JP6697451B2 - Ｒｆを使用する位置特定のための部分的に同期化されたマルチラテレーションまたは三辺測量方法およびシステム - Google Patents
Ｒｆを使用する位置特定のための部分的に同期化されたマルチラテレーションまたは三辺測量方法およびシステム Download PDFInfo
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関連出願の相互参照
本出願は、２０１４年１０月２４日に出願された、「ＰＡＲＴＩＡＬＬＹ ＳＹＮＣＨＲＯＮＩＺＥＤ ＭＵＬＴＩＬＡＴＥＲＡＴＩＯＮ／ＴＲＩＬＡＴＥＲＡＴＩＯＮ ＭＥＴＨＯＤ ＡＮＤ ＳＹＳＴＥＭ ＦＯＲ ＰＯＳＩＴＩＯＮＡＬ ＦＩＮＤＩＮＧ ＵＳＩＮＧ ＲＦ」と題される米国仮出願第６２／０６８，５３７号の利益を主張する。
本出願は、２０１４年１０月２４日に出願された、「ＰＡＲＴＩＡＬＬＹ ＳＹＮＣＨＲＯＮＩＺＥＤ ＭＵＬＴＩＬＡＴＥＲＡＴＩＯＮ／ＴＲＩＬＡＴＥＲＡＴＩＯＮ ＭＥＴＨＯＤ ＡＮＤ ＳＹＳＴＥＭ ＦＯＲ ＰＯＳＩＴＩＯＮＡＬ ＦＩＮＤＩＮＧ ＵＳＩＮＧ ＲＦ」と題される米国仮出願第６２／０６８，５３７号の利益を主張する。
技術分野
本実施形態は、無線通信および無線ネットワークシステム、ならびにＲＴＬＳ（リアルタイム位置特定サービス）およびＬＴＥベースの位置特定サービスを含む、無線周波数（ＲＦ）ベースの物体の識別、追跡、および位置特定のためのシステムに関する。
本実施形態は、無線通信および無線ネットワークシステム、ならびにＲＴＬＳ（リアルタイム位置特定サービス）およびＬＴＥベースの位置特定サービスを含む、無線周波数（ＲＦ）ベースの物体の識別、追跡、および位置特定のためのシステムに関する。
物体の相対位置または地理的位置を決定するためのＲＦベースの識別および位置検出システムは、一般に、単一の物体または物体のグループを追跡するため、ならびに個人を追跡するために使用される。従来の位置検出システムは、開放された屋外環境における位置決定のために使用されてきた。ＲＦベースの、全地球測位システム（ＧＰＳ）／全地球測位衛星システム（ＧＮＳ）、および補助ＧＰＳ／ＧＮＳが典型的に使用される。しかし、従来の位置検出システムは、閉鎖された（すなわち、屋内の）環境において物体の位置を特定する場合、ある不正確さに悩まされ、屋外の場合にも同様の難点がある。
セルラー無線通信システムは、屋内およびＧＰＳにはあまり適していない環境でユーザ装置（ＵＥ）の位置を特定する様々な方法を提供する。最も正確な方法は、マルチラテレーション／三辺測量法に基づく位置決め技法である。例えば、ＬＴＥ（ロングタームエボリューション）規格リリース９は、ＤＬ−ＯＴＤＯＡ（ダウンリンク観測到達時間差）を規定し、リリース１１は、マルチラテレーション／三辺測量法の派生であるＵ−ＴＤＯＡ（アップリンク到達時間差）を規定する。
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時間同期誤差は位置特定精度に影響を及ぼすので、マルチラテレーション／三辺測量に基づくシステムの基本的な要件は、単一の共通基準時間に対するシステムの完全で正確な時間同期である。セルラーネットワークでは、ＤＬ−ＯＴＤＯＡおよびＵ−ＴＤＯＡ位置特定方法は、ＤＬ−ＯＴＤＯＡの場合には、複数のアンテナからの送信が時間同期されることを要求するか、またはＵ−ＴＤＯＡの場合には、複数の受信機が時間同期することを要求する。さらに、マルチラテレーション／三辺測量法では、目標位置、例えばＵＥ位置は、アンテナに対して決定される場合がある（すなわち、アンテナ位置に対するＵＥ位置）。したがって、アンテナ位置データベース（ＤＬ−ＯＴＤＯＡの送信アンテナおよびＵ−ＴＤＯＡの受信アンテナ）における不正確さは、ＵＥの位置特定誤差に寄与する可能性がある。
ＬＴＥ規格リリース９およびリリース１１は、位置特定の目的のための時間同期精度を規定しておらず、これを無線／セルラーサービスプロバイダに委ねている。一方、これらの規格は測距精度に限界を与えている。例えば、１０ＭＨｚの測距信号帯域幅を使用する場合、ＤＬ−ＯＴＤＯＡでは５０メートルに対して６７％、Ｕ−ＴＤＯＡでは１００メートルに対して６７％の信頼性が要求される。
上記の限界は、距離測定誤差と、例えば、時間同期誤差のような精度同期の欠如に起因する誤差との組み合わせの結果である。関連するＬＴＥ試験仕様（３ＧＰＰ ＴＳ ３６．１３３バージョン１０．１．０リリース１０）および他の文献から、同期誤差が均一に分散されていると仮定して、時間同期誤差を推定することが可能である。そのような推定値の１つは２００ナノ秒（１００ナノ秒のピークツーピーク）に達する。Ｖｏｉｃｅ ｏｖｅｒ ＬＴＥ（ＶｏＬＴＥ）機能は、同期誤差が均一に分散されていると仮定すると、１５０ナノ秒（７５ナノ秒のピークツーピーク）までのセルラーネットワーク同期も必要とすることに留意する必要がある。したがって、今後、ＬＴＥネットワークの時間同期精度は１５０ナノ秒以内と仮定される可能性がある。
距離位置精度に関しては、ＦＣＣ指令ＮＧ ９１１は５０メートルと１００メートルの位置精度要件を規定している。しかし、位置情報サービス（ＬＢＳ）市場では、屋内設置場所の要件がより厳しくなっている。これは３メートルで６７％の信頼性である。このように、時間同期誤差１５０ナノ秒（標準偏差４３ナノ秒）によってもたらされる測距および位置特定誤差は、３メートル測距誤差（標準偏差１０ナノ秒）よりもはるかに大きい。
セルラーネットワークの時間同期が、ＦＣＣ ＮＧ Ｅ９１１緊急位置検出の要件を満たすのに十分である場合があるが、この同期の精度では、より正確な位置特定を要求するＬＢＳまたはＲＴＬＳシステムのユーザのニーズを満たすことができない。したがって、当該技術分野では、１）ＬＢＳおよびＲＴＬＳをサポートする目的のためにセルラー／無線ネットワークの正確な時間同期が欠如していること、および２）セルラー／無線アンテナ位置データベースの不正確さによって引き起こされる位置特定誤差を緩和するためのニーズがある。
本開示は、既存のシステムに関連する欠点のうちの１つ以上を実質的に取り除く、リアルタイム位置特定サービス（ＲＴＬＳ）システムを含む、無線周波数（ＲＦ）ベースの物体の識別、追跡および位置特定のための方法およびシステムに関する。この方法およびシステムは、部分的に同期した（時間的に）受信機および／または送信機を使用することができる。ある実施形態によれば、ＲＦベースの追跡および位置特定は、セルラーネットワークで実施されるが、任意の無線システムおよびＲＴＬＳ環境において実施することもできる。提案されたシステムは、ソフトウェア実装デジタル信号処理技術およびソフトウェア無線技術（ＳＤＲ）を使用することができる。デジタル信号処理（ＤＳＰ）も同様に使用することができる。
明細書に記載される１つのアプローチは、各クラスター内で正確に時間同期された受信機および／または送信機のクラスターを使用するが、クラスター間時間同期ははるかに正確さが低くてもよく、または、全く必要とされない。本実施形態は、すべての無線システム／ネットワークで使用することができ、シンプレックス、ハーフデュプレックスおよびフルデュプレックスモードの動作を含む。以下に説明される実施形態は、ＯＦＤＭ変調および／またはその派生を含む様々な変調タイプを使用する無線ネットワークで動作する。したがって、以下に説明する実施形態はＬＴＥネットワークで動作し、他の無線システム／ネットワークにも適用可能である。
一実施形態で説明されるように、ＲＦベースの追跡および位置特定は３ＧＰＰ ＬＴＥセルラーネットワーク上で実施され、正確に同期された（時間的に）受信機および／または送信機クラスターから大幅に利益を得ることができる。提案されたシステムは、ソフトウェアおよび／またはハードウェア実装のデジタル信号処理を使用することができる。
これらの実施形態のさらなる特徴および利点は、以下の説明に記載される場合もあり、一部は説明から明らかであり、または実施形態の実践によって習得される場合もある。これらの実施形態の利点は、本明細書の記述および特許請求の範囲、ならびに添付の図面において特に指摘される構造によって実現および達成され得る。
前述の一般的な説明および以下の詳細な説明は、例示的かつ説明的であり、特許請求される実施形態のさらなる説明を提供することを意図していることを理解すべきである。
実施形態のさらなる理解を提供するために含まれ、本明細書に組み込まれてその一部を構成する添付の図面は、実施形態を示し、説明と共に、実施形態の原理を説明する役割を果たす。
ここで、本実施形態の好ましい実施形態が詳細に参照され、その例は添付の図面に示される。
本実施形態は、ＲＴＬＳを含む、物体のＲＦベース識別、追跡および位置特定のための方法およびシステムに関する。ある実施形態によれば、この方法およびシステムは、狭帯域幅測距信号を使用する。この実施形態は、ＶＨＦ帯域で動作するが、ＨＦ、ＬＦおよびＶＬＦ帯域ならびにＵＨＦ帯域およびより高い周波数で使用することもできる。それはマルチパス緩和プロセッサを用いる。マルチパス緩和プロセッサを用いることによって、システムによって実装される追跡および位置特定の精度が向上する。
この実施形態は、ユーザが複数の人物および物体を追跡し、位置を特定し、監視することを可能にする、小型で可搬性の高いベースユニットを含む。各ユニットには独自のＩＤがある。各ユニットはそのＩＤ付きのＲＦ信号をブロードキャストし、各ユニットは戻り信号を返信することができる。戻り信号にはそのＩＤ、音声、データ、および追加情報が含まれている。各ユニットは、他のユニットからの戻り信号を処理し、三角測量または三辺測量および／または他の使用される方法に応じて、それらの相対的および／または実際の位置を連続的に決定する。好ましい実施形態は、ＧＰＳデバイス、スマートフォン、双方向無線およびＰＤＡなどの製品と容易に統合することもできる。結果として得られる製品は、既存のディスプレイ、センサ（高度計、ＧＰＳ、加速度計、コンパスなど）とそのホストの処理能力を活用しながら、スタンドアロンデバイスのすべての機能を実現することができる。例えば、本明細書で説明するデバイス技術を有するＧＰＳデバイスは、ユーザの位置を地図上に提供することができ、またグループの他のメンバの位置をマッピングすることができる。
ＦＰＧＡ実装に基づく好ましい実施形態のサイズは、集積回路技術が向上しているため、約２×４×１インチから２×２×０．５インチまで、またはそれよりも小さい。使用周波数に応じて、アンテナはデバイスに内蔵されていても、デバイス筐体から突き出てもよい。デバイスのＡＳＩＣ（特定用途向け集積回路）ベースのバージョンは、ＦＰＧＡおよび他の電子成分の大部分の機能をユニットまたはタグに組み込むことができる。製品のＡＳＩＣベースのスタンドアロンバージョンでは、デバイスサイズが１ｘ０．５ｘ０．５インチ以下になることがある。アンテナのサイズは、使用される周波数によって決定される場合があり、アンテナの一部は、筐体に統合されてもよい。ＡＳＩＣベースの実施形態は、製品に統合されるように設計され、チップセットだけで構成することができる。マスタまたはタグユニットの間に実質的な物理的なサイズの相違はないはずである。
このデバイスは、マルチパス緩和アルゴリズムを処理するために、複数の周波数範囲（帯域）で動作する規格システム成分（市販の成分）を使用できる。デジタル信号処理およびソフトウェアで定義された無線用のソフトウェアを使用することができる。信号処理ソフトウェアと最小限のハードウェアを組み合わせることで、ソフトウェアによって定義された波形を送受信した無線を組み立てることができる。
特許文献１は、狭帯域幅測距信号システムを開示しており、それによって、狭帯域測距信号は、例えば、幅が数キロヘルツしかない音声チャネルを用いて、低帯域幅チャネルに適合するように設計されている（低帯域幅チャネルのいくつかは数十キロヘルツに拡張される場合もある）。これは、数百キロヘルツから数十メガヘルツまでのチャネルを使用する従来の位置検出システムとは対照的である。
この狭帯域幅測距信号システムの利点は次の通りである。１）より低い動作周波数／帯域では、従来の位置検出システムの測距信号帯域幅が搬送波（動作）周波数値を超える。したがって、このようなシステムは、ＬＦ／ＶＬＦおよびＨＦを含む他の低周波数帯では配備できない。従来の位置検出システムとは異なり、特許文献１に記載されている狭帯域幅測距信号システムは、その測距信号帯域幅が搬送波周波数値よりはるかに低いため、ＬＦ、ＶＬＦおよび他の帯域にうまく配備することができる。２）例えばＵＨＦ帯のような、ＲＦスペクトルの下端（ＶＬＦ、ＬＦ、ＨＦ、ＶＨＦ帯など）では、ＦＣＣが許容されるチャネル帯域幅（１２〜２５ｋＨｚ）を厳しく制限しているため、従来の位置検出システムは使用できない。これは、従来の測距信号を使用することを不可能にする。従来の位置検出システムとは異なり、狭帯域測距信号システムの測距信号帯域幅は、ＦＣＣ規制やその他の国際的なスペクトル規制機関に完全に準拠している。また、３）動作周波数／帯域とは無関係に狭帯域信号が広帯域幅の信号と比較して、本質的により高いＳＮＲ（信号雑音比）を有することはよく知られている（非特許文献１を参照）。これにより、狭帯域幅測距信号位置検出システムの動作範囲が、ＵＨＦ帯域を含む動作周波数／帯域とは無関係に増加する。
したがって、従来の位置検出システムとは異なり、狭帯域幅測距信号位置検出システムは、マルチパス現象が発生しにくい、ＬＦ／ＶＬＦ帯域までのＲＦスペクトラムの下端、例えば、ＶＨＦおよびより低い周波数帯域のような、ＬＦ／ＶＬＦ帯域まで配備することができる。同時に狭帯域幅測距位置検出システムをＵＨＦ帯域以上に配備し、測距信号ＳＮＲを向上させ、結果として位置検出システムの動作範囲を広げることもできる。
マルチパス、例えばＲＦエネルギー反射を最小にするために、ＶＬＦ／ＬＦ帯域で動作させることが望ましい。しかし、これらの周波数では、ポータブル／モバイルアンテナの効率は非常に低い（ＲＦ波長に対してアンテナの長さ（サイズ）が小さいため約０．１％以下）。さらに、これらの低周波数では、自然および人工のノイズ源からのノイズレベルは、より高い周波数／帯域、例えばＶＨＦよりもはるかに高くなる。一緒に、これらの２つの現象は、例えば、その動作範囲および／または移動性／可搬性において、位置検出システムの適用性を制限し得る。したがって、動作範囲および／または移動性／可搬性が非常に重要な特定の応用、例えば、ＨＦ、ＶＨＦ、ＵＨＦおよびＵＷＢのような、より高いＲＦ周波数／帯域を使用することができる。
ＶＨＦ帯とＵＨＦ帯では、自然や人工の音源からの騒音レベルは、ＶＬＦ、ＬＦ、ＨＦ帯に比べて大幅に低くなる。ＶＨＦおよびＨＦ周波数では、マルチパス現象（例えば、ＲＦエネルギー反射）は、ＵＨＦおよびより高い周波数よりも重大ではない。また、ＶＨＦでは、アンテナ効率がＨＦおよび低周波数よりも大幅に優れており、ＶＨＦではＲＦ貫通能力がＵＨＦよりもはるかに優れている。したがって、ＶＨＦ帯域は、モバイル／ポータブル応用のために良好な妥協を提供する。一方、ＶＨＦ周波数（またはより低い周波数）が電離層に侵入できない（または偏向／屈折する）ＧＰＳなどの特殊なケースでは、ＵＨＦが良い選択肢になる。しかし、いずれの場合（およびすべてのケース／応用）においても、狭帯域幅測距信号システムは、従来の広帯域測距信号位置検出システムに優る利点を有することがある。
実際の応用（複数可）は、正確な技術仕様（電力、放射、帯域幅、動作周波数／帯域など）を決定する場合がある。狭帯域幅の測距は、狭帯域幅の測距により、ＦＣＣに記載された最も厳しい狭帯域幅６．２５ｋＨｚ、１１．２５ｋＨｚ、１２．５ｋＨｚ、２５ｋＨｚ、５０ｋＨｚを含む多くの異なる帯域幅／周波数での動作を可能にし、適切なセクションの対応する技術的要件を満たすため、ユーザにライセンスを受けるか、ライセンスの免除を受けるか、またはＦＣＣに定められた無許可帯域を使用することができる。その結果、複数のＦＣＣセクションおよびそのセクション内の免除が適用される場合がある。該当する主要なＦＣＣ規制は、４７ ＣＦＲパート９０−私有地移動無線サービス、４７ ＣＦＲパート９４パーソナルラジオサービス、４７ ＣＦＲパート１５−無線周波数デバイスである。（比較すると、この文脈における広帯域信号は、数百ＫＨｚから１０−２０ＭＨｚまでである）。
典型的には、パート９０およびパート９４では、ＶＨＦ実装により、ユーザは特定の免除の下で最大１００ｍＷまでデバイスを動作させることができる（低電力無線サービスがその例である）。適用によっては、ＶＨＦ帯での許容伝送電力は２〜５ワットである。９００ＭＨｚ（ＵＨＦ帯）では１ワットである。１６０ｋＨｚ〜１９０ｋＨｚの周波数（ＬＦ帯域）では、許容される送信電力は１ワットである。
狭帯域測距は、異なるスペクトル許容値のすべてではないにしても多くを満たすことができ、最も厳格な規制要件を満たしながら正確な測距を可能にする。これは、ＦＣＣだけでなく、ヨーロッパ、日本、韓国を含む世界中のスペクトルの使用を規制する他の国際機関にも当てはまる。
以下は、使用される一般的な周波数のリストであり、典型的な電力使用量と実際の環境でタグが他のリーダと通信できる距離である（非特許文献２を参照）。
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９１５ＭＨｚ １００ｍＷ １５０フィート
２．４ＧＨｚ １００ｍＷ １００フィート
５．６Ｇｈｚ １００ｍＷ ７５フィート
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９１５ＭＨｚ １００ｍＷ １５０フィート
２．４ＧＨｚ １００ｍＷ １００フィート
５．６Ｇｈｚ １００ｍＷ ７５フィート
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提案されたシステムは、ＶＨＦ周波数で動作し、ＲＦ信号を送信および処理する独自の方法を用いる。具体的には、ＤＳＰ技法とソフトウェア無線（ＳＤＲ）を使用して、ＶＨＦ周波数での狭帯域幅要件の限界を克服する。
より低い周波数（ＶＨＦ）で動作させることにより、散乱が低減され、壁の貫通がより良好になる。正味の結果は、一般に使用される周波数よりも約１０倍の範囲の増加である。例えば、プロトタイプの測定範囲と上記のＲＦＩＤ技術の測定範囲を比較する。
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２１６ＭＨｚ １００ｍｗ ７００フィート
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２１６ＭＨｚ １００ｍｗ ７００フィート
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狭帯域測距技法を利用すれば、典型的な電力使用で共通で使用される周波数の範囲、および、現実の環境で別のリーダと通信することができるタグ通信範囲の距離は、大幅に増加する。
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から： へ：
９１５ＭＨｚ １００ｍＷ １５０フィート ５００フィート
２．４ＧＨｚ １００ｍＷ １００フィート ４５０フィート
５．６ＧＨｚ １００ｍＷ ７５フィート ４００フィート
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から： へ：
９１５ＭＨｚ １００ｍＷ １５０フィート ５００フィート
２．４ＧＨｚ １００ｍＷ １００フィート ４５０フィート
５．６ＧＨｚ １００ｍＷ ７５フィート ４００フィート
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バッテリ消費は、設計、送信電力、およびデバイスのデューティサイクル、例えば、２つの連続する距離（位置）測定の間の時間間隔の関数である。多くの応用では、デューティサイクルは１０倍〜１０００倍と大きくなる。例えば１００倍のような大きなデューティサイクルを持つ応用では、１００ｍＷの電力を送信するＦＰＧＡバージョンのアップタイムは約３週間である。ＡＳＩＣベースのバージョンでは、アップタイムを１０倍増加させることが予期される。また、ＡＳＩＣは本質的にノイズレベルが低い。したがって、ＡＳＩＣベースのバージョンでは、動作範囲が約４０％も増加する可能性がある。
当業者であれば、本実施形態は、システムが長い動作範囲を損なうことなく、ＲＦの挑戦的測距環境（例えば、建物、都市回廊などのような）における位置検出精度を大幅に向上させる、ことを理解する。
典型的には、追跡および位置特定システムは、追跡位置特定ナビゲーション方法を用いる。これらの方法には、到達時間（ＴＯＡ）、到達時間差（ＤＴＯＡ）およびＴＯＡとＤＴＯＡの組み合わせを含む。距離測定技法としての到達時間（ＴＯＡ）は、一般に、特許文献２に記載されている。ＴＯＡ／ＤＴＯＡベースのシステムは、その後距離範囲に変換される時間遅延のような、ＲＦ測距信号のＤｉｒｅｃｔ−Ｌｉｎｅ−Ｏｆ−Ｓｉｔｅ（ＤＬＯＳ）飛行時間を測定する。
ＲＦ反射（例えばマルチパス）の場合、様々な遅延時間を有するＲＦ測距信号の複数のコピーがＤＬＯＳ ＲＦ測距信号に重畳される。狭帯域幅測距信号を使用する追跡位置特定システムは、マルチパス緩和なしにＤＬＯＳ信号と反射信号とを区別することができない。その結果、これらの反射された信号は、推定測距信号ＤＬＯＳ飛行時間に誤差を誘発し、ひいては距離推定精度に影響を及ぼす。
実施形態は、マルチパス緩和プロセッサを有利に使用して、ＤＬＯＳ信号と反射信号とを分離する。したがって、実施形態は、推定測距信号ＤＬＯＳの飛行時間誤差を著しく低下させる。提案されたマルチパス緩和法は、すべてのＲＦ帯域で使用できる。また、それは広帯域幅の測距信号位置検出システムにも使用できる。また、それは、ＤＳＳ（ダイレクトスペクトラム拡散）やＦＨ（周波数ホッピング）などのスペクトラム拡散技法を含む、さまざまな変調／復調技法をサポートすることができる。
さらに、方法の精度をさらに改善するために、ノイズ低減方法を適用することができる。これらのノイズ低減方法は、限定されるものではないが、コヒーレント加算、非コヒーレント加算、整合フィルタリング、時間ダイバーシティ技術などを含むことができる。マルチパス干渉誤差の残余は、最尤推定（例えば、ビタビアルゴリズムのような）、最小分散推定（カルマンフィルタ）などのような、後処理技術を適用することによってさらに減らすことができる。
この実施形態は、シンプレックス、ハーフデュプレックスおよびフルデュプレックスモードの動作を有するシステムで使用することができる。フルデュプレックス動作は、ＲＦトランシーバの複雑さ、コスト、およびロジスティクスの点で非常に要求されており、ポータブル／モバイルデバイス実装におけるシステム動作範囲を制限する。ハーフデュプレックス動作モードでは、リーダ（しばしば「マスタ」と呼ばれる）およびタグ（「スレーブ」または「ターゲット」と呼ばれることもある）は、マスタまたはスレーブがいつでも送信を許可するプロトコルによって制御される。
送信と受信を交互に行うことで、距離測定に単一の周波数を使用することができる。このような配置は、フルデュプレックスシステムと比較してシステムのコストおよび複雑さを低減する。シンプレックス動作モードは概念的にはより簡単であるが、測距信号シーケンスの開始を含めて、マスタユニットとターゲットユニット（複数可）の間のイベントをより厳密に同期させる必要がある。
本実施形態では、狭帯域幅測距信号マルチパス緩和プロセッサは、測距信号帯域幅を増加させない。これは、有利には、狭帯域幅測距信号の伝搬を可能にするために、異なる周波数成分を使用する。さらなる測距信号処理は、超解像度スペクトル推定アルゴリズム（ＭＵＳＩＣ、ｒｏｏｔＭＵＳＩＣ、ＥＳＰＲＩＴ）および／またはＲＥＬＡＸのような統計アルゴリズム、を使用して周波数領域で、または、または、比較的大きな帯域を備えた合成測距信号を集めること、および、この信号にさらなる処理を適用できる時間ドメインで実行することができる。狭帯域幅測距信号の異なる周波数成分は、擬似ランダムに選択することができ、周波数が連続していても間隔を空けていてもよく、周波数において均一かつ／または不均一な間隔を有することができる。
実施形態は、マルチパス緩和技術を拡張する。狭帯域測距の信号モデルは、その周波数が、マルチパスに関連する時間遅延によって定義される遅延プラス類似の項によって定義される遅延に直接比例する複素指数関数（この文書の他の箇所で紹介されている）である。このモデルは、信号構造の実際の実装、例えば階段状周波数、線形周波数変調などから独立している。
直接経路とマルチパスとの間の周波数分離は名目上非常に小さく、通常の周波数領域処理は直接経路範囲を推定するのには不十分である。例えば、３０メートル（１００．０７ナノ秒の遅延）の範囲で５ＭＨｚを超える１００ＫＨｚのステップレートでステップされた周波数測距信号は０．０６２８７５ラジアン／秒の周波数を生じる。経路長が３５メートルのマルチパス反射は０．０７３３５５の周波数になる。分離は０．０１０４７９２である。観測可能な５０サンプルの周波数分解能は、０．１２５６６Ｈｚの固有周波数分解能を有する。その結果、直接経路を反射経路から分離し、直接経路範囲を正確に推定するために従来の周波数推定技法を使用することは不可能である。
この制限を克服するために、実施形態は、部分空間分解高分解能スペクトル推定方法論およびマルチモーダルクラスター解析の実装の独特の組み合わせを使用する。部分空間分解技術は、観測データの推定された共分散行列を２つの直交部分空間、すなわちノイズ部分空間と信号部分空間に分割することに依存する。部分空間分解法の背後にある理論は、ノイズ部分空間への観測対象の投影はノイズから成り、観測対象の信号部分空間への投影は信号からなるということである。
超解像度スペクトル推定アルゴリズムおよびＲＥＬＡＸアルゴリズムは、雑音の存在下でスペクトル内に密接に配置された周波数（正弦波）を区別することができる。周波数は調和的に関連する必要はなく、デジタルフーリエ変換（ＤＦＴ）とは異なり、信号モデルは人為的な周期性を導入しない。所与の帯域幅に対して、これらのアルゴリズムは、フーリエ変換よりもはるかに高い解像度を提供する。したがって、ダイレクトラインオブサイト（ＤＬＯＳ）は、他のマルチパス（ＭＰ）と高精度で確実に区別することができる。同様に、人工的に生成された合成広帯域測距信号に後述の閾値法を適用することにより、ＤＬＯＳを他の経路と高精度に確実に区別することが可能となる。
この実施形態によれば、デジタル信号処理（ＤＳＰ）は、マルチパス緩和プロセッサによって使用され、ＤＬＯＳを他のＭＰパスと確実に区別する。スペクトル分析（スペクトル推定）技術には、様々な超解像アルゴリズム／技法が存在する。例には、部分空間ベースの方法として、複数の信号特性（ＭＵＳＩＣ）アルゴリズム、または、ルートＭＵＳＩＣアルゴリズム、回転不変技法を介した信号パラメータの評価（ＥＳＰＲＩＴ）アルゴリズム、Ｐｉｓａｒｅｎｋｏ Ｈａｒｍｏｎｉｃ Ｄｅｃｏｍｐｏｓｉｔｉｏｎ（ＰＨＤ）アルゴリズム、ＲＥＬＡＸアルゴリズムなどがある。
上述の超解像アルゴリズムの全てにおいて、到来する（すなわち、受信された）信号は、複素指数とその複素振幅の線形結合としてモデル化される。マルチパスの場合、受信信号は次のようになる。
ここで、
は送信された信号、ｆは動作周波数、Ｌはマルチパス成分の数、そして、
とτＫは、それぞれ、Ｋ番目の複素減衰および伝搬遅延である。マルチパス成分は、伝搬遅延が昇順で考慮されるようにインデックス付けされる。その結果、このモデルでは、τ０はＤＬＯＳ経路の伝搬遅延を示す。明らかに、それがすべてτＫの中で小さい値であるため、最もτ０値は最も、興味がある。位相θＫは通常１つの測定サイクルから別の測定まで、一定の確率密度関数Ｕ（０，２π）でランダムであると仮定されている。したがって、我々は、αＫは一定である（すなわち、一定値）と仮定する。
パラメータαＫとτＫは、建物の中や周辺の人と機器の動きを反映するランダムな時間変化関数である。しかし、それらの変動の割合は測定時間間隔に比べて非常に遅いので、これらのパラメータは、所与の測定サイクル内で時間不変のランダム変数として扱うことができる。
これらのパラメータはすべて、伝送係数や反射係数などの無線信号特性に関係するため、周波数に依存する。しかし、この実施形態では、動作周波数はほとんど変化しない。したがって、上述のパラメータは、周波数に依存しないと仮定することができる。
式（１）は周波数ドメインで、以下で提示される。
ここで、Ａ（ｆ）は受信信号（２π×τＫ）の複素振幅であり、受信信号（２π×τＫ）は超解像度アルゴリズムによって評価される人工の「周波数」であり、作動周波数ｆは独立変数であり、αＫはＫ番目の経路振幅である。
式（２）では、（２π×τＫ）とそれに続くτＫ値の超解像度は連続周波数に基づく。実際には、有限回の測定を行う。したがって、変数ｆは必ずしも連続変数ではなく、むしろ個別の値になる。したがって、複素振幅Ａ（ｆ）は以下のように計算できる。
ここで、
は個別周波数ｆｎでの個別の複素振幅推定値（すなわち、測定値）である。
式（３）において、
は、それがマルチパスチャネルを通って伝播した後の周波数ｆｎの正弦波信号の振幅および位相と解釈できる。全てのスペクトルの推定ベースの超解像度アルゴリズムは複素入力データ（すなわち、複素振幅）を要求することに留意されたい。
いくつかの場合には、実際の信号データ、例えば、
を複素信号（例えば分析的な信号）に変換することが可能である。例えば、そのような変換はヒルベルト変換または他の方法を用いて実行できる。しかし、距離が短い場合は値τ０が非常に小さいため、非常に低い（２π×τＫ）周波数になる。
これらの低「周波数」はヒルベルト変換（または他の方法の）実装で問題を生じる。さらに、もし振幅値（例えば、
が使用されると、推定される周波数の数は（２π×τＫ）「周波数」のみならず、その組み合わせも含む場合がある。概して、未知の周波数の数が増えると、超解像度アルゴリズムの精度に影響を与える。したがって、他のマルチパス（ＭＰ）パスからのＤＬＯＳの信頼性のある正確な分離は複素振幅推定を必要とする。
以下は、マルチパスの存在下で複素振幅
を得るタスク中の方法およびマルチパス緩和プロセッサの動作の説明である。説明は、ハーフデュプレックス動作モードに焦点を当てているが、フルデュプレックスモードに対して容易に拡張することができることに留意されたい。シンプレックス動作モードは、ハーフデュプレックスモードのサブセットであるが、追加のイベント同期が必要である。
ハーフデュプレックス動作モードでは、リーダ（しばしば「マスタ」と呼ばれる）およびタグ（「スレーブ」または「ターゲット」とも呼ばれる）は、マスタまたはスレーブが任意の時に送信を許可するプロトコルによって制御されてもよい。この動作モードでは、タグ（ターゲットデバイス）はトランスポンダとして機能する。タグはリーダ（マスタデバイス）から測距信号を受信してメモリに格納し、一定時間（遅延）後に信号をマスタに再送信する。
測距信号の一例を図１および図１Ａに示す。例示的な測距信号は、連続した異なる周波数成分を用いる。測距信号帯域幅が狭いままである限り、周波数および／または時間または直交周波数間隔の擬似ランダムを含む他の波形も使用することができる。図１では、各周波数成分の持続時間Ｔｆは、測距信号の狭帯域幅特性を得るのに十分に長くてもよい。
異なる周波数成分を有する測距信号の別の変形例を図２に示す。それは、個々の周波数を狭帯域化するために長時間にわたって送信される複数の周波数（ｆ１、ｆ２、ｆ３、ｆ４、ｆｎ）を含む。このような信号はより効率的であるが、広い帯域幅を占有し、広帯域の測距信号がＳＮＲに影響を与え、動作範囲が狭くなる。また、そのような広い帯域幅の測距信号は、ＶＨＦ帯域またはより低い周波数帯域のＦＣＣ要件に違反する可能性がある。しかし、特定の用途では、この広帯域測距信号は、既存の信号および伝送プロトコルへの統合を容易にする。また、そのような信号は、追跡、位置特定時間を減少させる。
これらの複数の周波数（ｆ１、ｆ２、ｆ３、ｆ４、ｆｎ）バーストは、連続的および／または擬似ランダムであってもよく、周波数および／または時間または直交などで間隔をあけて配置されてもよい。
狭帯域測距モードは、瞬間的な広帯域測距の形で精度を生じさせる一方で、この精度が実現できる範囲を広帯域測距と比較して増大させることができる。この性能は、固定送信電力において、狭帯域測距信号の受信機におけるＳＮＲ（適切な信号帯域幅内）が、広帯域測距信号の受信機におけるＳＮＲよりも大きいために達成される。ＳＮＲ利得は、広帯域測距信号の全帯域幅と狭帯域測距信号の各チャネルの帯域幅との比のオーダーである。これは、非常に迅速な測距が必要でない場合、例えば、歩く人または走っている人のような静止しているおよびゆっくり動くターゲットの場合に、良好なトレードオフを提供する。
マスタデバイスとタグデバイスは同一であり、マスタモードまたはトランスポンダモードで動作できる。すべてのデバイスには、データ／リモートコントロール通信チャネルが含まれている。デバイスは情報を交換し、マスタデバイス（複数可）はタグデバイスを遠隔制御できる。図１に示すこの例では、マスタ（すなわちリーダ）マルチパス緩和プロセッサの動作中に、マルチパス緩和プロセッサは、タグ（複数可）に測距信号を発信し、ある遅延後に、マスタ／リーダがタグ（複数可）からの繰り返し測距信号を受信する。
その後、マスタのマルチパス緩和プロセッサは、受信した測距信号を、マスタから最初に送信された信号と比較し、各周波数成分ｆｎの振幅および位相の形で推定値
を決定する。式（３）において、一方向測距信号トリップについて定義されていることに留意されたい。この実施形態では、測距信号は往復する。つまり、それは、マスタ／リーダからターゲット／スレーブへ、ターゲット／スレーブからマスタ／リーダへの両方向に移動する。したがって、マスタによって受信されたこの往復信号複素振幅は、以下のように計算することができる。
複素振幅および位相値を推定するために、例えば、マッチングフィルタリング
および
のような利用可能な多くの技法がある。この実施形態によれば、複素振幅決定は、マスタおよび／またはタグ受信機ＲＳＳＩ（受信信号強度インジケータ）値から導き出された
値に基づく。位相値
は、受信されたリーダ／マスタによって返されたベースバンド測距信号位相と元の（すなわち、リーダ／マスタによって送信された）ベースバンド測距信号位相とを比較することによって得られる。さらに、マスタおよびタグデバイスは独立したクロックシステムを備えているため、デバイスの動作の詳細な説明は、位相推定誤差に対するクロック精度の影響を分析することによって拡大される。上記の説明が示すように、一方向振幅値
はターゲット／スレーブデバイスから直接得ることができる。しかし、一方向の位相値
を直接測定することはできない。
本実施形態では、測距ベースバンド信号は、図１に示したものと同じである。しかし、ここでは簡潔性のために、測距ベースバンド信号は、それぞれ異なる周波数の余弦波または正弦波の複数の周期を含む２つの周波数成分Ｆ１およびＦ２からなると仮定する。Ｆ１＝ｆ１およびＦ２＝ｆ２であることに留意されたい。第１の周波数成分における周期の数はＬであり、第２の周波数成分における周期の数はＰである。ＬはＰと等しくてもよいし、等しくなくてもよいことに留意されたい。これは、Ｔｆ＝一定の場合、各周波数成分は異なる数の周期を有し得るためである。また、各周波数成分の間には時間差がなく、Ｆ１もＦ２も初期位相がゼロから始まる。
図３Ａ、図３Ｂおよび図３Ｃは、ＲＦ移動追跡および位置特定システムのマスタまたはスレーブユニット（タグ）のブロック図を示す。ＦＯＳＣは、デバイスシステムクロック（図３Ａの水晶発振器２０）の周波数を指す。デバイス内で生成されるすべての周波数は、このシステムクロック水晶発振器から生成される。次の定義が使用される。Ｍはマスタデバイス（ユニット）である。ＡＭはタグ（ターゲット）デバイス（ユニット）である。タグデバイスはトランスポンダモードで動作し、トランスポンダ（ＡＭ）ユニットと呼ばれる。
好ましい実施形態では、デバイスは、ＲＦフロントエンドおよびＲＦバックエンド、ベースバンドおよびマルチパス緩和プロセッサからなる。ＲＦバックエンド、ベースバンドおよびマルチパス緩和プロセッサは、ＦＰＧＡ１５０に実装される（図３Ｂおよび図３Ｃ参照）。システムクロック発生器２０（図３Ａ参照）は、ＦＯＳＣ＝２０ＭＨｚまたはωＯＳＣ＝２π×２０×１０６で振動する。これは理想的な周波数である。なぜならば、実際のデバイスでは、システムクロック周波数は必ずしも２０ＭＨｚではないからである。
次式に留意されたい。
２０ＭＨｚのＦＯＳＣ周波数以外は、システム性能に影響を与えることなく使用することができることに留意されたい。
両方のユニット（マスタとタグ）の電子メーキャップは同一で、異なる操作モードがソフトウェアでプログラム可能である。ベースバンド測距信号は、マスタのＦＰＧＡ１５０、ブロック１５５〜１８０（図３Ｂ参照）によってデジタル形式で生成される。これは、それぞれ異なる周波数の余弦波または正弦波の複数の周期を含む２つの周波数成分からなる。最初に、ｔ＝０で、マスタデバイス（図３Ｂ）内のＦＰＧＡ１５０は、Ｉ／Ｑ ＤＡＣ１２０および１２５を介してデジタルベースバンド測距信号をそのアップコンバータ５０に出力する。ＦＰＧＡ１５０はＦ１周波数で開始し、時間Ｔ１後にＦ２周波数を時間間隔Ｔ２で生成するように開始する。
水晶発振器の周波数は２０ＭＨｚと異なる可能性があるため、ＦＰＧＡによって生成される実際の周波数はＦ１γＭおよびＦ２γＭとなる可能性がある。また、時間Ｔ１はＴ１βＭになり、Ｔ２はＴ２βＭになる場合がある。ＩＴはまた、Ｔ１、Ｔ２、Ｆ１Ｆ２が、Ｆ１γＭ＊Ｔ１βＭ＝Ｆ１Ｔ１およびＦ２γＭ＊Ｔ２βＭ＝Ｆ２Ｔ２となるように仮定され、ここで、Ｆ１Ｔ１とＦ２Ｔ２は整数である。これは、Ｆ１とＦ２の初期位相が０に等しいことを意味する。
すべての周波数がシステム水晶発振器２０のクロックから生成されるので、マスタのベースバンドＩ／Ｑ ＤＡＣ（複数可）１２０および１２５の出力は以下の通りである。
ここで、
および
は一定係数である。同様に、周波数シンセサイザ２５からの出力周波数ＴＸ＿ＬＯおよびＲＸ＿ＬＯ（ミキサ５０および８５のＬＯ信号）は、一定係数によって表すことができる。これらの一定係数は、マスタ（Ｍ）とトランスポンダ（ＡＭ）とで同じであり、その違いは各デバイスのシステム水晶発振器２０のクロック周波数にある。
マスタ（Ｍ）とトランスポンダ（ＡＭ）は、ハーフデュプレックスモードで動作する。マスタのＲＦフロントエンドは、マルチパス緩和プロセッサによって生成されたベースバンド測距信号を直角アップコンバータ（すなわち、ミキサ）５０を用いてアップコンバートし、このアップコンバートされた信号を送信する。ベースバンド信号が送信された後、マスタは、ＲＦフロントエンドＴＸ／ＲＸスイッチ１５を使用してＴＸモードからＲＸモードに切り替わる。トランスポンダは、そのＲＦフロントエンドミキサ８５（第１のＩＦを生成）およびＡＤＣ１４０（第２のＩＦを生成）を使用して受信信号を受信し、ダウンコンバートする。
その後、この第２のＩＦ信号は、デジタルフィルタ１９０を使用してトランスポンダＲＦバックエンドプロセッサでデジタルフィルタリングされ、ＲＦバックエンド直交ミキサ２００、デジタルＩ／Ｑフィルタ２１０および２３０、デジタル直交発振器２２０および加算器２７０を使用してベースバンド測距信号にさらにダウンコンバートされる。このベースバンド測距信号は、ラムデータバスコントローラ１９５および制御ロジック１８０を用いてトランスポンダのメモリ１７０に記憶される。
続いて、トランスポンダは、ＲＦフロントエンドスイッチ１５を使用して、ＲＸモードからＴＸモードに切り替わり、ある遅延ｔＲＴＸ後、格納されたベースバンド信号の再送信を始める。遅延は、ＡＭ（トランスポンダ）システムクロックで測定されることに留意されたい。したがって、
である。マスタは、トランスポンダ送信を受信し、そのＲＦバックエンド直交ミキサ２００、デジタルＩおよびＱフィルタ２１０および２３０、デジタル直交発振器２２０（図３Ｃ参照）を使用して、受信信号をベースバンド信号にダウンコンバートする。
その後、マスタは、マルチパス緩和プロセッサの逆正接ブロック２５０および位相比較ブロック２５５を使用して、受信された（すなわち、回復された）ベースバンド信号Ｆ１とＦ２の位相差を計算する。振幅値は、ＲＦバックエンドＲＳＳＩブロック２４０から派生したものである。
推定精度を向上させるために、ブロック２４０からの振幅推定値のＳＮＲおよびブロック２５５からの位相差推定値を改善することが常に望ましい。好ましい実施形態では、マルチパス緩和プロセッサは、測距信号周波数成分の持続時間（Ｔｆ）にわたる多くの場合に振幅および位相差推定の計算をする。これらの値を平均するとＳＮＲが改善される。ＳＮＲの改善は、√Ｎに比例する順でありうる。ここで、Ｎは、振幅および位相差値が取られた（すなわち、決定された）場合の数である。
ＳＮＲ改善に対する別のアプローチは、ある期間にわたって整合フィルタ技法を適用することによって振幅および位相差値を決定することである。さらに、別のアプローチは、受信した（すなわち反復した）Ｉ／Ｑ形式のベースバンド測距信号周波数成分をサンプリングし、元の（すなわち、マスタ／リーダによって送信された）ベースバンドに対して期間Ｔ≦Ｔｆにわたって積分することによって位相および振幅を推定することである。この積分は、振幅と位相の複数のインスタンスをＩ／Ｑ形式で平均化するという効果がある。その後、位相値および振幅値をＩ／Ｑフォーマットから
および
フォーマットに変換することができる。
マスタのマルチパスプロセッサ制御において、ｔ＝０で、マスタベースバンドプロセッサ（両方ともＦＰＧＡ１５０内）がベースバンド測距シーケンスを開始すると仮定する。
ここで、Ｔｆ≧Ｔ１βＭである。
マスタのＤＡＣ（複数可）１２０および１２５での位相の出力は次のとおりである。
ＤＡＣ１２０および１２５は、システムクロックに依存しない内部伝播遅延
を有することに留意されたい。
同様に、送信回路構成成分１５、３０、４０、および５０は、システムクロックに依存しない追加の遅延
を導入することができる。
その結果、マスタによる送信ＲＦ信号の位相は、以下のように計算することができる。
マスタ（Ｍ）からのＲＦ信号は、マスタとタグとの間のマルチパス現象の関数である位相シフトφＭＵＬＴを経験する。
この値φＭＵＬＴは、送信された周波数、例えば、Ｆ１およびＦ２に依存する。トランスポンダ（ＡＭ）受信機は、受信機のＲＦ部分の限られた（すなわち、狭い）帯域幅のために各経路を分解することができない。したがって、ある時間後、例えば１マイクロ秒（３００メートルの飛行に相当）の後、すべての反射信号が受信アンテナに到達したとき、以下の式が適用される。
第１のダウンコンバータのＡＭ（トランスポンダ）受信機では、要素８５は、例えば、最初のＩＦでは、信号の位相は次のようになる。
受信機ＲＦセクション（要素１５および６０〜８５）における伝搬遅延
は、システムクロックに依存しないことに留意されたい。ＲＦフロントエンドフィルタおよび増幅器（要素９５〜１１０および１２５）を通過した後、第１のＩＦ信号がＲＦバックエンドＡＤＣ１４０によってサンプリングされる。ＡＤＣ１４０が入力信号をアンダーサンプリングしていると仮定する（例えば、第１ ＩＦ）。したがって、ＡＤＣは、第２のＩＦを生成するダウンコンバータのようにも動作する。第１のＩＦフィルタ、増幅器およびＡＤＣは、伝搬遅延時間を加算する。ＡＤＣ出力（第２のＩＦ）では、次式が得られる。
ＦＰＧＡ１５０では、（ＡＤＣ出力からの）第２のＩＦ信号は、ＲＦバックエンドデジタルフィルタ１９０によってフィルタリングされ、さらに、第３のダウンコンバータ（すなわち直交ミキサ２００、デジタルフィルタ２３０および２１０およびデジタル直交発振器２２０）によってベースバンド測距信号にダウンコンバートされ、加算器２７０で合計され、メモリ１７０に記憶される。第３のダウンコンバータ出力（すなわち直交ミキサ）では、次式が得られる。
ＦＩＲセクション１９０における伝搬遅延
は、システムクロックに依存しないことに留意されたい。
ＲＸ−＞ＴＸ遅延の後に、マスタ（Ｍ）からの格納された（メモリ１７０内の）ベースバンド測距信号が再送される。ＲＸ−＞ＴＸ遅延
であることに留意されたい。
トランスポンダからの信号がマスタ（Ｍ）受信機アンテナに達するまでに、トランスポンダ（ＡＭ）からのＲＦ信号は、マルチパスの関数である別の位相シフトφＭＵＬＴを受ける。上述したように、この位相シフトは、全ての反射信号がマスタの受信アンテナに到達した特定の時間の後に起こる。
マスタ受信機では、トランスポンダからの信号は、トランスポンダ受信機におけるものと同じダウンコンバージョンプロセスを経る。その結果、元々マスタによって送信された復元されたベースバンド測距信号が得られる。
第１の周波数成分Ｆ１については、
第２の周波数成分Ｆ２については、
代入して、
ここで、ＴＤ＿Ｍ−ＡＭはマスター（Ｍ）およびトランスポンダ（ＡＭ）回路を通る伝播遅延である。
ここで、φＢＢ＿Ｍ−ＡＭ（０）は、ＡＤＣ（複数可）を含むマスタ（Ｍ）およびトランスポンダ（ＡＭ）周波数ミキサからの、時刻ｔ＝０でのＬＯ位相シフトである。また、
である。
第１周波数成分Ｆ１は、
第１周波数成分Ｆ１のつづきは、
第２周波数成分Ｆ２は、
第２周波数成分Ｆ２の続きは、
さらに代入して、
ここでαは定数である。
その後、最終的な位相方程式は次のようになる。
式（５）から、
ここで、ｉ＝２、３、４・・・・・および
は
に等しい。
例えば、インスタンスｔ１とｔ２の差
について、次式が得られる。
ここで、ＴＬＢ＿ＭおよびＴＬＢ＿ＡＭは、デバイスをループバックモードに置くことによって測定されるマスタ（Ｍ）およびトランスポンダ（ＡＭ）のＴＸおよびＲＸ回路を通る伝搬遅延である。ここで、マスタデバイスとトランスポンダデバイスは、ＴＬＢ＿ＭおよびＴＬＢ＿ＡＭを自動的に測定できることに留意されたい。つまりｔＲＴＸ値も分かる。
上記の式およびｔＲＴＸから、所与のｔ１およびｔ２について、ＴＤ＿Ｍ−ＡＭ値を決定することができ、その値
は以下のように見出すことができる。
または、βＭ＝βＡＭ＝１と仮定すると、次式が得られる。
式（６）から、動作周波数（複数可）測距信号（複数可）において、複素振幅値が、返されたベースバンド測距信号を処理することから見出され得ると結論付けることができる。
部分空間アルゴリズムは一定の位相オフセットに対して敏感ではないので、初期位相値
は０に等しいとみなすことができる。必要であれば、特許文献１に記載されている狭帯域幅測距信号法を使用してＴＯＡ（Ｔｉｍｅ Ｏｆ Ａｒｒｉｖａｌ）を決定することによって
値（位相初期値）を見つけることができる。この方法は、測距信号の往復遅延を推定し、それは、
値に等しく、
値は次の式から求めることができる。
好ましい実施形態では、返されたベースバンド測距信号位相値
は、マルチパスプロセッサの逆正接ブロック２５０によって計算される。ＳＮＲを改善するために、マルチパス緩和プロセッサ位相比較ブロック２５５は、以下を計算する。
多くのインスタンスｎ（ｎ＝２、３、４……）について式（６Ａ）を用い、その後、それらを平均してＳＮＲを改善する。以下の点に留意されたい。
式５および６から、復元された（すなわち、受信された）ベースバンド測距信号は、マスタによって送信された元のベースバンド信号と同じ周波数を有することが明らかになる。したがって、マスタ（Ｍ）とトランスポンダ（ＡＭ）のシステムクロックが異なる可能性があるにもかかわらず、周波数変換はない。ベースバンド信号はいくつかの周波数成分からなり、各成分は複数の正弦波の周期からなるので、受信したベースバンド信号の個別成分周波数を対応する元の（すなわち、マスタによって送信された）ベースバンド信号個別周波数成分ととともにサンプリングし、得られた信号を期間Ｔ≦Ｔｆにわたって積分することによって、受信された測距信号の位相および振幅を推定することも可能である。
この動作は、受信した測距信号の複素振幅値
をＩ／Ｑフォーマットで生成する。マスタによって送信された各ベースバンド信号の個々の周波数成分は、ＴＤ＿Ｍ−ＡＭだけ時間シフトされなければならないことに留意されたい。積分演算は、振幅および位相の複数のインスタンスを平均化する（例えば、ＳＮＲを増加させる）効果を生じる。位相値および振幅値は、Ｉ／Ｑフォーマットから
および
フォーマットに変換できることに留意されたい。
このサンプリング方法は、一定期間Ｔ≦Ｔｆにわたる積分およびそれに続くＩ／Ｑフォーマットから
および
フォーマットへの変換を、図３Ｃの位相比較ブロック２５５で実施することができる。したがって、ブロック２５５の設計および実装に応じて、式（５）に基づく好ましい実施形態の方法またはこのセクションで説明する代替方法のいずれかを使用することができる。
測距信号帯域幅は狭いが、周波数差ｆｎ−ｆ１は比較的大きく、例えば数メガヘルツ程度である。結果として、受信機の帯域幅は、ｆ１：ｆｎ測距信号周波数成分のすべてを通過させるのに十分なほど広く保たれなければならない。この広い受信帯域幅はＳＮＲに影響する。受信機の効果的な帯域を減らし、ＳＮＲを改善するために、受信測距信号のベースバンド周波数成分は、受信されたベースバンド測距信号の個々の周波数成分ごとにチューニングされたデジタル狭帯域フィルタによってＦＰＧＡ１５０のＲＦバックエンドプロセッサによってフィルタリングされる。しかし、この多数のデジタルフィルタ（フィルタの個数は個々の周波数成分の数に等しい）はＦＰＧＡリソースに負担をかけるため、コスト、サイズ、消費電力が増加する。
好ましい実施形態では、２つの狭帯域幅デジタルフィルタのみが使用され、一方のフィルタは常にｆ１周波数成分に対して同調され、他方のフィルタは他のすべての周波数成分ｆ２：ｆｎに対して同調される。測距信号の複数のインスタンスがマスタによって送信される。それぞれのインスタンスは２つの周波数ｆ１：ｆ２；ｆ１：ｆ３…；ｆ１：ｆｉ…；ｆ１：ｆｎから成る。同様の戦略も可能である。
また、例えば、ＫＳＹＮを変えることによって、周波数シンセサイザを調整することにより、周波数成分の残りの部分を生成する２つ（または一つでも）にベースバンド測距信号成分を維持することも可能であることに留意されたい。コンバータアップおよびダウンコンバータ用のＬＯ信号は、ダイレクトデジタル合成（ＤＤＳ）技術を使用して生成されることが望ましい。高ＶＨＦ帯の周波数に対して、これは、トランシーバ／ＦＰＧＡハードウェアに望ましくない負担を提示することがある。しかし、より低い周波数の場合、これは有用なアプローチになりうる。アナログ周波数シンセサイザも使用できるが、周波数が変更された後に解決するまでに時間がかかる場合がある。また、アナログシンセサイザの場合、アナログシンセサイザの周波数を変更した後に発生する可能性のある位相オフセットをキャンセルするために、同じ周波数で２回測定する必要がある。
上記の式で使用される実際のＴＤ＿Ｍ−ＡＭは、例えば、ＴＬＢ＿ＡＭおよびｔＲＴＸがトランスポンダ（ＡＭ）クロックでカウントされ、ＴＬＢ＿Ｍがマスタ（Ｍ）クロックでカウントされるように、マスタ（Ｍ）システムクロックとトランスポンダ（ＡＭ）システムクロックの両方で測定される。
しかし、
が計算されるときは、ＴＬＢ＿ＡＭおよびｔＲＴＸの両方が測定（カウント）されるときは、マスタ（Ｍ）クロックで測定される。これにより、以下の誤差が発生する。
位相推定誤差（７）は精度に影響する。したがって、この誤差を最小限にする必要がある。換言すれば、すべてのマスタ（複数可）およびトランスポンダ（タグ）システムクロックが同期されると、ｔＲＴＸ時間からの寄与はなくなる。
好適な実施形態では、マスタ装置とトランスポンダ装置（デバイス）は、任意のデバイスとクロックを同期させることができる。例えば、マスタデバイスは基準として機能する。クロック同期は、遠隔制御通信チャネルを使用することによって達成され、これにより、ＦＰＧＡ１５０の制御下で、温度補償された水晶発振器ＴＣＸＯ２０の周波数が調整される。選択されたトランスポンダデバイスがキャリア信号を送信している間に、マスタデバイスの加算器２７０の出力で周波数差が測定される。
その後、マスタはトランスポンダにＴＣＸＯ周波数を増減するコマンドを送信する。この手順は、加算器２７０の出力における周波数を最小にすることにより、より高い精度を達成するために数回繰り返されてもよい。理想的なケースでは、加算器２７０の出力における周波数はゼロに等しくなければならないことに留意されたい。別の方法は、周波数差を測定し、トランスポンダのＴＣＸＯ周波数を調整することなく推定位相を補正することである。
一方、βＭ≠１のときは、βＭ−βＡＭはかなり低減することができるが、位相推定誤差がある。この場合、誤差のマージンは、基準デバイス（通常はマスタ（Ｍ））のクロックジェネレータの長期安定性に依存する。加えて、クロック同期のプロセスは、特にフィールド内に多数のユニットがある場合、かなりの時間がかかる可能性がある。同期プロセス中、追跡位置特定システムは部分的または完全に動作不能になり、それがシステムの準備とパフォーマンスに悪影響を及ぼす。この場合、トランスポンダのＴＣＸＯ周波数調整を必要としない上述の方法が好ましい。
市販されている（在庫がある）ＴＣＸＯ成分は、高い精度と安定性を備えている。具体的には、ＧＰＳ商用のＴＣＸＯ成分は非常に正確である。これらのデバイスでは、位置特定の精度に対する位相誤差の影響は、頻繁なクロック同期を必要としておらず１メートル未満になる可能性がある。
狭帯域幅測距信号マルチパス緩和プロセッサが戻った狭帯域幅測距信号複素振幅
を取得した後、更なる処理（すなわち、超解像アルゴリズムの実行）が、ソフトウェアベースの成分に実装され、それはマルチパス緩和プロセッサの一部である。このソフトウェア成分は、マスタ（リーダ）ホストコンピュータＣＰＵおよび／またはＦＰＧＡ１５０（図示せず）に埋め込まれたマイクロプロセッサに実装することができる。好ましい実施形態では、マルチパス緩和アルゴリズム（複数可）ソフトウェア成分は、マスタホストコンピュータＣＰＵによって実行される。
超解像度アルゴリズム（複数可）は、（２π×τＫ）「周波数」の推定値、例えば、τＫ値を生成する。最後のステップで、マルチパス緩和プロセッサは、最小値（すなわち、ＤＬＯＳ遅延時間）でτを選択する。
測距信号狭帯域要件が幾分緩和される特定の場合には、ＤＬＯＳ経路は、連続（時間的に）チャープを使用することによってＭＰ経路から分離され得る。好ましい実施の形態では、この連続チャープは線形周波数変調（ＬＦＭ）である。しかし、他のチャープ波形も使用することができる。
マルチパス緩和プロセッサ制御の下で、Ｂの帯域幅およびＴの持続時間を有するチャープが送信されると仮定する。これは１秒あたり
ラジアンのチャープレートを与える。複数のチャープが送受信される。チャープ信号は、各チャープが同じ位相で開始されたときにデジタルで生成されることに留意されたい。
マルチパスプロセッサでは、各受信した単一のチャープは、返されたチャープが関心領域の中央から来るように整列される。
チャープ波形の式は次のとおりである。
ここで、ω０は０＜ｔ＜Ｔの初期周波数である。
単一の遅延往復τの場合、例えば、マルチパスなしのとき、戻り信号（ｃｉｒｐ）はｓ（ｔ−τ）である。
その後、マルチパス緩和プロセッサは、最初に送信されたチャープとの複素共役ミックスを実行することによってｓ（ｔ−τ）を「デランプ」する。結果の信号は以下の複素正弦波である。
ここで、ｅｘｐ（−ｉｗ０τｋ）は振幅であり、また、２βτは０≦ｔ≦Ｔの周波数である。最後の項は位相であり、無視できることに留意されたい。
マルチパスの場合、コンポジットデランプ信号は複数の複素正弦波で構成される。
ここで、Ｌは、ＤＬＯＳ経路および０≦ｔ≦Ｔを含む測距信号経路の数である。
複数のチャープが送信され、処理される。各チャープは、上記のように個別に取り扱われ／処理される。その後、マルチパス緩和プロセッサは、個々のチャープ処理の結果を組み立てる。
ここで、Ｎはチャープの数であり、
であり、ρ＝Ｔ＋ｔｄｅａｄであり、ｔｄｅａｄは、２つの連続するチャープ間のデッドタイムゾーンである。２βτｋは擬似遅延「周波数」である。ここでも、最も興味深いのは、最も低い「周波数」で、ＤＬＯＳのパス遅延に相当する。
式（１０）において、
はときどきの複素正弦波の合計のＮ個のサンプルと考えることができる。
したがって、サンプル数はＮの倍数、例えば、αＮ；α＝１，２，…とすることができる。
式（１０）から、マルチパス緩和プロセッサは、さらなる処理（すなわち、超解像アルゴリズムの実行）で使用される時間領域におけるαＮ複素振幅サンプルを生成する。このさらなる処理は、マルチパス緩和プロセッサの一部であるソフトウェア成分で実装される。このソフトウェア成分は、マスタ（リーダ）ホストコンピュータＣＰＵによって、および／またはＦＰＧＡ１５０（図示せず）に埋め込まれたマイクロプロセッサ、またはその両方によって実行することができる。好ましい実施形態では、マルチパス緩和アルゴリズム（複数可）ソフトウェアは、マスタホストコンピュータＣＰＵによって実行される。
超解像度アルゴリズム（複数可）は、２βτｋ「周波数」、例えば、τｋ値の推定値を生成する。最後のステップにおいて、マルチパス緩和プロセッサは、最小の値τ、すなわちＤＬＯＳ遅延時間を選択する。
超解像アルゴリズムの代替として機能することができる「閾値技法」と呼ばれる特別な処理方法について説明することができる。言い換えれば、それは、人工的に生成された合成のより広帯域測距信号を使用して、ＤＬＯＳパスを他のＭＰパスと区別する際の信頼性と精度を高めるために使用される。
図１および図１Ａに示す周波数領域のベースバンド測距信号は、時間領域のベースバンド信号ｓ（ｔ）に変換することができる。
ｓ（ｔ）は周期１／Δｔで周期的であり、任意の整数ｋに対してｓ（ｋ／Δｔ）＝２Ｎ＋１であり、これが信号のピークであることは、容易に検証される。ここで、図１および図１Ａにおいて、ｎ＝Ｎである。
図４は、Ｎ＝１１およびΔｆ＝２５０ｋＨｚの場合の、ｓ（ｔ）の２つの期間を示す。信号は、１／Δｆ＝４マイクロ秒で分離された高さ２Ｎ＋１＝２３のパルス列として現れる。パルス間には、振幅が変化し２Ｎのゼロを有する正弦波形がある。信号の広い帯域幅は、高いパルスの狭さに起因する可能性がある。帯域幅はゼロ周波数からＮΔｆ＝２．７５ＭＨｚまで広がっていることも分かる。
好ましい実施形態で使用される閾値処理された方法の基本的な考え方は、ＤＬＯＳ経路を他のＭＰ経路と区別する際に、人為的に生成された合成広帯域測距信頼性および精度を高めることである。閾値方法は、広帯域パルスの前縁の開始が受信機に到達するときを検出する。送信機と受信機のフィルタリングのために、リーディングエッジは瞬間的には上昇しないが、スムーズに増加するスロープでノイズから立ち上がる。リーディングエッジのＴＯＡは、リーディングエッジが所定の閾値Ｔを横切るときを検出することによって測定される。
小さい閾値は、より早く交差し、パルスの真の開始と閾値交差との間の誤差遅延τが小さいので望ましい。したがって、マルチパスによって到達する任意のパルスレプリカは、τより長い遅延を有するレプリカの開始が影響を及ぼさない。しかし、ノイズの存在は、閾値Ｔがいかに小さいことに限界を置く。遅延τを減少させる１つの方法は、パルス自体の代わりに受信パルスの導関数を使用することである。これは、導関数がより速く上昇するためである。２次導関数はさらに高速に上昇する。高次の導関数を使用することもできるが、実際には、ノイズレベルを許容できない値に上げることができるため、閾値のある二次導関数が使用される。
図４に示す２．７５ＭＨｚ幅の信号は、かなり広い帯域幅を有しているが、上記方法による測定範囲には適していない。その方法は、ゼロ信号前駆体をそれぞれ有する送信パルスを必要とする。しかし、パルス間の正弦波形が本質的に打ち消されるように信号を修正することによって、その目的を達成することは可能である。好適な実施例では、高パルス間の選択された間隔で信号を近似し、それを元の信号から差し引く波形を構成することによって行われる。
この技法は、図１の信号にそれを適用することによって例示することができる。波形上に示された２つの黒い点は、最初の２つのパルスの間に中心を置く間隔Ｉの終点である。最良の結果を得るために実験的に決定された区間Ｉの左右の端点は、それぞれ次の通りである。
その間隔の外にあまり影響を与えないが、この間隔で本質的に信号ｓ（ｔ）を打ち消す関数ｇ（ｔ）を生成しようとする試みが行われる。式（１１）は、ｓ（ｔ）が１／ｓｉｎπΔｆｔによって変調された正弦波ｓｉｎπ（２Ｎ＋１）Δｆｔであることを示しているので、まず、区間Ｉに密接に近似する１／ｓｉｎπΔｆｔ第１の関数ｈ（ｔ）が見つけられ、次に積としてｇ（ｔ）形成される。
ｈ（ｔ）が以下の合計によって生成される。
ここで、次式を用いる。
そして、係数ａｋが最小二乗誤差を最小にするために区間Ｉ全体に選ばれる。
この解は、ａｋに関してＪの部分導関数をとり、それらをゼロに等しく設定することによって容易に得られる。結果は、Ｍ＋１式の線形システムになる。
これはａｋに対して解くことができ、ここで、次式を用いる。
次に、次式が得られる。
式（１２）によって与えられる関数φｋ（ｔ）の定義を用いると、次式が得られる。
区間Ｉで本質的にｓ（ｔ）をキャンセルするべき、関数ｒ（ｔ）を得るためにｇ（ｔ）からｓ（ｔ）を引く。付録に示されているように、式（２０）における総和の上限Ｍに対する適切な選択は、Ｍ＝２Ｎ＋１である。この値および付録からの結果を使用すると、次式が得られる。
ここで、次式を用いる。
式（１７）から、所望の信号ｒ（ｔ）を得るために合計２Ｎ＋３個の周波数（ゼロ周波数ＤＣ項を含む）が必要であることがわかる。図５は、図１に示す原信号ｓ（ｔ）に対する結果信号ｒ（ｔ）を示す。ここで、Ｎ＝１１である。この場合、ｒ（ｔ）の構築には２５個のキャリア（ＤＣ項ｂ０を含む）が必要である。
上記のように構成されたｒ（ｔ）の重要な特徴は次のとおりである。
１．式（１４）から分かるように、最低周波数はゼロＨｚであり、最高周波数は（２Ｎ＋１）ΔｆＨｚである。したがって、合計帯域は（２Ｎ＋１）ΔｆＨｚである。
２．すべての搬送波は、周波数
に位置する正弦関数である１つの搬送波を除いて、Δｆ離間した余弦関数（ＤＣを含む）である。
３．元の信号ｓ（ｔ）には周期１／Δｆがあるが、ｒ（ｔ）は周期２／Δｆを有する。ｒ（ｔ）の各期間の前半は、ｓ（ｔ）の全期間であるが、信号のキャンセルされた部分を含み、ｒ（ｔ）の後半の期間は、大きな振動セグメントである。したがって、前駆体のキャンセルは、１周期おきに起こり得る。
これは、キャンセル関数ｇ（ｔ）がｓ（ｔ）の他のすべての周期でｓ（ｔ）を実際に強化されるために発生する。１つの理由は、ｇ（ｔ）がｓ（ｔ）の各ピークでその極性を反転させるのに対して、ｓ（ｔ）はそのようにしないためである可能性がある。ｓ（ｔ）の各周期がキャンセルされた部分を含むようにし、処理利得を３ｄＢ増加させる方法の例を以下に説明する。
４．ｓ（ｔ）のキャンセルされた部分の長さは１／Δｆの約８０〜９０％である。したがって、Δｆは、この長さを、マルチパスに起因するｒ（ｔ）の以前の非ゼロ部分からの残留信号を除去するために十分に長くするのに十分に小さくする必要がある。
５．ｒ（ｔ）の各ゼロ部分の直後は、振動部分の第１サイクルである。好ましい実施形態では、上述のようなＴＯＡ測定方法において、このサイクルの前半は、ＴＯＡが、具体的にはその立ち上がりの開始を測定するために使用される。この前半サイクル（メインピークと呼ぶことができる）のピーク値は、ほぼ同じ時点に位置する対応するｓ（ｔ）のピークよりもいくらか大きいことに注目することは興味深い。前半サイクルの幅は、ＮΔｆに対して略反比例する。
６．大量の処理ゲインは、次のようにして実現できる。
（ａ）信号ｒ（ｔ）の繰り返しを使用すると、ｒ（ｔ）は周期２／Δｆを有する周期的であるためである。また、後述する方法により、さらに３ｄＢの処理利得が可能である。
（ｂ）狭帯域フィルタリング。２Ｎ＋３キャリアの各々は狭帯域信号であるので、信号の占有帯域幅は、割り当てられた周波数帯域全体に広がる広帯域信号の占有帯域幅よりもずっと小さい。
図５に示すｒ（ｔ）信号の場合、ここで、Ｎ＝１１およびΔｆ＝２５０ｋＨｚであり、ｓ（ｔ）のキャンセルされた部分の長さは約３．７マイクロ秒または１，１１０メートルである。これは、マルチパスに起因する、ｒ（ｔ）の以前の非ゼロ部分からの残留信号を除去するのに十分なものである。ピークは約３５の値を有し、前駆（すなわちキャンセル）領域における最大の大きさは約０．０２であり、これは主ピークより６５ｄＢ低い。これは、上述のＴＯＡ測定閾値技法を用いて良好な性能を得るために望ましい。
より少数のキャリアの使用が図６に示されている。それは、合計２Ｎ＋３＝９個のキャリアについて、Δｆ＝８５０ｋＨｚ、Ｎ＝３、およびＭ＝２Ｎ＋１＝７を使用して生成された。この場合、信号の周期は、図５の信号に比べて２／Δｆ≒２．３５マイクロ秒である。ここで、周期は８マイクロ秒である。この例は単位時間当たりより多くの周期を有するので、より多くの処理利得が達成されることを期待することができる。
しかし、より少数のキャリアが使用されるので、主ピークの振幅は以前の約１／３の大きさである。これは、予想される余分な処理利得をキャンセルする傾向がある。また、ゼロ信号前駆体セグメントの長さは、約０．８マイクロ秒または２４０メートルと短い。これは、マルチパスに起因するｒ（ｔ）の以前の非ゼロ部分からの残留信号を除去するのに十分でなければならない。（２Ｎ＋１）Δｆ＝５．９５ＭＨｚの全帯域幅はこれまでのものとほぼ同じであり、メインピークの半サイクルの幅もおおよそ同じであることに留意されたい。より少数の搬送波が使用されるので、各搬送波が受信機で狭帯域フィルタリングされるときにある程度の余分な処理利得が存在するはずである。さらに、先駆体（すなわち、キャンセル）領域における最大の大きさは、主ピークより約７５ｄＢ低く、前の例から１０ｄＢ改善されている。
ＲＦ周波数での送信：このｒ（ｔ）まで、簡潔性のためベースバンド信号として説明してきた。しかし、それは、ＲＦまで変換され、送信され、受信され、その後受信機でベースバンド信号として再構成されることができる。例示するために、インデックスｊ（ラジアン／秒の周波数が表記の簡略化のために使用される）を有するマルチパス伝搬経路の１つを通って進むベースバンド信号ｒ（ｔ）の周波数成分ωｋの１つに何が起こるかを考える。
ｂｋｃｏｓωｋｔ （送信機内のベースバンド内）
ｂｋｃｏｓ（ω＋ωｋ）ｔ （周波数ωから最大ＲＦへ変換される）
ａｊｂｋｃｏｓ［（ω＋ωｋ）（ｔ−τｊ）＋φｊ］ （受信機アンテナ内）
ａｊｂｋｃｏｓ［ωｋ（ｔ−τｊ）＋φｊ＋θ］ （周波数−ωがベースバンドへ変換される）
（２３）
ｂｋｃｏｓ（ω＋ωｋ）ｔ （周波数ωから最大ＲＦへ変換される）
ａｊｂｋｃｏｓ［（ω＋ωｋ）（ｔ−τｊ）＋φｊ］ （受信機アンテナ内）
ａｊｂｋｃｏｓ［ωｋ（ｔ−τｊ）＋φｊ＋θ］ （周波数−ωがベースバンドへ変換される）
（２３）
ここでは、送信機と受信機が周波数同期していると仮定する。パラメータｂｋはｒ（ｔ）の式（２１）のｋ番目の係数である。パラメータτｊおよびφｊは、それぞれ、ｊ番目の伝播経路のパス遅延および（反射器の誘電特性に起因する）位相シフトである。パラメータθは、受信機のベースバンドへのダウンコンバージョンで生じる位相シフトである。式（２１）の正弦成分についても同様の関数のシーケンスを提示することができる。
ｒ（ｔ）のゼロ信号前駆体の長さが最大の有意な伝搬遅延よりも十分に大きい限り、式（２０）の最終ベースバンド信号は依然としてゼロ信号前駆体を有することに留意することが重要である。もちろん、すべてのパス（インデックスｊ）にわたるすべての周波数成分（インデックスｋ）が結合される場合、受信機におけるベースバンド信号は、すべての位相シフトを含むｒ（ｔ）の歪んだバージョンであってもよい。
逐次搬送波送信および信号再構成が図１および図１Ａに示されている。送信機と受信機は時間と周波数が同期していると仮定され、２Ｎ＋３の送信された搬送波は同時に送信される必要はない。一例として、ベースバンド表現が図１Ａおよび図６の信号の送信を考える。
図６において、Ｎ＝３とし、１ミリ秒間の９個の周波数成分のそれぞれを順次送信するものとする。各周波数送信の開始時刻と終了時刻は受信機で分かっているため、それぞれの時刻に各周波数成分の受信を順次開始し終了することができる。信号の伝播時間は１ミリ秒（通常は意図した用途では数マイクロ秒未満である）に比べて非常に短いので、受信された各周波数成分のごく一部を無視し、受信機はそれを簡単に空白にすることができる。
９つの周波数成分を受信する全プロセスは、９ミリ秒の追加受信ブロックで繰り返され、処理利得を増加させることができる。総受信時間の１秒で、処理利得のために利用可能な約９ミリ秒のブロックが約１１１個存在する。さらに、各ブロック内には、０．００９／（２／Δｆ）≒３８３のメインピークから利用可能な追加の処理利得が存在する。
一般的に、信号再構成は非常に経済的であり、本質的にすべての可能な処理利得を可能にする可能性があることは注目に値する。２Ｎ＋３個の受信周波数のそれぞれについて：
１．その周波数の各１ミリ秒受信の位相と振幅を測定し、その周波数に対応する一連の格納されたベクトル（フェーザ）を形成する。
２．その周波数のための記憶されたベクトルを平均する。
３．最後に、２Ｎ＋３個の周波数に対して２Ｎ＋３個のベクトルの平均を使用して、２／Δｆの持続時間を有する１周期のベースバンド信号を再構成し、再構成を使用して信号ＴＯＡを推定する。
１．その周波数の各１ミリ秒受信の位相と振幅を測定し、その周波数に対応する一連の格納されたベクトル（フェーザ）を形成する。
２．その周波数のための記憶されたベクトルを平均する。
３．最後に、２Ｎ＋３個の周波数に対して２Ｎ＋３個のベクトルの平均を使用して、２／Δｆの持続時間を有する１周期のベースバンド信号を再構成し、再構成を使用して信号ＴＯＡを推定する。
この方法は、１ミリ秒の送信に限定されず、送信の長さを増減することができる。しかし、すべての送信の総時間は、受信機または送信機の動きをフリーズさせるのに十分なほど短くなければならない。
単純にキャンセル機能ｇ（ｔ）の極性を逆転させることによって、ｒ（ｔ）の交互の半サイクルでのキャンセルを取得し、ｓ（ｔ）のピーク間のキャンセルが可能になる。ここで、ｒ（ｔ）は以前の振動である。しかし、一実施形態では、ｓ（ｔ）のピーク間のキャンセルを得るために、関数ｇ（ｔ）とその極性反転バージョンを受信機に適用しなければならず、これは受信機で係数の重み付けを必要とする。
受信機での係数重み付け。必要に応じて、式（２１）の係数ｂｋは送信機でのｒ（ｔ）の構築に使用され、代わりに受信機で導入されてもよい。これは、式（２０）の信号のシーケンスを考慮することによって容易に理解される。ここでは、最終信号が、最初の代わりに最後のステップでｂｋが導入された場合、同じになる。ノイズを無視すると、値は次のようになる。
ｃｏｓωｋｔ （送信機内のベースバンド内）
ｃｏｓ（ω＋ωｋ）ｔ （周波数ωから最大ＲＦへ変換される）
ａｊｃｏｓ［（ω＋ωｋ）（ｔ−τｊ）＋φｊ］ （受信機アンテナ内）
ａｊｃｏｓ［ωｋ（ｔ−τｊ）＋φｊ＋θ］ （周波数−ωがベースバンドへ変換される）
ａｊｂｋｃｏｓ［ωｋ（ｔ−τｊ）＋φｊ＋θ］ （ベースバンド内の係数ｂ ｋ によって重み付けされる）
（２４）
ｃｏｓ（ω＋ωｋ）ｔ （周波数ωから最大ＲＦへ変換される）
ａｊｃｏｓ［（ω＋ωｋ）（ｔ−τｊ）＋φｊ］ （受信機アンテナ内）
ａｊｃｏｓ［ωｋ（ｔ−τｊ）＋φｊ＋θ］ （周波数−ωがベースバンドへ変換される）
ａｊｂｋｃｏｓ［ωｋ（ｔ−τｊ）＋φｊ＋θ］ （ベースバンド内の係数ｂ ｋ によって重み付けされる）
（２４）
トランスミッタは、同じ振幅のすべての周波数を送信することができ、設計が簡単になる。この方法は各周波数でノイズにも重みを付けることに留意されたい。その効果は考慮する必要がある。ｇ（ｔ）の極性反転を有効にして使用可能なメインピークの２倍を得るためには、受信機で係数の重み付けを行う必要があることにも留意されたい。
チャネルの中心周波数に対するΔｆのスケーリング：ＶＨＦ以下の周波数でのＦＣＣ要件を満たすために、一定のチャネル間隔でチャネル化された送信が必要となる場合がある。ＶＨＦおよびより低い周波数帯域（複数可）の場合である全割り当て帯域と比較して小さい一定のチャネル間隔を有するチャネル化された送信帯域では、必要に応じて、元の設計値から大幅に性能を変えることなく、すべての送信周波数をチャネル中心にすることをΔｆに対してわずかに調整する。先に提示したベースバンド信号の２つの例では、すべての周波数成分がΔｆ／２の倍数であるため、チャネル間隔がΔｆ／２を分割する場合、最低ＲＦ送信周波数は１つのチャネルに集中し、他のすべての周波数はチャネルの中心に位置することができる。
距離測定機能を実行することに加えて、いくつかの無線周波数（ＲＦ）ベースの識別、追跡および位置特定システムでは、マスタユニットとタグユニットの両方が音声、データおよび制御通信機能を実行する。同様に、好ましい実施形態では、マスタユニットとタグの両方が、距離測定機能に加えて音声、データおよび制御通信機能を実行する。
好ましい実施形態によれば、測距信号（複数可）は、マルチパス緩和を含む広範囲にわたる高度な信号処理閾値技法の影響を受ける。しかし、これらの技法は、音声、データおよび制御信号に役立たないかもしれない。結果として、提案されたシステム（および他の既存のシステム）の動作範囲は、距離を正確かつ正確に測定するその能力ではなく、音声および／またはデータおよび／または制御通信中に距離外であることによって、制限される可能性がある。
他の無線周波数（ＲＦ）ベースの識別、追跡および位置特定システムでは、距離測定機能は音声、データおよび制御通信機能から分離されている。これらのシステムでは、別々のＲＦトランシーバを使用して音声、データおよび制御通信機能を実行する。このアプローチの欠点は、システムのコスト、複雑さ、サイズなどの増加である。
上述の欠点を回避するために、好ましい実施形態では、狭帯域幅測距信号またはベースバンド狭帯域幅測距信号が、同一のデータ／制御信号で、およびデジタル化された音声パケットデータによる音声の場合に変調される。受信機では、最高の信号強度を有する個々の周波数成分が復調され、得られた情報信頼性は、情報冗長性を利用する「投票」または他の信号処理技法を実行することによってさらに強化され得る。
この方法は、マルチパスからの到来するＲＦ信号がＤＬＯＳ経路および相互に破壊的に結合し、それによって受信信号強度およびそれに関連するＳＮＲを著しく減少させ、「ヌル」現象を回避することを可能にする。さらに、そのような方法は、マルチパスからの入来信号がＤＬＯＳ経路および相互に建設的に結合し、それにより受信信号強度およびそれに関連するＳＮＲを増加させる周波数のセットを見つけることを可能にする。
先に述べたように、スペクトル推定に基づく超解像アルゴリズムは、一般に同じモデルを使用する。周波数の複雑な指数関数とその複素数振幅の線形結合である。この複素振幅は、上記の式３によって与えられる。
すべてのスペクトル推定に基づく超解像アルゴリズムは、複素指数の数、すなわちマルチパス経路の数の事前知識を必要とする。この数の複素指数は、モデルサイズと呼ばれ、式１〜３に示されるマルチパス成分Ｌの数によって決定される。しかし、ＲＦ追跡位置特定応用の場合である経路遅延を推定する場合、この情報は利用できない。これは、別の次元、すなわちモデルサイズ推定を、超解像アルゴリズムによるスペクトル推定プロセスに追加する。
モデルサイズが過小評価された場合、周波数推定の精度に影響を与え、モデルサイズを過大評価するとアルゴリズムが偽の、例えば、存在しない周波数を生成することが示されている（非特許文献３）。ＡＩＣ（Ａｋａｉｋｅｓ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ Ｃｒｉｔｅｒｉｏｎ、ＭＤＬ（Ｍｉｎｉｍｕｍ Ｄｅｓｃｒｉｐｔｉｏｎ Ｌｅｎｇｔｈ）などのモデルサイズ推定の既存の方法は、信号間の相関（複素指数）に対して高い感度を有する。しかし、ＲＦマルチパスの場合は、常にそうである。例えば、Ｆｏｒｗａｒｄ−Ｂａｃｋｗａｒｄ平滑化アルゴリズムを適用した後であっても、常に相関の残量が存在する可能性がある。
非特許文献３では、過大評価モデルを使用して、これらの信号の電力（振幅）を推定することによってスプリアス周波数（信号）から実際の周波数（信号）を区別し、その後、非常に低い電力で信号を拒否することが示唆されている。この方法は既存の方法よりも改良されているが、保証されていない。発明者らは、非特許文献３の方法を実行し、より大きなモデルサイズでより複雑なケースのシミュレーションを実行した。場合によっては、スプリアス信号が実際の信号振幅に非常に近い振幅を有することがあることが観察された。
全てのスペクトル推定に基づく超解像アルゴリズムは、到来する信号複素振幅データを２つの部分空間、すなわち、ノイズ部分空間と信号部分空間に分割することによって機能する。これらの部分空間が適切に定義されている（分離されている）場合、モデルの大きさは信号の部分空間の大きさ（次元）に等しい。
一実施形態では、モデルサイズ推定は、「Ｆ」統計値を使用して達成される。例えば、ＥＳＰＲＩＴアルゴリズムの場合、（前方／後方相関平滑化を伴う）共分散行列の推定の特異値分解は、昇順に順序付けられる。その後、第（ｎ＋１）の固有値を第ｎの固有値で除算する除算が行われる。この比率は「Ｆ」確率変数である。最悪の場合は、（１，１）自由度の「Ｆ」確率変数である。自由度（１，１）の「Ｆ」確率変数の９５％信頼区間は１６１である。この値をしきい値として設定すると、モデルのサイズが決まる。雑音部分空間については、固有値は雑音電力の推定値を表すことにも留意されたい。
固有値の比に「Ｆ」統計値を適用するこの方法は、モデルサイズをより正確に推定する方法である。「Ｆ」統計における他の自由度も、閾値計算および結果としてモデルサイズ推定に使用することができることに留意されたい。
それにもかかわらず、いくつかのケースでは、２つ以上の非常に狭い間隔（時間的に）信号があるため、実世界の測定の欠陥の１つの信号に退化することができる。結果として、上述の方法は、信号の数、すなわちモデルサイズを過小評価する可能性がある。モデルのサイズを過小評価すると周波数推定精度が低下するため、モデルのサイズを増やして特定の数を増やすことが賢明である。この数は、実験的および／またはシミュレーションから決定することができる。しかし、信号が近接していないと、モデルのサイズが過大になることがある。
そのような場合、スプリアス、すなわち存在しない周波数が現れることがある。前述のように、スプリアス信号（複数可）検出に信号振幅を使用することは、実際の信号（複数可）振幅に非常に近い振幅を有することが観察されることがあるため、必ずしも機能しない場合がある。したがって、振幅弁別に加えて、スプリアス周波数除去確率を改善するためにフィルタを実装することができる。
超解像アルゴリズムによって推定されている周波数は、人工的な周波数（式２）である。実際、これらの周波数は、マルチパス環境の個々のパス遅延である。結果として、負の周波数はなく、超解像アルゴリズムによって生成されるすべての負の周波数は、拒否されるスプリアス周波数である。
さらに、超解像法とは異なる方法を用いて測定中に得られた複素振幅値
からＤＬＯＳ距離範囲を推定することができる。これらの方法はより低い精度を有するが、このアプローチは、遅延、すなわち周波数を弁別するために使用される範囲を確立する。例えば、割合は
である。
信号振幅
が最大に近い間隔Δｆ、すなわちヌルを避ける間隔で、ＤＬＯＳ遅延範囲を提供する。実際のＤＬＯＳ遅延は最大で２倍も大きくなるか小さくなる場合もあるが、これは誤った結果を拒否するのに役立つ範囲を定義する。
この実施形態では、測距信号は往復する。つまり、マスタ／リーダからターゲット／スレーブへ、ターゲット／スレーブからマスタ／リーダへ戻る両方に移動する。
マスタはトーンα×ｅ −ｊωｔ を送信する。ここで、ωは動作帯域内の動作周波数であり、αはトーン信号の振幅である。
ターゲットの受信機では、受信信号（一方向）は次のようになる。
ここで、Ｎはマルチパス環境における信号経路の数であり、Ｋ０およびτ０はＤＬＯＳ信号の振幅および飛行時間であり、｜Ｋ０｜＝１、Ｋ０＞０、｜Ｋｍ≠０｜≦１、およびＫｍ≠０は、正または負でありうる。
ここで、
は一方向の周波数領域におけるマルチパスＲＦチャネル伝達関数であり、Ａ（ω）≧０である。
ターゲットは、受信信号を再送する。
マスタ受信機では、往復信号は次のようになる。
他方、式（２６）および（２８）から、次式が得られる。
ここで、
は周波数領域での往復マルチパスＲＦチャネル伝達関数である。
式２９から、往復マルチパスチャネルは、例えば、τ０＋τ１、τ０＋τ２、…τ１＋τ２、τ１＋τ３、…などを含む
の表現がτ０÷τＮ経路遅延に加えられるため、一方向チャネルマルチパスよりも多くの経路を有する。
これらの組み合わせは、信号数（複素指数関数）を劇的に増加させる。したがって、非常に近接した（時間的に）信号の確率も増加し、モデルサイズが過小評価される可能性がある。したがって、一方向マルチパスＲＦチャネル伝達関数を得ることが望ましい。
好ましい実施形態では、一方向振幅値
はターゲット／スレーブディスプレイから直接得ることができる。しかし、一方向の位相値
を直接測定することはできない。往復位相測定観測から一方向の位相を決定することが可能である。
しかし、ωの各値に対して、以下のように位相α（ω）の２つの値がある。
このあいまいさを解決するための詳細な説明を以下に示す。測距信号の異なる周波数成分が互いに接近している場合、大部分の場合、往復位相を２で割ることによって一方向位相を見つけることができる。例外には、「ヌル」に近い領域が含まれる場合がある。この領域では、小さな周波数ステップでも位相が大幅に変化する可能性がある。注：「ヌル」現象は、マルチパスからの入来ＲＦ信号がＤＬＯＳパスおよび互いに干渉し合ってしまい、受信信号強度およびそれに関連するＳＮＲが大幅に低下する場合である。
ｈ（ｔ）は通信チャネルの一方向インパルス応答とする。周波数領域における対応する伝達関数は、次式が得られる。
ここで、Ａ（ω）≧０は振幅であり、α（ω）は伝達関数の位相である。一方向インパルス応答が、受信されているのと同じチャネルを介して逆方向に再送信される場合、その結果得られる双方向伝達関数は、次式で得られる。
ここで、Ｂ（ω）≧０である。双方向伝達関数Ｇ（ω）がいくつかのオープン周波数区間（ω１，ω２）においても全てのωに対して既知であると仮定する。（ω１，ω２）で定義された、Ｇ（ω）を生成した一方向伝達関数Ｈ（ω）を決定することは可能か？
双方向伝達関数の大きさは一方向の大きさの２乗であるため、以下は明らかである。
しかし、Ｇ（ω）の観測から一方向伝達関数の位相を回復しようとすると、状況はさらに微妙である。ωの各値について、次のような２つの位相値α（ω）がある。
異なる周波数ωごとに２つの可能な位相値のうちの１つを独立に選択することにより、多数の異なる解決法が生成されることがある。
任意の一方向伝達関数がすべての周波数で連続であると仮定する次の定理は、この状況を解決するのに役立つ。
定理１：Ｉは、双方向伝達関数
のゼロを含まない周波数ωのオープンな区間とする。
はＩ上の連続関数であるとする。ここで、β（ω）＝２γ（ω）である。そして、Ｊ（ω）と−Ｊ（ω）は、Ｉ上でＧ（ω）を生成する一方向伝達関数であり、他には存在しない。
証明：一方向伝達関数の解の一つは関数
であり、Ｉで微分可能であるため、Ｉで連続である。そして、ここで、β（ω）＝２α（ω）である。ＩでＧ（ω）≠０であり、Ｈ（ω）およびＪ（ω）はＩでゼロでないため、その結果、次式が得られる。
Ｉ上でＨ（ω）とＪ（ω）は連続的かつ非ゼロであるので、それらの比はＩ上で連続的であり、したがって式（３４）の右辺はＩ上で連続している。条件β（ω）＝２α（ω）＝２γ（ω）は、それぞれω∈Ｉ、α（ω）−γ（ω）に対して０またはπであることを意味する。しかし、（３４）の右辺に不連続を生じさせことなく、α（ω）−γ（ω）はこれら２つの値を切り替えることはできない。したがって、すべてのω∈Ｉに対してα（ω）−γ（ω）＝０、またはすべてのω∈Ｉに対してα（ω）−γ（ω）＝πである。最初の場合は、我々はＪ（ω）＝Ｈ（ω）を取得し、２番目の場合はＪ（ω）＝−Ｈ（ω）を取得する。
この定理は、伝達関数のゼロを含まない任意のオープンインターバルＩ上で一方向解を得るためには、
であり、我々は、関数
を形成し、Ｊ（ω）を連続にするように、β（ω）＝２γ（ω）を満たすγ（ω）の値を選ぶ。この性質を持つ解決法、すなわち、Ｈ（ω）があることが知られているので、これは常に可能である。
一方向の解を見つける別の手順は、次の定理に基づいている。
定理２：
を一方向伝達関数とし、ＩがＨ（ω）のゼロを含まない周波数ωのオープン区間とする。ある実施形態では、Ｈ（ω）の位相関数α（ω）はＩ上で連続していなければならない。
証明：ω０を区間Ｉにおける周波数とする。図７において、複素値Ｈ（ω０）は複素平面上の点としてプロットされており、仮説によって、Ｈ（ω０）≠０である。ε＞０を任意に小さな実数とし、図７に示す２つの測定角度ε、Ｈ（ω０）を中心とする円、および２つの光線ＯＡおよびＯＢを考える。仮定では、Ｈ（ω）はすべてのωに対して連続している。したがって、ωがω０に十分に近い場合、複素数値Ｈ（ω）は円の中にある可能性があり、｜α（ω）−α（ω０）｜＜εが分かる。ε＞０が任意に選択されたので、我々はω→ω０につれてα（ω）→α（ω０）であると結論づける。その結果、位相関数α（ω）はω０で連続である。
定理３：Ｉは、双方向伝達関数
のゼロを含まない周波数ωのオープン区間とする。
はＩの関数であるものとする。ここで、β（ω）＝２γ（ω）とγ（ω）はＩで連続である。その結果、Ｊ（ω）と−Ｊ（ω）はＩでＧ（ω）を生成する一方向関数であり、他はない。
証明：証明は定理１の証明と似ている。一方向伝達関数の解の１つは関数
であることを我々は知っている。ここで、β（ω）＝２α（ω）である。ＩでＧ（ω）≠０であり、Ｈ（ω）とＪ（ω）とはＩでゼロではない。したがって、次式が得られる。
仮説によって、γ（ω）はＩについては連続的であり、定理２α（ω）はまた、Ｉについて連続的である。したがって、α（ω）−γ（ω）はＩについては連続的である。条件β（ω）＝２α（ω）＝２γ（ω）は、ω∈Ｉのそれぞれについてα（ω）−γ（ω）は０または１であることを意味する。ただし、α（ω）−γ（ω）は、Ｉで不連続にならない限りこれらの２つの値を切り替えることはできない。したがって、全てのω∈Ｉに対してα（ω）−γ（ω）＝０であるか、あるいは、全てのω∈Ｉに対してα（ω）−γ（ω）＝πである。最初の場合は、我々はＪ（ω）＝Ｈ（ω）を取得し、２番目の場合はＪ（ω）＝−Ｈ（ω）を取得する。
定理３は、任意のオープン区間Ｉで、伝達関数
の０を含まない一方向解を得るためには、我々は単に、位相関数γ（ω）を連続にするように、β（ω）＝２γ（ω）を満たすγ（ω）の値を選択するように、関数
を形成すればよいことを我々に教えている。この特性、すなわち、Ｈ（ω）を有する解が存在することを我々は知っているので、これをすることは常に可能である。
上記の定理は、双方向関数Ｇ（ω）を生成する２つの一方向伝達関数をどのように再構築するかを示しているが、それらはＧ（ω）のゼロを含まない周波数区間Ｉにおいて有用である。一般に、Ｇ（ω）は、０を含む可能性のある周波数間隔（ω１，ω２）で観測されることがある。この問題を回避する方法として、（ω１，ω２）でＧ（ω）の有限数のゼロが存在すると仮定し、一方向伝達関数が（ω１，ω２）で、任意の所与の周波数ωでその全てが０とは限らない、すべての次数の導関数を持つと仮定する。
Ｈ（ω）を区間（ω１，ω２）でＧ（ω）を生成する一方向性関数とし、Ｇ（ω）が（ω１，ω２）で少なくとも１つのゼロを有すると仮定する。Ｇ（ω）のゼロは、（ω１，ω２）を有限個の隣接するオープン周波数区間Ｊ１，Ｊ２，…，Ｊｎに分離することができる。そのような各区間において、解Ｈ（ω）または−Ｈ（ω）は、定理１または定理３のいずれかを用いて見出すことができる。我々は、これらの解を「一緒に縫い合わせる」ことにより、縫合された解がすべての（ω１，ω２）にわたって、Ｈ（ω）または−Ｈ（ω）いずれかになるようにする必要がある。これを実行するには、我々は、２つの隣接する部分区間で解をペアにする方法を知っている必要がある。そのため、１つの部分区間から次の部分区間へのＨ（ω）から−Ｈ（ω）、または、−Ｈ（ω）からＨ（ω）への移行の切り替えを行なえないことを知っている必要がある。
最初の２つの隣り合った開いた部分区間Ｊ１とＪ２から始まるステッチング手順を説明する。これらの部分区間は、Ｇ（ω）のゼロである周波数ω１で当接することができる（もちろん、ω１はどちらの部分区間にも含まれていない）。一方向伝達関数の特性に関する上記の仮定により、Ｈ（ｎ）（ω１）≠０の最小の正の整数ｎが存在しなければならない。ここで、上付き文字（ｎ）がｎ次微分を表す。それから、Ｊ１における、我々の一方向解のｎ次導関数のω→ω１のような左からの制限は、Ｊ１における解がＨ（ω）または−Ｈ（ω）であるかどうかによって、Ｈ（ｎ）（ω１）または−Ｈ（ｎ）（ω１）になりうる。同様に、Ｊ１における、我々の一方向解のｎ次導関数のω→ω１のような右からの制限は、Ｊ２における解がＨ（ω）または−Ｈ（ω）であるかどうかによって、Ｈ（ｎ）（ω１）または−Ｈ（ｎ）（ω１）になりうる。Ｈ（ｎ）（ω１）≠０であり、Ｊ１およびＪ２の解がともにＨ（ω）または、ともに−Ｈ（ω）であれば２つの制限は等しい。もし、左手および右手の制限が等しくなければ、我々は部分区間Ｊ２の解を逆転させる。そうでなければ逆転しない。
部分区間Ｊ２で解を反転した後（必要な場合）、部分区間Ｊ２およびＪ３で同じ手順を実行し、（必要に応じて）部分区間Ｊ３で解を反転する。このようにして、我々は最終的にはその区間（ω１，ω２）に完全な解を構築する。
ノイズの存在下で正確に計算することが困難であるため、上記の再構成手順では高次の導関数Ｈ（ω）を必要としないことが望ましい。この問題は起こりそうもない。なぜなら、Ｇ（ω）の任意の０で、Ｈ（ω）の１次導関数が０でない可能性が高く、そうでなければ、２次導関数が０以外の可能性が高いためである。
実用的な方式では、離散周波数で双方向伝達関数Ｇ（ω）を測定することができる。離散周波数は、Ｇ（ω）のゼロ付近の微分係数を合理的に正確に計算できるように、十分に接近していなければならない。
ＲＦベースの距離測定のために、測距信号の近接して離間した、重なり合った、ノイズの多いエコーの未知の数を、事前に知られている形状に分解することが必要な場合がある。測距信号が狭帯域であると仮定すると、このＲＦ現象は、周波数領域において、マルチパス成分ごとに、そしてパスの複素減衰および伝播遅延をそれぞれ有する多数の正弦波の合計として記述（モデル化）することができる。
上記の合計のフーリエ変換をとることは、このマルチパスモデルを時間領域で表現することができる。この時間領域表現における時間および周波数変数の役割を置き換えると、このマルチパスモデルは、経路の伝搬遅延が高調波信号に変換される高調波信号スペクトルになる可能性がある。
超（高）分解能スペクトル推定方法は、スペクトル内の密接に配置された周波数を区別するように設計され、複数の高調波信号の個々の周波数、例えば経路遅延を推定するために使用される。その結果、経路遅延を正確に推定することができる。
超解像度スペクトル推定は、ベースバンド測距信号サンプルの共分散行列の固有構造と共分散行列固有の特性を利用して、パス遅延のような、個々の周波数の基礎推定値に対する解を提供する。固有構造特性の１つは、固有値が結合され、結果として、直交雑音および信号固有ベクトル、別名部分空間、に分割されることである。別の固有構造特性は、回転不変信号部分空間特性である。
部分空間分解技術（ＭＵＳＩＣ、ｒｏｏｔＭＵＳＩＣ、ＥＳＰＲＩＴなど）は、観測されたデータの推定された共分散行列を２つの直交部分空間、ノイズ部分空間および信号部分空間に分割することに依存する。部分空間分解法の背後にある理論は、ノイズ部分空間への観測対象の投影はノイズから成り、観測対象の信号部分空間への投影は信号からなるということである。
スペクトル推定方法は、信号が狭帯域であると仮定し、高調波信号の数も既知である、すなわち、信号部分空間のサイズを知る必要がある。信号部分空間のサイズはモデルサイズと呼ばれる。一般に、それは詳細には分からないし、環境が変化すると、特に屋内で急速に変化する可能性がある。部分空間分解アルゴリズムを適用する際に最も困難で微妙な問題の１つは、存在する周波数成分の数として取ることができる信号部分空間の次元であり、マルチパス反射の数に直接経路を加えたものである。現実世界の測定の不完全性のために、モデルのサイズ推定には常に誤差が存在し、次に、周波数推定の精度、すなわち距離が失われる可能性がある。
距離測定の精度を向上させるために、一実施形態は、部分空間分解高分解能推定の方法論における最先端技術を進歩させる６つの特徴を含む。遅延経路決定のあいまいさをさらに低減する異なる固有構造特性を使用することによって、個々の周波数を推定する２つ以上のアルゴリズムを組み合わせることが含まれる。
ルートＭＵＳＩＣは個々の周波数を見つける。観測値がノイズ部分空間に投影されると、投影のエネルギーが最小になる。Ｅｓｐｒｉｔアルゴリズムは、回転演算子から個々の周波数を決定する。そして、多くの点で、この操作は、観測可能部分が信号部分空間に投影されたときに、投影のエネルギーを最大にする周波数を見つけるという点で、ＭＵＳＩＣのコンジュゲートである。
モデルサイズは、これらのアルゴリズムの両方で、実際には、屋内測距などの複雑な信号環境で使用することができる。ＭＵＳＩＣとＥＳＰＲＩＴの最高のパフォーマンスを提供するモデルサイズは、以下で説明する。
ＭＵＳＩＣの場合、分解の基本要素を「信号固有値」（タイプＩ誤差）として識別する側へ誤ることが好ましい。これにより、ノイズ部分空間に投影される信号エネルギーの量が最小限に抑えられ、精度が向上する。ＥＳＰＲＩＴの場合、逆のことが成り立つ。分解の基底要素を「ノイズ固有値」として特定する側へ誤るのが好ましい。これもまたタイプＩ誤差である。これは、信号部分空間に投影されるエネルギーに対するノイズの影響を最小にすることができる。したがって、ＭＵＳＩＣのモデルサイズは、一般的にＥｓｐｒｉｔのモデルサイズよりも幾分大きくなる場合がある。
第２に、複雑な信号環境では、直接経路が実際にはマルチパス反射のいくつかよりもはるかに弱いという強い反射と潜在的可能性があり、モデルサイズは十分な統計的信頼性で推定することが困難な場合がある。この問題は、ＭＵＳＩＣとＥｓｐｒｉｔの両方の「ベース」モデルサイズを推定し、それぞれのベースモデルサイズで定義されたモデルサイズのウィンドウでＭＵＳＩＣとＥｓｐｒｉｔを使用して観測可能なデータを処理することによって解決される。これにより、各測定に複数の測定が行われる。
実施形態の第１の特徴は、モデルサイズを推定するためにＦ統計量を使用することである（上記参照）。第２の特徴は、ＭＵＳＩＣとＥＳＰＲＩＴのＦ統計量で異なるタイプＩ誤り確率を使用することである。これは、上記で論じたように、ＭＵＳＩＣとＥＳＰＲＩＴとの間のタイプＩ誤差の差異を実現する。第３の特徴は、直接経路を検出する確率を最大にするために、基本モデルのサイズとウィンドウを使用することである。
潜在的に急速に変化する物理的および電子的環境のために、あらゆる測定が堅牢な回答を提供するとは限らない。これは、堅牢な範囲推定を提供するために、複数の測定でクラスター分析を使用することによって対処される。この実施形態の第４の特徴は、複数の測定値を使用することである。
複数の信号が存在するため、ＭＵＳＩＣとＥＳＰＲＩＴの両方の実装の複数のモデルサイズをそれぞれ使用する、複数の測定から得られた複数の回答の確率分布はマルチモーダルである可能性がある。従来のクラスター分析では、この応用では十分でない場合がある。第５の特徴は、反射されたマルチパス成分の直接範囲および等価範囲を推定するためのマルチモーダルクラスター分析の開発である。第６の特徴は、クラスター分析によって得られた範囲推定値の統計量（範囲および標準偏差ならびに統計的に同一のそれらの推定値を組み合わせること）の分析であり、これにより、より正確な範囲推定が得られる。
上述の方法は、広帯域測距信号位置検出システムにおいても使用することができる。
式（２０）で始まる閾値付き方法におけるｒ（ｔ）の導出のために、我々は、以下を得る。
ここで、三角関数
が使用される。
ａ０を除き、係数ａｋは偶数ｋに対してゼロである。その理由は、区間Ｉでは、ｈ（ｔ）によって近似しようとしている関数１／ｓｉｎπΔｆｔがＩの中心付近であっても、偶数ｋの基底関数ｓｉｎｋπΔｆｔ、ｋ≠０はＩの中心に関しては奇数であるため、したがって、Ｉでは１／ｓｉｎπΔｆｔに対して直交する。したがって、我々はｋ＝２ｎ＋１の置換を行い、Ｍを奇数の正の整数とすることができる。実際には、Ｍ＝２Ｎ＋１とすることができる。この選択は、区間Ｉにおける振動の良好な量のキャンセルを提供するように実験的に決定されている。
ここで、第１の総和ではｋ＝Ｎ−ｎ、第２の総和ではｋ＝Ｎ＋ｎ＋１を代入して以下を得る。
ｇ（ｔ）をｓ（ｔ）から引くと、次のようになる。
ここで、以下のようにする。
そして、（Ａ４） は以下のように書ける。
本実施形態は、関連技術の１つ以上の欠点を実質的に解消する無線通信および他の無線ネットワークにおける測位／測位方法に関する。本実施形態は、特許文献３に記載されているマルチパス緩和プロセス、技法およびアルゴリズムを利用することにより、複数のタイプの無線ネットワークにおける機能の追跡および位置特定の精度を有利に改善する。これらの無線ネットワークには、ＺｉｇＢｅｅおよびＢｌｕｅ Ｔｏｏｔｈ（登録商標）などの、Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｐｅｒｓｏｎａｌ Ａｒｅａ Ｎｅｔｗｏｒｋｓ（ＷＰＧＡＮ）、ＷｉＦｉおよびＵＷＢなどの無線ローカルエリアネットワーク（ＷＬＡＮ）、典型的には複数のＷＬＡＮで構成される無線メトロポリタンエリアネットワーク（ＷＭＡＮ）、主要な例としてＷｉＭａｘ、Ｗｈｉｔｅ Ｓｐａｃｅ ＴＶバンドなどの広域エリアネットワーク（ＷＡＮ）、およびモバイルデバイスネットワーク（ＭＤＮ）を含み、これらは通常音声およびデータを送信するために使用される。ＭＤＮは、典型的には、グローバル移動体通信システム（ＧＳＭ（登録商標））およびパーソナル通信サービス（ＰＣＳ）規格に基づいている。最近のＭＤＮは、ＬＴＥ（Ｌｏｎｇ Ｔｅｒｍ Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ）規格に基づいている。これらの無線ネットワークは、典型的には、基地局、デスクトップ、タブレットおよびラップトップコンピュータ、ハンドセット、スマートフォン、アクチュエータ、専用タグ、センサ、ならびに他の通信およびデータデバイス（一般に、これらのデバイスは「無線ネットワークデバイス」と呼ばれる）を含む。
既存の位置特定および位置情報解法は、ＧＰＳ、ＡＧＰＳ、携帯電話タワー三角測量、Ｗｉ−Ｆｉなどを含む、複数の技術とネットワークを使用する。この位置情報を導出するために使用される方法のいくつかは、ＲＦ指紋、ＲＳＳＩ、およびＴＤＯＡを含む。現在のＥ９１１の要件には受け入れられるが、既存の位置検出および測距方法は、今後のＥ９１１要件、ＬＢＳおよび／またはＲＴＬＳ応用要件、特に屋内および都市環境をサポートするために必要な信頼性および精度を備えていない。
特許文献３に記載された方法は、単一の無線ネットワーク内または複数の無線ネットワークの組み合わせ内の対象となるデバイスを正確に位置特定し追跡する能力を大幅に改善する。この実施形態は、ＤＬ−ＯＴＤＯＡ（ダウンリンクＯＴＤＯＡ）、Ｕ−ＴＤＯＡ、ＵＬ−ＯＴＤＯＡなどを含む、強化されたセルＩＤおよびＯＴＤＯＡ（観測到達時間差）を使用する無線ネットワークによって使用される追跡および位置検出方法の既存の実装に対する大幅な改善である。
セルＩＤ位置特定技法は、特定のセクターカバレッジエリアの精度でユーザ（ＵＥ−ユーザ機器）の位置を推定することを可能にする。したがって、達成可能な精度は、セル（基地局）セクター方式およびアンテナビーム幅に依存する。精度を向上させるために、拡張セルＩＤ技法は、ｅＮＢからのＲＴＴ（往復時間）測定値を追加する。注：ここで、ＲＴＴは、ダウンリンクＤＰＣＨ−専用物理チャネル（ＤＰＤＣＨ）／ＤＰＣＣＨ：専用物理データチャネル／専用物理制御チャネル）フレームと、対応するアップリンク物理フレームの開始との間の差異を構成する。この場合、上述のフレーム（複数可）は測距信号として作用する。この信号がｅＮＢからＵＥに伝播する時間の情報に基づいて、ｅＮＢからの距離を計算することができる（図１０参照）。
観測到達時間差（ＯＴＤＯＡ）技法では、隣接基地局（ｅＮＢ）から来る信号の到達時間が計算される。３つの基地局からの信号が受信されると、ＵＥ位置はハンドセット（ＵＥベースの方法）またはネットワーク（ＮＴベースのＵＥ支援方法）で推定することができる。測定された信号は、ＣＰＩＣＨ（Ｃｏｍｍｏｎ Ｐｉｌｏｔ Ｃｈａｎｎｅｌ）である。信号の伝搬時間は、局所的に生成されたレプリカと相関する。相関のピークは、測定された信号の伝搬の観測時間を示す。２つの基地局間の到達値の時間差は、双曲線を決定する。２つの双曲線を定義するには、少なくとも３つの参照点が必要である。ＵＥの位置は、これら２つの双曲線の交点にある（図１１参照）。
アイドル期間ダウンリンク（ＩＰＤＬ）は、さらにＯＴＤＯＡ拡張である。ＯＴＤＯＡ−ＩＰＤＬ技法は、通常のＯＴＤＯＡと同じ測定に基づいており、アイドル周期中に時間測定が行われ、サービス提供ｅＮＢは、その送信を中止し、このセルのカバレッジ内のＵＥが遠隔のｅＮＢ（複数可）からのパイロットを聞くことを可能にする。サービス提供ｅＮＢは、連続モードまたはバーストモードでアイドル周期を提供する。連続モードでは、各ダウンリンク物理フレーム（１０ｍｓ）に１つのアイドル周期を挿入することができる。バーストモードでは、アイドル周期は擬似ランダムに発生する。さらなる改善は、時間整合ＩＰＤＬ（ＴＡ−ＩＰＤＬ）を介して得られる。タイムアライメントは共通アイドル周期を生成し、その間、各基地局はその送信を中止するか、または共通パイロットを送信することができる。パイロット信号測定は、アイドル周期中に行われてもよい。ＤＬ ＯＴＤＯＡ−ＩＰＤＬ方法、例えば累積仮想ブランキング、ＵＴＤＯＡ（アップリンクＴＤＯＡ）などをさらに向上させることができるいくつかの他の技法がある。これらの技法はすべて、他の（サービスを提供しない）ｅＮＢ（複数可）を聞く能力を改善する。
ＯＴＤＯＡベースの技法の１つの重大な欠点は、この方法が実行可能であるために、基地局のタイミング関係が知られていなければならない、または測定（同期化）されていなければならないことである。同期化されていないＵＭＴＳネットワークの場合、３ＧＰＰ規格は、このタイミングがどのように回復されるかの提案を提供する。しかし、ネットワークオペレータはそのような解を実装していない。その結果、ＣＰＩＣＨ信号測定値の代わりにＲＴＴ測定値を使用する代替案が提案された（特許文献４を参照）。
上述の全ての方法／技法は、地上信号到達時間および／または到達測定の時間差（ＲＴＴ、ＣＰＩＣＨなど）に基づいている。そのような測定の問題は、これらがマルチパスによって深刻な影響を受けることである。これは、順番に、上述の方法／技法の位置／追跡精度を著しく低下させる（非特許文献４を参照）。
１つのマルチパス緩和技法では、過剰な数のｅＮＢ（複数可）または無線基地局（ＲＢＳ）からの検出／測定が使用される。最小値は３であるが、マルチパス緩和のためには、必要とされるＲＢＳの数は、少なくとも６から８である（特許文献５を参照）。しかし、この多数のｅＮＢ（複数可）からのＵＥの聴取の確率は、３つのｅＮＢ（複数可）よりもずっと低い。これは、多数のＲＢＳ（ｅＮＢ）には、ＵＥから遠く離れた複数のＲＢＳが存在し、これらのＲＢＳ（複数可）からの受信信号がＵＥ受信感度レベルを下回るか、または受信信号が低いＳＮＲを有するためである。
ＲＦ反射（例えば、マルチパス）の場合、様々な遅延時間を有するＲＦ信号の複数のコピーが、ＤＬＯＳ（ダイレクトラインオブサイト）信号に重畳される。ＣＰＩＣＨ、アップリンクＤＰＣＣＨ／ＤＰＤＣＨ、およびＲＴＴ測定を含む様々なセルＩＤおよびＯＴＤＯＡ方法／技法で使用される他の信号は、限られた帯域幅であるため、適切なマルチパス処理／緩和なしにＤＬＯＳ信号および反射信号を区別することはできない。そして、このマルチパス処理がなければ、これらの反射信号は、ＲＴＴ測定を含む到達時間推定（ＴＤＯＡ）および到達時間（ＴＯＡ）測定の誤差を誘発する可能性がある。
例えば、３Ｇ ＴＳ ２５．５１５ ｖ．３．０．０（１９９−１０）規格では、ＲＴＴを「．．．ダウンリンクＤＰＣＨフレーム（信号）の送信と、ＵＥからの対応するアップリンクＤＰＣＣＨ／ＤＰＤＣＨフレーム（信号）の開始（第１の有意な経路）の受信との間の差異」である、と定義している。この規格は、「第１の重要な経路の定義にはさらに精緻化が必要である」ということを記載している。例えば、重いマルチパス環境では、第１の重要な経路であるＤＬＯＳ信号が、１つ以上の反射された信号（複数可）に対して著しく減衰する（１０ｄＢ〜２０ｄＢ）ことが一般的である。「第１の有意な経路」が信号強度を測定することによって決定される場合、それは反射信号（複数可）の１つであり、ＤＬＯＳ信号ではない。これは、誤ったＴＯＡ／ＤＴＯＡ／ＲＴＴ測定（複数可）、および位置特定精度の喪失をもたらす可能性がある。
従来の無線ネットワーク世代では、ＲＴＴ、ＣＰＣＩＨおよび他の信号による位置特定方法によって使用されるフレーム（信号）のサンプリングレートが低いため、位置検出精度にも影響があった。現在の第３以降の無線ネットワーク世代は、サンプリングレートがはるかに高い。結果として、これらのネットワークでは、位置特定精度の実際の影響は地上波のＲＦ伝搬現象（マルチパス）によるものである。
この実施形態は、基準信号および／またはパイロット信号、および／または、シンプレックス、ハーフデュプレックスおよびフルデュプレックスモードの動作を含む同期信号を使用するすべての無線ネットワークで使用することができる。例えば、この実施形態は、ＯＦＤＭ変調および／またはその派生物を使用する無線ネットワークで動作する。したがって、この実施形態はＬＴＥネットワークで動作する。
ＷｉＭａｘ、ＷｉＦｉ、Ｗｈｉｔｅ Ｓｐａｃｅを含む他の無線ネットワークにも適用できる。基準および／またはパイロットまたは同期信号を使用しない他の無線ネットワークは、特許文献３に記載されているような以下のタイプの代替変調実施形態の１つ以上を用いることができる。１）そこにおいては、フレーム（複数可）の一部が測距信号／特許文献３に記載されているような測距信号要素専用である。２）測距信号要素（特許文献３）が送信／受信信号フレームに埋め込まれている。３）測距信号要素（特許文献３に記載されている）がデータと共に埋め込まれている。
これらの代替の実施形態は、特許文献３に記載されたマルチパス緩和プロセッサおよびマルチパス緩和技法／アルゴリズムを使用し、すべての動作モード、すなわち、シンプレックス、ハーフデュプレックスおよびフルデュプレックスで使用することができる。
同時に、複数の無線ネットワークが好ましいおよび／または代替実施形態を利用する可能性もある。一例として、スマートフォンは、複数のネットワーク上で同時に動作する能力を有するＢｌｕｅ Ｔｏｏｔｈ、ＷｉＦｉ、ＧＳＭおよびＬＴＥ機能を有することができる。応用の要求および／またはネットワークの利用可能性に応じて、異なる無線ネットワークを利用して、測位／位置情報を提供することができる。
提案された実施形態の方法およびシステムは、無線ネットワーク基準／パイロットおよび／または同期信号を利用する。さらに、基準／パイロット信号／同期信号測定値は、ＲＴＴ（往復時間）測定値またはシステムタイミングと組み合わされてもよい。ある実施形態によれば、ＲＦベースの追跡および位置特定は、３ＧＰＰ ＬＴＥセルラーネットワーク上で実施されるが、さまざまな信号技法を用いる、例えばＷｉＭａｘ、Ｗｉ−Ｆｉ、ＬＴＥ、センサネットワークなどの他の無線ネットワーク上で実施されてもよい。例示的かつ上述の別の実施形態の両方とも、特許文献３に記載されているマルチパス緩和方法／技法およびアルゴリズムを用いる。提案されたシステムは、ソフトウェア実装デジタル信号処理を使用することができる。
本実施形態のシステムは、例えば、基地局（ノードＢ）／拡張基地局（ｅＮＢ）ハードウェア／ソフトウェアに加えて携帯電話またはスマートフォン、ハードウェア／ソフトウェア、のようなユーザ機器（ＵＥ）を活用する。基地局は、一般に、フィーダによってアンテナに接続されたキャビンまたはキャビネット内の送信機および受信機からなる。これらの基地局は、マイクロセル、ピコセル、マクロセル、傘セル、携帯電話タワー、ルーターおよびフェムトセルを含む。結果として、ＵＥデバイスおよび全体システムに対する増分コストがほとんどまたは全くない場合がある。同時に、位置特定精度を大幅に向上させることができる。
改良された精度は、本実施形態および特許文献３によって提供されるマルチパス緩和から来る。実施形態は、マルチパス緩和アルゴリズム、ネットワーク基準／パイロット信号、および／または同期信号、およびネットワークノード（ｅＮＢ）を使用する。これらは、ＲＴＴ（往復時間）測定値で補うことができる。マルチパス緩和アルゴリズムは、ＵＥおよび／または基地局（ｅＮＢ）、またはＵＥおよびｅＮＢの両方で実施される。
この実施形態は、ＤＬＯＳ信号が１つ以上の信号に対して大幅に減衰されている場合でも（１０ｄＢ〜２０ｄＢ低い）、ＤＬＯＳ信号および反射信号を分離することを可能にするマルチパス緩和プロセッサ／アルゴリズム（特許文献３参照）を有利に使用する。したがって、実施形態は、推定測距信号ＤＬＯＳ飛行時間、ひいてはＴＯＡ、ＲＴＴおよびＤＴＯＡ測定における誤差を大幅に低減する。提案されたマルチパス緩和およびＤＬＯＳ識別（認識）方法は、すべてのＲＦ帯域および無線システム／ネットワークで使用できる。また、それは、ＤＳＳ（ダイレクトスペクトラム拡散）やＦＨ（周波数ホッピング）などのスペクトラム拡散技術を含む、さまざまな変調／復調技術をサポートすることができる。
さらに、方法の精度をさらに改善するために、ノイズ低減方法を適用することができる。これらのノイズ低減方法は、コヒーレント加算、非コヒーレント加算、整合フィルタリング、時間ダイバーシティ技法などを含むことができるが、これらに限定されない。マルチパス干渉誤差の残余は、最尤推定（例えば、ビタビアルゴリズム）、最小分散推定（カルマンフィルタ）などのような後処理技法を適用することによって、さらに減らされてもよい。
本実施形態では、マルチパス緩和プロセッサおよびマルチパス緩和技法／アルゴリズムは、ＲＴＴ、ＣＰＣＩＨおよび他の信号および／またはフレームを変更しない。本実施形態は、チャネル応答／推定を得るために使用される無線ネットワーク基準、パイロット信号、および／または同期信号を活用する。本発明は、ＵＥおよび／またはｅＮＢによって生成されたチャネル推定統計を使用する（特許文献６を参照）。
ＬＴＥネットワークは、各ダウンリンクおよびアップリンクサブフレームで送信される特定の（非データ）基準／パイロットおよび／または同期信号（既知の信号）を使用し、セル帯域幅全体に及ぶ可能性がある。簡潔性のため、これから先、我々は基準信号としての基準／パイロット信号および同期信号を参照する。ＬＴＥ基準信号の一例が図９に示されている。（これらの信号はＬＴＥリソース要素間に散在している）。図２から、６番目のサブキャリアごとに基準信号（シンボル）を伝送することができる。また、基準信号（シンボル）は、時間と周波数の両方でずらしている。合計で、基準信号は３番目のサブキャリアごとにカバーしてもよい。
これらの基準信号は、ＵＥによる初期セルサーチ、ダウンリンク信号強度測定、スケジューリングおよびハンドオーバなどに使用される。基準信号には、コヒーレント復調のためのチャネル推定（応答判定）のためのＵＥ特定の基準信号が含まれる。ＵＥ特有の基準信号に加えて、他の基準信号もまた、チャネル推定の目的で使用することができる（特許文献７を参照）。
ＬＴＥは、ＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）変調（技法）を採用している。ＬＴＥでは、マルチパスに起因するＩＳＩ（Ｉｎｔｅｒ Ｓｙｍｂｏｌ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）は、各ＯＦＤＭシンボルの先頭にサイクリックプレ修正（ＣＰ）を挿入することによって処理される。ＣＰは、前のＯＦＤＭシンボルの遅延反射信号が次のＯＦＤＭシンボルに達する前に消滅するように十分な遅延を提供する。
ＯＦＤＭシンボルは、複数の非常に緊密に離間したサブキャリアからなる。ＯＦＤＭシンボルの内部では、（マルチパスによって引き起こされる）現在のシンボルのタイムスタッガードコピーにより、インターキャリア干渉（ＩＣＩ）が生じる。ＬＴＥでは、マルチパスチャネル応答を決定し、受信機におけるチャネル応答を補正することによって、ＩＣＩが処理（緩和）される。
ＬＴＥでは、マルチパスチャネル応答（推定）が、基準シンボルを有するサブキャリアから受信機において計算される。補間は、残りのサブキャリア上のチャネル応答を推定するために使用される。チャネル応答は、チャネル振幅および位相の形で計算（推定）される。チャネル応答が（既知の基準信号の周期的な送信によって）決定されると、サブキャリアごとに振幅および位相シフトを適用することによって、マルチパスによって引き起こされるチャネル歪みが緩和される（非特許文献５を参照）。
ＬＴＥマルチパス緩和は、（サイクリックプレ修正を挿入して）ＩＳＩおよびＩＣＩを除去するが、反射信号からＤＬＯＳ信号を分離しないように設計されている。例えば、現在のシンボルのタイムスタッガードコピーは、各変調されたサブキャリア信号を時間的に分散させ、したがってＩＣＩを引き起こす。上述のＬＴＥ技法を使用してマルチパスチャネル応答を補正することにより、変調されたサブキャリア信号を時間的に収縮させることができるが、このタイプの補正は、（ＯＦＤＭシンボル内の）変調サブキャリア信号がＤＬＯＳ信号であることを保証しない。ＤＬＯＳ変調されたサブキャリア信号が遅延反射信号（複数可）に対して大幅に減衰する場合、結果として得られる出力信号は遅延反射信号（複数可）であり、ＬＯＳ信号は失われる可能性がある。
ＬＴＥ準拠受信機では、さらなる信号処理には、ＤＦＴ（デジタルフーリエ変換）が含まれる。ＤＦＴ技法（複数可）は、信号および／またはチャネルの帯域幅に反比例する時間以上遅延した信号（複数可）のコピーを分解（除去）することができることはよく知られている。この方法の精度は効率的なデータ転送には適しているが、重いマルチパス環境での正確な距離測定には十分正確ではない。例えば、３０メートルの精度を達成するには、信号およびレシーバのチャネル帯域幅が１０メガヘルツ（１／１０ＭＨｚ＝１００ナノ秒）以上でなければならない。より正確な精度のためには、信号と受信機のチャネル帯域幅は３メートルで１００メガヘルツより広くなければならない。
しかし、ＣＰＩＣＨ、アップリンクＤＰＣＣＨ／ＤＰＤＣＨ、およびＲＴＴ測定を含む様々なセルＩＤおよびＯＴＤＯＡ方法／技法ならびにＬＴＥ受信信号サブキャリアで使用される他の信号は、１０メガヘルツよりもかなり低い帯域幅を有する。結果として、現在採用されている（ＬＴＥにおける）方法／技法は、１００メートルの範囲内に位置誤差を生じさせる可能性がある。
上述の制限を克服するために、実施形態は、部分空間分解高分解能スペクトル推定方法論およびマルチモーダルクラスター解析の実装の独特の組み合わせを使用する。特許文献３に記載されているこの分析および関連するマルチパス緩和方法／技法およびアルゴリズムは、ＤＬＯＳ経路を他の反射信号経路から確実かつ正確に分離することを可能にする。
ＬＴＥで使用される方法／技法と比較して、重マルチパス環境では、この方法／技法およびアルゴリズム（特許文献３）は、ＤＬＯＳ経路を他のマルチパス（ＭＰ）経路から信頼性高く正確に分離することによって、距離測定において２０倍から ５０倍の精度の改善を実行する。
特許文献３に記載されている方法／技法およびアルゴリズムは、測距信号複素振幅推定を必要とする。したがって、チャネル推定（応答決定）および他の基準信号（パイロット信号および／または同期信号を含む）に使用されるＬＴＥ基準信号は、特許文献３に記載されている方法／技法およびアルゴリズムにおいて測距信号として解釈することもできる。この場合、測距信号の複素振幅は、振幅と位相の形でＬＴＥ受信機によって計算される（推定される）チャネル応答である。言い換えると、ＬＴＥ受信機によって計算（推定）されるチャネル応答統計は、特許文献３に記載された方法／技法およびアルゴリズムによって必要とされる複素振幅情報を含む。
マルチパスのない理想的なオープンスペースＲＦ伝搬環境では、受信信号（測距信号）の位相変化、例えば、チャネル応答位相は、信号の周波数（直線）に正比例することがある。そのような環境におけるＲＦ信号の飛行時間（伝搬遅延）は、位相対周波数依存の一次導関数を計算することによって、位相対周波数依存性から直接的に計算することができる。その結果は、伝搬遅延定数となる可能性がある。
理想的な環境では、初期（または任意の）周波数における絶対位相値は、微分が位相絶対値の影響を受けないため重要ではない。
重いマルチパス環境では、受信信号位相変化対周波数は複雑な曲線である（直線ではない）。そして、一次導関数は他の反射信号経路からのＤＬＯＳ経路の正確な分離に使用できる情報を提供しない。これが、特許文献３に記載されているマルチパス緩和プロセッサおよび方法（複数可）／技法およびアルゴリズムを使用する理由である。
所与の無線ネットワーク／システムで達成される位相および周波数同期（位相コヒーレンシ）が非常に良好である場合、特許文献３に記載されたマルチパス緩和プロセッサおよび方法（複数可）／技法およびアルゴリズムは、ＤＬＯＳパスを他の反射信号経路と正確に分離し、このＤＬＯＳ経路長（飛行時間）を決定する。
この位相コヒーレントネットワーク／システムでは、追加の測定は必要ない。換言すれば、一方向測距（シンプレックス測距）を実現することができる。
しかし、所与の無線ネットワーク／システムで達成される同期の程度（位相コヒーレンシ）が十分に正確でない場合、重いマルチパス環境では、受信信号の位相および振幅の変化対周波数は、２つまたはより多くの異なる位置（距離）で行われる測定に非常に似ている可能性がある。この現象は、受信信号ＤＬＯＳ距離（飛行時間）の決定にあいまいさをもたらす可能性がある。
このあいまいさを解決するには、少なくとも１つの周波数の実際の（絶対）位相値を知る必要がある。
しかし、ＬＴＥ受信機によって計算される振幅および位相対周波数依存性は、すべての振幅および位相値が、例えば相互間のダウンリンク／アップリンク基準信号から計算されるので、実際の位相値を含まない。したがって、ＬＴＥ受信機によって計算される（推定される）チャネル応答の振幅および位相は、少なくとも１つの周波数（サブキャリア周波数）において実際の位相値を必要とする。
ＬＴＥでは、この実際の位相値は、１つ以上のＲＴＴ測定値（複数可）、ＴＯＡ測定値、または、１つ以上の受信基準信号のタイムスタンプから、１）これらの信号をｅＮＢによって送信するこれらのタイムスタンプが受信機においても知られている（またはその逆）、２）受信機およびｅＮＢクロックが時間的にうまく同期している、および／または３）マルチラテレーション技法を使用する、ことを条件として、決定できる。
上記の方法はすべて、１つ以上の基準信号の飛行時間値を提供する。これらの基準信号の飛行時間値および周波数から、１つ以上の周波数における実際の位相値を計算することができる。
本実施形態は、特許文献３に記載されているマルチパス緩和プロセッサ、方法（複数可）／技法およびアルゴリズムに、１）ＬＴＥ ＵＥおよび／またはｅＮＢ受信機によって計算された振幅および位相対周波数依存性の組み合わせ、または、２）ＬＴＥ ＵＥおよび／またはｅＮＢ受信機によって計算された振幅および位相対周波数依存性の組み合わせおよびＲＴＴおよび／またはＴＯＡを介して得られる１つ以上の周波数に対する実際の位相値（複数可）を組み合わせることによって、重いマルチパス環境における高精度のＤＬＯＳ距離決定／位置特定、および／またはタイムスタンプ測定を達成する。
これらの場合、実際の位相値（複数可）はマルチパスの影響を受ける。しかし、これは、特許文献３に記載された方法／技法およびアルゴリズムの性能に影響を与えない。
ＤＬ−ＯＴＤＯＡ、Ｕ−ＴＤＯＡ、ＵＬ−ＴＤＯＡなどを含むＬＴＥ ＲＴＴ／ＴＯＡ／ＴＤＯＡ／ＯＴＤＯＡでは、５メートルの分解能で測定を行うことができる。ＲＴＴ測定は、専用接続中に実行される。したがって、ＵＥがハンドオーバ状態にあるとき、およびＵＥと異なるネットワーク（基地局）との間でＤＰＣＨフレームが交換される、ＵＥが定期的に測定値を収集してＵＥに報告するとき、複数の同時測定が可能である。ＲＴＴと同様に、ＴＯＡ測定は信号の飛行時間（伝搬遅延）を提供するが、ＴＯＡ測定は同時に行うことができない（非特許文献４）。
平面上にＵＥの位置特定をするために、少なくとも３つのｅＮＢ（複数可）から／へのＤＬＯＳ距離が決定されなければならない。ＵＥを３次元空間で位置特定するには、（少なくとも１つのｅＮＢが同一平面にないと仮定して）、４つのｅＮＢ（複数可）から／へのＤＬＯＳ距離を決定する必要がある。
ＵＥ測位方法の一例を図１に示す。
非常に良好な同期の場合、ＲＴＴ測定は不要である。
同期の程度が十分に正確でない場合、ＯＴＤＯＡ、セルＩＤ＋ＲＴＴなどの方法、例えばＡＯＡ（到着角）および他の方法との組み合わせをＵＥの位置特定に使用することができる。
セルＩＤ＋ＲＴＴの追跡位置特定方式の精度は、マルチパス（ＲＴＴ測定）とｅＮＢ（基地局）のアンテナビーム幅の影響を受ける。基地局のアンテナのビーム幅は３３〜６５度である。これらの広いビーム幅は、都市部で５０〜１５０メートルの位置誤差を生じる（非特許文献４）。重いマルチパス環境では、現在のＬＴＥ ＲＴＴ距離測定の平均誤差は約１００メートルであることを考慮すると、ＬＴＥセルＩＤ＋ＲＴＴ法によって現在採用されている全体の予想される平均位置特定誤差は約１５０メートルである。
実施の形態の１つは、ＡＯＡ方法に基づいてＵＥの位置を特定することであり、ＵＥからの１つ以上の基準信号が、ＵＥの位置特定目的で使用される。これは、ＤＬＯＳ ＡＯＡを決定するためのＡＯＡ決定デバイスの位置特定を含む。デバイスは、基地局とコロケーションされ、および／または基地局の位置から独立した別の１つ以上の場所に設置することができる。これらの位置の座標はおそらく分かっている。ＵＥ側で変更する必要はない。
このデバイスは、小型のアンテナアレイを含み、特許文献３に記載されているものと同じマルチパス緩和プロセッサ、方法（複数可）／技法およびアルゴリズムの変形に基づいている。この１つの可能な実施形態は、ＵＥユニットからのＤＬＯＳ ＲＦエネルギーのＡＯＡの正確な決定（非常に狭いビーム幅）の利点を有する。
別のオプションでは、この追加されたデバイスは受信専用デバイスであってもよい。結果として、そのサイズ／重量およびコストは非常に低くなる。
正確なＤＬＯＳ距離測定値が得られる実施形態と、正確なＤＬＯＳ ＡＯＡ測定値が得られる実施形態の組み合わせは、セルＩＤ＋ＲＴＴ追跡位置特定方法の精度（１０Ｘ以上）を大幅に改善することができる。このアプローチの別の利点は、ＵＥの位置が、（ＵＥをソフトハンドオーバモードに置くことを必要としない）単一のタワーでいつでも決定できることである。単一のタワーで正確な位置特定修正を得ることができるため、複数のセルタワーを同期させる必要はない。ＤＬＯＳ ＡＯＡを決定するもう１つの選択肢は、既存のｅＮＢアンテナアレイとｅＮＢ機器を使用することである。このオプションは、改善されたセルＩＤ＋ＲＴＴ方法の実装コストをさらに削減する可能性がある。しかし、ｅＮＢアンテナは位置特定応用に設計されていないため、測位精度が低下する可能性がある。また、ネットワーク事業者は、基地局（ソフトウェア／ハードウェア）に必要な変更を実装することを躊躇する可能性がある。
ＬＴＥ（次世代ユニバーサル地上波無線アクセス（Ｅ−ＵＴＲＡ）、物理チャネルおよび変調、３ＧＰＰ ＴＳ ３６．２１１リリース９技術仕様書）において、測位基準信号（ＰＲＳ）が追加された。これらの信号は、ＤＬ−ＯＴＤＡ（ダウンリンクＯＴＤＯＡ）測位のためにＵＥによって使用されるものである。また、このリリース９では、ｅＮＢを同期させる必要がある。したがって、ＯＴＤＯＡ法の最後の障害物をクリアする（上記パラグラフ２７４参照）。ＰＲＳは、ＵＥにおける複数のｅＮＢの聴取能力を改善する。注：リリース９では、ｅＮＢ（複数可）の同期精度（一部の提案：１００ナノ秒）は指定されなかった。
Ｕ−ＴＤＯＡ／ＵＬ−ＴＤＯＡは研究段階にある。２０１１年に規格化される予定である。
ＤＬ−ＯＴＤＯＡ法（リリース９における）は、特許文献８に詳述されている。リリース９ ＤＬ−ＯＴＤＯＡはマルチパスに苦しんでいる。マルチパス緩和の一部は、増加したＰＲＳ信号帯域幅によって実現できる。しかし、このトレードオフは、スケジューリングの複雑さが増し、ＵＥ位置の修正の間の時間が長くなる。さらに、動作帯域幅が制限されたネットワーク、例えば１０ＭＨｚの場合、可能な限り正確な精度は１００メートルである。特許文献８の表１参照。
上記の数字が最良の場合である。他の場合、特に、ＤＬＯＳ信号強度が反射信号（複数可）強度と比較してかなり低い（１０〜２０ｄＢ）場合、上記の位置特定／測距誤差がかなり大きく（２倍〜４倍）なる。
本明細書に記載された実施形態は、背景部分で述べたＣｈｅｎらのリリース９ ＤＬ−ＯＴＤＯＡ法およびＵＬ−ＰＲＳ法によって達成される性能よりも所与の信号帯域幅に対して最大５０倍の測距／位置特定精度向上を可能にする。したがって、本明細書に記載された方法の実施形態をリリース９のＰＲＳ処理に適用することにより、すべての可能な場合に位置誤差を３メートル以上に低減するか、または、その９５％において良くすることができる。さらに、この精度の向上は、スケジューリングの複雑さおよびＵＥ位置の修正間の時間を低減する可能性がある。
本明細書で説明する実施形態では、ＯＴＤＯＡ方法のさらなる改良が可能である。例えば、サービス提供セルの範囲は、他のサービス提供セルの信号から決定することができる。このように、ＵＥ位置の修正の時間を含めて、隣接セルのヒアアビリティを向上させ、スケジューリングの複雑さを低減する。
実施形態はまた、ＣｈｅｎらによるＵ−ＴＤＯＡ方法およびＵＬ−ＴＤＯＡ（背景で説明されている）の精度を５０倍まで改善することができる。実施例をＣｈｅｎのＵＬ−ＴＤＯＡに適用することにより、すべての可能性のあるケースにおいて３メートル以下に位置誤差を低減するか、または、その９５％において良くする。さらに、この精度向上は、スケジューリングの複雑さおよびＵＥ位置の修正間の時間をさらに短縮する。
再び、本実施形態では、ＣｈｅｎのＵＬ−ＴＤＯＡ方法の精度を５０倍まで改善することができる。したがって、本実施形態をＣｈｅｎのＵ−ＴＤＯＡ変形例に適用することにより、すべての可能性のある場合において３メートル以下に位置誤差を低減するか、または、その９５％において良くすることができる。さらに、この精度向上は、スケジューリングの複雑さおよびＵＥ位置の修正の間の時間をさらに短縮する可能性がある。
上述のＤＬ−ＴＤＯＡおよびＵ−ＴＤＯＡ／ＵＬ−ＴＤＯＡ方法は、一方向測定（測距）に依存する。本実施形態および事実上すべての測距技術は、一方向測距のプロセスで使用されるＰＲＳおよび／または他の信号が、周波数および位相がコヒーレントであることを必要とする。ＯＦＤＭベースのシステムは、ＬＴＥと同様に、周波数コヒーレントである。しかし、ＵＥユニットおよびｅＮＢ（複数可）は、ＵＴＣと同様に、数ナノ秒まで、例えば、ランダム位相加算器が存在するように、共通のソースによって、位相または時間は同期していない。
測距精度に対する位相コヒーレンシの影響を回避するために、マルチパスプロセッサの実施形態は、例えば、基準信号、個々の成分（サブキャリア）のような測距信号（複数可）の間の差分位相を計算する。これは、ランダム位相項加算器を排除する。
Ｃｈｅｎらの議論で上に特定したように、本明細書に記載された実施形態を適用することは、Ｃｈｅｎらによって達成された性能と比較して、屋内環境において著しい精度向上をもたらす。例えば、Ｃｈｅｎによると、ＤＬ−ＯＴＤＯＡおよび／またはＵ−ＴＤＯＡ／ＵＬ−ＴＤＯＡは、屋外環境、屋内（建物、キャンパスなど）のほとんどがＤＬ−ＯＴＤＯＡおよびＵ−ＴＤＯＡ技術では十分に機能しない場合がある。屋内で一般的に使用される分散アンテナシステム（ＤＡＳ）の各アンテナには固有のＩＤがない、といった内容を含むいくつかの理由が明らかにされている（Ｃｈｅｎ、＃１６１〜１６４参照）。
以下に説明される実施形態は、基準／パイロット／および／または同期信号を含む、ＯＦＤＭ変調および／またはその派生物を採用する無線ネットワークで動作する。したがって、以下に説明される実施形態は、ＬＴＥネットワークで動作し、基準／パイロット／および／または同期信号を伴うまたは伴わない他のタイプの変調を含む他の無線システムおよび他の無線ネットワークにも適用可能である。
本明細書で説明するアプローチは、ＷｉＭａｘ、ＷｉＦｉ、およびホワイトスペースを含む他の無線ネットワークにも適用可能である。基準／パイロットおよび／または同期信号を使用しない他の無線ネットワークは、特許文献３に記載されているように、以下のタイプの代替変調実施形態の１つ以上を使用することができる。１）フレームの一部が測距信号／測距信号要素専用である。２）測距信号要素が送信／受信信号フレーム（複数可）に埋め込まれる。３）測距信号要素がデータに埋め込まれている。
本明細書に記載のマルチパス緩和範囲推定アルゴリズム（特許文献９および特許文献１０にも記載されている）の実施形態は、信号の直接経路（ＤＬＯＳ）にマルチパス反射を加えたアンサンブルの範囲の推定値を提供することによって動作する。
ＬＴＥ ＤＡＳシステムは、様々な時間オフセットで見られる同じ信号の複数のコピーをモバイル受信機（ＵＥ）に生成する。遅延は、アンテナと移動受信機との間の幾何学的関係を独自に決定するために使用される。受信機によって見られる信号は、複数のＤＡＳアンテナからのオフセット信号の合計から生じる主要な「マルチパス」成分を除いて、マルチパス環境に見られる信号に似ている。
受信機によって見られる信号アンサンブルは、利用しようとする信号アンサンブルの実施形態のタイプと同一であるが、この場合、主要なマルチパス成分は伝統的なマルチパスではない。現在のマルチパス緩和プロセッサ（アルゴリズム）は、例えば、反射（式１〜３および関連する説明参照）のような、ＤＬＯＳおよび各パスの減衰および伝搬遅延を決定することができる。ＲＦチャネル（環境）のためにマルチパスが存在することができるが、この信号アンサンブルの主要なマルチパス成分は複数のアンテナからの送信に関連する。本マルチパスアルゴリズムの実施形態は、これらのマルチパス成分を推定し、ＤＡＳアンテナの範囲を受信機に分離し、距離データを位置プロセッサに提供する（ソフトウェアで実施される）。アンテナ配置ジオメトリに応じて、この解はＸ、Ｙ、およびＸ、Ｙ、Ｚの両方の位置座標を提供できる。
結果として、本実施形態は、ハードウェアおよび／または新たなネットワーク信号（複数可）の追加を必要としない。さらに、１）マルチパスを緩和すること、および２）アクティブＤＡＳの場合、約５０メートルから約３メートルに減少するなど、位置決め誤差の下限を大幅に低減することができるため、位置決め精度を大幅に改善することができる。
ＤＡＳの各アンテナの位置（位置）が分かっていると仮定する。ある実施形態では、各アンテナの（または他のアンテナに対する）信号伝搬遅延も決定されなければならない（既知である）。
アクティブＤＡＳシステムでは、ループバック技法を使用して信号伝播遅延を自動的に決定される場合があり、それによって、既知の信号が往復して送信され、この往復時間が測定される。このループバック技法は、温度、時間などの信号伝播遅延の変化（ドリフト）も排除する。
複数のマクロセルおよび関連するアンテナを使用して、ピコセルおよびマイクロセルは、さらなる基準点を提供することによって解像度をさらに向上させる。複数のアンテナからの複数のコピーの信号アンサンブルにおける個々の距離推定の上述した実施形態は、以下の２つの方法で信号送信構造の変更によってさらに強化することができる。第１は、各アンテナからの送信を時間多重化することである。第２のアプローチは、各アンテナについて周波数多重化することである。両方の拡張機能、時間と周波数の多重化を同時に使用すると、システムの測距と位置精度がさらに向上する。別のアプローチは、各アンテナに伝搬遅延を加えることである。遅延値は、特定のＤＡＳ環境（チャネル）における遅延スプレッドを超えるが、サイクリックプレ修正（ＣＰ）長さよりも小さくなるように選択され、追加の遅延によって引き起こされるマルチパスがＩＳＩ（Ｉｎｔｅｒ Ｓｙｍｂｏｌ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）にならないようにすることができる。
各アンテナに一意のＩＤまたは固有の識別子を追加すると、結果として得られる解の効率が向上する。例えば、それは、プロセッサが各アンテナからの信号からすべての範囲を推定する必要性を排除する。
ＬＴＥダウンリンクを使用する一実施形態では、パイロットおよび／または同期信号（複数可）サブキャリアを含む１つ以上の基準信号（複数可）サブキャリアを使用して、サブキャリアの位相および振幅がマルチパスプロセッサのマルチパスプロセッサに順番に適用される、マルチパスの干渉緩和、範囲ベースの位置観測値の生成、マルチラテレーションを使用した位置の推定、および位置検出整合性アルゴリズムを用いたワイルドポイントの編集を行う。
別の実施形態は、ＬＴＥアップリンク信号伝達が基準信号を含み、モバイルデバイス対基地局も基準サブキャリアを含むという事実を利用する。実際、アップリンク信号等の復調を助けるためのチャネルインパルス応答を生成するために使用される基準サブキャリアが使用されるモードに、アップリンクデバイへの周波数帯域を割り当てるために、ネットワークによって使用される全音モードからのこれらのサブキャリアを含む１つ以上のモードが存在する。また、リリース９に追加されたＤＬ ＰＲＳと同様に、今後の規格リリースにおいて、追加のＵＬ基準信号が追加される可能性がある。この実施形態では、アップリンク信号は、レンジ関連の観測値を生成する同じレンジ対位相のマルチパス緩和処理を使用して複数のベースユニット（ｅＮＢ）によって処理される。この実施形態では、位置検出整合性アルゴリズムは、マルチラテレーションアルゴリズムによって確立されたように使用され、ワイルドポイント観測値を編集し、位置推定値を生成する。
さらに別の実施形態では、ＬＴＥダウンリンクおよびＬＴＥアップリンクの両方の関連する１つ以上の基準（パイロットおよび／または同期を含む）サブキャリアが収集され、範囲対位相マッピングが適用され、マルチパス緩和が適用され、観測可能な範囲が推定される。次に、これらのデータは、マルチラテレーションアルゴリズムおよび位置整合性アルゴリズムを使用して、より堅牢な観測置のセットを提供するように融合される。利点は、ダウンリンクおよびアップリンクの２つの異なる周波数帯域、またはシステムコヒーレンシーを改善するＴＤＤ（時分割複信）の場合に改善された精度をもたらす冗長性である。
マイクロセルから同じダウンリンク信号を送信する複数のアンテナが配置されたＤＡＳ（分散アンテナシステム）環境では、位置検出整合性アルゴリズム（複数可）を拡張し、マルチパス緩和処理によって基準信号（複数可）（パイロットおよび／または同期を含む）サブキャリアから生成された観測値からＤＡＳアンテナの範囲を分離し、複数のＤＡＳエミッタ（アンテナ）範囲から位置推定値を得る。
ＤＡＳシステム（環境）では、個々のアンテナからの信号経路を高精度で分解することができれば、正確な位置推定値を得ることが可能であり、経路誤差はアンテナ間の距離の一部（１０メートル以上の精度）である。既存の技法／方法は、重いマルチパス環境（複数のＤＡＳアンテナからの信号が誘導された重マルチパスとして現れる可能性がある）においてこのような精度を提供することができないため、既存の技法／方法は、上述の位置整合性アルゴリズム（複数可）およびＤＡＳ環境でこの位置特定方法／技法を利用できない。
特許文献３に記載されている物体識別および位置特定のためのＩｎｖｉｓｉＴｒａｃｋマルチパス緩和方法およびシステムは、信号位相マッピング、マルチパス干渉緩和、およびＬＴＥダウンリンク、アップリンクおよび／または両方（ダウンリンクおよびアップリンク）、１つ以上の基準信号（複数可）サブキャリア、および位置推定を生成するためにマルチラテレーションおよび位置整合性を使用する、レンジベースの位置観測値を生成するプロセスに適用される。
上記のすべての実施形態では、三辺測量の位置決めアルゴリズムを用いることもできる。
ＤＬ−ＯＴＤＯＡの位置は、ＬＴＥリリース９、進化型ユニバーサル地上無線アクセス（Ｅ−ＵＴＲＡ）で規定された。物理チャネルと変調、３ＧＰＰ ＴＳ ３６．２１１リリース９の技術仕様。しかし、それは無線事業者（通信事業者）によって実施されていない。その間に、ダウンリンク位置特定は現在の、例えば、既存の物理レイヤー測定操作（複数可）を使用して、変更されていないＬＴＥネットワーク環境内で実施することができる。
ＬＴＥでは、ＵＥおよびｅＮＢは無線特性の物理層測定を行う必要がある。測定の定義は、３ＧＰＰ ＴＳ ３６．２１４に規定されている。これらの測定は周期的に実行され、上位層に報告され、周波数内ハンドオーバ、周波数間ハンドオーバ、無線間アクセス技術（ＲＡＴ間）ハンドオーバ、タイミング測定および、ＲＲＭ（無線リソース管理）のサポートのための他の目的を含む、様々な目的に使用される。
例えば、ＲＳＲＰ（Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｉｇｎａｌ Ｒｅｃｅｉｖｅｄ Ｐｏｗｅｒ）は、帯域幅全体にわたってセル固有の基準信号を搬送するすべてのリソース要素の電力の平均である。
もう１つの例は、ＲＳＲＱ（Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｉｇｎａｌ Ｒｅｃｅｉｖｅｄ Ｑｕａｌｉｔｙ）測定で、追加情報（ＲＳＲＱは信号強度と干渉レベルを合わせたものである）を提供する。
ＬＴＥネットワークは、ＵＥにｅＮＢ近隣（サービス提供ｅＮＢに対して）リストを提供する。ネットワーク知識構成に基づいて、（サービス提供）ｅＮｏｄｅＢは、隣接ｅＮＢの識別子などをＵＥに提供する。次いで、ＵＥは、それが受信することができる近隣の信号品質を測定する。ＵＥは、結果をｅＮｏｄｅＢに報告する。注：ＵＥはサービス提供ｅＮＢの信号品質も測定する。
本明細書によれば、ＲＳＲＰは、考慮される測定周波数帯域内でセル固有の基準信号を搬送するリソース要素の電力寄与（［Ｗ］単位）に対する線形平均として定義される。ＲＳＲＰを決定するためにＵＥによって使用される測定帯域幅は、対応する測定精度要件が満たされなければならないという制約を伴って、ＵＥ実装まで残される。
測定帯域幅精度要求を考慮すると、この帯域幅はかなり大きく、ＲＳＲＰ測定で使用されるセル固有の基準信号は、マルチパス干渉緩和および距離に基づく位置観測値の生成のために順に適用される、マルチパス干渉緩和および距離に基づく位置観測値の生成を含む。マルチパス干渉緩和および距離に基づく位置観測値の生成を含む、これらの基準信号のサブキャリア位相および振幅を決定するためにさらに処理することができる。さらに、ＲＳＲＰ測定に使用される他の基準信号、例えばＳＳＳ（Ｓｅｃｏｎｄａｒｙ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ Ｓｉｇｎａｌ）が使用されてもよい。
その後、３つ以上のセルからの距離観測値に基づいて、位置特定修正は、マルチラテレーションおよび位置整合性アルゴリズムを使用して推定することができる。
前述のように、ＲＦ指紋データベースの不安定性の原因はいくつかあるが、主要なものの１つはマルチパスである（ＲＦシグネチャはマルチパスに対して非常に敏感である）。その結果、ＲＦフィンガープリンティング法（複数可）／技術位置特定精度は、経時変化、環境（例えば天候）、垂直方向の不確実性を含む（デバイスのＺ−高さおよび／またはアンテナの向き）（非特許文献６を参照）、人および／または物体の動きによるマルチパスの動きに大きく影響される。
本実施形態は、大幅に減衰されたＤＬＯＳを含む個々の経路を見つけて特徴付ける能力（マルチパスプロセッサ）のために、位置特定修正のＲＦフィンガープリント精度を大幅に改善することができる。その結果、位置検出修正に関するＲＦフィンガープリンティングの決定には、リアルタイムマルチパス配信情報が補足される。
上述したように、位置特定修正は、時間の位置基準同期を必要とすることがある。無線ネットワークでは、これらの位置基準には、アクセスポイント、マクロ／ミニ／ピコおよびフェムトセル、いわゆる小セル（ｅＮＢ）などが含まれる。しかし、無線オペレータは、正確な位置修正に必要な同期精度を実装していない。例えば、ＬＴＥの場合、ＦＤＤ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｄｕｐｌｅｘｉｘｎｇ）ネットワークのためのｅＮＢ（複数可）間の時間同期は規格では必要ない。ＬＴＥ ＴＤＤ（時分割複信）の場合、この時間同期の精度は＋／−１．５マイクロ秒である。これは４００＋メートルの位置特定の不確実性と同じである。必要とされているわけではないが、ＬＴＥ ＦＤＤネットワークも同期されるが、（１．５マイクロ秒よりも）更に大きな制限を使用している。
無線ＬＴＥオペレータはＧＰＳ／ＧＮＳ信号を使用してｅＮＢ（複数可）を周波数と時間で同期させている。注：ＬＴＥ ｅＮＢは、非常に正確なキャリア周波数、すなわちマクロ／ミニセルでは０．０５ｐｐｍ、及び他のタイプのセルではこれよりもわずかに精度が低い０．１〜０．２５ｐｐｍを維持する必要がある。ＧＰＳ／ＧＮＳ信号はまた、１０ナノ秒よりも良好な（位置特定のための）所要時間同期精度を可能にすることができる。しかし、ネットワークオペレータおよびネットワーク機器製造業者は、例えばＩＥＥＥ１５８８ｖ２ ＰＴＰのような、ＮＴＰ（Ｎｅｔｗｏｒｋ Ｔｉｍｅ Ｐｒｏｔｏｃｏｌ）および／またはＰＴＰ（Ｐｒｅｃｉｓｉｏｎ Ｔｉｍｅ Ｐｒｏｔｏｃｏｌ）を使用することにより、例えば、インターネット／イーサネット（登録商標）のネットワーキング時間同期化のような、パケット転送（Ｐａｃｋｅｔ Ｔｒａｎｓｐｏｒｔ）に有利なＧＰＳ／ＧＮＳユニットに関連するコストを削減しようとしている。
ＩＰネットワークベースの同期は、最小の周波数と時間の要件を満たす可能性があるが、位置特定修正に必要なＧＰＳ／ＧＮＳ精度が欠けている。
本明細書で説明するアプローチは、ｅＮＢおよび／またはＡＰ、または他の無線ネットワーク機器によって生成されるＧＰＳ／ＧＮＳ信号および信号に基づく。また、ｅＮＢおよび／またはＡＰ、または他の無線ネットワーク機器によって生成されたＩＰネットワーク同期信号およびプロトコルおよび信号に基づいてもよい。このアプローチは、ＷｉＭａｘ、ＷｉＦｉ、およびホワイトスペースを含む他の無線ネットワークにも適用できる。
ｅＮＢ信号は、オペレータのｅＮＢ設備（図１２）に設置された時間観測ユニット（ＴＭＯ）によって受信される。ＴＭＯには、外部同期ソース入力も含まれている。
ｅＮＢ信号は、ＴＭＯによって処理され、外部同期ソース入力と同期されたクロックを使用してタイムスタンプされる。
外部同期ソースは、例えば、ＰＴＰまたはＮＴＰなどのＧＰＳ／ＧＮＳおよび／またはインターネット／イーサネットネットワークからのものであってもよい。
タイムスタンプ処理された信号、例えばＬＴＥフレーム開始（他の信号、特に他のネットワークでもよい）は、ｅＮＢ（セル）の位置および／またはセルＩＤを含み、インターネット／イーサネットバックホールを介して、すべてのｅＮＢのデータベースを作成、維持、更新する、中央ＴＭＯサーバへ送られる。
測距および位置特定修正を取得するプロセスに関与するＵＥおよび／またはｅＮＢ（複数可）は、ＴＭＯサーバを務めることができ、サーバは、関与するｅＮＢ（複数可）間の時間同期オフセットを返すことができる。これらの時間同期オフセットは、位置特定修正を調整するために位置特定修正を取得するプロセスに関与するＵＥおよび／またはｅＮＢ（複数可）によって使用されてもよい。
あるいは、測距のプロセスに関与するＵＥおよび／またはｅＮＢ（複数可）が得られた測距情報をＴＭＯサーバに供給することができるときに、ＴＭＯサーバによって位置特定修正の計算および調整を実行することができる。ＴＭＯサーバは、正確な（調整された）位置（位置特定）修正を返す。
複数のセルｅＮＢ（複数可）機器が共に配置されている場合、単一のＴＭＯがすべてのｅＮＢからの信号を処理し、タイムスタンプすることができる。
ＲＴＴ（往復時間）測定（測距）を使用して位置を特定することができる。欠点は、ＲＴＴ測距がマルチパスの影響を受け、測位精度に劇的な影響を与えることである。
他方、ＲＴＴ位置特定は、一般的に位置基準同期（時間的に）を必要とせず、ＬＴＥの場合には特にｅＮＢを必要としない。
同時に、パイロット基準および／または無線ネットワークの他の信号を用いて動作する場合、特許文献３に記載されている方法（複数可）／技法およびアルゴリズムは、ＲＴＴ信号（複数可）に対するチャネル応答を決定することができ、例えばＲＴＴ信号（複数可）が通過しているマルチパスチャネルを識別する。これにより、実際のＤＬＯＳ時間を決定できてもよいようにＲＴＴ測定値を修正することができる。
ＤＬＯＳ時間が知られているため、ｅＮＢまたは時間における位置基準同期を必要とせずに、三辺測量および／または類似の位置特定方法を用いて位置特定修正を得ることが可能である。
ＩｎｖｉｓｉＴｒａｃｋの技術統合の適所にＴＭＯとＴＭＯサーバを導入しても、マクロ／ミニ／ピコおよび小セルおよび／またはＵＥ（携帯電話）の変更を必要とする可能性がある。これらの変更はＳＷ／ＦＷ（ソフトウェア／ファームウェア）に限定されるが、既存のインフラストラクチャを改良するためには多くの努力が必要である。また、場合によっては、ネットワークオペレータおよび／またはＵＥ／携帯電話製造業者／供給業者が機器の改造に抵抗する。本明細書で使用される場合、ＵＥは、無線ネットワークユーザ機器を指す。
このＳＷ／ＦＷの変更は、ＴＭＯおよびＴＭＯサーバの機能がＩｎｖｉｓｉＴｒａｃｋ位置特定技術をサポートするように拡張されている場合、完全に回避することができる。言い換えれば、以下に説明する別の実施形態は、無線ネットワーク信号で動作するが、無線ネットワーク機器／インフラストラクチャの変更を必要としない。したがって、以下に説明する実施形態は、ＬＴＥネットワークで動作し、Ｗｉ−Ｆｉを含む他の無線システム／ネットワークにも適用可能である。
本質的に、この実施形態は、位置特定修正を得るために無線ネットワーク信号を使用するパラレル無線位置特定インフラストラクチャを生成する。
ＴＭＯおよびＴＭＯサーバと同様に、ＩｎｖｉｓｉＴｒａｃｋの位置特定インフラストラクチャは、ＮＳＡＵ（複数可）からデータを収集し、それを分析し、範囲を決定する１つ以上の無線ネットワーク信号収集ユニット（ＮＳＡＵ）および１つ以上のサーバ探索ユニット（ＬＳＵ）からなってもよく、それを、例えば、瞬時の電話／ＵＥのＩＤおよび位置の表に変換する。ＬＳＵは、ネットワークのＡＰＩを介して無線ネットワークに接続する。
これらのユニットの複数は、大規模なインフラストラクチャ内のさまざまな場所に配備できる。ＮＳＡＵ（複数可）にコヒーレントなタイミングがある場合は、すべての結果を使用することができ、精度が向上する可能性がある。
コヒーレントタイミングは、ＧＰＳクロックおよび／または他の安定したクロックソースから導き出すことができる。
ＮＳＡＵは、ＬＡＮ（ローカルエリアネットワーク）、メトロエリアネットワーク（ＭＡＮ）および／またはインターネットを介してＬＳＵと通信する。
いくつかのインストール／インスタンスでは、ＮＳＡＵとＬＳＵを単一のユニットに組合せ／統合することができる。
ＬＴＥまたは他の無線ネットワークを使用した位置特定サービスをサポートするためには、送信機は厳密な公差内でクロックとイベントを同期させる必要がある。通常、これはＧＰＳの１ＰＰＳ信号にロックすることによって達成される。これにより、ローカルエリアにおけるタイミング同期が３ナノ秒の１シグマ以内になる可能性がある。
しかし、この種の同期化は実用的でない場合が多い。この本実施形態は、ダウンリンク送信機と時間オフセットの追跡との間の時間オフセット推定値を提供し、位置特定プロセスに遅延補償値を提供し、あたかも送信機がクロックおよびイベント同期したかのように位置特定プロセスが進行する。これは、（任意の位置サービスに必要とされる）送信アンテナと、事前に知られたアンテナ位置を有する受信機の事前知識によって達成される。同期ユニットと呼ばれるこの受信機は、すべてのダウンリンク送信機からデータを収集し、位置に関するその知識が与えられると、予め選択されたベースアンテナからオフセットタイミングを計算する。これらのオフセットは、ダウンリンク送信機がクロックドリフトを補償する追跡アルゴリズムを使用することによって、システムによって追跡される。注：受信データから擬似距離を導出する処理は、ＩｎｖｉｓｉＴｒａｃｋ ｍｕｌｔｉｐａｔｈ緩和アルゴリズム（特許文献３に記載）を利用することができる。したがって、同期はマルチパスの影響を受けない可能性がある。
これらのオフセットデータは、位置検出プロセッサ（サーバ探索ユニット、ＬＳＵ）によって使用され、同期された送信機によって生成されたように各ダウンリンク送信機からのデータを適切に整列させる。時間精度は最良の１−ＰＰＳ追跡に匹敵し、３メートルの位置精度（１シグマ）をサポートする可能性がある。
同期受信機および／または受信機のアンテナは、最良の性能のために最適なＧＤＯＰに基づいて配置されてもよい。大規模な設備では、複数の同期受信機（複数可）を利用して、ネットワーク全体で同等の３ナノ秒の１シグマ同期オフセットを提供することができる。同期受信機を利用することにより、ダウンリンク送信機の同期化のための要件が排除される。
同期受信機ユニットは、ＮＳＡＵおよび／またはＬＳＵと通信するスタンドアロンユニットとすることができる。あるいは、この同期受信機は、ＮＳＡＵと一体化することができる。
例示的な無線ネットワーク位置特定機器図は、図１３に示されている。
ＬＴＥ信号を利用する完全自律システムの実施形態である、顧客ネットワーク投資無しは、以下のモードで動作する。
１．アップリンクモード−位置特定のために無線ネットワークアップリンク（ＵＬ）信号を使用する（図１６および図１７）
２．ダウンリンクモード−位置特定のために無線ネットワークダウンリンク（ＤＬ）信号を使用する（図１４および図１５）。
３．双方向モード−位置特定にＵＬ信号とＤＬ信号の両方を使用する。
アップリンクモードでは、複数のアンテナが１つ以上のＮＳＡＵに接続される。これらのアンテナ位置は、無線ネットワークアンテナから独立している。ＮＳＡＵ（複数可）アンテナの位置は、ＧＤＯＰ（精度の幾何学的希釈）を最小にするように選択される。
１．アップリンクモード−位置特定のために無線ネットワークアップリンク（ＵＬ）信号を使用する（図１６および図１７）
２．ダウンリンクモード−位置特定のために無線ネットワークダウンリンク（ＤＬ）信号を使用する（図１４および図１５）。
３．双方向モード−位置特定にＵＬ信号とＤＬ信号の両方を使用する。
アップリンクモードでは、複数のアンテナが１つ以上のＮＳＡＵに接続される。これらのアンテナ位置は、無線ネットワークアンテナから独立している。ＮＳＡＵ（複数可）アンテナの位置は、ＧＤＯＰ（精度の幾何学的希釈）を最小にするように選択される。
ＵＥ／携帯電話装置からのネットワークのＲＦ信号は、ＮＳＡＵ（複数可）アンテナによって収集され、ＮＳＡＵ（複数可）によって処理されて、処理されたネットワークのＲＦ信号のタイムスタンプ付きサンプルを、関心のあるすべての信号の１つ以上のインスタンスを捕捉するのに十分な時間インターバルの間に生成する。
選択的に、ＮＳＡＵは、例えばＵＥ／電話番号などを決定するために、追加情報を得るために、ダウンリンク信号のサンプルを受信、処理、およびタイムスタンプしてもよい。
捕捉されたタイムスタンプされたサンプルから、各ＵＥ／携帯電話ＩＤ（複数可）に関連する、興味のあるタイムスタンプ付き無線ネットワーク信号と共に、ＵＥ／携帯電話デバイス識別番号（ＩＤ）が決定（取得）される場合がある。この操作は、ＮＳＡＵまたはＬＳＵのいずれかによって実行できる。
ＮＳＡＵは定期的にデータをＬＳＵに供給することができる。１つ以上のＵＥ／携帯電話ＩＤ（複数可）に対してスケジュールされていないデータが必要な場合、ＬＳＵは追加のデータを要求する場合がある。
ＵＬモード動作のために、無線ネットワークインフラストラクチャおよび／または既存のＵＥ／携帯電話には、変更／修正は必要ないことがある。
ダウンリンク（ＤＬ）モードでは、ＩｎｖｉｓｉＴｒａｃｋ対応のＵＥが必要となることがある。また、携帯電話を使用して位置特定修正を取得する場合は、携帯電話ＦＷを変更する必要がある。
場合によっては、オペレータは、ベースバンド信号をＢＢＵ（複数可）（ベースバンドユニット）から利用可能にすることができる。そのような場合、ＮＳＡＵ（複数可）は、ＲＦ無線ネットワーク信号の代わりにこれらの利用可能なベースバンド無線ネットワーク信号を処理することもできる。
ＤＬモードでは、ＵＥ／携帯電話ＩＤを１つ以上の無線ネットワーク信号と関連付ける必要はない。なぜなら、これらの信号はＵＥ／携帯電話で処理されることがあり、またはＵＥ／携帯電話は、処理されたネットワークのＲＦ信号の定期的にタイムスタンプ付きサンプルを生成し、これらをＬＳＵに送信する。ＬＳＵは結果（複数可）をＵＥ／携帯電話に返信することができる。
ＤＬモードでは、ＮＳＡＵは、処理されたＲＦまたはベースバンド（利用可能な場合）無線ネットワーク信号を処理し、タイムスタンプを付けてもよい。捕捉されたタイムスタンプ付のサンプルから、ネットワークアンテナに関連する無線ネットワーク信号ＤＬフレームの開始が決定（取得され）、これらのフレーム開始間の差（オフセット）が計算される。この操作は、ＮＳＡＵまたはＬＳＵのいずれかによって実行できる。ネットワークアンテナ用のフレーム開始オフセットは、ＬＳＵに格納されてもよい。
ＤＬモードフレームの開始において、デバイスがＩｎｖｉｓｉＴｒａｃｋ技術を使用して自身の位置特定修正を処理／決定することができる場合には、ネットワークアンテナのオフセットを、ＬＳＵからＵＥ／電話デバイスに送信することができる。さもなければ、ＵＥ／携帯電話デバイスが、処理されたネットワークのＲＦ信号のタイムスタンプ付のサンプルを定期的にＬＳＵに送ることができるとき、ＬＳＵは、デバイスの位置特定修正を決定し、デバイスに位置特定修正データを送り返す。
ＤＬモードでは、無線ネットワークＲＦ信号は、１つ以上の無線ネットワークアンテナから来ることができる。結果の精度に対するマルチパスの影響を避けるために、ＲＦ信号はアンテナまたは無線ネットワーク機器へのアンテナ接続から盗聴されるべきである。
双方向モードは、ＵＬおよびＤＬオペレーションの両方からの位置特定修正の決定を含む。これにより、位置特定精度をさらに向上させることができる。
いくつかのエンタープライズセットアップでは、１つ以上のリモート無線ヘッド（ＲＲＨ）に給電する１つ以上のＢＢＵを使用し、各ＲＲＨは同じＩＤの複数のアンテナに給電する。このような環境では、無線ネットワークの構成によっては、ＤＬモードフレームの開始がネットワークアンテナのオフセットを必要としないことがある。これは、単一のＢＢＵセットアップと複数のＢＢＵを含み、各ＢＢＵのアンテナは特定のゾーンに割り当てられ、隣接するゾーンのカバレッジは重複する。
一方、複数のＢＢＵから供給されるアンテナが同じゾーンでインターリーブされる構成では、ＤＬモードフレームがネットワークアンテナのオフセットを開始することを決定する必要がある。
ＤＡＳ環境で動作するＤＬモードでは、複数のアンテナが同じＩＤを共有することがある。
本実施形態では、位置合致アルゴリズム（複数可）を拡張／展開して、（パイロットおよび／または同期を含む）基準信号（複数可）サブキャリアからマルチパス緩和処理によって生成された観測値からＤＡＳアンテナの範囲を分離し、複数のＤＡＳエミッタ（アンテナ）範囲からの位置推定値を得る。
しかし、これらの一貫性アルゴリズムは同じＩＤを放射するアンテナの数に限界がある。以下により、同じＩＤを放射するアンテナの数を減らすことが可能である。
１．特定のカバレッジゾーンインターリーブの場合、セクター化されたＢＢＵの異なるセクターから給電されるアンテナ（ＢＢＵは最大６つのセクターをサポートできる）
２．与えられたカバレッジゾーンのインターリーブセクター化されたＢＢＵの異なるセクターから供給されるアンテナと、異なるＢＢＵから供給されるアンテナ
３．各アンテナに対する伝播遅延素子の追加。遅延値は、特定のＤＡＳ環境（チャネル）における遅延スプレッドを超えるが、サイクリックプレ修正（ＣＰ）長さよりも小さくなるように選択され、追加の遅延によって引き起こされるマルチパスがＩＳＩ（Ｉｎｔｅｒ Ｓｙｍｂｏｌ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）。１つ以上のアンテナに固有の遅延ＩＤを追加すると、同じＩＤを放射するアンテナの数がさらに減少する。
１．特定のカバレッジゾーンインターリーブの場合、セクター化されたＢＢＵの異なるセクターから給電されるアンテナ（ＢＢＵは最大６つのセクターをサポートできる）
２．与えられたカバレッジゾーンのインターリーブセクター化されたＢＢＵの異なるセクターから供給されるアンテナと、異なるＢＢＵから供給されるアンテナ
３．各アンテナに対する伝播遅延素子の追加。遅延値は、特定のＤＡＳ環境（チャネル）における遅延スプレッドを超えるが、サイクリックプレ修正（ＣＰ）長さよりも小さくなるように選択され、追加の遅延によって引き起こされるマルチパスがＩＳＩ（Ｉｎｔｅｒ Ｓｙｍｂｏｌ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）。１つ以上のアンテナに固有の遅延ＩＤを追加すると、同じＩＤを放射するアンテナの数がさらに減少する。
ある実施形態では、顧客ネットワーク投資のない自律システムを提供することができる。そのような実施形態では、システムは、ＬＴＥ帯域以外の帯域で動作することができる。例えば、ＬＴＥサービスが利用できない場所では、ＩＳＭ（産業科学および医療）バンドおよび／またはホワイトスペースバンドを使用できる。
この実施形態は、マクロ／ミニ／ピコ／フェムトステーション（複数可）および／またはＵＥ（携帯電話）機器と一体化することもできる。統合には顧客ネットワーク投資が必要な場合があるが、一般費用を削減し、ＴＣＯ（Ｔｏｔａｌ Ｃｏｓｔ ｏｆ Ｏｗｎｅｒｓｈｉｐ）を大幅に向上させることができる。
上述したように、ＰＲＳは、ＵＥによってダウンリンク観測到達時間差（ＤＬ−ＯＴＤＯＡ）測位のために使用されることができる。隣接基地局（ｅＮＢ）の同期に関しては、３ＧＰＰ ＴＳ３６．３０５（Ｅ−ＵＴＲＡＮにおけるユーザ機器（ＵＥ）の第２段階の機能仕様）は、ＵＥへの転送タイミングを指定し、タイミングは候補セル（例えば、隣接するセル）のｅＮｏｄｅＢサービスに対するものである。３ＧＰＰ ＴＳ ３６．３０５はまた、測定のために候補セルの物理セルＩＤ（ＰＣＩ）およびグローバルセルＩＤ（ＧＣＩ）を指定する。
３ＧＰＰ ＴＳ ３６．３０５によれば、この情報は、Ｅ−ＭＬＣ（Ｅｎｈａｎｃｅｄ Ｓｅｒｖｉｎｇ Ｍｏｂｉｌｅ Ｌｏｃａｔｉｏｎ Ｃｅｎｔｅｒ）サーバから配信される。ＴＳ３６．３０５は、上述のタイミング精度を規定していないことに留意されたい。
さらに、３ＧＰＰ ＴＳ ３６．３０５は、ＵＥが基準信号時間差（ＲＳＴＤ）測定値を含むダウンリンク測定値をＥ−ＭＬＣに返信することを規定している。
ＲＳＴＤは、一対のｅＮＢ間でとられた測定値である（ＴＳ ３６．２１４ Ｅｖｏｌｖｅｄ Ｕｎｉｖｅｒｓａｌ Ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ Ｒａｄｉｏ Ａｃｃｅｓｓ（Ｅ−ＵＴＲＡ）；Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｌａｙｅｒ ｍｅａｓｕｒｅｍｅｎｔｓ；Ｒｅｌｅａｓｅ ９参照）。この測定は、隣接セルｊから受信されたサブフレームとサービス提供セルｉの対応するサブフレームとの間の相対的なタイミング差として定義される。位置決め基準信号はこれらの測定を行うために使用される。結果は、位置を計算する位置検出サーバに戻されて報告される。
ある実施形態では、新しく導入されたＰＲＳと既存の基準信号の両方に適応するハイブリッド法を定義することができる。換言すれば、ハイブリッド方法は、他の基準信号（例えば、セルまたはノード特有の基準信号（ＣＲＳ））、または両方の信号タイプと共に、ＰＲＳを使用／動作することができる。
そのようなハイブリッド方法は、ネットワークオペレータ（複数可）が状況またはネットワークパラメータに応じて動的に動作モードを選択できるという利点を提供する。例えば、ＰＲＳはＣＲＳよりも優れた聞き取り能力を有するが、データスループットを最大７％低下させる可能性がある。一方、ＣＲＳ信号はスループットの低下を引き起こさない。さらに、ＣＲＳ信号は、以前のすべてのＬＴＥリリース、例えば、リリース８以下、と下位互換性がある。このように、ハイブリッド法は、ネットワークオペレータにトレードオフまたは、聞き取り能力、スループット、および互換性間のバランスをとる能力を提供する。
ロングタームエボリューション（ＬＴＥ）実装では、（セルまたは無線ノードによって生成され、本明細書では「ノード」と呼ばれる）ＬＴＥダウンリンクベースバンド信号は、一般にダウンリンクフレームに結合される。このような信号を検出して受信する受信機は、複数のセルまたはノード（２つ以上）からのダウンリンクフレームを検出することができる。各ダウンリンクフレームは、複数のＣＲＳ信号または基準信号を含む。ダウンリンク（ＤＬ）フレームでは、これらの基準信号は、時間と周波数において、例えば、所与のフレーム内のフレーム開始と各ＣＲＳとの間で確定的な、所定の位置を有する。
さらに、各ＣＲＳは特別なコードで変調されてもよい。変調およびコードも予め決定される。ＣＲＳ変調はすべてのノードで同じであるが、コード（シード）はノードのＩＤ（識別）番号によって決まる。
その結果、ノードＩＤ（複数可）を知ることにより、基準信号のスペクトルにおいて、各ノード（セル）からの各フレームのフレーム開始時刻のコース位置を推定することができる。そうするためには、まず、異なるノードからのすべてのＤＬ信号のフレーム開始時間またはフレーム開始を決定する必要があり得る。例えば、ある実施形態では、受信されたＤＬベースバンド信号を、コード変調ＣＲＳの既知のレプリカ（検出器および／またはマルチパス緩和プロセッサによって内部的に生成された）と相関させることによって、様々なノードからすべてのＣＲＳシーケンスまたは他の基準信号を見つけることができ、この情報を使用して、観測可能なすべてのノードの粗い位置フレーム開始点を見つける。ある実施形態では、検出器はまた、ＣＲＳを復調／復号し、次いで復調／復号されたＣＲＳをＣＲＳに割り当てられたベースバンドサブキャリアと相関させることができる。
同時に、ある実施形態では、ＣＲＳは、マルチパス緩和プロセッサによって測距信号として使用されてもよい。したがって、粗いフレーム開始を見つけることに加えて、検出器の相関プロセスは、これらの信号を変調するために使用されたコードを使用して、フレーム内の他の信号（ペイロードなど）からＣＲＳを分離することもできる。その後、これらの分離されたＣＲＳおよび関連するフレームが開始され、測距のためにマルチパス緩和プロセッサに転送される。
同様のアプローチをアップリンクモードで使用することができ、それにより、異なるノード受信機間のタイミングオフセットを決定することができる。
ダウンリンクの実施形態では、ネットワークと通信している１つ以上の無線ネットワークデバイスを追跡し位置特定するシステムは、ネットワークと通信している２つ以上のノードから複数の信号を受信するように構成されたユーザ機器受信機を備え、複数の信号は複数の信号を送信する２つ以上のノードの各ノードの識別によって決定されたコードで変調され、ユーザ機器受信機は識別に基づいて複数の信号から基準信号を検出して分離するように構成された検出器を含み、プロセッサは、１つ以上の無線ネットワーク装置を追跡し位置特定するための各ノードからの測距信号として基準信号を使用するように構成される。
この実施形態では、２つ以上のノードの各ノードからの複数の信号が、基準信号を含むフレームに結合され、検出器は、各ノードからのフレーム開始のコース位置を推定するようにさらに構成される。
この実施形態では、検出器は、基準信号をそのような基準信号の既知のレプリカと相関させることによってコース位置を推定するようにさらに構成されている。
実施の形態では、検出器は、フレーム内の任意の他の信号から基準信号を分離するようにさらに構成され、検出器は、２つ以上のノードの各ノードについて基準信号を分離するようにさらに構成される。
この実施形態では、プロセッサは、少なくとも１つのマルチパス緩和プロセッサであり、マルチパス緩和プロセッサは、コース位置および隔離された基準信号を受信し、各ノードからの測距信号の相対到達時間を推定するように構成される。
この実施形態では、プロセッサは、少なくとも１つのマルチパス緩和プロセッサである。
この実施形態では、２つ以上のノードの各ノードからの複数の信号がフレーム内にあり、検出器は、各ノードからフレーム開始のコース位置を推定するようにさらに構成され、検出器は、フレーム内の任意の他の信号から基準信号を分離するようにさらに構成され、検出器は、各ノードのコース位置および隔離された基準信号をマルチパス緩和にパスするように構成され、マルチパス緩和プロセッサは、コース位置および隔離された基準信号を受信し、各ノードからの測距信号の相対的な到達時間を推定するように構成されている。
この実施形態では、システムは、ノード受信機が１つ以上の無線ネットワーク装置から装置信号を受信するように構成されたアップリンク実施形態をさらに備え、デバイス信号は、デバイス信号を送信する１つ以上の無線ネットワークデバイスの各無線ネットワークデバイスのデバイス識別によって判別されたデバイスコードで変調され、ノード受信機は、デバイス識別に基づいてデバイス信号からデバイス基準信号を検出し、かつ分離するように構成されたデバイス検出器を含み、第２のプロセッサは、１つ以上の無線ネットワークデバイスを追跡し位置特定するための各無線ネットワークデバイスからの測距信号として、デバイス基準信号を使用するよう構成される。
ある実施形態では、ネットワークと通信している１つ以上の無線ネットワークデバイスを追跡し位置特定するためのシステムは、ネットワークと通信している２つ以上のノードから複数の信号を受信するように構成されたユーザ機器受信機を備え、複数の信号は、複数の信号を送信する２つ以上のノードの各ノードの識別によって決定されるコードで変調され、プロセッサは、識別に基づいて複数の信号から基準信号を検出して分離し、基準信号を各ノードからの測距信号として使用し、１つ以上の無線ネットワークデバイスを追跡および位置特定するように構成される。
この実施形態では、２つ以上のノードの各ノードからの複数の信号が、基準信号を含むフレームに結合され、プロセッサは、各ノードからのフレーム開始のコース位置を推定するようにさらに構成される。
この実施形態では、プロセッサは、基準信号を基準信号の既知のレプリカと相関させることによってコース位置を推定するようにさらに構成されている。
この実施形態では、プロセッサは、コース位置および隔離された基準信号に基づいて各ノードからの測距信号の相対到達時間を推定するようにさらに構成されている。
実施の形態では、プロセッサは、フレーム内の任意の他の信号から基準信号を分離するようにさらに構成され、プロセッサは、２つ以上のノードの各ノードについて基準信号を分離するようにさらに構成される。
この実施形態では、２つ以上のノードの各ノードからの複数の信号がフレーム内にあり、プロセッサは、基準信号を基準信号の既知のレプリカと相関させることによって各ノードからのフレーム開始のコース位置を推定するよう構成され、プロセッサは、フレーム内の任意の他の信号から基準信号を分離し、２つ以上のノードの各ノードについて基準信号を分離するようにさらに構成され、プロセッサは、コース位置と分離された基準信号とに基づいて各ノードからの測距信号の相対到達時間を推定するようにさらに構成される。
ある実施形態では、ネットワークと通信している１つ以上の無線ネットワークデバイスを追跡し位置特定するためのシステムは、ネットワークと通信している２つ以上のノードから複数の信号を受信するように構成された検出器を備え、複数の信号は複数の信号を送信する２つ以上のノードの各ノードの識別によって決定されたコードで変調され、識別に基づいて複数の信号から基準信号を検出して分離し、プロセッサを備え、プロセッサは、基準信号を各ノードからの測距信号として、１つ以上の無線ネットワークデバイスを追跡および位置特定する。
この実施形態では、２つ以上のノードの各ノードからの複数の信号が、基準信号を含むフレームに結合され、検出器は、各ノードからのフレーム開始のコース位置を推定するように構成される。
この実施形態では、検出器は、基準信号をそのような基準信号の既知のレプリカと相関させることによってコース位置を推定するようにさらに構成されている。
この実施形態では、検出器は、フレーム内の任意の他の信号から基準信号を分離するようにさらに構成され、検出器は、２つ以上のノードの各ノードについて基準信号を分離するようにさらに構成される。
この実施形態では、プロセッサは、少なくとも１つのマルチパス緩和プロセッサであり、マルチパス緩和プロセッサは、コース位置および分離基準信号を受信し、各ノードからの測距信号の相対到達時間を推定するように構成される。
この実施形態では、プロセッサは、少なくとも１つのマルチパス緩和プロセッサである。
この実施形態では、２つ以上のノードの各ノードからの複数の信号がフレーム内にあり、検出器は、各ノードからフレーム開始のコース位置を推定するようにさらに構成され、検出器は、フレームの任意の他の信号から基準信号を分離するように構成され、検出器は、２つ以上のノードの各ノードの基準信号を分離するようにさらに構成され、検出器は、各ノードのコース位置および隔離された基準信号をマルチパス緩和プロセッサにパスするように構成され、マルチパス緩和プロセッサは、コース位置および隔離された基準信号を受信し、各ノードからの測距信号の相対的な到達時間を推定するように構成されている。
ある実施形態では、ネットワークと通信中の１つ以上の無線デバイスを追跡し位置特定するためのシステムは、１つ以上の無線ネットワークデバイスからデバイス信号を受信するように構成されたノード受信器を備え、デバイス信号は、デバイス信号を送信する１つ以上の無線ネットワークデバイスの各無線ネットワークデバイスのデバイス識別信号によって決定されたデバイスコードで変調され、ノード受信機は、デバイス識別に基づくデバイス信号からデバイス基準信号を検出して分離するように構成され、プロセッサは、１つ以上の無線ネットワークデバイスを追跡し位置特定するために、各無線ネットワークデバイスからの測距信号としてデバイス基準信号を使用するよう構成されている。
さらに、ハイブリッド法は、ＬＴＥ ＵＥ測位アーキテクチャに対して透過的であり得る。例えば、ハイブリッド法は、３ＧＰＰ ＴＳ３６．３０５フレームワークで動作することができる。
ある実施形態では、ＲＳＴＤが測定され、３ＧＰＰ ＴＳ３６．３０５にしたがって、ＵＥからＥ−ＳＭＬＣに転送される。
ＵＬ−ＴＤＯＡ（Ｕ−ＴＤＯＡ）は現在検討段階にあり、次回のリリース１１で規格化が予定されている。
ＵＬ−ＴＤＯＡ（アップリンク）の実施形態は、本明細書において上で説明されており、以下に説明する、図１６および図１７図、１８および図１９にも示されており、ＵＬ−ＴＤＯＡの代替実施形態の例を提供する。
図１８は、１つ以上のＤＡＳおよび／またはフェムト／小アンテナを含むことができる環境を提示する。この例示的な実施形態では、各ＮＳＡＵには単一のアンテナが装備されている。図示のように、少なくとも３つのＮＳＡＵが必要である。しかし、ある実施形態では、各ＵＥが少なくとも３つのＮＳＡＵによって「聞かれ」なければならないので、追加のＮＳＡＵを追加して聞き取りやすさを向上させることができる。
さらに、ＮＳＡＵ（複数可）は受信機として構成することができる。例えば、各ＮＳＡＵは、受信するが、空中で情報を送信しない。動作中、各ＮＳＡＵは、ＵＥからの無線アップリンクネットワーク信号を聞くことができる。各ＵＥは、携帯電話、タグ、および／または別のＵＥデバイスであってもよい。
さらに、ＮＳＡＵは、有線サービスまたはＬＡＮなどのインターフェースを介してサーバ探索ユニット（ＬＳＵ）と通信するように構成することができる。次に、ＬＳＵは、無線ネットワークまたはＬＴＥネットワークと通信することができる。通信は、ＬＳＵが例えばＬＴＥネットワークのＥ−ＳＭＬＣと通信することができ、ＬＡＮおよび／またはＷＡＮのような有線サービスを使用することができるネットワークＡＰＩを介して行うことができる。
オプションで、ＬＳＵは、ＤＡＳ基地局（複数可）および／またはフェムト／小セルと直接通信することもできる。この通信では、同じまたは変更されたネットワークＡＰＩを使用できる。
この実施形態では、測距目的のためにサウンディング基準信号（ＳＲＳ）を使用することができる。しかし、他の信号を使用することもできる。
ＮＳＡＵは、ＵＥのアップリンク送信信号を、例えばＩ／Ｑサンプルのようなデジタルフォーマットに変換し、変換された信号の多くをタイムスタンプ付きでＬＳＵに周期的に送信することができる。
ＤＡＳ基地局（複数可）および／またはフェムト／小セルは、以下のデータの１つまたはすべてをＬＳＵに渡すことができる。
１）ＳＲＳ、Ｉ／Ｑサンプル、およびタイムスタンプ、
２）サービスされたＵＥ ＩＤのリスト、ならびに
３）ＵＥ ＩＤを有するＵＥごとのＳＲＳスケジュール、スケジュールはＳＲＳ ＳｃｈｅｄｕｌｉｎｇＲｅｑｕｅｓｔＣｏｎｆｉｇ情報およびＳＲＳ−ＵＬ−Ｃｏｎｆｉｇ情報を含む。
１）ＳＲＳ、Ｉ／Ｑサンプル、およびタイムスタンプ、
２）サービスされたＵＥ ＩＤのリスト、ならびに
３）ＵＥ ＩＤを有するＵＥごとのＳＲＳスケジュール、スケジュールはＳＲＳ ＳｃｈｅｄｕｌｉｎｇＲｅｑｕｅｓｔＣｏｎｆｉｇ情報およびＳＲＳ−ＵＬ−Ｃｏｎｆｉｇ情報を含む。
ＬＳＵに渡される情報は、上記の情報によって制限されない場合がある。それは、ＵＥ ＳＲＳなどの各ＵＥデバイスアップリンク信号を各ＵＥ ＩＤと相関させるために必要な任意の情報を含むことができる。
ＬＳＵの機能は、測距計算を含み、ＵＥの位置特定修正を取得することができる。これらの決定／計算は、ＮＳＡＵ、ＤＡＳ基地局、および／またはフェムト／小セルからＬＳＵに渡される情報に基づくことができる。
ＬＳＵはまた、ＮＳＡＵからＬＳＵに渡される利用可能なダウンリンク送信情報からタイミングオフセットを決定することができる。
次に、ＬＳＵは、無線またはＬＴＥネットワークにＵＥの位置修正および他の計算およびデータを提供することができる。そのような情報は、ネットワークＡＰＩを介して伝達することができる。
同期のために、各ＮＳＡＵは、ダウンリンク信号のサンプルを受信、処理、およびタイムスタンプ付けすることができる。各ＮＳＡＵは、タイムスタンプ（複数可）を含め、多数のそのようなサンプルをＬＳＵに定期的に送信してもよい。
さらに、各ＮＳＡＵは、外部信号（複数可）との同期のために構成された入力を含むことができる。
図１９は、ＵＬ−ＴＤＯＡの別の実施形態を示す。図１８に示す要素に加えて、この実施形態の環境は、ＤＡＳ基地局および／またはフェムト／小セルの代わりに使用することができる１つ以上のセルタワーを含むことができる。１つ以上のセルタワーからのデータを使用して、ＵＥの位置特定修正を取得することができる。
このように、この実施形態の利点は、単一のセルタワー（ｅＮＢ）を用いて位置特定修正を取得することを含む。加えて、この実施形態は、１つ以上のｅＮＢがＤＡＳ基地局および／またはフェムト／小セルを置き換えることができることを除いて、図１８で説明するのと同様の方法で動作するように構成することができる。
ＵＥのアップリンク位置特定の１つの方法は、セル識別方法（ＣＩＤ）である。基本的なＣＩＤ方法において、ＵＥ位置は、セルレベルで決定されてもよい。この方法は純粋にネットワークベースである。その結果、ＵＥ、例えばハンドセットは、それが追跡されているという事実を認識していない。これは比較的単純な方法であるが、位置特定の不確実性はセルの直径と等しいため、精度に欠ける。例えば図２０に示すように、サービス提供セルタワー２００４のセル直径２００２内のハンドセット２０００のいずれも、同じ位置にないにもかかわらず実質的に同じ位置を有する。サービス提供セクター識別（セクターＩＤ）知識と組み合わせると、ＣＩＤ方法の精度を向上させることができる。例えば、図２１に示されるように、セクターＩＤ２１００は、セル直径２００２の他のセクター内の他のハンドセット２０００とは異なる位置を有することが知られているいくつかのハンドセット２１０４を含むセル直径２００２内のセクション２１０２を識別する。
ＣＩＤ法のさらなる強化は、上記の基本的なＣＩＤ方法をさらに改良した拡張セルＩＤ（Ｅ−ＣＩＤ）方法によって可能である。１つの強化は、ＵＥがｅＮＢ（ネットワークノード）からどのくらい離れているかを計算するためにタイミング測定値を使用する。この距離は、往復時間（ＲＴＴ）の半分、またはＬＴＥ（ＬＴＥ ＴＡ）のタイミングアドバンス（ＴＡ）に光の速度をかけたものの半分として計算できる。ＵＥが接続されている場合、ＲＴＴまたはＴＡを距離推定に使用することができる。この場合、サービス提供セルタワーまたはセクターとＵＥ（サービス提供ｅＮＢコマンド時）の両方は、ＲｘサブフレームとＴｘサブフレームとの間のタイミング差を測定することができる。ＵＥは、その測定値を（またｅＮＢ制御下の）ｅＮＢに報告することができる。ＬＴＥ リリース９は、ランダムアクセス手順中にＰＲＡＣＨプリアンブルを受信することから推定されるタイミングアドバンスに依存するＴＡタイプ２測定値を追加することに留意されたい。ＰＲＡＣＨ（物理／パケットランダムアクセスチャネル）プリアンブルは、追跡中のＵＥからの応答が受信されない場合に、１つのＰＲＡＣＨランピングサイクルの間に送信されるプリアンブルの最大数を指定する。ＬＴＥタイプ１のＴＡ測定値は、以下のようにＲＴＴ測定値に相当する。
ＲＴＴ＝ＴＡ（タイプ１）＝ｅＮＢ（Ｒｘ−Ｔｘ）＋ＵＥ（Ｒｘ−Ｔｘ）
ｅＮＢの座標およびサービス提供セルタワーアンテナの高さを知ることにより、ＵＥの位置はネットワークによって計算することができる。
しかし、Ｅ−ＣＩＤ位置特定方法は、ある次元において、セクターの幅およびサービス提供セルタワーからの距離に依存し、他の次元では誤差はＴＡ（ＲＴＴ）測定精度に依存するので依然として制限される。セクター幅はネットワークトポロジによって異なり、伝播現象、特にマルチパスの影響を受ける。セクターの精度の推定は２００メートルから５００メートルを超えるまで変わる。ＬＴＥ ＴＡ測定分解能は４Ｔｓで、最大誤差３９メートルに相当する。しかし、ＬＴＥ ＴＡ測定の実際の誤差は、校正の不正確さや伝搬現象（マルチパス）によりさらに大きくなり、２００メートルにも達する可能性がある。
図２２に示すように、Ｅ−ＣＩＤ方法は、到着角（ＡｏＡ）として知られている特徴を追加することにより、さらに改善され得る。ｅＮＢは、等間隔のアンテナ素子２２００の線形アレイを使用してＵＥが送信している方向を推定する。典型的には、ＡｏＡ判定のために基準信号が使用される。２つの隣接するアンテナ素子２２００でＵＥから基準信号が受信されると、基準信号は、図２３に示すように、ＡｏＡ、キャリア周波数、および素子間隔に依存する量だけ、位相回転することができる。ＡｏＡは、各ｅＮＢにアンテナアレイ／適応アンテナを装備させることを要求することがある。また、それは、マルチパスとトポロジの分散にさらされる。それにもかかわらず、高度なアンテナアレイは、セクター２１００の幅２２０２を著しく減少させる可能性があり、より正確な位置決め精度につながる可能性がある。さらに、２つ以上のサービス提供セルタワー２３００（指向性アンテナアレイを備えたｅＮＢの基地局）を使用してハンドセットＡｏＡ判定を行うことができる場合、図２３に示すように、精度はかなり改善される。そのような場合、精度は依然としてマルチパス／伝搬現象の影響を受ける。
複数のＬＴＥ帯域にわたってネットワーク全体にわたるアンテナアレイ／適応アンテナを配備することは、資本、時間、保守などの点で多大な努力を必要とする。その結果、アンテナアレイ／適応アンテナは、ＵＥの位置特定のために配備されていない。信号強度に基づく方法のような他のアプローチは、有意な精度向上をもたらさない。そのような信号強度のアプローチの１つはフィンガープリンティングであり、それは、例えば、精度を大幅に改善することなく、大規模な資本と再発する費用を要する、フィンガープリントデータベースの生成、その連続的な更新（時間で）を要求する。さらに、フィンガープリンティングは、ＵＥベースの技術であり、それにより、ＵＥ応用レベルでＵＥ支援なしにＵＥ位置を決定することができない。
他のアップリンク位置検出方法の限界に対する解決策は、アンテナアレイ／適応アンテナを必要とせずにＡｏＡ機能を使用することを含む。そのような実施形態は、複数の受信機におけるソースからの信号の到達時間の差を推定することに基づくＡｏＡ決定のためのＴＤＯＡ（到達時間差）位置決定技法を用いることができる。時間差推定値の特定の値は、ＵＥと通信する２つの受信機の間の双曲線を定義する。受信アンテナ間の距離がエミッタ（ハンドセット）の距離に比べて小さい場合、ＴＤＯＡはセンサ（受信機アンテナ）のベースラインとエミッタからの入射ＲＦエネルギーとの間の角度に等しい。ベースラインと真のノースとの間の角度が分かっている場合、ベアリングライン（ＬＯＢ）および／またはＡｏＡを決定することができる。
ＴＤＯＡまたはＬＯＢ（ＡｏＡとも呼ばれる）を使用する一般的な位置特定方法は既知であるが、ＴＤＯＡ基準ポイントが互いに近すぎるため、このような技法の精度を許容できるものとしていないため、ＴＤＯＡ位置特定方法はＬＯＢを決定するためには使用されていない。むしろ、ＬＯＢは、通常、指向性アンテナおよび／またはビーム形成アンテナを使用して決定される。ただし、ここで説明する超解像度方式では、ＬＯＢ決定にＴＤＯＡを使用して精度を飛躍的に向上させることができる。加えて、本明細書で説明される基準信号処理技術なしでは、例えば、非サービス提供セクターおよび／またはアンテナによって送信される、サービス提供セクターの外側にあるＵＥから来る基準信号を、例えば検出、「聴く」ことができない可能性がある。本明細書で説明する解決策および処理能力がなければ、少なくとも２つの基準点（２つ以上のセクターおよび／またはアンテナ）が必要とされるので、ＬＯＢ決定のためにＴＤＯＡを使用することはできないかもしれない。同様に、ＵＥは、サービス提供以外のセクター、例えば、非サービス提供セクターおよび／またはアンテナからＵＥに到来する基準信号を検出することができないかもしれない。
例えば、図２４には、広い分離と近い（小さい）分離の２つのアンテナ分離シナリオが示されている。両方のシナリオにおいて、双曲線２４００および入射線２４０２は、ハンドセット２０００の位置で交差しているが、アンテナ２４０４の分離が広い場合には、これはより急な角度で起こり、これは位置合わせ誤差を実質的に低減する。同時に、アンテナ２４０４が互いに接近している場合、双曲線２４００は、入射するＲＦエネルギー線またはＬＯＢ／ＡｏＡの線２４０２と交換可能になる。
以下に示す式は、２つのアンテナ（センサ）間のＲＦエネルギーの到達時間の時間差が次式で与えられるエミッタからの入射ＲＦエネルギーを決定するために使用することができる。
ここで、
Δｔは秒単位の時間差である。
ｘは２つのセンサ間の距離（メートル）である。
Θは、センサのベースラインと入射ＲＦ波との間の角度であり、そして
ｃは光速である。
Δｔは秒単位の時間差である。
ｘは２つのセンサ間の距離（メートル）である。
Θは、センサのベースラインと入射ＲＦ波との間の角度であり、そして
ｃは光速である。
以下のようないくつかの位置特定戦略が、ＴＤＯＡ位置特定実施形態の使用を通じて利用可能である。（１）例えば、広い分離のような、２つ以上のサービス提供セル間のＴＤＯＡ測定（マルチレイヤ化）が利用可能である場合、（２）ＴＤＯＡ測定値が１つ以上のサービス提供セル、例えば、ＬＯＢ／ＡｏＡのような小さいアンテナ分離で、２つ以上のセクターからのものである場合、（３）戦略（２）と（３）の組み合わせ、及び（４）ＴＡ測定値と例えば改善されたＥ−ＣＩＤのような戦略（１）〜（３）の組み合わせ。
以下でさらに説明するように、密接に配置されたアンテナの場合、ＴＤＯＡ位置特定実施形態は、２つ以上のアンテナからの信号が同じセルタワーからのものである場合に、１本のベアリング線を使用することができる。これらの信号は、受信したコンポジット信号で検出することができる。タワーの位置および各セクターおよび／またはアンテナの方位角を知ることによって、ベアリング線および／またはＡｏＡが計算され、位置検出プロセスで利用される。ＬＯＢ／ＡｏＡの精度は、マルチパス、ノイズ（ＳＮＲ）などの影響を受ける可能性がある。しかし、この影響は、高度な信号処理と超解像技術に基づく上記のマルチパス緩和処理技術によって緩和される可能性がある。このような高度な信号処理には、信号相関／相関、フィルタリング、平均化、同期平均化および他の方法／技法が含まれるが、これらに限定されない。
サービス提供セルタワー２５００は、典型的には複数のセクターからなり、図２５では、３つのセクター（セクターＡ、セクターＢおよびセクターＣ）の構成を示す。示された３つのセクターの配備は、１セクター当たり１つ以上のアンテナ２５０２を含むことができる。セクターＡのメインローブ（メインローブの中心がセクター方位と一致する）にハンドセットの送信が存在する可能性があるため、セクターＡなどの単一のセクターがＵＥ（ハンドセット）の制御下にある可能性がある。同時に、ハンドセット送信は、セクターＢおよびＣのメインローブの外側、例えばアンテナサイドローブに落ちる可能性がある。したがって、ハンドセット信号は、セクターＢおよびＣの出力信号スペクトルに依然として存在し得るが、セクターＢまたはセクターＣのメインローブに位置する他のハンドセット（複数可）からの信号に対して著しく減衰され得る。それにもかかわらず、上記および下記のような高度な信号処理を使用することにより、セクターＢおよびセクターＣサイドローブのような隣接するセクターのサイドローブからそれらを検出可能にするのに十分な処理利得を測距信号から得ることが可能である。ネットワークベースの位置特定の目的では、ＬＴＥアップリンクの ＳＲＳ（Ｓｏｕｎｄｉｎｇ Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｉｇｎａｌｓ）が測距信号として採用されることができる。
言い換えれば、ＵＥアップリンク基準信号が隣接するセクター（複数可）アンテナのサイドローブ内にある間に、ここで説明される基準信号処理方法による処理利得は、２つ（またはそれ以上）のセクターアンテナ間のＴＤＯＡの計算を可能にするのに十分であり得る。この実施形態の精度は、上述したマルチパス緩和処理アルゴリズムによって著しく向上させることができる。したがって、ＬＴＥ ＴＡタイミングによって計算された環帯と交差するＬＯＢ／ＡＯＡは、約２０メートル×１００メートルの誤差楕円内にＵＥ位置を提供することができる。
上述の処理利得およびマルチパス緩和技術により可能性が高い、２つ以上のＬＴＥタワーによってＵＥを聞くことができる場合、さらなる位置特定誤り低減が達成され得る。そのような場合、ＴＤＯＡ双曲線と１つ以上のＬＯＢ／ＡｏＡラインの交差点は、（２つのセクターのセルタワーの場合）３０×２０メートルの誤差楕円を生じる場合がある。各セルタワーが３つ以上のセクターをサポートしている場合、誤差楕円はさらに１０〜１５メートルまで縮小することができる。ＵＥが３つ以上のｅＮＢ（セルタワー）によって聞かれる場合、５〜１０メートルの精度が達成され得る。モール、オフィスパークなどの高付加価値領域では、追加の小セルまたはパッシブリスニングデバイスを使用してカバレッジを作成することができる。
上述したように、セルタワー２５００の各セクターの上には、１つ以上のアンテナ２５０２が含まれてもよい。典型的な設置では、所与のセクターに対して、各アンテナからの信号がセクターの受信機入力で結合される。結果として、位置検出目的のために、２つ以上のセクターアンテナは、複合指向性パターン、方位角および仰角を有する単一のアンテナとして見ることができる。仮想のアンテナ複合方向性およびその（主ローブ）方位角および仰角は、セクター自体に割り当てられてもよい。
ある実施形態では、各サービス提供セルタワーおよび隣接するサービス提供セルタワーのすべてのセクターからの（デジタルフォーマットの）受信信号は、位置検出決定のためにサーバ探索ユニット（ＬＳＵ）に送信される。また、各サービスを提供されたＵＥごとのＳＲＳスケジュールおよびＴＡ測定は、各サービス提供セルタワーから各サービス提供セクターによってＬＳＵに提供される。各サービス提供セルタワーおよび各隣接セルタワー位置座標、各仮想（合成）セクターアンテナ方位角および仰角を有するタワー当たりのセクター数、およびセルタワーにおける各セクター位置が分かっていると仮定すると、ＬＳＵはサービス提供セルタワーおよび／または隣接セルタワーに対する各ＵＥ位置を決定できる。上記の情報の全ては、有線ネットワーク、例えばＬＡＮ、ＷＡＮなどを介して、１つ以上の規格化されたインターフェースまたは専用インターフェースを使用して送信することができる。ＬＳＵはまた、規格化されたインターフェースおよび／またはネットワーク事業者の定義されたインターフェース／ＡＰＩを使用して、無線ネットワークインフラストラクチャを接続することができる。位置決定は、ネットワークノードとＬＳＵの間で分割されるまたはネットワークノードでのみ実行することができる。
ある実施形態では、位置決定は、ＵＥにおいて実行されてもよいし、ＵＥとＬＳＵまたはネットワークノードとの間で分割されてもよい。そのような場合、ＵＥは、標準的なネットワーキングプロトコル／インターフェースを使用して無線で通信することができる。さらに、位置決定は、ＵＥ、ＬＳＵおよび／またはネットワークノードの組み合わせを介して実行することができ、またはＬＳＵ機能は、ＳＵＰＬサーバ、Ｅ−ＳＭＬＣサーバ、および／またはＬＣＳに実装（埋め込み）することができる（ＬｏＣａｔｉｏｎ Ｓｅｒｖｉｃｅｓ）システムを使用して、ＬＳＵの代わりに使用することができる。
ダウンリンク（ＤＬ）位置特定方法の実施形態は、上述したアップリンク（ＵＬ）位置特定実施形態への逆数である。ＤＬの実施形態では、セクターは、セクターの受信方向性、方位角及び仰角と一致する送信パターン、方位角及び仰角を有する送信器になることができる。アップリンクの実施形態とは異なり、ＤＬの実施形態では、ＵＥは、通常、単一の受信アンテナを有する。したがって、ＵＥについては、ＲＦ波入射を決定するために使用することができるセンサベースラインは存在しない。しかし、ＵＥは、異なるセクター間のＴＤＯＡ（複数可）、したがってセクター間の双曲線（複数可）（マルチラテレーション）を決定することができ、同じセルタワーセクターが互いに近接しているので、図２４を参照して上記されるように、双曲線はＲＦエネルギーのラインと交換可能になるインシデントまたはＬＯＢ／ＡｏＡを生成することができる。一方で、ＬＯＢ／ＡｏＡの精度は、マルチパス、ノイズ（ＳＮＲ）などの影響を受ける可能性があるが、先に述べた超解像度技術に基づく高度な信号処理とマルチパス緩和処理を使用することで、この影響を緩和できる。
上述したように、ＵＥＤＬの位置特定は、ＲＦ波の入射角は上記の式から決定することができないという点を除いて、ＵＥのアップリンクの位置特定と同様の方法で行うことができる。代わりに、マルチラテレーション技法は、各サービス提供セルタワーのＬＯＢ／ＡｏＡを決定するために使用されてもよい。
ＵＥ ＤＬ位置検出実施形態は、基準信号も使用する。ＤＬの場合、このようなネットワークベースの位置特定のための１つのアプローチは、測距信号としてＬＴＥセル−特定基準信号（ＣＲＳ）を使用することであってもよい。また、ＬＴＥリリース９で導入された位置基準信号（ＰＲＳ）を使用することもできる。したがって、位置特定は、ＣＲＳ、ＰＲＳ、またはＣＲＳとＰＲＳの両方を使用して行うことができる。
ＵＥアップリンク位置特定実施形態と同様に、ＵＥダウンリンク位置特定実施形態では、デジタルフォーマットのＵＥ受信信号のスナップショットを処理のためにＬＳＵに送信することができる。ＵＥはまた、ＴＡ測定値を取得し、それらをＬＳＵに提供することができる。選択的に、各サービスされたＵＥごとのＴＡ測定値を、各サービス提供セルタワー（ネットワークノード）から各サービス提供セクターによって、ＬＳＵに提供することができる。先に述べたように、各サービス提供セルタワーおよび各隣接セルタワー位置座標、タワー当たりのセクター数が、各セクター送信するパターン方位角および仰角、ならびにタワーにおける各セクター位置が既知であると仮定して、ＬＳＵはサービス提供セルタワーおよび／または隣接するセルタワーに対する各ＵＥの位置を決定してもよい。実施形態では、位置特定は、ＵＥ内で実行されてもよいし、ＵＥとＬＳＵまたはネットワークノードとの間で分割されてもよい。実施形態では、すべての位置決定は、ＬＳＵまたはネットワークノードにおいて実行され得るか、または２つの間で分割され得る。
ＵＥは、標準無線プロトコル／インターフェースを使用して、測定結果および他の情報を無線で通信／受信することができる。ＬＳＵとネットワークノード（複数可）との間の情報交換は、専有および／または１つ以上の規格化されたインターフェースを使用する有線ネットワーク、例えばＬＡＮ、ＷＡＮなどを介して行われてもよい。ＬＳＵは、規格化されたインターフェースおよび／またはネットワークキャリアの定義されたインターフェース／ＡＰＩを使用して、無線ネットワークインフラストラクチャをインターフェースすることができる。位置決定は、ネットワークノードとＬＳＵとの間で分割されてもよいし、ネットワークノード内でのみ実行されてもよい。
上述したＵＥ ＤＬ位置特定実施形態では、アンテナポートマッピング情報を使用して位置を決定することもできる。３ＧＰＰ ＴＳ ３６．２１１ ＬＴＥ規格では、ＤＬ用のアンテナポートが定義されている。別個の基準信号（パイロット信号）は、各アンテナポートについてＬＴＥ規格で定義される。したがって、ＤＬ信号はアンテナポート情報も運ぶ。この情報は、ＰＤＳＣＨ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｄｏｗｎｌｉｎｋ Ｓｈａｒｅｄ Ｃｈａｎｎｅｌ）に含まれる。ＰＤＳＣＨは、以下のアンテナポートを使用する。０、０および１、０、１、２および３）。これらの論理アンテナポートは、図２６に示すように、物理送信アンテナに割り当てられる（マッピングされる）。結果として、このアンテナポート情報は、アンテナ識別（アンテナＩＤ）に使用することができる。
例えば、アンテナポートマッピング情報は、（アンテナ位置が既知であると仮定して）ＲＦ波の入射およびアンテナ間の双曲線（複数可）（マルチラテレーション）を決定するために使用することができる。位置決定が実行される場所に応じて、アンテナマッピング情報は、ＬＳＵまたはＵＥ、またはネットワークノードに利用可能でなければならない。アンテナポートは、ＣＲＳ信号を異なるタイムスロットおよび異なるリソース要素に配置することによって示されることに留意されたい。ＤＬアンテナポートごとに１つのＣＲＳ信号を送信することができる。
ｅＮＢまたはネットワークノード内のＭＩＭＯ（複数入力複数出力）配備の場合、受信機（複数可）は、所与のＵＥからの到達の時間差を決定することができる。受信機（複数可）マッピングに対するアンテナの知識、例えば、アンテナ位置を含むＭＩＭＯマッピングを用いて、所与のｅＮＢアンテナについて、アンテナへのＲＦ波の入射（ＬＯＢ／ＡｏＡ）および双曲線（複数可）（マルチラテレーション）を決定することも可能である。同様に、ＵＥにおいて、ＵＥ受信機（複数可）は、２つ以上のｅＮＢまたはネットワークノード、およびＭＩＭＯアンテナからの到達（複数可）の時間差を決定することができる。ｅＮＢアンテナの位置とアンテナのマッピングを知ることで、アンテナからのＲＦ波の入射（ＬＯＢ／ＡｏＡ）と、所与のｅＮＢアンテナからの双曲線（複数可）（マルチラテレーション）を決定することができる。位置決定が実行される場所に応じて、アンテナマッピング情報は、ＬＳＵまたはＵＥ、またはネットワークノードに利用可能でなければならない。
ＭＩＭＯのサブセットである他の構成、例えばＳｉｎｇｌｅ Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｏｕｔｐｕｔｓ（ＳＩＭＯ）、Ｓｉｎｇｌｅ Ｏｕｔｐｕｔ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｉｎｐｕｔ（ＳＯＭＩ）、Ｓｉｎｇｌｅ Ｉｎｐｕｔ Ｓｉｎｇｌｅ Ｏｕｔｐｕｔ（ＳＩＳＯ）などがある。これらの構成はすべて、位置特定のためにアンテナポートマッピングおよび／またはＭＩＭＯアンテナマッピング情報によって定義／決定されてもよい。
一態様では、本実施形態は、ＲＴＬＳを含む物体のＲＦベースの識別、追跡、および位置特定のための方法およびシステムに関する。一実施形態によれば、方法およびシステムは、クラスター間時間同期がはるかに正確ではないが、各クラスター内で、例えば１０ナノ秒またはそれよりも良好な時間内に正確に同期される受信機および／または送信機の地理的に分散されたクラスターを用いる。１つの特定の実施形態に関して１０ナノ秒またはそれ以上の正確な同期時間が記載されているが、正確な位置を達成するために必要な所定の同期時間は利用される機器に依存することに留意することが重要である。例えば、正確な位置決定のために３ｍの精度が必要とされるいくつかの無線システム機器では、所定の時間は１０ナノ秒以上である必要があるが、他の無線システム機器では、５０ｍの位置精度で十分な場合がある。したがって、所定の時間は、無線システムの所望の精度位置に基づく。開示された方法およびシステムは、地理的に分散されたスタンドアロン（個々の）送信機および／または受信機に依存する追跡および位置特定ＤＬ−ＯＴＤＯＡおよびＵ−ＴＤＯＡ技法の既存の実装に対して重要な改善である。
例えば、ＤＬ−ＯＴＤＯＡ技法では、隣接基地局（ｅＮＢ）から到来する信号間の相対的なタイミング差が計算され、ＵＥアシスタンス有、またはなしで、もしくは、ネットワークアシスタンス（制御プレーンまたはＳＵＰＬベースのユーザプレーンのみ）有、またはネットワークアシスタントなしで、ＵＥ（ハンドセット）でネットワークのＵＥ位置が推定されうる。Ｌ−ＯＴＤＯＡでは、３つ以上の基地局からの信号が受信されると、ＵＥは一対の基地局から来る信号間の相対的なタイミング差を測定し、双曲線の位置（ＬＯＰ）を生成する。２つの双曲線を定義するには、少なくとも３つの基準点（直線に属さない基地局）が必要である。ＵＥの位置（位置修正）は、これらの２つの双曲線の交点にある（図１１参照）。ＵＥ位置の修正は、基地局のＲＦエミッタ（アンテナ）の位置に関連している。例として、ＬＰＰ（ＬＴＥ測位プロトコル、リリース９）を使用する場合、ＤＬ−ＯＴＤＯＡ測位はＵＥに支援され、Ｅ−ＳＭＬＣ（Ｅｖｏｌｖｅｄ Ｓｅｒｖｉｎｇ Ｍｏｂｉｌｅ Ｌｏｃａｔｉｏｎ Ｃｅｎｔｅｒ）はサーバベースである。
Ｕ−ＴＤＯＡ技法はＤＬ−ＯＴＤＯＡに類似しているが、役割は逆転している。ここで、近隣位置検出管理ユニット（ＬＭＵ）は、ＵＥ（ハンドセット）から到来するアップリンク信号の到達の相対時間を計算し、ＵＥアシスタンスなしで、ネットワーク内でＵＥ位置を推定することができる。したがって、Ｕ−ＴＤＯＡはＬＭＵ支援型であり、Ｅ−ＳＭＬＣ（Ｅｖｏｌｖｅｄ Ｓｅｒｖｉｎｇ Ｍｏｂｉｌｅ Ｌｏｃａｔｉｏｎ Ｃｅｎｔｅｒ）はサーバベースである。３つ以上のＬＭＵからの到達時間の相対時間が利用可能になると、ネットワークのＥ−ＳＭＬＣサーバは、ＵＥの双曲線ライン（ＬＯＰ）および位置（位置修正）を生成する（図２７参照）。ＵＥ位置の修正は、ＬＭＵのアンテナ位置に関連する。一態様では、ＤＬ−ＯＴＤＯＡとは異なり、Ｕ−ＴＤＯＡの場合のｅＮＢ（基地局）の時間同期は必要でない場合があり、ＬＭＵ（複数可）のみが位置特定の目的で正確な時間同期を必要とすることがある。一例として、ＬＭＵは本質的に算定機能を備えた受信機である。さらなる例として、ＬＭＵ受信機はＳＤＲ（ソフトウェア無線）技術を採用する。さらなる例では、ＬＭＵは、小セル、マクロセル、または受信専用の小セルタイプのデバイスであってもよい。
実装にかかわらず、ネットワークによって提供されるように、特定のＵＥに対するＳＲＳの位置を相関させることにより、ＵＥの識別および位置特定を可能にすることができる。ＳＲＳの位置特定は、ネットワークレベルで、またはビルディングのＤＡＳ、特定のエリアにサービスを提供する小セルまたは小セルとマクロセルの組み合わせなどのローカルセクター内で行うことができる。ＵＥのためのＳＲＳの位置が先験的に分かっていない場合、解決策は、カバーされたエリアを介してＵＥの位置を相関させることができる。そうすることで、ＵＥがどこを移動したかの位置履歴を示すことができる。場合によっては、たとえネットワークが、ＳＲＳが特定のＵＥに対してどこに位置しているかの指示を提供しないとしても、ＵＥの位置を決定することが望ましい場合がある。ＵＥの位置は、既知のポイントに対するＵＥの位置または近接を決定することによってＳＲＳと相関させることができ、それによって、ＵＥは送信しているＳＲＳと相関させる。そのような位置は、Ｗｉ−ＦｉおよびＢｌｕｅｔｏｏｔｈのような他の位置特定／近接解によって達成することができる。ユーザは、ＵＥの応用を介して自分の位置を識別してもよいし、または、そのＵＥの位置解決策を識別するために所定の場所に移動してもよい。
図１１および図２７には、マクロ基地局が示されている。また、図２７は、ＬＭＵが基地局と同じ場所に配置されていることを示している。これらの記述は有効なオプションであるが、ＬＴＥ規格では、ＬＭＵの配置がマルチレイテーション／三辺測量の要件を満たしている限り、ＬＭＵの配置場所を指定していない。
一態様では、屋内環境のための共通の配備は、ＲＦと高度に統合された安価な基地局であるＤＡＳ（分散アンテナシステム）および／または小セルである。ＬＭＵ（複数可）は、屋内および／またはキャンパスタイプの環境内に配置することもできる。Ｕ−ＴＤＯＡは、ＤＡＳおよび／または小セル環境で使用することができる。別の態様では、屋内に配置されたＬＭＵと外部に配置されたマクロセルとの組み合わせにより、Ｕ−ＴＤＯＡベースの正確な屋内位置を得ることができる。例えば、ＤＡＳおよび／または小セルを配備する必要はないし、または小セルの数を減少してもよい。したがって、ＬＭＵは、ＤＡＳおよび／または小セルの有無にかかわらず配備することができる。さらなる態様において、ＬＭＵは、ＤＡＳおよび／または小セルの有無にかかわらず、セル信号増幅／ブースターが使用される環境に置くことができる。
ＬＴＥリリース１１では、ＬＭＵとｅＮＢを単一のユニットに統合することも検討されている。しかし、個々の小セルｅＮＢが地理的に分散している場合、特に屋内および／または他のＧＰＳ／ＧＮＳの拒否環境において、無線／セルラーサービスプロバイダが満たす準備ができていない場合、これは小セル間の時間同期要件に付加的な負担をかける可能性がある。
ＤＡＳシステムは、本質的に、地理的に分散されたマクロ／ミニ／小セル／ＬＭＵよりもはるかに高度（精度）で時間同期される。ＤＡＳ環境でＤＬ−ＤＴＯＡ解を使用すると、時間同期の問題が緩和される可能性があるが、ＤＡＳ環境では、単一の基地局が多数の分散アンテナを使用し、複数のアンテナが同じセルＩＤ（識別番号）を送信する。結果として、異なるＩＤを有する信号を生成する識別可能な隣接セル（アンテナ）が存在しないので、従来のＤＬ−ＯＴＤＯＡアプローチは失敗する。それにもかかわらず、特許文献３に記載されているように、マルチパス緩和プロセッサおよびマルチパス緩和技法／アルゴリズムを使用する場合にＤＬ−ＯＴＤＯＡ技法を使用すること、および特許文献１１に記載されているように、位置一貫性アルゴリズム（複数可）の使用を拡張することは可能であり、これらは、その全体が参照により本明細書に組み込まれる。しかし、これらの一貫性アルゴリズムは、同じＩＤを有する信号（複数可）を放出するアンテナの数の限界を有する。１つの解決策は、同じＩＤを放射するアンテナの数を減らすこと、例えば、多数のＤＡＳアンテナを、異なるＩＤを有する２つ以上の時間同期クラスターに分割することである。このような構成は、システムコストを増加させ（基地局の数を増やす）、ハンドセット／ＵＥに上述の技術のサポートを要求する。
ＤＡＳ環境でＵ−ＴＤＯＡを採用することは、ＬＭＵユニットの追加／設置に関連するコストを追加する可能性もある。しかしながら、ＵＥ（ハンドセット）に変更を加える必要はない。Ｕ−ＴＤＯＡ機能をサポートするために基地局ソフトウェアのみをアップグレードする必要があるかもしれない。また、複数のＬＭＵをＤＡＳシステムと統合することも可能である。したがって、ＬＭＵとともにＵ−ＴＤＯＡ方法を使用することは、屋内、キャンパス環境、および他のＧＰＳ／ＧＮＳの困難な地理的に限られた環境で利用される場合、多くの利点を有する。
地理的に分散された複数の基地局および／または小セルおよび／または屋内および他のＧＰＳ／ＧＮＳ拒否環境におけるＬＭＵ間の正確な時間同期は、マクロセルおよび／または、例えば、ＧＰＳ／ＧＮＳに優しい環境である、屋外マクロセルで使用されるＬＭＵ機器を同期させる時間よりも複雑である。これは、屋外環境のマクロセルがアンテナを持ち、それが屋外で上昇しているためである。結果として、ＧＰＳ／ＧＮＳ信号（複数可）品質は非常に良好であり、マクロセルアンテナ送信および／またはＬＭＵ受信機は、ＧＰＳ／ＧＮＳを使用して、十分に広い領域にわたって非常に高い精度−標準偏差１０ナノ秒まで同期することができる。
一態様では、屋内および他のＧＰＳ／ＧＮＳ拒否環境では、複数の基地局および／または小セル／ＬＭＵ間の時間同期は、多くの基地局および／または小セル／ＬＭＵによって共有される同期信号を生成する外部同期ソースを使用することによって達成される。この同期信号は、ＧＰＳ／ＧＮＳ、例えば１ＰＰＳ信号、および／またはＰＴＰまたはＮＴＰなどのインターネット／イーサネットネットワークから得ることができる。後者は低コストの解決策であるが、正確な位置に必要な時間同期精度を提供できず、ＧＰＳ／ＧＮＳから派生した外部同期信号（複数可）は標準偏差で−２０ナノ秒まで低く、より正確であるが、例えば、これらの信号を配線するような追加のハードウェアと設置要件が必要であり、より複雑で高価である。また、外部同期信号に高い精度を適応させるためには、基地局および／または小セルのハードウェア／低レベルファームウェアへの変更が必要な場合がある。２０ナノ秒の標準偏差に加えて、例えば標準偏差は約１０ナノ秒である、３メートルの要求を満足するほど正確ではない。
上述の制限を克服するために、図２８のマルチチャネルＬＭＵハイレベルブロック図によって示されるように、一実施の形態は、複数の受信アンテナ２８０２および信号チャネル２８０４を有するＬＭＵデバイス２８００を使用する。例として、１つ以上の信号チャネル２８０４は、ＲＦＥ（ＲＦフロントエンド）２８０６、ＲＦダウンコンバータ２８０８、および／またはアップリンク位置特定プロセッサ２８１０などの信号処理成分を含むことができる。他の成分および構成を使用することができる。一態様では、信号チャネル２８０４はＬＭＵデバイス２８００内に共に配置され、緊密に時間同期される（例えば、約３ナノ秒から約１０ナノ秒の標準偏差）。別の例では、各ＬＭＵ信号チャネル２８０４からのアンテナ２８０２は、（例えば、ＤＡＳと同様に）地理的に分散されている。さらなる例として、外部時間同期成分（例えば、ＧＰＳ／ＧＮＳ、インターネット／イーサネットなど）はＬＭＵデバイス２８００と通信することができる。正確な時間同期は、地理的に分散した多くのデバイスを緊密に同期させようとするよりも、デバイス（例えば、ＬＭＵデバイス２８００）の内部で容易に達成される。
一例として、２つ以上のマルチチャネルＬＭＵ（例えば、ＬＭＵデバイス２８００）が配備された場合、これらのＬＭＵ間の時間同期を緩和することができ、低コストかつ簡単なアプローチを使用して（外部ソース信号を使用して）多数の分散型マルチチャネルＬＭＵ と同期するのに使用することができる。例えば、インターネット／イーサネットネットワーク同期を使用することができ、または異なるマルチチャネルＬＭＵ間のタイミング同期を提供するために共通のセンサ（デバイス）を配備することができる。
一方、マルチチャネルＬＭＵアプローチは、位置修正の決定に使用できる双曲線の位置（ＬＯＰ）の数を減らすが、時間同期の改善はこの欠点を克服する（下記の説明および例参照）。
マルチラテレーション／三辺測量法を使用する場合、ＵＥ測位精度は、２つの因子の関数である。マクロセルタワー／小セル／ＬＭＵの幾何学的配置に起因する幾何学的精度希釈（ＧＤＯＰ）と、単一の測距σ（Ｒ＿ｐｓｅｕｄｏ）測定（非特許文献７を参照）の精度である。
ｆＧＤＯＰは、送信アンテナ（ＤＬ−ＯＴＤＯＡの場合）または受信アンテナ（Ｕ−ＴＤＯＡの場合）の地理的分布の関数である。規則的に配置されたアンテナの場合、２次元ＧＤＯＰ推定値は２／√Ｎに等しい（非特許文献８）。ここで、セルラーネットワークの場合、Ｎは、ＵＥによって聞こえるエミッタ（マクロセルタワー／小セル／ＤＡＳアンテナ）の数であり（ＤＬ−ＯＴＤＯＡの場合）、またはＬＭＵ／ＬＭＵの数は、ＵＥアップリンク伝送（Ｕ−ＴＤＯＡの場合）を「聞く」ことができる。したがって、ＵＥ位置誤差の標準偏差は、以下のように計算することができる。
地理的に分布した（屋内）単一の受信チャネルＬＭＵ（規則的に配置された）８つがＵＥのアップリンク送信を検出し、これらのＬＭＵが１ＰＰＳ信号（例えば２０ナノ秒の標準偏差）を介して同期されると仮定する。この場合、Ｎ＝８であり、ＵＥ位置の固定に使用できる７つの独立したＬＯＰが存在する可能性がある。さらに、測距誤差標準偏差σ＿Ｒが３メートル（約１０ナノ秒）であると仮定しよう。単一の測距の精度は次のようになる。
ここで、σＳＹＮＣは外部時刻同期信号の標準偏差（２０ナノ秒）である。
この場合（Ｎ＝８）、単一測距測定値およびＵＥ位置誤差σＰＯＳの標準偏差は４．７４メートルに等しい。
一例として、定期的に配置された分散アンテナを有する２つ、４つの受信チャネルＬＭＵ（例えば、マルチチャネルＬＭＵデバイス２８００）がＵＥアップリンク送信を検出している場合、各ＬＭＵは、３つの緊密に時間同期されたＬＯＰ（例えば、標準偏差が約３ナノ秒）の組を生成してもよい。独立した３つのＬＯＰについては、Ｎ＝４である。この場合、各標準偏差誤差σＰＯＳが３．１２メートルである２つのＵＥ位置修正が生成される。平均化および／または他の手段／方法によるこれらの２つの位置固定を組み合わせることにより、ＵＥ位置修正誤差をさらに低減することができる。１つの推定値は、誤差低減がＵＥ位置修正の数の平方根に比例することである。本開示では、この数は２であり、最終ＵＥ位置修正誤差σＰＯＳ＿ＦＩＮＡＬは２．２１メートルであり、３．１２／√２として得られる。
一態様では、これらのマルチチャネルＬＭＵ間の緩やかな同期化を有するいくつかのマルチチャネルＬＭＵ（例えば、ＬＭＵデバイス２８００）は、屋内および他のＧＰＳ／ＧＮＳ拒否環境で使用することができる。一例として、マルチチャネルＬＭＵデバイス内では、ＬＭＵを緊密に同期させることができる（例えば、約３ナノ秒と約１０ナノ秒との間の標準偏差）。別の実施形態は、集積ＬＭＵデバイス電子回路（ＬＭＵ機能がｅＮＢ内に埋め込まれている）を有する多数の単一のチャネル小セル／ＬＭＵおよび／または小セルをクラスター化（例えば、統合、同一場所配置など）して、例えば１９インチラックのような、ラックマウント型筐体（図３１、図３２および図３３）および／またはキャビネット内に配置することができる。ＤＡＳのように、各単一のチャネルのデバイスアンテナを地理的に分散させることができる。クラスター内のデバイスは、緊密に時間同期することができる（例えば、１０ナノ秒以下の標準偏差）。例えば、ＶｏＬＴＥのような複数のラックマウント型筐体を通信要件ごとに同期させることができ、低コストで簡単なアプローチを使用することができる。ラックマウント型筐体／キャビネット内にクラスター化（統合）された多数のデバイス間の正確な（タイトな）時間同期は、地理的に分散した多数のデバイスを緊密に同期させる場合よりも容易に達成され、コストがかからない。
別の態様では、図３４に示すように、複数のＬＭＵをＤＡＳシステムに（その中に）統合することができる。一例として、ＬＭＵ受信機は、例えば共有ＤＡＳアンテナのような、各ＤＡＳアンテナによって生成された受信信号（複数可）を共有することができる。これらの受信信号の実際の分布は、アクティブＤＡＳ対受動ＤＡＳのようなＤＡＳ実装に依存する。しかし、ＬＭＵおよびＤＡＳ統合の実施形態は、各ＤＡＳアンテナによって生成された受信信号をＬＭＵ受信機チャネルと共有し、対応するＬＭＵ／ＬＭＵ受信機チャネルと各ＤＡＳアンテナ座標を一致させる（相関させる）アルマナックを作成することを伴う。ここでも、ＬＭＵとＤＡＳの統合には、クラスターリングのアプローチやマルチチャネルＬＭＵ（複数可）の採用が適している。
また、同様の方法で、各小セルアンテナによって生成された受信信号（複数可）をＬＭＵ受信機チャネルと共用することが可能である。ここで、小セルの時間同期は緩和することができる。例えば、位置特定要件を満たす必要はないが、ＬＭＵ／ＬＭＵチャネルは正確な時間同期が必要な場合がある。このようなオプションのためのＬＭＵ（複数可）のためには、クラスターリングアプローチやマルチチャネルＬＭＵ（複数可）を使用する方が望ましい方法である。
ＬＭＵとｅＮＢを単一のユニットに統合することは、スタンドアロンのｅＮＢとＬＭＵデバイスの組み合わせよりもコスト面で有利である。しかし、統合されたＬＭＵおよびｅＮＢ受信機とは異なり、スタンドアロンＬＭＵ受信チャネルは、ＵＥからのデータペイロードを処理する必要はない。さらに、ＵＥのアップリンク測距信号（ＳＲＳ、ＬＴＥの場合にはサウンディング基準信号）は、（サービス提供セルに対して）反復可能かつ時間同期しているので、各スタンドアロンＬＭＵ受信チャネルは、例えば、２つ以上の小セルのような２つ以上のアンテナをサポートすることができる（時間多重）。これは、順に、（小セル／ＤＡＳおよび／または他のＵ−ＴＤＯＡ位置特定環境の）ＬＭＵの数を減らし、システムのコストを削減することができる（図２８も参照）。
無線／セルラーネットワークＥ−ＳＭＬＣサーバが、ＤＬ−ＯＴＤＯＡおよび／またはＵ−ＴＤＯＡ技法に必要な機能性を欠いている場合、この機能性は、ＵＥおよび／またはＬＭＵと通信することができる位置検出サーバおよび無線／セルラーネットワークインフラストラクチャおよび／または位置検出サービスサーバ（図２９および図３０参照）で実行可能である。他の構成も使用可能である。
別の態様では、１つ以上のＬＭＵデバイス（例えば、ＬＭＵ２８０２）は、例えば、図３５に示すように、ＷｉＦｉインフラストラクチャと共に配備することができる。あるいは、リスニングデバイスを使用して、ＷｉＦｉインフラストラクチャと同じ方法でＬＭＵアンテナをモニタすることができる。このように、ＬＭＵにサービスを提供するＬＭＵデバイスおよび／またはチャネルアンテナは、１つ以上のＷｉＦｉアクセスポイント（ＡＰ）などの、１つ以上のＷｉＦｉ／リスニングデバイス３５００と同じ場所に配置することができる。一例として、ＷｉＦｉデバイス３５００は、地理的に分散することができる。
一実施形態では、ＷｉＦｉデバイス３５００を電源に接続することができる。１つ以上のＬＭＵデバイスまたはチャネルのＲＦアナログ部分３５０２（例えば、回路）は、ＲＦアナログ部分３５０２がＷｉＦｉデバイス３５００（図３５参照）と電源を共有できるようにＬＭＵアンテナと一体化することができる。一例として、ＬＭＵデバイスまたはチャネルのＲＦアナログ部分３５０２は、ケーブルを介して、ベースバンド信号処理を含むことができるアップリンク位置特定プロセッサ回路（例えば、アップリンク位置特定プロセッサ２８１０）に接続することができる。さらなる例として、ＲＦアナログ部３５０２とベースバンド回路との間のアンテナと相互接続ケーブルとの間の信号増幅が可能であるため、そのような実施形態は、改善された信号対雑音比（ＳＮＲ）を容易にする。さらに、ＲＦアナログ部分３５０２は、受信信号を（例えば、ベースバンドまで）ダウンコンバートすることができ、ベースバンド信号周波数がアンテナ内の受信信号よりも数倍小さいので、ケーブル要件を緩和することができる。このようなケーブル要件の緩和は、接続のコスト削減につながり、伝送距離を大幅に増加させる可能性がある。
屋内および他のＧＰＳ／ＧＮＳ拒否環境における複数の地理的に分散した基地局および／または小セルおよび／またはＬＭＵの正確なアンテナ位置のデータベースを確立することは、マクロセルおよび／または屋外で使用されるＬＭＵ機器、例えば、ＧＰＳ／ＧＮＳフレンドリーな環境に対するアンテナ位置を決定するより複雑である。これは、屋外環境のマクロセルおよびＬＭＵがアンテナを持ち、そのアンテナが上昇して開いているためである。結果として、ＧＰＳ／ＧＮＳ信号（複数可）の品質は非常に良好であり、マクロセルおよび／またはＬＭＵアンテナの位置は、ＧＰＳ／ＧＮＳを使用して、例えば標準偏差１０ナノ秒またはそれ以上の非常に高い精度で決定することができる。
一態様では、屋内および他のＧＰＳ／ＧＮＳ拒否環境では、複数の分散基地局および／または小セル／ＬＭＵ間のアンテナ位置のデータベースは、分散基地局および／または、分散基地局を含む利用可能な建物／建築図面、および／または小セル／ＬＭＵデバイスおよびアンテナ配置から得ることができる。しかし、このアプローチは誤差を起こしやすく、セルラー／無線アンテナ位置データベースの精度が悪くなる可能性がある。
しかし、ＬＭＵアンテナ位置が、例えばアンテナが共有されているかまたは近接して共存している場合のように、分散基地局および／または小セルのアンテナの少なくとも１つに正確に関連付けることができる場合には、分散された基地局および／または小セルの正確なアンテナ位置を決定することによって、上記の制限は解消される。
そのような場合、分散基地局および／または小セルの正確なアンテナ位置は、時間同期された３つ以上のアンテナ位置校正ユニット（ＤＬ−ＡＰＣＵ）を配備することによって決定されてもよい。ある実施形態では、ＤＬ−ＡＰＣＵは本質的に算定能力を有する受信機である。さらなる実施形態では、ＤＬ−ＡＰＣＵ受信機は、ＳＤＲ（ソフトウェア無線）技術を使用することができる。さらなる実施形態では、ＤＬ−ＡＰＣＵは、小セル、マクロセル、または受信するだけの専用小セルタイプのデバイスであってもよい。ＤＬ−ＡＰＣＵは、例えば、ＣＲＳ（セル固有の基準信号）などの測距信号として、分散基地局および／または小セルによって送信されたダウンリンク基準信号を使用することができる。その後、ＤＬ−ＡＰＣＵによって収集されたデータは、ＤＬ−ＡＰＣＵのアンテナ位置に対する分散基地局および／または小セルの正確なアンテナ位置を決定するために、マルチパス緩和プロセッサおよび位置特定プロセッサによって処理されてもよい。この決定は、スタンドアロンサーバを使用してリアルタイムで実行することも、オフラインで実行することもできる。
この手順は、分散基地局および／または小セルのアンテナ位置が確実に確立されるように、ＤＬ−ＡＰＣＵアンテナ座標の正確な知識を必要とすることがある。これはＤＬ−ＡＰＣＵを携帯可能にすることによって達成され、そのためそれは、ＧＰＳ／ＧＮＳフレンドリーな領域の窓のすぐ隣、建物のすぐ外などに置くことができる。また、ダウンリンク基準信号が先験的に知られているので、そのような信号に対して、データペイロード信号よりもはるかに高い信号処理利得を達成することが可能である。その結果、基準信号の受信範囲は、分散基地局および／または小セルに対して指定された通信範囲の数倍になる可能性がある。これにより、ＧＰＳ／ＧＮＳフレンドリーエリアにＤＬ−ＡＰＣＵを配置することが可能になる。また、ＤＬ−ＡＰＣＵは、ＧＰＳ／ＧＮＳを使用して時間同期されてもよい。
ＬＭＵアンテナ位置が、例えば、図１９に示されているようなＵＬ−ＴＤＯＡのような、分散基地局および／または小セルアンテナの少なくとも１つに正確に関連することができない場合、１つ以上のセルタワーおよび複数のＬＭＵを含むことができるため、正確なＬＭＵアンテナ位置は、単一のＬＭＵアンテナ位置校正ユニット（ＵＬ−ＡＰＣＵ）で決定することができる。一例として、ＵＬ−ＡＰＣＵは、本質的に、ハンドセットのように、算定能力を有するかまたは有しないＵＥ（ユーザ機器）デバイスである。さらなる例として、ＵＬ−ＡＰＣＵはＳＤＲ技術を採用することができる。さらなる例では、ＵＬ−ＡＰＣＵは、ハンドセットまたは専用ＵＥデバイスであってもよい。
一実施形態では、ＵＬ−ＡＰＣＵは、ｅＮＢエミュレータおよび／またはハンドセット試験機器とともに使用されてもよい。このエミュレータ／試験機器は、ＵＬ−ＡＰＣＵがこのエミュレータ／試験機器にロックできるようにすべての信号を生成することができる。さらに、このエミュレータ／試験機器は、ＬＭＵによって測距信号として使用され得る所定のアップリンク基準信号、例えばＳＲＳ（サウンディング基準信号）を生成するようにＵＬ−ＡＰＣＵを構成することができる。その後、ＬＭＵによって収集されたデータは、ＬＭＵアンテナ位置に対するＵＬ−ＡＰＣＵのアンテナ位置を決定するために、マルチパス緩和プロセッサおよび位置特定プロセッサによって処理されてもよい。ＵＬ−ＡＰＣＵアンテナ位置が分かっている場合、ＵＬ−ＡＰＣＵがいくつかの異なる位置に配置されている場合、ＵＬ−ＡＰＣＵが複数の異なる位置に位置するとき、ＵＬ−ＡＰＣＵの複数の位置測定値を取ることによって、ＬＭＵの正確なアンテナ位置を決定することが可能である。この決定は、スタンドアロンサーバを使用してリアルタイムで実行することも、オフラインで実行することもできる。
この手順は、ＬＭＵのアンテナ位置が正確に確立されることを保証するために、ＵＬ−ＡＰＣＵアンテナ座標の正確な知識を必要とすることがある。これは、ＵＬ−ＡＰＣＵをポータブルにすること、およびｅＮＢエミュレータおよび／またはハンドセット試験機器を、ＵＬ−ＡＰＣＵが窓のすぐ隣、建物の外のＧＰＳ／ＧＮＳフレンドリーエリアに配置されるように配置することによって達成され得る。また、アップリンク基準信号が先験的に知られているので、ＬＭＵは、データペイロード信号よりもはるかに高い信号処理利得を達成する。その結果、基準信号の受信範囲は通信範囲の数倍となる。これにより、ＧＰＳ／ＧＮＳフレンドリーエリアにＵＬ−ＡＰＣＵを配置することができる。
上述のＬＭＵアンテナ座標決定の１つの可能な欠点は、ｅＮＢエミュレータおよび／またはハンドセット試験機器およびＵＬ−ＡＰＣＵによって生成された信号からの干渉の可能性である。この現象は、１）ケーブルを介してＵＬ−ＡＰＣＵ受信機をｅＮＢエミュレータおよび／またはハンドセット試験機器に接続すること、および２）ＵＬ−ＡＰＣＵ送信機／アンテナを有することにより、すなわち未使用のＬＴＥ帯域および／またはＩＳＭ帯域、例えば９１５ＭＨｚのＩＳＭ帯域外のアップリンク基準信号を生成すること。この後の解決法は、ＬＭＵが複数の帯域に容易にチューニングできるＳＤＲベースの受信器であるため可能である。また、ＵＬ−ＡＰＣＵをケーブルを介してｅＮＢエミュレータおよび／またはハンドセット試験機器に接続することにより、ＧＰＳ／ＧＮＳフレンドリー領域におけるＵＬ−ＡＰＣＵの位置特定をさらに容易にすることができる。
さらに別の実施形態では、ＵＬ−ＡＰＣＵは、動作セルの１つにロックすることができ、ＵＬ−ＡＰＣＵのサービス提供セルとなり得る。このセルは、ＬＭＵによって測距信号として使用され得る１つ以上の所定のアップリンク基準信号を生成するようにＵＬ−ＡＰＣＵを構成するようにプログラムされてもよい。
分散基地局および／または小セルおよび／または他のＬＴＥ機器と同様に、ＤＬ−ＡＣＰＵおよびＵＬ−ＡＣＰＵクロックは、安定性のためにＧＰＳ／ＧＮＳから導出されてもよい。
ＵＬ−ＡＣＰＵシステムおよび方法は、ＬＭＵアンテナ位置が、分散基地局および／または小セルアンテナのうちの少なくとも１つに正確に関連することができる場合、およびＬＭＵのアンテナ位置が、アンテナ位置は、分散基地局および／または小セルアンテナの少なくとも１つに正確に関連付けることはできない場合の両場合をカバーすることができるため、ＤＬ−ＡＣＰＵは任意である。
測距信号は、ＳＲＳのみに限定されず、ＭＩＭＯ、ＣＲＳ（Ｃｅｌｌ−Ｓｐｅｃｉｆｉｃ Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｉｇｎａｌ）などの他の基準信号を利用することができることが理解される。
このように、システムおよび方法の異なる実施形態について説明したが、記載された方法および装置の特定の利点が達成されたことは当業者には明らかである。特に、ＦＧＰＡまたはＡＳＩＣおよび標準的な信号処理ソフトウェア／ハードウェアの組み合わせを使用して、非常に小さな増分コストで物体を追跡し位置特定するシステムを組み立てることができることは、当業者には理解されるべきである。このようなシステムは、例えば、屋内または屋外の環境、過酷な環境および敵対的な環境の人々の位置を特定する、様々な応用に役立つ。
本発明の範囲および精神の範囲内で、様々な改変、改変、および代替実施形態が可能であることも理解されるべきである。
Claims (15)
- 無線システムにおいてユーザ機器（ＵＥ）の位置を決定するための方法であって、
２つ以上のコロケーションチャネルを有する少なくとも１つのアンテナを介して第１の基準信号を受信することと、
前記少なくとも１つのアンテナの各々の位置を決定することと、を含み、
前記少なくとも１つのアンテナの各々の位置を決定することは、
前記少なくとも１つのアンテナから、前記少なくとも１つのアンテナの通信範囲内における既知の位置をそれぞれ有する３つ以上のアンテナ位置校正ユニットに、前記第１の基準信号と同じタイプの第２の基準信号を送信することと、
前記少なくとも１つのアンテナの前記位置を示すデータを前記第２の基準信号から収集することと、
前記収集したデータを分析して、前記３つ以上のアンテナ位置校正ユニットの各々の前記既知の位置と比較して前記少なくとも１つのアンテナの前記位置を決定することにより実行され、
前記方法はさらに、
前記２つ以上のコロケーションチャネルのタイミングを前記無線システムの距離位置精度に基づいて所定の時間以下の標準偏差内で同期することと、
前記第１の基準信号及び前記少なくとも１つのアンテナの前記位置を利用して前記ＵＥの前記位置を計算することと、を含む、方法。 - 前記所定の時間が約３ナノ秒（ｎｓ）〜約１０ｎｓである、請求項１に記載の方法。
- 前記無線システムが１つ以上のノードを含み、前記１つ以上のノードの中の各ノードが少なくとも１つのセクターを含み、各ノードの前記少なくとも１つのセクターがサーバ探索ユニット（ＬＳＵ）と通信するように構成され、
前記利用するステップが、前記ＬＳＵにより、または、前記１つ以上のノードと前記ＬＳＵとの組み合わせにより、または、前記ＵＥ、前記ＬＳＵ、前記１つ以上のノード、もしくはそれらの組み合わせにより行われる、請求項１に記載の方法。 - 前記無線システムがＬＳＵの機能をネットワークＳＵＰＬサーバ、Ｅ−ＳＭＬＣサーバ、ＬＣＳ（ＬｏＣａｔｉｏｎ Ｓｅｒｖｉｃｅｓ）システム、またはそれらの組み合わせに含めるように構成され、
前記無線システムが１つ以上のノードを含み、前記ＬＳＵが前記無線システムの前記１つ以上のノード及びネットワークインフラストラクチャとインターフェース接続するように構成される、請求項１に記載の方法。 - 前記利用するステップが、１つ以上の位置線（ＬＯＰ）を利用することを含み、
前記少なくとも１つのアンテナが、地理的に分散した複数のアンテナである、請求項１に記載の方法。 - 前記第１の基準信号が、前記２つ以上のコロケーションチャネルを有する第１の位置管理ユニットを介して受信され、
前記２つ以上のコロケーションチャネルのタイミングは前記標準偏差内で同期され、
前記方法はさらに、
複数のコロケーションチャネルを有する第２の位置管理ユニットを介して前記第１の基準信号を受信することと、
前記第２の位置管理ユニットの前記複数のコロケーションチャネルのタイミングを前記無線システムの前記距離位置精度に基づいて第２の所定の時間以下の第２の標準偏差内で同期することとを含み、
前記利用するステップが、前記第２の位置管理ユニットからの前記第１の基準信号を利用して前記ＵＥの前記位置を計算することを含む、請求項１に記載の方法。 - 前記利用するステップが、マルチパス緩和プロセッサを利用して前記ＵＥの前記位置を計算することを含む、請求項６に記載の方法。
- 前記マルチパス緩和プロセッサが、前記第１の位置管理ユニットからの前記第１の基準信号に基づいて前記ＵＥと前記第１の位置管理ユニットとの間の第１の距離を算定することにより、前記ＵＥの前記位置を部分的に計算し、前記マルチパス緩和プロセッサが、前記第１の距離を算定する前に、前記第１の位置管理ユニットからの前記第１の基準信号内のマルチパス緩和誤差を低減し、又は、
前記マルチパス緩和プロセッサが、前記第２の位置管理ユニットからの前記第１の基準信号に基づいて前記ＵＥと前記第２の位置管理ユニットとの間の第２の距離を算定することにより、前記ＵＥの前記位置を部分的に計算し、前記マルチパス緩和プロセッサが、前記第２の位置管理ユニットからの前記第１の基準信号に基づいてチャネル応答を計算することにより、前記第２の距離を部分的に算定する、請求項７に記載の方法。 - 前記第１の基準信号が、前記２つ以上のコロケーションチャネルを有する位置管理ユニットを介して受信される、請求項１に記載の方法。
- 前記少なくとも１つのアンテナが、地理的に分散した複数のアンテナであるか、または、前記２つ以上のコロケーションチャネルと通信している共有アンテナ群である、請求項９に記載の方法。
- 前記位置管理ユニットが、または前記位置管理ユニットにサービスするアンテナが、ＷｉＦｉデバイスとコロケーションされ、
前記位置管理ユニットが、または前記位置管理ユニットにサービスする前記アンテナが、前記ＷｉＦｉデバイスと電源を共有する、請求項９に記載の方法。 - 前記第１の基準信号の１つ以上のソースに割り当てた識別子を使用して、前記第１の基準信号を、前記位置管理ユニットを介して受信した他の信号から分離させることを更に含む、請求項９に記載の方法。
- マルチパス緩和プロセッサを利用して、前記第１の基準信号に基づいて前記ＵＥの前記位置を計算する、請求項９に記載の方法。
- 前記第１の基準信号の前記各々が１つ以上のサブキャリアを含み、
前記マルチパス緩和プロセッサが、前記１つ以上のサブキャリアの位相、振幅、またはそれらの組み合わせに部分的に基づいて前記ＵＥの前記位置を計算するように構成される、請求項１３に記載の方法。 - 前記マルチパス緩和プロセッサが、前記第１の基準信号の測定された到達角（ＡｏＡ）に部分的に基づいて前記ＵＥの前記位置を計算するように構成される、請求項１４に記載の方法。
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