JP6509190B2 - 転置変調システム、方法、及び装置 - Google Patents

Description

本出願は、係属中の、２０１３年３月１５日に出願された特許文献１の一部継続出願である。本出願は又、米国特許仮出願の２０１３年３月１５日に出願された特許文献２、２０１３年３月１５日に出願された特許文献３、２０１３年３月１５日に出願された特許文献４、２０１３年３月１５日に出願された特許文献５、及び２０１３年３月１５日に出願された特許文献６の優先権を主張するものでもあり、これらの内容は参照によって本明細書に組み込まれている。

本開示は主に信号処理に関し、より具体的には、規定された通信チャネルの情報帯域幅を増やすこと、並びに入力制御信号に従って入力信号の時間遅延シフトを行うことのために、転置変調された信号の送信及び受信及び復調を行うためのシステム、方法、及び装置に関する。

既存の伝送方式は、搬送対象が音声であれ映像であれデータであれ、周波数スペクトルの利用を管理する国内及び世界規模の規制機関によって課せられた帯域制限を有する。搬送波変調方式は、最初の振幅変調から、振幅変調、周波数変調、又は位相変調の様々な組み合わせに２つ以上の搬送波を組み合わせる現行方式まで発展してきた。割り当てられたチャネルの帯域幅全体でのエネルギを最大化して、割り当てられた通信チャネルの利用可能な情報帯域幅を最大化するために、数々の高度な搬送波変調方式が開発された。

ある新しい基本搬送波変調が開発され、最初に特許取得されており（たとえば、全内容が本明細書に組み込まれているＶｏｋａｃらの特許文献７を参照）、これは、同じ搬送波信号に同時に存在する振幅変調、周波数変調、及び／又は位相変調と干渉しない新しいタイプの搬送波変調を適用するものである。

転置（ＴＭ）変調の概念は、搬送波信号の振幅、周波数、又は位相に影響を及ぼさずに搬送波信号に情報を追加する方法という初期の概念に基づいている（たとえば、全内容が本明細書に組み込まれているＶｏｋａｃらの特許文献７を参照）。後で示されるように変曲を生成することにより、搬送波信号で情報を搬送することが可能である。この方式は、振幅変調、周波数変調、又は位相変調の既存の復調器では検出されない。

以前に特許取得された生成方式を用いると、以下の時間領域波形が生成される（わかりやすいように変曲が誇張されている）。実際に適用される際には、変曲は目に見えない。

このタイプの波形を生成する初期の方式では、調節回路によって除去されるべき小さな振幅変化が存在するという点が不完全であった。例えば、図１は、特許文献７で教示される先行技術に従って生成されるＴＭ変調された信号１００を示す。図に見られるように、負ピーク１０１と負ピーク１０２との間に振幅変化誤差が存在する。

このように、業界には、前述の不完全さや不十分さに対処することの必要性が、未だ対処されぬまま存在する。

米国特許出願公開第２０１４／０２６９９６９号明細書（米国特許出願第１３／８４１，８８９号明細書） 米国仮特許出願第６１／７９８，４３７号明細書 米国仮特許出願第６１／７９４，７８６号明細書 米国仮特許出願第６１／７９８，１２０号明細書 米国仮特許出願第６１／７９４，９４２号明細書 米国仮特許出願第６１／７９４，６４２号明細書 米国特許第４，６１３，９７４号明細書

本開示の実施形態は、規定された通信チャネルの情報帯域幅を増やすこと、並びに入力制御信号に従って入力信号の時間遅延シフトを行うことのために、転置変調された信号の送信及び受信及び復調を行うためのシステム、方法、及び装置を提供する。一実施形態では、規定された通信チャネルの情報帯域幅を増やす方法が提供され、この方法は、第１の搬送波信号周波数を有する第１の変調された信号を受信するステップと、第２の搬送波信号周波数を有する第２の変調された信号を受信するステップであって、第２の変調された信号は、第１の搬送波信号を変調する情報とは無関係の情報で変調され、第２の搬送波信号周波数は、第１の搬送波信号周波数と高調波的又は副高調波的に関連する、第２の変調された信号を受信するステップと、第１の信号と第２の信号とを組み合わせるステップと、を含む。

別の実施形態では、入力制御信号に従って入力信号を時間遅延シフトする時間シフト変調器が提供される。時間シフト変調器は、電圧制御時間遅延によって修正されるオールパスフィルタを含む。

別の実施形態では、固定通信チャネル内の通信帯域幅を増やす方法が提供され、この方法は、第２の転置変調された信号を組み合わせ信号に加算するステップであって、組み合わせ信号は第１の転置変調された信号と第１の基本搬送波信号とを含み、第２の転置変調された信号は、周波数が第１の基本搬送波信号と同じであって位相角が第１の基本搬送波信号に対して９０度である第２の基本搬送波信号を使用して、組み合わせ信号に加算される、加算するステップを含む。

別の実施形態では、超音波通信の情報帯域幅を増やす方法が提供され、この方法は、単一超音波トランスデューサの直接振幅変調により、超音波通信信号に転置変調を加えるステップを含む。

別の実施形態では、超音波通信の情報帯域幅を増やす方法が提供され、この方法は、第１の超音波トランスデューサを、転置変調の基本搬送波信号成分で直接振幅変調することにより、超音波通信信号に転置変調を加えるステップと、第２の超音波トランスデューサを、転置変調の第３高調波搬送波信号成分で直接振幅変調するステップと、を含む。

別の実施形態では、超音波通信の情報帯域幅を増やす方法が提供され、この方法は、広帯域変調技術を用いて単一超音波トランスデューサを直接振幅変調することにより、転置変調基本搬送波信号及び第３高調波搬送波信号成分を超音波通信信号に加算するステップを含む。

別の実施形態では、超音波通信の情報帯域幅を増やす方法が提供され、この方法は、第１の超音波トランスデューサを、転置変調の基本搬送波信号成分で直接角度変調し、第２の超音波トランスデューサを、転置変調の第３高調波搬送波信号成分で直接角度変調することにより、超音波通信信号に転置変調を加えるステップを含む。

別の実施形態では、超音波通信の情報帯域幅を増やす方法が提供され、この方法は、広帯域変調技術を用いて単一超音波トランスデューサを直接角度変調することにより、転置変調基本搬送波信号及び第３高調波搬送波信号成分を超音波通信信号に加算するステップを含む。

更に別の実施形態では、光情報通信帯域幅を増やすシステムが提供される。このシステムは、光ビーム及び光変調器を含む。このシステムは、光ビームを転置変調信号で直接変調するように構成される。

別の実施形態では、光情報通信帯域幅を増やす方法が提供され、この方法は、第１の周波数の光ビームを転置変調基本搬送波周波数成分で直接変調するステップを含む。

更に別の実施形態では、光情報通信帯域幅を増やす方法が提供され、この方法は、第２の周波数の光ビームを転置変調第３高調波成分信号で直接変調するステップを含む。

当業者であれば、以下の図面及び詳細説明を精査することにより、本開示の他のシステム、方法、特徴、及び利点が明らかになるであろう。そのような更なるシステム、方法、特徴、及び利点は全て、本明細書に包含され、本開示の範囲内であり、添付の特許請求の範囲によって保護されるものとする。

以下の図面を参照することにより、本開示の多くの態様がよりよく理解されるであろう。図面内の各要素は、縮尺が必ずしも正確ではなく、むしろ、本開示の原理を明確に図示することに重点が置かれている。更に、図面では、類似の参照符号は、複数の図面を通して対応する要素を指している。

先行技術に従って生成されるＴＭ変調信号を示す図である。 本開示の第１の例示的実施形態による、搬送波信号を変調する方法を示すフローチャートである。 本開示の一実施形態による、四半周期として生成された信号を示す図である。 本開示の一実施形態による、図３に示された信号の、四半周期を合算した後を示す図である。 図４に示された信号を生成するための、本開示によって提供される実施形態において使用可能な入力変調信号を示す図である。 図４に示された信号の周波数スペクトルを示すプロットである。 本開示によって提供される一実施形態による、図６に示された信号の第３高調波成分を第２の高調波に対してヘテロダイン処理した結果として得られる周波数スペクトルを示すプロットである。 本開示によって提供される一実施形態に適用可能なフィルタを示す図である。 本開示によって提供される一実施形態による、信号を生成する、ソフトウェアベースの直接スペクトルシステムを示すブロック図である。 本開示によって提供される一実施形態による、信号を復調する副周期較正システムを示すブロック図である。 本開示によって提供される一実施形態による、信号を復調する第３高調波位相検出システムを示すブロック図である。 本開示によって提供される一実施形態による、信号を復調する高速フーリエ変換ベースのシステムを示すブロック図である。 本開示によって提供される一実施形態による、既存信号に加算されたＴＭ信号からなる信号を生成及び送信するＴＭ送信機を示すブロック図である。 本開示によって提供される一実施形態による、ＴＭ送信機の搬送波信号生成部分の例示的実装を示すブロック図である。 本開示によって提供される一実施形態による、ＴＭ送信機のＴＭ変調信号処理部分の一例示的実装を示すブロック図である。 本開示によって提供される一実施形態による、既存信号に加算されたＴＭ信号を有する信号を受信し、ＴＭ信号を抽出及び復調するＴＭ受信機を示すブロック図である。 本開示によって提供される一実施形態による、ＴＭ受信機の搬送波信号及び高調波の復元部分の一例示的実装を示すブロック図である。 本開示によって提供される一実施形態による、ＴＭ受信機のＴＭの分離及び復調部分の一例示的実装を示すブロック図である。 本開示によって提供される一実施形態による、分離機能の時間遅延ベースのフィルタ回路の周波数応答挙動を示すグラフである。

本開示の多くの実施形態が、プログラマブルなコンピュータ又はマイクロプロセッサで実行されるアルゴリズムを含む、コンピュータで実行可能な命令の形態をとってよい。しかしながら、本開示は、他のコンピュータシステム構成によって同様に実施されてもよい。本開示の幾つかの態様は、後述の方法又はアルゴリズムのうちの１つ以上を実施することに限定してプログラム、構成、又は構築がなされた専用のコンピュータ又はデータプロセッサにおいて実施されてよい。

本開示の後述の諸態様は、磁気式又は光学式の読み取りが可能なリムーバブルコンピュータディスク、固定磁気ディスク、フロッピー（登録商標）ディスクドライブ、光ディスクドライブ、光磁気ディスクドライブ、磁気テープ、ハードディスクドライブ（ＨＤＤ）、ソリッドステートドライブ（ＳＳＤ）、コンパクトフラッシュ（登録商標）又は不揮発性メモリを含むコンピュータ可読媒体上で記憶されたり配布されたりしてよく、並びに、クラウドを含むネットワークを介して電子的に配布されてよい。本開示の諸態様に固有のデータ構造及びデータ伝送も、本開示の範囲に包含される。

図２は、本開示の第１の例示的実施形態による、搬送波信号を変調する方法を示すフローチャート２００である。注意すべきこととして、フローチャート内のどのプロセス説明やブロックも、プロセスの特定の論理機能を実施するための１つ以上の命令を含むモジュール、セグメント、コード部分、又はステップを表すものとして理解されるべきであり、諸機能が、必要とされる機能性に応じて、逆の順序でほぼ同時に実施されることも含めて、図示又は説明された順序とは異なる順序で実施されてよい代替の実施態様も本発明の範囲に包含され、これらは本発明の当業者であれば理解されるであろう。本方法は、（例えば、上述の図１に示されたような）先行技術における振幅変化の問題を解決するものであり、ハードウェア又はソフトウェア、或いは、これらの任意の組み合わせで実施されてよい。図２に示された方法は、「四半周期集め」（ＱＣ）方式と呼ばれることがあり、演算の連続的実施を必要とせずに結果を取得する手早い方法としてルックアップテーブル（ＬＵＴ）２１０を含んでよい（ＬＵＴ２１０によらない場合、結果は演算機能を利用して生成されることが可能である）。ＱＣ方式は時間領域に基づく。

図３を参照すると、図２に示された方法からの変調された出力信号３００は、各全信号周期において４つの別々の四半周期セグメントを含む。図３は、３つの全周期（例えば、周期ａ、ｂ、及びｃ）を示しており、これらは図２に示された四半周期方式によって出力されてよい。各周期は４つの四半周期セグメント（例えば、３０１、３０２、３０３、及び３０４）からなる。四半周期セグメント間にはギャップが示されているが、これは例示を目的としたものに過ぎない。更に、変曲の振幅位置（ａ１、ａ２、ｂ１、ｂ２、ｃ１、ｃ２）は、例示を目的として誇張されている。これらの変曲は、図示されているように、隣接する四半周期セグメント同士の間に形成される。

図３に示されるように、各周期の「第１」の四半周期（３０１ａ、３０１ｂ、及び３０１ｃ）は、印加される変調値に応じて振幅が異なってよい。同じことが、図示されている各周期における他の各四半周期にも当てはまる。即ち、各周期の第２の四半周期（３０２ａ、３０２ｂ、３０２ｃ）、第３の四半周期（３０３ａ、３０３ｂ、３０３ｃ）、及び第４の四半周期（３０４ａ、３０４ｂ、３０４ｃ）は、印加される変調値に応じて振幅が異なってよい。ある周期における「第１」の四半周期（例えば、３０１ａ、３０１ｂ、３０１ｃ）の振幅が低い場合、その同じ周期における「第２」の四半周期（例えば、３０２ａ、３０２ｂ、３０２ｃ）は振幅が相補的に高くなっており、これは、全周期における負ピーク値（Ｐｋ₋）とその周期における正ピーク値（Ｐｋ_＋）との間に一定振幅が常に存在するようにするためである。同じことが、各周期における「第３」及び「第４」の四半周期にも当てはまる。これにより、各周期における正ピーク値（Ｐｋ_＋）は常に同じになる。負ピーク値（Ｐｋ₋）も同じになることで、印加される変調値に起因する振幅変化が排除される。

図３に更に示されるように、それぞれの周期における「第１」の四半周期（３０１ａ、３０１ｂ、３０１ｃ）と「第３」の四半周期（３０３ａ、３０３ｂ、３０３ｃ）は、振幅が同じである。同様に、それぞれの周期における「第２」の四半周期（３０２ａ、３０２ｂ、３０２ｃ）と「第４」の四半周期（３０４ａ、３０４ｂ、３０４ｃ）も、振幅が同じである。このようにするのは、印加される変調値にかかわらず、各周期の曲線の下の面積を同じにするためである。これにより、各周期の平均値がゼロになって、搬送波信号において、印加された変調値に起因する「ＤＣ」値シフトが全く発生しなくなることが確実になる。

しかしながら、用途によっては、ＤＣシフトが許容される場合があり、従って、曲線の下の面積が同じでなくてよい場合、即ち、周期間での対称性がなくてよい場合があることに注意されたい。そのような場合は、情報又は「シンボル」が周期当たり２シンボルのレートで搬送されてよい。即ち、周期ごとに、異なる２つの変曲点が存在してよい（例えば、一方が負ピークと正ピークとの間の立ち上がりの半周期の途中に位置し、他方が正ピークと負ピークとの間の立ち下がりの半周期の途中に位置する）。

各四半周期は一定のクロック又は時間ステップによって生成されてよく、従って、印加された変調値の結果として１つの周期から次の周期にかけて周波数が変化することはない。各変曲（ａ１、ａ２、ｂ１、ｂ２、ｃ１、ｃ２）は、ちょうど１つの半周期から次の半周期にかけての１８０度分離に相当する角度で発生する。これにより、印加された変調値に起因する位相変化がないことが確実になる。

これらの四半周期（例えば、図３に示されたもの）を合算すると、図４に示されるように、平滑で連続的な波形３００が得られる。

図５は、ＴＭ変調信号５００を示しており、これは、図４に示された変調された信号３００の生成に使用される。図４及び図５に示されたように、１搬送波周期につき１つのＴＭ変調値５００が存在する。しかしながら、上述のように、曲線の下の面積が周期ごとに異なってよい場合、即ち、各周期において２つのシンボルを搬送できるように、周期間での対称性がなくてよい場合には、１搬送波周期につき２つのＴＭ変調値が存在してよい。そのような場合には、１搬送波周期につき２つのＴＭ変調値が存在することによって、１搬送波周期において異なる２つのシンボル（即ち情報）を表現することが可能である。この手法は光ファイバでの伝送に好適となる可能性があり、これは、例えば、伝送帯域幅を占有する他の信号は存在しないものの、ＤＣシフトは典型的には他の媒体での伝送に不適であるためである。

ＴＭ変調期間ｔ_ＴＭＭと呼ばれている変数が、ＴＭ変調値が保持される時間であり、これは搬送波周期の整数倍である。これは、そのような場合には、最大ＴＭ変調周波数ｆ_ＴＭＭが搬送波周波数ｆ_Ｃの半分であることを意味することになる。即ち、変調帯域幅はｆ_Ｃの１／２に制限されており、これは、ナイキストレート、即ち、エイリアスが発生しない信号サンプリングのサンプリングレートの下限が、帯域制限された信号の帯域幅の２倍であることで知られているとおりである。しかしながら、１搬送波周期につき２つのＴＭ変調値が存在する場合には、最大ＴＭ変調周波数ｆ_ＴＭＭは搬送波周波数ｆ_Ｃに等しい。ＤＣ応答を含む、ｆ_ＴＭＭの最小値は存在しない。

図２を再度参照すると、ＬＵＴ２１０は、ＴＭ変調の各値に固有の四半周期を記憶する。各搬送波周期には４つの四半周期がある（例えば、図３に示されたとおりである）。各ＴＭ変調期間に対して１デジタルビット（Ｎ＝１）が割り当てられる場合、２つの固有なＴＭ変調レベル、即ち、１セットが２つの四半周期からなる２つの固有なセットだけがＬＵＴ２１０に記憶されることが必要となり、第１のレベルが論理「０」を表し、第２のレベルが論理「１」を表す。各ｔ_ＴＭＭに対して２デジタルビット（Ｎ＝２）が割り当てられる場合は、４つのポテンシャルＴＭ変調レベルが存在することになる。同様に、各ｔ_ＴＭＭに対して３ビット（Ｎ＝３）が割り当てられる場合は、８つのＴＭ変調レベルが存在することになる（以降も同様）。

ＬＵＴ２１０は、２^Ｎ個の異なる四半周期波形を収容し、各全波形が４つの四半周期波形で構成されることから、合計では４×２^Ｎ個の波形を収容する。１四半周期当たりの時間ステップ又はクロック期間（例えば、ＬＵＴ２１０の読み取りを行うためのプロセッサクロック又はＣＰＵクロック）の数は、本方法を実施する電子装置が許容しうる許容波形ゆらぎに依存することになる。これは、搬送波周波数が３００ＭＨｚ域にある場合には、ナノ秒以下の時間ステップを必要とする可能性がある。より低い搬送波周波数は、両ＴＭ方式（例えば、本明細書に記載のＬＵＴブランチ及び「演算ブランチ」）により好適となる可能性があり、搬送波周波数までヘテロダインされることが可能である。

ブロック２０２では、ＴＭ変調信号がＬＵＴ２１０に入力される。ＴＭ変調信号は、任意の数のデジタルビットを含む信号か、或いはこれによって表現される信号（例えば、Ｎビット幅の信号）であってよい。ＬＵＴ２１０は、各四半周期に対応する値又は表現を収容する。これは、ＬＵＴ２１０に収容されない場合には演算ブランチ２２０によって生成されてよい。例えば、行２１０ａ（例えば、１から２^Ｎ）で表現されうる各ＴＭ変調値に対して、四半周期が、ＴＭ変調値と関連付けられ、列２１０ｂにおいて（例えば、初期時刻から１／４周期まで）時間が経過する期間にわたる座標データ（例えば、ｘ，ｙ）として表現されて格納されてよい。ブロック２０４では、搬送波周波数ｆ_Ｃを有する搬送波信号が入力される。搬送波信号は、ＲＦ信号であってよく、クロック信号として動作してよい。ブロック２０６では、変調の実施にＬＵＴ２１０を使用するか演算ブランチ２２０を使用するかを決定する。変調出力信号を生成するためには、ＬＵＴ２１０又は演算ブランチ２２０のいずれかが利用されてよい。ＬＵＴ２１０が利用される場合は、受信されたＴＭ変調値に関連付けられた四半周期が、ＬＵＴ２１０からアナログゲート２０８に出力される。

演算ブランチ２２０が利用される場合、例えば、ブロック２０６において演算ブランチ２１０が選択された場合には、ＴＭ変調信号は演算ブロック２２０に入力される。演算ブロック２２０は、同じＴＭ変調値が受信された場合にＬＵＴブロック２１０によって出力されるであろう波形とほぼ同じ四半周期波形を出力する。ただし、演算ブロック２２０は、各ＴＭ変調値に関連付けられた四半周期値を格納しているのではなく、受信された各ＴＭ変調値に対応する四半周期を生成する。演算ブロック２２０は、変調された四半周期を生成する。これは、最初に１８０°の長さのコサインセグメントを、搬送波周波数の２倍の周波数（２ｆ_Ｃ）で、０°〜９０°、９０°〜１８０°、１８０°〜２７０°、及び２７０°〜３６０°の各等価搬送波周波数四半分において生成することにより行われる。従って、これらの生成されたコサインセグメントが、搬送波周波数での四半周期セグメントを構成する。振幅の設定は、０°〜９０°四半分及び１８０°〜２７０°四半分（即ち、「第１」及び「第３」の四半周期）に対応する受信されたＴＭ変調値、並びに９０°〜１８０°四半分及び２７０°〜３６０°四半分に対応する相補変調値によって行われる。当業者であれば容易に理解されるように、既知の数学的関係を用いて任意の正弦波信号が生成されてよく、この生成は回路及び／又はソフトウェアにおいて実施されてよい。従って、受信されたＴＭ変調値によって設定された振幅を有する、演算ブランチ２２０のコサインセグメントは、そのように生成されてよい。

演算ブランチ２２０は、搬送波周波数のより多倍のクロックを有するプロセッサを使用して四半周期セグメントを生成する数値演算を実施する。これは、ソフトウェアコードを実行するため、又はハードウェアベースの波形生成器を駆動するためであり、波形生成器は任意の既知の波形生成器であってよい。演算ブランチ２２０は、ＬＵＴブランチ２１０より高いクロック周波数が必要になる可能性が高い。ＬＵＴ２１０又は演算ブランチ２２０からの出力は、アナログゲート２０８に向けられており、アナログゲート２０８は、四半周期を集めて１つの連続信号にし、これを次のヘテロダインブロック２１２に渡す。

伝送及びヘテロダインの目的に関し、本開示の諸態様を周波数領域から考察する。図６は、図４に示されたＴＭ変調信号３００の周波数スペクトルのプロットであり、ここでは、ｆ_Ｃが搬送波信号周波数であり、２ｆ_Ｃ、３ｆ_Ｃなどは搬送波周波数の第２高調波、第３高調波などである。信号３００は、原点において図６に示されたスペクトルを有し、場合によっては可視の変曲がある。

基本搬送波周波数成分６１０に加えて、信号３００の第３高調波成分６２０が存在し、これは位相変調を含む。ＴＭ変調成分は第３高調波にのみ存在する。即ち、ＴＭ変調成分は第３高調波成分６２０である。第２高調波信号は存在しない。ブロック２１４において第２高調波信号を局部発振器として生成し、ミキサ回路を使用して第３高調波成分をヘテロダインすることにより、２つの出力周波数（３ｆ_Ｃ−２ｆ_Ｃ）及び（３ｆ_Ｃ＋２ｆ_Ｃ）が生成される。これを図７に示す。ＴＭ変調成分、即ち、第３高調波成分６２０は、基本搬送波周波数（信号７１０）までシフトダウンされる。ヘテロダイン処理の加算成分、即ち、第５高調波成分７３０は、ブロック２１４において（例えば、図８に示されるフィルタ８１０により）除去されることが可能であり、指定された通信チャネルの送信用出力に合致するようにフィルタリングされることが可能である。

既知の変調技術と異なり、本開示によって与えられるように、第３高調波は位相シフトされるが、この位相シフトは、第３高調波ではなく基本搬送波に対する位相シフトである。通常のＦＭやＰＭの伝送の場合、位相シフトされるのは搬送波自体である。ＴＭでは、基本波は変化せず、第３高調波の位相は基本波にのみ関連付けられる。

この違いは、幾つかの理由で重要である。基本搬送波の各半周期（即ち、各ＴＭ変調シンボル）に対して、変調されない第３高調波の１．５周期分が存在する。第３高調波が変化するのは、データが変化するとき（即ち、ＴＭ変調信号５００が変化するとき）だけである。従って、電力及びスペクトルに対する影響はほとんどなく、本願発明が従来の変調との間に透明性を有する別の理由は、ほとんどの実際の用途において、ラジオのＡＭ放送及びＦＭ放送と同様に、通信チャネルだけでも、ＴＭシンボル１個につき１００以上の搬送波周期が存在する可能性があり、その間において第３高調波が変化しない（即ち、変調の変化がない）ことである。第３高調波は、基本波に対して位相（時間）がシフトされるだけである。

ＱＣ方式を実装するには、アナログ帯域幅を搬送波周波数の３倍以上広くする必要があり、これは、第３高調波（例えば、３ｆ_Ｃ）が利用されるためである。更にＱＣ方式は、クロック周波数が搬送波信号周波数の１６倍であることが必要であり、これは単に、四半周期あたり４つの時間ステップがあるためである。ＱＣは、より低い搬送波信号において生成されてから所望の搬送波周波数まで上方にヘテロダインされてよい。この、より低い搬送波周波数は、ＴＭ変調値の上限周波数を規定するものである。

図９ａ及び図９ｂは、本開示の更なる実施形態における、直接スペクトル（ＤＳ）の生成システム及び方式を示すブロック図である。ＤＳ生成方式は、ＴＭ変調の実装をより単純化したものと言える。ＤＳ方式では、側波帯スペクトルを直接生成し、そのエネルギを通信チャネルの帯域幅内に存在する他の全てのものに加える。ＤＳ方式は周波数領域に基づく。

図６を参照すると、既存の送信機は何らかの複雑な変調形式を有する。利用されている複雑な変調の代表的なタイプとして、ＱＡＭ、ＱＰＳＫ、ＯＦＤＭ等がある。既存の変調における側波帯エネルギは、図６の成分６１０で表される。ＴＭ変調を加えると第３高調波が生成され、ＴＭ側波帯エネルギは成分６２０で表される。なお、第２高調波成分も存在しうるが、これは変調を含まない。

第２高調波信号は、ＴＭ側波帯エネルギ６２０を基本搬送波周波数６１０へ下方シフトするために使用できる点で有用である。これは、２つの正弦波入力信号を掛け合わせて減算周波数出力及び加算周波数出力を生成するミキサ機能を使用するヘテロダイン処理によって行われる。図７を参照すると、ハッチングは、第３高調波７２０から基本波７１０及び第５高調波７３０に変換されたエネルギを表す。

第２高調波の使用は任意選択である。当該技術分野では知られているフェーズロックループによって、安定した第２高調波を得ることができる。又、非線形性が存在する可能性があり、存在する場合は、側波帯エネルギのうちのいくらかが実際にダウンコンバートされる可能性があるが、これは、ダウンコンバージョンの方式としては安定性も信頼性もない可能性がある。

通信規制が求めるところによれば、あらゆる送信機が、指定された通信チャネルの外に放射されるエネルギがないことを保証するために出力フィルタを使用しなければならない。図８に示されるように、指定された通信チャネルでの送信のために、高調波を排除する出力フィルタ８１０が利用されてよい。このフィルタは、通過帯域８１２を含んでよい。

図９ａ及び図９ｂは、上述の概念を利用した、直接スペクトル生成のための２つのシステム及び方式を示す。図９ａは、直接スペクトル生成のための、ソフトウェアベースのシステム及び方式を示しており、図９ｂは、直接スペクトル生成のための、ハードウェアベースのシステム及び方式を示している。図９ａでは、クロック信号９１０及びデジタル変調信号９２０がマイクロプロセッサ９０１に入力される。図９ｂでは、搬送波信号９１５及びアナログ変調信号９２５が非線形アナログ回路９０２に入力される。第３高調波側波帯（例えば、ＴＭ変調成分６２０）は、入力信号に基づいて、マイクロプロセッサ９０１及び／又は回路９０２によって直接生成される。マイクロプロセッサ９０１及び／又は回路９０２は更に、第３高調波側波帯６２０を入力クロック９１０（図９ａ）又は搬送波９１５（図９ｂ）で直接ヘテロダインして、側波帯エネルギ（例えば、７１０）を基本周波数において直接生成することが可能である。ＤＳ方式は、演算式全体のソフトウェア生成、又は演算式を実行する非線形アナログ回路を頼りにする。即ち、マイクロプロセッサ９０１（図９ａ）及び／又は回路９０２（図９ｂ）は、入力信号に基づき、既知の数学的関係を利用して、第３高調波側波帯６２０を直接計算して生成する。そして、第３高調波側波帯６２０は、マイクロプロセッサ９０１及び／又は非線形アナログ回路９０２によってヘテロダインされて、第３高調波側波帯６２０を基本周波数へシフトする。

以下では、転置変調の受信及び復調を行うシステム及び方法を開示する。図１０は、ＴＭ変調信号を復調するシステム及び方法を示すブロック図であり、この方法は「副周期較正」（ＳＣＣ）と呼ばれることがある。ＴＭ変調のＳＣＣ復調方式は、例えば、ＱＣ方式のセクションで示されたような波形（例えば、図４の信号３００）の再構築により、時間領域で動作する。

ＳＣＣ方式では、広帯域環境において受信信号１００１に第３高調波を加算する。フェーズロックループ１０１０が、厳密な、未変調の第３高調波信号を生成し、この信号が、要素１０２０において受信信号１００１に加算されるか乗算される。その後、各正ピーク及び負ピークの電圧レベルは、正ピーク検出器１０３０及び／又は負ピーク検出器１０４０によって検出され、（基準ランプ生成器１０５０による）一致する負ピーク値及び正ピーク値を有する基準ランプの生成に使用される。従って、受信信号１００１の１／２周期ごとに、新しい基準ランプが生成されると、システム（即ち、各ピークの発生）が較正される。ランプは、搬送波信号１００１の半周期ごとに再生成される。ピークのタイミングは、基準ランプのタイミングを設定するためにピークタイミング要素１０６０によって使用される。検出器１０３０及び１０４０によって変曲が検出され、変曲のタイミングは、基準ランプ生成器１０５０から出力される基準ランプのサンプリング、及びサンプリングされたランプ値のホールドに使用される。その電圧は、ＴＭ変調のアナログ値であり、サンプルホールド要素１０７０から出力され、直接使用されてよく、デジタルに変換されてもよい。基準ランプは、搬送波の負の半周期から正の半周期にかけての正の勾配を有する。搬送波の次の半周期では（即ち、正の半周期から負の半周期にかけては）、基準ランプは負の勾配を有する。

ＳＣＣ復調システム及び方式の一利点は、ロバストな復調手法を提供することである。これは、ＳＣＣ復調が、負ピーク及び正ピークの発生、並びに、これらのピークの間の変曲の存在だけに関係するためである。従って、ＳＣＣ復調は、他の復調技術よりも、ノイズによって引き起こされる誤差の影響を格段に受けにくい。

図１１は、本開示の更なる実施形態による復調システム及び方法を示すブロック図であり、この方法は「第３高調波位相検出」（３ＰＤ）と呼ばれることがある。ＴＭ変調の第３高調波位相検出（３ＰＤ）復調方式は、第３高調波成分を再生成し、その成分に存在する位相変調を復調することにより動作する。

図１１に示されるように、受信されたＴＭ変調信号１１０１は、フェーズロックループ１１１０によって使用されて、安定した、未変調の基本搬送波信号が生成され、この信号は、減算要素１１２０によって受信信号１１０１から減算される。減算要素１１２０からの出力は、基本波ノッチフィルタ１１３０によってフィルタリングされて、基本搬送波周波数におけるあらゆるスプリアス放射が除去されることが可能である。従って、残りの信号は、第３高調波位相検出器１１４０を駆動する側波帯エネルギ（例えば、ＴＭ変調成分）である。第３高調波位相検出器１１４０は、任意の既知又は従来型の位相検出器であってよい。結果の出力１１５０は、ＴＭ変調アナログ値である。

図１２は、本開示の別の実施形態による、更なる復調システム及び方法を示すブロック図である。図１２に示された復調システム及び方法は、ＴＭ変調の高速フーリエ変換（ＴＭＦＦＴ）復調方式であり、側波帯スペクトルの分析により動作する。

ＴＭＦＦＴ方式は、最もシンプルなハードウェア実装を提供すると言えるが、信号処理に関しては最も複雑であるとも言える。ＴＭ変調された受信信号１２０１は、アナログデジタル変換器によって量子化されてから、ＦＦＴ関数１２１０によって分析される。受信機が信号を、デジタルビットへの変換に適するレベルまで増幅した後、この信号は要素１２１０に出力される。要素１２１０は、コンピュータＣＰＵのようなプロセッサ、或いは、フーリエ変換の計算に特化して設計されたフィールドプログラマブルゲートアレイ又は何らかのカスタム集積回路のような、より専用化されたプロセッサであってよい。ＦＦＴ要素１２１０の出力は、複数の離散周波数における受信ＴＭ信号１２０１の信号強度を表す幾つかのデータ値である。ＴＭスペクトルは、ＴＭ動作モード、即ち、シンボル当たりのビット数（即ち、ＴＭ変調周期当たりの割り当てられたビットの数）及びシンボルレートに関連するため、ＴＭスペクトルは既知である。

シンボルレートは、搬送波周波数をシンボル当たりの搬送波周期の数で割ったものに等しい。数学的に述べると、わかりやすい一例では、搬送波周波数の１ＭＨｚをシンボル当たりの搬送波周期数の１０で割ると、毎秒１００，０００シンボルとなる。

シンボルの周波数は、毎秒１００，０００シンボルを２で割って毎秒５０，０００シンボル周期である。

従って、この例での注目周波数は５０ｋＨｚであり、即ち、シンボル周期周波数は搬送波周波数の５０ｋＨｚ上方及び５０ｋＨｚ下方である。シンボル当たり６ビットや６４変調レベルなど、変調レベルが多数存在する場合は、ＦＦＴ復調処理をより正確なものにするために、ベッセル関連の側波帯を追加で含めるべく、１００ｋＨｚや１５０ｋＨｚも視野に入ってくるであろう。又、シンボル当たりの搬送波周期の数がわずかである場合は、側波帯周波数の数を増やすと復調エラーレートが低減される。受信機によっては、搬送波周波数は、増幅のために中間周波数（ＩＦ）までヘテロダインされたり、ベースバンドにヘテロダインされてゼロになったりする。

５０ｋＨｚのＦＦＴ出力値は、ＴＭ変調に追従する値を有することになる。ＴＭ変調がシンボル当たり４ビットを有する場合は、ＦＦＴ出力の数値が一括りにされて１６レベルにされ、４バイナリビットに変換されて、ＴＭ変調値が生成される。

図１３は、既存の信号（例えば、変調されたＲＦ信号）に加算されたＴＭ信号からなる信号を生成及び送信するＴＭ送信機１３００を示すブロック図である。ＴＭ送信機１３００は、搬送波信号生成部分１３１０及びＴＭ変調信号処理部分１３２０を含む。搬送波信号生成部分１３１０の一例示的実装を、図１４のブロック図に示し、ＴＭ変調信号処理部分１３２０の一例示的実装を、図１５のブロック図に示す。

搬送波信号生成部分１３１０は、（変調されていてもされていなくてもよい）既存の信号１３０１の低レベルサンプルを（例えば、方向性結合器１３１２により）取得し、既存の従来型変調（例えば、ＡＭ、ＦＭ、又は他の任意の従来型変調形式）があればこれを除去して、単一基本周波数搬送波信号（ＦＣ、即ち基本搬送波）を取得するように動作する。既存の従来型変調は、バンドパスフィルタ段１３１４によって既存の信号１３０１のサンプルから除去されてよく、バンドパスフィルタ段１３１４は、周波数搬送波信号から従来型変調を除去するために選択された狭いバンドパス領域を有してよい。第２高調波生成器１３１６が第２高調波信号（Ｈ２、即ち第２高調波）を、例えば、ＦＣ信号に自身を乗ずることにより、生成する。同様に、第３高調波生成器１３１８が第３高調波信号（Ｈ３）を、例えば、ＦＣ信号にＨ２を乗ずることにより、生成する。当然のことながら、第１及び第２高調波生成器１３１６、１３１８は、高調波を生成する（例えば、フェーズロックループを含む）任意の既知の方式又は回路であってよく、或いは、その方式又は回路を含んでよい。

図１４に示されるように、バンドパスフィルタ段１３１４は、帯域幅が非常に狭い第１のＳＡＷフィルタ１３１３と、利得段１３１５と、増幅を安定化させる比較器１３１７と、帯域幅が狭い第２のＳＡＷフィルタ１３１０と、を含んでよい。ＴＭ出力基本搬送波を既存の基本波信号（即ち、ＦＴ）と位相マッチングさせてロックするために、位相調節段１３１１が搬送波信号生成部分１３１０に含まれてよい。第２及び第３高調波生成器は、信号乗算器１３１６、１３１８として実装されてよい。

図１４及び図１５に示されるように、ＴＭ基本搬送波及び既存信号基本搬送波は、（例えば、位相調節段１３１１によって）位相ロックされるように記されている。これは、コンバイナ１３３８においてＴＭ出力の基本搬送波信号と既存信号の基本搬送波との位相マッチングを行うために、大きなフェーズロックループの内側にＴＭ変調回路を配置するフィードバックループによって達成されてよい。

図１４に示された回路は、厳密な既存信号周波数に全面的に依存する周波数で信号を生成する点で重要である。オフ周波数信号はＴＭに操作上、影響しない。

ＴＭ変調信号は、ＴＭ変調信号処理部分１３２０を通って処理される。ＴＭ変調は、第３高調波に対して行われ、周波数が基本波（ＦＣ）に変換されて、既存信号１３０１と組み合わされる。

ＴＭ送信機１３００のＴＭ変調信号処理部分１３２０に対するＴＭ変調信号入力１３０２は、性質はアナログであり、（例えば、ローパス変調ナイキスト制限フィルタ１３２２によって）帯域制限されており、これによって、通信チャネル帯域幅と整合性のある側波帯エネルギが生成される。その後、ＴＭ変調信号は、反転最適化器１３２４及びＴＭ変調器（又は時間シフト変調器）１３２６によって処理される。図１５に示されるように、利得段１３２１が含まれてよく、反転最適化器１３２４は最適化機能に加えてサンプルホールド機能を含んでよい。ローパスフィルタ１３２２、利得段１３２１、及び反転最適化器１３２４は、ＴＭ変調の帯域幅を通信チャネルの帯域幅に制限するように動作する。最適化は、反転最適化器１３２４への入力信号の有無に応じてオンオフされてよい。

第３高調波信号（Ｈ３）は、第３高調波を時間シフトすることにより、ＴＭ変調器（又は時間シフト変調器）１３２６を駆動する。これにより、ベッセル関数側波帯のセットが生成される。上側波帯及び下側波帯のうちの一方のセットだけがＴＭ復調に必要である。これらの側波帯は、第３高調波に対して帯域幅が制限されており、この制限は、ＴＭ変調処理の前にＴＭ変調信号をフィルタリングして通信チャネルの帯域幅と一致させることにより行われる。

本願発明者は、位相シフト変調と異なり、本明細書に開示の時間シフト変調では側波帯のペアが１組だけ生成されることをシミュレーションにおいて確認している。このことは、実験室においてオシロスコープやスペクトラムアナライザなどの計測器で確認される。位相変調では、予想されるとおりにベッセル級数の側波帯が生成される。一方、時間シフト変調では、上側波帯及び下側波帯が１組だけ生成される。

ＴＭ変調器（又は時間シフト変調器）１３２６は、電圧制御時間遅延によって修正されるオールパスフィルタにより時間シフト変調を実施することが可能である。制御電圧は、（最適化の有無にかかわらず）条件付きＴＭ変調信号によって与えられる。時間シフトは、第３高調波（Ｈ３）信号に対して行われる。ＴＭ変調器１３２６は、本明細書では主に時間シフト変調に関して記載されているが、当業者であれば理解されるように、ＴＭ変調器１３２６は位相シフト変調器であっても同様によい。

以下では、ＴＭ変調器（又は時間シフト変調器）１３２６において利用可能な時間遅延シフトの回路、原理、及び機能性について更に詳細に説明する。正弦波などの単一周波数の入力信号の場合、時間遅延は位相シフトと類似している。

オールパスフィルタは演算増幅器を含んでよく、演算増幅器は、帰還抵抗器が演算増幅器の出力と演算増幅器の負（反転）入力との間に接続されており、同じ値の第２の抵抗器が演算増幅器の負（反転）入力と信号入力との間に接続されており、正（非反転）入力は、コンデンサと抵抗器の直列ネットワークの中間接続点に接続されており、このネットワークは一端が信号入力に接続され、他端が接地されている。

直列のコンデンサ又は抵抗器の値は、４象限乗算器を使用することにより、制御信号によって修正可能であり、４象限乗算器の出力は直列Ｒ−Ｃネットワークの接地接続を置き換え、４象限乗算器の１つの入力が、直列ネットワークの中間接続点と、制御信号入力としての第２の入力（即ち、ＴＭ変調信号）と、に接続される。

入力制御信号に従う、入力信号の時間遅延シフトにより、位相のシフトが時間のシフトとして生成されてよい。

ＴＭオン／オフセレクタ１３２８が含まれてよく、これは、未変調の第３高調波（Ｈ３）信号（例えば、第３高調波生成器１３１８の出力）又はＴＭ変調された第３高調波信号（例えば、時間シフト変調器１３２６の出力）のいずれかを選択する。この機能は、ＴＭが使用されているかどうかにかかわらず、送信アンテナ１３４０に供給される全電力を保持する。

ＴＭ変調されたＨ３信号は、ダウンコンバータ１３３０（又は図１５に示される「ヘテロダイン周波数変換」ブロック１３３０）において、ＴＭ変調されたＨ３信号と第２高調波（Ｈ２）信号とを掛け合わせることによりダウンコンバートされる。これにより、ＴＭ変調されたＨ３信号の側波帯エネルギがＦＣ周波数にシフトされ、その後、ＦＣにおいて、バンドパスフィルタ１３３２によって変調バンドパスフィルタリングされる。

結果としてのＦＣベースのＴＭ信号は、その後、従来型の増幅を実施して使用可能な電力レベルを確立する増幅器１３３４を通り抜ける。増幅器１３３４は、例えば、ＲＦ電力増幅器であってよい。ＦＣベースのＴＭ信号は、最終帯域制限バンドパスフィルタ１３３８及びコンバイナ１３３８を通って進み、ＴＭ出力信号は既存信号１３０１に加算される。結果としての組み合わせ信号は、送信のために送信アンテナ１３４０に接続される。位相は、ＴＭ出力信号と既存信号１３０１との間でロックされている。

図１６は、（例えば、ＴＭ信号が既存信号に加算された）組み合わせ信号１６４１を受信し、ＴＭ信号を抽出して復調するＴＭ受信機１６００を示すブロック図である。

ＴＭ受信機１６００は、可能な限りアンテナ１６４０の近くで、又は、第１の生成されたＩＦ（中間周波数）（例えば、既存の受信機の出力であり、中間周波数出力は通信設備によっては一般的である）の可能な限り近くで、受信された組み合わせ信号を取得する。

ＴＭ受信機１６００は、搬送波信号及び高調波の復元部分１６１０と、ＴＭの分離及び復調部分１６２０と、を含む。搬送波信号及び高調波の復元部分１６１０の一例示的実装を図１７のブロック図に示し、ＴＭの分離及び復調部分１６２０の一例示的実装を図１８のブロック図に示す。

ＴＭ受信機１６００の搬送波信号及び高調波の復元部分１６１０は、（ａ）既存の基本搬送波信号（ＦＣ）を未変調信号として復元すること、（ｂ）復元された基本波信号の第２高調波信号を生成すること、並びに（ｃ）復元された基本波信号の第３高調波信号を生成することを実施する回路を含む。これらは全て、受信信号から正確に導出されていることを除き、局部発振器信号として動作する。これを行う回路は、送信機１３００で使用されているものと類似している。

搬送波信号及び高調波の復元部分１６１０では、受信アンテナ１６４０からの、又は、（通信設備によっては一般的である）既存の受信機のＩＦ（中間周波数）出力からの受信信号１６４１（例えば、既存信号にＴＭ信号が加算された組み合わせＲＦ信号）が、非常に狭いバンドパスフィルタ段１６１４によってフィルタリングされて、既存の変調が全て除去されて、純粋な基本搬送波信号（ＦＣ、即ち基本搬送波）が得られる。ＦＣが第２高調波生成器１６１６において自乗されて、第２高調波信号（Ｈ２）が生成される。ＦＣ及び第２高調波信号（Ｈ２）が第３高調波生成器１６１８において掛け合わされて、第３高調波信号（Ｈ３）が生成される。

図１７に示されるように、受信機１６００のフロントエンドは、ＡＧＣ（自動利得制御）制御された利得を有してよく、ＳＡＷフィルタ１６１３及び利得段１６１５を含んでよい。送信機１３００の搬送波信号生成部分１３１０と同様に、受信機１６００の搬送波信号及び高調波の復元部分１６１０は、比較器１６１７及び第２のＳＡＷフィルタ１６１９を含んでよい。搬送波信号及び高調波の復元部分１６１０には、ＳＡＷフィルタの位相シフトに対する補償を行う位相調節段１６１１が含まれてよい。第２及び第３高調波発生器は、信号乗算器１６１６、１６１８として実装されてよい。

ＴＭの分離及び復調部分１６２０では、（受信機フロントエンドによってＡＧＣ制御利得で処理された後の）受信信号１６４１は、バンドパスフィルタ１６３６によって、通信チャネルの帯域幅に等しい帯域幅でバンドパスフィルタリングされる。

その後、広帯域の受信信号に対して、分離及び抽出の処理が行われる。第１の機能は、（時間遅延増幅器１６３４によって実施される）受信信号とその信号を遅延させたものとの間の差分処理である。遅延は、第３高調波の周期の１／４に等しい。時間遅延増幅器１６３４は、受信ＴＭエネルギを分離する時間遅延ベースのフィルタ回路（例えば、遅延段１６３３及び差分増幅段１６３５）を使用する。

分離された信号（例えば、基本周波数の差分信号）は、アップコンバータ１６３０において、（Ｈ２）信号を乗せられることによりアップコンバートされる。即ち、分離された信号は、受信された基本波信号（ＦＣ）の第３高調波の周波数までヘテロダインされる。この結果は、（バンドパスフィルタ１６３２によりフィルタリングされて基本波の積項が除去された後の）第３高調波周波数の信号にＴＭ変調が施されたものである。この時点では、既存の搬送波変調及び伝送媒体の影響に起因する振幅の変動が起こる可能性がある。従って、この信号は、信号共通基準とともにアナログ比較器１６５０に与えられ、比較器１６５０は、振幅変動がない信号を生成する。バンドパスフィルタ１６３１でフィルタリングすることにより、ＴＭ変調が施された第３高調波搬送波周波数が選択され、他の高調波が除去される。

バンドパスフィルタ１６３２からの出力信号は、上述のようにアナログ比較器１６５０に向けられるだけでなく、ＴＭ信号検出器１６２８への入力としても使用され、ＴＭ信号検出器１６２８は、相関関数（即ち、バンドパスフィルタ１６３２からの出力として受信された信号と、第３高調波生成器１６１８からの出力として受信された第３高調波信号（Ｈ３）との間の比較又は相間）に基づいてＴＭの存在を検知する。ＴＭ信号検出器１６２８は、ＴＭが使用されているかどうか、即ち、受信信号１６４１内にＴＭ信号が存在するかどうかを示す信号を出力する。

抽出処理では、受信信号１６４１からのＴＭ信号の分離及び抽出が完了する。抽出された信号（例えば、バンドパスフィルタ１６３１からの出力）は、ＴＭ情報の復調に必要な、復元された基準第３高調波信号（例えば、基準として使用される、受信された既存の搬送波信号から導出された（Ｈ３））との比較で時間シフトされたＴＭ変調を含む。

ＴＭ復調器１６２６は、（第３高調波生成器１６１８からの基準入力として受信された）第３高調波信号（Ｈ３）と、（バンドパスフィルタ１６３１からの入力として受信され）ＴＭ変調が施された第３高調波信号との間の時間シフトを検知することにより、ＴＭ信号を復調する。ＴＭ復調器１６２６は、２つの信号を掛け合わせて相関関数とすることにより、入力信号間の時間シフトを検知することが可能である。或いは、ＴＭ復調器１６２６は、排他的論理和機能を使用して、（Ｈ３）基準と、分離及び抽出処理からのＴＭ変調信号との間のタイミング差を検出する。

ＴＭの分離及び復調部分１６２０は、任意選択で、上述の反転最適化器１３２４を有する送信機から送信された信号を復元する反転最適化器１６２４を含んでよい。

復調された信号は変調ローパスフィルタ１６２２を通り抜けて、搬送波及び他のノイズ源が全て除去されて、ＴＭ変調出力信号１６０２が得られる。

図１８は、組み合わせ信号から受信ＴＭ信号を取り出すための基本的な機能セットを示す。時間遅延微分器又はフィルタ（即ち、遅延段１６３３）は、最適設定された遅延時間（．２５）／（３×ｆ_ｆＣ）を有してよい。この値からずれると、分離されたＴＭ信号のレベルが減少するだけであるが、実際には、特定の値によって、分離されたＴＭ信号のレベルが打ち消される。抽出機能は、分離された信号の振幅変動を除去するだけである。

図１８の、分離機能の時間遅延ベースのフィルタ回路は、図１９に示される固有周波数応答挙動を有する。ＤＣ、第６高調波などの周波数において打ち消される周期信号が存在する。

既存の信号受信機は、ＴＭ信号の側波帯エネルギに対しては応答しない。既存の信号にＴＭを加算することは、受信される既存信号の信号対ノイズ比（ＳＮＲ）を低減する効果がある。同様に、既存信号から受信ＴＭ信号へのノイズの寄与もある。

ＴＭ受信機１６００は、受信される基本波信号に関連する第２及び第３高調波信号を頼りにする。ドップラー効果又は信号経路長の変動（動いている受信機又は送信機）に起因する周波数シフトは、ＴＭ信号の復調には影響しない。これは、プロセス全体が既存信号の周波数を基準にしているためである。

図１３〜図１９に関して上述されたように、ＴＭ変調は搬送波信号に対して与えられてよく、任意の既存の送信機信号から導出可能である。そして、変調されたＴＭ信号は（変調されているかどうかにかかわらず）既存の送信機信号と組み合わされてよく、これによって、あらかじめ規定されている通信チャネルの情報帯域幅が増える。図１３〜図１９は特にＴＭ信号に関して説明されてきたが、これは限定を意図されたものではなく、同じ機能や原理がいかなる変調信号にも適用可能である。情報は、周波数が異なる２つの信号の間の時間差又は位相角度差として搬送されてよい。

そこで、第１の搬送波信号周波数と高調波的に関連する周波数であって、第１の搬送波信号を変調する情報と無関係な情報で変調される周波数を有する第２の搬送波信号を加算することによって、任意の規定された通信チャネルの情報帯域幅を増やす方法が提供される。この第２の信号及び変調側波帯は、第１の搬送波信号の周波数までヘテロダインされてよく、変調側波帯は、通信チャネルの帯域幅以下であってよい。

第１の搬送波信号及び第２の変調された搬送波信号は、なんら変調されずに送信されてよい。

第１の搬送波信号は（任意の変調方式で）変調されてもされなくてもよく、第２の搬送波信号は時間シフト変調又は角度変調されてよい。第２の搬送波信号は、第１の搬送波信号の周波数と既知の関係にある周波数を有してよい。同様に、第２の搬送波信号は、第１の搬送波信号との間に位相角関係又はタイミング関係があってよい。搬送される情報は、第２の搬送波信号の時間シフト又は角度変調を引き起こしてよく、第２の搬送波信号の変調の手段は、第１の搬送波信号との時間関係又は位相角関係を変動させてよい。

第２の搬送波信号の時間シフト変調又は角度変調により、第１の搬送波信号が変調されているとすればその変調と同じ周波数範囲を占有するように周波数シフトされた側波帯エネルギ、或いは、通信に使用されるであろう通信チャネル帯域幅内に配置された側波帯エネルギが生成される。第１の搬送波信号に第２の搬送波信号の側波帯を組み合わせたものは、通信チャネルの周波数限界内でまとめて送信されてよく、受信装置によって受信されてよい。更に、これら２つの搬送波信号の組み合わせは、帯域制限せずに送信され、受信装置によって受信されてよい。

受信装置は、第１の搬送波信号を復調用基準信号として使用して、第２の搬送波信号の変調情報を復調してよい。

本明細書では又、直角位相転置変調方法、即ち、第２の転置変調された（ＴＭ）信号を既存の転置変調された信号に加算することにより、固定された通信チャネル内の情報帯域幅を、以前に説明された転置変調によって与えられる情報帯域幅より増やす方法を提供する。

一実施形態では、既存の転置変調信号と周波数が同じであって位相が９０度又は直角位相だけ異なる基本搬送波信号周波数を使用することにより、第２の転置変調信号が既存の転置変調信号に加算されてよい。これにより、転置変調と従来の振幅変調、周波数変調、及び位相変調との相互の無影響性が維持される。直角位相転置変調信号を加算することは又、２つの転置変調された搬送波の間での相互の無影響性を有し、これらの搬送波は両方とも、既存の従来型変調信号との無影響性を有する。

転置変調は、例えば光通信用を始めとする様々な様式で利用されてよい。本明細書では、通信のデータ帯域幅を増やすために広帯域転置変調信号を光周波数ビーム上に直接配置する方法を提供する。

光ビームは、その広帯域特性ゆえに使用される。それらは様々な手段により変調される。転置変調は、様々な様式の情報伝達のために光ビーム上に配置されてよく、そのような様式はすべて本開示によって考慮されており、本開示の範囲内にある。

１つのそのような例は、以下のように説明できる。情報を搬送するいかなる変調方式にも搬送波信号が必要である。転置変調では、既存の変調された搬送波信号を転置変調搬送波として使用してよい。転置変調は又、搬送波信号が存在しない場合には搬送波信号を供給してもよい。転置変調された搬送波信号は、既存の信号が使用されるかどうかにかかわらず、光変調器の駆動に使用される。

光変調器は、発光ダイオードドライバ、レーザダイオードドライバから、光ビームの不透明度や位相を変化させる光ビーム変調器まで、様々である。本開示が提供するところによれば、転置変調された搬送波信号を単一の変調装置に印加することが可能になる。これにより、従来の振幅変調、周波数変調、又は位相変調を用いる既存の情報帯域幅を増やすことが可能になる。

他の変調が全く存在しない場合、転置変調の第３高調波成分を含むことになる、帯域制限のない転置変調信号が送信される。これにより、基本周波数成分は、典型的には減衰が少ない、より低い周波数に配置される。転置復調は、この成分を基準として頼りにする。第３高調波成分の周波数が高いほど、最大限の情報変調帯域幅を可能にする帯域幅が広くなる。

別の実施形態では、２つの別々の光ビームが利用されてよく、その場合、周波数が低いほうのビームが、従来方式（例えば、振幅変調や位相変調）で変調され、且つ、転置変調のための基準搬送波として使用される。周波数が高いほうの光ビームが、転置変調の第３高調波成分に使用される。

転置変調が使用できる別の様式として超音波通信があり、例えば、水中無線通信に使用できる。例えば、一実施形態では、超音波トランスデューサに転置変調信号を印加して音響信号を発生させることが可能であり、この音響信号を受信及び復調して元の変調情報を復元することが行われてよい。この変調処理は、近ゼロインピーダンス駆動をトランスデューサに課して、トランスデューサの自然共振周波数より高いところでの動作を強制する。

受信機は、変調の広帯域に加えて、音響エネルギを共振ピーク応答なしで電気エネルギに変換する技術に基づく自然広帯域トランスデューサを使用してよい。そのような受信トランスデューサは、広帯域応答を高感度で提供するＭＥＭＳ（微小電子機械システム）技術を使用して製造される。

１つの転置変調搬送波周波数が使用されてよい。基本搬送波信号成分及び第３高調波成分信号を別々に搬送するために、２つの別々の超音波周波数が使用されてよい。
本発明は以下の手段を有している。
本発明の手段１の方法は、
信号を生成する方法であって、
複数の四半周期波形を有するルックアップテーブルを提供するステップであって、前記四半周期波形のそれぞれはそれぞれの入力レベルに関連付けられている、ルックアップテーブルを提供する前記ステップと、
入力信号を受信するステップと、
前記受信された入力信号のレベルに関連付けられた四半周期波形を出力するステップと、
を含むことを特徴としている。
本発明の手段２の方法は、手段１に記載の方法であって、
（ａ）前記入力レベルは電圧振幅を含み、
（ｂ）前記入力信号はＮビット幅の信号であり、前記ルックアップテーブルは、２ ^Ｎ 個の固有の四半周期波形を収容し、各波形はそれぞれの入力レベルに関連付けられており、
（ｃ）搬送波信号を受信するステップであって、前記出力される四半周期波形は周波数が前記搬送波信号と同じである、前記受信するステップを更に含み、
（ｄ）前記出力される四半周期波形を集めて１つの連続出力信号にするステップを更に含み、任意選択で、
前記出力信号の第３高調波成分を前記搬送波信号周波数へ周波数シフトするステップであって、前記第３高調波成分は、第２高調波を生成して前記第２及び第３高調波を混合することによって前記搬送波信号周波数へ周波数シフトされることが好ましい、前記周波数シフトするステップを更に含み、
前記ステップのうちの１つ以上によって特徴づけられる、
ことを特徴としている。
本発明の手段３の方法は、
信号を生成する方法であって、
搬送波信号を受信するステップと、
入力信号を受信するステップと、
前記入力信号に基づく四半周期波形を生成するステップと、
前記生成された四半周期波形を集めて連続出力信号にするステップと、を含み、前記出力信号は、前記出力信号のうちの第１の負ピークと正ピークとの間のセグメントを形成する、隣接する四半周期の間に第１の変曲を含み、前記出力信号は、前記出力信号のうちの前記正ピークと第２の負ピークとの間のセグメントを形成する、隣接する四半周期の間に第２の変曲を含み、前記第１及び第２の変曲は前記入力信号のレベルを表す、
ことを特徴としている。
本発明の手段４の方法は、手段３に記載の方法であって、
（ａ）前記第１及び第２の変曲は、前記入力信号の異なるレベルを表し、
（ｂ）前記四半周期波形は、前記搬送波信号周波数の２倍の周波数で１８０°の長さのコサインセグメントとして生成され、第１の四半周期波形が０°〜９０°の等価搬送波周波数四半分において生成され、第２の四半周期波形が９０°〜１８０°の等価搬送波周波数四半分において生成され、第３の四半周期波形が１８０°〜２７０°の等価搬送波周波数四半分において生成され、第４の四半周期波形が２７０°〜３６０°の等価搬送波周波数四半分において生成され、任意選択で、前記四半周期波形は波形生成器又はソフトウェアによって生成され、
（ｃ）前記出力信号の第３高調波成分を前記搬送波信号周波数へ周波数シフトするステップであって、前記第３高調波成分は、第２高調波を生成して前記第２及び第３高調波を混合することによって前記搬送波信号周波数へ周波数シフトされることが好ましい、前記周波数シフトするステップを更に含み、
前記ステップのうちの１つ以上によって特徴づけられる、
ことを特徴としている。
本発明の手段５の方法は、
変調された信号を生成する方法であって、
搬送波信号を受信するステップと、
入力信号を受信するステップと、
前記受信された信号に基づいて第３高調波側波帯を生成するステップと、
前記第３高調波側波帯を前記受信された搬送波信号の周波数へ周波数シフトするステップと、を含むか、
前記変調された信号に第３高調波を加算するステップと、
前記変調された信号と前記第３高調波との和のピーク振幅を検出するステップと、
ピーク振幅が検出されたときに基準ランプを生成するステップと、
前記変調された信号と前記第３高調波との和の変曲を検出するステップと、
変曲が検出されたときに前記基準ランプをサンプリングするステップと、
前記サンプル値をホールドして出力するステップと、を含み、前記第３高調波はフェーズロックループによって生成されることが好ましい、
ことを特徴としている。
本発明の手段６の方法は、
信号を復調する方法であって、
前記変調された信号から前記第３高調波成分以外の全てをフィルタリングして除去するステップと、
前記第３高調波成分の位相を検出するステップと、を含むか、
前記変調された信号をデジタル信号に変換するステップと、
前記デジタル信号に対して高速フーリエ変換を実施するステップと、を含む
ことを特徴としている。
本発明の手段７のシステムは、
信号を生成するシステムであって、
複数の四半周期波形を有するルックアップテーブルを備え、前記四半周期波形のそれぞれはそれぞれの入力レベルに関連付けられており、前記ルックアップテーブルは入力信号を受信するように構成されており、出力される四半周期波形は前記受信された入力信号のレベルに関連付けられている、
ことを特徴としている。
本発明の手段８のシステムは、手段７に記載のシステムであって、
（ａ）前記入力レベルは電圧振幅を含み、
（ｂ）前記入力信号はＮビット幅の信号であり、前記ルックアップテーブルは、２ ^Ｎ 個の固有の四半周期波形を収容し、各波形はそれぞれの入力レベルに関連付けられており、
（ｃ）前記ルックアップテーブルは更に、搬送波信号を受信するように構成されており、前記出力される四半周期波形は周波数が前記搬送波信号と同じであり、
（ｄ）前記出力される四半周期波形を集めて１つの連続出力信号にするアナログゲートを更に備え、
（ｅ）前記出力信号の第３高調波成分を前記搬送波信号周波数へ周波数シフトする周波数シフト要素であって、前記第３高調波成分と前記第２高調波成分とを混合する混合器を備えることが好ましい前記周波数シフト要素を更に備え、
前記特徴のうちの１つ以上によって特徴づけられる、
ことを特徴としている。
本発明の手段９のシステムは、
信号を生成するシステムであって、
受信された搬送波信号及び受信された入力信号に基づいて四半周期波形を生成するように構成された波形生成器と、
前記生成された四半周期波形を集めて連続出力信号にするアナログゲートであって、前記出力信号は、前記出力信号のうちの第１の負ピークと正ピークとの間のセグメントを形成する、隣接する四半周期の間に第１の変曲を含み、前記出力信号は、前記出力信号のうちの前記正ピークと第２の負ピークとの間のセグメントを形成する、隣接する四半周期の間に第２の変曲を含み、前記第１及び第２の変曲は前記入力信号のレベルを表す、前記アナログゲートと、
を備える
ことを特徴としている。
本発明の手段１０のシステムは、手段９に記載のシステムであって、
（ａ）前記第１及び第２の変曲は、前記入力信号の異なるレベルを表し、
（ｂ）前記四半周期波形は、前記搬送波信号周波数の２倍の周波数で１８０°の長さのコサインセグメントとして生成され、第１の四半周期波形が０°〜９０°の等価搬送波周波数四半分において生成され、第２の四半周期波形が９０°〜１８０°の等価搬送波周波数四半分において生成され、第３の四半周期波形が１８０°〜２７０°の等価搬送波周波数四半分において生成され、第４の四半周期波形が２７０°〜３６０°の等価搬送波周波数四半分において生成され、任意選択で、
前記出力信号の第３高調波成分を前記搬送波信号周波数へ周波数シフトする周波数シフタを更に備え、任意選択で、
第２高調波成分を生成するフェーズロックループと、
混合器と、を備え、前記第３高調波成分は、前記第２及び第３高調波を混合することによって前記搬送波信号周波数へ周波数シフトされ、
前記特徴のうちの１つ以上によって特徴づけられる、
ことを特徴としている。
本発明の手段１１のシステムは、
変調された信号を生成するシステムであって、
受信された搬送波信号及び受信された入力信号に基づいて第３高調波側波帯を生成することと、前記第３高調波側波帯を前記受信された搬送波信号の周波数へ周波数シフトすることと、を行うように構成されたプロセッサ、
を備える
ことを特徴としている。
本発明の手段１２のシステムは、
信号を復調するシステムであって、
前記変調された信号に第３高調波を加算する信号加算器と、
前記変調された信号と前記第３高調波との和のピーク振幅を検出するピーク検出器と、
ピーク振幅が検出されたときに基準ランプを生成する基準ランプ生成器と、
前記変調された信号と前記第３高調波との和の変曲を検出する変曲検出器と、
変曲が検出されたときに前記基準ランプをサンプリングし、前記サンプル値をホールドして出力するサンプルホールド要素と、を備え、
任意選択で、前記第３高調波を生成するフェーズロックループを更に備える、
ことを特徴としている。
本発明の手段１３のシステムは、
信号を復調するシステムであって、
受信された変調された信号から基本搬送波信号を減算する減算要素と、
前記基本搬送波信号をフィルタリングして除去することによって、前記変調された信号から前記第３高調波成分だけを残す基本波ノッチフィルタと、
前記第３高調波成分の位相を検出する第３高調波位相検出器と、
を備える
ことを特徴としている。
本発明の手段１４のシステムは、
信号を復調するシステムであって、
前記変調された信号をデジタル信号に変換するアナログデジタル変換器と、
前記デジタル信号に対して高速フーリエ変換を実施するように構成されたプロセッサと、
を備える
ことを特徴としている。
本発明の手段１５の方法は、
規定された通信チャネルの情報帯域幅を増やす方法であって、
第１の搬送波信号周波数を有する第１の変調された信号を受信するステップと、
第２の搬送波信号周波数を有する第２の変調された信号を受信するステップであって、前記第２の変調された信号は、前記第１の搬送波信号を変調する情報とは無関係の情報で変調され、前記第２の搬送波信号周波数は、前記第１の搬送波信号周波数と高調波的又は副高調波的に関連する、前記第２の変調された信号を受信する前記ステップと、
前記第１の信号と前記第２の信号とを組み合わせるステップと、
を含む
ことを特徴としている。
本発明の手段１６の方法は、手段１５に記載の方法であって、
前記第２の信号は前記第１の搬送波信号の周波数までヘテロダインされる、
ことを特徴としている。
本発明の手段１７の方法は、手段１５又は手段１６に記載の方法であって、
前記組み合わせ信号を送信装置により送信するステップと、
前記組み合わせ信号を受信装置により受信するステップと、
前記第１の搬送波信号を基準として使用して前記組み合わせ信号から前記第２の変調された信号を復調するステップと、
を更に含む、
ことを特徴としている。
本発明の手段１８の時間シフト変調器は、
入力制御信号に従って入力信号を時間遅延シフトする時間シフト変調器であって、電圧制御時間遅延によって修正されるオールパスフィルタを備える
ことを特徴としている。
本発明の手段１９の時間シスト変調器は、手段１８に記載の時間シスト変調器であって、
前記オールパスフィルタは、
演算増幅器であって、前記演算増幅器の出力と前記演算増幅器の反転入力との間に帰還抵抗器が接続されている前記演算増幅器と、
前記帰還抵抗器の抵抗値とほぼ等しい抵抗値を有する第２の抵抗器であって、前記演算増幅器の前記反転入力と信号入力との間に接続されている前記第２の抵抗器と、
コンデンサと抵抗器の直列ネットワークであって、第１の端部が前記信号入力に接続されており、第２の端部が接地されており、中間接続点が前記演算増幅器の非反転入力に接続されている前記コンデンサと抵抗器の直列ネットワークと、を備える、
ことを特徴としている。
本発明の手段２０の時間シフト変調器は、手段１９に記載の時間シスト変調器であって、
前記直列コンデンサ又は前記直列抵抗器の値は、４象限乗算器を使用することにより、制御信号によって修正され、前記乗算器の出力は前記コンデンサと抵抗器の直列ネットワークの接地接続を置き換え、前記４象限乗算器の１つの入力が、前記コンデンサと抵抗器の直列ネットワークの前記中間接続点に接続され、前記４象限乗算器の第２の入力が前記制御信号入力に接続される、
ことを特徴としている。
本発明の手段２１の方法は。
固定通信チャネル内の通信帯域幅を増やす方法であって、
第２の転置変調された信号を組み合わせ信号に加算するステップであって、前記組み合わせ信号は第１の転置変調された信号と第１の基本搬送波信号とを含み、前記第２の転置変調された信号は、周波数が前記第１の基本搬送波信号と同じであって位相角が前記第１の基本搬送波信号に対して９０度である第２の基本搬送波信号を使用して、前記組み合わせ信号に加算される、
ことを特徴としている。
本発明の手段２２の方法は、手段２１に記載の通信帯域幅を増やす方法であって、
（ａ）前記通信チャネル帯域幅を増やすことなく前記情報帯域幅を２倍にする機能、及び
（ｂ）前記転置変調のスペクトル効率を向上させる機能
のうちの一方又は両方によって特徴づけられる、
ことを特徴としている。
本発明の手段２３の方法は、
超音波通信の情報帯域幅を増やす方法であって、
単一超音波トランスデューサの直接振幅変調により、超音波通信信号に転置変調を加えるステップ、又は、第１の超音波トランスデューサを、転置変調の基本搬送波信号成分で直接振幅変調することにより、超音波通信信号に転置変調を加えるステップと、
第２の超音波トランスデューサを、転置変調の第３高調波搬送波信号成分で直接振幅変調するステップと、
を含む
ことを特徴としている。
本発明の手段２４の方法は、
超音波通信の情報帯域幅を増やす方法であって、
広帯域変調技術を用いて単一超音波トランスデューサを直接振幅変調することにより、転置変調基本搬送波信号及び第３高調波搬送波信号成分を超音波通信信号に加算するステップ、又は、
第１の超音波トランスデューサを、転置変調の基本搬送波信号成分で直接角度変調し、第２の超音波トランスデューサを、転置変調の第３高調波搬送波信号成分で直接角度変調することにより、超音波通信信号に転置変調を加えるステップ、
を含む
ことを特徴としている。
本発明の手段２５の方法は、
超音波通信の情報帯域幅を増やす方法であって、
広帯域変調技術を用いて単一超音波トランスデューサを直接角度変調することにより、転置変調基本搬送波信号及び第３高調波搬送波信号成分を超音波通信信号に加算するステップ、
を含む
ことを特徴としている。
本発明の手段２６のシステムは、
光情報通信帯域幅を増やすシステムであって、
光ビームと、
光変調器と、を備え、
前記光ビームを転置変調信号で直接変調するように構成された
ことを特徴としている。
本発明の手段２７のシステムは、手段２６に記載のシステムであって、
前記光ビームを転置変調信号で振幅変調するように構成されているか、前記光ビームを前記転置変調信号で位相変調するように構成されている、
ことを特徴としている。
本発明の手段２８の方法は、
光情報通信帯域幅を増やす方法であって、
第１の周波数の光ビームを転置変調基本搬送波周波数成分で直接変調するステップ、又は、
第２の周波数の光ビームを転置変調第３高調波成分信号で直接変調するステップ、
を含む
ことを特徴としている。

本開示の上述の実施形態、特に、どの「好ましい」実施形態も、可能性のある実施例に過ぎず、本開示の原理が明確に理解されるように説明されたものに過ぎないことを強調しておきたい。本開示の趣旨及び原理から実質的に逸脱しない限り、本開示の上述の実施形態に対して様々な変形や修正が行われてよい。全てのそのような修正及び変形は、本明細書において本開示の範囲に含まれ、以下の特許請求の範囲によって保護されるものとする。

Claims (4)

1. 搬送波信号を生成する方法であって、
   全波形が４つの四半周期波形で構成される複数の四半周期波形を有するルックアップテーブルを提供するステップであって、前記四半周期波形のそれぞれはそれぞれの入力レベルに関連付けられている、ルックアップテーブルを提供する前記ステップと、
   変調レベルを伝達するデジタルビットによって表現される入力信号を受信するステップと、
   受信された前記入力信号の１つ以上のデジタルビットに関連付けられた四半周期波形を出力するステップと、
   前記出力される四半周期波形を集めて１つの連続出力信号にして変調された搬送波信号を生成するステップと、
   を含み、
   前記連続出力信号は、第１の負ピーク値と正ピーク値との間で前記連続出力信号のセグメントを形成する隣接の四半周期間で第１の変曲を含み、前記連続出力信号は、前記正ピーク値と第２の負ピーク値との間で前記連続出力信号のセグメントを形成する隣接の四半周期間で第２の変曲を含み、前記第１の変曲及び前記第２の変曲が前記変調レベルを表しており、
   第１の四半周期と第３の四半周期とは振幅が同じであり、第２の四半周期と第４の四半周期とは振幅が同じである方法。
2. （ａ）前記入力レベルは電圧振幅を含み、
   （ｂ）前記入力信号はＮビット幅の信号であり、前記ルックアップテーブルは、２^Ｎ個の固有の四半周期波形を収容し、各波形はそれぞれの入力レベルに関連付けられており、
   （ｃ）搬送波信号を受信するステップであって、前記出力される四半周期波形は周波数が前記搬送波信号と同じである、前記受信するステップを更に含み、
   （ｄ）前記連続出力信号の第３高調波成分を前記搬送波信号周波数へ周波数シフトするステップであって、前記第３高調波成分は、第２高調波を生成して前記第２及び第３高調波を混合することによって前記搬送波信号周波数へ周波数シフトされ、前記周波数シフトするステップを更に含み、
   前記（ａ）〜（ｄ）のうち少なくとも１つを満足することによって特徴づけられる、請求項１に記載の方法。
3. 搬送波信号を生成するシステムであって、
   全波形が４つの四半周期波形で構成される複数の四半周期波形を有するルックアップテーブルを備え、前記四半周期波形のそれぞれはそれぞれの入力レベルに関連付けられており、前記ルックアップテーブルは、変調レベルを伝達するデジタルビットによって表現される入力信号を受信するように構成されており、出力される四半周期波形は受信された前記入力信号の１つ以上のデジタルビットに関連付けられ、
   前記出力される四半周期波形を集めて１つの連続出力信号にして変調された搬送波信号を生成するアナログゲートを更に備え、
   前記連続出力信号は、第１の負ピーク値と正ピーク値との間で前記連続出力信号のセグメントを形成する隣接の四半周期間で第１の変曲を含み、前記連続出力信号は、前記正ピーク値と第２の負ピーク値との間で前記連続出力信号のセグメントを形成する隣接の四半周期間で第２の変曲を含み、前記第１の変曲及び前記第２の変曲が前記変調レベルを表しており、
   第１の四半周期と第３の四半周期とは振幅が同じであり、第２の四半周期と第４の四半周期とは振幅が同じであるシステム。
4. （ａ）前記入力レベルは電圧振幅を含み、
   （ｂ）前記入力信号はＮビット幅の信号であり、前記ルックアップテーブルは、２^Ｎ個の固有の四半周期波形を収容し、各波形はそれぞれの入力レベルに関連付けられており、
   （ｃ）前記ルックアップテーブルは更に、搬送波信号を受信するように構成されており、前記出力される四半周期波形は周波数が前記搬送波信号と同じであり、
   （ｄ）前記連続出力信号の第３高調波成分を前記搬送波信号周波数へ周波数シフトする周波数シフト要素であって、前記第３高調波成分と前記第２高調波成分とを混合する混合器を備える前記周波数シフト要素を更に備え、
   前記（ａ）〜（ｄ）のうち少なくとも１つを満足することによって特徴づけられる、請求項３に記載のシステム。

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