JP6537712B2 - モータ駆動装置、冷凍サイクル装置及び空気調和機 - Google Patents

Description

本発明は、スイッチング素子を備えるモータ駆動装置、冷凍サイクル装置及び空気調和機に関する。

モータ駆動装置に関して、過電流検出手法の一例が開示されている（例えば、特許文献１）。特許文献１では、コンデンサの一つに直流電流変成器を設け、コンデンサとインバータの間の配線インダクタンスを小さくすることができることが記載されている。

また、並列に接続された複数のモジュールを備え、前記モジュールの各々が、スイッチング素子を有する複数の同種の回路要素を備え、前記モジュールの各々において、前記回路要素が並列に接続され、前記モジュールの入力端子又は出力端子が結線され、かつ、前記スイッチング素子が共通の駆動信号によって駆動される電力変換装置がある（例えば、特許文献２）。

特開平１−０１９９１５号公報 特開２００９−２６１１０６号公報

特許文献１によれば、コンデンサとインバータの間の配線インダクタンスを小さくすることができ、配線インダクタンスと流れる電流のｄｉ／ｄｔによるサージ電圧を抑制することは可能である。インバータモジュールが１つであれば、コンデンサとインバータの間の配線インダクタンスを小さくすることができる。しかしながら、小容量のインバータモジュールを複数接続して大容量のインバータを構成した場合に、プリント基板に実装する上で、配線インダクタンスが大きくならざるを得ない。

また、特許文献２のように大容量の３相インバータを構成した場合、１つのモジュールにおける直流入力端子、すなわち正極側の端子及び負極側の端子の２端子に流れる電流は、１つのモジュールで３相インバータを構成した場合の３倍の電流が流れる。そのため、配線パターンで発生する電圧も３倍となる。さらに、モジュールの直流入力端子から、モジュール内部のスイッチング素子間のリードフレームのインダクタンスによるサージ電圧も３倍となる。このため、小容量のインバータモジュールを複数接続して大容量のインバータを構成した場合に、周辺回路の誤動作を引き起こしやすいという問題点があった。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、小容量のインバータモジュールを複数接続して大容量のインバータを構成した場合に、周辺回路の誤動作を抑止することができるモータ駆動装置を得ることを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するため、本発明に係るモータ駆動装置は、電動機の相数と同数のインバータモジュールと、インバータモジュールをＰＷＭ駆動するためのＰＷＭ信号を生成する制御部とを備える。インバータモジュールの内部には、２つのスイッチング素子が直列に接続されたスイッチング素子対を複数と、制御部の入力信号から複数のスイッチング素子対を駆動する駆動回路と、第１の閾値電圧値を超えると制御部からの入力信号に関わらず駆動回路を停止させる保護回路と、が備えられる。複数のスイッチング素子対は並列に接続され、複数のスイッチング素子対の基準端子である第１端子、駆動回路の基準端子である第２端子、及び保護回路の入力端子は、それぞれが独立して外部に表れている。第１端子及び第２端子は、配線パターンによってプリント基板上で１点接続されている。

本発明によれば、小容量のインバータモジュールを複数接続して大容量のインバータを構成した場合に、周辺回路の誤動作を抑止することができる、という効果を奏する。

実施の形態１に係るモータ駆動装置の構成例を示す回路図 実施の形態１に係る制御部の機能をソフトウェアで実現する場合のハードウェア構成の一例を示すブロック図 比較例としての一般的なインバータの構成を示す回路図 図３に示すような単一対インバータの概念で３つのインバータモジュールを結線したときの結線状態を示す回路図 実施の形態１に係る概念で結線したときの結線状態を示す回路図 実施の形態１に係るモータ駆動装置の配線パターンの一例を示す図 実施の形態１に係るモータ駆動装置の配線パターンの他の例を示す図 実施の形態２に係るモータ駆動装置の構成例を示す回路図 実施の形態２に係るモータ駆動装置の配線パターンの一例を示す図 実施の形態３に係る空気調和機の構成例を示す図

以下に、本発明の実施の形態に係るモータ駆動装置、冷凍サイクル装置及び空気調和機を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。

実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１に係るモータ駆動装置の構成例を示す回路図である。実施の形態１に係るモータ駆動装置は、図１に示すように、直流電圧を出力するコンデンサ１と、コンデンサ１の両端電圧を検出する電圧検出部１１と、直流電流を３相交流電流に変換して３相モータであるモータ１５を駆動するインバータ部１４と、インバータ部１４を制御するためのＰＷＭ信号を生成する制御部５と、を備える。インバータ部１４とモータ１５の間には、モータ電流を検出する電流検出器１２，１３が設けられている。

実施の形態１のモータ駆動装置は、空気調和機、冷凍機、洗濯乾燥機、冷蔵庫、除湿器、ヒートポンプ式給湯機、ショーケース、掃除機、ファンモータ、換気扇、手乾燥機、誘導加熱電磁調理器などにおいて、モータを駆動する装置として用いることができる。

インバータ部１４は、Ｕ相に対応するインバータモジュール２と、Ｖ相に対応するインバータモジュール３と、Ｗ相に対応するインバータモジュール４とを備える。インバータモジュール２，３，４は、それぞれがスイッチング素子６ａ，６ｂ，６ｃ，６ｄ，６ｅ，６ｆを備える。スイッチング素子６ａ，６ｃ，６ｅは上アームを構成し、スイッチング素子６ｂ，６ｄ，６ｆは下アームを構成する。本実施の形態では、スイッチング素子６ａ，６ｂ，６ｃ，６ｄ，６ｅ，６ｆのそれぞれの電流容量が小さい場合でも、図１のように、相ごとにスイッチング素子を並列化することにより大電流容量を実現することができる。インバータモジュール３，４の構成は、インバータモジュール２と同様である。

制御部５は、電圧検出部１１により検出された電圧と、電流検出器１２，１３により検出されたモータ電流とに基づいてインバータ部１４を制御する。具体的には、相ごと及びアームごとのスイッチング素子のオンオフ状態を制御するためのＰＷＭ信号Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐ，Ｕｎ，Ｖｎ，Ｗｎを生成してインバータ部１４へ出力する。Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐは、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の上アームのスイッチング素子のオンオフ状態を制御するためのＰＷＭ信号であり、Ｕｎ，Ｖｎ，Ｗｎは、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の下アームのスイッチング素子のオンオフ状態を制御するためのＰＷＭ信号である。ＰＷＭ信号は、オンすなわち閉を示すＨｉｇｈと、オフすなわち開を示すＬｏｗとの何れかの値をとるパルス状の信号である。パルスすなわちオンが連続する期間の幅をパルス幅と呼ぶ。制御部５は、同一相の同一アームが３つのスイッチング素子で構成されることから、３つのスイッチング素子がオンとなったときに流れる電流に基づいてパルス幅を決定する。すなわち３つのスイッチング素子を大きな電流容量の１つのスイッチング素子であるとみなしてＰＷＭ信号を生成する。

なお、制御部５の機能をソフトウェアで実現する場合には、図２に示すように、演算を行うＣＰＵ（Central Processing Unit：中央処理装置）５０、ＣＰＵ５０によって読みとられるプログラムが保存されるメモリ５２及び信号の入出力を行うインターフェイス５４を含む構成とすることができる。なお、ＣＰＵ５０は、演算装置、マイクロプロセッサ、マイクロコンピュータ、プロセッサ、又はＤＳＰ（Digital Signal Processor）などと称されるものであってもよい。また、メモリ５２は、例えば、ＲＡＭ（Random Access Memory）、ＲＯＭ（Read Only Memory）、フラッシュメモリ、ＥＰＲＯＭ（Erasable Programmable ROM）、ＥＥＰＲＯＭ（Electrically EPROM）などの、不揮発性又は揮発性の半導体メモリ、磁気ディスク、フレキシブルディスク、光ディスク、コンパクトディスク、ミニディスク、ＤＶＤ（Digital Versatile Disc）、ＢＤ（Blu-ray（登録商標） Disc）などが該当する。

メモリ５２には、制御部５の機能を実行するプログラムが格納されている。ＣＰＵ５０は、インターフェイス５４を介して受領した電圧検出部１１の検出値、及び電流検出器１２，１３の検出値、並びに各種の情報に基づいて、ＰＷＭ信号の生成に必要な演算及び制御を実行する

駆動回路７は、相ごとすなわちインバータモジュール２，３，４ごとに、制御部５により生成されたＰＷＭ信号に基づいて、スイッチング素子６ａ，６ｂ，６ｃ，６ｄ，６ｅ，６ｆをＰＷＭ駆動するためのＰＷＭ信号を生成する。具体的には、駆動回路７は、Ｕｐ，Ｕｎを、それぞれ３つに複製し、複製した信号をＵ相に対応するインバータモジュール２に出力する。また、駆動回路７は、Ｖｐ，Ｖｎを各それぞれ３つに複製し、複製した信号をＶ相に対応するインバータモジュール３に出力する。駆動回路７は、Ｗｐ，Ｗｎをそれぞれ３つに複製し、複製した信号をＷ相に対応するインバータモジュール４に出力する。

保護回路８は、相ごとすなわちインバータモジュール２，３，４ごとに、制御部５により生成されたＰＷＭ信号に基づいてスイッチング素子６ａ，６ｂ，６ｃ，６ｄ，６ｅ，６ｆをＰＷＭ駆動するためのＰＷＭ信号を駆動回路７へ伝達する。また、過電流異常入力用の端子２６（図１では「Ｃｉｎ」と表記）があり、過電流異常入力を表す旨の電圧値がインバータモジュール２，３，４の外部から入力できるようになっている。このため、端子２６の電圧が、予め設定された閾値を超えた場合に、制御部５から駆動回路７へのＰＷＭ信号の伝達は停止する。なお、過電流異常入力を表す電圧値として、本実施の形態では、０．５Ｖの＋５％値、すなわち０．５２５Ｖ（＝０．５Ｖ＋０．０２５Ｖ）を例示する。

電流検出器９は、後述するアースポイント１６（図１では「Ｎ１」とも表記）と、コンデンサ１の負極側端子との間に配置される。アースポイント１６は、インバータモジュール２，３，４におけるスイッチング素子６ｂ，６ｄ，６ｆの各負極側すなわち各ソース側に設けられた３つのパワーＧＮＤ２８からの各配線パターンが合流する点である。パワーＧＮＤ２８は、スイッチング素子対に基準電位を与える基準端子である。パワーＧＮＤ２８を符号無しで識別する場合、便宜的に第１端子と呼称する。

電流検出器９は、コンデンサ１の負極側端子に戻る電流すなわちインバータモジュール２，３，４に流れる電流の合計値を検出し、検出した電圧信号をコンパレータ１０へ伝達する。電流検出器９としては、シャント抵抗を挿入する構成でもよいし、磁性体コアを用いた電流センサでもよいし、又は、磁気インピーダンス効果を利用したＭＩ電流センサ、磁気抵抗効果を利用したＭＲ電流センサ、若しくは、ホール効果を利用した電流センサを含むコアレスセンサを用いてもよい。ただし、コア有のセンサよりも、コアレスセンサとした方がよい。コアレスセンサの場合、コンデンサ１の正極側端子からインバータモジュール２，３，４を経て電流検出器９に向かうまでの間のインピーダンスを下げることができる。これにより、これらの構成部間に流れる電流によるサージ電圧を抑制することができる。その結果、インバータモジュール内部のスイッチング素子に印加される電圧ストレスを抑制することができ、装置の信頼性を向上することができる。

なお、図１の構成では、電流検出器９は、インバータモジュール２，３，４におけるそれぞれのパワーＧＮＤ２８の合流点であるアースポイント１６とコンデンサ１との間に接続されているが、コンデンサ１の正極側端子と、インバータモジュール２，３，４における上アームのスイッチング素子の正極側すなわちドレイン側の合流点との間に接続されてもよい。この構成の場合、モータ１５が地絡している場合に、地絡電流を検出することができる。

コンパレータ１０は、過電流検出回路として動作する。コンパレータ１０は、予め設定された第１の電圧値と、電流検出器９から出力された電圧信号を比較して、電流検出器９の出力電圧信号が、予め設定された第１の電圧値を超えた場合、すなわちインバータモジュール２，３，４に流れる電流の合計値が予め設定された電流値よりも大きい場合に、Ｈｉｇｈ信号を出力する。ここで、予め設定された第１の電圧値としては、保護回路８における過電流異常入力の閾値以上の電圧として、上述した０．５２５Ｖを例示する。なお、０．５２５Ｖは一例であり、この値に限定されるものではない。

スイッチング素子の上アームと下アームの双方がモータ１５のインダクタンスを介して同時にオン状態となる負荷短絡が発生した場合、モータ１５の許容電流を超える電流が流れる。許容電流を超える電流が流れた場合には、インバータモジュール２，３，４のスイッチング素子が損傷し、あるいはモータ１５が減磁してしまうことにつながる。ここで、モータ１５の減磁とは、例えば、モータ１５がＤＣブラシレスモータの場合、ロータ内部の磁石の磁力が低下してしまう現象を指す。よって、モータ１５がＤＣブラシレスモータの場合、モータ１５の減磁を考慮し、裕度をとった保護電流値が定められる。

また、スイッチング素子の直列につながった上アームと下アームの双方が同時にオン状態となるアーム短絡が発生した場合、インバータモジュール２，３，４にアーム短絡電流が流れる。インバータモジュール２，３，４に流れるアーム短絡電流が許容電流を超えて流れると、ンバータモジュール２，３，４のスイッチング素子が損傷してしまう。そのため、インバータモジュール２，３，４にアーム短絡電流が流れた場合には、許容時間内に停止されるように、過電流遮断回路の遅延時間が定められる。ただし、遅延時間を短くし過ぎると、アーム短絡電流が流れていないときに、後述するように誤検知する恐れがあるため、許容時間内かつ誤検知のない遅延時間が定められる。

スイッチング素子の損傷及びモータ１５の減磁を回避するため、コンパレータ１０は、電流検出器９の検出値が第１の電圧を超えたときに、保護回路８を動作させるため、保護回路８における過電流異常入力の閾値以上の電圧を保護回路８に出力する。保護回路８は、過電流異常入力が閾値を超えることを検知すると、ＰＷＭ信号の出力を停止して、インバータモジュール２，３，４の出力を停止する。

次に、インバータモジュール２，３，４に設けられるスイッチング素子の素材について説明する。スイッチング素子としては、どのような素材の素子を用いてもよいが、ＧａＮ（窒化ガリウム）、ＳｉＣ（シリコンカーバイド：炭化珪素）、ダイヤモンドなどのワイドバンドギャップ半導体を用いることができる。ワイドバンドギャップ半導体を用いることで耐電圧性が高く、許容電流密度も高くなるため、モジュールの小型化が可能となる。ワイドバンドギャップ半導体は、耐熱性も高いため、放熱部の放熱フィンの小型化も可能になる。また、スイッチングスピードが速く、スイッチング時に発生する損失が小さいので、同様に放熱部の放熱フィンの小型化が可能になる。

次に、本実施の形態に係るインバータの特徴を、同じ３相モータを駆動する一般的なインバータとの比較で説明する。図３は、比較例としての一般的なインバータの構成を示す回路図である。なお、図１と同一又は同等の構成部には同一符号を付して、重複する説明は省略する。

一般的なインバータの場合、図３に示すように、インバータモジュール２は、スイッチング素子６ａ，６ｂ、スイッチング素子６ｃ，６ｄ及びスイッチング素子６ｅ，６ｆという３つのスイッチング素子対を備える。ここで、以下、本実施の形態のインバータ部１４と区別するために、比較例のように、相あたり１対のスイッチング素子を用いるインバータを単一対インバータと呼び、また比較例のように、３相分のスイッチング素子対すなわち３つのスイッチング素子対を１つのモジュールとして実装したモジュールを単一インバータモジュールと呼ぶ。なお、単一対インバータでは、図３に示すように、同一相の上アームのスイッチング素子は１つであり、同一相の下アームのスイッチング素子は１つである。これに対し、本実施の形態のインバータでは、同一相の上アームのスイッチング素子は３つであり、同一相の下アームのスイッチング素子は３つである。したがって、実装されたスイッチング素子の電流容量をＡｍとすると、３つのスイッチング素子が並列に接続されたインバータモジュールの電流容量は理想的には３×Ａｍとなる。

一般に、インバータを用いて３相モータを駆動する場合、インバータは、相ごとに、直列に接続された上アームの１つのスイッチング素子と下アームの１つのスイッチング素子とで構成されるスイッチング素子対を備える。したがって、比較例にも示すように、一般的なインバータは、３相分では合計で２×３すなわち６つのスイッチング素子を備える。スイッチング素子をチップとして実装する場合、チップ面積を大きくすると歩留りが悪化する。一方、チップ面積を小さくすると、ウェハから取り出す際の歩留まりを向上させることができる。特に、スイッチング素子としてＳｉＣを用いる場合には、ウェハが高価であることから、低価格化のためにはチップ面積を小さくすることが望ましい。家庭用の空気調和機に使用される場合のように、電流容量が小さくてよい場合には、チップ面積の小さい６つのスイッチング素子で３相を制御するインバータモジュールを用いることで低価格化が実現できる。

しかしながら、チップ面積を小さくすると電流容量が小さくなる。このため、比較例のインバータモジュール、すなわち６つのスイッチング素子で３相モータを駆動するインバータモジュールでは、低価格化と大電流化の両立が難しい。これに対し、本実施の形態では、電流容量の小さいスイッチング素子を並列に用いることにより、低価格化と大電流化の両方を実現できる。

また、図３に示すように、比較例で示した６つのスイッチング素子で構成される３相用の１つのインバータモジュールと、本実施の形態の６つのスイッチング素子で構成されるインバータモジュール２，３，４とで基本的な部分を共通化することができる。このため、インバータモジュール２，３，４として、６つのスイッチング素子で構成される３相用の１つのインバータモジュールをそのまま、又は簡易な変更により用いることができる。言い換えると、３相用の１つのインバータモジュールと図１に示すインバータモジュール２，３，４とを同一又は類似のモジュールとして製造することができる。したがって、大電流容量用のインバータモジュール２，３，４を安価に製造することができる。一例を挙げると、家庭用の空気調和機には６つのスイッチング素子で構成される３相用の１つのモジュールを用い、業務用の空気調和機には、図１に示すように、３つのモジュールを備えるインバータ部１４を用いることができる。

次に、インバータモジュール２，３，４、制御部５、及びコンパレータ１０における、それぞれの基準電位を与える端子と、その接続方法について説明する。まず、図１に示すように、インバータモジュール２，３，４のスイッチング素子対に基準電位を与える基準端子であるパワーＧＮＤ２８は、それぞれが１点のアースポイントであるアースポイント１６で電気的に接続されている。なお、前述したように、アースポイント１６はコンデンサ１の負極側端子に電気的に接続されている。また、アースポイント１６とコンデンサ１の負極側端子との間には、電流検出器９が配置されている。

インバータモジュール２，３，４におけるそれぞれの駆動回路７の基準端子である制御ＧＮＤ３０及び制御部５の基準端子であるＧＮＤ３２は、アースポイント１６で１点接続されている。また、電流検出器９の基準端子３６及びコンパレータ１０の基準端子であるＧＮＤ３４は、制御部５の基準端子であるＧＮＤ３２から出ているマイコン制御ＧＮＤに接続されている。なお、電流検出器９の基準端子３６及びコンパレータ１０の基準端子であるＧＮＤ３４についても、アースポイント１６に接続してもよい。なお、駆動回路７の基準端子である制御ＧＮＤ３０、制御部５の基準端子であるＧＮＤ３２、電流検出器９の基準端子３６及びコンパレータ１０の基準端子であるＧＮＤ３４のそれぞれを符号無しで識別する場合、それぞれを便宜的に第２端子、第３端子、第４端子及び第５端子と呼称する。

ここで、アースポイント１６で１点接続している理由について、図１から図５の図面を参照して説明する。図４は、図３に示すような単一対インバータの概念で３つのインバータモジュールを並べて配置して結線したときの結線状態を示す回路図である。図４では、図２の単一対インバータを単純に３つ並べ、且つ、単純に配線パターン接続した例を示している。また、図５は、３つのインバータモジュールを並べて配置し、且つ、本実施の形態に係る概念で結線したときの結線状態を示す回路図である。なお、図３では電流検出器をシャント抵抗１７で示しているが、図４では、大電流に対応するため、電流検出器をシャント抵抗１７から大電流用途に対応できる絶縁型の電流検出器９に変更している。

まず、小容量の単一対インバータの場合は、図２に示すように、単一のインバータモジュール２を用いればよく、配線パターンを短くすることができる。また、流れる電流も小さいため、スイッチングスピードの速いワイドバンドギャップ半導体であっても、以下に説明するような問題点が顕在しにくかった。なお、ここで言う問題点とは、小容量の単一対インバータを用いて大容量化のインバータを構成する際の問題点である。以下、当該問題点について、具体的に説明する。

まず、インバータ部１４の大容量化のために、インバータモジュール２，３，４を単純に接続した場合、配線パターンが長くなってしまう。配線パターンが長くなると、想定した以上のインダクタンスが、インバータモジュール２，３，４のパワーＧＮＤ２８とコンデンサ１の負極側端端子との間に存在する。

また、インバータモジュール内部のリードフレームにもインダクタンスが存在する。従来は、小容量のインバータを想定した仕様となっている。このため、３つのインバータモジュールを用いると、リードフレームのインダクタンスに対して、３倍の電流が流れることになる。さらに、ワイドバンドギャップ半導体を採用した場合、スイッチングスピードが速いため、配線パターンのインダクタンス、及びリードフレームのインダクタンスで発生する電位差が大きくなる。

例えば、ワイドバンドギャップ半導体で形成されたスイッチング素子の場合、ターンオン又はターンオフ時の電流変化スピード（ｄｉ／ｄｔ）が、例えば４００Ａ／ｕｓ〜１０００Ａ／ｕｓになることが知られている。この数値は、従来のＳｉ（シリコン）半導体で形成されたＩＧＢＴの５倍〜２０倍程度になっている。このため、複数の小容量のインバータモジュールで大容量のインバータを構成した場合に、配線パターン及びリードフレームのインダクタンスの影響が大きくなる。なお、最近では、Ｓｉ（シリコン）半導体で形成されたスイッチング素子でも、ターンオン又はターンオフ時の電流変化スピード（ｄｉ／ｄｔ）が２００Ａ／ｕｓ以上になるものも知られており、このようなスイッチング素子に対しても、以下で説明する本実施の形態に係る手法は好適である。

ここで、図４において、破線の矢印で示す向きのようにコンデンサ１の負極側からインバータモジュール２に流れる電流を考える。接続ポイント１８（図４では「Ｎ２」とも表記）とインバータモジュール２の制御ＧＮＤ３０との間には、Ｕ相ＧＮＤ配線パターンによるインダクタンス１９が存在し、このインダクタンス１９と、インダクタンス１９に流れる電流の時間変化成分であるｄｉ／ｄｔとから、電流と逆向きに誘起される電圧が発生する。一方、電流検出器９の基準電位、及び過電流を検出するコンパレータ１０の基準電位は、接続ポイント１８を基準としている。このため、コンパレータ１０がＬｏｗを出力していても、インバータモジュール２の保護回路８における過電流異常入力用の端子２６と制御ＧＮＤ３０の間でインダクタンス１９に起因する電位差が発生する。上述したように、端子２６に印加される過電流異常入力を表す電圧値は、０．５Ｖ程度と小さいため、上アームの素子がターンオフしたタイミングで過電流が流れていないのにも関わらず、インバータの出力を停止してしまうことがある。なお、このような現象は「早切れ」（ｅａｒｌｙ ｏｕｔ）と称される。インバータモジュール２，３，４を並列に接続して動作させる場合、ＧＮＤの配線パターンを長くする必要があるため、この「早切れ」という現象は必ず発生する。特に、ワイドバンドギャップ半導体で形成されたスイッチング素子を用いた場合には、誘起電圧が大きくなり、顕著となる。

一方、本実施の形態では、図１に示すように、アースポイント１６に、インバータモジュール２，３，４のパワーＧＮＤ２８、及びインバータモジュール２，３，４における駆動回路７の制御ＧＮＤ３０を１点接続しているので、各インバータモジュール２，３，４の制御ＧＮＤ３０とインバータモジュール２，３，４における保護回路８の制御ＧＮＤ３０との間には、配線パターンのインダクタンス１９とｄｉ／ｄｔで誘起される電圧が発生しにくくなっているので、「早切れ」の発生を抑止することができる。

例えば、図５において、図示の破線の矢印の向きにＵ相電流が流れようとするとき、アースポイント１６とインバータモジュール２の制御ＧＮＤ３０との間には、Ｕ相ＧＮＤ配線パターンによるインダクタンス１９が存在し、このインダクタンス１９と、インダクタンス１９に流れる電流の時間変化成分であるｄｉ／ｄｔとから、電流と逆向きに誘起される電圧が発生する。しかしながら、インバータモジュール２の制御ＧＮＤ３０がアースポイント１６に接続されているので、インバータモジュール２の保護回路８の過電流異常入力用の端子２６と保護回路８の制御ＧＮＤ３０との間で配線パターンに起因する電位差が発生しにくくなり、「早切れ」の発生を抑止することができる。

次に、本実施の形態に係るモータ駆動装置の配線パターンについて説明する。図６は、本実施の形態に係るモータ駆動装置の配線パターンの一例を示す図である。図６では、インバータモジュール２，３，４を同じ方向に向け、筐体の長手方向に直交する方向がモジュールの配列方向となるように配置している。なお、図６において、インバータモジュール２，３，４は、ＤＩＰ（Dual Inline Package）の構造になっているが、ＳＩＰ（Single Inline Package）に構成されていてもよい。ただし、ＤＩＰの方が、耐圧のより小さい（概ね２５Ｖ以下）端子、耐圧のより大きい（数１００Ｖ）端子の距離を離す構成にできるので、プリント基板上でも絶縁距離をとり易くなり、安全な設計ができる。

図６には、コンデンサ１と、インバータモジュール２，３，４と、制御部５と、電流検出器９と、コンパレータ１０と、アースポイント１６とが示されている。また、図６には、信号配線パターンを跨ぐためのジャンパー線２０，２１と、直流電圧の正極側ラインの配線パターン２２と、直流電圧の負極側ラインの配線パターン２３とが示されている。インバータモジュール２，３，４を複数接続する場合には、パワーＧＮＤが長くなってしまう。一方、図６では、インバータモジュール２，３，４のうちで、中央に配置したインバータモジュール３のパワーＧＮＤの近く（直近）に、アースポイント１６（Ｎ１）を設けている。ここで、インバータモジュール２，３，４のパワーＧＮＤ２８、インバータモジュール２，３，４における駆動回路７の制御ＧＮＤ３０、制御部５のＧＮＤ３２、電流検出器９の基準端子３６、及びコンパレータ１０のＧＮＤ３４は、アースポイント１６で１点接続されている。

図６において、ジャンパー線２０，２１は、インバータモジュール２，３，４の配列方向に沿って延びている。ここで、インバータモジュール２，３，４の筐体において、長手方向の長さ、すなわち長辺の長さをＬ１とし、長手方向に直交する方向の長さ、すなわち短辺の長さをＬ２とする。このとき、ジャンパー線２０，２１の長さは、筐体の長辺の長さと短辺の長さの和、すなわちＬｌ＋Ｌ２と同じかそれ未満であることが好ましい。また、ジャンパー線２０，２１と筐体との間の距離は、筐体の短辺の長さＬ２未満であることが好ましい。さらに、アースポイント１６と筐体との間の距離は、筐体の短辺の長さＬ２と同じかそれ未満であることが好ましい。これらの条件を満たすことにより、配線パターンのインダクタンスを小さくすることができる。

また、図７のように、インバータモジュール２、３、４の配置の向きを変更してもよい。図７では、インバータモジュール２，３，４を同じ方向に向け、筐体の長手方向がモジュールの配列方向となるように配置している。この場合、大電流が流れる配線パターンを短くすることができる。また、高圧配線パターンと低圧配線パターンとが区切られているので、絶縁距離を取りやすく、高密度に実装することができ、基板を小型化することができる。

以上のように、本実施の形態のモータ駆動装置は、上下アームが各々１つのスイッチング素子で構成される対を、複数並列に接続したインバータモジュールを相ごとに備えるようにした。このため、価格を抑えて大電流化を実現することができる。また単純に複数並列に接続するのではなく、共通のアースポイントに、各インバータモジュールのスイッチング素子対に基準電位を与える第１端子と、各インバータモジュールの駆動回路の基準端子である第２端子とを１点接続しているので、各インバータモジュールの第２端子と各インバータモジュールを保護する保護回路との間には、配線パターンのインダクタンスとｄｉ／ｄｔで誘起される電圧が発生しにくくなっているので、「早切れ」の発生を抑止することができる。なお、制御部の基準端子である第３端子、電流検出器の基準端子である第４端子、過電流検出回路の基準端子である第５端子も共通のアースポイントに、１点接続してもよい。

なお、図１の構成例では、１相あたり１つのインバータモジュールを用いる例を示したが、１相あたり複数のインバータモジュールを備えてもよい。一例として、１相あたり２個のインバータモジュールを並列に接続して用いて、相数×２個のインバータモジュールを用いてもよい。また、図１では、コンデンサ１から直流電源を供給する例であるが、図１の構成例に限定されず、インバータモジュール２，３，４へ直流電流が入力されればよく、交流電源からの交流電流を整流器により整流して生成した直流電源からインバータモジュール２，３，４へ直流電流が入力される構成としてもよい。

また、図１の構成例では、インバータモジュールの入力側に流れる直流電流の検出値に基づいて、インバータモジュールの保護回路の入力端子のそれぞれに過電流異常入力の電圧値を印加する例を示したが、同様な制御をインバータモジュールの出力側に流れる交流電流の検出値に基づいて行ってもよい。この制御の場合、電流検出器１２，１３の検出値を利用することができる。

実施の形態２．
次に、実施の形態２に係るモータ駆動装置について説明する。実施の形態１では、１点接続の例について説明したが、本実施の形態では、各インバータモジュールの配線インダクタンスを合わせる例について説明する。

図８は、実施の形態２に係るモータ駆動装置の構成例を示す回路図である。図８に示すように、実施の形態２では、Ｖ相におけるインバータモジュール、すなわちインバータモジュール４のパワーＧＮＤ２８と、アースポイント１６との間に追加の配線パターン２４が図示されている。配線パターン２４は、インピーダンスの調整にために設けられている。なお、図１と同一又は同等の構成部については、同一の符号を付し、重複する説明を省略する。

図９は、図８に示したモータ駆動装置の配線パターンの例を示す図である。図９において、楕円の線で囲んだように、インバータモジュール３のパワーＧＮＤにつながる配線部に、等価的なインダクタンス成分が表れるように配線パターン２４を設けている。なお、図６と同一又は同等の構成部には、同一の符号を付し、重複する説明は省略する。

実施の形態１では、インバータモジュール２，３，４のパワーＧＮＤにつながる配線パターンの長さ、すなわち配線インピーダンスは管理されていない。このため、インバータモジュール３のパワーＧＮＤと電流検出器９との距離が最も短くなる一方で、インバータモジュール２，４のパワーＧＮＤと電流検出器９との距離は同等の長さとなっている。したがって、インバータモジュール３で発生する配線パターンのインダクタンス及びｄｉ／ｄｔにより誘起される電圧のそれぞれと、インバータモジュール２，４で発生する配線パターンのインダクタンス及びｄｉ／ｄｔにより誘起される電圧のそれぞれとが異なっていた。これにより、インバータモジュール２，４における過電流異常入力端子と制御ＧＮＤ端子との間に発生するノイズ電圧と、インバータモジュール３における過電流異常入力端子と制御ＧＮＤ端子との間に発生するノイズ電圧とが異なり、インバータモジュール２，３，４の各保護回路８における過電流遮断値すなわち各相（Ｕ相、Ｖ相及びＷ相）の過電流遮断値が変動する要因となっていた。なお、実施の形態１は、配線パターンのインダクタンスとｄｉ／ｄｔにより誘起される電圧の影響を抑制できる構成となっているが、配線パターンのインダクタンスとｄｉ／ｄｔにより誘起される電圧そのものはばらついている。

一方、本実施の形態では、配線パターンが一番短いＶ相の配線パターンを他相（Ｕ相及びＷ相）と合わせるように構成することで、インバータモジュール２，３，４のパワーＧＮＤと電流検出器９との距離は、電気的に同等の長さとなる。このため、インバータモジュール２，３，４のパワーＧＮＤと電流検出器９との間のインピーダンスは等しくなり、配線パターンのインダクタンスとｄｉ／ｄｔにより誘起される電圧の差が小さくなる。これにより、各相（Ｕ相、Ｖ相、及びＷ相）の過電流遮断値の変動を抑制することができる。

なお、上記では、インバータモジュール２，３，４のパワーＧＮＤと電流検出器９との間の各インピーダンスは等しくなると説明したが、３者間のインピーダンスが厳密に一致する必要はなく、誤差は許容される。合わせたいインピーダンスの値をＺ０とするとき、３者間のインピーダンスが、好ましくは±５％、より好ましくは±２．５％の範囲であればよい。このような範囲内に入っていれば、３者間のインピーダンスは同じと見なすことができる。

以上のように、実施の形態２によれば、配線パターンのインダクタンスとｄｉ／ｄｔによる誘起電圧に起因するノイズ成分による過電流遮断のばらつきを抑制することができる。また、実施の形態１の構成と組み合わせることで、過電流遮断動作がばらつくのを抑制することができる。

実施の形態３．
図１０は、実施の形態３に係る空気調和機の構成例を示す図である。本実施の形態の空気調和機は、実施の形態１及び実施の形態２で述べたモータ駆動装置を、モータ駆動装置１００として備える。本実施の形態の空気調和機は、実施の形態１のモータ１５を内蔵した圧縮機８１、四方弁８２、室外熱交換器８３、膨張弁８４、室内熱交換器８５が冷媒配管８６を介して取り付けられた冷凍サイクルを有して、セパレート形空気調和機を構成している。

圧縮機８１内部には冷媒を圧縮する圧縮機構８７とこれを動作させるモータ１５が設けられ、圧縮機８１から室外熱交換器８３と室内熱交換器８５間を冷媒が循環することで冷暖房などを行う冷凍サイクルが構成されている。なお、図１０に示した構成は、空気調和機だけでなく、冷蔵庫、冷凍庫等の冷凍サイクルを備える機器に適用可能である。

本実施の形態の空気調和機では、実施の形態１及び実施の形態２で述べたモータ駆動装置を備えているため、低価格で大電流化を実現することができる。

また、各相についてスイッチング素子を複数対有しているため、スイッチング素子が故障しても他のスイッチング素子を用いて運転の継続が可能である。スイッチング素子が故障している場合には、通常より低い能力で運転を継続してユーザへアラームを出す等の動作が可能となる。

以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。

１ コンデンサ、２，３，４ インバータモジュール、５ 制御部、６ａ，６ｂ，６ｃ，６ｄ，６ｅ，６ｆ スイッチング素子、７ 駆動回路、８ 保護回路、９，１２，１３ 電流検出器、１０ コンパレータ、１１ 電圧検出部、１４ インバータ部、１５ モータ、１６ アースポイント、１７ シャント抵抗、１８ 接続ポイント、１９ インダクタンス、２０，２１ ジャンパー線、２２，２３，２４ 配線パターン、２６ 端子、２８ パワーＧＮＤ（スイッチング素子対の基準端子）、３０ 制御ＧＮＤ（駆動回路の基準端子）、３２ ＧＮＤ（制御部の基準端子）、３４ ＧＮＤ（コンパレータの基準端子）、３６ 基準端子（電流検出器）、５０ ＣＰＵ、５２ メモリ、５４ インターフェイス、８１ 圧縮機、８２ 四方弁、８３ 室外熱交換器、８４ 膨張弁、８５ 室内熱交換器、８６ 冷媒配管、８７ 圧縮機構、１００ モータ駆動装置。

Claims (9)

1. 電動機を駆動するモータ駆動装置であって、
   電動機の相数と同数のインバータモジュールと、
   前記インバータモジュールをＰＷＭ駆動するためのＰＷＭ信号を生成する制御部と、
   を備え、
   前記インバータモジュールの内部には、
   ２つのスイッチング素子が直列に接続されたスイッチング素子対を複数と、
   前記制御部の入力信号から複数の前記スイッチング素子対を駆動する駆動回路と、
   所定の閾値電圧値を超えると制御部からの入力信号に関わらず駆動回路を停止させる保護回路と、
   が備えられ、
   複数の前記スイッチング素子対は並列に接続され、
   複数の前記スイッチング素子対の基準端子である第１端子、前記駆動回路の基準端子である第２端子、及び前記保護回路の入力端子は、それぞれが独立して外部に表れており、
   前記第１端子及び前記第２端子は、配線パターンによってプリント基板上で１点接続されていることを特徴とするモータ駆動装置。
2. 複数の前記インバータモジュールの入力又は出力に接続され、複数の前記インバータモジュールに流れる合計の電流を検出する電流検出器と
   前記電流検出器の出力が接続され、複数の前記インバータモジュールに流れる電流が所定の閾値電流値を超えると、前記閾値電圧値以上の電圧を出力する過電流検出回路と、
   を備え、
   前記電流検出器の基準端子及び前記過電流検出回路の基準端子は、前記第１端子に電気的に接続されていることを特徴とする請求項１に記載のモータ駆動装置。
3. 複数の前記インバータモジュールにおけるそれぞれの前記第１端子と前記電流検出器との間の配線パターンのインピーダンスがそれぞれ等しいことを特徴とする請求項２に記載のモータ駆動装置。
4. 複数の前記インバータモジュールを同じ方向に向け、前記インバータモジュールの筐体の長手方向に直交する方向がモジュールの配列方向となるように配置したことを特徴とする請求項１から３の何れか１項に記載のモータ駆動装置。
5. 複数の前記インバータモジュールを同じ方向に向け、前記インバータモジュールの筐体の長手方向がモジュールの配列方向となるように配置したことを特徴とする請求項１から３の何れか１項に記載のモータ駆動装置。
6. 前記スイッチング素子は、窒化ガリウム、シリコンカーバイド又はダイヤモンド等のワイドバンドギャップ半導体によって構成されたことを特徴とする請求項１から５の何れか１項に記載のモータ駆動装置。
7. 前記スイッチング素子のターンオン、ターンオフのスピードが、２００Ａ／ｕｓ以上であることを特徴とする請求項１から６の何れか１項に記載のモータ駆動装置。
8. 請求項１から７の何れか１項に記載のモータ駆動装置が圧縮機に組み込まれ、前記圧縮機は、凝縮器、膨張器、及び蒸発器が冷媒配管によって接続された冷凍サイクル回路と、を備えたことを特徴とする冷凍サイクル装置。
9. 請求項８に記載の冷凍サイクル装置を備えたことを特徴とする空気調和機。

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