３が１個の場合は、第２のインダクタ１４は単に当該半導体電力変換器１３に直列に接続される。

複数個の半導体電力変換器１３がカスケード接続される場合および半導体電力変換器１３が１個の場合のいずれの場合であっても、半導体電力変換器１３および第２のインダクタ１４が同一配線上に位置してなるユニットは、開閉器１２に対して並列に接続される。すなわち、半導体電力変換器１３および第２のインダクタ１４が同一配線上に位置してなるユニットは、第１のインダクタ１１と開閉器１２との接続点Ａに接続される。

本発明の第１の実施例では、上述のように第１のインダクタ１１、開閉器１２、半導体電力変換器１３および第２のインダクタ１４を結線する。第１の外部接続端子Ｔ₁および第２の外部接続端子Ｔ₂それぞれに対応してグランド端子Ｇ₁およびＧ₂が設けられる。

なお、本実施例では、回路遮断装置１が直流遮断器として動作する場合について説明したが、回路遮断装置２は直流遮断器として動作するほかに交流遮断器としても動作可能であり、この場合は、端子Ｇ₁およびＧ₂は第１の外部接続端子Ｔ₁および第２の外部接続端子Ｔ₂の極性とは反対の極性を有する端子となる。また、回路遮断装置１が交流遮断器として動作する場合、半導体電力変換器１３内のＤＣＤＣコンバータ２１は、ＤＣＡＣコンバータ（直流交流変換器）として動作する。この場合、ＤＣＡＣコンバータの直流側は上述の「第２の直流側」に相当し、交流側は上述の「第１の直流側」に相当する。

図１に示す例では、第１の外部接続端子Ｔ₁およびグランド端子Ｇ₁からなる側を電源側とし、第２の外部接続端子Ｔ₂およびグランド端子Ｇ₂からなる側を負荷側としている。したがって、第１のインダクタ１１は事故電流制限用インダクタとして機能し、第２のインダクタ１４は電流制御用インダクタとして機能する。

これ以降、電源側直流電圧をＶ_dc、負荷電圧をｖ_L、機械的遮断器２４の両端に現れる電圧をｖ_CB、機械的断路器２６の両端に現れる電圧をｖ_DS、半導体電力変換器１３のカスケード接続される側の半導体電力変換器１３の合計電圧をｖ_HBで表す。また、各半導体電力変換器１３に並列に接続された直流コンデンサの電圧をｖ_C1、・・・、ｖ_CNで表す（ただし、Ｎは自然数）。非線形抵抗２３の両端に現れる電圧をｖ_MOVで表す。また、第１の外部接続端子Ｔ₁から接続点Ａに流れる電流を電源電流ｉ_Sとし、接続点Ａから第２の外部接続端子Ｔ₂に流れる電流を負荷電流ｉ_CBとし、接続点Ａから半導体電力変換器１３へ流れる電流を変換器電流ｉ_Conとする。なお、図中の電圧および電流については、それぞれ矢印の向きを正としている。

図６は、本発明の第１の実施例による回路遮断装置における制御系を説明するブロック図である。回路遮断装置１は、その制御系として、過電流検出部３１および制御部３２を有する。

過電流検知部３１は、第２の外部接続端子Ｔ₂に接続された負荷側の外部配線上において過電流が発生したか否かを検知する。本実施例では、第２の外部接続端子Ｔ₂およびグランド端子Ｇ₂からなる側を負荷側としたので、過電流検知部３１は、第２の外部接続端子Ｔ₂に接続された負荷側の外部配線上の過電流の発生の有無を検知するものとしたが、第１の外部接続端子Ｔ₁およびグランド端子Ｇ₁からなる側を負荷側とした場合は、過電流検知部３１は、第１の外部接続端子Ｔ₁に接続された負荷側の外部配線上の過電流の発生の有無を検知するようにすればよい。過電流検出部３１による過電流発生の検知は公知の方法で実現すればよい。例えば、地絡や短絡などの事故が発生すると電源電流ｉ_Sが増加するので、電流検出器（図示せず）を用いて電源電流ｉ_Sを常時監視し、電源電流ｉ_Sが定格電流より所定の値だけ大きくなった場合に「過電流発生」と判定する。過電流発生の判断に用いられる基準電流値は、例えば定格電流１２０％に設定するなど、必要に応じて適宜設定すればよい。

制御部３２は、開閉器１２内の機械的遮断器２４および機械的断路器２６に対する開極動作ならびに半導体電力変換器１３の電力変換動作を制御する。すなわち、制御部３２は、過電流検知部３１による過電流の検知後、機械的遮断器２４に対して開極動作の開始を指令する機械的遮断器用開極指令を出力する第１の指令手段４１と、過電流検知部３１による過電流の検知後、機械的遮断器用開極指令に基づき機械的遮断器２４の開極動作が完了するまでの間に機械的遮断器２４に流れる電流を略ゼロに収束させる直流電流を、半導体電力変換器１３に出力させる電力変換指令を出力する第２の指令手段４２と、機械的遮断器用開極指令が出力されてから所定の期間経過後、機械的断路器２６に対して開極動作の開始を指令する機械的断路器用開極指令を出力する第３の指令手段４３と、機械的遮断器２４の開極動作が完了した時に、半導体電力変換器１３内の半導体スイッチＳをオフする指令を出力する第４の指令手段４４と、を有する。

第１の指令手段４１、第２の指令手段４２、第３の指令手段４３および第４の指令手段４４は、例えばソフトウェアプログラム形式で構築されてもよく、あるいは各種電子回路とソフトウェアプログラムとの組み合わせで構築されてもよい。例えばこれらの手段をソフトウェアプログラム形式で構築する場合は、制御部３２内の演算処理装置はこのソフトウェアプログラムに従って動作することで上述の各手段の機能が実現される。

図７は、本発明の第１の実施例による回路遮断装置の動作フローを示すフローチャートである。ここでは一例として、時刻ｔ₀で負荷側に地絡もしくは短絡の事故が発生して過電流が発生した場合を考える。

回路遮断装置１は、負荷側に過電流が発生していないとき、正常動作を行う（ステップＳ１０１）。すなわち正常時では開閉器１２内の機械的遮断器２４および機械的断路器２６はオンされて電源側から負荷側に電力が供給される。このとき、半導体電力変換器１３内の各ダイオードＤが機能することにより、半導体電力変換器１３そのものはダイオードとして動作し、変換器電流ｉ_Conはゼロとなる。したがって、正常時の回路遮断装置１の定常損失はゼロである。なお、半導体電力変換器１３内のコンデンサＣは初期充電されているものとする。

正常時においては、キルヒホッフの電流則より、負荷電流ｉ_CBと電源電流ｉ_Sとは等しく、すなわち「ｉ_CB＝ｉ_S」である。また、第１のインダクタＬ₁における電圧降下は、正常時ではゼロとなるため、負荷電圧ｖ_Lと電源側直流電圧Ｖ_dcとは等しく、すなわち「ｖ_L＝Ｖ_dc」である。

ステップＳ１０２において、過電流検知部３１は、第２の外部接続端子Ｔ₂に接続された負荷側の外部配線上において過電流が発生したか否かを検知する。過電流検知部３１が過電流を検知しなかったときはステップＳ１０１に戻り正常動作を継続する。過電流検知部３１が過電流を検知したときはステップＳ１０３へ進む。

例えば時刻ｔ₁で過電流検知部３１が過電流の発生を検知したと仮定する。このとき、回路遮断装置１について、開閉器１２における電圧降下を無視すると、式１に示される回路方程式が成立する。

式１から、電源電流ｉ_Sおよび負荷電流ｉ_CBは式２のように表される。ただし、式２において、Ｉ₀は時刻ｔ₀における電流を表す。

式２から分かるように、電源電流ｉ_Sおよび負荷電流ｉ_CBは「Ｖ_dc／Ｌ₁」の傾きで１次関数的に増加する。すなわち、第１のインダクタ１１のインダクタンスＬ₁を増加させれば事故時の電流増加率を抑制できる。短絡や地絡事故が発生すると電源電流ｉ_Sは増加するため、過電流検知部３１は、電流検出器（図示せず）を用いて電源電流ｉ_Sを常時監視し、電源電流ｉ_Sが定格電流より所定の値だけ大きくなった場合（例えば定格電流１２０％）に「過電流発生」と判定する（時刻ｔ₁）。事故発生から事故判断に要する時間「ｔ₁−ｔ₀」は電源側直流電圧Ｖ_dc、第１のインダクタのインダクタンスＬ₁、負荷、基準電流値などに依存する。

ステップＳ１０２において過電流検知部３１が過電流を検知したとき、ステップＳ１０３において、制御部３２の第２の指令手段４２は、開極指令が出力されてから機械的遮断器２４の開極動作が完了するまでの間に機械的遮断器２４に流れる電流を略ゼロに収束させる直流電流を、半導体電力変換器１３に出力させる電力変換指令を出力する。

また、ステップＳ１０２において過電流検知部３１が過電流を検知したとき、ステップＳ１０３において、制御部３２の第１の指令手段４１は、機械的遮断器２４に対して開極動作の開始を指令する機械的遮断器用開極指令を出力する。

なお、ステップＳ１０３における処理とステップＳ１０４における処理は同時に実行してもよく、またあるいは、ステップＳ１０３とステップＳ１０４の処理の順番を入れ替えて実行してもよい。

ステップＳ１０４において機械的遮断器２４に機械的遮断器用開極指令を与えると、機械的遮断器２４は開極動作を開始するが（ステップＳ１０５）、しかしながら直ちに開極動作を完了するのではなく、機械的遮断器２４の機械的構造に起因する遅れ時間が発生し、実際には第１の指令手段４１による機械的遮断器用開極指令の出力から少し遅れて機械的遮断器２４は開極動作を完了する。例えば、直流電圧が数１０［ｋＶ］クラスでは１［ｍｓ］以下、数１００［ｋＶ］クラスでは２［ｍｓ］程度の遅れ時間が発生する。上述のように、機械的遮断器２４は電流が非常に小さい値（例えば数[ｍＡ]〜数十[ｍＡ]）の時に電流路を遮断することが可能であるため、機械的遮断器２４を流れる負荷電流ｉ_CBをできるだけゼロになるようにする必要がある。そこで、ステップＳ１０３において、制御部３２の第２の指令手段４２は、開極指令が出力されてから機械的遮断器２４の開極動作が完了するまでの間に機械的遮断器２４に流れる電流を略ゼロに収束させる直流電流を、半導体電力変換器１３に出力させる電力変換指令を出力する。半導体電力変換器１３内のＤＣＤＣコンバータ２１内にある半導体スイッチの半導体スイッチング素子Ｓは受信した電力変換指令に基づいてＰＷＭスイッチング動作を行う。これにより、半導体電力変換器１３は電圧ｖ_HBを出力する制御電圧源として動作することと等価になる。このとき、式３のような回路方程式が成立する。

本発明の第１の実施例では、制御電圧源については、一例としてＰＩ制御にて実現し、ｖ_HBを式４で与える。式４において、Ｋ_pは比例ゲインを表し、Ｋ_Iは積分ゲインを表し、ｉ^* _Conは変換器電流の指令値を表す。なお、本実施例ではＰＩ制御を適用したが、ＰＩ制御以外の電流制御を適用してもよい。

式４において、右辺はフィードバック制御（ＰＩ）に相当する。式４を式３に代入すると式５が得られる。

式５に示すように、変換器電流ｉ_Conはその指令値ｉ^* _Conに対して２次遅れで応答する。このとき、変換器電流の指令値ｉ^* _Conをｉ_Sに設定して変換器電流ｉ_Conを電源電流ｉ_Sに一致させる制御を行えば、負荷電流ｉ_CBをゼロにすることができる。負荷電流ｉ_CBをゼロにするのに要する時間（すなわち、変換器電流ｉ_Conを電源電流ｉ_Sに一致させるのに要する時間）は、半導体電力変換器１３のキャリア周波数、等価スイッチング周波数、ディジタル制御手法に依存する。例えば低損失かつ高スイッチング周波数動作を実現可能な高圧ＳｉＣ ＭＯＳＦＥＴを用いれば、負荷電流ｉ_CBをゼロにするのに要する時間を１［ｍｓ］以下に実現することは十分可能である。

以上を踏まえ、式４に基づく電力変換指令の生成原理を説明すると次の通りである。図８は、本発明の第１の実施例による回路遮断装置内の半導体電力変換器における変換器電流を制御するための電力変換指令を説明する制御ブロック図である。変換器電流の制御では、フィードバック制御を使用する。フィードバック制御に係るブロックＢ１では、電流検出器（図示せず）によって検出された変換器電流ｉ_Conと電流検出器（図示せず）によって検出された電源電流ｉ_Sの差分に対しＰＩ制御を適用することで偏差「ｉ_Con−ｉ_S」を抑制する。ブロックＢ１の出力より各半導体電力変換器１３に対する電力変換指令ｖ^* _jが生成される。各半導体電力変換器１３に対する電力変換指令ｖ^* _jは、ブロックＢ４_jにて直流コンデンサ電圧ｖ_Cj（ただし、ｊ＝１〜Ｎ）で規格化した後、一般的なＰＷＭ変調法（三角波比較）を適用して各半導体電力変換器１３内の半導体スイッチＳへ与えられる。ここで、各半導体電力変換器１３のＰＷＭ制御に用いられる三角波キャリアの初期位相を１８０°／Ｎ移相する「位相シフトＰＷＭ」を適用すれば、等価スイッチング周波数を増加できる。具体的には、キャリア周波数をｆ_Cとすると、等価スイッチング周波数は２Ｎｆ_Cとなる。等価スイッチング周波数を高く設定することで、電流制御系の向上と電流制御インダクタとしての第２のインダクタ１４のインダクタンスの低減を実現できる。

一般に、高圧用途の半導体電力変換器のスイッチング周波数は、スイッチング損失低減の観点から数１００［Ｈｚ］に設定される。一方、本発明の第１の実施例による回路遮断装置１内の半導体電力変換器１３は事故発生時のみＰＷＭ動作を行うため、スイッチング損失の増大は問題とならない。半導体電力変換器１３として例えば３．３［ｋＶ］／１５００［Ａ］のＳｉＣパワーモジュール（ＳｉＣ ＭＯＳＦＥＴとＳｉＣ ＳＢＤ（Ｓｃｈｏｔｔｋｙ Ｂａｒｒｉｅｒ Ｄｉｏｄｅ））を使用した場合、ＰＷＭ変調には数［kHz］のキャリア周波数適用が想定され、電流制御性の向上が期待できる。同一キャリア周波数を想定した場合、半導体電力変換器１３のカスケード数が多くなるような高圧用途において電流制御性が向上する。

図５に戻ると、ステップＳ１０５において、機械的遮断器２４は、制御部３２内の第２の指令手段４２からの開極指令に応じて開極動作を開始する。上述のように機械的遮断器２４は電流が非常に小さい値（例えば数[ｍＡ]〜数十[ｍＡ]）の時に電流路を遮断することが可能であるが、ステップＳ１０３における機械的遮断器２４に流れる電流を略ゼロにする処理は、機械的遮断器用開極指令が出力されてから機械的遮断器２４の開極動作が完了するまでに要する時間よりも十分短い時間に実行される。

機械的遮断器２４の開極動作が完了した後（すなわち第１の指令手段４１により機械的遮断器用開極指令が出力されてから所定の期間経過後）、制御部３２内の第３の指令手段４３は、ステップＳ１０６において、機械的断路器２６に対して開極動作の開始を指令する機械的断路器用開極指令を出力する（時刻ｔ₂）。なお、機械的遮断器２４が機械的遮断器用開極指令を受信してから開極動作が完了するまでに要する時間は実験や機械的遮断器２４の仕様書などにより知ることができるので、第３の指令手段４３による機械的断路器用開極指令を出力するタイミングは、その時間を考慮して、第１の指令手段４１により機械的遮断器用開極指令が出力されてから所定の期間経過後に設定すればよい。

ステップＳ１０７において、機械的断路器２６は、第３の指令手段４３からの機械的断路器用開極指令に応じて開極動作を開始する。

機械的断路器２６の開極動作が完了した後、ステップＳ１０８において、制御部３２内の第４の指令手段４４は、半導体電力変換器１３内の全ての半導体スイッチＳをオフする指令を出力する（時刻ｔ₃）。制御部３２内の第３の指令手段４３によるオフ指令を受信して半導体電力変換器１３内の全ての半導体スイッチＳはターンオフし、電力変換動作は終了する。これにより、半導体電力変換器１３内の各ダイオードＤのみが機能することになる。このとき、第１のインダクタ１１および第２のインダクタ１４の蓄積エネルギーは、帰環ダイオードＤを介して直流コンデンサ２２および非線形抵抗２３に放出される。直流コンデンサ２２と非線形抵抗２３とは並列に接続されているので、半導体スイッチＳのターンオフ後（すなわち時刻ｔ₃以降の期間）は、第１のインダクタ１１および第２のインダクタ１４の蓄積エネルギーによって直流コンデンサ２２が充電され、電圧ｖ_cは、徐々に上昇した後、非線形抵抗２３の動作電圧Ｖ_Clampでクランプされる。直流コンデンサ２２が当該動作電圧まで充電された後は、蓄積エネルギーは非線形抵抗２３にて消費される。

蓄積エネルギーによって直流コンデンサ２２が非線形抵抗２３の動作電圧まで充電されるまでは、式６に示す回路方程式が成立する。

式６より、直流コンデンサ２２の電圧ｖ_Cおよび電源電流ｉ_S（＝ｉ_Con）は２階定数係数線形微分方程式を解くことで算出できる。

直流コンデンサ２２が当該動作電圧まで充電された後は、式７に示す回路方程式が成立する。式７において、非線形抵抗２３の動作電圧をＶ_Clampとする。

式７より、電源電流ｉ_Sおよび変換器電流ｉ_Conは１階定数係数線形微分方程式を解くことで算出できる。

次に、本発明の第１の実施例による回路遮断装置のシミュレーション結果および実験結果について説明する。図９は、シミュレーションおよび実験に用いた回路パラメータを説明する図である。シミュレーションには「ＰＳＣＡＤ／ＥＭＴＤＣ」を使用した。定格直流電源電圧Ｖ_dcは３００［Ｖ］、定格電源電流Ｉ_Sは１５０［Ａ］、負荷Ｒは２［Ω］とした。第１のインダクタ（事故時電流制限用インダクタ）のインダクタンスＬ₁は、電流増加率Ｖ_dc／Ｌ₁が５０［Ａ／ｍｓ］となるよう６［ｍＨ］とした。また、半導体電力変換器１３の個数Ｎは３個とした。半導体電力変換器１３の三角波キャリアには位相シフトＰＷＭを適用した。半導体電力変換器１３の半導体スイッチング素子にはＩＧＢＴを用いた。単位静電定数Ｈは、直流コンデンサの全静電エネルギーを変換器容量で規格化した値（単位は［ｓ］）であり、式８で表せる。式８においてＰは定格容量（単位は[Ｗ]）である。

また、半導体スイッチング素子のデッドタイムは４[μｓ]とした。また、事故発生の判断に用いられる基準電流値は定格電流１２０％に設定した。また、非線形抵抗２３は、動作電圧Ｖ_Clampを３００［Ｖ］とし、印加される電圧が３００［Ｖ］以下の場合は無限大の抵抗値を示し、３００［Ｖ］以上は抵抗値がゼロを示すものとした。

図１０は、本発明の第１の実施例による回路遮断装置の実験波形を示す図である。また、図１１は、図１０の拡大波形（機械的遮断器および機械的断路器が開極する前後の波形）を示す図である。図１０および後述する図１２において、接続点Ａから第２の外部接続端子Ｔ₂に流れる負荷電流ｉ_CB、接続点Ａから半導体電力変換器１３へ流れる変換器電流ｉ_Con、機械的遮断器２４の両端に現れる電圧ｖ_CB、機械的断路器２６の両端に現れる電圧ｖ_DSを示す。図１１および後述する図１３において、接続点Ａから第２の外部接続端子Ｔ₂に流れる負荷電流ｉ_CB、機械的遮断器２４の両端に現れる電圧ｖ_CB、機械的断路器２６の両端に現れる電圧ｖ_DSを示す。回路遮断装置１に抵抗負荷（２［Ω］）を接続したときに時刻ｔ₀の時点で回路遮断装置１の至近端で短絡事故が発生した場合を考える。

短絡事故が発生する時刻ｔ₀以前における半導体電力変換器１３は、半導体電力変換器１３内の各ダイオードＤが機能することにより、半導体電力変換器１３そのものはダイオードとして動作する。この場合、負荷電流ｉ_CBは電源電流ｉ_Sと同じ１５０［Ａ］となり、キルヒホッフの電流則より変換器電流ｉ_Conは０［Ａ］となる。

時刻ｔ₀において短絡事故が発生したとき、開閉器１２に流れる電流をゼロに収束させる直流電流を半導体電力変換器１３に出力させる電力変換指令を出力する。これにより半導体電力変換器１３内の半導体スイッチＳは受信した電力変換指令に基づいてＰＷＭスイッチング動作を行い、変換器電流ｉ_Conは増加する。

図１０および図１１に示すように、時刻ｔ₁で機械的遮断器２４が開極すると機械的遮断器２４にはサージ電圧が発生するが、機械的遮断器２４に並列に接続されたスナバ回路２５により、サージ電圧は−４０[Ｖ]に抑制できる。時刻ｔ₂以降も、半導体電力変換器１３は電力変換動作を継続するので、スナバ回路２５を介して負荷電流ｉ_Lが流れる。スナバ回路２５を流れる電流は、スナバ用コンデンサ５１があるため、直流成分は流れず、交流成分のみ流れる。交流電流のｐｅａｋ−ｔｏ−ｚｅｒｏの値は約１．５[Ａ]である。時刻ｔ₂における負荷電流ｉ_CBは０[Ａ]であり、機械的断路器２６はサージ電圧を発生することなく開極している。半導体電力変換器１３の電力変換動作開始から電流遮断までの所要時間「ｔ₄−ｔ₀」は６．８[ｍｓ]であり、回路遮断装置１により高速遮断を実現できていることがわかる。

図１２は、本発明の第１の実施例による回路遮断装置のシミュレーション波形を示す図である。また、図１３は、図１２の拡大波形（機械的遮断器および機械的断路器が開極する前後の波形）を示す図である。シミュレーションでは、図１０および図１１を参照して説明した実験の際に使用した回路パラメータと同じものを使用した。図１０および図１１に示す実験結果と図１２および図１３に示すシミュレーション結果とを比較すると、変換器電流ｉ_Conについて、シミュレーションでは傾きが連続的であるのに対して、実験では不連続に変化していることが分かる。その理由として、第２のインダクタ１４に使用する鉄心の非線形磁気飽和特性の影響が挙げられる。より詳細にいえば、変換器電流ｉ_Conが大きくなるほど第２のインダクタ１４のインダクタンス値は低減する。第２のインダクタ１４の非線形性の影響は変換器電圧ｖ_CBと負荷電流ｉ_CBにも表れている。図１１に示す実験結果と図１３に示すシミュレーション結果とを比較すると、変換器電圧ｖ_CBと負荷電流ｉ_CBの振幅は実験の方が大きい。なお、機械的遮断器２４の開極時に発生するサージ電圧のピーク値は開極時の電流値が大きいほど大きくなる。図１３から分かるように、実験では電力変換動作を終了（すべての半導体スイッチング素子をターンオフ）した時刻ｔ₃で、機械的断路器２６の両端に現れる電圧ｖ_DSにはサージ電圧が発生している。これは、実験に使用した半導体電力変換器１３のＩＧＢＴモジュールの内部インダクタンスと回路実装に伴う配線インダクタンスに起因するものである。シミュレーションでは、これらのインダクタンスを考慮していないためサージ電圧は発生していない。

図２１は、本発明の第２の実施例による回路遮断装置を説明する回路図である。

本発明の第２の実施例による回路遮断装置２において、エネルギー蓄積部２２は、非線形抵抗２３に並列に接続される第１のコンデンサ５５と、第１のコンデンサ５５の静電容量より大きい静電容量と第１のコンデンサ５５の充電電圧よりも低い充電電圧とを有する第２のコンデンサ５６と、第２のコンデンサ５６に対して直列に接続され、第２のコンデンサ５６に流入する充電電流を阻止する逆阻止ダイオード５４と、を有する。第２のコンデンサ５６と逆阻止ダイオード５４とからなる直列回路が、第１のコンデンサ５５に対して並列に接続される。第１のコンデンサ５５はスナバ用コンデンサとして機能し、第２のコンデンサ５６放電用コンデンサとして機能する。

このように、第２の実施例は、図１に示した第１の実施例におけるエネルギー蓄積部２２内の直流コンデンサ５３および逆阻止ダイオード５４に対して（図１４の第２のコンデンサ５６および逆阻止ダイオード５４に対応）に対して並列に、第１のコンデンサ５５を接続したものである。これにより、スナバ用コンデンサとして機能する第１のコンデンサ５５の静電容量Ｃ₁は、放電用コンデンサとして機能する第２のコンデンサ５６の静電容量Ｃ₂のとは無関係にサージ電圧抑制という本来の機能に限定することが可能となり、図１に示した実施例におけるエネルギー蓄積部２２に比べて、大幅に小さくすることができる。一例を挙げると、放電用コンデンサとして機能する第２のコンデンサ５６の静電容量Ｃ₂を０．２［Ｆ］、充電電圧を４０［Ｖ］に設定し、スナバ用コンデンサとして機能する第１のコンデンサ５５の静電容量Ｃ₁を０．１［μＦ］に設定することができる。

本発明の第２の実施例による回路遮断装置２の動作を説明すると次の通りである。半導体電力変換器１３内のエネルギー蓄積部２２内の第１のコンデンサ５５および第２のコンデンサ５６について、初期充電回路（図示せず）によって予め充電しておく。短絡事故が発生する時刻ｔ₀以前の正常時の回路遮断装置２では、開閉器１２内の機械的遮断器２４および機械的断路器２６はオンされて電源側から負荷側に電力が供給される。このとき、半導体電力変換器１３内の各ダイオードＤが機能することにより、半導体電力変換器１３そのものはダイオードとして動作し、変換器電流ｉ_Conはゼロとなり、電源電流ｉ_Sと負荷電流ｉ_CBは同一となる。このとき、第１のコンデンサ５５および第２のコンデンサ５６の電圧はともに初期充電回路によって予め充電された値となる。

時刻ｔ₀で過電流検知部３１が過電流の発生を検知した直後は、電源電流ｉ_Sおよび負荷電流ｉ_CBは式２に示すように「Ｖ_dc／Ｌ₁」の傾きで１次関数的に増加する。過電流検知部３１は、電源電流ｉ_Sが定格電流より所定の値大きくだけなった場合（例えば定格電流１２０％）に「過電流発生」と判定する。すると、制御部３２の第１の指令手段４１は、機械的遮断器２４に対して開極動作の開始を指令する機械的遮断器用開極指令を出力する。上述のように、機械的遮断器２４に機械的遮断器用開極指令を与えても機械的遮断器２４は直ちに開極動作を完了するのではなく、実際には少し遅れて開極動作を完了する。

制御部３２の第２の指令手段４２は、機械的遮断器用開極指令が出力されてから機械的遮断器２４の開極動作が完了するまでの間に機械的遮断器２４に流れる電流を略ゼロに収束させる直流電流を、半導体電力変換器１３に出力させる電力変換指令を出力する。半導体電力変換器１３内のＤＣＤＣコンバータ２１内にある半導体スイッチの半導体スイッチング素子Ｓは受信した電力変換指令に基づいてＰＷＭスイッチング動作を行う。これにより、エネルギー蓄積部２２内の第２のコンデンサ５６に蓄積されていたエネルギーがＤＣＤＣコンバータ２１によって変換されて、半導体電力変換器１３から機械的遮断器２４に流れる電流を略ゼロに収束させる直流電流が出力される。機械的遮断器２４の開極動作が完了した後（すなわち第１の指令手段４１により機械的遮断器用開極指令が出力されてから所定の期間経過後）、制御部３２内の第３の指令手段４３は、機械的断路器２６に対して開極動作の開始を指令する機械的断路器用開極指令を出力する。これにより、機械的断路器２６は、第３の指令手段４３からの機械的断路器用開極指令に応じて開極動作を開始する。機械的断路器２６の開極動作が完了したとき、制御部３２内の第４の指令手段４４は、半導体電力変換器１３内の全ての半導体スイッチＳをオフする指令を出力する。制御部３２内の第４の指令手段４４によるオフ指令を受信して半導体電力変換器１３内の全ての半導体スイッチＳはターンオフし、電力変換動作は終了する。これにより、半導体電力変換器１３内の各ダイオードＤのみが機能することになる。このとき、第１のインダクタ１１および第２のインダクタ１４の蓄積エネルギーは、帰環ダイオードＤを介して第１のコンデンサ５５に放出され、第１のコンデンサ５５の電圧は徐々に上昇する。第１のコンデンサ５５の電圧が第２のコンデンサ５６の電圧よりも大きくなると、逆阻止ダイオード５４が第２のコンデンサ５６に充電電流が流れ込むことを阻止するので、第２のコンデンサ５６をＤＣＤＣコンバータ２１の第２の直流側から電気的に切り離すことができる。第１のコンデンサ５５の静電容量Ｃ₁は第２のコンデンサ５６の静電容量Ｃ₂よりも小さいので、第１のコンデンサ５５の電圧は急速に立ち上がる。第１のコンデンサ５５の電圧が上昇し、非線形抵抗２３の動作電圧Ｖ_Clampに達すると、第１のインダクタ１１および第２のインダクタ１４の蓄積エネルギーは非線形抵抗２３にて消費される。上述のように、第１のコンデンサ５５の電圧は急速に立ち上がるので、非線形抵抗２３の動作電圧Ｖ_Clampに到達する時間を、図１の第１の実施例の場合に比べて大幅に短縮でき、結果的に遮断時間を大幅に短縮することが可能となる。上述した以外の回路構成および動作については図１の第１の実施例の場合と同様であるので、説明は省略する。

１、２ 回路遮断装置
１１ 第１のインダクタ
１２ 開閉器
１３ 半導体電力変換器
１４ 第２のインダクタ
Ｔ₁ 第１の外部接続端子
Ｔ₂ 第２の外部接続端子
２１ ＤＣＤＣコンバータ
２２ エネルギー蓄積部
２３ 非線形抵抗
２４ 機械的遮断器
２５ スナバ回路
２６ 機械的断路器
３１ 過電流検出部
３２ 制御部
４１ 第１の指令手段
４２ 第２の指令手段
４３ 第３の指令手段
４４ 第４の指令手段
５１ スナバ用コンデンサ
５２ スナバ用抵抗
５３ 直流コンデンサ
５４ 逆阻止ダイオード
５５ 第１のコンデンサ
５６ 第２のコンデンサ

Claims (8)

1. 第１の外部接続端子を有する第１のインダクタと、
   前記第１のインダクタに対して直列に接続され、前記第１のインダクタが接続される側とは反対側に第２の外部接続端子を有する開閉器であって、指令に応じて開極して電流路を遮断する機械的遮断器と、前記機械的遮断器に対して並列に接続されるスナバ回路と、前記機械的遮断器と前記スナバ回路とからなる並列回路に対して直列に接続され、指令に応じて開極して電流路を遮断する機械的断路器とからなる開閉器と、
   前記第１のインダクタと前記開閉器とを接続する配線から分岐した配線上に設けられる、１個もしくは互いにカスケード接続された複数個の半導体電力変換器であって、内部に設けられた半導体スイッチを指令に応じてスイッチング動作させることにより、所定の直流電流を出力する半導体電力変換器と、
   前記半導体電力変換器に対して直列に接続される第２のインダクタと、
   を備え、
   前記半導体電力変換器は、
   前記半導体スイッチのスイッチング動作により、前記第２のインダクタまたは当該半導体電力変換器とは異なる他の前記半導体電力変換器が接続される第１の直流側と該第１の直流側とは反対側の第２の直流側とのうち一方から入力された直流電流を所望の大きさおよび極性の直流電流に変換してもう一方に出力するＤＣＤＣコンバータであって、直流電流の入出力方向を前記第１の直流側と前記第２の直流側との間で双方向に切換え可能なＤＣＤＣコンバータと、
   前記ＤＣＤＣコンバータの前記第２の直流側に並列に接続されるエネルギー蓄積部と、
   前記エネルギー蓄積部に並列に接続され、前記エネルギー蓄積部に印加された直流電圧が、予め設定された電圧以下の場合は所定の抵抗値を示し、それ以外の場合は前記所定の抵抗値よりも低い抵抗値を示す非線形抵抗と、
   を有し、
   前記半導体電力変換器および前記第２のインダクタが同一配線上に位置してなるユニットが、前記開閉器に対して並列に接続されることを特徴とする回路遮断装置。
2. 前記エネルギー蓄積部は、コンデンサと、前記コンデンサに対して直列に接続され、前記コンデンサに流入する充電電流を阻止する逆阻止ダイオードとからなる、請求項１に記載の回路遮断装置。
3. 前記エネルギー蓄積部は、
   前記非線形抵抗に並列に接続される第１のコンデンサと、
   前記第１のコンデンサの静電容量より大きい静電容量と前記第１のコンデンサの充電電圧よりも低い充電電圧とを有する第２のコンデンサと、
   前記第２のコンデンサに対して直列に接続され、前記第２のコンデンサに流入する充電電流を阻止する逆阻止ダイオードと、
   を有し、
   前記第２のコンデンサと前記逆阻止ダイオードとからなる直列回路が、前記第１のコンデンサに対して並列に接続される、請求項１に記載の回路遮断装置。
4. 前記第２のインダクタは、互いにカスケード接続された複数個の前記半導体電力変換器のうちのいずれかの半導体電力変換器に直列に接続される、請求項１〜３のいずれか一項に記載の回路遮断装置。
5. 前記第１の外部接続端子もしくは前記第２の外部接続端子に接続された外部配線上において過電流が発生したか否かを検知する過電流検知部と、
   前記機械的遮断器および前記機械的断路器に対する開極動作ならびに前記半導体電力変換器の電力変換動作を制御する制御部と、
   を備え、
   前記制御部は、
   前記過電流検知部による過電流の検知後、前記機械的遮断器に対して開極動作の開始を指令する機械的遮断器用開極指令を出力する第１の指令手段と、
   前記過電流検知部による過電流の検知後、前記機械的遮断器用開極指令に基づき前記機械的遮断器の開極動作が完了するまでの間に前記機械的遮断器に流れる電流を略ゼロに収束させる直流電流を、前記半導体電力変換器に出力させる電力変換指令を出力する第２の指令手段と、
   前記機械的遮断器用開極指令が出力されてから所定の期間経過後、前記機械的断路器に対して開極動作の開始を指令する機械的断路器用開極指令を出力する第３の指令手段と、
   前記機械的遮断器の開極動作が完了した時に、前記半導体電力変換器内の前記半導体スイッチをオフするオフ指令を出力する第４の指令手段と、
   を有する、請求項１〜４のいずれか一項に記載の回路遮断装置。
6. 前記スナバ回路は、スナバ用コンデンサとスナバ用抵抗との直列回路からなる、請求項１〜５のいずれか一項に記載の回路遮断装置。
7. 前記半導体スイッチは、
   オン時に一方向に電流を通す半導体スイッチング素子と、
   該半導体スイッチング素子に逆並列に接続された帰環ダイオードと、
   を有する、請求項１〜６のいずれか一項に記載の回路遮断装置。
8. 前記機械的遮断器は、
   固定接触子と、
   前記固定接触子に接触する閉路位置と前記固定接触子から分離される開路位置との間を移動可能な可動接触子と、
   を有する、請求項１〜７のいずれか一項に記載の回路遮断装置。

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