JP2004129360A

JP2004129360A - Motor controller

Info

Publication number: JP2004129360A
Application number: JP2002288818A
Authority: JP
Inventors: Kantaro Yoshimoto; 吉本　貫太郎
Original assignee: Nissan Motor Co Ltd
Current assignee: Nissan Motor Co Ltd
Priority date: 2002-10-01
Filing date: 2002-10-01
Publication date: 2004-04-22
Anticipated expiration: 2022-10-01
Also published as: JP4147883B2

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To enlarge the rotational speed range of a motor where a harmonic current can be used while increase of a control calculation amount is suppressed. <P>SOLUTION: Based on a basic wave voltage command value calculated by a dq current control calculator 100 that controls a basic wave current flowing a motor 11 as well as a harmonic voltage command value which is calculated by a dhqh current control calculator 101 that controls a harmonic current, a power converter 7 performs PWM control, and converts a DC voltage into a three-phase AC voltage for controlling driving of the motor 11. A control cycle is a half of PWM control cycle. Calculation at a PI-dq current controller 2 and a PI-dhqh current controller 15 is performed for every PWM cycle. <P>COPYRIGHT: (C)2004,JPO

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、交流モータを駆動制御する装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
永久磁石モータは、ブラシなどの機械的な磨耗品を必要とせず、小型・高効率であるので、電気自動車の駆動モータ等に幅広く用いられている。理想的な永久磁石モータでは、永久磁石による電機子鎖交磁束は位相に対して正弦波で変化するが、磁束が歪みを持つ場合には、モータに流れる電流を正弦波に制御しただけでは、モータの高調波電流に起因するトルクリプルの発生やモータ効率の悪化などの問題が生じる。
【０００３】
このような問題に対して、特開２００２−１０６８６号公報に開示されている制御装置では、モータに流れる電流の基本波成分と高調波成分とをそれぞれに同期して回転する座標系にて制御することにより、高調波電流の制御性を高めている。
【０００４】
【特許文献１】
特開２００２−１０６８６号公報
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上述した高調波電流制御を行う場合に、ＰＷＭ変調を行うインバータを用いて実現する場合には、次のような問題がある。インバータのＰＷＭ波形を、電圧指令値と三角波との比較により生成する場合、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の電圧指令値がサンプルホールドされた状態で三角波と比較されて、ＰＷＭ波形が生成される。図７は、Ｕ相電圧のＰＷＭ波形を生成する例を示している。
【０００６】
このようにしてＰＷＭ波形を生成する場合には、インバータで生成可能な３相交流電圧の周波数の上限値は、モータ制御装置で行われるデジタル制御の制御周期により定まる。すなわち、３相交流電圧の交流１周期の中に制御周期が６周期以上なければ、位相が１２０°ずれた３相交流電圧を生成することができない。制御周波数をｆ_ｃｎｔとすると、インバータで生成する３相交流電圧の限界周波数ｆ_{ｉｎｖ＿ｍａｘ}は、次式（１）にて表せる。
ｆ_{ｉｎｖ＿ｍａｘ}＝ｆ_ｃｎｔ／６　　…（１）
【０００７】
モータの回転速度の上昇に伴って、高調波の周波数が基本波周波数よりも早く式（１）で表される限界周波数に到達するために、モータの基本波電流制御の回転速度領域に比べて高調波電流制御の使用回転速度領域は狭くなる。図８は、モータの回転速度とモータトルクとの関係を示す図である。図８に示すように、高調波電流制御が使用できる周波数範囲は、低回転速度領域に限られる。
【０００８】
高調波電流制御の使用回転速度領域を拡大するためには、式（１）により定まる限界周波数ｆ_{ｉｎｖ＿ｍａｘ}を高く、すなわち、制御周期を短くすれば良い。しかしながら、制御周期を短くすると、ＰＷＭ周期も短くなるので、インバータのキャリア周波数を高くしなければならない。この場合には、インバータのスイッチング損失が増加する問題が生じる。
【０００９】
本発明の目的は、制御演算量の増加を抑えつつ、高調波電流制御を使用できるモータの回転速度領域を拡大するモータ制御装置を提供することにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
本発明によるモータ制御装置は、交流モータの回転に同期して回転するｄ軸およびｑ軸から成る直交座標系においてモータの基本波電流を制御するための基本波電圧指令値を算出する基本波電流制御手段と、モータに流れる電流の基本波成分の周波数の整数倍の周波数で回転するｄｈ軸およびｑｈ軸から成る直交座標系においてモータの高調波電流を制御するための高調波電圧指令値を算出する高調波電流制御手段と、基本波電圧指令値および高調波電圧指令値をそれぞれ３相交流座標系における電圧指令値に変換する第１および第２の座標変換手段と、第１および第２の座標変換手段によりそれぞれ変換された電圧指令値に基づいて、モータを制御するための制御電圧を算出する制御電圧算出手段と、制御電圧に基づいてＰＷＭ制御を行うことにより、直流電圧を３相交流電圧に変換する電力変換手段とを備える。基本波電流制御手段、第１および第２の座標変換手段、高調波電流制御手段、制御電圧算出手段、および、電力変換手段の制御周期をＰＷＭ制御の周期の半分とし、基本波電流制御手段および高調波電流制御手段は、ＰＷＭ制御の周期ごとに電圧指令値をそれぞれ算出することにより、上記目的を達成する。
【００１１】
【発明の効果】
本発明によるモータ制御装置によれば、モータ制御装置を構成する各手段の制御周期をＰＷＭ制御周期の半分とするとともに、基本波電流制御手段と高調波電流制御手段における電圧指令値演算をＰＷＭ制御周期ごとに行うので、制御演算量の増加を抑えつつ、高調波電流制御を行うためのモータの使用回転速度領域を拡大することができる。
【００１２】
【発明の実施の形態】
−第１の実施の形態−
図１は、ｄｑ電流制御演算器１００とｄｈｑｈ電流制御演算器１０１と座標変換演算器１０２とを備えた第１の実施の形態におけるモータ制御装置の構成を示す制御ブロック図である。ｄｑ電流制御演算器１００は、３相同期モータＭに流れる電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗの励磁電流成分に対応するｄ軸とトルク電流成分に対応するｑ軸とからなる直交座標系、すなわち、モータ回転に同期して回転するｄｑ座標系でモータ電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗの基本波成分を制御する。
【００１３】
ｄｈｑｈ電流制御演算器１０１は、ｄｑ電流制御演算器１００のみでモータ電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを制御した場合に発生する所定次数の高調波成分の周波数で回転する直交座標系（以下、ｄｈｑｈ座標系と呼ぶ）でモータ電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗに含まれる高調波成分を制御する。ｄｈｑｈ座標系は、換言すれば、モータ電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗの基本波成分の周波数の整数倍の周波数で回転する座標系である。
【００１４】
ｄｑ電流制御演算器１００は、減算器１ａ，１ｂ、ＰＩ−ｄｑ電流制御器２、非干渉制御部３、加算器４ａ，４ｂ、および、３相／ｄｑ変換部６を備えている。減算器１ａ，１ｂは、ｄ軸，ｑ軸の実電流ｉｄ，ｉｑと電流指令値ｉｄ^＊，ｉｑ^＊との偏差（ｉｄ^＊−ｉｄ），（ｉｑ^＊−ｉｑ）をそれぞれ演算する。ＰＩ−ｄｑ電流制御器２は、減算器１ａ，１ｂで演算された基本波電流偏差（ｉｄ^＊−ｉｄ），（ｉｑ^＊−ｉｑ）をＰＩ（比例・積分）演算することにより、ｄｑ軸電圧指令値ｖｄ，ｖｑを算出する。
【００１５】
非干渉制御部３は、ｄｑ座標系における速度起電力を補償してｄｑ軸電流の応答性を改善するために、ｄｑ座標系の速度起電力を補償するためのｄ軸補償電圧Ｖｄ＿ｃｍｐとｑ軸補償電圧Ｖｑ＿ｃｍｐとを算出する。加算器４ａ，４ｂは、ＰＩ−ｄｑ電流制御器２の制御出力ｖｄ，ｖｑと、非干渉制御部３で演算されるｄ軸補償電圧Ｖｄ＿ｃｍｐ、ｑ軸補償電圧Ｖｑ＿ｃｍｐとをそれぞれ加算して、ｄ軸とｑ軸の基本波電圧指令値ｖｄ^＊、ｖｑ^＊を算出する。
【００１６】
ｄｈｑｈ電流制御演算器１０１は、高調波抽出部１２、ｄｑ／ｄｈｑｈ変換部１３、減算器１４ａ，１４ｂ、および、ＰＩ−ｄｈｑｈ電流制御器１５を備えている。高調波抽出部１２は、ｄ軸，ｑ軸の実電流ｉｄ，ｉｑにフィルタ処理を施して高周波成分を抽出する。ｄｑ／ｄｈｑｈ変換部１３は、上述した基本波電流制御回路のみでモータ電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを制御した場合に発生する所定次数の高調波成分の周波数で回転する直交座標系（高調波座標系）ｄｈｑｈを有し、ｄ軸，ｑ軸の実電流ｉｄ，ｉｑの高周波成分をそれぞれ、ｄｈｑｈ座標系の実電流ｉｄｈ，ｉｑｈに変換する。
【００１７】
減算器１４ａ，１４ｂは、ｄｈ軸の実電流ｉｄｈ，ｑｈ軸の実電流ｉｑｈと、電流指令値ｉｄｈ^＊，ｉｑｈ^＊との差をそれぞれ算出する。ＰＩ−ｄｈｑｈ電流制御器１５は、減算器１４ａ，１４ｂによって減算された結果に基づいて、ｄｈ軸とｑｈ軸の高調波電圧指令値ｖｄｈ^＊，ｖｑｈ^＊を演算する。演算された高調波電圧指令値ｖｄｈ^＊，ｖｑｈ^＊は、後述するｄｈｑｈ／３相変換部１６に入力される。
【００１８】
座標変換演算器１０２は、ｄｑ／３相変換部５、ｄｈｑｈ／３相変換部１６、および、加算器１７ａ，１７ｂ，１７ｃを備える。ｄｑ／３相変換部５は、３相交流モータＭの基本波電流の位相θｅに基づいて、加算器４ａ，４ｂでそれぞれ演算されたｄ軸とｑ軸の基本波電圧指令値ｖｄ^＊、ｖｑ^＊を３相交流電圧指令値ｖｕ^＊、ｖｖ^＊、ｖｗ^＊に変換する。また、ｄｈｑｈ／３相変換部１６は、ｄｈ軸高調波電圧指令値ｖｄｈ^＊およびｑｈ軸高調波電圧指令値ｖｑｈ^＊をそれぞれ３相交流電圧指令値ｖｕ’，ｖｖ’，ｖｗ’に変換する。ｄｑ／３相変換部５で変換された３相交流電圧指令値ｖｕ^＊、ｖｖ^＊、ｖｗ^＊、および、ｄｈｑｈ／３相変換部１６で変換された３相交流電圧指令値ｖｕ’，ｖｖ’，ｖｗ’は、加算器１７ａ，１７ｂ，１７ｃにそれぞれ出力される。
【００１９】
加算器１７ａ，１７ｂ，１７ｃは、ｄｑ／３相変換部５で変換された３相交流電圧指令値ｖｕ^＊，ｖｖ^＊，ｖｗ^＊と、ｄｈｑｈ／３相変換部１６で変換された３相交流電圧指令値ｖｕ’，ｖｖ’，ｖｗ’とをそれぞれ加算することにより、モータを駆動制御するための最終的な電圧指令値ｖｕ”，ｖｖ”，ｖｗ”を演算する。電力変換部７は、最終的な電圧指令値ｖｕ”，ｖｖ”，ｖｗ”に基づいてＰＷＭ制御を行い、バッテリなどの直流電源（不図示）の直流電圧をスイッチングして、３相交流電圧Ｕ、Ｖ、Ｗを３相交流モータＭに印加する。
【００２０】
３相交流モータ１１は、永久磁石同期モータであって、内部埋め込み磁石構造のロータと、集中巻構造のステータとを備えたＩＰＭモータである。エンコーダ１０は、３相交流モータ１１に連結され、モータ１１の回転位置θｍを検出する。位相速度演算部８は、エンコーダ１０からの回転位置信号θｍに基づいて、基本波電流の位相θｅを演算するとともに、基本波電流の位相θｅに基づいて、ｄｑ／ｄｈｑｈ座標変換を行うための位相θｅｈを演算する。位相θｅｈは、ｄｑ軸での高調波の次数をｋとすると、次式（２）により求められる。

なお、ｄｈｑｈ／３相変換部１６は、位相速度演算部８にて演算される位相（θｅ＋θｅｈ）に基づいて、ｄｈｑｈ／３相座標変換を行う。
【００２１】
図２は、高調波電流の３相交流座標における次数ｍとｄｑ座標系における次数ｋとの関係を示す表である。例えば、３相交流座標にて５次高調波電流をｄｑ座標系に変換した場合、ｋ＝−６（＝−５−１）より、−６次高調波電流となる。また、３相交流座標にて７次高調波電流をｄｑ座標系に変換した場合、ｋ＝６（＝７−１）より、６次高調波電流となる。
【００２２】
電流センサ９ａ，９ｂは、３相交流モータ１１のＵ相とＶ相の実電流ｉｕ，ｉｖを検出する。ｄｑ電流制御演算器１００に含まれる３相／ｄｑ変換部６は、基本波電流位相θｅに基づいて、３相交流モータ１１の実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ（＝−ｉｕ−ｉｖ）をｄ軸とｑ軸の実電流ｉｄ，ｉｑへ変換する。
【００２３】
このように、ｄｑ電流制御演算器１００に加えて、ｄｈｑｈ電流制御演算器１０１を用いることにより、モータ１１の高調波電流を応答性良く制御することができる。図１に示すモータ制御装置では、高調波電流を制御するためのｄｈｑｈ電流制御演算器１０１を１つしか用いてないが、複数の次数の高調波電流を制御する場合には、複数の次数ごとにｄｈｑｈ電流制御演算器１０１を追加すればよい。
【００２４】
基本波電圧指令値ｖｄ^＊，ｖｑ^＊と高調波電圧指令値ｖｄｈ^＊，ｖｑｈ^＊を演算する際には、式（１）により求められる限界周波数ｆ_{ｉｎｖ＿ｍａｘ}の影響はない。従って、第１の実施の形態におけるモータ制御装置では、電圧指令値ｖｄ^＊，ｖｑ^＊，ｖｄｈ^＊，ｖｑｈ^＊の演算をＰＷＭ制御周期にて行い、ｄｈｑｈ座標系における電圧指令値ｖｄｈ^＊，ｖｑｈ^＊を３相交流座標系における電圧指令値ｖｕ’，ｖｖ’，ｖｗ’に変換する演算をＰＷＭ周期の半分の周期にて行うことにより、高調波電流制御の使用回転速度範囲を拡大する。
【００２５】
図３（ａ）は、三角波とＵ相電圧指令値とに基づいてＰＷＭ波形を生成する方法を示す図、図３（ｂ）は、ｄｑ座標系およびｄｈｑｈ座標系にて行われる制御を説明するための図である。第１の実施の形態におけるモータ制御装置の制御周期は、図３（ｂ）に示すように、ＰＷＭ周期の半分であり、各制御区間を便宜上、Ｘａ，Ｘｂ，Ｘｃ，Ｘｄとしている。
【００２６】
区間Ｘａでは、ｄｑ電流制御演算器１００により、時刻ｔ０における基本波電圧指令値ｖｄ^＊（ｔ０），ｖｑ^＊（ｔ０）を求める。ここで、（ｔ０）は時刻ｔ０の値であることを示す。以下で、詳細な動作について説明する。
【００２７】
３相／ｄｑ変換部６は、電流センサ９ａ，９ｂで検出した３相交流電流ｉｕ（ｔ０），ｉｖ（ｔ０）を、位相速度演算部８で演算される位相θｅ（ｔ０）に基づいて座標変換を行い、ｄｑ座標系上の電流ｉｄ（ｔ０），ｉｑ（ｔ０）を求める。ＰＩ−ｄｑ電流制御器２は、ｄ軸，ｑ軸の実電流ｉｄ（ｔ０），ｉｑ（ｔ０）と電流指令値ｉｄ^＊（ｔ０），ｉｑ^＊（ｔ０）とに基づいて、制御出力ｖｄ（ｔ０），ｖｑ（ｔ０）を演算する。また、非干渉制御部３は、上述したように、ｄ軸補償電圧Ｖｄ＿ｃｍｐ（ｔ０）とｑ軸補償電圧Ｖｑ＿ｃｍｐ（ｔ０）とを算出する。加算部４ａ，４ｂは、制御出力ｖｄ（ｔ０），ｖｑ（ｔ０）と、ｄ軸補償電圧Ｖｄ＿ｃｍｐ（ｔ０）、ｑ軸補償電圧Ｖｑ＿ｃｍｐ（ｔ０）とをそれぞれ加算して、ｄ軸とｑ軸の基本波電圧指令値ｖｄ^＊（ｔ０），ｖｑ^＊（ｔ０）を算出する。
【００２８】
基本波電圧指令値ｖｄ^＊（ｔ０），ｖｑ^＊（ｔ０）は、ｄｑ／３相座標変換部５により、位相θｅに基づいて、３相交流電圧指令値ｖｕ^＊（ｔ０），ｖｖ^＊（ｔ０），ｖｗ^＊（ｔ０）に変換される。加算器１７ａ，１７ｂ，１７ｃは、３相交流電圧指令値ｖｕ^＊（ｔ０），ｖｖ^＊（ｔ０），ｖｗ^＊（ｔ０）と、ｖｕ’（ｔ０），ｖｖ’（ｔ０），ｖｗ’（ｔ０）とをそれぞれ加算することにより、最終的な電圧指令値ｖｕ”（ｔ０），ｖｖ”（ｔ０），ｖｗ”（ｔ０）を演算する。なお、ｖｕ’（ｔ０），ｖｖ’（ｔ０），ｖｗ’（ｔ０）は、後述するように、区間Ｘａより１つ前の区間にて演算される。演算された電圧指令値ｖｕ”（ｔ０），ｖｖ”（ｔ０），ｖｗ”（ｔ０）は、図３（ａ）に示すように、次の区間Ｘｂにおいて三角波と比較されて、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相電圧のＰＷＭ波形が生成される。
【００２９】
次の区間Ｘｂでは、ｄｈｑｈ電流制御演算器１０１により、時刻ｔ０＋Ｔｃｎｔにおける高調波電圧指令値ｖｄｈ^＊（ｔ０＋Ｔｃｎｔ），ｖｑｈ^＊（ｔ０＋Ｔｃｎｔ）を求める。ここで、Ｔｃｎｔは、制御周期である。また、ｄｑ電流制御演算器１００から出力される基本波電圧指令値ｖｄ^＊，ｖｑ^＊は、区間Ｘａで演算されたｖｄ^＊（ｔ０），ｖｑ^＊（ｔ０）が保持される。
【００３０】
高調波抽出部１２は、区間Ｘａで求められたｄ軸，ｑ軸の実電流ｉｄ（ｔ０），ｉｑ（ｔ０）にフィルタ処理を施して高周波成分を抽出する。ｄｑ／ｄｈｑｈ変換部１３は、区間Ｘａにおいて求められた位相θｅｈ（ｔ０）に基づいて、ｄ軸，ｑ軸の実電流ｉｄ（ｔ０），ｉｑ（ｔ０）の高周波成分をそれぞれ、ｄｈｑｈ座標系の実電流ｉｄｈ（ｔ０＋Ｔｃｎｔ），ｉｑｈ（ｔ０＋Ｔｃｎｔ）に変換する。
【００３１】
ＰＩ−ｄｈｑｈ電流制御器１５は、高調波電流ｉｄｈ（ｔ０＋Ｔｃｎｔ），ｉｑｈ（ｔ０＋Ｔｃｎｔ）と、高調波電流指令値ｉｄｈ^＊（ｔ０＋Ｔｃｎｔ），ｉｑｈ^＊（ｔ０＋Ｔｃｎｔ）との偏差に基づいて、ｄｈ軸とｑｈ軸の高調波電圧指令値ｖｄｈ^＊（ｔ０＋Ｔｃｎｔ），ｖｑｈ^＊（ｔ０＋Ｔｃｎｔ）を演算する。ｄｈｑｈ／ｄｑ変換部１６は、位相θｅｈ（ｔ０＋Ｔｃｎｔ）＋θｅ（ｔ０＋Ｔｃｎｔ）に基づいて、高調波電圧指令値ｖｄｈ^＊（ｔ０＋Ｔｃｎｔ），ｖｑｈ^＊（ｔ０＋Ｔｃｎｔ）を３相交流電圧指令値ｖｕ’（ｔ０＋Ｔｃｎｔ），ｖｖ’（ｔ０＋Ｔｃｎｔ），ｖｗ’（ｔ０＋Ｔｃｎｔ）に変換する。
【００３２】
ｄｑ／３相座標変換部５は、区間Ｘａから保持されているｖｄ^＊（ｔ０），ｖｑ^＊（ｔ０）を位相θｅ（ｔ０＋Ｔｃｎｔ）に基づいて、３相交流電圧指令値ｖｕ^＊（ｔ０＋Ｔｃｎｔ），ｖｖ^＊（ｔ０＋Ｔｃｎｔ），ｖｗ^＊（ｔ０＋Ｔｃｎｔ）に変換する。加算器１７ａ，１７ｂ，１７ｃは、３相交流電圧指令値ｖｕ^＊（ｔ０＋Ｔｃｎｔ），ｖｖ^＊（ｔ０＋Ｔｃｎｔ），ｖｗ^＊（ｔ０＋Ｔｃｎｔ）と、ｖｕ’（ｔ０＋Ｔｃｎｔ），ｖｖ’（ｔ０＋Ｔｃｎｔ），ｖｗ’（ｔ０＋Ｔｃｎｔ）とをそれぞれ加算することにより、最終的な電圧指令値ｖｕ”（ｔ０＋Ｔｃｎｔ），ｖｖ”（ｔ０＋Ｔｃｎｔ），ｖｗ”（ｔ０＋Ｔｃｎｔ）を演算する。演算された電圧指令値ｖｕ”（ｔ０＋Ｔｃｎｔ），ｖｖ”（ｔ０＋Ｔｃｎｔ），ｖｗ”（ｔ０＋Ｔｃｎｔ）は、図３（ａ）に示すように、次の区間Ｘｃにおいて三角波と比較されて、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相電圧のＰＷＭ波形が生成される。
【００３３】
次の区間Ｘｃでは、ｄｑ電流制御演算器１００により、時刻ｔ０＋２Ｔｃｎｔにおける基本波電圧指令値ｖｄ^＊（ｔ０＋２Ｔｃｎｔ），ｖｑ^＊（ｔ０＋２Ｔｃｎｔ）を求める。また、ｄｈｑｈ電流制御演算器１０１から出力される高調波電圧指令値ｖｄｈ^＊，ｖｑｈ^＊は、区間Ｘｂで演算されたｖｄｈ^＊（ｔ０＋Ｔｃｎｔ），ｖｑｈ^＊（ｔ０＋Ｔｃｎｔ）が保持される。
【００３４】
以後、基本波電圧指令値ｖｄ^＊，ｖｑ^＊を算出するための処理と高調波電圧指令値ｖｄｈ^＊，ｖｑｈ^＊を算出するための処理が制御周期Ｔｃｎｔごとに交互に行われる。また、座標変換演算器１０２によるｄｑ／３相座標変換およびｄｈｑｈ／３相座標変換を制御周期ごとに、すなわち、ＰＷＭ周期の半周期ごとに行う。
【００３５】
以上、第１の実施の形態におけるモータ制御装置によれば、制御周期ＴｃｎｔをＰＷＭ周期の１／２として、制御周波数ｆｃｎｔ（＝１／Ｔｃｎｔ）をＰＷＭ周波数の２倍とすることにより、ＰＷＭ周波数を変化させずに限界周波数ｆ_{ｉｎｖ＿ｍａｘ}（式（１））を２倍にすることができる。これにより、高調波電流制御を行うためのモータ１１の使用回転速度領域を拡大することができる。
【００３６】
また、ｄｑ電流制御演算器１００とｄｈｑｈ電流制御演算器１０１とで行う演算処理を制御周期ごとに交互に行うので、それぞれの演算処理はＰＷＭ周期ごとに行われることになり、制御周期ごとに演算処理を行う場合に比べて、モータ制御装置全体での演算量の増加を抑えることができる。すなわち、演算量の増加分は、制御周期Ｔｃｎｔごとに座標変換演算器１０２で行われる演算量となる。
【００３７】
なお、制御周期をＰＷＭ周期の例えば１／３とするような方法も考えられるが、この場合には、インバータのスイッチング回数が増加することにより、スイッチング損失が増加する。これに対し、制御周期をＰＷＭ周期の半分とする第１の実施の形態におけるモータ制御装置では、図４（ａ），図７に示すように、スイッチング回数が増加することはない。
【００３８】
なお、上述したように、ｄｑ電流制御演算器１００とｄｈｑｈ電流制御演算器１０１とで行われる演算処理は、制御周期ごとに交互に行われるので、図４に示すように、ｄｈｑｈ電流制御演算器１０１による演算処理を先に行ってもよい。
【００３９】
−第２の実施の形態−
第１の実施の形態におけるモータ制御装置では、図３に示す区間Ｘｂにおいて、高調波抽出部１２は、区間Ｘａにおいて求められたｄ軸，ｑ軸の実電流ｉｄ（ｔ０），ｉｑ（ｔ０）にフィルタ処理を施して高周波成分を抽出した。第２の実施の形態におけるモータ制御装置では、区間Ｘｂにおいても電流センサ９ａ，９ｂにより３相交流電流ｉｕ（ｔ０＋Ｔｃｎｔ），ｉｖ（ｔ０＋Ｔｃｎｔ）を検出する。なお、第２の実施の形態におけるモータ制御装置の構成は、図１に示す第１の実施の形態におけるモータ制御装置の構成と同じである。
【００４０】
３相／ｄｑ変換部６は、検出された３相交流電流ｉｕ（ｔ０＋Ｔｃｎｔ），ｉｖ（ｔ０＋Ｔｃｎｔ）に対して、位相速度演算部８で演算される位相θｅ（ｔ０＋Ｔｃｎｔ）に基づいて座標変換を行い、ｄｑ座標系上の電流ｉｄ（ｔ０＋Ｔｃｎｔ），ｉｑ（ｔ０＋Ｔｃｎｔ）を求める。高調波抽出部１２は、ｄ軸，ｑ軸の電流ｉｄ（ｔ０＋Ｔｃｎｔ），ｉｑ（ｔ０＋Ｔｃｎｔ）にフィルタ処理を施して、高調波成分を抽出する。
【００４１】
高調波抽出部１２で抽出されたｄ軸，ｑ軸の電流ｉｄ（ｔ０＋Ｔｃｎｔ），ｉｑ（ｔ０＋Ｔｃｎｔ）の高調波成分に対して、ｄｑ／ｄｈｑｈ変換部１３が行う座標変換処理、および、ＰＩ−ｄｈｑｈ電流制御器１５で行われる演算処理などは、第１の実施の形態におけるモータ制御装置と同じである。
【００４２】
第２の実施の形態におけるモータ制御装置によれば、モータに流れる電流の高調波成分を制御するために、制御周期Ｔｃｎｔごとに実電流ｉｕ，ｉｖを検出するので、高調波電流制御における電流制御の応答性を向上させることができる。
【００４３】
−第３の実施の形態−
図５（ａ）は、三角波とＵ相電圧指令値とに基づいてＰＷＭ波形を生成する方法を示す図、図５（ｂ）は、第３の実施の形態におけるモータ制御装置において、ｄｑ座標系およびｄｈｑｈ座標系にて行われる制御を説明するための図である。なお、第３の実施の形態におけるモータ制御装置の構成は、図１に示す第１の実施の形態におけるモータ制御装置の構成と同じである。
【００４４】
第１，第２の実施の形態におけるモータ制御装置では、図３に示す区間Ｘｂにおいて、ｄｑ電流制御演算器１００から出力される基本波電圧指令値ｖｄ^＊，ｖｑ^＊は、区間Ｘａで演算されたｖｄ^＊（ｔ０），ｖｑ^＊（ｔ０）が保持された。第３の実施の形態におけるモータ制御装置では、区間Ｘａにおいて求められたｖｕ^＊（ｔ０），ｖｖ^＊（ｔ０），ｖｗ^＊（ｔ０）を保持する。従って、区間Ｘｂでは、加算器１７ａ，１７ｂ，１７ｃは、３相交流電圧指令値ｖｕ^＊（ｔ０），ｖｖ^＊（ｔ０），ｖｗ^＊（ｔ０）と、ｖｕ’（ｔ０＋Ｔｃｎｔ），ｖｖ’（ｔ０＋Ｔｃｎｔ），ｖｗ’（ｔ０＋Ｔｃｎｔ）とをそれぞれ加算することにより、最終的な電圧指令値ｖｕ”（ｔ０＋Ｔｃｎｔ），ｖｖ”（ｔ０＋Ｔｃｎｔ），ｖｗ”（ｔ０＋Ｔｃｎｔ）を演算する。
【００４５】
すなわち、座標変換演算器１０２のｄｑ／３相変換部５は、制御周期Ｔｃｎｔごとの座標変換処理は行わずに、ＰＷＭ周期（制御周期Ｔｃｎｔの２倍）ごとにｄｑ／３相座標変換処理を行う。これにより、第１の実施の形態におけるモータ制御装置の効果に加えて、ｄｑ座標系から３相交流座標系への座標変換の演算量を低減することができる。従って、ｄｑ電流制御演算器１００、ｄｈｑｈ電流制御演算器１０１、および、座標変換演算器１０２をマイクロプロセッサにより構成する場合には、演算速度の低いマイクロプロセッサを用いても、高調波電流制御を行うためのモータ１１の使用回転速度領域を拡大することができる。
【００４６】
−第４の実施の形態−
第１〜第３の実施の形態におけるモータ制御装置では、座標変換演算器１０２のｄｈｑｈ／３相変換部１６は、位相速度演算部８で演算される位相θｅｈ（ｔ０＋Ｔｃｎｔ）＋θｅ（ｔ０＋Ｔｃｎｔ）に基づいて座標変換を行った。第４の実施の形態におけるモータ制御装置では、次式（３）に示すように、線形補間により演算される位相θｅｈ’　（ｔ０＋Ｔｃｎｔ）に基づいて座標変換を行う。なお、第４の実施の形態におけるモータ制御装置の構成は、図１に示す第１の実施の形態におけるモータ制御装置の構成と同じである。
θｅｈ’　（ｔ０＋Ｔｃｎｔ）＝θｅｈ（ｔ０）＋θｅ（ｔ０）＋（ｋ＋１）ωＴｃｎｔ　　…（３）
ただし、ωはモータ１１の電気的角速度である。
【００４７】
従って、ｄｈｑｈ／３相変換部１６は、区間Ｘａにおいて位相θｅ（ｔ０）およびθｅｈ（ｔ０）を位相速度演算部８から読み込むと、次の区間Ｘｂでは位相θｅｈ（ｔ０＋Ｔｃｎｔ）およびθｅ（ｔ０＋Ｔｃｎｔ）を読み込む必要がなくなる。すなわち、第４の実施の形態におけるモータ制御装置によれば、ｄｈｑｈ／３相変換部１６は、ＰＷＭ周期ごとに位相θｅおよび位相θｅｈを読み込んで位相θｅｈ’　（ｔ０＋Ｔｃｎｔ）を演算するので、ＰＷＭ周期あたりの位相読み込みを低減することができる。
【００４８】
−第５の実施の形態−
図６（ａ）は、三角波とＵ相電圧指令値とに基づいてＰＷＭ波形を生成する方法を示す図、図６（ｂ）は、第５の実施の形態におけるモータ制御装置において、ｄｑ座標系およびｄｈｑｈ座標系にて行われる制御を説明するための図である。なお、第５の実施の形態におけるモータ制御装置の構成は、図１に示す第１の実施の形態におけるモータ制御装置の構成と同じである。
【００４９】
第１〜第４の実施の形態におけるモータ制御装置では、制御区間ごとにｄｑ電流制御演算器１００とｄｈｑｈ電流制御演算器１０１とに分けて制御演算を行った。第５の実施の形態におけるモータ制御装置では、ｄｑ電流制御演算器１００およびｄｈｑｈ電流制御演算器１０１で行われる制御を制御区間ごとに明確に区別せずに行う。
【００５０】
ｄｑ電流制御演算器１００は、区間ＸａとＸｂとを合わせた区間において、基本波電圧指令値ｖｄ^＊（ｔ０），ｖｑ^＊（ｔ０）を演算する。座標変換演算器１０２のｄｑ／３相変換部５は、基本波電圧指令値ｖｄ^＊（ｔ０），ｖｑ^＊（ｔ０）を位相θｅ（ｔ０＋Ｔｃｎｔ）に基づいて、３相交流電圧指令値ｖｕ^＊（ｔ０＋Ｔｃｎｔ），ｖｖ^＊（ｔ０＋Ｔｃｎｔ），ｖｗ^＊（ｔ０＋Ｔｃｎｔ）に変換する。同様に、ｄｈｑｈ電流制御演算器１０１は、区間ＸａとＸｂとを合わせた区間において、高調波電圧指令値ｖｄｈ^＊（ｔ０），ｖｑｈ^＊（ｔ０）を演算する。座標変換演算器１０２のｄｈｑｈ／３相変換部１６は、高調波電圧指令値ｖｄｈ^＊（ｔ０），ｖｑｈ^＊（ｔ０）を位相θｅｈ（ｔ０＋Ｔｃｎｔ）＋θｅ（ｔ０＋Ｔｃｎｔ）に基づいて、３相交流電圧指令値ｖｕ’（ｔ０＋Ｔｃｎｔ），ｖｖ’（ｔ０＋Ｔｃｎｔ），ｖｗ’（ｔ０＋Ｔｃｎｔ）に変換する。
【００５１】
加算器１７ａ，１７ｂ，１７ｃは、区間Ｘｂにおいて、３相交流電圧指令値ｖｕ^＊（ｔ０＋Ｔｃｎｔ），ｖｖ^＊（ｔ０＋Ｔｃｎｔ），ｖｗ^＊（ｔ０＋Ｔｃｎｔ）と、ｖｕ’（ｔ０＋Ｔｃｎｔ），ｖｖ’（ｔ０＋Ｔｃｎｔ），ｖｗ’（ｔ０＋Ｔｃｎｔ）とをそれぞれ加算することにより、最終的な電圧指令値ｖｕ”（ｔ０＋Ｔｃｎｔ），ｖｖ”（ｔ０＋Ｔｃｎｔ），ｖｗ”（ｔ０＋Ｔｃｎｔ）を演算する。
【００５２】
次の区間Ｘｃでは、ｄｑ電流制御演算器１００から出力される基本波電圧指令値ｖｄ^＊，ｖｑ^＊は、区間Ｘｂで演算されたｖｄ^＊（ｔ０），ｖｑ^＊（ｔ０）が保持される。座標変換演算器１０２のｄｑ／３相変換部５は、基本波電圧指令値ｖｄ^＊（ｔ０），ｖｑ^＊（ｔ０）を位相θｅ（ｔ０＋２Ｔｃｎｔ）に基づいて、３相交流電圧指令値ｖｕ^＊（ｔ０＋２Ｔｃｎｔ），ｖｖ^＊（ｔ０＋２Ｔｃｎｔ），ｖｗ^＊（ｔ０＋２Ｔｃｎｔ）に変換する。
【００５３】
同様に、区間Ｘｃにおいて、ｄｈｑｈ電流制御演算器１０１から出力される高調波電圧指令値ｖｄｈ^＊，ｖｑｈ^＊は、区間Ｘｂで演算されたｖｄｈ^＊（ｔ０），ｖｑｈ^＊（ｔ０）が保持される。座標変換演算器１０２のｄｈｑｈ／３相変換部１６は、高調波電圧指令値ｖｄｈ^＊（ｔ０），ｖｑｈ^＊（ｔ０）を位相θｅｈ（ｔ０＋２Ｔｃｎｔ）＋θｅ（ｔ０＋２Ｔｃｎｔ）に基づいて、３相交流電圧指令値ｖｕ’（ｔ０＋２Ｔｃｎｔ），ｖｖ’（ｔ０＋２Ｔｃｎｔ），ｖｗ’（ｔ０＋２Ｔｃｎｔ）に変換する。加算器１７ａ，１７ｂ，１７ｃは、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相におけるそれぞれの電圧指令値を加算することにより、最終的な電圧指令値値ｖｕ”（ｔ０＋２Ｔｃｎｔ），ｖｖ”（ｔ０＋２Ｔｃｎｔ），ｖｗ”（ｔ０＋２Ｔｃｎｔ）を演算する。
【００５４】
区間Ｘａ，Ｘｂと同様に、区間Ｘｃ，Ｘｄでは、ｄｑ電流制御演算器１００により、基本波電圧指令値ｖｄ^＊（ｔ０＋２Ｔｃｎｔ），ｖｑ^＊（ｔ０＋２Ｔｃｎｔ）が演算される。同様に、ｄｈｑｈ電流制御演算器１０１によって、高調波電圧指令値ｖｄｈ^＊（ｔ０＋２Ｔｃｎｔ），ｖｑｈ^＊（ｔ０＋２Ｔｃｎｔ）が演算される。以後、上述した制御演算が繰り返し行われる。
【００５５】
第５の実施の形態におけるモータ制御装置においても、ｄｑ電流制御演算器１００とｄｈｑｈ電流制御演算器１０１とで行う演算処理をＰＷＭ周期ごとに行うとともに、３相交流電圧指令値への座標変換処理、すなわち、モータ１１を駆動するための最終的な電圧指令値演算処理をＰＷＭ周期の半分の周期にて行うので、高調波電流制御を行うためのモータ１１の使用回転速度領域を拡大することができる。この場合も、ｄｑ座標系における基本波電流制御およびｄｈｑｈ座標系における高調波電流制御をＰＷＭ周期ごとに行っているので、モータ制御装置全体での演算量の増加を抑えることができる。
【００５６】
本発明は、上述した一実施の形態に限定されることはない。例えば、第３の実施の形態におけるモータ制御装置では、第１の実施の形態におけるモータ制御装置を基本としたが、第２の実施の形態におけるモータ制御装置を基本とすることもできる。同様に、第４の実施の形態におけるモータ制御装置を第１の実施の形態におけるモータ制御装置を基本としたが、第２，第３の実施の形態におけるモータ制御装置を基本とし、第５の実施の形態におけるモータ制御装置を第２〜第４の実施の形態におけるモータ制御装置を基本とすることもできる。
【００５７】
また、モータ１１の回転位置θｍを検出するためのセンサとして、エンコーダを用いたが、レゾルバを用いることもできる。さらに、駆動制御を行うモータとしてＩＰＭモータを用いて説明したが、本発明がモータ１１の種類に限定されることはない。
【００５８】
特許請求の範囲の構成要素と一実施の形態の構成要素との対応関係は次の通りである。すなわち、ＰＩ−ｄｑ電流制御器２が基本波電流制御手段を、ｄｑ／３相変換部５が第１の座標変換手段を、ＰＩ−ｄｈｑｈ電流制御器１５が高調波電流制御手段を、ｄｈｑｈ／３相変換部１６が第２の座標変換手段を、加算器１７ａ，１７ｂ，１７ｃが制御電圧算出手段を、電力変換部７が電力変換手段をそれぞれ構成する。なお、本発明の特徴的な機能を損なわない限り、各構成要素は上記構成に限定されるものではない。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明によるモータ制御装置の第１の実施の形態の構成を示す図
【図２】高調波電流の３相交流座標における次数ｍとｄｑ座標系における次数ｋとの関係を示す表
【図３】図３（ａ）は、Ｕ相電圧指令値と三角波とＰＷＭ波形との関係を示す図、図３（ｂ）は、各制御区間における制御内容を示す図
【図４】ｄｑ電流制御演算器とｄｈｑｈ電流制御演算器で行われる制御手順を逆にした場合の図であり、図４（ａ）は、Ｕ相電圧指令値と三角波とＰＷＭ波形との関係を示す図、図４（ｂ）は、各制御区間における制御内容を示す図
【図５】第３の実施の形態におけるモータ制御装置で行われる制御内容を説明するための図であり、図５（ａ）は、Ｕ相電圧指令値と三角波とＰＷＭ波形との関係を示す図、図５（ｂ）は、各制御区間における制御内容を示す図
【図６】第５の実施の形態におけるモータ制御装置で行われる制御内容を説明するための図であり、図６（ａ）は、Ｕ相電圧指令値と三角波とＰＷＭ波形との関係を示す図、図６（ｂ）は、各制御区間における制御内容を示す図
【図７】従来技術によるモータ制御装置の制御内容を説明するための図であって、Ｕ相電圧指令値と三角波とＰＷＭ波形との関係を示す図
【図８】モータの回転速度とモータトルクとの関係を示す図
【符号の説明】
１ａ，１ｂ，１４ａ，１４ｂ…減算器、２…ＰＩ−ｄｑ電流制御器、３…非干渉制御部、４ａ，４ｂ，１７ａ，１７ｂ，１７ｃ…加算器、５…ｄｑ／３相変換部、６…３相／ｄｑ変換部、７…電力変換部、８…位相速度演算部、９ａ，９ｂ…電流センサ、１０…エンコーダ、１１…３相交流モータ、１２…高調波抽出部、１３…ｄｑ／ｄｈｑｈ変換部、１５…ＰＩ−ｄｈｑｈ電流制御器、１６…ｄｈｑｈ／３相変換部[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a device for controlling the driving of an AC motor.
[0002]
[Prior art]
Permanent magnet motors are widely used as drive motors for electric vehicles because they do not require mechanical wear such as brushes and are small and highly efficient. In an ideal permanent magnet motor, the armature interlinkage magnetic flux due to the permanent magnet changes in a sine wave with respect to the phase, but if the magnetic flux has distortion, simply controlling the motor current to a sine wave Problems such as occurrence of torque ripple and deterioration of motor efficiency due to the harmonic current of the motor occur.
[0003]
In order to solve such a problem, a control device disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open No. 2002-10686 controls a fundamental wave component and a harmonic wave component of a current flowing through a motor in a coordinate system that rotates in synchronization with each other. By doing so, the controllability of the harmonic current is enhanced.
[0004]
[Patent Document 1]
JP-A-2002-10686
[0005]
[Problems to be solved by the invention]
However, when the above-described harmonic current control is performed using an inverter that performs PWM modulation, there are the following problems. When the PWM waveform of the inverter is generated by comparing the voltage command value with the triangular wave, the PWM command is generated by comparing the U-phase, V-phase, and W-phase voltage command values with the triangular wave while being sampled and held. . FIG. 7 illustrates an example of generating a PWM waveform of a U-phase voltage.
[0006]
When generating a PWM waveform in this manner, the upper limit of the frequency of the three-phase AC voltage that can be generated by the inverter is determined by the control cycle of digital control performed by the motor control device. That is, unless the control cycle is 6 cycles or more in one AC cycle of the three-phase AC voltage, a three-phase AC voltage having a phase shift of 120 ° cannot be generated. Control frequency is f _cnt Then, the limit frequency f of the three-phase AC voltage generated by the inverter _{inv_max} Can be expressed by the following equation (1).
f _{inv_max} = F _cnt /6...(1)
[0007]
As the rotational speed of the motor increases, the frequency of the harmonics reaches the limit frequency represented by the formula (1) earlier than the fundamental frequency, so that the harmonic frequency is higher than the rotational speed range of the fundamental current control of the motor. The operating speed range of the harmonic current control becomes narrow. FIG. 8 is a diagram showing the relationship between the rotation speed of the motor and the motor torque. As shown in FIG. 8, the frequency range in which harmonic current control can be used is limited to the low rotation speed region.
[0008]
In order to expand the use rotational speed range of the harmonic current control, the limit frequency f determined by the equation (1) _{inv_max} , Ie, the control cycle may be shortened. However, when the control cycle is shortened, the PWM cycle is also shortened, so the carrier frequency of the inverter must be increased. In this case, there is a problem that the switching loss of the inverter increases.
[0009]
SUMMARY OF THE INVENTION It is an object of the present invention to provide a motor control device that can increase the rotation speed region of a motor that can use harmonic current control while suppressing an increase in the amount of control calculation.
[0010]
[Means for Solving the Problems]
A motor control device according to the present invention provides a fundamental wave current for calculating a fundamental voltage command value for controlling a fundamental wave current of a motor in a rectangular coordinate system including a d-axis and a q-axis rotating in synchronization with the rotation of an AC motor. A control means for calculating a harmonic voltage command value for controlling a harmonic current of the motor in a rectangular coordinate system comprising a dh axis and a qh axis rotating at an integral multiple of the frequency of the fundamental wave component of the current flowing through the motor; Harmonic current control means, first and second coordinate conversion means for converting a fundamental voltage command value and a harmonic voltage command value into voltage command values in a three-phase AC coordinate system, respectively, and first and second coordinate conversion means. Control voltage calculation means for calculating a control voltage for controlling the motor based on the voltage command values converted by the coordinate conversion means, and PWM control based on the control voltage And a, and a power converting means for converting a DC voltage into three-phase AC voltage. The control cycle of the fundamental wave current control means, the first and second coordinate conversion means, the harmonic current control means, the control voltage calculation means, and the power conversion means is set to half of the PWM control cycle, and the fundamental wave current control means and The harmonic current control means achieves the above object by calculating a voltage command value for each PWM control cycle.
[0011]
【The invention's effect】
According to the motor control device of the present invention, the control cycle of each means constituting the motor control apparatus is reduced to half of the PWM control cycle, and the voltage command value calculation in the fundamental current control means and the harmonic current control means is controlled by PWM control. Since the control is performed for each cycle, it is possible to increase the use rotational speed range of the motor for performing the harmonic current control while suppressing an increase in the control calculation amount.
[0012]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
-1st Embodiment-
FIG. 1 is a control block diagram illustrating a configuration of a motor control device according to a first embodiment including a dq current control calculator 100, a dhqh current control calculator 101, and a coordinate conversion calculator 102. The dq current control computing unit 100 is a rectangular coordinate system including a d-axis corresponding to an exciting current component of the currents iu, iv, and iw flowing through the three-phase synchronous motor M and a q-axis corresponding to the torque current component, that is, motor rotation. And the fundamental wave components of the motor currents iu, iv, iw are controlled in a dq coordinate system that rotates in synchronization with.
[0013]
The dhqh current control computing unit 101 is a rectangular coordinate system (hereinafter referred to as a dhqh coordinate system) that rotates at a frequency of a harmonic component of a predetermined order generated when the motor currents iu, iv, and iw are controlled only by the dq current control computing unit 100. Control the harmonic components included in the motor currents iu, iv, iw. The dhqh coordinate system is, in other words, a coordinate system that rotates at a frequency that is an integral multiple of the frequency of the fundamental wave component of the motor currents iu, iv, and iw.
[0014]
The dq current control computing unit 100 includes

subtractors

1a and 1b, a PI-dq current controller 2, a non-interference controller 3, adders 4a and 4b, and a three-phase / dq converter 6. The

subtracters

1a and 1b are configured to output the actual currents id and iq on the d-axis and the q-axis and the current command value id ^* , Iq ^* Deviation (id ^* −id), (iq ^* −iq) is calculated. The PI-dq current controller 2 outputs the fundamental current deviation (id) calculated by the

subtracters

1a and 1b. ^* −id), (iq ^* -Iq) is calculated by PI (proportional / integral) to calculate dq-axis voltage command values vd and vq.
[0015]
The non-interference control unit 3 includes a d-axis compensation voltage Vd_cmp for compensating for the speed electromotive force of the dq coordinate system and the q-axis for compensating the speed electromotive force in the dq coordinate system and improving the response of the dq axis current. A compensation voltage Vq_cmp is calculated. The adders 4a and 4b add the control outputs vd and vq of the PI-dq current controller 2 to the d-axis compensation voltage Vd_cmp and the q-axis compensation voltage Vq_cmp calculated by the non-interference controller 3, respectively, to obtain d Axis voltage command value vd for axis and q axis ^* , Vq ^* Is calculated.
[0016]
The dhqh current control calculator 101 includes a harmonic extraction unit 12, a dq / dhqh conversion unit 13,

subtractors

14a and 14b, and a PI-dhqh current controller 15. The harmonic extraction unit 12 extracts a high-frequency component by performing a filtering process on the actual currents id and iq on the d-axis and the q-axis. The dq / dhqh conversion unit 13 is a rectangular coordinate system (a harmonic coordinate system) that rotates at a frequency of a harmonic component of a predetermined order generated when the motor currents iu, iv, and iw are controlled only by the above-described fundamental wave current control circuit. ) Has dhqh, and converts the high-frequency components of the real currents id and iq of the d-axis and the q-axis into real currents idh and iqh of a dhqh coordinate system, respectively.
[0017]
The

subtracters

14a and 14b are provided with a dh-axis actual current idh, a qh-axis actual current iqh, and a current command value idh. ^* , Iqh ^* Are calculated respectively. The PI-dhqh current controller 15 generates a dh-axis and qh-axis harmonic voltage command value vdh based on the result obtained by the

subtracters

14a and 14b. ^* , Vqh ^* Is calculated. Calculated harmonic voltage command value vdh ^* , Vqh ^* Is input to a dhqh / 3-phase converter 16 described later.
[0018]
The coordinate conversion calculator 102 includes a dq / 3-phase converter 5, a dhqh / 3-phase converter 16, and

adders

17a, 17b, and 17c. The dq / 3-phase converter 5 calculates the d-axis and q-axis fundamental wave voltage command values vd calculated by the adders 4a and 4b, respectively, based on the phase θe of the fundamental wave current of the three-phase AC motor M. ^* , Vq ^* Is the three-phase AC voltage command value vu ^* , Vv ^* , Vw ^* Convert to Further, the dhqh / 3-phase converter 16 outputs the dh-axis harmonic voltage command value vdh. ^* And qh-axis harmonic voltage command value vqh ^* Are converted into three-phase AC voltage command values vu ′, vv ′, vw ′, respectively. The three-phase AC voltage command value vu converted by the dq / 3-phase converter 5 ^* , Vv ^* , Vw ^* , And the three-phase AC voltage command values vu ′, vv ′, vw ′ converted by the dhqh / 3-phase converter 16 are output to

adders

17a, 17b, 17c, respectively.
[0019]
The

adders

17a, 17b, and 17c output the three-phase AC voltage command value vu converted by the dq / 3-phase converter 5. ^* , Vv ^* , Vw ^* And the three-phase AC voltage command values vu ', vv', and vw 'converted by the dhqh / 3-phase conversion unit 16, respectively, to obtain a final voltage command value vu "for controlling the drive of the motor. , Vv ", vw". The power conversion unit 7 performs PWM control based on the final voltage command values vu ", vv", vw ", and outputs the DC voltage of a DC power supply (not shown) such as a battery. To apply three-phase AC voltages U, V, and W to the three-phase AC motor M.
[0020]
The three-phase AC motor 11 is a permanent magnet synchronous motor, and is an IPM motor including a rotor having an internally embedded magnet structure and a stator having a concentrated winding structure. The encoder 10 is connected to a three-phase AC motor 11 and detects a rotational position θm of the motor 11. The phase velocity calculator 8 calculates the phase θe of the fundamental wave current based on the rotational position signal θm from the encoder 10 and calculates the phase for performing dq / dhqh coordinate conversion based on the phase θe of the fundamental wave current. Calculate θeh. The phase θeh is obtained by the following equation (2), where k is the order of harmonics on the dq axes.

The dhqh / 3-phase converter 16 performs dhqh / 3-phase coordinate conversion based on the phase (θe + θeh) calculated by the phase velocity calculator 8.
[0021]
FIG. 2 is a table showing the relationship between the order m of the harmonic current in the three-phase AC coordinates and the order k in the dq coordinate system. For example, when the fifth harmonic current is converted into a dq coordinate system in three-phase AC coordinates, k = −6 (= −5-1) becomes −6th harmonic current. When the seventh harmonic current is converted into a dq coordinate system in three-phase AC coordinates, the current becomes the sixth harmonic current from k = 6 (= 7-1).
[0022]

Current sensors

9a and 9b detect U-phase and V-phase actual currents iu and iv of three-phase AC motor 11, respectively. The three-phase / dq converter 6 included in the dq current control calculator 100 converts the actual currents iu, iv, iw (= −iu−iv) of the three-phase AC motor 11 into d-axis based on the fundamental wave current phase θe. And the actual currents id and iq on the q axis.
[0023]
As described above, by using the dhqh current control calculator 101 in addition to the dq current control calculator 100, the harmonic current of the motor 11 can be controlled with good responsiveness. Although the motor control device shown in FIG. 1 uses only one dhqh current control calculator 101 for controlling harmonic currents, when controlling harmonic currents of a plurality of orders, a plurality of Dhqh current control arithmetic unit 101 may be added to.
[0024]
Basic wave voltage command value vd ^* , Vq ^* And harmonic voltage command value vdh ^* , Vqh ^* Is calculated, the limit frequency f obtained by the equation (1) _{inv_max} There is no effect. Therefore, in the motor control device according to the first embodiment, the voltage command value vd ^* , Vq ^* , Vdh ^* , Vqh ^* Is calculated in the PWM control cycle, and the voltage command value vdh in the dhqh coordinate system is calculated. ^* , Vqh ^* Is converted to a voltage command value vu ′, vv ′, vw ′ in a three-phase AC coordinate system in a half cycle of the PWM cycle, thereby expanding the rotational speed range for harmonic current control.
[0025]
FIG. 3A illustrates a method of generating a PWM waveform based on a triangular wave and a U-phase voltage command value, and FIG. 3B illustrates control performed in a dq coordinate system and a dhqh coordinate system. FIG. As shown in FIG. 3B, the control cycle of the motor control device according to the first embodiment is half of the PWM cycle, and each control section is represented by Xa, Xb, Xc, and Xd for convenience.
[0026]
In the section Xa, the dq current control calculator 100 outputs the fundamental wave voltage command value vd at time t0. ^* (T0), vq ^* (T0) is obtained. Here, (t0) indicates that the value is at time t0. Hereinafter, a detailed operation will be described.
[0027]
The three-phase / dq converter 6 converts the three-phase AC currents iu (t0) and iv (t0) detected by the

current sensors

9a and 9b into coordinates based on the phase θe (t0) calculated by the phase speed calculator 8. The conversion is performed to obtain currents id (t0) and iq (t0) on the dq coordinate system. The PI-dq current controller 2 calculates the actual currents id (t0), iq (t0) on the d-axis and the q-axis and the current command value id. ^* (T0), iq ^* Based on (t0), control outputs vd (t0) and vq (t0) are calculated. Further, the non-interference control unit 3 calculates the d-axis compensation voltage Vd_cmp (t0) and the q-axis compensation voltage Vq_cmp (t0) as described above. The adders 4a and 4b add the control outputs vd (t0), vq (t0), the d-axis compensation voltage Vd_cmp (t0), and the q-axis compensation voltage Vq_cmp (t0), respectively, and Basic wave voltage command value vd ^* (T0), vq ^* (T0) is calculated.
[0028]
Basic wave voltage command value vd ^* (T0), vq ^* (T0) is a three-phase AC voltage command value vu based on the phase θe by the dq / 3-phase coordinate conversion unit 5. ^* (T0), vv ^* (T0), vw ^* (T0). The

adders

17a, 17b, 17c provide a three-phase AC voltage command value vu ^* (T0), vv ^* (T0), vw ^* (T0) and vu '(t0), vv' (t0), vw '(t0), respectively, to obtain final voltage command values vu "(t0), vv" (t0), vw ". (T0), where vu '(t0), vv' (t0), and vw '(t0) are calculated in a section immediately before the section Xa, as described later. The voltage command values vu "(t0), vv" (t0), vw "(t0) are compared with a triangular wave in the next section Xb, as shown in FIG. A PWM waveform of the phase voltage is generated.
[0029]
In the next section Xb, the dhqh current control calculator 101 outputs the harmonic voltage command value vdh at time t0 + Tcnt. ^* (T0 + Tcnt), vqh ^* (T0 + Tcnt) is obtained. Here, Tcnt is a control cycle. Further, the fundamental wave voltage command value vd output from the dq current control arithmetic unit 100 ^* , Vq ^* Is the vd calculated in the section Xa ^* (T0), vq ^* (T0) is held.
[0030]
The harmonic extraction unit 12 extracts a high-frequency component by performing a filtering process on the actual currents id (t0) and iq (t0) on the d-axis and q-axis obtained in the section Xa. The dq / dhqh conversion unit 13 converts the high-frequency components of the d-axis and q-axis actual currents id (t0) and iq (t0) into the dhqh coordinate system based on the phase θeh (t0) obtained in the section Xa. It is converted into actual currents idh (t0 + Tcnt) and iqh (t0 + Tcnt).
[0031]
The PI-dhqh current controller 15 outputs the harmonic currents idh (t0 + Tcnt) and iqh (t0 + Tcnt) and the harmonic current command value idh. ^* (T0 + Tcnt), iqh ^* Based on the deviation from (t0 + Tcnt), the harmonic voltage command value vdh on the dh axis and the qh axis ^* (T0 + Tcnt), vqh ^* (T0 + Tcnt) is calculated. The dhqh / dq converter 16 calculates the harmonic voltage command value vdh based on the phase θeh (t0 + Tcnt) + θe (t0 + Tcnt). ^* (T0 + Tcnt), vqh ^* (T0 + Tcnt) is converted into three-phase AC voltage command values vu ′ (t0 + Tcnt), vv ′ (t0 + Tcnt), and vw ′ (t0 + Tcnt).
[0032]
The dq / 3-phase coordinate conversion unit 5 calculates the vd ^* (T0), vq ^* (T0) is set to the three-phase AC voltage command value vu based on the phase θe (t0 + Tcnt). ^* (T0 + Tcnt), vv ^* (T0 + Tcnt), vw ^* (T0 + Tcnt). The

adders

17a, 17b, 17c provide a three-phase AC voltage command value vu ^* (T0 + Tcnt), vv ^* (T0 + Tcnt), vw ^* (T0 + Tcnt), vu '(t0 + Tcnt), vv' (t0 + Tcnt), and vw '(t0 + Tcnt), respectively, to obtain final voltage command values vu "(t0 + Tcnt), vv" (t0 + Tcnt), vw ". The calculated voltage command values vu "(t0 + Tcnt), vv" (t0 + Tcnt), and vw "(t0 + Tcnt) are compared with the triangular wave in the next section Xc as shown in FIG. Thus, PWM waveforms of U-phase, V-phase, and W-phase voltages are generated.
[0033]
In the next section Xc, the dq current control calculator 100 causes the fundamental wave voltage command value vd at time t0 + 2Tcnt to be obtained. ^* (T0 + 2Tcnt), vq ^* (T0 + 2Tcnt) is obtained. Also, the harmonic voltage command value vdh output from the dhqh current control calculator 101 ^* , Vqh ^* Is the vdh calculated in the section Xb ^* (T0 + Tcnt), vqh ^* (T0 + Tcnt) is held.
[0034]
Thereafter, the fundamental wave voltage command value vd ^* , Vq ^* And the harmonic voltage command value vdh ^* , Vqh ^* Are alternately performed for each control cycle Tcnt. Further, the dq / 3-phase coordinate conversion and the dhqh / 3-phase coordinate conversion by the coordinate conversion calculator 102 are performed for each control cycle, that is, for every half cycle of the PWM cycle.
[0035]
As described above, according to the motor control device in the first embodiment, the PWM cycle is set by setting the control cycle Tcnt to 、 of the PWM cycle and setting the control frequency fcnt (= 1 / Tcnt) to twice the PWM frequency. Without changing the limit frequency f _{inv_max} (Equation (1)) can be doubled. Thereby, the used rotation speed region of the motor 11 for performing the harmonic current control can be expanded.
[0036]
Further, since the arithmetic processing performed by the dq current control arithmetic unit 100 and the dhqh current control arithmetic unit 101 are alternately performed for each control cycle, each arithmetic processing is performed for each PWM cycle, and the arithmetic processing is performed for each control cycle. As compared with the case where the processing is performed, it is possible to suppress an increase in the amount of calculation in the entire motor control device. That is, the increase in the amount of calculation is the amount of calculation performed by the coordinate conversion calculator 102 for each control cycle Tcnt.
[0037]
Note that a method in which the control cycle is set to, for example, 1/3 of the PWM cycle may be considered. On the other hand, in the motor control device according to the first embodiment in which the control cycle is set to half of the PWM cycle, the number of times of switching does not increase as shown in FIGS.
[0038]
As described above, since the arithmetic processing performed by the dq current control arithmetic unit 100 and the dhqh current control arithmetic unit 101 is performed alternately in each control cycle, as shown in FIG. The arithmetic processing by 101 may be performed first.
[0039]
-2nd Embodiment-
In the motor control device according to the first embodiment, in the section Xb shown in FIG. 3, the harmonic extraction unit 12 outputs the actual currents id (t0) and iq (t0) on the d-axis and the q-axis obtained in the section Xa. Was filtered to extract high frequency components. In the motor control device according to the second embodiment, the

current sensors

9a and 9b detect the three-phase alternating currents iu (t0 + Tcnt) and iv (t0 + Tcnt) also in the section Xb. The configuration of the motor control device according to the second embodiment is the same as the configuration of the motor control device according to the first embodiment shown in FIG.
[0040]
The three-phase / dq converter 6 performs coordinate conversion on the detected three-phase AC currents iu (t0 + Tcnt) and iv (t0 + Tcnt) based on the phase θe (t0 + Tcnt) calculated by the phase speed calculator 8. , Currents id (t0 + Tcnt) and iq (t0 + Tcnt) on the dq coordinate system. The harmonic extraction unit 12 extracts a harmonic component by performing a filtering process on the currents id (t0 + Tcnt) and iq (t0 + Tcnt) on the d-axis and the q-axis.
[0041]
A coordinate conversion process performed by the dq / dhqh conversion unit 13 on the harmonic components of the d-axis and q-axis currents id (t0 + Tcnt) and iq (t0 + Tcnt) extracted by the harmonic extraction unit 12, and PI-dhqh The arithmetic processing and the like performed by the current controller 15 are the same as those of the motor control device according to the first embodiment.
[0042]
According to the motor control device in the second embodiment, the actual currents iu and iv are detected at every control cycle Tcnt in order to control the harmonic components of the current flowing through the motor. Responsiveness can be improved.
[0043]
-Third embodiment-
FIG. 5A illustrates a method of generating a PWM waveform based on a triangular wave and a U-phase voltage command value, and FIG. 5B illustrates a dq coordinate system in the motor control device according to the third embodiment. FIG. 5 is a diagram for describing control performed in a dhqh coordinate system. The configuration of the motor control device according to the third embodiment is the same as the configuration of the motor control device according to the first embodiment shown in FIG.
[0044]
In the motor control device according to the first and second embodiments, the fundamental wave voltage command value vd output from the dq current control calculator 100 in the section Xb shown in FIG. ^* , Vq ^* Is the vd calculated in the section Xa ^* (T0), vq ^* (T0) was retained. In the motor control device according to the third embodiment, vu obtained in section Xa ^* (T0), vv ^* (T0), vw ^* (T0) is held. Therefore, in the section Xb, the

adders

17a, 17b, 17c output the three-phase AC voltage command value vu. ^* (T0), vv ^* (T0), vw ^* (T0), vu '(t0 + Tcnt), vv' (t0 + Tcnt), and vw '(t0 + Tcnt), respectively, to obtain final voltage command values vu "(t0 + Tcnt), vv" (t0 + Tcnt), vw ". (T0 + Tcnt) is calculated.
[0045]
That is, the dq / 3-phase conversion unit 5 of the coordinate conversion calculator 102 performs the dq / 3-phase coordinate conversion process for each PWM cycle (twice the control cycle Tcnt) without performing the coordinate conversion process for each control cycle Tcnt. Do. Thereby, in addition to the effect of the motor control device in the first embodiment, the amount of calculation for coordinate conversion from the dq coordinate system to the three-phase AC coordinate system can be reduced. Therefore, when the dq current control computing unit 100, the dhqh current control computing unit 101, and the coordinate transformation computing unit 102 are constituted by microprocessors, harmonic current control is performed even if a microprocessor having a low computation speed is used. The use rotation speed range of the motor 11 can be expanded.
[0046]
-Fourth embodiment-
In the motor control devices according to the first to third embodiments, the dhqh / 3-phase converter 16 of the coordinate conversion calculator 102 is based on the phase θeh (t0 + Tcnt) + θe (t0 + Tcnt) calculated by the phase speed calculator 8. Coordinate conversion. In the motor control device according to the fourth embodiment, as shown in the following equation (3), coordinate conversion is performed based on the phase θeh ′ (t0 + Tcnt) calculated by linear interpolation. The configuration of the motor control device according to the fourth embodiment is the same as the configuration of the motor control device according to the first embodiment shown in FIG.
θeh ′ (t0 + Tcnt) = θeh (t0) + θe (t0) + (k + 1) ωTcnt (3)
Here, ω is the electrical angular velocity of the motor 11.
[0047]
Therefore, the dhqh / 3-phase converter 16 reads the phases θe (t0) and θeh (t0) from the phase velocity calculator 8 in the section Xa, and then converts the phases θeh (t0 + Tcnt) and θe (t0 + Tcnt) in the next section Xb. No need to read. That is, according to the motor control device in the fourth embodiment, the dhqh / 3-phase converter 16 reads the phase θe and the phase θeh for each PWM cycle and calculates the phase θeh ′ (t0 + Tcnt). Per phase reading can be reduced.
[0048]
-Fifth embodiment-
FIG. 6A illustrates a method of generating a PWM waveform based on a triangular wave and a U-phase voltage command value, and FIG. 6B illustrates a dq coordinate system in the motor control device according to the fifth embodiment. FIG. 5 is a diagram for describing control performed in a dhqh coordinate system. The configuration of the motor control device according to the fifth embodiment is the same as the configuration of the motor control device according to the first embodiment shown in FIG.
[0049]
In the motor control devices according to the first to fourth embodiments, control calculations are separately performed by the dq current control calculator 100 and the dhqh current control calculator 101 for each control section. In the motor control device according to the fifth embodiment, the control performed by the dq current control calculator 100 and the dhqh current control calculator 101 is performed without clearly distinguishing each control section.
[0050]
The dq current control calculator 100 calculates the fundamental wave voltage command value vd in the section including the sections Xa and Xb. ^* (T0), vq ^* (T0) is calculated. The dq / 3-phase converter 5 of the coordinate conversion calculator 102 calculates the fundamental voltage command value vd ^* (T0), vq ^* (T0) is set to the three-phase AC voltage command value vu based on the phase θe (t0 + Tcnt). ^* (T0 + Tcnt), vv ^* (T0 + Tcnt), vw ^* (T0 + Tcnt). Similarly, the dhqh current control calculator 101 outputs the harmonic voltage command value vdh in the section including the sections Xa and Xb. ^* (T0), vqh ^* (T0) is calculated. The dhqh / 3-phase converter 16 of the coordinate conversion calculator 102 outputs the harmonic voltage command value vdh ^* (T0), vqh ^* (T0) is converted into a three-phase AC voltage command value vu '(t0 + Tcnt), vv' (t0 + Tcnt), vw '(t0 + Tcnt) based on the phase θeh (t0 + Tcnt) + θe (t0 + Tcnt).
[0051]

Adders

17a, 17b, and 17c provide three-phase AC voltage command value vu in section Xb. ^* (T0 + Tcnt), vv ^* (T0 + Tcnt), vw ^* (T0 + Tcnt), vu '(t0 + Tcnt), vv' (t0 + Tcnt), and vw '(t0 + Tcnt), respectively, to obtain final voltage command values vu "(t0 + Tcnt), vv" (t0 + Tcnt), vw ". (T0 + Tcnt) is calculated.
[0052]
In the next section Xc, the fundamental wave voltage command value vd output from the dq current control arithmetic unit 100 ^* , Vq ^* Is the vd calculated in the section Xb ^* (T0), vq ^* (T0) is held. The dq / 3-phase converter 5 of the coordinate conversion calculator 102 calculates the fundamental voltage command value vd ^* (T0), vq ^* (T0) is set to the three-phase AC voltage command value vu based on the phase θe (t0 + 2Tcnt). ^* (T0 + 2Tcnt), vv ^* (T0 + 2Tcnt), vw ^* (T0 + 2Tcnt).
[0053]
Similarly, in section Xc, the harmonic voltage command value vdh output from dhqh current control calculator 101 ^* , Vqh ^* Is the vdh calculated in the section Xb ^* (T0), vqh ^* (T0) is held. The dhqh / 3-phase converter 16 of the coordinate conversion calculator 102 outputs the harmonic voltage command value vdh ^* (T0), vqh ^* (T0) is converted into a three-phase AC voltage command value vu ′ (t0 + 2Tcnt), vv ′ (t0 + 2Tcnt), vw ′ (t0 + 2Tcnt) based on the phase θeh (t0 + 2Tcnt) + θe (t0 + 2Tcnt). The

adders

17a, 17b, and 17c add the respective voltage command values in the U phase, the V phase, and the W phase, so that the final voltage command values vu "(t0 + 2Tcnt), vv" (t0 + 2Tcnt), vw " (T0 + 2Tcnt) is calculated.
[0054]
As in the sections Xa and Xb, in the sections Xc and Xd, the dq current control calculator 100 causes the fundamental wave voltage command value vd ^* (T0 + 2Tcnt), vq ^* (T0 + 2Tcnt) is calculated. Similarly, the dhqh current control calculator 101 outputs the harmonic voltage command value vdh ^* (T0 + 2Tcnt), vqh ^* (T0 + 2Tcnt) is calculated. Thereafter, the above-described control calculation is repeatedly performed.
[0055]
Also in the motor control device according to the fifth embodiment, the arithmetic processing performed by the dq current control arithmetic unit 100 and the dhqh current control arithmetic unit 101 is performed for each PWM cycle, and the coordinate conversion processing to the three-phase AC voltage command value is performed. That is, since the final voltage command value calculation processing for driving the motor 11 is performed in a half cycle of the PWM cycle, it is possible to expand the rotational speed range of the motor 11 for performing the harmonic current control. it can. Also in this case, since the fundamental current control in the dq coordinate system and the harmonic current control in the dhqh coordinate system are performed for each PWM cycle, it is possible to suppress an increase in the amount of calculation in the entire motor control device.
[0056]
The present invention is not limited to the above embodiment. For example, the motor control device according to the third embodiment is based on the motor control device according to the first embodiment, but may be based on the motor control device according to the second embodiment. Similarly, the motor control device according to the fourth embodiment is based on the motor control device according to the first embodiment. However, the motor control device according to the second and third embodiments is basically based on the fifth embodiment. The motor control device according to the embodiment may be based on the motor control devices according to the second to fourth embodiments.
[0057]
Further, although an encoder is used as a sensor for detecting the rotational position θm of the motor 11, a resolver may be used. Furthermore, although the description has been made using the IPM motor as the motor for performing the drive control, the present invention is not limited to the type of the motor 11.
[0058]
The correspondence between the components of the claims and the components of the embodiment is as follows. That is, the PI-dq current controller 2 functions as a fundamental wave current controller, the dq / 3-phase converter 5 operates as a first coordinate converter, the PI-dhqh current controller 15 operates as a harmonic current controller, and dhqh / The three-phase converter 16 constitutes a second coordinate converter, the

adders

17a, 17b and 17c constitute a control voltage calculator, and the power converter 7 constitutes a power converter. Note that each component is not limited to the above configuration as long as the characteristic functions of the present invention are not impaired.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a diagram showing a configuration of a first embodiment of a motor control device according to the present invention.
FIG. 2 is a table showing a relationship between an order m in a three-phase AC coordinate of a harmonic current and an order k in a dq coordinate system.
3A is a diagram illustrating a relationship between a U-phase voltage command value, a triangular wave, and a PWM waveform, and FIG. 3B is a diagram illustrating control contents in each control section;
FIG. 4 is a diagram in a case where control procedures performed by a dq current control arithmetic unit and a dhqh current control arithmetic unit are reversed, and FIG. 4A illustrates a relationship between a U-phase voltage command value, a triangular wave, and a PWM waveform; FIG. 4B is a diagram showing control contents in each control section.
FIG. 5 is a diagram for explaining control performed by a motor control device according to a third embodiment. FIG. 5A illustrates a relationship between a U-phase voltage command value, a triangular wave, and a PWM waveform. FIG. 5B is a diagram showing control contents in each control section.
FIG. 6 is a diagram for explaining control contents performed by a motor control device according to a fifth embodiment, and FIG. 6A shows a relationship between a U-phase voltage command value, a triangular wave, and a PWM waveform. FIG. 6B is a diagram showing control contents in each control section.
FIG. 7 is a diagram for explaining control contents of a motor control device according to a conventional technique, and is a diagram showing a relationship between a U-phase voltage command value, a triangular wave, and a PWM waveform.
FIG. 8 is a diagram showing a relationship between a motor rotation speed and a motor torque.
[Explanation of symbols]
1a, 1b, 14a, 14b: subtractor, 2: PI-dq current controller, 3: non-interference controller, 4a, 4b, 17a, 17b, 17c: adder, 5: dq / 3-phase converter, 6 ... 3 phase / dq converter, 7 ... power converter, 8 ... phase speed calculator, 9a, 9b ... current sensor, 10 ... encoder, 11 ... 3 phase AC motor, 12 ... harmonics extractor, 13 ... dq / dhqh converter, 15: PI-dhqh current controller, 16: dhqh / 3-phase converter

Claims

交流モータの回転に同期して回転するｄ軸およびｑ軸から成る直交座標系において前記モータの基本波電流を制御するための基本波電圧指令値を算出する基本波電流制御手段と、
前記基本波電流制御手段により算出された前記基本波電圧指令値を３相交流座標系における電圧指令値に変換する第１の座標変換手段と、
前記モータに流れる電流の基本波成分の周波数の整数倍の周波数で回転するｄｈ軸およびｑｈ軸から成る直交座標系において前記モータの高調波電流を制御するための高調波電圧指令値を算出する高調波電流制御手段と、
前記高調波電流制御手段により算出された前記高調波電圧指令値を前記３相交流座標系における電圧指令値に変換する第２の座標変換手段と、
前記第１の座標変換手段および前記第２の座標変換手段によりそれぞれ変換された電圧指令値に基づいて、前記モータを制御するための制御電圧を算出する制御電圧算出手段と、
前記制御電圧算出手段により算出された制御電圧に基づいてＰＷＭ制御を行うことにより、直流電圧を３相交流電圧に変換する電力変換手段とを備え、
前記基本波電流制御手段、前記第１の座標変換手段、前記高調波電流制御手段、前記第２の座標変換手段、前記制御電圧算出手段、および、前記電力変換手段の制御周期を前記ＰＷＭ制御の周期の半分とし、
前記基本波電流制御手段および前記高調波電流制御手段は、前記ＰＷＭ制御の周期ごとに前記電圧指令値をそれぞれ算出することを特徴とするモータ制御装置。Fundamental wave current control means for calculating a fundamental wave voltage command value for controlling a fundamental wave current of the motor in a rectangular coordinate system including a d-axis and a q-axis rotating in synchronization with the rotation of the AC motor;
First coordinate conversion means for converting the fundamental wave voltage command value calculated by the fundamental wave current control means into a voltage command value in a three-phase AC coordinate system;
A harmonic for calculating a harmonic voltage command value for controlling a harmonic current of the motor in a rectangular coordinate system including a dh axis and a qh axis rotating at an integral multiple of the frequency of a fundamental component of a current flowing through the motor. Wave current control means,
Second coordinate conversion means for converting the harmonic voltage command value calculated by the harmonic current control means into a voltage command value in the three-phase AC coordinate system;
Control voltage calculation means for calculating a control voltage for controlling the motor based on the voltage command values converted by the first coordinate conversion means and the second coordinate conversion means,
Power conversion means for converting a DC voltage into a three-phase AC voltage by performing PWM control based on the control voltage calculated by the control voltage calculation means,
The control cycle of the fundamental wave current control unit, the first coordinate conversion unit, the harmonic current control unit, the second coordinate conversion unit, the control voltage calculation unit, and the power conversion unit is controlled by the PWM control. Half of the cycle,
The motor control device, wherein the fundamental wave current control unit and the harmonic current control unit calculate the voltage command value for each cycle of the PWM control.

請求項１に記載のモータ制御装置において、
前記基本波電流制御手段および前記高調波電流制御手段は、それぞれ前記制御周期ごとに交互に前記電圧指令値を算出し、前記電圧指令値を算出すると次の制御区間まで前記算出した電圧指令値を保持することを特徴とするモータ制御装置。The motor control device according to claim 1,
The fundamental wave current control unit and the harmonic current control unit each calculate the voltage command value alternately for each control cycle, calculate the voltage command value, and calculate the voltage command value until the next control section. A motor control device characterized by holding.

請求項１または２に記載のモータ制御装置において、
前記基本波電流および前記高調波電流を検出するために、前記モータに流れる電流を検出する電流検出手段をさらに備え、
前記電流検出手段は、前記制御周期ごとに前記モータに流れる電流を検出することを特徴とするモータ制御装置。The motor control device according to claim 1 or 2,
In order to detect the fundamental wave current and the harmonic current, further comprising current detection means for detecting a current flowing to the motor,
The motor control device, wherein the current detecting means detects a current flowing through the motor for each control cycle.

請求項１に記載のモータ制御装置において、
前記第１の座標変換手段は、前記基本波電圧指令値を３相交流座標系における電圧指令値に変換すると、次の制御区間まで前記３相交流座標系における電圧指令値を保持することを特徴とするモータ制御装置。The motor control device according to claim 1,
When the first coordinate conversion means converts the fundamental wave voltage command value into a voltage command value in a three-phase AC coordinate system, the first coordinate conversion means holds the voltage command value in the three-phase AC coordinate system until the next control section. Motor control device.

請求項１〜４のいずれかに記載のモータ制御装置において、
前記第２の座標変換手段は、前記高調波電圧指令値を前記３相交流座標系における電圧指令値に変換する際に用いられる位相を１つ前の前記制御区間で求められた位相に基づいて算出することを特徴とするモータ制御装置。The motor control device according to any one of claims 1 to 4,
The second coordinate conversion means sets a phase used when converting the harmonic voltage command value into a voltage command value in the three-phase AC coordinate system based on a phase obtained in the immediately preceding control section. A motor control device characterized by calculating.