JP2014212584A - Motor control device - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、電動機制御装置に関する。特に同期電動機及び負荷が発生する周期的なトルク外乱によるモータ電流の変動を抑制する技術に関する。 The present invention relates to an electric motor control device. In particular, the present invention relates to a technique for suppressing fluctuations in motor current due to periodic torque disturbance generated by a synchronous motor and a load.
同期電動機の負荷が発生する周期的なトルク外乱（例えば、負荷としての圧縮機の圧縮工程に同期した脈動）によるモータ電流の変動の抑制方法としては、特許文献１、２に記載された技術が知られている。また、電動機制御に関連する従来技術として特許文献３、４が知られている。
As a method for suppressing fluctuations in motor current due to periodic torque disturbance (for example, pulsation synchronized with a compression process of a compressor as a load) that generates a load of a synchronous motor, the techniques described in
特許文献１では負荷に連結された電動機を駆動するインバータと、該インバータをパルス幅変調制御により駆動する制御器とを備えた電動機制御装置において、前記制御器は、前記電動機に流れるモータ電流の実効値に関する電流変動分を抽出し、該電流変動分を抑制する補正信号を生成して前記パルス幅変調制御の電流指令を補正する電流変動補償手段を備えることにより、周期的なトルク外乱による入力電流の増加を抑制する電動機制御装置の技術が開示されている。
特許文献２では電動機の速度検出値に含まれる脈動分を抽出し、これを打ち消すようにインバータ出力電圧を補正するようにしている。特に、負荷としてのロータリ圧縮機を駆動する電動機の速度変動が、圧縮機の数回転分の平均速度変動より小さい場合は速度変動補償を行わず、平均速度変動より大きい場合に速度変動の一次成分に対応する補償を行うようにしている。これにより、常に速度変動を０とする制御を行う場合に比べて、モータ電流のピーク値を低減する圧縮機のトルク制御方法およびその装置の技術が開示されている。
In
In
また、特許文献３では速度制御器や、電流制御器を持たず、磁極軸を基準とした座標軸上（ｄｃ−ｑｃ軸上）で、電動機への印加電圧を演算し、その際、電圧指令演算には、回転速度指令，電流指令などの指令値を用い、トルク電流指令に相当するＩｑ＊を、電流検出値に基づいて演算し与える。このようにすることにより、制御構成を単純化して調整個所を少なくして、制御系の安定化を図り、従来技術のベクトル制御型センサレス方式と同等となる同期電動機の駆動装置の技術が開示されている。
特許文献４ではＰＷＭ（Ｐulse Ｗidth Ｍodulation）インバータの主回路の直流側の電流を検出し、ＰＷＭ波形にしたがった主回路の各相アームのスイッチング直前と直後の検出電流を順次サンプリング・記憶し、両サンプリング値の引き算を順次行ってスイッチング前後の直流電流の変化分を求める。この変化分は、各相別の出力電流の情報を含んだ形で変化し、これを各相別に分配して相別の検出電流を得る。また、ＰＷＭ波形からサンプリングタイミングと相別の分配のためのタイミング信号を得る。このようにすることにより、１つの電流センサによる直流側の電流検出により３相交流電流を検出するＰＷＭインバータの出力電流検出装置の技術が開示されている。
In Patent Document 4, the current on the DC side of the main circuit of a PWM (Pulse Width Modulation) inverter is detected, and the detected current immediately before and after switching of each phase arm of the main circuit according to the PWM waveform is sequentially sampled and stored. The subtraction of the sampling value is sequentially performed to determine the change in DC current before and after switching. This change amount changes in a form including information on the output current for each phase, and is distributed for each phase to obtain a detection current for each phase. Further, a timing signal for distribution different from the sampling timing is obtained from the PWM waveform. By doing so, a technique of an output current detecting device for a PWM inverter that detects a three-phase alternating current by detecting a current on the direct current side with one current sensor is disclosed.
特許文献１では周期的なトルク外乱を抑制することは可能であるが、入力電流を低減してインバータの損失を低減するための軸電流の補正を制御器内部で仮定した仮想磁束軸上の仮想軸電流に基づいて行っているので、補正が適正に行われるとは限らず、入力電流を低減が十分とは言えない。
特許文献２では周期的なトルク外乱を抑制することは可能であるが、同文献には入力電流を低減してインバータの損失を低減することについては十分に配慮されていない。
特許文献３は、一般的なトルク外乱を抑制することを対象としており、周期的なトルク外乱を抑制するにあたってのインバータの損失を低減することについては十分に配慮されていない。
特許文献４は、トルク外乱については対象としていない。
Although it is possible in
In
Patent Document 4 does not deal with torque disturbance.
そこで、本発明は、このような問題点を解決するもので、その目的とするところは、周期的なトルク外乱に起因する電動機の入力電流の変動を抑制し、インバータの損失を低減する電動機制御装置を提供することである。 Therefore, the present invention solves such problems, and the object of the present invention is to control motors that suppress fluctuations in the input current of the motor due to periodic torque disturbance and reduce inverter loss. Is to provide a device.
前記の課題を解決して、本発明の目的を達成するために、以下のように構成した。
すなわち、本発明の電動機制御装置は、電動機の磁石磁束位置と電動機制御装置内部で仮定している磁石磁束推定位置との軸誤差推定値を推定する軸誤差推定手段と、前記電動機に流れるモータ電流の再現値に基づいて前記モータ電流を、前記磁石磁束推定位置を磁石磁束軸とするｄｃｑｃ軸回転座標系に対応するｄｃ軸電流成分とｑｃ軸電流成分に変換して推定するｄｃｑｃ座標変換手段と、前記ｑｃ軸電流成分に基づいてｑ軸電流指令を発生するｑ軸電流指令発生手段と、前記ｑ軸電流指令に基づいてｄ軸電流指令を発生するｄ軸電流指令発生手段と、前記モータ電流を前記磁石磁束推定位置から前記軸誤差推定手段で推定した軸誤差推定値に応じて修正した修正磁石磁束推定位置を磁石磁束軸とするｄｃ’ｑｃ’軸回転座標系に対応するｄｃ’軸電流成分とｑｃ’軸電流成分に変換して推定するｄｃ’ｑｃ’座標変換手段と、前記ｄｃ’軸電流成分に基づいて、該ｄｃ’軸電流成分に含まれるモータ電流の電流変動分に対応するｄｃ’軸電流変動分を検出し、該ｄｃ’軸電流変動分を抑制するｄ軸電流補正指令を生成して、前記ｄ軸電流指令を補正するｄ軸電流補正指令発生手段と、前記ｑｃ’軸電流成分に基づいて、該ｑｃ’軸電流成分に含まれるモータ電流の電流変動分に対応するｑｃ’軸電流変動分を検出し、該ｑｃ’軸電流変動分を抑制するｑ軸電流補正指令を生成して、前記ｑ軸電流指令を補正するｑ軸電流補正指令発生手段と、を備えることを特徴とする。
In order to solve the above-described problems and achieve the object of the present invention, the present invention is configured as follows.
That is, the motor control device of the present invention includes an axis error estimation means for estimating an axis error estimated value between a magnet magnetic flux position of the motor and a magnet magnetic flux estimation position assumed inside the motor control device, and a motor current flowing through the motor. A dcqc coordinate conversion means for converting the motor current into a dc-axis current component and a qc-axis current component corresponding to a dcqc-axis rotational coordinate system having the magnet magnetic flux estimated position as a magnet magnetic flux axis based on a reproduction value of Q-axis current command generating means for generating a q-axis current command based on the qc-axis current component, d-axis current command generating means for generating a d-axis current command based on the q-axis current command, and the motor current Corresponds to a dc′qc′-axis rotational coordinate system in which the corrected magnet flux estimated position is corrected from the magnet flux estimated position according to the axis error estimated value estimated by the axis error estimating means. dc′qc ′ coordinate conversion means for converting and estimating c′-axis current component and qc′-axis current component, and current fluctuation of motor current included in the dc′-axis current component based on the dc′-axis current component D-axis current correction command generating means for detecting a dc′-axis current fluctuation corresponding to the minute, generating a d-axis current correction command for suppressing the dc′-axis current fluctuation, and correcting the d-axis current command; Based on the qc′-axis current component, qc′-axis current fluctuation corresponding to the current fluctuation of the motor current included in the qc′-axis current component is detected, and the qc′-axis current fluctuation is suppressed q Q-axis current correction command generating means for generating an axis current correction command and correcting the q-axis current command.
また、その他の手段は、発明を実施するための形態のなかで説明する。 Other means will be described in the embodiment for carrying out the invention.
本発明によれば、周期的なトルク外乱に起因する電動機の入力電流の変動を抑制し、インバータの損失を低減する電動機制御装置を提供することができる。 ADVANTAGE OF THE INVENTION According to this invention, the motor control apparatus which suppresses the fluctuation | variation of the input current of the motor resulting from a periodic torque disturbance, and reduces the loss of an inverter can be provided.
以下に本願の発明を実施するための形態（以下、「実施形態」と称す）を、図面を参照して説明する。 EMBODIMENT OF THE INVENTION The form for implementing invention of this application (henceforth "embodiment") is demonstrated with reference to drawings below.
（実施形態）
本発明の実施形態に係る電動機制御装置について図を参照して説明する。
図１は、本発明の実施形態に係る電動機制御装置１の構成を示すブロック図である。
また、図２は、本発明の実施形態に係る電動機制御装置１がインバータ３を制御する構成の電動機駆動装置２を用いて、永久磁石型同期電動機（ＰＭモータ：Permanent Magnet motor、以下、ＰＭモータと略す。）５を駆動するモータ駆動制御システムの構成を示す図である。
(Embodiment)
An electric motor control device according to an embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of an electric
FIG. 2 shows a permanent magnet type synchronous motor (PM motor: Permanent Magnet motor, hereinafter referred to as PM motor) using the
まず、図１、図２を参照して、電動機制御装置１と前記したモータ駆動制御システムの構成を説明する。その後、図１を参照して、電動機制御装置１の詳細を説明する。
First, the configuration of the
［電動機制御装置およびモータ駆動制御システムの構成］
前記したように、本発明の実施形態の電動機制御装置１の詳細を説明する前に、電動機制御装置１が制御するインバータ３がＰＭモータ５を駆動するモータ駆動制御システムの構成を先に説明する。
[Configuration of electric motor control device and motor drive control system]
As described above, before describing details of the
＜モータ駆動制御システムの構成＞
図２は、前記したように、本発明の実施形態に係る電動機制御装置１がインバータ３を制御する構成の電動機駆動装置２を用いて、ＰＭモータ５を駆動するモータ駆動制御システムの構成を示す図である。ただし、図２では、直流電源４、空気調和機（不図示）の圧縮機６、電流検出器７、ωｒ＊発生器９もあり、これらを含めて次に説明する。
図２において、ＰＭモータ５を駆動する電動機駆動装置２は、直流電源４から出力される直流を所望の周波数及び電圧を有する交流に変換する三相ブリッジ構成のインバータ３と、このインバータ３を制御する電動機制御装置１と、電動機制御装置１に電動機の回転数指令ωｒ＊を与える回転数指令発生器（ωｒ＊発生器）９と、インバータ３の直流電源側に流れる電流を検出する電流検出器７を備えて構成されている。
<Configuration of motor drive control system>
FIG. 2 shows the configuration of the motor drive control system that drives the
In FIG. 2, an electric
インバータ３は、電動機制御装置１から出力されるパルス幅変調波信号（ＰＷＭ信号）に従って駆動、制御され、直流電源４の直流電力（電圧）を所望の周波数及び電圧の三相交流電力（電圧）に変換し、この三相交流電圧をＰＭモータ５に印加する。
なお、インバータ３によって駆動されるＰＭモータ５の負荷は、一例として空気調和機（不図示）の圧縮機６である。空気調和機に備えられた圧縮機６は、圧縮工程に同期した脈動を有する。
また、インバータ３に直流電力（電圧）を供給する直流電源４は、交流電源４１と、交流を直流に整流するダイオードブリッジ４２と、直流電源に含まれる脈動分を抑制する平滑コンデンサ４３を有して構成されている。
The
In addition, the load of
The DC power supply 4 that supplies DC power (voltage) to the
＜電動機制御装置の構成の概要＞
本発明の実施形態に係る電動機制御装置１の構成の概要について、以下に説明する。
なお、以下の説明において、各記号の添え字の「＊」は指令を意味し、「ｃ」は電動機制御装置１内における推定値等を意味し、「ｃ’」は磁石磁束推定位置θｄｃから軸誤差推定値Δθｄｃを減じた修正磁石磁束推定位置θｄｃ’を基準とする修正を意味するものとする。
また、ＰＭモータ５内部の実際の磁石磁束Φの位置（位相）をｄ軸とし、それに直交する軸をｑ軸として、併せてｄｑ軸（ｄ−ｑ軸）とする。
これに対し、後記する図４に示すように、電動機制御装置１内で仮定しているｄｑ軸をｄｃｑｃ軸（ｄｃ−ｑｃ軸）と定義し、修正磁石磁束推定位置θｄｃ’を基準とするｄｑ軸をｄｃ’ｑｃ’軸（ｄｃ’−ｑｃ’軸）と定義して両者のずれを軸誤差推定値Δθｄｃとする。
なお、図４のｄｑ軸、ｄｃｑｃ軸、ｄｃ’ｑｃ’軸のベクトル関係の詳細については後記する。
<Outline of configuration of motor control device>
An outline of the configuration of the
In the following description, the subscript “*” of each symbol means a command, “c” means an estimated value or the like in the
Further, the position (phase) of the actual magnet magnetic flux Φ inside the
On the other hand, as shown in FIG. 4 to be described later, the dq axis assumed in the
Details of the vector relationship between the dq axis, dcqc axis, and dc′qc ′ axis in FIG. 4 will be described later.
前記したように、図１は、本発明の実施形態に係る電動機制御装置１の構成を示すブロック図である。
まず、図１に示した電動機制御装置１の構成の概要を先に説明し、その後、各部における動作、機能、および細部の構成を説明する。
As described above, FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of the
First, the outline of the configuration of the
《指令変換器２２、加減算器１９ω》
図１において、回転数指令発生器（ωｒ＊発生器）９（図２）から入力される回転数指令ωｒ＊は、指令変換器２２に入力される。
指令変換器２２は、入力される回転数指令ωｒ＊を角周波数指令ω１＊に変換して、電圧指令演算器１５と加減算器１９ωに出力する。
加減算器１９ωにおいて、角周波数指令ω１＊から、後記する比例補償器２１の出力信号Δω１を減算し、その信号ω１ｃを積分器２３に出力する。
<<
In Figure 1, the rotational speed command .omega.r input from the rotational speed command generator (.omega.r * generator) 9 (2) * is input to the
The
The adder / subtractor 19ω subtracts the output signal Δω1 of the
《積分器２３、加減算器１９θ》
積分器２３は、入力される電気角の角周波数指令ω１＊を補正したω１ｃを積分してＰＭモータ５の実際の磁石磁束位置（位相角）θｄにほぼ相当する磁石磁束推定位置θｄｃに変換する。
磁石磁束推定位置θｄｃの信号は、加減算器１９θとｄｑ逆変換器１６とｄｃｑｃ座標変換器２０に入力する。
次に、加減算器１９θへの信号の流れについて説明する。なお、ｄｑ逆変換器１６とｄｃｑｃ座標変換器２０については後記する。
<<
The
The signal of the magnetic flux estimated position θdc is input to the adder / subtractor 19θ, the dq
Next, the flow of signals to the adder / subtractor 19θ will be described. The dq
加減算器１９θは、入力された磁石磁束推定位置θｄｃから後記する軸誤差推定値リミッタ部２８を通過後の軸誤差推定値Δθｄｃを減算し、磁石磁束推定位置θｄｃよりもＰＭモータ５の実際の磁石磁束位置θｄに近い修正磁石磁束推定位置θｄｃ’を生成する。
この磁石磁束推定位置θｄｃは、後記するように、電動機制御装置１の内部で仮定しているＰＭモータ５の磁石磁束位置である。
The adder / subtractor 19θ subtracts the estimated axis error value Δθdc after passing through the estimated axis
The magnet magnetic flux estimated position θdc is a magnet magnetic flux position of the
《電流再現器８》
一方、電流検出器７（図２）により検出される直流電流Ｉ０は、電流再現器８に入力される。電流再現器８（図１）は、直流電流Ｉ０に基づいてＰＭモータ５に流れる三相交流電流Ｉｕｃ、Ｉｖｃ、Ｉｗｃを演算により再現して、ｄｃｑｃ座標変換器２０、及び、ｄｃ’ｑｃ’座標変換器１２に出力する。
<<
On the other hand, the direct current I 0 detected by the current detector 7 (FIG. 2) is input to the
《ｄｃｑｃ座標変換器２０、ｄｃ’ｑｃ’座標変換器１２、Ｉｄ＊発生器１３、Ｉｑ＊発生器１４》
ｄｃｑｃ座標変換器（ｄｃｑｃ座標変換手段）２０は、入力される三相交流電流Ｉｕｃ、Ｉｖｃ、Ｉｗｃを前記した磁石磁束推定位置θｄｃに基づいて、ｄｃ、ｑｃ各軸上の電流成分Ｉｄｃ、Ｉｑｃに座標変換する。
変換されたｄｃ軸電流成分Ｉｄｃとｑｃ軸電流成分Ｉｑｃは、後記するΔθ推定器１８に入力される。
また、変換されたｑｃ軸電流成分Ｉｑｃは、Ｉｑ＊発生器１４に入力される。
<< dcqc coordinate
The dcqc coordinate converter (dcqc coordinate conversion means) 20 converts the input three-phase AC currents Iuc, Ivc, and Iwc into current components Idc and Iqc on the dc and qc axes based on the magnet magnetic flux estimated position θdc. Convert coordinates.
The converted dc-axis current component Idc and qc-axis current component Iqc are input to a
The converted qc-axis current component Iqc is input to the Iq * generator 14.
Ｉｑ＊発生器（ｑ軸電流指令発生手段）１４は、前記Ｉｑｃに基づいてｑ軸電流指令Ｉｑ＊を発生する。
このｑ軸電流指令Ｉｑ＊は、加減算器１９ｑとＩｄ＊発生器１３とに入力される。
Ｉｄ＊発生器（ｄ軸電流指令発生手段）１３は、前記ｑ軸電流指令Ｉｑ＊に基づいてｄ軸電流指令Ｉｄ＊を発生する。
An Iq * generator (q-axis current command generating means) 14 generates a q-axis current command Iq * based on the Iqc.
The q-axis current command Iq * is input to the adder /
An Id * generator (d-axis current command generating means) 13 generates a d-axis current command Id * based on the q-axis current command Iq * .
ｄｃ’ｑｃ’座標変換器（ｄｃ’ｑｃ’座標変換手段）１２は、入力される三相交流電流Ｉｕｃ、Ｉｖｃ、Ｉｗｃを、前記した修正磁石磁束推定位置θｄｃ’に基づいて、ｄｃ’、ｑｃ’各軸上の電流成分Ｉｄｃ’、Ｉｑｃ’に座標変換する。 The dc'qc 'coordinate converter (dc'qc' coordinate conversion means) 12 converts the input three-phase AC currents Iuc, Ivc, Iwc into the dc ', qc based on the corrected magnet magnetic flux estimated position θdc'. The coordinates are converted into 'current components Idc' and Iqc 'on each axis.
また、変換されたｄｃ’軸電流成分Ｉｄｃ’は、後記する周期Ｉｄ＊発生器１０に入力される。
また、変換されたｑｃ’軸電流成分Ｉｑｃ’は、後記する周期Ｉｑ＊発生器１１に入力される。
Further, the converted dc′-axis current component Idc ′ is input to a cycle Id * generator 10 described later.
Further, the converted qc′-axis current component Iqc ′ is input to a cycle Iq * generator 11 described later.
なお、ｄｃ軸電流成分Ｉｄｃ、ｑｃ軸電流成分Ｉｑｃ、ｄｃ’軸上の電流成分Ｉｄｃ’、ｑｃ’軸上の電流成分Ｉｑｃ’、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊、ｑ軸電流指令Ｉｑ＊、磁石磁束推定位置θｄｃ、修正磁石磁束推定位置θｄｃ’を、適宜、それぞれ、Ｉｄｃ、Ｉｑｃ、Ｉｄｃ’、 Ｉｑｃ’、Ｉｄ＊、Ｉｑ＊、θｄｃ、θｄｃ’と簡略化して表記する。 Note that the dc-axis current component Idc, the qc-axis current component Iqc, the current component Idc ′ on the dc ′ axis, the current component Iqc ′ on the qc′-axis, the d-axis current command Id * , the q-axis current command Iq * , and the magnetic flux The estimated position θdc and the corrected magnet magnetic flux estimated position θdc ′ are simply abbreviated as Idc, Iqc, Idc ′, Iqc ′, Id * , Iq * , θdc, and θdc ′, respectively.
《周期Ｉｄ＊発生器１０、周期Ｉｑ＊発生器１１》
周期Ｉｄ＊発生器（ｄ軸電流補正指令発生手段）１０は、ｄｃ’ｑｃ’座標変換器１２により変換されたｄｃ’軸電流成分Ｉｄｃ’の変動分を計算し、その変動分（脈動分）を打ち消すようにｄ軸電流の補正指令Ｉｄｓｉｎ＊を求める。なお、ｄ軸電流の補正指令Ｉｄｓｉｎ＊は正弦波状の指令である。
また、周期Ｉｑ＊発生器（ｑ軸電流補正指令発生手段）１１は、ｄｃ’ｑｃ’座標変換器１２により変換されたｑｃ’軸電流成分Ｉｑｃ’の変動分を計算し、その変動分を打ち消すようにｑ軸電流の補正指令Ｉｑｓｉｎ＊を求める。また、ｑ軸電流の補正指令Ｉｑｓｉｎ＊は正弦波状の指令である。
なお、周期Ｉｄ＊発生器１０と周期Ｉｑ＊発生器１１の回路構成および動作の詳細は後記する。
<< Period Id * Generator 10, Period Iq * Generator 11 >>
The cycle Id * generator (d-axis current correction command generating means) 10 calculates the fluctuation of the dc′-axis current component Idc ′ converted by the dc′qc ′ coordinate
Further, the cycle Iq * generator (q-axis current correction command generating means) 11 calculates the variation of the qc′-axis current component Iqc ′ converted by the dc′qc ′ coordinate
The circuit configuration and operation of the period Id * generator 10 and the period Iq * generator 11 will be described later.
《加減算器１９ｄ、加減算器１９ｑ、電圧指令演算器１５》
加減算器１９ｄでは、前記したｄ軸電流指令Ｉｄ＊とｄ軸電流の補正指令Ｉｄｓｉｎ＊を加算し、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊を補正した補正ｄ軸電流指令Ｉｄ＊＊を出力する。
加減算器１９ｑでは、前記したｑ軸電流指令Ｉｑ＊とｑ軸電流の補正指令Ｉｑｓｉｎ＊を加算し、ｑ軸電流指令Ｉｑ＊を補正した補正ｑ軸電流指令Ｉｑ＊＊を出力する。
<< Addition /
The adder-
The adder-
電圧指令演算器（電圧指令演算手段）１５には、前記補正ｄ軸電流指令Ｉｄ＊＊と補正ｑ軸電流指令Ｉｑ＊＊及び指令変換器２２から出力される角周波数指令ω１＊を入力し、それらに基づいて、ｄ軸電圧指令Ｖｄｃ＊とｑ軸電圧指令Ｖｑｃ＊を演算して、これらのＶｄｃ＊とＶｑｃ＊をｄｑ逆変換器１６に出力する。
The voltage command calculator (voltage command calculator) 15 receives the corrected d-axis current command Id ** , the corrected q-axis current command Iq **, and the angular frequency command ω1 * output from the
なお、補正ｄ軸電流指令Ｉｄ＊＊、補正ｑ軸電流指令Ｉｑ＊＊、ｄ軸電圧指令Ｖｄｃ＊、ｑ軸電圧指令Ｖｑｃ＊を、適宜、それぞれ、Ｉｄ＊＊、Ｉｑ＊＊、Ｖｄｃ＊、Ｖｑｃ＊と簡略化して表記する。 The corrected d-axis current command Id ** , the corrected q-axis current command Iq ** , the d-axis voltage command Vdc * , and the q-axis voltage command Vqc * are appropriately changed to Id ** , Iq ** , Vdc * , It is abbreviated as Vqc * .
《ｄｑ逆変換器１６、ＰＷＭ信号発生器１７》
ｄｑ逆変換器（逆変換手段）１６は、前記した積分器２３から出力される磁石磁束推定位置θｄｃに基づいて、ｄ軸電圧指令Ｖｄｃ＊とｑ軸電圧指令Ｖｑｃ＊を三相交流電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊に変換して、ＰＷＭ信号発生器（ＰＷＭ信号発生手段）１７に出力する。
<< dq
The dq inverse converter (inverse conversion means) 16 converts the d-axis voltage command Vdc * and the q-axis voltage command Vqc * into the three-phase AC voltage command Vu based on the magnet magnetic flux estimated position θdc output from the
ＰＷＭ信号発生器１７は、入力される三相交流電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊に基づいて、インバータ３（図２）のスイッチ素子を制御するパルス幅変調信号（ＰＷＭ信号）を発生させ、このＰＷＭ信号（計６信号）をインバータ３に出力する。
これにより、インバータ３は、三相交流電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊に応じた周波数及び電圧の交流電圧を発生してＰＭモータ５（図２）に供給する。
The
As a result, the
《Δθ推定器１８、軸誤差推定値リミッタ部２８、比例補償器２１》
また、Δθ推定器（軸誤差推定手段）１８は、ＰＭモータ５の実際の磁石磁束位置θｄと、電動機制御装置１内部で仮定している磁石磁束推定位置θｄｃとの誤差に相当する軸誤差推定値Δθｄｃを演算して比例補償器２１と前記した軸誤差推定値リミッタ部２８に出力する。
なお、この際にΔθ推定器１８が入力として必要な信号（情報）は、Ｉｄｃ、Ｉｑｃ、Ｖｄｃ＊、Ｖｑｃ＊である。
<<
Further, the Δθ estimator (axis error estimating means) 18 estimates an axis error corresponding to an error between the actual magnet magnetic flux position θd of the
At this time, signals (information) required as inputs by the
軸誤差推定値リミッタ部２８は、入力した軸誤差推定値Δθｄｃの絶対値を所定値以下に制限する。所定値以下であれば、軸誤差推定値Δθｄｃは、そのまま加減算器１９θに入力する。
この軸誤差推定値リミッタ部２８により、負荷変動が激しいときにΔθ推定器１８の出力する軸誤差推定値Δθｄｃが大きな値となった場合においても、発散することなしに制御を安定して継続することができる。
なお、前記の所定値は、発散することなしに制御を安定して継続する観点から定める値である。ただし、ＰＭモータの諸定数によって、適切な値が異なるため、実験により求めることが望ましい。
The axis error estimated
By this axial error estimated
The predetermined value is a value determined from the viewpoint of stably continuing control without diverging. However, since appropriate values differ depending on various constants of the PM motor, it is desirable to obtain by experiment.
比例補償器２１は、軸誤差推定値Δθｄｃを零に制御するための角周波数の補正値Δω１を演算し、この信号を加減算器１９ωに入力する。
そして、加減算器１９ωを介して、前述したように角周波数指令ω１＊を補正し、磁石磁束推定位置θｄｃを生成する際に関与している。
The
Then, it is involved in correcting the angular frequency command ω1 * through the adder / subtractor 19ω and generating the magnet magnetic flux estimated position θdc as described above.
以上の構成によって、磁石磁束位置θｄに位相の近い磁石磁束推定位置θｄｃに基づいて、ｄｃｑｃ座標変換器２０及びｄｑ逆変換器１６において座標変換が行われ、また、磁石磁束位置θｄに位相の極めて近い修正磁石磁束推定位置θｄｃ’に基づいて、ｄｃ’ｑｃ’座標変換器１２において座標変換が行われる。
With the above configuration, coordinate conversion is performed in the dcqc coordinate
＜実施形態の各部の動作、機能、細部の構成＞
以上、電動機制御装置１の構成の概要について、述べたが、次に、実施形態の各部の動作、機能、および細部の構成について説明する。
<Operation, Function, and Detailed Configuration of Each Part of Embodiment>
As mentioned above, although the outline | summary of the structure of the electric
《回転数指令ωｒ＊、角周波数ω１＊、ω１ｃ》
回転数指令発生器９（図２）から入力される回転数指令ωｒ＊は、指令変換器（Ｐ／２）２２において、ＰＭモータ５の極数Ｐを用い、ＰＭモータ５の角周波数ω１＊に変換される。
ω１＊＝（Ｐ／２）・ωｒ＊ ・・・（式１）
<< Rotational speed command ωr * , angular frequency ω1 * , ω1c >>
The rotational speed command ωr * input from the rotational speed command generator 9 (FIG. 2) uses the pole number P of the
ω1 * = (P / 2) · ωr * (Formula 1)
また、加減算器１９ωでω１＊は比例補償器２１の出力Δω１だけ補正されて角周波数ω１ｃとなる。
ω１ｃ＝ω１＊−Δω１ ・・・（式２）
The adder / subtractor 19ω corrects ω1 * by the output Δω1 of the
ω1c = ω1 * −Δω1 (Expression 2)
《磁石磁束推定位置θｄｃ、軸誤差推定値Δθｄｃ、修正磁石磁束推定位置θｄｃ’》
また、積分器２３でＰＭモータ５に印加する交流電圧の磁石磁束推定位置（位相）θｄｃが求められる。
θｄｃ＝（１／ｓ）・ω１ｃ ・・・（式３）
なお、ｓはラプラス変換の微分演算子であり、（１／ｓ）は積分を意味する。
<< Magnetic flux estimation position θdc, axial error estimation value Δθdc, corrected magnet flux estimation position θdc ′ >>
Further, the magnet magnetic flux estimated position (phase) θdc of the AC voltage applied to the
θdc = (1 / s) · ω1c (Formula 3)
Note that s is a differential operator of Laplace transform, and (1 / s) means integration.
また、加減算器１９θにおいて、磁石磁束推定位置θｄｃから軸誤差推定値Δθｄｃを減算して、修正磁石磁束推定位置θｄｃ’が求められる。
θｄｃ’＝θｄｃ−Δθｄｃ ・・・（式４）
Further, in the adder / subtractor 19θ, the corrected magnet magnetic flux estimated position θdc ′ is obtained by subtracting the axis error estimated value Δθdc from the magnet magnetic flux estimated position θdc.
θdc ′ = θdc−Δθdc (Formula 4)
《三相交流電流Ｉｕｃ、Ｉｖｃ、Ｉｗｃ》
一方、電流再現器８は、電流検出器７により検出された直流電流Ｉ０に基づいて、ＰＭモータ５に流れる三相交流電流Ｉｕｃ、Ｉｖｃ、Ｉｗｃを演算により求めて再現する。
この電流再現器８による再現演算は、スイッチング制御される三相ブリッジ接続された各相のスイッチ素子がオンからオフ及びオフからオンに変化するタイミングをＰＷＭ信号に基づいて検出し、各相のスイッチ素子のオン・オフ変化タイミングの前後における直流電流Ｉ０の差を求め、その差電流を三相の各相の交流電流Ｉｕｃ、Ｉｖｃ、Ｉｗｃとするものである。
<< Three-phase AC currents Iuc, Ivc, Iwc >>
On the other hand, the
This reproduction calculation by the
《Ｉｄｃ、Ｉｑｃ、Ｉｄｃ’、Ｉｑｃ’、Ｉｄ＊、Ｉｑ＊、Ｉｄ＊＊、Ｉｑ＊＊》
このようにして再現された三相交流電流Ｉｕｃ、Ｉｖｃ、Ｉｗｃは、ｄｃｑｃ座標変換器２０において、角周波数ω１ｃで回転する回転直交座標軸（ｄｃｑｃ軸）上のｄｃ軸電流成分Ｉｄｃとｑｃ軸電流成分Ｉｑｃに変換される。
また、三相交流電流Ｉｕｃ、Ｉｖｃ、Ｉｗｃは、ｄｃ’ｑｃ’座標変換器１２において、角周波数ω１ｃで回転する回転直交座標軸（ｄｃ’ｑｃ’軸）上のｄｃ’軸電流成分Ｉｄｃ’とｑｃ’軸電流成分Ｉｑｃ’に変換される。
なお、ｄｑ軸、ｄｃｑｃ軸、ｄｃ’ｑｃ’軸のベクトル関係の詳細については後記する。
<< Idc, Iqc, Idc ', Iqc', Id * , Iq * , Id ** , Iq **
The three-phase alternating currents Iuc, Ivc, and Iwc reproduced in this way are the dc-axis current component Idc and the qc-axis current component on the rotation orthogonal coordinate axis (dcqc axis) rotating at the angular frequency ω1c in the dcqc coordinate
The three-phase alternating currents Iuc, Ivc, and Iwc are dc′-axis current components Idc ′ and qc on the rotation orthogonal coordinate axis (dc′qc′-axis) that rotates at the angular frequency ω1c in the dc′qc′-coordinate
Details of the vector relationship between the dq axis, the dcqc axis, and the dc′qc ′ axis will be described later.
ｑｃ軸電流成分Ｉｑｃは、Ｉｑ＊発生器１４で処理されて、ｑ軸電流指令Ｉｑ＊が発生する。
また、ｄｃ軸電流成分Ｉｄｃは、Ｉｄ＊発生器１３で処理されて、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊が発生する。ただし、非突極型回転子のＰＭモータ５では、通常はＩｄ＊＝０である。
The qc-axis current component Iqc is processed by the Iq * generator 14 to generate a q-axis current command Iq * .
The dc axis current component Idc is processed by the Id * generator 13 to generate a d axis current command Id * . However, in the
また、ｄｃ’軸電流成分Ｉｄｃ’は、周期Ｉｄ＊発生器１０で処理されてｄ軸電流補正指令Ｉｄｓｉｎ＊が発生する。
また、ｑｃ’軸電流成分Ｉｑｃ’は、周期Ｉｑ＊発生器１１で処理されてｑ軸電流補正指令Ｉｑｓｉｎ＊が発生する。
なお、ｄ軸電流補正指令Ｉｄｓｉｎ＊とｑ軸電流補正指令Ｉｑｓｉｎ＊の詳細については後記する。
The dc′-axis current component Idc ′ is processed by the cycle Id * generator 10 to generate a d-axis current correction command Idsin * .
The qc′-axis current component Iqc ′ is processed by the cycle Iq * generator 11 to generate a q-axis current correction command Iqsin * .
Details of the d-axis current correction command Idsin * and the q-axis current correction command Iqsin * will be described later.
Ｉｄ＊発生器１３のｄ軸電流指令Ｉｄ＊は、加減算器１９ｄでｄ軸電流補正指令Ｉｄｓｉｎ＊を加えられて補正され、補正ｄ軸電流指令Ｉｄ＊＊となる。
Ｉｑ＊発生器１４のｑ軸電流指令Ｉｑ＊は、加減算器１９ｑでｑ軸電流補正指令Ｉｑｓｉｎ＊により補正され、補正ｑ軸電流指令Ｉｑ＊＊となる。
補正ｄ軸電流指令Ｉｄ＊＊と補正ｑ軸電流指令Ｉｑ＊＊は、ともに電圧指令演算器１５に入力される。
Id * d-axis current command Id * is a
Iq * q-axis current command Iq * is the
Both the corrected d-axis current command Id ** and the corrected q-axis current command Iq ** are input to the
《ｄ軸電圧指令Ｖｄｃ＊とｑ軸電圧指令Ｖｑｃ＊》
電圧指令演算器１５は、前記の補正された補正ｄ軸電流指令Ｉｄ＊＊と補正ｑ軸電流指令Ｉｑ＊＊、および指令変換器２２から入力される角周波数指令ω１＊に基づいて、ＰＭモータ５への印加電圧のｄ軸電圧指令Ｖｄｃ＊とｑ軸電圧指令Ｖｑｃ＊を演算する。
<< d-axis voltage command Vdc * and q-axis voltage command Vqc * >>
Based on the corrected d-axis current command Id ** , the corrected q-axis current command Iq ** , and the angular frequency command ω1 * input from the
《三相交流電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊》
電圧指令演算器１５で求められたｄ軸電圧指令Ｖｄｃ＊とｑ軸電圧指令Ｖｑｃ＊は、ｄｑ逆変換器１６に入力され、積分器２３から出力される交流電圧の磁石磁束推定位置（位相）θｄｃに従って三相交流電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊に変換される。
<< Three-phase AC voltage commands Vu * , Vv * , Vw * >>
The d-axis voltage command Vdc * and the q-axis voltage command Vqc * obtained by the
ＰＷＭ信号発生器１７は、交流量の三相交流電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊の振幅と極性に応じたパルス幅を有するＰＷＭ信号を生成する。
このＰＷＭ信号の生成は演算等により生成することができるが、概念的には三相交流電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を三角波等の搬送波により変調して生成することに相当する。
このＰＷＭ信号発生器１７のＰＷＭ信号によりインバータ３の三相ブリッジ構成された上下アームの各スイッチ素子がオン・オフ制御され、ＰＭモータ５は三相交流電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊に応じた電圧により駆動制御される。
The
This PWM signal can be generated by calculation or the like, but conceptually corresponds to generation by modulating the three-phase AC voltage commands Vu * , Vv * , Vw * with a carrier wave such as a triangular wave.
The PWM signal from the
《Δθｄｃ、θｄｃ、θｄｃ’》
Δθ推定器１８では、電圧指令演算器１５の出力信号Ｖｄｃ＊、Ｖｑｃ＊と、ｄｃｑｃ座標変換器２０の出力信号であるｄｃ、ｑｃ各軸上に座標変換されたＩｄｃ、Ｉｑｃとに基づき、ＰＭモータ５の磁石磁束位置θｄと、電動機制御装置１内の磁石磁束推定位置θｄｃとの軸誤差推定値Δθｄｃの演算を行う。
ここで、軸誤差推定値Δθｄｃは、後記する図４に示すベクトル図によって定義される。
<< Δθdc, θdc, θdc '>>
In the
Here, the axis error estimated value Δθdc is defined by a vector diagram shown in FIG. 4 to be described later.
後記する図４に示すように、ＰＭモータ５内部の実際の磁石磁束Φの位置（位相）をｄ軸とし、それに直交する軸をｑ軸とする。これに対し、電動機制御装置１内で仮定しているｄｑ軸をｄｃｑｃ軸と定義し、両者のずれが軸誤差推定値Δθｄｃに相当する。
したがって、軸誤差推定値Δθｄｃを求めることができれば、磁石磁束推定位置θｄｃを修正することにより、電動機制御装置１内で仮定しているｄｃｑｃ軸をＰＭモータ５の実際の磁石磁束に係るｄｑ軸に収束させることができ、いわゆる磁極位置センサレス制御を実現できる。
具体的に、Δθｄｃの推定演算は、詳細な導出過程を省略するが、次の式５によってΔθｄｃを求められる。
As shown in FIG. 4 to be described later, the position (phase) of the actual magnet magnetic flux Φ inside the
Therefore, if the axis error estimated value Δθdc can be obtained, the dcqc axis assumed in the
Specifically, Δθdc estimation calculation omits a detailed derivation process, but Δθdc can be obtained by the
このようにして求められた軸誤差推定値Δθｄｃを磁石磁束推定位置θｄｃから加減算器１９θで減算することで、修正磁石磁束推定位置θｄｃ’が求められる。
この修正磁石磁束推定位置θｄｃ’とＰＭモータの実際の磁石磁束位置θｄとの差が修正軸誤差推定値Δθｄｃ’になる。
なお、前記したように、軸誤差推定値Δθｄｃが大きな値（所定値より大）となりすぎて、制御が発散する可能性がある場合には、軸誤差推定値リミッタ部２８で軸誤差推定値Δθｄｃは、前記の所定値に抑えられる。
また、修正軸誤差推定値Δθｄｃ’は、前記したように、ｄｃ’ｑｃ’座標変換器１２に入力している。
The corrected magnet magnetic flux estimated position θdc ′ is obtained by subtracting the axis error estimated value Δθdc obtained in this way from the magnet magnetic flux estimated position θdc by the adder / subtractor 19θ.
A difference between the corrected magnet magnetic flux estimated position θdc ′ and the actual magnet magnetic flux position θd of the PM motor becomes a corrected axis error estimated value Δθdc ′.
As described above, when the estimated axis error value Δθdc is too large (greater than the predetermined value) and there is a possibility that the control may diverge, the estimated error value Δθdc is estimated by the estimated axis
The corrected axis error estimated value Δθdc ′ is input to the dc′qc ′ coordinate
また、軸誤差推定値Δθｄｃに基づき、これが零になるように比例補償器（ＫＰＬＬ）２１を介して角周波数ω１＊に補正を加えるフィードバック制御を行うことで、修正軸誤差推定値Δθｄｃ’も零になる。
なお、比例補償器（ＫＰＬＬ）２１は、前記したように、Δθｄｃを零に制御するための角周波数の補正値Δω１を演算し、加減算器１９ωを介して、前述したように角周波数指令ω１＊を補正して磁石磁束推定位置θｄｃを生成するようになっている。また、比例補償器２１における実際の動作は、ＰＬＬ（Phase Locked Loop）を用いて行っているので、比例の定数を「ＫＰＬＬ」と表記している。
Further, based on the estimated axis error value Δθdc, feedback control is performed to correct the angular frequency ω1 * via the proportional compensator (K PLL ) 21 so that this becomes zero, so that the corrected estimated axis error value Δθdc ′ is also obtained. Become zero.
As described above, the proportional compensator (K PLL ) 21 calculates the angular frequency correction value Δω1 for controlling Δθdc to zero, and the angular frequency command ω1 through the adder / subtractor 19ω as described above. The magnet magnetic flux estimated position θdc is generated by correcting * . Since the actual operation in the
なお、磁石磁束位置θｄ、磁石磁束推定位置θｄｃ、軸誤差推定値Δθｄｃ、修正軸誤差推定値Δθｄｃ’を、適宜、それぞれ、θｄ、θｄｃ、Δθｄｃ、Δθｄｃ’と簡略化して表記する。 Note that the magnet magnetic flux position θd, the magnet magnetic flux estimated position θdc, the axis error estimated value Δθdc, and the corrected axis error estimated value Δθdc ′ are appropriately abbreviated as θd, θdc, Δθdc, and Δθdc ′, respectively.
＜ｄｑ軸座標と、ｄｃｑｃ軸座標及びｄｃ’ｑｃ’軸座標の関係＞
図４は、本発明の実施形態に係る電動機制御装置内で仮定されるｄｃｑｃ軸座標、及びｄｃ’ｑｃ’軸座標とＰＭモータのｄｑ軸座標との関係を説明する図である。なお、図３については後記する。
図４において、ＰＭモータ５（図２）内部の実際の磁石磁束Φの位置（位相）をｄ軸とし、それに直交する軸をｑ軸とする。
これに対し、電動機制御装置１内で仮定しているｄｑ軸をｄｃｑｃ軸と定義し、修正磁石磁束推定位置θｄｃ’を基準とするｄｑ軸をｄｃ’ｑｃ’軸と定義して両者のずれを軸誤差推定値Δθｄｃとする。
図４のベクトル図に示すように、ｄｃ軸とｄ軸との角度差であるΔθｄｃが正の場合、電動機制御装置１内で仮定されるｄｃｑｃ軸が、ＰＭモータ５におけるｄｑ軸よりも進んでいることになる。
<Relationship between dq axis coordinates, dcqc axis coordinates, and dc'qc 'axis coordinates>
FIG. 4 is a diagram illustrating the dcqc axis coordinates assumed in the motor control apparatus according to the embodiment of the present invention, and the relationship between the dc′qc ′ axis coordinates and the dq axis coordinates of the PM motor. Note that FIG. 3 will be described later.
In FIG. 4, the position (phase) of the actual magnetic flux Φ inside the PM motor 5 (FIG. 2) is defined as the d axis, and the axis orthogonal thereto is defined as the q axis.
On the other hand, the dq axis assumed in the
As shown in the vector diagram of FIG. 4, when Δθdc, which is an angle difference between the dc axis and the d axis, is positive, the dcqc axis assumed in the
この場合には、電動機制御装置１（図１）内で角周波数ω１＊を補正量Δω１だけ下げることで、Δθｄｃを減少させることができる。
逆に、Δθｄｃが負の場合は、補正量Δω１だけ角周波数ω１＊を上げて、ｄｑ軸とｄｃｑｃ軸を一致させることができる。
なお、ｄｑ軸とｄｃｑｃ軸が一致した場合には、補正量Δω１を０として、元の角周波数ω１＊に戻る。
このように制御することで、ＰＭモータ５の磁極の位置センサを用いることなく、制御器内部の磁石磁束位置θｄｃを、実際のＰＭモータ５内の磁石磁束位置θｄに収束させることができる。
In this case, Δθdc can be reduced by reducing the angular frequency ω1 * by the correction amount Δω1 in the motor control device 1 (FIG. 1).
Conversely, when Δθdc is negative, the angular frequency ω1 * can be increased by the correction amount Δω1 to match the dq axis and the dcqc axis.
When the dq axis and the dcqc axis coincide with each other, the correction amount Δω1 is set to 0 and the original angular frequency ω1 * is restored.
By controlling in this way, the magnetic flux position θdc in the controller can be converged to the actual magnetic flux position θd in the
＜モータの入力電流（電力）の低減について＞
次に、モータの入力電流（電力）の低減について述べる。
負荷として圧縮工程に同期した脈動を伴う圧縮機６（図２）の入力電力（消費電力）が最小になるのは、モータ電流の波高値が時間軸において揃った場合であることが知られている。
この場合、周期的に変動するモータ電流の変動低減を行うために、モータ電流の変動を抑制する補正信号をインバータに付加するとともに、その補正量をリミッタで制限して、交流実効値の低減をすることが行われている。
しかし、圧縮機のモータ電流の変動パターンは、圧縮機の種類、運転圧力条件等によりそれぞれ異なり、モータ電流の波高値を揃えるための補正量が変化する。そのため、リミッタに常に最適な値を設定することは非常に困難である。
<Reducing motor input current (electric power)>
Next, reduction of motor input current (power) will be described.
It is known that the input power (power consumption) of the compressor 6 (FIG. 2) with pulsation synchronized with the compression process as a load is minimized when the peak values of the motor current are aligned on the time axis. Yes.
In this case, in order to reduce fluctuations in the motor current that fluctuates periodically, a correction signal that suppresses fluctuations in the motor current is added to the inverter, and the correction amount is limited by a limiter to reduce the AC effective value. To be done.
However, the fluctuation pattern of the motor current of the compressor differs depending on the type of compressor, the operating pressure condition, and the like, and the correction amount for aligning the peak values of the motor current changes. Therefore, it is very difficult to always set an optimum value for the limiter.
そこで、本実施形態では、周期Ｉｄ＊発生器１０と周期Ｉｑ＊発生器１１を設けて、ＰＭモータ５の入力電流を効果的に低減するようにしている。
これについて図３を用いて説明する。
Therefore, in the present embodiment, the period Id * generator 10 and the period Iq * generator 11 are provided to effectively reduce the input current of the
This will be described with reference to FIG.
＜周期Ｉｄ＊発生器と周期Ｉｑ＊発生器：その１＞
図３は、本発明の実施形態に係る電動機制御装置に備えられた周期Ｉｄ＊発生器１０と周期Ｉｑ＊発生器１１の構成例を示す図であり、（ａ）は周期Ｉｄ＊発生器のブロック構成図、（ｂ）は周期Ｉｑ＊発生器のブロック構成図である。
<Period Id * Generator and Period Iq * Generator:
FIG. 3 is a diagram illustrating a configuration example of the period Id * generator 10 and the period Iq * generator 11 included in the motor control device according to the embodiment of the present invention, and (a) is a diagram of the period Id * generator. Block configuration diagram, (b) is a block configuration diagram of a period Iq * generator.
《周期Ｉｄ＊発生器１０》
図３（ａ）において、周期Ｉｄ＊発生器１０は、ｄｃ’ｑｃ’座標変換器１２から出力されるｄｃ’軸電流成分Ｉｄｃ’を取り込んで、その変動分ΔＩｄｃ’を単相−ｄｑ座標変換器２５１ｄにて、ｓｉｎ成分のΔＩｄｄｓとｃｏｓ成分のΔＩｄｑｓに分解する。
次いで、一次遅れフィルタ２５２ｄにて交流成分を削除し、ｓｉｎ成分のΔＩｄｄｓとｃｏｓ成分のΔＩｄｑｓのそれぞれの脈動分を抽出する。
なお、図３（ａ）において、一次遅れフィルタ２５２ｄのブロックに表記したＴＩｄＡＣＲは、１次遅れの定数を表す所定の定数である。また、ｓはラプラス変換の微分演算子を表記している。
<< Period Id * Generator 10 >>
In FIG. 3A, the period Id * generator 10 takes in the dc′-axis current component Idc ′ output from the dc′qc ′ coordinate
Next, the AC component is eliminated by the first-
In FIG. 3A, T IdACR represented in the block of the first-
そして、これらの脈動分を零にするため、加減算器１９１、１９２により零発生器２０１から与えられる零との偏差をｄ軸およびｑ軸に関して演算する。
これらの偏差に基づき、積分制御器２５３ｄが積分補償を行い、脈動分を零に制御する。
なお、図３（ａ）において、積分制御器２５３ｄのブロックに表記したＫｉＩｄＡＣＲは、比例ゲインであり、この値を変更することで制御の応答性を変更できる。また、１／ｓは積分の演算を表記している。
And in order to make these pulsations zero, the deviation from zero given from the zero
Based on these deviations, the
In FIG. 3A, K iIdACR indicated in the block of the integral controller 253d is a proportional gain, and the control responsiveness can be changed by changing this value. Also, 1 / s represents an integral operation.
補正電流値リミッタ部２５５ｄでは、積分制御器２５３ｄが算出した補正電流値に制限をかけ、補正電流値Ｉｄｓ、Ｉｑｓを出力する。
補正電流値リミッタ部２５５ｄから出力される補正電流値Ｉｄｓ、Ｉｑｓは、それぞれｄｑ−単相逆変換器２５４ｄによって単相信号に逆変換され、周期Ｉｄ＊発生器１０においては、ｄ軸電流成分の補正指令Ｉｄｓｉｎ＊として出力される。
この補正指令Ｉｄｓｉｎ＊は、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊に加減算器１９ｄを介して加算され、電圧指令演算器１５（図１）に入力されるＩｄ＊＊となる。
なお、補正電流値リミッタ部２５５ｄは、図３（ａ）においては、単に「リミッタ」と表記している。
The correction current
The corrected current values Ids and Iqs output from the corrected current
This correction command Idsin * is added to the d-axis current command Id * via the adder /
The correction
《周期Ｉｑ＊発生器１１》
図３（ｂ）に示した、周期Ｉｑ＊発生器１１についても同様に、ｄｃ’ｑｃ’座標変換器１２から出力されるｑｃ’軸電流成分Ｉｑｃ’を取り込む。
その変動分ΔＩｑｃ’をｓｉｎ成分ΔＩｑｄｓとｃｏｓ成分ΔＩｑｑｓに分解する。
次いで、一次遅れフィルタ２５２ｑにて交流成分を削除し、ｓｉｎ成分ΔＩｄｄｓとｃｏｓ成分ΔＩｄｑｓの脈動分を抽出する。
次いで、これらの脈動分を零にするため、加減算器１９１、１９２により零発生器２０１から与えられる零との偏差を求め、積分制御器２５３ｑによって積分補償を行い、脈動分を零に制御する。
なお、図３（ｂ）において、一次遅れフィルタ２５２ｑのブロックに表記したＴＩｑＡＣＲは、１次遅れの定数を表す所定の定数である。ｓはラプラス変換の微分演算子を表記している。
<< Period Iq * Generator 11 >>
Similarly, the period Iq * generator 11 shown in FIG. 3B captures the qc′-axis current component Iqc ′ output from the dc′qc ′ coordinate
The variation ΔIqc ′ is decomposed into a sin component ΔIqds and a cos component ΔIqqs.
Next, the AC component is deleted by the first-
Next, in order to make these pulsations zero, the adder /
In FIG. 3B, T IqACR described in the block of the first-
また、積分制御器２５３ｑのブロックに表記したＫｉＩｑＡＣＲは、比例ゲインであり、この値を変更することで制御の応答性を変更できる。また、１／ｓは積分の演算を表記している。
そして、補正電流値リミッタ部２５５ｑは、積分制御器２５３ｑから出力される補正電流値に制限をかけ、補正電流値Ｉｄｓ、Ｉｑｓを出力する。リミッタ部２５５ｑから出力される補正電流値Ｉｄｓ、Ｉｑｓは、ｄｑ−単相変換器２５４ｑによって単相信号に逆変換され、ｑ軸電流成分の補正指令Ｉｑｓｉｎ＊として出力される。
この補正指令Ｉｑｓｉｎ＊は、ｑ軸電流指令Ｉｑ＊に加減算器１９ｑを介して加算され、電圧指令演算器１５に入力されるＩｑ＊＊となる。
K iIqACR indicated in the block of the integral controller 253q is a proportional gain, and the control responsiveness can be changed by changing this value. Also, 1 / s represents an integral operation.
Then, the correction
The correction command Iqsin * is added to the q-axis current command Iq * via the adder /
＜周期Ｉｄ＊発生器と周期Ｉｑ＊発生器：その２＞
以上説明したように、本実施形態の周期Ｉｄ＊発生器１０と周期Ｉｑ＊発生器１１によれば、ｄｃ’、ｑｃ’軸各軸における各周波数成分の脈動を打ち消すような補正電流指令Ｉｄｓｉｎ＊、Ｉｑｓｉｎ＊を発生させることができる。
そして、これらの補正電流指令をｄ軸電流指令Ｉｄ＊、ｑ軸電流指令Ｉｑ＊にそれぞれ加え合わせて補正し、インバータ３を駆動する指令電圧Ｖｄｃ＊、Ｖｑｃ＊を調整することにより、モータ電流の波高値を揃えることができる。
<Period Id * Generator and Period Iq * Generator:
As described above, according to the cycle Id * generator 10 and the cycle Iq * generator 11 of the present embodiment, the correction current command Idsin * that cancels the pulsation of each frequency component in each axis of the dc ′ and qc ′ axes . , Iqsin * can be generated.
These correction current commands are added to the d-axis current command Id * and the q-axis current command Iq * for correction, and the command voltages Vdc * and Vqc * for driving the
一般に、圧縮機の負荷トルクの変動パターンは、圧縮機の種類、運転圧力条件等によりそれぞれ異なることから、モータ電流の波高値を揃えるための補正量が変化してしまうため、予め補正量を設定することでは、対応することができない。
それに対して、本実施形態の周期Ｉｄ＊発生器１０と周期Ｉｑ＊発生器１１による補償制御は、モータ電流の波高値を揃えることを直接、狙ったものであり、格別なリミッタ調整の必要がないため、容易にモータの入力電流の低減を行うことができる。したがって、圧縮機の種類、運転圧力条件等が異なっていてもモータの入力電流の低減が可能となる。
Generally, since the load torque fluctuation pattern of the compressor varies depending on the type of compressor, operating pressure conditions, etc., the correction amount for aligning the crest value of the motor current changes, so the correction amount is set in advance. I can't cope with it.
On the other hand, the compensation control by the period Id * generator 10 and the period Iq * generator 11 of the present embodiment is aimed directly at equalizing the crest values of the motor current, and special limiter adjustment is necessary. Therefore, it is possible to easily reduce the motor input current. Therefore, the motor input current can be reduced even if the type of compressor, operating pressure conditions, and the like are different.
＜本実施形態の効果＞
本実施形態によれば、モータ電流の検出値に相関するｄｃ’、ｑｃ’軸電流成分Ｉｄｃ’、Ｉｑｃ’の変動分を求め、その変動分を低減するようにｄ、ｑ軸電流指令Ｉｄ＊、Ｉｑ＊を補正するようにしているので、リミッタ調整をすることなく、モータの入力電流の低減を行うことができる。
<Effect of this embodiment>
According to the present embodiment, fluctuations of the dc ′ and qc ′ axis current components Idc ′ and Iqc ′ that correlate with the detected value of the motor current are obtained, and d and q axis current command Id * so as to reduce the fluctuations . Since Iq * is corrected, the motor input current can be reduced without adjusting the limiter.
また、本実施形態によれば、周期的なモータ電流の変動を抑制することで入力電流を低減でき、インバータの損失を低減して、高効率な圧縮機の運転を可能にした空気調和機を実現できる。また、振動、騒音により低回転で運転できなかった圧縮機を用いた空気調和機に対しても、低回転で高効率な運転ができる。これにより、低速高効率モータを使用でき大幅な省エネルギを期待できる。 In addition, according to the present embodiment, an air conditioner that can reduce the input current by suppressing periodic fluctuations in the motor current, reduce the loss of the inverter, and enable the operation of the highly efficient compressor. realizable. In addition, an air conditioner using a compressor that could not be operated at low rotation due to vibration and noise can be operated at low rotation and high efficiency. As a result, a low-speed and high-efficiency motor can be used, and significant energy savings can be expected.
また、Δθ推定器１８やＩｑ＊発生器１４に入力するモータ電流を、磁石磁束推定位置θｄｃを磁束軸とするｄｃｑｃ座標変換器２０で求めたｄｃ軸上の電流成分Ｉｄｃやｑｃ軸上の電流成分ＩｑｃをΔθ推定器１８やＩｑ＊発生器１４に入力する。
この方法をとることで、磁極位置センサレス制御の主な部分は、従来から実施されて信頼性も確かな方法で構成できる。
また、モータ電流の変動を抑制する部分は、モータ電流の変動分をより正確に抽出できるように、軸誤差推定値を加味した座標変換によって得られたｄｃ’軸上の電流成分、ｑｃ’軸上の電流成分に基づいて求める。
これらの方法をとることにより、ｄ軸電流指令、ｑ軸電流指令を補正してモータ電流の変動を抑制し、インバータの損失を低減することができる。
Further, the motor current input to the
By adopting this method, the main part of the magnetic pole position sensorless control can be configured by a method that has been conventionally performed and has reliable reliability.
In addition, the part that suppresses the fluctuation of the motor current is the current component on the dc ′ axis obtained by coordinate conversion with the estimated axis error value, qc ′ axis so that the fluctuation amount of the motor current can be extracted more accurately. Obtained based on the current component above.
By adopting these methods, it is possible to correct the d-axis current command and the q-axis current command to suppress fluctuations in the motor current and reduce the inverter loss.
＜比較例＞
次に、電動機の制御装置の比較例をあげて、本発明の実施形態との相異について説明する。
一般に、電動機の制御装置では、負荷トルクが変動したときに、モータ電流Ｉｍと軸誤差（軸誤差推定値）Δθｄｃが変動する。そして、暫時の振動の後に、負荷トルクに見合ったモータ電流Ｉｍで収束するとともに、軸誤差（軸誤差推定値）Δθｄｃも零になるように制御される。
負荷トルクが周期的に変動した場合は、負荷トルクの変動周期で、モータ電流Ｉｍと軸誤差（軸誤差推定値）Δθｄｃも変動し続ける。
また、前記したように、モータの入力電力が最小になるのは、モータ電流の波高値が揃った場合である。
<Comparative example>
Next, the difference from the embodiment of the present invention will be described with reference to a comparative example of the motor control device.
Generally, in a motor control device, when the load torque varies, the motor current Im and the shaft error (axis error estimated value) Δθdc vary. After the vibration for a while, the motor current Im corresponding to the load torque is converged, and the axis error (axis error estimated value) Δθdc is controlled to be zero.
When the load torque fluctuates periodically, the motor current Im and the shaft error (axis error estimated value) Δθdc continue to fluctuate in the load torque fluctuation cycle.
As described above, the motor input power is minimized when the crest values of the motor current are aligned.
比較例の電動機制御装置として、負荷トルクの変動に起因して振動していた軸誤差（軸誤差推定値）Δθｄｃの振幅を減衰させるため、ｄｑ軸電流指令発生手段からのｄｑ軸電流指令をｄｑ軸電流補正指令発生手段からのｄｑ軸電流補正指令で補正する方法を、次に説明する。 As a motor control device of a comparative example, in order to attenuate the amplitude of the axis error (axis error estimated value) Δθdc that has been oscillated due to fluctuations in the load torque, the dq axis current command from the dq axis current command generating means is dq. A method of correcting with the dq axis current correction command from the shaft current correction command generating means will be described next.
《比較例の電動機制御装置の概略回路構成》
比較例の電動機制御装置６０１の概略の回路構成を説明する。
図６は、比較例の電動機制御装置６０１の構成と、この電動機制御装置６０１に制御されるインバータ３と、直流電源４と、インバータ３によって駆動されるＰＭモータ５と圧縮機６の関連する構成を示す図である。なお、図５については後記する。
また、図６に示す比較例の回路構成は、本発明の実施形態の回路構成である図１、図２と、共通する要素が多い。この共通する部分における重複する説明は省略する。
比較例の図６と、本発明の実施形態の図１との相違点を主として説明する。
<< Schematic circuit configuration of a motor control device of a comparative example >>
A schematic circuit configuration of the
FIG. 6 shows the configuration of the
The circuit configuration of the comparative example shown in FIG. 6 has many elements in common with FIGS. 1 and 2 that are the circuit configuration of the embodiment of the present invention. The overlapping description in this common part is omitted.
Differences between FIG. 6 of the comparative example and FIG. 1 of the embodiment of the present invention will be mainly described.
比較例の電動機制御装置６０１の概略の回路を表す図６では、電圧指令演算器１５に負荷トルクの変動に起因して振動していた軸誤差（軸誤差推定値）Δθｄｃを補正する方法として、周期Ｉｄ＊発生器６１０と周期Ｉｑ＊発生器６１１の信号を用いている。
周期Ｉｄ＊発生器６１０には、ｄｃ軸電流Ｉｄｃが入力し、周期Ｉｑ＊発生器６１１には、ｑｃ軸電流Ｉｑｃが入力している回路構成となっている。
この回路構成では、ｄｑ軸電流補正指令発生手段は、電動機制御装置内部で仮定している磁石磁束推定位置θｄｃに基づいて座標変換して推定したｄｃ、ｑｃ軸電流成分Ｉｄｃ、Ｉｑｃを用いて補正量を演算する。
つまり、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊の補正をそれぞれｄｃｑｃ軸電流成分のＩｄｃ、Ｉｑｃを用いて行っている。
この場合のモータ電流をｄｑ軸座標、ｄｃｑｃ軸座標及び参考としてのｄｃ’ｑｃ’軸座標のベクトルの関連を次に説明する。
In FIG. 6, which represents a schematic circuit of the electric
The cycle Id * generator 610 receives a dc-axis current Idc, and the cycle Iq * generator 611 receives a qc-axis current Iqc.
In this circuit configuration, the dq-axis current correction command generating means corrects using dc, qc-axis current components Idc, Iqc estimated by coordinate conversion based on the magnet magnetic flux estimated position θdc assumed in the motor control device. Calculate the quantity.
That is, the d-axis current command value Id * and the q-axis current command value Iq * are corrected using the dcqc-axis current components Idc and Iqc, respectively.
Next, the relationship between the motor current in this case, the dq axis coordinate, the dcqc axis coordinate, and the vector of the dc′qc ′ axis coordinate as a reference will be described.
《比較例におけるｄｑ軸座標、ｄｃｑｃ軸座標について》
図５は、比較例の電動機制御装置６０１を用いたモータ電流をｄｑ軸座標、ｄｃｑｃ軸座標及び参考としてのｄｃ’ｑｃ’軸座標で説明する図である。
図５において、ｄ軸およびｑ軸に、モータ電流のそれぞれｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑが表記されている。
また、電動機制御装置６０１の内部に仮定されたｄｃｑｃ軸座標と、その座標上に表されるｄｃ軸電流（成分）Ｉｄｃ、ｑｃ軸電流（成分）Ｉｑｃが表記されている。
なお、図６の回路において、ｄｃ’ｑｃ’軸座標は、存在しないが、本実施形態の図１の回路および図４のベクトル図との比較のために、参考に表記している。
<< Dq axis coordinates and dcqc axis coordinates in the comparative example >>
FIG. 5 is a diagram for explaining the motor current using the electric
In FIG. 5, a d-axis current Id and a q-axis current Iq of the motor current are respectively expressed on the d-axis and the q-axis.
In addition, a dcqc axis coordinate assumed inside the
In the circuit of FIG. 6, the dc′qc ′ axis coordinate does not exist, but is shown for reference for comparison with the circuit of FIG. 1 of this embodiment and the vector diagram of FIG.
図５に示すように、比較例の場合には、ｄｑ軸とｄｃｑｃ軸との軸誤差（軸誤差推定値）Δθｄｃは、ｄｑ軸とｄｃ’ｑｃ’軸との軸誤差（軸誤差推定値）Δθｄｃ’よりも大きい。
したがって、軸誤差（軸誤差推定値）Δθｄｃが大きいところでは、同じ電流のｄ、ｑ軸電流成分Ｉｄ、Ｉｑとの差が大きく、補正量を適正に演算できない場合があり、不適正な補正によって、モータ電流の変動がなかなか収束しない要因となっている。
なお、図５におけるＩｍは、モータ電流であり、
Ｉｍ２＝Ｉｄ２＋Ｉｑ２＝Ｉｄｃ２＋Ｉｑｃ２＝Ｉｄｃ’２＋Ｉｑｃ’２
の関係がある。
また、軸誤差（軸誤差推定値）Δθｄｃは、前述の式５から計算できるが、式５にはモータの諸定数（Ｒ、Ｌ）が含まれ、モータの諸定数はモータ１台毎にバラツキがあり、制御ソフトでは代表的な値で演算するため、演算で求めた軸誤差と実際の軸誤差（軸誤差推定値）Δθｄｃは多少異なっている。
As shown in FIG. 5, in the comparative example, the axis error (axis error estimated value) Δθdc between the dq axis and the dcqc axis is the axis error (axis error estimated value) between the dq axis and the dc′qc ′ axis. It is larger than Δθdc ′.
Therefore, where the axis error (axis error estimated value) Δθdc is large, the difference between the current d and the q-axis current components Id and Iq may be large, and the correction amount may not be calculated properly. The fluctuation of the motor current is a factor that does not easily converge.
In addition, Im in FIG. 5 is a motor current,
Im 2 = Id 2 + Iq 2 = Idc 2 + Iqc 2 = Idc ′ 2 + Iqc ′ 2
There is a relationship.
Further, the shaft error (estimated shaft error value) Δθdc can be calculated from the above-described
＜電動機制御装置の実施形態と比較例との比較＞
本発明の実施形態の電動機制御装置は、前記したように図１の回路を構成している。
図１においては、電圧指令演算器１５に負荷トルクの変動に起因して振動していた軸誤差（軸誤差推定値）Δθｄｃを補正する方法として、周期Ｉｄ＊発生器１０と周期Ｉｑ＊発生器１１の信号を用いており、周期Ｉｄ＊発生器１０には、ｄｃ軸電流成分Ｉｄｃ’が入力し、周期Ｉｑ＊発生器１１には、ｑｃ軸電流成分Ｉｑｃ’が入力している回路構成となっている。
つまり、本発明の実施形態の電動機制御装置１においては、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊の補正を、それぞれｄｃ’軸電流成分Ｉｄｃ’、ｑｃ’軸電流成分Ｉｑｃ’を用いて行っている。
これは、前記の比較例の電動機制御装置６０１において、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊の補正を、それぞれｄｃ軸電流成分Ｉｄｃ、ｑｃ軸電流成分Ｉｑｃを用いて行っていることと異なる点である。
<Comparison between Embodiment of Motor Control Device and Comparative Example>
The motor control device of the embodiment of the present invention constitutes the circuit of FIG. 1 as described above.
In FIG. 1, the period Id * generator 10 and the period Iq * generator are used as a method for correcting the axis error (axis error estimated value) Δθdc that has oscillated due to the fluctuation of the load torque in the
That is, in the
This is because the d-axis current command value Id * and the q-axis current command value Iq * are corrected using the dc-axis current component Idc and the qc-axis current component Iqc, respectively, in the
この場合のモータ電流をｄｑ軸座標、ｄｃｑｃ軸座標及びｄｃ’ｑｃ’軸座標のベクトルの関連を前記した図５で重ねて説明する。
図５（図４）において、ｄｑ軸座標、ｄｃｑｃ軸座標及びｄｃ’ｑｃ’軸座標の関連が示されている。前記したように、本発明の実施形態の電動機制御装置１においては、Ｉｄ＊、Ｉｑ＊の補正をＩｄｃ’、Ｉｑｃ’を用いて行っているので、ｄｑ軸座標とｄｃ’ｑｃ’軸座標の間のΔθｄｃ’の変換となる。このΔθｄｃ’は、前記した比較例のｄｑ軸座標とｄｃｑｃ軸座標の間のΔθｄｃよりも小さい。
The motor current in this case will be described with reference to FIG. 5 in which the relationship between the vectors of the dq axis coordinate, the dcqc axis coordinate and the dc′qc ′ axis coordinate is overlapped.
FIG. 5 (FIG. 4) shows the relationship between the dq axis coordinates, the dcqc axis coordinates, and the dc′qc ′ axis coordinates. As described above, in the
このように、本発明の実施形態の電動機制御装置では、ｄｑ座標変換の磁束軸を従来の磁石磁束推定位置θｄｃより、ＰＭモータの実際の磁石磁束位置θｄに近い位置になる修正磁石磁束推定位置θｄｃ’にして、座標変換する。
したがって、変換されたｄｃ’軸電流成分、ｑｃ’軸電流成分は、ＰＭモータの実際のｄ軸電流成分、ｑ軸電流成分に近い値となって、素早く収束し、制御の安定性が向上する。
また、負荷トルクの変動に起因する軸誤差（軸誤差推定値）Δθｄｃの脈動も、ＰＭモータの実際の磁束軸の近辺での小さな脈動になるので、軸誤差（軸誤差推定値）Δθｄｃの脈動によって生ずるモータ電流の変動が抑制され、インバータの損失を低減することができる。
この場合、ＰＭモータの実際の磁石磁束位置θｄに近い位置になる修正磁石磁束推定位置θｄｃ’を基準として、座標変換するので、モータ電流の変動分をより正確に抽出できる。
As described above, in the motor control device according to the embodiment of the present invention, the corrected magnet magnetic flux estimated position where the magnetic flux axis for dq coordinate conversion is closer to the actual magnet magnetic flux position θd of the PM motor than the conventional magnet magnetic flux estimated position θdc. Coordinate is converted to θdc ′.
Therefore, the converted dc′-axis current component and qc′-axis current component become values close to the actual d-axis current component and q-axis current component of the PM motor, and converge quickly, thereby improving the stability of control. .
Further, the pulsation of the axis error (axis error estimated value) Δθdc caused by the load torque fluctuation is also a small pulsation in the vicinity of the actual magnetic flux axis of the PM motor, and therefore the pulsation of the axis error (axis error estimated value) Δθdc. Thus, the fluctuation of the motor current caused by the above can be suppressed, and the loss of the inverter can be reduced.
In this case, since the coordinate conversion is performed based on the corrected magnet magnetic flux estimated position θdc ′ that is close to the actual magnet magnetic flux position θd of the PM motor, the fluctuation amount of the motor current can be extracted more accurately.
また、本発明の実施形態の電動機制御装置では、Δθ推定器１８の後に、比較例にはない軸誤差推定値リミッタ部２８を備えている。前記したように、この軸誤差推定値リミッタ部２８の作用により、負荷変動が激しいときに軸誤差推定値Δθｄｃが大きな値となった場合においても、発散することなしに制御を安定して継続することができる。
この優れた安定性は、比較例を大きく上回る。
Further, in the motor control apparatus according to the embodiment of the present invention, the
This excellent stability greatly exceeds the comparative example.
以上により、ＰＭモータの磁極位置センサレス制御の主な部分として、ｄ軸電流指令の発生、ｑ軸電流指令の発生に従来から使用実績がある技術を使用した方法を採用して信頼性を確保し、ｄ軸電流指令、ｑ軸電流指令に対する補正はモータ電流の変動分をより正確に抽出できるように、軸誤差推定値を加味した座標変換によって得られたｄｃ’軸上の電流成分、ｑｃ’軸上の電流成分に基づいて求め、ｄ軸電流指令、ｑ軸電流指令を補正してモータ電流の変動を抑制し、インバータの損失を低減することができる。
このため、周期的なトルク外乱に起因する電動機の入力電流の変動を抑制し、インバータの損失を低減する電動機制御装置を提供することができる。
As described above, as a main part of PM motor magnetic pole position sensorless control, reliability is ensured by adopting a method that has been used for the generation of d-axis current command and q-axis current command. The correction for the d-axis current command and the q-axis current command is such that the current component on the dc ′ axis, qc ′, obtained by coordinate conversion taking into account the estimated value of the axis error so that the fluctuation amount of the motor current can be extracted more accurately. It can be obtained based on the current component on the shaft, and the d-axis current command and the q-axis current command can be corrected to suppress fluctuations in the motor current, thereby reducing the inverter loss.
Therefore, it is possible to provide an electric motor control device that suppresses fluctuations in the input current of the electric motor due to periodic torque disturbance and reduces inverter loss.
以上、説明した実施形態の構成とそれによる効果について、一部重複するが以下にあらためて列挙する。 As mentioned above, although it overlaps in part about the structure of embodiment demonstrated and the effect by it, it enumerates again below.
《構成と効果１》
以上の実施形態の構成において、電動機制御装置１においては、修正磁石磁束推定位置θｄｃ’が磁石磁束推定位置θｄｃから軸誤差推定値Δθｄｃを減じた位置である。
これにより、修正磁石磁束推定位置θｄｃ’はＰＭモータ５の実際の磁石磁束位置θｄに極めて接近し、修正磁石磁束推定位置θｄｃ’を座標軸（ｄｃ’ｑｃ’軸）として、座標変換して求めたｄｃ’軸上の電流成分、ｑｃ’軸上の電流成分はＰＭモータ５の実際のｄ軸上の電流成分、ｑ軸上の電流成分に極めて近くなり、これに基づいて補正したｄ軸電流補正指令、ｑ軸電流補正指令により、電動機を素早く安定させて制御することができる。
このため、周期的なトルク外乱に起因する電動機の入力電流の変動を抑制し、インバータの損失を低減する電動機制御装置を提供することができる。
<Configuration and
In the configuration of the above embodiment, in the
Thereby, the corrected magnet magnetic flux estimated position θdc ′ is very close to the actual magnet magnetic flux position θd of the
Therefore, it is possible to provide an electric motor control device that suppresses fluctuations in the input current of the electric motor due to periodic torque disturbance and reduces inverter loss.
《構成と効果２》
また、電動機制御装置１は、軸誤差推定手段であるΔθ推定器１８の出力に軸誤差推定値リミッタ部２８を備え、軸誤差推定値Δθｄｃの絶対値を所定値以下に制限している。
これにより、比例補償器２１などの定数の設定で、制御上の特異点が生じた場合や、負荷の変動が激しい場合でも、発散することなしに制御を安定して継続することができる。
このため、周期的なトルク外乱に起因する電動機（ＰＭモータ５）の入力電流の変動を抑制し、インバータ３の損失を低減する電動機制御装置を提供することができる。
<Configuration and
Further, the
As a result, even when a singular point in the control is generated by setting a constant such as the
Therefore, it is possible to provide an electric motor control device that suppresses fluctuations in the input current of the electric motor (PM motor 5) caused by periodic torque disturbance and reduces the loss of the
《構成と効果３》
また、電動機制御装置１は、周期Ｉｄ＊発生器１０および周期Ｉｑ＊発生器１１において、補正電流値リミッタ部２５５ｄ、２５５ｑで、積分制御器２５３ｄ、２５３ｑが算出した補正電流値に制限をかけ、補正電流値Ｉｄｓ、Ｉｑｓを出力する。すなわち、周期Ｉｄ＊発生器１０および周期Ｉｑ＊発生器１１のそれぞれの出力であるｄ軸電流補正指令Ｉｄｓｉｎ ＊、ｑ軸電流補正指令Ｉｑｓｉｎ ＊の補正指令値に制限をかける。
これにより、負荷の変動が激しい場合でも、発散することなしに制御を安定して継続することができる。
このため、周期的なトルク外乱に起因する電動機（ＰＭモータ５）の入力電流の変動を抑制し、インバータ３の損失を低減する電動機制御装置を提供することができる。
<< Composition and
Further, the
As a result, even when the load fluctuates greatly, the control can be continued stably without divergence.
Therefore, it is possible to provide an electric motor control device that suppresses fluctuations in the input current of the electric motor (PM motor 5) caused by periodic torque disturbance and reduces the loss of the
（その他の実施形態）
以上、本発明の実施形態について図面を参照して詳述したが、本発明はこれら実施形態およびその変形に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲の設計変更等があってもよく、以下にその例をあげる。
(Other embodiments)
As mentioned above, although embodiment of this invention was explained in full detail with reference to drawings, this invention is not limited to these embodiment and its deformation | transformation, There exists a design change etc. of the range which does not deviate from the summary of this invention. Well, here are some examples:
《回路構成》
本発明の電動機制御装置の実施形態を示す図１の回路構成において、各回路の機能をブロック図で説明したが、それぞれの機能ブロックを個別のハードの回路で構成してもよいし、また、ＭＰＵ（Micro-Processing Unit）やＣＰＵ（Central Processing Unit）などの制御用ＩＣを媒体としたソフトウェアプログラムによって、全体で一括して制御する構成にしてもよい。
<Circuit configuration>
In the circuit configuration of FIG. 1 showing the embodiment of the motor control device of the present invention, the function of each circuit has been described with a block diagram, but each functional block may be configured with an individual hardware circuit, A configuration may be adopted in which control is performed collectively by a software program using a control IC such as an MPU (Micro-Processing Unit) or CPU (Central Processing Unit) as a medium.
《電動機および圧縮機》
本発明の実施形態において、図２における電動機をＰＭモータ５として説明した。しかし、本発明が対象とする電動機は、ＰＭモータに限られるものではなく、例えば、巻線型同期電動機、リラクタンスモータなど、他の同期電動機ついても同様に適用することができる。
また、圧縮機には、スクロール圧縮機、ロータリ圧縮機、レシプロ圧縮機を用いることができる。
また、圧縮機６は、空気調和機に備えられているとしたが、冷蔵装置や冷凍装置に備えられた圧縮機でもよい。
《Electric motor and compressor》
In the embodiment of the present invention, the electric motor in FIG. However, the electric motor targeted by the present invention is not limited to the PM motor, and can be similarly applied to other synchronous motors such as a winding synchronous motor and a reluctance motor.
Moreover, a scroll compressor, a rotary compressor, and a reciprocating compressor can be used for a compressor.
Moreover, although the compressor 6 was provided in the air conditioner, it may be a compressor provided in a refrigeration apparatus or a refrigeration apparatus.
《モータ電流の検出方法》
また、本発明の実施形態の説明では、図２において、インバータ３に流れる直流電流Ｉ０を電流検出器７で検出して、モータ電流を再現する例を示した。しかし、本発明は、これに限らず、直流電流Ｉ０に代えて、モータ巻き線の各相に流れる電流をそれぞれシャント抵抗や直接ホールＣＴ（Ｃurrent Ｔransformer）により検出する、あるいは、交流電源４１とダイオードブリッジ４２の間にトランス等を用いた電流検出手段により検出した電流を用いても同様の効果が得られる。
<Method for detecting motor current>
In the description of the embodiment of the present invention, FIG. 2 shows an example in which the direct current I0 flowing through the
１ 電動機制御装置
２ 電動機駆動装置
３ インバータ
４ 直流電源
５ ＰＭモータ（電動機）
６ 圧縮機
７ 電流検出器
８ 電流再現器、
９ 回転数指令発生器（ωｒ＊発生器）
１０ 周期Ｉｄ＊発生器（ｄ軸電流補正指令発生手段）
１１ 周期Ｉｑ＊発生器（ｑ軸電流補正指令発生手段）
１２ ｄｃ’ｄｑ’座標変換器（ｄｃ’ｄｑ’／３φ、ｄｃ’ｄｑ’座標変換手段）
１３ Iｄ＊発生器（ｄ軸電流指令発生手段）
１４ Iｑ＊発生器（ｑ軸電流指令発生手段）
１５ 電圧指令演算器（電圧指令演算手段）
１６ ｄｑ逆変換器（３φ／ｄｑ、逆変換手段）
１７ ＰＷＭ信号発生器（ＰＷＭ、ＰＷＭ信号発生手段）
１８ Δθ推定器（軸誤差推定手段）
１９ｄ、１９ｑ、１９θ、１９ω、１９１、１９２ 加減算器
２０ ｄｃｑｃ座標変換器（ｄｃｑｃ／３φ、ｄｃｑｃ座標変換手段）
２１ 比例補償器（ＫＰＬＬ）
２２ 指令変換器（Ｐ／２）
２３ 積分器（１／Ｓ）
２８ 軸誤差推定値リミッタ部
４１ 交流電源
４２ ダイオードブリッジ
４３ 平滑コンデンサ
２０１ 零発生器（０）
２５１ｄ、２５１ｑ 単相−ｄｑ座標変換器（ｄｑ／α）
２５２ｄ、２５２ｑ 一次遅れフィルタ
２５３ｄ、２５３ｑ 積分制御器
２５４ｄ、２５４ｑ ｄｑ−単相逆変換器（α／ｄｑ）
２５５ｄ、２５５ｑ 補正電流値リミッタ部
DESCRIPTION OF
6
9 Speed command generator (ωr * generator)
10 period Id * generator (d-axis current correction command generation means)
11 period Iq * generator (q-axis current correction command generating means)
12 dc'dq 'coordinate converter (dc'dq' / 3φ, dc'dq 'coordinate conversion means)
13 Id * generator (d-axis current command generation means)
14 Iq * generator (q-axis current command generation means)
15 Voltage command calculator (voltage command calculation means)
16 dq reverse converter (3φ / dq, reverse conversion means)
17 PWM signal generator (PWM, PWM signal generating means)
18 Δθ estimator (axis error estimation means)
19d, 19q, 19θ, 19ω, 191, 192 Adder /
21 Proportional compensator (K PLL )
22 Command converter (P / 2)
23 Integrator (1 / S)
28 Axis error estimated value limiter 41
251d, 251q Single phase-dq coordinate converter (dq / α)
252d, 252q First-
255d, 255q Correction current value limiter
Claims (4)
前記電動機に流れるモータ電流の再現値に基づいて前記モータ電流を、前記磁石磁束推定位置を磁石磁束軸とするｄｃｑｃ軸回転座標系に対応するｄｃ軸電流成分とｑｃ軸電流成分に変換して推定するｄｃｑｃ座標変換手段と、
前記ｑｃ軸電流成分に基づいてｑ軸電流指令を発生するｑ軸電流指令発生手段と、
前記ｑ軸電流指令に基づいてｄ軸電流指令を発生するｄ軸電流指令発生手段と、
前記モータ電流を前記磁石磁束推定位置から前記軸誤差推定手段で推定した軸誤差推定値に応じて修正した修正磁石磁束推定位置を磁石磁束軸とするｄｃ’ｑｃ’軸回転座標系に対応するｄｃ’軸電流成分とｑｃ’軸電流成分に変換して推定するｄｃ’ｑｃ’座標変換手段と、
前記ｄｃ’軸電流成分に基づいて、該ｄｃ’軸電流成分に含まれるモータ電流の電流変動分に対応するｄｃ’軸電流変動分を検出し、該ｄｃ’軸電流変動分を抑制するｄ軸電流補正指令を生成して、前記ｄ軸電流指令を補正するｄ軸電流補正指令発生手段と、
前記ｑｃ’軸電流成分に基づいて、該ｑｃ’軸電流成分に含まれるモータ電流の電流変動分に対応するｑｃ’軸電流変動分を検出し、該ｑｃ’軸電流変動分を抑制するｑ軸電流補正指令を生成して、前記ｑ軸電流指令を補正するｑ軸電流補正指令発生手段と、
を備えることを特徴とする電動機制御装置。 An axis error estimating means for estimating an axis error estimated value between the magnet magnetic flux position of the electric motor and the magnet magnetic flux estimated position assumed in the electric motor controller;
Based on the reproduction value of the motor current flowing through the motor, the motor current is estimated by converting it into a dc-axis current component and a qc-axis current component corresponding to a dcqc-axis rotation coordinate system with the magnet flux estimation position as the magnet flux axis. Dcqc coordinate transformation means for
Q-axis current command generating means for generating a q-axis current command based on the qc-axis current component;
D-axis current command generating means for generating a d-axis current command based on the q-axis current command;
The dc corresponding to the dc′qc′-axis rotational coordinate system in which the corrected magnet magnetic flux estimated position obtained by correcting the motor current from the magnet magnetic flux estimated position according to the estimated axis error estimated by the axial error estimating means is the magnet magnetic flux axis. Dc'qc 'coordinate conversion means for converting and estimating to an' axis current component and a qc 'axis current component;
Based on the dc′-axis current component, the d-axis that detects the dc′-axis current fluctuation corresponding to the current fluctuation of the motor current included in the dc′-axis current component and suppresses the dc′-axis current fluctuation. D-axis current correction command generating means for generating a current correction command and correcting the d-axis current command;
Based on the qc′-axis current component, the qc′-axis current fluctuation corresponding to the current fluctuation of the motor current included in the qc′-axis current component is detected, and the q-axis is suppressed. Q-axis current correction command generating means for generating a current correction command and correcting the q-axis current command;
An electric motor control device comprising:
さらに、
前記ｄ軸電流補正指令発生手段によって補正されたｄ軸電流指令と前記ｑ軸電流補正指令発生手段によって補正されたｑ軸電流指令と前記電動機の角周波数指令とに基づいてｄ軸電圧指令とｑ軸電圧指令を生成する電圧指令演算手段と、
前記ｄ軸電圧指令と前記ｑ軸電圧指令を交流電圧指令に変換する逆変換手段と、
前記交流電圧指令に基づいてパルス幅変調信号を生成して前記電動機を駆動するインバータを制御するＰＷＭ信号発生手段と、
を備えることを特徴とする電動機制御装置。 In the electric motor control device according to claim 1,
further,
Based on the d-axis current command corrected by the d-axis current correction command generating means, the q-axis current command corrected by the q-axis current correction command generating means, and the angular frequency command of the motor, the d-axis voltage command and q Voltage command calculation means for generating an axis voltage command;
Reverse conversion means for converting the d-axis voltage command and the q-axis voltage command into an AC voltage command;
PWM signal generating means for generating a pulse width modulation signal based on the AC voltage command and controlling an inverter that drives the motor;
An electric motor control device comprising:
前記修正磁石磁束推定位置は、前記磁石磁束推定位置から前記軸誤差推定値を減じた位置であることを特徴とする電動機制御装置。 In the electric motor control device according to claim 1 or 2,
The motor control apparatus according to claim 1, wherein the corrected magnet magnetic flux estimated position is a position obtained by subtracting the axial error estimated value from the magnet magnetic flux estimated position.
前記軸誤差推定手段に前記軸誤差推定値の絶対値を所定値以下に制限する軸誤差推定値リミッタ部を備えることを特徴とする電動機制御装置。 In the electric motor control device according to claim 1 or 2,
An electric motor control device comprising: an axial error estimation value limiter for limiting an absolute value of the axial error estimation value to a predetermined value or less in the axial error estimation means.
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2013
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