JP6531945B2

JP6531945B2 - 過電流検出回路

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Publication number: JP6531945B2
Application number: JP2015170861A
Authority: JP
Inventors: 芳隆濱田
Original assignee: Fuji Electric Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 2015-08-31
Filing date: 2015-08-31
Publication date: 2019-06-19
Anticipated expiration: 2035-08-31
Also published as: JP2017049045A

Description

本発明は、電池の充電時及び放電時における過電流状態を検出する過電流検出回路に関するものである。

図５は、特許文献１に記載された従来技術の回路図である。
図５において、１００は電池（二次電池）、２００は過電流保護回路、３０１，３０２は電池１００への接続端子である。
過電流保護回路２００は、過電流検出回路２１０と、電圧監視部２５０と、充放電制御部２６０と、充放電制御スイッチ２７０とを備えている。また、過電流検出回路２１０は、分圧抵抗２１１と、ローパスフィルタからなる遅延回路２１２と、増幅率が１のバッファ２１３，２１４と、オペアンプ２１６を有する差動増幅回路２１５と、コンパレータ２１７と、基準電圧源２１８とによって構成されている。

なお、Ｖ_ｔは電池１００の端子電圧、Ｉ_ｃは電池１００に流れる電流、Ｖ_ｄは分圧抵抗２１１による電圧分圧値、Ｖ_１はバッファ２１３の出力電圧、Ｖ_２はバッファ２１４の出力電圧（電圧分圧値Ｖ_ｄの遅延電圧）、Ｖ_ｓは差動増幅回路２１５の出力電圧、Ｖ_ｆは基準電圧源２１８により設定される基準電圧である。

一般に、電池に過電流が流れると電池の劣化が進む。このため、図５の過電流検出回路２１０では、単位時間当たりの電流Ｉ_ｃの変化をバッファ２１３，２１４の出力電圧Ｖ_１，Ｖ_２の差として検出し、この差電圧に比例した電圧Ｖ_ｓを差動増幅器２１５が演算して後続のコンパレータ２１７が基準電圧Ｖ_ｆと比較することにより、過電流の発生を検出している。そして、充放電制御部２６０が、充放電制御スイッチ２７０をオフさせることで過電流による電池１００の劣化を防止している。
また、電圧監視部２５０は、内部のコンパレータを用いて電池１００の端子電圧Ｖ_ｔを所定の基準電圧と比較することにより、電池１００の状態を監視している。

上述した過電流検出回路２１０によれば、電池１００にシャント抵抗やＦＥＴ等を直列に接続し、これらの抵抗値による電圧降下を利用して過電流を検出する方法に比べ、抵抗による電力損失が生じないという利点がある。

特許第４９３２９７５号公報（段落[００１３]〜[００４９]、図１等）

ところで、図５の過電流検出回路２１０においては、充電時過電流（端子電圧Ｖ_ｔの上昇）と放電時過電流（端子電圧Ｖ_ｔの低下）との両方を検出するために、例えば、電圧監視部２５０を構成するにあたって前記基準電圧源２１８とは別の基準電圧源を設ける必要があり、これが部品点数やコストを増加させる原因となっていた。
以下、上記の課題について詳しく説明する。

図５において、例えば負荷電流が一定である場合、遅延回路２１２における漏れ電流を考慮すると、電圧Ｖ_１，Ｖ_２はＶ_１＞Ｖ_２の状態で安定し、両電圧の差動出力電圧Ｖ_ｓ＝（Ｖ_２−Ｖ_１）は負となる（Ｖ_ｓ＜０）。なお、この時のＶ_ｓの値を、Ｖ_ｓ０とする。

放電時過電流によって電圧Ｖ_ｄが急激に低下すると、Ｖ_１，Ｖ_２の間には時間遅れがあるので、両者の大小関係はＶ_１＞Ｖ_２からＶ_１＜Ｖ_２に変化する。その結果、Ｖ_ｓ＝（Ｖ_２−Ｖ_１）は正に反転するが、これは、放電時過電流によってＶ_ｓが大きくなる方向に変化することを示している。
図５の回路では、Ｖ_ｓが基準電圧Ｖ_ｆよりも大きくなったらコンパレータ２１７の出力が反転することにより、充放電制御部２６０は過電流の発生を検出している。従って、基準電圧Ｖ_ｆは前記Ｖ_ｓ０より大きい値に設定しなくてはならない（Ｖ_ｆ＞Ｖ_ｓ０）。

一方、Ｖ_ｆ＞Ｖ_ｓ０に設定されている状態において、充電時過電流が発生すると、Ｖ_ｄは増加するがＶ_１＞Ｖ_２の関係は変わらないので、Ｖ_ｓは負方向に大きくなる。これは、充電時過電流によってＶ_ｓが小さくなる方向に変化することを示している。
しかし、Ｖ_ｆ＞Ｖ_ｓ０の関係があり、Ｖ_ｄがどれだけ増加しようともコンパレータ２１７の出力Ｖ_ｓが反転することはないため、充放電制御部２６０は充電時過電流の発生を検出することができない。

そこで、この従来技術では、前述したごとく電圧監視部２５０にコンパレータを設け、基準電圧Ｖ_ｆとは別の基準電圧を設定して充電時過電流を検出しているが、このことは、基準電圧源２１８以外に別の基準電圧源が必要になることを意味する。

また、特許文献１には、絶対値回路により差動増幅回路２１５の出力電圧Ｖ_ｓの絶対値を検出して充電時過電流及び放電時過電流の両方を検出することも示唆されている。
絶対値回路を用いれば、基準電圧源が一つであっても充電時過電流及び放電時過電流を検出可能であるが、その場合には負電源生成回路が別途必要になり、やはり部品点数やコストが増加するという課題がある。

そこで、本発明の解決課題は、複数の基準電圧源や負電源生成回路等を用いることなく、少ない回路部品数のもとで充電時過電流状態及び放電時過電流状態の両方を検出可能とした過電流検出回路を提供することにある。

上記課題を解決するため、請求項１に係る発明は、充放電可能な電池に過電流が流れていることを検出する過電流検出回路において、
前記電池の正極電位に比例する第１の電位と、前記正極電位に比例する電位を電圧遅延部により時間的に遅延させた第２の電位と、を比較して第１の信号を出力する第１の電圧比較部と、
前記第１の電位と前記第２の電位との差を増幅する差動増幅部と、
前記差動増幅部の出力電圧と基準電圧とを比較して第２の信号を出力する第２の電圧比較部と、
前記第１の信号及び前記第２の信号の論理の組み合わせに基づき、前記電池に流れる電流の定常状態、前記電池の充電時過電流状態または放電時過電流状態を判別する制御部と、を備えたものである。

請求項２に係る発明は、請求項１に記載した過電流検出回路において、前記制御部は、前記第１の信号及び前記第２の信号の論理が、何れも同一の第１の論理（例えば「０」）である時に前記電池が充電時過電流状態であることを判別し、かつ、前記第１の信号及び前記第２の信号の論理が、何れも同一であって前記第１の論理とは逆の第２の論理（例えば「１」）である時に前記電池が放電時過電流状態であることを判別するものである。

請求項３に係る発明は、請求項１または２に記載した過電流検出回路において、前記第１の電圧比較部は、ヒステリシスを有するコンパレータにより前記第１の電位と前記第２の電位とを比較するものである。

請求項４に係る発明は、請求項１〜３の何れか１項に記載した過電流検出回路において、前記電池の端子電圧を分圧する分圧抵抗を備え、前記分圧抵抗による分圧点の電位を、前記第１の電位とすると共に前記電圧遅延部の入力端の電位としたものである。

請求項５に係る発明は、請求項１〜３の何れか１項に記載した過電流検出回路において、前記電池の端子電圧を分圧する分圧抵抗を備え、前記分圧抵抗の、前記電池の正極側に位置する一端の電位を前記第１の電位とし、前記分圧抵抗の他端の電位を前記電圧遅延部の入力端の電位としたものである。

本発明によれば、電池の現在の電位に相当する第１の電位と現在の電位を時間的に遅延させた第２の電位とを比較して得た信号と、第１，第２の電位の差に相当する電圧を基準電圧と比較して得た信号との論理の組み合わせに基づいて、電池を流れる電流の平常状態、充電時過電流状態または放電時過電流状態を判別することができる。特に本発明においては、複数の基準電圧源や負電源生成回路が不要であるため、回路構成の簡略化やコストの低減が可能である。

本発明の第１実施形態を示す回路図である。本発明の第１実施形態において充電時過電流が発生した場合の動作説明図である。本発明の第１実施形態において放電時過電流が発生した場合の動作説明図である。本発明の第２実施形態を示す回路図である。特許文献１に記載された従来技術の回路図である。

以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
図１は、本発明の第１実施形態を示す回路図である。図１において、充放電可能な電池（二次電池）１の正極と負極との間には、分圧用の抵抗２，３が直列に接続されている。また、電池１の正極は端子６１に、電池１の負極は端子６２にそれぞれ接続されている。

抵抗２，３同士の接続点は、増幅率が１のバッファ５を介して第１の電圧比較部１０のコンパレータ１１の反転入力端子に接続されると共に、電圧遅延部４の抵抗４ａを介して増幅率が１のバッファ６に接続されている。ここで、電圧遅延部４は、図５の遅延回路２１２と同様に抵抗４ａ及びコンデンサ４ｂからなるローパスフィルタである。

第１の電圧比較部１０において、コンパレータ１１及び抵抗１２，１３は、いわゆるヒステリシス付きコンパレータを構成しており、コンパレータ１１の非反転入力端子は、抵抗１２を介してコンパレータ１１の出力端子に接続され、かつ、抵抗１３を介して前記バッファ６の出力側に接続されている。更に、コンパレータ１１の出力は、制御部４０に信号Ｄ_１として入力されている。
コンパレータ１１のヒステリシス電圧は、出力電圧を抵抗１２，１３により分圧した値であり、コンパレータ１１の両入力端子の電圧の差がヒステリシス電圧を超えたときにその出力が反転するものである。

また、前記バッファ５，６の出力は、差動増幅部２０において、それぞれ抵抗２１，２２を介してオペアンプ２３の非反転入力端子、反転入力端子に入力されている。オペアンプ２３の非反転入力端子は抵抗２４を介して接地され、オペアンプ２３の出力端子と反転入力端子との間には抵抗２５が接続されている。このオペアンプ２３は、バッファ５，６の出力電圧の差に比例した電圧を出力するものであり、ここでは、便宜的にオペアンプ２３の増幅率を１とする。なお、この増幅率は１に限定されないのは言うまでもない。

オペアンプ２３の出力は、第２の電圧比較部３０のコンパレータ３１の反転入力端子に加えられ、その非反転入力端子は基準電圧源３２の正極に接続されている。このコンパレータ３１の出力信号は、制御部４０に信号Ｄ_２として入力されている。
制御部４０は、入力される信号Ｄ_１，Ｄ_２の論理の組み合わせに応じて、過電流が発生していない定常状態、充電時過電流状態または放電時過電流状態を判別し、後述の電路遮断部５０に制御信号を出力するように動作する。

電池１の負極と基準電圧源３２の負極とは共に接地されていると共に、両者の接続点は電路遮断部５０を介して端子６２に接続されている。
電路遮断部５０は、過電流発生時に、制御部４０からの制御信号によって電池１の充電経路または放電経路を遮断する機能を有し、放電時の過電流を遮断するＦＥＴ５１と充電時の過電流を遮断するＦＥＴ５２とを、各々の寄生ダイオードが逆向きになるように直列接続して構成されている。この電路遮断部５０の構成、機能は、実質的に図５の充放電制御スイッチ２７０と同一である。

上記構成において、バッファ５，６、コンパレータ１１，３１、及びオペアンプ２３は、通常、正電源端子及び負電源端子を備えており、正電源端子は図示されていないバッテリーの正極端子や他の正電圧源に接続されるが、負電源端子はグランドレベル、すなわち０［Ｖ］に接続されている。

次に、この実施形態の動作を説明する。
（１）定常状態の動作
まず、電池１に過電流が流れておらず、負荷電流の変動がほぼ一定である場合の動作を説明する。
バッファ５，６の入力側の電位をそれぞれＶ_ｔ１，Ｖ_ｔ２とすると、コンデンサ４ｂの漏れ電流や抵抗４ａによる電圧降下の影響により、Ｖ_ｔ１，Ｖ_ｔ２の大小関係は、従来技術と同様にＶ_ｔ１＞Ｖ_ｔ２となる。従って、バッファ５，６の出力側の電位をそれぞれＶ_ｂ１，Ｖ_ｂ２とすると、Ｖ_ｂ１＞Ｖ_ｂ２であり、この時のバッファ５，６の出力電圧を、それぞれＶ_ｂ１０［Ｖ］，Ｖ_ｂ２０［Ｖ］とする。

上記のＶ_ｂ１（Ｖ_ｂ１０）はコンパレータ１１の反転入力端子に入力され、Ｖ_ｂ２（Ｖ_ｂ２０）はコンパレータ１１の非反転入力端子に入力されているので、コンパレータ１１の出力の電位Ｖ_ｄ１は、コンパレータ１１の負電源端子の電位すなわちグランドレベルとなり、制御部４０に入力される信号Ｄ_１の論理は「０」となる。
また、Ｖ_ｂ１，Ｖ_ｂ２は差動増幅部２０に入力され、オペアンプ２３からは電圧Ｖ_ｓ＝（Ｖ_ｂ１０−Ｖ_ｂ２０）＞０［Ｖ］が出力される。

ここで、基準電圧源３２の電圧Ｖ_ｆを（Ｖ_ｂ１０−Ｖ_ｂ２０）より大きい値に設定しておけば、コンパレータ３１の出力の電位Ｖ_ｄ２は、コンパレータ３１の正電源端子の電位となり、制御部４０に入力される信号Ｄ_２の論理は「１」となる。
よって、制御部４０は、Ｄ_１＝「０」，Ｄ_２＝「１」である状態を過電流が発生していない定常状態と判断し、電路遮断部５０のＦＥＴ５１，５２をオン（導通）状態で維持するような制御信号を出力する。

（２）充電時過電流が発生した場合の動作
次いで、電池１への充電電流が過電流となった場合の動作を、図２を参照しつつ説明する。
図１の端子６１，６２間に充電定格以上の電圧が印加された場合等には、端子６１と電池１の正極との間に電流制限用の抵抗が存在しないため、充電方向に流れる過電流によって電池１の正極側の電位Ｖ_ｔが急激に上昇する。
このとき、バッファ５の入力側の電位Ｖ_ｔ１は、Ｖ_ｔの変化と同じタイミングで、抵抗２，３による分圧値として上昇していくが、バッファ６の入力側の電位Ｖ_ｔ２は、電圧遅延部４による設定時間だけ遅れて上昇していく。

図２は、上記Ｖ_ｔ１（Ｖ_ｂ１），Ｖ_ｔ２（Ｖ_ｂ２）が変化する様子を概略的に示した波形図である。
図２において、充電時過電流発生後のＶ_ｔ２の傾きは電圧遅延部４による遅延時間に関係しており、抵抗４ａ及びコンデンサ４ｂによる時定数が小さいほど傾きは急俊になり、時定数が大きいほど傾きは緩やかになる。なお、Ｖ_ｂ１，Ｖ_ｂ２は、Ｖ_ｔ１，Ｖ_ｔ２とほぼ同様に変化する。
充電時過電流によりＶ_ｔが急激に変化しても、Ｖ_ｂ１，Ｖ_ｂ２の大小関係は変わらず、Ｖ_ｂ１＞Ｖ_ｂ２の状態が維持される。従って、コンパレータ１１の出力の電位Ｖ_ｄ１はグランドレベルから変化せず、制御部４０に入力される信号Ｄ_１の論理は「０」である。

一方、差動増幅器２３の出力の電位Ｖ_ｓは、図２に示すごとく、時間の経過と共に大きくなる。この電位Ｖ_ｓは、第２の電圧比較部３０のコンパレータ３１によって基準電圧Ｖ_ｆと比較され、Ｖ_ｓ＜Ｖ_ｆの時は制御部４０に入力される信号Ｄ_２の論理が「１」となり、Ｖ_ｓ＞Ｖ_ｆの時は「０」となる。
制御部４０は、Ｄ_１＝「０」，Ｄ_２＝「０」である状態、すなわち、Ｄ_１の論理は定常状態と同じ「０」であっても、電位Ｖ_ｓが基準電圧Ｖ_ｆを上回るほどに大きくなってＤ_２の論理が「０」となった場合を充電時過電流状態と判断し、電路遮断部５０のＦＥＴ５２に対して充電方向に流れる電流を遮断するように制御信号を出力する。

以上の動作において、電圧遅延部４の時定数と基準電圧Ｖ_ｆとは、検出するべき過電圧（言い換えれば充電時過電流）に応じて適宜、設定すれば良い。充電時過電流の検出感度を高くしたい場合には、電圧遅延部４の時定数を大きくしてＶ_ｆを小さくし、また、ノイズマージンを考慮して多少ルーズな動作にしたい場合には、電圧遅延部４の時定数を小さくしてＶ_ｆを大きくすれば良い。

（３）放電時過電流が発生した場合の動作
次に、電池１からの放電電流が過電流となった場合の動作を、図３を参照しつつ説明する。
図１の端子６１，６２間が短絡した等の理由により放電方向に過電流が発生すると、電池１の正極側の電位Ｖ_ｔが急激に低下する。
このとき、バッファ５の入力側の電位Ｖ_ｔ１は、Ｖ_ｔの変化と同じタイミングで、抵抗２，３による分圧値として低下していくが、バッファ６の入力側の電位Ｖ_ｔ２は、電圧遅延部４による設定時間だけ遅れて低下していく。

図３は、上記Ｖ_ｔ，Ｖ_ｔ１（Ｖ_ｂ１），Ｖ_ｔ２（Ｖ_ｂ２）が変化する様子を概略的に示した波形図である。
図３に示すように、放電時過電流発生後には、Ｖ_ｂ１，Ｖ_ｂ２の大小関係が、平常状態のＶ_ｂ１＞Ｖ_ｂ２からＶ_ｂ１＜Ｖ_ｂ２へと変化する。そして、絶対値｜Ｖ_ｂ１−Ｖ_ｂ２｜が電圧比較部１０のコンパレータ１１のヒステリシス電圧より大きくなると、コンパレータ１１の出力の電位Ｖ_ｄ１はグランドレベルから正電源端子の電位へと反転し、制御部４０に入力される信号Ｄ_１の論理は「１」となる。なお、その後は、Ｖ_ｂ１，Ｖ_ｂ２の大小関係がＶ_ｂ１＞Ｖ_ｂ２となって絶対値｜Ｖ_ｂ１−Ｖ_ｂ２｜が上記ヒステリシス電圧より大きい別のヒステリシス電圧を超えない限り、信号Ｄ_１の論理が「１」から「０」に反転することはない。

一方、差動増幅部２０においては、Ｖ_ｂ１＜Ｖ_ｂ２の関係により、オペアンプ２３の出力の電位Ｖ_ｓは負電源端子の電位であるグランドレベル（０［Ｖ］）に維持される。このため、コンパレータ３１の出力の電位Ｖ_ｄ２、すなわち制御部４０に入力される信号Ｄ_２の論理は「１」のままである。
従って、制御部４０は、Ｄ_１＝「１」，Ｄ_２＝「１」である状態を放電時過電流状態と判断し、電路遮断部５０のＦＥＴ５１に対して放電方向に流れる電流を遮断するように制御信号を出力する。

以上のように、第１実施形態によれば、第１の電圧比較部１０により電位Ｖ_ｂ１とその遅延電位Ｖ_ｂ２とを比較して得た信号Ｄ_１と、電位Ｖ_ｂ１，Ｖ_ｂ２の差に相当するＶ_ｓを第２の電圧比較部３０により基準電圧Ｖ_ｆと比較して得た信号Ｄ_２との論理の組み合わせに基づいて、制御部４０が平常状態、充電時過電流状態または放電時過電流状態を判別することが可能である。

次に、本発明の第２実施形態を図４に基づいて説明する。この図４と第１実施形態に係る図１との相違点は、電圧遅延部４の入力側の回路構成と、電圧遅延部４への入力信号の接続位置である。
すなわち、図４において、抵抗３と電池１の負極との間には別の抵抗３ａが接続されており、抵抗３，３ａ同士の接続点に抵抗４ａの一端が接続されている。言い換えれば、抵抗２，３同士の接続点の電位が電位Ｖ_ｔ１となり、抵抗３，３ａ同士の接続点の電位が電圧遅延部４の入力端の電位となっている。

前述したように、第１実施形態により充電時過電流を検出するためには、電位Ｖ_ｔが急激に上昇してＶ_ｓ＞Ｖ_ｆの関係が速やかに成立することが条件になっている。従って、Ｖ_ｔが、電圧遅延部４の遅延動作によって影響を受けない程度に緩やかに上昇する場合には、充電時過電流を検出できないおそれがある。
図４に示す第２実施形態は、上記の問題を解消するためのものである。

電圧遅延部４の入力側を図４のように構成した場合、過電流により電位Ｖ_ｔが上昇する速さに関わらず、電位Ｖ_ｔが大きくなるにつれて抵抗３に加わる電位差が大きくなる。よって、Ｖ_ｔ１，Ｖ_ｔ２間（Ｖ_ｂ１，Ｖ_ｂ２間）の電位差、つまり差動増幅部２０の出力の電位Ｖ_ｓも大きくなる。
このため、Ｖ_ｔの上昇速度が緩慢であっても、Ｖ_ｓがＶ_ｆを超えるほどにＶ_ｔが高くなれば、制御部４０に入力される信号Ｄ_１，Ｄ_２の論理は何れも「０」となり、制御部４０が充電時過電流を確実に検出することができる。

なお、本発明は、図１や図４に示した回路全体により、過電流検出回路を電池１と共に内蔵した二次電池パックを構成し、この二次電池パックをノートパソコンや携帯電話等の情報・通信端末、デジタルカメラ、ビデオカメラ等の直流電源装置として利用することができる。また、図１や図４における電池１を除いた部分により、過電流検出回路を内蔵した充電装置を構成しても良い。

本発明の過電流検出回路は、上述した各種の電気・電子・通信機器のほか電気自動車・ハイブリッド自動車用の直流電源装置や充電装置として利用することができる。

１：電池（二次電池）
２，３，３ａ，４ａ，１２，１３，２１，２２，２４，２５：抵抗
４：電圧遅延部
４ｂ：コンデンサ
５，６：バッファ
１０，３０：電圧比較部
１１，３１：コンパレータ
２０：差動増幅部
２３：オペアンプ
３２：直流電圧源
４０：制御部
５０：電路遮断部
５１，５２：ＦＥＴ
６１，６２：端子

Claims

充放電可能な電池に過電流が流れていることを検出する過電流検出回路において、
前記電池の正極電位に比例する第１の電位と、前記正極電位に比例する電位を電圧遅延部により時間的に遅延させた第２の電位と、を比較して第１の信号を出力する第１の電圧比較部と、
前記第１の電位と前記第２の電位との差を増幅する差動増幅部と、
前記差動増幅部の出力電圧と基準電圧とを比較して第２の信号を出力する第２の電圧比較部と、
前記第１の信号及び前記第２の信号の論理の組み合わせに基づき、前記電池に流れる電流の定常状態、前記電池の充電時過電流状態または放電時過電流状態を判別する制御部と、
を備えたことを特徴とする過電流検出回路。
請求項１に記載した過電流検出回路において、
前記制御部は、
前記第１の信号及び前記第２の信号の論理が、何れも同一の第１の論理である時に前記電池が充電時過電流状態であることを判別し、かつ、前記第１の信号及び前記第２の信号の論理が、何れも同一であって前記第１の論理とは逆の第２の論理である時に前記電池が放電時過電流状態であることを判別することを特徴とする過電流検出回路。
請求項１または２に記載した過電流検出回路において、
前記第１の電圧比較部は、
ヒステリシスを有するコンパレータにより前記第１の電位と前記第２の電位とを比較することを特徴とする過電流検出回路。
請求項１〜３の何れか１項に記載した過電流検出回路において、
前記電池の端子電圧を分圧する分圧抵抗を備え、前記分圧抵抗による分圧点の電位を、前記第１の電位とすると共に前記電圧遅延部の入力端の電位としたことを特徴とする過電流検出回路。
請求項１〜３の何れか１項に記載した過電流検出回路において、
前記電池の端子電圧を分圧する分圧抵抗を備え、前記分圧抵抗の、前記電池の正極側に位置する一端の電位を前記第１の電位とし、前記分圧抵抗の他端の電位を前記電圧遅延部の入力端の電位としたことを特徴とする過電流検出回路。