JP6577665B2 - Motor drive device, vacuum cleaner and hand dryer - Google Patents
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Description
本発明は、単相の永久磁石同期電動機(以下適宜、「単相PMモータ」(Permanent Magnet Motor)と称する)を駆動するモータ駆動装置、並びに単相PMモータを用いた電気掃除機及びハンドドライヤーに関する。 The present invention relates to a motor driving device for driving a single-phase permanent magnet synchronous motor (hereinafter referred to as “single-phase PM motor” as appropriate), and a vacuum cleaner and a hand dryer using the single-phase PM motor. About.
モータには、ブラシ付き直流モータ、誘導モータ及びPMモータ等、様々な種類があり、モータの相数にも単相及び三相等の種類がある。これらの種々のモータの中で、単相PMモータは、ブラシ付き直流モータと比較して、機械構造であるブラシを用いない“ブラシレス”の構造であるためブラシの摩耗が発生しない。この特徴により、単相PMモータは、高寿命且つ高信頼性を確保することができる。 There are various types of motors such as brushed DC motors, induction motors, PM motors, etc., and the number of phases of the motors includes types such as single phase and three phases. Among these various motors, the single-phase PM motor has a “brushless” structure that does not use a brush, which is a mechanical structure, as compared to a DC motor with a brush, so that brush wear does not occur. With this feature, the single-phase PM motor can ensure a long life and high reliability.
また、単相PMモータは、誘導モータと比較して、ロータに2次電流が流れないため高効率なモータである。 The single-phase PM motor is a highly efficient motor because a secondary current does not flow through the rotor as compared with the induction motor.
さらに、単相PMモータの場合、相数が異なる三相PMモータと比較しても次の利点がある。
(1)三相PMモータの場合には三相インバータが必要であるのに対し、単相PMモータでは単相インバータでよい。
(2)三相インバータとして一般的に用いられるフルブリッジインバータを用いると、6つのスイッチング素子が必要であるのに対し、単相PMモータの場合、フルブリッジインバータを用いたとしても4つのスイッチング素子で構成できる。
(3)(1)及び(2)の特徴により、単相PMモータは、三相PMモータに比して、装置の小型化が可能である。Furthermore, the single-phase PM motor has the following advantages even when compared with a three-phase PM motor having a different number of phases.
(1) While a three-phase PM motor requires a three-phase inverter, a single-phase PM motor may be a single-phase inverter.
(2) When a full-bridge inverter generally used as a three-phase inverter is used, six switching elements are required. In the case of a single-phase PM motor, four switching elements are used even if a full-bridge inverter is used. Can be configured.
(3) Due to the characteristics of (1) and (2), the single-phase PM motor can be downsized compared to the three-phase PM motor.
なお、単相PMモータの駆動方式に関する技術を開示した先行文献としては、例えば以下に記載する特許文献1及び非特許文献1がある。
For example,
上記特許文献1によれば、『電動送風機への通電量を制御する制御手段を有し、予め実験等によって求められている「通電量−電流−風量」の関係より風量を推定すると共に、推定風量が第一の所定の範囲内であるときに、前記推定風量が低下するにしたがって、前記電動送風機への通電量を下げる方向に制御し、且つ、前記通電量は、前記第一の所定の範囲となる風量領域において、前記集塵室内の真空度が略一定に、且つ、予め実験等によって設定された値となるように制御する』との記載がある。すなわち、特許文献1において、電動送風機による風量は、電動送風機の仕事量により決定されることになり、また、電動送風機における電気エネルギーの観点からは、有効電力により決定されることになる。
According to the above-mentioned
上記の通り、特許文献1では推定風量に応じて通電量を制御しているが、有効電力及び無効電力という観点での制御は行われていない。また、通電量のみでは皮相電力は制御されるものの、必要な有効電力を個別に制御することはできていない。このため、特許文献1の技術では、電動機に流れる電流が最大効率点より大きくなり、効率が悪化するという課題がある。
As described above, in
また、非特許文献1には、単相系統連系インバータの電流制御及び電力制御の一手法に関して記載がある。この手法によれば、系統電流をヒルベルト変換によって複素平面上での瞬時電流ベクトルに変換すると共に、系統電圧をヒルベルト変換によって複素平面上での瞬時電圧ベクトルに変換する。そして、瞬時電流ベクトルを瞬時電圧ベクトルの位相を使用してd軸及びq軸への座標変換を行う。さらに、dq変換したd軸の系統電流及びq軸の系統電流のそれぞれを制御することにより、単相瞬時電力を制御する手法が記載されている。
Non-Patent
また、非特許文献1の手法では、系統電流を直流値として変換することで、単相瞬時電力の取り扱いを容易化しているが、単相系統連系インバータへの適用に限定したものであり、本発明のような単相PMモータへの適用に関する検討はなされていない。
In the method of Non-Patent
本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、単相PMモータにおける効果的な単相瞬時電力制御及び回転数制御の実現を可能とするモータ駆動装置、電気掃除機及びハンドドライヤーを提供することを目的とする。 The present invention has been made in view of the above, and provides a motor drive device, a vacuum cleaner, and a hand dryer that enable effective single-phase instantaneous power control and rotational speed control in a single-phase PM motor. The purpose is to do.
上述した課題を解決し、目的を達成するため、本発明に係るモータ駆動装置は、単相PMモータを駆動するモータ駆動装置である。モータ駆動装置は、単相PMモータに交流電圧を印加する単相インバータ、単相PMモータのロータ回転位置に応じた信号である位置検出信号をインバータ制御部へ出力する位置検出部、単相PMモータに流れるモータ電流に応じたモータ電流検出信号を出力するモータ電流検出部、並びに位置検出信号及びモータ電流検出信号を入力としスイッチング素子の駆動信号を出力するインバータ制御部を備える。インバータ制御部は、単相PMモータの回転数に応じて有効電力を制御する。 In order to solve the above-described problems and achieve the object, a motor drive device according to the present invention is a motor drive device that drives a single-phase PM motor. The motor driving device includes a single-phase inverter that applies an AC voltage to the single-phase PM motor, a position detection unit that outputs a position detection signal corresponding to the rotor rotation position of the single-phase PM motor to the inverter control unit, and the single- phase PM motor current detecting unit that output the motor current detection signal corresponding to the motor current flowing through the motor, as input, a position detection signal and the motor current detection signal as well an inverter control unit for outputting a drive signal of the switching element. The inverter control unit controls the active power according to the rotation speed of the single-phase PM motor.
本発明によれば、単相PMモータにおける効果的な単相瞬時電力制御及び回転数制御を実現できる、という効果を奏する。 According to the present invention, it is possible to achieve effective single-phase instantaneous power control and rotational speed control in a single-phase PM motor.
以下に、本発明の実施の形態に係るモータ駆動装置、電気掃除機及びハンドドライヤーを図面に基づいて詳細に説明する。なお、以下の実施の形態により本発明が限定されるものではない。 Below, the motor drive device, vacuum cleaner, and hand dryer which concern on embodiment of this invention are demonstrated in detail based on drawing. In addition, this invention is not limited by the following embodiment.
実施の形態1.
図1は、実施の形態1におけるモータ駆動装置の構成を示す図である。実施の形態1におけるモータ駆動装置100は、単相PMモータ3を具備する負荷を駆動するモータ駆動装置であり、直流電源1、単相インバータ2、インバータ制御部4、モータ電流検出部5、直流電源電圧検出部6及びロータ位置検出部7を備えて構成される。単相PMモータ3を具備する負荷としては、電動送風機を備えた電気掃除機及びハンドドライヤーが例示される。
FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration of a motor drive device according to the first embodiment. A
直流電源1は、単相インバータ2に直流電力を供給する。単相インバータ2は、スイッチング素子211〜214及びスイッチング素子211〜214のそれぞれに逆並列に接続されるダイオード221〜224を具備し、単相PMモータ3に交流電圧を印加する。インバータ制御部4は、単相インバータ2のスイッチング素子211〜214への駆動信号S1〜S4を出力する。ロータ位置検出部7は、単相PMモータ3のロータ3aの回転位置であるロータ回転位置θmに応じた信号である位置検出信号S_rotationをインバータ制御部4へ出力する。モータ電流検出部5は、単相PMモータ3に流れるモータ電流Imに応じた信号をインバータ制御部4へ出力する。直流電源電圧検出部6は、直流電源1の電圧である直流電圧Vdcを検出する。駆動信号S1〜S4は、ロータ回転位置θm及びモータ電流Imに基づいて生成されたパルス幅変調(Pulse Width Modulation:以下「PWM」と表記)信号である。単相インバータ2のスイッチング素子211〜214をPWM信号である駆動信号S1〜S4で駆動することにより、任意の電圧を単相PMモータ3に印加することができる。The
なお、直流電源1は交流電源からの交流電圧をダイオードブリッジ等で整流し且つ平滑して直流電圧を生成する直流電源でも問題なく、太陽電池及びバッテリーなどの直流電源を用いても何ら問題ない。また、単相インバータ2のスイッチング素子211〜214は、IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)、MOS−FET(Metal Oxide Semiconductor− Field Effect Transistor)、サイリスタ及びGTO(Gate Turn−Off Thysistor)を含む、何れのスイッチング素子を用いても何ら問題ない。また、前述のようなスイッチング素子の半導体素材として主流であるSiのみならず、SiC及びGaNなどに代表されるワイドバンドギャップ半導体と称される半導体素材を使用しても問題はない。
The
ロータ位置検出部7は、例えば図2に示すようなモータのロータ回転位置θmに応じた位置検出信号S_rotationを生成してインバータ制御部4に出力する。図2の場合には、ホールセンサなどの磁気センサを用いてロータ回転位置θmに応じたパルス状の電圧信号である位置検出信号S_rotationを出力する場合を想定しており、0≦θm<πでは、S_rotation=“Highレベル”、π≦θm<2πでは、S_rotation=“Lowレベル”を例として記載している。ただし、磁気センサに限らず、エンコーダ、レゾルバなどの位置検出センサを用いても何ら問題ない。Rotor position detector 7 outputs for example, generates a position detection signal S _rotation corresponding to the rotor rotational position theta m of the motor shown in FIG. 2 to the inverter control unit 4. In the case of FIG. 2, it is assumed that a position detection signal S_rotation , which is a pulsed voltage signal corresponding to the rotor rotational position θ m , is output using a magnetic sensor such as a Hall sensor, and 0 ≦ θ m For <π, S_rotation = “High level”, and for π ≦ θ m <2π, S_rotation = “Low level” is described as an example. However, not only a magnetic sensor but also a position detection sensor such as an encoder or a resolver can be used.
図3は、実施の形態1におけるインバータ制御部4の構成を示すブロック図である。インバータ制御部4は、d軸電流Idを制御する第1の電流制御部411、q軸電流Iqを制御する第2の電流制御部412、モータ回転数推定値ωm^を制御する回転数制御部42、極座標系からd軸及びq軸における座標系(以下「dq軸座標系」と称する)への座標変換を行う第1の座標変換部431、dq軸座標系から極座標系への座標変換を行う第2の座標変換部432、位置検出信号S_rotationに応じてロータ回転位置推定値θm^及びモータ回転数推定値ωm^を検出するモータ位置及び回転数検出部44、回転数指令値ω*を生成する回転数指令値生成部45、インバータ出力電圧指令値Vm*より駆動信号S1〜S4を生成するスイッチング素子駆動信号生成部46、q軸電流指令値Iq*を生成するq軸電流指令値生成部47、及びヒルベルト変換によりモータ電流Imを複素化するヒルベルト変換部48を備えて構成され、以下に各部の詳細を説明する。なお、「θm^」及び「ωm^」における「^」の表記、並びに後述する「I→」及び「V→」における「→」の表記であるが、本来であれば「θ」又は「ω」の文字の上部に「^」の記号を付し、また、「I」及び「V」の文字の上部に「→」の記号を付すべきところであるが、その表記ができない。このため、本明細書では、イメージで挿入する数式部分を除き、該当文字又は文字列の後に「^」又は「→」の文字を付して表記する。FIG. 3 is a block diagram showing a configuration of inverter control unit 4 in the first embodiment. The inverter control unit 4 includes a first
まず、モータ位置及び回転数検出部44の詳細動作に関して説明する。前述の通り、ロータ位置検出部7は、図2に示すような位置検出信号S_rotationを生成してモータ位置及び回転数検出部44に出力している。図4は、実施の形態1における位置検出信号S_rotationとモータ回転数推定値ωm^との関係を示す図である。モータ位置及び回転数検出部44は、位置検出信号S_rotationの周期T_rotationを用いて、以下の(1)式に示す計算式によりモータ回転数推定値ωm^を検出することができる。なお、実施の形態1ではモータの極対数PをP=1として説明するが、無論P≠1であっても構わない。ただし、P≠1の場合には、電気角回転数ωeと機械角回転数であるモータ回転数ωmとの間には、ωe=P×ωmとの関係がある。First, the detailed operation of the motor position and rotation
図5は、実施の形態1におけるモータ回転数推定値ωm^とロータ回転位置推定値θm^との関係を示す図である。図5及び以下の(2)式に示すように、ロータ回転位置推定値θm^は、モータ回転数推定値ωm^を積分することで算出可能である。ただし、図5の例では、制御周期Tcntでの離散制御系を想定した記載であり、制御タイミングnにおけるロータ回転位置推定値をθm^[n]と記載している。FIG. 5 is a diagram showing the relationship between the motor rotational speed estimated value ω m ^ and the rotor rotational position estimated value θ m ^ in the first embodiment. As shown in FIG. 5 and the following equation (2), the rotor rotational position estimated value θ m ^ can be calculated by integrating the motor rotational speed estimated value ω m ^. However, the example in FIG. 5 is a description assuming a discrete control system in the control cycle T cnt , and the rotor rotational position estimated value at the control timing n is described as θ m ^ [n].
以上より、(1)式及び(2)式を用いることで、位置検出信号S_rotationからモータ回転数推定値ωm^及びロータ回転位置推定値θm^を算出することができる。なお、位置検出信号S_rotationの周期T_rotationよりモータ回転数推定値ωm^及びロータ回転位置推定値θm^を算出する上記の手法はあくまでも一例であり、他の手法を採用しても問題ないことは言うまでもない。As described above, by using the equations (1) and (2), it is possible to calculate the motor rotational speed estimated value ω m ^ and the rotor rotational position estimated value θ m ^ from the position detection signal S_rotation . The above-described method of calculating the motor rotation speed estimation value omega m ^ and the rotor rotational position estimate theta m ^ than the period T _rotation position detection signal S _rotation is only an example, it is employed other methodological issues It goes without saying that there is nothing.
次に、単相交流での表記からdq軸への座標変換を行う第1の座標変換部431及びヒルベルト変換によりモータ電流Imを複素化するヒルベルト変換部48に関して、図6を用いて説明する。図6は、モータ電流の瞬時ベクトルI→及びインバータ出力電圧の瞬時ベクトルV→のdq座標系におけるベクトル関係を示す図である。Next, with respect to the Hilbert conversion unit 48 for complex the motor current I m by a first coordinate
上記非特許文献1にも記載の通り、モータ電流Imを複素数ベクトルで表現した場合、その表現式は解析関数とみなせるため、当該ベクトルの実部及び虚部は互いにヒルベルト変換の関係で結ばれる。非特許文献1では単相系統での電流を対象としているが、本願発明のように、モータ電流Imを対象としている。モータ電流Imにヒルベルト変換の関係を満たす虚部Iimaginalを合成することで、モータ電流Imの瞬時ベクトルI→を、以下の(3)式により検出することができる。As also described in
上式において、IrealとIimaginalとの間には、Iimaginal=H[Ireal]の関係がある。また、H[ ]は、ヒルベルト変換処理を表しており、以下の(4)式で表される特性を有する。In the above formula, there is a relationship of I image = I [I real ] between I real and I image . H [] represents the Hilbert transform process and has a characteristic represented by the following equation (4).
第1の座標変換部431は、上記(4)式に従って単相交流からdq座標系への座標変換を行い、以下の(5)式で表されるd軸電流Id及びq軸電流Iqを算出する。The first coordinate
上式において、θVはインバータ出力電圧の位相(以下「インバータ出力電圧位相」と称する)であり、第2の座標変換部432によって算出された値を利用する。また、上式において、φは力率角を表している。In the above formula, theta V is the inverter output voltage of the phase (hereinafter referred to as "inverter output voltage phase"), utilizes the value calculated by the second coordinate
図6の例によれば、第1の座標変換部431は、モータ電流Imの瞬時ベクトルI→をインバータ出力電圧位相θV上で座標変換を行っている。According to the example of FIG. 6, the first coordinate
次に、上記(5)式について、図6に示される関係性から、式展開を行う。まず、図6より、Ireal及びIimaginalは、以下の(6)式で表すことができる。Next, formula expansion is performed on the above formula (5) from the relationship shown in FIG. First, from FIG. 6, I real and I image can be expressed by the following equation (6).
上式において、Im_rmsは、モータ電流Imの実効値(以下、適宜「モータ電流実効値」と称する)を表している。In the above equation, I m_rms represents an effective value of the motor current I m (hereinafter, referred to as “motor current effective value” as appropriate).
上記(5)式に上記(6)式を代入して、式展開すれば、以下の(7)式が得られる。 Substituting the above equation (6) into the above equation (5) and expanding the equation, the following equation (7) is obtained.
上記(7)式の両式には、インバータ出力電圧位相θVは含まれておらず、d軸電流Id及びq軸電流Iqが直流量として変換されたことが分かる。In both of the above formulas (7), the inverter output voltage phase θ V is not included, and it can be seen that the d-axis current I d and the q-axis current I q are converted as DC amounts.
次に、インバータ出力電圧の瞬時値vm(t)及びモータ電流Imの瞬時値im(t)を以下の(8)式のように定義したときの、単相交流電力Pmの瞬時値(以下「単相交流電力瞬時値」と称する)Pm(t)に対するd軸電流Id及びq軸電流Iqの関係性について説明する。Next, the instantaneous value of the single-phase AC power P m when the instantaneous value v m (t) of the inverter output voltage and the instantaneous value i m (t) of the motor current I m are defined as in the following equation (8): The relationship between the d-axis current I d and the q-axis current I q with respect to the value (hereinafter referred to as “single-phase AC power instantaneous value”) P m (t) will be described.
上記(8)式における第1式は、インバータ出力電圧の瞬時値(以下「インバータ出力単相電圧瞬時値」と称する)vm(t)を表す式であり、第2式はモータ電流Imの瞬時値(以下「モータ電流瞬時値」と称する)im(t)を表す式である。また、Vm_rmsは、インバータ出力単相電圧瞬時値vm(t)の実効値である。なお、図6では、インバータ出力単相電圧瞬時値vm(t)に対してモータ電流瞬時値im(t)が進み位相となる容量性負荷であると仮定しているが、インバータ出力単相電圧瞬時値vm(t)に対してモータ電流瞬時値im(t)が遅れ位相である誘導性負荷であってもよい。モータ電流瞬時値im(t)が遅れ位相である場合には、力率角φが負の値をとることとなる。The first equation in the above equation (8) is an equation representing the instantaneous value of the inverter output voltage (hereinafter referred to as “inverter output single-phase voltage instantaneous value”) v m (t), and the second equation is the motor current I m. Is an equation representing an instantaneous value (hereinafter referred to as “motor current instantaneous value”) i m (t). Also, V M_rms is the effective value of the inverter output single-phase voltage instantaneous value v m (t). In FIG. 6, it is assumed that the motor current instantaneous value i m (t) is a leading load and a capacitive load with respect to the inverter output single phase voltage instantaneous value v m (t). It may be an inductive load in which the motor current instantaneous value i m (t) is a delayed phase with respect to the phase voltage instantaneous value v m (t). When the motor current instantaneous value i m (t) is a delayed phase, the power factor angle φ takes a negative value.
単相交流電力瞬時値Pm(t)は、以下の(9)式で表される。The single-phase AC power instantaneous value P m (t) is expressed by the following equation (9).
上記(9)式を加法定理により式展開すると、以下の(10)式で表される。 When the above expression (9) is expanded by the addition theorem, it is expressed by the following expression (10).
上記(10)式は瞬時電力を表す式であり、特に第1項は瞬時電力の有効電力成分(以下「有効電力瞬時値」と称する)を表し、第2項は瞬時電力の無効電力成分(以下「無効電力瞬時値」と称する)を表している。ここで、(7)式を(10)式へ代入すると、以下の(11)式が得られる。 The above expression (10) is an expression representing the instantaneous power. In particular, the first term represents the active power component of the instantaneous power (hereinafter referred to as “active power instantaneous value”), and the second term represents the reactive power component of the instantaneous power ( (Hereinafter referred to as “reactive power instantaneous value”). Here, when the equation (7) is substituted into the equation (10), the following equation (11) is obtained.
上記(11)式を上記(10)式と比較すれば明らかなように、d軸電流Idは有効電力を表す式に含まれ、q軸電流Iqは無効瞬時電力を表す式に含まれる。したがって、d軸電流Idにより有効電力を制御可能であり、q軸電流Iqにより無効瞬時電力を制御可能であると言える。 As is clear when the above equation (11) is compared with the above equation (10), the d-axis current Id is included in the equation representing the active power, and the q-axis current Iq is included in the equation representing the reactive instantaneous power. Therefore, it can be said that the active power can be controlled by the d-axis current Id and the reactive instantaneous power can be controlled by the q-axis current Iq.
ここで、単相電力における有効電力及び無効電力の制御における一般方式であるPQ変換では、PQ変換後の値に脈動が生じることが知られている。これに対し、本発明の手法によれば、上記(7)式に示したように、d軸電流Id及びq軸電流Iqは直流量として変換されるため、制御性の向上を図ることができる。なお、制御性の向上についての詳細は後述する。 Here, it is known that in PQ conversion, which is a general method for controlling active power and reactive power in single-phase power, pulsation occurs in the value after PQ conversion. On the other hand, according to the method of the present invention, as shown in the above equation (7), the d-axis current Id and the q-axis current Iq are converted as DC amounts, so that the controllability can be improved. . Details of the improvement in controllability will be described later.
ここまで、第1の座標変換部431及びヒルベルト変換部48の説明に際し、図6のような定義を行った上で式展開を行ったが、このような定義はあくまで説明の便宜上、行ったものであり、必ずしも記載の定義である必要はない。
Up to this point, in the description of the first coordinate
次に、dq座標系から極座標系、すなわち単相交流の座標系への座標変換を行う第2の座標変換部432に関して説明する。第2の座標変換部432では、d軸電圧指令値Vd*及びq軸電圧指令値Vq*を使用し、以下の(12)式に基づいて、交流電圧であるインバータ出力電圧指令値Vm*に変換する。Next, the second coordinate
なお、上記(12)式は、インバータ出力電圧指令値Vm*への座標変換式の一例であり、前述した第1の座標変換部431における定義などにより、(12)式の内容は変化する。The above equation (12) is an example of a coordinate conversion equation to the inverter output voltage command value V m *, and the content of the equation (12) varies depending on the definition in the first coordinate
なお、第1の座標変換部431にて使用するインバータ出力電圧位相θVは、上記(12)式におけるcos内の位相角に相当する。すなわち、インバータ出力電圧位相θVは、以下の(13)式で表すことができる。The inverter output voltage phase θ V used in the first coordinate
次に、第1の電流制御部411及び第2の電流制御部412に関して説明する。第1の電流制御部411は、前述したd軸電流Idがd軸電流指令値Id*に一致するように制御するフィードバック制御器であり、第2の電流制御部412は、前述したq軸電流Iqがq軸電流指令値Iq*に一致するように制御するフィードバック制御器である。第1の電流制御部411及び第2の電流制御部412の何れも、例えば以下の(14)式に示すような伝達関数GPID(s)を具備するPID制御系などを採用することができる。(14)式において、Kpは比例ゲイン、KIは積分ゲイン、Kdは微分ゲイン、sはラプラス演算子を表している。なお、PID制御である点、フィードバック制御である点などは本明細書における説明例として挙げた制御方式の一例であることは言うまでもない。Next, the first
次に、回転数制御部42に関して説明する。回転数制御部42は、モータ回転数推定値ω^が回転数指令値ω*に一致するように制御するフィードバック制御器であり、第1の電流制御部411又は第2の電流制御部412と同様なPID制御などを採用することができる。なお、PID制御である点、またフィードバック制御である点などは、第1の電流制御部411及び第2の電流制御部412と同様に制御方式の一例であることは言うまでもない。
Next, the rotation
次にスイッチング素子駆動信号生成部46に関して説明する。図7は、スイッチング素子駆動信号生成部46の動作説明に供するタイムチャートである。図の上段部において、細線はキャリア波形を示し、太線はインバータ出力電圧指令値Vm*の波形を示している。なお、図7の例では、キャリア周期Tcに対し、制御周期Tcntをキャリア周期Tcの1/2に設定している。また、図7の下段部では、スイッチング素子211〜214を駆動する駆動信号S1〜S4の波形を示している。Next, the switching element
制御周期Tcntによる離散制御系を想定した場合、インバータ出力電圧指令値Vm*[n]は、離散的に値が変更される。例えば、制御タイミングnに着目した場合、制御タイミングnにおけるインバータ出力電圧指令値Vm*[n]とキャリアの大小関係により駆動信号S1〜S4のハイレベル及びローレベルを決定する。このとき、S1とS4、S2とS3は同一の信号であり、またS2,S3はS1,S4に対して反転した波形である。ここで、スイッチング素子には立ち上がり時間及び立ち下がり時間などの、スイッチング素子固有の遅れ時間が存在するため、一般的にデッドタイムと称される短絡防止時間を設ける場合が多い。Assuming a discrete control system with a control cycle T cnt , the inverter output voltage command value V m * [n] is discretely changed. For example, when focusing on the control timing n, the high level and the low level of the drive signals S1 to S4 are determined based on the magnitude relationship between the inverter output voltage command value V m * [n] and the carrier at the control timing n. At this time, S1 and S4, S2 and S3 are the same signal, and S2 and S3 are waveforms inverted with respect to S1 and S4. Here, since there are delay times unique to the switching element such as a rise time and a fall time in the switching element, a short-circuit prevention time generally referred to as a dead time is often provided.
図7ではデッドタイムは0として記載しているが、デッドタイム≠0であっても問題はない。なお、図7における駆動信号S1〜S4の生成方式はあくまでも一例であり、PWM信号を生成する手法であれば、何れの手法を用いても問題ない。
Although the dead time is described as 0 in FIG. 7, there is no problem even if the
次に、回転数指令値生成部45に関して説明する。図8は、実施の形態1におけるモータ駆動装置の応用例として電気掃除機の構成の一例を示す図である。図8において、電気掃除機8は、バッテリーなどの直流電源1、上述した単相PMモータ3により駆動される電動送風機81を備え、さらに集塵室82、センサ83、吸込口体84、延長管85及び操作部86を備えて構成される。
Next, the rotation speed command
電気掃除機8は、直流電源1を電源として単相PMモータ3を駆動し、吸込口体84から吸込みを行い、延長管85を介して集塵室82へごみを吸引する。使用の際は操作部86を持ち、電気掃除機8を操作する。
The
操作部86には、電気掃除機8の吸込み量を調節するための操作スイッチ86aが設けられている。電気掃除機8の使用者は、操作スイッチ86aを操作して、電気掃除機8の運転状態を強運転又は弱運転などに設定する。操作部86は、設定された運転状態に応じた回転数設定値ω**を回転数指令値生成部45(図3参照)に付与する。回転数設定値ω**は回転数指令値生成部45に入力され、回転数指令値生成部45からは回転数指令値ω*が出力される。なお、操作部86により回転数設定値ω**を設定する手法は本実施の形態における一例であり、他の手法を用いてもよい。例えば、センサ83に応じて回転数設定値ω**を自動設定する手法などを用いてもよく、何れの方式であってもよい。
The
図9は、実施の形態1におけるモータ駆動装置の他の応用例としてハンドドライヤーの構成の一例を示す図である。図9において、ハンドドライヤー90は、ケーシング91、手検知センサ92、水受け部93、ドレン容器94、カバー96、センサ97及び吸気口98を備える。ケーシング91内には、実施の形態1のモータ駆動装置によって駆動される図示しない電動送風機が設けられている。ハンドドライヤー90では、水受け部93の上部にある手挿入部99に手を挿入することで電動送風機による送風で水を吹き飛ばし、水受け部93からドレン容器94へと水を溜めこむ構造となっている。センサ97は、ジャイロセンサ及び人感センサのいずれかであり、センサ97に応じて回転数設定値ω**を自動設定するようにインバータ制御部4の制御系を構成すればよい。
FIG. 9 is a diagram illustrating an example of a configuration of a hand dryer as another application example of the motor drive device according to the first embodiment. In FIG. 9, the
次に、q軸電流指令値生成部47に関して説明する。q軸電流指令値生成部47からはq軸電流指令値Iq*が出力される。q軸電流Iqは、前述の通り無効電力を制御する操作量になる。無効電力は実際の仕事量に寄与しない電力である。ただし、無効電力が増加するとモータ電流Imが増加するので効率が悪化する。このため、通常は、q軸電流指令値Iq*=0となるように設定する。ただし、弱め界磁などの制御手法を併用する場合には、回転数の増加に応じて無効電力をゼロ以外に制御することもあり得る。このような場合には、q軸電流指令値Iq*をテーブルデータとしてq軸電流指令値生成部47に保持させるようにしてもよい。Next, the q-axis current command
以上の構成により、回転数推定値ω^が回転数指令値ω*に一致するようにd軸電流Idにより有効電力を制御することができる。具体的に説明すると、回転数指令値ω*が増加した際には有効電力が増加するようにd軸電流Idを制御し、回転数指令値ω*が減少した際には有効電力が減少するようにd軸電流Idを制御する。また、同時に無効電力をq軸電流Iqにより制御することも可能であり、モータ駆動時の力率を制御することも可能である。これにより、例えば無効電力がゼロとなるように制御することで、モータ電流Imを有効電力にのみ関係する分だけに抑制することができる。その結果、モータ電流を最小に制御し、巻線抵抗などにおける損失を含むモータの銅損、スイッチング素子におけるオン抵抗又はオン電圧による損失を含むインバータの導通損失、並びに、スイッチング素子がオンオフするときの損失であるスイッチング損失を抑制することができるので、モータ駆動装置を適用した応用製品の高効率化を実現できる。With the above configuration, the active power can be controlled by the d-axis current I d so that the estimated rotational speed value ω ^ matches the rotational speed command value ω *. Specifically, the d-axis current Id is controlled so that the active power increases when the rotational speed command value ω * increases, and the active power decreases when the rotational speed command value ω * decreases. The d-axis current Id is controlled so as to At the same time, the reactive power can be controlled by the q-axis current I q , and the power factor at the time of driving the motor can be controlled. Thus, for example, by reactive power is controlled to be zero, it is possible to suppress only the amount that only relevant motor current I m in effective power. As a result, the motor current is controlled to the minimum, the copper loss of the motor including the loss in the winding resistance, the conduction loss of the inverter including the loss due to the on-resistance or the on-voltage in the switching element, and when the switching element is turned on and off Since the switching loss, which is a loss, can be suppressed, it is possible to realize high efficiency of applied products to which the motor drive device is applied.
ここまで、モ−タ電流Imにヒルベルト変換を適用し、ヒルベルト変換したモ−タ電流Imの解析関数をdq軸座標系に座標変換して有効電力を制御する手法を説明した。次に、本実施の形態に係る手法による効果について、従来の一手法であるPQ変換を用いた制御と比較して説明する。So far, mode - have been described a method of controlling the active power by performing coordinate transformation to the dq-axis coordinate system parsing functions motor current I m - applying a Hilbert transform to the data current I m, Hilbert transformed mode. Next, the effect of the method according to the present embodiment will be described in comparison with control using PQ conversion, which is a conventional method.
まず、単相交流におけるPQ変換を表す式は、以下の(15−1)及び(15−2)式で定義される。 First, the equation representing the PQ conversion in the single-phase alternating current is defined by the following equations (15-1) and (15-2).
上記(15−1)及び(15−2)式において、IPはP軸電流、IQはQ軸電流を表している。また、(15−1)及び(15−2)式では、ロータ回転位置推定値θm^を使用して座標変換を行っているが、あくまでも一例であり、これに限定されるものではない。In the above (15-1) and (15-2) below, I P is the P-axis current, I Q represents the Q-axis current. Further, in the equations (15-1) and (15-2), the coordinate conversion is performed using the rotor rotational position estimated value θ m ^, but this is merely an example, and the present invention is not limited to this.
前述の通り、単相交流電力瞬時値Pm(t)は(9)式で表されるため、(9)式に(15−1)及び(15−2)式を代入すると、以下の(16)式が得られる。As described above, since the single-phase AC power instantaneous value P m (t) is expressed by the equation (9), when the equations (15-1) and (15-2) are substituted into the equation (9), the following ( 16) Equation is obtained.
上記(16)式によれば、P軸電流IPによって有効電力が制御可能であり、Q軸電流IQによって無効電力が制御可能であると言うことはできる。しかしながら、d軸電流Id及びq軸電流Iqを表す(7)式と、P軸電流IP及びQ軸電流IQを表す(15−1)及び(15−2)式とを比較すると各数式が表す意味が大きく異なる。According to the above (16), an active power can be controlled by the P-axis current I P, to say that the reactive power by the Q-axis current I Q is controllable can. However, representative of the d-axis current I d and the q-axis current I q and (7), is compared with the representative of the P-axis current I P and Q-axis current I Q (15-1) and (15-2) below The meaning represented by each mathematical formula is greatly different.
より詳細に説明すると、(15−1)及び(15−2)式に示されるP軸電流IP及びQ軸電流IQでは、三角関数内に交流成分であるインバータ出力電圧位相θVが含まれている。これにより、第1の電流制御部411及び第2の電流制御部412のような電流制御を行うにあたって、P軸電流IP及びQ軸電流IQには交流成分が含まれるため、周波数特性を考慮した設計を行う必要がある。特に、電気掃除機のような高速回転するモータが制御対象の場合、P軸電流IP及びQ軸電流IQの周波数範囲が広いため、広帯域での特性を考慮した制御設計が必要となり、制御設計が困難となる。More particularly, (15-1) and (15-2), the P-axis current I P and Q-axis current I Q shown in equation includes the inverter output voltage phase theta V is an AC component in the trigonometric It is. Thus, when the current control is performed such as the first
これに対し、(7)式に示されるd軸電流Id及びq軸電流Iqでは、三角関数の引数が交流成分を含まない力率角φであり、d軸電流Id及びq軸電流Iqは直流量となる。このため、本実施の形態に係る制御手法では、PQ変換による制御の課題である周波数特性については考慮する必要がなく、また制御対象であるモータの回転数範囲にも依存しない制御が可能となる。On the other hand, in the d-axis current I d and the q-axis current I q shown in the equation (7), the trigonometric function argument is a power factor angle φ that does not include an AC component, and the d-axis current I d and the q-axis current I q is a direct current amount. For this reason, in the control method according to the present embodiment, it is not necessary to consider the frequency characteristics that are the subject of control by PQ conversion, and it is possible to perform control that does not depend on the rotation speed range of the motor to be controlled. .
なお、実施の形態1では、ヒルベルト変換によってモータ電流の瞬時ベクトルを生成し、当該瞬時ベクトルをインバータ出力電圧位相上でdq座標軸上の電流成分に変換する手法について説明したが、ヒルベルト変換に準ずる手法もしくは異なる手法によってモータ電流の瞬時ベクトルを生成してもよい。肝要な点は、座標変換後のモータ電流に含まれる交流成分が直流成分に比べて小さければよく、座標変換後のモータ電流は直流量として見なすことができる。 In the first embodiment, a method of generating an instantaneous vector of motor current by Hilbert transform and converting the instantaneous vector to a current component on the dq coordinate axis on the inverter output voltage phase has been described. However, a method according to Hilbert transform Alternatively, the instantaneous vector of the motor current may be generated by a different method. The important point is that the AC component included in the motor current after coordinate conversion only needs to be smaller than the DC component, and the motor current after coordinate conversion can be regarded as a DC amount.
座標変換後のモータ電流を直流量として扱うことができれば、電流制御器の設計に際して周波数特性を考慮する必要がなく、制御構築を容易に実現できる。 If the motor current after coordinate conversion can be handled as a direct current amount, it is not necessary to consider the frequency characteristics when designing the current controller, and control construction can be easily realized.
また、前述の通り、モータ回転数に応じた必要な有効電力を制御することができるため、高効率な制御を実現できる。特に、図8に示す電気掃除機のような高速回転する負荷装置を内蔵バッテリーにより駆動する場合には、バッテリーでの駆動時間を長時間化することができる。更には、高効率駆動である利点を活かして、バッテリーの容量を削減することもできるため、負荷装置の小型化を図ることができる。 Further, as described above, since the necessary effective power corresponding to the motor rotation speed can be controlled, highly efficient control can be realized. In particular, when a load device that rotates at a high speed such as the electric vacuum cleaner shown in FIG. 8 is driven by a built-in battery, the driving time of the battery can be prolonged. Furthermore, since the capacity of the battery can be reduced by taking advantage of high-efficiency driving, the load device can be reduced in size.
実施の形態2.
実施の形態1では、単相PMモータ向けの回転数制御及び電力制御に関する説明を行った。実施の形態2では、図1に示すモータ制御装置の構成は同一とし、インバータ制御部4における追加動作に関する説明を行う。なお、インバータ制御部4における追加動作の説明を行う前に、図6に示したベクトル図に対して再度の説明を行う。
In the first embodiment, the description related to the rotational speed control and power control for the single-phase PM motor has been described. In the second embodiment, the configuration of the motor control device shown in FIG. 1 is assumed to be the same, and an additional operation in the inverter control unit 4 will be described. Before describing the additional operation in the inverter control unit 4, the vector diagram shown in FIG. 6 will be described again.
単相PMモータのロータ磁石の磁束量(以下「ロータ磁石磁束」と称する)をΦrotorとする。ここで、実施の形態2では、ロータ回転位置θmとロータ磁石磁束Φrotorとの関係性を図10のように定義したとする。図10の関係を、ロータ磁石磁束Φrotorをロータ回転位置推定値θm^の関数として表すと、以下の(17)式で表すことができる。The amount of magnetic flux of the rotor magnet of the single-phase PM motor (hereinafter referred to as “rotor magnet magnetic flux”) is defined as Φrotor . Here, in
なお、上記(17)式では、θm=θm^と仮定している。また、Φrotor_maxは、ロータ磁石磁束Φrotorの最大値である。In the above equation (17), it is assumed that θ m = θ m ^. Also, [Phi Rotor_max is the maximum value of the rotor magnet flux [Phi rotor.
(17)式で表されるロータ磁石磁束Φrotorを図6のベクトル図に追加すると、図10が得られる。図10は、実施の形態1と同様に、d軸電流Id及びq軸電流Iqを(5)式で定義した場合のベクトル図である。FIG. 10 is obtained by adding the rotor magnet magnetic flux Φ rotor represented by the equation (17) to the vector diagram of FIG. FIG. 10 is a vector diagram when the d-axis current I d and the q-axis current I q are defined by the expression (5), as in the first embodiment.
ここで、(5)式で定義されたd軸電流Id及びq軸電流Iqは、インバータ出力電圧の瞬時ベクトルV→上にd軸を設定した場合の定義となる。次に、図11のようにロータ磁石磁束Φrotor上にd軸を設定した場合について検討する。この場合、d軸電流Id及びq軸電流Iqは(18)式で再定義される。Here, the d-axis current I d and the q-axis current I q defined by the equation (5) are defined when the d-axis is set on the instantaneous vector V → the inverter output voltage. Next, the case where the d-axis is set on the rotor magnet magnetic flux Φ rotor as shown in FIG. 11 will be considered. In this case, the d-axis current I d and the q-axis current I q are redefined by the equation (18).
図11より、ロータ磁石磁束Φrotorに対して、d軸電流Idは平行であり、q軸電流Iqは直交する。したがって、d軸電流Idは励磁成分電流と見なし、q軸電流Iqはトルク成分電流と見なすことができる。これにより、q軸電流Iqを操作することにより、トルク制御が可能となる。From FIG. 11, the d-axis current I d is parallel to the rotor magnet magnetic flux Φ rotor and the q-axis current I q is orthogonal. Therefore, the d-axis current I d can be regarded as an excitation component current, and the q-axis current I q can be regarded as a torque component current. Thereby, torque control is attained by operating q-axis current Iq .
ここで、実施の形態1にて定義したインバータ出力電圧の瞬時値vm(t)及びモータ電流の瞬時値im(t)を表す(8)式を以下に再掲する。Here, the equation (8) representing the instantaneous value v m (t) of the inverter output voltage and the instantaneous value i m (t) of the motor current defined in the first embodiment is re-displayed below.
図11において、インバータ出力電圧位相θVは、以下の(20)式で表される。11, the inverter output voltage phase theta V is expressed by the following equation (20).
上記(20)式において、θVVは、インバータ出力電圧の瞬時ベクトルV→のd軸に対する進み角(以下「インバータ出力電圧進角」と称する)であり、以下の(21)式で表される。In the above equation (20), θ VV is the advance angle (hereinafter referred to as “inverter output voltage advance angle”) of the instantaneous vector V → of the inverter output voltage with respect to the d axis, and is represented by the following equation (21). .
(6)式及び(21)式を(19)式に代入すると、d軸電流Id及びq軸電流Iqと、Ireal及びIimaginalとの間の関係性を表す、以下の(22)式が得られる。Substituting the equations (6) and (21) into the equation (19) represents the relationship between the d-axis current I d and the q-axis current I q and the I real and I imageal (22) The formula is obtained.
(22)式より、定常状態では、インバータ出力電圧進角θVV及び力率角φは一定と見なすことができるため、図12のベクトル図においても、d軸電流Id及びq軸電流Iqは直流量として見なすことができる。このため、実施の形態1と同様の制御構成を実現可能である。From the equation (22), the inverter output voltage advance angle θ VV and the power factor angle φ can be regarded as being constant in the steady state. Therefore, also in the vector diagram of FIG. 12, the d-axis current I d and the q-axis current I q Can be regarded as a DC amount. For this reason, a control configuration similar to that of the first embodiment can be realized.
図13は、実施の形態2におけるインバータ制御部4の構成を示すブロック図である。図13において、図3に示す実施の形態1の構成と同一又は同等の部位については、同一符号を付している。実施の形態1と差異点について説明すると以下の通りである。 FIG. 13 is a block diagram showing a configuration of inverter control unit 4 in the second embodiment. 13, parts that are the same as or equivalent to those in the configuration of the first embodiment shown in FIG. Differences from the first embodiment will be described as follows.
まず、第1の座標変換部431については、上述の通り、座標変換するdq軸の定義が異なっている。このため、実施の形態2の第1の座標変換部431では、ロータ回転位置推定値をθm^を入力とし、(18)式により座標変換を行う。すなわち、図12の例によれば、第1の座標変換部431は、モータ電流Imの瞬時ベクトルI→をロータ回転位置θm上で座標変換を行っている。First, regarding the first coordinate
また、第2の電流制御部412はq軸電流Iqを制御するが、前述の通り、実施の形態1と異なり、トルク電流成分と見なすことができるため、第2の電流制御部412は、回転数制御のマイナーループとしてq軸の電流制御部として設定する。Further, the second
以上が、実施の形態1と実施の形態2との差異点である。なお、第1の電流制御部411、回転数制御部42、モータ位置及び回転数検出部44及び回転数指令値生成部45については、実施の形態1と同様のため、詳細な説明は省略する。
The above is the difference between the first embodiment and the second embodiment. The first
以上の構成により、実施の形態1と同様に単相PMモータの回転数制御を実現することができ、実施の形態1と同様な効果を得ることができる。 With the above configuration, the rotational speed control of the single-phase PM motor can be realized as in the first embodiment, and the same effect as in the first embodiment can be obtained.
最後に、実施の形態1,2における各種の制御部をソフトウェアで実現する際のハードウェア構成について、図14を参照して説明する。なお、ここでいう各種の制御部とは、インバータ制御部4における、第1の電流制御部411、第2の電流制御部412、回転数制御部42、第1の座標変換部431、第2の座標変換部432、モータ位置及び回転数検出部44、回転数指令値生成部45、スイッチング素子駆動信号生成部46、q軸電流指令値生成部47及びヒルベルト変換部48などが該当する。
Finally, a hardware configuration for realizing various control units in the first and second embodiments by software will be described with reference to FIG. Note that the various control units referred to here are the first
上述した各種の制御手段の機能をソフトウェアで実現する場合には、図14に示すように、演算を行うCPU(Central Processing Unit:中央処理装置)200、CPU200によって読みとられるプログラムが保存されるメモリ202及び信号の入出力を行うインタフェース204を含む構成とすることができる。なお、CPU200は、演算装置、マイクロプロセッサ、マイクロコンピュータ、プロセッサ、又はDSP(Digital Signal Processor)などと称されるものであってもよい。また、メモリ202とは、例えば、RAM(Random Access Memory)、ROM(Read Only Memory)、フラッシュメモリ、EPROM(Erasable Programmable ROM)、EEPROM(Electrically EPROM)などの、不揮発性又は揮発性の半導体メモリなどが該当する。
When the functions of the various control means described above are implemented by software, as shown in FIG. 14, a CPU (Central Processing Unit) 200 that performs calculations and a memory that stores programs read by the
具体的に、メモリ202には、各種の制御手段の機能を実行するプログラムが格納されている。CPU200は、インタフェース204を介して、必要な情報の授受を行うことにより、本実施の形態で説明された各種の演算処理を実行する。
Specifically, the
なお、図14に示すCPU200及びメモリ202は、図15のように処理回路203に置き換えてもよい。処理回路203は、例えば、単一回路、複合回路、プログラム化したプロセッサ、並列プログラム化したプロセッサ、ASIC(Application Specific Integrated Circuit)、FPGA(Field−Programmable Gate Array)、又は、これらを組み合わせたものが該当する。
Note that the
なお、以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。 Note that the configurations shown in the above embodiments are examples of the contents of the present invention, and can be combined with other known techniques, and can be combined without departing from the gist of the present invention. It is also possible to omit or change a part of.
1 直流電源、2 単相インバータ、3 単相PMモータ、3a ロータ、4 インバータ制御部、5 モータ電流検出部、6 直流電源電圧検出部、7 ロータ位置検出部、8 電気掃除機、42 回転数制御部、44 モータ位置及び回転数検出部、45 回転数指令値生成部、46 スイッチング素子駆動信号生成部、47 q軸電流指令値生成部、48 ヒルベルト変換部、81 電動送風機、82 集塵室、83 センサ、84 吸込口体、85 延長管、86 操作部、86a 操作スイッチ、90 ハンドドライヤー、91 ケーシング、92 手検知センサ、93 水受け部、94 ドレン容器、96 カバー、97 センサ、98 吸気口、99 手挿入部、100 モータ駆動装置、200 CPU、202 メモリ、203 処理回路、204 インタフェース、211〜214 スイッチング素子、221〜224 ダイオード、411 第1の電流制御部、412 第2の電流制御部、431 第1の座標変換部、432 第2の座標変換部。 1 DC power supply, 2 single phase inverter, 3 single phase PM motor, 3a rotor, 4 inverter control unit, 5 motor current detection unit, 6 DC power supply voltage detection unit, 7 rotor position detection unit, 8 vacuum cleaner, 42 rpm Control unit, 44 Motor position / rotation number detection unit, 45 Rotation number command value generation unit, 46 Switching element drive signal generation unit, 47 q-axis current command value generation unit, 48 Hilbert conversion unit, 81 Electric blower, 82 Dust collection chamber , 83 sensor, 84 suction port body, 85 extension pipe, 86 operation part, 86a operation switch, 90 hand dryer, 91 casing, 92 hand detection sensor, 93 water receiving part, 94 drain container, 96 cover, 97 sensor, 98 air intake Mouth, 99 Hand insertion part, 100 Motor drive device, 200 CPU, 202 Memory, 203 Processing circuit, 204 Interface, 211 to 214 switching element, 221 to 224 diode, 411 first current control unit, 412 second current control unit, 431 first coordinate conversion unit, 432 second coordinate conversion unit.
Claims (8)
複数のスイッチング素子を具備し、前記単相永久磁石同期モータに交流電圧を印加する単相インバータと、
前記単相永久磁石同期モータのロータの回転位置に応じた信号である位置検出信号を出力する位置検出部と、
前記単相永久磁石同期モータに流れるモータ電流に応じたモータ電流検出信号を出力する電流検出部と、
前記位置検出信号及び前記モータ電流検出信号を入力とし前記スイッチング素子の駆動信号を出力するインバータ制御部と、
を備え、
前記インバータ制御部は、前記単相永久磁石同期モータの回転数に応じて有効電力を制御する
モータ駆動装置。 A motor driving device for driving a single-phase permanent magnet synchronous motor,
A single-phase inverter comprising a plurality of switching elements and applying an AC voltage to the single-phase permanent magnet synchronous motor;
Signal and a position detecting section for outputting a position detection signal is in accordance with the rotational position of the single-phase permanent magnet synchronous motor rotor,
A current detection unit for output the motor current detection signal corresponding to the motor current flowing in the prior SL single-phase permanent magnet synchronous motor,
An inverter control unit and the position detection signal and inputs the motor current detection signal to output a driving signal of the switching element,
With
The inverter control unit controls active power according to the number of rotations of the single-phase permanent magnet synchronous motor.
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