JP6582175B2

JP6582175B2 - DC-DC converter device

Info

Publication number: JP6582175B2
Application number: JP2016049373A
Authority: JP
Inventors: 正志辻本; 敏一藤吉; 周一伏谷; 智木村; 景太岡本
Original assignee: Kyoto Denkiki Co Ltd
Current assignee: Kyoto Denkiki Co Ltd
Priority date: 2016-03-14
Filing date: 2016-03-14
Publication date: 2019-10-02
Anticipated expiration: 2036-03-14
Also published as: JP2017169256A

Description

本発明は、トランスによって一次側回路と二次側回路とが電気的に絶縁されたＤＣ−ＤＣコンバータ装置に関し、さらに詳しくは、スイッチング時に発生するサージ電圧を抑制するスナバ回路を二次側回路に設けたＤＣ−ＤＣコンバータ装置に関する。 The present invention relates to a DC-DC converter device in which a primary side circuit and a secondary side circuit are electrically insulated by a transformer, and more specifically, a snubber circuit that suppresses a surge voltage generated during switching is used as a secondary side circuit. The present invention relates to a provided DC-DC converter device.

ＤＣ−ＤＣコンバータ装置は、小型・軽量でありながら高効率であるという特徴を有しており、近年、様々な電子機器や装置の電源として広く利用されている。 The DC-DC converter device is characterized by being highly efficient while being small and light, and has recently been widely used as a power source for various electronic devices and devices.

一般的なＤＣ−ＤＣコンバータ装置は、トランスを用いて一次側回路と二次側回路とが電気的に絶縁された構成を有しており、一次側回路には、直流電源から供給される直流電圧をスイッチングするスイッチング回路が設けられている。そのスイッチング回路におけるスイッチング動作によって、トランスの一次巻線に交流電圧が印加される。一次巻線に交流電圧が印加されることで、トランスの巻数比に応じた電圧が二次巻線に誘起される。そして、二次巻線に誘起された交流電圧がダイオードブリッジなどの整流回路により整流されたあと、フィルタ回路により平滑され、直流出力電圧、直流出力電流として負荷に供給される。 A general DC-DC converter device has a configuration in which a primary side circuit and a secondary side circuit are electrically insulated using a transformer, and the primary side circuit has a direct current supplied from a direct current power source. A switching circuit for switching the voltage is provided. An alternating voltage is applied to the primary winding of the transformer by the switching operation in the switching circuit. When an AC voltage is applied to the primary winding, a voltage corresponding to the turns ratio of the transformer is induced in the secondary winding. The AC voltage induced in the secondary winding is rectified by a rectifier circuit such as a diode bridge, smoothed by a filter circuit, and supplied to a load as a DC output voltage and a DC output current.

二次側回路の整流回路はトランスから出力された交流電圧を整流している。この整流回路のダイオードがオン状態からオフ状態に移行するとき、二次側回路にはトランスの漏れインダクタンスと上記ダイオードの逆回復時間及び該ダイオードの寄生容量に起因して発生するサージ電圧が発生する。このサージ電圧が整流回路のダイオードの耐電圧を超えると、ダイオードが破損に至るおそれがある。そのため、サージ電圧が大きいと、それだけ耐電圧の大きなダイオードを整流回路に用いる必要がありコストが高くなる。 The rectifier circuit of the secondary side circuit rectifies the AC voltage output from the transformer. When the diode of this rectifier circuit shifts from the on state to the off state, a surge voltage is generated in the secondary side circuit due to the transformer leakage inductance, the reverse recovery time of the diode, and the parasitic capacitance of the diode. . If this surge voltage exceeds the withstand voltage of the diode of the rectifier circuit, the diode may be damaged. Therefore, if the surge voltage is large, it is necessary to use a diode having a large withstand voltage for the rectifier circuit, which increases the cost.

こうしたことから、サージ電圧を抑制するために二次側回路にスナバ回路を設けたＤＣ−ＤＣコンバータ装置が従来知られている。
図５は、特許文献１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ装置における二次側回路の構成図である。トランス２０の一次巻線２０１は図示しない一次側回路に接続され、二次巻線２０２は二次側回路に含まれるダイオードブリッジ構成の整流回路２１に接続され、整流回路２１の後段には、リアクトル２４とコンデンサ２５とから成るＬＣフィルタが接続されている。このコンデンサ２５の両端が出力端であり、出力端に負荷２６が接続されている。 For this reason, a DC-DC converter device in which a snubber circuit is provided in a secondary circuit in order to suppress a surge voltage is conventionally known.
FIG. 5 is a configuration diagram of a secondary circuit in the DC-DC converter device described in Patent Document 1. The primary winding 201 of the transformer 20 is connected to a primary side circuit (not shown), the secondary winding 202 is connected to a rectifier circuit 21 having a diode bridge configuration included in the secondary side circuit, and a reactor is connected to the rear stage of the rectifier circuit 21. An LC filter composed of 24 and a capacitor 25 is connected. Both ends of the capacitor 25 are output ends, and a load 26 is connected to the output end.

スナバ回路４２は、トランス２０の二次巻線２０２の両端にそれぞれアノードが接続されたダイオード４２１、４２２と、それらダイオード４２１、４２２の共通のカソードと整流回路２１の高電圧側出力との間に接続されたダイオード４２３と、その共通のカソードと整流回路２１の低電圧側出力との間に接続されたコンデンサ４２４と、その共通のカソードとリアクトル２４の出力側端との間に接続された抵抗４２５と、から構成される。 The snubber circuit 42 includes diodes 421 and 422 each having an anode connected to both ends of the secondary winding 202 of the transformer 20, and a common cathode between the diodes 421 and 422 and a high voltage side output of the rectifier circuit 21. A connected diode 423, a capacitor 424 connected between the common cathode and the low-voltage side output of the rectifier circuit 21, and a resistor connected between the common cathode and the output side end of the reactor 24 425.

このＤＣ−ＤＣコンバータ装置が動作し始めると、上述したようにトランス２０の二次巻線２０２の両端には方形波電圧が現れる。スナバ回路４２において、ダイオード４２１、４２２のアノードはそれぞれ二次巻線２０２の両端に接続されており、コンデンサ４２４にはダイオード４２１又は４２２を通して電流が流入し該コンデンサ４２４は充電される。そのため、コンデンサ４２４の両端電圧は二次巻線２０２の両端に発生する方形波電圧の波高値にほぼ固定される。即ち、コンデンサ４２４は基本的に定電圧源として機能する。 When this DC-DC converter device starts to operate, a square wave voltage appears across the secondary winding 202 of the transformer 20 as described above. In the snubber circuit 42, the anodes of the diodes 421 and 422 are respectively connected to both ends of the secondary winding 202, and a current flows into the capacitor 424 through the diode 421 or 422, and the capacitor 424 is charged. For this reason, the voltage across the capacitor 424 is substantially fixed to the peak value of the square wave voltage generated across the secondary winding 202. That is, the capacitor 424 basically functions as a constant voltage source.

トランス２０の漏れインダクタンスと整流回路２１内のダイオードの逆回復時間、及びそのダイオードの寄生容量に起因して、整流回路２１の高電圧側出力と低電圧側出力との間にサージ電圧が発生すると、ダイオード４２３を通してコンデンサ４２４にサージ電流が流入する。このため、上記サージ電圧はコンデンサ４２４の充電電圧にクランプされ、該コンデンサ４２４に充電される。この充電によってコンデンサ４２４の電圧が上昇すると、ダイオード４２３によりコンデンサ４２４の放電が阻止されると共に、その電圧上昇分のエネルギは抵抗４２５を介して平滑用のコンデンサ２５に放出される。これによって、スナバ回路４２はサージ電圧を抑制することができ、放電阻止スナバとして動作する。 When a surge voltage is generated between the high voltage side output and the low voltage side output of the rectifier circuit 21 due to the leakage inductance of the transformer 20, the reverse recovery time of the diode in the rectifier circuit 21, and the parasitic capacitance of the diode. A surge current flows into the capacitor 424 through the diode 423. For this reason, the surge voltage is clamped to the charging voltage of the capacitor 424, and the capacitor 424 is charged. When the voltage of the capacitor 424 rises due to this charging, the discharge of the capacitor 424 is blocked by the diode 423, and the energy corresponding to the voltage rise is released to the smoothing capacitor 25 through the resistor 425. As a result, the snubber circuit 42 can suppress the surge voltage and operates as a discharge prevention snubber.

上記ＤＣ−ＤＣコンバータ装置は、該装置が固定電圧出力電源であるなど、出力端電圧が略一定であるときに有用な回路である。しかしながら、出力電圧を大きく可変する必要がある場合には不向きである。何故なら、コンデンサ４２４の両端電圧は二次巻線２０２の両端に発生する方形波電圧の波高値でほぼ決定されるので、出力電圧が０Ｖ近くまで下げられると、コンデンサ４２４の放電のための抵抗４２５両端の電位差が大きくなり、該抵抗４２５での発熱が問題となるからである。 The DC-DC converter device is a useful circuit when the output terminal voltage is substantially constant, such as when the device is a fixed voltage output power source. However, this is not suitable when the output voltage needs to be varied greatly. This is because the voltage across the capacitor 424 is almost determined by the peak value of the square wave voltage generated across the secondary winding 202, so that the resistance for discharging the capacitor 424 when the output voltage is lowered to near 0V. This is because the potential difference between both ends of 425 becomes large, and heat generation at the resistor 425 becomes a problem.

これに対し、出力電圧の可変幅を広げることができるＤＣ−ＤＣコンバータ装置が特許文献２に開示されている。図６はこのＤＣ−ＤＣコンバータ装置における二次側回路の構成図である。この構成では、図５に示した例と同様のダイオードブリッジ構成である整流回路２１と、リアクトル２４とコンデンサ２５とから成るＬＣフィルタとの間に設けられたスナバ回路５２は、放電阻止用のダイオード５２１とコンデンサ５２２との直列回路と、該ダイオード５２１と並列に接続された回生用のスイッチング素子５２３とを含む。スイッチング素子５２３は、図示しない一次側回路のスイッチング回路に含まれるスイッチング素子がいずれもオフ状態であるとき、つまりはデッドタイムである期間中の一部でオンするように駆動される。 On the other hand, Patent Document 2 discloses a DC-DC converter device that can widen the variable width of the output voltage. FIG. 6 is a configuration diagram of a secondary circuit in the DC-DC converter device. In this configuration, the snubber circuit 52 provided between the rectifier circuit 21 having the same diode bridge configuration as in the example shown in FIG. 5 and the LC filter including the reactor 24 and the capacitor 25 is used as a diode for preventing discharge. And a regenerative switching element 523 connected in parallel with the diode 521. The switching element 523 is driven so as to be turned on when all of the switching elements included in the switching circuit of the primary circuit (not shown) are in an off state, that is, during a period of dead time.

このＤＣ−ＤＣコンバータ装置では、図５に示した回路と同様に、整流回路２１の高電圧側ラインと低電圧側ラインとの間にサージ電圧が発生すると、ダイオード５２１を通してコンデンサ５２２にサージ電流が流入し、コンデンサ５２２は充電される。一方、充電されたコンデンサ５２２の放電は回生用のスイッチング素子５２３を通して行われる。即ち、整流回路２１が環流動作期間であるときにスイッチング素子５２３がオンされると、リアクトル２４の定電流作用によりコンデンサ５２２に蓄えられていたエネルギはスイッチング素子５２３を通して放出される。スイッチング素子５２３のオン抵抗はごく小さいので、この抵抗の発熱による損失は殆どない。 In this DC-DC converter device, similarly to the circuit shown in FIG. 5, when a surge voltage is generated between the high voltage side line and the low voltage side line of the rectifier circuit 21, a surge current is generated in the capacitor 522 through the diode 521. The capacitor 522 is charged. On the other hand, the charged capacitor 522 is discharged through the switching element 523 for regeneration. That is, when the switching element 523 is turned on while the rectifier circuit 21 is in the circulating operation period, the energy stored in the capacitor 522 due to the constant current action of the reactor 24 is released through the switching element 523. Since the on-resistance of the switching element 523 is very small, there is almost no loss due to heat generation of this resistance.

しかしながら、図６に示したＤＣ−ＤＣコンバータ装置では次のような問題がある。
上述のように、整流回路２１の高電圧側出力と低電圧側出力との間にサージ電圧が発生し、ダイオード５２１を通じてコンデンサ５２２の電圧にクランプされ、その後、ダイオード５２１が放電阻止状態であるとき、トランス２０の漏れインダクタンスとダイオードの寄生容量による振動電圧が整流回路２１の高電圧側出力と低電圧側出力と間に減衰振動として現れる場合がしばしばある。この場合、コンデンサ５２２の両端電圧が整流回路２１の両端電圧よりも大きくなった状態であるときにスイッチング素子５２３がオンされると、コンデンサ５２２からスイッチング素子５２３を通して整流回路２１内のダイオードの寄生容量側へと電流が流れてしまう場合があり、その分、電源の効率が低下することになる。また、上記電流の経路には電流を制限する回路部品が存在しないため、瞬間的に大きな電流が流れてしまい、その電流経路上の各回路部品にダメージを与えるおそれがある。 However, the DC-DC converter device shown in FIG. 6 has the following problems.
As described above, when a surge voltage is generated between the high-voltage side output and the low-voltage side output of the rectifier circuit 21 and is clamped to the voltage of the capacitor 522 through the diode 521, and then the diode 521 is in the discharge inhibition state. The oscillation voltage due to the leakage inductance of the transformer 20 and the parasitic capacitance of the diode often appears as damped oscillation between the high-voltage side output and the low-voltage side output of the rectifier circuit 21. In this case, when the switching element 523 is turned on when the voltage across the capacitor 522 is greater than the voltage across the rectifier circuit 21, the parasitic capacitance of the diode in the rectifier circuit 21 from the capacitor 522 through the switching element 523. The current may flow to the side, and the efficiency of the power supply is reduced accordingly. Further, since there is no circuit component for limiting the current in the current path, a large current flows instantaneously, and there is a risk of damaging each circuit component on the current path.

特開２０１３−７４７６７号公報JP 2013-74767 A 国際公開第２０１０／０６７６２９号International Publication No. 2010/067629

本発明は上記課題を解決するためになされたものであり、広い可変幅の出力電圧に対応しつつ、サージ電圧が発生した際にそのスパイク状の電圧部分のみを吸収することでエネルギ損失の少ないサージ電圧抑制を行うことが可能なスナバ回路を備えたＤＣ−ＤＣコンバータ装置において、スナバ回路中のコンデンサの両端電圧がその前段の整流回路の両端電圧よりも高くなった場合でも、該コンデンサから整流回路に大きな電流が流れることを回避し、効率の改善と回路部品へのダメージの低減を図ることをその目的としている。 The present invention has been made in order to solve the above-described problems, and is capable of dealing with a wide variable output voltage, and absorbs only a spike-like voltage portion when a surge voltage is generated, thereby reducing energy loss. In a DC-DC converter device equipped with a snubber circuit capable of suppressing surge voltage, even if the voltage across the capacitor in the snubber circuit is higher than the voltage across the rectifier circuit in the preceding stage, the voltage is rectified from the capacitor. Its purpose is to avoid a large current flowing through the circuit, to improve efficiency and to reduce damage to circuit components.

上記課題を解決するためになされた本発明は、直流電源と、一次巻線及び二次巻線を有するトランスと、主スイッチング素子を含み、前記直流電源から供給された直流電圧をスイッチングして前記一次巻線に交流電圧を印加するスイッチング回路と、前記二次巻線に接続された、複数の整流用ダイオードを含む整流回路と、該整流回路の出力端に接続された、リアクトルを含む平滑回路と、を具備し、前記一次巻線に印加された交流電圧によって前記二次巻線に誘起された交流電圧を前記整流回路及び前記平滑回路により平滑化して負荷に供給するＤＣ−ＤＣコンバータ装置において、
a)前記整流回路と前記平滑回路との間に介挿され、該整流回路に並列に接続されたスナバ回路と、
b)前記主スイッチング素子と後記スナバ用スイッチング素子とをそれぞれオン・オフ動作させる駆動制御部と、
を備え、前記スナバ回路は、
a1)スナバ用コンデンサと順方向接続であるスナバ用の第１のダイオードとの直列回路であり、前記整流回路に並列に接続された第１の直列回路と、
a2)スナバ用スイッチング素子と限流用リアクトルとの直列回路であり、前記第１のダイオードに並列に接続された第２の直列回路と、
a3)前記スナバ用スイッチング素子と前記限流用リアクトルとの接続点と、前記第１の直列回路の高電圧側端部との間に、該接続点から該高電圧側端部に向かって順方向に接続された第２のダイオードと、
を含み、
前記駆動制御部は、前記スナバ用の第１のダイオードを通して前記スナバ用コンデンサを充電したあと、前記主スイッチング素子がオフ状態であるときに所定期間、前記スナバ用スイッチング素子をオン動作させることで、前記スナバ用コンデンサに溜まった電荷を前記第２の直列回路を通して放出することを特徴としている。 The present invention made to solve the above problems includes a DC power source, a transformer having a primary winding and a secondary winding, and a main switching element, and switches the DC voltage supplied from the DC power source to A switching circuit for applying an AC voltage to the primary winding, a rectifying circuit including a plurality of rectifying diodes connected to the secondary winding, and a smoothing circuit including a reactor connected to the output terminal of the rectifying circuit And a DC-DC converter device for smoothing the alternating voltage induced in the secondary winding by the alternating voltage applied to the primary winding by the rectifier circuit and the smoothing circuit and supplying the smoothed voltage to the load. ,
a) a snubber circuit interposed between the rectifier circuit and the smoothing circuit and connected in parallel to the rectifier circuit;
b) a drive control unit for turning on and off the main switching element and a snubber switching element described later;
The snubber circuit comprises:
a1) a series circuit of a snubber capacitor and a first diode for snubber that is forward-connected, and a first series circuit connected in parallel to the rectifier circuit;
a2) a series circuit of a snubber switching element and a current limiting reactor, and a second series circuit connected in parallel to the first diode;
a3) A forward direction from the connection point to the high voltage side end between the connection point of the snubber switching element and the current limiting reactor and the high voltage side end of the first series circuit A second diode connected to
Including
The drive control unit, after charging the snubber capacitor through the first snubber diode, after turning on the snubber switching element for a predetermined period when the main switching element is in an off state, The charge accumulated in the snubber capacitor is discharged through the second series circuit.

本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータ装置では、トランスの一次巻線に接続される一次側回路の構成は特に問わず、例えば上記スイッチング回路は４個の主スイッチング素子を用いたフルブリッジ回路でも、２個の主スイッチング素子を用いたハーフブリッジ回路でもよく、さらにはプシュプル回路やフォワード回路であってもよい。 In the DC-DC converter device according to the present invention, the configuration of the primary side circuit connected to the primary winding of the transformer is not particularly limited. For example, the switching circuit may be a full bridge circuit using four main switching elements. A half bridge circuit using individual main switching elements may be used, and a push-pull circuit or a forward circuit may be used.

本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータ装置において、整流用ダイオードのターンオフ及び該ダイオードの寄生容量に起因するサージ電圧が整流用ダイオードに発生すると、サージ電流が第１の直列回路に流れスナバ用コンデンサにサージ電流が流入する。これにより、サージ電流はスナバ用コンデンサに充電され、整流回路の両端電圧は所定のレベルでクランプされる。駆動制御部は、トランスの一次巻線に交流電圧を印加するために主スイッチング素子をオン・オフ駆動するが、主スイッチング素子を全てオフしているデッドタイムの期間中に所定時間だけ、スナバ用スイッチング素子をオン動作させる。スナバ用スイッチング素子がオン状態になると、スナバ用コンデンサに充電されていたサージ電圧に由来するエネルギが第２の直列回路を通して放出される。 In the DC-DC converter device according to the present invention, when a surge voltage due to the turn-off of the rectifier diode and the parasitic capacitance of the diode is generated in the rectifier diode, the surge current flows through the first series circuit and the surge to the snubber capacitor. Current flows in. As a result, the surge current is charged in the snubber capacitor, and the voltage across the rectifier circuit is clamped at a predetermined level. The drive control unit drives the main switching element on / off to apply an AC voltage to the primary winding of the transformer, but for the snubber for a predetermined time during the dead time period when all the main switching elements are off. The switching element is turned on. When the snubber switching element is turned on, energy derived from the surge voltage charged in the snubber capacitor is released through the second series circuit.

スナバ用スイッチング素子がターンオンされるときにスナバ用コンデンサの両端電圧が整流回路の両端電圧よりも低ければ、スナバ用コンデンサから放出されたエネルギによる電流は負荷に回生される。一方、スナバ用スイッチング素子がターンオンされるときにスナバ用コンデンサの両端電圧が整流回路の両端電圧よりも高いと、スナバ用コンデンサから放出されたエネルギによる電流の少なくとも一部は第２の直列回路から整流回路内のダイオードの寄生容量に流れようとする。しかしながら、この第２の直列回路中には限流用リアクトルが配置されているため、整流回路内のダイオードの寄生容量に流れる電流は制限される。それによって、過大な電流が整流回路に流れることを回避することができる。そのあと、スナバ用スイッチング素子がターンオフされると、限流用リアクトルはそれまでに蓄積されていたエネルギに基づく電流を流し続けようとする。この電流は第２のダイオードを通して負荷へと回生される。そのため、スナバ用コンデンサから放出されたエネルギの一部は負荷に回生され、有効に利用されることになる。 If the voltage across the snubber capacitor is lower than the voltage across the rectifier circuit when the snubber switching element is turned on, the current due to the energy released from the snubber capacitor is regenerated to the load. On the other hand, if the voltage across the snubber capacitor is higher than the voltage across the rectifier circuit when the snubber switching element is turned on, at least a part of the current due to the energy released from the snubber capacitor is from the second series circuit. It tries to flow through the parasitic capacitance of the diode in the rectifier circuit. However, since the current limiting reactor is arranged in the second series circuit, the current flowing through the parasitic capacitance of the diode in the rectifier circuit is limited. Thereby, it is possible to avoid an excessive current from flowing through the rectifier circuit. After that, when the snubber switching element is turned off, the current-limiting reactor tries to continue the current based on the energy stored so far. This current is regenerated to the load through the second diode. Therefore, a part of the energy released from the snubber capacitor is regenerated to the load and used effectively.

なお、本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータ装置において、駆動制御部は、デッドタイム毎にスナバ用スイッチング素子をオンさせる必要はなく、例えば、所定回数のデッドタイム毎に１回だけスナバ用スイッチング素子をオンさせるようにしてもよい。例えばデッドタイム毎にスナバ用スイッチング素子をオンさせるようにすると、そのオン時間（上記所定時間）をかなり短くする必要がある場合もあるが、複数回のデッドタイム毎に１回、スナバ用スイッチング素子をオンさせるようにすれば、１回のオン時間を或る程度長くすることができ、それによって制御を容易にすることができる。 In the DC-DC converter device according to the present invention, the drive control unit does not need to turn on the snubber switching element for each dead time, for example, the snubber switching element only once for each predetermined dead time. You may make it turn on. For example, if the snubber switching element is turned on every dead time, the on-time (predetermined time) may need to be considerably shortened, but the snubber switching element once every plural dead times. If ON is turned on, one ON time can be lengthened to some extent, thereby facilitating control.

本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータ装置によれば、スナバ用コンデンサに蓄積されたエネルギは有効に負荷に回生される。また、主スイッチング素子を全てオフしているデッドタイムの期間中、サージ電流の流入によってスナバ用コンデンサの両端電圧が整流回路の両端電圧よりも高くなった状態で該コンデンサに蓄えられた電荷を放出するためにスナバ用スイッチング素子がオンされたときにも、スナバ回路から整流回路に流れる過大な電流を抑制することができる。それによって、電源効率を改善することができると共に、整流回路に含まれるダイオード等の回路部品にダメージが与えられることを防止することができる。さらにまた、そうした過大な電流を抑制する際に限流用リアクトルに蓄積されたエネルギも有効に負荷へと回生されるため、一層、電源効率の改善に繋がる。 According to the DC-DC converter device of the present invention, the energy stored in the snubber capacitor is effectively regenerated to the load. Also, during the dead time period when all the main switching elements are turned off, the charge stored in the capacitor is discharged while the voltage across the snubber capacitor is higher than the voltage across the rectifier circuit due to the surge current flowing in. Therefore, even when the snubber switching element is turned on, an excessive current flowing from the snubber circuit to the rectifier circuit can be suppressed. As a result, power supply efficiency can be improved, and damage to circuit components such as diodes included in the rectifier circuit can be prevented. Furthermore, since the energy accumulated in the current limiting reactor is effectively regenerated to the load when suppressing such an excessive current, the power efficiency is further improved.

本発明の一実施例であるＤＣ−ＤＣコンバータ装置の構成図。The block diagram of the DC-DC converter apparatus which is one Example of this invention. 本実施例のＤＣ−ＤＣコンバータ装置における基本的な動作タイミング及び波形図。The basic operation timing and waveform diagram in the DC-DC converter apparatus of a present Example. 本実施例のＤＣ−ＤＣコンバータ装置において、限流用リアクトルが機能せず、オフ状態にあるダイオードの寄生容量に流れる電流が抑制されない場合の波形図。In the DC-DC converter apparatus of a present Example, the current limiting reactor does not function, and the wave form diagram when the electric current which flows into the parasitic capacitance of the diode in an OFF state is not suppressed. 本実施例のＤＣ−ＤＣコンバータ装置において、限流用リアクトルが機能し、オフ状態にあるダイオードの寄生容量に流れる電流が抑制される場合の波形図。In the DC-DC converter apparatus of a present Example, the current limiting reactor functions, and the wave form diagram when the electric current which flows into the parasitic capacitance of the diode in an OFF state is suppressed. 従来のＤＣ−ＤＣコンバータ装置の一例の構成図。The block diagram of an example of the conventional DC-DC converter apparatus. 図５とは異なる従来のＤＣ−ＤＣコンバータ装置の一例の構成図。The block diagram of an example of the conventional DC-DC converter apparatus different from FIG.

本発明の一実施例であるＤＣ−ＤＣコンバータ装置について、添付図面を参照して説明する。
図１は本実施例のＤＣ−ＤＣコンバータ装置の構成図、図２は本実施例のＤＣ−ＤＣコンバータ装置における動作タイミング及び波形図である。 A DC-DC converter device according to an embodiment of the present invention will be described with reference to the accompanying drawings.
FIG. 1 is a configuration diagram of the DC-DC converter device of the present embodiment, and FIG. 2 is an operation timing and waveform diagram of the DC-DC converter device of the present embodiment.

絶縁されたトランス２０の一次巻線２０１に接続されている一次側回路１は、直流電源１０と、複数（４個）のパワーＭＯＳＦＥＴ等の第１乃至第４の主スイッチング素子１１１、１２１、１３１、１４１を含むフルブリッジ構成であるスイッチング回路と、を有し、第１〜第４の主スイッチング素子１１１、１２１、１３１、１４１にはそれぞれ逆並列にダイオード１１２、１２２、１３２、１４２が接続されている。トランス２０の一次巻線２０１は、第１の主スイッチング素子１１１と第２の主スイッチング素子１２１との接続点と、第３の主スイッチング素子１３１と第４の主スイッチング素子１４１との接続点と、の間に接続されている。第１〜第４の主スイッチング素子１１１〜１４１は、駆動制御部３０からの制御信号に基づいて主スイッチング素子駆動部３１により生成される駆動信号によりそれぞれオン・オフ制御される。 The primary circuit 1 connected to the primary winding 201 of the insulated transformer 20 includes a DC power supply 10 and first to fourth main switching elements 111, 121, 131 such as a plurality (four) of power MOSFETs. , 141 and a switching circuit having a full bridge configuration, and diodes 112, 122, 132, 142 are connected in antiparallel to the first to fourth main switching elements 111, 121, 131, 141, respectively. ing. The primary winding 201 of the transformer 20 includes a connection point between the first main switching element 111 and the second main switching element 121, and a connection point between the third main switching element 131 and the fourth main switching element 141. , Connected between. The first to fourth main switching elements 111 to 141 are on / off controlled by a drive signal generated by the main switching element drive unit 31 based on a control signal from the drive control unit 30.

トランス２０の二次巻線２０２に接続された二次側回路２は、整流回路２１、スナバ回路２２、ＬＣフィルタ回路２３、を含む。即ち、トランス２０の二次巻線２０２の両端は、４個のダイオード２１１、２１２、２１３、２１４をフルブリッジ構成した整流回路２１に接続されており、この整流回路２１により整流された出力電圧は、リアクトル２４とコンデンサ２５とを含む平滑回路であるＬＣフィルタ回路２３に入力され、該ＬＣフィルタ回路２３で平滑化されて負荷２６に出力される。整流回路２１とＬＣフィルタ回路２３との間には、整流回路２１のダイオード２１１〜２１４の両端に発生するサージ電圧を抑制するスナバ回路２２が設けられている。なお、この４個のダイオード２１１、２１２、２１３、２１４にはそれぞれ、図示しない寄生容量が含まれる。 The secondary circuit 2 connected to the secondary winding 202 of the transformer 20 includes a rectifier circuit 21, a snubber circuit 22, and an LC filter circuit 23. That is, both ends of the secondary winding 202 of the transformer 20 are connected to a rectifier circuit 21 in which four diodes 211, 212, 213, and 214 are configured as a full bridge, and the output voltage rectified by the rectifier circuit 21 is The LC filter circuit 23, which is a smoothing circuit including the reactor 24 and the capacitor 25, is smoothed by the LC filter circuit 23 and output to the load 26. A snubber circuit 22 is provided between the rectifier circuit 21 and the LC filter circuit 23 to suppress a surge voltage generated at both ends of the diodes 211 to 214 of the rectifier circuit 21. Each of the four diodes 211, 212, 213, and 214 includes a parasitic capacitance (not shown).

スナバ回路２２は、スナバ用コンデンサ２２１とスナバ用の第１のダイオード２２２とが直列に接続された第１の直列回路と、第１のダイオード２２２の両端（アノード−カソード端子）間に接続された、スナバ用スイッチング素子２２３と限流用リアクトル２２５とが直列に接続された第２の直列回路と、スナバ用スイッチング素子２２３と限流用リアクトル２２５との接続点Ａと整流回路２１の高電圧側ラインとの間に、前者から後者に向けて順方向に接続された第２のダイオード２２６と、を含む。なお、図１中、スナバ用スイッチング素子２２３のソース−ドレイン間に接続されているダイオード２２４は該スイッチング素子２２３のボディダイオードである。このスナバ用スイッチング素子２２３は、駆動制御部３０からの制御信号に基づいてスナバ用スイッチング素子駆動部３２により生成される駆動信号によりオン・オフ制御される。 The snubber circuit 22 is connected between a first series circuit in which a snubber capacitor 221 and a first diode 222 for snubber are connected in series, and both ends (anode-cathode terminal) of the first diode 222. , A second series circuit in which the snubber switching element 223 and the current limiting reactor 225 are connected in series, a connection point A between the snubber switching element 223 and the current limiting reactor 225, and the high voltage side line of the rectifier circuit 21 , And a second diode 226 connected in the forward direction from the former to the latter. In FIG. 1, a diode 224 connected between the source and drain of the snubber switching element 223 is a body diode of the switching element 223. The snubber switching element 223 is on / off controlled by a drive signal generated by the snubber switching element drive unit 32 based on a control signal from the drive control unit 30.

駆動制御部３０は後述する特徴的な動作を実施するために、ＣＰＵや制御用プログラムが格納されたメモリ（例えばフラッシュＲＯＭ）などを備えるようにすることができる。 The drive control unit 30 can include a CPU (for example, a flash ROM) in which a control program is stored in order to perform characteristic operations described later.

次に、図２を参照し、本実施例のＤＣ−ＤＣコンバータ装置における電力変換動作を説明する。
なお、図２では、主スイッチング素子１１１、１２１、１３１、１４１、スナバ用スイッチング素子２２３をそれぞれＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ４、ＳＷ５と称し、ダイオード２１１、２１２、２１３、２１４、２２６をそれぞれＤ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４、Ｄ５と称する。 Next, the power conversion operation in the DC-DC converter device of the present embodiment will be described with reference to FIG.
In FIG. 2, the main switching elements 111, 121, 131, and 141 and the snubber switching element 223 are referred to as SW1, SW2, SW3, SW4, and SW5, respectively, and the diodes 211, 212, 213, 214, and 226 are respectively referred to as D1, These are referred to as D2, D3, D4, and D5.

駆動制御部３０からの指示に基づき主スイッチング素子駆動部３１は、フルブリッジ回路の異なるアームに含まれる２個の主スイッチング素子１１１、１４１のゲート端子に図２（ａ）に示す駆動信号を与え、同様に異なるアームに含まれる２個の主スイッチング素子１２１、１３１のゲート端子に図２（ｂ）に示す駆動信号を与える。ここでは一例として、スイッチング制御の１サイクルは８０kHzであり、第２、第３の主スイッチング素子１２１、１３１に与えられる駆動信号は、第１、第４の主スイッチング素子１１１、１４１に与えられる駆動信号に対して１８０°だけ位相が遅れている。これら駆動信号がハイレベルであるときに第１〜第４の主スイッチング素子１１１〜１４１はオン状態となる。つまり、第１、第４の主スイッチング素子１１１、１４１の組と第２、第３の主スイッチング素子１２１、１３１の組とは、いずれもがオフ状態である所定のデッドタイムを挟んで交互にオン状態となる。もちろん、１サイクルの周波数はこれに限らない。 Based on an instruction from the drive control unit 30, the main switching element drive unit 31 gives the drive signals shown in FIG. 2A to the gate terminals of the two main switching elements 111 and 141 included in different arms of the full bridge circuit. Similarly, the drive signals shown in FIG. 2B are given to the gate terminals of the two main switching elements 121 and 131 included in different arms. Here, as an example, one cycle of the switching control is 80 kHz, and the drive signal given to the second and third main switching elements 121 and 131 is the drive given to the first and fourth main switching elements 111 and 141. The phase is delayed by 180 ° with respect to the signal. When these drive signals are at a high level, the first to fourth main switching elements 111 to 141 are turned on. That is, the set of the first and fourth main switching elements 111 and 141 and the set of the second and third main switching elements 121 and 131 are alternately arranged with a predetermined dead time in which both of them are off. Turns on. Of course, the frequency of one cycle is not limited to this.

図２の（ｃ）は第１、第４の主スイッチング素子１１１、１４１のドレイン−ソース間電圧、（ｄ）はトランス２０の一次巻線２０１に流れる電流、(ｅ）はスナバ用スイッチング素子駆動部３２からスナバ用スイッチング素子２２３のゲート端子に印加される電圧、（ｆ）は整流回路２１のダイオード２１１、２１４に流れる電流、（ｇ）は整流回路２１のダイオード２１２、２１３に流れる電流、（ｈ）はスナバ用コンデンサ２２１の両端電圧、（ｉ）はダイオード２１２、２１３のアノード−カソード間電圧、 (ｊ）はスナバ用コンデンサ２２１の充電／放電電流、（ｋ）は第２のダイオード２２６に流れる電流、をそれぞれ示す波形である。 2C shows the drain-source voltage of the first and fourth main switching elements 111 and 141, FIG. 2D shows the current flowing through the primary winding 201 of the transformer 20, and FIG. 2E shows driving of the snubber switching element. (F) is a current applied to the diodes 211 and 214 of the rectifier circuit 21; (g) is a current applied to the diodes 212 and 213 of the rectifier circuit 21; h) is the voltage across the snubber capacitor 221; (i) is the voltage between the anode and cathode of the diodes 212 and 213; (j) is the charge / discharge current of the snubber capacitor 221; and (k) is the second diode 226. It is a waveform which shows each flowing current.

時刻ｔ0の直前には、第１〜第４の主スイッチング素子１１１〜１４１は全てオフ状態であり、このとき、それ以前に平滑用リアクトル２４に蓄積されているエネルギに基づいて、整流回路２１の各ダイオード２１１〜２１４と第２のダイオード２２６にはそれぞれ平滑用のリアクトル２４に流れる電流Ｉ_Lの略１／３の電流が流れている（図２（ｆ）、（ｇ）、（ｋ）参照）。
Immediately before time t0 , the first to fourth main switching elements 111 to 141 are all in an off state. At this time, based on the energy accumulated in the smoothing reactor 24 before that, Each diode 211 to 214 and the second diode 226 have a current that is approximately 1/3 of the current I _L flowing through the smoothing reactor 24 (see FIGS. 2F, 2G, and 2K). ).

時刻ｔ0において第１、第４の主スイッチング素子１１１、１４１のゲート端子に印加される駆動信号が立ち上がって該主スイッチング素子１１１、１４１が共にターンオンすると、トランス２０の一次巻線２０１には所定方向（図１中では上から下向き）に電流が流れ始める。図２（ｄ）はこのときの電流の向きを正極性で示している。トランス２０の二次巻線２０２の両端には巻数比に応じた電圧が誘起され、図２（ｆ）に示すように、ダイオード２１１、２１４に流れる電流はＩ_L／３から増加し始める。これと反対に、図２（ｇ）に示すように、ダイオード２１２、２１３に流れる電流はＩ_L／３から減少し始める。時刻ｔ0においてダイオード２１１、２１４に流れる電流はＩ_Lに達する一方、ダイオード２１２、２１３に流れる電流はゼロとなり、該ダイオード２１２、２１３はカットオフ状態となる。
When the drive signal applied to the gate terminals of the first and fourth main switching elements 111 and 141 rises at time t0 and both the main switching elements 111 and 141 are turned on, the primary winding 201 of the transformer 20 has a predetermined direction. Current begins to flow (from top to bottom in FIG. 1). FIG. 2D shows the direction of current at this time in positive polarity. A voltage corresponding to the turn ratio is induced at both ends of the secondary winding 202 of the transformer 20, and the current flowing through the diodes 211 and 214 starts to increase from I _L / 3, as shown in FIG. On the contrary, as shown in FIG. 2G, the current flowing through the diodes 212 and 213 starts to decrease from I _L / 3. At time t0 , currents flowing through the diodes 211 and 214 reach I _L , while currents flowing through the diodes 212 and 213 become zero, and the diodes 212 and 213 are cut off.

ただし、オフしようとしているダイオード２１２、２１３についてはリカバリー時間が存在するために、少しの間（時刻ｔ2になるまで）、ダイオード２１１、２１４に流れる電流は増加し続け、ダイオード２１２、２１３に流れる電流はゼロ以下まで減少し続ける。ダイオード２１２、２１３の電流がゼロ以下になるということは、カソードからアノードに向けて電流が逆流することを意味する。そのため、ダイオード２１１〜２１４にリカバリー電流（短絡電流）が流れると共に、トランス２０の漏れインダクタンスにエネルギが蓄積される。 However, since there is a recovery time for the diodes 212 and 213 to be turned off, the current flowing through the diodes 211 and 214 continues to increase for a while (until time t2 ), and the current flowing through the diodes 212 and 213 Continues to decrease below zero. That the currents of the diodes 212 and 213 become zero or less means that the current flows backward from the cathode toward the anode. Therefore, a recovery current (short-circuit current) flows through the diodes 211 to 214 and energy is accumulated in the leakage inductance of the transformer 20.

スナバ回路２２が設けられていない場合、時刻ｔ2〜ｔ3の期間中に、ダイオード２１２、２１３が逆電流阻止能力を回復し始めると、トランス２０の漏れインダクタンスのエネルギと上記ダイオード２１１〜２１４の寄生容量とに起因する大きな振動サージ電圧が発生する。これに対し、本実施例のＤＣ−ＤＣコンバータ装置では、整流回路２１の両端間（高電圧側ラインと低電圧側ラインとの間）にサージ電圧が発生すると、第１のダイオード２２２を介してスナバ用コンデンサ２２１に充電電流が流れ（図２（ｊ）参照）、それにより該コンデンサ２２１の両端電圧は充電された分だけ上昇する。即ち、転流に伴い発生する振動サージ電圧のスパイク状の部分はスナバ用コンデンサ２２１に吸収され（図２（ｈ）参照）、整流回路２１のダイオード２１１、２１４の両端電圧は図２（ｉ）に示すように、立ち上がり直後が略平坦にクランプされる。これにより、サージ電圧がダイオード２１１〜２１４に印加されることを回避することができる。 When the snubber circuit 22 is not provided, when the diodes 212 and 213 begin to recover the reverse current blocking capability during the period from the time t2 to the time t3, the leakage inductance energy of the transformer 20 and the parasitic capacitances of the diodes 211 to 214 are obtained. A large vibration surge voltage is generated due to the above. On the other hand, in the DC-DC converter device of this embodiment, when a surge voltage is generated between both ends of the rectifier circuit 21 (between the high-voltage side line and the low-voltage side line), the first diode 222 is passed through. A charging current flows through the snubber capacitor 221 (see FIG. 2J), whereby the voltage across the capacitor 221 increases by the amount charged. That is, the spike-like portion of the vibration surge voltage generated by commutation is absorbed by the snubber capacitor 221 (see FIG. 2 (h)), and the voltage across the diodes 211 and 214 of the rectifier circuit 21 is as shown in FIG. 2 (i). As shown in FIG. 4, the portion immediately after the rising is clamped substantially flat. Thereby, it is possible to avoid applying a surge voltage to the diodes 211 to 214.

上述したようにサージ電圧がスナバ用コンデンサ２２１に吸収され、時刻ｔ3において、ダイオード２１２、２１３に流れる電流はゼロに戻る。他方、ダイオード２１１、２１４に流れる電流はＩ_Lになる。しかしながら、電流Ｉ_Lには上述したトランス２０の漏れインダクタンスとダイオード２１１〜２１４の寄生容量に起因する減衰振動波形が重畳する。この電流はＬＣフィルタ回路２３により平滑されて負荷２６に供給される。ここで、スナバ用コンデンサ２２１の充電電圧は第１のダイオード２２２の極性のために放電が阻止されるので、クランプされた電圧に保持される。また、整流回路２１のダイオード２１２、２１３の両端電圧には、電流Ｉ_Lと同様に、上記漏れインダクタンスとダイオード２１１〜２１４の寄生容量に起因する減衰振動波形が重畳される。 As described above, the surge voltage is absorbed by the snubber capacitor 221 and the current flowing through the diodes 212 and 213 returns to zero at time t3. On the other hand, the current flowing through the diode 211, 214 becomes I _L. However, the current I _L damped oscillation waveform caused by the parasitic capacitance of the leakage inductance and the diode 211 to 214 of the transformer 20 described above is superimposed. This current is smoothed by the LC filter circuit 23 and supplied to the load 26. Here, the charging voltage of the snubber capacitor 221 is held at the clamped voltage because discharge is blocked due to the polarity of the first diode 222. Further, the voltage across the diode 212, 213 of the rectifier circuit 21, similarly to the current I _L, the damped oscillation waveform caused by the parasitic capacitance of the leakage inductance and the diode 211 to 214 are superimposed.

時刻ｔ4において、第１、第４の主スイッチング素子１１１、１４１のゲート端子に印加される駆動信号が立ち下がって該主スイッチング素子１１１、１４１が共にターンオフすると、第１〜第４の主スイッチング素子１１１〜１４１が全てオフした状態、つまりデッドタイム期間となる。このデッドタイム期間中の所定時間、図２（ｅ）に示すようなスナバ用スイッチング素子駆動部３２からの駆動信号によってスナバ用スイッチング素子２２３がオン状態になると、第１のダイオード２２２に並列である、スイッチング素子２２３及び限流用リアクトル２２５を介した電流経路が形成される。それによって、スナバ用コンデンサ２２１に蓄えられたサージ電圧に起因するエネルギは該コンデンサ２２１からリアクトル２４の定電流作用によって電流Ｉ_Lとして放出され、スナバ用スイッチング素子２２３、限流用リアクトル２２５、ＬＣフィルタ回路２３に含まれる平滑用リアクトル２４等を含む経路を介して負荷２６に回生される。これによって、スナバ用コンデンサ２２１の充電電圧は下がる。 When the drive signal applied to the gate terminals of the first and fourth main switching elements 111 and 141 falls at time t4 and both the main switching elements 111 and 141 are turned off, the first to fourth main switching elements A state in which all of 111 to 141 are turned off, that is, a dead time period. When the snubber switching element 223 is turned on by a drive signal from the snubber switching element driving unit 32 as shown in FIG. 2E for a predetermined time during the dead time period, the snubber switching element 223 is in parallel with the first diode 222. A current path through the switching element 223 and the current limiting reactor 225 is formed. As a result, the energy caused by the surge voltage stored in the snubber capacitor 221 is discharged from the capacitor 221 as a current I _L by the constant current action of the reactor 24, and the snubber switching element 223, the current limiting reactor 225, the LC filter circuit. 23 is regenerated to the load 26 through a path including the smoothing reactor 24 and the like included in 23. As a result, the charging voltage of the snubber capacitor 221 decreases.

ただし、スナバ用スイッチング素子２２３がオン状態になったときにスナバ用コンデンサ２２１の両端電圧と整流回路２１の両端間の振動電圧との差が大きい場合、スナバ用コンデンサ２２１に蓄えられたエネルギ由来の電流の少なくとも一部が整流回路２１に含まれるダイオード２１１〜２１４の寄生容量に流れてしまう。仮に限流用リアクトル２２５がない（短絡されている）とすると、瞬間的に大きな電流がダイオード２１１〜２１４に流れ、これらにダメージを与えるおそれがある。これに対し、本実施例のＤＣ−ＤＣコンバータ装置では、限流用リアクトル２２５がスナバ用スイッチング素子２２３と直列に接続され、上述した第２の直列回路を構成している。それによって、整流回路２１に含まれるダイオード２１１〜２１４に流れる電流を減らし、これら回路部品にダメージを与えることを回避することができる。 However, if the difference between the voltage across the snubber capacitor 221 and the oscillation voltage across the rectifier circuit 21 is large when the snubber switching element 223 is turned on, it is derived from the energy stored in the snubber capacitor 221. At least a part of the current flows through the parasitic capacitances of the diodes 211 to 214 included in the rectifier circuit 21. If there is no current-limiting reactor 225 (short-circuited), a large current instantaneously flows to the diodes 211 to 214 and may damage them. On the other hand, in the DC-DC converter device of the present embodiment, the current limiting reactor 225 is connected in series with the snubber switching element 223 to constitute the above-described second series circuit. Thereby, the current flowing through the diodes 211 to 214 included in the rectifier circuit 21 can be reduced, and damage to these circuit components can be avoided.

時刻ｔ6において、スナバ用スイッチング素子２２３がターンオフされると該スイッチング素子２２３を通した電流の流れは阻止される。このとき、限流用リアクトル２２５にはエネルギが蓄積されていて該エネルギに基づいた電流をそれまでと同じ方向に流し続けようとする。この電流はスイッチング素子２２３を通ることはできないが、その代わりに、第２のダイオード２２６を通して整流回路２１の高電圧側ラインに流れる。これにより、この電流は平滑用リアクトル２４等を通して負荷２６に回生され、サージ電圧に由来するエネルギを有効に利用することができる。 When the snubber switching element 223 is turned off at time t6, the flow of current through the switching element 223 is blocked. At this time, energy is accumulated in the current-limiting reactor 225, and an electric current based on the energy continues to flow in the same direction as before. This current cannot pass through the switching element 223, but instead flows through the second diode 226 to the high voltage side line of the rectifier circuit 21. Thereby, this current is regenerated to the load 26 through the smoothing reactor 24 and the like, and the energy derived from the surge voltage can be used effectively.

本実施例のＤＣ−ＤＣコンバータ装置において、上記限流用リアクトル２２５の有無による波形の比較を図３及び図４に示す。図３は限流用リアクトル２２５を短絡して機能させず、オフ状態であるダイオード２１１〜２１４の寄生容量に流れる電流が抑制できない場合の波形図である。一方、図４は限流リアクトル２２５が機能し、オフ状態であるダイオード２１１〜２１４の寄生容量に流れる電流を抑制している場合の波形図である。 In the DC-DC converter device of the present embodiment, a comparison of waveforms depending on the presence or absence of the current limiting reactor 225 is shown in FIGS. FIG. 3 is a waveform diagram in the case where the current-limiting reactor 225 is not short-circuited to function and the current flowing through the parasitic capacitances of the diodes 211 to 214 in the off state cannot be suppressed. On the other hand, FIG. 4 is a waveform diagram when the current-limiting reactor 225 functions and suppresses the current flowing through the parasitic capacitances of the diodes 211 to 214 that are in the off state.

図３の時刻ｔ4において、スナバ用スイッチング素子２２３がオン状態になり、時刻ｔ5におけるスナバ用コンデンサ２２１の両端電圧と整流回路２１の両端間の振動電圧との差が大きい場合、図３（ｆ）、（ｇ）、（ｊ）の波形より、スナバ用コンデンサ２２１からダイオード２１１〜２１４の寄生容量に大きな電流が流れていることが分かる。これに対し、図４における同一時刻の図４（ｆ）、（ｇ）、（ｊ）の波形より、限流用リアクトル２２５の作用によって、スナバ用コンデンサ２２１からダイオード２１１〜２１４の寄生容量に流れる電流が抑制されていることが分かる。 When the snubber switching element 223 is turned on at time t4 in FIG. 3 and the difference between the voltage at both ends of the snubber capacitor 221 and the vibration voltage at both ends of the rectifier circuit 21 at time t5 is large, FIG. From the waveforms of (g) and (j), it can be seen that a large current flows from the snubber capacitor 221 to the parasitic capacitances of the diodes 211 to 214. On the other hand, the current flowing from the snubber capacitor 221 to the parasitic capacitances of the diodes 211 to 214 by the action of the current limiting reactor 225 from the waveforms of FIGS. 4F, 4G, and 4J at the same time in FIG. It can be seen that is suppressed.

なお、上記実施例のＤＣ−ＤＣコンバータ装置では、図２に示すように、１サイクル（この例では８０kHzの周波数）中に１回、スナバ用スイッチング素子２２３を所定時間、つまり時刻ｔ4からｔ6までの期間だけオンさせてスナバ用コンデンサ２２１に充電された余分なエネルギを放出しているが、これは必ずしも１サイクルに１回行う必要はない。そこで、例えば、主スイッチング素子１１１〜１４１をオン・オフ動作させるサイクルを決める信号を分周（例えば１／２分周、１／４分周）した信号に基づいてスナバ用スイッチング素子２２３をオンさせるタイミングを決めるようにしてもよい。これにより、主スイッチング素子１１１〜１４１をオン・オフ動作させるサイクルは８０kHzでも、スナバ用スイッチング素子２２３がオンするサイクルは４０kHz或いは２０kHzなどとなる。 In the DC-DC converter device of the above embodiment, as shown in FIG. 2, the snubber switching element 223 is turned on once in one cycle (frequency of 80 kHz in this example) for a predetermined time, that is, from time t4 to time t6. The extra energy charged in the snubber capacitor 221 is released only during the period of time, but this does not necessarily have to be performed once per cycle. Therefore, for example, the snubber switching element 223 is turned on based on a signal obtained by dividing a signal for determining a cycle for turning on / off the main switching elements 111 to 141 (for example, 1/2 division or 1/4 division). The timing may be determined. Thereby, even if the cycle for turning on / off the main switching elements 111 to 141 is 80 kHz, the cycle for turning on the snubber switching element 223 is 40 kHz or 20 kHz.

このように、スナバ用スイッチング素子２２３をオンするサイクルを延ばす場合には、１回のエネルギ放出によって放出すべきエネルギ量が増えるから、その分だけオン時間（時刻ｔ4からｔ6までの期間）を長くすればよい。このオン時間が短すぎると却って該オン時間の正確な制御が難しくなることがあるが、エネルギ放出のサイクルを長くしてオン時間を延ばすと、該オン時間の正確な制御が容易になる。 As described above, when the cycle for turning on the snubber switching element 223 is extended, the amount of energy to be released increases by one energy release, so that the ON time (period from time t4 to time t6) is increased accordingly. do it. If the on-time is too short, accurate control of the on-time may be difficult. However, if the on-time is extended by extending the energy release cycle, the on-time can be accurately controlled.

また、上記実施例は本発明の一例にすぎず、本発明の趣旨の範囲で適宜変形、修正、追加を行っても本願特許請求の範囲に包含されることは当然である。
例えば、上記実施例では一次側回路はフルブリッジ回路であるが、これはハーフブリッジ回路でも、さらにプシュプル回路やフォワード回路であってもよい。 Moreover, the said Example is only an example of this invention, Even if it changes suitably, amends, and is added in the range of the meaning of this invention, it is naturally included in the claim of this application.
For example, in the above embodiment, the primary side circuit is a full bridge circuit, but this may be a half bridge circuit, or a push-pull circuit or a forward circuit.

１…一次側回路
１０…直流電源
１１１、１２１、１３１、１４１…主スイッチング素子
１１２、１２２、１３２、１４２…ダイオード
２…二次側回路
２０…トランス
２０１…一次巻線
２０２…二次巻線
２１…整流回路
２１１、２１２、２１３、２１４…ダイオード
２２…スナバ回路
２２１…スナバ用コンデンサ
２２２…第１のダイオード
２２３…スナバ用スイッチング素子
２２４…ダイオード（ボディダイオード）
２２５…限流用リアクトル
２２６…第２のダイオード
２３…ＬＣフィルタ回路
２４…平滑用リアクトル
２５…平滑用コンデンサ
２６…負荷
３０…駆動制御部
３１…主スイッチング素子駆動部
３２…スナバ用スイッチング素子駆動部 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... Primary side circuit 10 ... DC power supply 111, 121, 131, 141 ... Main switching elements 112, 122, 132, 142 ... Diode 2 ... Secondary side circuit 20 ... Transformer 201 ... Primary winding 202 ... Secondary winding 21 ... rectifier circuits 211, 212, 213, 214 ... diode 22 ... snubber circuit 221 ... snubber capacitor 222 ... first diode 223 ... snubber switching element 224 ... diode (body diode)
225 ... Current limiting reactor 226 ... Second diode 23 ... LC filter circuit 24 ... Smoothing reactor 25 ... Smoothing capacitor 26 ... Load 30 ... Drive control unit 31 ... Main switching element driving unit 32 ... Snubber switching element driving unit

Claims

直流電源と、一次巻線及び二次巻線を有するトランスと、主スイッチング素子を含み、前記直流電源から供給された直流電圧をスイッチングして前記一次巻線に交流電圧を印加するスイッチング回路と、前記二次巻線に接続された、複数の整流用ダイオードを含む整流回路と、該整流回路の出力端に接続された、リアクトルを含む平滑回路と、を具備し、前記一次巻線に印加された交流電圧によって前記二次巻線に誘起された交流電圧を前記整流回路及び前記平滑回路により平滑化して負荷に供給するＤＣ−ＤＣコンバータ装置において、
a)前記整流回路と前記平滑回路との間に介挿され、該整流回路に並列に接続されたスナバ回路と、
b)前記主スイッチング素子と後記スナバ用スイッチング素子とをそれぞれオン・オフ動作させる駆動制御部と、
を備え、前記スナバ回路は、
a1)スナバ用コンデンサと順方向接続であるスナバ用の第１のダイオードとの直列回路であり、前記整流回路に並列に接続された第１の直列回路と、
a2)スナバ用スイッチング素子と限流用リアクトルとの直列回路であり、前記第１のダイオードに並列に接続された第２の直列回路と、
a3)前記スナバ用スイッチング素子と前記限流用リアクトルとの接続点と、前記第１の直列回路の高電圧側端部との間に、該接続点から該高電圧側端部に向かって順方向に接続された第２のダイオードと、
を含み、
前記駆動制御部は、前記スナバ用の第１のダイオードを通して前記スナバ用コンデンサを充電したあと、前記主スイッチング素子がオフ状態であるときに所定期間、前記スナバ用スイッチング素子をオン動作させることで、前記スナバ用コンデンサに溜まった電荷を前記第２の直列回路を通して放出することを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ装置。
A switching circuit that includes a DC power supply, a transformer having a primary winding and a secondary winding, a main switching element, switches a DC voltage supplied from the DC power supply, and applies an AC voltage to the primary winding; A rectifying circuit including a plurality of rectifying diodes connected to the secondary winding, and a smoothing circuit including a reactor connected to an output terminal of the rectifying circuit, and applied to the primary winding. In the DC-DC converter device for smoothing the alternating voltage induced in the secondary winding by the alternating voltage and supplying the load to the load by the rectifier circuit and the smoothing circuit,
a) a snubber circuit interposed between the rectifier circuit and the smoothing circuit and connected in parallel to the rectifier circuit;
b) a drive control unit for turning on and off the main switching element and a snubber switching element described later;
The snubber circuit comprises:
a1) a series circuit of a snubber capacitor and a first diode for snubber that is forward-connected, and a first series circuit connected in parallel to the rectifier circuit;
a2) a series circuit of a snubber switching element and a current limiting reactor, and a second series circuit connected in parallel to the first diode;
a3) A forward direction from the connection point to the high voltage side end between the connection point of the snubber switching element and the current limiting reactor and the high voltage side end of the first series circuit A second diode connected to
Including
The drive control unit, after charging the snubber capacitor through the first snubber diode, after turning on the snubber switching element for a predetermined period when the main switching element is in an off state, A DC-DC converter device that discharges electric charge accumulated in the snubber capacitor through the second series circuit.

請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ装置であって、
前記駆動制御部は、前記主スイッチング素子をオン・オフ動作させるサイクルを複数実行する毎に、前記スナバ用スイッチング素子をオン動作させることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ装置。 The DC-DC converter device according to claim 1,
The drive control unit turns on the snubber switching element every time a plurality of cycles for turning on and off the main switching element are executed.