JP6672902B2 - Motor control device - Google Patents
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Description
本発明は、モータ制御装置に関する。 The present invention relates to a motor control device.
空気調和装置等に用いられる圧縮機は、圧縮機を駆動するモータのロータの１回転中においてロータの負荷トルクが周期的に変動する。この負荷トルク変動は、吸入、圧縮、吐出の各行程間における冷媒ガス圧変化に起因する。このような圧縮機を駆動する場合、周期的な負荷トルク変動によって速度変動が生じ、振動や騒音を発生させる要因となる。一般的に、このようなロータの１回転中の負荷トルク変動を有する圧縮機を駆動する場合、制振を目的としたトルク制御が実施される。 In a compressor used for an air conditioner or the like, the load torque of the rotor periodically fluctuates during one rotation of the rotor of a motor that drives the compressor. This load torque fluctuation is caused by a change in the refrigerant gas pressure during each of the suction, compression, and discharge strokes. When such a compressor is driven, speed fluctuations occur due to periodic load torque fluctuations, which causes vibration and noise. Generally, when driving a compressor having such a load torque fluctuation during one rotation of the rotor, torque control for vibration suppression is performed.
例えば、周期的な負荷トルク変動を抑制する技術として、繰り返し制御系を用いて負荷トルク変動を学習し、トルク電流（ｑ軸電流）を制御する方法がある（例えば特許文献１参照）。 For example, as a technique for suppressing periodic load torque fluctuation, there is a method of learning load torque fluctuation using a repetitive control system and controlling a torque current (q-axis current) (for example, see Patent Document 1).
ここで、上記の特許文献１は、最大トルク／電流制御等の通常の制御領域で用いる場合には、出力電圧振幅に脈動を生じさせて負荷トルク変動を抑制する。しかしながら、上記の特許文献１は、出力電圧が飽和していて出力電圧振幅に脈動を生じさせることができない弱め磁束領域等の電圧飽和領域では、負荷トルク変動を抑制することができない。
Here, when the above-mentioned
通常、トルク制御が実施される領域は振動が顕著となる低回転域であることから、最大トルク／電流制御等の通常領域がトルク制御の適用範囲となる。しかし、インバータやモータの仕様及び負荷条件によっては、高回転領域である弱め磁束領域等の電圧飽和領域でも振動が顕著に発生し、それに起因してモータのピーク電流振幅が増大するといった問題が発生する。そして、振動の増大は、空気調和装置等において配管へのダメージや騒音を生じさせる。また、モータのピーク電流増加は、効率低下を招くだけでなく、圧縮機のモータの減磁や、減磁を防止するための過電流保護停止等をもたらす。 Usually, the region where the torque control is performed is a low rotation region where the vibration becomes remarkable, and therefore the normal region such as the maximum torque / current control is the applicable range of the torque control. However, depending on the specifications and load conditions of the inverter and the motor, vibrations occur remarkably even in the voltage saturation region such as the high-rotation region, the weak magnetic flux region, and the peak current amplitude of the motor increases due to this. I do. The increase in vibration causes damage to piping and noise in an air conditioner or the like. Further, an increase in the peak current of the motor not only causes a decrease in efficiency, but also causes a demagnetization of the motor of the compressor, an overcurrent protection stop for preventing the demagnetization, and the like.
本願の開示の技術の一例は、上記に鑑みてなされたものであり、例えば、弱め磁束制御領域等の出力電圧が飽和した電圧飽和領域であっても、モータを制振制御すると共に、モータのピーク電流振幅の増加を抑制できるモータ制御装置を提供することを目的とする。 An example of the technology disclosed in the present application has been made in view of the above.For example, even in a voltage saturation region where an output voltage is saturated, such as a magnetic flux weakening control region, vibration suppression control of the motor and control of the motor are performed. An object of the present invention is to provide a motor control device capable of suppressing an increase in peak current amplitude.
本願の開示の技術の一例は、例えば、モータ制御装置において、周期的に変動する脈動電圧の電圧指令値を生成する第１の電圧生成部と、電圧ベクトル角指令値を生成する電流制御部と、モータの角速度変動に同期し、モータの負荷トルクに応じて振幅が変動する補正電圧ベクトル角を生成する補正電圧ベクトル角生成部と、モータの電流値が最大トルク／電流制御曲線上の値となるような出力電圧指令値を生成する出力電圧指令値生成部と、電圧ベクトル角指令値及び補正電圧ベクトル角を加算した補正後電圧ベクトル角指令値と、出力電圧指令値とから、電圧指令値を生成する第２の電圧生成部とからなり、切替部は、第１の電圧生成部より生成された電圧指令値を選択してモータを駆動するための電圧指令値を出力する第１の制御、又は、第２の電圧生成部により生成された電圧指令値を選択してモータを駆動するための電圧指令値を出力する第２の制御のいずれかの制御に切り替える。 One example of the technology disclosed in the present application is, for example, in a motor control device, a first voltage generator that generates a voltage command value of a pulsating voltage that fluctuates periodically, and a current controller that generates a voltage vector angle command value. A correction voltage vector angle generation unit that generates a correction voltage vector angle whose amplitude fluctuates in accordance with the load torque of the motor in synchronization with the angular velocity fluctuation of the motor; and that the current value of the motor is a value on the maximum torque / current control curve. An output voltage command value generation unit that generates such an output voltage command value, a voltage vector angle command value after adding the voltage vector angle command value and the corrected voltage vector angle, and a voltage command value from the output voltage command value. And a second voltage generation unit for generating a voltage command value, wherein the switching unit selects the voltage command value generated by the first voltage generation unit and outputs a voltage command value for driving the motor. ,or It is switched to either the control of the second control for outputting a voltage command value for by selecting the voltage command value generated by the second voltage generation unit for driving the motor.
本願の開示の技術の一例によれば、例えば、弱め磁束制御領域等の出力電圧が飽和した電圧飽和領域であっても、モータを制振制御すると共に、モータのピーク電流振幅の増加を抑制できる。 According to an example of the technology disclosed in the present application, for example, even in a voltage saturation region in which the output voltage is saturated, such as a flux-weakening control region, it is possible to control the vibration of the motor and suppress an increase in the peak current amplitude of the motor. .
以下に添付図面を参照して開示の技術に係るモータ制御装置の実施形態の一例について説明する。以下の実施形態は、周期的な負荷トルク変動を有する圧縮機を駆動するモータのトルク制御を、位置センサレスベクトル制御により行う、例えば空気調和装置又は低温保存装置等のモータ制御装置に関する。しかし、開示の技術は、周期的な負荷トルク変動を有する負荷を駆動するモータのトルク制御を行うモータ制御装置に広く適用可能である。 Hereinafter, an example of an embodiment of a motor control device according to the disclosed technology will be described with reference to the accompanying drawings. The following embodiments relate to a motor control device such as an air conditioner or a low-temperature storage device that performs torque control of a motor that drives a compressor having periodic load torque fluctuations by position sensorless vector control. However, the disclosed technology is widely applicable to a motor control device that performs torque control of a motor that drives a load having a periodic load torque fluctuation.
なお、以下に示す実施形態は、開示の技術を限定するものではない。また、以下に示す実施形態及びその変形例は、矛盾しない範囲で適宜組み合わせることができる。また、以下に示す実施形態は、開示の技術に係る構成及び処理について主に示し、その他の構成及び処理の説明を簡略又は省略する。また、各実施形態において、同一の構成及び処理には同一の符号を付与し、既出の構成及び処理の説明は省略する。 The embodiments described below do not limit the disclosed technology. In addition, the following embodiments and modifications thereof can be appropriately combined within a range that does not contradict. Further, the embodiments described below mainly show configurations and processes according to the disclosed technology, and descriptions of other configurations and processes will be simplified or omitted. In each embodiment, the same reference numerals are given to the same configuration and processing, and the description of the already-described configuration and processing will be omitted.
なお、以下の実施形態で用いる記号の説明の一覧を、下記（表１）に示す。 A list of explanations of symbols used in the following embodiments is shown in the following (Table 1).
実施形態の説明に先立ち、開示の技術の背景及び概略について説明する。ｄｑ回転座標系のｄ軸及びｑ軸で独立した出力電圧指令を生成するトルク制御では、負荷トルク変動を抑制するために出力電圧振幅に脈動を生じさせる脈動電圧を生成する。よって、脈動電圧を生成するトルク制御方式は、出力電圧を調整できる通常制御領域では適用できるが、出力電圧が飽和して電圧調整ができない電圧飽和領域では、脈動電圧が生成できない。 Prior to the description of the embodiments, the background and outline of the disclosed technology will be described. In torque control for generating independent output voltage commands on the d-axis and the q-axis of the dq rotation coordinate system, a pulsating voltage that causes a pulsation in the output voltage amplitude is generated in order to suppress load torque fluctuation. Therefore, the torque control method for generating the pulsation voltage can be applied in the normal control region where the output voltage can be adjusted, but cannot be generated in the voltage saturation region where the output voltage is saturated and the voltage cannot be adjusted.
そこで、以下の実施形態では、電圧飽和領域のように出力電圧が飽和している領域であっても調整可能なパラメータである出力電圧の位相（電圧ベクトル角（δ角））を電圧飽和領域において調整する。以下の実施形態では、電圧飽和領域の場合は、電圧ベクトル角を調整することにより、モータの回転速度を制御する、電圧飽和領域のトルク制御を行い、電圧飽和領域以外の通常領域の場合は、通常領域のトルク制御を行う。 Therefore, in the following embodiments, the phase of the output voltage (voltage vector angle (δ angle)), which is an adjustable parameter even in a region where the output voltage is saturated like a voltage saturation region, is set in the voltage saturation region. adjust. In the following embodiments, in the case of the voltage saturation region, by controlling the rotation speed of the motor by adjusting the voltage vector angle, torque control in the voltage saturation region is performed, and in the case of the normal region other than the voltage saturation region, The torque control in the normal region is performed.
図１Ａは、モータに印加される電圧ベクトルの概略を示す図である。図４を参照して図１Ａを説明すると、平均電圧ベクトル角指令値（目標値）δ0 *に補正電圧ベクトル角（トルク制御量）Δδを加算して電圧ベクトル角を調整してトルク制御を行う。補正電圧ベクトル角Δδは、周期的トルク変動による機械角推定角速度変動（略して、速度変動という）Δωmと同期して変動する（図１Ｂ参照）。平均電圧ベクトル角指令値（目標値）δ0 *は、補正電圧ベクトル角Δδで補正した補正後電圧ベクトル角指令値（目標値）δ*からｄ軸電圧指令値Ｖd *及びｑ軸電圧指令値Ｖq *を生成する。生成されたこれら指令値をもとにモータを制御することにより、機械角推定角速度変動Δωmの振幅（速度変動振幅|Δωm|）が抑制され、モータのピーク電流を低減する。 FIG. 1A is a diagram schematically illustrating a voltage vector applied to a motor. Referring to FIG. 1A with reference to FIG. 4, torque control is performed by adjusting the voltage vector angle by adding the correction voltage vector angle (torque control amount) Δδ to the average voltage vector angle command value (target value) δ 0 *. Do. Correction voltage vector angle Δδ is the mechanical angle estimated angular velocity change due to the periodic torque variation (for short, that speed variation) [Delta] [omega m in synchronization with changes (see FIG. 1B). The average voltage vector angle command value (target value) δ 0 * is a d-axis voltage command value V d * and a q-axis voltage command from the corrected voltage vector angle command value (target value) δ * corrected by the correction voltage vector angle Δδ. Generate the value V q * . By controlling the motor based on the generated command values, the amplitude of the estimated mechanical angular speed variation Δω m (speed variation amplitude | Δω m |) is suppressed, and the peak current of the motor is reduced.
この実現のため、まず、機械角指令角速度（目標値）ωm *と現在の角速度を推定した機械角推定角速度ωmとの偏差から、ｄ軸電流指令値（目標値）Ｉd0 *を生成する。そして、ｄ軸電流指令値Ｉd0 *とｄ軸電流値Ｉdの偏差から、平均電圧ベクトル角指令値δ0 *を生成する。平均電圧ベクトル角指令値δ0 *に補正電圧ベクトル角（トルク制御量）Δδを加算し、補正後電圧ベクトル角指令値（目標値）δ*を生成する。 To realize this, first, a d-axis current command value (target value) I d0 * is generated from a deviation between the mechanical angle command angular speed (target value) ω m * and the mechanical angle estimated angular speed ω m at which the current angular speed is estimated. I do. Then, an average voltage vector angle command value δ 0 * is generated from the deviation between the d-axis current command value I d0 * and the d-axis current value I d . By adding the average voltage vector angle command value [delta] 0 * to correct the voltage vector angle (torque control amount) .DELTA..delta, generates the corrected voltage vector angle command value (target value) [delta] *.
そして、補正後電圧ベクトル角指令値（目標値）δ*と、出力電圧振幅限界値Ｖdq_limitから、ｄ軸電圧指令値Ｖd *及びｑ軸電圧指令値Ｖq0 *を生成する。出力電圧振幅限界値Ｖdq_limitは、ＩＰＭ（Intelligent Power Module）３５に外部（例えば、図示しない電源コンバータ）から供給される直流電圧Ｖdcを制御系であるｄｑ回転座標軸系における電圧値に変換し、直流電圧Ｖdcに重畳しているリップルの影響のない最大値（リップル電圧のボトム値）に設定する。そして、２相（ｄｑ回転座標系）から３相（３相静止座標系）への変換及びＰＷＭ（Pulse Width Modulation）変調を経て交流電圧がモータに印加された際に、機械角推定角速度ωmが一定に保たれるように平均電圧ベクトル角指令値δ0 *が調整される。 Then, a corrected voltage vector angle command value (target value) [delta] *, the output voltage amplitude limit value V Dq_limit, generates a d-axis voltage command value V d * and the q-axis voltage command value V q0 *. The output voltage amplitude limit value V dq_limit converts a DC voltage V dc supplied from the outside (for example, a power converter (not shown)) to an IPM (Intelligent Power Module) 35 into a voltage value in a dq rotating coordinate axis system which is a control system, It is set to the maximum value (bottom value of the ripple voltage) which is not affected by the ripple superimposed on the DC voltage Vdc . Then, when an AC voltage is applied to the motor through a conversion from a two-phase (dq rotating coordinate system) to a three-phase (three-phase stationary coordinate system) and PWM (Pulse Width Modulation) modulation, the mechanical angle estimated angular velocity ω m The average voltage vector angle command value δ 0 * is adjusted so that is kept constant.
次に、周期的なトルク変動によって生じる機械角推定角速度変動Δωmを補正電圧ベクトル角Δδを重畳することにより抑制する手法について述べる。先ず、機械角推定角速度変動Δωmの基本波成分の振幅及び位相をフーリエ変換等により抽出する。 Next, we describe a method of suppressing by superimposing a correction voltage vector angle Δδ a mechanical angle estimated angular speed variation [Delta] [omega m caused by periodic torque variation. First, the fundamental wave component of the mechanical angle estimated angular speed variation [Delta] [omega m amplitude and phase is extracted by the Fourier transform and the like.
図１Ｂは、機械角推定角速度変動Δωm及び補正電圧ベクトル角（トルク制御量）Δδの時系列変化の概略を示す図である。図１Ｂに示す機械角推定角速度ωmは、機械角指令角速度（目標値）ωm *を中心に機械角推定角速度変動Δωm分脈動していることを示している。速度変動修正位相φωiは、機械角周期毎に取得される速度変動成分の位相を修正したものである。電圧ベクトル角（トルク制御量）δは、平均電圧ベクトル角指令値（目標値）δ0 *を中心に補正電圧ベクトル角（トルク制御量）Δδ分脈動していることを示し、補正電圧ベクトル角（トルク制御量）Δδは機械角推定角速度変動Δωmと同期し、機械角推定角速度変動Δωmよりもシフト位相θshiftだけ進み又は遅れ位相で補正電圧ベクトル角Δδを周期的に変動させることで生成する。なお、シフト位相θshiftが０である場合、補正電圧ベクトル角Δδは、機械角推定角速度変動Δωmと同位相である。補正電圧ベクトル角Δδは、機械角推定角速度変動Δωmと同期して機械角周期毎に変動させるものであり、その際シフト位相θshiftを設けることで制振効果が向上する。 Figure 1B is a diagram showing an outline of a time-series change in the mechanical angle estimated angular speed variation [Delta] [omega m and the correction voltage vector angle (torque control amount) .DELTA..delta. Mechanical angle estimated angular velocity omega m shown in FIG. 1B shows that pulsates mechanical angle estimated angular speed variation [Delta] [omega m fraction mainly mechanical angle command angular velocity (target value) ω m *. The speed fluctuation correction phase φωi is obtained by correcting the phase of the speed fluctuation component obtained for each mechanical angle cycle. The voltage vector angle (torque control amount) δ indicates that the correction voltage vector angle (torque control amount) Δδ pulsates around the average voltage vector angle command value (target value) δ 0 * , and the corrected voltage vector angle (torque control amount) .DELTA..delta is synchronized with the mechanical angle estimated angular speed variation [Delta] [omega m, that is only lead or periodically varying the correction voltage vector angle .DELTA..delta with delayed phase shift the phase theta shift than mechanical angle estimated angular speed variation [Delta] [omega m Generate. Incidentally, when the shift phase theta Shift is 0, the correction voltage vector angle Δδ is the mechanical angle estimated angular speed variation [Delta] [omega m and the same phase. Correction voltage vector angle Δδ is intended to vary the mechanical angle for each cycle in synchronism with the mechanical angle estimated angular speed variation [Delta] [omega m, damping effect is enhanced by providing the time shift phase theta Shift.
補正電圧ベクトル角Δδの変動振幅は、図１Ｂで示すと平均電圧ベクトル角指令値（目標値）δ0 *を中心に補正電圧ベクトル角（トルク制御量）Δδの脈動する振幅であり、図１Ａでは、平均電圧ベクトル角指令値（目標値）δ0 *を中心に補正電圧ベクトル角（トルク制御量）Δδの振れ角をいう。この補正電圧ベクトル角Δδの変動振幅は、フーリエ変換等により得られた機械角推定角速度変動Δωmの基本波振幅（速度変動振幅|Δωm|）と振動が許容される機械角推定角速度変動Δωmの範囲を示す速度変動許容値|Δωm|*との偏差の積分制御により生成される。これにより、速度変動振幅|Δωm|の帰還ループが形成されるため、補正電圧ベクトル角Δδの変動振幅を固定値として設定せずとも、機械角推定角速度変動Δωmと同期して変動し、負荷の状態に応じた適切な値となる。 1B, the fluctuation amplitude of the correction voltage vector angle Δδ is a pulsating amplitude of the correction voltage vector angle (torque control amount) Δδ about the average voltage vector angle command value (target value) δ 0 * . Here, the swing angle of the corrected voltage vector angle (torque control amount) Δδ is centered on the average voltage vector angle command value (target value) δ 0 * . The fluctuation amplitude of the correction voltage vector angle Δδ is obtained by calculating the fundamental wave amplitude (velocity fluctuation amplitude | Δω m |) of the mechanical angle estimated angular velocity fluctuation Δω m obtained by Fourier transform or the like and the mechanical angle estimated angular velocity fluctuation Δω in which vibration is allowed. It is generated by integral control of the deviation from the speed fluctuation allowable value | Δω m | * indicating the range of m . As a result, a feedback loop of the speed fluctuation amplitude | Δω m | is formed. Therefore, even if the fluctuation amplitude of the correction voltage vector angle Δδ is not set as a fixed value, it fluctuates in synchronization with the mechanical angle estimated angular velocity fluctuation Δω m , The value becomes an appropriate value according to the state of the load.
また、補正電圧ベクトル角Δδを調整する際に、速度変動振幅|Δωm|をフィードバックする方法の他に、ｑ軸電流の変動位相をフィードバックすることで補正電圧ベクトル角Δδの変動振幅を生成する方法がある。ｑ軸電流の変動位相をフィードバックする方法でも、速度変動振幅|Δωm|をフィードバックする方法と同様に、制振効果及びモータのピーク電流低減効果を得ることができる。 When adjusting the correction voltage vector angle Δδ, in addition to the method of feeding back the speed fluctuation amplitude | Δω m |, the fluctuation amplitude of the correction voltage vector angle Δδ is generated by feeding back the fluctuation phase of the q-axis current. There is a way. Also in the method of feeding back the fluctuation phase of the q-axis current, the vibration damping effect and the effect of reducing the peak current of the motor can be obtained as in the method of feeding back the speed fluctuation amplitude | Δω m |.
ここで、ｑ軸電流の変動位相をフィードバックする方法では、速度変動位相から負荷トルク変動位相を推定し、負荷トルク変動位相とｑ軸電流の変動位相が同位相となるように補正電圧ベクトル角Δδを調整する。ｑ軸電流の変動はマグネットトルクの変動と同位相であるため、負荷トルク変動位相とマグネットトルクの変動位相を一致させることでモータのピーク電流低減効果と制振効果を得ることができる。 Here, in the method of feeding back the fluctuation phase of the q-axis current, the load torque fluctuation phase is estimated from the speed fluctuation phase, and the correction voltage vector angle Δδ is adjusted so that the load torque fluctuation phase and the fluctuation phase of the q-axis current become the same phase. To adjust. Since the fluctuation of the q-axis current is in phase with the fluctuation of the magnet torque, the peak current reduction effect and the vibration damping effect of the motor can be obtained by matching the load torque fluctuation phase with the fluctuation phase of the magnet torque.
さて、上記のように、通常領域のｄｑ回転座標系のｄ軸及びｑ軸の出力電圧指令を生成するトルク制御は、負荷トルク変動を抑制するための出力電圧振幅に脈動を生じさせる脈動電圧を生成する。よって、脈動電圧を生成するトルク制御方式は、出力電圧の調整が可能な通常領域では適用できるが、出力電圧が飽和して電圧調整ができない電圧飽和領域では、適用することができない。すなわち、通常領域で駆動できる回転数は、低回転域から脈動電圧のピーク値が出力限界値に到達する回転数までである。このときの出力電圧の波形の概略は、図２Ａの制御状態Ａに相当する部分である。図２Ａは、従来技術に係る出力電圧制御の概略を示す図である。 By the way, as described above, the torque control for generating the output voltage commands for the d-axis and the q-axis in the dq rotation coordinate system in the normal region uses the pulsation voltage that causes the output voltage amplitude to suppress the load torque fluctuation. Generate. Therefore, the torque control method for generating the pulsating voltage can be applied in the normal region where the output voltage can be adjusted, but cannot be applied in the voltage saturation region where the output voltage is saturated and the voltage cannot be adjusted. That is, the number of rotations that can be driven in the normal region is from the low rotation speed range to the rotation speed at which the peak value of the pulsation voltage reaches the output limit value. The outline of the waveform of the output voltage at this time is a portion corresponding to the control state A in FIG. 2A. FIG. 2A is a diagram schematically illustrating output voltage control according to the related art.
また、上記のように、図１Ａ及び図１Ｂに示すｄｑ回転座標系のｄ軸及びｑ軸の出力電圧指令を生成するトルク制御は、出力電圧を出力限界値に保持した状態としているため、回転数制御が安定して成立するのは、図３Ａで示すように、電流ベクトルが最大トルク／電流制御曲線よりも左側の領域に存在するいわゆる弱め磁束領域であり、高回転域から弱め磁束制御が解除される回転数までである。このときの出力電圧波形の概略は、図２Ａの制御状態Ｃに相当する部分である。最大トルク／電流制御は、同一トルクを発生させる電流ベクトルのうちで、電流振幅を最小にする制御で、電流ベクトル平面上で、定トルク曲線に対して原点からの距離が最短になる点に電流ベクトルを制御する。最大トルク／電流制御曲線とは、図３Ａ及び図３Ｂに示す曲線のことで、各電流において出力可能な最大トルクを示す定電流円と定トルク曲線の接点をつなげた曲線である。 Further, as described above, the torque control for generating the output voltage commands of the d-axis and the q-axis of the dq rotating coordinate system shown in FIGS. 1A and 1B is performed in a state where the output voltage is held at the output limit value. As shown in FIG. 3A, the numerical control is stably established in a so-called magnetic flux weakening region in which the current vector exists on the left side of the maximum torque / current control curve. It is up to the number of rotations to be released. The outline of the output voltage waveform at this time is a portion corresponding to the control state C in FIG. 2A. The maximum torque / current control is a control for minimizing a current amplitude among current vectors that generate the same torque, and a current at a point where a distance from an origin to a constant torque curve is shortest on a current vector plane. Control the vector. The maximum torque / current control curve is a curve shown in FIGS. 3A and 3B, and is a curve connecting the constant current circle indicating the maximum torque that can be output at each current and the contact point of the constant torque curve.
ここで、最大トルク／電流制御時（図２Ａの制御状態Ａ）の脈動出力電圧のピーク値が出力電圧振幅限界値に達した時点で電圧飽和領域となり、補正電圧ベクトル角を用いる弱め磁束制御（図２Ａの制御状態Ｃ）へ移行すると、最大トルク／電流制御時の出力電圧平均値が急激に出力電圧振幅限界値へと変化するため、制御的に不連続となってしまい、脱調や過電流保護停止等に陥る。 Here, when the peak value of the pulsation output voltage at the time of the maximum torque / current control (control state A in FIG. 2A) reaches the output voltage amplitude limit value, the voltage saturation region is established, and the flux weakening control using the corrected voltage vector angle ( In the control state C) of FIG. 2A, the output voltage average value at the time of the maximum torque / current control rapidly changes to the output voltage amplitude limit value, so that the control becomes discontinuous, and the step-out or over-operation occurs. The current protection stops.
そこで、これら制御状態Ａと制御状態Ｃをスムーズにつなぐには、脈動出力電圧のピーク値が出力電圧振幅限界値を超えたところからの飽和電圧領域のうち弱め磁束制御領域（図２Ａの制御状態Ｃ）に到達するまでは電流ベクトルが最大トルク／電流制御曲線をトレースするように、負荷トルク変動に対する出力電圧を脈動させないで、電圧ベクトル角と出力電圧振幅を調整することが望ましい。このときの出力電圧波形の概略は、図２Ｂの制御状態Ｂに相当する部分である。図２Ｂは、実施形態に係る出力電圧制御の概略を示す図である。 Therefore, in order to smoothly connect these control states A and C, the weakened magnetic flux control area (the control state in FIG. 2A) in the saturation voltage area where the peak value of the pulsation output voltage exceeds the output voltage amplitude limit value. Until reaching C), it is desirable to adjust the voltage vector angle and the output voltage amplitude so that the current vector traces the maximum torque / current control curve without pulsating the output voltage with respect to load torque fluctuations. The outline of the output voltage waveform at this time is a portion corresponding to the control state B in FIG. 2B. FIG. 2B is a diagram schematically illustrating output voltage control according to the embodiment.
すなわち、図２Ｂに示すように、制御状態を制御状態Ａから制御状態Ｂ、制御状態Ｂから制御状態Ｃへと移行する制御を補正電圧ベクトル角Δδを用いる弱め磁束制御アルゴリズムで実現するためには、図３Ａ及び図３Ｂで示すように電流ベクトルが最大トルク／電流制御曲線の左側領域に存在するときは出力電圧振幅を増加させ、電流ベクトルが最大トルク／電流制御曲線の右側領域に存在するときは出力電圧振幅を減少させれば、モータの電流ベクトルが最大トルク／電流制御曲線上の値に近付くようになる。 That is, as shown in FIG. 2B, in order to realize the control for shifting the control state from the control state A to the control state B and from the control state B to the control state C by the magnetic flux weakening control algorithm using the correction voltage vector angle Δδ, 3A and 3B, the output voltage amplitude is increased when the current vector exists in the left area of the maximum torque / current control curve, and when the current vector exists in the right area of the maximum torque / current control curve. If the output voltage amplitude is reduced, the current vector of the motor approaches the value on the maximum torque / current control curve.
例えば、図３Ａ及び図３Ｂに示すように、現在のｑ軸電流Ｉqから最大トルク／電流制御曲線上のｄ軸電流Ｉd’を算出し、現在のｄ軸電流Ｉdとの偏差がなくなるようにＰＩ（Portion Integral）制御等により出力電圧振幅を調整することで実現することができる。図３Ａは、最大トルク／電流制御曲線の左側領域の概略を示す図である。図３Ｂは、最大トルク／電流制御曲線の右側領域の概略を示す図である。図３Ａでは、現在の電流ベクトルＰが最大トルク／電流制御曲線の左側領域にあり、出力電圧振幅を増大させると電流ベクトルは大きくなってＰ１に移動する。この時のｄ軸電流と最大トルク／電流制御曲線上のＩd”と偏差が小さくなることが分かる。ここでは、ｄ軸電流Ｉdを固定した状態で説明が分かりやすいようにしている。また、図３Ｂでは、現在の電流ベクトルＰが最大トルク／電流制御曲線の右側領域にあり、出力電圧振幅を減少させると電流ベクトルは小さくなってＰ１に移動する。この時のｄ軸電流と最大トルク／電流制御曲線上のＩd”と偏差が小さくなることが分かる。 For example, as shown in FIGS. 3A and 3B, the d-axis current I d ′ on the maximum torque / current control curve is calculated from the current q-axis current I q, and the deviation from the current d-axis current I d is eliminated. As described above, it can be realized by adjusting the output voltage amplitude by PI (Portion Integral) control or the like. FIG. 3A is a diagram schematically illustrating a left region of a maximum torque / current control curve. FIG. 3B is a diagram schematically showing a right region of the maximum torque / current control curve. In FIG. 3A, the current vector P is in the left region of the maximum torque / current control curve, and when the output voltage amplitude increases, the current vector increases and moves to P1. It can be seen that the deviation between the d-axis current and I d ″ on the maximum torque / current control curve at this time is small. In this case, the description is easy to understand with the d-axis current I d fixed. 3B, the current vector P is in the right region of the maximum torque / current control curve, and when the output voltage amplitude is reduced, the current vector decreases and moves to P1. It can be seen that the deviation from I d ″ on the current control curve becomes smaller.
ここで、図２Ｂの制御領域Ａにおいて出力電圧振幅が増加し、脈動電圧のピーク値が出力電圧振幅限界値を超えると見込まれる場合に、通常領域でトルク変動を補正するための脈動電圧が出力電圧振幅限界値を超えてしまうために生成できない電圧飽和領域（図２Ｂの制御状態Ｂ、Ｃ）では、補正電圧ベクトル角Δδを用いてトルク補正を行う。また、制御状態Ｂにおいて、負荷トルク変動に対する出力電圧を脈動させないで最大トルク／電流制御を実現させ、効率の向上やモータの安定駆動が可能となる。 Here, when the output voltage amplitude increases in the control region A of FIG. 2B and the peak value of the pulsation voltage is expected to exceed the output voltage amplitude limit value, the pulsation voltage for correcting the torque fluctuation in the normal region is output. In a voltage saturation region that cannot be generated due to exceeding the voltage amplitude limit value (control states B and C in FIG. 2B), torque correction is performed using the correction voltage vector angle Δδ. Further, in the control state B, the maximum torque / current control is realized without pulsating the output voltage with respect to the load torque fluctuation, thereby improving the efficiency and driving the motor stably.
なお、制御状態を制御状態Ａから制御状態Ｂへ移行させる際、脈動する出力電圧のピーク値が出力電圧振幅限界値を超えると見込まれる場合に、出力電圧を平均出力電圧（すなわち脈動の振幅中心）にして、出力電圧を脈動させないかわりに補正電圧ベクトル角Δδを用いてトルク補正を行うことで、スムーズな制御状態の遷移を行うことができる。また、制御状態を制御状態Ｂから制御状態Ａへ移行させる際、制御状態Ａの推定される出力電圧のピーク値が出力電圧振幅限界値を下回ると見込まれる場合に、出力電圧振幅を、脈動する出力電圧の平均出力電圧になるところで制御状態Ａに移行させることで、スムーズな状態遷移を行うことができる。 When the control state is shifted from the control state A to the control state B, if the peak value of the pulsating output voltage is expected to exceed the output voltage amplitude limit value, the output voltage is changed to the average output voltage (that is, the pulsation amplitude center). ), The torque is corrected using the correction voltage vector angle Δδ instead of pulsating the output voltage, whereby a smooth transition of the control state can be performed. When the control state is shifted from the control state B to the control state A, the output voltage amplitude pulsates when the estimated output voltage peak value in the control state A is expected to be lower than the output voltage amplitude limit value. By shifting to the control state A where the output voltage reaches the average output voltage, a smooth state transition can be performed.
［実施形態１］
実施形態１では、通常領域の制御状態Ａを後述の通常領域制御部ｂ１の制御によってなされ、脈動電圧に基づくｄ軸電圧指令値Ｖd *及びｑ軸電圧指令値Ｖq *により負荷トルク変動を抑制する。また、電圧飽和領域の制御状態Ｂ、Ｃを後述の電圧飽和領域制御部ｂ２の制御によってなされ、平均電圧ベクトル角指令値（目標値）δ0 *を中心に補正電圧ベクトル角Δδを脈動させて負荷トルク変動を抑制する。なお、電圧飽和領域の制御状態Ｂにおいて、出力電圧を脈動させないで最大トルク／電流制御を行い、制御状態Ｃは、制御状態Ｂにおいて出力電圧が出力電圧振幅限界値Ｖdq_limitに達すると、出力電圧は出力電圧振幅限界値Ｖdq_limitとして制御状態Ｃの弱め磁束領域の制御に移行する。
[Embodiment 1]
In the first embodiment, the control state A of the normal area is controlled by the normal area control unit b1 described later, and the load torque fluctuation is controlled by the d-axis voltage command value Vd * and the q-axis voltage command value Vq * based on the pulsation voltage. Suppress. The control states B and C of the voltage saturation region are controlled by the voltage saturation region control unit b2 described later, and the correction voltage vector angle Δδ pulsates around the average voltage vector angle command value (target value) δ 0 *. Suppress load torque fluctuation. In the control state B in the voltage saturation region, the maximum torque / current control is performed without pulsating the output voltage. In the control state C, when the output voltage reaches the output voltage amplitude limit value V dq_limit in the control state B, the output voltage Shifts to the control of the weak magnetic flux region in the control state C as the output voltage amplitude limit value V dq_limit .
（実施形態１に係るモータ制御装置）
図４は、実施形態１に係るモータ制御装置１００を示すブロック図である。実施形態１は、弱め磁束制御領域等の出力電圧が制限される電圧飽和領域において、速度変動振幅|Δωm|をフィードバックして、振動が実用上問題とならない速度変動許容値|Δωm|*となるように補正電圧ベクトル角Δδを機械角周期毎に調整する。
(Motor control device according to the first embodiment)
FIG. 4 is a block diagram illustrating the motor control device 100 according to the first embodiment.
実施形態１に係るモータ制御装置１００は、例えば永久磁石同期電動機（ＰＭＳＭ：Permanent Magnet Synchronous Motor）であるモータ１０を制御する。モータ制御装置１００は、減算器１１を有する。また、モータ制御装置１００は、速度制御部１２、励磁電流制御部１３、補正ｑ軸電流生成部１４、補正ｄ軸電流生成部１５、加算器１６，１７、減算器１８，１９、ｄ軸電流制御部２０、ｑ軸電流制御部２１、非干渉化制御部２２、減算器２３、加算器２４を含む通常領域制御部ｂ１を有する。なお、通常領域制御部ｂ１は、周期的に変動する脈動電圧の電圧指令値を生成する第１の電圧生成部の一例である。
The motor control device 100 according to the first embodiment controls a
また、モータ制御装置１００は、補正電圧ベクトル角生成部２５、速度制御部２６、減算器２７、電流制御部２８、加算器２９、ｄ軸ｑ軸電圧生成部３０、出力電圧調整部３１を含む電圧飽和領域制御部ｂ２を有する。なお、電圧飽和領域制御部ｂ２は、電圧ベクトル角指令値及び補正電圧ベクトル角を加算した補正後電圧ベクトル角指令値と、出力電圧指令値とから、電圧指令値を生成する第２の電圧生成部の一例である。また、モータ制御装置１００は、切替部３２、ｄ−ｑ／ｕ，ｖ，ｗ変換部３３、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）変調部３４、ＩＰＭ（Intelligent Power Module）３５を有する。また、モータ制御装置１００は、電流センサ３６，３７、３φ電流算出部３８、ｕ，ｖ，ｗ／ｄ−ｑ変換部３９、軸誤差演算処理部４０、ＰＬＬ（Phase Lock Loop）制御部４１、位置推定部４２、１／Ｐｎ処理部４３を有する。
Further, the motor control device 100 includes a correction voltage vector
減算器１１は、モータ制御装置１００へ入力された機械角指令角速度ωm *から、１／Ｐｎ処理部４１により出力された推定された現在の角速度である機械角推定角速度ωmを減算した角速度偏差Δωを、速度制御部１２，２６へ出力する。
速度制御部１２は、減算器１１からの角速度偏差Δωを小さくするようなｑ軸電流指令値（目標値）Ｉq0 *を生成し、励磁電流制御部１３、加算器１６へ出力する。励磁電流制御部１３は、速度制御部１２からのｑ軸電流指令値（目標値）Ｉq0 *から最大トルク／電流制御曲線よりｄ軸電流指令値Ｉd0 *を生成し、加算器１７に出力する。
The
補正ｑ軸電流生成部１４は、１／Ｐｎ処理部４３により出力された機械角推定角速度ωm、位置推定部４２により出力された機械角位相θmから補正ｑ軸電流ΔＩqを生成し、加算器１６に出力する。補正ｄ軸電流生成部１５は、ｕ，ｖ，ｗ／ｄ−ｑ変換部３９により出力されたｄ軸電流値Ｉd、位置推定部４２により出力された機械角位相θmから補正ｄ軸電流ΔＩdを生成し、加算器１７に出力する。
The corrected q-
加算器１６は、速度制御部１２により出力されたｑ軸電流指令値Ｉq0 *と、補正ｑ軸電流生成部１４から出力された補正ｑ軸電流ΔＩqとを加算し、補正後ｑ軸電流指令値（目標値）Ｉq *を生成する。加算器１７は、励磁電流制御部１３により出力されたｄ軸電流指令値Ｉｄ0 *と、補正ｄ軸電流生成部１５により出力された補正ｄ軸電流ΔＩdと加算し、補正後ｄ軸電流指令値Ｉd *を生成する。
The
減算器１８は、加算器１７により出力されたｄ軸電流指令値Ｉd *から、ｕ，ｖ，ｗ／ｄ−ｑ変換部３９により出力されたｄ軸電流値Ｉdを減算した偏差を出力する。減算器１９は、加算器１６により出力された補正ｑ軸電流指令値Ｉd *から、ｕ，ｖ，ｗ／ｄ−ｑ変換部３９により出力されたｑ軸電流値Ｉqを減算した偏差を出力する。
The
ｄ軸電流制御部２０は、減算器１８により出力された偏差からｄ軸電圧指令値Ｖd **を生成する。ｑ軸電流制御部２１は、減算器１９により出力された偏差からｑ軸電圧指令値Ｖq **を生成する。
The d-axis
非干渉化制御部２２は、ｕ，ｖ，ｗ／ｄ−ｑ変換部３９により出力されたｑ軸電流値Ｉq、ＰＬＬ制御部４１により出力された電気角推定角速度ωeから、ｄ軸電圧指令値Ｖd **を非干渉化するためのｄ軸非干渉化補正値Ｖdaを生成し、出力する。また、非干渉化制御部２２は、ｕ，ｖ，ｗ／ｄ−ｑ変換部３９により出力されたｄ軸電流値Ｉd、ＰＬＬ制御部４１により出力された電気角推定角速度ωeから、ｑ軸電圧指令値Ｖq **を非干渉化するためのｑ軸非干渉化補正値Ｖqaを生成し、出力する。
The
減算器２３は、ｄ軸電流制御部２０により出力されたｄ軸電圧指令値Ｖd **から、非干渉化制御部２２により出力されたｄ軸非干渉化補正値Ｖdaを減算し、ｄ軸電圧指令値Ｖd **を非干渉化したｄ軸電圧指令値Ｖd *を生成し、出力する。加算器２４は、ｑ軸電流制御部２１により出力されたｑ軸電圧指令値Ｖq **と、非干渉化制御部２２により出力されたｑ軸非干渉化補正値Ｖqaとを加算し、ｑ軸電圧指令値Ｖq **を非干渉化したｑ軸電圧指令値Ｖq *を生成し、出力する。
The
補正電圧ベクトル角生成部２５は、１／Ｐn処理部４３により出力された機械角推定角速度ωm、位置推定部４２により出力された機械角位相θm、ｕ，ｖ，ｗ／ｄ−ｑ変換部３９により出力されたｑ軸電流値Ｉq等から、補正電圧ベクトル角Δδを生成する。補正電圧ベクトル角生成部２５の処理の詳細は、後述する。
The corrected voltage vector
速度制御部２６は、減算器１１からの入力を目標角速度へ制御するｄ軸電流指令値（目標値）Ｉd0 *を出力する。減算器２７は、速度制御部２６により出力されたｄ軸電流指令値Ｉd0 *から、ｕ，ｖ，ｗ／ｄ−ｑ変換部３９により出力されたｄ軸電流値Ｉdを減算したｄ軸電流偏差を、電流制御部２８へ出力する。電流制御部２８は、減算器２７からの入力をもとに、ｄ軸電流が目標値となるように制御する平均電圧ベクトル角指令値δ0 *を出力する。
The
加算器２９は、電流制御部２８により出力された平均電圧ベクトル角指令値δ0 *と、補正電圧ベクトル角生成部２５により出力された補正電圧ベクトル角Δδとを加算した補正後電圧ベクトル角指令値δ*を、ｄ軸ｑ軸電圧生成部３０へ出力する。ｄ軸ｑ軸電圧生成部３０は、補正後電圧ベクトル角指令値δ*と、出力電圧調整部３１により出力された出力電圧指令値（目標値）Ｖdq_outからｄ軸電圧指令値Ｖd *及びｑ軸電圧指令値Ｖq *を生成し、切替部３２へ出力する。
The
出力電圧調整部３１は、インバータが出力可能な最大出力電圧である出力電圧振幅限界値Ｖdq_limit、ｕ，ｖ，ｗ／ｄ−ｑ変換部３９により出力されたｄ軸電流値Ｉd及びｑ軸電流値Ｉqから、下記（１−１）式及び下記（１−２）式により出力電圧指令値Ｖdq_outを生成し、脈動を含まない直流電圧である出力電圧指令値を出力する。なお、出力電圧調整部３１は、出力電圧指令値Ｖdq_outを出力する際に、下記（２）式による出力電圧指令値Ｖdq_outのリミット処理を行う。なお、下記（１−１）式におけるＬdはｄ軸インダクタンス、Ｌqはｑ軸インダクタンス、ψaは電機子鎖交磁束、Ｋpは比例ゲイン定数、Ｋiは積分ゲイン定数である。 The output voltage adjustment unit 31 outputs the output voltage amplitude limit value V dq_limit , which is the maximum output voltage that can be output by the inverter, the d-axis current value I d output by the u, v, w / d-q conversion unit 39, and the q-axis An output voltage command value Vdq_out is generated from the current value Iq by the following equations (1-1) and (1-2), and an output voltage command value that is a DC voltage that does not include pulsation is output. When outputting the output voltage command value Vdq_out , the output voltage adjustment unit 31 performs a limit process on the output voltage command value Vdq_out according to the following equation (2). Note that the L d in the following equation (1-1) d-axis inductance, L q is q-axis inductance, [psi a is armature flux linkage, is K p proportional gain constant, is K i is an integral gain constant.
出力電圧調整部３１は、上記（１−１）式及び（１−２）式により、ｄ軸電流値Ｉd及びｑ軸電流値Ｉqが最大トルク／電流曲線上をトレースするよう出力電圧指令値Ｖdq_outを制御することにより、最大トルク／電流制御を実現する。また、出力電圧調整部３１の出力が出力電圧振幅限界値Ｖdq_limitに到達した際に出力電圧指令値Ｖdq_outを出力電圧振幅限界値Ｖdq_limitで押さえ込むことにより、平均電圧ベクトル角指令値δ0 *の調整のみによる弱め磁束制御へスムーズに遷移させることができる。なお、出力電圧調整部３１は、モータ１０の電流ベクトルが最大トルク／電流制御曲線上の値となるような出力電圧指令値を生成する出力電圧指令値生成部の一例である。
The output voltage adjustment unit 31 outputs the output voltage command so that the d-axis current value Id and the q-axis current value Iq trace the maximum torque / current curve according to the above equations (1-1) and (1-2). The maximum torque / current control is realized by controlling the value Vdq_out . In addition, when the output of the output voltage adjustment unit 31 reaches the output voltage amplitude limit value V dq_limit , the output voltage command value V dq_out is held down by the output voltage amplitude limit value V dq_limit , so that the average voltage vector angle command value δ 0 * Can be smoothly shifted to the magnetic flux weakening control only by the adjustment of. Note that the output voltage adjustment unit 31 is an example of an output voltage command value generation unit that generates an output voltage command value such that the current vector of the
切替部３２は、通常領域制御部ｂ１から出力されたｄ軸電圧指令値Ｖd *及びｑ軸電圧指令値Ｖq *、又は、電圧飽和領域制御部ｂ２から出力されたｄ軸電圧指令値Ｖd *及びｑ軸電圧指令値Ｖq *のいずれかのｄ軸電圧指令値Ｖd *及びｑ軸電圧指令値Ｖq *の組に切り替え、ｄ−ｑ／ｕ，ｖ，ｗ変換部３３及び軸誤差演算処理部４０へ出力する。切替部３２の処理の詳細は、後述する。
The switching
ｄ−ｑ／ｕ，ｖ，ｗ変換部３３は、位置推定部２７により出力された現在のロータの位置である電気角位相（ｄｑ軸位相）θeから、切替部３２により出力された２相のｄ軸電圧指令値Ｖd *及びｑ軸電圧指令値Ｖq *を３相のＵ相出力電圧指令値Ｖu *，Ｖ相出力電圧指令値ＶV *，Ｗ相出力電圧指令値ＶW *へ変換する。そして、ｄ−ｑ／ｕ，ｖ，ｗ変換部３３は、Ｕ相出力電圧指令値Ｖu *，Ｖ相出力電圧指令値ＶV *，Ｗ相出力電圧指令値ＶW *をＰＷＭ変調部３４へ出力する。ＰＷＭ変調部３４は、Ｕ相出力電圧指令値Ｖu *，Ｖ相出力電圧指令値ＶV *，Ｗ相出力電圧指令値ＶW *と、ＰＷＭキャリア信号から、６相のＰＷＭ信号を生成し、ＩＰＭ３５へ出力する。
The d-q / u, v,
ＩＰＭ３５は、ＰＷＭ変調部３４により出力された６相のＰＷＭ信号をもとに、モータ１０のＵ相，Ｖ相，Ｗ相それぞれへ印可する交流電圧を外部から供給される直流電圧Ｖdcから変換して生成し、それぞれの交流電圧をモータ１０のＵ相，Ｖ相，Ｗ相へ印加する。
The IPM 35 converts an AC voltage applied to each of the U-phase, V-phase, and W-phase of the
電流を計測する方式は、母線電流を計測する１シャント（shunt）方式に限らず、２つのＣＴ（Current Transformer）で、例えば、電流センサ３６でモータ１０のＵ相の電流を、電流センサ３７でモータ１０のＶ相の電流を計測してもよい。３φ電流算出部３８は、１シャント方式で母線電流を計測した場合、ＰＷＭ変調部３４から出力された６相ＰＷＭスイッチング情報と、計測された母線電流から、モータ１０のＵ相電流値Ｉu，Ｖ相電流値Ｉv，Ｗ相電流値Ｉwを算出する。または、２つのＣＴで相電流を計測した場合、残りのＷ相電流値Ｉwは、Ｉu＋Ｉv＋Ｉw＝０の関係より算出する。算出した各相の相電流値Ｉu，Ｉv，Ｉwをｕ，ｖ，ｗ／ｄ−ｑ変換部３９へ出力する。
The method for measuring the current is not limited to the one-shunt method for measuring the bus current, but is a method using two CTs (Current Transformers). For example, the
ｕ，ｖ，ｗ／ｄ−ｑ変換部３９は、位置推定部４２により出力された電気角位相θeをもとに、３φ電流算出部３８により出力された３相のＵ相電流値Ｉu，Ｖ相電流値Ｉv，Ｗ相電流値Ｉwを、２相のｄ軸電流値Ｉd及びｑ軸電流値Ｉqへ変換する。そして、ｕ，ｖ，ｗ／ｄ−ｑ変換部３９は、ｄ軸電流値Ｉdを補正ｄ軸電流生成部１５、減算器１８，２７へ、ｑ軸電流値Ｉqを減算器１９、補正電圧ベクトル角生成部２５へ、ｄ軸電流値Ｉd及びｑ軸電流値Ｉqを非干渉化制御部２２、出力電圧調整部３１、切替部３２、軸誤差演算処理部４０へそれぞれ出力する。
The u, v, w / d-q converter 39 converts the three-phase U-phase current value I u output by the 3φ current calculator 38 based on the electrical angle phase θ e output by the
軸誤差演算処理部４０は、切替部３２により出力されたｄ軸電圧指令値Ｖd *及びｑ軸電圧指令値Ｖq *、ｕ，ｖ，ｗ／ｄ−ｑ変換部３９により出力されたｄ軸電流値Ｉd及びｑ軸電流値Ｉqから、軸誤差Δθを算出し、ＰＬＬ制御部４１へ出力する。
The axis error
ＰＬＬ制御部４１は、軸誤差演算処理部４０により出力された軸誤差Δθから、推定された現在の角速度である電気角推定角速度ωeを算出し、非干渉化制御部２２、切替部３２、位置推定部４２、１／Ｐn処理部４３それぞれへ出力する。位置推定部４２は、ＰＬＬ制御部４１により出力された電気角推定角速度ωeから、電気角位相（ｄｑ軸位相）θe及び機械角位相θmを算出する。そして、位置推定部４２は、機械角位相θmを補正ｑ軸電流生成部１４、補正ｄ軸電流生成部１５、補正電圧ベクトル角生成部２５へ、電気角位相θeをｄ−ｑ／ｕ，ｖ，ｗ変換部３３及びｕ，ｖ，ｗ／ｄ−ｑ変換部３９へそれぞれ出力する。
PLL controller 41, from the axis error Δθ output by axial error
１／Ｐn処理部４３は、ＰＬＬ制御部４１により出力された電気角推定角速度ωeをモータ１０の極対数Ｐnで除算して機械角推定角速度ωmを算出した機械角推定角速度ωmを、減算器１１、補正ｑ軸電流生成部１４、補正電圧ベクトル角生成部２５それぞれへ出力する。
1 / P n processor 43 pole pairs P n by dividing by mechanical angle estimated to calculate the mechanical angle estimated angular velocity omega m and the angular speed omega m of the
（実施形態１に係る切替部）
図５は、実施形態１に係るモータ制御装置１００の切替部３２を示すブロック図である。なお、図５では、通常領域制御部ｂ１から切替部３２へ入力されるｄ軸電圧指令値Ｖd *及びｑ軸電圧指令値Ｖq *を、ｄ軸電圧指令値Ｖd *１及びｑ軸電圧指令値Ｖq *１と表記する。また、図５では、電圧飽和領域制御部ｂ２から切替部３２へ入力されるｄ軸電圧指令値Ｖd *及びｑ軸電圧指令値Ｖq *を、ｄ軸電圧指令値Ｖd *２及びｑ軸電圧指令値Ｖq *２と表記する。
(Switching unit according to the first embodiment)
FIG. 5 is a block diagram illustrating the switching
切替部３２は、電圧振幅算出部３２ａ、想定電圧算出部３２ｂ、制御状態切替判定部３２ｃ、電圧指令値入力切替部３２ｄを有する。電圧振幅算出部３２ａは、下記（３）式に基づき、ｄ軸電圧指令値Ｖd *１及びｑ軸電圧指令値Ｖq *１から出力電圧振幅Ｖoutを算出する。
The switching
想定電圧算出部３２ｂは、ＰＬＬ制御部４１により出力された電気角推定角速度ωe、ｕ，ｖ，ｗ／ｄ−ｑ変換部３９により出力されたｄ軸電流値Ｉd及びｑ軸電流値Ｉq、モータ１０のモータパラメータ（抵抗値Ｒ、ｄ軸インダクタンスＬd、ｑ軸インダクタンスＬq、電機子鎖交磁束ψa）を用いた電圧方程式により求めたｄ軸電圧Ｖd、ｑ軸電圧Ｖqから、通常領域のトルク制御方式（以下、通常制御方式と呼ぶ）を行った場合の出力電圧振幅推定値Ｖout’を推定する。
The assumed voltage calculation unit 32b calculates the estimated electrical angular velocity ω e output from the PLL control unit 41, the d-axis current value I d and the q-axis current value I output from the u, v, w / d-q conversion unit 39. q , d-axis voltage V d , q-axis voltage V obtained by a voltage equation using motor parameters (resistance value R, d-axis inductance L d , q-axis inductance L q , armature interlinkage flux ψ a ) of the
制御状態切替判定部３２ｃは、現在の制御方式が通常制御方式である場合に、電圧振幅算出部３２ａで算出された出力電圧振幅Ｖoutのピーク値と、出力電圧振幅限界値Ｖdq_limitとの比較を行い、Ｖout（ピーク値）＞出力電圧振幅限界値Ｖdq_limitである場合には、制御方式を電圧飽和領域のトルク制御方式（以下、電圧飽和領域制御方式と呼ぶ）へ切り替える。制御状態切替判定部３２ｃは、現在の制御方式が通常制御方式であるが、Ｖout（ピーク値）≦出力電圧振幅限界値Ｖdq_limitの場合には、制御方式を現在の制御方式である通常制御方式に維持する。そして、制御状態切替判定部３２ｃは、判定の結果、決定した制御方式をSELECT信号のHigh／Low信号にて電圧指令値入力切替部３２ｄへ通知する。
When the current control method is the normal control method, the control state
また、制御状態切替判定部３２ｃは、現在の制御方式が電圧飽和領域制御方式である場合に、想定電圧算出部３２ｂで算出された出力電圧振幅推定値Ｖout’のピーク値と、出力電圧振幅限界値Ｖdq_limitとの比較を行い、出力電圧振幅限界値Ｖdq_limit＞Ｖout’（ピーク値）である場合には、制御方式を通常制御方式へ切り替える。制御状態切替判定部３２ｃは、現在の制御方式が電圧飽和領域制御方式であるが、出力電圧振幅限界値Ｖdq_limit≦Ｖout’（ピーク値）の場合には、制御方式を現在の制御方式である電圧飽和領域制御方式に維持する。そして、制御状態切替判定部３２ｃは、判定の結果、決定した制御方式をSELECT信号にて電圧指令値入力切替部３２ｄへ通知する。
When the current control method is the voltage saturation region control method, the control state
電圧指令値入力切替部３２ｄは、制御状態切替判定部３２ｃから受信したSELECT信号が通常制御方式を示す場合（例えばLow信号）は、通常領域制御部ｂ１から切替部３２へ入力されるｄ軸電圧指令値Ｖd *１及びｑ軸電圧指令値Ｖq *１を選択してｄ軸電圧指令値Ｖd *及びｑ軸電圧指令値Ｖq *として出力する。また、電圧指令値入力切替部３２ｄは、制御状態切替判定部３２ｃから受信したSELECT信号が電圧飽和領域制御方式を示す場合（例えばHigh信号）は、電圧飽和領域制御部ｂ２から切替部３２へ入力されるｄ軸電圧指令値Ｖd *２及びｑ軸電圧指令値Ｖq *２を選択してｄ軸電圧指令値Ｖd *及びｑ軸電圧指令値Ｖq *として出力する。
When the SELECT signal received from the control state
（実施形態１に係る補正電圧ベクトル角生成部）
図６は、実施形態１に係る補正電圧ベクトル角生成部２５を示すブロック図である。実施形態１に係る補正電圧ベクトル角生成部２５は、速度変動成分分離部２５ａ、速度変動振幅算出部２５ｂ、減算器２５ｃ、補正電圧ベクトル角振幅算出部２５ｄ、速度変動位相修正部２５ｅ、補正電圧ベクトル角算出部２５ｆを有する。
(Correction voltage vector angle generation unit according to the first embodiment)
FIG. 6 is a block diagram illustrating the correction voltage vector
速度変動成分分離部２５ａは、下記（４−１）式及び（４−２）式により、機械角周期毎に、機械角推定角速度変動Δωmの基本波成分を、直交成分である２つのフーリエ係数ωsin（速度変動のsin成分）及びωcos（速度変動のcos成分）に分離する。基本波成分のフーリエ係数を機械角周期毎に算出することで、速度変動の高調波成分を排除した速度変動基本波成分を、精度よく抽出することができる。
The speed fluctuation
速度変動振幅算出部２５ｂは、下記（５）式により、速度変動成分分離部２５ａにより算出されたフーリエ係数ωsin（速度変動のsin成分）及びωcos（速度変動のcos成分）から、機械角推定角速度変動Δωmの基本波成分の振幅（速度変動振幅|Δωm|）を算出する。なお、フーリエ係数ωsin（速度変動のsin成分）及びωcos（速度変動のcos成分）は機械角周期毎に更新される値であるため、速度変動振幅|Δωm|も機械角周期毎に更新される。
The speed fluctuation
減算器２５ｃは、速度変動振幅算出部２５ｂにより算出された速度変動振幅|Δωm|から速度変動許容値|Δωm|*を減算した偏差を、補正電圧ベクトル角振幅算出部２５ｄへ出力する。補正電圧ベクトル角振幅算出部２５ｄは、例えば下記（６）式を用いて補正電圧ベクトル角振幅|Δδ|を累積する積分制御により、速度変動振幅|Δωm|と速度変動許容値|Δωm|*の偏差に応じて、補正電圧ベクトル角振幅|Δδ|を機械角周期毎に算出する。なお、速度変動許容値|Δωm|*は、振動が許容できる範囲での速度変動振幅を規定する。
The
なお、上記（６）式における“ｋ”は、補正電圧ベクトル角振幅|Δδ|の変化量を決める補正ゲインである。この値“ｋ”を適切に設定することで、速度変動が速度変動許容値境界でハンチングする問題や、急激な負荷トルク変化によって速度変動が速度変動許容値よりも大きくなり振動や騒音が発生するという問題を抑制することができる。 Note that “k” in the above equation (6) is a correction gain that determines the amount of change in the correction voltage vector angular amplitude | Δδ |. By appropriately setting this value "k", there is a problem that the speed fluctuation hunts at the boundary of the speed fluctuation allowable value, or the speed fluctuation becomes larger than the speed fluctuation allowable value due to a sudden load torque change, and vibration and noise are generated. Problem can be suppressed.
速度変動位相修正部２５ｅは、機械角周期毎に取得される速度変動成分の位相を修正する。修正方法は、例えば、速度変動のsin成分（ωsin）及びcos成分（ωcos）をそれぞれ補正ゲイン“ｋ”を適用した下記（７−１）式〜（７−２）式を用いて速度変動成分のsin成分（ωsin）及びcos成分（ωcos）をそれぞれ累積する積分制御する。そして、速度変動位相修正部２５ｅは、下記（７−３）式により、下記（７−１）式〜（７−２）式により算出した速度変動のsin成分（ωsin）及びcos成分（ωcos）の積分結果であるωsin_i及びωcos_iからωcos_i／ωsin_iの逆正接を演算する。速度変動位相修正部７５ｅは、ωcos_i／ωsin_iの逆正接から、速度変動修正位相φωiを得る。
The speed fluctuation
なお、速度変動位相修正部２５ｅは、速度変動位相算出後において積分演算後の直交成分ωsin_i及びωcos_iにより形成されるベクトルの位相が変化しないように、下記（８−１）式及び（８−２）式により、振幅を丸めこむ（以下、位相フィルタ処理とする）。この処理によって、それぞれの直交成分ωsin_i及びωcos_iの積分値が発散しないようにする。ここで、下記（８−１）式及び（８−２）式における“Ａ”は、位相の修正速度や安定性を決定するためのベクトルの振幅であり、いわば位相フィルタである。
Note that the speed variation
補正電圧ベクトル角算出部２５ｆは、下記（９）式により、補正電圧ベクトル角Δδを算出する。補正電圧ベクトル角Δδは、機械角位相θmにおける補正電圧ベクトル角Δδを、速度変動修正位相φωiと、速度変動修正位相φωiに対して補正電圧ベクトル角Δδの変動位相差を設定するシフト位相θshiftだけ進ませた又は遅れさせた位相における瞬時値となる。なお、ここで、下記（９）式におけるシフト位相θshiftは、制振効果やモータ１０の電流ピーク値の低減度合いから調整されるものであり、０として機械角推定角速度変動Δωmと同位相で補正電圧ベクトル角Δδを生成しても効果を得ることができる。また、シフト位相θshiftが、補正電圧ベクトル角Δδの位相を進ませるものである場合は、平均電圧ベクトル角指令値δ0 *に対して先行して電圧ベクトル角の補正を行うことができ、補正の応答性能が向上する場合がある。
The correction voltage vector
（実施形態１に係る電圧制御方式切替処理）
図７は、実施形態１に係る電圧制御方式切替処理を示すフローチャートである。先ず、切替部３２（図４、図５参照）は、現在の制御方式が通常制御方式であるか否かを判定する（ステップＳ１１）。切替部３２は、現在の制御方式が通常制御方式である場合（ステップＳ１１：Ｙｅｓ）、ステップＳ１２へ処理を移す。一方、切替部３２は、現在の制御方式が電圧飽和領域制御方式である場合（ステップＳ１１：Ｎｏ）、ステップＳ１５へ処理を移す。
(Voltage control system switching process according to the first embodiment)
FIG. 7 is a flowchart illustrating a voltage control method switching process according to the first embodiment. First, the switching unit 32 (see FIGS. 4 and 5) determines whether the current control method is the normal control method (Step S11). When the current control method is the normal control method (step S11: Yes), the switching
ステップＳ１２では、切替部３２は、上記（３）式に基づき、ｄ軸電圧指令値Ｖd *１及びｑ軸電圧指令値Ｖq *１から出力電圧振幅Ｖoutを算出する。次に、ステップＳ１３では、切替部３２は、出力電圧振幅Ｖoutのピーク値Ｖout（ピーク値）＞出力電圧振幅限界値Ｖdq_limitであるか否かを判定する。切替部３２は、Ｖout（ピーク値）＞出力電圧振幅限界値Ｖdq_limitである場合（ステップＳ１３：Ｙｅｓ）、ステップＳ１４へ処理を移す。一方、切替部３２は、Ｖout（ピーク値）≦出力電圧振幅限界値Ｖdq_limitである場合（ステップＳ１３：Ｎｏ）、電圧制御方式切替処理を終了する。ステップＳ１４では、切替部３２は、制御方式を電圧飽和領域制御方式に切り替える。ステップＳ１４が終了すると、切替部３２は、電圧制御方式切替処理を終了する。
In step S12, the switching
ステップＳ１５では、切替部３２は、電気角推定角速度ωe、ｄ軸電流値Ｉｄ、ｑ軸電流値Ｉq及び、モータ１０のモータパラメータ（抵抗値Ｒ、ｄ軸インダクタンスＬd、ｑ軸インダクタンスＬq、電機子鎖交磁束ψa）を用いた電圧方程式により求めたｄ軸電圧Ｖd、ｑ軸電圧Ｖqから通常制御方式を行った場合の出力電圧振幅推定値Ｖout’を推定する。次に、切替部３２は、出力電圧振幅推定値Ｖout’のピーク値と、出力電圧振幅限界値Ｖdq_limitとの比較を行う（ステップＳ１６）。切替部３２は、出力電圧振幅限界値Ｖdq_limit＞Ｖout’（ピーク値）である場合（ステップＳ１６：Ｙｅｓ）、ステップＳ１７へ処理を移す。一方、切替部３２は、出力電圧振幅限界値Ｖdq_limit≦Ｖout’（ピーク値）である場合（ステップＳ１６：Ｎｏ）、電圧制御方式切替処理を終了する。ステップＳ１７では、切替部３２は、制御方式を通常制御方式に切り替える。ステップＳ１７が終了すると、切替部３２は、電圧制御方式切替処理を終了する。
In step S15, the switching
実施形態１は、電圧飽和領域における出力電圧指令値Ｖdq_outが出力電圧振幅限界値Ｖdq_limitに達して弱め磁束領域へ至るまでの制御領域と、通常領域との間の制御領域において、出力電圧を概ね直流化した状態で変化させることで最大トルク／電流制御を実施する。よって、実施形態１は、補正電圧ベクトル角Δδを用いる負荷トルク制御を実施した状態を最大トルク／電流制御領域まで拡張することが可能となり、制振を行うと共に、モータ効率を向上させ、脱調等に至ることなく安定してモータを駆動することができる。 In the first embodiment, the output voltage is controlled in a control region between an output voltage command value V dq_out in the voltage saturation region reaching the output voltage amplitude limit value V dq_limit to reach the flux-weakening region and a control region. The maximum torque / current control is performed by changing the voltage in a state where the DC voltage is applied. Therefore, in the first embodiment, it is possible to extend the state in which the load torque control using the corrected voltage vector angle Δδ is performed to the maximum torque / current control region, perform the vibration suppression, improve the motor efficiency, and step out. It is possible to drive the motor stably without any trouble.
［実施形態２］
実施形態２では、弱め磁束制御領域等の出力電圧が飽和した電圧飽和領域における補正電圧ベクトル角の生成を、実施形態１の速度変動と速度変動許容値との速度変動偏差に代えて、ｑ軸電流の変動位相偏差で生成する。そして、実施形態２では、マグネットトルク（ｑ軸電流によるトルク）の位相が負荷トルク変動位相と同位相となるように補正電圧ベクトル角の振幅及び位相を機械角周期毎に調整する。
[Embodiment 2]
In the second embodiment, the generation of the correction voltage vector angle in the voltage saturation region where the output voltage is saturated, such as the magnetic flux weakening control region, is replaced by the q-axis instead of the speed fluctuation deviation between the speed fluctuation and the speed fluctuation allowable value in the first embodiment. Generated by the current phase deviation. In the second embodiment, the amplitude and the phase of the correction voltage vector angle are adjusted for each mechanical angle cycle so that the phase of the magnet torque (torque due to the q-axis current) becomes the same as the load torque fluctuation phase.
（実施形態２に係る補正電圧ベクトル角生成部）
図８は、実施形態２に係る補正電圧ベクトル角生成部２５−２を示すブロック図である。実施形態２に係るモータ制御装置１００−２は、補正電圧ベクトル角生成部２５−２を有する（図４参照）。実施形態２に係る補正電圧ベクトル角生成部２５−２は、速度変動成分分離部２５ａ−２、速度変動位相修正部２５ｂ−２、ｑ軸電流目標変動位相算出部２５ｃ−２、ｑ軸電流成分分離部２５ｄ−２、ｑ軸電流変動位相算出部２５ｅ−２、減算器２５ｆ−２を有する。また、補正電圧ベクトル角生成部２５−２は、位相偏差正規化処理部２５ｇ−２、補正電圧ベクトル角振幅算出部２５ｈ−２、補正電圧ベクトル角算出部２５ｉ−２を有する。
(Correction voltage vector angle generation unit according to the second embodiment)
FIG. 8 is a block diagram illustrating a correction voltage vector angle generation unit 25-2 according to the second embodiment. The motor control device 100-2 according to the second embodiment includes a correction voltage vector angle generation unit 25-2 (see FIG. 4). The correction voltage vector angle generation unit 25-2 according to the second embodiment includes a speed fluctuation
速度変動成分分離部２５ａ−２は、実施形態１の速度変動成分分離部２５ａと同様に、上記（４−１）式及び（４−２）式により、機械角周期毎に、機械角推定角速度変動Δωmの基本波成分を直交成分である２つのフーリエ係数ωsin（速度変動のsin成分）及びωcos（速度変動のcos成分）に分離する。
Similarly to the speed fluctuation
速度変動位相修正部２５ｂ−２は、実施形態１に係る速度変動位相修正部２５ｅと同様に、上記（７−１）式〜（７−３）式により、速度変動修正位相φωiを算出する。また、速度変動位相修正部２５ｂ−２は、実施形態１に係る速度変動位相修正部２５ｅと同様に、上記（８−１）式〜（８−２）式により、位相フィルタ処理を行う。
The speed fluctuation
ｑ軸電流目標変動位相算出部２５ｃ−２は、下記（１０）式により、ｑ軸電流の目標変動位相θIq *を算出する。ここで、速度変動を抑制するためのｑ軸電流の変動位相（マグネットトルクの変動位相）は、速度変動位相に対してπ／２だけ遅れた位相となる。
The q-axis current target fluctuation
ｑ軸電流成分分離部２５ｄ−２は、下記（１１−１）式及び（１１−２）式により、機械角周期毎に、ｑ軸電流値Ｉqの基本波成分を直交成分である２つのフーリエ係数Ｉq_sin（ｑ軸電流のsin成分）及びＩq_cos（ｑ軸電流のcos成分）に分離する。基本波成分のフーリエ係数を機械角周期毎に算出することで、ｑ軸電流変動の高調波成分を排除したq軸電流基本波成分を、精度よく抽出することができる。
The q-axis current
ｑ軸電流変動位相算出部２５ｅ−２は、下記（１２）式により、機械角周期毎に取得されるｑ軸電流変動成分の位相θIqを算出する。
The q-axis current fluctuation
減算器２５ｆ−２は、下記（１３）式により、ｑ軸電流の目標変動位相θIq *からｑ軸電流変動成分の位相θIqを減算した位相偏差θIq_err’を算出する。
The
位相偏差正規化処理部２５ｇ−２は、例えば、下記（１４）式により、位相偏差θIq_err’を所定の位相範囲に正規化処理した位相偏差θIq_errを算出する。正規化処理は、位相に対して積分制御を適用する際に発生する次の不都合を回避するためのものである。例えば、位相偏差が＋π／２［rad］と−３π／２［rad］では、ベクトルとしては同位相であるが、積分制御を実施する場合、増加方向への変化と減少方向への変化といった具合に、調整対象の変化方向と大きさが異なる。この不都合を回避するために、下記（１４）式のように、例えば、−３π／２［rad］を＋π／２［rad］とするように、位相を−π［rad］〜＋π［rad］の範囲に正規化する。
The phase deviation
補正電圧ベクトル角振幅算出部２５ｈ−２は、例えば、下記（１５）式により、位相偏差θIq_errに応じて補正電圧ベクトル角振幅|Δδ|を機械角周期毎に調整する。補正電圧ベクトル角振幅算出部１５ｈ−２は、例えば、下記（１５）式による積分制御を行う。なお、下記（１５）式における“ｋ”は、上記（６）式における“ｋ”と同様である。
The correction voltage vector angular
補正電圧ベクトル角算出部２５ｉ−２は、実施形態１に係る補正電圧ベクトル角算出部２５ｆと同様に、上記（９）式により、補正電圧ベクトル角Δδを算出する。
The correction voltage vector
実施形態２は、ｑ軸電流の変動位相をフィードバックして、マグネットトルク（ｑ軸電流によるトルク）の位相が負荷トルク変動位相と同位相となるように補正電圧ベクトル角の振幅及び位相を機械角周期毎に調整する。よって、実施形態２によれば、マグネットトルクの位相が最適化されるため、速度変動振幅及びモータのピーク電流が抑制される。 The second embodiment feeds back the fluctuating phase of the q-axis current and changes the amplitude and phase of the correction voltage vector angle to the mechanical angle so that the phase of the magnet torque (torque due to the q-axis current) becomes the same as the phase of the load torque fluctuation. Adjust every cycle. Therefore, according to the second embodiment, since the phase of the magnet torque is optimized, the speed fluctuation amplitude and the peak current of the motor are suppressed.
［実施形態３］
実施形態２では、ピーク電流の低減効果が得られるように、ｑ軸電流変動位相が速度変動に対してπ／２だけ遅れた位相となるように補正電圧ベクトル角を制御している。
[Embodiment 3]
In the second embodiment, the correction voltage vector angle is controlled so that the q-axis current fluctuation phase is delayed by π / 2 with respect to the speed fluctuation so that the peak current reduction effect can be obtained.
そこで、実施形態３では、弱め磁束制御領域等の出力電圧が飽和した電圧飽和領域において、速度変動振幅|Δωm|をフィードバックする実施形態１と、ｑ軸電流変動位相をフィードバックする実施形態２を切り替えて用いる。そして、実施形態３では、実施形態２の制御方式を実行中に速度変動振幅|Δωm|が速度変動許容値|Δωm|*を上回るときに、実施形態１の制御方式に切り替えて動作させることで、制振効果を優先させることができる。 Therefore, in the third embodiment, the first embodiment in which the speed fluctuation amplitude | Δω m | is fed back in the voltage saturation region where the output voltage is saturated, such as the weak magnetic flux control region, and the second embodiment in which the q-axis current fluctuation phase is fed back. Use by switching. In the third embodiment, when the speed fluctuation amplitude | Δω m | exceeds the allowable speed fluctuation value | Δω m | * during execution of the control method of the second embodiment, the control method is switched to the control method of the first embodiment to operate. Thus, the vibration damping effect can be prioritized.
また、実施形態３では、実施形態１の制御方式を実行中にｑ軸電流変動位相θIqがｑ軸電流目標変動位相θIq *より遅れた場合に、実施形態２の制御方式に切り替えて動作する。 In the third embodiment, when the q-axis current fluctuation phase θ Iq is delayed from the q-axis current target fluctuation phase θ Iq * during the execution of the control method of the first embodiment, the operation is switched to the control method of the second embodiment. I do.
（実施形態３に係る補正電圧ベクトル角生成部）
図９は、実施形態３に係る補正電圧ベクトル角生成部２５−３を示すブロック図である。実施形態３に係るモータ制御装置１００−３は、補正電圧ベクトル角生成部２５−３を有する（図４参照）。補正電圧ベクトル角生成部２５−３は、速度変動成分分離部２５ａ−３、速度変動振幅算出部２５ｂ−３、減算器２５ｃ−３、速度変動位相修正部２５ｄ−３、ｑ軸電流目標変動位相算出部２５ｅ−３、ｑ軸電流成分分離部２５ｆ−３を有する。また、補正電圧ベクトル角生成部２５−３は、ｑ軸電流変動位相算出部２５ｇ−３、減算器２５ｈ−３、位相偏差正規化処理部２５ｉ−３を有する。また、補正電圧ベクトル角生成部２５−３は、補正電圧ベクトル角制御方式切替処理部２５ｊ−３、補正電圧ベクトル角振幅算出部２５ｋ−３、補正電圧ベクトル角算出部２５ｌ−３を有する。
(Correction voltage vector angle generation unit according to the third embodiment)
FIG. 9 is a block diagram illustrating a correction voltage vector angle generation unit 25-3 according to the third embodiment. The motor control device 100-3 according to the third embodiment includes a correction voltage vector angle generation unit 25-3 (see FIG. 4). The correction voltage vector angle generation unit 25-3 includes a speed fluctuation
速度変動成分分離部２５ａ−３、速度変動振幅算出部２５ｂ−３、減算器２５ｃ−３、補正電圧ベクトル角振幅算出部２５ｋ−３、補正電圧ベクトル角算出部２５ｌ−３を含む構成は、実施形態１に係る補正電圧ベクトル角生成部２５（図６参照）と同様の機能を有する。速度変動成分分離部２５ａ−３、速度変動位相修正部２５ｄ−３、ｑ軸電流目標変動位相算出部２５ｅ−３、ｑ軸電流成分分離部２５ｆ−３、ｑ軸電流変動位相算出部２５ｇ−３、減算器２５ｈ−３、位相偏差正規化処理部２５ｉ−３、補正電圧ベクトル角振幅算出部２５ｋ−３、補正電圧ベクトル角算出部２５ｌ−３を含む構成は、実施形態２に係る補正電圧ベクトル角生成部２５−２（図８参照）と同様の機能を有する。
The configuration including the speed fluctuation
補正電圧ベクトル角制御方式切替処理部２５ｊ−３は、機械角周期毎に、下記（１６）式により、減算器２５ｃ−３が算出した、速度変動振幅|Δωm|から速度変動許容値|Δωm|*を減算した偏差|Δωm|_errが入力される。
The correction voltage vector angle control system switching
また、補正電圧ベクトル角制御方式切替処理部２５ｊ−３は、機械角周期毎に、上記（１３）式及び（１４）式により算出された位相偏差θIq_errが入力される。
Further, the correction voltage vector angle control method switching
そして、補正電圧ベクトル角制御方式切替処理部２５ｊ−３は、現在の補正電圧ベクトル角制御方式がｑ軸電流変動位相フィードバック方式の時、下記（１７−１）式が成立する、つまり速度変動振幅|Δωm|が速度変動許容値|Δωm|*よりも大きい場合に、補正電圧ベクトル角制御方式を速度変動振幅フィードバック方式へ切り換える。なお、補正電圧ベクトル角制御方式切替処理部２５ｊ−３は、現在の補正電圧ベクトル角制御方式がｑ軸電流変動位相フィードバック方式の時、下記（１７−１）式が成立しない場合には、現在の補正電圧ベクトル角制御方式であるｑ軸電流変動位相フィードバック方式を継続する。
When the current correction voltage vector angle control method is the q-axis current fluctuation phase feedback method, the following equation (17-1) is satisfied, that is, the speed fluctuation amplitude When | Δω m | is larger than the speed fluctuation allowable value | Δω m | * , the correction voltage vector angle control method is switched to the speed fluctuation amplitude feedback method. When the current correction voltage vector angle control method is the q-axis current fluctuation phase feedback method, if the following expression (17-1) does not hold, the correction voltage vector angle control method switching
また、補正電圧ベクトル角制御方式切替処理部２５ｊ−３は、現在の補正電圧ベクトル角制御方式が速度変動振幅フィードバック方式の時、下記（１７−２）式が成立する、つまりｑ軸電流変動成分の位相θIqがｑ軸電流の目標変動位相θIq *よりも遅れている場合に、補正電圧ベクトル角制御方式をｑ軸電流変動位相フィードバック方式へ切り換える。なお、補正電圧ベクトル角制御方式切替処理部２５ｊ−３は、現在の補正電圧ベクトル角制御方式が速度変動振幅フィードバック方式の時、下記（１７−２）式が成立しない場合には、現在の補正電圧ベクトル角制御方式である速度変動振幅フィードバック方式を継続する。
When the current correction voltage vector angle control method is the speed fluctuation amplitude feedback method, the following equation (17-2) is satisfied, that is, the q-axis current fluctuation component If the phase θ Iq is delayed from the target fluctuation phase θ Iq * of the q-axis current, the correction voltage vector angle control method is switched to the q-axis current fluctuation phase feedback method. When the current correction voltage vector angle control method is the speed fluctuation amplitude feedback method and the following equation (17-2) is not satisfied, the correction voltage vector angle control method switching
そして、補正電圧ベクトル角制御方式切替処理部２５ｊ−３は、決定したフィードバック方式をCONTROL_TYPE信号で補正電圧ベクトル角振幅算出部２５ｋ−３へ通知する。補正電圧ベクトル角振幅算出部２５ｋ−３は、通知されたCONTROL_TYPE信号がｑ軸電流変動位相フィードバック方式を示す場合には、下記（１８−１）式により、位相偏差θIq_errの比例積分制御を行って、補正電圧ベクトル角振幅|Δδ|を機械角周期毎に調整する。
Then, the correction voltage vector angle control method switching
また、補正電圧ベクトル角振幅算出部２５ｋ−３は、通知されたCONTROL_TYPE信号が速度変動振幅フィードバック方式を示す場合には、下記（１８−２）式により、偏差|Δωm|_errの比例積分制御を行って、補正電圧ベクトル角振幅|Δδ|を機械角周期毎に調整する。
When the notified CONTROL_TYPE signal indicates the speed fluctuation amplitude feedback method, the correction voltage vector angular
そして、補正電圧ベクトル角算出部２５ｌ−３は、機械角位相θm、シフト位相θshift、、補正電圧ベクトル角振幅算出部２５ｋ−３により算出された補正電圧ベクトル角振幅|Δδ|、速度変動位相修正部２５ｄ−３により算出された速度変動修正位相φωiから、上記（９）式により、補正電圧ベクトル角Δδを算出する。なお、シフト位相θshiftは、速度変動修正位相φωiに対する補正電圧ベクトル角Δδの位相である。
The correction voltage vector angle calculation unit 25l-3 calculates the mechanical angle phase θ m , the shift phase θ shift , the correction voltage vector angle amplitude | Δδ | calculated by the correction voltage vector angle
実施形態３は、補正電圧ベクトル角振幅|Δδ|を、ｑ軸電流変動位相フィードバック方式で生成しているとき速度変動振幅|Δωm|に応じて速度変動振幅フィードバック方式に切り替え、速度変動振幅フィードバック方式で生成しているときｑ軸電流変動位相θIqに応じてｑ軸電流変動位相フィードバック方式に切り替えて選択することで、速度変動振幅及びモータのピーク電流をより適切に抑制することができる。 In the third embodiment, when the correction voltage vector angular amplitude | Δδ | is generated by the q-axis current fluctuation phase feedback method, the method is switched to the speed fluctuation amplitude feedback method according to the speed fluctuation amplitude | Δω m | By switching to and selecting the q-axis current fluctuation phase feedback method according to the q-axis current fluctuation phase θ Iq when generating by the method, the speed fluctuation amplitude and the peak current of the motor can be more appropriately suppressed.
上記の実施形態では、シングルロータリーコンプレッサやツインロータリーコンプレッサ等の圧縮機に用いるＩＰＭモータを制御対象とし、モータに流れる電流から角速度及び回転角度をセンサレス方式で推定する構成とする。しかし、開示の技術は、ロータの回転位置をセンサ（エンコーダ）で直接検出する構成において、実施形態において説明した制振制御を行うことにより、周期的な回転速度変動を抑制することができる。 In the above embodiment, an IPM motor used for a compressor such as a single rotary compressor or a twin rotary compressor is to be controlled, and the angular velocity and the rotation angle are estimated from a current flowing through the motor by a sensorless method. However, according to the disclosed technology, in a configuration in which the rotational position of the rotor is directly detected by a sensor (encoder), periodic vibration speed fluctuation can be suppressed by performing the vibration suppression control described in the embodiment.
上記の実施形態における各処理の一部を公知の方法で行うことができる場合がある。また、上記の実施形態における各処理を示すフローチャートにおいて、最終結果へ影響を与えない（つまり最終結果が同一である）限りにおいて処理途中のステップの実行順序を入れ替える、もしくは、ステップを並行して実行することができる。この他、上記及び図示の具体的名称、処理手順、制御手順、各種のデータやパラメータを含む情報については、一例を示すに過ぎず、特記する場合を除いて適宜変更することができる。 In some cases, a part of each processing in the above embodiment can be performed by a known method. In the flowchart showing each process in the above embodiment, the execution order of the steps in the middle of the process is changed or the steps are executed in parallel as long as the final result is not affected (that is, the final result is the same). can do. In addition, the specific names, processing procedures, control procedures, and information including various data and parameters shown above and shown in the drawings are merely examples, and can be appropriately changed unless otherwise specified.
開示の技術のより広範な態様は、上記のように表しかつ記述した特定の詳細及び代表的な実施形態に限定されるものではない。したがって、添付の特許請求の範囲及びその均等物によって定義される総括的な発明の概念の精神または範囲から逸脱することなく、様々な変更が可能である。 The broader aspects of the disclosed technology are not limited to the specific details and representative embodiments represented and described above. Accordingly, various modifications may be made without departing from the spirit or scope of the general inventive concept as defined by the appended claims and equivalents thereof.
１００，１００−２，１００−３ モータ制御装置
ｂ１ 通常領域制御部
ｂ２ 電圧飽和領域制御部
１１，１８，１９，２３，２７ 減算器
１２，２６ 速度制御部
１３ 励磁電流制御部
１４ 補正ｑ軸電流生成部
１５ 補正ｄ軸電流生成部
１６，１７，２４，２９ 加算器
２０ ｄ軸電流制御部
２１ ｑ軸電流制御部
２２ 非干渉化制御部
２５，２５−２，２５−３ 補正電圧ベクトル角生成部
２５ａ 速度変動成分分離部
２５ｂ 速度変動振幅算出部
２５ｃ 減算器
２５ｄ 補正電圧ベクトル角振幅算出部
２５ｅ 速度変動位相修正部
２５ｆ 補正電圧ベクトル角算出部
２５ａ−２ 速度変動成分分離部
２５ｂ−２ 速度変動位相修正部
２５ｃ−２ ｑ軸電流目標変動位相算出部
２５ｄ−２ ｑ軸電流成分分離部
２５ｅ−２ ｑ軸電流変動位相算出部
２５ｆ−２ 減算器
２５ｇ−２ 位相偏差正規化処理部
２５ｈ−２ 補正電圧ベクトル角振幅算出部
２５ｉ−２ 補正電圧ベクトル角算出部
２５ａ−３ 速度変動成分分離部
２５ｂ−３ 速度変動振幅算出部
２５ｃ−３ 減算器
２５ｄ−３ 速度変動位相修正部
２５ｅ−３ ｑ軸電流目標変動位相算出部
２５ｆ−３ ｑ軸電流成分分離部
２５ｇ−３ ｑ軸電流変動位相算出部
２５ｈ−３ 減算器
２５ｉ−３ 位相偏差正規化処理部
２５ｊ−３ 補正電圧ベクトル角制御方式切替処理部
２５ｋ−３ 補正電圧ベクトル角振幅算出部
２５ｌ−３ 補正電圧ベクトル角算出部
２８ 電流制御部
３０ ｄ軸ｑ軸電圧生成部
３１ 出力電圧調整部
３２ 切替部
３２ａ 電圧振幅算出部
３２ｂ 想定電圧算出部
３２ｃ 制御状態切替判定部
３２ｄ 電圧指令値入力切替部
３３ ｄ−ｑ／ｕ，ｖ，ｗ変換部
３４ ＰＷＭ変調部
３５ ＩＰＭ
３６，３７ 電流センサ
３８ ３φ電流算出部
３９ ｕ，ｖ，ｗ／ｄ−ｑ変換部
４０ 軸誤差演算処理部
４１ ＰＬＬ制御部
４２ 位置推定部
４３ １／Ｐn処理部
100, 100-2, 100-3 Motor controller b1 Normal area controller b2 Voltage saturation area controller 11, 18, 19, 23, 27 Subtractor 12, 26 Speed controller 13 Excitation current controller 14 Corrected q-axis current Generator 15 Corrected d-axis current generators 16, 17, 24, 29 Adder 20 d-axis current controller 21 q-axis current controller 22 Decoupling controller 25, 25-2, 25-3 Corrected voltage vector angle generation Unit 25a Speed fluctuation component separation unit 25b Speed fluctuation amplitude calculation unit 25c Subtractor 25d Correction voltage vector angle amplitude calculation unit 25e Speed fluctuation phase correction unit 25f Correction voltage vector angle calculation unit 25a-2 Speed fluctuation component separation unit 25b-2 Speed fluctuation Phase corrector 25c-2 q-axis current target fluctuation phase calculator 25d-2 q-axis current component separator 25e-2 q-axis current fluctuation phase calculator 25f-2 subtractor 25 g-2 Phase deviation normalization processing unit 25h-2 Correction voltage vector angle amplitude calculation unit 25i-2 Correction voltage vector angle calculation unit 25a-3 Speed fluctuation component separation unit 25b-3 Speed fluctuation amplitude calculation unit 25c-3 Subtractor 25d -3 Speed fluctuation phase correction unit 25e-3 q-axis current target fluctuation phase calculation unit 25f-3 q-axis current component separation unit 25g-3 q-axis current fluctuation phase calculation unit 25h-3 subtractor 25i-3 phase deviation normalization processing Unit 25j-3 Correction voltage vector angle control system switching processing unit 25k-3 Correction voltage vector angle amplitude calculation unit 251-3 Correction voltage vector angle calculation unit 28 Current control unit 30 d-axis q-axis voltage generation unit 31 Output voltage adjustment unit 32 Switching section 32a Voltage amplitude calculation section 32b Assumed voltage calculation section 32c Control state switching determination section 32d Voltage command value input switching section 33 dq / u, v, w conversion section 34 PWM Modulator 35 IPM
36, 37 Current sensor 38 3φ current calculator 39 u, v, w /
Claims (6)
電圧ベクトル角指令値を生成する電流制御部と、
モータの角速度変動に同期し、前記モータの負荷トルクに応じて振幅が変動する補正電圧ベクトル角を生成する補正電圧ベクトル角生成部と、
前記モータの電流値が前記モータの最大トルク／電流制御曲線上の値となるような出力電圧指令値を生成する出力電圧指令値生成部と、
前記電圧ベクトル角指令値及び前記補正電圧ベクトル角を加算した補正後電圧ベクトル角指令値と、前記出力電圧指令値とから、電圧指令値を生成する第２の電圧生成部と、
前記第１の電圧生成部より生成された電圧指令値を選択して前記モータを駆動するための電圧指令値を出力する第１の制御、又は、前記第２の電圧生成部により生成された電圧指令値を選択して前記モータを駆動するための電圧指令値を出力する第２の制御のいずれかの制御に切り替える切替部と
を備え、
前記切替部は、
前記第１の制御の際、前記脈動電圧のピーク電圧値が出力電圧限界値を超えると予測された場合に、前記第２の制御に切り替え、
前記第２の制御の際、前記第１の制御へ移行した場合に推定される前記脈動電圧のピーク電圧値が前記出力電圧限界値未満のとき、前記第１の制御に切り替える
ことを特徴とするモータ制御装置。 A first voltage generation unit that generates a voltage command value of a pulsating voltage that fluctuates periodically;
A current control unit that generates a voltage vector angle command value;
A correction voltage vector angle generation unit that generates a correction voltage vector angle whose amplitude fluctuates according to the load torque of the motor, in synchronization with the angular velocity fluctuation of the motor;
An output voltage command value generation unit that generates an output voltage command value such that the current value of the motor is a value on a maximum torque / current control curve of the motor;
A second voltage generation unit that generates a voltage command value from the corrected voltage vector angle command value obtained by adding the voltage vector angle command value and the correction voltage vector angle, and the output voltage command value;
A first control for selecting a voltage command value generated by the first voltage generation unit and outputting a voltage command value for driving the motor, or a voltage generated by the second voltage generation unit A switching unit that switches to one of the second controls for selecting a command value and outputting a voltage command value for driving the motor,
The switching unit includes:
In the first control, when it is predicted that the peak voltage value of the pulsating voltage exceeds the output voltage limit value, switch to the second control;
At the time of the second control, when the peak voltage value of the pulsation voltage estimated when shifting to the first control is less than the output voltage limit value, switching to the first control is performed. Motor control device.
ことを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。 2. The motor control device according to claim 1, wherein the second voltage generation unit limits the voltage command value with an output voltage limit value when generating the voltage command value. 3.
前記第１の制御と前記第２の制御との間で制御を切り替える際、前記第１の制御における前記脈動電圧の平均出力電圧と、前記第２の制御における前記モータの電流値が前記モータの最大トルク／電流制御曲線上の値となる出力電圧振幅の出力電圧との間で出力電圧を移行させて、前記第２の制御で用いる電圧指令値は、前記出力電圧値が前記出力電圧限界値に達するまでは前記出力電圧指令値を用いる
ことを特徴とする請求項１又は２に記載のモータ制御装置。 The switching unit includes:
When switching the control between the first control and the second control, the average output voltage of the pulsation voltage in the first control and the current value of the motor in the second control are different from each other. The output voltage is shifted between an output voltage having an output voltage amplitude that becomes a value on the maximum torque / current control curve, and a voltage command value used in the second control is such that the output voltage value is the output voltage limit value. The motor control device according to claim 1, wherein the output voltage command value is used until the output voltage command value is reached.
ことを特徴とする請求項１〜３のいずれか１つに記載のモータ制御装置。 The said correction voltage vector angle production | generation part produces | generates the said correction voltage vector angle from the speed fluctuation deviation of the said angular velocity fluctuation and the permissible value of this angular velocity fluctuation. The Claims any one of Claims 1-3 characterized by the above-mentioned. Motor control device.
ことを特徴とする請求項１〜３のいずれか１つに記載のモータ制御装置。 The correction voltage vector angle generation unit calculates the correction voltage vector angle from a q-axis current fluctuation phase deviation that is a deviation between a q-axis current fluctuation phase of the motor and the q-axis current target fluctuation phase obtained from the speed fluctuation phase. The motor control device according to any one of claims 1 to 3, wherein the motor control device is generated.
ことを特徴とする請求項１〜３のいずれか１つに記載のモータ制御装置。 The correction voltage vector angle generation unit is configured to calculate a speed fluctuation deviation, which is a deviation between the speed fluctuation and the speed fluctuation allowable value, a q-axis current fluctuation phase of the motor, and the q-axis current target obtained from the speed fluctuation phase. When the speed fluctuation is larger than the permissible speed fluctuation value based on the q-axis current fluctuation phase deviation that is a deviation from the fluctuation phase, the q-axis current fluctuation phase is calculated using the speed fluctuation deviation. The motor control device according to any one of claims 1 to 3, wherein when the phase is larger than the phase, the correction voltage vector angle is generated using the q-axis current variation phase deviation.
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