JP5400956B2 - Power converter - Google Patents
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Description
この発明は、単相インバータの交流側の出力を電源出力に重畳し、所望の直流電圧を得る電力変換装置に関するものである。 The present invention relates to a power converter that obtains a desired DC voltage by superimposing an AC output of a single-phase inverter on a power supply output.
従来の電力変換装置は、交流電源の第1の端子からの出力は、リアクトルに接続され、その後段に単相インバータにて構成されたインバータ回路の交流側が直列接続される。インバータ回路内の単相インバータは、半導体スイッチ素子および直流電圧源から構成される。また、それぞれ短絡用スイッチと整流ダイオードとを直列接続してインバータを構成する第1、第2の直列回路は並列接続され、出力段の平滑コンデンサの両端子間に接続される。第1の直列回路の中点が、インバータ回路の後段の交流出力線に接続され、第2の直列回路の中点が交流電源の第2の端子に接続される。そして、平滑コンデンサの直流電圧が一定の目標電圧に維持できるように、また交流電源からの入力力率が概1になるようにPWM制御により電流を制御して出力し、交流側の発生電圧を交流電源からの入力電圧に重畳する。そして、交流電源からの入力電圧の位相のゼロクロス位相を中央とする短絡位相範囲でのみ、短絡用スイッチをオン状態として平滑コンデンサをバイパスさせる(例えば、特許文献1参照)。 In the conventional power converter, the output from the first terminal of the AC power supply is connected to the reactor, and the AC side of the inverter circuit configured by a single-phase inverter is connected in series at the subsequent stage. The single-phase inverter in the inverter circuit includes a semiconductor switch element and a DC voltage source. Further, the first and second series circuits constituting the inverter by connecting the shorting switch and the rectifier diode in series are connected in parallel and connected between both terminals of the smoothing capacitor of the output stage. The midpoint of the first series circuit is connected to the AC output line at the subsequent stage of the inverter circuit, and the midpoint of the second series circuit is connected to the second terminal of the AC power supply. Then, the current is controlled by PWM control so that the DC voltage of the smoothing capacitor can be maintained at a constant target voltage, and the input power factor from the AC power source is approximately 1, and the generated voltage on the AC side is Superimposed on the input voltage from the AC power supply. Then, only in the short-circuit phase range centered on the zero-cross phase of the phase of the input voltage from the AC power supply, the short-circuit switch is turned on to bypass the smoothing capacitor (see, for example, Patent Document 1).
このような電力変換装置では、平滑コンデンサに所望の直流電圧が出力できるようにインバータ回路の直流電圧源の電圧が設定され、通常は、少し余裕を加えて高めに設定される。このため、インバータ回路に要求される電圧レベルが低下しても、直流電圧源の比較的高い電圧がインバータ回路に長時間印加され、スイッチング損失の低減が困難であり、また、インバータ回路内の素子の信頼性向上を図る妨げにもなっていた。 In such a power converter, the voltage of the DC voltage source of the inverter circuit is set so that a desired DC voltage can be output to the smoothing capacitor, and is usually set higher with a little margin. For this reason, even if the voltage level required for the inverter circuit is lowered, a relatively high voltage of the DC voltage source is applied to the inverter circuit for a long time, and it is difficult to reduce the switching loss. It was also a hindrance to improve the reliability.
この発明は、上記のような問題点を解消するために成されたものであって、インバータ回路のスイッチング損失低減と素子の信頼性向上とを図り、電力変換効率が高く信頼性の向上した電力変換装置を得る事を目的とする。 The present invention has been made to solve the above-described problems, and is intended to reduce the switching loss of the inverter circuit and improve the reliability of the element, and has high power conversion efficiency and improved reliability. The purpose is to obtain a conversion device.
この発明に係る第1の電力変換装置は、複数の半導体スイッチ素子と直流電圧源とから成る単相インバータの交流側を1以上直列接続して構成され、該交流側を電源の第1の端子に直列接続して上記各単相インバータの出力の総和を上記電源の出力に重畳するインバータ回路と、直流母線間に複数のスイッチを有し、一方の交流端子が上記インバータ回路の後段の交流出力線に接続され、他方の交流端子が上記電源の第2の端子に接続され、上記直流母線間に直流電力を出力するコンバータ回路と、上記直流母線間に接続され、上記コンバータ回路の出力を平滑する平滑コンデンサと、上記インバータ回路および上記コンバータ回路を出力制御する制御回路とを備える。そして、上記制御回路は、上記インバータ回路の上記直流電圧源の電圧指令値に、予め設定された複数の数値を上記平滑コンデンサの目標電圧に応じて切り替えて用いることにより、上記直流電圧源の電圧を可変とし、上記コンバータ回路の上記交流端子間を短絡させて上記平滑コンデンサをバイパスさせる短絡期間を有して上記コンバータ回路を制御し、上記平滑コンデンサの電圧を上記目標電圧に追従させるように上記インバータ回路を電流指令を用いて制御するものである。 A first power conversion device according to the present invention is configured by connecting in series one or more AC sides of a single-phase inverter composed of a plurality of semiconductor switch elements and a DC voltage source, and the AC side is a first terminal of a power source. And an inverter circuit that superimposes the sum of the outputs of the single-phase inverters on the output of the power source, and a plurality of switches between the DC buses, one AC terminal of which is the AC output of the subsequent stage of the inverter circuit And the other AC terminal is connected to the second terminal of the power source, and is connected between the DC bus and a converter circuit that outputs DC power between the DC buses, and smoothes the output of the converter circuit. And a control circuit for controlling the output of the inverter circuit and the converter circuit. The control circuit uses a plurality of preset numerical values for the voltage command value of the DC voltage source of the inverter circuit according to the target voltage of the smoothing capacitor, thereby using the voltage of the DC voltage source. It was variable, by short-circuiting between the AC terminals of the converter circuit to control the converter circuit has a short-circuit period for bypassing said smoothing capacitor, said so as to follow the voltage of the smoothing capacitor to the target voltage The inverter circuit is controlled using a current command.
またこの発明に係る第2の電力変換装置は、複数の半導体スイッチ素子と直流電圧源とから成る単相インバータの交流側を1以上直列接続して構成され、該交流側を電源の第1の端子に直列接続して上記各単相インバータの出力の総和を上記電源の出力に重畳するインバータ回路と、直流母線間に複数のスイッチを有し、一方の交流端子が上記インバータ回路の後段の交流出力線に接続され、他方の交流端子が上記電源の第2の端子に接続され、上記直流母線間に直流電力を出力するコンバータ回路と、上記直流母線間に接続され、上記コンバータ回路の出力を平滑する平滑コンデンサと、上記インバータ回路および上記コンバータ回路を出力制御する制御回路とを備える。上記制御回路は、上記コンバータ回路の上記交流端子間を短絡させて上記平滑コンデンサをバイパスさせる短絡期間を有して上記コンバータ回路を制御し、上記平滑コンデンサの電圧を上記目標電圧に追従させるように上記インバータ回路を電流指令を用いて制御すると共に、上記平滑コンデンサに直流電力を出力する力行モードと、上記平滑コンデンサからの電力を上記電源に回生する回生モードとの2種の制御モードを有し、上記インバータ回路の上記直流電圧源の電圧指令値に予め設定された複数の数値を切り替えて用い、該電圧指令値を、上記回生モードの時に上記力行モードの時より所定の電圧分、高く設定するものである。 A second power conversion device according to the present invention is configured by connecting one or more alternating current sides of a single-phase inverter composed of a plurality of semiconductor switching elements and a direct current voltage source in series, and the alternating current side is connected to the first power source. An inverter circuit that is connected in series to the terminal and superimposes the sum of the outputs of the single-phase inverters on the output of the power source, and a plurality of switches between the DC buses, and one AC terminal is an AC in the subsequent stage of the inverter circuit Connected to the output line, the other AC terminal is connected to the second terminal of the power source, and is connected between the DC bus and a converter circuit that outputs DC power between the DC buses, and the output of the converter circuit is connected to the output line. A smoothing capacitor for smoothing; and a control circuit for controlling output of the inverter circuit and the converter circuit. The control circuit controls the converter circuit with a short-circuit period in which the AC terminals of the converter circuit are short-circuited to bypass the smoothing capacitor so that the voltage of the smoothing capacitor follows the target voltage. The inverter circuit is controlled using a current command, and has two types of control modes: a power running mode that outputs DC power to the smoothing capacitor, and a regeneration mode that regenerates power from the smoothing capacitor to the power source. A plurality of preset numerical values are used to switch the voltage command value of the DC voltage source of the inverter circuit , and the voltage command value is set higher by a predetermined voltage in the regeneration mode than in the powering mode. To do.
上記第1の電力変換装置によると、インバータ回路の直流電圧源の電圧を、平滑コンデンサの目標電圧に応じて可変としたため、上記直流電圧源の電圧を、インバータ回路に要求される電圧レベルを満たす範囲で低い電圧にすることができ、インバータ回路には、高い電圧を長時間不要に印加する必要がなく、スイッチング損失の低減と素子の信頼性向上とが図れる。 According to the first power conversion device, since the voltage of the DC voltage source of the inverter circuit is variable according to the target voltage of the smoothing capacitor, the voltage of the DC voltage source satisfies the voltage level required for the inverter circuit. A low voltage can be set in the range, and it is not necessary to apply a high voltage unnecessarily to the inverter circuit for a long time, so that switching loss can be reduced and element reliability can be improved.
また上記第2の電力変換装置によると、インバータ回路の直流電圧源の電圧指令値を、回生モードの時に力行モードの時より所定の電圧分、高く設定するため、上記直流電圧源の電圧を、力行/回生の制御モードに応じてインバータ回路に要求される電圧レベルを満たす範囲で低い電圧にすることができ、インバータ回路には、高い電圧を長時間不要に印加する必要がなく、スイッチング損失の低減と素子の信頼性向上とが図れる。 Further, according to the second power converter, in order to set the voltage command value of the DC voltage source of the inverter circuit higher by a predetermined voltage than in the power running mode in the regeneration mode, the voltage of the DC voltage source is Depending on the power running / regenerative control mode, the voltage can be lowered within a range that satisfies the voltage level required for the inverter circuit, and it is not necessary to apply a high voltage to the inverter circuit unnecessarily for a long time. Reduction and improvement of device reliability can be achieved.
実施の形態1.
以下、この発明の実施の形態1による電力変換装置について説明する。図1はこの発明
の実施の形態1による電力変換装置の概略構成図である。
図1に示すように、電力変換装置は、交流電源1の交流電力を直流電力に変換して出力するための主回路と制御回路10とを備える。
主回路は、限流回路としてのリアクトル2とインバータ回路100とコンバータ回路300と平滑コンデンサ3とを備える。交流電源1の第1の端子からの出力は、リアクトル2に接続され、その後段に単相インバータにて構成されたインバータ回路100の交流側が直列接続される。コンバータ回路300は、一方の交流端子がインバータ回路100の後段の交流出力線に接続され、他方の交流端子が交流電源1の第2の端子に接続され、コンバータ回路300の直流母線間に接続された平滑コンデンサ3に直流電力を出力する。
Hereinafter, a power converter according to
As shown in FIG. 1, the power conversion device includes a main circuit and a
The main circuit includes a
インバータ回路100内の単相インバータは、ダイオード101b〜104bを逆並列に接続した複数個のIGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)等の半導体スイッチ素子101a〜104a、および直流コンデンサ等から成る直流電圧源105にて構成されるフルブリッジ構成のインバータである。
コンバータ回路300は、直流母線間に複数の半導体スイッチ素子301a〜304aを有し、この場合、ダイオード301b〜304bを逆並列に接続した複数個のIGBT等の半導体スイッチ素子301a〜304aをそれぞれ2個直列接続した2つのブリッジ回路を直流母線間に並列接続して構成する。
インバータ回路100の後段の交流出力線にはコンバータ回路300の半導体スイッチ素子301aのエミッタと半導体スイッチ素子302aのコレクタとの接続点が接続される。また半導体スイッチ素子303aのエミッタと半導体スイッチ素子304aのコレクタとの接続点が交流電源1の上記第2の端子に接続される。The single-phase inverter in the
The
A connection point between the emitter of the
なお、半導体スイッチ素子101a〜104a、301a〜304aはIGBT以外にも、ソース・ドレイン間にダイオードが内蔵されたMOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)等でもよい。
また、リアクトル2はインバータ回路100とコンバータ回路300との間に直列接続しても良い。また、コンバータ回路300の半導体スイッチ素子301a〜304aの代わりに機械式スイッチを用いても良い。In addition to the IGBT, the
Further, the
制御回路10は、インバータ回路100の直流電圧源105の電圧Vsubと、平滑コンデンサ3の電圧Vdcと、交流電源1からの電圧Vin、電流Iinとに基づいて、平滑コンデンサ9の電圧Vdcが設定された目標電圧Vdc*になるように、インバータ回路100およびコンバータ回路300内の各半導体スイッチ素子101a〜104a、301a〜304aへのゲート信号11、12を生成してインバータ回路100およびコンバータ回路300を出力制御する。
平滑コンデンサ3には図示しない負荷が接続され、通常時は電圧Vdcは目標電圧Vdc*に比べて低く、制御回路10は、交流電源1からの交流電力を変換して平滑コンデンサ3に直流電力を供給するようにインバータ回路100およびコンバータ回路300を出力制御する。The
The smoothing
このように構成される電力変換装置の力行動作、即ち平滑コンデンサ3に直流電力を出力する動作について、図に基づいて説明する。図2〜図5は、力行動作における電流経路図を示す。また、図6は、電力変換装置の昇圧時の力行動作を説明する各部の波形とインバータ回路100の直流電圧源105の充放電を示す図である。図7は、電力変換装置の降圧時の力行動作を説明する各部の波形とインバータ回路100の直流電圧源105の充放電を示す図である。なお、出力段の平滑コンデンサ3の電圧Vdcが、交流電源1の電圧Vinのピーク電圧Vpより高い場合を昇圧と称し、出力段の平滑コンデンサ3の電圧Vdcが、交流電源1の電圧Vinのピーク電圧Vpより高い場合を降圧と称す。また、図6、図7では、平滑コンデンサ3の電圧Vdcが一定の目標電圧Vdc*に制御されている状態を示す。
交流電源1からの電圧Vinは、図6、図7に示すような波形となる。インバータ回路100は、交流電源1からの入力力率が概1になるようにPWM制御により電流Iinを制御して出力し、交流側の発生電圧を交流電源1の出力である電圧Vinに重畳する。A power running operation of the power conversion device configured as described above, that is, an operation of outputting DC power to the smoothing
The voltage Vin from the
交流電源1の電圧位相をθとし、まず、電圧Vinが正極性である0≦θ<πの場合について示す。
インバータ回路100では、半導体スイッチ素子101a、104aがオン、半導体スイッチ素子102a、103aがオフの時には、直流電圧源105を充電するように流れ、半導体スイッチ素子102a、103aがオン、半導体スイッチ素子101a、104aがオフの時には、直流電圧源105を放電するように流れる。また、半導体スイッチ素子101a、103aがオン、半導体スイッチ素子102a、104aがオフの時、および半導体スイッチ素子102a、104aがオン、半導体スイッチ素子101a、103aがオフの時には、直流電圧源105をスルーして電流が流れる。このような4種の制御の組み合わせにて半導体スイッチ素子101a〜104aを制御してインバータ回路100をPWM動作させることで直流電圧源105を充放電させ、電流制御を行う。なお、各半導体スイッチ素子101a〜104aに流れる電流が、エミッタからコレクタへ流れる時は、その半導体スイッチ素子をオフして逆並列接続されたダイオード101b〜104bに電流を流しても良い。The voltage phase of the
In the
図2に示すように、交流電源1からの電流はリアクトル2にて限流され、インバータ100に入力され、その出力はコンバータ回路300内のダイオード301bを通り平滑用コンデンサ3を充電しダイオード304bを経て交流電源1に戻る。このとき、インバータ回路100では、上記の4種の制御の組み合わせによりPWM動作させることで直流電圧源105を放電、あるいは充放電させ、電流制御を行う。
交流電源1の電圧Vinのゼロクロス位相を中央として±θ1の位相範囲(以下、短絡期間と称す)では、図3に示すように、コンバータ回路300では、短絡スイッチとなる半導体スイッチ素子302aをオン状態として平滑コンデンサ3をバイパスさせる。このとき、コンバータ回路300内の他の半導体スイッチ素子301a、303a、304aをオフさせる。交流電源1からの電流はリアクトル2にて限流され、インバータ100に入力されて直流電圧源105を充電し、コンバータ回路300内の半導体スイッチ素子302a、ダイオード304bを経て交流電源1に戻る。このとき、インバータ回路100では、直流電圧源105を充電する制御とスルーさせる制御の組み合わせによりPWM動作させることで直流電圧源105を充電させ、電流制御を行う。As shown in FIG. 2, the current from the
In the phase range of ± θ 1 centered on the zero cross phase of the voltage Vin of the AC power supply 1 (hereinafter referred to as a short circuit period), as shown in FIG. 3, in the
次に、電圧Vinが負極性であるπ≦θ<2πの場合について示す。
インバータ回路100では、半導体スイッチ素子102a、103aがオン、半導体スイッチ素子101a、104aがオフの時には、直流電圧源105を充電するように流れ、半導体スイッチ素子101a、104aがオン、半導体スイッチ素子102a、103aがオフの時には、直流電圧源105を放電するように流れる。また、半導体スイッチ素子101a、103aがオン、半導体スイッチ素子102a、104aがオフの時、および半導体スイッチ素子102a、104aがオン、半導体スイッチ素子101a、103aがオフの時には、直流電圧源105をスルーして電流が流れる。このような4種の制御の組み合わせにて半導体スイッチ素子101a〜104aを制御してインバータ回路100をPWM動作させることで直流電圧源105を充放電させ、電流制御を行う。Next, a case where the voltage Vin is negative and π ≦ θ <2π will be described.
In the
図4に示すように、交流電源1からの電流は、コンバータ回路300内のダイオード303bを通り、平滑用コンデンサ3を充電しダイオード302bを経てインバータ回路100に入力され、インバータ回路100の出力はリアクトル2を経て交流電源1に戻る。このとき、インバータ回路100では、上記の4種の制御の組み合わせによりPWM動作させることで直流電圧源105を放電、あるいは充放電させ、電流制御を行う。
短絡期間では、図5に示すように、コンバータ回路300では、短絡スイッチとなる半導体スイッチ素子304aをオン状態として平滑コンデンサ3をバイパスさせる。このとき、コンバータ回路300内の他の半導体スイッチ素子301a、302a、303aをオフさせる。交流電源1からの電流は、コンバータ回路300の半導体スイッチ素子304a、ダイオード302bを経てインバータ回路100に入力され、直流電圧源105を充電してリアクトル2を経て交流電源1に戻る。このとき、インバータ回路100では、直流電圧源105を充電する制御とスルーさせる制御の組み合わせによりPWM動作させることで直流電圧源105を充電させ、電流制御を行う。As shown in FIG. 4, the current from the
In the short circuit period, as shown in FIG. 5, in the
なお、コンバータ回路300では、半導体スイッチ素子302a、304aを短絡スイッチとして動作させるときのみオンさせる場合を示したが、各ダイオード301b〜304bに電流を流す場合は、該ダイオードが逆並列接続されている半導体スイッチ素子301a〜304aをオンさせて半導体スイッチ素子301a〜304a側に電流を流しても良い。即ち、電圧Vinが正負、いずれの極性においても、短絡期間において2つの半導体スイッチ素子302a、304aを短絡スイッチとしてオンさせても良く、また、他の2つの半導体スイッチ素子301a、303aを短絡スイッチとしてオンさせても良い。
In the
このような動作により電力変換装置の昇圧時には、図6に示すように、インバータ回路100は、短絡期間において電圧(−Vin)を出力して交流電源1により直流電圧源105を充電し、その後、θ1≦θ<π−θ1にて直流電圧源105を放電する際、交流電源1の電圧Vinにインバータ回路100の出力電圧である(Vdc*−Vin)を加算することで、交流電源1のピーク電圧より高い目標電圧Vdc*に平滑コンデンサ3の電圧Vdcを制御する。
また、電力変換装置の降圧時には、図7に示すように、インバータ回路100は、短絡期間において電圧(−Vin)を出力して交流電源1により直流電圧源105を充電し、その後、交流電源1の電圧Vinにインバータ回路100の出力電圧を加算することで、交流電源1のピーク電圧より低い目標電圧Vdc*に平滑コンデンサ3の電圧Vdcを制御する。交流電源1の電圧Vinが平滑コンデンサ3の目標電圧Vdc*と等しくなる時の位相θ=θ2(0<θ2<π/2)とすると、θ1≦θ<θ2、π−θ2≦θ<π−θ1である時、インバータ回路100は電圧(Vdc*−Vin)を出力して直流電圧源105を放電し、θ2≦θ<π−θ2である時、インバータ回路100は電圧(Vin−Vdc*)を出力して直流電圧源105を充電する。As shown in FIG. 6, the
Further, at the time of step-down of the power converter, as shown in FIG. 7, the
以上のように力行動作では、交流電源1の電圧位相θのゼロクロス位相(θ=0、π)±θ1にて、コンバータ回路300の制御を切り替え、該ゼロクロス位相を中央として±θ1の位相範囲である短絡期間でのみ、短絡スイッチとなる半導体スイッチ素子302a、304aをオン状態として平滑コンデンサ3をバイパスさせる。このとき、インバータ回路100は、電圧Vinの逆極性にほぼ等しい電圧を発生させつつ、入力力率が概1になるように電流Iinを制御して出力し、直流電圧源105は充電される。そして、短絡期間以外の位相では、インバータ回路100は、平滑コンデンサ3の直流電圧Vdcを目標電圧Vdc*に維持し、また入力力率が概1になるように電流Iinを制御して出力する。このとき、電圧Vinの絶対値が平滑コンデンサ3の目標電圧Vdc*以下の時、直流電圧源105は放電され、電圧Vinの絶対値が目標電圧Vdc*以上の時は、直流電圧源105は充電される。
なお、短絡期間は、ゼロクロス位相(θ=0、π)が短絡期間の中央としたが、ゼロクロス位相を含む位相範囲で、いずれかに偏るものであっても良い。The power-running operation as described above, the
In the short-circuit period, the zero-cross phase (θ = 0, π) is the center of the short-circuit period. However, the short-circuit period may be biased to any one of the phase ranges including the zero-cross phase.
次に、インバータ回路100の直流電圧源105の電圧条件について説明する。
直流電圧源105の電圧Vsubを、昇圧時では、0≦θ<θ1、θ1≦θ<π/2、また降圧時では、0≦θ<θ1、θ1≦θ<θ2、θ2≦θ<π/2、の各位相範囲におけるインバータ回路100の所望の発生電圧の大きさ以上に設定することで、インバータ回路100は上述した所望の制御が信頼性よく行える。即ち、
A:Vp・sinθ1<Vsub
B:(Vdc*−Vp・sinθ1)<Vsub
C:(Vp−Vdc*)<Vsub
の3条件を満たす必要がある。但し、Vpは電圧Vinのピーク電圧である。
このように直流電圧源105の電圧Vsubを設定することで、平滑コンデンサ3の直流電圧Vdcが目標電圧Vdc*に維持でき、また入力力率が概1になるように電流Iinを制御するインバータ回路100の制御が、交流電源1の全位相において信頼性よく行える。Next, voltage conditions of the
The voltage Vsub of the
A: Vp · sinθ 1 <Vsub
B: (Vdc * −Vp · sinθ 1 ) <Vsub
C: (Vp−Vdc * ) <Vsub
It is necessary to satisfy the following three conditions. However, Vp is the peak voltage of the voltage Vin.
By setting the voltage Vsub of the
また、短絡期間の位相範囲は、インバータ回路100の直流電圧源105の充電と放電のエネルギが等しくなるように決定できる。インバータ回路100の直流電圧源105の充放電エネルギが等しいとすると、Vdc*<Vpの降圧時の場合、以下の数式が成り立つ。但し、Ipは電流Iinのピーク電流である。Further, the phase range of the short circuit period can be determined so that the energy of charging and discharging of the
ここで、Vin=Vp・sinθ、Iin=Ip・sinθとすると、
Vdc*=Vp・π/(4cosθ1)
となり、Vdc*の下限値はθ1が0となる時であり、値は(π/4)Vpとなる。
また、交流電源1のピーク電圧Vpが一定の場合、インバータ回路100の直流電圧源105の電圧Vsubは交流電源1のピーク電圧Vp以下である。
これらのことより、インバータ回路100の直流電圧源105の電圧Vsubの設定可能範囲は、図8に示すようになる。Here, if Vin = Vp · sinθ and Iin = Ip · sinθ,
Vdc * = Vp · π / (4cosθ 1 )
Thus, the lower limit value of Vdc * is when θ 1 is 0, and the value is (π / 4) Vp.
Further, when the peak voltage Vp of the
Accordingly, the settable range of the voltage Vsub of the
この実施の形態では、平滑コンデンサ3の目標電圧Vdc*に応じて、直流電圧源105の電圧Vsubの指令値Vsub*を変化させ、電圧Vsubが指令値Vsub*に追従するように制御する。
なお、電圧Vsubが指令値Vsub*に追従する制御については後述する。
図9は電圧Vsubの指令値Vsub*を示すもので、図9(a)は、指令値Vsub*を連続して変化させたものを示す。図9(b)は、複数の指令値Vsub*−a、Vsub*−b、Vsub*−cを有して切り替えるものを示す。なお、各指令値にヒステリシス幅を設けることで切り替え頻度を抑制することができ、制御が安定する。電圧Vsubの設定可能範囲の中で、電圧Vsubは低い値が望ましく、平滑コンデンサ3の目標電圧Vdc*に応じて電圧Vsubが低い値となるように指令値Vsub*を決定する。In this embodiment, the command value Vsub * of the voltage Vsub of the
The control in which the voltage Vsub follows the command value Vsub * will be described later.
FIG. 9 shows the command value Vsub * of the voltage Vsub, and FIG. 9A shows the command value Vsub * continuously changed. FIG. 9 (b) shows what is switched with a plurality of command values Vsub * -a, Vsub * -b, and Vsub * -c. In addition, switching frequency can be suppressed by providing a hysteresis width for each command value, and control is stabilized. The voltage Vsub is preferably a low value within the settable range of the voltage Vsub, and the command value Vsub * is determined so that the voltage Vsub becomes a low value according to the target voltage Vdc * of the smoothing
図8から分かるように、電圧Vsubの設定可能範囲の下限値は、平滑コンデンサ3の目標電圧Vdc*に応じて変化する。仮に電圧Vsubを一定に制御すると、平滑コンデンサ3の取り得る目標電圧Vdc*の全てに対して設定可能範囲の下限値以上である必要がある。
この実施の形態では、直流電圧源105の電圧Vsubを可変として、平滑コンデンサ3の目標電圧Vdc*に応じて直流電圧源105の電圧指令値Vsub*を変化させるため、平滑コンデンサ3の各目標電圧Vdc*に対して、指令値Vsub*を低く設定でき電圧Vsubを低減できる。このため、インバータ回路100を構成する半導体スイッチ素子101a〜104aのスイッチング損失を低減できる。また、インバータ回路100は、高い電圧が不要に長い時間印加されることがなくなり、インバータ回路100を構成する素子101a〜104a、101b〜104bの信頼性が向上する。As can be seen from FIG. 8, the lower limit value of the settable range of the voltage Vsub changes according to the target voltage Vdc * of the smoothing
In this embodiment, since the voltage Vsub of the
次に、インバータ回路100の制御の詳細について図10に基づいて以下に説明する。 図10は、制御回路10によるインバータ回路100の出力制御における制御ブロック図である。インバータ回路100の出力制御により、平滑コンデンサ3の直流電圧Vdcを目標電圧Vdc*に維持し、また交流電源1の力率が概1になるように電流Iinを制御する。 まず、平滑コンデンサ3の直流電圧Vdcと目標電圧Vdc*との差21aをフィードバック量として、PI制御した出力を振幅目標値22aとして、この振幅目標値22aに基づいて、交流電源同期周波数から、電圧Vinに同期した正弦波の電流指令Iin*を生成する。次に、電流指令Iin*と検出された電流Iinとの差24をフィードバック量として、PI制御した出力をインバータ回路100の発生電圧の目標値となる電圧指令25とする。この時、コンバータ回路300の交流端子間を短絡させる短絡期間の制御と、コンバータ回路300の各交流端子と平滑コンデンサ3との間を導通させる制御、即ち短絡期間外の制御との切り替え時に同期したフィードフォワード補正電圧ΔVを加算して電圧指令25を補正する。そして、補正後の電圧指令26(上記切り替え時以外は補正前電圧指令25)を用いて、PWM制御によりインバータ回路100の各半導体スイッチ素子101a〜104aへのゲート信号11を生成し、インバータ回路100を動作させる。Next, details of the control of the
次に、コンバータ回路300の出力制御であり、インバータ回路100の直流電圧源105の電圧Vsubを指令値Vsub*に追従させる制御について図11に基づいて以下に説明する。図11は、制御回路10によるコンバータ回路300の出力制御における制御ブロック図である。
まず、指令値Vsub*生成回路31にて、平滑コンデンサ3の目標電圧Vdc*に基づいて、例えば図9(a)、図9(b)に示したように、電圧Vsubの指令値Vsub*31aを生成する。次に、指令値Vsub*31aと検出された電圧Vsubとの差32をフィードバック量として、PI制御した出力33を電圧指令としてPWM制御34によりコンバータ回路300の各半導体スイッチ素子301a〜304aへのゲート信号12を生成する。このPWM制御34では、交流電源1の周波数の2倍の周期に同期した三角波(交流電源同期三角波)35をキャリア波に用いて比較演算し、比較演算した信号を交流電源1の極性により、交流電源1の電圧Vinがゼロクロスする位相をほぼ中央に動作するゲート信号12を生成する。即ち、このゲート信号12にてコンバータ回路300の交流端子間を短絡する短絡期間も制御される。Next, output control of the
First, in the command value Vsub * generation circuit 31, based on the target voltage Vdc * of the smoothing
電力変換装置の出力電圧指令値である平滑コンデンサ3の目標電圧Vdc*を低下させて、昇圧から降圧に動作を切り換えた場合の例を、図12に基づいて説明する。
図に示すように、平滑コンデンサ3の目標電圧がVdc*−x(>Vp)からVdc*−y(<Vp)に低下すると、制御回路10では、これに応じて指令値Vsub*生成回路31にて、インバータ回路100の直流電圧源105の電圧指令値を、指令値Vsub*−xからVsub*−yに変化させる。そして、上述したように、平滑コンデンサ3の電圧Vdcを目標電圧に追従させ、インバータ回路100の直流電圧源105の電圧Vsubを指令値に追従させ、かつ電流制御により力率を改善させるようにインバータ回路100、コンバータ回路300は出力制御される。これにより、短絡期間も短く変化し、ゼロクロス位相からの位相範囲はθ1−xからθ1−yに変わる。An example in which the operation is switched from step-up to step-down by reducing the target voltage Vdc * of the smoothing
As shown in the figure, when the target voltage of the smoothing
なお、直流電圧源105の電圧指令値の切り替えのタイミングは、交流電源1の電圧Vinのゼロクロス位相で行う。これにより、電流波形が不連続になることが防止できる。
Note that the timing of switching the voltage command value of the
この実施の形態では、上述したような電流指令を用いてインバータ回路100を制御することにより、平滑コンデンサ3の電圧Vdcを目標電圧Vdc*に追従させ、交流電源1の力率を改善するように制御する。コンバータ回路300は高周波スイッチングが不要であるためスイッチング損失が殆ど無い。また、力率を制御し平滑コンデンサ3の直流電圧Vdcを制御するインバータ回路100は、スイッチングで扱う電圧Vsubを交流電源1のピーク電圧よりも大幅に低くできると共に、平滑コンデンサ3の目標電圧Vdc*に応じて電圧指令値Vsub*を変化させることで、電圧Vsubを効果的に低減でき、インバータ回路100に高い電圧を長時間印加させることがない。このため、大きなリアクトル2を要することなくスイッチング損失およびノイズを低減でき、インバータ回路100の素子の信頼性が向上する。In this embodiment, the
なお、この実施の形態では、電力変換装置は力行動作のみ行うため、コンバータ回路300は、直流母線間に並列接続される2つのブリッジ回路の上アームの半導体スイッチ素子301a、303aを、ダイオードのみとしても良い。
In this embodiment, since the power converter performs only a power running operation, the
実施の形態2.
上記実施の形態1では、電力変換装置の力行動作のみ示したが、この実施の形態では、制御回路10は、力行モードと回生モードとの2種の制御モードを備え、平滑コンデンサ3の電圧が上昇すると回生モードにて交流電源に電力を回生する。
なお、回路構成は図1と同様であり、力行モードでの動作および制御は上記実施の形態1で示した力行動作の場合と同様である。
図13〜図16は、回生モードでの回生動作における電流経路図を示す。平滑コンデンサ3の目標電圧をVdc*としたとき、制御回路10では、電圧VdcがVdc*+αを超えると力行モードから回生モードに切り替える。この電圧値αを力行/回生の閾値電圧と称す。
In the first embodiment, only the power running operation of the power converter is shown. However, in this embodiment, the
The circuit configuration is the same as in FIG. 1, and the operation and control in the power running mode are the same as in the power running operation shown in the first embodiment.
13 to 16 show current path diagrams in the regeneration operation in the regeneration mode. When the target voltage of the smoothing
まず交流電源1の電圧Vinが正極性である0≦θ<πの場合について示す。
インバータ回路100では、半導体スイッチ素子101a、104aがオン、半導体スイッチ素子102a、103aがオフの時には、直流電圧源105を放電するように流れ、半導体スイッチ素子102a、103aがオン、半導体スイッチ素子101a、104aがオフの時には、直流電圧源105を充電するように流れる。また、半導体スイッチ素子101a、103aがオン、半導体スイッチ素子102a、104aがオフの時、および半導体スイッチ素子102a、104aがオン、半導体スイッチ素子101a、103aがオフの時には、直流電圧源105をスルーして電流が流れる。インバータ回路100は、このような4種の制御の組み合わせにて半導体スイッチ素子101a〜104aを制御して交流電源1の力率が概(−1)になるようにPWM制御により電流Iinを制御して出力することで直流電圧源105を充放電させ、交流側の発生電圧を交流電源1の出力である電圧Vinに重畳する。なお、各半導体スイッチ素子101a〜104aに流れる電流が、エミッタからコレクタへ流れる時は、その半導体スイッチ素子をオフして逆並列接続されたダイオード101b〜104bに電流を流しても良い。First, a case where the voltage Vin of the
In the
図13に示すように、コンバータ回路300では、半導体スイッチ素子301a、304aをオン状態とする。平滑コンデンサ3の正極からの電流は、コンバータ回路300の半導体スイッチ素子301aを通りインバータ回路100に入力され、インバータ回路100からの電流はリアクトル2を経て交流電源1に回生され、さらに交流電源1の他方の端子からコンバータ回路300の半導体スイッチ素子304aを経て平滑コンデンサ3の負極に戻る。このとき、インバータ回路100では、上記の4種の制御の組み合わせによりPWM動作させることで直流電圧源105を充電、あるいは充放電させ、電流制御を行う。直流電圧源105は平滑コンデンサ3からのエネルギで充電され、放電される場合(昇圧時)には、直流電圧源105からのエネルギは平滑コンデンサ3からのエネルギと共に交流電源1へ回生される。
As shown in FIG. 13, in the
交流電源1の電圧Vinのゼロクロス位相を中央として±θ1の位相範囲である短絡期間では、図14に示すように、コンバータ回路300では、短絡スイッチとなる半導体スイッチ素子304aをオン状態として平滑コンデンサ3をバイパスさせる。インバータ回路100内の正極からの電流はリアクトル2を経て交流電源1に回生され、さらに交流電源1の他方の端子からコンバータ回路300の半導体スイッチ素子304a、ダイオード302bを経てインバータ回路100に入力され直流電圧源105の負極に戻る。このとき、インバータ回路100では、直流電圧源105を放電する制御とスルーさせる制御の組み合わせによりPWM動作させることで直流電圧源105を放電させ、電流制御を行う。In the short circuit period that is a phase range of ± θ 1 with the zero cross phase of the voltage Vin of the
次に、電圧Vinが負極性であるπ≦θ<2πの場合について示す。
インバータ回路100では、半導体スイッチ素子102a、103aがオン、半導体スイッチ素子101a、104aがオフの時には、直流電圧源105を放電するように流れ、半導体スイッチ素子101a、104aがオン、半導体スイッチ素子102a、103aがオフの時には、直流電圧源105を充電するように流れる。また、半導体スイッチ素子101a、103aがオン、半導体スイッチ素子102a、104aがオフの時、および半導体スイッチ素子102a、104aがオン、半導体スイッチ素子101a、103aがオフの時には、直流電圧源105をスルーして電流が流れる。インバータ回路100は、このような4種の制御の組み合わせにて半導体スイッチ素子101a〜104aを制御して交流電源1の力率が概(−1)になるようにPWM制御により電流Iinを制御して出力することで直流電圧源105を充放電させ、交流側の発生電圧を交流電源1の出力である電圧Vinに重畳する。Next, a case where the voltage Vin is negative and π ≦ θ <2π will be described.
In the
図15に示すように、コンバータ回路300では、半導体スイッチ素子302a、303aをオン状態とする。平滑コンデンサ3の正極からの電流は、コンバータ回路300の半導体スイッチ素子303aを経て交流電源1に回生され、さらに交流電源1の他方の端子からリアクトル2を経てインバータ回路100に入力され、インバータ回路100からの電流はコンバータ回路300の半導体スイッチ素子302aを経て平滑コンデンサ3の負極に戻る。このとき、インバータ回路100では、上記の4種の制御の組み合わせによりPWM動作させることで直流電圧源105を充電、あるいは充放電させ、電流制御を行う。直流電圧源105は平滑コンデンサ3からのエネルギで充電され、放電される場合(昇圧時)には、直流電圧源105からのエネルギは平滑コンデンサ3からのエネルギと共に交流電源1へ回生される。
As shown in FIG. 15, in the
交流電源1の電圧Vinのゼロクロス位相を中央として±θ1の位相範囲である短絡期間では、図16に示すように、コンバータ回路300では、短絡スイッチとなる半導体スイッチ素子302aをオン状態として平滑コンデンサ3をバイパスさせる。インバータ回路100内の正極からの電流はコンバータ回路300の半導体スイッチ素子302a、ダイオード304bを経て交流電源1に回生され、さらに交流電源1の他方の端子からリアクトル2を経てインバータ回路100に入力され直流電圧源105の負極に戻る。このとき、インバータ回路100では、直流電圧源105を放電する制御とスルーさせる制御の組み合わせによりPWM動作させることで直流電圧源105を放電させ、電流制御を行う。In the short circuit period that is a phase range of ± θ 1 with the zero-cross phase of the voltage Vin of the
なお、コンバータ回路300では、電圧Vinが正負、いずれの極性においても、短絡期間において2つの半導体スイッチ素子302a、304aを短絡スイッチとしてオンさせても良く、また、他の2つの半導体スイッチ素子301a、303aを短絡スイッチとしてオンさせても良い。
In the
以上のように回生動作においても、力行動作時と同様に、交流電源1の電圧位相θのゼロクロス位相(θ=0、π)±θ1にて、コンバータ回路300の制御を切り替えて、該ゼロクロス位相を中央として±θ1の短絡期間でのみ平滑コンデンサ3をバイパスさせる。このとき、インバータ回路100は、電圧Vinの逆極性にほぼ等しい電圧を発生させつつ、入力力率が概(−1)になるように電流Iinを制御して出力し、直流電圧源105は放電される。そして、短絡期間以外の位相では、インバータ回路100は、平滑コンデンサ3の直流電圧Vdcを目標電圧Vdc*に維持し、また入力力率が概(−1)になるように電流Iinを制御して出力する。このとき、電圧Vinの絶対値が平滑コンデンサ3の目標電圧Vdc*以下の時、直流電圧源105は充電され、電圧Vinの絶対値が目標電圧Vdc*以上の時は、直流電圧源105は放電される。
なお、短絡期間は、ゼロクロス位相(θ=0、π)が短絡期間の中央としたが、ゼロクロス位相を含む位相範囲で、いずれかに偏るものであっても良い。As described above, in the regenerative operation, similarly to the power running operation, the control of the
In the short-circuit period, the zero-cross phase (θ = 0, π) is the center of the short-circuit period. However, the short-circuit period may be biased to any one of the phase ranges including the zero-cross phase.
次に、インバータ回路100の直流電圧源105の回生動作時の電圧条件について説明する。
直流電圧源105の電圧Vsubを、昇圧時では、0≦θ<θ1、θ1≦θ<π/2、また降圧時では、0≦θ<θ1、θ1≦θ<θ2、θ2≦θ<π/2、の各位相範囲におけるインバータ回路100の所望の発生電圧の大きさ以上に設定することで、インバータ回路100は上述した所望の制御が信頼性よく行える。回生動作時には、出力電圧である平滑コンデンサの電圧VdcがVdc*+αであるため、
A:Vp・sinθ1<Vsub
B:(Vdc*+α−Vp・sinθ1)<Vsub
C:(Vp−(Vdc*+α))<Vsub
の3条件を満たす必要がある。但し、Vpは電圧Vinのピーク電圧である。
直流電圧源105の回生動作時の電圧条件は上記実施の形態1と同様であり、即ち、直流電圧源105の電圧Vsubを、回生動作時に力行/回生の閾値電圧α分高く設定することで、回生動作時の電圧条件を満たすことができる。Next, voltage conditions during the regenerative operation of the
The voltage Vsub of the
A: Vp · sinθ 1 <Vsub
B: (Vdc * + α−Vp · sinθ 1 ) <Vsub
C: (Vp− (Vdc * + α)) <Vsub
It is necessary to satisfy the following three conditions. However, Vp is the peak voltage of the voltage Vin.
The voltage condition at the time of the regenerative operation of the
インバータ回路100の出力制御では、制御回路10は上記実施の形態1と同様に(図10参照)、平滑コンデンサ3の直流電圧Vdcを目標電圧Vdc*に追従するように電流指令Iin*を生成し、またインバータ回路100に流れる電流Iinが電流指令Iin*に追従するように電圧指令25を生成してインバータ回路100を出力制御する。この場合、交流電源1の力率が概(−1)になるように電流Iinは制御される。In the output control of the
図17は、この実施の形態による制御回路10によるコンバータ回路300の出力制御における制御ブロック図である。このコンバータ回路300の出力制御は、インバータ回路100の直流電圧源105の電圧Vsubを指令値Vsub*に追従させる制御である。
まず上記実施の形態1と同様に、指令値Vsub*生成回路31にて、平滑コンデンサ3の目標電圧Vdc*に基づいて、例えば図9(a)、図9(b)に示したように、電圧Vsubの指令値Vsub*31aを生成する。次に、力行・回生信号37に基づいて、回生動作時のみ指令値Vsub*31aに力行/回生の閾値電圧αを加算電圧38として加算する。そして、加算後の指令値Vsub*39と検出された電圧Vsubとの差32をフィードバック量として、PI制御した出力33を力行・回生選択装置40に入力する。力行・回生選択装置40には、PI制御した出力33を極性反転した信号33aも入力され、力行・回生信号37に基づいて力行動作時には出力33を、回生動作時には信号33aが選択されて出力される。そして、力行・回生選択装置40の出力を電圧指令としてPWM制御34によりコンバータ回路300の各半導体スイッチ素子301a〜304aへのゲート信号12を生成する。このPWM制御34では、交流電源1の周波数の2倍の周期に同期した三角波(交流電源同期三角波)35をキャリア波に用いて比較演算し、比較演算した信号を交流電源1の極性と力行・回生信号37に基づいて、交流電源1の電圧Vinがゼロクロスする位相をほぼ中央に動作するゲート信号12を生成する。即ち、このゲート信号12にてコンバータ回路300の交流端子間を短絡する短絡期間も制御される。FIG. 17 is a control block diagram in the output control of the
First, as in the first embodiment, the command value Vsub * generation circuit 31 uses the target voltage Vdc * of the smoothing
以上のように、この実施の形態では、電力変換装置の制御において、力行モードと回生モードとの2種の制御モードを備え、通常時の力行モードでの力行動作では平滑コンデンサ3が所望の電圧になるように直流電力を出力し、平滑コンデンサ3の電圧が力行/回生の閾値電圧α分上昇すると回生モードでの回生動作にて交流電源に電力を回生する。平滑コンデンサ3に例えば電動機制御用のインバータ等を接続すると、電動機が減速する際に電力が平滑コンデンサ3に戻り、平滑コンデンサ3の電圧が上昇する。このように平滑コンデンサ3の電圧が上昇しても、回生動作にて平滑コンデンサ3の電力を交流電源1に回生することで平滑コンデンサ3は所望の電圧に安定的に制御することができる。
As described above, in this embodiment, the control of the power converter has two control modes of the power running mode and the regenerative mode, and the smoothing
また、力率を制御し平滑コンデンサ3の直流電圧Vdcを制御するインバータ回路100は、スイッチングで扱う電圧Vsubを交流電源1のピーク電圧よりも大幅に低くできると共に、平滑コンデンサ3の目標電圧Vdc*に応じて電圧指令値Vsub*を変化させることで、電圧指令値Vsub*を低く設定できて電圧Vsubを効果的に低減でき、インバータ回路100に高い電圧を長時間印加させることがない。また、回生動作時に、電圧指令値Vsub*を力行/回生の閾値電圧α分高く設定することで、力行、回生の各制御の際に、それぞれの設定可能範囲の中で、電圧指令値Vsub*を低く設定でき、電圧Vsubをさらに低減できる。このため、上記実施の形態1と同様の効果が得られると共に、インバータ回路100のスイッチング損失がさらに低減でき、印加電圧を抑制できるため回路内の素子の信頼性がさらに向上する。In addition, the
なお、上記実施の形態1、2では、指令値Vsub*生成回路31にて、平滑コンデンサ3の目標電圧Vdc*に基づいて、電圧Vsubの指令値Vsub*31aを生成するものとしたが、電力変換装置の出力電力が大きい(入力電流が多い)場合などは、図18に示すように、電圧Vsubの設定可能範囲(図8参照)の中で電圧指令値Vsub*を一定にする。この場合、電力変換装置を構成する抵抗成分Rによる損失I2・Rが装置全体の中で支配的となるため、インバータ回路100の直流電圧源105の電圧Vsubを下げても、それによるスイッチング損失低減が全体の損失に対してほとんど影響を及ぼさなくなるため、電圧Vsubを一定にして制御を容易にする。この場合も、制御回路10は、指令値Vsub*生成回路31にて、平滑コンデンサ3の目標電圧Vdc*に基づいて、電圧Vsubの指令値Vsub*31aを生成する機能を有し、出力電力が大きい(入力電流が多い)場合にはそれを用いずに電圧指令値Vsub*を一定にする。In the first and second embodiments, the command value Vsub * generation circuit 31 generates the
また、上記実施の形態2では、指令値Vsub*生成回路31にて、平滑コンデンサ3の目標電圧Vdc*に基づいて、電圧Vsubの指令値Vsub*31aを生成するものとしたが、予め設定された指令値Vsub*を、力行/回生の制御モードの種別でのみ変化させても良い。この場合も、回生動作時に力行動作時よりも電圧指令値Vsub*を力行/回生の閾値電圧α分高く設定することで、力行、回生の各制御の際に、それぞれの設定可能範囲の中で電圧指令値Vsub*を低く設定でき、電圧Vsubを低減できる。このため、インバータ回路100のスイッチング損失が低減でき、印加電圧を抑制できるため回路内の素子の信頼性が向上する。In the second embodiment, the command value Vsub * generation circuit 31 generates the
また、回生動作時に電圧指令値Vsub*を高くする電圧は、力行/回生の閾値電圧α分と同等の場合により効果的であるが、異なるものでも効果が得られる。In addition, the voltage for increasing the voltage command value Vsub * during the regenerative operation is more effective when it is equivalent to the power running / regenerative threshold voltage α. However, even a different voltage can be obtained.
実施の形態3.
上記実施の形態1では、インバータ回路100は、1つの単相インバータで構成されたものを示したが、図19に示すように、複数個の単相インバータ100、200の交流側を直列接続してインバータ回路110を構成しても良い。各単相インバータ100、200は、上記実施の形態1と同様に、ダイオード101b〜104b、201b〜204bを逆並列に接続した複数個のIGBT等の自己消弧型半導体スイッチ素子101a〜104a、201a〜204aおよび直流電圧源105、205から構成されるフルブリッジ構成のインバータである。この場合、各単相インバータ100、200の出力の総和が、インバータ回路110の出力となる。
制御回路10aは、各単相インバータ100、200の直流電圧源105、205の電圧Vsub、Vsubaと、平滑コンデンサ3の電圧Vdcと、交流電源1からの電圧Vin、電流Iinとに基づいて、上記実施の形態1と同様に電流指令を用いて、平滑コンデンサ3の電圧Vdcを目標電圧に追従させ、交流電源1からの力率を力行モードでは1に、回生モードでは(−1)に近づくように制御する。そして、インバータ回路110の交流側の発生電圧を交流電源1の電圧Vinに重畳する。
In the first embodiment, the
Based on the voltages Vsub and Vsuba of the
この実施の形態においても、上記実施の形態1と同様に、平滑コンデンサ3の目標電圧Vdc*に応じて各直流電圧源105、205の電圧Vsub、Vsubaの指令値Vsub*、Vsuba*を変化させることで、指令値Vsub*、Vsuba*を低く設定できて各直流電圧源105、205の電圧Vsub、Vsubaを効果的に低減でき、各単相インバータ100、200に高い電圧を長時間印加させることがない。このため、上記実施の形態1と同様の効果が得られる。
また、上記実施の形態2と同様に、力行、回生の制御モードを有し、回生動作時に、各直流電圧源105、205の電圧指令値Vsub*、Vsuba*を所定の電圧分、力行動作時よりも高く設定する。これにより各直流電圧源105、205の電圧Vsub、Vsubaをさらに低減でき上記実施の形態2と同様の効果が得られる。このとき、電圧指令値Vsub*、Vsuba*を回生時に高くする電圧分は、合計で力行/回生の閾値電圧α分と同等とすると効果的である。Also in this embodiment, as in the first embodiment, the voltages Vsub and Vsuba command values Vsub * and Vsuba * of the
Further, similarly to the second embodiment, the power control mode has a power running and regenerative control mode, and the voltage command values Vsub * and Vsuba * of the
なお、インバータ回路110は、複数の単相インバータの出力の総和で階段状の電圧波形を発生する階調制御により出力してもよく、また複数の単相インバータの中の特定の単相インバータのみPWM制御しても良い。
The
実施の形態4.
次に、この発明の実施の形態4による電力変換装置について説明する。図20はこの発明の実施の形態4による電力変換装置の概略構成図である。
図20に示すように、上記実施の形態1と同様の主回路を直流電源5に接続して所望の直流電圧を得る。制御回路10bは、インバータ回路100の直流電圧源105の電圧Vsubと、平滑コンデンサ3の電圧Vdcと、直流電源5の直流電圧Va、電流iとに基づいて、平滑コンデンサ3の電圧Vdcが一定の目標電圧Vdc*になるように、インバータ回路100およびコンバータ回路300内の各半導体スイッチ素子101a〜104a、301a〜304aへのゲート信号13、14を生成してインバータ回路100およびコンバータ回路300を出力制御する。
Next, a power converter according to
As shown in FIG. 20, a main circuit similar to that of the first embodiment is connected to a
制御回路10bは、コンバータ回路300の交流端子間を短絡させて平滑コンデンサ3をバイパスする短絡期間を所定の周期で有して、インバータ回路100の直流電圧源105を充電し、上記短絡期間以外では、直流電源5の電圧Vaにインバータ回路100の出力を重畳して平滑コンデンサ3に出力し、平滑コンデンサ3の電圧Vdcを目標電圧Vdc*になるように制御する。この場合、直流電源5の電圧Vaを昇圧した出力電圧Vdcを得る。
また、上記実施の形態2と同様に、制御回路10bは力行モードと回生モードとの2種の制御モードを備え、平滑コンデンサ3の電圧VdcがVdc*+αを超えると力行モードから回生モードに切り替えて直流電源5に電力を回生する。この電圧値αを力行/回生の閾値電圧と称す。
なお、力行、回生時の各電流経路は上記実施の形態1、2で示したものと同様である。The
Similarly to the second embodiment, the
The current paths during power running and regeneration are the same as those described in the first and second embodiments.
インバータ回路100の直流電圧源105の電圧条件について以下に説明する。
直流電源5から充電される直流電圧源105の電圧Vsubは、直流電源5の直流電圧Vaより低く、また、インバータ回路100の所望の発生電圧の大きさ以上に設定する必要があり、
Vsub<Va
Vsub>Vdc*−Va
の2つの条件を満たす必要がある。
これにより、インバータ回路100の直流電圧源105の電圧Vsubの設定可能範囲は、図21に示すようになる。電圧Vsubは低い値が望ましく、電圧Vsubの設定可能範囲の中で、平滑コンデンサ3の目標電圧Vdc*に応じて電圧Vsubが低い値となるように指令値Vsub*を決定する。また、回生動作時に、電圧指令値Vsub*を力行/回生の閾値電圧α分高く設定する。
なお、この場合、指令値Vsub*を連続して変化させたものを示したが、上記実施の形態1の図9(b)で示したように、複数の指令値を有して切り替えても良い。The voltage conditions of the
The voltage Vsub of the
Vsub <Va
Vsub> Vdc * −Va
It is necessary to satisfy the following two conditions.
Thereby, the settable range of the voltage Vsub of the
In this case, the command value Vsub * is continuously changed. However, as shown in FIG. 9B of the first embodiment, the command value Vsub * may be switched with a plurality of command values. good.
次に、インバータ回路100の制御について図22に基づいて以下に説明する。
図22は、制御回路10bによるインバータ回路100の出力制御における制御ブロック図である。インバータ回路100の出力制御により、平滑コンデンサ3の直流電圧Vdcを目標電圧Vdc*に維持する。
まず、平滑コンデンサ3の直流電圧Vdcと目標電圧Vdc*との差21aをフィードバック量として、PI制御した出力を電流指令i*とする。そして、電流指令i*と検出された電流iとの差24aをフィードバック量として、PI制御した出力をインバータ回路100の発生電圧の目標値となる電圧指令25aとする。この時、コンバータ回路300の交流端子間を短絡させる短絡期間の制御と、コンバータ回路300の各交流端子と平滑コンデンサ3との間を導通させる制御、即ち短絡期間外の制御との切り替え時に同期したフィードフォワード補正電圧ΔVを加算して電圧指令25aを補正する。そして、補正後の電圧指令26a(上記切り替え時以外は補正前電圧指令25a)を用いて、PWM制御によりインバータ回路100の各半導体スイッチ素子101a〜104aへのゲート信号13を生成し、インバータ回路100を動作させる。Next, control of the
FIG. 22 is a control block diagram in the output control of the
First, the
次に、コンバータ回路300の出力制御であり、インバータ回路100の直流電圧源105の電圧Vsubを指令値Vsub*に追従させる制御について図23に基づいて以下に説明する。図23は、制御回路10によるコンバータ回路300の出力制御における制御ブロック図である。
まず、指令値Vsub*生成回路31にて、平滑コンデンサ3の目標電圧Vdc*に基づいて、例えば図21に示したように、電圧Vsubの指令値Vsub*31aを生成する。次に、力行・回生信号37に基づいて、回生動作時のみ指令値Vsub*31aに力行/回生の閾値電圧αを加算電圧38として加算する。そして、加算後の指令値Vsub*39と検出された電圧Vsubとの差32をフィードバック量として、PI制御した出力33を力行・回生選択装置40に入力する。力行・回生選択装置40には、PI制御した出力33を極性反転した信号33aも入力され、力行・回生信号37に基づいて力行動作時には出力33を、回生動作時には信号33aが選択されて出力される。そして、力行・回生選択装置40の出力を電圧指令としてPWM制御34によりコンバータ回路300の各半導体スイッチ素子301a〜304aへのゲート信号14を生成する。このPWM制御34では、短絡期間の周期となる任意の周期で生成した三角波35aをキャリア波に用いて比較演算し、比較演算した信号を力行・回生信号37に基づいてゲート信号14を生成する。即ち、このゲート信号14にてコンバータ回路300の交流端子間を短絡する短絡期間も制御される。Next, output control of the
First, the command value Vsub * generation circuit 31 generates a
この実施の形態においても、平滑コンデンサ3の目標電圧Vdc*に応じて直流電圧源105の電圧指令値Vsub*を変化させることで、指令値Vsub*を低く設定できて直流電圧源105の電圧Vsubを効果的に低減でき、インバータ回路100に高い電圧を長時間印加させることがない。また、力行、回生の制御モードを有し、回生動作時に、直流電圧源105の電圧指令値Vsub*を所定の電圧分、力行動作時よりも高く設定するため、直流電圧源105の電圧Vsubをさらに低減できる。このため、上記実施の形態1、2と同様に、インバータ回路100のスイッチング損失を低減し、また素子の信頼性の向上した電力変換装置が得られる。Also in this embodiment, by changing the voltage command value Vsub * of the
Claims (13)
直流母線間に複数のスイッチを有し、一方の交流端子が上記インバータ回路の後段の交流出力線に接続され、他方の交流端子が上記電源の第2の端子に接続され、上記直流母線間に直流電力を出力するコンバータ回路と、
上記直流母線間に接続され、上記コンバータ回路の出力を平滑する平滑コンデンサと、
上記インバータ回路および上記コンバータ回路を出力制御する制御回路とを備え、
上記制御回路は、
上記インバータ回路の上記直流電圧源の電圧指令値に、予め設定された複数の数値を上記平滑コンデンサの目標電圧に応じて切り替えて用いることにより、上記直流電圧源の電圧を可変とし、上記コンバータ回路の上記交流端子間を短絡させて上記平滑コンデンサをバイパスさせる短絡期間を有して上記コンバータ回路を制御し、上記平滑コンデンサの電圧を上記目標電圧に追従させるように上記インバータ回路を電流指令を用いて制御する、
電力変換装置。 One or more alternating current sides of a single-phase inverter composed of a plurality of semiconductor switch elements and a direct-current voltage source are connected in series, and the alternating current side is connected in series to a first terminal of a power source to output each single-phase inverter. An inverter circuit that superimposes the sum of the above on the output of the power source,
There are a plurality of switches between the DC buses, one AC terminal is connected to the AC output line at the rear stage of the inverter circuit, the other AC terminal is connected to the second terminal of the power source, and between the DC buses A converter circuit that outputs DC power;
A smoothing capacitor connected between the DC buses and smoothing the output of the converter circuit;
A control circuit for controlling the output of the inverter circuit and the converter circuit,
The control circuit is
The voltage of the DC voltage source is made variable by using a plurality of preset numerical values as the voltage command value of the DC voltage source of the inverter circuit according to the target voltage of the smoothing capacitor. The inverter circuit is controlled using a current command so as to control the converter circuit with a short-circuit period in which the AC terminals are short-circuited to bypass the smoothing capacitor, and the voltage of the smoothing capacitor follows the target voltage. to control Te,
Power conversion device.
直流母線間に複数のスイッチを有し、一方の交流端子が上記インバータ回路の後段の交流出力線に接続され、他方の交流端子が上記電源の第2の端子に接続され、上記直流母線間に直流電力を出力するコンバータ回路と、
上記直流母線間に接続され、上記コンバータ回路の出力を平滑する平滑コンデンサと、
上記インバータ回路および上記コンバータ回路を出力制御する制御回路とを備え、
上記制御回路は、
上記コンバータ回路の上記交流端子間を短絡させて上記平滑コンデンサをバイパスさせる短絡期間を有して上記コンバータ回路を制御し、上記平滑コンデンサの電圧を上記目標電圧に追従させるように上記インバータ回路を電流指令を用いて制御すると共に、上記平滑コンデンサに直流電力を出力する力行モードと、上記平滑コンデンサからの電力を上記電源に回生する回生モードとの2種の制御モードを有し、上記インバータ回路の上記直流電圧源の電圧指令値に予め設定された複数の数値を切り替えて用い、該電圧指令値を上記回生モードの時に上記力行モードの時より所定の電圧分、高く設定する、
電力変換装置。 One or more alternating current sides of a single-phase inverter composed of a plurality of semiconductor switch elements and a direct-current voltage source are connected in series, and the alternating current side is connected in series to a first terminal of a power source to output each single-phase inverter. An inverter circuit that superimposes the sum of the above on the output of the power source,
There are a plurality of switches between the DC buses, one AC terminal is connected to the AC output line at the rear stage of the inverter circuit, the other AC terminal is connected to the second terminal of the power source, and between the DC buses A converter circuit that outputs DC power;
A smoothing capacitor connected between the DC buses and smoothing the output of the converter circuit;
A control circuit for controlling the output of the inverter circuit and the converter circuit,
The control circuit is
The converter circuit is controlled to have a short-circuit period in which the AC terminals of the converter circuit are short-circuited and the smoothing capacitor is bypassed, and the inverter circuit is controlled so that the voltage of the smoothing capacitor follows the target voltage. The control circuit has two types of control modes: a power running mode in which DC power is output to the smoothing capacitor, and a regeneration mode in which power from the smoothing capacitor is regenerated to the power source. A plurality of preset numerical values are used to switch the voltage command value of the DC voltage source , and the voltage command value is set higher by a predetermined voltage than the power running mode in the regeneration mode .
Power conversion device.
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