JP6632466B2 - 受信装置及び受信方法、並びにプログラム及び記録媒体 - Google Patents

Description

本発明は、受信方法及び受信装置に関し、特に送信機が発する電波を受信し、受信信号をもとに送信機からの直接波の到来方向を特定する技術に関する。本発明はまた、上記の受信装置又は受信方法における処理をコンピュータに実行させるためのプログラム及び該プログラムを記録したコンピュータで読み取り可能な記録媒体に関する。

携帯電話、無線ＬＡＮ、地上デジタル放送等の電波を受信する際、送信機から直接届く到来波（以下、直接波と呼ぶ）の他に、建物、車両等に反射・散乱して届く到来波（以下、遅延波と呼ぶ）の影響により、受信性能が低下する。このように複数の到来波が存在する環境をマルチパス環境と呼ぶ。

マルチパスによる受信性能の低下を抑圧する技術の１つとして、アレイアンテナによる指向性制御が知られている。アレイアンテナは複数のアンテナ素子を有し、各アンテナ素子で受信した信号を合成する際に使用する重み係数を制御することで、アレイアンテナに指向性を持たせることができる。マルチパス環境において、直接波が到来する方向にアレイアンテナのメインローブを向けるよう指向性を制御することで、遅延波の影響による性能低下を抑圧することができる。アレイアンテナの指向性制御により受信性能を向上させるためには、直接波が到来する方向を精度良く推定する必要がある。

受信機が固定されていて、予め送信機の方向が分かっている場合、送信機の方向にアレイアンテナのメインローブを向けるように指向性を手動で調整すれば良いが、車両などの移動体で電波を受信する場合、例えば車車間通信で受信をする場合に、車両の走行とともに受信装置に対する送信機の相対的な位置が変化するため、手動での調整は実際的ではない。そこで、直接波と遅延波が多重された受信信号から、直接波の到来方向を自動的に推定する必要がある。

なお、無線通信の電波環境は、受信機から見て、送信機が見通し内に存在するＬＯＳ（Ｌｉｎｅ Ｏｆ Ｓｉｇｈｔ）と、送信機が見通し外に存在するＮＬＯＳ（Ｎｏｎｅ Ｌｉｎｅ Ｏｆ Ｓｉｇｈｔ）に分類することができるが、本発明では、ＬＯＳ環境を想定している。

特許文献１には、２本のアンテナで受信した信号に基づきマルチパス到来方向を測定する装置が記載されている。この装置では、各アンテナ素子で受信した信号から伝送路の周波数特性（周波数領域の伝達関数）を推定し、推定された伝送路の周波数特性を逆フーリエ変換して複素遅延プロファイルを算出し、複素遅延プロファイルから遅延時間の異なる到来波を分離し、分離した直接波の、アンテナ素子間の位相差をもとに到来角を推定する。

特許文献２には、遅延時間の推定をＭＵＳＩＣ（ＭＵｌｔｉｐｌｅ ＳＩｇｎａｌ Ｃｌａｓｓｉｆｉｃａｔｉｏｎ）処理、ＥＳＰＲＩＴ（Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ ｏｆ Ｓｉｇｎａｌ Ｐａｒａｍｅｔｅｒｓ ｖｉａ Ｒｏｔａｔｉｏｎａｌ Ｉｎｖａｒｉａｎｃｅ Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ）処理等の超分解能処理で行うことが開示されている。特許文献２の技術は、複数のアンテナで受信した信号を周波数スペクトルに変換し、該周波数スペクトルを用いて超分解能処理により、各到来波の遅延時間を推定し、推定結果から、各到来波が混合する係数行列を推定し、この係数行列の擬似逆行列を上記の周波数スペクトルに乗算することで、直接波の成分を分離し、分離した直接波の位相差から到来角を推定する。

特許第４８３３１４４号（第１図） 特開２０１０−２８６４０３号公報（第１図）

菊間信良著、「アレーアンテナによる適応信号処理」、科学技術出版社、１９９８年１１月

非特許文献１については後に言及する。

特許文献１の技術では、遅延時間が短い遅延波が存在する場合に、直接波と遅延波とを分離することができないという課題があった。例えば、受信機の近辺に建物、車両等が存在する場合、直接波と遅延波の間で、送信機から受信機までの電波伝搬経路長に大きな差がないため、遅延時間が非常に短くなる。この遅延時間が、複素遅延プロファイルの遅延時間分解能より短くなると、推定した複素遅延プロファイル上で、直接波と遅延波が重ってしまい、分離できなくなる。その結果、到来角推定精度が大幅に低下するという問題がある。例えば、帯域幅１０ＭＨｚの信号を受信して推定する複素遅延プロファイルの遅延時間分解能は、帯域幅の逆数の１００ｎｓ程度である。一方、受信機から見て、送信機と反対側の３ｍの位置に車両等が存在する場合、直接波に対する遅延時間はτ＝３×２／ｃ＝２０ｎｓである。ここで、ｃは光の速度（約３×１０^８ｍ／ｓ）である。この遅延時間２０ｎｓは遅延時間分解能１００ｎｓよりも短く、推定された遅延プロファイル上では、直接波と遅延波が重なってしまい、その結果、到来角の推定精度が低下する。

一方、特許文献２の方法には、到来波の分離のために必要な処理、特に擬似逆行列の算出のための計算の量が多いという問題がある。

本発明は、遅延時間が短い遅延波が存在する環境下で、直接波の到来角を精度良く推定することができ、しかも必要な計算の量を抑制することができる受信装置及び方法を提供することを目的とする。

本発明の受信装置は、
送信機が発する電波を受信して前記送信機からの到来波の到来角を推定する受信装置であって、
アレイアンテナを構成する第１乃至第Ｎ（Ｎは２以上の整数）のアンテナ素子にそれぞれ対応して設けられ、対応するアンテナ素子で前記電波を受信することで得られた第１乃至第Ｎのアナログ信号に対し周波数変換及びＡＤ変換を行って第１乃至第Ｎのデジタル信号を生成する第１乃至第Ｎの無線受信部と、
前記第１乃至第Ｎの無線受信部にそれぞれ対応して設けられ、それぞれ前記第１乃至第Ｎのデジタル信号から伝送路の周波数特性を推定し、第１乃至第Ｎの伝送路推定結果を出力する第１乃至第Ｎの伝送路推定部と、
前記第１乃至第Ｎの伝送路推定結果のうちの１つの伝送路推定結果から超分解能処理により前記電波に含まれる１又は２以上の到来波の遅延時間を推定する遅延時間推定部と、
到来角が、Ｍ個（Ｍは２以上の整数）の互いに異なる到来角候補のいずれかであると仮定して、それぞれの到来角候補について、当該到来角候補に対応する前記第１乃至第Ｎの伝送路の周波数特性相互間の位相差を打ち消す補正量を与えて前記第１乃至第Ｎの伝送路の周波数特性を加算することで、前記Ｍ個の到来角候補についての合成周波数特性を算出する合成部と、
前記Ｍ個の到来角候補についての合成周波数特性と、前記遅延時間とから、前記Ｍ個の到来角候補について直接波の受信電力を推定する受信電力推定部と、
前記Ｍ個の到来角候補について推定された直接波の受信電力のうちのいずれが最大であるかを判定し、受信電力が最大である到来角候補を直接波の到来角と推定する到来角推定部と
を有する。

本発明によれば、超分解能処理により到来波の遅延時間を推定した後、直接波と遅延波とを分離している。従って、遅延時間が短い遅延波が存在する場合にも、直接波を遅延波から分離することができ、直接波の到来角を高精度に推定することが可能となる。

本発明の実施の形態１の受信装置を示すブロック図である。 図１の伝送路推定部の一構成例を示すブロック図である。 図１の伝送路推定部の他の構成例を示すブロック図である。 ２本のアンテナ素子を有するアンテナアレイに対する到来波の到来角と受信電波の位相差の関係を示す概念図である。 Ｎ本のアンテナ素子を有するアンテナアレイに対する到来波の到来角と受信電波の位相差の関係を示す概念図である。 図１の受信電力推定部の一構成例を示すブロック図である。 本発明の実施の形態２の受信装置を示すブロック図である。 図７の受信電力推定部の一構成例を示すブロック図である。 本発明の実施の形態３の受信装置を示すブロック図である。 図９の受信電力推定部の一構成例を示すブロック図である。 本発明の実施の形態４の受信装置を示すブロック図である。 図１１の受信電力推定部の一構成例を示すブロック図である。 本発明の実施の形態５の受信方法における処理の手順を示すフローチャートである。 図１３の伝送路推定ステップの一例における処理の手順を示すフローチャートである。 図１３の伝送路推定ステップの他の例における処理の手順を示すフローチャートである。 図１３の受信電力推定ステップの一例における処理の手順を示すフローチャートである。 本発明の実施の形態６の受信方法における処理の手順を示すフローチャートである。 図１７の受信電力推定ステップの一例における処理の手順を示すフローチャートである。 本発明の実施の形態７の受信方法における処理の手順を示すフローチャートである。 図１９の受信電力推定ステップの一例における処理の手順を示すフローチャートである。 本発明の実施の形態８の受信方法における処理の手順を示すフローチャートである。 図２１の受信電力推定ステップの一例における処理の手順を示すフローチャートである。 実施の形態１〜８の処理を実行するコンピュータを示すブロック図である。

実施の形態１．
図１に本実施の形態の受信装置を示す。
図示の受信装置は、送信機が発する電波を受信して、送信機の方向、即ち直接波の到来方向を推定するものである。
図示の受信装置は、無線受信部１１−１、１１−２、伝送路推定部１２−１、１２−２、遅延時間推定部１３、合成部１４、受信電力推定部１５、及び到来角推定部１６を有し、無線受信部１１−１、１１−２はそれぞれアンテナ素子１０−１、１０−２に接続されている。

無線受信部１１−１、及び伝送路推定部１２−１は、第１の系統を構成し、これらは互いに対応し、かつ第１のアンテナ素子１０−１に対応して設けられたものである。
無線受信部１１−２、及び伝送路推定部１２−２は、第２の系統を構成し、これらは互いに対応し、かつ第２のアンテナ素子１０−２に対応して設けられたものである。
第１の系統における処理と、第２の系統における処理とは、それぞれの系統に入力される信号が異なる（即ち、それぞれアンテナ素子１０−１、１０−２での受信で得られたものである）点を除き、互いに同様である。
遅延時間推定部１３、合成部１４、受信電力推定部１５、及び到来角推定部１６は上記した２つの系統に対して共通に設けられたものである。

図１に示す受信装置は、アンテナ素子の数が２である場合の構成であるが、本発明は、アンテナ素子の数が３以上であっても適用可能であるので、以下ではアンテナ素子の数がＮであるとして説明することもある。

図１の無線受信部１１−１、１１−２はそれぞれ、アンテナ素子１０−１、１０−２にそれぞれ対応して設けられたものであり、各々対応するアンテナ素子で電波を受信することで得られた信号を周波数変換してベースバンド信号に変換し、ＡＤ変換することでデジタル信号Ｓｒ_ｎ（ｎは１又は２）を生成し、生成したデジタル信号Ｓｒ_ｎを出力する。

図１の伝送路推定部１２−１、１２−２は無線受信部１１−１、１１−２にそれぞれ対応して設けられたものであり、各々対応する無線受信部から出力されるデジタル信号Ｓｒ_ｎから、伝送路の周波数特性（周波数領域の伝達関数）Ｘ_ｎ（ｔ）を推定する。
伝送路の周波数特性の推定方法は、通信システムで採用されている伝送方式に依存する。本発明は、任意の伝送方式に適用可能であるが、ここでは、例として、多くの通信システムで採用されているＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ）伝送方式が採用されている場合とＤＳＳＳ（Ｄｉｒｅｃｔ Ｓｅｑｕｅｎｃｅ Ｓｐｅｃｔｒｕｍ Ｓｐｒｅａｄ）伝送方式が採用されている場合の伝送路の周波数特性の推定について述べる。

まず、ＯＦＤＭ伝送方式が採用されている場合に実施される伝送路の周波数特性の推定について述べる。ＯＦＤＭ伝送方式は、直交する複数のサブキャリアを多重化したシンボルを伝送単位とする伝送方式である。ＯＦＤＭ伝送方式を採用する多くの通信システムでは、受信側で伝送路歪を補償するために、一部のサブキャリアを送信側及び受信側で既知のパイロットサブキャリアとして使用する。本実施の形態では、このパイロットサブキャリアを用いて伝送路の周波数特性を推定する。

図２にＯＦＤＭ伝送方式が採用されている場合に用いられる伝送路推定部１２−ｎ（ｎは１又は２）の一例を示す。
図２に示される伝送路推定部１２−ｎは、ＦＦＴ部２０−ｎ、パイロット抽出部２１−ｎ、パイロット生成部２２−ｎ、除算部２３−ｎ、及び補間部２４−ｎを有する。

ＦＦＴ部２０−ｎは、図１の無線受信部１１−ｎから出力されるデジタル信号Ｓｒ_ｎをＦＦＴ（高速フーリエ変換）により、シンボル毎に時間軸から周波数軸に変換することで、各サブキャリアを出力する。
パイロット抽出部２１−ｎは、ＦＦＴ部２０−ｎから出力されるサブキャリアからパイロットキャリアを抽出する。
パイロット生成部２２−ｎは受信装置内において既知のパイロットキャリアを生成する。
除算部２３−ｎは、パイロット抽出部２１−ｎで抽出されたパイロットキャリアをパイロット生成部２２−ｎで生成されたパイロットキャリアで除算することで、パイロットキャリアに作用する伝送路の周波数特性を出力する。
補間部２４−ｎは、パイロットキャリアに作用する伝送路の周波数特性をシンボル方向とサブキャリア方向に補間することで、全サブキャリアの伝送路の周波数特性（伝送路推定結果）Ｘ_ｎ（ｔ）を得る。

次に、ＤＳＳＳ伝送方式が採用される場合に実施される伝送路の周波数特性の推定について述べる。ＤＳＳＳ伝送方式は、シンボル毎に擬似雑音系列を用いて拡散した信号を送信し、受信側で逆拡散する方式である。

図３にＤＳＳＳ伝送方式が採用される場合に用いられる伝送路推定部１２−ｎ（ｎは１又は２）の一例を示す。
図３に示される伝送路推定部１２−ｎは、擬似雑音系列生成部２５−ｎ、逆拡散部２６−ｎ、及びＦＦＴ部２７−ｎを有する。

擬似雑音系列生成部２５−ｎは、送信側において拡散時に使用されたのと同じ擬似雑音系列Ｎｓを生成する。
逆拡散部２６−ｎは、図１の無線受信部１１−ｎから出力されるデジタル信号Ｓｒ_ｎと擬似雑音系列Ｎｓとのスライディング相関をシンボル単位で計算して出力する。
ＦＦＴ部２７−ｎは逆拡散部２６−ｎの出力をＦＦＴにより周波数領域に変換することで、伝送路の周波数特性（伝送路推定結果）Ｘ_ｎ（ｔ）を得る。

図１の伝送路推定部１２−１、１２−２で推定された伝送路の周波数特性（伝送路推定結果）は下記の式（１Ａ）及び（１Ｂ）で表される。

式（１Ａ）及び（１Ｂ）で上添字「Ｔ」は転置を表す。
また、ｆ_ｋ（ｋ＝１，２，…，Ｋ）は、最も低い周波数ｆ_１から最も高い周波数ｆ_Ｋまでの範囲を等間隔で分割した周波数であり、ＯＦＤＭ伝送方式の場合には、サブキャリア周波数に等しい。
さらに、ｔは伝送路推定を行なった時間を示す。

図１に戻り、遅延時間推定部１３は、伝送路推定部１２−１、１２−２のうちの一つの伝送路推定部、例えば第１の伝送路推定部１２−１の出力Ｘ_１（ｔ）から、対応するアンテナで受信された電波に含まれる到来波の遅延時間を推定する。
遅延時間の推定は、ＭＵＳＩＣ（ＭＵｌｔｉｐｌｅ ＳＩｇｎａｌ Ｃｌａｓｓｉｆｉｃａｔｉｏｎ）処理、ＥＳＰＲＩＴ（Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ ｏｆ Ｓｉｇｎａｌ Ｐａｒａｍｅｔｅｒｓ ｖｉａ Ｒｏｔａｔｉｏｎａｌ Ｉｎｖａｒｉａｎｃｅ Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ）処理等の超分解能処理（超分解能アルゴリズムに従う処理）により行われる。ここで、到来波の数をＬとし、各到来波の遅延時間をτ_１，τ_２，…，τ_Ｌ（τ_１＜τ_２＜…＜τ_Ｌ）とする。

超分解能処理による遅延時間の推定方法は、例えば、上記の非特許文献１の第１３章に記載されている。

合成部１４は、伝送路推定部１２−１、１２−２で推定された伝送路の周波数特性Ｘ_１（ｔ）及びＸ_２（ｔ）を合成し、合成周波数特性Ｘ（ｔ）を生成する。
合成に際し、周波数特性Ｘ_１（ｔ）及びＸ_２（ｔ）の位相を揃えるための補正を行う。

アンテナ素子１０−１、１０−２で電波を受信する場合、受信電波には、到来角に応じた位相差が生じる。
例えば、図４に示すように、アンテナ素子間隔をｄ_２［ｍ］、搬送波の波長をλ［ｍ］、受信電波の到来角をθ_ａとすると、アンテナ素子間の伝搬経路差ｄ_ｐと、到来角θ_ａとの間には、
ｄ_ｐ＝ｄ_２×ｓｉｎθ_ａ
の関係がある。また、伝搬経路差ｄ_ｐと、搬送波の波長λ及び受信電波の位相差φ_ａとの間には、
ｄ_ｐ＝λ×φ_ａ／２π
の関係がある。

従って、到来角θ_ａと位相差φ_ａとの間には、下記の式（２）の関係がある。

即ち、到来角θ_ａが図４に示す如くである場合、アンテナ素子１０−２における受信電波は、アンテナ素子１０−１における受信電波に対して、式（２）で表されるφ_ａ（＝２π（ｄ_２／λ）θ_ａ）だけ位相が遅れている。
この場合、例えば、Ｘ_２（ｔ）の位相をφ_ａ（＝２π（ｄ_２／λ）θ_ａ）だけ進めれば、到来波の位相差を打消し、位相を揃えることができる。

本実施の形態では、到来角θ_ａがＭ個（Ｍは２以上の整数）の角度θ_１〜θ_Ｍのいずれかであると仮定し、仮定した到来角に対応する位相差を打ち消すように位相補正を行って、合成周波数特性を算出し、算出した合成周波数特性を用いて、遅延時間が最も短い到来波、即ち直接波の受信電力を算出し、算出した直接波の受信電力電力が最大である角度（「θ_ｘ」で表す）が到来角θ_ａであると推定する。以下では、これらの仮定される角度θ_１〜θ_Ｍを「推定到来角候補」或いは単に「候補」と言う。
このような処理は、到来角の推定値を変化させて、直接波の受信電力電力が最大（ピーク値）となる推定値を探索する処理であると言える。

到来角が候補θ_ｍ（ｍは１からＭのいずれか）であると仮定したときの合成は、下記の式で表される。

式（３）において、ｊ２π（ｄ_２／λ）ｓｉｎθ_ｍは、受信電波の位相差を打ち消すための補正量である。
ψは、アンテナ素子１０−１、１０−２および無線受信部１１−１、１１−２内のアナログ回路で生じる２系統間の遅延時間の差、及び位相特性の差による位相差を打ち消すための補正量である。
上記のように、上記の式（３）による合成は、到来角θ_ａが候補θ_ｍに一致する場合に、合成の結果が最大値（ピーク値）となる。
合成部１４は、Ｍ個の異なる到来角候補θ_１〜θ_Ｍの各々について合成を行い、Ｍ個の合成周波数特性Ｘ（ｔ，θ_１）〜Ｘ（ｔ，θ_Ｍ）を生成する。

なお、本実施の形態はアンテナ素子数を２としているが、本発明は、アンテナ素子の数が３以上であっても適用可能である。
アンテナ素子の数が３以上の場合も、上記と同様に、アンテナ素子の配置に依存する到来波の位相差を打ち消すための補正量及びアンテナ素子及び無線受信部内のアナログ回路で生じる位相差を打ち消すための補正量を加算して合成すれば良い。

Ｎが２以上であるとして一般化して説明すれば以下の如くとなる。
図５に示すように、アンテナ素子１０−１とアンテナ素子１０−ｎ（ｎは２からＮのいずれか）との間隔がｄ_ｎ［ｍ］であり、アンテナ素子１０−１及び無線受信部１１−１のアナログ回路と、アンテナ素子１０−ｎ及び無線受信部１１−ｎ内のアナログ回路で生じる系統間の遅延時間の差、及び位相特性の差による位相差を打ち消すための補正量がψ_ｎであるとすれば、合成部１４では、上記の式（３）の代わりに、下記の式（４）に従って合成を行えばよい。上記の式（３）は下記の式（４）でＮ＝２とした場合に相当する。

受信電力推定部１５は、合成部１４で算出された合成周波数特性Ｘ（ｔ，θ_１）〜Ｘ（ｔ，θ_Ｍ）と、遅延時間推定部１３で推定された遅延時間τ_１〜τ_Ｌとから、それぞれの到来角候補θ_１〜θ_Ｍについて遅延時間が最も短い到来波、即ち直接波の受信電力を推定する。即ち、各到来角候補θ_ｍについて直接波の受信電力を推定する。Ｍ個の候補θ_１〜θ_Ｍについてそれぞれ受信電力を推定するので、Ｍ個の受信電力の推定値が得られる。

合成部１４から受信電力推定部１５に供給される合成周波数特性Ｘ（ｔ，θ_１）〜Ｘ（ｔ，θ_Ｍ）の各々、即ち候補θ_ｍについての合成周波数特性Ｘ（ｔ，θ_ｍ）は、下記の式（５）で表される。

式（５）で、Ｆ（ｔ，θ_ｍ）は複素振幅から成る列ベクトルであり、下記の式（６）で表される。

式（６）で、Ｆ_ｌ（ｔ，θ_ｍ）（ｌは１からＬのいずれか）は、ｌ番目の到来波の複素振幅（波源）である。

式（５）で、Ａは、モード行列と呼ばれるものであり、下記の式（７）で表される。

式（７）で、ａ（τ_１）〜ａ（τ_Ｌ）はモードベクトルと呼ばれるものであり、その各々ａ（τ_ｌ）（ｌは１からＬのいずれか）は、下記の式（８）で表される。

式（８）で、τ_ｌはｌ番目の到来波の到来遅延時間である。
式（５）でＮ_ａ（ｔ，θ_ｍ）は雑音ベクトルであり、下記の式（９）で表される。

このときの相関行列Ｒ_ｘｘは、下記の式（１０）で表される。

式（１０Ａ）において、Ｅ［・］はアンサンブル平均である。
式（１０Ｂ）において、Ｎ（ｔ，θ_ｍ）は雑音電力行列である。
雑音がすべての周波数で同じ強度を持つ白熱雑音であれば、雑音電力行列は下記の式で表される。

上記の式（１１）で、σ^２は雑音電力、Ｉは単位行列を表す。

上記の式（１０Ｂ）において、Ｓ（θ_ｍ）は、信号（波源）相関行列と呼ばれるものであり、その成分（要素）は、下記の式（１２）で表される。

式（１０Ｂ）より、信号（波源）相関行列Ｓ（θ_ｍ）は、下記の式（１３）で求まる。

式（１３）において、上添字「Ｈ」は、複素共役転置を表し、上添字「−１」は、逆行列を表す。

到来波が互いに無相関であれば、信号相関行列Ｓ（θ_ｍ）は対角行列となる。
また、到来波間に相関がある場合、空間平均法、移動平均法（Ｓｍｏｏｔｈｉｎｇ Ｐｒｅｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ）と呼ばれる手法等を用いて、対角行列を生成しても良い。このような手法については、例えば非特許文献１に記載されている。

信号相関行列Ｓ（θ_ｍ）が対角行列である場合、その成分は下記の式（１４）で表される。

式（１４）において、第ｌ行第ｌ列の成分ｓ_ｌｌ（θ_ｍ）が、ｌ番目の到来波の電力を表す。そのうちのｌ＝１の成分、即ち、第１行第１列の成分ｓ_１１（θ_ｍ）が、直接波の電力を表す。

上記の考えに従って直接波の電力を算出するための受信電力推定部１５の構成例を図６に示す。図示の受信電力推定部１５は、モード行列生成部５１、相関行列算出部５２、雑音電力算出部５３、及び到来波電力算出部５４を有する。

モード行列生成部５１は、遅延時間推定部１３で推定された遅延時間τ_１〜τ_Ｌを入力とし、入力された遅延時間τ_１〜τ_Ｌの各々τ_ｌ（ｌは１からＬのいずれか）から式（８）に示されるモードベクトルａ（τ_ｌ）を生成し、すべての遅延時間τ_１〜τ_Ｌについてのモードベクトルａ（τ_１）〜ａ（τ_Ｌ）から、式（７）に示されるモード行列Ａを生成する。

相関行列算出部５２は、合成部１４で算出された合成周波数特性Ｘ（ｔ，θ_１）〜Ｘ（ｔ，θ_Ｍ）を受け、Ｍ個の相関行列Ｒ_ｘｘ（θ_１）〜Ｒ_ｘｘ（θ_Ｍ）を算出する。即ち、各到来角候補θ_ｍについて式（１０Ａ）の演算を行い、相関行列Ｒ_ｘｘ（θ_ｍ）を算出する。

雑音電力算出部５３は、合成部１４で算出された合成周波数特性Ｘ（ｔ，θ_１）〜Ｘ（ｔ，θ_Ｍ）を受け、周波数領域での雑音電力を要素とする雑音電力行列Ｎ（ｔ，θ_ｍ）を算出する。
雑音電力の算出には、種々の方法を適用することができる。例えば、合成周波数特性Ｘ（ｔ，θ_１）〜Ｘ（ｔ，θ_Ｍ）の分散を算出すればよい。
なお、合成周波数特性ではなく、それぞれのアンテナ素子についての伝送路推定結果Ｘ_１（ｔ）、Ｘ_２（ｔ）から雑音電力を算出してもよい。

到来波電力算出部５４は、モード行列生成部５１からモード行列Ａ（式（７））を受け、相関行列算出部５２から相関行列Ｒ_ｘｘ（θ_１）〜Ｒ_ｘｘ（θ_Ｍ）（式（１０Ａ））を受け、雑音電力算出部５３から雑音電力行列Ｎ（ｔ，θ_ｍ）を受け、上記の相関行列Ｒ_ｘｘ（θ_１）〜Ｒ_ｘｘ（θ_Ｍ）から上記の雑音電力行列Ｎ（ｔ，θ_ｍ）を減算することで雑音の影響を除去し、この減算の結果に対し、モード行列Ａ（式（７））とその複素共役転置行列Ａ^Ｈとの積の逆行列演算を含む処理を行うことで、信号相関行列Ｓ（θ_１）〜Ｓ（θ_Ｍ）を生成する。即ち、各到来角候補θ_ｍについて、上記の式（１３）に従って、信号相関行列Ｓ（θ_ｍ）を生成する。

到来波電力算出部５４は、さらに、信号相関行列Ｓ（θ_１）〜Ｓ（θ_Ｍ）から、それらの第１行第１列の成分ｓ_１１（θ_１）〜ｓ_１１（θ_Ｍ）を抽出し、到来角候補θ_１〜θ_Ｍについての直接波の電力として出力する。即ち、式（１４）に示される各信号相関行列Ｓ（θ_ｍ）から、その第１行第１列の成分ｓ_１１（θ_ｍ）を抽出し、到来角候補θ_ｍについての直接波の電力として出力する。
到来波電力算出部５４で算出された直接波電力ｓ_１１（θ_１）〜ｓ_１１（θ_Ｍ）が受信電力推定部１５の出力として、到来角推定部１６に供給される。

なお、上記の式（１０Ｂ）及び（１３）では、雑音が、すべての周波数で同じ強度を持つ白色雑音であると仮定したが、雑音電力が周波数特性を持つ場合（雑音電力の強度が周波数によって異なる場合）にも本発明を適用することができる。
その場合には、雑音電力行列Ｎ（ｔ，θ_ｍ）は、下記の式（１５）で示すように、各周波数における雑音成分ｎ_１（ｆ_１）, ｎ_２（ｆ_２）,…,ｎ_Ｋ（ｆ_Ｋ）を要素に持つ対角行列となる。

到来角推定部１６は、受信電力推定部１５から供給された直接波電力ｓ_１１（θ_１）〜ｓ_１１（θ_Ｍ）のうちのいずれが最大（ピーク値）であるかを判定し、電力が最大である到来角候補θ_ｘ（θ_１〜θ_Ｍのいずれか）を、直接波の到来角θ_ａと推定する。

特許文献１の装置では、遅延時間が短い遅延波が存在する場合に、直接波と遅延波とを分離することができず、直接波の到来角推定精度が低下するという問題があった。これに対して、本実施の形態によれば、超分解能処理により到来波の遅延時間を推定した後、直接波と遅延波とを分離している。従って、遅延時間が短い遅延波が存在する場合にも、直接波を遅延波から分離することができ、直接波の到来角を高精度に推定することが可能となる。

また、遅延時間領域で分離された到来波の受信電力を算出する前に、周波数領域で雑音電力を減算することにより雑音の影響を低減することができる。即ち、到来波を遅延時間領域で分離したのちに、雑音電力を除去する場合、遅延時間領域での雑音電力を求める必要があるため、処理が複雑になる。これに対し、本実施の形態では、上記のように、周波数領域で雑音電力を減算した後に、遅延時間領域で到来波の受信電力を分離することとしているので、処理が簡単である。特に雑音電力が周波数特性を持つ場合（雑音電力の強度が周波数によって異なる場合）、周波数領域で雑音電力を減算することで処理が簡単になる。

実施の形態２．
実施の形態１では、直接波の到来角を算出している。これに対し、実施の形態２では、直接波以外の到来波の到来角を推定する。例えば、直接波に加え、直接波以外の少なくとも一つの到来波について、その到来角を推定する。以下では、直接波を含め、すべての到来波の到来角を推定する場合について説明する。

図７に実施の形態２の受信装置を示す。
図７の受信装置は、図１の受信装置と概して同じであるが、受信電力推定部１５及び到来角推定部１６の代わりに、受信電力推定部１５ｂ及び到来角推定部１６ｂが設けられている。

図８に受信電力推定部１５ｂの構成例を示す。
受信電力推定部１５ｂは、図６の受信電力推定部１５と概して同じであるが、到来波電力算出部５４の代わりに、到来波電力算出部５４ｂを備えている。

到来波電力算出部５４ｂは、実施の形態１の到来波電力算出部５４と同様の処理を行って、信号相関行列Ｓ（θ_１）〜Ｓ（θ_Ｍ）を生成する。
到来波電力算出部５４ｂはさらに、生成した信号相関行列Ｓ（θ_１）〜Ｓ（θ_Ｍ）から、それらの第１行第１列の成分ｓ_１１（θ_１）〜ｓ_１１（θ_Ｍ）〜第Ｌ行第Ｌ列の成分ｓ_ＬＬ（θ_１）〜ｓ_ＬＬ（θ_Ｍ）を抽出して、到来角候補θ_１〜θ_Ｍについての、１番目の到来波〜Ｌ番目の到来波の電力として出力する。即ち、各信号相関行列Ｓ（θ_ｍ）から、全ての対角成分ｓ_１１（θ_ｍ）〜ｓ_ＬＬ（θ_ｍ）を抽出して、到来角候補θ_ｍについての、１番目乃至Ｌ番目の到来波の電力として出力する。

到来波電力算出部５４ｂで算出された１番目の到来波の電力ｓ_１１（θ_１）〜ｓ_１１（θ_Ｍ）〜Ｌ番目の到来波の電力ｓ_ＬＬ（θ_１）〜ｓ_ＬＬ（θ_Ｍ）が受信電力推定部１５ｂの出力として、到来角推定部１６ｂに供給される。

到来角推定部１６ｂは、受信電力推定部１５ｂから供給された１番目からＬ番目の到来波の電力のうちの、同じ到来波の電力を比較し、いずれが最大であるかを判定し、それぞれの到来波について、電力が最大である到来角候補を、当該到来波の到来角と推定する。即ち、到来角候補θ_１〜θ_Ｍについてのｌ番目の到来波の電力ｓ_ｌｌ（θ_１）〜ｓ_ｌｌ（θ_Ｍ）のうちのいずれが最大（ピーク値）であるかを判定し、電力が最大である到来角候補θ_ｘ（θ_１〜θ_Ｍのいずれか）を、ｌ番目の到来波の到来角θ_ａｌと推定する。この処理はｌが取り得るすべての値、即ちｌ＝１から、ｌ＝Ｌまでのすべての場合について行われる。
ｌが１である場合の処理は、実施の形態１の到来角推定部１６における処理と同じであり、この処理により、直接波の到来角が推定される。
ｌが２からＬのいずれかである場合には、２番目以降の各到来波の到来方法が推定される。

以上、すべての到来波の到来角を推定する場合について説明したが、到来波のうちの一部のみについて到来角を推定することとしても良い。例えば、直接波について到来角を推定するとともに、直接波以外の到来波のうちの１つについて、到来角を推定することとしても良い。

実施の形態２でも実施の形態１と同様の効果が得られる。加えて、直接波以外の到来波についても、その到来角を高精度に推定することができる。

なお、実施の形態１又は２の受信電力推定部１５又は１５ｂで算出された信号相関行列Ｓ（θ_１）〜Ｓ（θ_Ｍ）から、それぞれのｍ＝１〜Ｍのそれぞれの場合について、遅延時間に対する受信電力の変化、言い換えれば、それぞれの遅延時間τ_１〜τ_Ｌに対応する受信電力（受信電力プロファイル）Ｐ（τ,θ_１）〜Ｐ（τ,θ_Ｍ）を算出することもできる。そのためには、各到来角候補θ_ｍについて、下記の式（１６）の演算を行うことで、受信電力プロファイルＰ（τ,θ_ｍ）を算出すれば良い。

式（１６）で、ｓ_ｌｌは信号相関行列Ｓ（θ_ｍ）の対角線上の成分であり、ｌは１からＬのいずれかである。
また、δ（τ）はディラックのデルタ関数である。

実施の形態３．
実施の形態１では、遅延時間推定部１３で推定されたすべての遅延時間を用いて、即ち、すべての遅延時間の到来波を用いてモード行列（Ａ）の生成、信号相関行列（Ｓ（θ））の算出等を行っている。これに対し、実施の形態３では、遅延時間が閾値以上の到来波は、モード行列の生成、信号相関行列の算出等に用いない。このようにするのは演算量の削減のためである。

図９に実施の形態３の受信装置を示す。
図９の受信装置は、図１の受信装置と概して同じであるが、受信電力推定部１５及び到来角推定部１６の代わりに、受信電力推定部１５ｃ及び到来角推定部１６ｃが設けられている。
図１０に受信電力推定部１５ｃの構成例を示す。

図１０の受信電力推定部１５ｃは、モード行列生成部５１ｃ、相関行列算出部５２ｃ、雑音電力算出部５３ｃ、及び到来波電力算出部５４ｃ、並びに閾値設定部５６、及び遅延波除去部５７を有する。

閾値設定部５６は、遅延時間閾値τ_ｔｈを設定する。遅延時間閾値τ_ｔｈは、遅延時間のうち、比較的長いものを除去するために用いられる。遅延時間閾値τ_ｔｈは、予め定めておいても良く、遅延時間推定部１３で推定された遅延時間τ_１〜τ_Ｌに基づいて定めることとしても良い。
予め定める場合には、例えば、電波環境を考慮に入れて、除去後の遅延時間の数が、上限値を超えないように閾値τ_ｔｈは定めるのが望ましい。延時間推定部１３で推定された遅延時間τ_１〜τ_Ｌに基づいて定める場合、閾値τ_ｔｈは、除去後の遅延時間の数が、上限値を超えないように定めるのが望ましい。

モード行列生成部５１ｃは、遅延時間推定部１３で推定された遅延時間τ_１〜τ_Ｌを入力とするとともに、閾値設定部５６で設定された遅延時間閾値τ_ｔｈを受け、遅延時間閾値τ_ｔｈよりも短い遅延時間からモード行列Ａ’を生成する。

具体的には、遅延時間τ_１〜τ_Ｌのうち、τ_１〜τ_ｑ（ｑは１からＬのいずれか）が閾値τ_ｔｈよりも短く、τ_{（ｑ＋１）}〜τ_Ｌが閾値τ_ｔｈ以上であるとすると、遅延時間τ_１〜τ_ｑの各々τ_ｌ（ｌは１からｑのいずれか）から上記の式（８）に示されるモードベクトルａ（τ_ｌ）を生成し、閾値τ_ｔｈよりも短いすべての遅延時間τ_１〜τ_ｑについてのモードベクトルａ（τ_１）〜ａ（τ_ｑ）から、下記の式（１７）に示されるモード行列Ａ’を生成する。

遅延波除去部５７は、合成部１４で算出された合成周波数特性Ｘ（ｔ，θ_１）〜Ｘ（ｔ，θ_Ｍ）から、遅延時間が上記閾値τ_ｔｈ以上の遅延波の成分を除去し、遅延時間が上記閾値τ_ｔｈよりも短い到来波、即ち１番目からｑ番目の到来波についての合成周波数特性Ｘ’（ｔ，θ_１）〜Ｘ’（ｔ，θ_Ｍ）を出力する。即ち、上記の各合成周波数特性Ｘ（ｔ，θ_ｍ）（ｍは１からＭのいずれか）から遅延時間が上記閾値τ_ｔｈ以上の遅延波の成分を除去し、遅延時間が上記閾値τ_ｔｈよりも短い到来波についての合成周波数特性Ｘ’（ｔ，θ_ｍ）を出力する。

遅延波の除去には、ＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタ、ＩＩＲ（Ｉｎｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタ等のデジタルフィルタを用いる。上記の合成周波数特性Ｘ（ｔ，θ_１）〜Ｘ（ｔ，θ_Ｍ）の各々は伝送路の周波数特性であるため、周波数領域でフィルタ処理を施すことで、遅延時間領域における所望の成分を抽出することができる。

遅延時間が上記閾値τ_ｔｈよりも短い到来波、即ち１番目からｑ番目の到来波についての合成周波数特性Ｘ’（ｔ，θ_ｍ）は、下記の式（１８）で表されるものとなる。

式（１８）で、Ｆ’（ｔ，θ_ｍ）は、複素振幅から成る列ベクトルであり、下記の式（１９）で表される。

式（１９）で、Ｆ_ｌ（ｔ，θ_ｍ）（ｌは１からｑのいずれか）は、ｌ番目の到来波の複素振幅（波源）である。
式（１８）で、Ａ’は、モード行列と呼ばれるものであり、上記の式（１７）で表される。

式（１８）でＮ’_ａ（ｔ,θ_ｍ）は雑音ベクトルであり、上記の式（９）で表される。式（５）で用いられる雑音ベクトルＮ_ａ（ｔ,θ_ｍ）が、すべての到来波についての合成周波数特性Ｘ（ｔ，θ_ｍ）から算出されるのに対し、式（１８）で用いられる雑音ベクトルＮ’_ａ（ｔ,θ_ｍ）は、遅延時間が上記閾値τ_ｔｈよりも短い到来波についての合成周波数特性Ｘ’（ｔ，θ_ｍ）から算出される点で異なる。

相関行列算出部５２ｃは、遅延波除去部５７から出力された合成周波数特性Ｘ’（ｔ，θ_１）〜Ｘ’（ｔ，θ_Ｍ）から、Ｍ個の相関行列Ｒ’_ｘｘ（θ_１）〜Ｒ’_ｘｘ（θ_Ｍ）を算出する。即ち、各到来角候補θ_ｍについて下記の式（２０）の演算を行い、相関行列Ｒ’_ｘｘ（θ_ｍ）を算出する。

雑音電力算出部５３ｃは、遅延波除去部５７から出力された合成周波数特性Ｘ’（ｔ，θ_１）〜Ｘ’（ｔ，θ_Ｍ）から、周波数領域での雑音電力を要素とする雑音電力行列Ｎ’（ｔ，θ_ｍ）を算出する。

到来波電力算出部５４ｃは、モード行列生成部５１ｃからモード行列Ａ’（式（１７））を受け、相関行列算出部５２ｃから相関行列Ｒ’_ｘｘ（θ_１）〜Ｒ’_ｘｘ（θ_Ｍ）（式（２０））を受け、雑音電力算出部５３ｃから雑音電力行列Ｎ’（ｔ，θ_ｍ）を受け、上記の相関行列Ｒ’_ｘｘ（θ_１）〜Ｒ’_ｘｘ（θ_Ｍ）から上記の雑音電力行列Ｎ’（ｔ，θ_ｍ）を減算することで雑音の影響を除去し、この減算の結果に対し、モード行列Ａ’（式（１７））とその複素共役転置行列Ａ’^Ｈとの積の逆行列演算を含む処理を行うことで、信号相関行列Ｓ’（θ_１）〜Ｓ’（θ_Ｍ）を生成する。即ち、各到来角候補θ_ｍについて、下記の式（２１）に従って、信号相関行列Ｓ’（θ_ｍ）を生成する。

式（２１）の信号相関行列Ｓ’（θ_ｍ）の成分は、下記の式（２２）で表される。

式（２２）において、第ｌ行第ｌ列の成分ｓ_ｌｌ（θ_ｍ）が、ｌ番目の到来波の電力を表す。そのうちのｌ＝１の成分、即ち、第１行第１列の成分ｓ_１１（θ_ｍ）が、直接波の電力を表す。
到来波電力算出部５４ｃは、信号相関行列Ｓ’（θ_１）〜Ｓ’（θ_Ｍ）から、それらの第１行第１列の成分ｓ_１１（θ_１）〜ｓ_１１（θ_Ｍ）を抽出し、到来角候補θ_１〜θ_Ｍについての直接波の電力として出力する。即ち、各信号相関行列Ｓ’（θ_ｍ）から、その第１行第１列の成分ｓ_１１（θ_ｍ）を抽出し、到来角候補θ_ｍについての直接波の電力として出力する。
到来波電力算出部５４ｃで算出された直接波電力ｓ_１１（θ_１）〜ｓ_１１（θ_Ｍ）が受信電力推定部１５ｃの出力として、到来角推定部１６ｃに供給される。

到来角推定部１６ｃは、受信電力推定部１５ｃから供給された直接波電力ｓ_１１（θ_１）〜ｓ_１１（θ_Ｍ）のうちのいずれが最大（ピーク値）であるかを判定し、電力が最大である到来角候補θ_ｘ（θ_１〜θ_Ｍのいずれか）を、直接波の到来角θ_ａと推定する。

実施の形態３でも実施の形態１と同様の効果が得られる。
加えて、遅延時間が比較的長い到来波を除去した上で、モード行列の生成、信号相関行列の算出を行うので、到来波が多く含まれる環境であっても、演算量を抑えることができ、しかも、直接波の到来角を高精度に推定することができる。

即ち、式（２１）は、式（１３）と同様であるが、モード行列Ａの代わりにモード行列Ａ’を用いており、遅延波が除去されているためモード行列Ａ’はモード行列Ａに比べて列の数が少ない。このため、演算量が削減される。

実施の形態４．
実施の形態３では、直接波の到来角を算出している。これに対し、実施の形態４では、遅延時間が閾値τ_ｔｈよりも短い到来波のうちの、直接波以外の到来波の到来角を推定する。例えば、直接波に加え、直接波以外の少なくとも一つの到来波について、その到来角を推定する。以下では、直接波を含め、遅延時間が閾値τ_ｔｈよりも短い、すべての到来波の到来角を推定する場合について説明する。

図１１に実施の形態４の受信装置を示す。
図１１の受信装置は、図９の受信装置と概して同じであるが、受信電力推定部１５ｃ及び到来角推定部１６ｃの代わりに、受信電力推定部１５ｄ及び到来角推定部１６ｄが設けられている。

図１２に受信電力推定部１５ｄの構成例を示す。
受信電力推定部１５ｄは、図１０の受信電力推定部１５ｃと概して同じであるが、到来波電力算出部５４ｃの代わりに、到来波電力算出部５４ｄを備えている。

到来波電力算出部５４ｄは、実施の形態３の到来波電力算出部５４ｃと同様の処理を行って、信号相関行列Ｓ’（θ_１）〜Ｓ’（θ_Ｍ）を生成する。
到来波電力算出部５４ｄはさらに、生成した信号相関行列Ｓ’（θ_１）〜Ｓ’（θ_Ｍ）から、それらの第１行第１列の成分ｓ_１１（θ_１）〜ｓ_１１（θ_Ｍ）〜第ｑ行第ｑ列の成分ｓ_ｑｑ（θ_１）〜ｓ_ｑｑ（θ_Ｍ）を、到来角候補θ_１〜θ_Ｍについての、１番目の到来波〜ｑ番目の到来波の電力として出力する。即ち、各信号相関行列Ｓ’（θ_ｍ）から、全ての対角成分ｓ_１１（θ_ｍ）〜ｓ_ｑｑ（θ_ｍ）を、到来角候補θ_ｍについての、１番目乃至ｑ番目の到来波の電力として出力する。

到来波電力算出部５４ｄで算出された１番目の到来波の電力ｓ_１１（θ_１）〜ｓ_１１（θ_Ｍ）〜ｑ番目の到来波の電力ｓ_ｑｑ（θ_１）〜ｓ_ｑｑ（θ_Ｍ）が受信電力推定部１５ｄの出力として、到来角推定部１６ｄに供給される。

到来角推定部１６ｄは、受信電力推定部１５ｄから供給された１番目からｑ番目の到来波の電力のうちの、同じ到来波の電力を比較し、いずれが最大であるかを判定し、それぞれの到来波について、電力が最大である到来角候補を、当該到来波の到来角と推定する。即ち、到来角候補θ_１〜θ_Ｍについてのｌ番目の到来波の電力ｓ_ｌｌ（θ_１）〜ｓ_ｌｌ（θ_Ｍ）のうちのいずれが最大（ピーク値）であるかを判定し、電力が最大である到来角候補θ_ｘ（θ_１〜θ_Ｍのいずれか）を、ｌ番目の到来波の到来角θ_ａｌと推定する。この処理はｌが取り得るすべての値、即ちｌ＝１から、ｌ＝ｑまでのすべての場合について行われる。
ｌが１である場合の処理は、実施の形態３の到来角推定部１６ｃにおける処理と同じであり、この処理により、直接波の到来角が推定される。
ｌが２からｑのいずれかである場合には、２番目以降の各到来波の到来方法が推定される。

以上、遅延時間が閾値よりも短いすべての到来波の到来角を推定する場合について説明したが、遅延時間が閾値よりも短い到来波のうちの一部のみについて到来角を推定することとしても良い。例えば、直接波について到来角を推定するとともに、直接波以外の遅延時間が閾値よりも短い到来波のうちの１つについて、到来角を推定することとしても良い。

実施の形態４でも実施の形態３と同様の効果が得られる。しかも、実施の形態２と同様に、直接波以外の到来波についても、その到来角を高精度に推定することができる。

以上本発明の受信装置について説明したが、上記の受信装置で実施される受信方法もまた本発明の一部を成す。
以下、上記の実施の形態１〜４にそれぞれ対応する受信方法を実施の形態５〜８として説明する。

実施の形態５．
実施の形態５は、実施の形態１に対応する受信方法である。
図１３は、実施の形態５の受信方法における処理の手順を示す。
図１３に示される受信方法は、無線受信ステップＳＴ１１、伝送路推定ステップＳＴ１２、遅延時間推定ステップＳＴ１３、合成ステップＳＴ１４、受信電力推定ステップＳＴ１５、及び到来角推定ステップＳＴ１６を含む。

無線受信ステップＳＴ１１の処理は、図１の無線受信部１１−１及び１１−２が行う処理と同様である。伝送路推定ステップＳＴ１２の処理は、図１の伝送路推定部１２−１及び１２−２が行う処理と同様である。遅延時間推定ステップＳＴ１３の処理は、図１の遅延時間推定部１３が行う処理と同様である。合成ステップＳＴ１４の処理は、図１の合成部１４が行う処理と同様である。受信電力推定ステップＳＴ１５の処理は、図１の受信電力推定部１５が行う処理と同様である。到来角推定ステップＳＴ１６の処理は、図１の到来角推定部１６が行う処理と同様である。

無線受信ステップＳＴ１１においては、アンテナ素子１０−１、１０−２で電波を受信することで得られた第１及び第２のアナログ信号をそれぞれ周波数変換してベースバンド信号に変換し、ＡＤ変換することで第１及び第２のデジタル信号Ｓｒ_１、Ｓｒ_２を生成する。

伝送路推定ステップＳＴ１２においては、無線受信ステップＳＴ１１で生成された第１及び第２のデジタル信号Ｓｒ_１、Ｓｒ_２から、伝送路の周波数特性を推定し、第１及び第２の伝送路推定結果Ｘ_１（ｔ）、Ｘ_２（ｔ）を出力する。

伝送路の周波数特性の推定方法は、通信システムで採用されている伝送方式に依存する。本発明は、任意の伝送方式に適用可能であるが、ここでは、例として、多くの通信システムで採用されているＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ）伝送方式が採用されている場合とＤＳＳＳ（Ｄｉｒｅｃｔ Ｓｅｑｕｅｎｃｅ Ｓｐｅｃｔｒｕｍ Ｓｐｒｅａｄ）伝送方式が採用されている場合について述べる。

図１４にＯＦＤＭ伝送方式が採用されている場合に実施される伝送路推定ステップＳＴ１２の処理の一例の手順を示す。
図１４に示される伝送路推定ステップＳＴ１２は、ＦＦＴステップＳＴ２０、パイロット抽出ステップＳＴ２１、パイロット生成ステップＳＴ２２、除算ステップＳＴ２３、及び補間ステップＳＴ２４を含む。

ＦＦＴステップＳＴ２０においては、図１３の無線受信ステップＳＴ１１で生成されるデジタル信号Ｓｒ_１、Ｓｒ_２を、ＦＦＴ（高速フーリエ変換）により、シンボル毎に時間軸から周波数軸に変換することで、各サブキャリアを出力する。
パイロット抽出ステップＳＴ２１においては、ＦＦＴステップＳＴ２０で出力されるサブキャリアからパイロットキャリアを抽出する。
パイロット生成ステップＳＴ２２においては、受信側において既知のパイロットキャリアを生成する。

除算ステップＳＴ２３においては、パイロット抽出ステップＳＴ２１で抽出されたパイロットキャリアをパイロット生成ステップＳＴ２２で生成されたパイロットキャリアで除算することで、パイロットキャリアに作用する伝送路の周波数特性を出力する。
補間ステップＳＴ２４においては、パイロットキャリアに作用する伝送路の周波数特性をシンボル方向とサブキャリア方向に補間することで、全サブキャリアの伝送路の周波数特性（伝送路推定結果）Ｘ_１（ｔ）、Ｘ_２（ｔ）を得る。

図１５にＤＳＳＳ伝送方式が採用される場合に実施される伝送路推定ステップＳＴ１２の処理の一例の手順を示す。
図１５に示される伝送路推定ステップＳＴ１２は、擬似雑音系列生成ステップＳＴ２５、逆拡散ステップＳＴ２６、及びＦＦＴステップＳＴ２７を含む。

擬似雑音系列生成ステップＳＴ２５においては、送信側において拡散時に使用されたのと同じ擬似雑音系列Ｎｓを生成する。
逆拡散ステップＳＴ２６においては、図１３の無線受信ステップＳＴ１１で生成されるデジタル信号Ｓｒ_１、Ｓｒ_２と擬似雑音系列Ｎｓとのスライディング相関をシンボル単位で計算する。
ＦＦＴステップＳＴ２７においては、逆拡散ステップＳＴ２６における計算の結果を、ＦＦＴにより周波数領域に変換することで、伝送路の周波数特性（伝送路推定結果）Ｘ_１（ｔ）、Ｘ_２（ｔ）を得る。

伝送路推定ステップＳＴ１２で算出される第１及び第２の伝送路推定結果Ｘ_１（ｔ）、Ｘ_２（ｔ）は、上記の式（１Ａ）及び（１Ｂ）で表される。

図１３に戻り、遅延時間推定ステップＳＴ１３においては、第１及び第２の伝送路推定結果Ｘ_１（ｔ）、Ｘ_２（ｔ）のいずれか、例えば、第１の伝送路推定結果Ｘ_１（ｔ）に基づいて、対応するアンテナで受信された電波に含まれる１又は２以上の到来波の遅延時間を推定する。
遅延時の推定は、ＭＵＳＩＣ処理、ＥＳＰＲＩＴ処理等の超分解能処理により行われる。ここで、到来波の数をＬとし、各到来波の遅延時間をτ_１、τ_２、…、τ_Ｌ、遅延時間の推定値をτ（ハット）_１、τ（ハット）_２、…、τ（ハット）_Ｌとする。なお、τ_１＜τ_２＜…＜τ_Ｌであるとする。

合成ステップＳＴ１４においては、伝送路推定ステップＳＴ１２で推定された伝送路の周波数特性Ｘ_１（ｔ）及びＸ_２（ｔ）を、Ｍ個の異なる到来角候補θ_１〜θ_Ｍの各々について合成し、Ｍ個の合成周波数特性Ｘ（ｔ，θ_１）〜Ｘ（ｔ，θ_Ｍ）を生成する。即ち、各到来角候補θ_ｍ（ｍは１からＭのいずれか）について、上記の式（３）に従って合成し、合成周波数特性Ｘ（ｔ，θ_ｍ）を生成する。

なお、本実施の形態はアンテナ素子数を２としているが、本発明は、２より多いアンテナ素子の数が３以上であっても適用可能である。

受信電力推定ステップＳＴ１５においては、合成ステップＳＴ１４で算出された合成周波数特性Ｘ（ｔ，θ_１）〜Ｘ（ｔ，θ_Ｍ）と、遅延時間推定ステップＳＴ１３で推定された遅延時間τ_１〜τ_Ｌとから、それぞれの到来角候補θ_１〜θ_Ｍについて遅延時間が最も短い到来波、即ち直接波の受信電力を推定する。即ち、各到来角候補θ_ｍについて直接波の受信電力を推定する。Ｍ個の候補θ_１〜θ_Ｍについてそれぞれ受信電力を推定するので、Ｍ個の受信電力の推定値が得られる。

図１６に、受信電力推定ステップＳＴ１５の一例における処理の手順を示す。
図１６に示される受信電力推定ステップＳＴ１５は、モード行列生成ステップＳＴ５１、相関行列算出ステップＳＴ５２、雑音電力算出ステップＳＴ５３、及び到来波電力算出ステップＳＴ５４を含む。

モード行列生成ステップＳＴ５１においては、遅延時間推定ステップＳＴ１３で推定された遅延時間τ_１〜τ_Ｌの各々τ_ｌ（ｌは１からＬのいずれか）から、上記の式（８）に示されるモードベクトルａ（τ_ｌ）を生成し、すべての遅延時間τ_１〜τ_Ｌについてのモードベクトルａ（τ_１）〜ａ（τ_Ｌ）から、上記の式（７）に示されるモード行列Ａを生成する。

相関行列算出ステップＳＴ５２においては、合成ステップＳＴ１４で算出された合成周波数特性Ｘ（ｔ，θ_１）〜Ｘ（ｔ，θ_Ｍ）に基づいて、Ｍ個の相関行列Ｒ_ｘｘ（θ_１）〜Ｒ_ｘｘ（θ_Ｍ）を算出する。即ち、各到来角候補θ_ｍについて式（１０Ａ）の演算を行い、相関行列Ｒ_ｘｘ（θ_ｍ）を算出する。

雑音電力算出ステップＳＴ５３においては、合成ステップＳＴ１４で算出された合成周波数特性Ｘ（ｔ，θ_１）〜Ｘ（ｔ，θ_Ｍ）に基づいて、周波数領域での雑音電力を要素とする雑音電力行列Ｎ（ｔ，θ_ｍ）を算出する。
雑音電力の算出には、種々の方法を適用することができる。例えば、合成周波数特性Ｘ（ｔ，θ_１）〜Ｘ（ｔ，θ_Ｍ）の分散を算出すればよい。
なお、合成周波数特性ではなく、それぞれのアンテナ素子についての伝送路推定結果Ｘ_１（ｔ）、Ｘ_２（ｔ）から雑音電力を算出してもよい。

到来波電力算出ステップＳＴ５４においては、相関行列算出ステップＳＴ５２で算出された相関行列Ｒ_ｘｘ（θ_１）〜Ｒ_ｘｘ（θ_Ｍ）（式（１０Ａ））から、雑音電力算出ステップＳＴ５３で算出された雑音電力行列Ｎ（ｔ，θ_ｍ）を減算することで雑音の影響を除去し、この減算の結果に対し、モード行列Ａ（式（７））とその複素共役転置行列Ａ^Ｈとの積の逆行列演算を含む処理を行うことで、信号相関行列Ｓ（θ_１）〜Ｓ（θ_Ｍ）を生成する。即ち、各到来角候補θ_ｍについて、上記の式（１３）に従って、信号相関行列Ｓ（θ_ｍ）を生成する。

到来波電力算出ステップＳＴ５４においてはさらに、信号相関行列Ｓ（θ_１）〜Ｓ（θ_Ｍ）から、それらの第１行第１列の成分ｓ_１１（θ_１）〜ｓ_１１（θ_Ｍ）を抽出し、到来角候補θ_１〜θ_Ｍについての直接波の電力として出力する。即ち、各信号相関行列Ｓ（θ_ｍ）から、その第１行第１列の成分ｓ_１１（θ_ｍ）を抽出し、到来角候補θ_ｍについての直接波の電力として出力する。
到来波電力算出ステップＳＴ５４で算出された直接波電力ｓ_１１（θ_１）〜ｓ_１１（θ_Ｍ）が、受信電力推定ステップＳＴ１５における推定結果となる。

なお、式（１０Ｂ）及び（１３）では雑音が、すべての周波数で同じ強度を持つ白色雑音であると仮定したが、実施の形態１について述べたのと同様に、雑音電力が周波数特性を持つ場合（雑音電力の強度が周波数によって異なる場合）にも本発明を適用することができる。

到来角推定ステップＳＴ１６においては、受信電力推定ステップＳＴ１５で推定された直接波電力ｓ_１１（θ_１）〜ｓ_１１（θ_Ｍ）のうちのいずれが最大（ピーク値）であるかを判定し、電力が最大である到来角候補θ_ｘ（θ_１〜θ_Ｍのいずれか）を、直接波の到来角θ_ａと推定する。

実施の形態５でも実施の形態１と同様の効果が得られる。即ち、遅延時間が短い遅延波が存在する場合にも、直接波を遅延波から分離することができ、直接波の到来角を高精度に推定することが可能となる。また、周波数領域で雑音電力を減算するので、処理が簡単である。

実施の形態６．
実施の形態６は、実施の形態２に対応する受信方法である。
実施の形態５では、直接波の到来角を算出している。これに対し、実施の形態６では、直接波以外の到来波の到来角を推定する。例えば、直接波に加え、直接波以外の少なくとも一つの到来波について、その到来角を推定する。以下では、直接波を含め、すべての到来波の到来角を推定する場合について説明する。

図１７に実施の形態６の受信方法における処理の手順を示す。
図１７の受信方法は、図１３の受信方法と概して同じであるが、受信電力推定ステップＳＴ１５及び到来角推定ステップＳＴ１６の代わりに、受信電力推定ステップＳＴ１５ｂ及び到来角推定ステップＳＴ１６ｂが含まれる。

図１８に受信電力推定ステップＳＴ１５ｂの一例における処理の手順を示す。
受信電力推定ステップＳＴ１５ｂは、図１３の受信電力推定ステップＳＴ１５と概して同じであるが、到来波電力算出ステップＳＴ５４の代わりに、到来波電力算出ステップＳＴ５４ｂを含む。

到来波電力算出ステップＳＴ５４ｂにおいては、実施の形態５の到来波電力算出ステップＳＴ５４と同様の処理を行って、信号相関行列Ｓ（θ_１）〜Ｓ（θ_Ｍ）を生成する。
到来波電力算出ステップＳＴ５４ｂにおいてはさらに、生成した信号相関行列Ｓ（θ_１）〜Ｓ（θ_Ｍ）から、それらの第１行第１列の成分ｓ_１１（θ_１）〜ｓ_１１（θ_Ｍ）〜第Ｌ行第Ｌ列の成分ｓ_ＬＬ（θ_１）〜ｓ_ＬＬ（θ_Ｍ）を抽出して、到来角候補θ_１〜θ_Ｍについての、１番目の到来波〜Ｌ番目の到来波の電力として出力する。即ち、各信号相関行列Ｓ（θ_ｍ）から、全ての対角成分ｓ_１１（θ_ｍ）〜ｓ_ＬＬ（θ_ｍ）を抽出して、到来角候補θ_ｍについての、１番目乃至Ｌ番目の到来波の電力として出力する。

到来波電力算出ステップＳＴ５４ｂで算出された１番目の到来波の電力ｓ_１１（θ_１）〜ｓ_１１（θ_Ｍ）〜Ｌ番目の到来波の電力ｓ_ＬＬ（θ_１）〜ｓ_ＬＬ（θ_Ｍ）が受信電力推定ステップＳＴ１５ｂにおける推定結果となる。

到来角推定ステップＳＴ１６ｂにおいては、受信電力推定ステップＳＴ１５ｂで推定された１番目からＬ番目の到来波の電力のうちの、同じ到来波の電力を比較し、いずれが最大であるかを判定し、それぞれの到来波について、電力が最大である到来角候補を、当該到来波の到来角と推定する。即ち、到来角候補θ_１〜θ_Ｍについてのｌ番目の到来波の電力ｓ_ｌｌ（θ_１）〜ｓ_ｌｌ（θ_Ｍ）のうちのいずれが最大（ピーク値）であるかを判定し、電力が最大である到来角候補θ_ｘ（θ_１〜θ_Ｍのいずれか）を、ｌ番目の到来波の到来角θ_ａｌと推定する。この処理はｌが取り得るすべての値、即ちｌ＝１から、ｌ＝Ｌまでのすべての場合について行われる。
ｌが１である場合の処理は、実施の形態５の到来角推定ステップＳＴ１６における処理と同じであり、この処理により、直接波の到来角が推定される。
ｌが２からＬのいずれかである場合には、２番目以降の各到来波の到来方法が推定される。

以上、すべての到来波の到来角を推定する場合について説明したが、到来波のうちの一部のみについて到来角を推定することとしても良い。例えば、直接波について到来角を推定するとともに、直接波以外の到来波のうちの１つについて、到来角を推定することとしても良い。

実施の形態６でも実施の形態５と同様の効果が得られる。加えて、直接波以外の到来波についても、その到来角を高精度に推定することができる。

実施の形態７．
実施の形態７は、実施の形態３に対応する受信方法である。
実施の形態５では、遅延時間推定ステップＳＴ１３で推定されたすべての遅延時間を用いて、即ち、すべての遅延時間の到来波を用いてモード行列（Ａ）の生成、信号相関行列（Ｓ（θ））の算出等を行っている。これに対し、実施の形態７では、遅延時間が閾値以上の到来波は、モード行列の生成、信号相関行列の算出等に用いない。このようにするのは演算量の削減のためである。

図１９に実施の形態７の受信方法における処理の手順を示す。
図１９の受信方法は、図１３の受信方法と概して同じであるが、受信電力推定ステップＳＴ１５及び到来角推定ステップＳＴ１６の代わりに、受信電力推定ステップＳＴ１５ｃ及び到来角推定ステップＳＴ１６ｃが含まれる。

図２０に受信電力推定ステップＳＴ１５ｃの一例における処理の手順を示す。
図２０の受信電力推定ステップＳＴ１５ｃは、モード行列生成ステップＳＴ５１ｃ、相関行列算出ステップＳＴ５２ｃ、雑音電力算出ステップＳＴ５３ｃ、及び到来波電力算出ステップＳＴ５４ｃ並びに閾値設定ステップＳＴ５６、及び遅延波除去ステップＳＴ５７を含む。

閾値設定ステップＳＴ５６においては、遅延時間閾値τ_ｔｈを設定する。遅延時間閾値τ_ｔｈは、遅延時間のうち、比較的長いものを除去するために用いられる。遅延時間閾値τ_ｔｈは、予め定めておいても良く、遅延時間推定ステップＳＴ１３で推定された遅延時間τ_１〜τ_Ｌに基づいて定めることとしても良い。
予め定める場合には、例えば、電波環境を考慮に入れて、除去後の遅延時間の数が、上限値を超えないように定めるのが望ましい。推定された遅延時間τ_１〜τ_Ｌに基づいて定める場合にも、除去後の遅延時間の数が、上限値を超えないように定めるのが望ましい。

モード行列生成ステップＳＴ５１ｃにおいては、遅延時間推定ステップＳＴ１３で推定された遅延時間τ_１〜τ_Ｌと、閾値設定ステップＳＴ５６で設定された遅延時間閾値τ_ｔｈとに基づいて、遅延時間閾値τ_ｔｈよりも短い遅延時間からモード行列Ａ’を生成する。

具体的には、遅延時間τ_１〜τ_Ｌのうち、τ_１〜τ_ｑ（ｑは１からＬのいずれか）が閾値τ_ｔｈよりも短く、τ_{（ｑ＋１）}〜τ_Ｌが閾値τ_ｔｈ以上であるとすると、遅延時間τ_１〜τ_ｑの各々τ_ｌ（ｌは１からｑのいずれか）から上記の式（８）に示されるモードベクトルａ（τ_ｌ）を生成し、閾値τ_ｔｈよりも短いすべての遅延時間τ_１〜τ_ｑについてのモードベクトルａ（τ_１）〜ａ（τ_ｑ）から、上記の式（１７）に示されるモード行列Ａ’を生成する。

遅延波除去ステップＳＴ５７においては、合成ステップＳＴ１４で算出された合成周波数特性Ｘ（ｔ，θ_１）〜Ｘ（ｔ，θ_Ｍ）から、遅延時間が上記閾値τ_ｔｈ以上の遅延波の成分を除去し、遅延時間が上記閾値τ_ｔｈよりも短い到来波、即ち、１番目からｑ番目の到来波についての合成周波数特性Ｘ’（ｔ，θ_１）〜Ｘ’（ｔ，θ_Ｍ）を生成する。即ち、上記の各合成周波数特性Ｘ（ｔ，θ_ｍ）（ｍは１からＭのいずれか）から遅延時間が上記閾値τ_ｔｈ以上の遅延波の成分を除去し、遅延時間が上記閾値τ_ｔｈよりも短い到来波ついての合成周波数特性Ｘ’（ｔ，θ_ｍ）を生成する。

遅延波の除去には、ＦＩＲフィルタ、ＩＩＲフィルタ等のデジタルフィルタを用いる。上記の合成周波数特性Ｘ（ｔ，θ_１）〜Ｘ（ｔ，θ_Ｍ）の各々は伝送路の周波数特性であるため、周波数領域でフィルタ処理を施すことで、遅延時間領域における所望の成分を抽出することができる。

遅延時間が上記閾値τ_ｔｈよりも短い到来波、即ち、１番目からｑ番目の到来波についての合成周波数特性Ｘ’（ｔ，θ_ｍ）は、上記の式（１８）で表されるものとなる。

相関行列算出ステップＳＴ５２ｃにおいては、遅延波除去ステップＳＴ５７で生成された合成周波数特性Ｘ’（ｔ，θ_１）〜Ｘ’（ｔ，θ_Ｍ）から、Ｍ個の相関行列Ｒ’_ｘｘ（θ_１）〜Ｒ’_ｘｘ（θ_Ｍ）を算出する。即ち、各到来角候補θ_ｍについて上記の式（２０）の演算を行い、相関行列Ｒ’_ｘｘ（θ_ｍ）を算出する。

雑音電力算出ステップＳＴ５３ｃにおいては、遅延波除去ステップＳＴ５７で生成された合成周波数特性Ｘ’（ｔ，θ_１）〜Ｘ’（ｔ，θ_Ｍ）から、周波数領域での雑音電力を要素とする雑音電力行列Ｎ’（ｔ，θ_ｍ）を算出する。

到来波電力算出ステップＳＴ５４ｃにおいては、相関行列算出ステップＳＴ５２ｃで算出された相関行列Ｒ’_ｘｘ（θ_１）〜Ｒ’_ｘｘ（θ_Ｍ）から、雑音電力算出ステップＳＴ５３ｃで算出された雑音電力行列Ｎ’（ｔ，θ_ｍ）を減算することで雑音の影響を除去し、この減算の結果に対し、モード行列Ａ’（式（１７））とその複素共役転置行列Ａ’^Ｈとの積の逆行列演算を含む処理を行うことで、信号相関行列Ｓ’（θ_１）〜Ｓ’（θ_Ｍ）を生成する。即ち、各到来角候補θ_ｍについて、上記の式（２１）に従って、信号相関行列Ｓ’（θ_ｍ）を生成する。

到来波電力算出ステップＳＴ５４ｃにおいては、さらに、信号相関行列Ｓ’（θ_１）〜Ｓ’（θ_Ｍ）から、それらの第１行第１列の成分ｓ_１１（θ_１）〜ｓ_１１（θ_Ｍ）を抽出し、到来角候補θ_１〜θ_Ｍについての直接波の電力として出力する。即ち、各信号相関行列Ｓ’（θ_ｍ）から、その第１行第１列の成分ｓ_１１（θ_ｍ）を抽出し、到来角候補θ_ｍについての、直接波の電力として出力する。
到来波電力算出ステップＳＴ５４ｃで算出された直接波電力ｓ_１１（θ_１）〜ｓ_１１（θ_Ｍ）が受信電力推定ステップＳＴ１５ｃにおける推定結果となる。

到来角推定ステップＳＴ１６ｃにおいては、受信電力推定ステップＳＴ１５ｃで推定された直接波電力ｓ_１１（θ_１）〜ｓ_１１（θ_Ｍ）のうちのいずれが最大（ピーク値）であるかを判定し、電力が最大である到来角候補θ_ｘ（θ_１〜θ_Ｍのいずれか）を、直接波の到来角θ_ａと推定する。

実施の形態７でも実施の形態３と同様の効果が得られる。即ち、実施の形態５と同様の効果に加えて、到来波が多く含まれる環境であっても、演算量を抑えることができ、しかも、直接波の到来角を高精度に推定することができる。

実施の形態８．
実施の形態８は、実施の形態４に対応する受信方法である。
実施の形態７では、直接波の到来角を算出している。これに対し、実施の形態８では、遅延時間が閾値τ_ｔｈよりも短い到来波のうちの、直接波以外の到来波の到来角を推定する。例えば、直接波に加え、直接波以外の少なくとも一つの到来波について、その到来角を推定する。以下では、直接波を含め、遅延時間が閾値τ_ｔｈよりも短い、すべての到来波の到来角を推定する場合について説明する。

図２１に実施の形態８の受信方法を示す。
図２１の受信方法は、図１９の受信方法と概して同じであるが、受信電力推定ステップＳＴ１５ｃ及び到来角推定ステップＳＴ１６ｃの代わりに、受信電力推定ステップＳＴ１５ｄ及び到来角推定ステップＳＴ１６ｄが含まれる。

図２２に受信電力推定ステップＳＴ１５ｄの一例における処理の手順を示す。
受信電力推定ステップＳＴ１５ｄは、図２０の受信電力推定ステップＳＴ１５ｃと概して同じであるが、到来波電力算出ステップＳＴ５４ｃの代わりに、到来波電力算出ステップＳＴ５４ｄを含む。

到来波電力算出ステップＳＴ５４ｄにおいては、実施の形態７の到来波電力算出ステップＳＴ５４ｃと同様の処理を行って、信号相関行列Ｓ’（θ_１）〜Ｓ’（θ_Ｍ）を生成する。
到来波電力算出ステップＳＴ５４ｄにおいてはさらに、生成した信号相関行列Ｓ’（θ_１）〜Ｓ’（θ_Ｍ）から、それらの第１行第１列の成分ｓ_１１（θ_１）〜ｓ_１１（θ_Ｍ）〜第ｑ行第ｑ列の成分ｓ_ｑｑ（θ_１）〜ｓ_ｑｑ（θ_Ｍ）を、到来角候補θ_１〜θ_Ｍについての、１番目の到来波〜ｑ番目の到来波の電力として出力する。即ち、各信号相関行列Ｓ’（θ_ｍ）から、全ての対角成分ｓ_１１（θ_ｍ）〜ｓ_ｑｑ（θ_ｍ）を、到来角候補θ_ｍについての、１番目乃至ｑ番目の到来波の電力として出力する。
到来波電力算出ステップＳＴ５４ｄで算出された１番目の到来波の電力ｓ_１１（θ_１）〜ｓ_１１（θ_Ｍ）〜ｑ番目の到来波の電力ｓ_ｑｑ（θ_１）〜ｓ_ｑｑ（θ_Ｍ）が受信電力推定ステップＳＴ１５ｄにおける推定結果となる。

到来角推定ステップＳＴ１６ｄにおいては、受信電力推定ステップＳＴ１５ｄで推定された１番目からｑ番目の到来波の電力のうちの、同じ到来波の電力を比較し、いずれが最大であるかを判定し、それぞれの到来波について、電力が最大である到来角候補を、当該到来波の到来角と推定する。即ち、到来角候補θ_１〜θ_Ｍについてのｌ番目の到来の電力ｓ_ｌｌ（θ_１）〜ｓ_ｌｌ（θ_Ｍ）のうちのいずれが最大（ピーク値）であるかを判定し、電力が最大である到来角候補θ_ｘ（θ_１〜θ_Ｍのいずれか）を、ｌ番目の到来波の到来角θ_ａｌと推定する。この処理はｌが取り得るすべての値、即ちｌ＝１から、ｌ＝ｑまでのすべての場合について行われる。
ｌが１である場合の処理は、実施の形態５の到来角推定ステップＳＴ１６ｃにおける処理と同じであり、この処理により、直接波の到来角が推定される。
ｌが２からｑのいずれかである場合には、２番目以降の各到来波の到来方法が推定される。

以上、遅延時間が閾値よりも短いすべての到来波の到来角を推定する場合について説明したが、遅延時間が閾値よりも短い到来波のうちの一部のみについて到来角を推定することとしても良い。例えば、直接波について到来角を推定するとともに、直接波以外の遅延時間が閾値よりも短い到来波のうちの１つについて、到来角を推定することとしても良い。

実施の形態８でも実施の形態４と同様の効果が得られる。即ち、実施の形態７と同様の効果に加え、実施の形態６と同様に、直接波以外の到来波についても、その到来角を高精度に推定することができる。

以上実施の形態８を実施の形態７に対する変形として説明した。実施の形態５に対しても同様の変形を加えることができる。
また、実施の形態１〜４について説明した変形と同様の変形を実施の形態４〜８にも加えることができる。

実施の形態９．
以上実施の形態１、２、３及び４において、図１、図７、図９及び図１１に示される受信装置の各部分（機能ブロックとして図示した部分）は、処理回路により実現することができる。処理回路は、専用のハードウェアであっても、メモリに格納されるプログラムを実行するＣＰＵであっても良い。
例えば、図１、図７、図９及び図１１の各部分の機能をそれぞれ別個の処理回路で実現してもよいし、複数の部分の機能をまとめて一つの処理回路で実現しても良い。

処理回路がＣＰＵの場合、受信装置の各部分の機能は、ソフトウェア、ファームウェア、またはソフトウェアとファームウェアとの組み合わせにより実現される。ソフトウェア或いはファームウェアはプログラムとして記述され、メモリに格納される。処理回路は、メモリに記憶されたプログラムを読み出して実行することにより、各部の機能を実現する。すなわち、受信装置は、処理回路により実現されるときに、図１、図７、図９及び図１１に示される各部分の機能が、結果的に実行されることになるプログラムを格納するためのメモリを備える。また、これらのプログラムは、受信装置で実施される受信方法における処理の方法、或いはその手順をコンピュータに実行させるものであるともいえる。

なおまた、受信装置の各部分の機能のうち、一部を専用のハードウェアで実現し、一部をソフトウェアまたはファームウェアで実現するようにしても良い。
このように、処理回路は、ハードウェア、ソフトウェア、ファームウェア、またはこれらの組み合わせによって、上述の各機能を実現することができる。

図２３に上記の処理回路がＣＰＵであって、単一のＣＰＵを含むコンピュータ（符号１００で示す）で受信装置のすべての機能を実現する場合の構成の一例を、アンテナ素子１０−１、１０−２とともに示す。
図２３に示されるコンピュータ１００は、ＣＰＵ１０１と、メモリ１０２と、入力部１０３−１、１０３−２と、出力部１０４とを備え、これらはバス１０５で接続されている。
入力部１０３−１、１０３−２には、アンテナ素子１０−１、１０−２が接続されている。
アンテナ素子１０−１、１０−２で受信された信号は、入力部１０３−１、１０３−２を介して、ＣＰＵ１０１に供給される。

ＣＰＵ１０１は、メモリ１０２に記憶されたプログラムに従って動作し、入力部１０３−１、１０３−２を介して入力された信号に対して、実施の形態１、２、３又は４の受信装置の各部の処理を行って、処理の結果得られた出力信号を出力部１０４から出力する。
ＣＰＵ１０１による処理の内容及び手順は、実施の形態１、２、３及び４で説明したのと同様である。

実施の形態１、２、３及び４の受信装置における各処理をコンピュータに実行させる場合について述べたが、実施の形態５、６、７及び８の受信方法の各ステップの処理を上記と同様に、コンピュータに実行させることも可能である。

受信装置で実施される受信方法、受信装置の各部分の処理、或いは受信方法における各処理をコンピュータに実行させるプログラム及び該プログラムを記録したコンピュータで読取り可能な記録媒体についても、受信装置について述べたのと同様の効果が得られる。

１０−１、１０−２ アンテナ素子、 １１−１、１１−２ 無線受信部、 １２−１、２ 伝送路推定部、 １３ 遅延時間推定部、 １４ 合成部、 １５、１５ｂ、１５ｃ、１５ｄ 受信電力推定部、 １６、１６ｂ、１６ｃ、１６ｄ 到来角推定部、 ２０−ｎ ＦＦＴ部、 ２１−ｎ パイロット抽出部、 ２２−ｎ パイロット生成部、 ２３−ｎ 除算部、 ２４−ｎ 補間部、 ２５−ｎ 擬似雑音系列生成部、 ２６−ｎ 逆拡散部、 ２７−ｎ ＦＦＴ部、 ５１、５１ｃ モード行列生成部、 ５２、５２ｃ 相関行列算出部、 ５３、５３ｃ 雑音電力算出部、 ５４、５４ｂ、５４ｃ、５４ｄ 到来波電力算出部、 ５６ 閾値設定部、 ５７ 遅延波除去部、 １０１ ＣＰＵ、 １０２ メモリ、 １０３−１、１０３−２ 入力部、 １０４ 出力部、 １０５ バス。

Claims (10)

1. 送信機が発する電波を受信して前記送信機からの到来波の到来角を推定する受信装置であって、
   アレイアンテナを構成する第１乃至第Ｎ（Ｎは２以上の整数）のアンテナ素子にそれぞれ対応して設けられ、対応するアンテナ素子で前記電波を受信することで得られた第１乃至第Ｎのアナログ信号に対し周波数変換及びＡＤ変換を行って第１乃至第Ｎのデジタル信号を生成する第１乃至第Ｎの無線受信部と、
   前記第１乃至第Ｎの無線受信部にそれぞれ対応して設けられ、それぞれ前記第１乃至第Ｎのデジタル信号から伝送路の周波数特性を推定し、第１乃至第Ｎの伝送路推定結果を出力する第１乃至第Ｎの伝送路推定部と、
   前記第１乃至第Ｎの伝送路推定結果のうちの１つの伝送路推定結果から超分解能処理により前記電波に含まれる１又は２以上の到来波の遅延時間を推定する遅延時間推定部と、
   到来角が、Ｍ個（Ｍは２以上の整数）の互いに異なる到来角候補のいずれかであると仮定して、それぞれの到来角候補について、当該到来角候補に対応する前記第１乃至第Ｎの伝送路の周波数特性相互間の位相差を打ち消す補正量を与えて前記第１乃至第Ｎの伝送路の周波数特性を加算することで、前記Ｍ個の到来角候補についての合成周波数特性を算出する合成部と、
   前記Ｍ個の到来角候補についての合成周波数特性と、前記遅延時間とから、前記Ｍ個の到来角候補について直接波の受信電力を推定する受信電力推定部と、
   前記Ｍ個の到来角候補について推定された直接波の受信電力のうちのいずれが最大であるかを判定し、受信電力が最大である到来角候補を直接波の到来角と推定する到来角推定部と
   を有する受信装置。
2. 前記超分解能処理が、ＭＵＳＩＣ処理及びＥＳＰＲＩＴ処理のいずれかであることを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
3. 前記受信電力推定部は、
   前記遅延時間からモード行列を生成するモード行列生成部と、
   前記Ｍ個の到来角候補についての合成周波数特性から、前記Ｍ個の到来角候補についての相関行列を算出する相関行列算出部と、
   前記Ｍ個の到来角候補についての合成周波数特性から周波数領域での雑音電力を要素とする雑音電力行列を算出する雑音電力算出部と、
   前記Ｍ個の到来角候補についての相関行列から前記雑音電力行列を減算することで雑音の影響を除去し、該減算の結果と、前記モード行列を用いて信号相関行列を生成することで、到来波を遅延時間領域で分離し、前記遅延時間が最も短い到来波の受信電力を直接波の受信電力として抽出する到来波電力算出部と
   を有することを特徴とする請求項１又は２に記載の受信装置。
4. 前記到来波電力算出部は、前記信号相関行列を生成することで分離された到来波のうち、前記直接波以外の少なくとも一つの到来波についてもその受信電力を、前記Ｍ個の到来角候補について推定し、
   前記到来角推定部は、前記直接波以外の前記少なくとも一つの到来波について、前記Ｍ個の到来角候補について推定された受信電力のうちのいずれが最大であるかを判定し、受信電力が最大である到来角候補を、前記少なくとも一つの到来波の到来角と推定する
   ことを特徴とする請求項３に記載の受信装置。
5. 前記受信電力推定部は、
   遅延時間閾値を設定する閾値設定部と、
   前記遅延時間のうちの、前記遅延時間閾値よりも短い遅延時間からモード行列を生成するモード行列生成部と、
   前記Ｍ個の到来角候補についての合成周波数特性から、前記遅延時間が前記遅延時間閾値以上の到来波の成分を除去し、前記Ｍ個の到来角候補についての、前記遅延時間が前記遅延時間閾値よりも短い到来波についての合成周波数特性を出力する遅延波除去部と、
   前記Ｍ個の到来角候補についての、前記遅延時間が前記遅延時間閾値よりも短い到来波についての合成周波数特性から、前記Ｍ個の到来角候補についての相関行列を算出する相関行列算出部と、
   前記Ｍ個の到来角候補についての、前記遅延時間が前記遅延時間閾値よりも短い到来波についての合成周波数特性から周波数領域での雑音電力を要素とする雑音電力行列を算出する雑音電力算出部と、
   前記Ｍ個の到来角候補についての相関行列から前記雑音電力行列を減算することで雑音の影響を除去し、該減算の結果と、前記モード行列とを用いて信号相関行列を生成することで、到来波を遅延時間領域で分離し、前記遅延時間が最も短い到来波の受信電力を直接波の受信電力として抽出する到来波電力算出部と
   を有することを特徴とする請求項１又は２に記載の受信装置。
6. 前記到来波電力算出部は、前記信号相関行列を生成することで分離された到来波のうち、前記直接波以外の少なくとも一つの到来波についてもその受信電力を、前記Ｍ個の到来角候補について推定し、
   前記到来角推定部は、前記遅延時間が前記遅延時間閾値よりも短い到来波のうち、前記直接波以外の前記少なくとも一つの到来波について、前記Ｍ個の到来角候補について推定された受信電力のうちのいずれが最大であるかを判定し、受信電力が最大である到来角候補を、前記少なくとも一つの到来波の到来角と推定する
   ことを特徴とする請求項５に記載の受信装置。
7. 前記信号相関行列の第１行第１列の成分を前記直接波の受信電力として抽出することを特徴とする請求項３又は５に記載の受信装置。
8. 送信機が発する電波を受信して前記送信機からの到来波の到来角を推定する受信方法であって、
   アレイアンテナを構成する第１乃至第Ｎ（Ｎは２以上の整数）のアンテナ素子で前記電波を受信することで得られた第１乃至第Ｎのアナログ信号に対し周波数変換及びＡＤ変換を行って第１乃至第Ｎのデジタル信号を生成する無線受信ステップと、
   前記第１乃至第Ｎのデジタル信号から伝送路の周波数特性を推定し、第１乃至第Ｎの伝送路推定結果を出力する伝送路推定ステップと、
   前記第１乃至第Ｎの伝送路推定結果のうちの１つの伝送路推定結果から超分解能処理により前記電波に含まれる１又は２以上の到来波の遅延時間を推定する遅延時間推定ステップと、
   到来角が、Ｍ個（Ｍは２以上の整数）の互いに異なる到来角候補のいずれかであると仮定して、それぞれの到来角候補について、当該到来角候補に対応する前記第１乃至第Ｎの伝送路の周波数特性相互間の位相差を打ち消す補正量を与えて前記第１乃至第Ｎの伝送路の周波数特性を加算することで、前記Ｍ個の到来角候補についての合成周波数特性を算出する合成ステップと、
   前記Ｍ個の到来角候補についての合成周波数特性と、前記遅延時間とから、前記Ｍ個の到来角候補について直接波の受信電力を推定する受信電力推定ステップと、
   前記Ｍ個の到来角候補について推定された直接波の受信電力のうちのいずれが最大であるかを判定し、受信電力が最大である到来角候補を直接波の到来角と推定する到来角推定ステップと
   を有する受信方法。
9. 請求項８に記載の受信方法の各ステップの処理をコンピュータに実行させるプログラム。
10. 請求項９に記載のプログラムを記録したコンピュータで読取り可能な記録媒体。

Images