JP6481464B2

JP6481464B2 - Current resonance type converter

Info

Publication number: JP6481464B2
Application number: JP2015068343A
Authority: JP
Inventors: 豊末廣
Original assignee: Sanken Electric Co Ltd
Current assignee: Sanken Electric Co Ltd
Priority date: 2015-03-30
Filing date: 2015-03-30
Publication date: 2019-03-13
Anticipated expiration: 2035-03-30
Also published as: JP2016189654A

Description

本発明は、電流共振型コンバータに関し、特にトランスの２次側に同期整流回路を設けた電流共振型コンバータに関する。 The present invention relates to a current resonance type converter, and more particularly to a current resonance type converter in which a synchronous rectification circuit is provided on the secondary side of a transformer.

トランスの２次側に、同期整流スイッチ素子と倍電圧用コンデンサと出力コンデンサｏとで構成された倍電圧同期整流回路を設けた電流共振型コンバータが提案されている（例えば、特許文献１参照）。 A current resonance type converter is proposed in which a voltage doubler synchronous rectifier circuit including a synchronous rectifier switch element, a voltage doubler capacitor, and an output capacitor o is provided on the secondary side of the transformer (see, for example, Patent Document 1). .

特開２０１１−１５４７７号公報JP 2011-15477 A

しかしながら、従来技術では、入力がワイド入力（例えば６００Ｖ〜２００Ｖ）の場合、入力電圧が低くても共振動作を成立させるために、励磁電流を大きくする必要がある。そのため、実仕様でよく用いられる定格入力出力点において、共振に必要な励磁電流以上の電流を流すことになってしまうため、効率が低下してしまう。また、定格入出力時に効率を向上させるために高周波トランスの最適設計を行うと、ワイド入力動作ができないため、前段に昇圧コンバータが必要になってしまう。 However, in the prior art, when the input is a wide input (for example, 600 V to 200 V), it is necessary to increase the excitation current in order to establish a resonance operation even if the input voltage is low. For this reason, since the current more than the exciting current necessary for resonance is passed at the rated input / output point often used in actual specifications, the efficiency is lowered. In addition, if the optimum design of the high frequency transformer is performed in order to improve the efficiency at the rated input / output, a wide input operation cannot be performed, so that a boost converter is required in the previous stage.

本発明の目的は、上記の課題に鑑み、ワイド入力対応でも、定格入力時の効率を向上させることができる電流共振型コンバータを提供することにある。 In view of the above problems, an object of the present invention is to provide a current resonance type converter capable of improving the efficiency at the rated input even for a wide input.

本発明に係る電流共振型コンバータは、上記の目的を達成するため、次のように構成される。
本発明の電流共振型コンバータは、直流電源の両端に第１スイッチ素子と第２スイッチ素子とが接続された第１直列回路と、前記第１スイッチ素子又は前記第２スイッチ素子の両端に共振リアクトルとトランスの１次巻線と電流共振コンデンサとが接続された第２直列回路と、前記トランスの２次巻線の両端に第１整流素子と第１同期整流素子とからなる第１同期整流スイッチ素子と倍電圧用コンデンサとが接続された第３直列回路と、前記第１同期整流スイッチ素子の両端に第２整流素子と第２同期整流素子とからなる第２同期整流スイッチ素子と出力コンデンサとが接続された第４直列回路と、前記出力コンデンサに発生する出力電圧を検出する出力電圧検出部と、前記第１スイッチ素子と前記第２スイッチ素子とをオンオフさせる１次側制御を、出力電圧に応じた周波数で交互にオンオフさせる周波数変調制御と、固定周波数で交互にオンオフさせる固定周波数制御とで切替える１次側切替部と、第１同期整流素子と第２同期整流素子とをオンオフさせる２次側制御を、前記１次側切替部によって前記１次側制御が前記周波数変調制御に切替えられている場合には、同期整流モードでオンオフさせる同期整流制御に切替え、前記１次側切替部によって前記１次側制御が前記固定周波数制御に切替えられている場合には、前記２次巻線に発生する電圧と逆極性の電圧を前記２次巻線に印加する昇圧動作モードでオンオフさせる昇圧制御に切替える２次側切替部とを具備することを特徴とする。
さらに、本発明に係る電流共振型コンバータにおいて、出力電圧に応じて前記周波数変調制御の周波数を指示する周波数指令値を生成する周波数指令値生成部を具備し、前記１次側切替部は、前記周波数指令値が周波数リミット値よりも高い場合に、前記１次側制御を前記周波数変調制御に切替え、前記周波数指令値が前記周波数リミット値以下である場合に、前記１次側制御を前記固定周波数制御に切替えるようにしても良い。
さらに、本発明に係る電流共振型コンバータにおいて、直流電源からの入力電圧を検出する入力電圧検出部を具備し、前記１次側切替部は、入力電圧が電圧リミット値よりも高い場合に、前記１次側制御を前記周波数変調制御に切替え、入力電圧が前記電圧リミット値以下である場合に、前記１次側制御を前記固定周波数制御に切替えるようにしても良い。
さらに、本発明に係る電流共振型コンバータにおいて、前記同期整流制御では、前記第１整流素子と同期させて前記第１同期整流素子をオンオフさせると共に、前記第２整流素子と同期させて前記第２同期整流素子をオンオフさせ、前記昇圧制御では、前記第１整流素子のオンに同期させてオンさせた前記第２同期整流素子を、出力電圧に応じたオン期間でオフさせると共に、前記第２整流素子のオンに同期させてオンさせた前記第１同期整流素子を、出力電圧に応じたオン期間でオフさせるようにしても良い。
さらに、本発明に係る電流共振型コンバータにおいて、前記１次側制御では、前記第１スイッチ素子と前記第２スイッチ素子とを交互にデッドタイムを挟んでオンオフさせ、前記昇圧制御では、前記第１整流素子のオン期間終了後にオンさせた前記第２同期整流素子を次のデッドタイムにオフさせ、前記第２整流素子のオン期間終了後にオンさせた前記第１同期整流素子を次のデッドタイムにオフさせるようにしても良い。
また、本発明に係る電流共振型コンバータは、直流電源の両端に第１スイッチ素子と第２スイッチ素子とが接続された第１直列回路と、前記第１スイッチ素子又は前記第２スイッチ素子の両端に共振リアクトルとトランスの１次巻線と電流共振コンデンサとが接続された第２直列回路と、４個の同期整流素子がブリッジ接続され、入力端子が前記トランスの２次巻線の両端に接続されたブリッジ同期整流回路と、前記ブリッジ同期整流回路の出力端子に接続された出力コンデンサと、前記出力コンデンサに発生する出力電圧を検出する出力電圧検出部と、前記第１スイッチ素子と前記第２スイッチ素子とをオンオフさせる１次側制御を、出力電圧に応じた周波数で交互にオンオフさせる周波数変調制御と、固定周波数で交互にオンオフさせる固定周波数制御とで切替える１次側切替部と、前記ブリッジ同期整流回路の前記同期整流素子をオンオフさせる２次側制御を、前記１次側切替部によって前記１次側制御が前記周波数変調制御に切替えられている場合には、同期整流モードでオンオフさせる同期整流制御に切替え、前記１次側切替部によって前記１次側制御が前記固定周波数制御に切替えられている場合には、前記２次巻線に発生する電圧と逆極性の電圧を前記２次巻線に印加する昇圧動作モードでオンオフさせる昇圧制御に切替える２次側切替部とを具備することを特徴とする。
さらに、本発明に係る電流共振型コンバータにおいて、前記ブリッジ同期整流回路は、前記トランスの２次巻線の両端に第１整流素子と第１同期整流素子とからなる第１同期整流スイッチ素子と第２整流素子と第２同期整流素子とからなる第２同期整流スイッチ素子とが接続された第３直列回路を備え、前記昇圧動作モードでは、前記２次側切替部は、前記第１スイッチ素子のオンに同期して前記第１同期整流素子をオンして、前記２次巻線を前記第２整流素子経由で短絡させ、前記第２スイッチ素子のオンに同期して前記第２同期整流素子をオンして、前記２次巻線を前記第１整流素子経由で短絡させても良い。 The current resonance type converter according to the present invention is configured as follows in order to achieve the above object.
The current resonance type converter according to the present invention includes a first series circuit in which a first switch element and a second switch element are connected to both ends of a DC power supply, and a resonance reactor at both ends of the first switch element or the second switch element. A first series rectifier switch comprising a first series rectifier element and a first synchronous rectifier element at both ends of the secondary winding of the transformer. A third series circuit in which an element and a voltage doubler capacitor are connected; a second synchronous rectification switch element comprising a second rectification element and a second synchronous rectification element at both ends of the first synchronous rectification switch element; and an output capacitor; A fourth series circuit connected to the output capacitor, an output voltage detector for detecting an output voltage generated in the output capacitor, and a primary for turning on and off the first switch element and the second switch element. A primary side switching unit for switching control between frequency modulation control for alternately turning on and off at a frequency corresponding to the output voltage and fixed frequency control for alternately turning on and off at a fixed frequency, a first synchronous rectifying element, and a second synchronous rectifying element When the primary side control is switched to the frequency modulation control by the primary side switching unit, the secondary side control to turn on and off is switched to the synchronous rectification control to turn on and off in the synchronous rectification mode, When the primary side control is switched to the fixed frequency control by the secondary side switching unit, a boosting operation mode in which a voltage having a polarity opposite to the voltage generated in the secondary winding is applied to the secondary winding. And a secondary-side switching unit that switches to boost control that is turned on and off.
The current resonance converter according to the present invention further includes a frequency command value generation unit that generates a frequency command value indicating the frequency of the frequency modulation control according to an output voltage, and the primary side switching unit includes When the frequency command value is higher than the frequency limit value, the primary side control is switched to the frequency modulation control, and when the frequency command value is equal to or less than the frequency limit value, the primary side control is switched to the fixed frequency. You may make it switch to control.
Furthermore, in the current resonance type converter according to the present invention, the converter includes an input voltage detection unit that detects an input voltage from a DC power source, and the primary side switching unit has the above-described configuration when the input voltage is higher than a voltage limit value. The primary side control may be switched to the frequency modulation control, and the primary side control may be switched to the fixed frequency control when the input voltage is equal to or lower than the voltage limit value.
Furthermore, in the current resonance type converter according to the present invention, in the synchronous rectification control, the first synchronous rectification element is turned on / off in synchronization with the first rectification element, and the second rectification element is synchronized with the second rectification element. The synchronous rectifying element is turned on / off, and in the step-up control, the second synchronous rectifying element turned on in synchronization with the turning on of the first rectifying element is turned off in an on period corresponding to an output voltage, and the second rectifying element is turned on. The first synchronous rectifying element that is turned on in synchronization with the turning on of the element may be turned off in an on period corresponding to the output voltage.
Further, in the current resonance type converter according to the present invention, in the primary side control, the first switch element and the second switch element are alternately turned on and off with a dead time therebetween, and in the boost control, The second synchronous rectifying element turned on after the ON period of the rectifying element is turned off at the next dead time, and the first synchronous rectifying element turned on after the ON period of the second rectifying element is turned on at the next dead time It may be turned off.
The current resonance converter according to the present invention includes a first series circuit in which a first switch element and a second switch element are connected to both ends of a DC power supply, and both ends of the first switch element or the second switch element. A second series circuit in which a resonant reactor, a primary winding of a transformer, and a current resonant capacitor are connected to each other, four synchronous rectifier elements are bridge-connected, and input terminals are connected to both ends of the secondary winding of the transformer. A bridge synchronous rectifier circuit, an output capacitor connected to an output terminal of the bridge synchronous rectifier circuit, an output voltage detector for detecting an output voltage generated in the output capacitor, the first switch element, and the second switch Primary control for turning on / off the switch element is alternately turned on / off at a fixed frequency and frequency modulation control for turning on / off alternately at a frequency according to the output voltage. The primary side switching unit that switches between constant frequency control and the secondary side control that turns on and off the synchronous rectification element of the bridge synchronous rectification circuit is changed from the primary side control to the frequency modulation control by the primary side switching unit. When switched, the synchronous rectification control is switched to the synchronous rectification mode, and when the primary side control is switched to the fixed frequency control by the primary side switching unit, the secondary winding is switched. And a secondary-side switching unit that switches to a boosting control that turns on and off in a boosting operation mode in which a voltage having a polarity opposite to that of the voltage generated on the line is applied to the secondary winding.
Furthermore, in the current resonance type converter according to the present invention, the bridge synchronous rectifier circuit includes a first synchronous rectifier switch element including a first rectifier element and a first synchronous rectifier element at both ends of the secondary winding of the transformer, and a first synchronous rectifier switch element. A second series rectifying switch element comprising a second rectifying element and a second synchronous rectifying switch element, and in the step-up operation mode, the secondary side switching unit is configured to The first synchronous rectification element is turned on in synchronization with the ON, the secondary winding is short-circuited via the second rectification element, and the second synchronous rectification element is activated in synchronization with the ON of the second switch element. It may be turned on and the secondary winding may be short-circuited via the first rectifying element .

本発明によれば、ワイド入力の全てをカバーするように励磁電流を設定する必要がないため、ワイド入力対応でも、よく使用される定格入力時の効率を向上させることができるという効果を奏する。 According to the present invention, since it is not necessary to set the excitation current so as to cover all of the wide inputs, there is an effect that the efficiency at the rated input that is often used can be improved even when the wide input is supported.

本発明に係る電流共振型コンバータの第１の実施の形態の構成を示すブロック図である。1 is a block diagram showing a configuration of a first embodiment of a current resonance type converter according to the present invention. 図１の各部の信号波形及び動作波形を示す波形図である。It is a wave form diagram which shows the signal waveform and operation | movement waveform of each part of FIG. 本発明に係る電流共振型コンバータの第２の実施の形態の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of 2nd Embodiment of the current resonance type converter which concerns on this invention. 本発明に係る電流共振型コンバータの第３の実施の形態の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of 3rd Embodiment of the current resonance type converter which concerns on this invention. 図４の各部の信号波形及び動作波形を示す波形図である。It is a wave form diagram which shows the signal waveform and operation | movement waveform of each part of FIG. 本発明に係る電流共振型コンバータの第４の実施の形態の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of 4th Embodiment of the current resonance type converter which concerns on this invention. 図６の各部の信号波形及び動作波形を示す波形図である。It is a wave form diagram which shows the signal waveform and operation | movement waveform of each part of FIG.

次に、本発明の実施の形態を、図面を参照して具体的に説明する。なお、各図において、同一の構成には、同一の符号を付して一部説明を省略している。 Next, embodiments of the present invention will be specifically described with reference to the drawings. In the drawings, the same components are denoted by the same reference numerals, and a part of the description is omitted.

（第１の実施の形態）
第１の実施の形態の電流共振型コンバータ１は、ワイド入力（例えば６００Ｖ〜２００Ｖ）に対応したコンバータである。電流共振型コンバータ１は、図１を参照すると、直流電源Ｖｉｎの両端には、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴからなるスイッチ素子Ｑ１と、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴからなるスイッチ素子Ｑ２とが直列に接続され、第１直列回路が形成されている。スイッチ素子Ｑ１のドレイン−ソース間にはダイオードＤ１とコンデンサＣ１とが並列に接続され、スイッチ素子Ｑ２のドレイン−ソース間にはダイオードＤ２とコンデンサＣ２とが並列に接続されている。ダイオードＤ１、Ｄ２は、スイッチ素子Ｑ１、スイッチ素子Ｑ２に内蔵されたダイオード、あるいは外付けされたダイオードであり、スイッチ素子Ｑ１、Ｑ２の電流の流れる向きとは逆向きになるように接続（逆並列接続）されている。コンデンサＣ１、Ｃ２はスイッチ素子Ｑ１、スイッチ素子Ｑ２の寄生容量でも良い。スイッチ素子Ｑ２の両端であるドレイン−ソース間には、共振リアクトルＬｒとトランスＴの１次巻線Ｎｐと電流共振コンデンサＣｒｉとが直列に接続され、第２直列回路が形成されている。共振リアクトルＬｒは、１次巻線Ｎｐに直列に接続されたリアクトル、あるいは、トランスＴ１の１次漏れインダクタンスである。なお、共振リアクトルＬｒと電流共振コンデンサＣｒｉの接続位置は入れ替えることも可能である。また、第２直列回路は、スイッチ素子Ｑ１の両端であるドレイン−ソース間に接続するようにしても良い。 (First embodiment)
The current resonance type converter 1 according to the first embodiment is a converter corresponding to a wide input (for example, 600 V to 200 V). Referring to FIG. 1, in the current resonance type converter 1, a switching element Q1 made of an N-type MOSFET and a switching element Q2 made of an N-type MOSFET are connected in series at both ends of the DC power supply Vin, and the first series circuit Is formed. A diode D1 and a capacitor C1 are connected in parallel between the drain and source of the switch element Q1, and a diode D2 and a capacitor C2 are connected in parallel between the drain and source of the switch element Q2. The diodes D1 and D2 are diodes incorporated in the switch element Q1, the switch element Q2, or externally attached diodes, and are connected so as to be in a direction opposite to the direction of current flow in the switch elements Q1 and Q2 (in reverse parallel). It is connected. The capacitors C1 and C2 may be parasitic capacitances of the switch element Q1 and the switch element Q2. A resonant reactor Lr, a primary winding Np of the transformer T, and a current resonant capacitor Cri are connected in series between the drain and source, which are both ends of the switch element Q2, thereby forming a second series circuit. The resonant reactor Lr is a reactor connected in series with the primary winding Np or a primary leakage inductance of the transformer T1. Note that the connection position of the resonance reactor Lr and the current resonance capacitor Cri can be switched. Further, the second series circuit may be connected between the drain and the source which are both ends of the switch element Q1.

トランスＴの２次巻線Ｎｓは、１次巻線Ｎｐと同方向に巻回されている。トランスＴの２次巻線Ｎｓの両端には、倍電圧用コンデンサＣ３と、整流素子であるダイオードＤ３とＮ型ＭＯＳＦＥＴからなるスイッチ素子Ｑ３とで構成された第１同期整流スイッチ素子とが直列に接続され、第３直列回路が形成されている。そして、第１同期整流スイッチ素子の両端、すなわちスイッチ素子Ｑ３の両端であるドレイン−ソース間には、整流素子であるダイオードＤ４とＮ型ＭＯＳＦＥＴからなるスイッチ素子Ｑ４とで構成された第２同期整流スイッチ素子と、出力コンデンサＣｏとが直列に接続され、第４直列回路が形成されている。トランスＴの２次巻線Ｎｓの一端に接続された倍電圧用コンデンサＣ３の他端には、ダイオードＤ３のカソードとスイッチ素子Ｑ３のドレインとダイオードＤ４のアノードとスイッチ素子Ｑ４のソースとが接続されている。また、ダイオードＤ４のカソードとスイッチ素子Ｑ４のドレインとは出力コンデンサＣｏの一端に接続され、ダイオードＤ３のアノードとスイッチ素子Ｑ３のソースとは、トランスＴの２次巻線Ｎｓの他端と出力コンデンサＣｏの他端に接続されている。ダイオードＤ３、Ｄ４は、スイッチ素子Ｑ３、スイッチ素子Ｑ４に内蔵されたダイオード、あるいは外付けされたダイオードである。出力コンデンサＣｏの両端には負荷ＲＬが接続されている。 The secondary winding Ns of the transformer T is wound in the same direction as the primary winding Np. At both ends of the secondary winding Ns of the transformer T, a voltage doubler capacitor C3, a first synchronous rectification switch element composed of a diode D3 as a rectifier element and a switch element Q3 composed of an N-type MOSFET are connected in series. Connected to form a third series circuit. A second synchronous rectification composed of a diode D4 as a rectifier and a switch element Q4 made of an N-type MOSFET is provided between both ends of the first synchronous rectification switch element, that is, between the drain and source as both ends of the switch element Q3. The switch element and the output capacitor Co are connected in series to form a fourth series circuit. The other end of the voltage doubler capacitor C3 connected to one end of the secondary winding Ns of the transformer T is connected to the cathode of the diode D3, the drain of the switch element Q3, the anode of the diode D4, and the source of the switch element Q4. ing. The cathode of the diode D4 and the drain of the switch element Q4 are connected to one end of the output capacitor Co. The anode of the diode D3 and the source of the switch element Q3 are the other end of the secondary winding Ns of the transformer T and the output capacitor. Connected to the other end of Co. The diodes D3 and D4 are the switch element Q3, a diode built in the switch element Q4, or an externally attached diode. A load RL is connected to both ends of the output capacitor Co.

スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４をオン／オフさせるゲート信号Ｑ１Ｇ〜Ｑ４Ｇを出力する制御部１０は、出力電圧ＰＩ制御部１１と、周波数リミット判定部１２と、ＰＦＭ／ＰＷＭ切替部１３と、１次側ゲート信号生成部１４と、モード切替部１５と、２次側ゲート信号生成部１６と、切替スイッチ１７とで構成されている。２次側ゲート信号生成部１６は、同期整流パルス演算部１６ａと、昇圧動作パルス演算部１６ｂとで構成されている。 The control unit 10 that outputs gate signals Q1G to Q4G for turning on / off the switching elements Q1 to Q4 includes an output voltage PI control unit 11, a frequency limit determination unit 12, a PFM / PWM switching unit 13, and a primary side gate. The signal generation unit 14, the mode switching unit 15, the secondary side gate signal generation unit 16, and the changeover switch 17 are configured. The secondary side gate signal generation unit 16 includes a synchronous rectification pulse calculation unit 16a and a boosting operation pulse calculation unit 16b.

出力電圧ＰＩ制御部１１は、出力コンデンサＣｏに発生する出力電圧を検出する出力電圧検出部としての機能と、出力電圧に応じた周波数指令値を生成する周波数指令値生成部としての機能とを備えている。周波数指令値は、スイッチ素子Ｑ１、Ｑ２をオン／オフさせるスイッチング周波数を変化させて出力電圧が一定になるように制御するＰＦＭ（pulse frequency modulation）制御に用いるものである。ＰＦＭ制御は、スイッチング周波数を共振周波数付近にすると出力電圧が大きくなり、共振周波数から離れると出力電圧が小さくなる特性を利用している。従って、直流電源Ｖｉｎからの入力電圧Ｖｉｎが低くなるほど周波数指令も低くなる。 The output voltage PI control unit 11 has a function as an output voltage detection unit that detects an output voltage generated in the output capacitor Co, and a function as a frequency command value generation unit that generates a frequency command value according to the output voltage. ing. The frequency command value is used for PFM (pulse frequency modulation) control for controlling the output voltage to be constant by changing the switching frequency for turning on / off the switching elements Q1 and Q2. The PFM control uses the characteristic that the output voltage increases when the switching frequency is close to the resonance frequency, and the output voltage decreases when the switching frequency is away from the resonance frequency. Therefore, the lower the input voltage Vin from the DC power supply Vin, the lower the frequency command.

周波数リミット判定部１２は、出力電圧ＰＩ制御部１１によって生成された周波数指令値と所定の周波数リミット値とを比較し、比較結果と共に周波数指令値をＰＦＭ／ＰＷＭ切替部１３とモード切替部１５とに出力する。 The frequency limit determination unit 12 compares the frequency command value generated by the output voltage PI control unit 11 with a predetermined frequency limit value, and outputs the frequency command value together with the comparison result to the PFM / PWM switching unit 13 and the mode switching unit 15. Output to.

ＰＦＭ／ＰＷＭ切替部１３は、周波数リミット判定部１２による比較結果が、周波数指令値が周波数リミット値よりも高いことを示す場合には、出力電圧ＰＩ制御部１１によって生成された周波数指令値をスイッチング周波数とするＰＦＭ制御を１次側ゲート信号生成部１４に指示する。また、ＰＦＭ／ＰＷＭ切替部１３は、周波数リミット判定部１２による比較結果が、周波数指令値が周波数リミット値以下であることを示す場合には、予め設定された固定周波数をスイッチング周波数とするＰＷＭ（pulse width modulation）制御を１次側ゲート信号生成部１４に指示する。 The PFM / PWM switching unit 13 switches the frequency command value generated by the output voltage PI control unit 11 when the comparison result by the frequency limit determination unit 12 indicates that the frequency command value is higher than the frequency limit value. The primary side gate signal generation unit 14 is instructed to perform PFM control for frequency. In addition, when the comparison result by the frequency limit determination unit 12 indicates that the frequency command value is equal to or less than the frequency limit value, the PFM / PWM switching unit 13 uses a PWM (with a preset fixed frequency as a switching frequency). (pulse width modulation) control is instructed to the primary side gate signal generation unit 14.

１次側ゲート信号生成部１４は、ＰＦＭ／ＰＷＭ切替部１３からの指示に基づき、周波数指令値もしくは固定周波数でスイッチ素子Ｑ１とスイッチ素子Ｑ２とを交互にオン／オフさせるゲート信号Ｑ１Ｇ、Ｑ２Ｇを生成して出力する。なお、ゲート信号Ｑ１Ｇ、Ｑ２Ｇは、スイッチ素子Ｑ１とスイッチ素子Ｑ２との両方が同時にオンすることのない様にデッドタイムを有し、オンデューティは、ほぼ５０％に固定されている。 Based on an instruction from the PFM / PWM switching unit 13, the primary-side gate signal generation unit 14 generates gate signals Q1G and Q2G that alternately turn on / off the switch elements Q1 and Q2 at a frequency command value or a fixed frequency. Generate and output. The gate signals Q1G and Q2G have a dead time so that both the switch element Q1 and the switch element Q2 do not turn on at the same time, and the on-duty is fixed at about 50%.

モード切替部１５は、周波数リミット判定部１２による比較結果に基づき、スイッチ素子Ｑ３とスイッチ素子Ｑ４との動作モードを、同期整流動作モードと昇圧動作モードとで切替える。モード切替部１５は、周波数リミット判定部１２による比較結果が、周波数指令値が周波数リミット値よりも高いことを示す場合には、同期整流モードとして、２次側ゲート信号生成部１６の同期整流パルス演算部１６ａにスイッチ素子Ｑ３とスイッチ素子Ｑ４とをオン／オフさせるゲート信号Ｑ３Ｇ、Ｑ４Ｇの生成を指示すると共に、切替スイッチ１７を同期整流パルス演算部１６ａの出力端子側に切替える。また、モード切替部１５は、周波数リミット判定部１２による比較結果が、周波数指令値が周波数リミット値以下であることを示す場合には、昇圧動作モードとして、２次側ゲート信号生成部１６の昇圧動作パルス演算部１６ｂにスイッチ素子Ｑ３とスイッチ素子Ｑ４とをオン／オフさせるゲート信号Ｑ３Ｇ、Ｑ４Ｇの生成を指示すると共に、切替スイッチ１７を昇圧動作パルス演算部１６ｂの出力端子側に切替える。 The mode switching unit 15 switches the operation mode between the switch element Q3 and the switch element Q4 between the synchronous rectification operation mode and the boost operation mode based on the comparison result by the frequency limit determination unit 12. When the comparison result by the frequency limit determination unit 12 indicates that the frequency command value is higher than the frequency limit value, the mode switching unit 15 sets the synchronous rectification pulse of the secondary side gate signal generation unit 16 as the synchronous rectification mode. The calculation unit 16a is instructed to generate the gate signals Q3G and Q4G for turning on and off the switching elements Q3 and Q4, and the changeover switch 17 is switched to the output terminal side of the synchronous rectification pulse calculation unit 16a. In addition, when the comparison result by the frequency limit determination unit 12 indicates that the frequency command value is equal to or lower than the frequency limit value, the mode switching unit 15 sets the boosting operation mode of the secondary side gate signal generation unit 16 as the boosting operation mode. The operation pulse calculation unit 16b is instructed to generate gate signals Q3G and Q4G for turning on / off the switching elements Q3 and Q4, and the changeover switch 17 is switched to the output terminal side of the boosting operation pulse calculation unit 16b.

２次側ゲート信号生成部１６の同期整流パルス演算部１６ａは、スイッチ素子Ｑ１のオン時刻に同期、すなわちダイオードＤ４と同期してスイッチ素子Ｑ４をオンさせるゲート信号Ｑ４Ｇを出力し、スイッチ素子Ｑ２のオン時刻に同期、すなわちダイオードＤ３と同期してスイッチ素子Ｑ３をオンさせるゲート信号Ｑ３Ｇを出力する。これにより、スイッチ素子Ｑ３とスイッチ素子Ｑ４とは、ダイオードＤ３とダイオードＤ４とに電流が流れているタイミングでオンする同期整流素子として機能し、倍電圧用コンデンサＣ３と出力コンデンサＣｏとで倍電圧同期整流回路が構成される。 The synchronous rectification pulse calculation unit 16a of the secondary side gate signal generation unit 16 outputs a gate signal Q4G that turns on the switch element Q4 in synchronization with the ON time of the switch element Q1, that is, in synchronization with the diode D4. A gate signal Q3G for turning on the switch element Q3 is output in synchronization with the ON time, that is, in synchronization with the diode D3. As a result, the switch element Q3 and the switch element Q4 function as a synchronous rectifier element that is turned on at the timing when the current flows through the diode D3 and the diode D4, and the voltage doubler capacitor C3 and the output capacitor Co are double voltage synchronized. A rectifier circuit is configured.

２次側ゲート信号生成部１６の昇圧動作パルス演算部１６ｂは、スイッチ素子Ｑ１のオン時刻に同期、すなわちダイオードＤ４のオンに同期して、通常の同期整流を行うスイッチ素子Ｑ４ではなく、スイッチ素子Ｑ３をオンさせるゲート信号Ｑ３Ｇを出力し、スイッチ素子Ｑ２のオン時刻に同期、すなわちダイオードＤ３のオンに同期して、通常の同期整流を行うスイッチ素子Ｑ３ではなく、スイッチ素子Ｑ４をオンさせるゲート信号Ｑ３Ｇを出力する。トランスＴの１次側には出力電圧の巻数比（ｎ）倍が現れ、Ｖｉｎ−ｎＶ２−Ｖｒｉ（Ｖ２：トランスＴの２次側電圧、Ｖｒｉ：共振コンデンサＣｒｉの電圧）の電圧が共振リアクトルＬｒに印加される。従って、昇圧動作パルス演算部１６ｂによる制御においては、上記のｎＶ２が逆符号で印加され、共振リアクトルＬｒにかかる電圧が大きくなり、トランスＴの１次巻線Ｎｐを流れる１次側電流ＩＬの傾き（ｄｉ／ｄｔ）が増加する。つまり、回路定数の変更がなくても、励磁電流を増加させることができる。 The step-up operation pulse calculation unit 16b of the secondary side gate signal generation unit 16 is not a switching element Q4 that performs normal synchronous rectification in synchronization with the ON time of the switching element Q1, that is, in synchronization with the ON of the diode D4. A gate signal Q3G for turning on Q3 is output and synchronized with the on time of the switch element Q2, that is, the gate signal for turning on the switch element Q4 instead of the switch element Q3 that performs normal synchronous rectification in synchronization with the on state of the diode D3 Q3G is output. The output voltage turns ratio (n) times appears on the primary side of the transformer T, and the voltage of Vin−nV2−Vri (V2: the secondary side voltage of the transformer T, Vri: the voltage of the resonance capacitor Cri) is the resonance reactor Lr. To be applied. Therefore, in the control by the step-up operation pulse calculation unit 16b, the above-described nV2 is applied with the reverse sign, the voltage applied to the resonance reactor Lr increases, and the slope of the primary current IL flowing through the primary winding Np of the transformer T is increased. (Di / dt) increases. That is, the excitation current can be increased without changing the circuit constant.

図２は、昇圧動作モードにおける電流共振型コンバータ１の各部の信号波形及び動作波形が示されている。図２は、上から順に、トランスＴの１次巻線Ｎｐを流れる１次側電流ＩＬ、ゲート信号Ｑ２Ｇ、ゲート信号Ｑ１Ｇ、ゲート信号Ｑ４Ｇ、ゲート信号Ｑ３Ｇ、スイッチ素子Ｇ３を流れる電流Ｉｄ３、スイッチ素子Ｑ４を流れる電流Ｉｄ４が示されている。 FIG. 2 shows signal waveforms and operation waveforms of each part of the current resonance type converter 1 in the step-up operation mode. FIG. 2 shows, in order from the top, the primary current IL flowing through the primary winding Np of the transformer T, the gate signal Q2G, the gate signal Q1G, the gate signal Q4G, the gate signal Q3G, the current Id3 flowing through the switch element G3, and the switch element. A current Id4 flowing through Q4 is shown.

昇圧動作モードにおいて、１次側ゲート信号生成部１４は、ＰＦＭ／ＰＷＭ切替部１３からＰＷＭ制御を指示され、固定周波数でスイッチ素子Ｑ１とスイッチ素子Ｑ２とを交互にオン／オフさせるゲート信号Ｑ１Ｇ、Ｑ２Ｇを生成して出力する。 In the step-up operation mode, the primary-side gate signal generation unit 14 is instructed to perform PWM control from the PFM / PWM switching unit 13, and receives a gate signal Q1G that alternately turns on / off the switch elements Q1 and Q2 at a fixed frequency. Q2G is generated and output.

昇圧動作パルス演算部１６ｂは、ゲート信号Ｑ１Ｇの立ち上がり（時刻ｔ１）に同期させて、ゲート信号Ｑ３Ｇを立ち上げてスイッチ素子Ｑ３をオンさせる。これにより、スイッチ素子Ｑ３に矢印で示す正方向の電流Ｉｄ３が流れ、トランスＴの２次巻線Ｎｓに倍電圧コンデンサＣ３の逆電圧、すなわち２次巻線Ｎｓに発生する電圧と逆極性の電圧が印加される。すると、共振リアクトルＬｒにかかる電圧が上昇し、励磁電流が増加する。 The step-up operation pulse calculator 16b raises the gate signal Q3G and turns on the switch element Q3 in synchronization with the rise (time t1) of the gate signal Q1G. As a result, a positive current Id3 indicated by an arrow flows through the switch element Q3, and a reverse voltage of the voltage doubler capacitor C3, that is, a voltage having a reverse polarity to the voltage generated in the secondary winding Ns, in the secondary winding Ns of the transformer T. Is applied. Then, the voltage applied to the resonance reactor Lr increases, and the excitation current increases.

次に、昇圧動作パルス演算部１６ｂは、ゲート信号Ｑ１ＧがＨｉレベルの間（スイッチ素子Ｑ１がオンの間）の時刻ｔ２に、ゲート信号Ｑ３Ｇを立ち下げてスイッチ素子Ｑ３をオフさせる。これにより、スイッチ素子Ｑ４に矢印で示す正方向の電流Ｉｄ４が流れ、昇圧された所望の出力電圧が得られる。 Next, at the time t2 when the gate signal Q1G is at the Hi level (while the switch element Q1 is on), the boosting operation pulse calculation unit 16b falls the gate signal Q3G to turn off the switch element Q3. As a result, a positive current Id4 indicated by an arrow flows through the switch element Q4, and a boosted desired output voltage is obtained.

時刻ｔ１〜ｔ２のゲート信号Ｑ３ＧのＨｉレベル期間、すなわちスイッチ素子Ｑ３のオン期間は、出力電圧ＰＩ制御部１１によって生成された周波数指令値、すなわち出力電圧に応じて制御される。従って、昇圧動作パルス演算部１６ｂは、入力電圧Ｖｉｎが低くなるほど時刻ｔ１〜ｔ２のゲート信号Ｑ３ＧのＨｉレベル期間が長くなるように制御する。 The Hi level period of the gate signal Q3G from time t1 to t2, that is, the ON period of the switch element Q3 is controlled according to the frequency command value generated by the output voltage PI control unit 11, that is, the output voltage. Therefore, the boosting operation pulse calculation unit 16b performs control so that the Hi level period of the gate signal Q3G at times t1 to t2 becomes longer as the input voltage Vin becomes lower.

次に、昇圧動作パルス演算部１６ｂは、２次側に電流が放出し終わった後、すなわち電流Ｉｄ４が０になる時刻ｔ３から、ゲート信号Ｑ１Ｇが立ち下がりスイッチ素子Ｑ１がオフされる時刻ｔ４までの間に、ゲート信号Ｑ３Ｇを立ち上げてスイッチ素子Ｑ３をオンさせる。そして、昇圧動作パルス演算部１６ｂは、ゲート信号Ｑ１Ｇが立ち下がりスイッチ素子Ｑ１がオフされる時刻ｔ４から、ゲート信号Ｑ２Ｇが立ち上がりスイッチ素子Ｑ２がオンされる時刻ｔ５までのデットタイムの期間にゲート信号Ｑ３Ｇを立ち下げてスイッチ素子Ｑ３をオフさせる。これにより、還流電流を昇圧させて、１次側の電圧共振のエネルギーを確保し、電圧共振を成立させることができる。 Next, the boosting operation pulse calculation unit 16b starts after the current has been released to the secondary side, that is, from time t3 when the current Id4 becomes 0 to time t4 when the gate signal Q1G falls and the switching element Q1 is turned off. During this period, the gate signal Q3G is raised to turn on the switch element Q3. Then, the boosting operation pulse calculation unit 16b receives the gate signal during a dead time period from time t4 when the gate signal Q1G falls and the switch element Q1 is turned off to time t5 when the gate signal Q2G rises and the switch element Q2 is turned on. Q3G is lowered to turn off the switch element Q3. As a result, it is possible to boost the return current, secure the energy of voltage resonance on the primary side, and establish voltage resonance.

次に、昇圧動作パルス演算部１６ｂは、ゲート信号Ｑ２Ｇの立ち上がり（時刻ｔ５）に同期させて、ゲート信号Ｑ４Ｇを立ち上げてスイッチ素子Ｑ４をオンさせる。これにより、スイッチ素子Ｑ４に矢印とは逆の負方向の電流Ｉｄ４が流れ、トランスＴの２次巻線Ｎｓに倍電圧コンデンサＣ３の逆電圧、すなわち２次巻線Ｎｓに発生する電圧と逆極性の電圧が印加される。すると、共振リアクトルＬｒにかかる電圧が上昇し、励磁電流が増加する。 Next, the boosting operation pulse calculation unit 16b raises the gate signal Q4G and turns on the switch element Q4 in synchronization with the rise (time t5) of the gate signal Q2G. As a result, a negative current Id4 opposite to the arrow flows through the switch element Q4, and the reverse voltage of the voltage doubler capacitor C3, that is, the voltage generated in the secondary winding Ns is reversed in the secondary winding Ns of the transformer T. Is applied. Then, the voltage applied to the resonance reactor Lr increases, and the excitation current increases.

次に、昇圧動作パルス演算部１６ｂは、ゲート信号Ｑ２ＧがＨｉレベルの間（スイッチ素子Ｑ２がオンの間）の時刻ｔ６に、ゲート信号Ｑ４Ｇを立ち下げてスイッチ素子Ｑ４をオフさせる。これにより、スイッチ素子Ｑ３に矢印とは逆の負方向の電流Ｉｄ３が流れる。 Next, at time t6 when the gate signal Q2G is at the Hi level (while the switch element Q2 is on), the boosting operation pulse calculation unit 16b causes the gate signal Q4G to fall to turn off the switch element Q4. As a result, a negative current Id3 opposite to the arrow flows through the switch element Q3.

時刻ｔ５〜ｔ６のゲート信号Ｑ４ＧのＨｉレベル期間、すなわちスイッチ素子Ｑ４のオン期間は、出力電圧ＰＩ制御部１１によって生成された周波数指令値、すなわち出力電圧に応じて制御される。従って、昇圧動作パルス演算部１６ｂは、入力電圧Ｖｉｎが低くなるほど時刻ｔ５〜ｔ６のゲート信号Ｑ４ＧのＨｉレベル期間が長くなるように制御する。 The Hi level period of the gate signal Q4G from time t5 to t6, that is, the ON period of the switch element Q4 is controlled according to the frequency command value generated by the output voltage PI control unit 11, that is, the output voltage. Therefore, the boosting operation pulse calculation unit 16b performs control such that the Hi level period of the gate signal Q4G at times t5 to t6 becomes longer as the input voltage Vin becomes lower.

次に、昇圧動作パルス演算部１６ｂは、２次側に電流が放出し終わった後、すなわち電流Ｉｄ３が０になる時刻ｔ７から、ゲート信号Ｑ２Ｇが立ち下がりスイッチ素子Ｑ２がオフされる時刻ｔ８までの間に、ゲート信号Ｑ４Ｇを立ち上げてスイッチ素子Ｑ４をオンさせる。そして、昇圧動作パルス演算部１６ｂは、ゲート信号Ｑ２Ｇが立ち下がりスイッチ素子Ｑ２がオフされる時刻ｔ８から、ゲート信号Ｑ１Ｇが立ち上がりスイッチ素子Ｑ１がオンされる時刻ｔ９までのデットタイムの期間にゲート信号Ｑ４Ｇを立ち下げてスイッチ素子Ｑ４をオフさせる。これにより、還流電流を昇圧させて、１次側の電圧共振のエネルギーを確保し、電圧共振を成立させることができる。 Next, the step-up operation pulse calculation unit 16b starts after the current has been released to the secondary side, that is, from time t7 when the current Id3 becomes 0 to time t8 when the gate signal Q2G falls and the switch element Q2 is turned off. During this period, the gate signal Q4G is raised to turn on the switch element Q4. The step-up operation pulse calculation unit 16b receives the gate signal during a dead time period from time t8 when the gate signal Q2G falls and the switch element Q2 is turned off to time t9 when the gate signal Q1G rises and the switch element Q1 is turned on. Q4G is lowered to turn off the switch element Q4. As a result, it is possible to boost the return current, secure the energy of voltage resonance on the primary side, and establish voltage resonance.

以上説明したように、第１の実施の形態によれば、直流電源Ｖｉｎの両端にスイッチ素子Ｑ１（第１スイッチ素子）とスイッチ素子Ｑ２（第２スイッチ素子）とが接続された第１直列回路と、スイッチ素子Ｑ２の両端に共振リアクトルＬｒとトランスＴの１次巻線Ｎｐと電流共振コンデンサＣｒｉとが接続された第２直列回路と、トランスＴの２次巻線Ｎｓの両端にダイオードＤ３（第１整流素子）及びスイッチ素子Ｑ３（第１同期整流素子）からなる第１同期整流スイッチ素子と倍電圧用コンデンサとが接続された第３直列回路と、スイッチ素子Ｑ３（第１同期整流素子、第１同期整流スイッチ素子）の両端にダイオードＤ４（第２整流素子）とスイッチ素子Ｑ４（第２同期整流素子）とからなる第２同期整流スイッチ素子と出力コンデンサＣｏとが接続された第４直列回路と、出力コンデンサＣｏに発生する出力電圧を検出する出力電圧ＰＩ制御部１１（出力電圧検出部）と、スイッチ素子Ｑ１とスイッチ素子Ｑ２とをオンオフさせる１次側制御を、出力電圧に応じた周波数で交互にオンオフさせるＰＦＭ制御（周波数変調制御）と、固定周波数で交互にオンオフさせるＰＷＭ制御（固定周波数制御）とで切替えるＰＦＭ／ＰＷＭ切替部１３（１次側切替部）と、スイッチ素子Ｑ３とスイッチ素子Ｑ４とをオンオフさせる２次側制御を、ＰＦＭ／ＰＷＭ切替部１３によって１次側制御がＰＦＭ制御に切替えられている場合には、スイッチ素子Ｑ３とスイッチ素子Ｑ４とを同期整流モードでオンオフさせる同期整流制御に切替え、ＰＦＭ／ＰＷＭ切替部１３によって１次側制御がＰＷＭ制御に切替えられている場合には、スイッチ素子Ｑ３とスイッチ素子Ｑ４とを２次巻線Ｎｓに発生する電圧と逆極性の電圧を２次巻線Ｎｓに印加する昇圧動作モードでオンオフさせる昇圧制御に切替えるモード切替部１５（２次側切替部）とを備えている
この構成により、ワイド入力（例えば、６００Ｖ〜２００Ｖ）の全てをカバーするように励磁電流を設定する必要がなく、比較的入力範囲を小さくした高周波トランスの設計ができ、ワイド入力対応でも、よく使用される定格入力時の効率を向上させることができる
例えば、ワイド入力（６００Ｖ〜２００Ｖ）の内、入力電圧Ｖｉｎを６００Ｖ〜４００Ｖまでに狭めて設計し、４００Ｖ以下の入力電圧Ｖｉｎでは出力が出せない特性とする。これにより、低い入力電圧Ｖｉｎに合わせて励磁電流を大きくする必要がない。そして、ＰＦＭ制御の周波数にリミットを設け、そのリミットに達した時に２次側を昇圧動作モードで動作させる。これにより、定格時においては、最適な効率となり、入力電圧Ｖｉｎが低下した場合においても定格電力を出力することができる。 As described above, according to the first embodiment, the first series circuit in which the switch element Q1 (first switch element) and the switch element Q2 (second switch element) are connected to both ends of the DC power supply Vin. And a second series circuit in which the resonant reactor Lr, the primary winding Np of the transformer T, and the current resonant capacitor Cri are connected to both ends of the switch element Q2, and a diode D3 ( A first series rectifying switch element composed of a first rectifying element) and a switching element Q3 (first synchronous rectifying element) and a voltage doubler capacitor, and a switch element Q3 (first synchronous rectifying element, A second synchronous rectification switch element and an output capacitor each comprising a diode D4 (second rectification element) and a switch element Q4 (second synchronous rectification element) at both ends of the first synchronous rectification switch element) A fourth series circuit connected to Co, an output voltage PI control unit 11 (output voltage detection unit) that detects an output voltage generated in the output capacitor Co, and a primary that turns on and off the switch element Q1 and the switch element Q2. PFM / PWM switching unit 13 (primary) that switches the side control between PFM control (frequency modulation control) that alternately turns on and off at a frequency according to the output voltage and PWM control (fixed frequency control) that alternately turns on and off at a fixed frequency Side switching unit), the secondary side control for turning on and off the switching element Q3 and the switching element Q4, and when the primary side control is switched to the PFM control by the PFM / PWM switching unit 13, the switching element Q3 Switching to synchronous rectification control for turning on / off the switch element Q4 in the synchronous rectification mode, the primary side control is performed by the PFM / PWM switching unit 13. In the case of switching to WM control, the switching element Q3 and the switching element Q4 are turned on / off in a boosting operation mode in which a voltage having a polarity opposite to that generated in the secondary winding Ns is applied to the secondary winding Ns. This configuration includes a mode switching unit 15 (secondary side switching unit) that switches to control. With this configuration, it is not necessary to set an excitation current so as to cover all of the wide inputs (for example, 600 V to 200 V). Design of a high-frequency transformer with a small input range, and wide input support, can improve efficiency at rated input, which is often used. For example, among wide inputs (600V to 200V), input voltage Vin is 600V to It is designed to be narrowed down to 400V, and the characteristics are such that no output can be obtained with an input voltage Vin of 400V or less. This eliminates the need to increase the excitation current in accordance with the low input voltage Vin. Then, a limit is set for the frequency of the PFM control, and when the limit is reached, the secondary side is operated in the step-up operation mode. Thereby, it becomes optimal efficiency at the time of rating, and rated power can be output even when the input voltage Vin decreases.

さらに、第１の実施の形態によれば、出力電圧に応じてＰＦＭ制御の周波数を指示する周波数指令値を生成する出力電圧ＰＩ制御部１１（周波数指令値生成部）を備え、ＰＦＭ／ＰＷＭ切替部１３は、周波数指令値が周波数リミット値よりも高い場合に、１次側制御をＰＦＭ制御に切替え、周波数指令値が周波数リミット値以下である場合に、１次側制御をＰＷＭ制御に切替える。
この構成により、ＰＦＭ制御に用いる周波数指令値から入力電圧Ｖｉｎを推定して、ＰＦＭ制御（１次側）＋同期整流制御（２次側）と、ＰＷＭ制御（１次側）＋昇圧制御（２次側）とを切り替えることができる。 Furthermore, according to the first embodiment, the output voltage PI control unit 11 (frequency command value generation unit) that generates a frequency command value that indicates the frequency of the PFM control according to the output voltage is provided, and PFM / PWM switching is performed. The unit 13 switches the primary side control to PFM control when the frequency command value is higher than the frequency limit value, and switches the primary side control to PWM control when the frequency command value is equal to or less than the frequency limit value.
With this configuration, the input voltage Vin is estimated from the frequency command value used for PFM control, and PFM control (primary side) + synchronous rectification control (secondary side), PWM control (primary side) + step-up control (2 Next side).

さらに、第１の実施の形態によれば、同期整流制御では、ダイオードＤ３と同期させてスイッチ素子Ｑ３をオンオフさせると共に、第２整流素子と同期させてスイッチ素子Ｑ４をオンオフさせ、昇圧制御では、ダイオードＤ３のオンに同期させてオンさせたスイッチ素子Ｑ４を、出力電圧に応じたオン期間でオフさせると共に、ダイオードＤ４のオンに同期させてオンさせたスイッチ素子Ｑ３を、出力電圧に応じたオン期間でオフさせる。
この構成により、入力電圧Ｖｉｎが低下しても所望の出力電圧を得ることができる。 Furthermore, according to the first embodiment, in the synchronous rectification control, the switch element Q3 is turned on / off in synchronization with the diode D3, and the switch element Q4 is turned on / off in synchronization with the second rectification element. The switch element Q4 turned on in synchronization with the ON state of the diode D3 is turned off in the ON period corresponding to the output voltage, and the switch element Q3 turned on in synchronization with the ON state of the diode D4 is turned on in accordance with the output voltage. Turn off by period.
With this configuration, a desired output voltage can be obtained even when the input voltage Vin decreases.

さらに、第１の実施の形態によれば、１次側制御では、スイッチ素子Ｑ１とスイッチ素子Ｑ２とを交互にデッドタイムを挟んでオンオフさせ、昇圧制御では、ダイオードＤ３のオン期間終了後にオンさせたスイッチ素子Ｑ４を次のデッドタイムにオフさせ、ダイオードＤ４のオン期間終了後にオンさせたスイッチ素子Ｑ４を次のデッドタイムにオフさせる。
この構成により、還流電流を昇圧させて、１次側の電圧共振のエネルギーを確保し、電圧共振を成立させることができる。 Furthermore, according to the first embodiment, in the primary side control, the switch element Q1 and the switch element Q2 are alternately turned on / off with a dead time interposed therebetween, and in the boost control, the switch DQ3 is turned on after the ON period of the diode D3 ends. The switching element Q4 is turned off at the next dead time, and the switching element Q4 turned on after the ON period of the diode D4 is turned off is turned off at the next dead time.
With this configuration, it is possible to boost the return current, secure the energy of voltage resonance on the primary side, and establish voltage resonance.

（第２の実施の形態）
第２の実施の形態の電流共振型コンバータ１ａは、図３を参照すると、制御部１０ａに、入力電圧Ｖｉｎを検出し、検出した入力電圧Ｖｉｎを予め設定された電圧リミット値と比較する入力電圧検出判定部１８が設けられている。すなわち、第１の実施の形態では、入力電圧Ｖｉｎを出力電圧ＰＩ制御部１１によって生成される周波数指令値によって推定しているのに対し、第２の実施の形態のでは、入力電圧Ｖｉｎを直接検出している点で異なっている。 (Second Embodiment)
Referring to FIG. 3, the current resonance type converter 1 a according to the second embodiment detects an input voltage Vin and compares the detected input voltage Vin with a preset voltage limit value. A detection determination unit 18 is provided. That is, in the first embodiment, the input voltage Vin is estimated by the frequency command value generated by the output voltage PI control unit 11, whereas in the second embodiment, the input voltage Vin is directly set. It is different in that it is detected.

制御部１０ａのＰＦＭ／ＰＷＭ切替部１３は、入力電圧検出判定部１８による比較結果が、入力電圧Ｖｉｎが電圧リミット値よりも高いことを示す場合には、出力電圧ＰＩ制御部１１によって生成された周波数指令値をスイッチング周波数とするＰＦＭ制御を１次側ゲート信号生成部１４に指示する。また、ＰＦＭ／ＰＷＭ切替部１３は、入力電圧検出判定部１８による比較結果が、入力電圧Ｖｉｎが電圧リミット値以下であることを示す場合には、予め設定された固定周波数をスイッチング周波数とするＰＷＭ（pulse width modulation）制御を１次側ゲート信号生成部１４に指示する。 The PFM / PWM switching unit 13 of the control unit 10a is generated by the output voltage PI control unit 11 when the comparison result by the input voltage detection determination unit 18 indicates that the input voltage Vin is higher than the voltage limit value. The primary gate signal generation unit 14 is instructed to perform PFM control using the frequency command value as a switching frequency. Further, when the comparison result by the input voltage detection determination unit 18 indicates that the input voltage Vin is equal to or lower than the voltage limit value, the PFM / PWM switching unit 13 performs PWM using a preset fixed frequency as a switching frequency. (Pulse width modulation) control is instructed to the primary side gate signal generation unit 14.

制御部１０ａのモード切替部１５は、入力電圧検出判定部１８による比較結果に基づき、スイッチ素子Ｑ３とスイッチ素子Ｑ４との動作モードを、同期整流動作モードと昇圧動作モードとで切替える。モード切替部１５は、入力電圧検出判定部１８による比較結果が、入力電圧Ｖｉｎが電圧リミット値よりも高いことを示す場合には、同期整流モードとして、２次側ゲート信号生成部１６の同期整流パルス演算部１６ａにゲート信号Ｑ３Ｇ、Ｑ４Ｇの生成を指示すると共に、切替スイッチ１７を同期整流パルス演算部１６ａの出力端子側に切替える。また、モード切替部１５は、入力電圧検出判定部１８による比較結果が、入力電圧Ｖｉｎが電圧リミット値以下であることを示す場合には、昇圧動作モードとして、２次側ゲート信号生成部１６の昇圧動作パルス演算部１６ｂにゲート信号Ｑ３Ｇ、Ｑ４Ｇの生成を指示すると共に、切替スイッチ１７を昇圧動作パルス演算部１６ｂの出力端子側に切替える。 The mode switching unit 15 of the control unit 10a switches the operation mode between the switch element Q3 and the switch element Q4 between the synchronous rectification operation mode and the boost operation mode based on the comparison result by the input voltage detection determination unit 18. When the comparison result by the input voltage detection determination unit 18 indicates that the input voltage Vin is higher than the voltage limit value, the mode switching unit 15 sets the synchronous rectification mode as the synchronous rectification mode of the secondary side gate signal generation unit 16. The pulse calculation unit 16a is instructed to generate the gate signals Q3G and Q4G, and the changeover switch 17 is switched to the output terminal side of the synchronous rectification pulse calculation unit 16a. Further, when the comparison result by the input voltage detection determination unit 18 indicates that the input voltage Vin is equal to or lower than the voltage limit value, the mode switching unit 15 sets the boosting operation mode to the secondary gate signal generation unit 16. The boost operation pulse calculator 16b is instructed to generate the gate signals Q3G and Q4G, and the changeover switch 17 is switched to the output terminal side of the boost operation pulse calculator 16b.

以上説明したように、第２の実施の形態によれば、直流電源Ｖｉｎからの入力電圧Ｖｉｎを検出する入力電圧検出判定部１８（入力電圧検出部）を備え、ＰＦＭ／ＰＷＭ切替部１３は、入力電圧Ｖｉｎが電圧リミット値よりも高い場合に、１次側制御をＰＦＭ制御に切替え、入力電圧Ｖｉｎが電圧リミット値以下である場合に、１次側制御をＰＷＭ制御に切替える。
この構成により、入力電圧Ｖｉｎに応じて、ＰＦＭ制御（１次側）＋同期整流制御（２次側）と、ＰＷＭ制御（１次側）＋昇圧制御（２次側）とを切り替えることができる。 As described above, according to the second embodiment, the input voltage detection determination unit 18 (input voltage detection unit) that detects the input voltage Vin from the DC power supply Vin is provided, and the PFM / PWM switching unit 13 When the input voltage Vin is higher than the voltage limit value, the primary side control is switched to PFM control, and when the input voltage Vin is less than or equal to the voltage limit value, the primary side control is switched to PWM control.
With this configuration, it is possible to switch between PFM control (primary side) + synchronous rectification control (secondary side), PWM control (primary side) + step-up control (secondary side) according to the input voltage Vin. .

（第３の実施の形態）
第３の実施の形態の電流共振型コンバータ１ｂ、１ｃは、それぞれ図４及び図６を参照すると、２次側をフルブリッジ構成とし、トランスＴの２次巻線Ｎｓの両端には、整流素子であるダイオードＤ３とＮ型ＭＯＳＦＥＴからなるスイッチ素子Ｑ３とで構成された第１同期整流スイッチ素子と、整流素子であるダイオードＤ４とＮ型ＭＯＳＦＥＴからなるスイッチ素子Ｑ４とで構成された第２同期整流スイッチ素子と、整流素子であるダイオードＤ５とＮ型ＭＯＳＦＥＴからなるスイッチ素子Ｑ５とで構成された第３同期整流スイッチ素子と、整流素子であるダイオードＤ６とＮ型ＭＯＳＦＥＴからなるスイッチ素子Ｑ６とで構成された第４同期整流スイッチ素子とからなるブリッジ同期整流回路が接続されている。そして、ブリッジ同期整流回路の出力端子に出力コンデンサＣｏが接続されている。 (Third embodiment)
With reference to FIGS. 4 and 6, respectively, the current resonance type converters 1b and 1c of the third embodiment have a full bridge configuration on the secondary side, and rectifier elements at both ends of the secondary winding Ns of the transformer T. A first synchronous rectification switch element composed of a diode D3 that is a switching element Q3 and an N type MOSFET, and a second synchronous rectification composed of a diode D4 that is a rectification element and a switching element Q4 composed of an N type MOSFET. A switch element, a third synchronous rectification switch element composed of a diode D5 as a rectifier element and a switch element Q5 composed of an N-type MOSFET, and a switch element Q6 composed of a diode D6 as a rectifier element and an N-type MOSFET A bridge synchronous rectifier circuit composed of the fourth synchronous rectifier switch element is connected. An output capacitor Co is connected to the output terminal of the bridge synchronous rectifier circuit.

図４に示す電流共振型コンバータ１ｂでは、ローサイドスイッチであるスイッチ素子Ｑ３とスイッチ素子Ｑ４とをゲート信号Ｑ３Ｇとゲート信号Ｑ４Ｇとでそれぞれオンオフさせる。同期整流モードでは、ダイオードＤ３とダイオードＤ６とに同期してスイッチ素子Ｑ３がオンされ、ダイオードＤ４とダイオードＤ５とに同期してスイッチ素子Ｑ４がオンされる。なお、ハイサイドスイッチであるスイッチ素子Ｑ５とスイッチ素子Ｑ６とをゲート信号Ｑ４Ｇとゲート信号Ｑ３Ｇとでそれぞれオンオフさせるようにしても良い。 In the current resonance type converter 1b shown in FIG. 4, the switch element Q3 and the switch element Q4, which are low-side switches, are turned on and off by the gate signal Q3G and the gate signal Q4G, respectively. In the synchronous rectification mode, the switching element Q3 is turned on in synchronization with the diodes D3 and D6, and the switching element Q4 is turned on in synchronization with the diodes D4 and D5. Note that the switch element Q5 and the switch element Q6, which are high-side switches, may be turned on / off by the gate signal Q4G and the gate signal Q3G, respectively.

図５は、昇圧動作モードにおける電流共振型コンバータ１ｂの各部の信号波形及び動作波形が示されている。図５は、上から順に、トランスＴの１次巻線Ｎｐを流れる１次側電流ＩＬ、ゲート信号Ｑ２Ｇ、ゲート信号Ｑ１Ｇ、ゲート信号Ｑ４Ｇ、ゲート信号Ｑ３Ｇ、スイッチ素子Ｇ３を流れる電流Ｉｄ３、スイッチ素子Ｑ４を流れる電流Ｉｄ４が示されている。
昇圧動作モードでは、スイッチ素子Ｑ１のオンに同期してスイッチ素子Ｑ３がオンされ、スイッチ素子Ｑ２のオンに同期してスイッチ素子Ｑ４がオンされる。スイッチ素子Ｑ３のオン期間と、スイッチ素子Ｑ４のオン期間とは、第１の実施の形態と同様に出力電圧に応じた期間である。これにより、トランスＴの２次巻線Ｎｓに還流電流が流れる。そのため、共振リアクトルＬｒにかかる電圧が上昇するため、励磁電流が増加し、第１の実施の形態と同様の効果を得ることができる。なお、スイッチ素子Ｑ１のオンに同期してスイッチ素子Ｑ６がオンさせ、スイッチ素子Ｑ２のオンに同期して期間スイッチ素子Ｑ５をオンさせても良い。この場合も、スイッチ素子Ｑ６のオン期間と、スイッチ素子Ｑ５のオン期間とは、出力電圧に応じた期間である。 FIG. 5 shows signal waveforms and operation waveforms of each part of the current resonance type converter 1b in the step-up operation mode. FIG. 5 shows, in order from the top, the primary current IL flowing through the primary winding Np of the transformer T, the gate signal Q2G, the gate signal Q1G, the gate signal Q4G, the gate signal Q3G, the current Id3 flowing through the switch element G3, and the switch element. A current Id4 flowing through Q4 is shown.
In the step-up operation mode, the switch element Q3 is turned on in synchronization with the switch element Q1 being turned on, and the switch element Q4 is turned on in synchronization with the switch element Q2 being turned on. The on period of the switch element Q3 and the on period of the switch element Q4 are periods according to the output voltage, as in the first embodiment. As a result, a return current flows through the secondary winding Ns of the transformer T. Therefore, since the voltage applied to the resonant reactor Lr increases, the excitation current increases, and the same effect as in the first embodiment can be obtained. Alternatively, the switch element Q6 may be turned on in synchronization with the switch element Q1 being turned on, and the period switch element Q5 may be turned on in synchronization with the switch element Q2 being turned on. Also in this case, the ON period of the switch element Q6 and the ON period of the switch element Q5 are periods according to the output voltage.

図６に示す電流共振型コンバータ１ｃでは、対角のスイッチ素子Ｑ３及びスイッチ素子Ｑ６をゲート信号Ｑ３Ｇで、対角のスイッチ素子Ｑ４及びスイッチ素子Ｑ５をゲート信号Ｑ４Ｇでそれぞれオンオフさせる。同期整流モードでは、ダイオードＤ３とダイオードＤ６とに同期してスイッチ素子Ｑ３とスイッチ素子Ｑ６とがオンされ、ダイオードＤ４とダイオードＤ５とに同期してスイッチ素子Ｑ４とスイッチ素子Ｑ５がオンされる。 In the current resonance type converter 1c shown in FIG. 6, the diagonal switch elements Q3 and Q6 are turned on and off by the gate signal Q3G, and the diagonal switch elements Q4 and Q5 are turned on and off by the gate signal Q4G. In the synchronous rectification mode, the switch element Q3 and the switch element Q6 are turned on in synchronization with the diode D3 and the diode D6, and the switch element Q4 and the switch element Q5 are turned on in synchronization with the diode D4 and the diode D5.

図７は、昇圧動作モードにおける電流共振型コンバータ１ｂの各部の信号波形及び動作波形が示されている。図７は、上から順に、トランスＴの１次巻線Ｎｐを流れる１次側電流ＩＬ、ゲート信号Ｑ２Ｇ、ゲート信号Ｑ１Ｇ、ゲート信号Ｑ４Ｇ、ゲート信号Ｑ３Ｇ、スイッチ素子Ｇ３を流れる電流Ｉｄ３、スイッチ素子Ｑ４を流れる電流Ｉｄ４が示されている。
昇圧動作モードでは、スイッチ素子Ｑ１のオンに同期してスイッチ素子Ｑ３及びスイッチ素子Ｑ６がオンされ、スイッチ素子Ｑ２のオンに同期してスイッチ素子Ｑ４及びスイッチ素子Ｑ５オンされる。スイッチ素子Ｑ３及びスイッチ素子Ｑ６のオン期間と、スイッチ素子Ｑ４及びスイッチ素子Ｑ５のオン期間とは、第１の実施の形態と同様に出力電圧に応じた期間である。これにより、トランスＴの２次巻線Ｎｓには出力電圧の逆電圧が印加される。そのため、共振リアクトルＬｒにかかる電圧が上昇するため、励磁電流が増加し、第１の実施の形態と同様の効果を得ることができる。なお、昇圧動作モードにおいて、対角のスイッチ素子をオンオフ制御することで、ローサイドもしくはハイサイドのみのスイッチ素子をオンオフ制御するのに比べて、１次側電流ＩＬの傾きがきつくなる。 FIG. 7 shows signal waveforms and operation waveforms of each part of the current resonance type converter 1b in the step-up operation mode. FIG. 7 shows, in order from the top, the primary current IL flowing through the primary winding Np of the transformer T, the gate signal Q2G, the gate signal Q1G, the gate signal Q4G, the gate signal Q3G, the current Id3 flowing through the switch element G3, and the switch element. A current Id4 flowing through Q4 is shown.
In the step-up operation mode, the switch element Q3 and the switch element Q6 are turned on in synchronization with the switch element Q1 being turned on, and the switch element Q4 and the switch element Q5 are turned on in synchronization with the switch element Q2 being turned on. The ON period of the switch element Q3 and the switch element Q6 and the ON period of the switch element Q4 and the switch element Q5 are periods according to the output voltage as in the first embodiment. Thereby, a reverse voltage of the output voltage is applied to the secondary winding Ns of the transformer T. Therefore, since the voltage applied to the resonant reactor Lr increases, the excitation current increases, and the same effect as in the first embodiment can be obtained. In the step-up operation mode, by controlling on / off of the diagonal switch elements, the slope of the primary-side current IL becomes tighter than when the low-side or high-side only switch elements are controlled on / off.

以上の実施の形態で説明された構成、形状、大きさ及び配置関係については本発明が理解・実施できる程度に概略的に示したものにすぎず、また数値及び各構成の組成（材質）等については例示にすぎない。従って本発明は、説明された実施の形態に限定されるものではなく、特許請求の範囲に示される技術的思想の範囲を逸脱しない限り様々な形態に変更することができる。 The configurations, shapes, sizes, and arrangement relationships described in the above embodiments are merely schematically shown to the extent that the present invention can be understood and implemented, and numerical values and compositions (materials) of the respective components. Is merely an example. Therefore, the present invention is not limited to the described embodiments, and can be modified in various forms without departing from the scope of the technical idea shown in the claims.

１、１ａ、１ｂ、１ｃ電流共振型コンバータ
１０、１０ａ制御部
１１出力電圧ＰＩ制御部
１２周波数リミット判定部
１３ＰＦＭ／ＰＷＭ切替部
１４１次側ゲート信号生成部
１５モード切替部１５
１６２次側ゲート信号生成部
１６ａ同期整流パルス演算部
１６ｂ昇圧動作パルス演算部
１７切替スイッチ
１８入力電圧検出判定部
Ｃ１、Ｃ２コンデンサ
Ｃ３倍電圧用コンデンサ
Ｃｏ出力コンデンサ
Ｃｒｉ電流共振コンデンサ
Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４、Ｄ５、Ｄ６ダイオード
Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４スイッチ素子
Ｌｒ共振リアクトル
Ｔトランス
Ｎｐ１次巻線
Ｎｓ２次巻線
ＲＬ負荷
Ｖｉｎ直流電源 1, 1a, 1b, 1c Current resonance converter 10, 10a Control unit 11 Output voltage PI control unit 12 Frequency limit determination unit 13 PFM / PWM switching unit 14 Primary side gate signal generation unit 15 Mode switching unit 15
16 Secondary side gate signal generation unit 16a Synchronous rectification pulse calculation unit 16b Boost operation pulse calculation unit 17 Switch 18 Input voltage detection determination unit C1, C2 Capacitor C3 Voltage doubler capacitor Co Output capacitor Cri Current resonance capacitors D1, D2, D3 , D4, D5, D6 Diodes Q1, Q2, Q3, Q4 Switch element Lr Resonance reactor T Transformer Np Primary winding Ns Secondary winding RL Load Vin DC power supply

Claims

直流電源の両端に第１スイッチ素子と第２スイッチ素子とが接続された第１直列回路と、
前記第１スイッチ素子又は前記第２スイッチ素子の両端に共振リアクトルとトランスの１次巻線と電流共振コンデンサとが接続された第２直列回路と、
前記トランスの２次巻線の両端に第１整流素子と第１同期整流素子とからなる第１同期整流スイッチ素子と倍電圧用コンデンサとが接続された第３直列回路と、
前記第１同期整流スイッチ素子の両端に第２整流素子と第２同期整流素子とからなる第２同期整流スイッチ素子と出力コンデンサとが接続された第４直列回路と、
前記出力コンデンサに発生する出力電圧を検出する出力電圧検出部と、
前記第１スイッチ素子と前記第２スイッチ素子とをオンオフさせる１次側制御を、出力電圧に応じた周波数で交互にオンオフさせる周波数変調制御と、固定周波数で交互にオンオフさせる固定周波数制御とで切替える１次側切替部と、
第１同期整流素子と第２同期整流素子とをオンオフさせる２次側制御を、前記１次側切替部によって前記１次側制御が前記周波数変調制御に切替えられている場合には、同期整流モードでオンオフさせる同期整流制御に切替え、前記１次側切替部によって前記１次側制御が前記固定周波数制御に切替えられている場合には、前記２次巻線に発生する電圧と逆極性の電圧を前記２次巻線に印加する昇圧動作モードでオンオフさせる昇圧制御に切替える２次側切替部とを具備することを特徴とする電流共振型コンバータ。 A first series circuit in which a first switch element and a second switch element are connected to both ends of a DC power supply;
A second series circuit in which a resonant reactor, a primary winding of a transformer, and a current resonant capacitor are connected to both ends of the first switch element or the second switch element;
A third series circuit in which a first synchronous rectification switch element including a first rectification element and a first synchronous rectification element and a voltage doubler capacitor are connected to both ends of the secondary winding of the transformer;
A fourth series circuit in which a second synchronous rectification switch element composed of a second rectification element and a second synchronous rectification element and an output capacitor are connected to both ends of the first synchronous rectification switch element;
An output voltage detection unit for detecting an output voltage generated in the output capacitor;
The primary side control for turning on and off the first switch element and the second switch element is switched between frequency modulation control for alternately turning on and off at a frequency corresponding to an output voltage and fixed frequency control for alternately turning on and off at a fixed frequency. A primary side switching unit;
When the secondary side control for turning on and off the first synchronous rectification element and the second synchronous rectification element is switched to the frequency modulation control by the primary side switching unit, the synchronous rectification mode is set. When the primary side control is switched to the fixed frequency control by the primary side switching unit, a voltage having a polarity opposite to the voltage generated in the secondary winding is set. A current resonance type converter comprising: a secondary side switching unit that switches to boost control that is turned on / off in a boost operation mode applied to the secondary winding.

出力電圧に応じて前記周波数変調制御の周波数を指示する周波数指令値を生成する周波数指令値生成部を具備し、
前記１次側切替部は、前記周波数指令値が周波数リミット値よりも高い場合に、前記１次側制御を前記周波数変調制御に切替え、前記周波数指令値が前記周波数リミット値以下である場合に、前記１次側制御を前記固定周波数制御に切替えることを特徴とする請求項１記載の電流共振型コンバータ。 A frequency command value generating unit that generates a frequency command value indicating the frequency of the frequency modulation control according to an output voltage;
The primary side switching unit switches the primary side control to the frequency modulation control when the frequency command value is higher than a frequency limit value, and when the frequency command value is equal to or less than the frequency limit value, 2. The current resonance type converter according to claim 1, wherein the primary side control is switched to the fixed frequency control.

直流電源からの入力電圧を検出する入力電圧検出部を具備し、
前記１次側切替部は、入力電圧が電圧リミット値よりも高い場合に、前記１次側制御を前記周波数変調制御に切替え、入力電圧が前記電圧リミット値以下である場合に、前記１次側制御を前記固定周波数制御に切替えることを特徴とする請求項１記載の電流共振型コンバータ。 Provided with an input voltage detector that detects the input voltage from the DC power supply,
The primary side switching unit switches the primary side control to the frequency modulation control when the input voltage is higher than the voltage limit value, and when the input voltage is equal to or lower than the voltage limit value, the primary side switch 2. The current resonance type converter according to claim 1, wherein the control is switched to the fixed frequency control.

前記同期整流制御では、前記第１整流素子と同期させて前記第１同期整流素子をオンオフさせると共に、前記第２整流素子と同期させて前記第２同期整流素子をオンオフさせ、
前記昇圧制御では、前記第１整流素子のオンに同期させてオンさせた前記第２同期整流素子を、出力電圧に応じたオン期間でオフさせると共に、前記第２整流素子のオンに同期させてオンさせた前記第１同期整流素子を、出力電圧に応じたオン期間でオフさせることを特徴とする請求項１乃至３のいずれかに記載の電流共振型コンバータ。 In the synchronous rectification control, the first synchronous rectification element is turned on / off in synchronization with the first rectification element, and the second synchronous rectification element is turned on / off in synchronization with the second rectification element,
In the step-up control, the second synchronous rectifier element that is turned on in synchronization with the first rectifier element being turned on is turned off in an on period corresponding to an output voltage, and is synchronized with the second rectifier element being turned on. 4. The current resonance type converter according to claim 1, wherein the first synchronous rectifier element that is turned on is turned off in an on period corresponding to an output voltage. 5.

前記１次側制御では、前記第１スイッチ素子と前記第２スイッチ素子とを交互にデッドタイムを挟んでオンオフさせ、
前記昇圧制御では、前記第１整流素子のオン期間終了後にオンさせた前記第２同期整流素子を次のデッドタイムにオフさせ、前記第２整流素子のオン期間終了後にオンさせた前記第１同期整流素子を次のデッドタイムにオフさせることを特徴とする請求項１乃至４のいずれかに記載の電流共振型コンバータ。 In the primary side control, the first switch element and the second switch element are alternately turned on and off with a dead time therebetween,
In the step-up control, the second synchronous rectifying element turned on after the ON period of the first rectifying element is turned off at the next dead time, and the first synchronous rectifying element turned on after the ON period of the second rectifying element is turned on. 5. The current resonance type converter according to claim 1, wherein the rectifying element is turned off at the next dead time.

直流電源の両端に第１スイッチ素子と第２スイッチ素子とが接続された第１直列回路と
前記第１スイッチ素子又は前記第２スイッチ素子の両端に共振リアクトルとトランスの１次巻線と電流共振コンデンサとが接続された第２直列回路と、
４個の同期整流素子がブリッジ接続され、入力端子が前記トランスの２次巻線の両端に接続されたブリッジ同期整流回路と、
前記ブリッジ同期整流回路の出力端子に接続された出力コンデンサと、
前記出力コンデンサに発生する出力電圧を検出する出力電圧検出部と、
前記第１スイッチ素子と前記第２スイッチ素子とをオンオフさせる１次側制御を、出力電圧に応じた周波数で交互にオンオフさせる周波数変調制御と、固定周波数で交互にオンオフさせる固定周波数制御とで切替える１次側切替部と、
前記ブリッジ同期整流回路の前記同期整流素子をオンオフさせる２次側制御を、前記１次側切替部によって前記１次側制御が前記周波数変調制御に切替えられている場合には、同期整流モードでオンオフさせる同期整流制御に切替え、前記１次側切替部によって前記１次側制御が前記固定周波数制御に切替えられている場合には、前記２次巻線に発生する電圧と逆極性の電圧を前記２次巻線に印加する昇圧動作モードでオンオフさせる昇圧制御に切替える２次側切替部とを具備することを特徴とする電流共振型コンバータ。 A first series circuit in which a first switch element and a second switch element are connected to both ends of a DC power source, a resonant reactor, a primary winding of a transformer, and current resonance at both ends of the first switch element or the second switch element A second series circuit connected to the capacitor;
A bridge synchronous rectifier circuit in which four synchronous rectifier elements are bridge-connected, and input terminals are connected to both ends of the secondary winding of the transformer;
An output capacitor connected to the output terminal of the bridge synchronous rectifier circuit;
An output voltage detection unit for detecting an output voltage generated in the output capacitor;
The primary side control for turning on and off the first switch element and the second switch element is switched between frequency modulation control for alternately turning on and off at a frequency corresponding to an output voltage and fixed frequency control for alternately turning on and off at a fixed frequency. A primary side switching unit;
The secondary side control for turning on and off the synchronous rectification element of the bridge synchronous rectification circuit is turned on and off in the synchronous rectification mode when the primary side control is switched to the frequency modulation control by the primary side switching unit. When the primary side switching unit is switched to the fixed frequency control by the primary side switching unit, a voltage having a polarity opposite to that of the voltage generated in the secondary winding is set to 2 A current resonance type converter comprising: a secondary side switching unit that switches to a boost control that is turned on / off in a boost operation mode applied to a next winding.

前記ブリッジ同期整流回路は、前記トランスの２次巻線の両端に第１整流素子と第１同期整流素子とからなる第１同期整流スイッチ素子と第２整流素子と第２同期整流素子とからなる第２同期整流スイッチ素子とが接続された第３直列回路を備え、
前記昇圧動作モードでは、前記２次側切替部は、前記第１スイッチ素子のオンに同期して前記第１同期整流素子をオンして、前記２次巻線を前記第２整流素子経由で短絡させ、前記第２スイッチ素子のオンに同期して前記第２同期整流素子をオンして、前記２次巻線を前記第１整流素子経由で短絡させることを特徴とする請求項６記載の電流共振型コンバータ。 The bridge synchronous rectifier circuit includes a first synchronous rectifier switch element, a second rectifier element, and a second synchronous rectifier element that are composed of a first rectifier element and a first synchronous rectifier element at both ends of the secondary winding of the transformer. A third series circuit connected to the second synchronous rectification switch element;
In the step-up operation mode, the secondary side switching unit turns on the first synchronous rectifying element in synchronization with the turning on of the first switching element, and short-circuits the secondary winding via the second rectifying element. 7. The current according to claim 6, wherein the second synchronous rectifier is turned on in synchronization with the second switch element being turned on, and the secondary winding is short-circuited via the first rectifier. Resonant type converter.