JP6456154B2 - 回路遮断器 - Google Patents

Description

本発明は、地絡や短絡などの事故発生時に電流路を遮断する回路遮断器に関し、特に、機械スイッチ方式と半導体スイッチ方式とを併用したハイブリッド方式の回路遮断器に関する。

近年、直流を用いた給電システムが注目されている。直流給電システムは、既存の交流給電システムと比較して変換器損失、送電損失および設置コストを低減できる利点がある。日本では、例えば、直流３８０［Ｖ］、変換器容量５００［ｋＷ］クラスの直流給電システム、路面電車（６００［Ｖ］、７５０［Ｖ］）や直流電車（１０００［Ｖ］、１５００［Ｖ］）用の直流給電システムなどが実用化されている。また、数１０［ｋＶ］以上の高圧用途では、例えば将来の洋上風力発電システムの大量設置を想定し、電圧形変換器を用いた多端子直流送電システム（ＨＶＤＣ:ｈｉｇｈ−ｖｏｌｔａｇｅ ｄｉｒｅｃｔ−ｃｕｒｒｅｎｔ）の導入が期待されている。

直流給電システムにおいて地絡事故や短絡事故が発生した場合、過電流が発生する。事故発生からの電流の増加率（［Ａ／ｓ］）は、直流給電システムが有する直流インダクタンスに反比例する。例えば電圧形変換器を用いて直流電圧を生成した場合、直流インダクタンスが小さいため、過電流が生じる恐れがあるので、高速に動作可能な直流遮断器を設置する必要がある。

直流遮断器は、機械スイッチ方式、半導体スイッチ方式、およびハイブリッド方式の３種類に分類できる。

このうち、機械スイッチ方式は、例えば、真空遮断器、ガス遮断器もしくは空気吹付遮断器などの機械的遮断器（サーキットブレーカ：Ｃｉｒｃｕｉｔ Ｂｒｅａｋｅｒ）とＬＣ共振回路とを用いて電流を遮断するものである（例えば、非特許文献１参照。）。機械スイッチ方式では、パワーデバイスを使用しないため定常損失は発生しない。

また、半導体スイッチ方式は、パワーデバイス（電力用半導体素子）を用いて遮断器を構成することで、高速な遮断時間（１［ｍｓ］以下）を実現する（例えば、非特許文献２参照。）。

また、ハイブリッド方式は、高速動作可能な機械的遮断器とパワーデバイスとを併用することで、電流の高速遮断と損失低減を両立する点に特長があり、各種回路が提案されている（例えば、非特許文献３参照。）。図１７は、一般的なハイブリッド方式の回路遮断器を例示する回路図である。例えば図１７に示すように、ハイブリッド方式の回路遮断器１００は、電流制限用インダクタ６１、機械的遮断器（サーキットブレーカ：Ｃｉｒｃｕｉｔ Ｂｒｅａｋｅｒ）６２、転流補助半導体スイッチ６３、主半導体スイッチ６４、アレスタ（非線形抵抗）６５より主回路を構成する。正常時は電流制限用インダクタ６１、機械的遮断器６２、転流補助半導体スイッチ６３を介して負荷に電力を供給し、地絡や短絡などの事故時には転流補助半導体スイッチ６３をターンオフすることで主半導体スイッチ６４に転流する。転流補助半導体スイッチ６３の必要耐圧は主半導体スイッチ６４の数％程度であるため、半導体スイッチ方式と比較し定常損失を低減できる利点がある。また、転流に必要な時間は０．２［ｍｓ］以下であり、１［ｍｓ］以内に開極可能な機械的遮断器６２を用いることで、遮断時間を２［ｍｓ］以下にすることができる。

Ｂ・バックマン（Ｂ．Ｂａｃｈｍａｎｎ）、Ｇ・モーザ（Ｇ．Ｍａｕｔｈｅ）、Ｅ・ルーオス（Ｅ．Ｒｕｏｓｓ）、Ｈ・Ｐ・リップス（Ｈ．Ｐ．Ｌｉｐｓ）著、「５００ｋＶ風冷式高圧直流給電回路遮断器（Ｄｅｖｅｌｏｐｍｅｎｔ ｏｆ ａ ５００ｋＶ Ａｉｒｂｌａｓｔ ＨＶＤＣ Ｃｉｒｃｕｉｔ Ｂｒｅａｋｅｒ）」、（米国）、米国電気電子学会トランザクション（ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ）、電気機器およびシステム（Ｐｏｗｅｒ Ａｐｐａｒａｔｕｓ ａｎｄ Ｓｙｓｔｅｍｓ）、Ｖｏｌ.ＰＡＳ−１０４、Ｎｏ．９、ｐｐ．２４６０−２４６６、１９８５年９月 Ｃ・メイヤーズ（Ｃ．Ｍｅｙｅｒ）、Ｓ・シュレーダー（Ｓ．Ｓｃｈｒｏｄｅｒ）、Ｒ・Ｗ・デドンカー（Ｒ．Ｗ．Ｄｅ Ｄｏｎｃｋｅｒ）著、「分散電力システムを有する中電圧システムのためのソリッドステート回路遮断器および電流制限器（Ｓｏｌｉｄ−Ｓｔａｔｅ Ｃｉｒｃｕｉｔ Ｂｒｅａｋｅｒｓ ａｎｄ Ｃｕｒｒｅｎｔ Ｌｉｍｉｔｅｒｓ Ｆｏｒ Ｍｅｄｉｕｍ−Ｖｏｌｔａｇｅ Ｓｙｓｔｅｍｓ Ｈａｖｉｎｇ Ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ Ｐｏｗｅｒ Ｓｙｓｔｅｍｓ）」、（米国）、米国電気電子学会トランザクション（ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ）、パワーエレクトロン（Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎ）、Ｖｏｌ．１９、Ｎｏ．５、ｐｐ．１３３３-１３４０、２００４年９月 Ｍ・シュトイラー（Ｍ．Ｓｔｅｕｒｅｒ）、Ｋ・フレーリッヒ（Ｋ．Ｆｒｏｈｌｉｃｈ）、Ｗ・ホラウス（Ｗ．Ｈｏｌａｕｓ）、Ｋ・カルテネッガー（Ｋ．Ｋａｌｔｅｎｅｇｇｅｒ）著、「新しい中電圧用ハイブリッド電流制限回路遮断器：原理および試験結果（Ａ Ｎｏｖｅｌ Ｈｙｂｒｉｄ Ｃｕｒｒｅｎｔ−Ｌｉｍｉｔｉｎｇ Ｃｉｒｃｕｉｔ Ｂｒｅａｋｅｒ Ｆｏｒ Ｍｅｄｉｕｍ Ｖｏｌｔａｇｅ：Ｐｒｉｎｃｉｐｌｅ ａｎｄ Ｔｅｓｔ Ｒｅｓｕｌｔｓ」、（米国）、米国電気電子学会トランザクション（ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ）、パワーデリ（Ｐｏｗｅｒ Ｄｅｌｉ）、Ｖｏｌ．１８、Ｎｏ．２、ｐｐ．４６０−４６７、２００３年４月

機械スイッチ方式による回路遮断器は、パワーデバイスを使用しないため定常損失は発生しない利点があるものの、電流遮断までの所要時間（開極時間）が３０〜１００［ｍｓ］と長いため、直流インダクタンスが大きい電流形変換器には適用できるが、電圧形変換器への適用は困難である。

また、半導体スイッチ方式による回路遮断器は、内部の半導体スイッチには定常的に電流が流れるため、定常損失が発生する問題がある。また、電流遮断時には内部の半導体スイッチに直流電圧以上の高電圧が印加されるため、複数のパワーデバイスを直列接続することで高耐圧化を図る必要がある。この場合、半導体スイッチのオン電圧増加が問題となる。例えば、直流３２０［ｋＶ］の場合、半導体スイッチのオン電圧は１００［Ｖ］以上となる。半導体スイッチには定常的に電流が流れるため、オン電圧に起因する損失低減が課題となる。

また、上述のハイブリッド方式の回路遮断器は、転流補助半導体スイッチの必要耐圧は主半導体スイッチの数％程度であるため半導体スイッチ方式と比較して定常損失を低減でき、また、機械スイッチ方式と比較しても遮断時間を短縮することができる利点がある。しかしながら、転流補助半導体スイッチには正常時に依然として定常電流が流れるため、定常損失をゼロにはできない。

従って本発明の目的は、上記問題に鑑み、正常時には定常損失がゼロであり事故発生時には高速に電流路を遮断することができる回路遮断器を提供することにある。

上記目的を実現するために、本発明においては、回路遮断器は、第１の外部接続端子を有する第１のインダクタと、１個もしくは互いにカスケード接続された複数個の半導体電力変換器と、この半導体電力変換器に対して直列に接続される電流制御用インダクタと、からなる第１のユニットであって、第１のインダクタの第１の外部接続端子とは反対側の端子に接続される第１のユニットと、１個もしくは互いにカスケード接続された複数個の半導体電力変換器と、この半導体電力変換器に対して直列に接続される電流制御用インダクタと、からなる第２のユニットであって、第１の外部接続端子に一端が接続される第２のユニットと、第１のインダクタと第１のユニットとの接続点に一端が接続される機械的遮断器と、第１のユニットの第１のインダクタが接続される側とは反対側の端子と、第２のユニットの第１の外部接続端子が接続される側とは反対側の端子と、の間に接続される第２のインダクタと、を備える。

また、本発明の第１の態様によれば、互いに直列接続された第１のインダクタおよび第１のユニットの組と、互いに直列接続された第２のインダクタおよび第２のユニットの組とは、並列に接続され、第１のユニットの第１のインダクタが接続される側とは反対側の端子を、第１の外部接続端子の極性とは反対の極性の端子または第１のグランド端子とし、機械的遮断器の第１のインダクタおよび第１のユニットが接続される側とは反対側の端子を、第２の外部接続端子とし、第２のユニットと第２のインダクタとの接続点を、第２の外部接続端子の極性とは反対の極性の端子または第２のグランド端子とする。

また、本発明の第２の態様によれば、互いに直列接続された第１のインダクタおよび第２のユニットの組と、互いに直列接続された第１のユニットおよび第２のインダクタの組と、機械的遮断器とは、並列に接続され、第１のユニットと第２のインダクタとの接続点を、第３の外部接続端子とし、回路遮断器は、第１の外部接続端子の極性とは反対側の端子もしくは第３のグランド端子と、第３の外部接続端子の極性とは反対側の端子もしくは第４のグランド端子とを備える。

また、上述の第１の態様および第２の態様において、第１のユニットおよび第２のユニットにおいて、電流制御用インダクタは、互いにカスケード接続された複数個の半導体電力変換器のうちのいずれかの半導体電力変換器に直列に接続されるようにしてもよい。

また、半導体電力変換器は、内部に設けられた半導体スイッチを指令に応じてスイッチング動作させることにより、第１の直流側および第２の直流側のうち一方から入力された直流電流を所望の大きさおよび極性の直流電流に変換してもう一方に出力するＤＣＤＣコンバータであって、直流電流の入出力方向を第１の直流側と第２の直流側との間で双方向に切換え可能なＤＣＤＣコンバータと、第２のインダクタまたは当該半導体電力変換器とは異なる他の半導体電力変換器が接続される第１の直流側、とは反対側の第２の直流側に並列に接続されるエネルギー蓄積部と、エネルギー蓄積部に並列に接続され、エネルギー蓄積部に印加された直流電圧が、予め設定された電圧以下の場合は所定の抵抗値を示し、それ以外の場合は所定の抵抗値よりも低い抵抗値を示す非線形抵抗と、を有するようにしてもよい。

また、回路遮断器は、当該回路遮断器に接続された外部配線上において過電流が発生したか否かを検知する過電流検知部と、機械的遮断器に対する開極動作および半導体電力変換器の電力変換動作を制御する制御部と、を備え、制御部は、過電流検知部が過電流を検知したとき、機械的遮断器に対して開極動作の開始を指令する開極指令を出力する第１の指令手段と、開極指令が出力されてから機械的遮断器の開極動作が完了するまでの間に機械的遮断器に流れる電流をゼロに収束させる直流電流を、半導体電力変換器に出力させる電力変換指令を出力する第２の指令手段と、機械的遮断器の開極動作が完了した時に、半導体電力変換器内の半導体スイッチをオフするオフ指令を出力する第３の指令手段と、を有する。

また、上述の半導体スイッチは、オン時に一方向に電流を通す半導体スイッチング素子と、該半導体スイッチング素子に逆並列に接続された帰還ダイオードと、を有するようにしてもよい。

また、機械的遮断器は、固定接触子と、固定接触子に接触する閉路位置と固定接触子から分離される開路位置との間を移動可能な可動接触子と、を有し、指令に応じて可動接触子が開路位置に移動することにより開極して電流路を遮断する。

本発明によれば、正常時には定常損失がゼロであり事故発生時には高速に電流路を遮断することができる回路遮断器を実現することができる。

本発明による回路遮断器は、機械的遮断器および半導体電力変換器を備えるいわゆるハイブリッド遮断器であるが、正常時には機械的遮断器はオンされて電源側から負荷側に電力が供給され、半導体電力変換器はダイオード動作するのみであるので、正常時の回路遮断器の定常損失をゼロにすることができる。

また、本発明によれば、地絡事故や短絡事故により過電流が発生した場合、機械的遮断器および半導体電力変換器の動作を適宜制御することにより、高速に電流路を遮断することができる。

また、本発明によれば、カスケード接続する半導体電力変換器の個数を適宜調整するだけで回路遮断器の高耐圧化も容易に実現できる。

また、本発明によれば、半導体電力変換器内のＤＣＤＣコンバータを双方向ＤＣＤＣコンバータとして構成することにより、直流電流の振幅および極性に関わりなく電流路を遮断することができる。

本発明の第１の実施例による回路遮断器を示す回路図である。 本発明の第１の実施例および第２の実施例による回路遮断器における半導体電力変換器を説明する回路図である。 本発明の第１の実施例および第２の実施例による回路遮断器における電流制御用インダクタの配置例を説明する回路図である。 本発明の第１の実施例および第２の実施例による回路遮断器における第１のインダクタおよび第２のインダクタの変形例を説明する回路図である。 本発明の第１の実施例による回路遮断器における制御系を説明するブロック図である。 本発明の第１の実施例による回路遮断器の動作フローを示すフローチャートである。 本発明の第１の実施例による回路遮断器の正常時の動作を説明する等価回路を示す図である。 本発明の第１の実施例による回路遮断器の負荷側の事故発生直後の動作を説明する等価回路を示す図である。 本発明の第１の実施例による回路遮断器における半導体電力変換器が電力変換動作を行うときの動作を説明する等価回路を示す図である。 本発明の第１の実施例による回路遮断器における半導体電力変換器が電力変換動作を終了したときの動作を説明する等価回路を示す図である。 本発明の第１の実施例による回路遮断器内の半導体電力変換器における変換器電流を制御するための電力変換指令を説明する制御ブロック図であって、（Ａ）は第１のユニットを流れる変換器電流を制御するための電力変換指令を説明する図であり、（Ｂ）は第２のユニットを流れる変換器電流を制御するための電力変換指令を説明する図である。 本発明の第１の実施例による回路遮断器のシミュレーションに用いた回路図であり、（Ａ）は回路遮断器にＲＬ負荷を接続したときに回路遮断器の至近端で短絡事故が発生した場合の回路図を示し、（Ｂ）は回路遮断器に回生負荷を接続したときに回路遮断器の至近端で短絡事故が発生した場合の回路図を示す。 図１２に示すシミュレーション回路図の回路パラメータを説明する図である。 本発明の第１の実施例による回路遮断器を図１２（Ａ）のシミュレーション回路にて動作させた場合のシミュレーション波形を示す図である。 本発明の第１の実施例による回路遮断器を図１２（Ｂ）のシミュレーション回路にて動作させた場合のシミュレーション波形を示す図である。 本発明の第２の実施例による回路遮断器における半導体電力変換器を説明する回路図である。 一般的なハイブリッド方式の回路遮断器を例示する回路図である。

本発明による回路遮断器は、第１のインダクタと、第１のユニットと、第２のユニットと、機械的遮断器と、第２のインダクタと、を備える。第１のインダクタは、第１の外部接続端子を有する。第１のユニットは、１個もしくは互いにカスケード接続された複数個の半導体電力変換器と、この半導体電力変換器に対して直列に接続される電流制御用インダクタと、からなり、第１のインダクタの第１の外部接続端子とは反対側の端子に接続される。第２のユニットは、１個もしくは互いにカスケード接続された複数個の半導体電力変換器と、この半導体電力変換器に対して直列に接続される電流制御用インダクタと、からなり、第１の外部接続端子に一端が接続される。第１のユニットおよび第２のユニットにおける半導体電力変換器は、内部に設けられた半導体スイッチを指令に応じてスイッチング動作させることにより所定の直流電流を出力するものである。機械的遮断器は、指令に応じて開極して電流路を遮断するものであり、第１のインダクタと第１のユニットとの接続点に一端が接続される。第２のインダクタは、第１のユニットの第１のインダクタが接続される側とは反対側の端子と、第２のユニットの第１の外部接続端子が接続される側とは反対側の端子と、の間に接続される。第１のインダクタおよび第２のインダクタは事故電流制限用インダクタである。以下、具体的な回路構成について、第１および第２の実施例にて説明する。

図１は、本発明の第１の実施例による回路遮断器を示す回路図であり、図２は、本発明の第１の実施例および第２の実施例による回路遮断器における半導体電力変換器を説明する回路図である。以降、異なる図面において同じ参照符号が付されたものは同じ機能を有する構成要素であることを意味するものとする。本発明の実施例による回路遮断器１は、第１のインダクタ１１と、第１のユニット１２と、第２のユニット１３と、機械的遮断器１４と、第２のインダクタ１５と、を備える。また、互いに直列接続された第１のインダクタ１１および第１のユニット１２の組と、互いに直列接続された第２のインダクタ１５および第２のユニット１３の組とが並列に接続される。図１に示す例では、回路遮断器１は、適用される直流給電システムに対して第１のユニット１２および第２のユニット１３が並列になるよう設置されるものであり、第１のインダクタ１１が電源側に位置し、かつ機械的遮断器１４が負荷側に位置するよう、直流給電システム上に設置される。

事故電流制限用インダクタとして機能する第１のインダクタ１１は、一端に第１の外部接続端子Ｔ₁を有する。第１の外部接続端子Ｔ₁には電源側の回路が接続される。

第１のユニット１２は、１個もしくは互いにカスケード接続された複数個の半導体電力変換器２１−１と、この半導体電力変換器２１−１に対して直列に接続される電流制御用インダクタ２２−１とからなる。第１のインダクタ１１の、第１の外部接続端子Ｔ₁とは反対側の接続点Ｐ₁に、第１のユニット１２は接続される。

半導体電力変換器２１−１は、第１のインダクタ１１と後述する機械的遮断器１４との接続点Ｐ₁から分岐した配線上に、単独でもしくは複数個が互いにカスケード接続された状態で設けられる。なお、本明細書では、半導体電力変換器２１−１が１個の場合は電流制御用インダクタ２２−１が接続される側を「第１の直流側」と称し、複数個の半導体電力変換器２１−１が互いにカスケード接続される場合は当該半導体電力変換器２１−１とは異なる他の半導体電力変換器２１−１が接続される側を同じく「第１の直流側」と称する。また、「第１の直流側」とは反対側の直流側を、「第２の直流側」と称する。一例として、図１では、複数個（Ｎ個、ただしＮは２以上の整数）の半導体電力変換器２１−１が第１の直流側にて互いにカスケード接続された場合を示している。カスケード接続する半導体電力変換器２１−１の個数を適宜調整するだけで回路遮断器１の高耐圧化を容易に実現できる。

半導体電力変換器２１−１は、ＤＣＤＣコンバータ３１と、エネルギー蓄積部３２と、非線形抵抗３３と、を有し、ＤＣＤＣコンバータ３１の内部に設けられた半導体スイッチを指令に応じてスイッチング動作させることにより所定の直流電流を出力する。

半導体電力変換器２１−１内のＤＣＤＣコンバータ３１は、双方向ＤＣＤＣコンバータとして構成される。一例として、図２に示す例では、半導体電力変換器２１−１内のＤＣＤＣコンバータ３１を２象限双方向ＤＣＤＣコンバータ（チョッパセル）として構成する。すなわち、半導体電力変換器２１−１内のＤＣＤＣコンバータ３１は、半導体スイッチのスイッチング動作により、第１の直流側および第２の直流側のうち一方から入力された直流電流を所望の大きさおよび極性の直流電流に変換してもう一方に出力するものであり、直流電流の入出力方向は、第１の直流側と第２の直流側との間で双方向に切換え可能である。半導体電力変換器２１−１内のＤＣＤＣコンバータ３１を双方向ＤＣＤＣコンバータとして構成することにより、直流電流の振幅および極性に関わりなく電流路を遮断することができる。半導体スイッチは、オン時に一方向に電流を通す半導体スイッチング素子Ｓと、この半導体スイッチング素子Ｓに逆並列に接続された帰還ダイオードＤとで構成される。半導体スイッチング素子Ｓの例としては、ＩＧＢＴ、サイリスタ、ＧＴＯ（Ｇａｔｅ Ｔｕｒｎ−ＯＦＦ ｔｈｙｒｉｓｔｏｒ：ゲートターンオフサイリスタ）、トランジスタなどがあるが、スイッチング素子の種類自体は本発明を限定するものではなく、その他の半導体素子であってもよい。なお、代替例として、半導体電力変換器２１−１内のＤＣＤＣコンバータ３１として、図２に示す２象限双方向ＤＣＤＣコンバータの代わりに４象限双方向ＤＣＤＣコンバータを用いてもよい。４象限双方向ＤＣＤＣコンバータは、一般的な単相フルブリッジインバータと等価である。

半導体電力変換器２１−１内のエネルギー蓄積部３２は、ＤＣＤＣコンバータ３１の第２の直流側に並列に接続される。エネルギー蓄積部３２の例としては、直流コンデンサがある。直流コンデンサの場合、回路遮断器１を動作させる際にはＤＣＤＣコンバータ３１を動作させて初期充電しておく。

半導体電力変換器２１−１内の非線形抵抗３３は、エネルギー蓄積部３２に並列に接続され、エネルギー蓄積部３２に印加された直流電圧が、予め設定された電圧（以下、「動作電圧」と称する。）以下の場合は所定の抵抗値を示し、それ以外の場合は所定の抵抗値よりも低い抵抗値を示す素子である。非線形抵抗３３の例としては、ＭＯＶ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｖａｒｉａｂｌｅ Ｒｅｓｉｓｔｏｒ）（「バリスタ」あるいは「アレスタ」とも称する）がある。非線形抵抗３３の動作電圧Ｖ_Rは、使用するパワーデバイスの電圧定格に制限される。例えば、３．３［ｋＶ］耐圧のパワーデバイスを使用する場合、非線形抵抗３３の動作電圧Ｖ_Rは３．３［ｋＶ］以下に設定する必要がある。

直流コンデンサ３２と非線形抵抗３３とは並列に接続されているので、第１のインダクタ１１および電流制御用インダクタ２２−１の蓄積エネルギーによって直流コンデンサ３２が充電される際には、直流コンデンサ３２の充電電圧が徐々に上昇して非線形抵抗３３の動作電圧に達すると、その後は直流コンデンサ３２の充電電圧は非線形抵抗３３の動作電圧にてクランプされ、第１のインダクタ１１および電流制御用インダクタ２２−１の蓄積エネルギーは非線形抵抗３３にて消費される。なお、エネルギー蓄積部３２および非線形抵抗３３については、上述のような直流コンデンサ３２の充電および非線形抵抗３３による消費の一連の動作を行うものであれば他の素子で実現してもよく、例えば、２次電池あるいは電気二重層キャパシタなどに置き換えてもよい。

第２のユニット１３は、１個もしくは互いにカスケード接続された複数個の半導体電力変換器２１−２と、該半導体電力変換器２１−２に対して直列に接続される電流制御用インダクタ２２−２とからなる。第２のユニット１３は、その一端が第１の外部接続端子Ｔ₁に接続される。

半導体電力変換器２１−１の場合と同様、半導体電力変換器２１−２が１個の場合は電流制御用インダクタ２２−２が接続される側を「第１の直流側」と称し、複数個の半導体電力変換器２１−２が互いにカスケード接続される場合は当該半導体電力変換器２１−２とは異なる他の半導体電力変換器２１−２が接続される側を同じく「第１の直流側」と称する。また、「第１の直流側」とは反対側の直流側を、「第２の直流側」と称する。一例として、図１では、複数個（Ｎ個、ただしＮは２以上の整数）の半導体電力変換器２１−２が第１の直流側にて互いにカスケード接続された場合を示している。カスケード接続する半導体電力変換器２１−２の個数を適宜調整するだけで回路遮断器１の高耐圧化を容易に実現できる。

半導体電力変換器２１−２は、半導体電力変換器２１−１と同様、ＤＣＤＣコンバータ３１と、エネルギー蓄積部３２と、非線形抵抗３３と、を有し、ＤＣＤＣコンバータ３１の内部に設けられた半導体スイッチを指令に応じてスイッチング動作させることにより所定の直流電流を出力する。

半導体電力変換器２１−２内のＤＣＤＣコンバータ３１は、双方向ＤＣＤＣコンバータとして構成される。一例として、図２に示す例では、半導体電力変換器２１−２内のＤＣＤＣコンバータ３１を２象限双方向ＤＣＤＣコンバータ（チョッパセル）として構成する。すなわち、半導体電力変換器２１−２内のＤＣＤＣコンバータ３１は、半導体スイッチのスイッチング動作により、第１の直流側および第２の直流側のうち一方から入力された直流電流を所望の大きさおよび極性の直流電流に変換してもう一方に出力するものであり、直流電流の入出力方向は、第１の直流側と第２の直流側との間で双方向に切換え可能である。半導体電力変換器２１−２内のＤＣＤＣコンバータ３１を双方向ＤＣＤＣコンバータとして構成することにより、直流電流の振幅および極性に関わりなく電流路を遮断することができる。半導体スイッチは、オン時に一方向に電流を通す半導体スイッチング素子Ｓと、この半導体スイッチング素子Ｓに逆並列に接続された帰還ダイオードＤとで構成される。半導体スイッチング素子Ｓの例としては、ＩＧＢＴ、サイリスタ、ＧＴＯ（Ｇａｔｅ Ｔｕｒｎ−ＯＦＦ ｔｈｙｒｉｓｔｏｒ：ゲートターンオフサイリスタ）、トランジスタなどがあるが、スイッチング素子の種類自体は本発明を限定するものではなく、その他の半導体素子であってもよい。なお、代替例として、半導体電力変換器２１−２内のＤＣＤＣコンバータ３１として、図２に示す２象限双方向ＤＣＤＣコンバータの代わりに４象限双方向ＤＣＤＣコンバータを用いてもよい。４象限双方向ＤＣＤＣコンバータは、一般的な単相フルブリッジインバータと等価である。

半導体電力変換器２１−２内のエネルギー蓄積部３２は、ＤＣＤＣコンバータ３１の第２の直流側に並列に接続される。エネルギー蓄積部３２の例としては、直流コンデンサがある。直流コンデンサの場合、回路遮断器１を動作させる際にはＤＣＤＣコンバータ３１を動作させて初期充電しておく。

半導体電力変換器２１−２内の非線形抵抗３３は、エネルギー蓄積部３２に並列に接続され、エネルギー蓄積部３２に印加された直流電圧が、予め設定された電圧（以下、「動作電圧」と称する。）以下の場合は所定の抵抗値を示し、それ以外の場合は所定の抵抗値よりも低い抵抗値を示す素子である。非線形抵抗３３の例としては、ＭＯＶ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｖａｒｉａｂｌｅ Ｒｅｓｉｓｔｏｒ）（「バリスタ」あるいは「アレスタ」とも称する）がある。非線形抵抗３３の動作電圧Ｖ_Rは、使用するパワーデバイスの電圧定格に制限される。例えば、３．３［ｋＶ］耐圧のパワーデバイスを使用する場合、非線形抵抗３３の動作電圧Ｖ_Rは３．３［ｋＶ］以下に設定する必要がある。

直流コンデンサ３２と非線形抵抗３３とは並列に接続されているので、後述する第２のインダクタ１５および電流制御用インダクタ２２−２の蓄積エネルギーによって直流コンデンサ３２が充電される際には、直流コンデンサ３２の充電電圧が徐々に上昇して非線形抵抗３３の動作電圧に達すると、その後は直流コンデンサ３２の充電電圧は非線形抵抗３３の動作電圧にてクランプされ、第２のインダクタ１５および電流制御用インダクタ２２−２の蓄積エネルギーは非線形抵抗３３にて消費される。なお、エネルギー蓄積部３２および非線形抵抗３３については、上述のような直流コンデンサ３２の充電および非線形抵抗３３による消費の一連の動作を行うものであれば他の素子で実現してもよく、例えば、２次電池あるいは電気二重層キャパシタなどに置き換えてもよい。

図３は、本発明の第１の実施例および第２の実施例による回路遮断器における電流制御用インダクタの配置例を説明する回路図である。第１のユニット１２において、電流制御用インダクタ２２−１は、互いにカスケード接続された複数個の半導体電力変換器２１−１のうちのいずれかの半導体電力変換器２１−１に直列に接続される。同様に、第２のユニット１３において、電流制御用インダクタ２２−２は、互いにカスケード接続された複数個の半導体電力変換器２１−２のうちのいずれかの半導体電力変換器２１−２に直列に接続される。例えば、図３（Ａ）および図３（Ｂ）に示すように、電流制御用インダクタ２２−１および２２−２は、カスケード接続の両端に位置する半導体電力変換器２１−１および２１−２のうちのいずれかの半導体電力変換器２１−１および２１−２の、当該半導体電力変換器２１−１および２１−２が接続されていない側にそれぞれ設置される。また例えば、図３（Ｃ）に示すように、電流制御用インダクタ２２−１および２２−２は、互いに隣接した半導体電力変換器２１−１および２１−２の間にそれぞれ設置される。なお、半導体電力変換器２１−１および２１−２がそれぞれ１個の場合は、電流制御用インダクタ２２−１および２２−２は単に当該半導体電力変換器２１−１および２１−２に直列にそれぞれ接続される。

半導体電力変換器２１−１および２１−２が複数個カスケード接続される場合および半導体電力変換器２１−１および２１−２が１個のみの場合のいずれの場合であっても、電流制御用インダクタ２２−１および２２−２は、互いにカスケード接続された複数個の半導体電力変換器２１−１および２１−２と同一の配線上のいずれかの位置に設けられることになる。本発明の第１の実施例では、互いに直列接続された第１のインダクタ１１および第１のユニット１２の組と、互いに直列接続された第２のインダクタ１５および第２のユニット１３の組とが並列に接続される。

機械的遮断器１４は、その一端が第１のインダクタ１１と第１のユニット１２との接続点Ｐ₁に接続される。また、機械的遮断器１４は、第１のインダクタ１１および第１のユニット１２との接続される側（すなわち接続点Ｐ₁がある側）とは反対側に、第２の外部接続端子Ｔ₂を有する。機械的遮断器１４は、固定接触子と、固定接触子に接触する閉路位置と固定接触子から分離される開路位置との間を移動可能な可動接触子と、を有し、指令に応じて可動接触子が開路位置に移動することにより開極して電流路を遮断する。機械的遮断器１４の例としては、真空遮断器、ガス遮断器もしくは空気吹付遮断器などがある。第２の外部接続端子Ｔ₂には負荷側の回路が接続される。

事故電流制限用インダクタとして機能する第２のインダクタ１５は、第１のユニット１２の、第１のインダクタ１１が接続される側（すなわち接続点Ｐ₁がある側）とは反対側の端子Ｐ₂と、第２のユニット１３の、第１の外部接続端子Ｔ₁が接続される側とは反対側の端子Ｐ₃と、の間に接続される。

図４は、本発明の第１の実施例および第２の実施例による回路遮断器における第１のインダクタおよび第２のインダクタの変形例を説明する回路図である。上述の第１の実施例では、事故電流制限用インダクタとしてそれぞれ機能する第１のインダクタ１１および第２のインダクタ１５を、それぞれ別個独立した非結合インダクタとして構成したが、この変形例として、図４に示すようにこれらを結合インダクタ１６として構成してもよい。図４に示すように第１のインダクタ１１および第２のインダクタ１５を結合インダクタ１６として構成すれば、別個独立の第１のインダクタ１１および第２のインダクタ１５を構成する場合に比べて必要鉄心数を２個から１個に低減することができる。

本発明の第１の実施例では、上述のように第１のインダクタ１１、第１のユニット１２、第２のユニット１３、機械的遮断器１４および第２のインダクタ１５を結線することにより、第１のユニット１２の第１のインダクタ１１が接続される側（すなわち接続点Ｐ₁がある側）とは反対側の端子Ｐ₂が、第１の外部接続端子Ｔ₁に対応する第１のグランド端子Ｇ₁となる。また、第２のユニット１３と第２のインダクタ１５との接続点Ｐ₃が、第２の外部接続端子Ｔ₂に対応する第２のグランド端子Ｇ₂となる。

なお、本実施例では、回路遮断器１が直流遮断器として動作する場合について説明したが、回路遮断器１は交流遮断器としても動作可能であり、この場合は、第１のユニット１１の、接続点Ｐ₁が接続される側とは反対側の端子Ｐ₂を、第１の外部接続端子Ｔ₁の極性とは反対の極性の端子Ｇ₁とする。また、第２のユニット１３と第２のインダクタ１５との接続点Ｐ₃を、第２の外部接続端子Ｔ₂の極性とは反対の極性の端子Ｇ₂とする。回路遮断器１が直流遮断器として動作する場合は、半導体電力変換器２１−１および２内のＤＣＤＣコンバータ３１を２象限双方向ＤＣＤＣコンバータまたは４象限双方向ＤＣＤＣコンバータのいずれで構成してもよいが、回路遮断器１が交流遮断器として動作する場合は、半導体電力変換器２１−１および２内のＤＣＤＣコンバータ３１を４象限双方向ＤＣＤＣコンバータとして構成する。

図１に示す例では、第１の外部接続端子Ｔ₁およびグランド端子Ｇ₁からなる側を電源側とし、第２の外部接続端子Ｔ₂およびグランド端子Ｇ₂からなる側を負荷側としたが、この変形例として、第１の外部接続端子Ｔ₁およびグランド端子Ｇ₁からなる側を負荷側とし、第２の外部接続端子Ｔ₂およびグランド端子Ｇ₂からなる側を電源側としてもよい。

これ以降、電源側直流電圧をＶ_dc、負荷電圧をｖ_L、機械的遮断器１４の両端に現れる電圧をｖ_CBで表す。また、半導体電力変換器２１−１のＮ個カスケード接続される側の半導体電力変換器２１−１の合計電圧をｖ^a _HB、半導体電力変換器２１−２のＮ個カスケード接続される側の半導体電力変換器２１−２の合計電圧をｖ^b _HBで表す。また、各半導体電力変換器２１−１に並列に接続された直流コンデンサの電圧をそれぞれｖ^a _C1、・・・、ｖ^a _CNで表し、各半導体電力変換器２１−２に並列に接続された直流コンデンサの電圧をそれぞれｖ^b _C1、・・・、ｖ^b _CNで表す（ただし、Ｎは自然数）。また、第１の外部接続端子Ｔ₁から回路遮断器１へ流れ込む電源電流をｉ_Sとし、第１の外部接続端子Ｔ₁から接続点Ｐ₁に流れる電流をｉ^a _Sとし、接続点Ｐ₁から第２の外部接続端子Ｔ₂に流れる電流を負荷電流ｉ_Lとし、接続点Ｐ₁から半導体電力変換器２１−１へ流れる電流を変換器電流ｉ^a _HBとし、第１の外部接続端子Ｔ₁から接続点Ｐ₃に流れる電流を変換器電流ｉ^b _HBとし、接続点Ｐ₃から接続点Ｐ₁に流れる電流をｉ^b _Sとする。なお、図中の電圧および電流については、それぞれ矢印の向きを正としている。

図５は、本発明の第１の実施例による回路遮断器における制御系を説明するブロック図である。回路遮断器１は、その制御系として、過電流検知部４１および制御部４２を有する。

過電流検知部４１は、回路遮断器１の第２の外部接続端子Ｔ₂に接続された負荷側の外部配線上において過電流が発生したか否かを検知する。過電流発生の検知は公知の方法で実現すればよい。例えば、地絡や短絡などの事故が発生すると第１のインダクタ１１を流れる電流ｉ^a _Sが増加するので、電流検出器（図示せず）を用いて電流ｉ^a _Sを常時監視し、電流ｉ^a _Sが定格電流より所定の値大きくだけなった場合に「過電流発生」と判定する。過電流発生の判断に用いられる基準電流値は、例えば定格電流１２０％に設定するなど、必要に応じて適宜設定すればよい。

制御部４２は、機械的遮断器１４に対する開極動作および半導体電力変換器２１−１および２１−２の電力変換動作を制御する。すなわち、制御部４２は、過電流検知部４１が過電流を検知したとき、機械的遮断器１４に対して開極動作の開始を指令する開極指令を出力する第１の指令手段５１と、開極指令が出力されてから機械的遮断器１４の開極動作が完了するまでの間に機械的遮断器１４に流れる電流をゼロに収束させる直流電流を、半導体電力変換器２１−１および２１−２に出力させる電力変換指令を出力する第２の指令手段５２と、機械的遮断器１４の開極動作が完了した時に、半導体電力変換器２１−１および２１−２内の半導体スイッチＳをオフする指令を出力する第３の指令手段５３と、を有する。

第１の指令手段５１、第２の指令手段５２および第３の指令手段５３は、例えばソフトウェアプログラム形式で構築されてもよく、あるいは各種電子回路とソフトウェアプログラムとの組み合わせで構築されてもよい。例えばこれらの手段をソフトウェアプログラム形式で構築する場合は、制御部４２内の演算処理装置はこのソフトウェアプログラムに従って動作することで上述の各手段の機能が実現される。

図６は、本発明の第１の実施例による回路遮断器の動作フローを示すフローチャートである。また、図７〜図１０は、本発明の第１の実施例による回路遮断器の動作を説明する等価回路を示す図である。ここでは一例として、時刻ｔ₀で負荷側に地絡もしくは短絡の事故が発生して過電流が発生した場合を考える。

回路遮断器１は、回路遮断器１の第２の外部接続端子Ｔ₂に接続された負荷側の外部配線上において過電流が発生していないとき、正常動作を行う（ステップＳ１０１）。すなわち正常時では機械的遮断器１４はオンされ、電源側から第１の外部接続端子Ｔ₁、第１のインダクタ１１および機械的遮断器１４を介して負荷側に電力が供給される。このとき、半導体電力変換器２１−１および２１−２内の各ダイオードＤが機能することにより、半導体電力変換器２１−１および２１−２そのものはダイオードとして動作し、変換器電流ｉ^a _HBおよびｉ^b _HBはゼロとなる。したがって、正常時の回路遮断器１の定常損失はゼロである。

また、電源側直流電圧Ｖ_dcと半導体電力変換器１３内の直流コンデンサ電圧ｖ_C（＝ｖ_C1＝ｖ_CN）は式１の関係を満足する必要がある。Ｎは半導体電力変換器２１−１または２１−２の個数（換言すれば直流コンデンサの個数）を示す。

図７に示すように、正常時においては、キルヒホッフの電流則より、電源電流ｉ_Sと負荷電流ｉ_Lと第１のインダクタ１１を流れる電流ｉ^a _Sと第２のインダクタ１５を流れる電流ｉ^b _Sとは等しく、すなわち式２の関係式が成り立つ。

また、第１のインダクタＬ₁における電圧降下は、正常時ではゼロとなるため、負荷電圧ｖ_Lと電源側直流電圧Ｖ_dcとは等しく、すなわち「ｖ_L＝Ｖ_dc」である。

ステップＳ１０２において、過電流検知部４１は、第２の外部接続端子Ｔ₂に接続された負荷側の外部配線上において過電流が発生したか否かを検知する。過電流検知部４１が過電流を検知しなかったときはステップＳ１０１に戻り正常動作を継続する。過電流検知部４１が過電流を検知したときはステップＳ１０３へ進む。

例えば時刻ｔ₀で過電流検知部４１が過電流の発生を検知したとすると、負荷側の事故発生直後である時刻ｔ₀の回路遮断器１の等価回路は図８のように表される。機械的遮断器１４における電圧降下を無視すると、式３に示される回路方程式が成立する。なお、式３において、「ｉ_S＝ｉ^a _S＝ｉ^b _S＝ｉ_L」とする。

式３より、ｉ_Sおよびｉ_Lは式４のように表せる。式４において、時刻ｔ₀における電源電流ｉ_Sおよび負荷電流ｉ_Lの初期電流をＩ₀とする。

式４から分かるように、電源電流ｉ_Sおよび負荷電流ｉ_Lは「Ｖ_dc／２Ｌ₁」の傾きで１次関数的に増加する。すなわち、第１のインダクタ１１のインダクタＬ₁を増加させれば事故時の電流増加率を抑制できる。短絡や地絡事故が発生すると電源電流ｉ_Sは増加するため、過電流検知部４１は、電流検出器（図示せず）を用いて電源電流ｉ_Sを常時監視し、電源電流ｉ_Sが定格電流より所定の値大きくだけなった場合（例えば定格電流１２０％）に「過電流発生」と判定する。事故発生から事故判断に要する時間「ｔ₁−ｔ₀」は電源側直流電圧Ｖ_dc、第１のインダクタのインダクタンスＬ₁、負荷、基準電流値などに依存する。

ステップＳ１０２において過電流検知部４１が過電流を検知したとき、ステップＳ１０３において、制御部４２の第１の指令手段５１は、機械的遮断器１４に対して開極動作の開始を指令する開極指令を出力する。

機械的遮断器１４に開極指令を与えても機械的遮断器１４は直ちに開極動作を完了するのではなく、機械的遮断器１４の機械的構造に起因する遅れ時間が発生し、実際には少し遅れて開極動作を完了する。例えば、直流電圧が数１０［ｋＶ］クラスでは１［ｍｓ］以下、数１００［ｋＶ］クラスでは２［ｍｓ］程度の遅れ時間が発生する。機械的遮断器１４はゼロ電流時のみ電流路を遮断することが可能であるため、機械的遮断器１４を流れる負荷電流ｉ_Lをゼロにする必要がある。そこで、ステップＳ１０４において、制御部４２の第２の指令手段５２は、開極指令が出力されてから機械的遮断器１４の開極動作が完了するまでの間に機械的遮断器１４に流れる電流をゼロに収束させる直流電流を、半導体電力変換器２１−１および２１−２に出力させる電力変換指令を出力する。半導体電力変換器２１−１および２１−２内のＤＣＤＣコンバータ３１内にある半導体スイッチの半導体スイッチング素子Ｓは受信した電力変換指令に基づいてＰＷＭスイッチング動作を行う。これにより、図９に示すように、半導体電力変換器２１−１はｖ^a _HBを出力する制御電圧源として動作することと等価になり、半導体電力変換器２１−２はｖ^b _HBを出力する制御電圧源として動作することと等価になる。したがって、図９において、式５および式６のような回路方程式が成立する。

本発明の第１の実施例では、制御電圧源については、一例としてＰＩ制御にて実現し、ｖ^a _HBを式７で与え、ｖ^b _HBを式８で与える。式７および式８において、Ｋ_pは比例ゲインを表し、Ｋ_Iは積分ゲインを表し、ｉ^a* _HBおよびｉ^b* _HBは変換器電流の指令値を表す。なお、本実施例ではＰＩ制御を適用したが、ＰＩ制御以外の電流制御を適用してもよい。

式７および式８において、右辺第１項および第２項はフィードフォワード制御に相当し、右辺第３項はフィードバック制御（ＰＩ）に相当する。式７を式５に代入すると式９が得られ、式８を式６に代入すると式１０が得られる。

式９に示すように変換器電流ｉ^a _HBはその指令値ｉ^a* _HBに対して２次遅れで応答し、式１０に示すように変換器電流ｉ^b _HBはその指令値ｉ^b* _HBに対して２次遅れで応答する。このとき、変換器電流の指令値ｉ^a* _HBをｉ^a _Sに設定して変換器電流ｉ^a _HBを第１のインダクタ１１に流れる電流ｉ^a _Sに一致させ、かつ変換器電流の指令値ｉ^b* _HBをｉ^b _Sに設定して変換器電流ｉ^b _HBを第２のインダクタ１５に流れる電流ｉ^b _Sに一致させる制御を行えば、キルヒホッフの電流則により負荷電流ｉ_Lをゼロにすることができる。負荷電流ｉ_Lをゼロにするのに要する時間（すなわち、変換器電流ｉ^a _HBおよびｉ^b _HBをそれぞれ電流ｉ^a _Sおよびｉ^b _Sに一致させるのに要する時間）は、半導体電力変換器２１−１および２１−２のキャリア周波数、等価スイッチング周波数、ディジタル制御手法に依存する。例えば低損失かつ高スイッチング周波数動作を実現可能な高圧ＳｉＣ ＭＯＳＦＥＴを用いれば、負荷電流ｉ_Lをゼロにするのに要する時間を１［ｍｓ］以下に実現することは十分可能である。

以上を踏まえ、式７および式８に基づく電力変換指令の生成原理を説明すると次の通りである。図１１は、本発明の第１の実施例による回路遮断器内の半導体電力変換器における変換器電流を制御するための電力変換指令を説明する制御ブロック図であって、（Ａ）は第１のユニットを流れる変換器電流を制御するための電力変換指令を説明する図であり、（Ｂ）は第２のユニットを流れる変換器電流を制御するための電力変換指令を説明する図である。変換器電流の制御では、フィードバック制御とフィードフォワード制御を併用する。

第１のユニット１２を流れる変換器電流ｉ^a _HBについては、図１１（Ａ）に示すように、フィードバック制御に係るブロックＢ１−ａでは、電流検出器（図示せず）によって検出された変換器電流ｉ^a _HBと電流検出器（図示せず）によって検出された第１のインダクタ１１を流れる電流ｉ^a _Sの差分に対しＰＩ制御を適用することで偏差（ｉ^a _HB−ｉ^a _S）を抑制する。一方、フィードフォワード制御に係るブロックＢ２−ａでは、半導体電力変換器２１−１の両端に現れる電圧ｖ^a _HBと電流制御用インダクタ２２−１の両端に現れる電圧との総和ｖ^a _fを利用することで、電流制御性向上を実現する。ｖ^a _fは、直流電源側電圧Ｖ_dc、第１のインダクタ１１を流れる電流ｉ^a _S、および第１のインダクタ１１のインダクタンスＬ₁を用いて算出するか、あるいは電圧センサ（図示せず）を用いて直接検出することで得ればよい。ブロックＢ１−ａの出力とブロックＢ３−ａの出力とが加算されて各半導体電力変換器２１−１に対する電力変換指令ｖ^a* _jが生成される。各半導体電力変換器２１−１に対する電力変換指令ｖ^a* _jは、ブロックＢ４_j−ａにて直流コンデンサ電圧ｖ^a _Cj（ただし、ｊ＝１〜Ｎ）で規格化した後、一般的なＰＷＭ変調法（三角波比較）を適用して各半導体電力変換器２１−１内の半導体スイッチの半導体スイッチング素子Ｓへ与えられる。

同様に、第２のユニット１３を流れる変換器電流ｉ^b _HBについては、図１１（Ｂ）に示すように、フィードバック制御に係るブロックＢ１−ｂでは、電流検出器（図示せず）によって検出された変換器電流ｉ^b _HBと電流検出器（図示せず）によって検出された第２のインダクタ１５を流れる電流ｉ^b _Sの差分に対しＰＩ制御を適用することで偏差（ｉ^b _HB−ｉ^b _S）を抑制する。一方、フィードフォワード制御に係るブロックＢ２−ｂでは、半導体電力変換器２１−２の両端に現れる電圧ｖ^b _HBと電流制御用インダクタ２２−２の両端に現れる電圧との総和ｖ^b _fを利用することで、電流制御性向上を実現する。ｖ^b _fは、直流電源側電圧Ｖ_dc、第２のインダクタ１５を流れる電流ｉ^b _S、および第２のインダクタ１５のインダクタンスＬ₁を用いて算出するか、あるいは電圧センサ（図示せず）を用いて直接検出することで得ればよい。ブロックＢ１−ｂの出力とブロックＢ３−ｂの出力とが加算されて各半導体電力変換器２１−２に対する電力変換指令ｖ^b* _jが生成される。各半導体電力変換器２１−２に対する電力変換指令ｖ^b* _jは、ブロックＢ４_j−ｂにて直流コンデンサ電圧ｖ^b _Cj（ただし、ｊ＝１〜Ｎ）で規格化した後、一般的なＰＷＭ変調法（三角波比較）を適用して各半導体電力変換器２１−２内の半導体スイッチの半導体スイッチング素子Ｓへ与えられる。

なお、半導体電力変換器２１−１および２内のＤＣＤＣコンバータ３１を２象限双方向ＤＣＤＣコンバータとして構成したときは、ＰＷＭ制御に用いられる三角波キャリアの初期位相を３６０°／Ｎ移相する「位相シフトＰＷＭ手法」を各半導体電力変換器２１−１および２１−２のＤＣＤＣコンバータ３１の制御に適用すれば、等価スイッチング周波数を増加できる。具体的には、キャリア周波数をｆ_Cとすると、等価スイッチング周波数はＮｆ_Cとなる。あるいは半導体電力変換器２１−１および２内のＤＣＤＣコンバータ３１を４象限双方向ＤＣＤＣコンバータとして構成したときは、ＰＷＭ制御に用いられる三角波キャリアの初期位相を１８０°／Ｎ移相する「位相シフトＰＷＭ手法」を各半導体電力変換器２１−１および２１−２のＤＣＤＣコンバータ３１の制御に適用すれば、等価スイッチング周波数を増加できる。具体的には、キャリア周波数をｆ_Cとすると、等価スイッチング周波数は２Ｎｆ_Cとなる。等価スイッチング周波数を高く設定することで、電流制御系の向上と電流制御用インダクタ２２−１および２２−２のインダクタンスの低減を実現できる。

一般に、高圧用途の半導体電力変換器のスイッチング周波数は、スイッチング損失低減の観点から数１００［Ｈｚ］に設定される。一方、本発明の第１の実施例による回路遮断器１内の半導体電力変換器２１−１および２１−２は事故発生時のみＰＷＭ動作を行うため、スイッチング損失の増大は問題とならない。半導体電力変換器２１−１および２１−２として例えば３．３［ｋＶ］／１５００［Ａ］のＳｉＣパワーモジュール（ＳｉＣ ＭＯＳＦＥＴとＳｉＣ ＳＢＤ（Ｓｃｈｏｔｔｋｙ Ｂａｒｒｉｅｒ Ｄｉｏｄｅ）を使用した場合、ＰＷＭ変調には数［ｋＨｚ］のキャリア周波数適用が想定され、電流制御性の向上が期待できる。同一キャリア周波数を想定した場合、半導体電力変換器２１−１および２１−２のカスケード数が多くなるような高圧用途における電流制御性が向上する。

以上、ステップＳ１０４における電力変換指令の出力について説明したが、ステップＳ１０４における処理は、ステップＳ１０３における開極指令の出力と同時に実行されてもよい。

図６に戻ると、ステップＳ１０５において、機械的遮断器１４は、制御部４２内の第２の指令手段５２からの開極指令に応じて開極動作を開始する。上述のように機械的遮断器１４はゼロ電流時のみ動作可能であるが、ステップＳ１０４における機械的遮断器１４に流れる電流をゼロにする処理は、開極指令が出力されてから機械的遮断器１４の開極動作が完了するまでに要する時間よりも十分短い時間に実行される。

機械的遮断器１４の開極動作が完了したとき（ここでは時刻ｔ₂とする）、ステップＳ１０６において、制御部４２内の第３の指令手段５３は、半導体電力変換器２１−１および２１−２内の全ての半導体スイッチＳをオフする指令を出力する。半導体電力変換器２１−１および２１−２の電力変換動作開始から機械的遮断器１４の開極動作完了までに要する時間「ｔ₂−ｔ₁」は、機械的遮断器１４に対して開極指令を与えてから機械的遮断器１４が実際に開極動作を完了するまでの遅れ時間と等しく、その時間は例えば２［ｍｓ］である。

制御部４２内の第３の指令手段５３によるオフ指令を受信して半導体電力変換器２１−１および２１−２内の全ての半導体スイッチＳはターンオフし、電力変換動作は終了する。これにより、図１０に示すように、半導体電力変換器１３内の各ダイオードＤのみが機能することになる。このとき、第１のインダクタ１１および電流制御用インダクタ２２−１の蓄積エネルギーは、半導体電力変換器２１−１内において帰還ダイオードＤを介して直流コンデンサ３２および非線形抵抗３３に放出される。同様に、第２のインダクタ１５および電流制御用インダクタ２２−２の蓄積エネルギーは、半導体電力変換器２１−２内において帰還ダイオードＤを介して直流コンデンサ３２および非線形抵抗３３に放出される。半導体電力変換器２１−１内の直流コンデンサ３２と非線形抵抗３３とは並列に接続されているので、半導体スイッチの半導体スイッチング素子Ｓのターンオフ後（すなわち時刻ｔ₂以降の期間）は、第１のインダクタ１１および電流制御用インダクタ２２−１の蓄積エネルギーによって、直流コンデンサ３２が充電されて電圧ｖ_cは徐々に上昇した後、非線形抵抗３３の動作電圧Ｖ_Rでクランプされる。直流コンデンサ３２が当該動作電圧まで充電された後は、蓄積エネルギーは非線形抵抗３３にて消費される。同様に、半導体電力変換器２１−２内の直流コンデンサ３２と非線形抵抗３３とは並列に接続されているので、半導体スイッチの半導体スイッチング素子Ｓのターンオフ後（すなわち時刻ｔ₂以降の期間）は、第２のインダクタ１５および電流制御用インダクタ２２−２の蓄積エネルギーによって、直流コンデンサ３２が充電されて電圧ｖ_cは徐々に上昇した後、非線形抵抗３３の動作電圧Ｖ_Rでクランプされる。直流コンデンサ３２が当該動作電圧まで充電された後は、蓄積エネルギーは非線形抵抗３３にて消費される。

第１のインダクタ１１および電流制御用インダクタ２２−１の蓄積エネルギーによって直流コンデンサ３２が非線形抵抗３３の動作電圧まで充電されるまでは、式１１に示す回路方程式が成立する。

式１１より、直流コンデンサ３２の電圧ｖ_Cおよび第１のインダクタ１１を流れる電流ｉ^a _S（＝ｉ^a _HB）は２階定数係数線形微分方程式を解くことで算出できる。

直流コンデンサ３２が当該動作電圧まで充電された後は、式１２に示す回路方程式が成立する。式１２において、非線形抵抗３３の動作電圧をＶ_Rとする。

式１２より、第１のインダクタ１１を流れる電流ｉ^a _Sおよび変換器電流ｉ^a _HBは１階定数係数線形微分方程式を解くことで算出できる。

同様に、第２のインダクタ１５および電流制御用インダクタ２２−２の蓄積エネルギーによって直流コンデンサ３２が非線形抵抗３３の動作電圧まで充電されるまでは、式１３に示す回路方程式が成立する。

式１３より、直流コンデンサ３２の電圧ｖ_Cおよび第２のインダクタ１５を流れる電流ｉ^b _S（＝ｉ^b _HB）は２階定数係数線形微分方程式を解くことで算出できる。

直流コンデンサ３２が当該動作電圧まで充電された後は、式１４に示す回路方程式が成立する。式１４において、非線形抵抗３３の動作電圧をＶ_Rとする。

式１４より、第２のインダクタ１５を流れる電流ｉ^b _Sおよび変換器電流ｉ^b _HBは１階定数係数線形微分方程式を解くことで算出できる。

次に、本発明の第１の実施例による回路遮断器のシミュレーション結果について説明する。図１２は本発明の第１の実施例による回路遮断器のシミュレーションに用いた回路図であり、（Ａ）は回路遮断器にＲＬ負荷を接続したときに回路遮断器の至近端で短絡事故が発生した場合の回路図を示し、（Ｂ）は回路遮断器に回生負荷を接続したときに回路遮断器の至近端で短絡事故が発生した場合の回路図を示す。ただし、図１２（Ｂ）において、回生負荷は直流電流源で模擬している。また、図１３は、図１２に示すシミュレーション回路図の回路パラメータを説明する図である。シミュレーションには「ＰＳＣＡＤ／ＥＭＴＤＣ」を使用した。高圧用途への適用を想定し定格容量Ｐは７．５［ＭＷ］、定格直流電圧Ｖ_dcは１５［ｋＶ］、定格電源電流Ｉ_Sは５００［Ａ］、定格負荷電流Ｉ_Lは５００［Ａ］とした。第１および第２のインダクタ（事故時電流制限用インダクタ）のインダクタンスＬ₁は、電流増加率Ｖ_dc／Ｌ₁が３．０［ｋＡ／ｍｓ］となるよう５［ｍＨ］とした。また、３．３［ｋＶ］耐圧の半導体スイッチング素子を想定し、初期直流コンデンサ電圧は１．５［ｋＶ］、各半導体電力変換器２１−１および２１−２の個数Ｎはそれぞれ１０とし、キャリア周波数ｆ_Cは２［ｋＨｚ］とした。単位静電定数Ｈは、直流コンデンサの全静電エネルギーを変換器容量で規格化した値（単位は［ｓ］）であり、式１５で表せる。

また、シミュレーションでは、制御遅延がゼロであるアナログ制御系を想定して半導体スイッチング素子のデッドタイムはゼロとした。また、電流発生の判断に用いられる基準電流値は定格電流１２０％に設定した。また、非線形抵抗３３は、動作電圧を２［ｋＶ］とし、印加される電圧が２［ｋＶ］以下の場合無限大の抵抗値を示し、２［ｋＶ］以上は抵抗値がゼロを示すものとした。また、機械的遮断器１４は、インピーダンスがゼロの理想スイッチとして模擬し、開極指令受信から開極動作完了までの遅れ時間（＝ｔ₂−ｔ₁）を１．５［ｍｓ］とした。

図１４は、本発明の第１の実施例による回路遮断器を図１２（Ａ）のシミュレーション回路にて動作させた場合のシミュレーション波形を示す図である。回路遮断器１にＲＬ負荷（７．５［ＭＷ］）を接続したときに時刻ｔ₀の時点で回路遮断器１の至近端で短絡事故が発生した場合を考える。

短絡事故が発生する時刻ｔ₀以前における半導体電力変換器２１−１および２１−２は、半導体電力変換器２１−１および２１−２内の各ダイオードＤが機能することにより、半導体電力変換器２１−１および２１−２そのものはダイオードとして動作する。この場合は、負荷電流ｉ_L、第１のインダクタ１１を流れる電流ｉ^a _Sおよび第２のインダクタ１５を流れる電流ｉ^b _Sは、いずれも５００［Ａ］となり、キルヒホッフの電流則より変換器電流ｉ^a _HBおよびｉ^b _HBはともに０［Ａ］となる。したがって、直流側電源電圧Ｖ_dc、変換器電圧ｖ^a _HBおよび変換器電圧ｖ^b _HBは等しくなり、いずれも１５［ｋＶ］である。この間、各半導体電力変換器２１−１および２１−２内の直流コンデンサ３２の電圧(Ｖ_dc／Ｎ)はそれぞれ１．５［ｋＶ］に充電される。

時刻ｔ₀において短絡事故が発生すると、電源電流ｉ_S、第１のインダクタ１１を流れる電流ｉ^a _S、第２のインダクタ１５を流れる電流ｉ^b _Sおよび負荷電流ｉ_Lは１．５［ｋＡ／ｍｓ］（＝Ｖ_dc／２Ｌ₁）の傾きで増加する。式３、式５および式６ならびに「ｉ^a _HB＝ｉ^b _HB＝０」の関係式より、変換器電圧ｖ^a _HBおよびｖ^b _HBはＶ_dc／２に減少する。

時刻ｔ₁において、機械的遮断器１４に開極指令を与える。同時に、機械的遮断器１４に流れる電流をゼロに収束させる直流電流を半導体電力変換器２１−１および２１−２に出力させる電力変換指令を出力する。これにより半導体電力変換器２１−１および２１−２内の半導体スイッチの半導体スイッチング素子Ｓは受信した電力変換指令に基づいてＰＷＭスイッチング動作を行う。なお、本シミュレーションでは、ＰＷＭ動作開始および開極指令受信から機械的遮断器１４の開極完了までの時間「ｔ₂−ｔ₁」を１．５［ｍｓ］と設定した。図１４に示すように、電流制御適用後０．３５［ｍｓ］で、負荷電流ｉ_Lはゼロとなり、第１のインダクタ１１を流れる電流ｉ^a _Sと変換器電流ｉ^a _HBは等しくなり、また第２のインダクタ１５を流れる電流ｉ^b _Sと変換器電流ｉ^b _HBとは等しくなるので、機械的遮断器１４により電流路の遮断が可能な状態となる。キルヒホッフの電流則より「ｉ_s＝ｉ^a _S＋ｉ^b _S」であるため、電源電流ｉ_Sの電流増加率は、第１のインダクタ１１を流れる電流ｉ^a _Sの電流増加率（もしくは第２のインダクタ１５を流れる電流ｉ^b _Sの電流増加率）の２倍（＝３．０［ｋＡ／ｍｓ］）となる。変換器電力ｐ_HBは常に正であるので、直流コンデンサ３２の電圧ｖ^a _C1は増加し、最終的には非線形抵抗３３の動作電圧Ｖ_Rである２［ｋＶ］でクランプされる。

時刻ｔ₂において機械的遮断器１４の開極動作が完了し、同時に半導体電力変換器２１−１および２１−２内の全ての半導体スイッチの半導体スイッチング素子Ｓをターンオフする。第１のインダクタ１１を流れる電流ｉ^a _S、第２のインダクタ１５を流れる電流ｉ^b _S、変換器電流ｉ^a _HBおよび変換器電流ｉ^b _HBは一次関数的に減少し、時刻ｔ₃においてゼロとなる。本シミュレーション結果によれば、短絡事故発生から電流遮断完了までの所要時間「ｔ₃−ｔ₀」は４．５［ｍｓ］であり、回路遮断器１により高速遮断を実現できることがわかる。

図１５は、本発明の第１の実施例による回路遮断器を図１２（Ｂ）のシミュレーション回路にて動作させた場合のシミュレーション波形を示す図である。回路遮断器１に回生負荷（７．５［ＭＷ］）を接続したときに時刻ｔ₀の時点で回路遮断器１の至近端で短絡事故が発生した場合を考える。

本シミュレーションでは回生負荷を想定しているため、短絡事故が発生する時刻ｔ₀以前の正常時は電源電流ｉ_Sおよび負荷電流ｉ_Lはともに−５００［Ａ］となる。各部波形は、図１４と同様となる。本シミュレーション結果によれば、短絡事故発生から電流遮断完了までの所要時間「ｔ₃−ｔ₀」は５．２［ｍｓ］であり、回路遮断器１により高速遮断を実現できることがわかる。

次に、本発明の第２の実施例について説明する。図１６は、本発明の第２の実施例による回路遮断器における半導体電力変換器を説明する回路図である。上述の第１の実施例による回路遮断器１は、適用される直流給電システムに対して第１のユニット１２および第２のユニット１３が並列になるよう設置されたが、本発明の第２の実施例による回路遮断器２は、直流給電システムに対して第１のユニット１２および第２のユニット１３が直列になるよう設置される。本発明の第２の実施例による回路遮断器２は、第１の実施例同様、第１のインダクタ１１と、第１のユニット１２と、第２のユニット１３と、機械的遮断器１４と、第２のインダクタ１５と、を備える。互いに直列接続された第１のインダクタ１１および第２のユニット１３の組と、互いに直列接続された第１のユニット１２および第２のインダクタ１５の組と、機械的遮断器１４とは、並列に接続される。以下、各構成について説明する。

事故電流制限用インダクタとして機能する第１のインダクタ１１は、一端に第１の外部接続端子Ｔ₁を有する。第１の外部接続端子Ｔ₁には電源側の回路が接続される。また、本発明の第２の実施例では、第１の外部接続端子Ｔ₁の極性とは反対側の端子として第３のグランド端子Ｇ₃が設けられる。第１のインダクタ１１の構成については第１の実施例において説明したものと同様である。

第１のユニット１２は、第１の実施例の場合と同様、１個もしくは互いにカスケード接続された複数個の半導体電力変換器２１−１と、該半導体電力変換器２１−１に対して直列に接続される電流制御用インダクタ２２−１とからなる。第１のインダクタ１１の、第１の外部接続端子Ｔ₁とは反対側の端子Ｑ₁に、第１のユニット１２は接続される。すなわち、半導体電力変換器２１−１は、第１のインダクタ１１と機械的遮断器１４との接続点Ｑ₁から分岐した配線上に、単独でもしくは複数個が互いにカスケード接続された状態で設けられる。また、本発明の第２の実施例では、第１のユニット１２の、第１のインダクタ１１および第１のユニット１２が接続される側（すなわち接続点Ｑ₁がある側）とは反対側の端子を、第３の外部接続端子Ｔ₃とする。第３の外部接続端子Ｔ₃には負荷側の回路が接続される。なお、第３の外部接続端子Ｔ₃の極性とは反対側の端子として第４のグランド端子Ｇ₄が設けられるが、本発明の第２の実施例では第３のグランド端子Ｇ₃と第４のグランド端子Ｇ₄とが同電位となる。第１のユニット１２の構成については第１の実施例において説明したものと同様である。

第２のユニット１３は、１個もしくは互いにカスケード接続された複数個の半導体電力変換器２１−２と、該半導体電力変換器２１−２に対して直列に接続される電流制御用インダクタ２２−２とからなる。第２のユニット１３は、その一端が第１の外部接続端子Ｔ₁に接続される。第２のユニット１３の構成については第１の実施例において説明したものと同様である。

第１の実施例の場合と同様、半導体電力変換器２１−１が１個の場合は電流制御用インダクタ２２−１が接続される側を「第１の直流側」と称し、複数個の半導体電力変換器２１−１が互いにカスケード接続される場合は当該半導体電力変換器２１−１とは異なる他の半導体電力変換器２１−１が接続される側を同じく「第１の直流側」と称する。また、「第１の直流側」とは反対側の直流側を、「第２の直流側」と称する。半導体電力変換器２１−２についても同様である。

一例として、図１６では、複数個（Ｎ個、ただしＮは２以上の整数）の半導体電力変換器２１−１および２１−２がそれぞれ第１の直流側にて互いにカスケード接続された場合を示している。カスケード接続する半導体電力変換器２１−１および２１−２の個数を適宜調整するだけで回路遮断器１の高耐圧化を容易に実現できる。半導体電力変換器２１−１および２１−２の構成については第１の実施例において説明したものと同様である。ただし、半導体電力変換器２１−１および２１−２内のエネルギー蓄積部３２を直流コンデンサとした場合は、第１の実施例の場合とは異なり、初期充電回路（図示せず）を別途設ける必要がある。

第１の実施例の場合と同様、第１のユニット１２において、電流制御用インダクタ２２−１は、互いにカスケード接続された複数個の半導体電力変換器２１−１のうちのいずれかの半導体電力変換器２１−１に直列に接続され、第２のユニット１３において、電流制御用インダクタ２２−２は、互いにカスケード接続された複数個の半導体電力変換器２１−２のうちのいずれかの半導体電力変換器２１−２に直列に接続される。電流制御用インダクタ２２−１および２２−２の配置例については、図３を参照して説明した通りである。なお、半導体電力変換器２１−１および２１−２がそれぞれ１個の場合は、第１の実施例の場合と同様、電流制御用インダクタ２２−１および２２−２は単に当該半導体電力変換器２１−１および２１−２に直列にそれぞれ接続される。すなわち、第１の実施例の場合と同様、複数個の半導体電力変換器２１−１および２１−２がカスケード接続される場合および半導体電力変換器２１−１および２１−２が１個の場合いずれの場合であっても、電流制御用インダクタ２２−１および２２−２は、互いにカスケード接続された複数個の半導体電力変換器２１−１および２１−２と同一の配線上のいずれかの位置に設けられることになる。

機械的遮断器１４は、その一端が第１のインダクタ１１と第１のユニット１２との接続点Ｑ₁に接続される。また、機械的遮断器１４の、第１のインダクタ１１および第１のユニット１２が接続される側（すなわち接続点Ｑ₁がある側）とは反対側の接続点Ｑ₂には、第２のユニット１３の、第１の外部接続端子Ｔ₁が接続される側とは反対側の端子が接続される。機械的遮断器１４の構成については第１の実施例において説明したものと同様である。

事故電流制限用インダクタとして機能する第２のインダクタ１５は、第１のユニット１２の、第１のインダクタ１１が接続される側（すなわち接続点Ｑ₁がある側）とは反対側にある第３の外部接続端子Ｔ₃と、第２のユニット１３の、第１の外部接続端子Ｔ₁が接続される側とは反対側の端子Ｑ₂と、の間に接続される。第２のインダクタ１５の構成については第１の実施例において説明したものと同様である。

なお、上述の第２の実施例では、事故電流制限用インダクタとしてそれぞれ機能する第１のインダクタ１１および第２のインダクタ１５を、それぞれ別個独立した非結合インダクタとして構成したが、この変形例として、図４に示すようにこれらを結合インダクタ１６として構成してもよい。図４に示すように第１のインダクタ１１および第２のインダクタ１５を結合インダクタ１６として構成すれば、別個独立の第１のインダクタ１１および第２のインダクタ１５を構成する場合に比べて必要鉄心数を２個から１個に低減することができる。

本発明の第２の実施例では、上述のように第１のインダクタ１１、第１のユニット１２、第２のユニット１３、機械的遮断器１４および第２のインダクタ１５を結線することにより、互いに直列接続された第１のインダクタ１１および第２のユニット１３の組と、互いに直列接続された第１のユニット１２および第２のインダクタ１５の組と、機械的遮断器１４とが、並列に接続された構成となる。なお、回路遮断器２は直流遮断器として動作するほかに交流遮断器としても動作可能であり、この場合は、端子Ｇ₃は第１の外部接続端子Ｔ₁の極性とは反対の極性を有する端子となり、端子Ｇ₄は第２の外部接続端子Ｔ₂の極性とは反対の極性を有する端子となる。

なお、図１６に示す例では、第１の外部接続端子Ｔ₁および第３のグランド端子Ｇ₃からなる側を電源側とし、第３の外部接続端子Ｔ₃および第４のグランド端子Ｇ₄からなる側を負荷側としたが、この変形例として、第１の外部接続端子Ｔ₁および第３のグランド端子Ｇ₃からなる側を負荷側とし、第３の外部接続端子Ｔ₃および第４のグランド端子Ｇ₄からなる側を電源側としてもよい。

ここで、電源側直流電圧をＶ_dc、負荷電圧をｖ_L、機械的遮断器１４の両端に現れる電圧をｖ_CBで表す。また、半導体電力変換器２１−１のＮ個カスケード接続される側の半導体電力変換器２１−１の合計電圧をｖ^a _HB、半導体電力変換器２１−２のＮ個カスケード接続される側の半導体電力変換器２１−２の合計電圧をｖ^b _HBで表す。また、各半導体電力変換器２１−１に並列に接続された直流コンデンサの電圧をそれぞれｖ^a _C1、・・・、ｖ^a _CNで表し、各半導体電力変換器２１−２に並列に接続された直流コンデンサの電圧をそれぞれｖ^b _C1、・・・、ｖ^b _CNで表す（ただし、Ｎは自然数）。また、第１の外部接続端子Ｔ₁から回路遮断器２へ流れ込む電源電流をｉ_Sとし、第１の外部接続端子Ｔ₁から接続点Ｑ₁に流れる電流をｉ^a _Sとし、接続点Ｑ₁から半導体電力変換器２１−１へ流れる電流を変換器電流ｉ^a _HBとし、第１の外部接続端子Ｔ₁から接続点Ｑ₂に流れる電流を変換器電流ｉ^b _HBとし、接続点Ｑ₂から第３の外部接続端子Ｔ₃に流れる電流をｉ^b _Sとする。また、接続点Ｑ₁から接続点Ｑ₃に流れる電流（すなわち機械的遮断器１４を流れる電流）については「ｉ_L」と表記するが、説明を簡明にするために、第２の実施例でも機械的遮断器１４を流れる電流「ｉ_L」を「負荷電流」と呼称する。また、上述の通り第３のグランド端子Ｇ₃と第４のグランド端子Ｇ₄とは同電位となる。なお、図中の電圧および電流については、それぞれ矢印の向きを正としている。

本発明の第２の実施例による回路遮断器２の制御系は、図５を参照して説明した第１の実施例による回路遮断器１の制御系と同様の構成を有する。この制御系の下、本発明の第２の実施例による回路遮断器２の動作も、図６を参照して説明した第１の実施例による回路遮断器１の動作フローと同様に動作する。すなわち、時刻ｔ₀で負荷側に地絡もしくは短絡の事故が発生して過電流が発生し、時刻ｔ₁において機械的遮断器１４に開極指令を与えると同時に各半導体電力変換器２１−１および２１−２内のＤＣＤＣコンバータ３１の電力変換動作を開始させる。また、時刻ｔ₂において機械的遮断器１４の開極動作が完了すると同時に全ての半導体スイッチの半導体スイッチング素子Ｓをターンオフし、時刻ｔ₃において電源電流ｉ_Sと変換器電流ｉ^a _HBおよびｉ^b _HBがゼロとなり電流遮断が完了する。より詳しくは次の通りである。

短絡事故が発生する時刻ｔ₀以前の正常時の回路遮断器２の動作は、第１の実施例による回路遮断器１の動作と同じである。すなわち正常時では機械的遮断器１４はオンされて電源側から負荷側に電力が供給される。このとき、半導体電力変換器２１−１および２１−２内の各ダイオードＤが機能することにより、半導体電力変換器２１−１および２１−２そのものはダイオードとして動作する。この場合、変換器電流ｉ^a _HBおよびｉ^b _HBはゼロとなる。つまり、短絡事故が発生する時刻ｔ₀以前の正常時では、第１の外部接続端子Ｔ₁から流入した電流は、第１のインダクタ１１、閉路した機械的遮断器１４、および第２のインダクタ１５を順次経由して、第３の外部接続端子Ｔ₃から流出する。したがって、短絡事故が発生する時刻ｔ₀以前の正常時では、電源電流ｉ_Sと、負荷電流ｉ_Lと、第１のインダクタ１１を流れる電流ｉ^a _Sと、第２のインダクタ１５を流れる電流ｉ^b _Sとは全て同一となる。すなわち、短絡事故が発生する時刻ｔ₀以前の正常時における機械的遮断器１４を流れる電流ｉ_Lは、上記呼称の通りの「負荷電流」となる。なお、第１の実施例と同様、電源側直流電圧Ｖ_dcと半導体電力変換器２１−１および２１−２内の直流コンデンサ電圧ｖ_C（＝ｖ_C1＝ｖ_CN）は式１の関係を満足する必要がある。

時刻ｔ₀で過電流検知部４１が過電流の発生を検知した直後の回路遮断器２の動作も、第１の実施例による回路遮断器１の動作と同じである。このとき、電源電流ｉ_S、第１のインダクタ１１を流れる電流ｉ^a _S、第２のインダクタ１５を流れる電流ｉ^b _Sおよび負荷電流ｉ_Lは式３に示すように「Ｖ_dc／２Ｌ₁」の傾きで１次関数的に増加する。

時刻ｔ₁から時刻ｔ₂までの間の回路遮断器２の動作も、第１の実施例による回路遮断器１の動作と同じである。すなわち、図１１を参照して説明した変換器電流を制御するための電力変換指令の生成原理を適用することで、変換器電流ｉ^a _HBを第１のインダクタ１１を流れる電流ｉ^a _Sに一致させ、変換器電流ｉ^b _HBを第２のインダクタ１５を流れる電流ｉ^b _Sに一致させる制御を行い、負荷電流ｉ_Lがゼロになるようにする。

時刻ｔ₂で機械的遮断器１２の開極動作が完了したときの回路遮断器２の動作も、第１の実施例による回路遮断器１の動作と同じである。すなわち半導体電力変換器２１−１および２１−２内のＤＣＤＣコンバータ３１内の全ての半導体スイッチング素子Ｓをオフすることで、第１のインダクタ１１および電流制御用インダクタ２２−１の蓄積エネルギーは、半導体電力変換器２１−１内において帰還ダイオードＤを介して直流コンデンサ３２および非線形抵抗３３に放出され、第２のインダクタ１５および電流制御用インダクタ２２−２の蓄積エネルギーは、半導体電力変換器２１−２内において帰還ダイオードＤを介して直流コンデンサ３２および非線形抵抗３３に放出される。この期間において成立する電圧方程式や電流の関係式は、第１の実施例の場合と同一である。

１、２ 回路遮断器
１１ 第１のインダクタ
１２ 第１のユニット
１３ 第２のユニット
１４ 機械的遮断器
１５ 第２のインダクタ
２１−１、２１−２ 半導体電力変換器
２２−１、２２−２ 電流制御用インダクタ
３１ ＤＣＤＣコンバータ
３２ エネルギー蓄積部
３３ 非線形抵抗
４１ 過電流検出部
４２ 制御部
５１ 第１の指令手段
５２ 第２の指令手段
５３ 第３の指令手段
Ｇ₁ 第１のグランド端子
Ｇ₂ 第２のグランド端子
Ｇ₃ 第３のグランド端子
Ｇ₄ 第４のグランド端子
Ｔ₁ 第１の外部接続端子
Ｔ₂ 第２の外部接続端子
Ｔ₃ 第３の外部接続端子

Claims (7)

1. 第１の外部接続端子を有する第１のインダクタと、
   １個もしくは互いにカスケード接続された複数個の半導体電力変換器と、該半導体電力変換器に対して直列に接続される電流制御用インダクタと、からなる第１のユニットであって、前記第１のインダクタの前記第１の外部接続端子とは反対側の端子に接続される第１のユニットと、
   １個もしくは互いにカスケード接続された複数個の半導体電力変換器と、該半導体電力変換器に対して直列に接続される電流制御用インダクタと、からなる第２のユニットであって、前記第１の外部接続端子に一端が接続される第２のユニットと、
   前記第１のインダクタと前記第１のユニットとの接続点に一端が接続される機械的遮断器と、
   前記第１のユニットの前記第１のインダクタが接続される側とは反対側の端子と、前記第２のユニットの前記第１の外部接続端子が接続される側とは反対側の端子と、の間に接続される第２のインダクタと、
   前記回路遮断器に接続された外部配線上において過電流が発生したか否かを検知する過電流検知部と、
   前記機械的遮断器に対する開極動作および前記半導体電力変換器の電力変換動作を制御する制御部と、
   を備え、
   前記制御部は、
   前記過電流検知部が過電流を検知したとき、前記機械的遮断器に対して開極動作の開始を指令する開極指令を出力する第１の指令手段と、
   前記開極指令が出力されてから前記機械的遮断器の開極動作が完了するまでの間に前記機械的遮断器に流れる電流をゼロに収束させる直流電流を、前記半導体電力変換器に出力させる電力変換指令を出力する第２の指令手段と、
   前記機械的遮断器の開極動作が完了した時に、前記半導体電力変換器内の前記半導体スイッチをオフするオフ指令を出力する第３の指令手段と、
   を有することを特徴とする回路遮断器。
2. 互いに直列接続された前記第１のインダクタおよび前記第１のユニットの組と、互いに直列接続された前記第２のインダクタおよび前記第２のユニットの組とは、並列に接続され、
   前記第１のユニットの前記第１のインダクタが接続される側とは反対側の端子を、前記第１の外部接続端子の極性とは反対の極性の端子または第１のグランド端子とし、
   前記機械的遮断器の前記第１のインダクタおよび前記第１のユニットが接続される側とは反対側の端子を、第２の外部接続端子とし、
   前記第２のユニットと前記第２のインダクタとの接続点を、前記第２の外部接続端子の極性とは反対の極性の端子または第２のグランド端子とする請求項１に記載の回路遮断器。
3. 互いに直列接続された前記第１のインダクタおよび前記第２のユニットの組と、互いに直列接続された前記第１のユニットおよび前記第２のインダクタの組と、前記機械的遮断器とは、並列に接続され、
   前記第１のユニットと前記第２のインダクタとの接続点を、第３の外部接続端子とし、
   前記回路遮断器は、前記第１の外部接続端子の極性とは反対側の端子もしくは第３のグランド端子と、前記第３の外部接続端子の極性とは反対側の端子もしくは第４のグランド端子とを備える請求項１に記載の回路遮断器。
4. 前記第１のユニットおよび前記第２のユニットにおいて、前記電流制御用インダクタは、互いにカスケード接続された複数個の前記半導体電力変換器のうちのいずれかの半導体電力変換器に直列に接続される請求項１〜３のいずれか一項に記載の回路遮断器。
5. 前記半導体電力変換器は、
   内部に設けられた半導体スイッチを指令に応じてスイッチング動作させることにより、第１の直流側および第２の直流側のうち一方から入力された直流電流を所望の大きさおよび極性の直流電流に変換してもう一方に出力するＤＣＤＣコンバータであって、直流電流の入出力方向を前記第１の直流側と前記第２の直流側との間で双方向に切換え可能なＤＣＤＣコンバータと、
   前記第２のインダクタまたは当該半導体電力変換器とは異なる他の前記半導体電力変換器が接続される前記第１の直流側、とは反対側の前記第２の直流側に並列に接続されるエネルギー蓄積部と、
   前記エネルギー蓄積部に並列に接続され、前記エネルギー蓄積部に印加された直流電圧が、予め設定された電圧以下の場合は所定の抵抗値を示し、それ以外の場合は前記所定の抵抗値よりも低い抵抗値を示す非線形抵抗と、
   を有する請求項１〜４のいずれか一項に記載の回路遮断器。
6. 前記半導体スイッチは、
   オン時に一方向に電流を通す半導体スイッチング素子と、
   該半導体スイッチング素子に逆並列に接続された帰還ダイオードと、
   を有する請求項１〜５のいずれか一項に記載の回路遮断器。
7. 前記機械的遮断器は、固定接触子と、前記固定接触子に接触する閉路位置と前記固定接触子から分離される開路位置との間を移動可能な可動接触子と、を有し、指令に応じて前記可動接触子が前記開路位置に移動することにより開極して電流路を遮断する請求項１〜６のいずれか一項に記載の回路遮断器。

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