EA031050B1

EA031050B1 - Системы, способы и устройства для транспозиционной модуляции

Info

Publication number: EA031050B1
Application number: EA201591202A
Authority: EA
Inventors: Ричард К. Джердес
Original assignee: Тм Ип Холдингс, Ллс
Priority date: 2013-03-15
Filing date: 2014-03-17
Publication date: 2018-11-30
Also published as: AU2017251820A1; AU2016204884A1; JP6509190B2; WO2014145868A2; CN105229984B; IL241003A0; CN105229984A; HK1219823A1; MX2015012767A; JP2016519472A; IL241003B; CA2906183A1; AU2014232378B2; BR112015022595A2; AU2014232378A1; WO2014145868A3; EP2967266A4; EA201591202A1; WO2014145868A9; AU2016204884B2

Abstract

Предложены системы, способы и устройства для передачи, приема и демодуляции транспозиционно модулированных сигналов для обеспечения увеличенной ширины информационной полосы частот заданных каналов связи, а также для сдвига временной задержки входного сигнала в соответствии с входным управляющим сигналом. Один из таких способов увеличения ширины информационной полосы частот заданного канала связи включает в себя этапы, согласно которым принимают первый модулированный сигнал, имеющий частоту первого несущего сигнала, и второй модулированный сигнал, который модулирован информацией, независимой от информации, модулирующей первый несущий сигнал, причем частота второго несущего сигнала гармонически или субгармонически связана с частотой первого несущего сигнала, а также согласно указанному способу суммируют указанные первый и второй сигналы.

Description

Настоящее изобретение в целом относится в обработке сигналов и, более конкретно, к системам, способам и устройствам для передачи, приема и демодуляции транспозиционно модулированных сигналов для увеличения ширины информационной полосы частот заданных каналов связи и для сдвига временной задержки входного сигнала в соответствии с входным управляющим сигналом.

Известные системы передачи, будь то передача голоса, видеосигнала или данных, имеют пределы полосы частот, устанавливаемые национальными и международными регулирующими органами, которые регулируют использование частотного спектра. Способы модуляции несущей прошли путь развития от первоначальной амплитудной модуляции до современных способов, сочетающих две или более несущие с амплитудной, частотной или фазовой модуляцией в различных комбинациях. Передовые способы модуляции несущей были разработаны для максимизации энергии, передаваемой в полосе частот выделенного канала, и, следовательно, для обеспечения максимально доступной ширины информационной полосы частот выделенного канала связи.

Был разработан и впервые запатентован новый способ модуляции основной несущей (см., например, полностью включенный в настоящее описание патент США № 4613974, авторы Vokac et al.); в этом способе применен новый тип модуляции несущей, который не конфликтует с амплитудной, частотной и/или фазовой модуляцией, используемыми в том же несущем сигнале.

Идея транспозиционной модуляции (ТМ) была основана на более ранней идее, состоящей в том, как наложить информацию на несущий сигнал без воздействия на его амплитуду, частоту или фазу (см., например, полностью включенный в настоящее описание патент США № 4613974, авторы Vokac et al.).

Путем создания перегиба, как будет показано ниже, обеспечена возможность передачи информации с помощью сигнала несущей. Этот способ не обнаруживается известными демодуляторами сигналов с амплитудной, частотной или фазовой модуляцией.

С помощью ранее запатентованного способа формирования формируют описанный ниже колебательный сигнал во временной области с перегибами, увеличенными для наглядности. При практическом применении перегибы визуально незаметны.

Недостаток предыдущих способов формирования колебательного сигнала этого типа состоит в небольшом изменении амплитуды, которое требуется устранить с помощью регулировочной схемы. Например, на фиг. 1 показан иллюстративный пример ТМ-модулированного сигнала 100, формированного в соответствии с известным уровнем техники, раскрытым в патенте США № 4613974. Как можно видеть, имеет место ошибка в виде разности между отрицательными пиками 101 и 102 из-за изменения амплитуды.

Таким образом, существует необходимость в устранении указанных недостатков и несоответствий известного уровня техники.

В вариантах настоящего раскрытия предложены системы, способы и устройства для передачи, приема и демодуляции транспозиционно модулированных сигналов для увеличения ширины информационной полосы частот заданных каналов связи, а также для сдвига временной задержки входного сигнала в соответствии с входным управляющим сигналом. В одном из вариантов предложен способ увеличения ширины информационной полосы частот заданного канала связи, причем согласно указанному способу принимают первый модулированный сигнал, имеющий частоту первого несущего сигнала;

принимают второй модулированный сигнал, имеющий частоту второго несущего сигнала, причем второй модулированный сигнал модулирован информацией, независимой от информации, модулирующей первый несущий сигнал, а частота второго несущего сигнала гармонически или субгармонически связана с частотой первого несущего сигнала; и суммируют указанные первый и второй сигналы с получением результирующего сигнала.

Еще в одном варианте предложен модулятор с временным сдвигом для сдвига временной задержки входного сигнала в соответствии с входным управляющим сигналом. Модулятор с временным сдвигом содержит всечастотный фильтр, модифицированный с помощью управляемой напряжением временной задержки.

Еще в одном варианте предложен способ увеличения ширины полосы частот связи в заданном канале связи, причем согласно указанному способу суммируют второй транспозиционно модулированный сигнал с результирующим сигналом, содержащим первый транспозиционного модулированный сигнал и первый основной несущий сигнал, причем второй транспозиционно модулированный сигнал суммирован с результирующим сигналом с использованием второго основного несущего сигнала, имеющего такую же частоту, что и первый основной несущий сигнал, и имеющего угол сдвига по фазе в 90° по отношению к первому основному несущему сигналу.

- 1 031050

Еще в одном варианте предложен способ обеспечения увеличенной ширины информационной полосы частот ультразвуковой связи, причем согласно указанному способу осуществляют транспозиционную модуляцию ультразвукового сигнала связи путем осуществления прямой амплитудной модуляции одиночного ультразвукового преобразователя.

Еще в одном варианте предложен способ обеспечения увеличенной ширины информационной полосы частот ультразвуковой связи, причем согласно указанному способу осуществляют транспозиционную модуляцию ультразвукового сигнала связи путем осуществления прямой амплитудной модуляции первого ультразвукового преобразователя с использованием компонента основного несущего сигнала транспозиционной модуляции и осуществляют прямую амплитудную модуляцию второго ультразвукового преобразователя с использованием компонента несущего сигнала третьей гармоники транспозиционной модуляции.

Еще в одном варианте предложен способ обеспечения увеличенной ширины информационной полосы частот ультразвуковой связи, причем согласно указанному способу суммируют компоненты основного несущего сигнала транспозиционной модуляции и несущего сигнала третьей гармоники с ультразвуковым сигналом связи путем осуществления прямой амплитудной модуляции одиночного ультразвукового преобразователя с использованием технологии широкополосной модуляции.

Еще в одном варианте предложен способ обеспечения увеличенной ширины информационной полосы частот ультразвуковой связи, причем согласно указанному способу осуществляют транспозиционную модуляцию ультразвукового сигнала связи путем осуществления прямой угловой модуляции первого ультразвукового преобразователя с использованием компонента основного несущего сигнала транспозиционной модуляции и путем осуществления прямой угловой модуляции второго ультразвукового преобразователя с использованием компонента несущего сигнала третьей гармоники транспозиционной модуляции.

Еще в одном варианте предложен способ обеспечения увеличенной ширины информационной полосы частот ультразвуковой связи, причем согласно указанному способу суммируют компоненты основного несущего сигнала транспозиционной модуляции и несущего сигнала третьей гармоники с ультразвуковым сигналом путем осуществления прямой угловой модуляции одиночного ультразвукового преобразователя с использованием технологии широкополосной модуляции.

Еще в одном варианте предложена система для обеспечения увеличенной ширины информационной полосы частот оптической связи. Эта система содержит оптический луч и оптический модулятор и выполнена с возможностью осуществления прямой модуляции оптического луча с использованием сигнала транспозиционной модуляции.

Еще в одном варианте предложен способ обеспечения увеличенной ширины информационной полосы частот оптической связи, причем согласно указанному способу осуществляют прямую модуляцию оптического луча первой частоты с использованием компонента основной несущей частоты транспозиционной модуляции.

Еще в одном варианте предложен способ обеспечения увеличенной ширины информационной полосы частот оптической связи, причем согласно указанному способу осуществляют прямую модуляцию оптического луча второй частоты компонентным с использованием сигнала третьей гармоники транспозиционной модуляции.

Другие системы, способы, отличительные особенности и преимущества настоящего раскрытия будут ясны для специалистов в данной области техники после ознакомления с приведенными чертежами и подробным раскрытием. Предполагается, что все дополнительные системы, способы, отличительные особенности и преимущества включены в настоящее раскрытие, находятся в рамках объема настоящего раскрытия и защищены приложенной формулой изобретения.

Многие аспекты настоящего раскрытия могут быть лучше поняты при обращении к приведенным ниже чертежам. Компоненты на чертежах необязательно выполнены в масштабе; вместо этого основное внимание уделено наглядному иллюстрированию принципов настоящего раскрытия. Кроме того, на чертежах одинаковые ссылочные номера соответствуют одинаковым компонентам по всем чертежам.

Фиг. 1 показывает ТМ-модулированный сигнал, сформированный согласно известному уровню техники.

Фиг. 2 показывает блок-схему, иллюстрирующую способ модуляции несущего сигнала согласно первому иллюстративному варианту настоящего раскрытия.

Фиг. 3 показывает сигнал, сформированный в виде четвертей периода, согласно варианту настоящего раскрытия.

Фиг. 4 показывает сигнал, изображенный на фиг. 3, после суммирования четвертей периода, согласно варианту настоящего раскрытия.

Фиг. 5 показывает входной сигнал модуляции, который может быть использован в вариантах, обеспеченных настоящим раскрытием, для формирования сигнала, показанного на фиг. 4.

Фиг. 6 показывает график, иллюстрирующий частотный спектр сигнала, показанного на фиг. 4.

Фиг. 7 показывает график, иллюстрирующий частотный спектр, полученный в результате гетеродинирования компонента третьей гармоники с помощью второй гармоники сигнала, показанного на фиг. 6,

- 2 031050 согласно варианту, обеспеченному настоящим раскрытием.

Фиг. 8 показывает фильтр, который может быть применен в вариантах, обеспеченных настоящим раскрытием.

Фиг. 9а показывает блок-схему, иллюстрирующую основанную на программных средствах систему прямого спектра для формирования сигнала согласно варианту, обеспеченному настоящим раскрытием.

Фиг. 9b показывает блок-схему, иллюстрирующую основанную на аппаратных средствах систему прямого спектра для формирования сигнала согласно варианту, обеспеченному настоящим раскрытием.

Фиг. 10 показывает блок-схему, иллюстрирующую подпериодную калибровочную систему для демодуляции сигнала согласно варианту, обеспеченному настоящим раскрытием.

Фиг. 11 показывает блок-схему, иллюстрирующую систему для определения фазы третьей гармоники для осуществления демодуляции сигнала согласно варианту, обеспеченному настоящим раскрытием.

Фиг. 12 показывает блок-схему, иллюстрирующую основанную на быстром Фурье-преобразовании систему для демодуляции сигнала согласно варианту, обеспеченному настоящим раскрытием.

Фиг. 13 показывает блок-схему, иллюстрирующую ТМ-передатчик для формирования и передачи сигнала, представляющего собой сумму ТМ-сигнала и исходного сигнала, согласно варианту реализации, обеспеченному настоящим изобретением.

Фиг. 14 показывает блок-схему, иллюстрирующую пример реализации блока формирования несущего сигнала в ТМ-передатчике, согласно варианту, обеспеченному настоящим раскрытием.

Фиг. 15 показывает блок-схему, иллюстрирующую пример реализации блока обработки сигнала ТМ-модуляции в ТМ-передатчике согласно варианту, обеспеченному настоящим раскрытием.

Фиг. 16 показывает блок-схему, иллюстрирующую ТМ-приемник для приема сигнала, представляющего собой сумму ТМ-сигнала и исходного сигнала, а также для выделения и демодуляции этого ТМ-сигнала согласно варианту реализации, обеспеченному настоящим изобретением.

Фиг. 17 показывает блок-схему, иллюстрирующую пример реализации блока восстановления несущего сигнала и гармоники в ТМ-приемнике согласно варианту, обеспеченному настоящим раскрытием.

Фиг. 18 показывает блок-схему, иллюстрирующую пример реализации блока разделения и демодуляции ТМ-сигнала согласно варианту, обеспеченному настоящим раскрытием.

Фиг. 19 показывает график, иллюстрирующий поведение частотной характеристики фильтрующей схемы на основе временной задержки функции разделения согласно варианту, обеспеченному настоящим раскрытием.

Многие варианты настоящего раскрытия могут иметь форму выполняемых компьютером команд, включая алгоритмы, выполняемые программируемым компьютером или микропроцессором. Тем не менее настоящее раскрытие может быть осуществлено на практике с помощью также и других конфигураций компьютерных систем. Некоторые аспекты настоящего раскрытия могут быть осуществлены в компьютере специального назначения или в специально запрограммированном процессоре данных, выполненном или построенном с возможностью осуществления одного или более способов и алгоритмов, раскрытых ниже.

Аспекты настоящего раскрытия, описанные ниже, могут быть сохранены или распределены на машиночитаемых носителях, включая магнитные, оптические и съемные компьютерные диски, гибкие магнитные диски, накопители на магнитных дисках, накопители на оптических дисках, накопители на магнитооптических дисках, магнитную ленту, накопители на жестком диске (HDD), полупроводниковые накопители (SSD), компактные флэш-памяти или энергонезависимые памяти, а также они могут быть электронным образом распределены по сетям, включая облако. Конкретные структуры данных и формы их передачи согласно аспектам настоящего раскрытия также включены в объем настоящего раскрытия.

Фиг. 2 показывает блок-схему 200, иллюстрирующую способ модуляции несущего сигнала согласно первому иллюстративному варианту настоящего раскрытия. Следует отметить, что любые описания процесса или блоки в блок-схеме должны пониматься как представительные модули, сегменты, части кодов или этапы, которые включают одну или более команд для реализации конкретных логических функций в процессе, и альтернативные варианты реализации включаются в объем настоящего изобретения, в котором функции могут выполняться в ином порядке, чем тот, который показан или раскрыт, включая, по существу, одновременное выполнение в обратном порядке, в зависимости от задействованных функций, как будет понятно специалистам с надлежащей квалификацией в области техники, к которой относится настоящее изобретение. Данный способ решает проблему амплитудной модуляции в известном уровне техники (например, как показано на фиг. 1 выше) и может быть реализован с помощью аппаратных средств, программных средств или любой их комбинации. Показанный на фиг. 2 способ, который может быть назван способом объединения четвертей периода (QC-способ), может включать в себя использование справочной таблицы (LUT) 210 в качестве быстрого способа получения результатов, и то же самое может быть осуществлено иным образом с использованием математических функций, без необходимости в непрерывном осуществлении математических операций. Данный QC-способ основан на временной области.

- 3 031050

Как показано на фиг. 3, модулированный выходной сигнал 300, полученный способом, показанным на фиг. 2, содержит четыре отдельных четвертьпериодных сегмента за каждый полный период сигнала. Фиг. 3 показывает три полных периода (например, периоды a, b и с), которые могут быть получены на выходе с помощью четвертьпериодного способа, показанного на фиг. 2. Каждый период состоит из четырех четвертьпериодных сегментов (например, 301, 302, 303 и 304). Лишь для иллюстративных целей, между четвертьпериодными сегментами изображены промежутки. Кроме того, также для иллюстративных целей, выделены места перегибов (a1, а2, b1, b2, c1, с2). Эти перегибы сформированы между смежными четвертьпериодными сегментами, как показано на чертеже.

Как показано на фиг. 3, первая четверть каждого периода (301а, 301b и 301с) может иметь различные амплитуды в зависимости от значения примененной модуляции. То же самое применяют к каждой из остальных четвертей каждого показанного периода. Иначе говоря, вторая (302а, 302b, 302с), третья (303а, 303b и 303с) и четвертая (304а, 304b и 304с) четверти каждого периода могут иметь различные амплитуды, в зависимости от значения примененной модуляции. Если первая четверть (например, 301а, 301b, 301с) периода имеет низкую амплитуду, то вторая четверть (например, 302а, 302b, 302с) имеет более высокую комплементарную амплитуду, так что между отрицательным пиком (Pk-) всего периода и положительным пиком (Pk+) этого же периода всегда имеет место постоянная амплитуда. То же самое верно для третьей и четвертой четвертей каждого периода. В результате значения (Pk+) положительного пика всегда будут одинаковы. Значения (Pk-) отрицательного пика также сделаны одинаковыми для того, чтобы исключить колебания амплитуды под действием значений примененной модуляции.

Как дополнительно показано на фиг. 3, первая (301а, 301b, 301с) и третья (303а, 303b, 303с) четверти соответствующего периода имеют одинаковые амплитуды. Аналогичным образом, вторая (302а, 302b, 302с) и четвертая (304а, 304b, 304с) четверти соответствующего периода также имеют одинаковые амплитуды. Цель этого состоит в том, чтобы обеспечить одинаковую площадь под кривой для каждого периода, независимо от значения примененной модуляции. Таким образом, обеспечено, чтобы среднее значение каждого периода было равно нулю, благодаря чему предотвращен любой сдвиг значения DC (постоянного тока) в несущем сигнале под действием значений примененной модуляции.

Тем не менее следует отметить, что в некоторых областях применения сдвиг постоянного тока может быть приемлем, и благодаря этому может иметь место непостоянная площадь под кривой, т.е. нет необходимости в симметрии между периодами. В этом случае информация или символы могут быть переданы со скоростью два символа в минуту либо в каждом периоде могут иметь место две различные точки перегиба (например, одна точка, расположенная в нарастающей половине периода между отрицательным пиком и положительным пиком, и другая точка, расположенная в спадающей половине периода между положительным пиком и отрицательным пиком).

Каждая четверть периода может быть сформирована с использованием постоянной тактовой частоты или шага по времени, и, таким образом, будет отсутствовать изменение частоты от одного периода к другому под действием значений примененной модуляции. Каждый перегиб (a1, а2, b1, b2, c1, с2) в каждом периоде отделен от перегиба в следующей половине периода расстоянием, строго равным 180° в угловом эквиваленте. Таким образом, обеспечено отсутствие изменений фазы под действием значения примененной модуляции.

Путем суммирования четвертей периода (например, тех, которые показаны на фиг. 3) получен гладкий и непрерывный сигнал 300, как показано на фиг. 4.

Фиг. 5 показывает сигнал 500 ТМ-модуляции, который используется для формирования модулированного сигнала 300, показанного на фиг. 4. Как показано на фиг. 4 и 5, имеет место одно значение 500 ТМ-модуляции за период несущей. Тем не менее, как было отмечено выше, возможно наличие двух значений ТМ-модуляции за период несущей в том случае, если эти периоды могут иметь различные площади под кривой, т.е. в случае отсутствия необходимости в симметрии между периодами, благодаря чему обеспечивается возможность передачи двух символов за каждый период. В этом случае могут иметь место два значения ТМ-модуляции за период несущей, что соответствует двум различным символам (или информациям) за период несущей. Данная технология может быть пригодна, например, для передачи по оптическому волокну, поскольку будут отсутствовать другие сигналы, занимающие полосу частот передачи; тем не менее сдвиг по постоянному току обычно непригоден для передачи через другие средства передачи.

Переменной, назначенной в качестве периода ТМ-модуляции, t_TMM, является время удержания значения ТМ-модуляции, и это время кратно периоду несущей. В данном случае это подразумевает, что максимальная частота ТМ-модуляции, f_TMM, составляет Ч от несущей частоты, f_C. Иначе говоря, полоса частот модуляции ограничена Ч от f_C, поскольку известно, что частота Найквиста или нижняя граница частоты дискретизации в случае дискретизации сигнала без искажений, обусловленных наложением спектров, равна удвоенной полосе частот сигнала, ограниченного по полосе частот. Тем не менее в случае наличия двух значений ТМ-модуляции за период несущего сигнала максимальная частота ТМ-модуляции, fTMM, равна несущей частоте, fC. Минимальное значение fTMM отсутствует, включая характеристику постоянного тока.

- 4 031050

Обратимся снова к фиг. 2. Справочная табл. 210 хранит четверти периода, уникальные для каждого значения ТМ-модуляции. В каждом периоде несущей содержатся четыре четверти периода (например, как показано на фиг. 3). При наличии присвоения одного цифрового бита (N=1) каждому периоду ТМ-модуляции потребуется наличие только двух уникальных уровней ТМ-модуляции или двух уникальных пар по две четверти периода, хранящихся в справочной табл. 210 - одного уровня, показывающего логический 0, и одного уровня, показывающего логическую 1. В случае наличия двух цифровых бит (N=2) для каждого будут иметь место четыре уровня потенциальной ТМ-модуляции. Аналогичным образом, в случае наличия трех бит (N=3) для каждого t_TMM будет иметь место восемь уровней ТМ-модуляции и т.д.

Справочная таблица 210 содержит 2^N различных четвертьпериодных колебательных сигналов, а их общее число составляет 4x2^N, поскольку каждый полный колебательный сигнал состоит из четырех четвертьпериодных колебательных сигналов. Количество шагов по времени или периодов тактового сигнала (например, тактового сигнала процессора или центрального процессорного устройства для считывания справочной таблицы 210) за четверть периода будет зависеть от максимально возможного количества возмущений формы сигнала, которое могут выдержать электронные средства реализации способа. При несущих частотах порядка 300 МГц это может потребовать субнаносекундных шагов по времени. Более низкие несущие частоты могут быть более пригодны для обоих ТМ-способов (т.е. способа на основе справочной таблицы и математического способа, описанных здесь) и могут быть подвергнуты повышающему гетеродинированию до несущей частоты.

Через блок 202 вводится сигнал ТМ-модуляции, поступающий в справочную таблицу 210. Сигнал ТМ-модуляции может представлять собой сигнал, содержащий любое количество или представленный любым количеством цифровых бит (например, N-битовый сигнал). Справочная таблица 210 содержит значения или представления для четвертей периода, которые иначе могут быть сформированы с помощью математического блока 220. Например, для каждого значения ТМ-модуляции, которое может быть представлено с помощью строк 210а (например, от 1 до 2^N), четверть периода, которая может быть связана со значением ТМ-модуляции и сохранена, представлена в столбцах 210b в виде координатных данных (например, х, у) за увеличивающийся период времени (например, от начального времени до 1/4 периода). Через блок 204 вводится несущий сигнал, имеющий несущую частоту f_C. Несущий сигнал может представлять собой РЧ-сигнал и может использоваться в качестве тактового сигнала. В блоке 206 принимается решение о том, каким образом будет осуществляться ТМ-модуляция - с помощью справочной таблицы 210 или с помощью математического блока 220. Для формирования модулированного выходного сигнала может быть использована справочная таблица 210 или математический блок 220. Если будет использоваться справочная таблица 210, то четверти периода, связанные с принятыми ТМ-модулированными значениями, будут выдаваться из справочной таблицы 210 на аналоговый вентиль 208.

В случае, если будет использоваться математический блок 220, например в случае выбора блока 220 в блоке 206 принятия решения, сигнал ТМ-модуляции вводится в математический блок 220. Математический блок 220 выдает, по существу, такие же четвертьпериодные сигналы, которые выдавались бы в случае использования справочной таблицы 210 при тех же самых принятых значениях ТМ-модуляции. Однако, вместо того чтобы запоминать связанные четвертьпериодные значения для каждого значения ТМ-модуляции, математический блок 220 формирует четверти периода для каждого принятого значения ТМ-модуляции. Математический блок 220 формирует модулированные четверти периода путем формирования косинусоидальных сегментов длиной 180° при удвоенной несущей частоте (2f_C) и в эквивалентных квадрантах несущей частоты 0-90°, 90-180°, 180-270° и 270-360°. Таким образом, эти сформированные косинусоидальные сегменты образуют четвертьпериодные сегменты на несущей частоте. Амплитуда задается с помощью принятых значений ТМ-модуляции для квадрантов 0-90° и 180-270° (т.е. первой и третьей четвертей периода) и комплементарных значений модуляции для квадрантов 90-180° и 270360°. Специалистам в данной области техники несложно понять, что любой синусоидальный сигнал может быть сформирован с использованием известных математических зависимостей, которые могут быть реализованы с помощью схемных и/или программных средств. Таким образом, в математическом блоке 220 могут быть сформированы косинусоидальные сегменты, имеющие амплитуду, заданную с помощью принятого значения ТМ-модуляции.

Математический блок 220 осуществляет математические вычисления с целью формирования четвертьпериодных сегментов с использованием процессора, имеющего тактовую частоту, которая в несколько раз выше несущей частоты, для выполнения программного кода или для возбуждения генератора сигналов, основанного на аппаратных средствах; этим генератором может быть любой из известных генераторов сигналов. Вероятно, математический блок 220 будет нуждаться в более высокой тактовой частоте, чем справочная таблица 210. Выходной сигнал справочной таблицы 210 или математического блока 220 подается на аналоговый вентиль 208, который объединяет четверти периода в единый непрерывный сигнал и подает его на блок 212 гетеродина.

- 5 031050

Частотная область дает представление об аспектах настоящего раскрытия с точки зрения передачи и гетеродинирования. Фиг. 6 показывает график частотного спектра ТМ-модулированного сигнала 300, показанного на фиг. 4, где f_C - частота несущего сигнала, 2f_C, 3f_C и т.д. - вторая, третья и т.д. гармоники несущей частоты. Сигнал 300 имеет спектр, как показано на фиг. 6, в исходной точке с визуально заметными перегибами в некоторых случаях.

В дополнение к компоненту 610 основной несущей частоты имеет место компонент 620 третьей гармоники сигнала 300, который содержит фазовую модуляцию. Компоненты ТМ-модуляции имеются только на третьей гармонике, т.е. компоненты ТМ-модуляции представляют собой компоненты 620 третьей гармоники. Сигнал второй гармоники отсутствует. Путем формирования сигнала второй гармоники в блоке 214 в качестве гетеродина, с использованием смешивающей схемы для гетеродинирования компонента третьей гармоники, будут иметь место две выходные частоты: (3f_C-2f_C) и (3f_C+2f_C). Это показано на фиг. 7. Компонент ТМ-модуляции, т.е. компонент 620 третьей гармоники, будет сдвинут вниз к основной несущей частоте (сигнал 710). Дополнительный компонент гетеродинирования, т.е. компонент 730 четвертой гармоники, может быть исключен (например, с помощью фильтра 810, показанного на фиг. 8) в блоке 214, а также может быть отфильтрован для сопряжения с выходным сигналом выделенного канала связи для передачи.

В отличие от известных технологий модуляции, в настоящем раскрытии обеспечен сдвиг по фазе третьей гармоники, но этот сдвиг по фазе имеет место относительно основной несущей, а не третьей гармоники. При обычной ЧМ- и ФМ-передаче сдвиг по фазе имеет место в самой несущей. ТМ-модуляция не изменяет основной несущей, и с основной несущей соотнесена только фаза третьей гармоники.

Это различие важно по нескольким причинам. Каждой половине периода основной несущей (т.е. каждого ТМ-модулироваиного символа) соответствует 1,5 периода третьей гармоники без модуляции. Изменение 3-й гармоники происходит лишь в случае изменения данных (т.е. в случае изменения сигнала 500 ТМ-модуляции). Таким образом, имеет место очень слабое влияние на мощность и спектр, и в этом состоит еще одна причина, по которой имеем прозрачность с обычной модуляцией, поскольку в большинстве практических применений может иметь место 100 или более периодов несущей на ТМ-символ (количество ограничено возможностями канала связи), аналогично вещательной AM- и ЧМ-радиопередаче, во время которой отсутствуют изменения (т.е. изменения модуляции) 3-й гармоники. Она просто сдвинута по фазе (по времени) относительно основной частоты.

Реализация QC-способа требует полосы частот аналогового сигнала, которая в три или более раза шире, чем несущая частота, когда используется третья гармоника (например, 3f_C). Кроме того, QC-способ требует тактовой частоты, которая в 16 раз выше частоты несущего сигнала всего лишь для четырех шагов по времени за четверть периода. QC-сигнал может быть сформирован при более низкой частоте несущего сигнала и подвергнут повышающему гетеродинированию до требуемой несущей частоты. Более низкая несущая частота будет определять верхний предел частоты для значения ТМ-модуляции.

Фиг. 9а и b показывают блок-схемы, иллюстрирующие систему и способ прямого формирования спектра (DS-способ) еще в одном варианте осуществления настоящего раскрытия. DS-способ может обеспечить более простую реализацию ТМ-модуляции. В DS-способе формируют спектр частот боковой полосы непосредственным образом и накладывают энергию спектра на ту, которая имеет место в пределах ширины полосы частот канала связи. DS-способ основан на частотной области.

Согласно фиг. 6 известный передатчик осуществляет определенный тип комплексной модуляции. Применяемые на практике стандартные типы комплексной модуляции включают в себя QAM, QPSK, OFDM и т.д. Энергия боковой полосы частот в известных типах модуляции представлена компонентом 610 на фиг. 6. Добавление ТМ-модуляции приводит к появлению третьей гармоники, и энергия боковой полосы ТМ-модуляции представлена компонентом 620. Нужно иметь в виду, что компонент второй гармоники может присутствовать, но не содержит модуляции.

Сигнал второй гармоники ценен тем, что его можно использовать для понижающего сдвига энергии 620 боковой полосы ТМ-модуляции к основной несущей частоте 610. Это осуществляется путем гетеродинирования с использованием функции смешивания, которая перемножает между собой два синусоидальных выходных сигнала и формирует выходные сигналы разностной и аддитивной частоты. На фиг. 7 заштрихованные области показывают энергию, которая была получена путем преобразования третьей гармоники 720 в основную 710 и пятую 730 гармоники.

Использование второй гармоники является необязательным. Как известно в уровне техники, схема ФАПЧ может обеспечить стабильную вторую гармонику. Кроме того, возможная нелинейность может на практике привести к понижающему преобразованию некоторой части энергии боковой полосы частот, однако это может оказаться нестабильным или ненадежным способом понижающего преобразования.

Нормативы связи требуют, чтобы все передатчики использовали выходной фильтр для обеспечения того, чтобы не излучалась никакая энергия, выходящая за пределы полосы частот выделенного канала связи. Как показано на фиг. 8, выходной фильтр 810 может быть использован для исключения гармоник при передаче по выделенному каналу связи. Этот фильтр может представлять собой полосовой фильтр

- 6 031050

812.

Фиг. 9а и 9 показывают две системы и два способа непосредственного формирования спектра с использованием идей, раскрытых выше. Фиг. 9а показывает основанные на программных средствах систему и способ непосредственного формирования спектра, а фиг. 9b показывает основанные на аппаратных средствах систему и способ непосредственного формирования спектра. На фиг. 9а тактовый сигнал 910 и сигнал 920 цифровой модуляции вводятся в микропроцессор 901. На фиг. 9b несущий сигнал 915 и сигнал 925 аналоговой модуляции вводятся в нелинейную аналоговую схему 902. Боковые полосы частот третьей гармоники (например, компонент 620 ТМ-модуляции) непосредственно формируются микропроцессором 901 и/или схемой 902 на основе этих входных сигналов. Микропроцессор 901 и/или схема 902 могут непосредственно гетеродинировать боковую полосу частот 620 третьей гармоники с помощью входного тактового сигнала 910 (фиг. 9а) или несущей 915 (фиг. 9b) для непосредственного формирования энергии боковой полосы (например, 710) на основной частоте. DS-способ основан на программном формировании общих математических выражений или на нелинейных аналоговых схемах, которые реализуют математические выражения. Иначе говоря, микропроцессор 901 (фиг. 9а) и/или схема 902 (фиг. 9b) непосредственно вычисляют и формируют боковую полосу 620 третьей гармоники на основе входных сигналов с использованием известных математических зависимостей. Затем боковая полоса 620 третьей гармоники гетеродинируется с помощью микропроцессора 901 и/или нелинейной аналоговой схемы 902 с целью сдвига боковой полосы 620 третьей гармоники к основной частоте.

Далее будут раскрыты системы и способы приема и демодуляции сигнала с транспозиционной модуляцией. Фиг. 10 показывает блок-схему, иллюстрирующую систему и способ демодуляции ТМ-сигналов, которые могут быть названы подпериодной калибровкой (Sub-Cycle Calibration, SCC). SCC-способ демодуляции сигнала с ТМ-модуляцией осуществляется во временной области путем реконструкции сигнала, например, как показано в разделе, посвященном QC-способу (в частности, сигнала 300 на фиг. 4).

В SCC-способе суммируют третью гармонику с принятым сигналом 1001 в широкополосной среде. Схема ФАПЧ 1010 формирует точный и смодулированный сигнал третьей гармоники, который суммирован с принятым сигналом 1001 в элементе 1020 или перемножен с ним. Затем определяют уровни напряжения положительного и отрицательного пиков с помощью детектора 130 положительного пика и/или детектора 1040 отрицательного пика и используют эти уровни для формирования опорного линейного сигнала (с помощью генератора 1050 опорного линейного сигнала), с сопряжением положительного и отрицательного пиковых значений. Таким образом, в каждом полупериоде (т.е. каждый раз при достижении пика) принятого сигнала 1001 система калибруется в то время, когда формируется новый опорный линейный сигнал. Этот линейный сигнал заново формируется в каждом полупериоде несущего сигнала 1001. Моменты пиков используются с помощью элемента 1060 синхронизации пиков для задания моментов опорного линейного сигнала. Перегибы определяются детекторами 1030 и 1040, и моменты перегибов используются для выборки опорного линейного сигнала, вывода этого сигнала генератором 1050 опорного линейного сигнала и сохранения значений выборки линейного сигнала. Полученное напряжение представляет собой аналоговое значение ТМ-модуляции; оно выдается элементом 1070 выборки и хранения и может использоваться как непосредственно, так и после преобразования в цифровую форму. Опорный линейный сигнал имеет положительный наклон в отрицательно-положительном полупериоде несущей. В следующем полупериоде несущей (т.е. в положительно-отрицательном полупериоде) опорный линейный сигнал имеет отрицательный наклон.

Преимущество SCC-системы и способа демодуляции состоит в том, что они обеспечивают надежную технологию демодуляции. Это обусловлено тем, что SCC-демодуляция основана лишь на появлении положительных и отрицательных пиков и на наличии перегибов между этими пиками. Благодаря этому SCC-демодуляция намного меньше подвержена ошибкам из-за шумов, чем другие технологии демодуляции.

Фиг. 11 показывает блок-схему, иллюстрирующую систему и способ демодуляции, которые могут быть названы определением фазы третьей гармоники (Third-Harmonic Phase Detection (3PD)), согласно еще одному варианту осуществления настоящего изобретения. Способ демодуляции путем определения фазы третьей гармоники (3PD-способ) при ТМ-демодуляции осуществляют путем восстановления компонента третьей гармоники и демодуляции фазомодулированного сигнала, находящегося на этом компоненте.

Как показано на фиг. 11, принятый ТМ-модулированный сигнал 1101 используется схемой ФАПЧ 1110 для формирования стабильного немодулированного сигнала основной несущей частоты, который с помощью вычитающего элемента 1120 вычитается из принятого сигнала 1101. Выходной сигнал вычитающего элемента 1120 может быть отфильтрован с помощью режекторного фильтра 1130 основной частоты с целью исключения любых паразитных излучений на основной несущей частоте. Остальной сигнал, таким образом, представляет собой энергию боковой полосы частот (например, компонент ТМ-модуляции), с помощью которой возбуждается детектор 1140 фазы третьей гармоники. Детектор 1140 фазы третьей гармоники может представлять собой любой известный или стандартный фазовый детектор. Результирующий выходной сигнал 1150 представляет собой аналоговое значение

- 7 031050

ТМ-модуляции.

Фиг. 12 показывает блок-схему, иллюстрирующую еще одну систему и способ демодуляции, согласно еще одному варианту осуществления настоящего раскрытия. Система и способ демодуляции, показанные на фиг. 12, основаны на быстром Фурье-преобразовании (Fast Fourier Transform, TMFFT) при ТМ-демодуляции и осуществляют анализ спектра боковой полосы частот.

TMFFT-способ может обеспечить наиболее простую аппаратную реализацию; тем не менее он одновременно может оказаться и наиболее сложным с точки зрения обработки сигнала. ТМ-модулированный принятый сигнал 1201 анализируется с помощью FFT-функции 1210 после квантования с помощью аналого-цифрового преобразователя. После того как сигнал усилен приемником до уровня, пригодного для преобразования в цифровые биты, сигнал подается на элемент 1210, который может представлять собой процессор, такой как компьютер CPU или более специализированный процессор, например программируемую пользователем вентильную матрицу или любую заказную интегральную схему, специально выполненную для вычисления Фурье-преобразования. Выходной сигнал FFT-элемента 1210 представляет собой ряд значений данных, соответствующих напряжению принятого ТМ-сигнала 1201 на дискретных частотах. ТМ-спектр известен, поскольку он относится к ТМ-режиму работы - количеству бит на символ (т.е. количеству выделенных бит за период ТМ-модуляции) и скорости передачи символов.

Скорость передачи символов равна частному от деления несущей частоты на количество периодов несущей частоты за один символ. В математическом выражении в качестве иллюстративного примера: несущая частота 1 МГц/10 периодов несущей частоты за один символ = 100 000 символов в секунду.

Частота символов составляет 100 000 символов в секунду/2 = 50 000 периодов символов в секунду.

Таким образом, интересующая частота в указанном примере составляет 50 кГц, т.е. представляет собой частоту периодов символов, которая на 50 кГц выше и ниже несущей частоты. Более точный процесс FFT-демодуляции также будет ориентирован на 100 и 150 кГц для включения дополнительных боковых полос, относящихся к функции Бесселя, в случае наличия множества уровней модуляции, таких как 6 бит на символ или 64 уровня модуляции. Кроме того, в случае лишь небольшого количества периодов на символ большее количество частот боковой полосы снижает частоту ошибок демодуляции. В некоторых приемниках несущая частота гетеродинируется до промежуточной частоты (IF) с целью усиления или до основной полосы частот, в которой несущая частота соответствует нулю.

Выходной FFT-сигнал при 50 кГц будет иметь значение, которое соответствует ТМ-модуляции. Если ТМ-модуляция имеет 4 бита на символ, то в результате преобразования цифрового значения выходного сигнала FFT, классифицированного по 16 уровням и преобразованного в 4 двоичных бита, формируется значение ТМ-модуляции.

Фиг. 13 показывает блок-схему, иллюстрирующую ТМ-передатчик 1300 для формирования и передачи сигнала, представляющего собой сумму ТМ-сигнала и исходного сигнала (например, модулированного РЧ-сигнала). ТМ-передатчик 1300 содержит блок 1310 формирования несущего сигнала и блок 1320 обработки сигнала ТМ-модуляции. Иллюстративный пример реализации блока 1310 формирования несущего сигнала показан в виде блок-схемы на фиг. 14, а иллюстративный пример реализации блока 1320 обработки сигнала ТМ-модуляции показан в виде блок-схемы на фиг. 15.

Блок 1310 формирования несущего сигнала используется для получения низкоуровневых отсчетов (например, с помощью направленного соединителя 1312) исходного сигнала 1301 (который может быть или не быть модулированным) и удаления любой существующей известной модуляции (например, AM, ЧМ или модуляции любого другого известного типа) для получения одиночного несущего сигнала основной частоты (FC - основная несущая). Существующая известная модуляция может быть удалена из отсчетов исходного сигнала 1301 с помощью каскада 1314 полосового пропускающего фильтра, который может иметь узкую полосу пропускания, выбранную с целью исключения известных модуляций из сигнала несущей частоты. Генератор 1316 второй гармоники формирует сигнал второй гармоники (Н2 - вторая гармоника), например, путем умножения FC-сигнала на самого себя. Аналогичным образом, генератор 1318 третьей гармоники формирует сигнал (Н3) третьей гармоники, например, путем умножения FC на Н2. Следует понимать, что генераторы 1316, 1318 второй и третьей гармоник могут представлять собой (или использовать) любые известные схемы (или способы) для формирования гармоник, включая, например, схему ФАПЧ.

Как показано на фиг. 14, каскад 1314 полосового пропускающего фильтра может содержать первый ПАВ-фильтр 1313, имеющий очень узкую полосу частот, усилительный каскад 1315, компаратор 1317 для стабилизации амплитуды и второй ПАВ-фильтр, имеющий узкую полосу частот. Каскад 1311 регулировки фазы может быть включен в блок 1310 формирования несущего сигнала с целью согласования по фазе и синхронизации с выходной основной ТМ-несущей с помощью исходного основного сигнала (т.е. FC). Генераторы второй и третьей несущих могут быть реализованы в виде умножителей 1316, 1318 сигналов.

Как показано на фиг. 14 и 15, основная ТМ-несущая и основная несущая исходного сигнала отмечены как подлежащие синхронизации по фазе (например, с помощью каскада 1311 регулировки фазы). Это может быть осуществлено с помощью контура обратной связи, имеющего схему ТМ-модуляции

- 8 031050 внутри большой схемы ФАПЧ с целью согласования по фазе основного несущего сигнала выходного ТМ-сигнала с основной несущей исходного сигнала в сумматоре 1338.

Схема, показанная на фиг. 14, важна, поскольку она формирует сигналы на частотах, которые полностью зависят от точности частоты исходного сигнала. Сигналы, смещенные по частоте, не будут функционально влиять на ТМ.

Сигнал ТМ-модуляции обрабатывается в блоке 1320 обработки сигнала ТМ-модуляции. ТМ-модуляция размещается на третьей гармонике, частота сдвигается к основной несущей (FC) и суммируется с исходным сигналом 1301.

Сигнал ТМ-модуляции, подаваемый со входа 1302 на блок 1320 обработки сигнала ТМ-модуляции ТМ-передатчика 1300, является по своему характеру аналоговым и ограничивается по ширине полосы частот (например, с помощью модуляционного фильтра 1322 пропускания нижних частот с пределом Найквиста) для получения энергии боковой полосы частот, соответствующей ширине полосы частот канала связи. Затем сигнал ТМ-модуляции обрабатывается с помощью инвертирующего оптимизатора 1324 и ТМ-модулятора (или модулятора с временным сдвигом) 1326. Как показано на фиг. 15, в состав блока может быть включен усилительный каскад 1321, а инвертирующий оптимизатор 1324 может включать функцию выборки и хранения, наряду с функцией оптимизации. Фильтр 1322 пропускания нижних частот, усилительный каскад 1321 и инвертирующий оптимизатор 1324 используются для ограничения ширины полосы частот ТМ-модуляции шириной полосы частот канала связи. Включение/выключение оптимизации может производиться в зависимости от наличия/отсутствия входного сигнала на инвертирующем оптимизаторе 1324.

Сигнал (Н3) третьей гармоники возбуждает ТМ-модулятор (или модулятор с временным сдвигом) 1326 путем временного сдвига третьей гармоники. Таким образом формируется группа боковых полос функции Бесселя. Только одна пара из верхней и нижней боковых полос необходима для ТМ-демодуляции. Эти боковые полосы ограничиваются по ширине в отношении третьей гармоники путем фильтрации сигнала ТМ-модуляции до начала процесса ТМ-модуляции с целью согласования с шириной полосы частот канала связи.

Автор настоящего изобретения подтвердил путем моделирования, что раскрытая здесь модуляция временным сдвигом, в отличие от фазовой модуляции, обеспечивает формирование лишь одиночной пары боковых полос. Это было подтверждено лабораторно с помощью аппаратуры, включающей осциллограф и спектральный анализатор. Фазовая модуляция, как и ожидалось, обеспечивает формирование боковых полос в виде рядов Бесселя. В отличие от этого, модуляция временным сдвигом обеспечивает формирование только одной пары, состоящей из верхней и нижней боковых полос.

ТМ-модулятор (или модулятор с временным сдвигом) 1326 может осуществлять модуляцию временным сдвигом с помощью всечастотного фильтра, модифицированного с помощью управляемой напряжением временной задержки. Управляющее напряжение обеспечено с помощью преобразованного сигнала ТМ-модуляции (с оптимизацией или без нее). Временной сдвиг имеет место на сигнале (Н3) третьей гармоники. Хотя ТМ-модулятор 1326 раскрыт здесь в первую очередь в отношении модуляции временным сдвигом, специалистам в данной области техники будет понятно, что ТМ-модулятор 1326 может быть просто фазовым модулятором.

Далее будут раскрыты дополнительные подробности, относящиеся к схемам, принципам и функциям сдвига временной задержки, которые могут быть использованы в ТМ-модуляторе (или модуляторе с временным сдвигом) 1326. Для одночастотного входного сигнала, такого как синусоида, временная задержка аналогична сдвигу по фазе.

Всечастотный фильтр может содержать операционный усилитель с резистором обратной связи, включенным между выходом операционного усилителя и минусовым или инвертирующим входом операционного усилителя, второй резистор такого же номинала, включенный между минусовым или инвертирующим входом операционного усилителя и сигнальным входом и плюсовым или неинвертирующим входом, соединенным со средним контактом цепи из последовательно включенных конденсатора и резистора, один конец которой соединен со входом для сигнала, а другой ее конец соединен с землей.

Номинал последовательно включенного конденсатора или последовательно включенного резистора может быть изменен управляющим сигналом с помощью четырехквадрантного умножителя с выходом, замещающим соединение с землей последовательной RC-цепи, при этом первый вход четырехквадрантного усилителя соединен со средним контактом последовательной цепи, а второй вход используется в качестве входа управляющего сигнала (т.е. сигнала ТМ-модуляции).

Сдвиг временной задержки входного сигнала в соответствии с входным управляющим сигналом может приводить к сдвигу по фазе в качестве сдвига по времени.

В состав системы может входить селектор 1328 включения/выключения ТМ, который выбирает немодулированный сигнал третьей гармоники (Н3) (например, выходной сигнал генератора 1318 третьей гармоники) или ТМ-модулированный сигнал третьей гармоники (например, выходной сигнал модулятора 1326 с временным сдвигом). Данная функция сохраняет полную мощность, подаваемую на передающую антенну 1340, в зависимости от того, используется или нет ТМ.

- 9 031050

ТМ-модулированный сигнал H3 подвергается понижающему преобразованию в понижающем преобразователе 1330 (или в показанном на фиг. 15 блоке 1330 передачи частоты гетеродина) путем умножения ТМ-модулированного сигнала Н3 на сигнал (Н2) второй гармоники. В результате энергия боковой полосы ТМ-модулироваиного сигнала Н3 сдвигается к FC-частоте, и затем производится полосовая фильтрация FC с помощью полосового фильтра 1332.

Затем результирующий ТМ-сигнал на основе FC пропускается через усилитель 1334 с целью обеспечения обычного усиления для получения приемлемого уровня мощности. Усилитель 1334 может представлять собой, например, усилитель РЧ-мощности. ТМ-сигнал на основе FC пропускается через оконечный полосовой фильтр 1338, ограничивающий ширину полосы частот, и сумматор 1338, где выходной ТМ-сигнал суммируется с исходным сигналом 1301. Результирующий сигнал подают на передающую антенну 1340 для передачи. Обеспечена синхронизация по фазе между выходным ТМ-сигналом и исходным сигналом 1301.

Фиг. 16 показывает блок-схему, иллюстрирующую ТМ-приемник 1600 для приема результирующего сигнала 1641 (например, суммы ТМ-сигнала с исходным сигналом), и извлечения и демодуляции ТМсигнала.

ТМ-приемник 1600, который принимает результирующий сигнал, расположен как можно ближе к антенне 1640 или как можно ближе к источнику первой формируемой ПЧ (промежуточной частоты) (например, к выходу известного приемника, который является общим в некоторых видах аппаратуры связи).

Приемник 1600 содержит блок 1610 восстановления несущего сигнала и гармоники и блок 1620 выделения и демодуляции ТМ-сигнала. Иллюстративный пример реализации блока 1610 восстановления несущего сигнала и гармоники показан на блок-схеме на фиг. 17, а иллюстративный пример реализации блока 1620 выделения и демодуляции ТМ-сигнала - на блок-схеме на фиг. 18.

Блок 1610 восстановления несущего сигнала и гармоники в ТМ-приемнике 1600 содержит схему, которая осуществляет следующее: (а) восстанавливает исходный основной несущий сигнал (FC) в виде смодулированного сигнала; (b) формирует сигнал второй гармоники и (с) формирует сигнал третьей гармоники восстановленного основного сигнала. Все эти сигналы действуют как сигналы гетеродина, за исключением того, что они получены с высокой точностью из принятого сигнала. Схемы для осуществления указанных действий аналогичны тем, которые используются в передатчике 1300.

В блоке 1610 восстановления несущего сигнала и гармоники принятый сигнал 1641 (например, результирующий РЧ-сигнал, являющийся суммой ТМ-сигнала и исходного сигнала) от приемной антенны 1640 или с выхода ПЧ (промежуточной частоты) известного приемника (общего в некоторых видах аппаратуры связи) фильтруется с помощью фильтрующего каскада 1614 с очень узкой полосой частот с целью исключения имеющейся модуляции, в результате чего формируется чистый основной несущий сигнал (FC - основная несущая). Этот FC-сигнал умножается сам на себя в генераторе 1616 второй гармоники, в результате чего формируется сигнал (Н2) второй гармоники. FC-сигнал и сигнал (Н2) второй гармоники перемножаются между собой в генераторе 1618 третьей гармоники, в результате чего формируется сигнал (Н3) третьей гармоники.

Как показано на фиг. 17, входной каскад приемника 1600 может иметь коэффициент усиления, регулируемый с помощью схемы АРУ (автоматическая регулировка усиления), и может содержать ПАВ-фильтр 1613 и усилительный каскад 1615. Аналогично блоку 1310 формирования несущего сигнала в передатчике 1300, блок 1610 восстановления несущего сигнала и гармоники в приемнике 1600 может содержать компаратор 1617 и второй ПАВ-фильтр 1619. Каскад 1611 регулировки фазы может быть включен в состав блока 1610 восстановления несущего сигнала и гармоники с целью компенсации сдвига по фазе в ПАВ-фильтре. Генераторы второй и третьей гармоник могут быть реализованы в виде умножителей 1616, 1618 сигналов.

В блоке 1620 выделения и демодуляции ТМ-сигнала принятый сигнал 1641 (после обработки посредством входного каскада приемника с коэффициентом усиления, регулируемым с помощью схемы АРУ) подвергается полосовой фильтрации с помощью полосового фильтра 1636 с такой же шириной полосы частот, как у канала связи.

Затем широкополосный принятый сигнал подвергается обработке по выделению и извлечению. Первая функция состоит в определении разности (с помощью усилителя 1634 с временной задержкой) между принятым сигналом и этим же сигналом, но с временной задержкой. Величина задержки равна четверти периода третьей гармоники. Усилитель 1634 с временной задержкой использует фильтрующую схему на основе временной задержки (например, каскад 1633 задержки и каскад 1635 дифференциального усилителя), которая выделяет принятую ТМ-энергию.

Выделенный сигнал (например, разностный сигнал основной частоты) подвергается повышающему преобразованию в повышающем преобразователе 1630 путем умножения на сигнал (Н2). Иначе говоря, выделенный сигнал гетеродинируют до частоты третьей гармоники принятого основного сигнала (FC). В результате формируется сигнал с частотой третьей гармоники (после фильтрации с помощью полосового фильтра 1632 для исключения составляющей, обусловленной фундаментальным произведением) с ТМ-модуляцией. В данной точке может иметь место изменение амплитуды из-за имеющейся модуляции несущей и влияния передающей среды. Полученный сигнал подается на аналоговый компаратор 1650 с

- 10 031050 общим опорным уровнем, который формирует сигнал без амплитудного изменения. Путем фильтрации с помощью полосового фильтра 1631 выбирается несущая частота третьей гармоники с ТМ-модуляцией и исключаются другие гармоники.

Выходной сигнал полосового фильтра 1632 не только подается на аналоговый компаратор 1650, как было указано выше, но также используется в качестве входного сигнала в детекторе 1628 ТМ-сигнала, который определяет наличие ТМ на основе функции корреляции (т.е. путем сравнения или определения корреляции между сигналом, принятым в качестве выходного от полосового фильтра 1632, и сигналом (Н3) третьей гармоники, принятым в качестве выходного от генератора 1618 третьей гармоники). Детектор 1628 ТМ-сигнала выдает сигнал, показывающий, используется или нет ТМ, т.е. имеется ли ТМ-сигнал в принятом сигнале 1641.

Процесс извлечения завершает обработку по выделению и извлечению ТМ-сигнала из принятого сигнала 1641. Экстрагированный сигнал (например, выходной сигнал полосового фильтра 1631) содержит ТМ-модуляцию, которая сдвинута по времени относительно восстановленного опорного сигнала третьей гармоники (например, сигнала (H3), полученного из принятого исходного сигнала, используемого в качестве опорного), необходимого для демодуляции ТМ-информации.

ТМ-демодулятор 1626 демодулирует ТМ-сигнал путем определения временного сдвига между сигналом (H3) третьей гармоники (принятым в качестве опорного входного сигнала от генератора 1618 третьей гармоники) и сигналом третьей гармоники с ТМ-модуляцией (принятым в качестве входного сигнала от полосового фильтра 1631). ТМ-демодулятор 1626 может определять временной сдвиг между входными сигналами с использованием результата перемножения этих двух сигналов в качестве функции корреляции. В другом варианте ТМ-демодулятор 1626 может использовать функцию исключающее ИЛИ для определения разности между опорным сигналом (Н3) и ТМ-модулированным сигналом, полученным в результате обработки по выделению и извлечению.

Блок 1620 выделения и демодуляции ТМ-сигнала может, при необходимости, содержать инвертирующий оптимизатор 1624 для восстановления сигнала, передаваемого передатчиком, имеющим инвертирующий оптимизатор 1324, как было указано выше.

Демодулированный сигнал пропускается через модуляционный 1622 фильтр нижних частот с целью исключения любой несущей и других источников помех, в результате чего формируется выходной сигнал 1602 ТМ-модуляции.

Фиг. 18 показывает основной комплект функций для восстановления принятого ТМ-сигнала из результирующего сигнала. Дифференцирующий блок или фильтр с временной задержкой (т.е. каскад 1633 задержки) может иметь оптимальную временную задержку (.25)/(3 xf_fC). Отклонение от этого значения просто уменьшает уровень выделенного ТМ-сигнала, хотя определенные значения фактически сводят к нулю уровень выделенного ТМ-сигнала. Функция извлечения всего лишь исключает амплитудные изменения выделенного сигнала.

Основанная на временной задержке фильтрующая схема функции сепаратора на фиг. 18 показывает уникальное поведение частотной характеристики, как показано на фиг. 19. Имеет место подавление периодического сигнала на частотах DC, шестой гармоники и т.д.

Приемник исходного сигнала не реагирует на энергию боковой полосы ТМ-сигнала. Добавление ТМ к исходному сигналу приводит к уменьшению отношения сигнал-шум (SNR) принятого исходного сигнала. Аналогичным образом, имеет место влияние шума исходного сигнала на принятый ТМ-сигнал.

ТМ-приемник 1600 использует сигналы второй и третьей гармоник, относящихся к принятому основному сигналу. Сдвиг частоты из-за эффекта Доплера или из-за изменения длины сигнального тракта (перемещения приемника или передатчика) не оказывает влияния на демодуляцию ТМ-сигнала, поскольку вся обработка основана на частоте исходного сигнала.

Как было раскрыто выше со ссылками на фиг. 13-19, ТМ-модуляция может быть применена к несущему сигналу, который может быть получен на основе исходного сигнала передатчика. Модулированный ТМ-сигнал может быть затем суммирован с исходным сигналом передатчика (модулированным или немодулированным), результатом чего станет увеличение ширины информационной полосы частот предварительно заданного канала связи. Хотя фиг. 13-19 были пояснены выше в отношении конкретных ТМ-сигналов, это не имеет своей целью ограничение, поскольку одни и те же отличительные особенности и принципы могут быть применены к любым модулированным сигналам. Информация может быть передана как разность по времени или фазовому углу между двумя сигналами различных частот.

Таким образом, обеспечены способы увеличения ширины информационной полосы частот любого заданного канала связи путем добавления второго несущего сигнала, имеющего частоту, которая гармонически относится к частоте первого несущего сигнала и модулирована информацией, независимой от информации, модулирующей первый несущий сигнал. Второй сигнал и полосы частот модуляции могут быть гетеродинированы до частоты первого несущего сигнала, и полоса частот модуляции может быть равна или меньше, чем полоса частот канала связи.

Первый несущий сигнал и второй, модулированный, несущий сигнал могут быть переданы без каких-либо изменений.

Первый несущий сигнал может быть модулирован (с использованием любого типа модуляции) или

- 11 031050 демодулирован, а второй несущий сигнал может иметь модуляцию временным сдвигом или угловую модуляцию. Второй несущий сигнал может иметь частоту, находящуюся в известном соотношении с частотой первого несущего сигнала. Аналогичным образом, второй несущий сигнал может иметь известное соотношение по фазовому углу или времени с первым несущим сигналом. Информация, подлежащая передаче, может инициировать модуляцию временным сдвигом или угловую модуляцию второго несущего сигнала, и средства модуляции второго несущего сигнала могут изменять соотношение по времени или фазовому углу с первым несущим сигналом.

Модуляция временным сдвигом или угловая модуляция второго несущего сигнала обеспечивает энергию боковой полосы частот, которая сдвинута по частоте таким образом, чтобы занять ту же самую полосу частот, что и при модуляции (в случае ее наличия) первого несущего сигнала, или разместиться внутри полосы частот канала связи, которая может быть использована для связи. Комбинация первого несущего сигнала и боковых полос второго несущего сигнала может быть передана внутри полосы частот, ограниченной предельными частотами канала связи, и принята приемным устройством. Дополнительно, комбинация двух несущих сигналов может быть передана без ограничений полосы частот и принята приемным устройством.

Приемное устройство может демодулировать модулирующую информацию второго несущего сигнала с использованием первого несущего сигнала в качестве опорного сигнала для демодуляции.

Также в настоящем раскрытии обеспечены способы квадратурной транспозиционной модуляции или способы суммирования второго транспозиционно модулированного (ТМ) сигнала с исходным транспозиционно модулированным сигналом, в результате чего увеличивается ширина информационной полосы частот внутри заданного канала связи, помимо этого обеспечиваемая путем транспозиционной модуляции, как было раскрыто выше.

В одном из вариантов второй сигнал транспозиционной модуляции может быть суммирован с исходным транспозиционно модулированным сигналом с использованием частоты основного несущего сигнала, который имеет ту же самую частоту, что и исходный транспозиционно модулированный сигнал, но отличается от него по фазе на 90°. Таким образом, обеспечено свойство взаимной прозрачности транспозиционной модуляции с известными типами модуляции - амплитудной, частотной и фазовой. Добавление сигнала, подвергнутого квадратурной транспозиционной модуляции, также обеспечивает взаимную прозрачность между двумя транспозиционно модулированными несущими, обе из которых обладают прозрачностью с исходным сигналом, модулированным обычным образом.

Транспозиционная модуляция может быть использована для многих целей, включая, например, оптическую связь. Здесь обеспечены способы применения сигнала широкополосной транспозиционной модуляции непосредственно к лучу оптической частоты для связи с увеличенной частотной полосой данных.

Использование оптических лучей обусловлено их широкополосными свойствами. Они модулируются различными способами. Транспозиционная модуляция может быть применена к оптическому лучу для передачи информации различными способами, все из которых рассмотрены посредством и в рамках объема настоящего раскрытия.

Один из таких примеров может быть раскрыт следующим образом. Несущий сигнал необходим в любом способе модуляции для передачи информации. Транспозиционная модуляция может использовать исходный модулированный несущий сигнал в качестве несущей для транспозиционной модуляции. Транспозиционная модуляция может также обеспечивать несущий сигнал в случае, если ни один из таких сигналов изначально не присутствует. Транспозиционно модулированный сигнал, вне зависимости от того, используется исходный сигнал или нет, предназначен для возбуждения оптического модулятора.

Существуют оптические модуляторы в диапазоне от возбудителей лазерных диодов и оптических диодов до модуляторов оптического луча, которые изменяют яркость или фазу светового луча. В настоящем раскрытии обеспечена возможность применения транспозиционно модулированного несущего сигнала в устройстве с одним модулятором. Таким образом, обеспечена возможность увеличения исходной ширины информационной полосы частот, которая используется в известной амплитудной, частотной или фазовой модуляции.

При отсутствии какой-либо иной модуляции передается неограниченный по полосе частот сигнал транспозиционной модуляции, который будет содержать компонент третьей гармоники. В результате компонент основной частоты будет размещен на более низкой частоте, на которой обычно имеет место меньшее ослабление. Транспозиционная демодуляция использует этот компонент в качестве опорного. Более высокочастотный компонент третьей гармоники имеет более широкую полосу частот, что обеспечивает возможность получения максимально широкой информационной полосы частот модуляции.

В другом варианте могут быть использованы два отдельных оптических луча, из которых луч более низкой частоты модулирован обычным образом (например, с использованием амплитудной или фазовой модуляции) и также используется в качестве опорной несущей для транспозиционной модуляции. Оптический луч более высокой частоты используется для транспозиционной модуляции компонента третьей гармоники.

Еще одной возможной областью применения транспозиционной модуляции является ультразвуко

- 12 031050 вая связь, такая как подводная беспроводная связь. Например, в одном из вариантов транспозиционно модулированный сигнал может быть подан на ультразвуковой преобразователь с целью формирования акустического сигнала, и этот акустический сигнал может быть принят и демодулирован с целью восстановления исходной модулирующей информации. Процесс модуляции предусматривает использование возбудителя с близким к кулю полным сопротивлением, который инициирует работу преобразователя за пределами собственной резонансной частоты преобразователя.

В дополнение к широкой полосе частот модуляции, приемник может использовать естественный широкополосный преобразователь, основанный на технологиях преобразования акустической энергии в электрическую энергию без максимального отклика на резонансной частоте. Такой приемный преобразователь изготавливают по технологии MEMS (микро-электро-механических систем), которая обеспечивает широкополосную характеристику чувствительности.

Может быть использована одна несущая частота транспозиционной модуляции. Две отдельные ультразвуковые частоты могут быть использованы для раздельной передачи сигнального компонента основной несущей и сигнального компонента третьей гармоники.

Следует подчеркнуть, что описанные выше варианты настоящего раскрытия, в частности любые предпочтительные варианты, представляют собой всего лишь возможные примеры реализации и предназначены всего лишь для лучшего понимания принципов настоящего раскрытия. Множество изменений и модификаций может быть внесено в описанные выше варианты настоящего раскрытия без выхода за рамки идей и принципов раскрытия. Все указанные изменения и модификации подлежат включению сюда в рамках объема настоящего раскрытия, представляют раскрытие и защищены приведенной ниже формулой изобретения.

Claims

ФОРМУЛА ИЗОБРЕТЕНИЯ

1. Способ увеличения ширины полосы частот сигнала, согласно которому принимают отсчет первого модулированного сигнала, включающего несущий сигнал, модулированный сигналом нетранспозиционной модуляции;

удаляют сигнал нетранспозиционной модуляции из отсчета первого модулированного сигнала с получением несущего сигнала;

модулируют несущий сигнал сигналом транспозиционной модуляции с получением второго модулированного сигнала;

суммируют второй модулированный сигнал с первым модулированным сигналом с созданием результирующего сигнала и передают результирующий сигнал.

2-я гармоника

Существующая модуляция

Фиг. 7

ТМ-модуляция Гетеродинированный сигнал ТМ-модуляции

730

Амплитуда

А

Полосовой фильтр, необходимый для подавления гармоник и других паразитных излучений из передатчика, перед антенной. Это является общим требованием для всех типов передатчиков модулированной несущей.

---------------------Частота fc

Фиг. 8

2. Способ по п.1, согласно которому модуляция несущего сигнала сигналом транспозиционной модуляции с получением второго модулированного сигнала включает этапы, согласно которым формируют третью гармонику несущего сигнала;

модулируют третью гармонику несущего сигнала с созданием сигнала транспозиционной модуляции и сдвигают частоту сигнала транспозиционной модуляции до частоты несущего сигнала.

3. Способ по п.2, согласно которому дополнительно формируют вторую гармонику несущего сигнала, причем сдвиг частоты сигнала транспозиционной модуляции до частоты несущего сигнала включает смешивание сигнала транспозиционной модуляции со второй гармоникой несущего сигнала.

4. Способ по п.2, согласно которому модулирование третьей гармоники несущего сигнала для создания сигнала транспозиционной модуляции включает временной сдвиг третьей гармоники несущего сигнала на основе сигнала данных.

5. Способ по п.1, согласно которому дополнительно сопрягают фазу второго модулированного сигнала с фазой первого модулированного сигнала.

6. Способ по п.1, согласно которому сигнал нетранспозиционной модуляции является одним из следующего: сигналом с амплитудной модуляцией, сигналом с частотной модуляцией или сигналом с фазовой модуляцией.

7. Способ по п.1, согласно которому дополнительно суммируют третий модулированный сигнал с результирующим сигналом, причем третий модулированный сигнал включает второй сигнал транспозиционной модуляции и второй несущий сигнал, причем второй несущий сигнал сдвигают по фазе на 90° по отношению к несущему сигналу.

8. Способ увеличения ширины полосы частот связи в заданном канале связи, согласно которому суммируют второй транспозиционно модулированный сигнал с результирующим сигналом, содержащим первый транспозиционно модулированный сигнал и первый основной несущий сигнал, причем второй транспозиционно модулированный сигнал суммирован с результирующим сигналом с использованием второго основного несущего сигнала, имеющего такую же частоту, что и первый основной несущий сигнал, и имеющего угол сдвига по фазе в 90° по отношению к первому основному несущему сигналу.

9. Способ увеличения ширины полосы частот связи по п.8, характеризующийся одним или обоими

10. Система для увеличения ширины полосы частот сигнала, содержащая по меньшей мере один процессор и устройство для хранения данных, соединенное с указанным по меньшей мере одним процессором и содержащее сохраненные на нем инструкции, которые при их выполнении указанным по меньшей мере одним процессором обусловливают выполнение указанным по меньшей мере одним процессором операций, согласно которым принимают отсчет первого модулированного сигнала, включающего несущий сигнал, модулированный сигналом нетранспозиционной модуляции;

11. Система по п.10, в которой модуляция несущего сигнала сигналом транспозиционной модуляции с получением второго модулированного сигнала включает этапы, согласно которым формируют третью гармонику несущего сигнала;

12. Система по п.11, в которой операции также содержат этапы, согласно которым формируют вторую гармонику несущего сигнала, причем сдвиг частоты сигнала транспозиционной модуляции до частоты несущего сигнала включает смешивание сигнала транспозиционной модуляции со второй гармоникой несущего сигнала.

13. Система по п.11, в которой модулирование третьей гармоники несущего сигнала с получением сигнала транспозиционной модуляции включает временной сдвиг третьей гармоники несущего сигнала на основе сигнала данных.

- 13 031050 из следующих признаков:

(a) удваивают информационную полосу частот без увеличения ширины полосы частот канала связи;

(b) увеличивают спектральную эффективность транспозиционной модуляции.

- 14 031050

202-7

LUT-справочная таблица

Аналоговый вентиль, который направляет выходной сигнал справочной таблицы далее или объединяет четверти периода в единый непрерывный сигнал и направляет его далее.

Фильтр ограничения ширины полосы частот выходного сигнала аналогового вентиля с целью согласования с шириной полосы частот выделенного канала связи.

Да

X ход N-битового нала ТМ-модуляци1

Блок справочной таблицы комбинатор

Фиг. 2 тактового сигнала на несущей) _______частоте f_c_____ Используется ли Λ правочная таблица?)

Формируют косинусоидальные сегменты длиной 180° при удвоенной несущей частоте 2fc в эквивалентных квадрантах 0“-90°, 90“-180“, 180“-270“ и 270’-360’ несущей частоты

Амплитуду задают с помощью значения ТМмодуляции для квадрантов 0°-90° и 180“-270 , и комплементарного

Формирование второй гармоники, используемой для гетеродинирования энергии боковой полосы ТМ-модуляции до основной несущей частоты (см. фиг. 6-8)

216 период а период Ь период с

Фиг. 3

14. Система по п.10, в которой операции также содержат этапы, согласно которым сопрягают фазу второго модулированного сигнала с фазой первого модулированного сигнала.

- 15 031050

Фиг. 6

710

Сформированная

15. Система по п.10, в которой сигнал нетранспозиционной модуляции является одним из следующего: сигналом с амплитудной модуляцией, сигналом с частотной модуляцией или сигналом с фазовой модуляцией.

- 16 031050

Фиг. 9

Фиг. 10

Фиг. 11

Принятый ТМ-модулированный цифровой сигнал

1201

Быстрое Фурье -преобразование (FFD ------------------------,----------------1

1210

Фиг. 12

Выход цифрового значения ТМ-модуляции

А

1220

Декодер для преобразования FFT-спектра в двоичный формат

1230

16. Система по п.10, в которой операции также содержат этапы, согласно которым суммируют третий модулированный сигнал с результирующим сигналом, причем третий модулированный сигнал включает второй сигнал транспозиционной модуляции и второй несущий сигнал, причем второй несущий сигнал сдвигают по фазе на 90° по отношению к несущему сигналу.

- 17 031050

1312

Фиг. 13

1334

Фиг. 14 ¹³,³² |334 ¹³,³⁶ | Существующий 1338

J j J I сигнал ^:

2V/V ^6 Фильтр

ПАВ

Фильтр ПАВ

-Оба полосовых пропускающих фильтра имеют такую же ширину полосы частот. что и канал связи

Выход ТМ антенный (1340) >“-комбинатор

Фаза синхронизирована между двумя сигналами

1324

Фиг. 15

17. Система для увеличения ширины полосы частот связи в заданном канале связи, содержащая по меньшей мере один процессор и устройство для хранения данных, соединенное с указанным по меньшей мере одним процессором и содержащее сохраненные на нем инструкции, которые при их выполнении указанным по меньшей мере одним процессором обусловливают выполнение указанным по меньшей мере одним процессором операций, согласно которым суммируют второй транспозиционно модулированный сигнал с результирующим сигналом, содержащим первый транспозиционно модулированный сигнал и первый основной несущий сигнал, причем второй транспозиционно модулированный сигнал суммирован с результирующим сигналом с использованием второго основного несущего сигнала, имеющего такую же частоту, что и первый основной несущий сигнал, и имеющего угол сдвига по фазе в 90° по отношению к первому основному несущему сигналу.

- 18 031050 ,---1640

1628

Фиг. 16

Фиг. 17

Вторая гармоника от схемы восстановления гармоник

Третья гармоника от схемы восстановления гармоник

Сигналы в данной области имеют место при частоте 3-й гармоники

1650

Функция выделения

Выходным сигналом ТМ-демодулятора возбуждаются оптимизатор, фильтры, аналого-цифровые преобразователи и выходные драйверы.

Фиг. 18

- 19 031050

Частотная область

Фиг. 19