JP6575555B2 - 電力変換装置 - Google Patents

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Description

本発明は、電力変換装置に関し、特に、磁気的に結合する２つの巻線によって電力が伝送される２つのスイッチング回路を備える装置に関する。
ハイブリッド自動車や電気自動車等の電動車両が広く用いられている。電動車両には、駆動用モータに電力を供給するためのバッテリが搭載されている。ハイブリッド自動車では、エンジンの駆動力や回生制動によって発電した電力によってバッテリが充電される。また、プラグイン機能を備えた電動車両では、商用電源から供給される電力によってバッテリが充電される。バッテリを充電するため、電動車両には電力変換装置が搭載されている。電力変換装置は、バッテリ充電のために入力された電圧を適切な電圧に変換してバッテリに印加する。
以下の特許文献１には、２つのスイッチング回路を各回路に接続された巻線によって磁気的に結合させ、２つのスイッチング回路の間で電力を伝送させる電力変換装置が示されている。特許文献２には、第１および第２の昇圧コンバータの時比率変調による力率改善を行いつつ、第１および第２の昇圧コンバータの周波数を調整することにより出力電圧を制御する電力変換装置が示されている。
特開２０１１−１９３７１３号公報 特開２０１０−１８３７２６号公報
特許文献２に見られるように、交流電圧を整流して直流電圧に変換し、その直流電圧をコンバータ等のスイッチング回路に入力する場合、図１５に示されているようなダイオードブリッジ１１０が用いられることが多い。ダイオードブリッジ１１０は、第１ダイオード１０１〜第４ダイオード１０４を備える。ダイオードブリッジ１１０では、第１ダイオード１０１のアノードと第２ダイオード１０２のカソードとが接続され、第３ダイオード１０３のアノードと第４ダイオード１０４のカソードとが接続されている。第１ダイオード１０１および第２ダイオード１０２の接続点と、第３ダイオード１０３および第４ダイオード１０４の接続点との間には、交流電圧源１００が接続されている。また、第１ダイオード１０１および第３ダイオード１０３の接続点と、第２ダイオード１０２および第４ダイオード１０４の接続点との間には、平滑コンデンサ１０５およびスイッチング回路１０６が接続されている。交流電圧源１００から出力された交流電圧は、ダイオードブリッジ１１０によって全波整流されて平滑コンデンサ１０５の両端に印加され、平滑コンデンサ１０５の両端の電圧が直流電圧としてスイッチング回路１０６に出力される。平滑コンデンサ１０５は、出力電圧に含まれるリプル成分を低減する。
このようなダイオードブリッジを用いた場合、整流電流が２つのダイオードを流れ、各ダイオードの順方向抵抗によって電力損失が大きくなる場合がある。
本発明は、電力変換装置の電力損失を低減することを目的とする。
本発明は、第１スイッチング回路および第２スイッチング回路と、前記第１スイッチング回路に両端が接続された１次巻線と、前記第２スイッチング回路に両端が接続され、前記１次巻線と磁気的に結合する２次巻線と、前記１次巻線の中途接続点に一端が接続されたリアクトルと、を備え、前記第１スイッチング回路は、２つのハーフブリッジが並列接続されたフルブリッジであって、各前記ハーフブリッジは、それぞれの一端が共通に接続された２つのスイッチング素子を備える、フルブリッジと、それぞれの一端が共通に接続された第１整流素子および第２整流素子と、を備え、前記１次巻線は、２つの前記ハーフブリッジのうちの一方における２つのスイッチング素子の接続点と、２つの前記ハーフブリッジのうちの他方における２つのスイッチング素子の接続点との間に接続されており、前記第１整流素子の他端は、前記フルブリッジにおける２つの並列接続点のうちの一方に接続されており、前記第２整流素子の他端は、前記２つの並列接続点のうちの他方に接続されており、前記リアクトルの他端と、前記第１整流素子および第２整流素子の接続点との間に、交流電圧が入力され、前記第２スイッチング回路は、 ２つの出力ハーフブリッジが並列接続された出力フルブリッジであって、各前記出力ハーフブリッジは、それぞれの一端が共通に接続された２つのスイッチング素子を備える、出力フルブリッジを備え、前記２次巻線は、２つの前記出力ハーフブリッジのうちの一方における２つのスイッチング素子の接続点と、２つの前記出力ハーフブリッジのうちの他方における２つのスイッチング素子の接続点との間に接続されており、前記出力フルブリッジにおける２つの並列接続点から電力が出力される、ことを特徴とする。
望ましくは、前記出力フルブリッジにおける２つの並列接続点に接続された出力コンデンサと、前記フルブリッジおよび前記出力フルブリッジをスイッチングする制御部と、を備え、前記制御部は、前記出力コンデンサの端子間電圧と、前記出力コンデンサの端子間電圧に対する目標値との差異に応じて、前記フルブリッジをスイッチングする位相と、前記出力フルブリッジをスイッチングする位相との差を制御する。
望ましくは、前記フルブリッジにおける２つの並列接続点に接続されたコンデンサを備え、前記制御部は、前記コンデンサの端子間電圧と、前記コンデンサの端子間電圧に対する目標値との差異に応じた時比率で、前記フルブリッジおよび前記出力フルブリッジをスイッチングする。
本発明は、電力変換装置であって、第１スイッチング回路および第２スイッチング回路と、前記第１スイッチング回路に両端が接続された１次巻線と、前記第２スイッチング回路に両端が接続され、前記１次巻線と磁気的に結合する２次巻線と、前記１次巻線の中途接続点に一端が接続されたリアクトルと、を備え、前記第１スイッチング回路は、 ２つのハーフブリッジが並列接続されたフルブリッジであって、各前記ハーフブリッジは、それぞれの一端が共通に接続された２つのスイッチング素子を備える、フルブリッジと、それぞれの一端が共通に接続された第１整流素子および第２整流素子と、前記フルブリッジにおける２つの並列接続点に接続されたコンデンサと、を備え、前記１次巻線は、２つの前記ハーフブリッジのうちの一方における２つのスイッチング素子の接続点と、２つの前記ハーフブリッジのうちの他方における２つのスイッチング素子の接続点との間に接続されており、前記第１整流素子の他端は、前記フルブリッジにおける２つの並列接続点のうちの一方に接続されており、前記第２整流素子の他端は、前記２つの並列接続点のうちの他方に接続されており、前記リアクトルの他端と、前記第１整流素子および第２整流素子の接続点との間に、交流電圧が入力され、前記電力変換装置は、 前記コンデンサの端子間電圧と、前記コンデンサの端子間電圧に対する目標値との差異に応じた時比率で、前記フルブリッジをスイッチングする制御部を備えることを特徴とする。望ましくは、前記制御部は、前記コンデンサの端子間電圧、前記コンデンサの端子間電圧に対する目標値との差異、前記交流電圧、および、前記リアクトルに流れる電流に応じた時比率で、前記フルブリッジをスイッチングする。望ましくは、前記第１整流素子および前記第２整流素子のそれぞれは、前記交流電圧の値に応じてオンオフするスイッチング素子である。
本発明によれば、電力変換装置の電力損失を低減することができる。
車両搭載用の電力変換装置の構成を示す図である。 入力交流電圧が正の値となる半周期における力率改善回路の動作タイミングを示す図である。 スイッチング状態ＩおよびＩＩＩにおいて流れる電流を示す図である。 スイッチング状態ＩＩにおいて流れる電流を示す図である。 スイッチング状態ＩＶにおいて流れる電流を示す図である。 入力交流電圧が負の値となる半周期における力率改善回路の動作タイミングを示す図である。 スイッチング状態ＶおよびＶＩＩにおいて流れる電流を示す図である。 スイッチング状態ＶＩにおいて流れる電流を示す図である。 スイッチング状態ＶＩＩＩにおいて流れる電流を示す図である。 １次巻線電圧、２次巻線電圧、および２次巻線電流の時間波形を示す図である。 制御部の構成例を示す図である。 電力変換装置についてのシミュレーション結果を示す図である。 変形例に係る電力変換装置の構成を示す図である。 スイッチング素子ＳＡおよびＳＢをオンオフ制御するタイミングを示す図である。 ダイオードブリッジを用いた整流回路の例を示す図である。
図１には、本発明の実施形態に係る車両搭載用の電力変換装置の構成が示されている。電力変換装置は、力率改善回路１０、電圧コンバータ回路１４および制御部２２を備えている。力率改善回路１０には交流電圧源１８が接続されている。交流電圧源１８は、例えば、商用電源であり、電力変換装置の搭載先の車両がプラグイン機能を有する場合には、ＡＣアウトレットが交流電圧源１８となる。電圧コンバータ回路１４には負荷回路２０が接続されている。負荷回路２０は、例えば、車両搭載用バッテリを充電するための充電回路である。制御部２２は、力率改善回路１０および電圧コンバータ回路１４が備える各スイッチング素子をオンオフ制御する。
力率改善回路１０は、交流電圧源１８から流入する電流の時間波形をスイッチングによって調整し、交流電圧源１８から電力変換装置側を見た力率を改善する。力率改善回路１０および電圧コンバータ回路１４はトランスＴによって結合されており、交流電圧源１８から出力された電力は、力率改善回路１０から電圧コンバータ回路１４に伝送される。電圧コンバータ回路１４は、トランスＴの２次巻線Ｔ２から得られる交流電圧を直流電圧に変換し、適切な大きさの直流電圧を負荷回路２０に出力する。力率改善回路１０および電圧コンバータ回路１４によれば、交流電圧源１８から負荷回路２０に効率的に電力が供給される。
力率改善回路１０の構成について説明する。力率改善回路１０は、フィルタコンデンサＣｉｎ、リアクトルＬ、１次巻線Ｔ１、および第１スイッチング回路１２を備えている。
第１スイッチング回路１２は、スイッチング素子Ｓ１およびＳ２によって構成されるハーフブリッジＵ、スイッチング素子Ｓ３およびＳ４によって構成されるハーフブリッジＶ、ダイオードＤ１、ダイオードＤ２、およびバッファコンデンサＣｂｕｆを備えている。ハーフブリッジＵは、スイッチング素子Ｓ１の一端と、スイッチング素子Ｓ２の一端とを接続したものである。スイッチング素子Ｓ１の両端には、スイッチング素子Ｓ２との接続点の側をアノードとして寄生ダイオードが接続されている。スイッチング素子Ｓ２の両端には、スイッチング素子Ｓ１との接続点の側をカソードとして寄生ダイオードが接続されている。スイッチング素子Ｓ１およびＳ２としては、例えば、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）が用いられる。この場合、スイッチング素子Ｓ１としてのＩＧＢＴのエミッタと、スイッチング素子Ｓ２としてのＩＧＢＴのコレクタとが接続される。なお、一般に、ＩＧＢＴには寄生ダイオードが含まれている。
同様に、ハーフブリッジＶは、スイッチング素子Ｓ３の一端と、スイッチング素子Ｓ４の一端とを接続したものである。スイッチング素子Ｓ３の両端には、スイッチング素子Ｓ４との接続点の側をアノードとして寄生ダイオードが接続されている。スイッチング素子Ｓ４の両端には、スイッチング素子Ｓ３との接続点の側をカソードとして寄生ダイオードが接続されている。スイッチング素子Ｓ３およびＳ４としては、例えば、ＩＧＢＴが用いられる。この場合、スイッチング素子Ｓ３としてのＩＧＢＴのエミッタと、スイッチング素子Ｓ４としてのコレクタとが接続される。
スイッチング素子Ｓ１およびＳ２の接続点と、スイッチング素子Ｓ３およびＳ４の接続点との間には、１次巻線Ｔ１が接続されている。１次巻線Ｔ１のセンタータップｍ（中途接続点）には、リアクトルＬの一端が接続されている。リアクトルＬの他端は、電源入力端子１９−１に接続されている。
ハーフブリッジＵおよびＶは並列接続され、フルブリッジを構成している。すなわち、スイッチング素子Ｓ１のスイッチング素子Ｓ２側とは反対側の端子（図の上側の端子）と、スイッチング素子Ｓ３のスイッチング素子Ｓ４側とは反対側の端子（図の上側の端子）とが接続されている。また、スイッチング素子Ｓ２のスイッチング素子Ｓ１側とは反対側の端子（図の下側の端子）と、スイッチング素子Ｓ４のスイッチング素子Ｓ３側とは反対側の端子（図の下側の端子）とが接続されている。
ダイオードＤ１のアノードはダイオードＤ２のカソードに接続されている。ダイオードＤ１のカソードは、ハーフブリッジＵおよびＶの上側の端子に接続され、ダイオードＤ２のアノードは、ハーフブリッジＵおよびＶの下側の端子に接続されている。ダイオードＤ１およびＤ２の接続点は、電源入力端子１９−２に接続されている。
スイッチング素子Ｓ１、スイッチング素子Ｓ２、およびダイオードＤ１の接続点と、スイッチング素子Ｓ２、スイッチング素子Ｓ４、およびダイオードＤ２の接続点との間には、バッファコンデンサＣｂｕｆが接続されている。
１次巻線Ｔ１は、電圧コンバータ回路１４が備える２次巻線Ｔ２に磁気的に結合し、１次巻線Ｔ１および２次巻線Ｔ２は、トランスＴを構成している。
電源入力端子１９−１と電源入力端子１９−２との間には、フィルタコンデンサＣｉｎが接続されている。また、電源入力端子１９−１と電源入力端子１９−２との間には交流電圧源１８が接続されている。交流電圧源１８が商用電源である場合には、電源入力端子１９−１および１９−２には、ケーブルを介して電源用プラグが接続され、その電源用プラグがＡＣアウトレットに差し込まれる。
力率改善回路１０の動作の概要について説明する。交流電圧源１８は電源入力端子１９−１および１９−２に、正弦波電圧である入力交流電圧Ｖｉｎを出力する。フィルタコンデンサＣｉｎは、力率改善回路１０で発生し、交流電圧源１８側に流出する高周波電流を抑制する。
制御部２２は、制御信号Ｃｎ１〜Ｃｎ４をそれぞれスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４に出力し、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４をオンオフ制御する。制御信号Ｃｎｉがハイであるときは、スイッチング素子Ｓｉはオンとなり、制御信号Ｃｎｉがローであるときは、スイッチング素子Ｓｉはオフとなる。ただし、ｉは１〜４のうちいずれかの整数である。制御信号Ｃｎ２は制御信号Ｃｎ１に対してハイおよびローを反転したものであり、制御信号Ｃｎ４は、制御信号Ｃｎ３に対してハイおよびローを反転したものである。また、制御信号Ｃｎ３およびＣｎ４は、それぞれ、制御信号Ｃｎ１およびＣｎ２に対して位相が１８０°遅れている。
これによって、スイッチング素子Ｓ１およびスイッチング素子Ｓ２は、交互にオンオフする。すなわち、スイッチング素子Ｓ１がオフからオンになったときは、スイッチング素子Ｓ２はオンからオフになり、スイッチング素子Ｓ１がオンからオフになったときは、スイッチング素子Ｓ２は、オフからオンになる。同様に、スイッチング素子Ｓ３およびスイッチング素子Ｓ４は交互にオンオフする。スイッチング素子Ｓ１およびＳ２のオンオフの位相に対し、スイッチング素子Ｓ３およびＳ４のオンオフの位相は１８０°遅れる。
制御部２２は、バッファコンデンサＣｂｕｆの端子間電圧とその目標値との差異、リアクトルＬに流れる電流ｉＬ、および交流電圧源１８が出力する入力交流電圧Ｖｉｎに応じて、制御信号Ｃｎ１〜Ｃｎ４の時比率（デューティ比）を変化させる。これによって、電源入力端子１９−１および１９−２に流れる電流の時間波形を入力交流電圧Ｖｉｎの時間波形に近似させ、または一致させると共に、電源入力端子１９−１および１９−２に流れる電流の位相を入力交流電圧Ｖｉｎの位相に近似させ、または一致させる。なお、力率改善回路１０における時比率は、制御信号Ｃｎ２の周期に対する制御信号Ｃｎ２がオンになる時間の比率として定義される。
制御信号Ｃｎ１〜Ｃｎ４の周期は、入力交流電圧Ｖｉｎの周期よりも十分短い。リアクトルＬおよび１次巻線Ｔ１に流れる電流の時間波形は、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のスイッチングによって整形され、力率改善動作が実行される。
図２（ａ）〜（ｅ）には、入力交流電圧Ｖｉｎが正の値となる半周期における力率改善回路１０の動作タイミングが示されている。図２（ａ）には制御信号Ｃｎ１の反転値および制御信号Ｃｎ２の時間波形が示されており、図２（ｂ）には制御信号Ｃｎ３の反転値および制御信号Ｃｎ４の時間波形が示されている。符号の上に付された「−」の記号は、その符号で表される制御信号の反転値を意味する。図２（ｃ）には、スイッチング素子Ｓ１およびＳ２の接続点の電位Ｖｕ（Ｕ相電位Ｖｕ）の時間波形が示されており、図２（ｄ）には、スイッチング素子Ｓ３およびＳ４との接続点の電位Ｖｖ（Ｖ相電位Ｖｖ）の時間波形が示されている。さらに、図２（ｅ）には、１次巻線Ｔ１に印加される電圧Ｖｕｖ（１次巻線電圧Ｖｕｖ）の時間波形が示されている。制御信号Ｃｎ１の反転値および制御信号Ｃｎ３の反転値は、それぞれ、制御信号Ｃｎ２およびＣｎ４と同一である。また、Ｕ相電位ＶｕおよびＶ相電位Ｖｖの基準は接地導体Ｇ１の電位である。
図２（ａ）に示されているように、制御信号Ｃｎ１の反転値および制御信号Ｃｎ２の周期はＰであり、１周期Ｐの間に制御信号Ｃｎ１の反転値および制御信号Ｃｎ２は、ハイ時間δだけハイになる。図２（ｂ）に示されているように、制御信号Ｃｎ３の反転値および制御信号Ｃｎ４は、制御信号Ｃｎ１の反転値および制御信号Ｃｎ２に対して半周期、すなわち、１８０°遅れている。時比率αは、α＝δ／Ｐであり、ハイ時間δが入力交流電圧Ｖｉｎの瞬時値に応じて変化し、時比率αはハイ時間δの変化に伴って変化する。
ここでは、バッファコンデンサＣｂｕｆが一定の電圧Ｖｃに充電されているものとして力率改善回路１０の動作について説明する。バッファコンデンサＣｂｕｆが充電される動作については後述する。
制御信号Ｃｎ１がハイであり、制御電圧Ｃｎ２がローである間、スイッチング素子Ｓ１はオンになり、スイッチング素子Ｓ２はオフになる。これによってＵ相電位Ｖｕは、バッファコンデンサＣｂｕｆの充電電圧Ｖｃとなる。一方、制御信号Ｃｎ１がローであり、制御電圧Ｃｎ２がハイである間、スイッチング素子Ｓ１はオフになり、スイッチング素子Ｓ２はオンになる。これによってＵ相電位は０となる。したがって、図２（ｃ）に示されているように、Ｕ相電位Ｖｕは、周期Ｐで時間（Ｐ−δ）の間Ｖｃとなり、その他の時間帯で０となる。
制御信号Ｃｎ３がハイであり、制御電圧Ｃｎ４がローである間、スイッチング素子Ｓ３はオンになり、スイッチング素子Ｓ４はオフになる。これによって、Ｖ相電位ＶｖはバッファコンデンサＣｂｕｆの充電電圧Ｖｃとなる。一方、制御信号Ｃｎ３がローであり、制御電圧Ｃｎ４がハイである間、スイッチング素子Ｓ３はオフになり、スイッチング素子Ｓ４はオンになる。これによってＶ相電位は０となる。したがって、図２（ｄ）に示されているように、Ｖ相電位Ｖｖは、Ｕ相電位Ｖｕと同一の時間波形を有し、Ｕ相電位Ｖｕから１８０°位相が遅れた電位となる。
１次巻線電圧Ｖｕｖは、Ｕ相電位ＶｕからＶ相電位Ｖｖを減じた電圧である。これによって、図２（ｅ）に示されているように、１次巻線電圧Ｖｕｖは、波高値Ｖｃで正負対称の時間波形となる。
入力交流電圧Ｖｉｎが正である半周期における力率改善回路１０の状態には、スイッチング状態Ｉ〜ＩＶがある。スイッチング状態ＩおよびＩＩＩは、スイッチング素子Ｓ１およびＳ３がオフとなり、スイッチング素子Ｓ２およびＳ４がオンとなる状態である。図３には、スイッチング状態ＩおよびＩＩＩにおいて流れる電流が示されている。ただし、この図では、電力変換装置のうち、力率改善回路１０の部分のみが示されている。以下の図４および図５についても同様である。電流２４は、交流電圧源１８からリアクトルＬ、センタータップｍよりＵ相側のＵ相側部分巻線Ｔ１ｕ、スイッチング素子Ｓ２、および第２ダイオードＤ２を流れて交流電圧源１８に戻る。電流２６は、交流電圧源１８からリアクトルＬ、センタータップｍよりＶ相側のＶ相側部分巻線Ｔ１ｖ、スイッチング素子Ｓ４、および第２ダイオードＤ２を流れて交流電圧源１８に戻る。電流２４および２６は、バッファコンデンサＣｂｕｆの充電に寄与しない。
スイッチング状態ＩＩは、スイッチング素子Ｓ１およびＳ４がオフとなり、スイッチング素子Ｓ２およびＳ３がオンとなる状態である。図４には、スイッチング状態ＩＩにおいて流れる電流が示されている。電流２８は、図３に示された電流２４と同一の経路を流れる。電流３０は、交流電圧源１８からリアクトルＬ、Ｖ相側部分巻線Ｔ１ｖ、スイッチング素子Ｓ３、バッファコンデンサＣｂｕｆ、および第２ダイオードＤ２を流れて交流電圧源１８に戻る。電流３０によってバッファコンデンサＣｂｕｆが充電される。
スイッチング状態ＩＶは、スイッチング素子Ｓ１およびＳ４がオンとなり、スイッチング素子Ｓ２およびＳ３がオフとなる状態である。図５には、スイッチング状態ＩＶにおいて流れる電流が示されている。電流３２は、図３に示された電流２６と同一の経路を流れる。電流３４は、交流電圧源１８からリアクトルＬ、Ｕ相側部分巻線Ｔ１ｕ、スイッチング素子Ｓ１、バッファコンデンサＣｂｕｆ、および第２ダイオードＤ２を流れて交流電圧源１８に戻る。電流３４によってバッファコンデンサＣｂｕｆが充電される。
このように、バッファコンデンサＣｂｕｆは、スイッチング状態ＩＩにおける電流３０、およびスイッチング状態ＩＶにおける電流３４によって充電される。
図６（ａ）〜（ｅ）には、入力交流電圧が負の値となる半周期における力率改善回路１０の動作タイミングが示されている。図６（ａ）には制御信号Ｃｎ１の反転値および制御信号Ｃｎ２の時間波形が示されており、図６（ｂ）には制御信号Ｃｎ３の反転値および制御信号Ｃｎ４の時間波形が示されている。図６（ｃ）にはＵ相電位Ｖｕの時間波形が示されており、図６（ｄ）にはＶ相電位Ｖｖの時間波形が示されている。さらに、図６（ｅ）には１次巻線電圧Ｖｕｖの時間波形が示されている。図２に示されている事項と同一の事項については同一の符号付してその説明を省略する。
図６（ａ）に示されているように、制御信号Ｃｎ１の反転値および制御信号Ｃｎ２の周期はＰであり、１周期Ｐの間に制御信号Ｃｎ１の反転値および制御信号Ｃｎ２は、ハイ時間γだけハイになる。図６（ｂ）に示されているように、制御信号Ｃｎ３の反転値および制御信号Ｃｎ４は、制御信号Ｃｎ１の反転値および制御信号Ｃｎ２に対して半周期、すなわち、１８０°遅れている。時比率αは、α＝γ／Ｐであり、ハイ時間γが入力交流電圧Ｖｉｎの瞬時値に応じて変化し、時比率αはハイ時間γの変化に伴って変化する。
入力交流電圧Ｖｉｎが正の値となる半周期と同様の動作によって、入力交流電圧Ｖｉｎが負の値となる半周期においては、図６（ｃ）に示されているように、Ｕ相電位Ｖｕは、周期Ｐで時間（Ｐ−γ）の間Ｖｃとなり、その他の時間帯で０となる。また、図６（ｄ）に示されているように、Ｖ相電位Ｖｖは、Ｕ相電位Ｖｕと同一の時間波形を有し、Ｕ相電位Ｖｕから１８０°位相が遅れた電位となる。１次巻線電圧Ｖｕｖは、Ｕ相電位ＶｕからＶ相電位Ｖｖを減じた電圧である。これによって、図６（ｅ）に示されているように、１次巻線電圧Ｖｕｖは、波高値Ｖｃで正負対称の時間波形となる。
入力交流電圧Ｖｉｎが負の値となる半周期における力率改善回路１０の状態には、スイッチング状態Ｖ〜ＶＩＩＩがある。スイッチング状態ＶおよびＶＩＩは、スイッチング素子Ｓ１およびＳ３がオンとなり、スイッチング素子Ｓ２およびＳ４がオフとなる状態である。図７には、スイッチング状態ＶおよびＶＩＩにおいて流れる電流が示されている。ただし、この図では、電力変換装置のうち、力率改善回路１０の部分のみが示されている。以下の図８および図９についても同様である。
電流３６は、交流電圧源１８からダイオードＤ１、スイッチング素子Ｓ１、Ｕ相側部分巻線Ｔ１ｕ、およびリアクトルＬを流れて交流電圧源１８に戻る。電流３８は、交流電圧源１８からダイオードＤ１、スイッチング素子Ｓ３、Ｖ相側部分巻線Ｔ１ｖ、およびリアクトルＬを流れて交流電圧源１８に戻る。電流３６および３８は、バッファコンデンサＣｂｕｆの充電に寄与しない。
スイッチング状態ＶＩは、スイッチング素子Ｓ１およびＳ４がオンとなり、スイッチング素子Ｓ２およびＳ３がオフとなる状態である。図８には、スイッチング状態ＶＩにおいて流れる電流が示されている。電流４０は、図７に示された電流３６と同一の経路を流れる。電流４２は、交流電圧源１８からダイオードＤ１、バッファコンデンサＣｂｕｆ、スイッチング素子Ｓ４、Ｖ相側部分巻線Ｔ１ｖ、およびリアクトルＬを流れて交流電圧源１８に戻る。電流４２によってバッファコンデンサＣｂｕｆが充電される。
スイッチング状態ＶＩＩＩは、スイッチング素子Ｓ１およびＳ４がオフとなり、スイッチング素子Ｓ２およびＳ３がオンとなる状態である。図９には、スイッチング状態ＶＩＩＩにおいて流れる電流が示されている。電流４４は、図７に示された電流３８と同一の経路を流れる。電流４６は、交流電圧源１８からダイオードＤ１、バッファコンデンサＣｂｕｆ、スイッチング素子Ｓ２、Ｕ相側部分巻線Ｔ１ｕ、およびリアクトルＬを流れて交流電圧源１８に戻る。電流４６によってバッファコンデンサＣｂｕｆが充電される。
このように、バッファコンデンサＣｂｕｆは、スイッチング状態ＶＩにおける電流４２、およびスイッチング状態ＶＩＩＩにおける電流４６によって充電される。
このような動作によって、力率改善回路１０は、交流電圧源１８から流入する電流の時間波形をスイッチングによって調整し、交流電圧源１８から電力変換装置側を見た力率を改善しつつ、バッファコンデンサＣｂｕｆを充電すると共に、１次巻線Ｔ１に正負対称の時間波形を有する１次巻線電圧Ｖｕｖを印加する。この動作においては、バッファコンデンサＣｂｕｆの充電電圧によって１次巻線電圧Ｖｕｖの波高値が安定化される。また、１次巻線電圧Ｖｕｖが正負対称の時間波形を有していることにより、１次巻線Ｔ１から２次巻線Ｔ２に高効率で電力が伝送される。さらに、各電流経路に設けられるダイオードは１つであり、図１５に示されるダイオードブリッジを用いる場合に比べてダイオードにおける損失が低減される。
電圧コンバータ回路１４の構成について図１に戻って説明する。電圧コンバータ回路１４は、２次巻線Ｔ２および第２スイッチング回路１６を備えている。
第２スイッチング回路１６は、スイッチング素子Ｓ５およびＳ６によって構成される出力ハーフブリッジＷ、スイッチング素子Ｓ７およびＳ８によって構成される出力ハーフブリッジＸ、および出力コンデンサＣｏｕｔを備えている。出力ハーフブリッジＷは、スイッチング素子Ｓ５の一端と、スイッチング素子Ｓ６一端とを接続したものである。スイッチング素子Ｓ５の両端には、スイッチング素子Ｓ６との接続点の側をアノードとして寄生ダイオードが接続されている。スイッチング素子Ｓ６の両端には、スイッチング素子Ｓ５との接続点の側をカソードとして寄生ダイオードが接続されている。スイッチング素子Ｓ５およびＳ６としては、例えば、ＩＧＢＴが用いられる。この場合、スイッチング素子Ｓ５としてのＩＧＢＴのエミッタと、スイッチング素子Ｓ６としてのＩＧＢＴのコレクタとが接続される。
同様に、出力ハーフブリッジＸは、スイッチング素子Ｓ７の一端と、スイッチング素子Ｓ８の一端とを接続したものである。スイッチング素子Ｓ７の両端には、スイッチング素子Ｓ８との接続点の側をアノードとして寄生ダイオードが接続されている。スイッチング素子Ｓ８の両端には、スイッチング素子Ｓ７との接続点の側をカソードとして寄生ダイオードが接続されている。スイッチング素子Ｓ７およびＳ８としては、例えば、ＩＧＢＴが用いられる。この場合、スイッチング素子Ｓ７としてのＩＧＢＴのエミッタと、スイッチング素子Ｓ８としてのコレクタとが接続される。
スイッチング素子Ｓ５およびＳ６の接続点と、スイッチング素子Ｓ７およびＳ８の接続点との間には２次巻線Ｔ２が接続されている。
出力ハーフブリッジＷおよびＸは並列接続され、出力フルブリッジを構成している。すなわち、スイッチング素子Ｓ５の上側の端子とスイッチング素子Ｓ６の上側の端子とが接続され、スイッチング素子Ｓ６の下側の端子とスイッチング素子Ｓ８の下側の端子とが接続されている。出力ハーフブリッジＷおよびＸの上側の端子と、出力ハーフブリッジＷおよびＸの下側の端子との間には、出力コンデンサＣｏｕｔが接続されている。また、出力ハーフブリッジＷおよびＸの上側の端子には正極負荷端子２１Ｐが接続され、出力ハーフブリッジＷおよびＸの下側の端子には負極負荷端子２１Ｎが接続されている。さらに、正極負荷端子２１Ｐと負極負荷端子２１Ｎとの間には負荷回路２０が接続されている。
電圧コンバータ回路１４の動作の概要について説明する。力率改善回路１０の１次巻線Ｔ１に印加された電圧に応じて２次巻線Ｔ２に電圧が発生し、２次巻線Ｔ２に発生した電圧がスイッチング素子Ｓ５およびＳ６の接続点と、スイッチング素子Ｓ７およびＳ８の接続点との間に印加される。
制御部２２は、制御信号Ｃｎ５〜Ｃｎ８をそれぞれスイッチング素子Ｓ５〜Ｓ８に出力し、スイッチング素子Ｓ５〜Ｓ８をオンオフ制御する。制御信号Ｃｎｉがハイであるときは、スイッチング素子Ｓｉはオンとなり、制御信号Ｃｎｉがローであるときは、スイッチング素子Ｓｉはオフとなる。ただし、ｉは５〜８のうちいずれかの整数である。制御信号Ｃｎ６は制御信号Ｃｎ５に対してハイおよびローを反転させたものであり、制御信号Ｃｎ８は、制御信号Ｃｎ７に対してハイおよびローを反転させたものである。また、制御信号Ｃｎ７およびＣｎ８は、それぞれ、制御信号Ｃｎ５およびＣｎ６に対して位相が１８０°遅れている。
これによってスイッチング素子Ｓ５およびＳ６は交互にオンオフする。すなわち、スイッチング素子Ｓ５がオフからオンになったときは、スイッチング素子Ｓ６はオンからオフになり、スイッチング素子Ｓ５がオンからオフになったときは、スイッチング素子Ｓ６はオフからオンになる。同様に、スイッチング素子Ｓ７およびＳ８は交互にオンオフする。スイッチング素子Ｓ５およびＳ６のオンオフの位相に対し、スイッチング素子Ｓ７およびＳ８のオンオフの位相は１８０°遅れる。なお、電圧コンバータ回路１４における時比率は、制御信号Ｃｎ６の周期に対する制御信号Ｃｎ６がオンになる時間の比率として定義される。制御部２２は、電圧コンバータ回路１４における時比率を、力率改善回路１０における時比率に近付け、または、一致させる。
制御部２２は、出力コンデンサＣｏｕｔの端子間電圧と、その目標値との差異に応じて、第２スイッチング回路１６をスイッチングする位相を、第１スイッチング回路１２に対して遅らせる。
ここでは、出力コンデンサＣｏｕｔが一定の電圧Ｖｄに充電されているものとして電圧コンバータ回路１４の動作について説明する。
図１０（ａ）には、１次巻線電圧Ｖｕｖおよび２次巻線電圧Ｖｗｘの時間波形が示されている。ここで、２次巻線電圧Ｖｗｘは、スイッチング素子Ｓ７およびＳ８の接続点の電位を基準としたスイッチング素子Ｓ５およびＳ６の接続点の電圧である。１次巻線電圧Ｖｕｖは波高値がＶｃの矩形波であり、２次巻線電圧Ｖｗｘは波高値がＶｄの矩形波である。２次巻線電圧Ｖｗｘは１次巻線電圧Ｖｕｖに対して位相がφだけ遅れている。図１０（ｂ）には、２次巻線Ｔ２に流れる電流ｉｄの時間波形が示されている。２次巻線電流ｉｄは、出力ハーフブリッジＸから出力ハーフブリッジＷに向かう方向を正とする。
１次巻線電圧Ｖｕｖが０からＶｃに立ち上がり、２次巻線電圧Ｖｗｘが０である期間τ１の間、２次巻線電流ｉｄは０から正方向に急激に増加する。その後、２次巻線電圧ＶｗｘがＶｄに立ち上がり、１次巻線電圧ＶｕｖがＶｃであり２次巻線電圧ＶｗｘがＶｄである期間τ２の間、２次巻線電流ｉｄの変化は緩やかになる。さらに、１次巻線電圧ＶｕｖがＶｃから０に立ち下がり、２次巻線電圧ＶｗｘがＶｄである期間τ３の間、２次巻線電流ｉｄは０に向かってに急激に減少する。
１次巻線電圧Ｖｕｖおよび２次巻線電圧Ｖｗｘが０である期間τ４では、２次巻線電流ｉｄは０である。
１次巻線電圧Ｖｕｖが０から−Ｖｃに立ち上がり、２次巻線電圧Ｖｗｘが０である期間τ５の間、２次巻線電流ｉｄは０から負方向に急激に増加する。その後、２次巻線電圧Ｖｗｘが−Ｖｄに立ち上がり、１次巻線電圧Ｖｕｖが−Ｖｃであり２次巻線電圧Ｖｗｘが−Ｖｄである期間τ６の間、２次巻線電流ｉｄの変化は緩やかになる。さらに、１次巻線電圧Ｖｕｖが−Ｖｃから０に立ち下がり、２次巻線電圧Ｖｗｘが−Ｖｄである期間τ７の間、２次巻線電流ｉｄは０に向かってに急激に減少する。
１次巻線電圧Ｖｕｖが立ち上がってから２次巻線電圧Ｖｗｘが立ち上がる前までの期間τ１およびτ５では、１次巻線Ｔ１から２次巻線Ｔ２にエネルギーが供給されると共に、２次巻線Ｔ２はエネルギーを蓄える。そして、期間τ２、τ３、τ６およびτ７の間、電圧コンバータ回路１４は、２次巻線電圧Ｖｗｘおよび２次巻線電流ｉｄの積で定まる電力を負荷回路２０に出力する。
１次巻線電圧Ｖｕｖと２次巻線電圧Ｖｗｘとの位相差φが大きい程、２次巻線Ｔ２にエネルギーが蓄積される期間τ１およびτ５が長くなり、期間τ２、τ３、τ６およびτ７における２次巻線電流ｉｄの絶対値が大きくなる。ただし、位相差φは１８０°未満の値である。したがって、１次巻線電圧Ｖｕｖと２次巻線電圧Ｖｗｘとの位相差φが大きい程、力率改善回路１０から電圧コンバータ回路１４に伝送され、電圧コンバータ回路１４から負荷回路２０に出力される電力が大きくなる。
なお、制御部２２が、上述のようにスイッチング素子Ｓ５〜Ｓ８をスイッチング制御することで、２次巻線電流ｉｄが出力コンデンサＣｏｕｔの上端から下端に流れ、出力コンデンサＣｏｕｔは、所定の電圧Ｖｄで充電される。
電圧コンバータ回路１４は、１次巻線Ｔ１および２次巻線Ｔ２によって構成されるトランスＴによって、力率改善回路１０に磁気的に結合している。したがって、力率改善回路１０は、電圧コンバータ回路１４から電気的に絶縁され、電圧コンバータ回路１４で発生した高電圧による電流が、力率改善回路１０側に流れることが回避される。また、上述のように、１次巻線Ｔ１に印加される１次巻線電圧Ｖｕｖは、正負対称の時間波形を有しているため、力率改善回路１０から電圧コンバータ回路１４に電力が伝送される際にトランスＴにおいて生じる損失が低減される。
図１１には、制御部２２の構成例が示されている。制御部２２は、図１１に示されている構成要素をプログラムを実行することによって実現するプロセッサを備えていてもよい。また、各構成要素が、ハードウエアとしての電子回路によって個別に構成されてもよい。
制御部２２が、各制御信号を生成するに際しては、バッファコンデンサＣｂｕｆの端子間電圧の計測値Ｖｂ、入力交流電圧Ｖｉｎの計測値Ｖｉｍ、リアクトルＬに流れる電流ｉＬの計測値ＩＬ、および電圧コンバータ回路１４から負荷回路２０に出力される電圧の計測値Ｖｏが用いられる。電力変換装置には、これらを計測するための各センサ（図示せず）が設けられている。
制御部２２は、バッファコンデンサＣｂｕｆの端子間電圧の計測値であるバッファ電圧計測値Ｖｂとその目標値であるバッファ電圧目標値Ｖｂ＊との差異に基づいて時比率αを決定する。また、制御部２２は、電圧コンバータ回路１４から負荷回路２０への出力電圧の計測値である出力電圧計測値Ｖｏとその目標値である出力電圧目標値Ｖｏ＊との差異に基づいて、第２スイッチング回路１６をスイッチングする位相を、第１スイッチング回路１２に対して遅らせる。
減算器７２は、バッファ電圧目標値Ｖｂ＊からバッファ電圧計測値Ｖｂを減算して第１誤差を求め、電圧ＰＩ制御部７４に出力する。電圧ＰＩ制御部７４は、比例積分制御による第１制御値を求め、乗算器７６に出力する。乗算器７６は、入力交流電圧Ｖｉｎの計測値Ｖｉｍを第１制御値に乗じ、減算器７８に出力する。減算器７８は、第１制御値に入力交流電圧計測値Ｖｉｍを乗じて得られたリアクトル電流目標値ｉＬ＊からリアクトル電流計測値ＩＬを減算して第２誤差を求め、電流ＰＩ制御部８０に出力する。電流ＰＩ制御部８０は、比例積分制御による第２制御値を求め加算器８２に出力する。加算器８２は、第２制御値に０．５を加算して時比率目標値α＊を求める。ここで、第２制御値に加算される０．５は、時比率αが取り得る値の中央値を意味する。加算器８２は、時比率目標値α＊を、比較部６４、６６、６８および７０に出力する。
減算器５０は、出力電圧目標値Ｖｏ＊から出力電圧計測値Ｖｏを減算した第３誤差を求め、位相ＰＩ制御部５２に出力する。位相ＰＩ制御部５２は、比例積分制御による第３制御値を求め、位相調整部５６に出力する。キャリア生成部５４は、パルス幅変調を行うためのキャリア信号を位相調整部５６に出力する。キャリア信号は、例えば、三角波を時間波形とする信号である。
位相調整部５６は、さらに、キャリア生成部５４から出力されたキャリア信号の位相を、第３制御値に基づいて変化させて、１次側バッファアンプ６０に出力する。例えば、位相調整部５６は、第３制御値が大きい程、キャリア信号の位相を進める。１次側バッファアンプ６０は、位相調整部５６から出力されたキャリア信号をＵ相キャリア信号ＣＵとして比較部６４に出力する。また、１次側バッファアンプ６０は、位相調整部５６から出力されたキャリア信号を１８０°遅延させて比較部６６にＶ相キャリア信号ＣＶとして出力する。キャリア信号の時間波形によってはハイおよびローを反転した信号を１８０°位相を遅延させた信号としてもよい。
位相調整部５６は、キャリア信号を２次側バッファアンプ６２に出力する。２次側バッファアンプ６２は、位相調整部５６から出力されたキャリア信号をＷ相キャリア信号ＣＷとして比較部６８に出力する。また、２次側バッファアンプ６２は、位相調整部５６から出力されたキャリア信号を１８０°遅延させて比較部７０にＸ相キャリア信号ＣＸとして出力する。キャリア信号の時間波形によってはハイおよびローを反転した信号を１８０°位相を遅延させた信号としてもよい。
ここでは、位相調整部５６が、１次側バッファアンプ６０に出力する信号の位相を第３制御値に基づいて進める処理について説明したが、位相調整部５６が、２次側バッファアンプ６２に出力する信号の位相を第３制御値に基づいて遅らせる処理が採用されてもよい。
比較部６４は、Ｕ相キャリア信号ＣＵが時比率目標値α＊を超えるときは、制御信号Ｃｎ１―および制御信号Ｃｎ２の値をローにする。他方、比較部６４は、Ｕ相キャリア信号ＣＵが時比率目標値α＊以下であるときは、制御信号Ｃｎ１―および制御信号Ｃｎ２の値をハイにする。
比較部６６は、Ｖ相キャリア信号ＣＶが時比率目標値α＊を超えるときは、制御信号Ｃｎ３―および制御信号Ｃｎ４の値をローにする。他方、比較部６６は、Ｖ相キャリア信号ＣＶが時比率目標値α＊以下であるときは、制御信号Ｃｎ３―および制御信号Ｃｎ４の値をハイにする。
比較部６８は、Ｗ相キャリア信号ＣＷが時比率目標値α＊を超えるときは、制御信号Ｃｎ５―および制御信号Ｃｎ６の値をローにする。他方、比較部６８は、Ｗ相キャリア信号ＣＷが時比率目標値α＊以下であるときは、制御信号Ｃｎ５―および制御信号Ｃｎ６の値をハイにする。
比較部７０は、Ｘ相キャリア信号ＣＸが時比率目標値α＊を超えるときは、制御信号Ｃｎ７―および制御信号Ｃｎ８の値をローにする。他方、比較部７０は、Ｘ相キャリア信号ＣＸが時比率目標値α＊以下であるときは、制御信号Ｃｎ７―および制御信号Ｃｎ８の値をハイにする。
このような制御によれば、バッファ電圧計測値Ｖｂがバッファ電圧目標値Ｖｂ＊に満たないときは、時比率目標値α＊が増加し、バッファ電圧計測値Ｖｂがバッファ電圧目標値Ｖｂ＊を超えたときは、時比率目標値α＊が減少する。これによって、バッファコンデンサＣｂｕｆの端子間電圧が電圧目標値Ｖｂ＊に近付き、または、一致する。
さらに、出力電圧計測値Ｖｏが出力電圧目標値Ｖｏ＊に満たないときは、第１スイッチング回路１２をスイッチングする位相に対し、第２スイッチング回路１６をスイッチングする位相の遅れが大きくなる。また、出力電圧計測値Ｖｏが出力電圧目標値Ｖｏ＊を超えるときは、第１スイッチング回路１２をスイッチングする位相に対し、第２スイッチング回路１６をスイッチングする位相の進みが大きくなる。これによって、出力電圧が出力電圧目標値Ｖｏ＊に近付き、または、一致する。
図１２（ａ）〜（ｅ）には、本発明の実施形態に係る電力変換装置についてのシミュレーション結果が示されている。図１２（ａ）〜（ｅ）の横軸は時間である。図１２（ａ）には、電力変換装置に入力される電力Ｐｉｎと、電力変換装置から負荷回路２０に出力される電力Ｐｏｕｔが示されている。
図１２（ｂ）には、バッファコンデンサＣｂｕｆの端子間電圧Ｖｂｕｆ（バッファ電圧）と電力変換装置から負荷回路２０に出力される電圧Ｖｏｕｔが示されている。
図１２（ｃ）には、電源入力端子１９−１における入力電流Ｉｉｎが示されている。また、目標となる入力電流Ｉ０が併せて示されている。
図１２（ｄ）には、時比率αの時間波形が示されている。図１１に示されているように、時比率目標値α＊は、第１制御値に入力交流電圧計測値Ｖｉｍを乗じた値に基づいて求められるため、時比率目標値α＊には入力交流電流Ｖｉｎの値が反映される。これによって、第１スイッチング回路１２および第２スイッチング回路１６が動作する際の時比率αは、入力交流電流Ｖｉｎの値に応じて定まる。
図１２（ｅ）には、第１スイッチング回路１２のスイッチング位相に対する、第２スイッチング回路１６のスイッチング位相の遅延が示されている。一定の電力を負荷回路２０に供給する場合、時比率αが０．５に近い程、位相遅延は小さくなる。図１０における期間τ２およびτ６が長くなった分だけ、期間τ１およびτ５において２次巻線Ｔ２に流れる電流を大きくする必要がないためである。
図１３には、変形例に係る電力変換装置が示されている。この電力変換装置は、図１におけるダイオードＤ１およびＤ２を、それぞれ、スイッチング素子ＳＡおよびＳＢに置き換え、２つの整流素子としてスイッチング素子ＳＡおよびＳＢを用いたものである。スイッチング素子ＳＡおよびＳＢとしては、例えば、ＩＧＢＴが用いられる。この場合、スイッチング素子ＳＡとしてのＩＧＢＴのエミッタと、スイッチング素子ＳＢとしてのＩＧＢＴのコレクタとが接続される。
制御部２２は、制御信号ＣｎＡによってスイッチング素子ＳＡをオンオフ制御し、制御信号ＣｎＢによってスイッチング素子ＳＢをオンオフ制御する。
入力交流電圧Ｖｉｎが正の値となる半周期では、スイッチング素子ＳＡをオフにし、スイッチング素子ＳＢをオンにすることで、図３〜図５に示されている電流と同様の電流が流れる。入力交流電圧Ｖｉｎが負の値となる半周期では、スイッチング素子ＳＡをオンにし、スイッチング素子ＳＢをオフにすることで、図７〜図９に示されている電流と同様の電流が流れる。
図１４には、スイッチング素子ＳＡおよびＳＢをオンオフ制御するタイミングが示されている。図１４（ａ）には、入力交流電圧計測値Ｖｉｍの時間波形が示されている。制御部２２は、以下に述べるデッドタイムを除く時間帯で、入力交流電圧測定値Ｖｉｍが正であるときは制御信号ＣｎＡをローにし、制御信号ＣｎＢをハイにする。これによって、スイッチング素子ＳＡはオフになり、スイッチング素子ＳＢはオンになる。また、制御部２２は、以下に述べるデッドタイムを除く時間帯で、入力交流電圧測定値Ｖｉｍが負であるときは、制御信号ＣｎＡをハイにし、制御信号ＣｎＢをローにする。これによって、スイッチング素子ＳＡはオンになり、スイッチング素子ＳＢはオフになる。
入力交流電圧計測値Ｖｉｍの極性が切り換わる時よりｄ１だけ前の時間から、極性切り換わり時よりもｄ２だけ後までの時間にはデッドタイム８４が設けられている．デッドタイム８４においては、制御部２２は制御信号ＣｎＡおよびＣｎＢをいずれもローとする。これによって、デッドタイム８４ではスイッチング素子ＳＡおよびＳＢは、いずれもオフになる。
整流素子としてダイオードの代わりにスイッチング素子が用いられることで、ダイオードの順方向抵抗による損失が抑制される。また、スイッチング素子ＳＡおよびＳＢを制御するに際してデッドタイムが設けられていることで、制御誤差によってスイッチング素子ＳＡおよびＳＢが同時にオンにならず、バッファコンデンサＣｂｕｆの両端が短絡されてしまうことが回避される。
１０ 力率改善回路、１２ 第１スイッチング回路、１４ 電圧コンバータ回路、１６ 第２スイッチング回路、１８，１００ 交流電圧源、１９−１，１９−２ 電源入力端子、２０ 負荷回路、２１Ｐ 正極負荷端子、２１Ｎ 負極負荷端子、２２ 制御部、２４，２６，２８，３０，３２，３４，３６，３８，４０，４２，４４，４６ 電流、５０，７２，７８ 減算器、５２ 位相ＰＩ制御部、５４ キャリア生成部、５６ 位相調整部、６０ １次側バッファアンプ、６２ ２次側バッファアンプ、６４，６６，６８，７０ 比較部、７４ 電圧ＰＩ制御部、７６ 乗算器、８０ 電流ＰＩ制御部、８２ 加算器、１０１ 第１ダイオード、１０２ 第２ダイオード、１０３ 第３ダイオード、１０４ 第４ダイオード、１０５ 平滑コンデンサ、１０６ スイッチング回路、１１０ ダイオードブリッジ。

Claims (6)

  1. 第１スイッチング回路および第２スイッチング回路と、
    前記第１スイッチング回路に両端が接続された１次巻線と、
    前記第２スイッチング回路に両端が接続され、前記１次巻線と磁気的に結合する２次巻線と、
    前記１次巻線の中途接続点に一端が接続されたリアクトルと、を備え、
    前記第１スイッチング回路は、
    ２つのハーフブリッジが並列接続されたフルブリッジであって、各前記ハーフブリッジは、それぞれの一端が共通に接続された２つのスイッチング素子を備える、フルブリッジと、
    それぞれの一端が共通に接続された第１整流素子および第２整流素子と、を備え、
    前記１次巻線は、
    ２つの前記ハーフブリッジのうちの一方における２つのスイッチング素子の接続点と、２つの前記ハーフブリッジのうちの他方における２つのスイッチング素子の接続点との間に接続されており、
    前記第１整流素子の他端は、前記フルブリッジにおける２つの並列接続点のうちの一方に接続されており、
    前記第２整流素子の他端は、前記２つの並列接続点のうちの他方に接続されており、
    前記リアクトルの他端と、前記第１整流素子および第２整流素子の接続点との間に、交流電圧が入力され、
    前記第２スイッチング回路は、
    ２つの出力ハーフブリッジが並列接続された出力フルブリッジであって、各前記出力ハーフブリッジは、それぞれの一端が共通に接続された２つのスイッチング素子を備える、出力フルブリッジを備え、
    前記２次巻線は、
    ２つの前記出力ハーフブリッジのうちの一方における２つのスイッチング素子の接続点と、２つの前記出力ハーフブリッジのうちの他方における２つのスイッチング素子の接続点との間に接続されており、
    前記出力フルブリッジにおける２つの並列接続点から電力が出力される、ことを特徴とする電力変換装置。
  2. 請求項１に記載の電力変換装置において、
    前記出力フルブリッジにおける２つの並列接続点に接続された出力コンデンサと、
    前記フルブリッジおよび前記出力フルブリッジをスイッチングする制御部と、を備え、
    前記制御部は、
    前記出力コンデンサの端子間電圧と、前記出力コンデンサの端子間電圧に対する目標値との差異に応じて、前記フルブリッジをスイッチングする位相と、前記出力フルブリッジをスイッチングする位相との差を制御することを特徴とする電力変換装置。
  3. 請求項２に記載の電力変換装置において、
    前記フルブリッジにおける２つの並列接続点に接続されたコンデンサを備え、
    前記制御部は、
    前記コンデンサの端子間電圧と、前記コンデンサの端子間電圧に対する目標値との差異に応じた時比率で、前記フルブリッジおよび前記出力フルブリッジをスイッチングすることを特徴とする電力変換装置。
  4. 電力変換装置であって、
    第１スイッチング回路および第２スイッチング回路と、
    前記第１スイッチング回路に両端が接続された１次巻線と、
    前記第２スイッチング回路に両端が接続され、前記１次巻線と磁気的に結合する２次巻線と、
    前記１次巻線の中途接続点に一端が接続されたリアクトルと、を備え、
    前記第１スイッチング回路は、
    ２つのハーフブリッジが並列接続されたフルブリッジであって、各前記ハーフブリッジは、それぞれの一端が共通に接続された２つのスイッチング素子を備える、フルブリッジと、
    それぞれの一端が共通に接続された第１整流素子および第２整流素子と、
    前記フルブリッジにおける２つの並列接続点に接続されたコンデンサと、を備え、
    前記１次巻線は、
    ２つの前記ハーフブリッジのうちの一方における２つのスイッチング素子の接続点と、２つの前記ハーフブリッジのうちの他方における２つのスイッチング素子の接続点との間に接続されており、
    前記第１整流素子の他端は、前記フルブリッジにおける２つの並列接続点のうちの一方に接続されており、
    前記第２整流素子の他端は、前記２つの並列接続点のうちの他方に接続されており、
    前記リアクトルの他端と、前記第１整流素子および第２整流素子の接続点との間に、交流電圧が入力され、
    前記電力変換装置は、
    前記コンデンサの端子間電圧と、前記コンデンサの端子間電圧に対する目標値との差異に応じた時比率で、前記フルブリッジをスイッチングする制御部を備えることを特徴とする電力変換装置。
  5. 請求項４に記載の電力変換装置において、
    前記制御部は、
    前記コンデンサの端子間電圧、前記コンデンサの端子間電圧に対する目標値との差異、前記交流電圧、および、前記リアクトルに流れる電流に応じた時比率で、前記フルブリッジをスイッチングすることを特徴とする電力変換装置。
  6. 請求項１から請求項５のいずれか１項に記載の電力変換装置において、
    前記第１整流素子および前記第２整流素子のそれぞれは、
    前記交流電圧の値に応じてオンオフするスイッチング素子であることを特徴とする電力変換装置。
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