JP6682407B2 - Induction motor controller - Google Patents
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Description
本発明は、誘導電動機（Induction Motor：ＩＭ）の制御装置に関する。 The present invention relates to a control device for an induction motor (IM).
従来、交流モータをｄ軸及びｑ軸にてベクトル制御する制御装置が知られている（例えば、特許文献１を参照）。この制御装置は、速度指令ω＊をＰＩ制御器により速度制御して電流指令を生成し、電流指令をＰＩ制御器により電流制御して電圧指令を生成する。 2. Description of the Related Art Conventionally, a control device that performs vector control of an AC motor with d-axis and q-axis is known (for example, see Patent Document 1). This control device speed-controls the speed command ω * with a PI controller to generate a current command, and current-controls the current command with the PI controller to generate a voltage command.
制御装置は、電圧指令を座標変換し、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の３相交流電圧指令を生成する。そして、制御装置は、３相交流電圧指令を電力増幅器へ出力することで、交流モータの速度が速度指令ω＊に一致するように制御する。 The control device coordinates-converts the voltage command to generate a three-phase AC voltage command of U phase, V phase, and W phase. Then, the control device outputs the three-phase AC voltage command to the power amplifier to control the speed of the AC motor to match the speed command ω *.
また、制御装置は、電力増幅器と交流モータとの間に設けられた電流検出器により検出されたＵ相、Ｖ相及びＷ相の３相交流電流フィードバックを入力し、３相交流電流フィードバックを座標変換して電流フィードバックを生成する。制御装置は、交流モータの回転速度である速度フィードバックωを入力する。電流フィードバックは、電流制御のために用いられ、速度フィードバックωは、速度制御のために用いられる。 The control device inputs the three-phase AC current feedback of the U-phase, V-phase, and W-phase detected by the current detector provided between the power amplifier and the AC motor, and coordinates the three-phase AC current feedback. Convert to generate current feedback. The control device inputs speed feedback ω which is the rotation speed of the AC motor. The current feedback is used for current control, and the speed feedback ω is used for speed control.
一般に、制御装置は、速度指令ω＊をＰＩ制御器により速度制御して電流指令を生成する際に、予め設定された電流位相角βにより、ｄ軸電流指令ｉｄ＊及びｑ軸電流指令ｉｑ＊を生成する。交流モータが誘導電動機の場合、例えば電流位相角β＝９０°が用いられる。 Generally, when a speed command ω * is speed-controlled by a PI controller and a current command is generated, the control device uses a preset current phase angle β to set a d-axis current command id * and a q-axis current command iq *. To generate. When the AC motor is an induction motor, for example, a current phase angle β = 90 ° is used.
具体的には、誘導電動機を制御する制御装置は、速度指令ω＊と速度フィードバックωとの間の偏差が０となるように電流指令を生成し、電流指令の絶対値を求める。そして、制御装置は、電流指令の絶対値に対し、予め設定された電流位相角β＝９０°の余弦関数である０を乗算することで、乗算結果０を求め、予め設定された励磁電流指令ｉ０＾に基づいたｄ軸電流指令ｉｄ＊を生成する。また、制御装置は、電流指令に対し、予め設定された電流位相角β＝９０°の正弦関数である１を乗算することで、ｑ軸電流指令ｉｑ＊を生成する。
Specifically, the control device that controls the induction motor generates a current command so that the deviation between the speed command ω * and the speed feedback ω becomes 0, and obtains the absolute value of the current command. Then, the control device multiplies the absolute value of the current command by 0, which is the cosine function of the current phase angle β = 90 ° set in advance, obtains the
しかしながら、このような制御装置は一定の電流位相角β＝９０°を用いることから、最大トルク制御、最大効率制御等の所望の制御を実現する場合には、必ずしも当該制御に最適なｄ軸電流指令ｉｄ＊及びｑ軸電流指令ｉｑ＊が生成されるとは限らない。つまり、従来の誘導電動機を制御する制御装置では、最大トルク制御、最大効率制御等の所望の制御を、精度高く実現することできないという問題があった。 However, since such a control device uses a constant current phase angle β = 90 °, when realizing desired control such as maximum torque control and maximum efficiency control, the d-axis current that is optimal for the control is not necessarily required. The command id * and the q-axis current command iq * are not always generated. That is, the conventional control device for controlling the induction motor has a problem that desired control such as maximum torque control and maximum efficiency control cannot be realized with high accuracy.
最大トルク制御、最大効率制御等の観点からすると、誘導電動機の速度等の状況に応じた最適な電流位相角βを用いることで、ｄ軸電流指令ｉｄ＊及びｑ軸電流指令ｉｑ＊が生成されることが望ましい。 From the viewpoint of maximum torque control, maximum efficiency control, etc., the d-axis current command id * and the q-axis current command iq * are generated by using the optimum current phase angle β according to the situation such as the speed of the induction motor. Is desirable.
そこで、本発明は前記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、誘導電動機に対する最大トルク制御、最大効率制御等の所望の制御を、精度高く実現可能な制御装置を提供することにある。 Therefore, the present invention has been made to solve the above problems, and an object thereof is to provide a control device capable of accurately realizing desired controls such as maximum torque control and maximum efficiency control for an induction motor. It is in.
前記課題を解決するために、請求項１の制御装置は、ｄ軸電流指令からｄ軸電圧指令を生成し、ｑ軸電流指令からｑ軸電圧指令を生成し、前記ｄ軸電圧指令及び前記ｑ軸電圧指令から３相交流電圧指令を生成し、前記３相交流電圧指令に基づいて誘導電動機を制御する制御装置において、予め設定された速度指令と前記誘導電動機の速度フィードバックとの間の速度偏差を算出する減算器と、前記減算器により算出された前記速度偏差に基づいて、前記ｄ軸電流指令及び前記ｑ軸電流指令を算出する速度制御部と、を備え、前記速度制御部が、前記減算器により算出された前記速度偏差が０となるようにＰＩ制御を行い、速度偏差電流指令を算出する速度制御器と、前記速度制御器により算出された前記速度偏差電流指令に、予め設定された外部電流指令を加算し、電流指令を求める第１の加算器と、前記第１の加算器により求められた前記電流指令の絶対値を演算し、電流指令絶対値を求める絶対値演算器と、電流指令絶対値と電流位相角との間の関係が定義されたテーブルまたは数式を用いて、前記絶対値演算器により求められた前記電流指令絶対値に対応する電流位相角を生成する電流位相角生成部と、前記絶対値演算器により求められた前記電流指令絶対値に、前記電流位相角生成部により生成された前記電流位相角のコサインを乗算し、ｄ軸分担電流指令を求めるコサイン演算器と、前記コサイン演算器により求められた前記ｄ軸分担電流指令に、予め設定された励磁電流指令を加算し、前記ｄ軸電流指令を求める第２の加算器と、前記第１の加算器により求められた前記電流指令に、前記電流位相角生成部により生成された前記電流位相角のサインを乗算し、前記ｑ軸電流指令を求めるサイン演算器と、を備え、前記速度制御部が、さらに、前記減算器により算出された前記速度偏差、及び予め設定された基準値の積分ゲインに基づいて、前記速度制御器における積分制御のワインドアップを防止するための０の値を含む積分ゲインを算出する演算器を備え、前記速度制御部に備えた前記速度制御器が、前記速度偏差が０となるように、予め設定された比例ゲイン、及び前記演算器により算出された前記積分ゲインを用いてＰＩ制御を行い、前記速度偏差電流指令を算出する、ことを特徴とする。
In order to solve the problems, the control device according to
また、請求項２の制御装置は、ｄ軸電流指令からｄ軸電圧指令を生成し、ｑ軸電流指令からｑ軸電圧指令を生成し、前記ｄ軸電圧指令及び前記ｑ軸電圧指令から３相交流電圧指令を生成し、前記３相交流電圧指令に基づいて誘導電動機を制御する制御装置において、予め設定された速度指令と前記誘導電動機の速度フィードバックとの間の速度偏差を算出する減算器と、前記減算器により算出された前記速度偏差に基づいて、前記ｄ軸電流指令及び前記ｑ軸電流指令を算出する速度制御部と、を備え、前記速度制御部が、前記減算器により算出された前記速度偏差が０となるようにＰＩ制御を行い、速度偏差電流指令を算出する速度制御器と、前記速度制御器により算出された前記速度偏差電流指令に、予め設定された外部電流指令を加算し、電流指令を求める第１の加算器と、前記第１の加算器により求められた前記電流指令の絶対値を演算し、電流指令絶対値を求める絶対値演算器と、電流指令絶対値と電流位相角との間の関係が定義されたテーブルまたは数式を用いて、前記絶対値演算器により求められた前記電流指令絶対値に対応する電流位相角を生成する電流位相角生成部と、前記絶対値演算器により求められた前記電流指令絶対値に、前記電流位相角生成部により生成された前記電流位相角のコサインを乗算し、ｄ軸分担電流指令を求めるコサイン演算器と、前記コサイン演算器により求められた前記ｄ軸分担電流指令に、予め設定された励磁電流指令を加算し、前記ｄ軸電流指令を求める第２の加算器と、前記第１の加算器により求められた前記電流指令に、前記電流位相角生成部により生成された前記電流位相角のサインを乗算し、前記ｑ軸電流指令を求めるサイン演算器と、を備え、当該制御装置が、さらに、前記誘導電動機の回転速度の制限値を示す予め設定された制限速度指令、及び前記速度フィードバックに基づいて、前記予め設定された制限速度指令と前記速度フィードバックとの間の偏差に応じた速度制限電流を算出する速度制限部を備え、前記速度制御部に備えた前記第１の加算器が、前記速度制御器により算出された前記速度偏差電流指令に、前記予め設定された外部電流指令を加算し、さらに、前記速度制限部により算出された前記速度制限電流を加算し、前記電流指令を求める、ことを特徴とする。
The control device according to
また、請求項３の制御装置は、ｄ軸電流指令からｄ軸電圧指令を生成し、ｑ軸電流指令からｑ軸電圧指令を生成し、前記ｄ軸電圧指令及び前記ｑ軸電圧指令から３相交流電圧指令を生成し、前記３相交流電圧指令に基づいて誘導電動機を制御する制御装置において、予め設定された速度指令と前記誘導電動機の速度フィードバックとの間の速度偏差を算出する減算器と、前記減算器により算出された前記速度偏差に基づいて、前記ｄ軸電流指令及び前記ｑ軸電流指令を算出する速度制御部と、を備え、前記速度制御部が、前記減算器により算出された前記速度偏差が０となるようにＰＩ制御を行い、速度偏差電流指令を算出する速度制御器と、前記速度制御器により算出された前記速度偏差電流指令に、予め設定された外部電流指令を加算し、電流指令を求める第１の加算器と、前記第１の加算器により求められた前記電流指令の絶対値を演算し、電流指令絶対値を求める絶対値演算器と、電流指令絶対値と電流位相角との間の関係が定義されたテーブルまたは数式を用いて、前記絶対値演算器により求められた前記電流指令絶対値に対応する電流位相角を生成する電流位相角生成部と、前記絶対値演算器により求められた前記電流指令絶対値に、前記電流位相角生成部により生成された前記電流位相角のコサインを乗算し、ｄ軸分担電流指令を求めるコサイン演算器と、前記コサイン演算器により求められた前記ｄ軸分担電流指令に、予め設定された励磁電流指令を加算し、前記ｄ軸電流指令を求める第２の加算器と、前記第１の加算器により求められた前記電流指令に、前記電流位相角生成部により生成された前記電流位相角のサインを乗算し、前記ｑ軸電流指令を求めるサイン演算器と、を備え、当該制御装置が、さらに、前記誘導電動機を制御する交流電圧が前記３相交流電圧指令に基づいてバス電圧から生成される際の前記バス電圧に、予め設定された過変調率またはバス電圧利用率を乗算し、その乗算結果に対し、０から予め設定された制限端子電圧指令までの範囲で制限を加え、制限後の乗算結果と前記バス電圧の指令である端子電圧指令との間の偏差が０となるようにＰＩ制御を行い、端子電圧制限電流を算出する端子電圧一定制御部を備え、前記速度制御部に備えた前記第２の加算器が、前記コサイン演算器により求められた前記ｄ軸分担電流指令に、予め設定された励磁電流指令を加算し、さらに、前記端子電圧一定制御部により算出された前記端子電圧制限電流を加算し、前記ｄ軸電流指令を求める、ことを特徴とする。
Further, the control device according to
以上のように、本発明によれば、誘導電動機に対する最大トルク制御、最大効率制御等の所望の制御を、精度高く実現することが可能となる。 As described above, according to the present invention, desired controls such as maximum torque control and maximum efficiency control for the induction motor can be realized with high accuracy.
以下、本発明を実施するための形態について図面を用いて詳細に説明する。
〔モータ制御システム〕
図１は、本発明の実施形態による制御装置を含むモータ制御システムの構成例を示す全体図である。このモータ制御システムは、制御装置１、電力増幅器２、交流モータ３及びＰＧ（パルスジェネレータ）４を備えて構成される。交流モータ３は、誘導電動機とする。
Hereinafter, embodiments for carrying out the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
[Motor control system]
FIG. 1 is an overall view showing a configuration example of a motor control system including a control device according to an embodiment of the present invention. The motor control system includes a
制御装置１は、交流モータ３をｄ軸及びｑ軸にてベクトル制御する装置である。制御装置１は、予め設定された速度指令ω＊を速度制御し、最大トルク制御、最大効率制御等の所望の制御に応じた電流位相角βを可変し、電流位相角βを用いてｄ軸電流指令ｉｄ＊及びｑ軸電流指令ｉｑ＊を生成する。
The
制御装置１は、速度制御の際に、交流モータ３の回転速度が所定の制限速度以下となり、かつ、電力増幅器２の入力側の端子電圧が一定となるように、ｄ軸電流指令ｉｄ＊及びｑ軸電流指令ｉｑ＊を生成する。また、制御装置１は、電力増幅器２の入力側の端子電圧のオーバーサチュレーション（過飽和）を防止し、さらに、電力増幅器２であるインバータの過変調を抑制するように、ｄ軸電流指令ｉｄ＊及びｑ軸電流指令ｉｑ＊を生成する。
During speed control, the
制御装置１は、ｄ軸電流指令ｉｄ＊及びｑ軸電流指令ｉｑ＊を電流制御し、非干渉電圧を加算することで、ｄ軸電圧指令ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令ｖｑ＊を生成する。ｄ軸電圧指令ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令ｖｑ＊には、交流モータ３にて発生する干渉電圧をキャンセルするための指令が含まれる。
The
制御装置１は、ｑ軸電圧指令ｖｑ＊のフィードバック制御系を構成することで、すべり角速度ωｓを算出し、電気角θｅを求める。そして、制御装置１は、電気角θｅに基づいて、ｄ軸電圧指令ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令ｖｑ＊をＵ相交流電圧指令Ｖｕ＊、Ｖ相交流電圧指令Ｖｖ＊及びＷ相交流電圧指令Ｖｗ＊に変換し、これらを電力増幅器２へ出力する。
The
制御装置１は、後述する電流制御部１４，１５及び端子電圧一定制御部２２がワインドアップの状態となることを防止するための積分ゲインを算出する。
The
制御装置１は、電力増幅器２と交流モータ３との間に設けられた電流検出器により検出されたＵ相交流電流フィードバックｉｕ、Ｖ相交流電流フィードバックｉｖ及びＷ相交流電流フィードバックｉｗを入力する。また、制御装置１は、ＰＧ４から、交流モータ３の速度を示す速度フィードバックωを入力する。
The
電力増幅器２は、インバータを備えている。電力増幅器２は、制御装置１からＵ相交流電圧指令Ｖｕ＊、Ｖ相交流電圧指令Ｖｖ＊及びＷ相交流電圧指令Ｖｗ＊を入力する。そして、電力増幅器２は、これらの指令からＰＷＭ信号を生成し、ＰＷＭ信号によってインバータのスイッチング素子のゲートをオンオフし、インバータの入力電圧であるバス電圧ｅbusをスイッチングして交流電圧に変換する。そして、電力増幅器２は、交流電圧を交流モータ３へ供給する。
The
ＰＧ４は、交流モータ３の回転に応じたパルス信号を発生する。このパルス信号のカウント値から交流モータ３の回転速度である速度フィードバックωが得られ、当該速度フィードバックωが制御装置１へ入力される。尚、図１には、ＰＧ４から制御装置１へ、速度フィードバックωが入力されるように略して示してある。
PG4 generates a pulse signal according to the rotation of
〔制御装置１〕
次に、図１に示した制御装置１について詳細に説明する。図１に示すように、制御装置１は、減算器１０、速度制御部１１、減算器１２，１３、電流制御部１４，１５、加算器１６，１７、座標変換部１８，１９、速度制限部２０、ワインドアップ防止制御部２１、端子電圧一定制御部２２、ｑ軸電圧指令生成部２３、すべり角速度生成部２４、乗算器２５、加算器２６、積分器２７及び非干渉補償部２８を備えている。
[Control device 1]
Next, the
減算器１０は、予め設定された速度指令ω＊を入力すると共に、ＰＧ４から速度フィードバックωを入力し、速度指令ω＊から速度フィードバックωを減算し、速度偏差εvを求める。そして、減算器１０は、速度偏差εvを速度制御部１１に出力する。
The
速度制御部１１は、減算器１０から速度偏差εvを入力すると共に、速度制限部２０から速度制限電流ｉLMTを、端子電圧一定制御部２２から端子電圧制限電流ｉFR1をそれぞれ入力する。そして、速度制御部１１は、速度偏差εvが０となるように、ＰＩ制御器による速度制御を行い、速度制限電流ｉLMTを反映した電流指令ｉ１を生成し、電流指令ｉ１に対応した電流位相角βを求める。
The
速度制御部１１は、電流指令ｉ１及び電流位相角βを用いて、端子電圧制限電流ｉFR1を反映したｄ軸電流指令ｉｄ＊を求め、ｄ軸電流指令ｉｄ＊を減算器１２、ｑ軸電圧指令生成部２３、すべり角速度生成部２４及び非干渉補償部２８に出力する。また、速度制御部１１は、電流指令ｉ１及び電流位相角βを用いてｑ軸電流指令ｉｑ＊を求め、ｑ軸電流指令ｉｑ＊を減算器１３、ｑ軸電圧指令生成部２３、すべり角速度生成部２４及び非干渉補償部２８に出力する。速度制御部１１の詳細については後述する。
The
減算器１２は、速度制御部１１からｄ軸電流指令ｉｄ＊を入力すると共に、座標変換部１９からｄ軸電流フィードバックｉｄを入力し、ｄ軸電流指令ｉｄ＊からｄ軸電流フィードバックｉｄを減算し、ｄ軸電流偏差を求める。そして、減算器１２は、ｄ軸電流偏差を電流制御部１４に出力する。
The
減算器１３は、速度制御部１１からｑ軸電流指令ｉｑ＊を入力すると共に、座標変換部１９からｑ軸電流フィードバックｉｑを入力し、ｑ軸電流指令ｉｑ＊からｑ軸電流フィードバックｉｑを減算し、ｑ軸電流偏差を求める。そして、減算器１３は、ｑ軸電流偏差を電流制御部１５に出力する。
The
電流制御部１４は、減算器１２からｄ軸電流偏差を入力すると共に、ワインドアップ防止制御部２１から、当該電流制御部１４による積分制御がワインドアップの状態となることを防止するための積分ゲインＫidを入力する。そして、電流制御部１４は、ｄ軸電流偏差が０となるように、予め設定された比例ゲイン及び入力した積分ゲインＫidを用いてＰＩ制御器による電流制御を行い、ｄ軸電圧指令を算出する。そして、電流制御部１４は、ｄ軸電圧指令を加算器１６に出力する。
The
電流制御部１５は、減算器１３からｑ軸電流偏差を入力すると共に、ワインドアップ防止制御部２１から、当該電流制御部１５による積分制御がワインドアップの状態となることを防止するための積分ゲインＫiqを入力する。そして、電流制御部１５は、ｑ軸電流偏差が０となるように、予め設定された比例ゲイン及び入力した積分ゲインＫiqを用いてＰＩ制御器による電流制御を行い、ｑ軸電圧指令を算出する。そして、電流制御部１５は、ｑ軸電圧指令を加算器１７に出力する。
The current control unit 15 inputs the q-axis current deviation from the
加算器１６は、電流制御部１４からｄ軸電圧指令を入力すると共に、非干渉補償部２８から、交流モータ３にて発生する干渉電圧をキャンセルするためのｄ軸非干渉ＦＦ（フィードフォワード）電圧ｖｄ＾を入力する。そして、加算器１６は、ｄ軸電圧指令にｄ軸非干渉ＦＦ電圧ｖｄ＾を加算し、ｄ軸電圧指令ｖｄ＊を求め、ｄ軸電圧指令ｖｄ＊を座標変換部１８及びワインドアップ防止制御部２１に出力する。
The
加算器１７は、電流制御部１５からｑ軸電圧指令を入力すると共に、非干渉補償部２８から、交流モータ３にて発生する干渉電圧をキャンセルするためのｑ軸非干渉ＦＦ（フィードフォワード）電圧ｖｑ＾を入力する。そして、加算器１７は、ｑ軸電圧指令にｑ軸非干渉ＦＦ電圧ｖｑ＾を加算し、ｑ軸電圧指令ｖｑ＊を求め、ｑ軸電圧指令ｖｑ＊を座標変換部１８、ワインドアップ防止制御部２１及びすべり角速度生成部２４に出力する。
The adder 17 receives the q-axis voltage command from the current control unit 15 and also receives from the non-interference compensation unit 28 a q-axis non-interference FF (feed forward) voltage for canceling the interference voltage generated in the
座標変換部１８は、加算器１６からｄ軸電圧指令ｖｄ＊を入力すると共に、加算器１７からｑ軸電圧指令ｖｑ＊を、積分器２７から電気角θｅをそれぞれ入力する。そして、座標変換部１８は、電気角θｅに基づいて、回転座標系のｄ軸電圧指令ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令ｖｑ＊をＵ相交流電圧指令Ｖｕ＊、Ｖ相交流電圧指令Ｖｖ＊及びＷ相交流電圧指令Ｖｗ＊に座標変換する。座標変換部１８は、Ｕ相交流電圧指令Ｖｕ＊、Ｖ相交流電圧指令Ｖｖ＊及びＷ相交流電圧指令Ｖｗ＊を電力増幅器２へ出力する。
The coordinate
座標変換部１９は、電力増幅器２と交流モータ３との間に設けられた電流検出器により検出されたＵ相交流電流フィードバックｉｕ、Ｖ相交流電流フィードバックｉｖ及びＷ相交流電流フィードバックｉｗを入力すると共に、積分器２７から電気角θｅを入力する。そして、座標変換部１９は、電気角θｅに基づいて、Ｕ相交流電流フィードバックｉｕ、Ｖ相交流電流フィードバックｉｖ及びＷ相交流電流フィードバックｉｗを回転座標系のｄ軸電流フィードバックｉｄ及びｑ軸電流フィードバックｉｑに座標変換する。座標変換部１９は、ｄ軸電流フィードバックｉｄを減算器１２に出力すると共に、ｑ軸電流フィードバックｉｑを減算器１３に出力する。
The coordinate
速度制限部２０は、予め設定された制限速度指令ωMAX及び速度フィードバックωに基づいて、交流モータ３の回転速度を所定の制限速度（制限速度指令ωMAX）以下とするための速度制限電流ｉLMTを算出し、速度制限電流ｉLMTを速度制御部１１に出力する。速度制限部２０の詳細については後述する。
The
ワインドアップ防止制御部２１は、電力増幅器２の入力電圧であるバス電圧ｅbusを入力すると共に、加算器１６からｄ軸電圧指令ｖｄ＊を、加算器１７からｑ軸電圧指令ｖｑ＊をそれぞれ入力する。そして、ワインドアップ防止制御部２１は、ｄ軸電圧指令ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令ｖｑ＊に基づいて端子電圧指令ｖ１＊を算出する。また、ワインドアップ防止制御部２１は、端子電圧指令ｖ１＊を端子電圧一定制御部２２に出力する。
The wind-up
ワインドアップ防止制御部２１は、バス電圧ｅbus及び端子電圧指令ｖ１＊に基づいて、電流制御部１４，１５及び端子電圧一定制御部２２がワインドアップの状態となることを防止するための積分ゲインＫid，Ｋiq，Ｋieを算出する。そして、ワインドアップ防止制御部２１は、積分ゲインＫidを電流制御部１４に出力し、積分ゲインＫiqを電流制御部１５に出力し、積分ゲインＫieを端子電圧一定制御部２２に出力する。ワインドアップ防止制御部２１の詳細については後述する。
The wind-up
端子電圧一定制御部２２は、バス電圧ｅbusを入力すると共に、ワインドアップ防止制御部２１から端子電圧指令ｖ１＊及び積分ゲインＫieを入力する。そして、端子電圧一定制御部２２は、バス電圧ｅbus及び端子電圧指令ｖ１＊に基づき、電力増幅器２の入力側の端子電圧であるバス電圧ｅbusを、端子電圧指令ｖ１＊の一定値に一致させるために、積分ゲインＫie等を用いて端子電圧制限電流ｉFR1を算出する。このとき、端子電圧一定制御部２２において、電力増幅器２の端子電圧一定制御が行われる。
The terminal voltage
また、端子電圧一定制御部２２は、バス電圧ｅbus及び端子電圧指令ｖ１＊に基づき、積分ゲインＫie等を用いて、バス電圧ｅbusのオーバーサチュレーション（過飽和）を防止するための端子電圧制限電流ｉFR1を算出する。さらに、端子電圧一定制御部２２は、バス電圧ｅbus及び端子電圧指令ｖ１＊に基づき、積分ゲインＫie等を用いて、電力増幅器２における過変調ＰＷＭ制御を抑制するための端子電圧制限電流ｉFR1を算出する。端子電圧一定制御部２２は、端子電圧制限電流ｉFR1を速度制御部１１に出力する。
Further, the terminal voltage
予め設定された制限端子電圧指令ＶBASE、過変調率γ及びバス電圧利用率ηに対するバス電圧ｅbusの値に応じて、端子電圧一定制御、オーバーサチュレーション防止制御及び過変調抑制御のうちのいずれか１つの制御が行われる。端子電圧一定制御部２２の詳細については後述する。
Which of terminal voltage constant control, oversaturation prevention control, and overmodulation suppression control is performed according to the value of the bus voltage e bus with respect to the preset limit terminal voltage command V BASE , overmodulation rate γ, and bus voltage utilization rate η One control is performed. Details of the terminal voltage
ｑ軸電圧指令生成部２３は、速度制御部１１からｄ軸電流指令ｉｄ＊及びｑ軸電流指令ｉｑ＊を入力すると共に、加算器２６から電気角速度ω１を入力する。ｑ軸電圧指令生成部２３は、ｄ軸電流指令ｉｄ＊、ｑ軸電流指令ｉｑ＊及び電気角速度ω１、並びに予め設定された１次抵抗同定値ｒ１＾及びｄ軸リアクタンス同定値ｘｄ＾をパラメータとする以下の数式により、ｑ軸２次磁束指令φ２ｑ＊＝０としたｑ軸電圧指令ｖｑ＊＊を生成する。ｑ軸電圧指令生成部２３は、ｑ軸電圧指令ｖｑ＊＊をすべり角速度生成部２４に出力する。
〔数１〕
ｖｑ＊＊＝ｒ１＾×ｉｑ＊＋ω１×ｘｄ＾×ｉｄ＊ ・・・（１）
The q-axis voltage
[Equation 1]
vq ** = r1 ^ × iq * + ω1 × xd ^ × id * (1)
尚、ｑ軸電圧指令ｖｑ＊＊は、ｑ軸２次磁束指令φ２ｑ＊を考慮した場合、以下の数式にて表される。
〔数２〕
ｖｑ＊＊＝ｒ１＾×ｉｑ＊＋ω１×ｘｄ＾×ｉｄ＊
＋（ω１×ωｓ／Ｗ２）×φ２ｑ＊ ・・・（２）
Ｗ２は逆２次時定数、ωｓはすべり角速度をそれぞれ示す。前記数式（２）にｑ軸２次磁束指令φ２ｑ＊＝０を代入することにより、前記数式（１）が得られる。
The q-axis voltage command vq ** is represented by the following mathematical expression when the q-axis secondary magnetic flux command φ2q * is taken into consideration.
[Equation 2]
vq ** = r1 ^ × iq * + ω1 × xd ^ × id *
+ (Ω1 × ωs / W2) × φ2q * (2)
W2 represents the inverse quadratic time constant, and ωs represents the slip angular velocity. By substituting the q-axis secondary magnetic flux command φ2q * = 0 into the equation (2), the equation (1) is obtained.
すべり角速度生成部２４は、ｑ軸電圧指令生成部２３からｑ軸電圧指令ｖｑ＊＊を入力すると共に、速度制御部１１からｄ軸電流指令ｉｄ＊及びｑ軸電流指令ｉｑ＊を、加算器１７からｑ軸電圧指令ｖｑ＊を、加算器２６から電気角速度ω１をそれぞれ入力する。
The slip angular
すべり角速度生成部２４は、ｑ軸電圧指令ｖｑ＊＊とｑ軸電圧指令ｖｑ＊との間の偏差が０となるように、ｄ軸電流指令ｉｄ＊及びｑ軸電流指令ｉｑ＊を用いてすべり角速度ωｓを生成する。そして、すべり角速度生成部２４は、すべり角速度ωｓを加算器２６に出力する。
The slip
前記数式（１）（２）にて説明したとおり、ｑ軸電圧指令ｖｑ＊＊にはｑ軸２次磁束指令φ２ｑ＊＝０の要素が含まれているから、ｑ軸電圧指令ｖｑ＊＊とｑ軸電圧指令ｖｑ＊との間の偏差を０とするための制御には、ｑ軸２次磁束φ２ｑを０とするための制御が含まれる。つまり、すべり角速度生成部２４は、ｑ軸２次磁束φ２ｑが０となるように、すべり角速度ωｓを生成する。すべり角速度生成部２４の詳細については後述する。
As described in the equations (1) and (2), since the q-axis voltage command vq ** includes the element of the q-axis secondary magnetic flux command φ2q * = 0, the q-axis voltage command vq ** is The control for setting the deviation from the q-axis voltage command vq * to 0 includes the control for setting the q-axis secondary magnetic flux φ2q to 0. That is, the slip
乗算器２５は、ＰＧ４から速度フィードバックωを入力し、速度フィードバックωに予め設定された極対数Ｎｐを乗算し、モータ電気角速度ωｎを求める。そして、乗算器２５は、モータ電気角速度ωｎを加算器２６に出力する。
The
加算器２６は、すべり角速度生成部２４からすべり角速度ωｓを入力すると共に、乗算器２５からモータ電気角速度ωｎを入力し、すべり角速度ωｓにモータ電気角速度ωｎを加算し、電気角速度ω１を求める。そして、加算器２６は、電気角速度ω１をｑ軸電圧指令生成部２３、すべり角速度生成部２４、積分器２７及び非干渉補償部２８に出力する。
The
積分器２７は、加算器２６から電気角速度ω１を入力し、電気角速度ω１を積分することで電気角θｅを求める。そして、積分器２７は、電気角θｅを座標変換部１８，１９に出力する。
The integrator 27 receives the electrical angular velocity ω1 from the
非干渉補償部２８は、加算器２６から電気角速度ω１を入力する共に、速度制御部１１からｄ軸電流指令ｉｄ＊及びｑ軸電流指令ｉｑ＊を入力する。そして、非干渉補償部２８は、電気角速度ω１、ｄ軸電流指令ｉｄ＊及びｑ軸電流指令ｉｑ＊、並びに、予め設定されたｄ軸リアクタンス同定値Ｘｄ＾及びｑ軸リアクタンス同定値Ｘｑ＾に基づいて、ｄ軸非干渉ＦＦ電圧ｖｄ＾及びｑ軸非干渉ＦＦ電圧ｖｑ＾を算出する。非干渉補償部２８は、ｄ軸非干渉ＦＦ電圧ｖｄ＾を加算器１６に出力すると共に、ｑ軸非干渉ＦＦ電圧ｖｑ＾を加算器１７に出力する。
The non-interference compensation unit 28 inputs the electrical angular velocity ω1 from the
ｄ軸非干渉ＦＦ電圧ｖｄ＾は、交流モータ３にｑ軸電流が流れることにより発生するｄ軸上の干渉電圧をキャンセルするための指令である。ｑ軸非干渉ＦＦ電圧ｖｑ＾は、交流モータ３にｄ軸電流が流れることにより発生するｑ軸上の干渉電圧をキャンセルするための指令である。非干渉補償部２８の詳細については後述する。
The d-axis non-interference FF voltage vd ^ is a command for canceling the interference voltage on the d-axis generated by the q-axis current flowing through the
〔速度制御部１１〕
次に、図１に示した速度制御部１１について詳細に説明する。図２は、速度制御部１１の構成例を示すブロック図である。この速度制御部１１は、演算器３０、速度制御器３１、加算器３２、絶対値演算器３３、電流位相角生成部３４、テーブル３５、コサイン演算器３６、加算器３７及びサイン演算器３８を備えている。
[Speed control unit 11]
Next, the
演算器３０は、減算器１０から速度偏差εvを入力し、予め設定された積分ゲイン設定Ｋi＊及びパラメータＰ0を用いて、Ｋi＊／（１＋Ｐ0×εv２）の演算を行い、積分ゲインＫiを求める。そして、演算器３０は、積分ゲインＫiを速度制御器３１に出力する。積分ゲイン設定Ｋi＊は、速度制御器３１にて使用する積分ゲインの基準値である。
The
速度制御器３１は、減算器１０から速度偏差εvを入力すると共に、演算器３０から積分ゲインＫiを入力する。そして、速度制御器３１は、速度偏差εvが０となるように、予め設定された比例ゲインＫv及び入力した積分ゲインＫiを用いてＰＩ制御器による速度制御を行い、速度偏差電流指令Δｉ１＊を算出する。そして、速度制御器３１は、速度偏差電流指令Δｉ１＊を加算器３２に出力する。
The
ここで、制御対象及び制御状況等によっては、速度指令ω＊と速度フィードバックωとの間の関係がω＊＞ωとなり、速度フィードバックωが速度指令ω＊よりも小さい値で飽和してしまうことがある。速度フィードバックωが飽和するときは、速度制御器３１による積分制御がワインドアップの状態となる。
Here, the relationship between the speed command ω * and the speed feedback ω may be ω *> ω depending on the control target and control situation, and the speed feedback ω may be saturated at a value smaller than the speed command ω *. There is. When the speed feedback ω is saturated, the integral control by the
このような状態においては、減算器１０により算出される速度偏差εvは、０よりも小さい。したがって、演算器３０により算出される積分ゲインＫiは、速度偏差εv２の値が大きいほど、基準値である積分ゲイン設定Ｋi＊よりも小さい値となり、０に近くなる（実質的に０となる）。
In such a state, the velocity deviation εv calculated by the
このように、演算器３０は、速度フィードバックωが飽和していない場合、ω＊≒ωとなって速度偏差εv２の値が０に近くなるから、基準値である積分ゲイン設定Ｋi＊を積分ゲインＫiとして速度制御器３１に出力する。これにより、速度制御器３１にて、基準値である積分ゲイン設定Ｋi＊を用いたＰＩ制御が行われる。
Thus, when the speed feedback ω is not saturated, the
一方、演算器３０は、速度フィードバックωが飽和している場合、ω＊＞ωとなって速度偏差εv２の値が大きくなるから、積分ゲインＫi＝０を速度制御器３１に出力する。これにより、速度制御器３１にて、積分ゲインＫi＝０のＰ制御が行われるから、積分機能を停止することができ、比例機能にて制御が行われる。この結果、速度制御器３１の出力を維持することができる。つまり、速度制御器３１による積分制御がワインドアップの状態となることを防止することができる。
On the other hand, the
加算器３２は、速度制御器３１から速度偏差電流指令Δｉ１＊を入力すると共に、予め設定された外部電流指令ｉ１＊を入力し、さらに、速度制限部２０から速度制限電流ｉLMTを入力する。そして、加算器３２は、速度偏差電流指令Δｉ１＊に外部電流指令ｉ１＊を加算し、さらに速度制限電流ｉLMTを加算し、電流指令ｉ１を求める。加算器３２は、電流指令ｉ１を絶対値演算器３３及びサイン演算器３８に出力する。
The
絶対値演算器３３は、加算器３２から電流指令ｉ１を入力し、電流指令ｉ１の絶対値｜ｉ１｜を算出し、これを電流指令絶対値｜ｉ１｜として電流位相角生成部３４及びコサイン演算器３６に出力する。
The
電流位相角生成部３４は、絶対値演算器３３から電流指令絶対値｜ｉ１｜を入力し、テーブル３５から、電流指令絶対値｜ｉ１｜に対応する電流位相角βを読み出し、電流位相角βをコサイン演算器３６及びサイン演算器３８に出力する。
The current phase
図８は、テーブル３５の構成例を示す図である。このテーブル３５は、最大トルク制御用のテーブル、最大効率制御用のテーブル等から構成され、電流指令絶対値｜ｉ１｜と電流位相角βとの間の関係が定義されている。つまり、テーブル３５には、最大トルク制御、最大効率制御等の各種制御に対応した電流指令絶対値｜ｉ１｜、及び当該電流指令絶対値｜ｉ１｜に対応する電流位相角βが格納されている。電流位相角生成部３４は、予め設定された制御種別に従って、テーブル３５に格納された複数のテーブルから１つのテーブルを特定し、電流指令絶対値｜ｉ１｜に対応する電流位相角βを読み出す。
FIG. 8 is a diagram showing a configuration example of the table 35. The table 35 includes a maximum torque control table, a maximum efficiency control table, and the like, and defines the relationship between the current command absolute value | i1 | and the current phase angle β. That is, the table 35 stores the current command absolute value | i1 | corresponding to various controls such as maximum torque control and maximum efficiency control, and the current phase angle β corresponding to the current command absolute value | i1 |. . The current phase
尚、電流位相角生成部３４は、テーブル３５の代わりに、電流指令絶対値｜ｉ１｜と電流位相角βとの間の関係が定義された数式を用いて、電流指令絶対値｜ｉ１｜に対応する電流位相角βを算出するようにしてもよい。
It should be noted that the current phase
コサイン演算器３６は、絶対値演算器３３から電流指令絶対値｜ｉ１｜を入力すると共に、電流位相角生成部３４から電流位相角βを入力し、電流指令絶対値｜ｉ１｜にｃｏｓβ（電流位相角βを角度とした余弦関数（コサイン））を乗算し、ｄ軸分担電流指令を求める。そして、コサイン演算器３６は、ｄ軸分担電流指令を加算器３７に出力する。
The
加算器３７は、コサイン演算器３６からｄ軸分担電流指令を入力すると共に、予め設定された励磁電流指令ｉ０＾を入力し、さらに、端子電圧一定制御部２２から端子電圧制限電流ｉFR1を入力する。そして、加算器３７は、ｄ軸分担電流指令に励磁電流指令ｉ０＾を加算し、さらに端子電圧制限電流ｉFR1を加算し、ｄ軸電流指令ｉｄ＊を求める。加算器３７は、ｄ軸電流指令ｉｄ＊を減算器１２、ｑ軸電圧指令生成部２３、すべり角速度生成部２４及び非干渉補償部２８に出力する。
The
サイン演算器３８は、加算器３２から電流指令ｉ１を入力すると共に、電流位相角生成部３４から電流位相角βを入力し、電流指令ｉ１にｓｉｎβ（電流位相角βを角度とした正弦関数（サイン））を乗算し、ｑ軸電流指令ｉｑ＊を求める。そして、サイン演算器３８は、ｑ軸電流指令ｉｑ＊を減算器１３、ｑ軸電圧指令生成部２３、すべり角速度生成部２４及び非干渉補償部２８に出力する。
The
以上のように、本発明の実施形態による制御装置１によれば、速度制御部１１は、テーブル３５から、最大トルク制御、最大効率制御等の所望の制御に応じた、電流指令絶対値｜ｉ１｜に対応する電流位相角βを読み出し、電流位相角βを用いて、ｄ軸電流指令ｉｄ＊及びｑ軸電流指令ｉｑ＊を算出する。
As described above, according to the
これにより、交流モータ３である誘導電動機に対する最大トルク制御、最大効率制御等の所望の制御を、精度高く実現することが可能となる。
As a result, desired control such as maximum torque control and maximum efficiency control for the induction motor that is the
また、速度制御部１１は、速度フィードバックωが飽和しないように、速度制御のために用いる積分ゲインＫiを生成する。これにより、速度制御による積分制御がワインドアップの状態となることを防止することができる。
The
また、速度制御部１１は、速度制限部２０により生成された速度制限電流ｉLMTをｄ軸電流指令ｉｄ＊及びｑ軸電流指令ｉｑ＊に反映するようにした。これにより、交流モータ３の回転速度を所定の制限速度以下とすることができる。詳細については後述する。
Further, the
また、速度制御部１１は、端子電圧一定制御部２２により生成された端子電圧制限電流ｉFR1をｄ軸電流指令ｉｄ＊に反映するようにした。これにより、電力増幅器２の端子電圧を一定にするための制御、電力増幅器２の端子電圧のオーバーサチュレーションを防止するための制御、及び電力増幅器２の過変調ＰＷＭ制御を制限するための制御を行うことができる。
In addition, the
〔速度制限部２０〕
次に、図１に示した速度制限部２０について詳細に説明する。図３は、速度制限部２０の構成例を示すブロック図である。この速度制限部２０は、減算器４０、反転器４１、減算器４２、乗算器４３，４４、リミッタ４５，４６及び加算器４７を備えている。
[Speed limiter 20]
Next, the
減算器４０は、予め設定された制限速度指令ωMAXを入力すると共に、ＰＧ４から速度フィードバックωを入力し、制限速度指令ωMAXから速度フィードバックωを減算し、制限速度偏差を求める。そして、減算器４０は、制限速度偏差を乗算器４３に出力する。
The
乗算器４３は、減算器４０から制限速度偏差を入力し、制限速度偏差に、予め設定された係数ＫDROOPを乗算し、乗算後の制限速度偏差を求める。そして、乗算器４３は、乗算後の制限速度偏差をリミッタ４５に出力する。
The
リミッタ４５は、乗算器４３から乗算後の制限速度偏差を入力し、乗算後の制限速度偏差に対し、−１から０までの範囲で制限を加え、−１から０までの範囲の速度制限電流を加算器４７に出力する。
The
これにより、交流モータ３の正転運転時には、−１から０までの範囲の速度制限電流が算出される。制限速度指令ωMAXが速度フィードバックω以上（ωMAX≧ω）のときに、０の速度制限電流が算出され、制限速度指令ωMAXが速度フィードバックωよりも小さい（ωMAX＜ω）ときに、−１から０までの範囲内で負の値の速度制限電流が算出される。
As a result, during the normal rotation operation of the
反転器４１は、予め設定された制限速度指令ωMAXを入力し、制限速度指令ωMAXに−１を乗算することで、制限速度指令ωMAXの符号を反転させ、符号が反転した制限速度指令ωMAXを求める。そして、反転器４１は、符号が反転した制限速度指令ωMAXを減算器４２に出力する。
減算器４２は、反転器４１から符号が反転した制限速度指令ωMAXを入力すると共に、ＰＧ４から速度フィードバックωを入力し、符号が反転した制限速度指令ωMAXから速度フィードバックωを減算し、反転制限速度偏差を求める。そして、減算器４２は、反転制限速度偏差を乗算器４４に出力する。
The
乗算器４４は、減算器４２から反転制限速度偏差を入力し、反転制限速度偏差に、予め設定された係数ＫDROOPを乗算し、乗算後の反転制限速度偏差を求める。そして、乗算器４４は、乗算後の反転制限速度偏差をリミッタ４６に出力する。
The
リミッタ４６は、乗算器４４から乗算後の反転制限速度偏差を入力し、乗算後の反転制限速度偏差に対し、０から＋１までの範囲で制限を加え、０から＋１までの範囲の速度制限電流を加算器４７に出力する。
The
これにより、交流モータ３の逆転運転時には、０から＋１までの範囲の速度制限電流が算出される。交流モータ３の逆転運転時には、速度フィードバックωの符号はマイナスである。符号が反転した制限速度指令ωMAXが速度フィードバックω以上（−ωMAX≧ω）のときに、０の速度制限電流が算出され、符号が反転した制限速度指令ωMAXが速度フィードバックωよりも小さい（−ωMAX＜ω）ときに、０から＋１までの範囲内で正の値の速度制限電流が算出される。
Accordingly, the speed limiting current in the range of 0 to +1 is calculated during the reverse rotation operation of the
加算器４７は、リミッタ４５から、−１から０までの範囲の速度制限電流を入力すると共に、リミッタ４６から、０から＋１までの範囲の速度制限電流を入力し、これらの速度制限電流を加算し、速度制限電流ｉLMTを求める。そして、加算器４７は、速度制限電流ｉLMTを速度制御部１１に出力する。
The
ここで、交流モータ３が正転運転しており、制限速度指令ωMAXが速度フィードバックωよりも小さい（ωMAX＜ω）場合を想定する。この場合、加算器４７は、リミッタ４５から、−１から０までの範囲で負の値の速度制限電流を入力し、リミッタ４６から０の速度制限電流を入力する。そして、加算器４７は、−１から０までの範囲で負の値の速度制限電流ｉLMTを出力する。尚、制限速度指令ωMAXが速度フィードバックω以上（ωMAX≧ω）の場合、加算器４７は、０の速度制限電流ｉLMTを出力する。
Here, it is assumed that the
一方、交流モータ３が逆転運転しており、符号が反転した制限速度指令ωMAXが速度フィードバックωよりも小さい（−ωMAX＜ω）場合を想定する。この場合、加算器４７は、リミッタ４５から０の速度制限電流を入力し、リミッタ４６から、０から＋１までの範囲内で正の値の速度制限電流を入力する。そして、加算器４７は、０から＋１までの範囲内で正の値の速度制限電流ｉLMTを出力する。尚、符号が反転した制限速度指令ωMAXが速度フィードバックω以上（−ωMAX≧ω）の場合、加算器４７は、０の速度制限電流ｉLMTを出力する。
On the other hand, it is assumed that the
つまり、加算器４７は、リミッタ４５から入力した−１から０までの範囲の速度制限電流、または、リミッタ４６から入力した０から＋１までの範囲の速度制限電流を出力する。
That is, the
以上のように、本発明の実施形態による制御装置１によれば、速度制限部２０は、交流モータ３が正転運転している場合、制限速度指令ωMAXが及び速度フィードバックωとの間の差に基づいて、−１から０までの範囲の速度制限電流ｉLMTを出力する。また、速度制限部２０は、交流モータ３が逆転運転している場合、制限速度指令ωMAXが及び速度フィードバックωとの間の差に基づいて、０から＋１までの範囲の速度制限電流ｉLMTを出力する。そして、速度制限電流ｉLMTは、速度制御部１１の加算器３２において、速度偏差電流指令Δｉ１＊及び外部電流指令ｉ１＊に加算され、電流指令ｉ１が求められる。つまり、交流モータ３の回転速度を制限速度指令ωMAX以下とすることができる。
As described above, according to the
例えば交流モータ３が正転運転しており、速度フィードバックωが制限速度指令ωMAXよりも大きくなり、外部電流指令ｉ１＊がプラスの場合を想定する。この場合、速度制限部２０により、−１から０までの範囲の速度制限電流ｉLMTが算出される。そして、速度制御部１１の加算器３２において、−１から０までの範囲の速度制限電流ｉLMTがプラスの外部電流指令ｉ１＊及び速度偏差電流指令Δｉ１＊に加算されることで、電流指令ｉ１は０に近づく。
For example, it is assumed that the
一方、例えば交流モータ３が逆転運転しており、マイナスの速度フィードバックωが、符号が反転した制限速度指令ωMAXよりも大きくなり、外部電流指令ｉ１＊がマイナスの場合を想定する。この場合、速度制限部２０により、０から＋１までの範囲の速度制限電流ｉLMTが算出される。そして、速度制御部１１の加算器３２において、０から＋１までの範囲の速度制限電流ｉLMTがマイナスの外部電流指令ｉ１＊及び速度偏差電流指令Δｉ１＊に加算されることで、電流指令ｉ１は０に近づく。つまり、電流指令ｉ１を０に相殺することで、電流制御において、交流モータ３の回転速度を、制限速度指令ωMAX以下とすることができる。
On the other hand, it is assumed that, for example, the
〔ワインドアップ防止制御部２１〕
次に、図１に示したワインドアップ防止制御部２１について詳細に説明する。図４は、ワインドアップ防止制御部２１の構成例を示すブロック図である。このワインドアップ防止制御部２１は、乗算器５０、演算器５１、減算器５２、リミッタ５３及び演算器５４，５５，５６を備えている。
[Wind-up prevention control unit 21]
Next, the windup
乗算器５０は、バス電圧ｅbusを入力し、バス電圧ｅbusに予め設定されたバス電圧利用率ηを乗算し、乗算結果を減算器５２に出力する。
The
演算器５１は、加算器１６からｄ軸電圧指令ｖｄ＊を入力すると共に、加算器１７からｑ軸電圧指令ｖｑ＊を入力する。そして、演算器５１は、以下の式により、ｄ軸電圧指令ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令ｖｑ＊に基づいて端子電圧指令ｖ１＊を算出し、端子電圧指令ｖ１＊を減算器５２に出力する。
〔数３〕
ｖ１＊＝√（ｖｄ＊２＋ｖｑ＊２） ・・・（３）
この端子電圧指令ｖ１＊は、電力増幅器２のバス電圧ｅbusに対する指令である。
The
[Equation 3]
v1 * = √ (vd * 2 + vq * 2 ) (3)
The terminal voltage command v1 * is a command for the bus voltage e bus of the
減算器５２は、乗算器５０から乗算結果（バス電圧利用率ηが乗算されたバス電圧ｅbus）を入力すると共に、演算器５１から端子電圧指令ｖ１＊を入力する。そして、減算器５２は、バス電圧利用率ηが乗算されたバス電圧ｅbusから端子電圧指令ｖ１＊を減算し、バス電圧偏差を求め、バス電圧偏差をリミッタ５３に出力する。
The
リミッタ５３は、減算器５２からバス電圧偏差を入力し、バス電圧偏差に対して−１から０までの範囲で制限を加え、リミッタ後（制限後）のバス電圧偏差εを演算器５４，５５，５６に出力する。
The
具体的には、リミッタ５３は、入力したバス電圧偏差が０以上である場合、リミッタ後のバス電圧偏差ε＝０を出力する。入力したバス電圧偏差が０以上である場合とは、バス電圧利用率ηが乗算されたバス電圧ｅbusが端子電圧指令ｖ１＊以上である（ｅbus×η≧ｖ１＊）ことを示す。
Specifically, when the input bus voltage deviation is 0 or more, the
また、リミッタ５３は、入力したバス電圧偏差が０よりも小さく、かつ−１よりも大きい場合、入力したバス電圧偏差をリミッタ後のバス電圧偏差εとしてそのまま出力する。また、リミッタ５３は、入力したバス電圧偏差が−１以下の場合、リミッタ後のバス電圧偏差ε＝−１を出力する。ここで、入力したバス電圧偏差が０よりも小さい場合とは、バス電圧利用率ηが乗算されたバス電圧ｅbusが端子電圧指令ｖ１＊よりも小さい（ｅbus×η＜ｖ１＊）ことを示す。
Further, when the input bus voltage deviation is smaller than 0 and larger than −1, the
演算器５４は、リミッタ５３からリミッタ後のバス電圧偏差εを入力し、予め設定された積分ゲイン設定Ｋie＊及びパラメータＰ0を用いて、Ｋie＊／（１＋Ｐ0×ε２）の演算を行い、積分ゲインＫieを求める。そして、演算器５４は、積分ゲインＫieを端子電圧一定制御部２２に出力する。積分ゲイン設定Ｋie＊は、後述する端子電圧一定制御部２２の制御器６３にて使用する積分ゲインの基準値である。
The
演算器５５は、リミッタ５３からリミッタ後のバス電圧偏差εを入力し、予め設定された積分ゲイン設定Ｋid＊及びパラメータＰ0を用いて、Ｋid＊／（１＋Ｐ0×ε２）の演算を行い、積分ゲインＫidを求める。そして、演算器５５は、積分ゲインＫidを電流制御部１４に出力する。積分ゲイン設定Ｋid＊は、電流制御部１４にて使用する積分ゲインの基準値である。
The
演算器５６は、リミッタ５３からリミッタ後のバス電圧偏差εを入力し、予め設定された積分ゲイン設定Ｋiq＊及びパラメータＰ0を用いて、Ｋiq＊／（１＋Ｐ0×ε２）の演算を行い、積分ゲインＫiqを求める。そして、演算器５６は、積分ゲインＫiqを電流制御部１５に出力する。積分ゲイン設定Ｋiq＊は、電流制御部１５にて使用する積分ゲインの基準値である。
The
ここで、制御対象及び制御状況等によっては、バス電圧ｅbusと端子電圧指令ｖ１＊との間の関係がｖ１＊＞ｅbusとなり、バス電圧ｅbusが飽和してしまうことがある。バス電圧ｅbusが飽和するときは、後述する端子電圧一定制御部２２の制御器６３、及び電流制御部１４，１５による積分制御がワインドアップの状態となる。
Here, the relationship between the bus voltage e bus and the terminal voltage command v1 * may be v1 *> e bus depending on the controlled object, the control situation, etc., and the bus voltage e bus may be saturated. When the bus voltage e bus is saturated, the integral control by the controller 63 of the terminal voltage
このような状態においては、減算器５２により算出されるバス電圧偏差は、０よりも小さく、リミッタ５３により出力されるリミッタ後のバス電圧偏差εも０よりも小さい。したがって、演算器５４，５５，５６により算出される積分ゲインＫie，Ｋid，Ｋiqは、基準値である積分ゲイン設定Ｋie＊，Ｋid＊，Ｋiq＊よりもそれぞれ小さい値となり、０に近くなる（実質的に０となる）。
In such a state, the bus voltage deviation calculated by the
以上のように、本発明の実施形態による制御装置１によれば、ワインドアップ防止制御部２１は、バス電圧ｅbusと端子電圧指令ｖ１＊との間の関係がｖ１＊≦ｅbusとなる状態において、基準値である積分ゲイン設定Ｋie＊，Ｋid＊，Ｋiq＊をそれぞれ積分ゲインＫie，Ｋid，Ｋiqとして出力する。
As described above, according to the
これにより、後述する端子電圧一定制御部２２の制御器６３、及び電流制御部１４，１５にて、基準値である積分ゲイン設定Ｋie＊，Ｋid＊，Ｋiq＊を用いたＰＩ制御が行われる。
As a result, the PI control using the integral gain settings Kie *, Kid *, and Kiq *, which are the reference values, is performed in the controller 63 of the terminal voltage
また、ワインドアップ防止制御部２１は、バス電圧ｅbusと端子電圧指令ｖ１＊との間の関係がｖ１＊＞ｅbusとなる状態において、積分ゲイン設定Ｋie＊，Ｋid＊，Ｋiq＊＝０を出力する。
Further, the windup
これにより、後述する端子電圧一定制御部２２の制御器６３、及び電流制御部１４，１５にて、積分ゲイン設定Ｋie＊，Ｋid＊，Ｋiq＊＝０のＰ制御がそれぞれ行われるから、積分機能を停止することができ、比例機能にて制御が行われる。この結果、後述する端子電圧一定制御部２２の制御器６３、及び電流制御部１４，１５の出力を維持することができる。つまり、後述する端子電圧一定制御部２２の制御器６３、及び電流制御部１４，１５による積分制御がワインドアップの状態となることを防止することができる。
As a result, P control of the integral gain settings Kie *, Kid *, and Kiq * = 0 is performed in the controller 63 of the terminal voltage
〔端子電圧一定制御部２２〕
次に、図１に示した端子電圧一定制御部２２について詳細に説明する。図５は、端子電圧一定制御部２２の構成例を示すブロック図である。この端子電圧一定制御部２２は、乗算器６０、リミッタ６１、減算器６２、制御器６３及びリミッタ６４を備えている。
[Terminal voltage constant control unit 22]
Next, the terminal voltage
乗算器６０は、バス電圧ｅbusを入力し、バス電圧ｅbusに予め設定された過変調率γまたはバス電圧利用率ηを乗算し、乗算結果をリミッタ６１に出力する。過変調率γ及びバス電圧利用率ηの関係は、γ≧ηである。
The
リミッタ６１は、乗算器６０から乗算結果（過変調率γまたはバス電圧利用率ηが乗算されたバス電圧ｅbus）を入力する。そして、リミッタ６１は、乗算結果に対し、０から予め設定された制限端子電圧指令ｖBASEまでの範囲で制限を加え、リミッタ後（制限後）の乗算結果を減算器６２に出力する。
The limiter 61 inputs the multiplication result (the bus voltage e bus multiplied by the overmodulation rate γ or the bus voltage utilization rate η) from the
ここで、過変調率γまたはバス電圧利用率ηが乗算されたバス電圧ｅbusと制限端子電圧指令ｖBASEとの間の関係が、γ（またはη）×ｅbus≧ｖBASEの場合、リミッタ６１は、リミッタ後の乗算結果として、制限端子電圧指令ｖBASEを出力する。この場合、当該端子電圧一定制御部２２において、制限端子電圧指令ｖBASEを目標値とした、電力増幅器２の端子電圧一定制御が行われる。
Here, when the relationship between the bus voltage e bus multiplied by the overmodulation rate γ or the bus voltage utilization rate η and the limit terminal voltage command v BASE is γ (or η) × e bus ≧ v BASE , the limiter Reference numeral 61 outputs a limit terminal voltage command v BASE as a multiplication result after the limiter. In this case, the terminal voltage
一方、γ（またはη）×ｅbus＜ｖBASEの場合、リミッタ６１は、リミッタ後の乗算結果として、過変調率γまたはバス電圧利用率ηが乗算されたバス電圧ｅbusを出力する。この場合、乗算器６０にて過変調率γが予め設定されているときは、端子電圧一定制御部２２において、過変調ＰＷＭ制御を制限するための制御が行われる。また、乗算器６０にてバス電圧利用率ηが予め設定されているときは、端子電圧一定制御部２２において、オーバーサチュレーション防止のための制御が行われる。
On the other hand, when γ (or η) × e bus <v BASE , the limiter 61 outputs the bus voltage e bus multiplied by the overmodulation rate γ or the bus voltage utilization rate η as the multiplication result after the limiter. In this case, when the overmodulation rate γ is preset in the
減算器６２は、リミッタ６１からリミッタ後の乗算結果（過変調率γまたはバス電圧利用率ηが乗算された制限後のバス電圧ｅbus）を入力すると共に、ワインドアップ防止制御部２１から端子電圧指令ｖ１＊を入力する。そして、減算器６２は、過変調率γまたはバス電圧利用率ηが乗算された制限後のバス電圧ｅbusから端子電圧指令ｖ１＊を減算し、バス電圧偏差を求め、バス電圧偏差を制御器６３に出力する。
The subtractor 62 inputs the multiplication result after the limiter (the limited bus voltage e bus multiplied by the overmodulation rate γ or the bus voltage utilization rate η) from the limiter 61, and the terminal voltage from the windup
制御器６３は、減算器６２からバス電圧偏差を入力すると共に、ワインドアップ防止制御部２１から、当該制御器６３による積分制御がワインドアップの状態となることを防止するための積分ゲインＫieを入力する。そして、制御器６３は、バス電圧偏差が０となるように、予め設定された比例ゲインＫpe及び入力した積分ゲインＫieを用いてＰＩ制御器による制御を行い、端子電圧制限電流を算出する。制御器６３は、端子電圧制限電流をリミッタ６４に出力する。
The controller 63 inputs the bus voltage deviation from the subtractor 62, and inputs the integral gain Kie for preventing the integral control by the controller 63 from becoming a windup state from the windup
リミッタ６４は、制御器６３から端子電圧制限電流を入力し、端子電圧制限電流に対して−１．５から０までの範囲で制限を加え、リミッタ後（制限後）の端子電圧制限電流ｉFR1を求める。そして、リミッタ６４は、端子電圧制限電流ｉFR1を速度制御部１１に出力する。
The limiter 64 inputs the terminal voltage limiting current from the controller 63, limits the terminal voltage limiting current in the range of −1.5 to 0, and outputs the terminal voltage limiting current i FR1 after the limiter (after limiting). Ask for. Then, the limiter 64 outputs the terminal voltage limiting current i FR1 to the
具体的には、リミッタ６４は、入力した端子電圧制限電流が０以上である場合、リミッタ後の端子電圧制限電流ｉFR1＝０を出力する。この場合、図２に示した速度制御部１１において、ｄ軸電流指令ｉｄ＊は端子電圧制限電流ｉFR1の影響を受けず補正されないから、端子電圧一定制御、オーバーサチュレーション防止制御及び過変調ＰＷＭ制御は抑制されない。
Specifically, when the input terminal voltage limiting current is 0 or more, the limiter 64 outputs the terminal voltage limiting current i FR1 = 0 after the limiter. In this case, in the
リミッタ６４は、入力した端子電圧制限電流が０よりも小さく、かつ−１．５よりも大きい場合、入力した端子電圧制限電流をリミッタ後の端子電圧制限電流ｉFR1としてそのまま出力する。また、リミッタ６４は、入力した端子電圧制限電流が−１．５以下の場合、リミッタ後の端子電圧制限電流ｉFR1＝−１．５を出力する。この場合、図２に示した速度制御部１１において、ｄ軸電流指令ｉｄ＊は端子電圧制限電流ｉFR1の影響を受け補正されるから、端子電圧一定制御、オーバーサチュレーション防止制御及び過変調ＰＷＭ制御は抑制される。
When the input terminal voltage limiting current is smaller than 0 and larger than −1.5, the limiter 64 outputs the input terminal voltage limiting current as it is as the terminal voltage limiting current i FR1 after the limiter. Further, the limiter 64 outputs the terminal voltage limiting current i FR1 = −1.5 after the limiter when the input terminal voltage limiting current is −1.5 or less. In this case, in the
つまり、端子電圧一定制御部２２により算出された端子電圧制限電流ｉFR1＝０〜−１．５は、図２に示した速度制御部１１の加算器３７にて加算されるから、ｄ軸電流指令ｉｄ＊が小さくなり、ｄ軸電圧指令ｖｄ＊も小さくなる。そして、Ｕ相交流電圧指令Ｖｕ＊、Ｖ相交流電圧指令Ｖｖ＊及びＷ相交流電圧指令Ｖｗ＊の振幅が小さくなる。この結果、端子電圧一定制御、オーバーサチュレーション防止制御及び過変調ＰＷＭ制御が抑制される。
That is, the terminal voltage limit current i FR1 = 0 to -1.5 calculated by the terminal voltage
このように、端子電圧一定制御部２２により、端子電圧一定制御、オーバーサチュレーション防止制御または過変調ＰＷＭ制御が行われる。
In this way, the terminal voltage
以上のように、本発明の実施形態による制御装置１によれば、端子電圧一定制御部２２は、ＰＩ制御により、バス電圧ｅbusに過変調率γまたはバス電圧利用率ηを乗算して０から制限端子電圧指令ｖBASEまでの範囲で制限した結果と、端子電圧指令ｖ１＊との間の差であるバス電圧偏差が０となるように、０から−１．５までの範囲の端子電圧制限電流ｉFR1を算出する。
As described above, according to the
この端子電圧制限電流ｉFR1は、ｄ軸電流指令ｉｄ＊に反映され、当該ｄ軸電流指令ｉｄ＊が小さくなる。これにより、ｄ軸電圧指令ｖｄ＊が小さくなり、Ｕ相交流電圧指令Ｖｕ＊等の振幅も小さくなる。 This terminal voltage limiting current i FR1 is reflected in the d-axis current command id *, and the d-axis current command id * becomes smaller. As a result, the d-axis voltage command vd * decreases, and the amplitude of the U-phase AC voltage command Vu * and the like also decreases.
この場合、過変調率γまたはバス電圧利用率ηが乗算されたバス電圧ｅbusと制限端子電圧指令ｖBASEとの間の関係が、γ（またはη）×ｅbus≧ｖBASEの場合、リミッタ６１から制限端子電圧指令ｖBASEが出力されるから、制限端子電圧指令ｖBASEを目標値とした、電力増幅器２の端子電圧一定制御が行われる。
In this case, if the relationship between the bus voltage e bus multiplied by the overmodulation rate γ or the bus voltage utilization rate η and the limiting terminal voltage command v BASE is γ (or η) × e bus ≧ v BASE , the limiter Since the limit terminal voltage command v BASE is output from 61, the terminal voltage constant control of the
また、γ（またはη）×ｅbus＜ｖBASEの場合、リミッタ６１から、過変調率γまたはバス電圧利用率ηが乗算されたバス電圧ｅbusが出力される。この場合、過変調率γが予め設定されているときは、過変調ＰＷＭ制御を制限するための制御が行われ、バス電圧利用率ηが予め設定されているときは、オーバーサチュレーション防止のための制御が行われる。 When γ (or η) × e bus <v BASE , the limiter 61 outputs the bus voltage e bus multiplied by the overmodulation rate γ or the bus voltage utilization rate η. In this case, when the overmodulation rate γ is set in advance, control for limiting the overmodulation PWM control is performed, and when the bus voltage utilization rate η is set in advance, it is used to prevent oversaturation. Control is performed.
〔すべり角速度生成部２４〕
次に、図１に示したすべり角速度生成部２４について詳細に説明する。図６は、すべり角速度生成部２４の構成例を示すブロック図である。このすべり角速度生成部２４は、減算器７０、フィルタ７１、制御器７２、リミッタ７３，７４、減算器７５、反転器７６、加算器７７、乗算器７８、フィルタ７９、保持器８０及び乗算器８１を備えている。
[Slip angular velocity generator 24]
Next, the slip
すべり角速度生成部２４は、前述のとおり、ｑ軸電圧指令ｖｑ＊＊とｑ軸電圧指令ｖｑ＊との間の偏差が０となるように、言い換えると、ｑ軸２次磁束φ２ｑが０となるように、すべり角速度ωｓを生成する。
As described above, the slip
減算器７０は、ｑ軸電圧指令生成部２３からｑ軸電圧指令ｖｑ＊＊を入力すると共に、加算器１７からｑ軸電圧指令ｖｑ＊を入力し、ｑ軸電圧指令ｖｑ＊＊からｑ軸電圧指令ｖｑ＊を減算し、ｑ軸電圧指令偏差を求める。そして、減算器７０は、ｑ軸電圧指令偏差をフィルタ７１に出力する。加算器１７から入力するｑ軸電圧指令ｖｑ＊は、ベクトル制御により算出されるｑ軸電圧指令フィードバックであり、現在のｑ軸電圧検出値に相当するものとして扱われる。
The
フィルタ７１は、減算器７０からｑ軸電圧指令偏差を入力すると共に、加算器２６から電気角速度ω１を入力する。また、フィルタ７１は、乗算器８１からすべり角速度ωｓを入力し、乗算器７８から逆２次時定数同定値Ｗ２＾を入力する。そして、フィルタ７１は、ｑ軸電圧指令偏差に以下の数式を乗算することでフィルタ処理を施し、フィルタ処理後のｑ軸電圧指令偏差を制御器７２に出力する。
〔数４〕
（Ｐ0×ω１×ωｓ／Ｗ２＾）／（１＋Ｐ0×ω１2×ωｓ2／Ｗ２＾2）
・・・（４）
パラメータＰ0は、予め設定されたフィルタゲインである。
The
[Formula 4]
(P 0 × ω1 × ωs / W2 ^) / (1 + P 0 × ω1 2 × ωs 2 / W2 ^ 2 )
... (4)
The parameter P 0 is a preset filter gain.
これにより、フィルタ７１から出力されるフィルタ処理後のｑ軸電圧指令偏差は、電気角速度ω１が小さい場合（交流モータ３が低速の場合）、０に近い値となる。したがって、交流モータ３が低速の場合、すべり角速度生成部２４から出力されるすべり角速度ωｓはさほど変化しないから、シームレスな制御を実現することができる。
Accordingly, the filtered q-axis voltage command deviation output from the
制御器７２は、フィルタ７１からフィルタ処理後のｑ軸電圧指令偏差を入力する。そして、制御器７２は、ｑ軸電圧指令偏差が０となるように、予め設定された比例ゲインＫp及び積分ゲインＫiを用いてＰＩ制御器による制御を行い、制御出力値を算出する。制御器７２は、制御出力値をリミッタ７３に出力する。
The
リミッタ７３は、制御器７２から制御出力値を入力し、制御出力値に対して−１から２までの範囲で制限を加え、リミッタ後（制限後）の制御出力値を求める。そして、リミッタ７３は、リミッタ後の制御出力値をリミッタ７４及び減算器７５に出力する。
The
図９は、すべり角速度生成部２４に備えた減算器７０、フィルタ７１、制御器７２及びリミッタ７３の等価回路の構成例を示すブロック図である。図６に示したすべり角速度生成部２４は、ｑ軸２次磁束φ２ｑ＝０となるように制御を行うから、その等価回路は、ｑ軸２次磁束指令φ２ｑ＊＝０を入力するように構成される。減算器７０、フィルタ７１、制御器７２及びリミッタ７３の等価回路は、減算器８２、制御器８３及びリミッタ８４である。
FIG. 9 is a block diagram showing a configuration example of an equivalent circuit of the
減算器８２は、ｑ軸２次磁束指令φ２ｑ＊＝０を入力すると共に、ｑ軸２次磁束φ２ｑを入力し、ｑ軸２次磁束指令φ２ｑ＊＝０からｑ軸２次磁束φ２ｑを減算してｑ軸２次磁束偏差δφ２ｑを求める。そして、減算器８２は、ｑ軸２次磁束偏差δφ２ｑを制御器８３に出力する。
The
制御器８３は、図６に示した制御器７２に相当する。制御器８３は、減算器８２からｑ軸２次磁束偏差δφ２ｑを入力し、ｑ軸２次磁束偏差δφ２ｑが０となるように、予め設定された比例ゲインＫp及び積分ゲインＫiを用いてＰＩ制御器による制御を行い、制御出力値を算出する。そして、制御器８３は、制御出力値をリミッタ８４に出力する。
The
リミッタ８４は、図６に示したリミッタ７３に相当する。リミッタ８４は、制御器８３から制御出力値を入力し、制御出力値に対して−１から２までの範囲で制限を加え、リミッタ後（制限後）の制御出力値を求める。そして、リミッタ８４は、リミッタ後の制御出力値をリミッタ７４及び減算器７５に出力する。
The
図６に戻って、リミッタ７４は、リミッタ７３からリミッタ後の制御出力値を入力し、リミッタ後の制御出力値に対し、予め設定された−δ０から予め設定された＋δ０までの範囲で上下限に制限を加え、上下限制限後の制御出力値を求める。リミッタ７４は、上下限制限後の制御出力値を減算器７５に出力する。
Returning to FIG. 6, the
これにより、リミッタ７４において、リミッタ７３により出力されたリミッタ後の制御出力値が−δ０から＋δ０までの範囲の値に制限され、後段の減算器７５において、この範囲におけるリミッタ７３により出力されたリミッタ後の制御出力値は、不感帯の値となる。
As a result, in the
減算器７５は、リミッタ７３からリミッタ後の制御出力値を入力すると共に、リミッタ７４から上下限制限後の制御出力値を入力する。そして、減算器７５は、リミッタ後の制御出力値から上下限制限後の制御出力値を減算し、不感帯を含む制御出力値を求め、不感帯を含む制御出力値を反転器７６に出力する。
The
図１０は、すべり角速度生成部２４に備えた減算器７５の入力、及び不感帯を含む出力を説明する図である。横軸は、減算器７５がリミッタ７３から入力するリミッタ後の制御出力値を示し、縦軸は、減算器７５が出力する不感帯を含む制御出力値を示す。図１０から、減算器７５がリミッタ７３から入力するリミッタ後の制御出力値（−１から２までの範囲の制御出力値）のうちの−δ０から＋δ０までの範囲において、減算器７５が出力する不感帯を含む制御出力値は０であることがわかる。
FIG. 10 is a diagram for explaining the input of the
これにより、減算器７５から、−δ０から＋δ０までの範囲で０となる不感帯を含む制御出力値が出力される。したがって、当該範囲内において、すべり角速度ωｓは不変となるから、交流モータ３の制御を安定させることができる。
As a result, the
図６に戻って、反転器７６は、減算器７５から不感帯を含む制御出力値を入力し、不感帯を含む制御出力値に−１を乗算することで不感帯を含む制御出力値を反転させる。そして、反転器７６は、符号が反転した不感帯を含む制御出力値を加算器７７に出力する。
Returning to FIG. 6, the
加算器７７は、反転器７６から符号が反転した不感帯を含む制御出力値を入力し、符号が反転した不感帯を含む制御出力値に１を加算し、加算結果を乗算器７８に出力する。
The
乗算器７８は、加算器７７から加算結果を入力すると共に、フィルタ７９から逆２次時定数指令Ｗ２＊を入力し、加算結果に逆２次時定数指令Ｗ２＊を乗算し、逆２次時定数同定値Ｗ２＾を求める。そして、乗算器７８は、逆２次時定数同定値Ｗ２＾を保持器８０及び乗算器８１に出力する。また、図示してないが、乗算器７８は、逆２次時定数同定値Ｗ２＾をフィルタ７１に出力する。
The
保持器８０は、ａ接点のリレー８０ａ、ｂ接点のリレー８０ｂ、入力端子Ｉ１，Ｉ２、リセット端子Ｒ及び出力端子Outを備えている。保持器８０は、乗算器７８から逆２次時定数同定値Ｗ２＾を、入力端子Ｉ１を介して入力すると共に、出力端子Outを介して出力した逆２次時定数同定値Ｗ２＾を、入力端子Ｉ２を介して入力する。また、保持器８０は、ユーザの操作に従ってチューニング指示W2_TUNE＠を入力する。
The
保持器８０は、ユーザの操作に従ってチューニング指示W2_TUNE＠を、リセット端子Ｒを介して入力すると、チューニング指示W2_TUNE＠の立ち上がり時に、リレー８０ａが導通し、リレー８０ｂが非導通となる。
When the tuning instruction W2_TUNE @ is input via the reset terminal R to the
保持器８０は、乗算器７８から入力した逆２次時定数同定値Ｗ２＾を、導通したリレー８０ａ及びOut端子を介して、フィルタ７９及び入力端子Ｉ２に出力する。
The
そして、保持器８０は、チューニング指示W2_TUNE＠の立ち上がりの後、リレー８０ａが非導通となり、リレー８０ｂが導通する。そうすると、保持器８０は、入力端子Ｉ２を介して入力した逆２次時定数同定値Ｗ２＾を、導通したリレー８０ｂ及びOut端子を介してフィルタ７９及び入力端子Ｉ２に出力する。
Then, in the
これにより、保持器８０からフィルタ７９に出力される逆２次時定数同定値Ｗ２＾は、チューニング指示W2_TUNE＠の立ち上がりのタイミングで更新される。つまり、ユーザの操作に従ったチューニング指示W2_TUNE＠の入力に伴って、保持器８０において、チューニング開始時の新たな逆２次時定数同定値Ｗ２＾が保持される。そして、チューニング時以降の通常状態において、保持された新たな固定の逆２次時定数同定値Ｗ２＾が、次のチューニング指示W2_TUNE＠が入力されるまでの間、保持器８０からフィルタ７９に出力され続ける。
As a result, the inverse secondary time constant identification value W2 ^ output from the
フィルタ７９は、保持器８０から逆２次時定数同定値Ｗ２＾を入力し、逆２次時定数同定値Ｗ２＾に対し、予め設定された時定数ωＬＧによる１次遅れフィルタ処理を施す。そして、フィルタ７９は、フィルタ処理後の逆２次時定数同定値Ｗ２＾を逆２次時定数指令Ｗ２＊として乗算器７８に出力する。
The
乗算器８１は、乗算器７８から逆２次時定数同定値Ｗ２＾を入力すると共に、速度制御部１１からｄ軸電流指令ｉｄ＊及びｑ軸電流指令ｉｑ＊を入力する。そして、乗算器８１は、逆２次時定数同定値Ｗ２＾に対し、ｑ軸電流指令ｉｑ＊をｄ軸電流指令ｉｄ＊で除算した結果を乗算し、すべり角速度ωｓを求める。乗算器８１は、すべり角速度ωｓを加算器２６に出力する。また、図示してないが、乗算器８１は、すべり角速度ωｓをフィルタ７１に出力する。
The
このように、ユーザの操作によるチューニング指示W2_TUNE＠に従って、チューニングが開始すると、チューニング直前の逆２次時定数同定値Ｗ２＾が新たな逆２次時定数同定値Ｗ２＾として保持される。そして、フィルタ７９においても、新たな逆２次時定数同定値Ｗ２＾に対してフィルタ処理された新たな逆２次時定数指令Ｗ２＊が生成され、乗算器７８に出力される。
In this way, when the tuning is started in accordance with the tuning instruction W2_TUNE @ by the user's operation, the inverse quadratic time constant identification value W2 ^ immediately before the tuning is held as a new inverse quadratic time constant identification value W2 ^. Then, also in the
チューニング時以降の通常状態において、乗算器７８により、ｑ軸２次磁束φ２ｑ＝０となるように制御された、加算器７７の出力である加算結果に、フィルタ７９からの固定値である逆２次時定数指令Ｗ２＊が乗算されることで、逆２次時定数同定値Ｗ２＾が求められる。
In the normal state after the time of tuning, the
これにより、ｑ軸２次磁束φ２ｑ＝０となり制御が安定すると、加算器７７の出力である加算結果は１となり、乗算器７８により算出される逆２次時定数同定値Ｗ２＾は、逆２次時定数指令Ｗ２＊と同じ値になる。したがって、すべり角速度生成部２４は、ｑ軸２次磁束φ２ｑ＝０となるようにすべり角速度ωｓを生成するが、これは、逆２次時定数同定値Ｗ２＾が逆２次時定数指令Ｗ２＊と同一になるように制御することと同義であるといえる。
As a result, when the q-axis secondary magnetic flux φ2q = 0 and the control is stabilized, the addition result which is the output of the
以上のように、本発明の実施形態による制御装置１によれば、すべり角速度生成部２４は、ｑ軸電圧指令ｖｑ＊のフィードバック制御系を構成し、ｑ軸電圧指令ｖｑ＊＊とｑ軸電圧指令ｖｑ＊との間の偏差が０となるように、すなわち、ｑ軸２次磁束φ２ｑが０となるように、逆２次時定数Ｗ２を同定してすべり角速度ωｓを算出する。
As described above, according to the
つまり、同定精度が低いｑ軸リアクタンス同定値ｘｑ＾を用いたｄ軸電圧指令ｖｄ＊のフィードバック制御系を構成するのではなく、同定精度が高いｄ軸リアクタンス同定値ｘｄ＾を用いたｑ軸電圧指令ｖｑ＊のフィードバック制御系を構成するようにした。 That is, rather than forming a feedback control system of the d-axis voltage command vd * using the q-axis reactance identification value xq ^ having low identification accuracy, the q-axis voltage using the d-axis reactance identification value xd ^ having high identification accuracy is used. A feedback control system for the command vq * is configured.
これにより、同定精度が高いｄ軸リアクタンス同定値ｘｄ＾を用いて、ｑ軸２次磁束φ２ｑ＝０の制御を行うようにしたから、逆２次時定数同定値Ｗ２＾の同定精度が高くなる。したがって、交流モータ３のすべり角速度ωｓを精度高く同定することができ、所望のスリップチューニングを実現することができる。
As a result, the q-axis secondary magnetic flux φ2q = 0 is controlled by using the d-axis reactance identification value xd ^ having high identification accuracy, so that the identification accuracy of the inverse quadratic time constant identification value W2 ^ is increased. . Therefore, the slip angular velocity ωs of the
〔非干渉補償部２８〕
次に、図１に示した非干渉補償部２８について詳細に説明する。図７は、非干渉補償部２８の構成例を示すブロック図である。この非干渉補償部２８は、乗算器９０，９１，９２，９３及び反転器９４を備えている。
[Non-interference compensation unit 28]
Next, the non-interference compensation unit 28 shown in FIG. 1 will be described in detail. FIG. 7 is a block diagram showing a configuration example of the non-interference compensation unit 28. The non-interference compensation unit 28 includes
乗算器９０は、加算器２６から電気角速度ω１を入力すると共に、速度制御部１１からｑ軸電流指令ｉｑ＊を入力し、電気角速度ω１にｑ軸電流指令ｉｑ＊を乗算し、乗算結果を乗算器９２に出力する。
The
乗算器９２は、乗算器９０から乗算結果を入力し、乗算結果に、予め設定されたｑ軸リアクタンス同定値Ｘｑ＾を乗算し、その乗算結果（ω１×ｉｑ＊×Ｘｑ＾）を反転器９４に出力する。
The
反転器９４は、乗算器９２から乗算結果（ω１×ｉｑ＊×Ｘｑ＾）を入力し、乗算結果（ω１×ｉｑ＊×Ｘｑ＾）に−１を乗算することで、乗算結果（ω１×ｉｑ＊×Ｘｑ＾）の符号を反転させる。そして、反転器９４は、符号が反転した乗算結果（−ω１×ｉｑ＊×Ｘｑ＾）をｄ軸非干渉ＦＦ電圧ｖｄ＾として加算器１６に出力する。
The
乗算器９１は、加算器２６から電気角速度ω１を入力すると共に、速度制御部１１からｄ軸電流指令ｉｄ＊を入力し、電気角速度ω１にｄ軸電流指令ｉｄ＊を乗算し、乗算結果を乗算器９３に出力する。
The
乗算器９３は、乗算器９１から乗算結果を入力し、乗算結果に、予め設定されたｄ軸リアクタンス同定値Ｘｄ＾を乗算し、その乗算結果（ω１×ｉｄ＊×Ｘｄ＾）をｑ軸非干渉ＦＦ電圧ｖｑ＾として加算器１７に出力する。
The
前述のとおり、交流モータ３は誘導電動機であるから、逆起電圧定数は０である。このため、ｑ軸非干渉ＦＦ電圧ｖｑ＾として、電気角速度ω１にｄ軸電流指令ｉｄ＊を乗算し、さらに、予め設定されたｄ軸リアクタンス同定値Ｘｄ＾を乗算した結果（ω１×ｉｄ＊×Ｘｄ＾）が、非干渉補償部２８から出力される。
As described above, since the
以上のように、本発明の実施形態による制御装置１によれば、非干渉補償部２８は、電気角速度ω１、ｑ軸電流指令ｉｑ＊、及び予め設定されたｑ軸リアクタンス同定値Ｘｑ＾に基づいて、ｄ軸非干渉ＦＦ電圧ｖｄ＾（−ω１×ｉｑ＊×Ｘｑ＾）を算出する。つまり、交流モータ３にｑ軸電流が流れることにより、ｄ軸上に、ｄ軸電流とは逆の極性の干渉電圧（−ω１×ｉｑ＊×Ｘｑ＾）が発生し、この干渉電圧がｄ軸非干渉ＦＦ電圧ｖｄ＾として算出される。
As described above, according to the
このｄ軸非干渉ＦＦ電圧ｖｄ＾（−ω１×ｉｑ＊×Ｘｑ＾）は、ｄ軸電圧指令ｖｄ＊に反映される。これにより、交流モータ３にｑ軸電流が流れることにより発生するｄ軸上の干渉電圧をキャンセルすることができる。
This d-axis non-interference FF voltage vd̂ (−ω1 × iq * × Xq̂) is reflected in the d-axis voltage command vd *. This makes it possible to cancel the interference voltage on the d-axis generated by the q-axis current flowing through the
また、非干渉補償部２８は、電気角速度ω１、ｄ軸電流指令ｉｄ＊及び予め設定されたｄ軸リアクタンス同定値Ｘｄ＾に基づいて、ｑ軸非干渉ＦＦ電圧ｖｑ＾（ω１×ｉｄ＊×Ｘｄ＾）を算出する。つまり、交流モータ３にｄ軸電流が流れることにより、ｑ軸上に、ｑ軸電流と同じ極性の干渉電圧（ω１×ｉｄ＊×Ｘｄ＾）が発生し、この干渉電圧がｑ軸非干渉ＦＦ電圧ｖｑ＾として算出される。
In addition, the non-interference compensation unit 28, based on the electrical angular velocity ω1, the d-axis current command id *, and the preset d-axis reactance identification value Xd ^, the q-axis non-interference FF voltage vq ^ (ω1 × id * × Xd. ^) Is calculated. That is, when the d-axis current flows through the
このｑ軸非干渉ＦＦ電圧ｖｑ＾（ω１×ｉｄ＊×Ｘｄ＾）は、ｑ軸電圧指令ｖｑ＊に反映される。これにより、交流モータ３にｄ軸電流が流れることにより発生するｑ軸上の干渉電圧をキャンセルすることができる。
This q-axis non-interference FF voltage vq ^ (ω1 × id * × Xd ^) is reflected in the q-axis voltage command vq *. This makes it possible to cancel the interference voltage on the q-axis generated by the d-axis current flowing through the
１ 制御装置
２ 電力増幅器
３ 交流モータ
４ ＰＧ（パルスジェネレータ）
１０，１２，１３，４０，４２，５２，６２，７０，７５，８２ 減算器
１１ 速度制御部
１４，１５ 電流制御部
１６，１７，２６，３２，３７，４７，７７ 加算器
１８，１９ 座標変換部
２０ 速度制限部
２１ ワインドアップ防止制御部
２２ 端子電圧一定制御部
２３ ｑ軸電圧指令生成部
２４ すべり角速度生成部
２５，４３，４４，５０，６０，７８，８１，９０，９１，９２，９３ 乗算器
２７ 積分器
２８ 非干渉補償部
３１ 速度制御器
３３ 絶対値演算器
３４ 電流位相角生成部
３５ テーブル
３６ コサイン演算器
３８ サイン演算器
４１，７６，９４ 反転器
４５，４６，５３，６１，６４，７３，７４，８４ リミッタ
３０，５１，５４，５５，５６ 演算器
６３，７２，８３ 制御器
７１，７９ フィルタ
８０ 保持器
８０ａ，８０ｂ リレー
ω＊ 速度指令
εv 速度偏差
ｉｄ＊ ｄ軸電流指令
ｉｑ＊ ｑ軸電流指令
ｖｄ＊ ｄ軸電圧指令
ｖｑ＊，ｖｑ＊＊ ｑ軸電圧指令
Ｖｕ＊ Ｕ相交流電圧指令
Ｖｖ＊ Ｖ相交流電圧指令
Ｖｗ＊ Ｗ相交流電圧指令
ｉｕ Ｕ相交流電流フィードバック
ｉｖ Ｖ相交流電流フィードバック
ｉｗ Ｗ相交流電流フィードバック
ｉｄ ｄ軸電流フィードバック
ｉｑ ｑ軸電流フィードバック
ω 速度フィードバック
ωｎ モータ電気角速度
ω１ 電気角速度
ωｓ すべり角速度
θｅ 電気角
Ｎｐ 極対数
ｖｄ＾ ｄ軸非干渉ＦＦ（フィードフォワード）電圧
ｖｑ＾ ｑ軸非干渉ＦＦ（フィードフォワード）電圧
ｉLMT 速度制限電流
ｉFR1 端子電圧制限電流
ｅbus バス電圧
Ｋie，Ｋid，Ｋiq，Ｋi 積分ゲイン
Ｋv，Ｋpe，Ｋp 比例ゲイン
Ｋi＊，Ｋie＊，Ｋid＊，Ｋiq＊ 積分ゲイン設定
Δｉ１＊ 速度偏差電流指令
ｉ１＊ 外部電流指令
ｉ１ 電流指令
β 電流位相角
ｉ０＾ 励磁電流指令
ωMAX 制限速度指令
ｖ１＊ 端子電圧指令
ε バス電圧偏差
ｖBASE 制限端子電圧指令
Ｗ２＾ 逆２次時定数同定値
Ｗ２＊ 逆２次時定数指令
Ｗ２ 逆２次時定数
φ２ｑ＊ ｑ軸２次磁束指令
φ２ｑ ｑ軸２次磁束
δφ２ｑ ｑ軸２次磁束偏差
ωＬＧ 時定数
W2_TUNE＠ チューニング指示
ｘｄ＾ ｄ軸リアクタンス同定値
ｘｑ＾ ｑ軸リアクタンス同定値
ｒ１＾ １次抵抗同定値
γ 過変調率
η バス電圧利用率
1
10, 12, 13, 40, 42, 52, 62, 70, 75, 82 Subtractor 11 Speed controller 14, 15 Current controller 16, 17, 26, 32, 37, 47, 77 Adder 18, 19 Coordinates Converter 20 Speed limiter 21 Windup prevention controller 22 Terminal voltage constant controller 23 q-axis voltage command generator 24 Slip angular velocity generator 25, 43, 44, 50, 60, 78, 81, 90, 91, 92, 93 multiplier 27 integrator 28 non-interference compensation unit 31 speed controller 33 absolute value calculator 34 current phase angle generator 35 table 36 cosine calculator 38 sine calculator 41, 76, 94 inverter 45, 46, 53, 61 , 64, 73, 74, 84 Limiter 30, 51, 54, 55, 56 Operator 63, 72, 83 Controller 71, 79 Filter 80 Holder 80a, 80b Relay ω * Degree command εv Speed deviation id * d-axis current command iq * q-axis current command vd * d-axis voltage command vq *, vq ** q-axis voltage command Vu * U-phase AC voltage command Vv * V-phase AC voltage command Vw * W Phase AC voltage command iu U phase AC current feedback iv V phase AC current feedback iw W phase AC current feedback id d axis current feedback iq q axis current feedback ω velocity feedback ωn motor electrical angular velocity ω1 electrical angular velocity ωs sliding angular velocity θe electrical angle Np pole Logarithm vd ^ d-axis non-interfering FF (feedforward) voltage vq ^ q-axis non-interfering FF (feedforward) voltage i LMT speed limiting current i FR1 terminal voltage limiting current e bus bus voltage Kie, Kid, Kiq, Ki integral gain Kv , Kpe, Kp Proportional gain Ki *, Kie *, Kid *, Kiq * Integral gain setting Δi1 * Speed deviation current finger i1 * external current command i1 current command β current phase angle i0 ^ excitation current command ω MAX speed limit instruction v1 * terminal voltage instruction ε bus voltage deviation v BASE limit terminal voltage directive W2 ^ reverse secondary time constant identified value W2 * reverse 2 Next time constant command W2 Reverse quadratic time constant φ2q * q-axis secondary magnetic flux command φ2q q-axis secondary magnetic flux δφ2q q-axis secondary magnetic flux deviation ωLG time constant
W2_TUNE @ Tuning instruction xd ^ d-axis reactance identification value xq ^ q-axis reactance identification value r1 ^ Primary resistance identification value γ Overmodulation rate η Bus voltage utilization rate
Claims (3)
予め設定された速度指令と前記誘導電動機の速度フィードバックとの間の速度偏差を算出する減算器と、
前記減算器により算出された前記速度偏差に基づいて、前記ｄ軸電流指令及び前記ｑ軸電流指令を算出する速度制御部と、を備え、
前記速度制御部は、
前記減算器により算出された前記速度偏差が０となるようにＰＩ制御を行い、速度偏差電流指令を算出する速度制御器と、
前記速度制御器により算出された前記速度偏差電流指令に、予め設定された外部電流指令を加算し、電流指令を求める第１の加算器と、
前記第１の加算器により求められた前記電流指令の絶対値を演算し、電流指令絶対値を求める絶対値演算器と、
電流指令絶対値と電流位相角との間の関係が定義されたテーブルまたは数式を用いて、前記絶対値演算器により求められた前記電流指令絶対値に対応する電流位相角を生成する電流位相角生成部と、
前記絶対値演算器により求められた前記電流指令絶対値に、前記電流位相角生成部により生成された前記電流位相角のコサインを乗算し、ｄ軸分担電流指令を求めるコサイン演算器と、
前記コサイン演算器により求められた前記ｄ軸分担電流指令に、予め設定された励磁電流指令を加算し、前記ｄ軸電流指令を求める第２の加算器と、
前記第１の加算器により求められた前記電流指令に、前記電流位相角生成部により生成された前記電流位相角のサインを乗算し、前記ｑ軸電流指令を求めるサイン演算器と、を備え、
前記速度制御部は、
さらに、前記減算器により算出された前記速度偏差、及び予め設定された基準値の積分ゲインに基づいて、前記速度制御器における積分制御のワインドアップを防止するための０の値を含む積分ゲインを算出する演算器を備え、
前記速度制御部に備えた前記速度制御器は、
前記速度偏差が０となるように、予め設定された比例ゲイン、及び前記演算器により算出された前記積分ゲインを用いてＰＩ制御を行い、前記速度偏差電流指令を算出する、ことを特徴とする制御装置。 A d-axis voltage command is generated from the d-axis current command, a q-axis voltage command is generated from the q-axis current command, a three-phase AC voltage command is generated from the d-axis voltage command and the q-axis voltage command, and the three-phase is described. In the control device that controls the induction motor based on the AC voltage command,
A subtractor for calculating a speed deviation between a speed command set in advance and the speed feedback of the induction motor,
A speed control unit that calculates the d-axis current command and the q-axis current command based on the speed deviation calculated by the subtractor,
The speed control unit,
A speed controller that performs PI control so that the speed deviation calculated by the subtractor becomes 0, and calculates a speed deviation current command;
A first adder that adds a preset external current command to the speed deviation current command calculated by the speed controller to obtain a current command;
An absolute value calculator for calculating an absolute value of the current command obtained by the first adder to obtain an absolute value of the current command;
A current phase angle that generates a current phase angle corresponding to the current command absolute value obtained by the absolute value calculator by using a table or a mathematical expression in which the relationship between the current command absolute value and the current phase angle is defined. A generator,
A cosine calculator that multiplies the current command absolute value obtained by the absolute value calculator by the cosine of the current phase angle generated by the current phase angle generator to obtain a d-axis shared current command;
A second adder for adding a preset exciting current command to the d-axis shared current command obtained by the cosine calculator to obtain the d-axis current command;
A sine calculator that calculates the q-axis current command by multiplying the current command calculated by the first adder by the sine of the current phase angle generated by the current phase angle generator ,
Before Symbol speed control unit,
Furthermore, based on the speed deviation calculated by the subtracter and the integral gain of a preset reference value, an integral gain including a value of 0 for preventing windup of integral control in the speed controller is calculated. Equipped with a computing unit,
The speed controller provided in the speed control unit,
PI control is performed using a preset proportional gain and the integral gain calculated by the arithmetic unit so that the speed deviation becomes 0, and the speed deviation current command is calculated. Control device.
予め設定された速度指令と前記誘導電動機の速度フィードバックとの間の速度偏差を算出する減算器と、
前記減算器により算出された前記速度偏差に基づいて、前記ｄ軸電流指令及び前記ｑ軸電流指令を算出する速度制御部と、を備え、
前記速度制御部は、
前記減算器により算出された前記速度偏差が０となるようにＰＩ制御を行い、速度偏差電流指令を算出する速度制御器と、
前記速度制御器により算出された前記速度偏差電流指令に、予め設定された外部電流指令を加算し、電流指令を求める第１の加算器と、
前記第１の加算器により求められた前記電流指令の絶対値を演算し、電流指令絶対値を求める絶対値演算器と、
電流指令絶対値と電流位相角との間の関係が定義されたテーブルまたは数式を用いて、前記絶対値演算器により求められた前記電流指令絶対値に対応する電流位相角を生成する電流位相角生成部と、
前記絶対値演算器により求められた前記電流指令絶対値に、前記電流位相角生成部により生成された前記電流位相角のコサインを乗算し、ｄ軸分担電流指令を求めるコサイン演算器と、
前記コサイン演算器により求められた前記ｄ軸分担電流指令に、予め設定された励磁電流指令を加算し、前記ｄ軸電流指令を求める第２の加算器と、
前記第１の加算器により求められた前記電流指令に、前記電流位相角生成部により生成された前記電流位相角のサインを乗算し、前記ｑ軸電流指令を求めるサイン演算器と、を備え、
当該制御装置は、さらに、前記誘導電動機の回転速度の制限値を示す予め設定された制限速度指令、及び前記速度フィードバックに基づいて、前記予め設定された制限速度指令と前記速度フィードバックとの間の偏差に応じた速度制限電流を算出する速度制限部を備え、
前記速度制御部に備えた前記第１の加算器は、
前記速度制御器により算出された前記速度偏差電流指令に、前記予め設定された外部電流指令を加算し、さらに、前記速度制限部により算出された前記速度制限電流を加算し、前記電流指令を求める、ことを特徴とする制御装置。 A d-axis voltage command is generated from the d-axis current command, a q-axis voltage command is generated from the q-axis current command, a three-phase AC voltage command is generated from the d-axis voltage command and the q-axis voltage command, and the three-phase is described. In the control device that controls the induction motor based on the AC voltage command,
A subtractor for calculating a speed deviation between a speed command set in advance and the speed feedback of the induction motor,
A speed control unit that calculates the d-axis current command and the q-axis current command based on the speed deviation calculated by the subtractor,
The speed control unit,
A speed controller that performs PI control so that the speed deviation calculated by the subtractor becomes 0, and calculates a speed deviation current command;
A first adder that adds a preset external current command to the speed deviation current command calculated by the speed controller to obtain a current command;
An absolute value calculator for calculating an absolute value of the current command obtained by the first adder to obtain an absolute value of the current command;
A current phase angle that generates a current phase angle corresponding to the current command absolute value obtained by the absolute value calculator by using a table or a mathematical expression in which the relationship between the current command absolute value and the current phase angle is defined. A generator,
A cosine calculator that multiplies the current command absolute value obtained by the absolute value calculator by the cosine of the current phase angle generated by the current phase angle generator to obtain a d-axis shared current command;
A second adder for adding a preset exciting current command to the d-axis shared current command obtained by the cosine calculator to obtain the d-axis current command;
A sine calculator that calculates the q-axis current command by multiplying the current command calculated by the first adder by the sine of the current phase angle generated by the current phase angle generator ,
The control device further includes a preset speed limit command indicating a limit value of the rotation speed of the induction motor, and a speed feedback between the preset speed limit command and the speed feedback based on the speed feedback. Equipped with a speed limiter that calculates the speed limit current according to the deviation,
The first adder provided in the speed control unit,
The preset external current command is added to the speed deviation current command calculated by the speed controller, and the speed limiting current calculated by the speed limiter is added to obtain the current command. A control device characterized by the above.
予め設定された速度指令と前記誘導電動機の速度フィードバックとの間の速度偏差を算出する減算器と、
前記減算器により算出された前記速度偏差に基づいて、前記ｄ軸電流指令及び前記ｑ軸電流指令を算出する速度制御部と、を備え、
前記速度制御部は、
前記減算器により算出された前記速度偏差が０となるようにＰＩ制御を行い、速度偏差電流指令を算出する速度制御器と、
前記速度制御器により算出された前記速度偏差電流指令に、予め設定された外部電流指令を加算し、電流指令を求める第１の加算器と、
前記第１の加算器により求められた前記電流指令の絶対値を演算し、電流指令絶対値を求める絶対値演算器と、
電流指令絶対値と電流位相角との間の関係が定義されたテーブルまたは数式を用いて、前記絶対値演算器により求められた前記電流指令絶対値に対応する電流位相角を生成する電流位相角生成部と、
前記絶対値演算器により求められた前記電流指令絶対値に、前記電流位相角生成部により生成された前記電流位相角のコサインを乗算し、ｄ軸分担電流指令を求めるコサイン演算器と、
前記コサイン演算器により求められた前記ｄ軸分担電流指令に、予め設定された励磁電流指令を加算し、前記ｄ軸電流指令を求める第２の加算器と、
前記第１の加算器により求められた前記電流指令に、前記電流位相角生成部により生成された前記電流位相角のサインを乗算し、前記ｑ軸電流指令を求めるサイン演算器と、を備え、
当該制御装置は、さらに、前記誘導電動機を制御する交流電圧が前記３相交流電圧指令に基づいてバス電圧から生成される際の前記バス電圧に、予め設定された過変調率またはバス電圧利用率を乗算し、その乗算結果に対し、０から予め設定された制限端子電圧指令までの範囲で制限を加え、制限後の乗算結果と前記バス電圧の指令である端子電圧指令との間の偏差が０となるようにＰＩ制御を行い、端子電圧制限電流を算出する端子電圧一定制御部を備え、
前記速度制御部に備えた前記第２の加算器は、
前記コサイン演算器により求められた前記ｄ軸分担電流指令に、予め設定された励磁電流指令を加算し、さらに、前記端子電圧一定制御部により算出された前記端子電圧制限電流を加算し、前記ｄ軸電流指令を求める、ことを特徴とする制御装置。 A d-axis voltage command is generated from the d-axis current command, a q-axis voltage command is generated from the q-axis current command, a three-phase AC voltage command is generated from the d-axis voltage command and the q-axis voltage command, and the three-phase is described. In the control device that controls the induction motor based on the AC voltage command,
A subtractor for calculating a speed deviation between a speed command set in advance and the speed feedback of the induction motor,
A speed control unit that calculates the d-axis current command and the q-axis current command based on the speed deviation calculated by the subtractor,
The speed control unit,
A speed controller that performs PI control so that the speed deviation calculated by the subtractor becomes 0, and calculates a speed deviation current command;
A first adder that adds a preset external current command to the speed deviation current command calculated by the speed controller to obtain a current command;
An absolute value calculator for calculating an absolute value of the current command obtained by the first adder to obtain an absolute value of the current command;
A current phase angle that generates a current phase angle corresponding to the current command absolute value obtained by the absolute value calculator by using a table or a mathematical expression in which the relationship between the current command absolute value and the current phase angle is defined. A generator,
A cosine calculator that multiplies the current command absolute value obtained by the absolute value calculator by the cosine of the current phase angle generated by the current phase angle generator to obtain a d-axis shared current command;
A second adder for adding a preset exciting current command to the d-axis shared current command obtained by the cosine calculator to obtain the d-axis current command;
A sine calculator that calculates the q-axis current command by multiplying the current command calculated by the first adder by the sine of the current phase angle generated by the current phase angle generator ,
The control device further includes a preset overmodulation rate or a bus voltage utilization rate for the bus voltage when the AC voltage for controlling the induction motor is generated from the bus voltage based on the three-phase AC voltage command. Is multiplied, and the multiplication result is limited in the range from 0 to a preset limit terminal voltage command, and the deviation between the limited multiplication result and the terminal voltage command that is the command of the bus voltage is A terminal voltage constant control unit that performs PI control so as to be 0 and calculates a terminal voltage limited current,
The second adder provided in the speed control unit,
A preset exciting current command is added to the d-axis shared current command obtained by the cosine calculator, and further the terminal voltage limiting current calculated by the terminal voltage constant control unit is added, and the d A control device characterized by obtaining an axis current command.
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