JP6453039B2 - 電力制御装置及び画像形成装置 - Google Patents

Description

この発明は、電力制御装置及び画像形成装置に関し、例えば、定着器のヒーターに流れる電流を制御する電力制御装置を搭載した画像形成装置に関する。

従来の画像形成装置では、トナー像を現像して媒体に転写し、定着器を用いて当該媒体に熱及び圧力を加え、当該媒体にトナー像を定着させる処理が行われる。

そして、その定着器には、熱源としてのヒーターが備えられており、当該ヒーターには加熱のための電力供給がなされる。そして、従来の定着器のヒーターに供給する電力制御を行う電力制御装置としては、例えば特許文献１の記載技術がある。

特許文献１の記載技術では、トライアックによる位相制御により電力制御を行っていた。

特開２０１１−１３５８６号公報

しかしながら、従来、トライアックによる位相制御を行う電力制御装置では、トライアックをオンする時に大きな突入電流が流れる為、突入電流の緩和のために、チョークコイルを実装する必要があった。また、従来、トライアックによる位相制御を行う電力制御装置では、チョークコイルを実装した場合、コイルに流れる電流が大きくなるとコイルから音鳴りが発生する場合があった。

また、従来トライアックによる位相制御を行う電力制御装置では、突入電流が流れる時に伝導ノイズが大きくなる。したがって、このような電力制御装置を画像形成装置に適用した場合、印刷時には位相制御を行う為にはインダクタンス値の大きなチョークコイルを実装する等しなければならず、小型化等の実装上の制約がある場合に印刷時には位相制御を利用出来ない等の問題があった。

以上のような問題に鑑みて、省スペースでヒーターを安定的に動作させることができる電力制御装置及び画像形成装置が望まれている。

第１の本発明は、ヒーターに供給する電力を制御する電力制御装置において、（１）シリコンカーバイトパワーＭＯＳＦＥＴを用いて、商用交流電源から前記ヒーターへの電力供給をスイッチングするスイッチング手段と、（２）前記商用交流電源のゼロクロスタイミングと同期したタイミングの駆動パルスを取得する駆動パルス取得手段と、（３）前記駆動パルスで、前記スイッチング手段の前記シリコンカーバイトパワーＭＯＳＦＥＴを駆動する駆動手段と、（４）第１のラインと第２のラインの間に電源を供給するＤＣ電源とを備え、（５）前記駆動手段は、第１のトランジスタと、第２のトランジスタと、遅延回路とを備え、前記第１のトランジスタは前記駆動パルスの立ち上がり時に前記遅延回路を介した前記駆動パルスに基づくゲートドライブ信号を前記シリコンカーバイトパワーＭＯＳＦＥＴに供給し、前記第２のトランジスタは前記駆動パルスの立下り時に前記遅延回路を介さない前記駆動パルスに基づくゲートドライブ信号を前記シリコンカーバイトパワーＭＯＳＦＥＴに供給し、（６）前記駆動パルスは、前記商用交流電源の２倍の周波数で、且つ、オンデューティが可変であり、（７）前記第１のトランジスタは、ベースとは異なる端子で、前記第１のラインと前記第２のトランジスタとの間に接続されており、（８）前記第２のトランジスタは、ベースとは異なる端子で、前記第２のラインと前記第１のトランジスタとの間に接続されており、、（９）前記遅延回路は、前記第１のトランジスタのベースと前記第２のトランジスタのベース間に接続された抵抗と、前記抵抗の前記第２のトランジスタ側の端子と前記第２のラインとの間に接続されたコンデンサを有し、（１０）前記第１のトランジスタのベースと前記遅延回路の前記抵抗との間の接続点に前記駆動パルスが供給されており、（１１）前記第１のトランジスタと前記第２のトランジスタとの間の接続点から前記シリコンカーバイドパワーＭＯＳＦＥＴ側へゲートドライブ信号を供給することを特徴とする。

第２の本発明は、ヒーターを用いて、現像剤像が転写された媒体を定着させる定着部と、前記ヒーターに供給する電力を制御する電力制御装置とを備える画像形成装置において、前記電力制御装置として第１の本発明の電力制御装置を適用したことを特徴とする画像形成装置。

本発明によれば、省スペースでヒーターを安定的に動作させる電力制御装置及び画像形成装置を提供することができる。

第１の実施形態に係る低圧電源（電源制御装置）の回路構成の例について示した図である。 第１の実施形態に係る画像形成装置の概略断面図である。 第１の実施形態に係る画像形成装置の制御系の機能的構成について示したブロック図である。 第１の実施形態に係る低圧電源内部の各点を測定した波形について示した説明図である。 第１の実施形態に係るトランジスタ（ＳｉＣ ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ）の各端子に係る各波形の観測結果を示した図である。 第１の実施形態に係るトランジスタ（ＳｉＣ ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ）の特性を計測器（カーブトレーサ）で観測した波形を示した図である。 第１の実施形態に係るトランジスタに係る各波形をＰＷＭ信号のオンデューティごとに観測した観測結果を示した図（その１）である。 第１の実施形態に係るトランジスタに係る各波形をＰＷＭ信号のオンデューティごとに観測した観測結果を示した図（その２）である。 第１の実施形態に係るトランジスタに係る各波形をＰＷＭ信号のオンデューティごとに観測した観測結果を示した図（その３）である。 第１の実施形態に係るトランジスタに係る各波形をＰＷＭ信号のオンデューティごとに観測した観測結果を示した図（その４）である。 第１の実施形態に係るトランジスタに係る各波形をＰＷＭ信号のオンデューティごとに観測した観測結果を示した図（その５）である。 第１の実施形態に係るトランジスタに係る各波形をＰＷＭ信号のオンデューティごとに観測した観測結果を示した図（その６）である。 第１の実施形態に係るトランジスタに係る各波形をＰＷＭ信号のオンデューティごとに観測した観測結果を示した図（その１）である。 第１の実施形態に係るトランジスタに係る各波形をＰＷＭ信号のオンデューティごとに観測した観測結果の一部を拡大して示した図（その１）である。 第１の実施形態に係るトランジスタに係る各波形をＰＷＭ信号のオンデューティごとに観測した観測結果の一部を拡大して示した図（その２）である。 第１の実施形態に係るトランジスタに係る各波形をＰＷＭ信号のオンデューティごとに観測した観測結果の一部を拡大して示した図（その３）である。 第２の実施形態に係る低圧電源（電源制御装置）の回路構成の例について示した図である。 第２の実施形態に係るトランジスタ（ＩＧＢＴ絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）の特性を計測器（カーブトレーサ）で観測した波形を示した図である。 第２の実施形態に係るトランジスタに係る各波形をＰＷＭ信号のオンデューティごとに観測した観測結果を示した図（その１）である。 第２の実施形態に係るトランジスタに係る各波形をＰＷＭ信号のオンデューティごとに観測した観測結果を示した図（その２）である。 第２の実施形態に係るトランジスタに係る各波形をＰＷＭ信号のオンデューティごとに観測した観測結果を示した図（その３）である。 第２の実施形態に係るトランジスタに係る各波形をＰＷＭ信号のオンデューティごとに観測した観測結果を示した図（その４）である。 第２の実施形態に係るトランジスタに係る各波形をＰＷＭ信号のオンデューティごとに観測した観測結果を示した図（その５）である。 第２の実施形態に係るトランジスタに係る各波形をＰＷＭ信号のオンデューティごとに観測した観測結果を示した図（その６）である。 第２の実施形態のヒーターに係る伝導ノイズ測定結果をＰＷＭ信号のオンデューティごとに測定した測定結果を示す図（その１）である。 第２の実施形態のヒーターに係る伝導ノイズ測定結果をＰＷＭ信号のオンデューティごとに測定した測定結果を示す図（その２）である。 第２の実施形態のヒーターに係る伝導ノイズ測定結果をＰＷＭ信号のオンデューティごとに測定した測定結果を示す図（その３）である。 第２の実施形態のヒーターに係る伝導ノイズ測定結果をＰＷＭ信号のオンデューティごとに測定した測定結果を示す図（その４）である。 第２の実施形態のヒーターに係る伝導ノイズ測定結果をＰＷＭ信号のオンデューティごとに測定した測定結果を示す図（その５）である。 第２の実施形態のヒーターに係る伝導ノイズ測定結果をＰＷＭ信号のオンデューティごとに測定した測定結果を示す図（その６）である。 第１の実施形態の変形例に係る低圧電源（電源制御装置）の回路構成の例について示した図である。 第２の実施形態の変形例に係る低圧電源（電源制御装置）の回路構成の例について示した図である。

（Ａ）第１の実施形態
以下、本発明による電力制御装置及び画像形成装置の第１の実施形態を、図面を参照しながら詳述する。

（Ａ−１）第１の実施形態の構成
図２は、この実施形態のカラー印刷可能であり、高圧電源装置２６３を備える画像形成装置１０１の概略断面図である。

画像形成装置１０１は、ブラック（Ｋ）、イエロー（Ｙ）、マゼンタ（Ｍ）、シアン（Ｃ）のそれぞれのトナー色のトナー剤を用いてでカラー印刷可能であるものとする。

画像形成装置１０１は、それぞれのトナー色に対応する現像器１０２Ｋ、１０２Ｙ、１０２Ｍ、１０２Ｃを有している。

現像器１０２Ｋ、１０２Ｙ、１０２Ｍ、１０２Ｃはそれぞれ、感光体ドラム１３２Ｋ、１３２Ｙ、１３２Ｍ、１３２Ｃに接した帯電ローラ１３６Ｋ、１３６Ｙ、１３６Ｍ、１３６Ｃによって一様に帯電される。帯電された感光体ドラム１３２Ｋ、１３２Ｙ、１３２Ｍ、１３２Ｃは、ＬＥＤヘッド１０３Ｋ、１０３Ｙ、１０３Ｍ、１０３Ｃの発光によって潜像を形成される。現像器１０２Ｋ、１０２Ｙ、１０２Ｍ、１０２Ｃ内の供給ローラ１３３Ｋ、１３３Ｙ、１３３Ｍ、１３３Ｃが現像ローラ１３４Ｋ、１３４Ｙ、１３４Ｍ、１３４Ｃにトナーを供給する。そして、現像ブレード１３５Ｋ、１３５Ｙ、１３５Ｍ、１３５Ｃにより現像ローラ１３４Ｋ、１３４Ｙ、１３４Ｍ、１３４Ｃ表面に一様にトナー層を形成され、感光体ドラム１３２Ｋ、１３２Ｙ、１３２Ｍ、１３２Ｃ上にトナー像が現像される。

クリーニングブレード１３７Ｋ、１３７Ｙ、１３７Ｍ、１３７Ｃは転写後の残トナーをクリーニングする。トナーカートリッジ１０４Ｋ、１０４Ｙ、１０４Ｍ、１０４Ｃは現像器１０２Ｋ、１０２Ｙ、１０２Ｍ、１０２Ｃに着脱可能に取り付けられ、内部のトナーを対応する現像器１０２Ｋ、１０２Ｙ、１０２Ｍ、１０２Ｃに供給可能な構造になっている。

転写ローラ１０５Ｋ、１０５Ｙ、１０５Ｍ、１０５Ｃは転写ベルト１０８裏面から転写ニッブＰにバイアスが印加可能に配置される。

転写ベルト駆動ローラ１０６、転写ベルト従動ローラ１０７は転写ベルト１０８を張架しローラの駆動によって用紙Ｐを搬送可能となっている。

転写ベルトクリーニングブレード１１１は転写ベルト１０８上のトナーを掻き落とせるようになっていて転写ベルトクリーナ一容器１１２には掻き落とされたトナーが収容される。

用紙カセット１１３は画像形成装置１０１に着脱可能に取り付けられ用紙が積載される。ホッピングローラ１１４は転写媒体である用紙Ｐを用紙カセット１１３から搬送する。

レジストローラ１１６および１１７は用紙Ｐを転写ベルト１０８に所定のタイミングで搬送する。

定着器１１８は用紙Ｐのトナー像を熱と加圧によって定着する。用紙ガイド１１９は用紙を排紙トレー１２０にフェースダウンで排出する。

定着器１１８は、熱源としての定着器ヒーター２５９、サーミスタ２６５、加熱ローラ１１８ａ、及び押圧ローラ１１８ｂを有している。定着器１１８では、定着器ヒーター２５９により加熱され加熱ローラ１１８ａと押圧ローラ１１８ｂとの間で用紙Ｐを挟み込みながら搬送することにより、用紙Ｐに転写されたトナー像を定着させる。また、定着器１１８は、加熱ローラ１１８ａの温度検知手段として、サーミスタ２６５を有している。定着器１１８はプリンタエンジン制御部２５３からの信号により低圧電源２６０から制御される。

用紙検出センサ１４０は接触または非接触で用紙Ｐの通過を検知する。

図３は画像形成装置の制御系の構成について示したブロック図である。

画像形成装置１０１は、制御系の構成要素として、ホストインターフェース部２５０、コマンド／画像処理部２５１、ＬＥＤヘッドインターフェース部２５２、及びプリンタエンジン制御部２５３を有している。また、画像形成装置１０１は、各ローラ等を回転駆動するモータとして、ホッピングモータ２５４、レジストモータ２５５、ベルトモータ２５６、定着器ヒーターモータ２５７、及びドラムモータ２５８を有している。さらに、画像形成装置１０１は、電源として、高圧発生部２８０及び低圧電源２６０を有している。

ホストインターフェース部２５０はコマンド／画像処理部２５１にデータを送受信する。

コマンド画像処理部２５１はＬＥＤヘッドインターフェース部２５２に画像データを出力する。

ＬＥＤヘッドインターフェース部２５２はプリンタエンジン制御部２５３によってヘッド駆動パルス等を制御され、ＬＥＤヘッド１０３Ｋ、１０３Ｙ、１０３Ｍ、１０３Ｃを発光させる。

プリンタエンジン制御部２５３は高圧発生部２８０に信号を送り高圧を発生させ、ブラック現像器１０２Ｋ、イエロー現像器１０２Ｙ、マゼンタ現像器１０２Ｍ、シアン現像器１０２Ｃの帯電ローラ１３６Ｋ、１３６Ｙ、１３６Ｍ、１３６Ｃおよび、現像ローラ１３４Ｋ、１３４Ｙ、１３４Ｍ、１３４Ｃにバイアスを印加すると共に転写ローラ１０５Ｋ、１０５Ｙ、１０５Ｍ、１０５Ｃにバイアスを印加する。

用紙検出センサ１４０は前記転写バイアスの発生タイミングを調整する為に用いられる。

プリンタエンジン制御部２５３はホッピングモータ２５４、レジストモータ２５５、ベルトモータ２５６、定着器ヒーターモータ２５７、ドラムモータ２５８を所定のタイミングで駆動する。

定着器ヒーター２５９は低圧電源２６０から出力される信号およびサーミスタ２６５の検出値に応じてプリンタエンジン制御部２５３によって温度制御される。

次に、低圧電源２６０内部の回路構成の例について図１を用いて説明する。

低圧電源２６０には、回路を構成する要素として、２４ＶのＤＣ電源からフローティングの２８Ｖの電圧を生成するＤＣ−ＤＣコンバータ３０１、ゲートドライブ回路３０２、スイッチ手段３２５、スイッチ３３９、コモンモードチョークコイル３３８、コンデンサ３４１、３４２、３４３、交流のゼロクロス検出回路３３７、フォトカプラ３２８、コンデンサ３３５、ブリッジダイオード３３６、スイッチング手段３３４、トランス３３３、整流回路３３２、２４Ｖの直流を５Ｖの直流に変換するＤＣ−ＤＣコンバータ３３１、２４ＶのＤＣ出力３２９、及び５ＶのＤＣ出力３３０を有している。また、低圧電源２６０には、電源として商用の１００Ｖ交流電源３４０が接続されているものとする。さらに、低圧電源２６０では、スイッチング手段３３４に係るヒーター（電力供給先の負荷）として、５００ワットのハロゲンヒーター３２７（定着器ヒーター２５９を構成する熱源）が接続されているものとする。さらに、低圧電源２６０では、２４ＶのＤＣ出力３２９、及び５ＶのＤＣ出力３３０に係る電力供給先として、プリンタエンジン制御部２５３が接続されているものとする。

また、ゲートドライブ回路３０２は、図１に示す部品を有する。具体的には、ゲートドライブ回路３０２は、フォトカプラ３０３、５．１ｋΩ抵抗３０４、ＮＰＮトランジスタ３０５、５．１ｋΩ抵抗３０６、遅延回路３０７（１００ｋΩ抵抗３０８と３３００ｐＦコンデンサ３０９で構成）、ＮＰＮトランジスタ３１０、ＰＮＰトランジスタ３１１、５．１ｋΩ抵抗３１２、２．７ｋΩ抵抗３１３、１０Ｖのツェナーダイオード３１４、３００Ω抵抗３１５、２０Ｖのツェナーダイオード３１６、１０Ｖツェナーダイオード３１７、３００Ω抵抗３１８、３１９ツェナーダイオード２０Ｖ、３２０ツェナーダイオード１０Ｖを有している。

スイッチ手段３２５は、２つのＳｉＣ ＭＯＳＦＥＴ（シリコンカーバイトパワーＭＯＳＦＥＴ）を用いて構成されている。具体的には、この実施形態のスイッチ手段３２５は、ＳｉＣ ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ（以下、単に「ＭＯＳＦＥＴ」と呼ぶ）３２１、３２３で構成されているものとする。なお、この実施形態では、ＳＩＣ ＮチャンネルのＭＯＳＦＥＴ３２１、３２３として、それぞれ、ダイオードが内蔵されたＲＯＨＭ製ＳＣＴ２０８０ＫＥを適用した。そのため図１に示すＭＯＳＦＥＴ３２１、３２３には、それぞれダイオード３２２、３２４がつけられている。

また、スイッチ手段３２５では、図１に示すように、２つのＭＯＳＦＥＴ３２１、３２３が互いの導通方向が逆向きになるように接続されている。

（Ａ−２）第１の実施形態の動作
次に、以上のような構成を有する第１の実施形態の画像形成装置１０１の動作を説明する。

まず、画像形成装置１０１の全体の動作について、図２、図３を用いて説明する。

まず、画像形成装置１０１が、不図示の外部機器から、ホストインターフェース部２５０を介してＰＤＬ（Ｐａｇｅ Ｄｅｓｃｒｉｐｔｉｏｎ Ｌａｎｇｕａｇｅ）等で記述された印刷データを受信したものとする。

印刷データはコマンド／画像処理部２５１によってビットマップデータに変換される。そして、画像形成装置１０１は定着器１１８の熱定着ローラをサーミスタ２６５の検知値に応じて定着器ヒーター２５９を制御することにより所定の温度にした後、印字動作を開始する。

そして、給紙カセット１１３にセットされた用紙Ｐがホッピングローラ１１４で繰り出され給紙される。以後、画像形成動作に同期したタイミングでレジストローラ１１６および１１７によって用紙Ｐは転写ベルト１０８上に搬送される。

そして、電子写真プロセスにより現像器内の感光体ドラム１３２Ｋ、１３２Ｙ、１３２Ｍ、１３２Ｃにトナー像が形成される。この時、前記ビットマップデータに応じてＬＥＤヘッド１０３Ｋ、１０３Ｍ、１０３Ｙ、１０３Ｃが点灯される。そして、現像器１０２Ｋ、１０２Ｙ、１０２Ｍ、１０２Ｃによって現像されたトナー像は転写ベルト１０８上を搬送される用紙Ｐに転写ローラ１０５Ｋ、１０５Ｙ、１０５Ｍ、１０５Ｃに印加されたバイアスによって用紙Ｐに転写される。用紙は４色のトナー像が転写された後、定着器１１８によって定着され排紙される。

次に、低圧電源２６０の動作概要について説明する。

１００Ｖ交流電源３４０（商用交流電源１００Ｖ／５０Ｈｚ）は、ＡＣスイッチ３３９をオンすることにより低圧電源２６０に供給される。

そして、低圧電源２６０では、コンデンサ３４１、３４２、３４３およびコモンモードチョークコイル３３８により電源ライン（１００Ｖ交流電源３４０）からのノイズが除去される。

ゼロクロス検出回路３３７は、ＡＣ１００Ｖのゼロクロスタイミングで、パルスを出力する。

ゼロクロス検出回路３３７から出力されたパルスはフォトカブラ３２８で絶縁された信号としてプリンタエンジン制御部２５３へ入力される。またＡＣ１００Ｖはブリッジダイオード３３６、コンデンサ３３５でＤＣ１４０Ｖの直流に整流され、スイッチング手段３３４とトランス３３３により変圧され整流回路３３２により２４Ｖの直流に変換される。以上の構成は一般的なスイッチング電源である。

さらに、整流回路３３２から出力される２４Ｖの直流は、ＤＣ−ＤＣコンバータ３３１により５Ｖに降圧される。そして、この２系統の電源（２４Ｖと５Ｖの直流電源）がプリンタエンジン制御部２５３及びモータ等（図１では図示を省略）に供給されることになる。

また、整流回路３３２から出力される２４Ｖの直流は、ＤＣ−ＤＣコンバータ３０１にも供給される。ＤＣ−ＤＣコンバータ３０１は昇圧型のＤＣ−ＤＣコンバータであり、２４Ｖの直流を、図示しないスイッチング手段によりＡＣに変換し、図示しないトランスにより昇圧し、再度整流して２８Ｖの直流に変換する構成であるものとする。ＤＣ−ＤＣコンバータ３０１では、上述のトランスにより１次、２次間が絶縁されておりフローティング電源を構成しているものとする。

ＭＯＳＦＥＴ３２１とＭＯＳＦＥＴ３２３とは、互いにソース側（ソース端子）を接続されＡＣ１００Ｖをオンオフする構成となっている。ＭＯＳＦＥＴ３２１とＭＯＳＦＥＴ３２３のゲート端子には等価な信号が入力される。したがって、一方のＭＯＳＦＥＴでゲートがオン状態となった場合は、当該ＭＯＳＦＥＴのドレインとソース間に電流が流れ、他方のＭＯＳＦＥＴは内蔵還流ダイオード（３２２もしくは３２４）に電流が流れることによりハロゲンヒーター３２７に電流を流すことになる。

ＭＯＳＦＥＴ３２１とＭＯＳＦＥＴ３２３の接続点であるソース端子の電位は、ＡＣ１００Ｖ（１００Ｖ交流電源３４０）の電圧に応じて変動する。

よって、ＭＯＳＦＥＴ３２１、３２３のゲート電位をコントロールする為には、ソース電位相対のゲート電圧を入力する必要がある。ＭＯＳＦＥＴ３２１、３２３のソース電位及びゲート電位は、ゲートドライブ回路３０２によりコントロールされる。

次に、ゲートドライブ回路３０２内部の動作について説明する。

ＤＣ−ＤＣコンバータ３０１から出力される２８Ｖの電圧は抵抗３１２、１０Ｖツェナーダイオードの両者を介して電流が流れることによりＭＯＳＦＥＴ３２１、３２３のソース電位に対しての相対電圧で＋１８Ｖ〜−１０Ｖ程度の電圧がゲートドライブ回路に供給することが可能となる。

プリンタエンジン制御部２５３から出力される駆動パルスとしてのＰＷＭ信号（パルス幅変調信号）はフォトカプラ３０３により絶縁され、ＮＰＮトランジスタ３０５のベースをドライブする。

ＮＰＮトランジスタ３０５のコレクタからＮＰＮトランジスタ３１０、ＰＮＰトランジスタ３１１に入力される信号は３０７遅延回路（１００ｋΩ抵抗３０８と３３００ｐＦコンデンサ３０９）により遅延され、ＮＰＮトランジスタ３１０とＰＮＰトランジスタ３１１のエミッタからゲートドライブ信号として抵抗３１５および３１８を介してＭＯＳＦＥＴ３２１、３２３のゲートに信号が入力される。

次に、ゲートドライブ回路３０２及びスイッチ手段３２５（ＭＯＳＦＥＴ３２１、３２３）に係る各信号について図４を用いて説明する。図４は、低圧電源２６０で発生（出力）する各出力について示したタイミングチャート（波形）の例である。

図４（ａ）は、１００Ｖ交流電源３４０から出力されるＡＣ１００Ｖの波形、及び、ＡＣ１００の波形のうちスイッチ手段３２５からハロゲンヒーター３２７に供給される電圧の波形（ハッチが付された所定の位相角の間の波形）である。図４（ｂ）は、ゼロクロス検出回路３３７から出力されるゼロクロス信号の波形である。図４（ｃ）はプリンタエンジン制御部２５３から、ゲートドライブ回路３０２に供給されるＰＷＭ信号（パルス幅調整信号）である。さらに、図４（ｄ）は、ＭＯＳＦＥＴ３２１、３２３のゲートに供給される信号（以下、「ゲート駆動信号」と呼ぶ）の波形である。

図４に示すように、ゼロクロス検出回路３３７から出力されるゼロクロス信号のパルス（図４（ｂ））を基準として、ゼロクロス信号の周波数（商用ＡＣ１００Ｖ／５０Ｈｚの場合は１００Ｈｚ、６０Ｈｚの場合は１２０Ｈｚ）のＰＷＭ信号がプリンタ制御部２５３から出力されるものとする。すなわち、プリンタ制御部２５３では、ゼロクロス信号のパルス（周波数）に同期した任意のデューティのパルスを生成し、ＰＷＭ信号（図４（ｃ）参照）として、低圧電源２６０（ゲートドライブ回路３０２）に還流する。プリンタ制御部２５３で、ゼロクロス信号のパルスに基づいてＰＷＭ信号を生成するための回路については種々の構成を適用することができる。プリンタ制御部２５３では、ＰＷＭ信号は商用周波数と同期を取る為にゼロクロス信号によりタイミングが補正される。具体的には、例えば、プリンタ制御部２５３は、ゼロクロス信号検出に同期してＰＷＭのカウンタをセットもしくはリセットする等の方法を取ることも可能である。また、プリンタ制御部２５３は、ゼロクロス信号に同期させたＰＬＬ回路（位相同期回路）によるクロックを入力としたＰＷＭ信号を生成しても良い。また商用交流周波数は大きな変動はないので、プリンタ制御部２５３では、フィルタを設けてゼロクロスタイミング以外に入力される信号を排除しでも良い。

以上のように、低圧電源２６０（ゲートドライブ回路３０２）では、ＰＷＭ信号のデューティを可変とすることにより、スイッチ手段３２５をＯＮ状態とする位相角を可変（制御）することが可能となる。

図５、ＭＯＳＦＥＴ３２１に係る各波形の観測結果（計測器を用いた実際の計測結果）について示した図である。

図５では、ＭＯＳＦＥＴ３２１のドレイン電圧、ＭＯＳＦＥＴ３２１のドレインからハロゲンヒーター３２７に流れる電流（以下、「ヒーター電流」と呼ぶ）、ＭＯＳＦＥＴ３２１のソースとゲートとの電位差（以下、「ソース電位相対ゲート電圧」と呼ぶ）、及びＰＷＭ出力（ＰＷＭ信号）の波形をしめしたタイミングチャートとして示している。

図５に示すように、ＰＷＭ出力に対して、遅延回路３０７のＲＣ（１００ｋΩ抵抗３０８、及び３３００ｐＦコンデンサ３０９）により立ち上がりが鈍った信号が、ゲートドライブ回路から出力され、ＭＯＳＦＥＴ３２１、３２３のゲートに印加される。図５に示すように、ＭＯＳＦＥＴ３２１、３２３のゲート電圧は出力飽和電圧の９０％時点でＰＷＭ出力の立ち上がりエッジから２３２μｓｅｃのポイントとなった。

図６は、ＭＯＳＦＥＴ３２１（ＳｉＣ ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ）の特性を計測器（カーブトレーサ）で実際に測定した波形を示した図である。

図６の計測結果から、ＭＯＳＦＥＴ３２１のゲート電圧が５Ｖの時はドレイン電流は２００ｍＡ強であり、ドレインソース電圧が高くなっても電流は増加しないことがわかる。また、図６の計測結果から、ゲート電圧が５Ｖから１Ｖ上昇する毎に、ドレイン電流は増加してゆくことがわかる。さらに、図６の計測結果から、ＭＯＳＦＥＴ３２１（ＳｉＣ ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ）では、この特性からゲート電圧を緩やかに上昇させた場合にドレイン電流も緩やかに上昇することが分かる。すなわち、ＭＯＳＦＥＴ３２１（ＳｉＣ ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ）では、ドレイン電流（ヒート電流）がゲート電圧により制限された場合、ドレイン電流増加に伴ってドレインソース間電圧が上昇する。その結果、ハロゲンヒーター３２７に印加される電圧が相対的に低下し、ヒーター電流が制限されることになる。

そして、図５に示すように、ＭＯＳＦＥＴ３２１では、ゲート電圧の立ち上がりを緩やかにするとハロゲンヒーター３２７に流れる電流の立ち上がりエッジが鈍る。通常のゲートドライブ回路はゲート電圧の立ち上がりを急峻にしてＦＥＴの損失を少なくするように動作させる。これに対して、この実施形態では、逆にＭＯＳＦＥＴ３２１、３２３の損失を増加させて電流変化を鈍くさせる構成としている。通常、ＦＥＴのスイッチング周波数は通常ｋＨｚオーダー、それも数十〜数百ｋＨｚとなるとスイッチング損失も無視出来ない程大きくなる。これに対して、この実施形態では、ＭＯＳＦＥＴ３２１、３２３のスイッチング周波数は１００Ｈｚもしくは１２０Ｈｚという商用交流周波数の２倍の低速であるので、極度に高い損失（熱量）が発生することはないため、このような制御が可能となる。

次に、ＰＷＭ信号のデューティを変化させた場合のＭＯＳＦＥＴ３２１に係る各信号の波形について説明する。

図７〜図１３は、ＰＷＭ信号のデューティ（オンデューティ）を０％〜１００％の間で変化（概ね４％又は５％単位で変化）させた場合のＭＯＳＦＥＴ３２１に係る各信号の波形の観測結果を示した図である。図７〜図１３では、ＰＷＭ信号のデューティ（オンデューティ）ごとに、ＭＯＳＦＥＴ３２１のドレイン電圧、ヒーター電流、ゲート電圧、及びＰＷＭ信号の電圧（ＰＷＭ電圧）の各波形について示している。

図７（ａ）〜図７（ｄ）では、それぞれＰＷＭオンデューティ０％、６％、１０％、１４％の場合の各波形について示している。図８（ａ）〜図８（ｄ）では、それぞれＰＷＭオンデューティ２２％、２６％、３０％、３４％の場合の各波形について示している。図９（ａ）〜図９（ｄ）では、それぞれＰＷＭオンデューティ３４％、３９％、４３％、４７％の場合の各波形について示している。図１０（ａ）〜図１０（ｄ）では、それぞれＰＷＭオンデューティ５１％、５５％、５９％、６３％の場合の各波形について示している。図１１（ａ）〜図１１（ｄ）では、それぞれＰＷＭオンデューティ６７％、７１％、７５％、８０％の場合の各波形について示している。図１２（ａ）〜図１２（ｄ）では、それぞれＰＷＭオンデューティ８４％、８８％、９２％、９６％の場合の各波形について示している。図１３では、ＰＷＭオンデューティ１００％の場合の各波形について示している。

次に、上述の図７〜図１３で示した波形の一部の詳細波形を図１４〜図１６に示す。図１４〜図１６は、ＰＷＭ信号のデューティ（オンデューティ）を１０％〜５５％の間で変化（概ね４％単位で変化）させた場合のＭＯＳＦＥＴ３２１に係る各信号の波形の詳細な観測結果を示した図である。図１４〜図１６では、ＰＷＭ信号のデューティ（オンデューティ）ごとに、ＭＯＳＦＥＴ３２１のドレイン電圧、ヒーター電流、ゲート電圧、及びＰＷＭ信号の電圧（ＰＷＭ電圧）の各波形の詳細について示している。なお、図１４〜図１６に示す観測結果では、ゲート電圧波形については差動プローブにより測定した結果となっている。

図１４（ａ）〜図１４（ｄ）では、それぞれＰＷＭオンデューティ１０％、１４％、１８％、２２％の場合の各波形について示している。図１５（ａ）〜図１５（ｄ）では、それぞれＰＷＭオンデューティ２６％、３０％、３４％、３９％の場合の各波形について示している。図１６（ａ）〜図１６（ｄ）では、それぞれＰＷＭオンデューティ４３％、４７％、５１％、５５％の場合の各波形について示している。

プリンタエンジン制御部２５３は、例えば、コールドスター卜時のハロゲンヒーター３２７温度が低い状態では低デューティで導通を開始するようにしてもよい。そして、プリンタエンジン制御部２５３は、ハロゲンヒーター３２７の抵抗値が温度上昇によって低下した後、高デューティ領域でデューティを可変して温度制御を行うようにしてもよい。具体的には、プリンタエンジン制御部２５３は、例えば、コールドスタート時はデユーティ２５％で通電を開始し、所定時間後に４０〜１００％の範囲にてデューティを可変するように制御してもよい。ＰＷＭ信号はプリンタエンジン制御部２５３のデジタル回路により所定のオンデューティで生成される。例えば、プリンタエンジン制御部２５３が、８ｂｉｔの分解能でＰＷＭ信号のオンデューティを設定可能な場合には２５６段階でオンデューティの設定が可能となる。また、例えば、プリンタエンジン制御部２５３が、１６ｂｉｔの分解能でＰＷＭ信号のオンデューティを設定可能な場合には６５５３６段階でオンデューティの設定が可能となる。

以上のように、画像形成装置１０１では、ＰＷＭ信号のオンデューティについては使用するハロゲンヒーター３２７の特性により適宜実装に合わせて調整することが可能である。またＰＷＭ信号のオンデューティと位相角（スイッチ手段３２５をオン状態とする位相角）の関係についても回路遅延（遅延回路３０７の回路定数によって定まる遅延）の影響を受けるが、プリンタエンジン制御部２５３のファームウェアにより適宜調整することが可能である。

この実施形態では従来トライアックを用いる場合にヒーターに直列に挿入するノーマルモード（ディファレンシャルモード）チョークコイルを実装しない状態で説明したが、チョークコイルを併用して電流をトランジスタとコイル双方で、制限しても良い。この実施形態では５００Ｗのヒーターに適用した場合で説明したが、ヒーターのワッテージが高くなると電流の絶対値が大きくなることによりトランジスタの損失を用いた電流制限では不足する場合がある。併用する場合にはコイル鳴きを抑える場合には電流変化をさらに緩やかにした方が効果がある。コイル鳴きはコイルに流れる電流の最大値の影響が大きいのでヒーターのワッテージに応じて適宜実験等により決定すれば良い。

また、第１の実施形態では、チョークコイルを併用（挿入）した場合でも位相制御時に発生するコイルの鳴きを防止することが可能となった。

なお、第１の実施形態では、トライアックを用いる場合にヒーター（ハロゲンヒーター３２７）に直列に挿入するノーマルモード（ディファレンシャルモード）チョークコイルを実装しない状態で説明したが、チョークコイルを併用してヒーター電流をスイッチ手段３２５のトランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ３２１、３２３）とチョークコイルの双方で、制限する構成としてもよい。

さらに、第１の実施形態では、ヒーターとして５００Ｗのハロゲンヒーター３２７を適用する例について説明したが、ヒーターのワッテージが高くなるとヒーター電流の絶対値が大きくなることにより、トランジスタ（スイッチ手段３２５のＭＯＳＦＥＴ３２１、３２３）の損失を用いた電流制限では、ヒーター電流の立ち上がりの制限が不足する場合がある。例えば、上述のように、チョークコイルを併用する際に、当該チョークコイルのコイル鳴きを抑える場合には、ヒーター電流の電流変化をさらに緩やかにした方が効果がある。チョークコイルのコイル鳴きはチョークコイルに流れる電流の最大値の影響が大きいのでヒーターのワッテージに応じて適宜実験等により決定するようにすれば良い。

（Ａ−３）第１の実施形態の効果
第１の実施形態によれば、以下のような効果を奏することができる。

第１の実施形態では、スイッチング手段３３４においてＭＯＳＦＥＴ３２１、３２３（ＳｉＣ ＭＯＳＦＥＴトランジスタ）を用いてヒーター電流をスイッチングすることにより、ＭＯＳＦＥＴ３２１、３２３で発生する損失（トランジスタのオン時の損失）を利用して、ヒーター電流の立ち上がり（突入電流）を緩やかにしている。これにより、第１の実施形態では、従来トライアックを用いた電力制御に必要であったノーマルモードチョークコイルを実装しなくとも伝導ノイズレベルを下げることが出来、チョークコイルの鳴きによるユーザーの不快感を排除することが可能となった。電圧／電流波形は一般的にｎ次高調波の合成で表されるが、傾きが急になるほどｎ次高調波が多くなりピーク値が増えることになる。ヒーター電流についても傾きが急になるほど、ｎ次高調波が増えることによりピーク電流値が増え、傾きが緩やかになればｎ次高調波が減り、ピーク電流値が減ることになる。したがって第１の実施形態では、ヒーター電流の傾き（立ち上がり）を緩やかにすることにより、チョークコイルで低減される高調波成分やチョークコイルに作用するピーク電流が減り、チョークコイルの振動が減ることで、コイル鳴き等を低減することができる。

また、第１の実施形態では、位相制御によるコイル鳴き、伝導ノイズの影響が低減したことによりハロゲンヒーター３２７を用いた温度制御時も常に位相制御を利用出来るようになった。さらに、第１の実施形態では、チョークコイルを併用（挿入）した場合でも位相制御時に発生するコイルの鳴きを防止することが可能となった。

（Ｂ）第２の実施形態
以下、本発明による電力制御装置及び画像形成装置の第２の実施形態を、図面を参照しながら詳述する。

（Ｂ−１）第２の実施形態の構成
以下では、第２の実施形態の画像形成装置１０１について、第１の実施形態との差異部分を説明する。第２の実施形態の画像形成装置１０１では、低圧電源２６０以外の構成要素については同様の構成となっている。

図１７は、第２の実施形態の低圧電源２６０の内部構成の例について示した説明図であり、上述の図１と同一又は対応する部分には、同一又は対応する符号を付している。

第２の実施形態の低圧電源２６０では、スイッチ手段３２５で用いられるトランジスタの種類が異なっている。具体的には、第２の実施形態のスイッチ手段３２５では、ＭＯＳＦＥＴ３２１、３２３（ＳｉＣ ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ）が、ＩＧＢＴ絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）であるトランジスタ１３２１、１３２３に置き換わっている。なお、この実施形態の例では、トランジスタ１３２１、１３２３として、富士電機製ＦＧＷ５０Ｎ６０ＨＤを適用した。

そして、第２の実施形態では、スイッチ手段３２５で用いられるトランジスタの特性変更に伴って、遅延回路３０７に適用される回路定数（ＲＣ）も調整されている。具体的には、第２の実施形態の遅延回路３０７では、３３００ｐＦコンデンサ３０９が、０．０１μＦコンデンサ１３０９に置き換わっている。

（Ｂ−２）第２の実施形態の動作
次に、以上のような構成を有する第２の実施形態の画像形成装置１０１（低圧電源２６０）の動作について説明する。

上述の通り、第２の実施形態では、低圧電源２６０のみが第１の実施形態と異なる。したがって、以下では、第２の実施形態の低圧電源２６０内部の動作について、第１の実施形態との差異部分のみを説明する。具体的には、以下では、ＳｉＣ ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴであるＭＯＳＦＥＴ３２１、３２３が、ＩＧＢＴ絶縁ゲートバイポーラトランジスタであるトランジスタ１３２１、１３２３に置き換わった場合の特性変化を中心に説明する。

図１８は、トランジスタ１３２１、１３２３（ＩＧＢＴ絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）の特性を計測器（カーブトレーサ）で実際に測定した波形を示した図である。

図１８に示すように、第２の実施形態の第１のトランジスタ１３２１、１３２３は、第１の実施形態のＭＯＳＦＥＴ３２１、３２３（ＳｉＣ ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ）に対してゲート電圧変化による電流特性変化が異なっている。そのため、第２の実施形態では、第１の実施形態の遅延回路３０７における３３００ｐＦのコンデンサ３０９を、０．０１μＦのコンデンサ１３０９に置き換え、トランジスタ１３２１、１３２３のゲート電圧立ち上がりをさらに緩やかにしている。

その結果、第２の実施形態でも、第１の実施形態と同様に、ＰＷＭ信号のデューティと位相角の対応が変化する。第２の実施形態でも、第１の実施形態と同様に、プリンタエンジン制御部２５３の処理（例えば、ファームウェア等による処理）によってＰＷＭ信号のデューティと位相角の対応を調整するようにしてもよい。

次に、ＰＷＭ信号のデューティを変化させた場合のトランジスタ１３２１に係る各信号の波形について説明する。

図１９〜図２４は、ＰＷＭ信号のデューティ（オンデューティ）を１０％〜１００％の間で変化（概ね４％又は５％単位で変化）させた場合のトランジスタ１３２１に係る各信号の波形の観測結果を示した図である。図１９〜図２４では、ＰＷＭ信号のデューティ（オンデューティ）ごとに、トランジスタ１３２１のドレイン電圧、ヒーター電流、ゲート電圧、及びＰＷＭ信号の電圧（ＰＷＭ電圧）の各波形について示している。

図１９（ａ）〜図１９（ｄ）では、それぞれＰＷＭオンデューティ１０％、１４％、１８％、２２％の場合の各波形について示している。図２０（ａ）〜図２０（ｄ）では、それぞれＰＷＭオンデューティ２６％、３０％、３４％、３９％の場合の各波形について示している。図２１（ａ）〜図２１（ｄ）では、それぞれＰＷＭオンデューティ４３％、４７％、５１％、５５％の場合の各波形について示している。図２２（ａ）〜図２２（ｄ）では、それぞれＰＷＭオンデューティ５９％、６３％、６７％、７１％の場合の各波形について示している。図２３（ａ）〜図２３（ｄ）では、それぞれＰＷＭオンデューティ７５％、８０％、８４％、８８％の場合の各波形について示している。図２４（ａ）〜図２４（ｄ）では、それぞれＰＷＭオンデューティ９２％、９６％、１００％の場合の各波形について示している。

図２５〜図３０は、ＰＷＭ信号のオンデューティごとに、ハロゲンヒーター３２７の部分のみ（上述の図１７で示した回路部分のみ）を用いて測定した伝導ノイズ測定結果を示す。図２５〜図３０は、それぞれ、オンデューティ１８％、３４％、５１％、６７％、８４％、１００％の場合の伝導ノイズ測定結果を示している。図２５〜図３０では、各デューティにおけるＰＷＭ信号の周波数ごとの伝導ノイズ測定結果を示している。また、図２５〜図３０では、ＶＣＣＩ ＣｌａｓｓＢにおけるノイズレベルの基準となる境界線も示している。例えば、ＶＣＣＩ ＣｌａｓｓＢにおけるノイズレベルの基準を採用するとすれば、伝導ノイズ測定結果が当該基準以下で、且つ、十分なマージン（例えば、６ｄｂ程度）を確保できれば、低圧電源２６０の設計上、ハロゲンヒーター３２７に係るノイズレベルは問題がないことになる。図２５に示すように１８％程度の低いデューティを適用した場合には、ＰＷＭ信号の周波数によっては伝導ノイズ測定結果は６ｄｂ以下のマージンしか確保できないことになる。しかしながら、ある程度高いデューティ（例えば、図２６〜図３０に示す３４％程度以上のデューティ）を適用すれば、ＰＷＭ信号の周波数に関わらず、実質６ｄＢ以上のマージンが確保出来ることがわかる。

（Ｂ−３）第２の実施形態の効果
第２の実施形態によれば、以下のような効果を奏することができる。

第２の実施形態では、スイッチング手段３３４で用いるトランジスタを、ＩＧＢＴ絶縁ゲートバイポーラトランジスタに置き換えても、第１の実施形態と同様に、トランジスタで発生する損失（トランジスタのオン時の損失）を利用して、ヒーター電流の立ち上がり（突入電流）を緩やかにしている。また、第２の実施形態では、従来トライアックを用いた制御の場合に必要であったノーマルモードチョークコイルを使用しなくとも、伝導ノイズレベルをＶＣＣＩクラスＢ規制値以下にすることが可能となった。

（Ｃ）他の実施形態
本発明は、上記の各実施形態に限定されるものではなく、以下に例示するような変形実施形態も挙げることができる。

（Ｃ−１）上記の各実施形態では、スイッチング手段３３４の負荷としてハロゲンヒーター３２７を適用する例について示したが、その他のヒーター（例えば、セラミックヒーター等）にも適用可能である。

また、上記の各実施形態では、本発明の電源制御装置及び画像形成装置をカラープリンタに適用する例について示したが、モノクロプリンタ、複写機（コピー機）、複合機、ＦＡＸ等の他の画像形成施装置に適用するようにしてもよい。

（Ｃ−２）図１に示す第１の実施形態のスイッチング手段３２５について、図３１に示すスイッチング手段３３２５のように、ダイオードブリッジ３３２４等を用いてスイッチ素子（ＭＯＳＦＥＴ）の数を低減するようにしてもよい。これにより、第１の実施形態において、スイッチング手段のコスト低減することができる。また、第２の実施形態についても同様に、図１７のスイッチング手段３２５を図３２に示すスイッチング手段３３２５のようにダイオードブリッジ３３２４等を用いてスイッチ素子（絶縁バイポーラトランジスタ）の数を低減するようにしてもよい。

１０１…画像形成装置、Ｐ…用紙、１０２Ｋ、１０２Ｙ、１０２Ｍ、１０２Ｃ……現像器、１０３Ｋ、１０３Ｙ、１０３Ｍ、１０３Ｃ…ＬＥＤヘッド、１０４Ｋ、１０４Ｙ、１０４Ｍ、１０４Ｃ…トナーカートリッジ、１０６…転写ベルト駆動ローラ、１０７…転写ベルト従動ローラ、１０８…転写ベルト、１１１…転写ベルトクリーニングブレード、１１２…転写ベルトクリーナ一容器、１１３…用紙カセット、１１４…ホッピングローラ、１１６、１１７…レジストローラ、１１８…定着器、１１８ａ…加熱ローラ、１１８ｂ…押圧ローラ、１１９…用紙ガイド、１３２Ｋ、１３２Ｙ、１３２Ｍ、１３２Ｃ…感光体ドラム、１３３Ｋ、１３３Ｙ、１３３Ｍ、１３３Ｃ…供給ローラ、１３４Ｋ、１３４Ｙ、１３４Ｍ、１３４Ｃ…現像ローラ、１３６Ｋ、１３６Ｙ、１３６Ｍ、１３６Ｃ…帯電ローラ、１３７Ｋ、１３７Ｙ、１３７Ｍ、１３７Ｃ…クリーニングブレード、１０５Ｋ、１０５Ｙ、１０５Ｍ、１０５Ｃ…転写ローラ、１４０…用紙検出センサ、２５０…ホストインターフェース部、２５１…コマンド／画像処理部、２５２…ＬＥＤヘッドインターフェース部、２５３…プリンタエンジン制御部、２６０…低圧電源、２８０…高圧発生部、２５４…ホッピングモータ、２５５…レジストモータ、２５６…ベルトモータ、２５７…定着器ヒーターモータ、２５８…ドラムモータ、２５９…定着器ヒーター、２６０…低圧電源、２６５…サーミスタ、２８０…高圧発生部、３０１…ＤＣ−ＤＣコンバータ、３０２…ゲートドライブ回路、３０３…フォトカプラ、３０４…５．１ｋΩ抵抗、３０５…ＮＰＮトランジスタ、３０６…５．１ｋΩ抵抗、３０７…遅延回路、３０８…１００ｋΩ抵抗、３０９…３３００ｐＦコンデンサ、３１０…ＮＰＮトランジスタ、３１１…ＰＮＰトランジスタ、３１２…５．１ｋΩ抵抗、３１３…２．７ｋΩ抵抗、３１４…１０Ｖツェナーダイオード、３１５…３００Ω抵抗、３１６…２０Ｖツェナーダイオード、３１７…１０Ｖツェナーダイオード、３１８…３００Ω抵抗、３１９…２０Ｖツェナーダイオード、３２０…１０Ｖツェナーダイオード、３２１、３２３…ＭＯＳＦＥＴ、３２２…ダイオード、３２４…ダイオード、３２５…スイッチ手段、３２７…ハロゲンヒーター、３２８…フォトカプラ、３２９…ＤＣ出力、３３０…ＤＣ出力、３３１…ＤＣ−ＤＣコンバータ、３３２…整流回路、３３３…トランス、３３４…スイッチング手段、３３５…コンデンサ、３３６…ブリッジダイオード、３３７…ゼロクロス検出回路、３２８…フォトカプラ、３３７…ゼロクロス検出回路、３３８…コモンモードチョークコイル、３３９…スイッチ、３４１、３４２、３４３…コンデンサ、３４０…１００Ｖ交流電源。

Claims (7)

1. ヒーターに供給する電力を制御する電力制御装置において、
   シリコンカーバイトパワーＭＯＳＦＥＴを用いて、商用交流電源から前記ヒーターへの電力供給をスイッチングするスイッチング手段と、
   前記商用交流電源のゼロクロスタイミングと同期したタイミングの駆動パルスで、前記スイッチング手段の前記シリコンカーバイトパワーＭＯＳＦＥＴを駆動する駆動手段と、
   第１のラインと第２のラインの間に電源を供給するＤＣ電源とを備え、
   前記駆動手段は、第１のトランジスタと、第２のトランジスタと、遅延回路とを備え、前記第１のトランジスタは前記駆動パルスの立ち上がり時に前記遅延回路を介した前記駆動パルスに基づくゲートドライブ信号を前記シリコンカーバイトパワーＭＯＳＦＥＴに供給し、前記第２のトランジスタは前記駆動パルスの立下り時に前記遅延回路を介さない前記駆動パルスに基づくゲートドライブ信号を前記シリコンカーバイトパワーＭＯＳＦＥＴに供給し、
   前記駆動パルスは、前記商用交流電源の２倍の周波数で、且つ、オンデューティが可変であり、
   前記第１のトランジスタは、ベースとは異なる端子で、前記第１のラインと前記第２のトランジスタとの間に接続されており、
   前記第２のトランジスタは、ベースとは異なる端子で、前記第２のラインと前記第１のトランジスタとの間に接続されており、
   前記遅延回路は、前記第１のトランジスタのベースと前記第２のトランジスタのベース間に接続された抵抗と、前記抵抗の前記第２のトランジスタ側の端子と前記第２のラインとの間に接続されたコンデンサを有し、
   前記第１のトランジスタのベースと前記遅延回路の前記抵抗との間の接続点に前記駆動パルスが供給されており、
   前記第１のトランジスタと前記第２のトランジスタとの間の接続点から前記シリコンカーバイドパワーＭＯＳＦＥＴ側へゲートドライブ信号を供給する
   ことを特徴とする電力制御装置。
2. 前記スイッチング手段は、２つのシリコンカーバイトパワーＭＯＳＦＥＴを備え、前記２つのシリコンカーバイトパワーＭＯＳＦＥＴは、互いの導通方向が逆向きになるように接続されていることを特徴とする請求項１に記載の電力制御装置。
3. 前記ヒーターはハロゲンヒーターであることを特徴とする請求項１又は２に記載の電力制御装置。
4. 前記ヒーターはセラミックヒーターであることを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載の電力制御装置。
5. 前記シリコンカーバイトパワーＭＯＳＦＥＴによる前記ヒーターへの導通期間は任意の位相角から前記商用交流電源のゼロクロスタイミングまでの間とすることを特徴とする請求項１〜４のいずれかに記載の電力制御装置。
6. 前記遅延回路は、前記抵抗と前記コンデンサにより前記シリコンカーバイトパワーＭＯＳＦＥＴのゲート駆動電圧の傾きを緩やかにすることを特徴とする請求項１〜５のいずれかに記載の電力制御装置。
7. ヒーターを用いて、現像剤像が転写された媒体を定着させる定着部と、前記ヒーターに供給する電力を制御する電力制御装置とを備える画像形成装置において、前記電力制御装置として請求項１〜６のいずれかに記載の電力制御装置を適用したことを特徴とする画像形成装置。

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